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JAHRBUCH 1991 


("■pF) 


Siebfaktor LC- Glied 


m 600 7 000 
Siebfaktor K 


RC (kß-f/F) 


Siebfaktor RC-Glied 


Siebfaktor K 


Elektronisches Jahrbuch 
für den Funkamateur 1991 


Herausgeber: Obering. Karl-Heinz Schubert 
Y21XE 


Elektronisches 
Jahrbuch 
für den 
Funkamateur 

1991 


Brandenburgisches 

Verlagshaus 


Manuskripte 

zur Veröffentlichung im Elektronischen Jahrbuch senden 
Sie bitte direkt an die Anschrift des Herausgebers: 

Obering. Karl-Heinz Schubert 
Grünstraße 12 
Neuenhagen 
1272 


Schubert, Karl-Heinz: 

Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1991.- 
Berlin: Brandenburg. Verl.-Haus, 1990.- 
288 S.: 209 Bilder - (Jahrbücher) 

ISSN 0424-8678 
ISBN 3-327-00937-6 

1. Auflage, 1990 

(c) Brandenburgisches Verlagshaus, Berlin 1990 

Printed in the German Democratic Republic 

Gesamtherstellung: Graphischer Großbetrieb Pößneck GmbH 

Lektor: Wolfgang Stammler 

Zeichnungen: Heinz Grothmann 

Illustrationen: Harri Förster 

Typografie: Ingeburg Zoschke 

Redaktionsschluß: 15. Februar 1990 

LSV 3535 

Bestellnummer: 747 324 3 


Inhaltsverzeichnis 


1 Leipziger Frühjahrsmesse 1990 . 9 

2 High-Tech-Nabel der Welt für 8 Tage im Jahr. 19 


Wissenswertes über moderne Technik 


Andre Tatter 

3 Synchronsatelliten zur TV-Übertragung. 28 

Dipl.-Ing. Heinz Bergmann 

4 Zeitmultiplexverfahren für das Fernsehen. 38 

Dipl.-Ing. Gustav Westphal 

5 Antennen am Flugzeug. 50 

Dipl.-lng. Heinz Bergmann 

6 Verarbeitung, Speicherung und Übertragung digitaler Tonsi¬ 
gnale . 62 


Neue Bauelemente der Elektronik 

7 Audiovisuelle Steckverbindungen . 73 

Praxis der Mikrocomputertechnik 

Dr.-lng. Werner Domschke 

8 Ein Blick in das Innere von FORTH. 83 


5 


Dr. -Ing. Werner Domschke 

9 Der Kleincomputer KC compact . 90 

Michael Schulz 

10 Löten am Heimcomputer - Tips und Kniffe. 95 

Dipl.-Ing. Jan Bleiß - Y24UO 

11 Laufzeittester für Z 80-Maschinenprogramme.105 

Hans-Peter Falken 

12 »REMKILL« - ein Maschinenkodeprogramm in einer nachlad¬ 
baren BASIC-Zeile.113 

Moderne Technik für den Funkamateur 

Siegmar Henschel - Y22QJS 

13 Transistor-Leistungsverstärkerstufen für den VHF/UHF-Be- 

reich .118 

Max Pemer - Y2IUO 

14 Bildübertragung durch SSTV.142 

15 Schaltungsideen für den Funkamateur.155 

Dr. Walter Rohländer - Y220H 

16 Tips für den experimentierfreudigen Funkamateur.165 

Ing. Frank Sichla -Y51UO 

17 Sprachaufbereitung - eine Übersicht.177 

Dipl.-Ing. Fritz Traxler - Y21RD 

18 Schmalbandiges HF-Filter für 200 kHz.189 

Dr. Walter Rohländer - Y220H 

19 Blick in den Antennenwald.196 

20 Mehrbandvariante der »Lazy-Loop«-Antenne.211 

Bauanleitungen für den Elektronikamateur 

Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE 

21 Internationale Schaltungsrevue »Amateurfunk« ..216 

Dipl. -Ing. Bernd Mager 

22 Temperaturregler mit dem B 555 D .229 


6 


Wolf gang Muckisch 

23 Temperaturregler mit dem A 302 D .233 

Michael Schulz 

24 Watt wollen Sie? 20 Watt aus der Streichholzschachtel.236 

Aldo Thiel 

25 Lichtmengenschalter für den Fotoamateur.243 

Ing. Frank Sichla - Y51UO 

26 Vielseitiger Impulsgenerator.246 

Ing. Dietrich Müller 

27 Der Ansteuerschaltkreis B 4002 D für Leistungstransistoren . . 250 
Harald Stahl 

28 UKW-Taschenempfänger mit dem R 283 D .255 

Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE 

29 Schaltungsrevue für Anfänger.258 

Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen 

Dipl.-Journ. Harry Radke 

30 Nicht im stillen Kämmerlein.274 

Anhang 

31 Neue Begriffe der Kommunikationstechnik (3).282 


7 


1991 


8 


Leipziger Frühjahrsmesse 
mit neuem Profil 


Als langjähriger Messe-Berichterstatter kam man sich im März 90 ein wenig 
neu in Leipzig vor. Nahezu jeder Quadratmeter der Messestadt war belegt 
von Ausstellern, die über das offizielle Programm hinaus gekommen waren, 
vornehmlich aus der Bundesrepublik. Als Ost-West-Drehscheibe hat Leip¬ 
zig eine völlig neue Bedeutung erlangt, die COCOM-Liste zerbröckelt, und 
besonders für die vielen High-Tech-Anbieter zwischen Tokio und Berlin ist 
der Osteuropa-Markt interessanter denn je, steht ihnen doch hier ein wahr¬ 
haft riesiges Interessentenpotential gegenüber. 


RFT vor dem Aus? 

Keinesfalls, wie der Pressereferent des Kombinats Rundfunk und Fernsehen, 
Jörg Mantzsch, versicherte. Das Kombinat setze in Zukunft vor allem auf 
seine gut ausgebaute und profilierungsfähige Fernsehgeräte-Produktion. Da 
man nunmehr in der Lage ist, sich seine Zulieferer und Komponentenpro¬ 
duzenten selbst auszusuchen, also vom Inner-DDR-Angebot unabhängig 
ist, wird die Fernsehgeräteproduktion effektiver und schneller den aktuellen 
Trends folgen können. Die Signalverarbeitung entspricht in vielen Parame¬ 
tern dem internationalen Spitzenniveau, durch Einsatz der neuen IS-Reihe 
wird aus der »guten alten« PIL-Röhre, die durchaus international noch 
nicht »out« ist, wie das Angebot auch renommierter Firmen beweist, das 
letzte an Farbreinheit und Schärfe herausgeholt. Die Chassis der 4. Genera¬ 
tion sind zu 70% SMD-bestückt, was hohe Fertigungseffizienz bedeutet, 
und für den Einsatz moderner Features vorbereitet. So wird auch in Staß¬ 
furt an D2-MAC gedacht. Auf der Messe waren zahlreiche Varianten von 
51- und 67-cm-Geräten, aber auch die 70-cm-Bildschirmdiagonale zu se¬ 
hen. Das Design entsprach dem internationalen Standard, die Geräte waren 


9 


Bild 1 Der A TARI-Portfolio ist ein Pocket-Computer-ähnlicher MS-DOS-kompatibler 
Mini-PC auf Basis des 80 C 88 von Intel mit 4,97 MHz Taktfrequenz, bis 
640 KByte Arbeitsspeicher und einem LC-Display nach MDA-Standard mit 8 Zeilen 
zu 40 Zeichen. Die Tastatur ist im PC-Layout ausgeführt, Inlerface-Steckmodule 
ermöglichen den Anschluß an Drucker, PCs und andere Peripheriegeräte (Foto: 
Werkfoto) 

entweder im Monitor-Look oder im Standard-Stereo-Look mit nach vom 
strahlenden Lautsprechern beiderseits der Bildröhre ausgeführt. Das rege 
Interesse der Messebesucher ließ darauf schließen, daß für diese Geräte 
durchaus Bedarf besteht, der Kunde honoriert Qualität, nur muß sie er¬ 
reichbar und bezahlbar sein, das wohl größte Problem im Frühjahr 90. Dort 
waren im Handel lediglich der COLOR 40 und Reste (?) der Colormal-Colo- 
reK-Reihe erhältlich. 

Herr Mantzsch schätzte die Markfahigkeit der RFT-Fernsehgeräte so ein, 
daß RFT zwar international kein Markenzeichen im Sinne von Grundig 


10 


oder Sanyo ist, aber das Warenzeichen RFT durchaus auf vielen Märkten 
konkurrenzfähig ist, wie der Absatz besonders von Fernsehgeräten beweist. 
Auf Grund der o. g. Fertigungsstrategien wird man künftig auch in der Lage 
sein, wesentlich preiswerter als jetzt anzubieten. Durch Restriktionen und 
falsche Zielvorgaben habe man auch bisher seine Kräfte zersplittert, es war 
einfach nicht möglich, eine solche Breite von Heimelektronik im modern¬ 
sten Gewand anbieten zu können, dazu gab es früher krasse Fehlentschei¬ 
dungen, etwa das Prinzip, alles selbst machen zu wollen in einer Zeit, in der 
internationale Kooperation schon längst jedes Hegemonieprinzip weit hin¬ 
ter sich gelassen hatte. 

Die Kassettenrecorderproduktion stagniert total, sie hat keine Zukunft 
bei RFT, erste Ergebnisse dieses Schlusses waren auf der Messe zu sehen. 
Unmittelbar vor der Messe gab es die Gründung einer GmbH zwischen 
RFT und einer Lübecker Vertriebsfirma. Diese GmbH ermöglicht nun die 
Präsentation von Videorecordern, CD-Playern und Radiorecordern auslän¬ 
discher Herkunft unter dem Label RFT in der DDR. Die Lübecker Firma 
sichert als Gegenleistung den Absatz der RFT-Geräte in der BRD. 

Im Sinne der Profilierung der DDR-Heimelektronik-Produktion ist auch 
das Privatisierungsbestreben einiger Firmen zu sehen. Älteren Lesern sagt 
sicher der Markenname HELI noch etwas. Dieser verstaatlichte Betrieb pro¬ 
duzierte die ersten und bis heute mit gutem Ruf beleumdeten HiFi-Geräte 
in der DDR, und der hohe technische Standard der Geräte aus Limbach- 
Oberfrohna bzw. Stollberg setzt sich bis heute fort. Gerade die Firmenge¬ 
schichte solcher Firmen wie Braun oder Dual ist sicher ein Anreiz für mit¬ 
telständische Unternehmen, sich auf einem Marktsegment zu behaupten. 

Auch die Produktion von Lautsprechern und Lautsprecherboxen hat in 
unserem Lande einen hohen qualitativen Stand im Heimbereich erreicht 
und sollte nicht vernachlässigt werden. In Fürstenwalde und Leipzig sind 
gutklassige Produkte entstanden, man arbeitet vor allem bei Statron zielstre¬ 
big am Boxendesign und hat hier auch kommerzielle Erfolge in der BRD. 
Nun kommt es darauf an, marktfähig zu bleiben und gute Qualität auch zu 
gutem Preis zu verkaufen. 

Also kein Aus für RFT bei Einzug der Marktwirtschaft. Es sieht ganz so 
aus, als ob sich das Markenzeichen international behaupten kann, hoffent¬ 
lich künftig nicht nur als Vertriebsfirma von ausländischen Produkten, es 
wäre schade um das Können und das bisher in die Schublade verbannte In¬ 
novationsstreben der DDR-Techniker und Ingenieure. 

Erwähnenswert von der RFT-Exposition im Handelshof ist aber noch der 
aktive Einstieg in die Satellitentechnik durch RFT, hier repräsentiert durch 
eine Kopfstation für 100000 Teilnehmer, bereits in Dresden im Einsatz. Es 
ist einfach als tragisch anzusehen, daß diese Technik, die die Radeberger 
und Burgstädter offensichtlich nicht schlechter beherrschen als ihre Kolle- 


11 


Bild 2 Fotografieren und zu Hause am Fernsehgerät sofort ansehen, so leicht macht Canon 
mit seinem Still-Video-System das Fotografierhobby. Die Still-Video-Kamera 
ermöglicht Aufnahme und Abspielen einer bis zu 50 Aufnahmen speichernden 
Video-Floppy-Disk. Die Aufnahmen sind löschbar. Die Kamera ist über ein Interface 
leicht mit Computertechnik zur weiteren Bild- und Textverarbeitung (DTP) zu 
verbinden (Foto: Werkfoto) 


gen etwa bei Hirschmann und Kathrein , erst jetzt bei uns Fuß fassen kann. 
Außer für die Eigenversorgung auf dem DDR-Gebiet hat diese Anlage si¬ 
cher kaum eine Perspektive, es sei denn, man findet geschickte und fähige 
Exporteure ... 


Robotron - nun IBM-Tochter? 

Auch Robotron kooperiert nun mit einem renommierten Partner, mit Mo- 
ther Blue, dem IBM-Konzem. Robotron arbeitet vor allem als Distributor für 
IBM auf dem Gebiet der DDR, kann aber ganz sicher vor allem die Qualitä¬ 
ten seiner Programmierer ins Feld fuhren. Denn das einhellige Urteil der 
Computerwelt über die DDR-Programmierer läßt aufhorchen: Im zukunfts¬ 
trächtigen Betriebssystem UNIX sind sie Spitze, ganz einfach aus der Kala¬ 
mität der bisher fehlenden Hardware heraus waren diese gezwungen, hard¬ 
wareunabhängig zu programmieren, eine Programmierqualität, die wohl 
einmalig in der Welt ist und sich nun als äußerst vorteilhaft herausstellt. 
Als echtes UNIX-Sytem war in der DDR nur das mehr oder weniger inoffi¬ 
ziell entstandene P-8000-System verfügbar, das sich nun als der Wurf des 
KEAW herausstellt. Robotron stellte in Leipzig seinen ersten AT-Clone aus, 
den EC 1835. Unter heutigen Maßstäben eine sicher gute, aber viel zu späte 
Erscheinung auf unserem Computer-Markt. Dazu kommt spätestens bei der 
Preisbildung für den Anwender Angst auf. Wenn ich da allein an das Preis- 


12 


Verhältnis zwischen meinem A 7150 und dem danebenstehenden Turbo-XT 
aus Fernost denke, auf dem zudem das teure TEXT.40-System endlich wie¬ 
der in WordStar-gev/ohnit Geschwindigkeitsbereiche rückt ... Ansonsten 
präsentierte Robotron in einer wirklich repräsentativen Breite Softwarelö¬ 
sungen für nahezu alle Bereiche der Wirtschaft, vor allem auf den mittel¬ 
ständischen und Verwaltungsbereich orientiert. Der diesbezüglich angebo¬ 
tene Programmkatalog ist durchaus mit dem von ATARI für die 5T-Serie 
präsentierten Katalog vergleichbar. Daß dieses Engagement sich lohnt, zeigt 
die rege Resonanz von Computer-Anwendern auf dem Stand von Robotron 
während der CeBIT '90 in Hannover. Robotron zog aber in Leipzig noch 
einen bisher wenig beachteten Trumpf aus dem Ärmel - seine Drucktech¬ 
nikproduktion Für den low-cost- und Büro-Bereich. Ausdrücklich als Heim- 
computer-Drucker im Prospektmaterial angepriesen, bisher in keinem 
DDR-Computerladen gesichtet, der Thermodrucker K 6304. Er erfordert bei 
guten Leistungsdaten und erträglichem Schallpegel allerdings Spezialpapier 
bzw. Thermoabschmelzbandkassetten, traditionel! Engpässe solcher Druk- 
kerangebote. Sehr zu Unrecht im Verhältnis zu den Daten des Druckers, 
die eigentlich ein gutes Preis-Leistungsverhältnis vermuten lassen. Der 
Thermodruckkopf verfügt über 10 Heizpunkte, die Punkteteilung beträgt 
0,36 mm horizontal und vertikal, die Zeichenteilung 2,16 mm. Der Drucker 
kann 80 Zeichen je Zeile drucken und hat einen Zeichenvorrat von 96 Zei¬ 
chen. Die Interfaces sind zusätzlich zu erwerben und realisieren Centronics, 


Bild 3 Das erste Farb-Telefaxgerät der Well wurde in Hannover von Sharp vorgestellt. Für 
die Übertragung einer Farbseite benötigt das Gerät bei einer Auflösung von 400 dpi 
3 Minuten. Eine Festplatte dient als Zwischenspeicher (Foto: Werkfoto) 


13 


Bild 4 OKI zeigte eine ganze Palette von leistungsstarken Laserdruckem. Der OKIlaser 840 
(rechts im Bild) hat dabei noch die Option eines 2. Papierschachts, so daß große 
Mengen oder verschiedene Formate ohne »Nachladen« zu verarbeiten sind (Foto: 
Werkfoto) 


V.24, IFFS und Commodore. Das Ganze sollte eigentlich zu Heimcomputer¬ 
gemäßen Preisen anbietbar sein - aber wo? Eine Weiterentwicklung der 
K 6310-Reihe stellt der 9-Nadel-Drucker K 6319 dar. Heimcomputerbesit¬ 
zern ist diese Reihe wohl besser aus dem Re-Import als Präsident-Reihe be¬ 
kannt. Der 6319 druckt 100 Zeichen je Sekunde in unterschiedlichen Text- 
und Grafik-Modi und verarbeitet sowohl Einzelblätter als auch Endlos- und 
Rollenpapier mit Stachelwalze oder Traktor. Die Schnittstellen entsprechen 
denen des 6304. Ebenfalls als 9-Nadler, aber durch neue Optionen deutlich 
für den semiprofessionellen und professionellen Bereich deklariert, ist die 
K 6320-Reihe ausgelegt. Wesentlich sind hier die höhere Druckgeschwin¬ 
digkeit von 165 Zeichen je Sekunde, die echte NLQ-Raster-Einstellung von 
18 x 36 Punkten und die erweiterten Grafik-Druck (Plott-)Modi. Optional 
ist die Baureihe mit einem 6-KByte-Druckpuffer ausrüstbar, die Kompatibi¬ 
lität zu allen gängigen Rechnerklassen ist gesichert. Der Geräuschpegel hält 
sich mit 60 dBA in Grenzen, Flüsterer sind die Drucker damit aber nicht. 
Einen sehr publikumswirksamen Teil hatte Robotron mit seiner Schreibma¬ 
schinenexposition gestaltet. Neben bekannten Typen von elektronischen, 
elektrischen und mechanischen Schreibmaschinen waren zahlreiche neue 


14 


Typen zu sehen. Bei den elektronischen Schreibmaschinen ist deutlich in 
2 Klassen zu unterscheiden, in die der Büro-Schreibmaschinen und die der 
Kleinschreibmaschinen. Allesamt sind durch Typenrad-Technik gekenn¬ 
zeichnet, die eine recht große Variabilität in der Schriftgestaltung und eine 
stets exzellente Schriftqualität auszeichnet. 

Die Erika 600 7 hat einen 390-Zeichen-Speicher, der in bis zu neun Kurz¬ 
texte aufsplittbar ist. Durch den Einsatz zahlreich angebotener Module ist 
der Einsatz der Maschine als Speicher-Schreibmaschine (Memory-Modul), 
Fakturiermaschine und als Schönschreib-Computerdrucker (13 Z/s, 
RS 232, Centronics, Commodore) möglich. Zahlreiche Korrektur- und Edi¬ 
tierfunktionen ergänzen den gebotenen Bedienkomfort der Maschine, hier 
seien nur das automatische Zentrieren von Texten, das automatische Ein¬ 
rücken und das Unterstreichen genannt. Die Kompaktschreibmaschine 
Erika 6220 besticht durch ergonomisches Design und die Möglichkeit der 
Kontrolle aller Texte und Bedienhandlungen auf einem 4zeiligen 80stelli- 
gen LC-Display. Highlight dürfte aber der einstellbare automatische Zeilen¬ 
umbruch sein. Der Korrekturspeicher beträgt 16 KByte, die Schreibge¬ 
schwindigkeit, besonders beim Computer-Druck wichtig, ist hier auf 16 Zei¬ 
chen gesteigert, 9 unterschiedliche Schriftarten stehen zur Verfügung. 

Als Fortentwicklung der S 3000-Reihe ist die S 3016 zu verstehen. Eine 
löstellige LC-Anzeige ermöglicht Textkorrektur vor dem Druck, der Text¬ 
speicher beträgt eine A4-Seite. Natürlich ist auch die 3016 mit 12 Zei- 
chen/s als Computerdrucker einsetzbar. Dies ist mit der neuen Klein¬ 
schreibmaschine Erika 300 nicht möglich. Die Erika 300 bietet bei kompak¬ 
tem Aufbau viele der komfortablen Möglichkeiten der »größeren« Modelle 


Bild 5 

Von NEC stammt der 
24-Nadeldrucker Pinwri- 
ter P60: noch leiser, noch 
komfortabler in Bedie¬ 
nung und Entlastung des 
Rechners und mit verbes¬ 
sertem Schrift- und Gra¬ 
fikdruck (Foto: Werkfoto) 


15 


wie Korrekturspeicher (23 Z.), Halbschritt-Funktionen, Fettdruck, Unter¬ 
streichen und universelles Typenrad-Konzept. Die Farbgestaltung zielt 
wohl vor allem auf jugendliche Käuferkreise (z. B. Pink), diese werden aber 
sicher die fehlende Computerschnittstelle (obwohl sicher kein Problem, hier 
»haust« ja ebenfalls ein Einchipmikrorechner im Innern der Maschine) 
schmerzlich vermissen. Eigentlich schade, bei der erreichbaren Druckquali¬ 
tät dieser Maschinen gegenüber Nadeldruckem wäre gerade die Erika 300 
eine preiswerte Alternative in LQ für den, der vorwiegend Text, der in guter 
Schriftqualität vorliegen muß, verarbeitet. Der Verkaufserfolg der S 3004, 
sicher nicht nur ein Ausdruck des Druckermangels in der DDR, sollte dies 
eigentlich gelehrt haben. 


Leipzig international 

Die Dominanz der internationalen Computer-Anbieter warf in Leipzig 
schon einen Schatten der unmittelbar folgenden CeBIT in Hannover voraus, 
darum soll dieses Kapitel auch dem CeBIT -Bericht Vorbehalten bleiben. 
Widmen wir uns also vorwiegend der Unterhaltungselektronik und ihren 
Trends zur LFM. 90er Frühjahrsthema total in der DDR - das Satelliten¬ 
fernsehen. Hier hat sich die Rosenheimer Firma Kathrein eine gute Markt¬ 
position aus der Reihe der traditionellen Empfangsantennenanlagen-Her- 
steller heraus gesichert. In Leipzig war Kathrein mitten in der Stadt an einer 
Straßenecke präsent, übrigens dort sehr publikumswirksam plaziert. Man 
bietet das komplette Programm vom kleinen Parabolspiegel über Komplett¬ 
anlagen einschließlich Sat-Empfängern bis zur erforderlichen Meßtechnik 
an. Die Systeme sind modular ausbaubar und so jederzeit auf neue Anfor¬ 
derungen anpaßbar. Auch ein D2-MAC-Empfänger ist bereits im Angebot, 
ebenso wie die unterschiedlichsten LNCs zum Empfang der Programme al¬ 
ler über Europa stehenden oder erscheinenden Satelliten. 

Traditionell im Handelshof - Sony mit seinem breiten Unterhaltungs¬ 
elektronikangebot von der Childrens-line my first Sony bis zur hochprofes¬ 
sionellen Video 8-Technik, die - so ein Standbetreuer - eigentlich nur 
Sony richtig im Griff hat. Immerhin hat sich Sony konsequent dieser ex¬ 
trem kompakten Technik gewidmet und sie in diesem Jahr weiter verbes¬ 
sert, vor allem auf der Seite des Bandmaterials, vorgestellt. Das neue 
Hi8-Metal-E-Band ist ein vakuum-bedampftes Reineisenband, das eine 
hochfeine und bisher unerreicht gleichmäßige Magnetschicht enthält. Da¬ 
mit sind 5 dB Videosignalpegel-Gewinn zusätzlich drin, das sind auf die¬ 
sem Sektor Welten ... 

Für BC-DXer und teilweise auch für SWL interessant ist die ICF-Welt- 
empfänger-Serie. Dabei sticht besonders der ICF-Pro 70 hervor, ein Welt- 


16 


Bild 6 Speziell für den ATARI ST gedacht, aber mit entsprechender Software auch an 
andere Rechner ankoppelbar ist das CD-ROM-Laufwerk von ATARI. CD-ROMs 
finden eine immer weitere Verbreitung als Massenspeicher für große Datenmengen. 
So war der Messekatalog der CeBIT (etwa 1050 Seiten) bereits auf einer CD-ROM 
erhältlich (Foto: Werkfoto) 


empfänger der Spitzenklasse im Taschenformat. Hier einige technische Da¬ 
ten des Geräts: 150 kHz bis 21,6 MHz und 87,6 bis 108 MHz, PLL-Synthe- 
sizer-Tuner für alle Bereiche, SSB, Doppelsuper (AM), komfortable 
Scan-Funktionen, 40 Senderspeicher, Power-Backup für Senderspeicher, 
Uhr und diverses Zubehör wie z. B. Aktiv-Antenne. 

Eine ganze Etage im Leipziger Messeamt hatte die renommierte Musik- 
elektronik-Firma Yamaha inne. Hier konnte sich jeder selbst von den Quali¬ 
täten der ausgestellten Keyboards überzeugen. Dominant war die Porta- 
tone/PortaSound-Reihe. Die komfortabelsten Instrumente wie der PSS 80 
enthalten neben dem nun obligatorischen FM-Synthesizer gleich noch den 
kompletten Drumcomputer/composer und einen 2 x 5-Spur-Sequenzer. 
Damit sind unendliche Möglichkeiten zur Komposition eigener Werke, 
dem Speichern erarbeiteter Melodien und dem rationellen Life-Einsatz ge¬ 
geben. Auch sehr interessant: die Drum-Computer mit eingebauten an¬ 
schlagsdynamischen Pads. Hier kann man bis zu 98 PCM-Rhythmen belie¬ 
big mit eigenem Spiel mischen, über MIDI behandeln, abspielen und auf¬ 
nehmen. Der Höhepunkt der YamaAa-Exposition war aber zweifellos die 
Präsentation der ELECTONE, eines kompletten Orchesterinstruments im 
klassischen Orgelformat. In diesem Instrument war so ziemlich alles ver¬ 
eint, was sich ein Profi nur wünschen kann, einschließlich des selbst er¬ 
zeugten Woodstock-Beifalls-Fluidums, beeindruckend vorgeführt durch 
einen sehr versierten Musiker, der alle Soundeflfekte durch die perfekte 
Hilfe des Musikcomputers auch perfekt beherrschte. Im gleichen Trakt war 
auch Canon vertreten, schwerpunktmäßig mit Kopier- und Drucktechnik. 


17 


Vorwiegend FAX-Geräte und Bürokopierer fanden hier das Interesse des 
Publikums. Ein Spitzengerät war der Canon Fax 270, der Halbton-Vorlagen 
mit bis zu 64 weichen Graustufen wiedergeben kann. Damit sind auch feine 
Schriften auf farbigem Hintergrund sehr gut zu übertragen. Das Gerät er¬ 
möglicht weiter eine automatische Fehlerkorrektur von Übertragungsfeh¬ 
lem mit einem ähnlichen Verfahren wie dem Packet-Radio, das bei Funka¬ 
mateuren bekannt ist, indem fehlerhafte Blöcke so lange wiederholt werden, 
bis Fehlerfreiheit festgestellt ist. 

Der diesjährige Messe-Report kann nur ein sehr kleines Segment der 
breiten Elektronik-Ausstellungspalette beleuchten. Immerhin sind gerade 
die ausländischen Produkte für den DDR-Interessenten erreichbarer gewor¬ 
den, auch festzustellen daran, daß man sich im Gegensatz zu früheren Jah¬ 
ren um die potentiellen Kunden deutlich bemühte. So fehlten die früher 
üblichen Schilder an den Messekojen »Kein Prospektmaterial« und man 
setzte die potentiellen Kunden im persönlichen Gespräch gut über seine 
Offerten ins Bild. 

Die Bilder illustrieren weitere interessante Austellungsstücke der Elektro¬ 
nik-Expositionen aus aller Welt. 

Michael Schulz 


18 


High-Tech-Nabel der Welt 
für 8 Tage im Jahr 


HANNOVER MESSE 


'90 

21.-28. MÄRZ 1990 


Hannover ist eine Reise wert, besonders für den Computerfreak im Früh¬ 
jahr jeden Jahres. Hier trifft sich die Computerwelt, hier holt man die neue¬ 
sten Entwicklungen aus dem Panzerschrank hervor und präsentiert sie der 
Welt. Der Rahmen ist dem Ereignis angemessen, die Infrastruktur der Stadt 
ist kompromißlos auf die Messe vor ihren Toren ausgerichtet, man bewirbt 
sich schließlich um die Weltausstellung im Jahre 2000, erklärt mir mein 
freundlicher Hannoveraner Gastgeber, als wir auf dem Messesonderweg, 
dessen Gegenfahrbahn bei Verkehrskonzentration aus einer Richtung ge¬ 
sperrt wird, schnell und ohne Stau dem Messegelände zustreben. Man muß 
sich sehr auf die Schwerpunkte seines Interesses konzentrieren, will man 
auf dieser Super-Messe ein effektives Arbeitsergebnis erzielen. So be¬ 
schränkt sich diese Berichterstattung auch im wesentlichen auf PC und ihre 


Bild 1 

RFT setzt für die Zukunft 
auf die Fernsehgerätepro¬ 
duktion, neben den 
51 -cm-Geräten im Moni¬ 
torlook wie hier gezeigt, 
konzentriert man sich auf 
moderne großformatige 
Geräte (Foto: Schulz) 


19 


Peripherie, trotzdem gerade die CeBIT als weiteren Schwerpunkt die Tele¬ 
kommunikation hat, die ich nur streifen konnte. 

32 Bit-PC’s auf dem Tisch, 486er, 386er SX, noch bessere Laptops, neue 
Software und die Vernetzung waren die Highlights in Hannover. Die Com¬ 
puter werden immer schneller, 33 MHz sind nun nichts Ungewöhnliches 
mehr, die kleinen, sprich Laptops, machen den traditionellen PCs gehörig 
Konkurrenz, und die PCs leisten heute das Vielfache von Großrechnern der 
letzten Generationen. Dennoch, bei der Hardware sind es nur noch »De¬ 
tails«, die als Neuentwicklung präsentiert werden, etwa der superleichte 
Laptop von Sharp oder der Pocket-Computer im PC-Leistungsbereich von 
Atari, der Portfolio. 

Den stärksten Aufwind spürt man auf dem Gebiet der Software. Neue 
Textverarbeitungssysteme machen die Schreibarbeit noch bequemer, so 
bietet WordPerfect 5.1 eine komfortable Steuerung durch die Maus, einmal 
anklicken genügt, und die alte Funktionstastenprozedur ist vergessen. Dazu 
kommen zahlreiche Pull-Down-Menüs, die den Umgang mit dem System 
wahrlich zum Kinderspiel machen. Bedienoberfläche ist überhaupt das 
Stichwort der Softwareofferten aller Anbieter. Komfortable Window-Tech¬ 
niken, Pull-Down-Menüs und die Maus-Arbeit waren gefragt und wurden 
geboten. So gehört das »Hindurchwühlen« durch Commander u.ä. der Ver¬ 
gangenheit an. 


Bild 2 Auch als Vertriebsgesellschaft tritt RFT zukünftig auf. Kassettenrecorder, 
Videorecorder und CD-Player werden als Importe angeboten (Foto: Schulz) 


20 


Bild 3 

Satellitenempfang von RFT: Auf der 
LFM war eine Großgemeinschaftsan¬ 
lage mit I,2-m-Spiegel und Kopfsta¬ 
tion für 100000 Teilnehmer ausgestellt 
(Fotos: Werkfoto/Schulz) 


Aber auch auf dem Sektor der Betriebssysteme war gerade in modernen 
Bürokommunikations-Anwendungen eine starke Hinwendung zu UNIX zu 
beobachten. Siemens z. B. stellte umfangreiche Portierungen von WordPer¬ 
fect auf UNIX-Maschinen vor. Aber auch das gute alte Wordstar feierte 
neue Auferstehung in seiner Version 5.5. Hier hat man die einfach zu hand¬ 
habende Grafikeinbindung in Texte auch aus fremden Dateien heraus und 
in beliebig positionierter Darstellung realisiert. Ein weiteres Highlight stellt 
die Layoutkontrolle von 1/8 bis zu 144 Druckseiten auf dem Bildschirm 
dar. Somit sind ganze Druckseiten unter Wordstar samt Grafik ohne auf¬ 
wendige Probeausdrucke kontrollierbar. Selbstverständlich enthält das Sy¬ 
stem eine Rechtschreibhilfe und eine automatische Worttrennung auch in 
Deutsch. 

Stark im Kommen sind auch diverse Desktop-Systeme in erweiterter 
Konfiguration. Besonders PageMaker unter dem OS/2 Presentation Maker 
und das neue OpenAccess III und der Access SQLServer erfreuen sich zuneh¬ 
mender Anwender-Popularität. Ohnehin gelangte man auf der CeBIT zu 
dem komplexen Eindruck, daß es ohne leistungsfähige DTP-Systeme gar 


21 


Bild 4 

Sony Personal Video heißt 
diese kompakte 
(162 mm x 227 mm- 
x 311 mm) Farbfernse¬ 
her- Videorecorder-kombi- 
nation, Sony-typisch na¬ 
türlich mit dem ultrakom¬ 
pakten Video 8-System 
bestückt. Die Bildschirm¬ 
diagonale beträgt 15 Zen¬ 
timeter, der Videorecorder 
zeichnet in HiFi-Qualität 
auf, zahlreiche Anschluß¬ 
möglichkeiten machen 
das Gerät zum Mittel¬ 
punkt eines Mini-Video¬ 
studios (Foto: Werkfoto) 


nicht mehr geht, effektiv zu arbeiten. Von der Textverarbeitung bis zur 
Farbretusche und zum fertigen Seitenfilm, das ist angesagt. Auf der Hard¬ 
warestrecke gab es in Hannover den Durchbruch des Intel-486 -Prozessors 
auf zahlreichen Maschinen zu beobachten. So stellte Compaq seinen 
Deskpro 486/25 mit der EISA-Architektur vor, die die wohl offenste System¬ 
architektur für alle Softwaresysteme und Hardwareeinbindungen darstellt. 
Und es ist nur eine Frage der Zeit (oder ich habe ihn nicht gefunden), daß 
der erste 486-Laptop präsentiert wird. Denn 386er Laptops waren gleich von 
mehreren Herstellern zu sehen, so von Zenith mit seinem Supers PORT SX. 

Das Geschäft auf diesem Markt scheint sich so sehr zu lohnen, daß nun 
auch CITIZEN, bisher vor allem als Drucker-Hersteller bekannt, seine Eu¬ 
ropa-Premiere mit einer ganzen Reihe von Rechnern im 286er, 386SX und 
396er Format gemacht hat. Die Rechner unterscheiden sich vom üblichen 
dieser Klasse im Design, sie sind von der Größe her gerade noch als Moni¬ 
torfuß »brauchbar«, also superkompakt trotz umfangreicher Ausstattung. 


22 


Weil wir gerade bei superkompakt sind: nach Leipzig war er nun auch in 
Hannover präsent: der Portfolio von Atari. Außen herum ein Pocket-Compu- 
ter, aber drin steckt ein kompletter MS-DOS-Rechner! Das Ganze wiegt 
495 Gramm, hat 640 KByte RAM und einen LCD-Bildschirm mit einzigar¬ 
tigem Kontrast und einer Auflösung von 240 x 64 Pixeln. Und das alles bei 
Abmessungen etwa einer Doppelseite dieses Buches! In der Bundesrepublik 
ist der Portfolio für etwa 700 DM bereits seit dem Frühjahr erhältlich, er 
kann problemlos an PCs oder Drucker angekoppelt werden. Ideal also für 
den Mobilen. 

Apropos Atari. Die Firma zeigte auf der CeBIT den ersten CD-ROM- 
Player. Das Gerät ermöglicht die komfortable Nutzung von CD-ROMs am 
PC. Auf einer CD-ROM sind gewaltige Datenmengen abspeicherbar, die 
Zugriffszeit ist dabei recht niedrig. 

Commodore war in Hannover mit seiner PC-Reihe bis zum PC 60 vertre¬ 
ten, aber auch mit den Amigas 2000 und 2500 , die ja gerade den Grafik- 
Freak durch ihre unerschöpflichen Grafikfähigkeiten begeistern. 

Aber auch die Computer-Peripherie kam nicht zu kurz. Zunehmend 
mehr Zeit verbringt der Mensch vor dem Computerbildschirm. Um Ermü¬ 
dung und Konzentrationsschwächen vorzubeugen, ist man seitens des 
Monitor-Designs bemüht, ergonomisch günstige Bildschirmfarben und 
-kontraste bereitzustellen. Hier war ja jahrelang der Atari SM 724-Monitor 


Bild 5 Ausdrücklich als Einsteigergerät deklariert, weil mit zahlreichen 

Automatikfunktionen (hochempfindlicher CCD-Chip zur maximalen Lichtausbeute, 
Autofocus, Weißabgleich und high-Speed-Shutter) ausgestattet, ist die Sony 
CCD-F 250 E. Daneben bietet sie aber schon eine Reihe uon Komfortfunktionen von 
„ gestandenen“ Systemen wie Motorzoom, Editier- und Suchfunktionen zur 
Schnittarbeit und Anschlüssen für Schnittpult und Fernbedienung (Foto: Werkfoto) 


23 


Bild 6 Der K 6319 von Robotron druckt mit 100 Zeichen/s, und ist u. a. kompatibel zu 
EPSON, IBM, Commodore und Atari. Er stellt eine im Design und in der 
Kompatibilität weiterentwickelte Variante der K 631x-Reihe dar, ist also mit 
9 Nadeln ausgestattet (Foto: Werkfoto) 


einsame Spitze. Philips hat sich dem Problem ebenfalls aktiv, ohne Kon¬ 
trastfolie und ähnliche »Tricks« gestellt und zeigt nun zur CeBIT seine neue 
Monitorreihe, wobei der Monocrom-Monitor 4 BM 7490 mit seiner papier¬ 
weißen Bildwiedergabe für die Textverarbeitung besonders prädestiniert er¬ 
scheint. 

Auch die Tastatur ist ein ewig aktuelles Betätigungsfeld für den Techni¬ 
ker, der sich um den menschenfreundlichen Computer bemüht. Bereits seit 
2 Jahren engagiert sich die saarländische Firma Hohe-Electronics für dieses 
Thema, streckenweise zusammen mit der Karl-Marx-Universitäl Leipzig. 
Ihre inzwischen gut bekannte Tastatur »the Board«, die eine beliebige Ta¬ 
stenbelegung mit gleichzeitiger »Beschriftung« der Taste durch ein in diese 
integriertes LC-Display ermöglicht, erweiterte die Firma nun durch ihre 
Reihe »the Key«. Nun sind die einzelnen Tasten auch farblich voneinander 
unterscheidbar, d. h., einzelne Tasten, etwa die Fu'nktionstasten, sind als 
rote oder grüne Displays ausführbar. Das fordert natürlich wesentlich die 
Übersichtlichkeit besonders bei speziellen Tastenbelegungen. 

Was gehört noch zur Computer-Peripherie? Drucker! Noch schöner, noch 
schneller, das war die Devise in Hannover. Vom Rekordmengen-Dauerläu¬ 
fer Mannesmann Tally (245 Seiten je Stunde bei nur 9 Nadeln) bis zum Su- 
per-Laser-Printer war alles und jeder (renommierte) an Bord. So zeigte an 
der oberen Qualitätsgrenze CITIZEN den ProLaserI2, einen postscriptfähi- 
gen 11-Seiten-Laserdrucker (10 bis 12 Seiten je Minute), der vor allem für 
die professionelle Textverarbeitung, als DTP-Drucker und als Teamdrucker 
im Netzwerk konzipiert ist. Zahlreiche Fonts stehen ebenso zur Verfügung 


24 


Bild 7 

Commodore war auf der 
LFM auch mit seiner wei¬ 
ter ausgebauten AMIGA- 
Reihe zu sehen. Der im 
Bild gezeigte Amiga 2000 
öffnet den Einstieg auch 
in die MS-DOS- und 
UNIX-Welt durch seine 
offene Systemarchitektur 
(OSA). Besonders die gra¬ 
fischen Bedienoberflächen 
(Workbench) machen das 
Arbeiten mit dem Gerät 
leichter (Foto: Werkfoto) 


\ 


Bild 8 

Erfüllt alle Wünsche des 
Profi-Musikers: die Ya¬ 
maha HS 8, ein Instru¬ 
ment, das den vollen Or¬ 
chesterklang auf die Al¬ 
leinunterhalter-Bühne und 
ins Studio bringt. Kenn¬ 
zeichnend sind die A WM- 
und FM-Tonerzeugung, 
Digitalhall, anschlagsdy¬ 
namische Tastatur und 
Pedale, Multimenütechnik 
und eine professionelle 
Begleitautomatik sowie 
Aufnahme- und Wieder¬ 
gabemöglichkeit (Foto: 
Werkfoto) 


25 


oc 


" WM AHA - 


Bild 9 Spitzengerät bei den Synthesizern von Yamaha ist der PSS 380. Er verfügt über 
100 FM-Klangfarben mit zahlreichen Klangkombinationen, einen 3-Song-Speicher 
für Akkorde und Melodie und 100 Styles. Das sind PCM-Rhythmen inklusive 
aufwendiger Begleitautomatik (Foto: Werkfoto) 


Bild 10 Der DD 10 von Yamaha ist ein portabler Drum-Computer. Er enthält acht 
Drum-Pads und zwei Fuß-Pads, die mit oder ohne die 96 integrierten 
98 PCM-Rhythmen gespielt werden können. Über eine Midi-Schnittstelle ist das 
Gerät beliebig von außen steuerbar (Foto: Werkfoto) 


wie Anpassungen an zahlreiche DTP-Systeme. Selbst extraschweres Papier 
und Folien sind für den ProLaser kein Problem, und das alles bei einer 
schnell erlernbaren und einfachen Bedienung, großem Papiervorrat, ver¬ 
schiedensten verarbeitbaren Papierformaten und einer minimalen Ge¬ 
räuschentwicklung von 51 dBA, einem nicht unwesentlichen Kriterium im 
Büro. 


26 


Was gab es sonst noch zu sehen? Dicht umlagert die Organizer-Exposition 
von Sharp. Diese Mini-Sekretärinnen im Taschenformat ohne potentielle 
Gefahr für den Haussegen des Chefs haben sich inzwischen zu unentbehrli¬ 
chen Helfern bei vielen Anwendungen gemausert, ob es nun Telefonnum¬ 
mern, Termine, Uhrzeiten, Preislisten, Übersetzungen und, und, und 
sind ... Um die kleinen elektronischen Helfer noch universeller zu machen, 
hat Sharp für seine Organizer nun eine BASIC-programmierbare Cartridge 
und eine EPROM-Karte, die in Assembler oder in C erstellte eigene Pro¬ 
gramme nutzbar macht, entwickelt. Somit sind auf dem heimischen PC ent¬ 
wickelte Programme nach einer kleinen Prozedur auf dem Organizer »unter¬ 
wegs« nutzbar. 

Wer kennt es nicht, das lange Warten auf die Urlaubs-Dias! Canon hat 
sich des Problems angenommen. Die Firma stellt ein sog. Still-Video-System 
vor, bei dem die »Fotos« auf eine Video-Floppy-Disk aufgenommen werden 
und zu Hause auf dem Fernsehgerät wiedergegeben werden können. Eine 
Diskette faßt 50 Aufnahmen, die Kamera ist durch Automatikfunktionen 
kinderleicht bedienbar. Eine Revolution in der Fotografie? 

Eine ebenso exotische Nutzung der Mikroelektronik stellte die holländi¬ 
sche Firma instruments bv mit ihrem Run mate vor. Hier handelt es sich um 
die handliche Kombination eines elektronisch arbeitenden Kurvimeters mit 
einem Taschenrechner. Das Kurvimeter kann vom mm-Bereich bis zum 
Meilen-Bereich anzeigen, die kleinste Strecke ist mit 1 mm exakt anzeig- 
bar. 

Wenn ich mich in meinem Report auch auf die reine Computertechnik 
beschränkt habe, so soll doch ein Highlight aus der Telekommunikations¬ 
strecke keinesfalls unerwähnt bleiben: Sharp stellte in Hannover das erste 
Farb-Telefax-Gerät der Welt aus. 64 Farbnuancen sind bei einer Auflösung 
von 400 dpi übertragbar, eine Seite benötigt 3 min zum »Faxen«. In das 
Gerät ist eine 80-MByte-Festplatte als Speicher integriert, ebenso eine auto¬ 
matische Fehlerkorrektur, so daß am anderen Ende der Leitung stets ein 
perfektes Bild erscheint. 

Bleibt schließlich noch die Präsenz der DDR auf der CeBIT zu erwähnen. 
Robotron war wie die Humboldt-Universität und die Akademie der Wissenschaf¬ 
ten vor allem mit Softwarelösungen vertreten, die offensichtlich reges Inter¬ 
esse bei den Fachbesuchern fanden. Robotron präsentierte sich darüber hin¬ 
aus als Produzent von Zeichen- und Druck-(Plott-)Technik. 

Insgesamt hatte man in Hannover den Eindruck, wer eine konkrete Lö¬ 
sung suchte, fand sie hier auch, sei es in der Büroautomatisierung, im DTP- 
Bereich oder in einer Anwendung im mittelständischen Bereich. In diesem 
Sinne und dem Motto des Veranstalters folgend: It’s CeBIT-Timel 

Michael Schulz 


27 


Synchronsatelliten 
zur TV-Übertragung 

Andre Tatter 


Immer konkreter werden die Formen der Femsehausstrahlungen via Satel¬ 
lit. Einige technische Aspekte zum Start und zur Positionierung eines 
Nachrichtensatelliten, Beispiele von TV-Satelliten sowie Trends der TV-Sa- 
tellitentechnik im Weltraum seien im folgenden kurz dargestellt. 


Kosmische Relais 

Der britische Physiker und Publizist Dr. Arthur C. Clarke veröffentlichte 
1945 eine Studie unter dem Titel »Außerirdische Relais in der Welt des 
Rundfunks«. Sie enthielt erstmals den Vorschlag, Satelliten für die Nach¬ 
richtenübermittlung auf geostationären Bahnen einzusetzen. Seit 1963 sind 
derartige Ideen bereits Wirklichkeit. In 23 h und 56 min umrunden künstli¬ 
che Erdsatelliten einmal unseren Planeten auf Bahnen, die etwa 35 S70 km 
über dem Äquator liegen. Die Umlaufzeit entspricht damit der Rotations¬ 
periode der Erde. Ihre Fluggeschwindigkeit ist analog der Erdumdrehung. 
Darum spricht man von Synchronsatelliten, bzw. sie werden geostationär 
oder quasistationär genannt, denn sie stehen scheinbar fest über einem be¬ 
stimmten Punkt des Äquators, als wären sie dort verankert. Auf diese Weise 
bewegen sie sich synchron zur Erde. Auf ihre Kreisbahn hat die At¬ 
mosphäre keine bremsende Wirkung mehr. 

Satelliten sind dort so lange betriebsbereit, wie ihre Funktionsdauer von 
der Bordenergieversorgung abhängt. Fallen sie planmäßig oder zufällig aus, 
driften sie von ihrer Bahn und werden zu »Weltraumschrott«. Diesen zu be¬ 
seitigen wird dann eine Aufgabe werden, wenn der Orbit voll von Satelliten 
besetzt ist. Zur Zeit umkreisen rund 4 800 größere Objekte, Satelliten, Ra¬ 
ketenstufen und Bruchstücke von explodierten Körpern, die Erde. Sie flie¬ 
gen allerdings in unterschiedlichen Höhenbereichen. Auch sind ihre Bah- 


28 


nen unterschiedlich gegen den Erdäquator geneigt. Insofern gibt es nur eine 
sehr geringe Kollisionsgefahr und kaum »Platzmangel«. Hinzu kommt, daß 
manche Länder, wie beispielsweise die UdSSR und USA, eine hohe Start¬ 
quote haben, aber einen Teil der Raumflugkörper zur Erde zurückholen. 
Die Raketenstufen oder andere Teilobjekte verglühen nach kurzer Zeit in 
der Atmosphäre, sieht man einmal von einem Kosmos-Satellitenabsturz auf 
kanadisches Territorium Anfang der 80er Jahre ab. 

Derzeitig umrunden etwa 150 TV-Satelliten die Erde. Die Positionen der¬ 
artiger Satelliten sind jedoch eng begrenzt. Das mag zunächst verwundern, 
beträgt doch der volle zur Verfügung stehende Kreisbogen etwa 260000 km. 
Wegen Gravitationsstörungen von Mond und Sonne schwanken die geosta¬ 
tionären Satelliten hin und her. Bei den gegenwärtigen technischen Mitteln 
entspricht eine solche Bahnschwankung einem Schlauchbereich von 
70 km x 70 km. Deshalb ist ein Sicherheitsabstand von 140 km zwischen 2 


Nord 

I 

CP 


Nr. 

Position: 

Satellit: 


Nr. 

Position: 

Satellit: 

1 

53° West 

INTELSAT V-F3 


□ 

7 ° West 

INTELSAT V-FZ 

2 

39,5° West 

INTELSAT V-F9 


y 

7 " Ost 

EUTELSAT I-Fl 

3 

27,5° West 

INTEISA TVa-FTl 


H 

10° Ost 

EUTELSAT I - F9 

9 

23° West 

TD Fl 


74 

13° Ost 

EUTELSAT I-F5 

5 

29,5° West 

INTELSAT l/a-F10 


15 

16° Ost 

EUTELSATI-F2 

B 

21° West 

INTELSAT V-F6 


is 

19° Ost 

Astra Fl 

7 

19° West 

TV-Sat1 


77 

26° Ost 

ARABSAT-F2 

8 

74 « West 

Horizont 7 


18 

60°Ost 

INTELSAT Va-FIZ 

3 

8° West 

TELECOM 1A 


19 

63° Ost 

INTELSAT V-FS 

H 

5° West 

TELECOM 1B 


20 

66° Ost 

INTELSAT V-F7 


Bild 1 Europäische Programmverteilersatelliten im Orbit; Bereiche 10,95 bis 11,70 GHz 
und 12,50 bis 12,75 GHz (Stand 1.1.1989) 


29 


solchen Objekten notwendig. Das erlaubt (jedoch nur theoretisch), etwa 
1800 Synchronsatelliten zu plazieren. 

Diese Anzahl reduziert sich für Nachrichtensatelliten jedoch aus funk¬ 
technischen Gründen, wie beispielsweise Interferenzen, die bei Sendungen 
auf gleichen Frequenzen auftreten. Zum anderen gibt es in dieser Bahn 
»Ballungsgebiete«. Solche liegen über dem Indischen Ozean (Verkehr Zen¬ 
tralasien - Europa), dem Pazifik (Ostasien - USA-Netz), den USA selbst 
(nationale TV- und Informationsübertragungen) und dem Atlantik (Verbin¬ 
dung Europa - USA). Für Rundfunksatelliten im 12-GHz-Bereich verlangt 
die Internationale Fernmeldeunion (ITU) einen gegenseitigen Positionsab¬ 
stand von 6°. Das beschränkt die Anzahl der Satelliten auf einer solchen 
Bahn auf maximal 60. Bild 1 zeigt die Orbitbelegung derzeitiger Satelliten, 
die TV-Sendungen auf Europa abstrahlen. Da diese Satelliten nicht im Be¬ 
reich direktstrahlender Satelliten arbeiten, trifft für jene die 6°-Abstandsre¬ 
gelung nicht zu. 


Satellitenpositionierung 

Die Einsteuerung eines geostationären Satelliten in seine gewünschte Posi¬ 
tion ist außerordentlich kompliziert und geschieht in unterschiedlichen 
Etappen. Sie beginnt mit dem Einschuß in eine niedrige Ausgangsbahn. 
Danach wird im erdnächsten Punkt der Bahn der sogenannte Perigäum-Mo¬ 
tor gezündet, der den Raumflugkörper auf eine Übergangsbahn mit einem 
erdfernsten Bahnpunkt von etwa 35870 km bringt. Dort wird der Apogäum- 
Motor gezündet und der Raumflugkörper in die notwendige Kreisbahn ein¬ 
geschossen. Weitere Raketentriebwerke bewirken schließlich die endgültige 
Plazierung auf vorgesehener Stelle. 

Je weiter der Startplatz des Trägerraketensystems vom Äquator entfernt 
liegt, desto energieaufwendiger ist der gesamte Prozeß. Darum ist ein Start 
eines Satelliten von Jiuquan, Provinz Gansu in Nordchina, komplizierter 
als beispielsweise vom äquatornahen Kourou (Französisch-Guayana) aus, 
wo die Fliehkraft der Erde günstig genutzt wird. Die Standortwahl für Rake¬ 
tenstartplätze hängt aber auch von Faktoren ab wie: der Oberflächenstruk¬ 
tur des Gebietes, der Struktur des Bodengrundes, den klimatischen Verhält¬ 
nissen und der Anzahl wolkenfreier Tage. Zum anderen spielt die Nähe von 
Produktionszentren und Hauptverkehrsadern eine Rolle. Schließlich ist 
aber auch zu beachten, daß sich die Kosmodrome in einer relativ unbesie- 
delten Gegend befinden, in der Raketenteile ohne Gefährdung von Men¬ 
schen niedergehen können. 

Eine Abweichung der Satellitenbahn von der Äquatorbahn (Bahnnei¬ 
gungswinkel größer 0°) führt zu Lageschwankungen des Satelliten am Fir- 


30 


mament. Die Schwierigkeiten werden jedoch von den Vorteilen überboten, 
die geostationäre Satelliten vielen Bereichen der Kommunikationstechnik 
bieten. Aus ihrer großen Höhe läßt sich jeweils etwa V 3 der Erdoberfläche 
überstrahlen, auch wenn auf diese Weise sich nicht die Polgebiete erfassen 
lassen. Synchronsatelliten erlauben es also, große Regionen zu »versorgen«. 
3 von ihnen können nahezu die gesamte Oberfläche der Erde bedienen, 
wenn sie im Abstand von 120° zueinander plaziert werden. Ein großer Nut¬ 
zen ergibt sich daraus für die Nachrichtentechnik, zumal die Antennen am 
Boden wegen des unveränderten Standorts des genutzten Kosmosrelais 
nicht nachgeführt werden müssen, was bei Satelliten auf allen anderen Bah¬ 
nen notwendig ist. 

Daß der Start von Satelliten auch heute noch nicht immer reibungslos 
verläuft, mögen einige'Beispiele verdeutlichen. Der Countdown der Träger¬ 
rakete Ariane 2 am 30.5.1986 wurde nach mehreren Computerstopps aufge¬ 
nommen, da man wegen der Wetterlage in Zugzwang war. Planmäßig hob 
die Rakete ab, dabei flogen Teile der Abschußbasis von Kourou wegen der 
gewaltigen Energiefreisetzung zerfetzt 100 m durch die Luft. Nach 4 ’/ 2 min 
mußte Flug 18 wegen einer Fehlzündung in der 3. Stufe abgebrochen wer¬ 
den. Ferngezündet wird die Rakete gesprengt, um die auf die Erde zurück¬ 
fallenden Teile möglichst klein zu halten. Dabei stürzte auch der INTEL- 
SAT Va-F14 ins Meer. Bereits einige Monate zuvor war der EUTELSATI-F3 
wegen des gleichen Fehlers zwangsweise statt in den Weltraum ins Meer be¬ 
fördert worden, was die unschöne Bemerkung provozierte, jetzt müßten die 
Satellitenempfangsspiegel in das Meer hinein ausgerichtet werden. Noch 
weiter dramatisierte sich die Situation, als sich Hoffnungen der amerikani¬ 
schen Satellitenwelt auf ein funktionierendes Transportmittel in einem er¬ 
schütternden Feuerball und Menschenleben forderndes Nichts auflösten. 
Nach dieser Space-Shuttle-Katastrophe stürzte dann noch kurze Zeit später 


31 


X 


Bild 2 

Auskoppelphase bei 2 Satelliten; 
Erläuterung siehe Text 


ein Militärsupersatellit ab. Mit Ausnahme sowjetischer Erdsatelliten waren 
danach 1 Jahr lang keine Nachrichtensatelliten in den Himmel hochge¬ 
bracht worden. 

Bild 2 zeigt die »Geburtsstunde« eines Satelliten am Beispiel der Träger¬ 
rakete Typ Ariane 3. Der Vorgang läuft wie folgt ab: 


32 


1 - Stellung der Rakete mit der 3. Stufe und Nutzlast nach dem Ausbren¬ 

nen des Motors im Orbit. 

2 - Ausrichtung des Transporters durch das in der 3. Stufe integrierte Re¬ 

gel- und Drehsystem. Es besteht im Wesentlichen aus empfindlichen 
Magnetfeldsensoren zur Erde und Lichtsensoren zur Sonne. 

3 - Der Flugkörper wird wie eine Gewehrkugel gezielt in Rotation versetzt 

und damit stabilisiert. Etwa 10 U/min reichen für die- Stabilisierung 
aus. 

4 - Abstoßen des oberen Satelliten durch eine dosierte Sprengladung oder 

durch einen Federmechanismus. 

5 - Ende der gezielten Rotation. 

6 - Neuorientierung des Transporters. 

7 - Abstoßen des Schutzcontainers aus Fiberglas, in dem der 2. Satellit 

transportiert wurde. 

8 - Reorientierung des Flugkörpers in eine für den Abwurf des 2. Satelli¬ 

ten günstige Stellung, um nicht mit den anderen Teilen zu kollidieren. 

9 - Erneute Rotation des Transporters. 

10 - Abwurf des 2. Satelliten. 

11 - Beendigung der Rotation des Transporters. 

12 - Weitere Orientierung der nun unnützen 3. Stufe des Transporters in 

eine für die ausgestoßenen Satelliten ungefährliche Richtung. Die 
Tanks werden schlagartig geöffnet, und durch die dabei entstehende 
kinetische Energie bewegt sich die zu Weltraumschrott gewordene 
Stufe vom Platz des Geschehens weg. Die Mission ist beendet. 


Trägerrakete 

Die Sowjetunion, USA, China, Indien, Australien, Japan und Frankreich 
sind technisch in der Lage, Satelliten mit einer Trägerrakete in den Orbit zu 
bringen. Die für Europa arbeitenden Satelliten, außer der sowjetischen HO¬ 
RIZONT 7, werden hauptsächlich von den französischen Raketentypen Ari¬ 
ane befördert. Ihr Aufbau soll daher kurz erläutert werden. Die 3stufige Trä¬ 
gerrakete gibt es in den bereits einsatzfähigen Modellen Ariane I, 2 und 3 
mit jeweiliger Masse 1825, 2175 bzw. 2 580 kg. Diese 49 m langen Typen 
sollen demnächst vom 58,4 m langen Modell Ariane 4 (1900 bis 4200 kg) 
abgelöst werden. Ariane 5 (52 m lang, 5 300 bis 8 500 kg) steht für Mitte der 
90er Jahre auf dem Plan. 

Derzeit aktuell ist die Ariane 3. Jede Stufe enthält im wesentlichen: 
Tanks mit Treibstoff und Oxydationsmittel, eine oder mehrere Düsen sowie 
die elektrischen, mechanischen und pneumatischen Regelungen. Die 
1. Stufe hat 4 Kifcmg-Motoren mit einem Schub von 675 kN, angetrieben 


33 


von Nitrogen-Tetroxide und einer Mischung aus unsymmetrischen Dime- 
thyl-Hydrazin und Hydrazin-Hydrat. Die Leermasse beträgt 15,6 t, Höhe 
18 m, Durchmesser 3,8 m, Treibstoffkapazität 145 t. Die maximale Ge¬ 
schwindigkeit liegt bei 1850 m/s (zum Vergleich: Eine schnelle Gewehrku¬ 
gel erreicht 1000 m/s!), maximal erreichbare Höhe 60 km, Flugzeit bis zum 
Ausbrennen 140 s. Die Stahltanks sind 2 mm stark. Vergleicht man die Ari¬ 
ane mit einer Zigarette, so entspricht die Wandstärke / des Zigarettenpa¬ 
piers [1], 

Symmetrisch um die 1. Stufe sind 2 Nachbrenner angebracht. Sie werden 
lim über der Startbasis gezündet und nach 30 s von einem Federmecha¬ 
nismus ausgebrannt abgeworfen. Die Länge der Nachbrenner mit Fest¬ 
brennstoff ist immerhin 8 m bei einem Durchmesser von 1,07 m. Die Leer¬ 
masse beträgt 2,4 t mit einer Kapazität von 7,3 t Pulver. Der Schub bringt 
700 kN in die Beschleunigungsphase mit ein. Mit der 1. Stufe baugleich, 
nur leichter, wiegt die 2. Stufe leer 3,3 t bei einer Höhe von 11,5 m und 
einem Durchmesser von 2,6 m. Die Kapazität umfaßt 34 t Treibstoff für 
einen Schub von 785 kN. Die erreichbare Höchstgeschwindigkeit liegt bei 
4700 m/s und reicht aus für eine maximale Flughöhe von 140 km. Nach 
123 s ist sie ausgebrannt, und die mit Hitzeverkleidung ummantelte Stufe 
wird in Teilen abgeworfen. 

Die 3. Stufe hat einen kryogenischen Motor, angetrieben von Flüssigsau¬ 
erstoff und -Wasserstoff, der bei Temperaturen von -175 bis -250 C ’C in den 
Tanks gelagert ist. Durch das Betanken mit dem superkalten Treibstoff 
dampft die Rakete auf der Startrampe. Die Leermasse ist mit 1200 kg recht 
gering, kann aber über 10 t Treibstoff aufnehmen. Die Höhe beträgt immer¬ 
hin 10 m bei einem Durchmesser von 2,6 m. Der Schub von 63 kN reicht 
aus für die Geschwindigkeit von 9700 m/s zum Vorstoß in die geostatio¬ 
näre Transferflugbahn. Die 3. Stufe ist nach 12 min ausgebrannt. Durch die 
großen Temperaturunterschiede zwischen der Füllung und der Reibungs¬ 
wärme verdampft ein Teil des Treibstoffs ungenutzt. Die Isolierung der 
Tanks ist darum eine Herausforderung an die Technik. Um eine optimale 
Befüllung des Tanks zu erreichen, wird damit erst 200 min vor dem Start 
begonnen, und 5 min vor der Zündung der 1. Stufe beendet man die Betan¬ 
kung [2], Die Steuerung der Rakete ist in der 3. Stufe verankert. Sie enthält 
alle für den Start und den Flug wichtigen Daten und Steuerbefehle. Damit 
steuert die Rakete sich selbsttätig und verfügt dazu über mehrere sich ge¬ 
genseitig kontrollierende Datenverarbeitungen an Bord. In ihr sind die Da¬ 
ten gespeichert wie: jeweilige Position, Zeitpunkte der Trennung von den 
Stufen und von der Verkleidung der Nutzlast usw. 

Der mitgeführte Treibstoff soll der letzten Stufe einen genauen Eintritt in 
die geostationäre Flugbahn ermöglichen und gleichzeitig eigenen Treibstoff 
des Satelliten für dessen Positionierung sparen. Genauigkeiten in dieser 


34 


Phase können die Lebensdauer des Satelliten bis zu 1 Jahr verlängern. Die 
Nutzlastverkleidung schützt die Satelliten während des Fluges durch die 
Atmosphäre. Das Innere der 2. Halbschalen wird während der Vorberei¬ 
tungsphase ultrasauber gehalten, um die Satelliten vor Einflüssen der Um¬ 
gebungsluft zu bewahren. Die Nutzlastverkleidung ist 8,7 m hoch bei 3,2 m 
Durchmesser und hat eine Masse von 860 kg. Hat die Rakete die At¬ 
mosphäre verlassen, ist die Nutzlastverkleidung unnötig geworden und 
kann in einer Höhe von 120 km abgesprengt werden. Transportiert man 
2 Satelliten gleichzeitig, so wird die Steuerung der Ariane noch gebraucht, 
um den letzten der beiden Satelliten unabhängig in die Umlaufbahn zu ent¬ 
lassen. Dann hat die Trägerrakete ausgedient. Analog arbeiten im Prinzip 
auch die Typen anderer Trägerraketen. 


Kommunikationssatelliten am Beispiel Europa 

Angefangen 1960 mit dem ersten Nachrichtensatelliten Echo 1 , über die IN- 
TELSAT-Modetie, Molnija-, Raduga-, Ekran-, Horizont-Typen, TELSTAR-, 
COMSAT-, GALAXY-SAKURA-, ANIK-, ARABSAT-V arianten [3] entwickel¬ 
ten immer mehr Länder Satelliten zur landeseigenen TV-Versorgung via 
Satellit bzw. kauften Nachrichtensatelliten oder mieteten Transponder in 
solchen. In jüngster Vergangenheit wurden über Europa immer weitere TV- 
Satelliten positioniert (Bild 1). Mit dem 19. Flug der Ariane 3 am 19.9.1987 
wurde nach dem australischen AUSSAT-K3 der ECS 4 im Orbit ausgesetzt. 
Beide Satelliten legten die Wegstrecke zu ihrem endgültigen Orbitstandort 
mit ihren eigenen Apogäum-Motoren zurück. Für dieses Manöver wird viel 
Treibstoff verbraucht, wobei jeder eingesparte Liter die Lebensdauer des Sa¬ 
telliten um Wochen verlängert. Der ECS 4 trieb günstigerweise 2 Tage frü¬ 
her als geplant am 5.10.1987 auf seine Orbitposition 10° Ost. Die Feinkor¬ 
rekturen hin zur gewünschten Position werden bei den Synchron-TV-Satel- 
liten mit kleinen Hydrazin-Düsen vorgenommen, die auf jeder Seite verteilt 
sind und von der jeweiligen Kontrollstation auf der Erde genauestens do¬ 
siert pulsweise gezündet werden können. 

Der Satellit benötigt den noch vorhandenen restlichen Treibstoff dazu, 
um die regelmäßig wiederkehrenden Lagekorrekturen auszuführen, denn 
magnetische Einflüsse der Erde, des Mondes, der Sonne und der Sonnen¬ 
winde befördern den Flugkörper langsam aus seiner Bahn. Ohne Korrektu¬ 
ren, die jeweils nach 14 Tagen ausgeführt werden, würde er bald seine Aus¬ 
leuchtzonen auf der Erde verändern, bis er, außer Kontrolle geraten, in den 
Weltraum abdriftet. In der Phase der Konditionstests mußte der Hersteller 
des ECS 4 (British Aerospace) der ESA nachweisen, daß der Satellit auch den 
bestellten Bedingungen im realen Betrieb entspricht. Danach folgten die 


35 


Übergabetests, die den Besitzer- und Namenswechsel einläuteten: Aus dem 
ECS 4 wurde so der EUTELSAT I-F4. Am 22. 11. 1987 wurde mit dem 
20. Flug der Ariane 3 der TV-SAT1 von Kourou aus erfolgreich gestartet, al¬ 
lerdings blockierte eines der beiden Sonnensegel, die sich auf eine Spann¬ 
weite von etwa 20 m entfalten und die Energiezufuhr bewirken sollen. 

Der EUTELSATI-F4 ist technisch mit dem nur 6° entfernt positionierten 
F2 identisch. Beide verfügen gegenüber dem Fl über 2 weitere Transponder 
im 12,5-GHz-Bereich und einen verbesserten Eklipsenschutz bei Abschat¬ 
tung durch die Sonne (batteriegepufferter Ausfall der Energieversorgung). 
Fast 1 kW elektrische Energie sichert den Parallelbetrieb von 10 Transpon¬ 
dern. Alle EUTELSAT- Typen sind Mehrzwecksatelliten für den Fernmelde¬ 
verkehr und für reguläre Programme. Somit sind Kompromisse notwendig. 
Für einen TV-Kanal werden 36 MHz Bandbreite benötigt. Vorhanden sind 
jedoch 72 MHz breite Transponderkanäle. Das kann z. B. für die Übertra¬ 
gung zweier Programme über einen Transponder genutzt werden. Derart 
breite Transponder eignen sich aber auch für die Übertragung von Hochge¬ 
schwindigkeitsdatenverkehr oder für Digital-TV. 

Alle Sendungen werden horizontal oder Vertikal polarisiert zur Erde ge¬ 
schickt, typisch für europäische Verteilersatelliten in diesem Frequenzband 
[4], Die Satelliten verfügen entsprechend dem gewünschten Zielgebiet über 
sogenannte Spotbeam-Antennen, die einen kleinen Ausleuchtbereich (ein 
Land) bewirken. Diese haben den Vorteil, im Kemgebiet wegen der Bünde¬ 
lung der Abstrahlenergie bereits Parabolspiegel mit 1,5 m Durchmesser für 
den Empfang dieser Signale zuzulassen. Auch ist eine Europa-Antenne vor¬ 
handen, deren Ausstrahlungen in ganz Europa empfangen werden können. 
Allerdings wird die Energie in diesem Fall nach dem »Gießkannenprinzip« 
verteilt, ein Empfang ist nur mit Antennendurchmessern ab 4 m aufwärts 
sinnvoll möglich. 

Als nächstes will die EUTELSA T-Organisation den F5 in den Orbit beför¬ 
dern lassen. Nach neuesten Überlegungen soll dieser den Fl, der bereits 
5 Jahre lang arbeitet, ersetzen. Mit dem noch vorhandenen Treibstoff soll 
der Fl dann auf 16° Ost umgesetzt werden, um als Reservesatellit zu wir¬ 
ken, bis der Treibstoff ausgeht. Die 2. Generation, EUTELSAT II, soll lei¬ 
stungsstärker werden und 16 Transponder sowie ein verbessertes Antennen¬ 
system enthalten, um die Ausleuchtzonen der europäischen Geographie 
besser anzupassen. 


Trends 

Die Synchronsatelliten eröffnen ein neues TV-Empfangszeitalter. Was den 
wenigsten der heute Satellit-TV schauenden Zuschauer Europas bewußt 


36 


wird, ist die ursprüngliche Aufgabe der Satelliten: die Übertragung regulä¬ 
rer TV-Programme. Besonders im 4-GHz-Bereich war und ist das die haupt¬ 
sächliche Aufgabe: die Übertragung des jeweiligen nationalen Fernsehpro¬ 
gramms. Die Satellitenübertragung soll eigentlich nur einen möglichst 
preisgünstigen Zugang zum heimischen TV-Gerät überall im jeweiligen 
Land gestatten, sie also entweder direkt zu empfangen oder über Sekundär¬ 
sender weiterzuleiten. Es sind Programme für ein eng umrissenes Zielpubli¬ 
kum und nicht gemacht für die halbe Welt. Das erspart Ländern wie Alge¬ 
rien, Nigeria, Saudi-Arabien, Burundi usw. ohne gewachsene TV-Infra- 
struktur die hohen Kosten eines terrestrischen Richtfunknetzes. Westeuro¬ 
päische, nordamerikanische und japanische TV-Satelliten haben dagegen 
bislang andere Aufgabengebiete: Sie sollen neue Programme unters »TV- 
süchtige« Volk bringen. So sind diese meist aus kommerziellen Gründen 
entstandenen Programme nur via Satellit zu sehen. Sie haben eher eine in¬ 
ternationale Ausrichtung, um es neutral auszudrücken. Das sind Pro¬ 
gramme, wie man sie von den Auslandsrundfunkdiensten auf Kurzwelle her 
kennt: bewußt fürs Ausland zusammengestellte Beiträge. Man weiß nie, was 
einem vorenthalten wird. Man fragt sich, wo bleibt das Original, damit man 
sich ohne Bevormundung selbst ein Bild machen kann. 


Literatur 

[1] aerospatiale, Broschüre der Societe nationale industrielle, Paris Cedex 16,1987. 

[2] R. Bürmann, Satelliten-Technik. Tele-audiovision, 7 (1987), Seite 7, 8. 

[3] E. Naumann, Erdsatelliten und Orbitalstationen - Technik im Weltraum. Mittei¬ 
lungen des Zentralinstitutes für Schweißtechnik der DDR, 26 (1984) 12, Seite 1328 
bis 1336. 

[4] A. Tatter, Satellitenfernsehen in Europa, radio-femsehen-elektronik, 37 (1988) 1, 
Seite 10 bis 15. 


37 


Zeitmultiplexverfahren 
für das Fernsehen 


Dipl.-Ing. Heinz Bergmann 


Neue Übertragungswege zur Übermittlung von Fernsehsignalen, wie sie 
z. B. beim Kabel- und Satellitenfernsehen angewendet werden, haben Anlaß 
gegeben, über die dazu möglichen Übertragungsverfahren nachzudenken. 
Dabei wird angestrebt, die Nachteile heutiger Fernsehübertragungsverfah¬ 
ren auszuschalten bzw. zu verringern und ein Bild höherer Wiedergabequa¬ 
lität beim Fernsehteilnehmer bereitzustellen. Verschiedene Zeitmultiplex¬ 
verfahren sind dafür geeignet, über die, ausgehend von der Auflösung beim 
Fernsehen, ein Überblick gegeben werden soll. 


Die Auflösung beim Fernsehen 

Die Qualität einer Bildwiedergabe wird durch die Auflösung des Bildes, 
d. h. durch die Anzahl der wiedergegebenen Bildpunkte, bestimmt. Beim 
Fernsehen ist das die Zeilenzahl von 625 Zeilen, die jeweils in l / 2 s s 
(25-Hz-Bildwechselfrequenz) auf den Bildschirm der Wiedergaberöhre ge¬ 
schrieben werden. Die Anzahl von 625 Zeilen bezieht sich nach der Fem- 
sehnorm (CCIR-Standard B und G) auf den gesamten Rasterdurchlauf, wo¬ 
von wegen der Austastung des Elektronenstrahls beim vertikalen Rücklauf 
nicht alle Zeilen geschrieben werden können, so daß nur 575 Zeilen sicht¬ 
bar sind. 

Frequenz- und zeitmäßig betrachtet, ergeben sich folgende Verhältnisse: 
Die Zeilenfrequenz beträgt 625 Zeilen x 25 Hz = 15 625 Hz, d. h., für das 
Schreiben einer Zeile werden 64 ps erforderlich. Für die Synchronisations¬ 
impulse (Dunkeltastung und Rücklauf) werden 12 ps benötigt, so daß für 
die Zeilendarstellung auf dem Bildschirm nur 52 ps bleiben. Damit redu¬ 
ziert sich die ohne Berücksichtigung des Elektronenstrahlrücklaufs größere 
sichtbare Bildfläche von 625 Zeilen zu je 64 ps auf 575 Zeilen zu je 52 ps. 


38 


Geht man davon aus, daß ideal der kleinste darstellbare Bildpunkt in der 
Vertikalen eine Zeile (oder der 575. Teil der Bildschirmhöhe) hoch ist, dann 
sollte die Bildpunkthöhe auch für die Breite des Bildpunkts in der horizon¬ 
talen Richtung gelten, damit man einen quadratischen Bildpunkt erhält. 
Auf einer Zeile finden somit bei einem Bildseitenverhältnis von 4:3 eine 
Anzahl von (4 x 575)/3 = 767 Bildpunkten Platz. Das gesamte Bildfeld ent¬ 
hält auf diese Weise 

575 X767 = 441025 

Bildpunkte. Die Zeit für das Durchlaufen eines Bildpunkts auf einer Zeile 
beträgt 

t„ = ^- = 0,0678 ps. 

Die höchste Bildfrequenz tritt auf, wenn helle und dunkle Bildpunkte von 
je 0,067 8 ps Dauer aufeinanderfolgen, d. h., die Periodendauer des Bildsi¬ 
gnals ist 

T p = 2 • t B = 0,1356 ps, 
was einer höchsten Bildfrequenz von 

tmax = = 7,375 MHz » 7,4 MHz 

Iß 

entspricht. 

' Die Grenze der vertikalen Auflösung ist durch die Zeilenstruktur vorge¬ 
geben. Man kann die einzelnen Zeilen nicht völlig eng aneinanderliegend 
schreiben, so daß ein Verlust an vertikaler Auflösung auftritt. Um aber die 
Auflösung in vertikaler und horizontaler Richtung gleichartig zu gestalten, 
reduziert man die horizontale Auflösung um den Faktor 0,66 (Ae//-Faktor), 
so daß die höchste Videofrequenz einen Wert von etwa 5 MHz annimmt, 
die zugleich die Videobandbreite darstellt. Durch die Unterbringung des 
Farbhilfsträgers beim Farbfernsehen kann jedoch im Fernsehempfänger 
diese volle Videobandbreite nicht genutzt werden. 

Die mit dem Keil -Faktor bewirkte Einschränkung der Videobandbreite 
hat zur Folge, daß sich die Anzahl der Bildpunkte um jeweils 0,66 verrin¬ 
gert, d. h. vertikal auf rund 380 Zeichen und horizontal auf rund 510 Bild¬ 
punkte, so daß nur noch etwa 200000 Bildpunkte insgesamt übrigbleiben. 
Durch die obengenannte Reduzierung der Leuchtdichtebandbreite bei Ein¬ 
führung des Farbfernsehens auf unter 5 MHz verschlechtert sich das Ergeb¬ 
nis nochmals. Es ist deshalb nicht verwunderlich, daß man sich schon recht 
frühzeitig nach alternativen Übertragungsverfahren umgesehen hat. 


39 


Zeitmultiplextech nik 

Bei den bisher benutzten Farbfemsehübertragungsverfahren werden die 
einzelnen Signale für die Leuchtdichte, die Farbe und den Ton im Fre- 
quenzmultiplex übertragen, d. h., für die Farbsignale sind der Farbhilfsträ¬ 
ger, für das Tonsignal der Tonträger bzw. für ein Stereotonsignal die Ton¬ 
träger vorhanden, die alle insgesamt den Bildträger modulieren. Die Folge 
dieser Verfahrensweise sind störende Übersprecheffekte von Leuchtdichte¬ 
signalen in den Farbkanal und umgekehrt und reduzierte Auflösung durch 
Verringerung der Bandbreite des Leuchtdichtesignals. Die bisher beim 
Farbfernsehen angewendete Übertragung zwingt bei Konzipierung und Ein¬ 
führung neuer Zubringer- und Verteilungsstrukturen zu Überlegungen, um 
obengenannte Unzulänglichkeiten zu verringern. Das trifft besonders bei 
der Benutzung von Satelliten zur Fernsehsignalübertragung und von Kabel¬ 
fernsehanlagen zu. 

Eine Verbesserung läßt sich bei Anwendung der Zeitmultiplextechnik er¬ 
zielen. Kennzeichen der Zeitmultiplextechnik ist es, daß das Leuchtdichte¬ 
signal, die Farbdifferenzsignale und das Tonsignal zeitlich gestaffelt hinter¬ 
einander und getrennt voneinander übertragen werden. Damit werden ge¬ 
genseitige Störungen, wie sie in der Frequenzmultiplextechnik auftreten 
(Übersprechen, frequenzmäßige Störungen), vermieden. Weiterhin ist bei 
dieser Zielstellung gleichzeitig eine zusätzliche Datenübertragung und eine 
Abkehr von der analogen Tonübertragung möglich. Dabei bieten sich Vor¬ 
aussetzungen für neue Dienste und ein hohes Maß an Flexibilität bei der 
Ausnutzung des digitalen Datenstroms. Da alle obengenannten Signale in 
der Dauer einer Zeile übertragen werden müssen, macht sich eine Kom¬ 
pression des Leuchtdichtesignals und der Farbdifferenzsignale erforderlich. 
Je nach Aufteilung der Signale innerhalb einer Zeilendauer haben sich un¬ 
terschiedliche Verfahren herausgebildet, wobei sich auch noch Unter¬ 
schiede in der Aufbereitung und Übertragung der Ton- und der Datensi¬ 
gnale (Datenburst) ergeben. 


Timeplex-Verfahren 

Timeplex ist ein mit Zeitmultiplextechnik arbeitendes Farbkodierverfahren, 
bei dem Leuchtdichte- und Farbsignal nicht wie bei herkömmlichen Farb¬ 
kodierverfahren zeitgleich in einer Zeile übertragen werden, sondern bei 
dem eine zeilenserielle Übertragung, d. h. zeitlich getrennte Übertragung, 
vorgenommen wird. Das Leuchtdichtesignal wird dabei in der üblichen Zei¬ 
lendauer übertragen, während die komprimierten Farbdifferenzsignale in 
der horizontalen Austastlücke eingefügt werden. Bild 1 zeigt das Prinzip 


40 


O: co 03 co 


cfcr co cq to S 


der Timeplex-Farbkodierung und -dekodierung. Die 3 Farbwertsignale R, G 
und B werden in das Leuchtdichtesignal Y und in die beiden Farbdifferenz- 
signale R-Y und B-Y umgewandelt. Aus den beiden simultan vorliegenden 
Farbdifferenzsignalen werden über einen elektronischen Schalter zeilen¬ 
sequentielle Signale erzeugt. Nach einer Bandbegrenzung auf 1 MHz gelan¬ 
gen die seriellen Signale in ein Schieberegister. Aus dem Register werden 
die Signale nach dem Zeilenende mit der 5fachen Taktfrequenz ausgelesen. 
Ein 5-MHz-Tiefpaß unterdrückt die Taktfrequenz. 


41 


Danach stehen komprimierte, zeilensequentielle Farbdifferenzsignale 
zur Verfügung, die in die Austastlücke eingefügt werden. Das Leuchtdichte¬ 
signal und die Farbdifferenzsignale weisen nunmehr die gleiche Bandbreite 
von 5 MHz auf. Die in der horizontalen Austastlücke plazierten, kompri¬ 
mierten Farbdifferenzsignale nehmen mit 10 ps mehr als das Doppelte der 
hinteren Schwarzschulter ein, so daß für eine ausreichende Mittelwertklem¬ 
mung nur für jede 2. Zeile ein Synchronisierimpuls übertragen zu werden 
braucht. Im Timeplex-Dekoder geschieht zunächst die zeitliche Zerlegung 
des Signals in das Y- und in die komprimierten, zeilensequentiellen Farb¬ 
differenzsignale. Die Dekompression wird in einer CCD-Kette vorgenom¬ 
men. Danach werden aus den zeilensequentiellen Signalen simultane Si¬ 
gnale (ähnlich SECAM) gewonnen. 


MAC-Familie - C-MAC 

Mit MAC (Multiplexed Analogue Components) wird eine Familie von mitein¬ 
ander verwandten Zeitmultiplexverfahren bezeichnet. MAC arbeitet mit 
einer Kompression des Leuchtdichtesignals und der Farbdifferenzsignale. 
Das Leuchtdichtesignal wird dabei um den Faktor 3:2 komprimiert. Da¬ 
durch nimmt es eine größere Bandbreite ein. Die zeilensequentiell übertra¬ 
genen Farbdifferenzsignale werden mit 3:1 komprimiert. Damit stehen 


2-NPSK 


FM 


Z-NPSK 


Nullreferenz (für Farbdifferenz) 


-fl- 


-fh 


/ \# 

i Farbdifferenz H 

!/'[_ 
I I 
I I 

u 


-v- 

Leuehtdichte 

-fh 


I 

i I 

! ! 

'J\H 

j! 

ftjkj.g 


Bild 2 Der zeitliche Ablauf des MAC-Signals während einer Zeilendauer; a - 206 bit für 
Zeilensynchronisation und Ton/Daten, b - 4 Clock-Perioden, Übergang am Ende 
des Datenbursts (enthält ansteigende Flanke des Energieverwischungssignals), c - 15 
Clock-Perioden für Klemmung (0,5 V), T, - JO Clock-Perioden (enthält 5 
Clock-Perioden für gewichteten Übergang zum Farbdifferenzsignal), e - 349 
Clock-Perioden für das komprimierte Farbdifferenzsignal, T 2 - 5 Clock-Perioden für 
den gewichteten Übergang vom Farbdifferenz- zum Leuchtdichtesignal, h - 697 
Clock-Perioden für das komprimierte Leuchtdichtesignal, - 6 Clock-Perioden, 
gewichteter Übergang vom Leuchtdichtesignal, k - 4 Clock-Perioden, Übergang am 
Beginn des Datenbursts (enthält abfallende Flanke des Energieverwischungssignals) 


42 


Ein- Aus¬ 
lesen lesen 


13,5 MHz ZO, 75MHz 


Puls-und Taktgene roter 


MAC-Koder (Prinzip) 


dem Leuchtdichtesignal 35 ps und dem Farbdifferenzsignal 17,5 ps von 
etwa 52 jas effektiver Zeilendauer zur Verfügung. Durch die getrennte Über¬ 
tragung von Leuchtdichtesignal und Farbdifferenzsignalen ergeben sich be¬ 
züglich des Farbübersprechens ebensolche Vorteile wie bei Timeplex. Auch 
der Störabstand verbessert sich. 

Das MAC-Signal besteht aus dem zeitlichen Nacheinander (Zeitmulti- 
plex) des Ton- und Datensignals (Datenburst), jeweils eines Farbdifferenz- 
signals (R-Y oder B-Y) und des Leuchtdichtesignals (Y) innerhalb einer vol¬ 
len Zeilendauer (Bild 2). Die einzelnen Zeitabschnitte sind in Taktperioden 
angegeben, die auf die Abtastfrequenzen von 13,5 MHz für das Leuchtdich¬ 
tesignal und von 6,75 MHz für die Farbdifferenzsignale bei der Digitalisie¬ 
rung nach CCIR-Empfehlung 601 zurückgehen. 

Die Kompression des Y- und des (R-Y)- bzw. (B-Y)-Signals im MAC-Ko- 
der (Bild 3) wird mit digitalen Verfahren - und nur durch die Digitalisie¬ 
rung läßt sich überhaupt dieses Verfahren mit vertretbarem Aufwand reali¬ 
sieren - vorgenommen. Die Signale werden mit den angegebenen Abtast¬ 
frequenzen abgetastet, quantisiert und kodiert in einem Halbleiterspeicher 
eingelesen. Das Auslesen geschieht dann in einer um den Kompressions¬ 
faktor kürzeren Zeit, wobei sich die Auslese-Abtast-Frequenz erhöht: 

Y-Signal: 13,5 MHz-1,5 = 20,25 MHz, 

(B-Y)-, (R-Y)-Signal: 6,75 MHz-3 =20,25 MHz. 

Im MAC-Koder ist damit eine Taktfrequenz von 20,25 MHz vorhanden, 
die auch für die Tonsignalverarbeitung benutzt wird. Der Puls- und Taktge¬ 
ber erzeugt aus den Synchronimpulsen (S) und den Austastimpulsen (A) 


43 


Bbgs 


Ton 

I Uot 


pH 


Farbe 

Leuchtdichte 

Farbe 

Leuchtdichte 


_ Austastung 
Zeile 23 


Austastung 

Zeile 370 
Zeile 335 


Zeile 62Z 


Bild 4 

Zuordnung der Signalanteile innerhalb 
eines MAC-Vollbilds mit 2 Halbbildern 
und 625 Zeilen 


, 1— Zeilensynchronwert (6 bit) 

*- Run-in-bit (für Z-b-PSK-Demod.) 

Bild 5 Organisation der Datenmenge im C-MAC-Verfahren. Bei der D2-MAC-Übertragung 
wird nur die Datenmenge eines Unterrahmens verwendet 


alle notwendigen Signale. Nach weiterer Verarbeitung und Zusammenfüh- 
rung moduliert das Zeitmultiplex-Videosignal den Videoträger in der Fre¬ 
quenz. Man erhält eine Bandbreite von 8,4 MHz. Während der horizonta¬ 
len Austastzeit modulieren die Ton- und Datensignale (Datenburst) digital 
die Phase dieses Trägers (2-4 PSK). 

Das MAC-Signal (Bild 4) verwendet für die Zeilen- und Bildsynchronisa¬ 
tion keinen Synchronimpuls, sondern bestimmte Datenwörter an geeigneter 
Stelle im Datenburst. Der Datenburst (Bild 5) enthält insgesamt je Zeile 
206 bit, wobei jedes bit einer Taktfrequenz von 20,25 MHz (C-MAC) ent- 


44 


spricht. Das 1. bit ist ein Run-in-bit, dann folgen 6 bit für die Zeilensyn¬ 
chronisation (Zeilensynchronwert), 1 bit wirkt als Reserve, so daß 198 bit 
zur Benutzung je Zeile zur Verfügung stehen. Diese bit werden einer kom¬ 
plizierten Organisation unterworfen, die u. a. die bit auf 82 Pakete aufteilt, 
wobei jedes Paket 751 bit lang ist. 720 bit sind davon nutzbar, der Rest 
wird für Paketkopf (Header), Adreßfeld u. a. benutzt. Man erhält 
720 bit x 82 = 59040 bit, was einem Tondatenstrom von 1,476 Mbit/s ent¬ 
spricht. Auf diese Weise lassen sich eine unterschiedliche Anzahl von 
Tonkanälen (bis 8 Kanäle bei C-MAC) mit unterschiedlichen Qualitätsan¬ 
forderungen übertragen. 

Das MAC-Signal nimmt eine Videobandbreite von 8,4 MHz ein und bie¬ 
tet beim Empfang eine größere Bandbreite für das Leuchtdichtesignal 
(5,6 MHz) und ein verringertes Farbrauschen als bestehende Femsehsy- 
steme. Durch die Taktfrequenz von 20,25 MHz ist für den digitalen Daten¬ 
strom eine Bandbreite von 10,125 MHz erforderlich, die für eine sichere 
Übertragung noch überschritten werden muß. Damit paßt das MAC-Signal 
insgesamt in einen 27 MHz breiten Satellitenkanal hinein. 


D-MAC 

Die Bandbreitenanforderungen des MAC-Signals sind bei terrestrischen 
Verbindungen (Kabelverteilung) kaum erfüllbar, so daß bald neue MAC- 
Varianten entwickelt wurden. Für Verteilanlagen mit einem Kanalabstand 
von 10,5 MHz ist D-MAC geeignet, das mit duobinärer Kodierung (D) des 
Datenbursts arbeitet. Für diesen Zweck wird das Binärsignal von C-MAC 
mit den Werten 0 und 1 in das Duobinärsignal mit den Werten 1, 0 und -1 
umgewandelt. Damit läßt sich unter Beibehaltung der Taktfrequenz von 
20,25 MHz die Übertragungsbandbreite reduzieren, da bei der Duobinärko¬ 
dierung im Frequenzspektrum die höherfrequenten Anteile viel schwächer 
vorhanden sind als bei der Binärkodierung. Die Verarbeitung des Leucht¬ 
dichtesignals und der Farbdifierenzsignale ist die gleiche wie bei C-MAC. 


D2-MAC 

Ein weiteres MAC-Verfahren ist D2-MAC (Bild 6 und Bild 7), vorgesehen 
für einen Kanalabstand von 7 oder 8 MHz. Das Hauptmerkmal von 
D2-MAC ist die Duobinärkodierung (Buchstabe D) für Daten- und Tonsi¬ 
gnale mit der halben Taktfrequenz (Ziffer 2 in der Abkürzung) von 
10,125 MHz. Für die Tonübertragung bietet D2-MAC eine Reihe von Mög¬ 
lichkeiten, die es erlauben, sich den jeweiligen Erfordernissen des betreffen- 


45 


Grün Hot | Blau [ScAiwr^ 


PAL- 

Farbbalkensignal 
eine Zeile 6kps 


DZ-MAG 

Farbbalken¬ 

signal 

eine Zeile Skps 


I dig. Ton / ^ 
Daten 


U/V 


1 ^ 

(komprimiert, 


imiert) 


Y-Signat 


(komprimiert! 


DZ-MAC/Paket 


Bild 6 D2-MAC-Signal 


Bild 7 

D2-MAC-Coder (Prinzip) 


den Fernsehprogramms optimal anzupassen. So ist es möglich, Tonsignale 
mit einer Bandbreite von 15 kHz oder aber nur mit 7 kHz (Kommentarka¬ 
nal) zu übertragen. Weiterhin kann man einen hohen oder einen niedrige¬ 
ren Fehlerschutz wählen. Für einen internationalen Programmaustausch 
lassen sich maximal 1 monofoner NF-Kanal mit hoher Qualität und weitere 
6 zusätzliche Kommentarkanäle unterbringen. Wird nur 1 monofoner NF- 
Kanal (15 kHz) benutzt, so bleibt noch genügend Restkapazität für einen 
schnellen Videotext. 

Im duobinär kodierten Datenstrom sind zusätzliche Kennungen unterzu¬ 
bringen, z. B. zur automatischen Steuerung der Dekoder im Empfänger, An¬ 
gaben über Sender oder Programmart, zur Tonkennung oder Programmie¬ 
rung von Geräteeinschaltungen. 


46 


Für die Ton- und Datensignale (s. auch Bild 5) stehen je Zeile nur 99 bit 
zur Verfügung. Deshalb bündelt man diese Signale zu Paketen mit je 
751 bit, die sich auf mehrere Zeilen verteilen. Ein Vollbild enthält insge¬ 
samt 82 derartiger Pakete, von denen das erste am Anfang von Zeile 1 be¬ 
ginnt und das letzte zu Beginn der Zeile 623 endet. Wie man nun im ein¬ 
zelnen den Inhalt der Pakete kodiert, legt fest, wie viele Tonkanäle sich 
übertragen lassen. Jedes Paket trägt am Anfang eine Adresse, den Kontinui¬ 
tätsindex, Schutz-bit, eine Angabe über den Pakettyp und daran anschlie¬ 
ßend den Kodierblock (Ton oder Daten). Für die Zeilensynchronisation ist 
zu Beginn jeder Zeile ein Zeilensynchronwert vorhanden (6 bit). Die Zeile 
624 enthält im Datenteil Angaben über die Videosignalklemmung. Im Vi¬ 
deoteil sind Referenzsignale enthalten, die Automatiken (AGC, Frequenz¬ 
gang- und Echoentzerrung) betätigen. Die Zeile 625 ist eine reine Daten¬ 
zeile. Sie bewirkt Bildsynchronisation und Kennung des Kanals (Suchlauf) 
bzw. übermittelt weitere Angaben (Datum, Uhrzeit). 

Auch hier hat sich an der Verarbeitung des Leuchtdichte- und des Farb- 
differenzsignals gegenüber C-MAC nichts geändert. 


E-MAC 

Im MAC-Koder und im MAC-Dekoder werden wegen der Signalkompres¬ 
sion und der Signalexpansion die Videosignale zur Verarbeitung digitali¬ 
siert und abgespeichert. Durch die Digitalisierung ergibt sich die Möglich¬ 
keit für eine weitgehende Manipulation der Signale. Eine dieser Möglich¬ 
keiten liegt darin, das Bildseitenverhältnis zu ändern. Um das Bild zu 
verbreitern, muß eine zusätzliche Bildinformation übertragen werden, wozu 
es notwendig ist, die Datenpakete zu verringern. Von den Daten werden nur 
noch je Vollbild 42 Pakete für Ton und 8 Pakete für Daten übertragen. Da¬ 
mit können noch 2 kompandierte Tonkanäle und einige Daten übertragen 
werden. Anstelle der Daten wird die Seiteninformation des Leuchtdichtesi¬ 
gnals übertragen. Für die Farbe der Seitenteile werden 18 Zeilen aus den 
Austastlücken verwendet. Je Zeile in der Austastlücke werden die Seiten¬ 
teile von 16 Zeilen übertragen. Damit erhält man je Halbbild die Farbe der 
Seitenteile von 16-18=288 Zeilen. Das Kompressionsverhältnis für die 
Seitenteile ist das gleiche wie für das 4:3-Bild, nämlich 3:1 für U/V und 
3:2 für Y. Das Bildseitenverhältnis, das man damit erreicht, ist 4,68:3. Die¬ 
ses auf eine Vergrößerung des Bildseitenverhältnisses abzielende MAC-Ver- 
fahren wird mit E-MAC (Extended MAC) bezeichnet. 


47 


Bild 8 HD-MAC 

HD-MAC 

Eine weitere Variante des MAC-Verfahrens ist das HD-MAC-Verfahren 
(High-Defmition MAC), das in seiner Zielstellung für die Übertragung eines 
Hochzeilen-Fernsehsignals mit einem Bildseitenverhältnis von 16:9 ge¬ 
dacht und kompatibel mit der MAC-Grundvariante ist. Zum einen kann 
das Femsehsignal (625 Zeilen, Zeilensprung, 50-Hz-Halbbildfrequenz, 
5-MHz-Bandbreite und Bildseitenverhältnis von 4:3) herkömmlich bereit¬ 
gestellt und nur zur Übertragung das MAC-Verfahren benutzt werden 
(Bild 8). Im zweiten Fall liefert die Fernsehkamera ein Hochzeilensignal 
(1250 Zeilen, Zeilensprung, 50-Hz-Halbbildfrequenz, 20-MHz-Bandbreite, 
Bildseitenverhältnis von 16:9), das nach Aufbereitung durch einen HD- 
MAC-Koder übertragen wird. Es kann einmal mit einem einfachen MAC- 
Dekoder zur Weiterleitung an einen üblichen Fernsehempfänger empfan¬ 
gen werden, zum anderen aber auch von einem HD-MAC-Dekoder, wobei 
dann das Hochzeilensignal wieder bereitgestellt wird. 

Kennzeichen des HD-MAC-Verfahrens ist, daß durch spezielle Signal¬ 
verarbeitungen zur Übertragung nur 1 Kanal von 8,4 MHz Breite benötigt 
wird. Zu diesen speziellen Signalverteilungen gehören eine vertikale Filte¬ 
rung, eine Zeilenkonvertierung von 1250 auf 625 Zeilen zur Übertragung, 
eine horizontale Verarbeitung und ein Sub-Ayguwr-Sampling. Auf der 
Empfängerseite wird analog vorgegangen, und die einschränkenden Maß¬ 
nahmen werden wieder aufgehoben (z. B. Rückkonvertierung von 625 Zei¬ 
len auf 1250 Zeilen). Die Signalverarbeitung wird im HD-MAC-Koder und 
-Dekoder digital vorgenommen. 


Literatur 

[1] W. Schild, Zeilen, Linien oder Megahertz? Funkschau 60 (1988) 9, Seite 48 bis 51. 

[2] N. Meyer, Die Neue Fernsehtechnik. München 1987. 


48 


[3] Farbfernsehübertragung in Zeitmultiplextechnik. radio-fernsehen-elektronik, Ber¬ 
lin 34 (1985) 3, Seite 181. 

[4] Ch. Dosch, C-MAC/Paket-Normvorschlag der Europäischen Rundfunkunion für 
den Satellitenrundfunk. Rundfunktechnische Mitteilungen, Hamburg 29 (1985) 1, 
Seite 23 bis 35. 

[5] H. Schönfelder, Möglichkeiten der Qualitätsverbesserung beim heutigen Fernse¬ 
hen. Fernseh- und Kinotechnik, München 37 (1983) 5, Seite 187 bis 196. 

[6] Neues Femsehübertragungsverfahren HD-MAC. radio-fernsehen-elektronik, Ber¬ 
lin 38 (1989) 3, Seite 185 bis 187. 


49 


Antennen am Flugzeug 

Dipl.-Ing. Gustav Westphal 


Das Problem der Antennen am Flugzeug besteht bereits seit dem Jahre 
1911, als Maurice Farman als erster in der Welt ein Flugzeug mit einer 
Funkstation ausrüstete und damit eine Entfernung von etwa 50 km über¬ 
brücken konnte. Die Bedingungen, unter denen Funkanlagen an Bord von 
Flugzeugen betrieben werden, haben sich aber geändert. So ist die Ge¬ 
schwindigkeit der Zivilflugzeuge gegenüber damals auf das mehr als 5fache 
gestiegen, aber die physikalischen Gesetze sind selbstverständlich die glei¬ 
chen geblieben. Es ist auch der Widerspruch geblieben zwischen den Forde¬ 
rungen an die Antenne und den Möglichkeiten der Anbringung am Flug¬ 
zeug. Auf der Erde kann man z. B. die Antennen so weit auseinander auf¬ 
bauen, daß eine gegenseitige Beeinflussung der Systeme weitgehend 
ausgeschlossen ist. Bei mehreren Antennen am Flugzeug muß man mit den 
geometrischen Abmessungen des Flugzeugkörpers auskommen. Da steht 
manche Antenne sogar im Nahfeld einer anderen - sie müssen »miteinan¬ 
der leben«. Eine Erkenntnis hat sich seitdem aber verstärkt: Die drahtlose 
Informationsübertragung Bord - Boden - Bord durch die Anwendung der 
Hoch- und Höchstfrequenztechnik ist für die sichere Fliegerei unverzicht¬ 
bar! 

Die Rolle der Antenne in den Systemen der drahtlosen Informations¬ 
übertragung im Elektronischen Jahrbuch zu erklären hieße doch Eulen 
nach Athen tragen. Ein großer Teil der Leser hat da schon seine praktischen 
Erfahrungen, gute und schlechte. Immer aber steht am Ende einer Reihe 
von Versuchen die Bestätigung der alten Funkerweisheit: »Eine gute An¬ 
tenne ist der beste HF-Verstärker.« Für die Verbesserung der Verbindung 
läßt sich da immer noch etwas erreichen, ohne an Sender oder Empfänger 
Aufwand treiben zu müssen. Rothammels »Antennenbuch«, die »Bibel der 
Antennenbauer« nicht nur im deutschsprachigen Raum, verrät da viele Ge¬ 
heimnisse. Ein Ausgleich von Antennenfehlem durch bessere Empfänger- 


50 


leistungen ist nicht möglich, denn was die Antenne nicht aufgenommen 
hat, kann der Empfänger nicht aufbereiten. Jede Antenne ist meist ein 
Kompromiß zwischen Ideal und Möglichkeit, egal, wodurch sich die jewei¬ 
lige Einschränkung begründet (oft ist es der Finanz- oder Zeitfonds). 
»Kompromiß« ist der bestimmende Terminus für die Antennen am Flug¬ 
zeug. Er ist unvermeidlich, denn die Bedingungen und Forderungen aus 
den unterschiedlichen am Flugzeugbau und -betrieb beteiligten Fachrich¬ 
tungen stehen sich häufig direkt entgegen oder schließen sich sogar gegen¬ 
seitig aus. 

Wie soll eine Antenne am Flugzeug sein? Das sind solche Forderungen 
wie 

- funktechnisch ideal bemessen »und« klein, 

- mechanisch fest »und« leicht, 

- mit großer wirksamer Höhe »und« aerodynamisch, 

- gut isoliert »und« elektrostatisch neutral, 

- preiswert »und« luftfahrttauglich (teuer!), 

- am idealen Ort montiert, »und« der ist schon besetzt ..., 

...und so ließe sich das fortsetzen. 

In der Zoologie bezeichnet man seit vielen Jahren die Fühler der Insek¬ 
ten als »antennae«. Dieser Begriff ist seit den Anfängen der Funktechnik 
den HF-»Fühlern« übertragen worden und wird heute für alle Gebilde die¬ 
ser Art unabhängig von der Form (Langdraht, Dipol, Paraboi usw.) benutzt. 
Welchen Wandel die Antennenformen am Flugzeug hinter sich haben, soll 
an einem Beispiel gezeigt werden. In die ersten mit Funkanlagen ausgerü¬ 
steten Flugzeuge wurden Drahthaspeln isoliert eingebaut, auf die ein langes 
Antennenseil aufgewickelt war. Am Ende dieses Antennenseils war ein 
stromlinienförmiges Gewicht befestigt (umgangssprachlich »Antennen- 
Ei«). Vor der Inbetriebnahme der Funkstation in der Luft wurde dann das 
Antennenseil abgespult und hing in großem Bogen unter dem Flugzeug in 
der Luft (Bild 1). Es wurde vom Antennen-Ei gespannt und hinterherge¬ 
schleppt. Obwohl Seillängen von 80 bis 100 m verwendet wurden, war die 
wirksame Höhe dieser »Schlepp-Antenne« gering, denn die Antennenab- 


Bild 1 Schleppantenne am Flugzeug 


51 


0 I- L - _J_I_I_ „ 

160 ZOO ZW 280 320 km/h 


Bild 2 

Wirksame Höhe einer Schleppan¬ 
tenne in Abhängigkeit von der 
Fluggeschwindigkeit 


schnitte mit dem höchsten Antennenstrom lagen am dichtesten am Flug¬ 
zeug. Die Reichweiten waren bei Verwendung im Mittel- und Grenzwellen¬ 
bereich aber befriedigend. Vor der Landung mußte der Antennendraht von 
Hand wieder eingerollt werden, sonst wären Seil und Ei bei der Annähe¬ 
rung an die Erde verlorengegangen. 

Diese Schleppantenne hatte keine konstanten elektrischen Werte. In 
Bild 2 ist z. B. die Abhängigkeit der wirksamen Höhe von der Flugzeugge¬ 
schwindigkeit dargestellt. In ähnlicher Kurve verändert sich die Antennen¬ 
kapazität und macht das Nachstimmen der Senderendstufe erforderlich. 
Hier mußte also ein Funker an Bord sein und die Bedienung übernehmen. 
Erst in den 60er Jahren machte die Entwicklung der Funktechnik diesen 
überflüssig und zeigt damit den Einfluß der Funktechnik auf die Anzahl 
der Besatzungsmitglieder. 

Die Drahtantenne wird bis in unsere Zeit betrieben, doch nicht mehr als 
Schleppantenne. Die IL-18 hat z. B. eine Langdraht-Antenne zwischen vor¬ 
derem Rumpfteil und Leitwerk gespannt, bei der eine Strahlerlänge von 
16 m durch einen Isolator von der Gesamtlänge von 23 m abgetrennt ist. 
Für größere Geschwindigkeiten (die IL-18 hat eine Reisegeschwindigkeit 
von 650 km/h) ist die Drahtantenne nicht geeignet. Dafür werden andere 
»Gebilde« verwendet, die auch anderen Frequenzbereichen genügen. Wenn 
man bedenkt, daß in modernen Flugzeugen die unterschiedlichsten Funk¬ 
systeme genutzt werden, von denen die einen Frequenzen um 10 kHz nut¬ 
zen, andere jedoch Arbeitsfrequenzen um 10 GHz haben und alles dazwi¬ 
schen auch vorhanden ist, kann man bei Flugzeugantennen eigentlich 
einiges erwarten. 

Es ist zweckmäßig, die unterschiedlichen Systeme mit ihren Frequenzbe¬ 
reichen zu nennen, um die gesamte Breite zu zeigen, die dort angewendet 
wird (s. Tabelle). Die in der Tabelle angegebenen Wellenlängen schließen 


52 


Tabelle Funksysteme an Bord von Verkehrsflugzeugen (Systeme, 
Frequenzen, Wellenlängen, Frequenzvariation) 


Systembezeichnung 

Frequenzen 

Wellenlängen 
(in m) 

Frequenz- 

Variation 

(A) 

Navigationssystem 

10,2; 11,33; 

29412; 26478; 

1,33 

OMEGA 

13,60 kHz 

22059 


N avigationssystem 
CONSOL 

190...375 kHz 

1579...800 

1,97 

Radiokompaß (ADF) 

190...1800 kHz 

1579...166,67 

9,47 

Kurzwellen- 

Kommunikation 

2,8...22 MHz 

107...13,64 

7,85 

Marker 

75 MHz 

4,0 


VOR 

108...118 MHz 

2,78...2,54 

1,09 

Instrumenten-Lande- 

System 

108...112 MHz 
(Kursweg) 

2,78...2,86 

1,04 


328...335 MHz 
(Gleitweg) 

0,915...0,896 

1,02 

Entfernungsmeß¬ 
system (DME) 

962...1213 MHz 

0,312...0,247 

1,26 

SSR-Transponder 

1030; 1090 MHz 

0,291; 0,275 

1,05 

Satelliten-Navigation 
und -Kommunikation 

1,2 oder 1,5 oder 

1,6 GHz 

0,25; 0,20; 0,186 


Mikrowellen-Lande- 

System 

5,031...5,091 GHz 

0,0596...0,0589 

1,01 

Funkhöhenmesser 

440 oder 1630 oder 
4300 MHz 

0,682; 0,184; 0,0698 


Bordradar 

5,4 oder 9,4 GHz 

0,0556; 0,0319 


Doppler-N avigator 

8,8 oder 9,8 oder 

13,1 GHz 

0,0341; 0,0306; 0,0226 


Anmerkung: Die Frequenzvariation ist angegeben, wenn dieselbe Antenne von mehre¬ 
ren verschiedenen Frequenzen benutzt wird. Dabei ist A=/ 0 // u . 


bei vielen Systemen die idealen Wellenlängen mit A/2, A/4 u. ä. aus. Hier 
findet man Lösungen, die großen Aufwand in den Anpassungsschaltungen 
(mit entsprechend hohen Verlusten!) bedingen, aber doch brauchbar sind. 
Wie variabel diese Anpassungsmittel sein müssen, zeigt die Forderung, die 
Kurzwellenanlage im gesamten Bereich von 2,8 bis 22 MHz an derselben 
und unveränderbaren Antenne zu betreiben. 


53 


Vielzahl der Antennen am Flugzeug 

Die Tabelle zeigt die unterschiedlichsten im Flugzeug verwendeten Sy¬ 
steme und ein breitgefächertes Frequenzspektrum. Ein Teil der Systeme ist 
kooperativer Art, d. h., daß Teile des Systems an Bord und andere Teile am 
Boden installiert sind. Dabei kann sowohl der aktive Teil an Bord und der 
passive Teil am Boden stehen (beim Peilverfahren mit UKW-Peiler), oder 
der passive Teil befindet sich an Bord, und der aktive Teil steht am Boden 
(beim VOR-System). Es gibt aber auch Systeme, bei denen die Aktivitäten 
zwischen Bord und Boden abwechseln wie beim DME, der Entfernungs¬ 
meßausrüstung. Diesen technologischen Bedingungen und Belastungen 
müssen die Antennenanlagen entsprechen. Es können nicht Antennen von 
Systemen gemeinsam genutzt werden, von denen auch nur eines aktiv ist, 
also sendet, während die anderen zur selben Zeit empfangen. 

Ein anderer Grund für den Einsatz separater Antennen ist der durch die 
Flugtechnologie bestimmte gleichzeitige Betrieb vieler Anlagen und die un¬ 
ter diesen Bedingungen einzuhaitenden Werte von Genauigkeit, Zuverläs¬ 
sigkeit und Sicherheit. Ein gemeinsamer Betrieb unterschiedlicher oder 
auch gleicher Anlagen an einer Antenne schließt die Gefahr der gegenseiti¬ 
gen Beeinflussung ein oder beschränkt die Nutzung mindestens einer An¬ 
lage. So werden oft 2 Kurzwellen-Bordstationen auf eine Antenne geschal¬ 
tet, was für den Empfangsbetrieb problemlos ist. Wird aber eine der beiden 
Anlagen auf »senden« geschaltet, dann muß die 2. Anlage von der Antenne 
getrennt werden, und der Empfang ist unterbrochen. 

Auch bei passiven Anlagen mit gleichen Betriebscharakteristiken ist die 
Nutzung einer gemeinsamen Antenne nicht immer möglich. Beim automa¬ 
tischen Radiokompaß wird z. B. eine richtungsabhängige, automatisch ins 
Empfangsminimum drehende Antenne verwendet. Diese Richtung ist 
durch die Richtung zum Bodensender bestimmt. Der 2. automatische Ra- 


54 


diokompaß wird aber auf einen anderen Bodensender (mit einer anderen 
Frequenz) abgestimmt, der auch in einer anderen Richtung zum Flugzeug 
steht. Die Minima liegen in unterschiedlichen Richtungen, was die gemein¬ 
same Nutzung der Antenne logischerweise ausschließt. Eine abwechselnde 
Nutzung ist ausgeschlossen, da beide Anlagen gleichzeitig zu betreiben 
sind. 

Der entgegengesetzte Fall, daß mehrere Antennen an einer Anlage ange¬ 
schlossen werden, ist häufig. Dieses Verfahren wendet man immer dann an, 
wenn unter speziellen Bedingungen eine Antenne durch Teile des Flugkör¬ 
pers abgeschattet wird und der Empfang dadurch unterbrochen ist. Das Mi- 
krowellen-Lande-System (MLS) verwendet Frequenzen um 5 GHz, deren 
Energie sich wie Lichtstrahlen völlig geradlinig ausbreitet. Das Flugzeug 
muß die MLS-Signale sowohl beim Landeanflug (bei dem eine hinten lie¬ 
gende Antenne abgeschattet wäre) empfangen als auch beim Start und beim 
Durchstarten (bei dem die vorn liegende Antenne keinen Empfang hätte). 
Die Kombination von 2 Antennen schafft Abhilfe. Das gleiche gilt für das 
Kollisionswarnsystem TCAS, bei dem Signale sowohl von Flugzeugen über 
als auch unter dem eigenen Flugzeug empfangen werden müssen und die 
im GHz-Bereich arbeiten. 


Auswahl des Antennenorts 

Hierbei sind einige Punkte zu beachten, die die Funktion des jeweiligen Sy¬ 
stems unmittelbar betreffen: 

- Richtcharakteristik des Antennensystems, 

- Richtung zum kooperativen Systempartner, 

- Gebiet der geringsten gegenseitigen Beeinflussung, 

- Länge der Antennenzuleitung, 

- Beeinflussung durch das Bordnetz. 

Danach den Ort für die Sateliitenantennen auf der Rumpfoberseite zu 
wählen ist logisch, und daß die Radarantenne im Rumpfbug liegt, läßt sich 
auch einsehen. Es gibt aber Systeme, deren Antennenort mit großem Auf¬ 
wand meßtechnisch ermittelt werden muß. Das OMEGA-Navigationssy- 
stem arbeitet mit einer Grundfrequenz von 10,2 kHz, deren Signale im pV- 
Bereich liegen. Das Wechselstrom-Bordnetz hat eine Frequenz von 400 Hz 
und ist unzureichend stabilisiert. Bei einer nicht seltenen Frequenztoleranz 
von +2 % werden 408 Hz erreicht, von denen die 25. Harmonische genau 
mit der Empfangsfrequenz übereinstimmt. Die Störfelder sind jedoch nicht 
gleichmäßig über das Flugzeug verteilt. Es wird deshalb bei eingeschalteten 
Großverbrauchern die Oberfläche des Rumpfes mit empfindlichen selekti¬ 
ven Sonden abgetastet sowie die Richtung und Stärke des Störfelds auf 


55 


einer Rumpfdarstellung aufgezeichnet. Auf dieser »Skin-Map« wird der Ort 
der geringsten Beeinflussung als Antennenort ausgewählt, der bei jedem 
Flugzeugtyp an anderer Stelle liegt (und auch bei Flugzeugen des gleichen 
Typs etwas tolerieren kann). 

Ein weiteres Mittel zur Verbesserung der Antennenleistungen ist die 
Nachschaltung leistungsfähiger Antennenverstärker bei einigen Systemen. 
Diese werden unmittelbar hinter der Antenne untergebracht, um das Nutz-/ 
Störspannungs-Verhältnis günstig zu gestalten. Bild 3 zeigt, wie der Auf¬ 
bauort für den Einfluß der Flugzeugzelle auf die Strahlungscharakteristik 
selbst bei günstigen Bedingungen bestimmend ist. In diesem Fall wird die 
Horizontalcharakteristik einer Stabantenne gezeigt, die unter dem Rumpf 
zwischen den Tragflächen angebracht wurde und die unbeeinflußt eine 
Kreischarakteristik hätte. 


55 


78 


Bild 5 

Vertikales Strahlungsdiagramm 
einer Satelliten-Navigations- 
Antenne (ungesteuert) 


Antennenarten 

Für die meisten Systeme sind einfache, den Luftfahrtbedingungen ange¬ 
paßte Stab- oder Dipolantennen geeignet, die nicht gesondert beschrieben 
werden sollen. Auch die Antenne des automatischen Radiokompasses ist 
als Ferritantenne mit entsprechender Richtempfangscharakteristik aus 
transportablen Funk- und Rundfunkempfängern bekannt. Die in Bild 4 ge¬ 
zeigte Homantenne eines Funkhöhenmessers bietet auch keine Besonder¬ 
heiten. Auch die Antennenkombination für die Satelliten-Navigation, de¬ 
ren Vertikalcharakterisitik in Bild 5 gezeigt ist, besteht aus einfachen un¬ 
veränderlichen Elementen. 

Betrachtenswert sind die Antennen für den Doppler -Navigator und die 
Satelliten-Kommunikation. Die Dopp/er-Navigator-Antenne hat gleichzei¬ 
tig in 4 Richtungen zu strahlen (Bild 6). Es wird eine ebene Mehrfach¬ 
schlitzantenne eingesetzt, die durch Kreisel so stabilisiert ist, daß die Senk¬ 
rechte auf die Antennenfläche immer zur Erdoberfläche zeigt, auch wenn 
sich die Lage des Flugzeugs im Raum beliebig ändert. Durch die Synchro¬ 
nisation mit dem Kompaßsystem bleibt die Antenne auch immer in dersel¬ 
ben Richtung. Die moderne elektronische Rechentechnik gestattet den 


57 


Strahlensystem einer Antenne des Doppler-Navigators 

Verzicht auf diese Mechanik. Die Antenne wird starr mit dem Flugzeug 
verbunden, und die Flugzeugbewegungen werden in die Navigationsrech¬ 
nungen einbezogen. Die beim Doppler -Navigator verwendeten Frequenzen 
zwischen 8 und 13 GHz begrenzen die geometrischen Abmessungen der 
Antenne und ermöglichen die Unterbringung im unteren Heckteil der Flug¬ 
zeuge. 

Für die Satelliten-Kommunikation mit Flugzeugen sind Verbindungen 
mit 2 unterschiedlichen Qualitäten möglich. Der als »Standard-A« bezeich- 
nete Betrieb gestattet die Sprachkommunikation und den Datenaustausch 
bis zu 1 Mbit/s. Dafür ist eine Antenne mit hohem Gewinn erforderlich, 
der nur mit scharf bündelnder und nachgeführter Richtantenne erreicht 
werden kann. Der »Standard-C«-Betrieb läßt nur »low speed«-Datenüber- 
tragung bis zu 600 bit/s zu, kommt aber mit einer Antenne geringeren Ge¬ 
winns aus, mit einer Antenne ohne Nachführung und mit angenäherter 
Rundstrahlcharakteristik. Da das Flugzeug seine Lage im Raum und damit 
die Richtung zum Satelliten fortwährend ändert, bringt die nachzuführende 
Antenne erhebliche Probleme. Es sind dafür mehrere Antennen-Systeme 
entwickelt worden. 

Die Firma E-Systems Inc. (USA) hat eine Antenne vorgestellt, die, von 
einem Radom geschützt, auf dem Flugzeugrumpf montiert ist. Dieses 
E-300 genannte Antennensystem ist eine Einzelelementantenne auf einer 
Plattform von 250 mm Durchmesser. Die erreichbare Bedeckung umfaßt 
360° horizontal und +90 bis -30° vertikal. Der Gewinn ist besser als bei 
elektronisch gesteuerten Antennen. Bei der Antennennachführung werden 
Winkelgeschwindigkeiten von 20°/s erreicht. Die Erprobung auf einer Boe¬ 
ing 747-400 ergab eine Erhöhung des Luftwiderstands um 0,5 % und eine 
Minderung der zulässigen Startmasse um 56,8 kg. Der mechanische Auf¬ 
wand und damit Wartung und Instandhaltung sind sehr anspruchsvoll. 

Elektronisch gesteuerte Antennen verfügen über fächerförmige Strah¬ 
lungsdiagramme, die durch phasenverschobene Speisung der Antennenele¬ 
mente in großen Bereichen verändert werden können. Den Lageänderungen 
des Luftfahrzeugs kann also trägheitslos gefolgt werden, und zwar unter¬ 
schiedslos in Azimut und Elevation. Es werden 2 Formen angeboten. Die 
Antenne der Firma RACAL (England) hat die Form einer Leitwerksfläche 
(760 mm lang, 200 mm breit, 380 mm hoch, Masse 15 kg). Für Senden und 


58 


b) 


Bild 7 Antennen-Subsysteme mit elektronisch gesteuerten Antennen; a - 4er-Gruppe 

(gemeinsam auf den Rumpf montiert); b - Antennenpaar (beiderseits des Rumpfes 
mit etwa 45° Neigung montiert) 


59 


Empfang wird je eine Antenne verwendet. Sie werden senkrecht auf dem 
Rumpf montiert. Diese als Blatt-Antenne bezeichnete Anordnung ermög¬ 
licht durch unterschiedliche Phasenanordnungen die erforderlichen Über¬ 
lappungen, mit denen eine Halbkugelbedeckung mit dem Strahlungsdia¬ 
gramm erreicht wird. Die Antenne ergibt 360° horizontale und 90° vertikale 
Bedeckung. Die Antenne hat für 85 % der Bedeckung einen Gewinn von 
12 dB und für 95 % der Bedeckung mindestens 9 dB Gewinn. 

Die Firma Boulder (USA) hat eine ebenfalls phasengesteuerte Antenne 
entwickelt, die aus 2 Teilantennen besteht. Beide Teilantennen werden mit 
etwa 45° Neigung beiderseits des Rumpfes mit der Oberfläche der Zelle fast 
abschließend montiert. Jede Teilantenne kann um 60° in jede Richtung (be¬ 
zogen auf die Senkrechte zur Antennenfläche) ihr Strahlungsdiagramm 
schwenken, wodurch bei Nutzung beider Teilantennen eine 85%ige Bedek- 
kung des oberen Raumes mit einem Gewinn von 12 dB gesichert wird. Der 
Gewinn in den anderen Richtungen, besonders in Richtung Bug und Heck 
des Flugzeugs, ist geringer, reicht aber für den A-Betrieb aus. Die Anten¬ 
nenteile haben eine Länge von 812 mm, eine Breite von 406 mm und eine 
Dicke von 6,3 mm. Die Antennen werden mit 16 Koaxkabeln an die Pha¬ 
senschieber angeschlossen. Diese Phasenschieber sind mit einem Computer 
verbunden, der aus den Navigationsanlagen des Flugzeugs (INS, OMEGA 
o. a.) die relative Satellitenposition errechnet und die Antennenstrahlrich¬ 
tung steuert. 

Die Nutzung mehrerer Antennen mit hohem Gewinn für die Satelliten¬ 
kommunikation macht die Güte der Verbindung von der Lage des Flug¬ 
zeugs im Raum weitgehend unabhängig, setzt aber auch eine entspre- 


Bild 8 Beispiel eines voll mit Funkanlagen ausgerüsteten Flugzeugs (für Langstrecken- und 
Transatlantikflüge geeignet) 


60 


chende Zusammenschaltung voraus. Die Firma TOYO (Japan) gibt eine An¬ 
tennengruppe von 4 solchen Antennen an, die in einem gemeinsamen 
Gehäuse auf dem Rumpf stromlinienförmig montiert sind. Jede dieser An¬ 
tennen wird durch eine elektronische Steuerungseinheit gesteuert. Durch 
eine weitere elektronische Baugruppe wird die für die Verbindung günstig¬ 
ste Antenne ausgewählt. Unmittelbar danach folgt ein rauscharmer Verstär¬ 
ker. Im integrierten Diplexer werden Sende- und Empfangsrichtung ge¬ 
trennt, wobei der Senderichtung noch ein Hochleistungsverstärker vorge¬ 
schaltet ist (Bild 7a). In Bild 7b ist die Schaltung derselben Firma für ein 
paar Seitenantennen gezeigt. Das vorgestellte Antennensortiment für die 
Satellitenkommunikation kann fast alle Wünsche erfüllen. 

Bereits in diesem kurzen Beitrag ist die Vielfalt der Probleme der Anten¬ 
nen am Flugzeug zu erkennen. Die Entwicklung wird sich in absehbarer 
Zeit auf die Vervollkommnung der Systeme richten, denn neue Systeme 
sind nicht in Sicht. Wie bereits jetzt ein komplett ausgerüstetes Flugzeug 
mit Antennen »gespickt« ist, kann man in Bild 8 sehen. Das Bild ist für ein 
Langstreckenflugzeug nicht übertrieben. Dabei sind Antennen von nur ge¬ 
bietsweise verwendbaren Systemen (wie DECCA und LORAN-C) noch 
nicht eingezeichnet. Dieser Aufwand kostet viel Geld bei Anschaffung und 
Instandhaltung, ist aber für einen sicheren und ökonomischen Flugbetrieb 
mit Verkehrsflugzeugen unbedingt erforderlich. 


61 


Verarbeitung, Speicherung 
und Übertragung digitaler 
Tonsignale 

Dipl.-Ing. Heinz Bergmann 


Ausgehend von der kommerziellen Nachrichtentechnik (Übertragung von 
Femsprechsignalen über PCM) hat die Übertragung und Verarbeitung von 
Tonsignalen in digitaler Form eine breite Anwendung gefunden, die auch 
ihre Speicherung auf plattenförmigen und bandförmigen Speichern ein¬ 
schließt. Neue Entwicklungsergebnisse und die durch die Mikroelektronik 
gegebenen Möglichkeiten machen digitale Tonsignale auch für andere 
Zwecke attraktiv, wozu neben übertragungstechnischen Zielstellungen und 
der digitalen Tonspeichertechnik auch der digitale Hörrundfunk über Satel¬ 
liten und die digitale Tonspeicherung in Videorecordem sowie die digitale 
Tonübertragung im Satellitenfernsehen (MAC-Verfahren) gehören. Dabei 
sind der Digitalisierbarkeit von Geräten zur Zeit noch gewisse Grenzen ge¬ 
setzt, da die elektroakustische und akustoelektrische Signalumsetzung 
durch die zur Verfügung stehenden Wandler wie Mikrofone und Lautspre¬ 
cher auf Grund ihres unmittelbaren Zusammenwirkens mit den menschli¬ 
chen Sprech- und Hörorganen analog geschieht. 

Die Vorteile einer Verarbeitung, Speicherung und Übertragung digitaler 
Tonsignale sind eine Verbesserung des Rauschabstands und des Dynamik- 


Tabelle 1 Parameter digitaler Tonsysteme 


PCM- 

Video 8 

R-DAT 

CD 

Satelliten- 


Prozessor 


(Standard) 


Hörrund¬ 

funk 

A B 

Funktion 

Aufnahme/ 

Aufnahme/ 

Aufnahme/ 

Wieder- 

Rundfunk 


Wiedergabe 

Wiedergabe 

Wiedergabe 

gäbe 


Kanalanzahl 

2 

2 

2 

2 

4 2 

Abtastfrequenz 
(in kHz) 

44,056 

31,5 

48 

44,1 

32 48 

Quantisierung 
(in bit) 

14/16 

8 nichtlinear 

16 

16 

14/10 16 

obere NF-Frequenz 
(in kHz) 

20 

15 

22 

20 

15 20 

System-Dynamik¬ 
bereich (in dB) 

84/96 

90 

96 

96 

84 96 

Klirrfaktor (in %) 

0,01-0,005 

unter 1 

0,005 

unter 0,03 

- - 

Gleichlauffehler 
(in %) 

nicht meßbar 


Magnetbandbreite 
(in mm) 

12,6 

8 

3,81 

— 

~ — 

Spurbreite (in pm) 

29/19/58 

20,5 

13,581 

0,5 

- - 

Kassettenabmes- 

188X104 

95x62 

73X54 

— 

— — 

sungen (in mm) 

x 25 (VHS) 

x 15 

x 10,5 


Übertragungs¬ 
geschwindigkeit 
(in Mbit/s) 

2,643 

5,79 

2,46 

2,03 


Bandgeschwindigkeit 
(in mm/s) 

33,35 (VHS) 

14,345 

8,15 

— 

— — 

Subkodekapazität 
(in kbit/s) 


273,1 

58,4 


Modulationssystem 

NRZ 

Bi-Phase 

8-10 mod. 

EFM 

(8-10) 


Aufzeichnungsdauer 

max. 8 h 

4h 


2 h 74'42" 


umfangs, eine starke Verringerung von Verzerrungen und von Gleichlauf¬ 
fehlem und des Übersprechens, eine wesentlich erhöhte Kopierbarkeit, Re¬ 
generierbarkeit und verbesserte Bandlöschung, eine Erhöhung der Tonsi¬ 
gnalbandbreite und Störfestigkeit sowie größere und neue Möglichkeiten 
zur Verarbeitung und Beeinflussung von Tonsignalen. Nicht zu verschwei¬ 
gen sind auch Nachteile einer Digitalisierung, zu denen die größere Über- 


63 


tragungs- oder Speicherbandbreite, die hohen Anforderungen an die Schal¬ 
tungstechnik (A/D- und D/A-Wandler) und ein zusätzlicher Kodierauf¬ 
wand zur Vermeidung von Beeinträchtigungen durch bit-Fehler gehören. 


Digitalisierung von Tonsignalen 

In den bisher von der Digitalisierung von Tonsignalen betroffenen Gebie¬ 
ten herrscht leider keine einheitliche Festlegung von Digitalisierungspara¬ 
metern, so daß mit unterschiedlichen Abtastfrequenzen, Quantisierungen 
und Kodes (Tabelle 1) gearbeitet wird. Bisher wird eine Tonsignaldigitali¬ 
sierung für eine digitale Übertragung und/oder Speicherung auf folgenden 
Gebieten angewendet: 

• Tonsignalverarbeitung 

Verstärker, Filter, Effektgeräte, Mischpulte 

• Tonsignalspeicherung 

Compact Disk (CD), Speicherung auf Videorecordem, Digital Audio 
Tape (DAT), Video 8 

• Tonsignalübertragung 

Fernsprechtechnik, Satellitenübertragung, Raumfahrt u. a. 

Bei der Digitalisierung von Tonsignalen verwendet man die Pulskodemo¬ 
dulation mit den Schritten Abtastung des analogen Tonsignals zu festgeleg¬ 
ten Zeitpunkten, Quantisierung der erhaltenen Abtastwerte durch Zuord¬ 
nung erlaubter, diskreter Amplitudenstufen und Kodierung der diskreten 
Amplitudenstufen durch Zuweisung von Digitalwerten entsprechend einem 
geeigneten Kode. In der professionellen Studiotechnik arbeitet man vor¬ 
zugsweise mit einer Abtastfrequenz von 48 kHz und einer Quantisierung 
von 16 bit. Diese Parameter werden auch von R-DAT (Standardversion) 
und beim Satelliten-Hörrundfunk (B) benutzt. Anders dagegen liegen die 
Verhältnisse beim PCM-Prozessor, der eine digitale Aufnahme von Tonsi¬ 
gnalen auf einem Videorecorder ermöglicht. Die Abtastfrequenz beträgt in 
diesem Fall 44,056 kHz, die Quantisierung 14 bzw. 16 bit. Tabelle 1 vermit¬ 
telt hierzu einen Überblick. 


Digitale Tonsignalverarbeitung 

Nach der Digitalisierung des analogen Tonsignals im Analog/Digital- 
Wandler liegt ein digitaler Datenstrom vor, der durch die verschiedenen 
Werte für Abtastfrequenz und Quantisierung bzw. Kodierung ebenfalls un¬ 
terschiedliche Werte annimmt. Zur digitalen Signalverarbeitung wird der 
digitale Datenstrom im Takt der Abtastfrequenz einem Signalprozessor zu- 


64 


Abtastwert 


Bild 1 Digitaler Signalprozessor 


geführt, der im Prinzip ein Rechner ist, dessen Rechenablauf jedoch der 
Schaltungsaufbau (Hardware) bestimmt (Bild 1). 

Die zur Verfügung stehenden Rechenschaltungen werden so zusammen¬ 
geschaltet, daß sich der gewünschte Rechenablauf als Addierer, Subtrahie¬ 
rer, Schieberegister, Speicher u. a. ergibt. Soll z. B. eine Verstärkung oder 
Dämpfung eines digitalen Tonsignals vorgenommen werden, so wird in die¬ 
sem Fall anstelle eines Potentiometers der analogen Schaltungstechnik ein 
Multiplizierer benutzt (Bild 2), der jeden Abtastwert mit einem Faktor mul¬ 
tipliziert und auf diese Weise das digitale Tonsignal um den Multiplika¬ 
tionsfaktor vergrößert oder verkleinert. Zur Realisierung einer digitalen 
Filterwirkung wird zum Abtastwert des augenblicklichen Signals ein Teil 
des vorherigen Signals, beeinflußt von einem Koeffizienten, addiert 
(Bild 3). Eine Mischung wird durch die Addition von Abtastwerten, eine 
Begrenzung durch die Multiplikation mit einer Regelkonstanten erzielt. 

Die digitale Tonsignalverarbeitung im Digitalfernsehempfänger (Digit 
2000) beginnt mit der A/D-Wandlung nach der Ton-ZF-Demodulation. Da¬ 
nach schließt sich ein digitales Filter an. Die Abtastwerte werden über ein 
digitales Filter und eine Dematrix in L- und R-Signal sowie das Kennungs¬ 
signal getrennt. Lautstärke, Balance, Klang usw. werden über Multiplizierer 


Filterkoeffizient 


Bild 2 

Digitale Verstärkung 


Bild 4 Digitale Tonsignalverarbeilung im Fernsehempfänger 

und digitale Filter eingestellt. Das digitale Ausgangssignal wird nach 
Durchlaufen des D/A-Wandlers in analoger Form den Tonendstufen zuge¬ 
führt (Bild 4). 

Speicherung digitaler Tonsignale 

Zur Speicherung digitaler Tonsignale eignen sich herkömmliche Tonspei¬ 
chergeräte nicht, da sie nicht in der Lage sind, das durch die Digitalisierung 
erweiterte Frequenzband aufzunehmen. Um Videorecorder als relativ breit¬ 
bandige Speichergeräte auch zur digitalen Tonspeicherung zu verwenden, 
wurden spezielle PCM-Adapter entwickelt, die vor die Videorecorder einzu¬ 
fügen sind. Ein derartiger PCM-Adapter bereitet das Tonsignal digital so 
auf, daß es von einem Videorecorder aufgenommen werden kann. Die Ab¬ 
tastung geschieht mit einer Frequenz von 44,056 kHz. Die Quantisierung 
wird mit 14 bit linear vorgenommen. Zusammen mit derartigen PCM-Adap- 
tern wurden Betamax- und VHS-Videorecorder eingesetzt. Durch das Auf¬ 
kommen der CD-Platte und neuerdings der DAT-Recorder ist der PCM- 
Adapter in seiner Bedeutung rückläufig. 

Beim Digitalmagnettonband DAT werden verschiedene Abtastfrequen¬ 
zen und Quantisierungen (Tabelle 2) benutzt, um eigene Aufnahmen zu er¬ 
möglichen, bespielte DAT-Kassetten ohne Überspielmöglichkeit wiederge¬ 
ben zu können und auch Aufnahmen vom Satelliten-Hörrundfunk zu ge¬ 
statten. Die Digitalisierungsverhältnisse sind für R-DAT (Rotary-Head 
DAT - DAT mit rotierendem Tonkopf, Bild 5) und für S-DAT (Stationary- 
Head DAT - DAT mit feststehendem Mehrspurtonkopf) gleich. 

Neben den nur für die digitale Tonspeicherung verwendeten Systemen 
(PCM-Adapter-Videorecorder, Compact Disk, Digital Audio Tape) wird die 
Digitalisierung auch bei der Speicherung des Fernsehbegleittons in Kame¬ 
rarecordern eingesetzt. In diesem Fall ist das Kamerarecordersystem Vi¬ 
deo S zu nennen, das sich neben der geringen Magnetbandbreite von 8 mm 
auch durch die Möglichkeit einer digitalen Tonspeicherung auszeichnet, 


66 


Tabelle 2 Abtastfrequenzen und Quantisierung bei R-DAT 


Abtastfrequenz 
(in kHz) 

Quantisierung 
(in bit) 

Nettodatenrate 

2 Kanäle (in Mbit/s) 

Aufnahme eigener 

Programme 

48 

16 

1,536 

Wiedergabe bereits 

bespielter Kassetten 

44,1 

16; 12 

1,411; 1,058 

Aufnahme von Program¬ 
men des Satelliten- 
Hömmdfuriks 

32 

16; 12 

1,024; 0,768 


die am Anfang jeder Videoschrägspur auf einem schmalen Stück des Video¬ 
bands von 1,24 mm Breite (Bild 6) geschieht. Es wird eine Abtastfrequenz 
von 31,24 kHz zusammen mit einer Quantisierung von nur 8 bit angewen¬ 
det, so daß die Datenrate für ein Stereosignal 500 kbit/s beträgt. Durch die 
8-bit-Quantisierung liegt die Wiedergabequalität unter der der CD-Platte 
und des DAT-Bands. 

Eine Video-8-Kassette kann in einem speziellen Videorecorder auch nur 
zur alleinigen digitalen Tonspeicherung verwendet werden, wobei der der 
Videospur vorbehaltene Speicherplatz nunmehr gänzlich für das Tonsignal 
zur Verfügung steht. Die Spielzeit erhöht sich dadurch auf 18 h. Im Video- 
8-Kamerarecorder übernehmen die rotierenden Videoköpfe auch die Auf- 


67 


Spur lage 
' LP V 
Laufrich¬ 
tung der 
Videoköpfe 


R aser Cue -Sour fnicht beleotl ~ 
^Spurlage < ^g andlaufrichtuna 1 
1 ^ Videospur: 

- Luminanz 

- Chrominanz 

- Audio-FM-MO NO 
_- Pilotsignal IATF) 

KM-Audio-Stereospur 

Rasen 


Audiospurfnicht belegt) 


Spurweite: 
LP -17,Zum 
SP 


Bild 6 Spuraufteilung mit PCM-Ton bei Video 8 


Zeichnung der digitalen Tonsignale. Dazu muß jeder der beiden Videoköpfe 
schon etwa 31° vor dem Kontaktpunkt zum üblichen 180°-Umschlingungs- 
winkeleinsatz für die Videoaufzeichnung aktiv werden. Das bedeutet eine 
Verlängerung der kombinierten Video/Audio-Schrägspur (Bild 6). 


Übertragung digitaler Tonsignale 

Die Übertragung digitaler Tonsignale in Fernsprechqualität (3,4 kHz) über 
PCM 30 wird mit einer Abtastfrequenz von 8 kHz und einer Kodierung von 
8 bit nichtlinear vorgenommen, so daß sich ein Datenstrom von 64 kbit/s 
ergibt. Für hochwertigere Übertragungen benutzt man eine Abtastfrequenz 
von 32 kHz (bzw. 48 kHz) bei einer Kodierung von 14 bzw. 16 Hz. Der kon¬ 
zipierte Satelliten-Hörrundfunk benutzt eine Abtastfrequenz von 32 kHz 
für das Tonsignal bei einer Quantisierung von 14 bit. Die Nettodatenrate 
für ein Stereosignal beträgt damit 0,896 Mbit/s. Da in einem Satellitenka¬ 
nal bis zu 16 unterschiedliche Stereoprogramme übertragbar sowie noch 
Fehlerschutz (BCH-Kode) und Zusatzinformationen zu berücksichtigen 
sind, ergibt sich eine Übertragungs-bit-Rate von 20,48 Mbit/s. Für die 
Übertragung auf dem Satellitenabschnitt bringt man die 16 in paralleler 
Form vorliegenden Stereoprogramme in ein serielles Rahmenformat, wozu 
ein Zeitrahmen von 31,25 ps Dauer gebildet wird, innerhalb dem in ortho¬ 
gonaler Anordnung (Kanäle A und B) je 8 Stereoprogramme, Synchronisa- 
tions-, Sonderdienst-bit sowie Zusatz-bit untergebracht werden. 

Die für neue Übertragungswege zur Verteilung von Fernsehprogrammen 
(Kabel- und Satellitenfernsehen) benutzten Zeitmultiplex-Übertragungsver- 
fahren (MAC-Familie - Multiplexed Analogue Components) arbeiten mit 
analoger Video- und digitaler Fernsehbegleittonübertragung. Die Digitali- 


68 


7 - MHz- Kanal 


Bildträger 


j Nachbar- 
] bildträger 
\FM-Ton * 

r-r 

ton j 


MHz 


MHz 


sierung des Fernsehbegleittonsignals geschieht mit einer Abtastfrequenz 
von 32 kHz (16 kHz für mittlere Tonqualität) und einer Quantisierung von 
14 bit linear (10 bit in einer kompandierten Betriebsart). Die Nettodaten¬ 
rate ergibt sich somit für ein Stereosignal zu 896 kbit/s. Die Tonübertra¬ 
gungskapazität des D2-MAC-Verfahrens beträgt 1,539 Mbit/s, wobei die 
Übertragung im sogenannten Burst-Betrieb zusammen mit Datensignalen 


69 


mit einer Rate von 10,125 Mbit/s vorgenommen wird. Die Übertragungska¬ 
pazität reicht damit zur Übertragung von 2 Stereoprogrammen oder bis zu S 
weniger hochwertigen Kommentarkanälen aus. 

Die digitale Tonübertragung beim Satellitenfemsehen nach dem MAC- 
Übertragungsverfahren hat zu Gedanken für eine derartige Übertragungs¬ 
möglichkeit auch beim terrestrischen Fernsehen Anlaß gegeben. Hierzu 
zählt das .V/C4 Af-72S-Verfahren (Bild 7), bei dem zusätzlich zum üblichen 
Fernsehbegleitton in analoger Frequenzmodulation 2 digitale Tonkanäle 
(2sprachig oder stereofon) übertragen werden, wozu ein zusätzlicher Hilfs¬ 
träger benutzt wird. Der zusätzliche Hilfsträger liegt 5,85 MHz oberhalb des 
Bildträgers und ist um 20 dB gegenüber dem Bildträger abgesenkt. Zur Mo¬ 
dulation des Hilfsträgers wird die differentiell kodierte Quadraturphasen¬ 
umtastung (DQPSK) verwendet, bei der 4 mögliche jeweils um 90° gegen¬ 
einander verschobene Phasenlagen des Trägers den Digitalsignalen 00, 10, 
11 und 01 zugeordnet werden. Die Signale in den beiden Tonkanälen wer¬ 
den mit einer Frequenz von 32 kHz abgetastet und mit 14 bit kodiert. Eine 
Kompandierung nimmt eine Reduzierung auf 10 bit vor, eine Paritätsprü¬ 
fung erhöht das Datenwort auf 11 bit. Zusammen mit einem Fehlerschutz 
und einer Rahmenbildung ergibt sich ein Datenstrom von 728 kbit/s, von 
dem die Toninformation 704 kbit/s einnimmt. Zusatzsignale lassen sich 
ebenfalls noch unterbringen (11 kbit/s). Im 728 bit (= 1 ms) breiten Rah¬ 
men bewirken die ersten 8 bit die Rahmensynchronisation. Die folgenden 
720 bit entsprechen im Signalaufbau der MAC-Konzeption. Damit wird ein 
Zusammenwirken mit der Satellitenübertragung angestrebt. 


Datenreduktion 

Die bei der Digitalisierung von Tonsignalen anfallenden relativ großen Da¬ 
tenraten (Tabelle 3) stellen hohe Anforderungen an die Komponenten der 
Signalverarbeitung, -Übertragung und -Speicherung. Ziel der weiteren Ent¬ 
wicklung auf diesem Gebiet ist es deshalb, diese Datenrate durch eine da¬ 
tenreduzierende Quellenkodierung zu verringern, damit auch Nachrich¬ 
tenkanäle geringerer Übertragungskapazität und Speicher mit kleiner Kapa¬ 
zität genutzt bzw. speziell erforderlicher Aufwand gesenkt werden können. 
Das Ausgangssignal der Quellenkodierung weist eine geringere bit-Anzahl 
als davor auf und wird dann im Parallel-Serien-Wandler in einen seriellen 
Datenstrom umgewandelt. Die Kanalkodierung trägt mit einem speziellen 
Kode Redundanz zur Fehlererkennung und -korrektur hinzu, ehe das Digi¬ 
talsignal durch ein geeignetes Verfahren moduliert übertragen oder gespei¬ 
chert wird. 

Verfahren zur Quellenkodierung sind die De'ltamodulation, die differen- 


70 


Tabelle 3 Quellenkodierungen für Tonsignale 


Speicher-/Über- 

Abtast 

bit/Abtast- 

Stereo- 

Datenraten 

Spielzeit auf 

tragungsverfahren 

frequenz 

wert 

Datenrate 

(in Mbit/s) 

der CD-Platte 


(in kHz) 


(in Mbit/s) 

nach Kanal- 

als Referenz 


kodierung 

(min) 

Compact Disk 
(CD) 

44,1 

16 

1,411 

4,32 

60 

R-DAT (Digital 
Audio Tape) 

48 

16 

1,536 

2,45 

55 

Satelliten- 

Rundfunk 

32 

14 

0,896 


94 

Femsehbegleitton 
beim Satelliten¬ 
femsehen 

32 

14 

0,896 

1,64* 

94 

PCM-Adapter 

44,056 

14 

1,234 


PCM-Ton auf 
Video 8 

31,25 

8 

0,5 


170 

DASH 

48; 44,1; 32 

16 

max. 1,536 


Kabelrandfunk¬ 
vorschlag (USA) 

32 

8 

0,512 


NIC AM 

32 

10 

0,728 


MASCAM 

48 

16 

0,130 


MSC 

44,1 

4 

0,353 


240 


32 

4 

0,256 


330 


* mit Synchron- und Zusatzsignalen 


tielle PCM (DPCM) und die adaptive DPCM, bei denen jedoch ein hörbarer 
Qualitätsverlust eintritt. Das menschliche Ohr nimmt bei der Auswertung 
von Schallwellen eine Art von Kurzzeitspektralanalyse und darauf folgend 
eine spezielle Filterung im Spektralbereich vor. Man kann annehmen, daß 
alle Wahrnehmungseffekte aus der Auswertung in dieser Form ableitbar 
sind, so daß sich diese Verfahrensweise technisch nachzuahmen lohnt. 

Die mehrfach adaptive spektrale Audiokodierung (MSC) ist eine datenre¬ 
duzierende Quellenkodierung, die auf diesen Ergebnissen aufbaut. Bei der 
MSC wird ein mit 44,1 oder mit 32 kHz abgetastetes Tonsignal mit 4 bit je 
Abtastwert kodiert, womit sich eine Datenrate von 353 bzw. 256 kbit/s er¬ 
gibt. Bei der MSC-Quellenkodierung werden die Abtastwerte nach der 
16-bit-A/D-Wandlung zu Blöcken angeordnet und einer Fourier- Transfor- 


71 


mation unterworfen. Man erhält für jeden Block einen Satz von 1024 Spek¬ 
tralkoeffizienten, deren Betrags- und Phasenwerte mehrfach adaptiert ko¬ 
diert werden. Dabei werden wesentliche Koeffizienten mit bis zu 14 bit und 
weniger wichtige mit bis zu nur 1 bit weiterbehandelt. Im Spektralbereich 
findet somit eine in Grob- und Feinquantisierung aufgeteilte Quantisierung 
unter Berücksichtigung grundlegender psychoakustischer Effekte - wie 
Gruppenbildung und Verdeckung - statt. Die sich ergebende Übertragungs¬ 
qualität wird als sehr gut eingeschätzt. 

Beim MASCAM-Verfahren (Masking pattem adapted subband coding and 
multiplexing) wird die Tatsache ausgenutzt, daß das menschliche Gehör nur 
ein begrenztes spektrales und zeitliches Auflösungsvermögen hat, so daß 
man zu geringen Datenraten gelangen kann, die in Abhängigkeit vom Ton¬ 
signal zeitlich schwanken. Zur Zeit liegen die Datenraten bei 80 bis 
130 kbit/s für einen Monokanal. Das Tonsignal wird nach der Digitalisi- 
rung mit 48 kHz und 16 bit mit speziellen Filtern (Quadratur-Mirror-Filter) 
in 24 Teilbänder unterteilt, die im tiefen Frequenzbereich eine Breite von 
125 Hz und bei hohen Frequenzen von 2 kHz aufweisen. Danach wird für 
einen Block aufeinanderfolgender Abtastwerte ein sogenannter Skalenfak¬ 
tor gebildet, der ein Maß für den maximalen Pegel in jedem Teilband ist. 
Skalenfaktoren und Abtastwerte werden einer Datenreduzierung (Transko¬ 
dierung) unterworfen, die mit dynamischer bit-Zuweisung arbeitet. Emp¬ 
fangsseitig laufen reziproke Vorgänge ab. Die Übertragung von Zusatzdaten 
ist auch möglich. 

Die Datenreduktion bei der Digitalisierung von Tonsignalen verfolgt 
auch das zukünftige Ziel, relativ schmalbandige Kanäle (wie z. B. den 
UKW-Hörrundfunk) für Übertragung digitaler Signale benutzen zu können. 

Literatur 

[1] G. Hohmuth, Analoge und digitale Tonspeicherung, radio-fernsehen-elektronik, 
Berlin 36 (1987) 7, Seite 453 bis 458. 

[2] Digitale Tonspeicherung mit R-DAT. radio-femsehen-elektronik, Berlin 36 (1987) 
7, Seite 458. 

[3] H. Völz, Digitale Tonaufzeichnung mit S-DAT. radio-femsehen-elektronik, Berlin 
36 (1987) 7, Seite 459 bis 461. 

[4] Neuartiges Codierungsverfahren für digitale Tonspeicherung. Funktechnik, Heidel¬ 
berg 41 (1986) 5, Seite 189 bis 191. 

[5] G. Pichlopp, Kommerzielles digitales Mischpult. Femseh- und Kinotechnik, Hei¬ 
delberg 37 (1983) 3, Seite 109 bis 112. 

[6] A. J. Bower, Digital two-channel sound for terrestrial television. IEEE trans. on 
Cons. Electronics CE-33, New York (1987) 3, Seite 286 bis 296. 

[7] G. Stoll/S. Theile, MASCAM: Minimale Datenrate durch Berücksichtigung der Ge¬ 
höreigenschaften bei der Codierung hochwertiger Tonsignale. Femseh- und Kino¬ 
technik, Heidelberg 42 (1988) 11, Seite 551 bis 556, 558. 


72 


Audiovisuelle 

Steckverbindungen 


Steckverbindungen haben in der modernen Elektronik eine große Bedeu¬ 
tung erlangt, gelingt es doch erst durch sie, Einzelkomponenten in effekti¬ 
ver Weise zu einem Gesamtsystem zu verbinden oder zu erweitern bzw. 
auch bei Reparatur oder Modifikationen aus dem Gesamtsystem wieder lös¬ 
bar zu trennen. Relativ neu auf dem Gebiete der Steckverbinder sind audio¬ 
visuelle Steckverbindungen, um z. B. Videorecorder und Farbfernseher mit¬ 
einander zu verbinden. Videorecorder werden oftmals an den Antennenein¬ 
gang des Farbfernsehempfängers angeschlossen. Um eine bereitstellbare 
Auflösung auch nach Möglichkeit voll ausnutzen zu können, vermeidet 
man neuerdings den Weg über die hochfrequenzmäßige Übertragung zwi¬ 
schen Videorecorder und Farbfernsehempfänger und arbeitet im Bereich 
der RGB-Signale. Für diese Zwecke stehen unterschiedliche Steckverbin¬ 
dungen zur Verfügung, die kurz vorgestellt werden sollen. Dabei ist zu be¬ 
achten, daß auf diesem Gebiet weder die nationalen noch die internationa¬ 
len Normierungen abgeschlossen sind, also weitere Änderungen und Neue¬ 
rungen erwartet werden können. 

Die AV-Steckverbindung nach TGL 28200/05 und TGL 28200/13 (DIN 
45322 bzw. IEC Typ 130-9 - 6/240° -) ist eine öpolige (zuzüglich Masse) 
Steckverbindung und gestattet die Übertragung von zwei Tonkanälen (links, 
rechts), einem Videosignal, einer Schalt- und einer Versorgungsspannung. 

3 

2 
1 

6 

Bild 1 Bild 2 

6poliger AV-Stecker Verdrahtungsseite des Steckers 


73 


Tabelle 1 Anschlußwerte am Videorecorder 


74 


Videorecorder Schaltspannungs- Videosignaleingang Tonsignaleingang Versorgungs- zusätzlicher Ton- 

im Aufzeich- ausgang _ Eingangsschein- Abschirmung, - Eingangsschein- spannungs- signaleingang 


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75 


Verbindungskabel ungeschirmter Koaxialkabel mit Abschirmung abgeschirmter ungeschirmter abgeschirmter Leiter 

Leiter einem Wellenwider- Leiter Leiter 

stand von 75 CI 


Tabelle 2 Anschlußwerte am Fernsehrundfunkempfänger 


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76 


SECAM 0,160 V- 
6 dB 

- überlagerte Gleich¬ 
spannung 


Fernsehfunk- Schaltspannungs- Videosignalausgang Tonsignalausgang Versorgungs- zusätzlicher Ton¬ 
empfänger als ausgang _ Ausgangsschein- Abschirmung, - Ausgangs- spannungsaus- signalausgang 

Signalquelle Gleichspannung: widerstand 75 H allgemeiner scheinwider- gang - Ausgangsschein- 

(Videorecorder o V - Ausgangssignal: Rückleiter stand: ^ 1 kQ Gleichspannung: widerstand: 

im Auf- vollständiges im Bereich +12 V ^ 1 kfi im 


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77 


Verbindungskabel ungeschirmter Koaxialkabel mit Abschirmung abgeschirmter ungeschirmter abgeschirmter Leiter 

Leiter einem Wellenwider- Leiter Leiter 

stand von 75 fl 


Aus der Belegung geht bereits hervor, daß die Übertragung jeweils nur in 
einer Richtung möglich ist, eine Umschaltung kann über die Schaltspan¬ 
nung vorgenommen werden. Bild 1 zeigt die AV-Stecker, Bild 2 die Ver¬ 
drahtungsseite des Steckers. 

Die Anschlußbelegung hat folgende Form (Bild 2): 

Anschluß 1: Schaltspannung; 

Anschluß 2: Videosignal (FBAS-Signal); 

Anschluß 3: Masse, gemeinsame Rückleitung; 

Anschluß 4: Tonsignal (links); 

Anschluß 5: Versorgungsspannung; 

Anschluß 6: Tonsignal (rechts). 

Für die Zusammenschaltung von Videorecorder und Farbfernsehempfän¬ 
ger sind die in Tabelle 1 (Anschlußwerte am Videorecorder) und Tabelle 2 
(Anschlußwerte am Farbfernsehempfänger) nach TGL 28200/13 vorge¬ 
schriebenen Bedingungen zu beachten. 

Eine andere AV-Steckverbindung läßt sich mit dem 21poligen Steckver¬ 
binder nach IEC 933-1 (Bild 3) realisieren, der auch mit Peri-, Scart- oder 
Eurobuchse bezeichnet wird und in der Lage ist, neben dem FBAS-Signal 
auch RGB-Signale und Tonsignale zu übertragen. Dieser Steckverbinder 
kann zur Verbindung von Farbfernsehempfängern und Videorecordem wie 
auch zum Anschluß von Bildschirmtext- und Videotextgeräten und Com¬ 
putern benutzt werden. Die Belegung der Anschlüsse der 21poligen Steck¬ 
verbindung wird in Tabelle 3 zusammengefaßt (Auszug aus IEC 933-1). 

Eine weitere AV-Steckverbindung ist die 9polige SUB-D-Buchse (IBM- 
Personal Computer), die für Schwarzweiß- und Farbsignale benutzt werden 
kann. Bild 4 zeigt die Anschlußanordnung, Tabelle 4 die Anschlußbele¬ 
gung. Auch über Cinch-Buchsen sind Anschlußmöglichkeiten vorhanden: 
so z. B. die Einspeisung oder die Ausgabe eines BAS-Signals über eine 
Cinch-Buchse bzw. eines BAS-Signals mit den R-, G- oder B-Farbkompo- 


6 8 10 72 n 16 18 20 

I I I I I I I I 

I I I I I I I I |27 

5 7 9 11 13 15 17 19 


Bild 3 

2lpoliger AV-Stecker nach IEC 
933-1 


Bild 4 

9poliger A V-Stecker 


78 


Tabelle 3 Anschlußbelegung der 21poligen AV-Steckverbindung 


Anschluß- Anschlußbelegung Anschlußwerte 
nummer 


1 

Tonausgang B 

Ausgangsimpedanz = 1 kQ 


(mono oder 

Nennlastwiderstand 10 kO 


rechter Kanal) 

Nennausgangsspannung 0,5 V 

Max. Ausgangsspannung 2 V 

2 

Toneingang B 

Eingangsimpedanz = 10 kfl 


(mono oder 

Nennquellwiderstand 1 kO 


rechter Kanal) 

Quell-EMK 0,5 V 

Min. Quell-EMK 0,2 V 

Überlast-Quell-EMK g 2 V 

3 

Tonausgang A 
(mono oder 
linker Kanal) 

Wie unter Anschluß 1 

4 

gemeinsamer 

Tonrückleiter 


5 

Blausignal- 

Rückleiter 


6 

Toneingang A 
(mono oder 
linker Kanal) 

Wie unter Anschluß 2 

7 

Blausignal 

Differenz zwischen Spitzenwert und 


(pos. Signal, 

Austastpegel 0,7 V 


Eingangs- oder 

Impedanz 75 D 


Ausgangssignal) 

Überlagerte Gleichspannung 0... +2 V 

8 

Funktionsschalt¬ 

Logisch 0: 0... + 2 V 


signal 

Logisch 1: +9,5... + 12 V 


(Eingang oder 

Bei Fernsehempfängern 


Ausgang) 

0 = Wiedergabe des Demodulatorsausgangssignals 
1 = Wiedergabe einer externen Quelle 
Eingangswiderstand g 10 kO 

Eingangskapazität = 2 pF 

Ais Ausgang: Lastwiderstand = 1 k£l 

9 

Grünsignal- 

Rückleiter 


10 

kein Anschluß 
gestattet 


11 

Grünsignal 
(pos. Signal, 

Ein- oder 
Ausgangssignal) 

Wie Kontakt 7 


79 


Anschluß¬ 

nummer 

Anschlußbelegung 

Anschlußwerte 

12 

kein Anschluß 
gestattet 


13 

Rotsignal- 

Rückleiter 


14 

Austast-Rückleiter 


15 

Rotsignal 
(pos. Signal, 

Ein- oder 

Wie Kontakt 7 


Ausgangssignal) 


16 

Austastsignal 

Logisch 0: 0,..+0,4 V* 


(Ein- oder 

Logisch 1: +1... + 3 V 


Ausgangssignal) 

Impedanz 75 CI 

17 

Videoausgangs¬ 

signal-Rückleiter 


18 

Videoeingangs¬ 

signal-Rückleiter 


19 

Videoausgangs¬ 

FBAS; Differenz zwischen Spitzenweißwert und 


signal (pos. Signal) 

Synchronpegel 1 V 

Impedanz 75 D 

Überlagerte Gleichspannung: 0... +12 V 

Nur zur Synchronisation: 0,3 V ([/„) 

20 

Videoeingangssignal 
(pos. Signal) 

Wie Anschluß 19 

21 

Gemeinsamer Rück¬ 
leiter für Anschlüsse 

8,10 und 12, 
Abschirmung 


Tabelle 4 Anschlußbelegung der SUB-D-Buchse 


Anschluß 


Schwarzweißsignal 


Farbsignal 


nenten über drei Cinch-Buchsen. Spezielle 5-VHS-RGB-Signale werden 
auch über die Hosiden-Buchse bereitgestellt. 

Soll eine Verbindung zwischen einem Gerät mit öpoliger AV-Buchse und 
einem Gerät mit 21poliger AV-Buchse hergestellt werden, so ist ein entspre¬ 
chender Adapter notwendig (Bild 5), der entweder einen Umschalter für die 
aus der öpoligen Buchse kommende Videoleitung oder ein Relais vorsieht, 
da Videoein- und -ausgang auf demselben Anschluß liegen. Über eine zu¬ 
sätzliche Buchse kann eine Schaltspannung eingespeist werden. 

Zusammengestellt von Dipl.-Ing. H. Bergmann 


81 


Literatur 


[1] TGL 28200/05; TGL 28200/13. 

[2] IEC 933-1. 

[3] Gefilmt, geschnitten und gestanzt. Funkschau, München 58 (1986) 6, Seite 40 bis 
44. 

[4] H. Völzke, Digitale Bilderzeugung und -Verarbeitung. Mikrocomputer-Zeitschrift 
mc (1987) 12, Seite 50 bis 62. 


82 


Ein Blick in das Innere 
von FORTH 

Dr. -Ing. Werner Domschke 


Einführung 

In einigen Veröffentlichungen der letzten Zeit wurde mehrfach von der Pro¬ 
grammiersprache FORTH berichtet, so z. B. auch im Elektronischen Jahr¬ 
buch 1990. Dieser Beitrag soll die dort vorgestellten Gedanken fortsetzen. 
FORTH wird häufig nicht nur als Sprache für Computer schlechthin be¬ 
zeichnet, sondern als Betriebssystem, Entwicklungssystem oder Philosophie 
zur Programmerstellung gekennzeichnet. In letzter Zeit haben sich passio¬ 
nierte FORTH-Programmierer in Clubs, Interessengemeinschaften und 
auch in einem Fachausschuß der Kammer der Technik zusammengefunden, 
um ihre Gedanken und Lösungen auszutauschen. Was macht FORTH so 
interessant? Von kaum einer anderen Computersprache sind sogenannte 
»Fan-Clubs« bekannt. 

FORTH ist eine lebende Sprache, die durch den Programmierer entspre¬ 
chend seinen Erfordernissen erweitert wird. FORTH arbeitet interpretativ. 
Der FORTH-Interpreter besteht aus einer Menge von FORTH-Worten. 
Neue FORTH-Worte werden wie aus Bausteinen aus bereits vorhandenen 
Worten zusammengesetzt, die wiederum Bausteine für noch komplexere 
Worte sein können. 

Ein Programm im herkömmlichen Sinn, wie z. B. in BASIC, gibt es in 
FORTH nicht. FORTH-Programme sind speziell definierte FORTH-Worte, 
die den ursprünglich vorhandenen FORTH-Interpreter erweitern. Dadurch 
ergeben sich FORTH-Interpreter, die auf spezielle Anwendungen zuge¬ 
schnitten sind, wie z. B. auf die Steuerung von Waschmaschinen, auf den 
Dialog mit Personen für Auskunftssysteme, auf die Steuerung von Modell¬ 
bahnanlagen, auf die Berechnung von speziellen Größen, auf die Herstel¬ 
lung von Zeichnungen mit dem Computer, auf Spiele und vieles andere 
mehr. 


83 


In der DDR sind hauptsächlich 2 Dialekte von FORTH verbreitet: 
FORTH 83 und fig-FORTH, aus dem das FORTH des Kleincomputersy¬ 
stems KC 85 des VEB Mikroelektronik Wilhelm Pieck Mühlhausen abgeleitet 
wurde. Die Grundlage dieses Beitrages bildet das FORTH des KC 85- Sy¬ 
stems, von dem im folgenden einige innere Zusammenhänge, der prinzi¬ 
pielle Aufbau des FORTH-Interpreters und einzelner FORTH-Worte darge¬ 
stellt werden sollen. Als Beispiel wird das Programmsystem MiniCAD ver¬ 
wendet. 


Der FORTH-Interpreter 

Der FORTH-Interpreter besteht im wesentlichen aus einem inneren Inter¬ 
preter und dem FORTH-Lexikon. Der innere Interpreter ist die ausfüh¬ 
rende Einheit. Die Programme der ihm übergebenen Adressen werden ab¬ 
gearbeitet. Das FORTH-Lexikon besteht allgemein aus mehreren Wörter¬ 
büchern (VOCABULARY), in denen FORTH-Worte zusammengefaßt sind. 
Das FORTH des KC 85 weist im Auslieferzustand die Wörterbücher 
FORTH und EDITOR auf. Der Anwender kann je nach Aufgabenstellung 
weitere programmieren. Das FORTH-Lexikon enthält alle ausführbaren 
FORTH-Worte, so auch z. B. den sogenannten äußeren Interpreter, der den 
Namen INTERPRET hat. Dieser wird nach der Initialisierung von FORTH 
aktiviert und übernimmt den Dialog mit dem Bediener. INTERPRET 
durchmustert eingegebene Texte auf bekannte FORTH-Worte, übergibt de¬ 
ren Adresse an den inneren Interpreter zur Abarbeitung, versucht nichtge- 
fundene Worte als Zahlen zu interpretieren oder gibt die erforderlichen 
Fehlermeldungen aus. 

Ein einzelnes FORTH-Wort besteht aus 4 Teilen, dem Namensfeld, dem 
Verkettungsfeld, dem Kode-Feld und dem Parameterfeld. Das Namensfeld 
(name fleld) beginnt mit einem Zähl-Byte, das die Länge des Namens (die 
niederwertigsten 5 bit), die Gültigkeit des Wortes (SMUDGE-bit) und die 
Art der Ausführung des Wortes (Precence-bit) enthält. Daran schließen sich 
maximal 31 Bytes an, die den Namen des Wortes enthalten. 

Im Verkettungsfeld (link fleld) steht die Adresse des vorher definierten 
FORTH-Worts. Die FORTH-Worte im Lexikon sind somit untereinander 
verkettet. Damit ist der äußere Interpreter in der Lage, das FORTH-Lexi¬ 
kon nach einem bestimmten Wort zu durchmustern. 

Im Kode-Feld (code field) ist die Art des FORTH-Wortes angegeben. So 
werden FORTH-Worte unterschieden, die z. B. selbst aus Maschinenkode 
oder anderen FORTH-Worten bestehen, Variablen oder Konstanten reprä¬ 
sentieren, Ausgangspunkte für Wörterbücher sind, selbst neue FORTH- 
Worte definieren usw. 


84 


Das Parameter-Feld (parameter field) enthält je nach Art des FORTH- 
Worts die aufgabenspezifischen Angaben. Bei Konstanten und Variablen 
ist das der Speicher für die Werte, bei ausführbaren FORTH-Worten der 
Maschinenkode oder die Liste der FORTH-Worte, aus denen das Wort ge¬ 
bildet wurde, usw. Diese Gliederung soll an Hand des Programmsystems 
MiniCAD im folgenden demonstriert werden. 


MiniCAD - ein Anwendungsbeispiel von FORTH 

Im Auftrag der Zentralstelle für Bildung des Ministeriums für Verkehrswesen 
wurde das Programmsystem MiniCAD erarbeitet. Es wird im wesentlichen 
in der Ausbildung eingesetzt, hat aber auch schon in vielen anderen Berei¬ 
chen seine Leistungsfähigkeit gezeigt. Mit MiniCAD können Zeichnungen 
entworfen werden, die im allgemeinen aus Teilbildern zusammengesetzt 
sind. Dabei sind Verschiebungen im Koordinatensystem, Spiegelungen, 
Drehungen, Maßstabsänderungen sowie mehrfarbige Darstellungen auf 
dem Bildschirm möglich. Diese Bilder können als Hardcopy mit Nadel¬ 
druckern oder maßstäblich mit dem Kleinplotter XY4131 bzw. den Nach¬ 
folgeentwicklungen aus der CSR auf Papier ausgegeben werden. 


Aufbau von MiniCAD 

Für die Speicherung und Berechnung von Darstellungen wird bei MiniCAD 
die in FORTH enthaltene 2-Byte-Festkommaarithmetik verwendet. Daraus 
ergeben sich eine Reihe von Vorteilen, wie z. B. kurze Rechenzeiten, gerin¬ 
ger Speicherplatzbedarf für die Koordinaten, aber auch Nachteile, wie z. B. 


Bild 1 Darstellung der Programmstruktur des Beispiels » MiniCAD« 


85 


erhöhte Rundungsfehler bei Maßstabsänderungen und die Eingabe nur 
ganzzahliger Werte ohne Komma. Um trotzdem Zeichnungen auf dem 
Plotter in der entsprechenden Genauigkeit erhalten zu können, wurden fol¬ 
gende Vereinbarungen getroffen: 

1) Basis der Speicherung und Verarbeitung der Koordinaten ist die Maschi¬ 
neneinheit (ME). 

2) Auf dem Plotter XY4131 entspricht eine Maschineneinheit einem Plotter¬ 
schritt, also 0,1 mm, dementsprechend sind 10 ME= 1 mm. 

3) Die Angabe von Winkeln geschieht in gleicher Weise in Maschinenein¬ 
heiten, wobei eine ME einem Zehntelgrad entspricht, also 900 ME = 90°. 

4) Der Maßstab von Darstellungen kann in entsprechenden Grenzen frei ge¬ 
wählt werden. Wegen der Festkommaarithmetik wurde als Basis die Zahl 
16 verwendet, 16:16 entspricht also dem Maßstab 1:1. 

5) Der kleinste verwendbare Maßstab ist 256:16, also 16:1; der größte 
Maßstab ist 1:16. Damit lassen sich Darstellungen im Bereich 
von 64 x 64 ME (6,4 mm x 6,4 mm) bis 16380 ME x 16380 ME 
(1,63 m x 1,63 m) auf dem Bildschirm abbilden. 


Programmstruktur von MiniCAD 

Das Programmsystem MiniCAD stellt einen speziell an die genannte Auf¬ 
gabe angepaßten FORTH-Interpreter dar. Dabei wurde die Möglichkeit der 
Verwendung von mehreren Wörterbüchern (VOCABULARY) für die opti¬ 
male Bedienerführung ausgenutzt. Der Anwender von MiniCAD braucht 
die Sprache FORTH nicht zu kennen. Das Bild zeigt die realisierte Pro¬ 
grammstruktur. Jedes der dargestellten Kästchen von MiniCAD erzeugt ein 
eigenes Menü, außer dem Wörterbuch »bilder«. Dieses füllt der Program¬ 
mierer durch die Definition von selbst erarbeiteten oder von Kassette gela¬ 
denen Darstellungen. Die einzelnen Wörterbücher haben folgende Aufga¬ 
ben: 

FORTH - Basiswörterbuch des FORTH-Interpreters, der auf dem Modul 
M026 enthalten ist oder von der Kassette C0183 geladen wird. 

EDITOR - Wörterbuch, das im FORTH-Interpreter enthalten ist und mit 
dessen Funktionen FORTH- oder auch MiniCAD-Quelltext in den soge¬ 
nannten Screens erarbeitet oder korrigiert werden kann. 

DRAWD - »Wurzelsegment« von MiniCAD. Dieses stellt eine direkte Er¬ 
weiterung des Wörterbuches FORTH dar. Hier sind der Basiswortschatz 
und die anderen Wörterbücher definiert. 

HAND - Wörterbuch, mit dessen Funktionen die Eingabe von Darstellun¬ 
gen an Hand von digitalisierten Vorlagen (Zahlen- und Funktionseingabe) 
möglich ist. Damit können Zeichnungen mit Zehntelmillimeter-Genauig- 


86 


keit eingegeben werden. Das ist bei der graphischen Eingabe im Wörterbuch 
ENTWURF wegen der relativ geringen Bildschirmauflösung von 256 x 256 
Bildpunkten nicht in jedem Fall möglich. 

ZEICHEN - Wörterbuch, in dem neue alphanumerische oder andere Son¬ 
derzeichen entworfen und die in den im MiniCAD enthaltenen Vektor-Zei¬ 
chengenerator zeitweise übernommen werden können. Diese Zeichen kön¬ 
nen Tasten zugeordnet und in einen Text eingeblendet werden. 
ENTWURF - Wörterbuch, in dem die Funktionen für den grafischen Ent¬ 
wurf von Darstellungen mit Kursor zusammengefaßt sind. 

DARSTEL - Wörterbuch, das die Funktionen für die Darstellung von erar¬ 
beiteten Bildern auf dem Bildschirm, Plotter oder Drucker enthält, 
bilder - Wörterbuch, das im Lieferzustand von MiniCAD leer ist und das 
mit den vom Anwender erarbeiteten Darstellungen gefüllt wird. 

GMODE - (GRAFIKMODUS) Programmteil zum grafischen Entwurf von 
Darstellungen mit einem Grafikkursor, der mit den Kursortasten der Tasta¬ 
tur gesteuert wird. Dieses FORTH-Wort ist im Wörterbuch ENTWURF de¬ 
finiert, wird aber auch im Wörterbuch ZEICHEN aufgerufen. 


Konzept der Erarbeitung von Darstellungen in MiniCAD 

Für jede in MiniCAD zu erzeugende Struktur (Bild, Darstellung) können, 
wie in FORTH üblich, mehrere vorher definierte Strukturen verwendet 
werden. Bei der Definition einer Darstellung (eines Bildes) ordnet der Be¬ 
diener dieser einen Namen zu, unter dem sie in dem Wörterbuch »bilder« 
als neues FORTH-Wort vom Computer einsortiert wird und abrufbar ist. 
Für jede Darstellung werden im Moment der Erarbeitung die Koordinaten 
der wesentlichsten darstellungsbestimmenden Punkte in einem zeitweiligen 
(temporären) Arbeitsspeicher abgelegt, für ein Viereck z. B. die Koordina¬ 
ten der 4 Eckpunkte. Ruft man eine bereits definierte Darstellung auf, so 
wird die Anfangsadresse dieser in den Arbeitsspeicher eingetragen. Damit 
wird der im KC 85 vorhandene Speicher optimal genutzt. 

Beispiel: Darstellung einer Siedlung. 

• Als erstes Element wird ein Viereck definiert, das den Namen VIERECK 
erhält. 

• Aus 2 VIERECKen und einem Rahmen wird die Darstellung FENSTER 
definiert. 

• 2 FENSTER, 1 Tür, 1 Dach und die Wände ergeben die Darstellung 
HAUS. 

• Mehrere Darstellungen HAUS in unterschiedlichstem Maßstab ergeben 
die Darstellung SIEDLUNG. 

Zur Erläuterung des inneren Aufbaus der einzelnen FORTH-Worte soll die 


87 


Struktur des Wörterbuchs »bilder« an Hand des genannten Beispiels prinzi¬ 
piell dargestellt werden (hexadezimale Schreibweise): 

Adresse 49E6: 88 53 49 45 44 4C 55 4E C7 - Speicherinhalt 
SIEDLUNG - ASCII-Zeichen 
Namensfeld von SIEDLUNG (8 Zeichen lang) beginnend mit dem Zähl¬ 
byte (hier: 88), dessen bit 7 immer 1 ist. Beim letzten Buchstaben des Na¬ 
mens (hier: C7) ist ebenfalls bit 7 gleich 1. 

Adresse 49EF: 6C 49 

Verkettungsfeld, Adresse des Namensfelds des vorher definierten FORTH- 
Wortes (HAUS). Zu beachten ist die Vertauschung von High- und Low-Teil 
der Adresse im Speicher, HAUS beginnt also bei der Adresse 496C. 
Adresse 49F1: A5 D2 

Kode-Feld, Typ des FORTH-Worts (in diesem Fall ein darstellbares Bild). 
Die gespeicherten Bytes geben die Adresse eines Maschinenprogramms an, 
das an Hand der im Parameter-Feld enthaltenen Informationen die spezifi¬ 
sche Funktion des FORTH-Worts ausführt. 

Adresse 49F3: . 

Parameter-Feld, Liste der auszuführenden grafischen Anweisungen. 


Adresse 

496C: 

84 

48 

41 

55 

D3 


Namensfeld 


H 

A 

U 

S 


Adresse 

4970: 

28 

49 


Verkettungsfeld 

Adresse 

4972: 

A5 

D2 


Kode-Feld 

Adresse 

4974: 


Parameter-Feld 

Adresse 

4928: 

87 

46 

45 

4E 

53 

54 

45 

D2 

Namensfeld 


F 

E 

N 

S 

T 

E 

R 


Adresse 

4930: 

F6 

48 


Verkettungsfeld 

Adresse 

4932: 

A5 

D2 


Kode-Feld 

Adresse 

4934: 


Parameter-Feld 

Adresse 

48F6: 

87 56 

49 

45 

52 

45 

43 

CB 

Namensfeld 


V 

I 

E 

R 

E 

C 

K 


Adresse 

48FE: 

EA 48 


Verkettungsfeld 

Adresse 

4900: 

A5 D2 


Kode-Feld 

Adresse 

4902: 


Parameter-Feld 


Zusammenfassung 

Die Programmiersprache FORTH weist gegenüber anderen Programmier¬ 
sprachen einige Besonderheiten auf. Ein wesentlicher Punkt ist der logische 
Aufbau und die Durchsichtigkeit der Sprache bis hin zu einzelnen Elemen¬ 
ten des Interpreters selbst. Der Programmierer kennt den inneren Aufbau 
des Interpreters und kann dieses Programm so erweitern und verändern, bis 


88 


davon eine Version vorliegt, die für das zu lösende Problem optimal ange¬ 
paßt ist. Für die Bedienung des angepaßten FORTH-Interpreters sind dann 
im allgemeinen keine FORTH-Kenntnisse erforderlich. 

Die Arbeit mit FORTH rentiert sich aber erst, wenn das zu erarbeitende 
Programm mehrfach genutzt werden soll. Um ein mathematisches Problem 
einmalig zu lösen, z. B. die Veranschaulichung einer mathematischen 
Funktion, die wertemäßige Berechnung einer Formel usw., sind andere Pro¬ 
grammiersprachen vorteilhafter. FORTH ist eine günstige Alternative zur 
Assemblerprogrammierung. 

FORTH wurde für Steuerungsaufgaben entwickelt. Seine Stärke liegt ins¬ 
besondere auf den Gebieten, auf denen die Ressourcen eines Computers 
optimal genutzt werden sollen. Ein Beispiel liegt mit dem Programmsystem 
MiniCAD vor, bei dem die Grafikfähigkeit des Kleincomputersystems 
KC 85 unter Beachtung der relativ geringen Verarbeitungsgeschwindigkeit 
und die Peripherieanschlüsse optimal genutzt werden sollen. Weitere An¬ 
wendungsgebiete sind aus den Bereichen der Prozeßsteuerung, der Datener¬ 
fassung und Analyse, der Nutzung von Datenbanken und von Auskunftssy¬ 
stemen bekannt. 


89 


Der Kleincomputer KC compact 

Dr.-Ing. Werner Domschke 


Einführung 

Seit Anfang 1990 wird im VEB Mikroelektronik Wilhelm Pieck Mühlhausen 
der Kleincomputer KC compact (KCC) produziert. Er löst das bis dahin her¬ 
gestellte modulare Kleincomputersystem KC 85 ab. Dieser Wechsel der Sy¬ 
stemfamilie wurde hauptsächlich aus ökonomischen Gründen vorgenom¬ 
men. Das wichtigste Einsatzgebiet des KC compact ist der Heimcomputerbe¬ 
reich. Die elektronische und konstruktive Gestaltung wurde speziell dafür 
ausgelegt. Im folgenden sollen die Besonderheiten der Hardware und der 
Software des KC compact vorgestellt werden. 


Systemaufbau des KC compact 

Die zentrale Verarbeitungseinheit des KC compact ist der Prozessor 
UA 880 D. Das Betriebssystem und der BASIC-Interpreter sind in einem 
32-KByte-ROM enthalten. Die 64 KByte RAM werden für den Bildwieder¬ 
holspeicher (16 KByte) und dem Anwenderspeicher (48 KByte) verwendet. 
An den KC compact kann ein Monitor oder ein Farbfernsehgerät über den 
RGB-Eingang (SCART-Norm) oder über Antenne (Kanal 36, Farbnorm 
PAL), ein Drucker mit Centronics-Interface, ein Kassettenrecorder als ex¬ 
terner Datenspeicher, ein NF-Stereoverstärker für die stereofone Tonwie¬ 
dergabe und ein Joystick zur besseren Bedienung angeschlossen werden. 
An das Expansion-Interface, das im Prinzip den Prozessorbus mit einigen 
speziellen Signalen für die Herstellung und Prüfung enthält, können Erwei¬ 
terungsbaugruppen, wie z. B. das KCC-Floppy, angesteckt werden. 

Der Computer ist in einem Gehäuse mit der professionellen Computer- 
Flachtastatur untergebracht. Das separate Netzteil versorgt den KC compact 


90 


mit einer Gleichspannung von etwa 20 V. Zum Lieferumfang gehören ne¬ 
ben dem Grundgerät und dem Netzteil eine Magnetbandkassette mit 2 De¬ 
monstrationsprogrammen, die Gerätebeschreibung und das BASIC-Hand- 
buch. Das Systemhandbuch kann vom Nutzer gesondert erworben werden. 


Das Taktregime 

Der Prozessor UA 880 D des KC compact wird mit 4 MHz getaktet. Da der 
Bildwiederholspeicher physisch im gleichen RAM angeordnet ist wie der 
Anwenderspeicher, müssen der Prozessor und das Videointerface synchro¬ 
nisiert werden. Das geschieht so, daß der WAIT-Eingang des Prozessors nur 
zu ganz bestimmten Zeitpunkten freigegeben wird. Da bei der Befehlsabar¬ 
beitung dieser WAIT-Eingang in der fallenden Flanke des T2-Zyklus abge¬ 
tastet wird, werden an dieser Stelle Wartezyklen eingeblendet. Jeder Ma¬ 
schinenzyklus des Prozessors ist damit beim KC compact entweder 4 oder 
8 Takte lang. Die Befehlsabarbeitungszeiten des KC compact weichen des¬ 
halb von denen in Tabellen zum Prozessor U 880 D angegebenen ab. 


Der Bildaufbau 

Der KC compact weist einen Bildwiederholspeicher (BWS) von 16 KByte 
auf. Der Inhalt dieses Speichers wird vom Videointerface so in normge¬ 
rechte Fernsehsignale umgewandelt, daß vollgrafische farbige Bilder wieder¬ 
gegeben werden können. Der Kern des Videointerface ist der CRTC-Schalt- 
kreis (cathode ray tube Controler) CM 607 aus Bulgarien. Die Bilder können 
in 3 Modi dargestellt werden: 

MODE 0 - 160 x 200 Bildpunkte, 20 Zeichen je Zeile, 16 Farben (4 bit je 
Bildpunkt); 

MODE 1 - 320 x 200 Bildpunkte, 40 Zeichen je Zeile, 4 Farben (2 bit je 
Bildpunkt); 

MODE 2 - 640 X 200 Bildpunkte, 80 Zeichen je Zeile, 2 Farben (1 bit je 
Bildpunkt). 

Je Bildschirm können unabhängig vom Modus 25 Zeichenzeilen dargestellt 
werden. 

Die Farbzuordnung zu den einzelnen Bildpunkten geschieht über eine 
Farbtabelle, die durch einen Speicher (Farb-RAM) mit 17x6 bit realisiert 
wird. Diese Adressen werden aus den jeweiligen bits je Bildpunkt und der 
Rahmenfarbe (BORDER) gebildet. Im Mode 0 ergeben 4 bit je Bildpunkt 
16 Adressen, im Mode 1 werden nur 4 Adressen und im Mode 2 nur 
2 Adressen davon verwendet, eine Adresse ist für BORDER reserviert. Die 


91 


Farbtabelle enthält für jede der 3 Grundfarben ROT, GRÜN und BLAU je¬ 
weils 2 bit. Jedes bit hat die Wertigkeit 0,5. Sind beide bits = 0, so ist die 
Farbe ausgeschaltet, ist ein bit = 1, so wird diese Farbe mit halber Intensität 
dargestellt, und sind beide bits = 1, so erscheint die Farbe mit voller Intensi¬ 
tät. Durch Mischung der 3 Farben in den unterschiedlichen Intensitätsstu¬ 
fen ergibt sich eine reiche Farbauswahl von 27 Farben, von denen 17 Far¬ 
ben im Mode 0, 5 Farben im Mode 1 und 3 Farben im Mode 2 gleichzeitig 
auf einem Bild verwendet werden können (jeweils Bildinhalt und BOR- 
DER). 

Die Zuordnung einer der 27 Farben zu einer Adresse des Farb-RAM 
kann mit dem BASIC-Befehl INK vorgenommen werden. Mit INK 0,26 
wird z. B. auf die Adresse 0 des Farb-RAM die Farbe 26 (weiß) geladen. Mit 
dem BASIC-Befehl PEN kann man festlegen, in welcher Kodierung das 
nachfolgende Zeichen in den BWS geschrieben wird, d. h. welche Adresse 
des Farb-RAM bei der Darstellung angesprochen werden soll. Mit dem Be¬ 
fehl PAPER wird die Kodierung des Hintergrunds angegeben. Im Mode 0 
stehen 16 Möglichkeiten (PEN 0 ... PEN 15), im Mode 1 stehen 4 (PEN 
0 ... PEN 3) und im Mode 2 nur 2 Möglichkeiten (PEN 0, PEN 1) zur Ver¬ 
fügung. Spezielle und verblüffende Farbeffekte erreicht man, wenn bei 
einem fertigen Bild der Farb-RAM laufend neu beschrieben wird. Dann 
sind scheinbar alle 27 Farben in einem Bild sichtbar. Weiterhin existiert 
ein zeitliches Interruptregime, das z. B. das Umladen des Farb-RAM aller 
52 Zeilen ermöglicht. Auch damit sind mehr Farben als bisher beschrieben 
in einem Bild verwendbar. 

Zeichen werden auf dem Bildschirm dargestellt, indem die Zeichenbil¬ 
der, die im ROM als Bitmuster enthalten sind, an die entsprechende Stelle 
des BWS übertragen werden. Sie werden also aus einzelnen Bildpunkten 
zusammengesetzt. Jedem Zeichen stehen S x 8 Bildpunkte zur Verfügung. 
Der Anwender kann die im ROM enthaltenen Zeichenbilder in den Nutzer- 
RAM umladen und nach seinen Wünschen modifizieren. Mit diesen be¬ 
schriebenen Möglichkeiten des Bildaufbaus hat der Anwender viele Varian¬ 
ten, seine Bilder zu gestalten und Effekte in Programmen zu verwenden, die 
vor allem bei Spielen aller Art sehr gefragt sind. 


Die Tonerzeugung 

Einen wesentlichen Qualitätsgewinn ergibt bei Spielen die Untermalung 
des Geschehens auf dem Bildschirm mit Musik, Tönen und Geräuschen. 
Im KC compact ist dafür ein spezieller Schaltkreis, der Sound-Prozessor- 
Chip (SPC) AY 3-8912 eingesetzt. Dieser Schaltkreis hat neben den 3 Ton¬ 
kanälen und dem Rauschkanal auch noch einen 8-bit-Parallel-Port. Dieser 


92 


wird im KC compact für die Tastaturabfrage verwendet. Der SPC wird mit 
einer Frequenz von 1 MHz getaktet. Die Klangerzeugung wird durch die In¬ 
halte von 14 Registern im SPC gesteuert. Durch die Software des Betriebs¬ 
systems und des BASIC-Interpreters ist die Programmierung sehr komfor¬ 
tabel möglich. So können z. B. angegeben werden: 

- die Tonhöhen der 3 Tonkanäle (Umfang je 8 Oktaven), 

- die Tonlängen der 3 Kanäle (in 1/100 s), 

- die Rauschperiode, 

- die Mischungsverhältnisse der 3 Tonkanäle mit dem Rauschkanal, 

- die Lautstärkehüllkurve (Veränderung der Lautstärke mit der Zeit), 

- die Startamplitude, 

- die Tonhüllkurve (Veränderung der Frequenz mit der Zeit), 

- die Synchronisation der einzelnen Kanäle (Rendezvous). 

Die programmierten Töne werden vom sogenannten Sound-Manager in 
Warteschlangen für die einzelnen Kanäle eingeordnet. Durch Anweisungen 
können die Warteschlangen der Kanäle synchronisiert, angehalten und frei- 
gegeben werden. Sind die Warteschlangen leer, kann automatisch eine 
Routine aufgerufen werden, die diese wieder füllt. Damit kann Musik im 
Hintergrund von Spielen ablaufen, ohne die Handlung zu beeinflussen und 
ohne den Prozessor wesentlich zu beanspruchen. Mit diesen Möglichkeiten 
sind dem kreativen Programmierer kaum Grenzen gesetzt. 


Der BASIC-Interpreter 

Nach dem Einschalten des Computers wird sofort der integrierte BASIC-In¬ 
terpreter aktiviert. Der Befehlsumfang übersteigt das von solchen Compu¬ 
tern gewohnte Maß. Neben den »Standard«-BASIC-Schlüsselwörtern sind 
einige enthalten, womit die Hardware-Besonderheiten des Computers, wie 
z. B. Grafik- und Tonausgabe, optimal genutzt werden können. Vom An¬ 
wender läßt sich dieser Befehlsumfang durch eigene Programmteile erwei¬ 
tern. Maschinenprogramme können in BASIC-Programmen aufgerufen wer¬ 
den. 


Das Softwareangebot 

Ein wesentliches Argument für den Verkauf von Computern ist das verfüg¬ 
bare Softwareangebot. Für den KC compact wurden deshalb zu Verkaufsbe¬ 
ginn etwa 10 Magnetbandkassetten mit Spielen und 3 Kassetten mit PAS¬ 
CAL, Assembler/Monitor (ASSMON) und einer einfachen Textverarbei¬ 
tung bereitgestellt. Das Angebot wird kontinuierlich erweitert. 


93 


Zusatzbaugruppen 


Der KC compact ist in seiner äußeren Form, in der Hardware und Software 
kompakt. Erweiterungen sind deshalb nur in begrenztem Umfang notwen¬ 
dig und möglich. Eine wesentliche Ergänzung des Grundgeräts zur Ge¬ 
brauchswerterhöhung ist das KCC-Floppy. Dadurch wird der Kassettenre¬ 
corder ersetzt. Durch Nachladen von der Diskette kann damit auch das Be¬ 
triebssystem CP/M verwendet werden. Für diesen Zweck besteht die Com- 
pact-Floppy-Elektronik aus der Floppy-Ansteuerung und einer zusätzlichen 
64 KByte RAM-Bank. Der freie Speicher in CP/M (der TPA) beträgt damit 
62 KByte. 


Zusammenfassung 

Der Kleincomputer KC compact wird seit Anfang 1990 im VEB Mikroelektro¬ 
nik Wilhelm Pieck Mühlhausen produziert. Er ist im wesentlichen für den 
Heimcomputerbereich entwickelt worden. Deshalb liegen seine Stärken in 
der Tonausgabe und der Bilddarstellung, die die wesentlichsten Parameter 
der üblichen 16-bit-Computer aufweist. Der integrierte BASIC-Interpreter 
hat gegenüber vergleichbaren Ausführungen einen hohen Komfort. Damit 
lassen sich die Eigenschaften des Geräts optimal ausnutzen. 

Aus Preisgründen wird die Grundausstattung mit einem Kassettenrecor¬ 
der als externer Programm- und Datenspeicher und einem handelsüblichen 
Farbfemsehgerät betrieben. Als Erweiterungseinheit ist das KCC-Floppy 
vorgesehen, das den Kassettenrecorder ersetzt und mit dem u. a. die Soft¬ 
ware des Betriebssystems CP/M genutzt werden kann. Vom Hersteller wird 
das Softwareangebot ständig erweitert. 


94 


Löten am Heimcomputer - 
Tips und Kniffe 


Michael Schulz 


Wer seinen Heimcomputer intensiver benutzt, so z. B. zum Messen oder 
zur Steuerung der Modellbahn usw., ihn erweitert bzw. einen erweiterungs¬ 
fähigen Einkartenrechner wie den Z 1013 besitzt, kommt um das Löten 
nicht herum. Auch der, der sich einen Computer oder Zusätze dazu selbst 
bauen will, schreckt oft wegen der filigranen Leiterzüge und der hohen Pak- 
kungsdichte der Bauelemente auf der Leiterplatte vor dem Löten zurück. 
Das Löten auf solchen Platinen ist tatsächlich nicht ganz einfach und ver¬ 
langt neben gutem Lötwerkzeug, möglichst feinem Lötzinn und einer gut 
lötbaren Leiterplatte doch schon einige Erfahrungen. Einige dieser selbstge¬ 
sammelten Erfahrungen sollen im Rahmen dieses Beitrags weitergegeben 
werden und auf diese Weise vor allem dem Anfänger auf diesem Gebiet 
helfen, erste Schwierigkeiten zu überwinden. 


Das Werkzeug 

A und O des Ganzen ist das Lötwerkzeug. Es sollte möglichst ein tempera¬ 
turgeregelter Feinlötkolben, wie z. B. der Delta R50 oder aber ein Nieder¬ 
spannungslötkolben der 16- bis 25-W-Klasse, zum Einsatz kommen. Opti¬ 
mum ist wohl eine Lötnadel (12 V, 8 W) an einer regelbaren Spannungs¬ 
quelle, solange man noch keine echte Lötstation zur Verfügung hat. 

Alle Lötspitzen muß man sorgfältig vorbereiten, d. h., sie sind sorgfältig 
zu verzinnen und sollten möglichst schlank sein. Gegebenenfalls so 
schlank, daß man mit ihr auch zwischen 2 IS-pins hindurchkommt. Sie ist 
ständig von Zinn- und Kolophoniumrückständen zu reinigen. Das geschieht 
durch Abstreifen der Lötspitze auf einem feuchten Schwamm. Diese kleine 
Reflexbewegung lernt man schnell, besonders, nachdem Herr Murphy in 
Form eines von der Lötspitze natürlich genau in mehrere pins eines auf der 


95 


Leiterplatte fast unzugänglichen Schaltkreises fallenden Tropfens über¬ 
schüssigen Zins zugeschlagen hat. Denn das Beseitigen eines solchen Scha¬ 
dens läßt »Freude« aufkommen, kostet Zeit und Nerven und mitunter auch 
Geld, besonders dann, wenn man die Sache nicht gleich bemerkt, den 
Rechner einschaltet und sich wundert, daß statt eines Monitorbilds nur die 
Sicherung »kommt«. 

Dieser polemische Ausflug soll nichts weiter bekräftigen als: Sorgfalt und 
sauberes Lötwerkzeug sind oberstes Gebot! 

Lötzinn: ein Reizwort für den DDR-Elektronikamateur. Fein ist der raus, 
der zu echtem Fadenlötzinn (Durchmesser < 1,5 mm) kommt, das lötet 
sich fast von selbst. Mit dem berühmten Freiberger 1-m-Tüten-Zinn ist das 
schon schwieriger, aber auch realisierbar, wenn man sorgfältig darauf ach¬ 
tet, daß nicht zuviel Zinn ins Fließen kommt. 


Die Leiterplatte 

Auch die Leiterplatte erfordert gewisse Vorarbeiten. Sofern sie nicht schutz¬ 
lackiert ist, bilden sich auf der Kupferoberfläche recht schnell, mitunter 
schon nach Stunden, Oxydationsrückstände, die beim Löten mit derartig 
geringen Lötkolbenleistungen wie o. g. nicht einfach zu »überwinden« sind. 
Daher sollte man alle zu lötenden Kupferflächen sorgfältig mit einem Glas¬ 
haarpinsel reinigen. Im Interesse der eigenen Gesundheit vermeide man 
aber ein Einatmen der Reinigungsrückstände unbedingt! 

Ist die Leiterplatte noch völlig leer, hat sich auch eine gründliche Reini¬ 
gung mit flüssigem Scheuermittel bewährt. Nach dem Reinigen mit klarem 
Wasser abspülen und schnell trocknen! Ein Schutzlackauftrag vermeidet all 
diese Probleme von vornherein. Auch die Bauelementeanschlüsse, so lange 
gelagerte IS, sollten mit einem Glashaarpinsel oder ganz feinem Schleiflei- 
nen gereinigt werden, um die Lötstelle optimal vorzubereiten. 


Die Löttemperatur 

Was ist nun, wenn kein temperaturgeregelter Lötkolben oder gar eine Löt¬ 
station zur Verfügung steht? Im einfachsten Fall hilft eine regelbare Span¬ 
nungsquelle entsprechender Leistung, in diesem Fall stellt man in Lötpau¬ 
sen entweder manuell oder über einen Schalter an der Lötkolbenablage 
eine geringere Spannung ein, um eine Überhitzung der Lötspitze zu ver¬ 
meiden. Überhitzung beschleunigt den Verschleiß der Lötspitze und ergibt 
mangelhafte Lötstellen. Einen zu heißen Lötkolben erkennt man daran, daß 
das Zinn an der Lötstelle nicht gleichmäßig fließt, beim Löten sogar (durch 


96 


die Kolophoniumseele) spritzt und die Lötstelle nach dem Abkühlen un¬ 
sauber, rauh und porös aussieht. Sie neigt dann auch leicht zu Kontaktunsi¬ 
cherheit bzw. gibt gar keinen Kontakt. Wir haben eine sogenannte »kalte« 
Lötstelle. 

Die richtige Lötspitzentemperatur hängt auch vom Grad der Abkühlung 
der Spitze unmittelbar an der Lötstelle ab. So muß man auf einer großen 
Massefläche mit einer höheren Temperatur löten als an einem IS-pin in 
einem Lötauge. Im einfachsten Fall ist die Lötspitzentemperatur durch 
Hineinschieben bzw. Herausziehen der Spitze aus dem Lötkolben regulier¬ 
bar, das sollte aber wirklich nur eine Notlösung sein. 


Löttechnik 

Wie lötet man im engen RAM-Layout optimal, ohne benachbarte Leiter¬ 
züge dabei kurzzuschließen? Die Leiterplatte muß selbstverständlich gegen 
Verrutschen beim Löten gesichert sein, in diesem Fall hilft je nach Ausstat¬ 
tung eine Schraubzwinge, ein Schraubstock oder, ganz komfortabel, eine 
Helping Hand, denn man benötigt beide Hände zum Löten. Dann braucht 
man Ruhe und Konzentration. In eine Hand nimmt man das Lötzinn, hält 
das Ende an den Bauelementeanschluß, meist ja ein IS-pin, und zwar im¬ 
mer von der Seite der am pin ankommenden Leiterbahn her. Nun ist die 
Lötstelle zu erwärmen, und sobald man bemerkt, daß das Zinn fließt, weg 
mit dem Zinn von der Lötstelle! Den eigentlichen Lötvorgang hält man so 
kurz wie möglich, meist gelingt eine Lötstelle innerhalb einer Sekunde. Das 
Zinn sollte die Lötstelle gleichmäßig und sparsam umflossen haben und 
blank aussehen, dann ist das Ganze gelungen. Da meist Lötzinn mit Kolo¬ 
phoniumseele zum Einsatz kommt, hat hier die Kolophoniumlösung in die¬ 
sem Fall nichts zu suchen, sie würde die Leiterplatte nur verschmutzen. 

Allerdings, sollte es doch einmal passiert sein, daß ein vom Lötkolben 
herabgefallener Zinntropfen mehrere Leiterzüge kurzschließt, hat es sich 
bewährt, das Zinn mit gelöstem Kolophonium zu bestreichen oder, einfa¬ 
cher noch, die Lötkolbenspitze kurz in das Kolophonium zu tauchen und 
dann die Unfallstelle (zwischen den Leiterzügen) mit der Lötkolbenspitze 
leicht zu berühren. Dann zieht sich das Zinn auf die Lötspitze und auf die 
Leiterbahnen zurück. Sollten Kolophoniumreste Zurückbleiben, entfernt 
man diese mit einem zuvor in Spiritus getauchten Wattetupfer o. ä. In die¬ 
ser Situation leistet auch eine Absaugpumpe oder ein Absaugzusatz gute 
Dienste. 


97 


Durchkontaktierungen 

Amateur-Computerleiterplatten sind selten als DKL (durchkontaktierte Lei¬ 
terplatte) ausgeführt, so muß man sich die notwendigen Durchkontaktie¬ 
rungen zwischen beiden Leiterebenen selbst herstellen. Dabei rentiert sich 
das ständige Sammeln von abgeschnittenen Bauelementeanschlußdrähten! 
Zum Durchkontaktieren sollte man möglichst Drahtstücke verwenden, die 
nur straff in das Bohrloch passen. Auf diese Weise ist es nach dem Eindrük- 
ken und beidseitigem Abschneiden recht einfach, beide Seiten anzulöten. 
Was aber, wenn kein solcher Draht vorhanden ist? Meist sind die gesam¬ 
melten Drähte dünner als benötigt. 

Auch dieses Problem läßt sich mit etwas Technologie einfach lösen. Man 
legt die Platte mit etwas Abstand (z. B. durch die bereits eingelöteten Steck¬ 
verbinder oder durch Abstandsklötze o. ä.) auf einer ebenen Unterlage ab, 
natürlich gegen Verrutschen gesichert. Dann geschieht das Bestücken aller 
Durchkontaktierungen mit genügend langen Drahtstücken, das Abschnei¬ 
den auf der Oberseite und das Verlöten auf dieser Seite. Nach dem Umdre¬ 
hen legt man die Leiterplatte direkt auf einer ebenen Unterlage ab, damit 
die bereits lseitig angelöteten Drahtstücke nicht herausfallen können, 
schneidet diese ebenfalls knapp ab und verlötet sie mit möglichst kurzen 
Lötvorgängen. 


Einlöten von Schaltkreisen 

Schaltkreise sind bei 2seitigen Leiterplatten meist auch auf der Bestük- 
kungsseite zu verlöten. Oft genug führt der Leiterzug unter die IS, und das 
Lötauge selbst weist nach dem Bohren kaum noch Kupferfläche auf. In die¬ 
sem Fall hilft folgendes Vorgehen: Der IS wird nicht bis zur Aufsetzkante 
der pins in die Leiterplatte eingeführt, sondern nur so weit, daß sie auf der 
Leiterseite sicher anzulöten sind. Dann führt man zum Löten auf der Be¬ 
stückungsseite das Lötzinn unter den IS hindurch an die pins und verlötet 
diese zügig. Dazu ist allerdings die am Anfang erwähnte sehr schlanke Löt¬ 
spitze notwendig, um nicht die gesamte Wärmeübertragung auf das Zinn 
über das IS-pin zu realisieren. 

Will man das Verlöten von IS-pins auf der Bestückungsseite ganz ver¬ 
meiden, entweder, um eine eventuelle Demontage einfach durchführen zu 
können oder weil ein Herankommen mit dem Lötwerkzeug erschwert ist, 
steckt man zuerst einen sehr dünnen Draht (z. B. eine Ader aus einem Lit¬ 
zenkabel) durch das Bohrloch, verlötet diesen nach Umbiegen mit dem zu¬ 
gehörigen Leiterzug auf der Bestückungsseite, steckt dann erst die IS an 
ihren Platz und verlötet diese sowie die Drähte auf der Leiterseite. Dabei 


98 


ist peinlich darauf zu achten, daß diese Drähte nicht mehr zur Bestük- 
kungsseite herausfallen. Das ist zwar sehr umständlich, kostet auch Zeit, 
rettet aber im Fehlerfall der Leiterplatte das Leben der entsprechenden IS 
beim Auslöten. 

Apropos Auslöten beidseitig eingelöteter IS! Ein schwieriges Unterfan¬ 
gen, aber auch ohne spezielle Entlötlitze durchaus lösbar. Dazu entfernt 
man zunächst auf der Leiterseite mit einer Absaugeinrichtung das Zinn an 
allen Lötaugen, so daß die pins frei im Bohrloch stehen. Anschließend ist 
das Zinn auf der Bestückungsseite an den pins so gründlich wie möglich ab¬ 
zusaugen. Das gelingt am besten, wenn man die Lötstelle mit der Lötnadel 
erwärmt und dann das Zinn absaugt. Nun wird der IS aus der Leiterplatte 
unter Zuhilfenahme der Lötnadel vorsichtig herausgehebelt, die an allen 
kritischen Punkten nochmals kurz angesetzt wird. Vor dem Einsatz eines 
neuen IS ist der Bestückungsplatz sorgfältig zu reinigen (Spiritus) und eine 
Kontrolle auf Zinnpartikel durchzuführen. 

Besteht Sicherheit, daß der Schaltkreis einen Defekt aufweist, dann ist es 
im Interesse der Leiterplatte besser, ihn mit einem spitzen Seitenschneider 
herauszuschneiden und anschließend die stehengebliebenen pin-Reste mit 
Lötnadel und Pinzette zu entfernen. Solche pin-Reste nicht wegwerfen, sie 
sind Retter in der Not, wenn einmal ein EPROM-pin nach dem fünften 
Steckversuch abgebrochen ist. 


Wie macht man Steckverbinder gefügig? 

Oft genug bekommt man nicht den richtigen Steckverbinder im Handel, da¬ 
für gibt es zwar solche gleicher Bauform, aber nur mit halber Kontaktbe¬ 
stückung, so z. B. ßreihige K-7520-Steckverbinder mit nur 2 bestückten 
Reihen oder nur im halben Raster bestückte 26polige Steckverbinder. Alle 
EFS-Steckverbinder beruhen auf dem gleichen System. Einzelteile wie die 
Kontakte sind also austauschbar, und man ist in der Lage, sich benötigte 
Konfigurationen selbst herzustellen. Die Kontakte sind in die Plastkörper 
gepreßt und durch leichtes Erwärmen mit dem Lötkolben und gleichzeiti¬ 
ges Herausziehen mit einer Flachzange zu entfernen. Vorher muß man sich 
aber genau vergewissern, welcher Art und welcher Länge der benötigte An¬ 
schluß sein soll (abgewinkelt, gerade, welche Reihe), um auch wirklich 
einen passenden Kontakt zu erhalten. 

Das Einpressen in den neuen Steckverbinder geschieht lediglich mecha¬ 
nisch, indem man den Kontakt mit der Flachzange so weit in den Isolier¬ 
körper einpreßt, bis er auf der Vorderseite des Steckverbinders den gleichen 
Stand hat wie die bereits vorhandenen Kontakte. In diesem Fall bleibt der 
Lötkolben kalt, da es bei Erwärmung zu unsicherem Sitz der Kontakte im 


99 


Isolierkörper kommen kann! Auf die gleiche Weise ist übrigens bei abge¬ 
brochenen pins von großen IS-Fassungen zu verfahren. 

Steckverbinder sollten vor dem Einlöten unbedingt erst an der Leiter¬ 
platte festgeschraubt werden, um eine sichere mechanische Fixierung zu er¬ 
reichen. Allzuoft passiert es andernfalls, besonders bei »breiten« Steckver¬ 
bindern, daß diese nach dem Löten nicht in ganzer Breite auf der Leiter¬ 
platte aufliegen und damit beim späteren Anschrauben und Stecken 
unzulässig hoher mechanischer Belastung der Lötaugen ausgesetzt sind, die 
im Extremfall von den Leiterzügen abgerissen werden können. Gleichfalls 
sollten Steckverbinder immer geschraubt sein, um o. g. Belastungen der 
Lötstellen zu vermeiden. Aber bevor ein Steckverbinder eingelötet werden 
kann, muß man ihn erst einmal »in« der Platine haben! 

Oft genug bekommt man Steckverbinder in die Hand, deren Lötan¬ 
schlüsse verbogen sind. Sie »nach Gefühl« hingebogen zu bekommen ist 
eine Illusion. In diesem Fall hilft eine kleine Vorarbeit sehr, indem man 
einen schmalen Streifen mit einer Lochreihe aus einer Universalleiterplatte 
zum Ausrichten der einzelnen Kontaktreihen benutzt. Der Streifen wird in 
die vom Isolierkörper aus gesehen 1. Anschlußreihe »eingefädelt«, und an¬ 
schließend richtet man die Lötanschlüsse mit der Spitz- oder Flachzange so 
aus, daß sie im Loch der Uni-Platte nicht mehr klemmen, sondern frei 
darin stehen. Bei Verbindern mit mehr als 2 Reihen wiederholt man diese 
Prozedur mit jeder Reihe. Da nun mindestens die 1. Reihe stimmt, ist es 
ein Leichtes, sie in die Leiterplatte, auf der sie zur Anwendung kommt, ein¬ 
zufädeln und die 2. Reihe gegebenenfalls mit einer Pinzette bei leichtem 
Druck auf den Verbinder »einzusortieren«. 


Drum prüfe, was man auf ewig verbindet! 

Gerade bei den komplizierten Layouts von Rechnerleiterplatten ist einer 
sorgfältigen Prüfung erhöhte Aufmerksamkeit zu schenken, sonst geht 
buchstäblich nichts mehr. Haarrisse in den Leiterzügen und Kurzschlüsse 
sind mit bloßem Auge kaum erkennbar. Neben einer sorgfältigen Sichtprü¬ 
fung der Leiterplatte (gegen eine starke Lichtquelle gehalten) bewährt sich 
ein guter Verdrahtungstester, der auch das Vorhandensein niederohmiger 
Ubergangswiderstände in Verdrahtungen signalisiert, also eine harte Über¬ 
prüfung der Leiterplatte möglich macht. Der Vielfachmesser als Durch¬ 
gangsprüfer ermöglicht das nicht! Ohnehin ist das Hantieren mit dem Blick 
auf den zappelnden Zeiger sehr mühselig. Beim Autor hat sich der Verdrah¬ 
tungstester aus [1] seit Jahren bewährt (Bild 1). Mit ihm ließ sich bisher 
noch jedem Leiterplattenfehler auf die Spur kommen. Noch komfortabler 
ist ein Gerät mit akustischer Anzeige! 


100 


VD1 _ 


LED 

7^ L 


(belieb'yK: 
+ S7 


uiok— 

w 

180 


J5867 
(G) frei 

R9r 

Ulk\ 


Stromlaufplan für einen Durch¬ 
gangsprüfer mit Operationsver- 
+ stärker und Leuchtdiode, der als 
Verdrahtungstester verwendet 
wird 


Ein Netzteil für den C 64 

Nach diesen zahlreichen praktischen Tips soll noch eine kleine Hardware- 
Bauanleitung für den C 64 folgen. Es passiert schon dem einen oder ande¬ 
ren C-64-Besitzer, daß sein Netzteil, vor allem wegen Wärmeschäden, aus¬ 
steigt. Das ist gerade bei Netzteilen aus Hongkong der Fall. Ein Reparatur¬ 
versuch ist völlig zwecklos, da diese Netzteile als Wegwerfprodukt gefertigt 
wurden, indem sie völlig mit Gießharz ausgegossen sind. Da hilft eigentlich 
nur noch Eigenbau. Und wenn man mehr mit seinem Computer anfangen 
will, ist das der beste Weg, die Stromversorgung gleich auf Erweiterung aus¬ 
zurichten. 

Der C 64(11) braucht 5 V Gleichspannung bei 1,7 A und 9 V Wechsel¬ 
spannung bei 1 A, aus der im Computer Hilfsspannungen gewonnen wer¬ 
den. Als Netztransformator kommt ein M74 -Typ aus dem einheimischen 
Handel mit den Sekundärspannungen 9-12-15-18 V zum Einsatz. Dieser 
Typ ist recht verbreitet und bietet genügend Reserven. Die Gewinnung der 
Wechselspannung 9 V ist recht einfach (Bild 2), lediglich eine Feinsiche¬ 
rung und eine LED unterstützen den Überblick über das Vorhandensein 


Bild 2 Stromlaufplan einer Stromversorgung für den Heimcomputer C 6411 


Bild 3 

Belegung des Stromversorgungssteckers am C 6411 (Blick auf 
die Kontakte) 


dieser Spannung. Die Gleichspannung 5 V gewinnt man durch eine Kombi¬ 
nation eines B 3170 D mit einem pnp-Leistungstransistor, im Beispiel ein 
KD 616. Der zusätzliche Leistungstransistor übernimmt den größten Teil 
des Stroms, der B3170D wird in seiner Normalkonfiguration als Span¬ 
nungsregler, für 5 V dimensioniert, betrieben. Auch dieser Teil ist separat 
abgesichert und durch eine LED ergänzt. Der Leistungstransistor ist auf 
einem auf der Leiterplatte festgeschraubten U-Kühlblech montiert, an das 
man auch den B 3170 D schraubt. 

Um bei einem Halbleiterschaden ein unkontrolliertes Hochlaufen der 


Bild 4 Leiterplattenlayout für die Stromversorgung des Heimcomputers C 6411 


102 


Spannung zu vermeiden, wurde dieser Stabilisierungsschaltung eine alte 
Bekannte hinzugefügt, eine Überspannungssicherung mit Z-Diode und 
Thyristor. Beim Überschreiten der Z-Spannung am Ausgang der Regel¬ 
schaltung zündet die Z-Diode den Thyristor, der schließt das Netzteil kurz 
und löst die Feinsicherung aus. Solch eine nützliche Schaltung sollte man 
nicht ignorieren, um den wertvollen Computer nicht zu gefährden. 

Der Anschluß von Netzkabel und Stromversorgungskabel, welche zuvor 
vorsichtig aus dem Originalnetzteil nach Entfernen seiner Grundplatte aus¬ 
zubauen sind, geschieht im neuen Netzgerät durch Lüsterklemmen. Weiter 
erhält das Gerät einen Netzschalter Sl, so daß der kleine Originalnetzschal¬ 
ter des Computers künftig entlastet ist und auch der Netzstecker nicht mehr 
gezogen werden muß. Wer sich einen qualifizierteren Umgang mit Netz¬ 
spannung zutraut, kann auf der Rückseite des Netzgeräts noch 1 oder 
2 Steckdosen montieren und auf diese Weise vom Netzgerät aus auch 
gleichzeitig Floppy-Laufwerk sowie Monitor einschalten. 


3PM1 


ST103/1 


Al mm 


SAY30 


ms 


Sf 1,6 A 

-©«■Ob© 


Bild 5 Bestückungsplan der Leiterplatte nach Bild 4 


103 


Beide Originalkabel enthalten bereits angegossene Zugentlastungen, die 
nur noch entsprechende Gehäuseausschnitte erfordern, um sie sicher zu fi¬ 
xieren. Das Gehäuse stellt man aus 3 mm starkem PVC her, in das sich gut 
Bohrungen und Gewinde für die Verschraubung der Gehäuseteile mit 
M2-Senkkopfschrauben einbringen lassen. 

Besonderes Augenmerk ist auf das Verkabeln der 220-V-Seite im Gerät 
zu richten. Sorgfältiges Löten, Durchstecken der Kabel durch vorhandene 
Ösen an Netztransformator und Netzschalter, Überziehen der Leitungsen¬ 
den mit Isolierschlauch und Festlegen der Leitungen sollte nicht unterlas¬ 
sen werden! Von außen dürfen keinerlei Metallteile berührbar sein. 

Aufmerksamkeit muß man auch der Belüftung des Geräts schenken. 
Bohrungen in der Grundplatte des Gehäuses unterhalb des Kühlblechs und 
des Transformators, in der Leiterplatte (Bild 4/Bild 5) und ein großflächi¬ 
ger, mit einem Plastziergitter abgedeckter Abzug im Gehäusedeckel ge¬ 
währleisten eine gute Konvektion. Dazu gehören auch mindestens 10 mm 
hohe Füße unter das Gerät. 

Die Sekundärsicherungen habe ich mit Absicht auf der Leiterplatte un¬ 
tergebracht, da das 1. Gerät für einen Bekannten gebaut wurde und verhin¬ 
dert werden sollte, daß durch einen allzu einfach gemachten Sicherungs¬ 
wechsel bei einem Ausfall Ärgeres für den Computer passiert. So denkt 
man vielleicht eher über die Ursache des Ausfalls nach. 

Das Netzgerät ist leistungsfähig genug, um auch Zusatzbaugruppen am 
C 64 betreiben zu können, und bewährt sich seit langer Zeit bereits ohne je¬ 
den Ausfall. 


Literatur 

[1] F. Sichla, Einfache Schaltungen für die Meß- und Prüfpraxis. FUNKAMA¬ 
TEUR 34 (1985), Heft 7, Seite 326. 


104 


Laufzeittester 
für Z ^-Maschinen¬ 
programme 


Dipl. Ing. Jan Bleiß - Y26UD 


Einführung 

In einigen Fällen ist es erforderlich, Kenntnisse über die Laufzeit von Ma¬ 
schinenprogrammen zu besitzen. Das ist besonders bei zeitkritischen Pro¬ 
grammen der Fall. Aber auch, wenn Programmteile sehr häufig durchlaufen 
werden und man sich um eine Optimierung der Laufzeit bemüht. Um die 
Laufzeit von Maschinenprogrammen zu ermitteln, kann man im Wesentli¬ 
chen 2 Wege gehen. Man kann sich die Assemblerliste hemehmen und Be¬ 
fehl für Befehl die Takte auszählen. Das ist ein mühsames Verfahren und 
von Erfolglosigkeit gekrönt, wenn man zum Beispiel nicht weiß, wie oft be¬ 
stimmte Schleifen durchlaufen werden oder man viele schöne verschach¬ 
telte Schleifen vorliegen hat. Man kann die Laufzeit mit Hardware-Hilfs¬ 
mitteln messen. Das ist mit erheblichem Aufwand verbunden. Es läßt sich 
auch (mit geringen Einschränkungen) die Programmlaufzeit mit Software 
messen. 

Es soll nun eine Routine vorgestellt werden, die für eine Anzahl von Pro¬ 
grammen ein wertvolles Werkzeug für die Laufzeittestung darstellt. Man 
kann dieses Programm benutzen, wenn man einen Computer mit Z SO-CPU 
hat. Weiterhin muß der Computer eine CTC aufweisen. Es wurde auf jegli¬ 
che Zusatzhardware verzichtet. Vorgestellt wird nur der Programmkern, der 
in allen Rechnertypen verwendbar ist, die die genannten Voraussetzungen 
erfüllen. Um diesen Kern herum muß man sich seine eigenen Ein-/Ausga- 
beroutinen legen, die die Bereitstellung der Programmparameter und die 
Ausgabe der Ergebnisse gestatten. 


105 


5** LRUFZEIT^COM — Modul zur Bestimmung der Laufzeit von Ma- ** 
j** schinenprogramwen <c> .j bl-so ft 2/1938 ** 

. Z80 

. cref 

title LRUF2EIT.COM 
aseg 

org 010OH 


5IVCTC 

enthaelt 

Parameter 

fuer BC5120 

ivctcs 

db 

0f8h 

jInterruptvektor fuer CTC-Kanal 


db 

87h 

»CTC—Betriebsart ^Zaehler. VT=0> 


db 

10h 

;Teiler 256 


db 

81h 

jReset ausschalten 

adctc; 

db 

0ch 

;CTC-Kanaladresse 

knrctc: 

dw 

0 

5 CTC—Kanalnummer 

restt: 

cal 1 

ctcini 

;Restart 23h 


ex 

Csp>,hl 

;Adresse korrigieren 


dec 

hl 


ex 

<sp>»hl 


ret 


pop 

hl 

;Stackbereiniguna bei rst6 


•Jp 

stptim 

jbei Restart Sprung nach stptim 

starts 

ds 

2,0 

5 Eintragung der Teststartadresse 

stop: 

ds 

2,0 

jEintraauna der Teststopadresse 

stbytls 

ds 

1,0 

?Puffer fuer Byte auf Stopadresse 

stbyt2: 

ds 

1,6 

;Puffer fuer Byte auf Startadresse 

zeit: 

ds 

4,0 

jZaehler Takt/255 

puffers 

ds 

4,0 

;Zwischenregister 

anfge 

ds 

2,0 

;Eintragung der Programmstartadr. 


, 

»Notierung <ZEIT>.2 bedeutet Inhalt der 2 Byte ab Adresse ZEIT 


? 


lauf: 

ld 

a, i 

;Programmstart 


ld 

h, a 

■S Bi Iden Interruptadresse 


ld 

a,<ivctc> 


ld 

1, a 


Id 

de,<knrctc> 

?Kanalnummer CTC 


sla 

e 

;Verschieben ein Bit 


add 

hl, de 


add 

hl.de 

;reale Interruptadresse 


ld 

de,isrctc 


ld 

<hl >, e 


ine 

hl 


ld 

< h 1 >»d 


ld 

hl ,0 

jInitialisieren Zeitzaehler 


ld 

C zeit >,h1 


ld 

<zeit+2>,hl 


ld 

hl,restt 

5 Iriitialisieren Restartadresse 


ld 

de,28h 


ld 

bc, 12 


ldir 


ld 

a,<adctc> 

j Erzeugen CTC—Kana1adresse 


ld 

e, a 


ld 

a,(knrctc) 


add 

a, e 


ld 

<adctc>,a 


ld 

hl,<start> 

5Merken Startadresse, mit Restart 


ld 

a,<hl> 


Bild 1 Listing des Laufzeittesters für Z 80-Maschinenprogramme (1) 


106 


ld 

<stbyt2>,a 


ld 

a,0efh 


ld 

<hl>»a 


ld 

hl» <stop> 


ld 

a,<hl> 


ld 

< stbytl>»a 


ld 

a» 0f7h 


ld 

<hl>»a 


ld 

hl» <anfg> 


■Jp 

<hl> 

ctcinit 

push 

af 


push 

foc 


push 

hl 


ld 

hl,<start> 


ld 

a,< stbyt2 > 


ld 

<hl > , a 


ld 

b» 4 


ld 

hl 9 ivctc 


ld 

a»<adctc> 


ld 

ot ir 

c,a 


POp 

hl 


pOR 

bc 


POP 

ret 

af 

; 

INTERRUPT 

isrctct 

push 

de 


push 

hl 


ld 

hl,<zeit+2> 


ld 

de, 1 


add 

hl »de 


ld 

<zeit+2>,hl 


ir 

c.» isrctl 

isrct2: 

ei 


pOp 

hl 


POP 

reti 

de 

isrctl: 

ld 

hl,<zeit> 


ld 

de»0 


ade 

hl, de 


ld 

<zeit> »hl 


push 

hl 


pop 

hl 


push 

hl 


pop 

hl 


ir 

isrct2 


;Merken Stopadresse, mit Restart 
»belegen 


;Restart initialisiert 
»Sprung 3um Testprogrammanfartg 


? Rueckgabe Startadresse 


;ISR fuer CTC 
;Retten benutzte Register 
»NWT des Zeitzaehlers 
;fuer Increment 


»Uebertrag 
‘Interruptfreigabe 


HWT des Zeitzaehlers 
Uebernahme des Uebertrages 


? 


Takte gesamte 


»Berechnung der gestopten Zeit: 

5 <<ZEIT> . 4*256>+<LT*16>-<<ZEIT+2>. 2*139>-t! CZEIT> . 2*128>-85 


stptim: Id 
ld 
nop 
nop 
nop 
nop 
in 
di 


a» <adctc) 
c» a 


Stoppen» Zeitberechnung 
Zeit fuer letzten Interrupt 


Holen letzten Taktzaehler 
Sperren weitere CTC-Interrupts 


Bild 2 Listing des Laufzeittesters für Z 80-Maschinenprogramme (2) 


Takte 
< 10 > 
< 10 > 
< 10 > 
< 10 > 
< 19 > 
< 11 > 
< 11 > 
<± 6 > 
<18> 
< 11 > 
<16> 
<7/12> 
<4> 
< 10 > 
< 1 . 0 > 
C14> 
<16> 
<10 > 
<1.5> 
<16> 
<± 1 > 
< 10 > 
<11> 
< 10 > 
< 12 > 
<139 
/Z5*) 


<13> 

<4> 

<4> 

<4> 

<4> 

<4> 

< 12 > 


107 


Das Programm 

Für die Messung der Programmlaufzeit mit Software gibt es mehrere Wege. 
Der genaueste ist, das Programm befehlsweise abzuarbeiten, wobei jeder 
Befehl mit Tabellen im Speicher mit einer Taktzahl belegt wird, die dann in 
einem Taktzähler summiert werden. Das Verfahren hat einen Fehler von 
0 Takten, weist aber den entscheidenden Nachteil auf, daß es selbst eine er¬ 
hebliche Laufzeit hat: 

Laufzeit = Takte der abgearbeiteten Befehle * Takte des Testers, 
wobei die Taktzahl des Testers wegen der vielen notwendigen Vergleiche 
sehr hoch ist. Verwendet man jedoch eine CTC als Zeitgeber und nimmt 
einen geringen Fehler in Kauf, kann man sich eine Routine programmie¬ 
ren, die erheblich schneller ist: 

Laufzeit = Takte der abgearbeiteten Befehle * 2,21. 

Der Faktor von rund 2,21 ist programmspezifisch und hängt vom Verhält¬ 
nis der Taktzahl einer Interruptserviceroutine für die messende CTC zur 
Taktzahl ab, die überhaupt zwischen 2 CTC-Interrupts möglich ist. 

Ein Kanal der CTC wird also für die Messung der Programmlaufzeit be¬ 
nötigt. Dieser Kanal arbeitet im Zeitgebermodus. Bei der im Programm vor¬ 
handenen Initialisierung wird nach 256 Takten ein Interrupt ausgelöst und 
ein 32-bit-Zähler für die Anzahl der Interrupts inkrementiert. Die Tabelle 
enthält eine Zusammenstellung von verwendbaren CTC-Kanälen in unter¬ 
schiedlichen Rechnertypen. Die Interruptvektoren und Kanaladressen las¬ 
sen sich jeweils unter der Voraussetzung übernehmen, daß diese Kanäle 
und Vektoren nicht von dem zu testenden Programm verwendet werden. 
Sonst kann das zu testende Programm alle CPU-Register und alle vom 
CTC-Kanal unterschiedlichen Kanäle benutzen. Außerdem dürfen die Re¬ 
startadressen 28H und 30H nicht belegt sein. Das Programm benötigt die 
im folgenden beschriebenen Parameter: 

(ANFG) - Auf dieser Adresse startet das zu testende Programm. 
(START) - Auf dieser Adresse legt man eine Adresse ab, auf der der Test 
starten soll. 

(STOP) - Das ist die Adresse, auf der der Meßvorgang abgebrochen 
wird. 

(ADCTC) - Adresse des Kanals 0 der benutzten CTC. 

(IVCTC) - Interruptvektor für CTC. 

(KNRCTC) - Kanalnummer der CTC (wichtig für Bildung der Interrupt- 
und Kanaladresse). 

Die Einsprungadresse ist LAUF. Nach dem Aufruf von LAUF werden die 
benötigten Arbeitszellen initialisiert. Anschließend wird die CTC gestartet 
und in das zu testende Programm gesprungen. Auf die Adresse (STOP) wird 
ein RST6-Befehl gelegt. Der ursprüngliche Inhalt dieser Adresse wird in 


108 


ld 

a,3 

S 

out 

<c> , a 

;Ruecksetzen CTO, Korrekturtakte 

ld 

a, 16 


sub 

d 

,letzte Takte in fi <LT> 

ld 

de, 0 


ld 

hl,<zeit> 


push 

de 


push 

hl 


ld 

hl,<zeit+2> 


cal 1 

add32b 


ld 

b» 7 


cal 1 

mul 

£>EHL=< ZEI T+2> . 2 > *128 

push 

de 


push 

hl 


ld 

b,3 


ld 

hl,<zeit+2> 


ld 

de, 0 


cal 1 

mul 


cal 1 

add32b 

5 DEHL=<2EIT+2>.2*136 

push 

de 


push 

hl 


ld 

b,2 


ld 

hl,<zeit+2> 


ld 

de, 0 


cal 1 

mu 1 


cal 1 

add32b 

;DEHL= < ZE1T+2 >.2*140 

ld 

bc, 0 


push 

bc 


ld 

bc,<zeit+2> 


push 

bc 


cal 1 

sub32b 

5 DEHL= < ZEIT+2 >.2*139 

push 

de 


push 

hl 


ld 

b, 7 


ld 

de, 0 


ld 

hl,<zeit> 


cal 1 

mul 


cal 1 

add32b 

? DEHt.=< ZE IT > . 2*128+< ZE I T+2 > *139 

push 

de 


push 

hl 


ld 

de, 0 


ld 

hl, 96 

;85 Takte auf naechste 16 aufgerundet 

call 

add32b 

J DEHL=Gesarottaktkorrektur 

push 

de 


push 

hl 


ld 

hl,<zeit+2> 


ld 

de,<zeit> 


ld 

b, S 


cal 1 

mul 


push 

de 


push 

hl 


ld 

de, 0 


ld 

1, a 


ld 

h, 0 


ld 

b, 4 


call 

mul 

;DEHL=LT+16 

cal 1 

add32b 

;DEHL=LT*16 + <ZEIT.4>*256 

call 

sub32b 

jDEHL=Taktzahl gesamt (binaer) 

ei 

ret 


;Programmende 


Bild 3 Listing des Laufzeittesters für Z 80-Maschinenprogramme (3) 


109 


Tabelle Verwendbare CTC-Kanäle in unterschiedlichen Rechnertypen 


Rechnertyp CTC-Kanal Adresse benutzt durch 


PC 1715 CTC 0 08H V.24 Betriebstakt (113) 

möglicher Interruptvektor auf F7F8H (SCPX, CP/A) 

BC 5120 CTC 0 OCH unter SCPX u. CP/A frei 

möglicher Interruptvektor auf F7F8H (SCPX, CP/A) 

KC 85/1 CTC 0 88 H Kassettentreiber 

KC 85/3 CTC 0 8CH Tonausgabe/Kassettentreiber 

möglicher Interruptvektor auf 1D4H-1E3H 

AC1 CTC 0 00H frei 

möglicher Interruptvektor auf 1888H 


eine Speicherzelle (STBYTE) abgelegt und nach dem Erreichen der Zeitbe¬ 
rechnungsadresse, die von Adresse 30H aus angesprungen wird, wieder auf 
(STOP) eingetragen. Dieses Rückschreiben geschieht auch, wenn die Rou¬ 
tine mit einem Überlauffehler endet. 

Das Laufzeittestprogramm kehrt mit einer Eintragung in den Registern 
DE und HL in das aufrufende Programm zurück. Dabei sind 3 Fälle mög¬ 
lich. Wenn das Programm fehlerfrei durchlaufen, das heißt, eine Programm¬ 
laufzeit von 2 hoch 24 Takten nicht überschritten wurde, steht in den Regi¬ 
stern DE und HL die Anzahl der benötigten Takte in binärer Form. Dabei 
enthält DE den höherwertigen Teil. In [6] läßt sich nachlesen, wie man aus 
der Binärzahl in DEHL mit dem Computer eine Dezimalzahl machen 
kann. 

Wie schon angedeutet, darf die Zeit von START bis STOP nicht größer 
als 2 hoch 24 Takte werden, sonst gibt es beim Ermitteln der Taktzahl mit 
der Routine STPTIM einen Überlauffehler. In solch einem Fall wird von 
einem Fehler-Händler in die Register DE und HL der Wert OFFFFH einge¬ 
tragen. Der Händler für den Überlauf beim Rechnen steht ab der Adresse 
UELRKT. Wem diese Fehlerbehandlung nicht gefällt, der kann dort etwas 
anderes generieren. 


Fehlerbetrachtung 

Bei dem verwendeten Meßverfahren für die Laufzeit läßt sich ein systemati¬ 
scher Fehler nicht ausschließen. Eine Fehlerursache ist die, daß die CTC 
im Zeitgebermodus (wenn als Signalquelle intern der Systemtakt verwendet 
wird) durch den Vorteiler bedingt als geringste Auflösung für die gemessene 


110 


mul * 


mu 11 s 


ue 1 riet: 


sld 

1 

»Multiplikation DEHL*<2**<B>> 

r 1 

h 


r 1 

e 


r 1 

d 


jr 

c s mull 

s lieber 1 au f 

d.jnz 

ret 

mul 


ld 

hl f uelrlct 

jRueckkehradresse fuer Ueberlauf 

ex 

ret 

<sp> jrhl 


ld 

hlj 0ffffh 

»Reaktion auf Ueberlauf <Beispiel> 

ld 

de,0ffffh 


jr 

ende01 


pop 

bc 

s32—Bit Rddition <SP+2>.4+DEHL 

ld 

<puff«r>»bc 

j Rueckkehradresse merken 

pop 

bc 


add 

hi s bc 


ex 

de? hl 


pop 

bc 


ade 

hl »bc 


ex 

des hl 


jr 

c s ue1rkt 

;Ueber1au f 

ld 

bcs <puffer> 


push 

bc 


ret 


POP 

bc 

;32—Bit Subtraktion DEHL-<SP+2>.4 

ld 

<puffer> sbc 


POP 

bc 


or 

a 

;CV=0 

sbc 

hls bc . 


ex 

de y hl 


POP 

bc 


sbc 

hl»bc 


ex 

de* hl 


ld 

bcs <puffert 


push 

ret 

end 

bc 


Bild 4 Listing des Laufzeittesters für Z 80-Maschinenprogramme (4) 


Taktzahl 16 Takte bietet. Das bedeutet, daß man erst bei Taktzahlen über 
1600 einen Meßfehler kleiner 1 % erhält. Das Programm korrigiert die ge¬ 
messenen Takte um die Taktzahl, die nach CTC-Initialisierung bzw. Rück¬ 
sprung bis zum Lesen des letzten Zählerstands von ihm selbst benötigt wer¬ 
den, sowie die Takte, die die Interruptserviceroutine benötigt. 

Unübersichtlich wird die Situation, wenn in der Hardware WAIT-Zyklen 
bei Speicherzugriffen erzeugt werden. Das ist in manchen Geräten der Fall, 
besonders, wenn mit Anfallbauelementen bestückt wurde, die mit dem Sy¬ 
stemtakt nicht mithalten. Da jedes Befehlsholen mit Speicherzugriff ver¬ 
bunden ist, muß man in solch einem Fall wissen, ob das auf die Speicherbe¬ 
reiche zutrifft, auf denen die Interruptserviceroutine liegt. Dann hilft nur, 
die Taktkorrektur im Unterprogramm STPTIM entsprechend zu verändern. 
Das ist sehr mühsam. Wenn man das jedoch durchsteht, bekommt man den 
Laufzeittester gleich für sein Gerät zugeschnitten, d. h., die bei der Pro- 


111 


grammabarbeitung der zu testenden Routine auftretenden WAITS werden 
mitgemessen. 

Der auftretende Meßfehler erhöht sich, wenn im zu testenden Programm 
Interrupts auftreten, die höher priorisiert sind als der zur Messung benutzte 
CTC-Kanal (kleinere CTC-Kanalnummer oder Peripherieschaltkreis liegt in 
der Prioritätenkette höher). Die dann vom CTC-Kanal abhängende Inter¬ 
ruptanforderung wird zwar nach dem nächsten EI-Befehl (wenn die CTC 
auch wieder priorisiert ist) bearbeitet, vergehen bis dahin aber mehr als 
256 Takte, dann fehlen diese im Endergebnis. 


Zusammenfassung 

Der Laufzeittester ist ein praktisches Werkzeug, wenn man die genannten 
Einschränkungen berücksichtigt. Sein größter Vorteil ist der geringe Auf¬ 
wand für die Realisierung. Er läßt sich an unterschiedliche Programme an¬ 
binden, so z. B. auch an BASIC-Programme, um die Laufzeit einzelner Ab¬ 
schnitte messen zu können (das erfordert aber zusätzlichen Aufwand). Am 
genauesten und effektivsten arbeitet er mit Maschinenprogrammen, die län¬ 
ger als 1600 Takte arbeiten und bei denen keine Interrupts auftreten. 


Literatur 

[1] Autorenkollektiv, Der PC 1715. Berlin 1987. 

[2] Autorenkollektiv, Systemhandbuch KC 85/3. VEB Mikroelektronik »Wilhelm 
Pieck« Mühlhausen. 

[3] Autorenkollektiv, Systemhandbuch KC 85/1. VEB robotron Meßelektronik »Otto 
Schön« Dresden. 

[4] »Eine Uhr für den AC1«, FUNKAMATEUR, Heft 7/86, Seite 316ff. 

[5] Kieser/Meder, Mikroprozessortechnik. Berlin 1985. 

[6] Lampe/Jorke/Wengel, Algorithmen der Mikrorechentechnik. Berlin 1983. 


112 


»REMKILL« 

- ein Maschinenkode¬ 
programm in einer 
nachladbaren BASIC-Zeile 


Hans-Peter Falken 


Das Maschinenkodeprogramm »REMKILL« löscht aus einem BASIC-Pro- 
gramm für KC-Kleincomputer alle Kommentare und unnötigen Leerzei¬ 
chen. So wird aus der gut lesbaren Archiwersion eine deutlich kürzere Ar¬ 
beitsversion, die sogar etwas schneller läuft. Die Verkürzung ist wichtig bei 
Programmen, die viel Speicherplatz erfordern (Dateiprogramme!), oder bei 
Computern, die wenig Speicherplatz (evtl, auch noch RAM-BASIC!) anbie¬ 
ten. Außerdem spart man auf diese Weise Platz auf dem Magnetband und 
Zeit beim Einlesen. 

»REMKILL« ist an keinen festen Speicherplatz gebunden und als MC- 
Programm 188 Byte lang. Zunächst testet es, mit welchem Interpreter das 
BASIC-Programm geladen wurde. Dann wird aus der Zeile WSP+221 die 
Adresse geholt, ab der »REMKILL« wirken soll. WSP+221 ist eine Notiz¬ 
zelle des BASIC-Interpreters [1], nach dem BASIC-Start steht in ihr immer 
die Adresse des Programmanfangs. Nun wird Byte für Byte des Nutzerpro¬ 
gramms getestet und entweder in die verkürzte Fassung übertragen oder - 
falls nicht erforderlich - übergangen. Findet »REMKILL« das Endekenn¬ 
zeichen (3 aufeinanderfolgende Null-Bytes), werden die entsprechenden 
Notizzellen des Interpreters eingestellt (WSP+215 bis WSP+219, s. Ta¬ 
belle), danach geschieht der Rücksprung. Das alles dauert für 16 KByte Ori¬ 
ginalprogramm weniger als 1 s. 

Um die Handhabung des Programms zu erleichtern und vor allem, um 
das Programm in derselben Version auf allen KC 85 und dem Z 1013 (auch 
mit RAM-BASIC) lauffähig zu halten, wurde »REMKILL« in eine BASIC- 
Zeile verpackt. Die Möglichkeit, MC-Programme in der BASIC-Zeile 0 un¬ 
terzubringen, ist inzwischen recht bekannt [1], [2], Bei näherem Hinsehen 
stellt sich allerdings eine Frage: Wenn »REMKILL« dem Nutzerprogramm 
nachgeladen wird (nur so ist es sinnvoll!), an welcher Stelle steht es dann 
im Speicher? Die Startadresse muß man schon kennen! 


113 


Tabelle Verwendete Notizzellen des BASIC-Interpreters 


Name/ 

Länge 

Symbol. 

Adresse 

Adr. bei 

ROM-BASIC 

Funktion 

RSTLOC 

3 Byte 

WSP 

768/300H 

Sprungbefehl zum Warmstart des BASIC- 
Interpreters 

SVARPT 

2 Byte 

WSP+ 215 

983/3D7H 

Anfangsadresse der Liste der Variablen 
(Standard: Programmende) 

DVARPT 

2 Byte 

WSP+ 217 

985/3D9H 

Anfangsadresse der Liste der Feld- 
variablen 

FSLPTR 

2 Byte 

WSP+ 219 

987/3DBH 

erste freie Adresse nach der Liste der Feld¬ 
variablen 

RDPTR 

2 Byte 

WSP + 221 

989/3DDH 

Adresse des DATA-Statements, kann mit 
»RESTORE n« auf das Nullbyte vor der 

Zeile n gestellt werden! 


Mit RAM-BASIC-Interpreter gelten folgende Adressen für WSP: 

KC 85/1: 11008 / 2B00H; 

KC 85/2: 10752 /-2A00H; 

Z 1013: 11008 / 2B00H 

Allgemein ist das folgendes Problem: Der Interpreter soll während des 
Programmlaufs erkennen, auf welcher Adresse eine Zeile mit einer be¬ 
stimmten Zeilennummer beginnt. Man braucht dafür kein Unterprogramm 
zu schreiben, das muß er sowieso können, u. a. für die Abarbeitung des RE- 
STORE-Befehls! Leider ist RESTORE in fast allen Programmierhandbü- 
chem unvollständig oder gar falsch beschrieben. RESTORE n setzt den 
DATA-Zeiger (das ist die schon erwähnte Notizzelle WSP+221, bei ROM- 
BASIC also 989/990) auf das Null-Byte vor der Zeile n, und zwar ganz unab¬ 
hängig von der Existenz irgendwelcher DATA-Elemente. Auf das Null-Byte 
folgen der Zeiger auf die Folgezeile (»Link-Pointer«, 2 Byte) und die Zei¬ 
lennummer (hexadezimal, 2 Byte). Wenn man nun noch WSP, die Anfangs¬ 
adresse des Notizspeichers des Interpreters, kennt, dann kann man leicht 
die Adresse des MC-Programms ermitteln. Deshalb wird am Anfang von 
»REMKILL« bei den für WSP in Frage kommenden Adressen geprüft, ob 
dort 195 steht, auf der Adresse WSP steht nämlich stets C3H = 195. 

So beginnt das BASIC-Programm »REMKILL«: 

65431 REMKILL nachladen, dann RUN 65432 

65432 W=768: IF NOT DEEK(W) = 195 THEN W=10752 

: IF NOT DEEK(W) = 195 THEN W=11008 

Die Adresse des MC-Anfangs ergibt sich so: 

65433 RESTORE 65435: MC=DEEK(W+221) + 5 


114 


Nun wird ein zusätzliches Endekennzeichen vor Zeile 65431 gesetzt: 
: RESTORE 65431: DOKE DEEK(W+221) + 1,0 
Der DATA-Zeiger muß zurückgestellt werden: 

65434 RESTORE 

Nach Aufruf des MC-Programms kann END, aber auch RUN oder LIST 
usw. stehen. (Nur: Eigentlich hat sich das Programm »REMKILL« gerade 
selbst gelöscht! Ein GOTO-Sprung etwa klappt nur noch »nach vorn« oder 
ins Nutzerprogramm!). 

: CALL MC: CLS: LIST 

In Zeile 65435 steht dann das MC-Programm von »REMKILL«. In dieser 
Form kann man das BASIC-Programm »REMKILL« dem Nutzerprogramm 
einfach mit CLOAD »REMKILL« nachladen und - falls das Nutzerpro¬ 
gramm keine Zeilennummer über 65430 enthält - mit RUN 65432 starten. 

Beginnt eine Zeile des Original-Nutzerprogramms mit DATA *, dann 
bleibt sie unangetastet. Sollen die ersten Zeilen (der Programmkopf) voll¬ 
ständig bleiben, gibt man in Zeile 65434 statt RESTORE z. B. RE¬ 
STORE 200 ein, damit ist Zeile 200 die 1. Zeile, die durch REMKILL bear¬ 
beitet wird. Achtung! Wenn man beim Editieren in Zeile 65435 kommt, so¬ 
fort >BRK< oder >STOP< oder >S4/K< drücken! >ENTER< zerstört das 
MC-Programm! Für den Fall, daß eine Kommentarzeile Sprungziel ist 
(Pfui!), bleiben alle Zeilennummern von Kommentarzeilen im Programm, 
sie belegen jeweils 5 Byte. Wenn man ganz sicher ist, daß keine dieser Zei¬ 
len Ziel von GOTO (THEN/ELSE), GOSUB, LIST, EDIT, DELETE, RUN 
oder RESTORE ist, kann man noch im EDIT-Modus immer nur >ENTER< 
drücken, dann verschwinden auch diese Zeilennummem. 

Wie bekommt man nun die Bytes des MC-Programms in Zeile 65435? 
Für diese wie für jede andere Arbeit mit Computern gibt es natürlich ein 
Programm. Das BASIC-Programm »MC-Zeile« läuft auf allen Kleincompu¬ 
tern KC 85 und Z 1013, auch mit RAM-BASIC. Es ermöglicht die Übertra¬ 
gung von MC-Programmen aus DATA-Zeilen (dort hexadezimal kodiert) in 
eine BASIC-Zeile beliebiger Zeilennummer, und ist mit anderen DATA- 
Elementen allgemein verwendbar. Nach Abarbeitung ist das gesamte Pro¬ 
gramm gelöscht, und im Speicher steht nur noch die Zeile mit dem MC- 
Programm. 

Stellt man den Daten für das MC-Programm die Hexadezimalzahlen 83, 
2A, 3A und 9C voran, werden daraus die BASIC-Token für »DATA * :!«, 
und die Adrese des MC-Teils ergibt sich im Nutzer-BASIC-Programm nach 
RESTORE n aus NB = DEEK(WSP + 221): MC=NB + 9. Die 1. DATA-Zeile 
wird zur »MC-Zeile«, sie kann durchaus am Programmanfang stehen und 
damit auch eine beliebige Zeilennummer erhalten. Wichtig ist nur, daß alle 
DATA-Elemente unmittelbar aufeinanderfolgen, und daß die Liste mit 
»00« abgeschlossen wird. Die Länge des MC-Teils spielt keine Rolle. 


115 


1 I ******************************** 

2 ! ** "MC-ZEILE" ****************** 

3 ! ******************************** 

4 ! H.P.Falken, 27.4.1987 

5 ! 

6 WINDOW: CLS: WINDOW 1,23,0,31 :! Darstellung von 8 Byte pro Zeile 

7 ! 

9 ! ___ 

10 ! ** Test, ob RAM/RÜM-Interpreter ** 

20 WSP=768: IF PEEK(MSP)=195 THEN 70 :! ROM-BASIC-Interpreter 

30 WSP=10752: IF PEEK(WSP)=195 THEN 70 :! KC 85/2 mit RAM-BASIC-Interpreter 
40 WSP=11008 : ! KC 85/1 oder Z 1013 mit RfJM-BASIC 

50 1 

59 ! ........ 

60 ! ** Manipulation der "MC-Zeile" ** 

70 REST0RE65435:NB=DEEK(WSP+221):A=NB+5:! Anfangsadresse fuer MC- Programm 

80 FOR 1=0 TO 10000 :! Endwert soll nie erreicht werden! 

90 READ H$: PRINT * :! Hexzahl aufnehmen 

100 D=0: FOR J=1 TO 2 :! zweistellige Umwandlung 

110 Z=ASC(MID$(H$,J>)-48 ^hexadezimal -> dezimal 

120 IF Z>9 THEN Z=Z-7 

130 D=D*16+Z 

140 NEXT J: POKE A+I,D :! in "MC-Zeile" eintragen 

150 KS=K5+D :! Kontrol1 summe bilden 

160 IF D>0 THEN PRINT H*;" NEXT I :! bei Nullbyte Ausstieg 
170 ! 

179 ! _ 

180 ! ** Vollzugsmeldung ** 

190 PRINT:PRINT:PRINT I;"Byte in Zeile":! Anzahl der Bytes 

200 Z=DEEK(NB+3): IF Z<0 THEN Z=Z+65536:! verwendete Zeilennummer 

210 PRINT:PRINT Z;''uebertragen. n :PRINT 

220 PRINT" Kontrollsumme: H }KS 

230 ! 

239 ! ___ 

240 ! ** Programmende einstellen ** 

250 DOKE A+I+1,0 :! Endekennzeichen setzen 

260 DOKE NB+1,A+I+l :! Zei1enzeigerkorrektur 

270 DOKE WSP+215,A+l+3 :! Programmendezeiger 

280 WINDOW: DELETE 1,300 
290 ! 

299 ! __ 

300 ! ** MC- Programm ** 

65435 DATA C5,D5,E5,F5,AF,6F,3E,C3,26,03,BE,28,07,26,2A,BE 

65436 DATA 28,02,26,2B,AF,47,0E,DD,09,E5,5E,23,56,13,62,6B 

65437 DATA D5,13,13,23,AF,BE,20,1A,El,77,23,77,23,Dl,06,06 

65438 DATA 1B,10,FD,06,03,7D,12,13,7C,12,13,10,F8,F1,E1,Dl 

65439 DATA CI,C9,23,ED,A0,ED,A0,2B,23,7E,FE,20,28,FA,FE,83 

65440 DATA 20,17,ED,A0,7E,FE,2A,20,1F,AF,ED,A0,BE,20,FB,ED 

65441 DATA A0,Ci,7B,02,03,7A,02,10,B7,FE,BE,28,04,FE,9C,20 

65443 DATA 07,AF,23,BE,20,FC,18,E7,7£,FE,3A,20,19,ED,A0,2B 

65444 DATA 23 , AF,BE,1B,28,D9,13,7E,FE,20,28,F4,1B,FE,8E,28 

65445 DATA E0,FE,9C,28,DC,13,FE,20,20,03,23,18,DB,FE,22,20 

65446 DATA 13,ED , A0,AF,BE,20,06,3E,22,12,13,18,B2,7E,FE,22 

65447 DATA 20,EF,1B,04,AF,BE,2B,A7,ED,A0,1B,BC,00, REMKILL 

Bild Listing von »MC-ZEILE« mit DATA-Elementen für das MC-Programm »REMKILL« 


116 


Das Bild zeigt das vollständige Listing von »MC-ZEILE« mit DATA-Ele- 
menten für das MC-Programm »REMKILL«. Wenn nach dem Lauf die 
Kontrollsumme 21210 ausgegeben wird, hat man höchstwahrscheinlich alle 
DATA-Elemente richtig eingetippt. Ziel des Beitrages war neben der Ver¬ 
breitung von 2 interessanten KC-Programmen die Darstellung einer lei¬ 
stungsfähigen Programmiermethode, nämlich der Unterbringung von MC- 
Programmen ohne Null-Byte in BASIC-Zeilen beliebiger Zeilennummer, 
der Anfertigung sowie des Aufrufs solcher Programmteile. 

Seit längerem bewährt sich auch das Programm KOMPRI, das genau so 
wie REMKILL eingesetzt wird und zusätzlich alle überflüssigen Zeilen¬ 
nummern entfernt. Die BASIC-Zeilen werden dadurch u. U. sehr lang, das 
Programm ist nicht mehr uneingeschränkt editierbar, aber das kann ja auch 
ein Vorteil sein. 

Es ist damit zu rechnen, daß in Kürze auch eine Version zur Verfügung 
steht, die (MSX-kompatible) Basic-Programme für den Bildungscomputer 
A5105 bearbeiten kann. Ich bin bereit, diese Listings in jeden frankierten 
Umschlag zu stecken. 

(H. P. Falken, Leibnizstr. 18, Leipzig, 7010) 


Literatur 

[1] H. Völz, Universelle Nutzung des BASIC-Interpreters. Mikroprozessortechnik 1 
(1987), Heft 7, Seite 221 ff. 

[2] H. Völz, BASIC für Fortgeschrittene. Rundfunkkurs, u. a. Jugendradio DT 64, 
16.4.1988, und dazugehörendes Begleitmaterial. 


117 


Transistor-Leistungs¬ 
verstärkerstufen für den 
VHF/UHF-Bereich 


Siegmar Henschel - Y22QN 


In diesem Beitrag sollen einige praktisch erprobte Leistungsverstärkerschal¬ 
tungen für Linearbetrieb (SSB) im 2-m- und 70-cm-Amateurband für unter¬ 
schiedliche Ausgangsleistungen vorgestellt werden. Alle Stufen sind so kon¬ 
zipiert, daß sie sich kaskadieren lassen, wodurch sich ein Nachbau wesent¬ 
lich vereinfacht. Beim Aufbau von HF-Leistungsverstärkern müssen jedoch 
einige Grundlagen beachtet werden, und der verwendete Transistor muß 
den elektronischen Anforderungen genügen. 


Transistoren 

Um eine ausreichende Leistungsverstärkung zu erreichen, sollte bei der 
Wahl des Transistors auf die Transitfrequenz / x geachtet werden. Sie stellt 
das Produkt aus HF-Stromverstärkung (ß) und Meßfrequenz (/ M ) im Fre¬ 
quenzbereich />/• ß dar. Da f T amplitudenabhängig ist, ergibt sich auch 
eine amplitudenabhängige Stromverstärkung. Bei der Transistorauswahl 
sollte/ t >2 /Betrieb sein. Bei sowjetischen HF-Leistungstransistoren wird oft 
noch der Wert / ckri , angegeben, er stellt den Kollektorstrom dar, bei dem die 
/^-Frequenz auf den 0,71fachen Wert von f Tmax abgefallen ist. Beim Betrieb 
muß man darauf achten, daß / CM kleiner / ckfit ist. Für die zu erwartende HF- 
Ausgangsleistung muß man auch die Verlustleistung des Transistors beach¬ 
ten. Im angegebenen Frequenzbereich liegt der Wirkungsgrad kaum über 
50 %. Weiter ist die HF-Sättigungsspannung (U CEs atHF) zu beachten. Sie 
liegt im Bereich von 1,5 bis 4 V und begrenzt den linearen Aussteuerbe¬ 
reich und beeinflußt den Wirkungsgrad. Für Linearverstärker größerer Aus¬ 
gangsleistung (> 5 W) sollten daher nur Transistoren für 28 V Betriebsspan¬ 
nung eingesetzt werden. 


118 


Anpassungsnetzwerke 


Die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen des Transistors sind an die Schal¬ 
tung anzupassen, für den Amateurfunk werden ausschließlich Schmalband- 
anpaßschaltungen verwendet. Der Wellenwiderstand der Leitungen liegt 
zwischen 50 und 75 fl, der Realteil des Transistoreingangswiderstands weist 
einige Ohm auf, je nach Transistortyp. Bei Transistoreingangswiderständen 
größer 1 fl genügt lstufige Transformation (C el , C e2 , in Bild 1). 


Bild 1 

Prinzipstromlaufplan für einen 
HF-Leislungsverslärker 


Mit C B wird die Leitungsinduktivität des Transistoreingangs für den be¬ 
treffenden Frequenzbereich kompensiert. Die Betriebsgüte der Anpaßschal¬ 
tungen sollte zwischen 5 und 10 liegen. Bei kleineren Eingangswiderstän¬ 
den ist in 2 Schritten zu transformieren. Der Ausgangswiderstand des Tran¬ 
sistors kann als Widerstand 


betrachtet werden, der über eine Transformationsschaltung (L ä , C aI , C a2 ) an 
den Ausgang angepaßt wird. Berechnungsgrundlagen für diese Anpaßschal¬ 
tungen sind z. B. in [1] und [2] enthalten. 


Entkopplung 


Die Versorgungsspannung kann nicht über beliebig ausgewählte Impedan¬ 
zen zugeführt werden, dadurch treten parasitäre Schwingungen auf, die weit 
unterhalb der Betriebsfrequenz liegen. Der Arbeitsbereich von HF-Lei- 
stungstransistoren liegt gewöhnlich in einem Bereich, in dem die Stromver¬ 
stärkung annähernd umgekehrt proportional zur Betriebsfrequenz ist, d. h., 
bei niedrigen Frequenzen steigt die Verstärkung an. Der Transistor bildet 
mit Ifc und in Verbindung mit C cb einen i/arffey-Oszillator. Wenn die Be¬ 
dingung 


119 


erfüllt ist, arbeitet die Schaltung stabil. Ebenso muß die Versorgungsspan¬ 
nung für alle Frequenzen gut abgeblockt werden, das wird durch Parallel¬ 
schalten unterschiedlicher Kondensatoren erreicht. C in Bild 1 bewirkt das 
Abblocken hoher Frequenzen, sein Wert beträgt für 145 MHz etwa 100 bis 
300 pF, für 435 MHz sind etwa 50 bis 150 pF vorzusehen. In diesem Fre¬ 
quenzbereich sollten Chipkondensatoren eingesetzt werden. Für eine gute 
Entkopplung für den unteren Frequenzbereich (kleiner 100 MHz) haben sich 
sehr kurz eingelötete Elektrolytkondensatoren (Tantal-Tropfen) im Kapazi¬ 
tätsbereich von 0,5 bis 10 pF bewährt. Bei Tantal-Kondensatoren sollte die 
Betriebsspannung der doppelten angelegten Gleichspannung entsprechen. 
Eine zusätzliche Abblockung mit Scheibenkondensatoren C' (Epsilan) im 
Kapazitätsbereich von 10 bis 100 nF verbessert die Siebwirkung. Um stö¬ 
rende Eigenresonanzen zu unterdrücken, ist diesem Kondensator ein Be¬ 
dämpfungswiderstand R' von 1 bis 10 CI in Reihe zu schalten. 


Arbeitspunktstabilisierung 

Soll der Leistungsverstärker als Linearverstärker arbeiten', so ist ein Kollek¬ 
torruhestrom von etwa 10 % des Kollektorstroms bei Vollaussteuerung ein¬ 
zustellen. Die Basisspannungsquelle muß für Linearbetrieb so niederohmig 
sein, daß sich bei Ansteuerung die Basisvorspannung nicht ändert. Bild 2 
zeigt eine temperaturstabilisierte Spannungsquelle, wie sie für kleine Lei- 


VD1 

SY3B0 


an Lb auflco 
2 abgleichen 


ii’- r 


'CE 


Bild 2 

Temperaturstabilisierte Spannungsquelle zur Erzeugung 
der Basisvorspannung für Linearbetrieb bei kleiner Aus¬ 
gangsleistung; VD1 ist mit dem HF-Leistungstransistor 
in thermischen Kontakt zu bringen 


Bild 3 

Basisspannungserzeugung für große 
Ausgangsleistung des HF-Linearver¬ 
stärkers. VT1 ist mit dem HF-Lei¬ 
stungstransistor in thermischen Kon¬ 
takt zu bringen 


>ct 


120 


stungen bis etwa 10 W verwendbar ist. Bei größeren Basisströmen muß die 
Spannungsquelle für die Basisspannungserzeugung niederohmiger werden, 
Bild 3 zeigt eine bewährte Schaltung. 

VT1 wirkt als Temperaturfühler und muß mit dem Leistungstransistor 
thermischen Kontakt haben. Weitere Einzelheiten siehe »Abgleich«. 


Kühlflächen 

Für die Abführung der Verlustleistung der Transistoren sind ausreichende 
Kühlflächen vorzusehen. Die in den Transistoren entstehende Verlustlei¬ 
stung ist mindestens ebenso groß wie die erzeugte Hochfrequenzleistung. 
Auf guten Wärmekontakt zwischen Transistor und Kühlfläche ist dabei zu 
achten, die Bohrungen müssen frei von Grat sein und die Transistoren mit 
der ganzen Fläche plan auf dem Kühlkörper aufliegen. Zur Verbesserung 
des thermischen Kontakts sollte zwischen Transistor und Kühlfläche Wär¬ 
meleitpaste (Cenupaste) aufgetragen werden. 

Vorsicht! 

Cenupaste ist ein guter Isolator und von Steck- oder Relaiskontakten 
nicht wieder zu entfernen! 

Hinweise zur Dimensionierung von Kühlflächen sind in [3] enthalten. 


Antennenanschluß 

Die HF-Verbindungskabel müssen die zu erwartenden Ströme übertragen 
können, wobei auch auf eine gute, dauerhafte Masseverbindung der Außen¬ 
leiter der Koaxialkabel zu achten ist. Große Übergangswiderstände führen 
zu Fehlanpassungen und können durch Mantelwellen TVI oder BCI hervor- 
rufen. Die Leistungsverstärkerstufe muß man auch allseitig abschirmen. In 
einem getrennt davon abgeschirmten Gehäuse ist ein Tiefpaßfilter zur Ver¬ 
meidung von Oberwellenabstrahlung in die Antennenleitung einzuschlei¬ 
fen. Das Antennenrelais muß die zu erwartende HF-Leistung übertragen 
können. Für Leistungen über 10 W haben sich aus Schutzgasrohrkontakten 
(Geko-Relais) aufgebaute Koaxialrelais gut bewährt. In [4] ist ein Aufbau¬ 
vorschlag dafür vorgestellt. 


Stromversorgung 

Bei Leistungsendstufen höherer Ausgangsleistung ist die Betriebsspan¬ 
nungszuführung den zu erwartenden Strömen anzupassen. Sollen die Lei- 


121 


stungsverstärker am Kfz-Bordnetz betrieben werden, muß die Stromversor¬ 
gungsleitung zur Vermeidung von Störungen aus dem Bordnetz ein Sieb¬ 
glied erhalten. Zum Betreiben von Leistungsverstärkem (größer 50 W) aus 
dem Netz sind die Siebmittel den zu erwartenden Strömen anzupassen. Bei 
B-SSB-Betrieb schwankt die Stromaufnahme zwischen 7 C0 und / Cmax , die 
Betriebsspannung darf jedoch 0,5 £/ CEmal( nicht überschreiten. Es sind also 
entsprechende Stabilisierungsmaßnahmen durchzuführen. 


Mechanischer Aufbau 

Für den Aufbau aller Verstärkerstufen bis etwa 50 W Ausgangsleistung ist 
doppeltbeschichtetes Cevausit mit 1,5 mm Stärke geeignet. Um eine mög¬ 
lichst kurze Verdrahtung zu erreichen, bestückt man auf der Leiterseite. 
Die Metallfläche der Rückseite wirkt als Massefläche. Alle gekennzeichne¬ 
ten Punkte auf der Leiterseite sind mit 1,5-mm-Cu-Draht durchzukontak¬ 
tieren. Die Montage des Transistors geschieht nach Bild 4. Der Verstärker 
ist in ein allseitig schließendes Gehäuse einzusetzen. Die Betriebsspannung 
führt man über Durchführungskondensatoren oder Durchführungsfilter zu. 
Bei mehrstufigen Verstärkern sollte man nicht mehr als 30 dB Verstärkung 
in einem Gehäuse unterbringen (Verkopplungsgefahr). Der gesamte Lei¬ 
stungsverstärker bildet mit dem Kühlkörper eine Baueinheit und ist so zu 
montieren, daß die beim Betrieb entstehende Verlustwärme ungehindert 
abgestrahlt werden kann. 


Leiterseite Leistungstransistor 
=Bestückungsseite \ Durchkontaktierung 

/ Leiterplatte 


Bild 4 

Montage des Leistungstransi¬ 
stors auf der Leiterplatte. Der 
Transistor muß gratfrei und 
plan auf dem Kühlkörper auf- 
sitzen 


Anforderungen an das Steuersignal 

Das Steuersignal, das einem Leistungsverstärker zugeführt wird, muß den 
gesetzlichen Bestimmungen entsprechen, d. h., alle abweichenden Signale 
müssen gegenüber dem Nutzsignal mehr als 60 dB gedämpft sein. Lei¬ 
stungsverstärkerstufen mit einer 3-dB-Bandbreite von etwa 50 MHz tragen 


122 


zur Selektion nicht bei. Außerdem dürfen die Intermodulationsprodukte 
bei nichtreellem Abschluß, wie ihn jede Verstärkerstufe darstellt, nicht an- 
steigen. Gegebenenfalls ist zwischen Steuersender und Leistungsverstärker 
ein ohmsches Dämpfungsglied zu schalten, um den Steuersender immer an 
einer konstanten Last arbeiten zu lassen. Zur Nebenwellenunterdrückung 
ist in [5] ein 3stufiges Bandpaßfilter für Steuerleistung kleiner 2 W darge¬ 
stellt. Sollte die Selektion des Filters nicht ausreichen, ist ein 4stufiges 
Bandpaßfilter nach Bild 5 unmittelbar dem Sendeumsetzer nachzuschalten. 
Bild 6 zeigt die gemessene Selektionskurve dieses Filters. 


7 7 7 


Bild 5 Bandpaßßlter, wie es nach der Sendefrequenzaufbereitung in den Signalweg zur 
Leistungserhöhung eingeschleift sein sollte. L1...L4 - 3,5 Wdg., 0,5-mm-CuAg, 
Spulenkörper TI (5 mm Durchmesser), Spulenlänge 6 mm, Alu-Kern 4 mm 


123 


Verstärkerschaltungen 


Nach dem Grundsätzlichen nun einige erprobte Verstärkerschaltungen. 
Bild 7 zeigt einen 2stuflgen Linearverstärker mit 0,5 W Ausgangsleistung 
und etwa 32 dB Verstärkung für das 2-m-Band. VT1 arbeitet in A-Betrieb 
und liefert etwa 15 dB Verstärkung. Über das Anpassungsnetzwerk C4/C5 
wird die verstärkte HF in VT2 eingekoppelt. VT2 arbeitet in B-Betrieb, mit 
VD1 wird der Arbeitspunkt thermisch stabil gehalten. VT2 erhält eine 
Kühlfahne von 25 mm x 80 mm, die man unterhalb der Leiterplatte anord¬ 
net, VD1 muß in der Nähe von VT2 thermischen Kontakt zur Kühlfahne 
haben. Infolge der hohen Ausgangsimpedanz von VT2 ist eine doppelte 
Transformation im Ausgangskreis erforderlich (L3, C9, CIO, LA und Cll). 
Die maximal erreichbare Ausgangsleistung für CW- oder FM-Betrieb be¬ 
trägt 0,8 W bei einer Betriebsspannung von 12,6 V. 

Die Selektion von Leistungsverstärkerstufen ist relativ gering. Dieser HF- 
Verstärker hat eine -1-dB-Bandbreite von 135 bis 153 MHz. Ein - 3-dB- 
Verstärkungsabfall ist bei 125 bzw. 170 MHz meßbar. Diese Werte sollen 
nur nochmals die Notwendigkeit eines nebenwellenfreien Steuersignals für 
die Leistungsverstärker darlegen. 

Bild 8 zeigt einen HF-Verstärkerbaustein, der je nach Transistorbestük- 
kung eine Leistungsverstärkung von 6 bis 12 dB und Ausgangsleistungen 
von 2 bis 40 W liefern kann. Dieser Verstärker ist auf einer 
60 mm x 100 mm großen doppeltkaschierten Cewius/r-Leiterplatte unterge¬ 
bracht. Bild 9 zeigt die Anordnung der Bauelemente. Bei einer Ausgangslei¬ 
stung größer 10 W sollte man zur Basisspannungserzeugung die Schaltung 
nach Bild 3 einsetzen, deren Aufbau auf einer Lochrasterplatte vorgenom¬ 
men werden kann. Für Ausgangsleistungen kleiner 5 W sind für das Aus¬ 
koppelnetzwerk (C4/C5) keramische Scheibentrimmer verwendbar. Bei grö¬ 
ßeren Ausgangsleistungen sind Lufttrimmer (z. B. 8206 ) oder eine Kombi¬ 
nation von keramischem Rohrkondensator und Lufttrimmer einzusetzen. 


C3 150 


HZ 330 

-dho + 72F 

CA isTctrt 


SAYZ0 


C 7 Ctoib C11Ä2- 

LZ^^j 6/25 2_ 6/25 2_ 

LI - 5Wdg.l<p5mm 
LZ-11 Wdg. 145 mm 
L3-3,5Wdg./45mm 
LA-3,5 Wag. /4 5 mm 


Bild 7 2stufiger 2-m-Lineawerstärker mit 0,5 W HF-Ausgangsleistung 


124 


(b) (c) 

Bild 7 Leiterplattenlayout (b); mit Bestückung auf der Leiterseite; für VT2 Kühlfläche 
25 mm X 80 mm, VD1 muß thermischen Kontakt mit der Kühlfläche haben 
(x= durchkontaktieren) (c) 


125 


Tabelle 1 Transistoren für VHF/UHF-Sender-Endstufen (Bild 8 - 2-m-Betrieb) 


VT 1 

^CE 

in V 

Ic 

in A 

F,„, 

inW 

P. 

inW 

Pin 

in W 

y, 

in dB 

CI 

in pF 

CI 
in pF 

KT 904 

28 

0,6 

5 

6 

i 

8 

4/30 

4/30 

KT 907 

28 

1,0 

13,5 

11 

3,5 

6 

6/30 

6/30 

KT 909 A 

28 

2,0 

25 

20 

10 

8 

10/40 

10/60 

KT 909 B 

28 

4,0 

50 

40 

20 

7 

10/40 

10/60 

KT 909W 

28 

2,0 

25 

15 

10 

7 

10/40 

10/60 

KT 909 G 

28 

4,0 

50 

30 

20 

6 

10/40 

10/60 

KT 920 A 

12,6 

0,5 

5,0 

2 

0,3 

9 

4/20 

6/30 

KT 920 B 

12,6 

1,0 

10 

5 

0,8 

9 

4/20 

6/30 

KT 920W 

12,6 

3,0 

25 

20 

6,5 

6 

10/40 

10/60 

KT 920 G 

12,6 

3,0 

25 

15 

5,0 

6 

10/40 

10/60 

KT 922 A 

28 

0,8 

8 

5 

0,5 

' 12 

4/20 

6/30 

KT 922 B 

28 

1,5 

20 

20 

3,6 

6 

10/40 

10/60 

KT 922 W 

28 

3,0 

40 

40 

10 

7 

10/40 

10/60 

KT 922 G 

28 

1,5 

20 

17 

3,6 

7 

10/40 

10/60 

KT 922 D 

28 

3,0 

40 

35 

10 

6 

10/40 

10/60 

KT 925 A 

12,6 

0,5 

5,5 

2 

0,3 

11 

4/20 

6/30 

KT 925 B 

12,6 

1,0 

11 

5 

1,0 

9 

4/20 

6/30 

KT 925 W 

12,6 

3,3 

25 

20 

6,6 

8 

10/40 

10/60 

KT 925 G 

12,6 

3,3 

25 

15 

5,0 

8 

10/40 

10/60 

KT 934 A 

28 

0,5 

7,5 

3,5 

0,1 

15 

10/40 

6/30 

KT 934 B 

28 

1,0 

15 

13,5 

1,0 

11 

10/40 

10/60 

KT 934W 

28 

2,0 

30 

20 

1,5 

11 

10/40 

10/60 

B3-12 

12,6 

— 

— 

3 

0,3 

12 

4/20 

6/30 

B12-12 

12,6 

— 

— 

12 

1,5 

8 

10/40 

10/60 

BLY 59 

28 

0,5 

11,6 

7 

1,0 

8 

4/30 

6/30 

BLY 60 

28 

1,0 

23 

13 

3,5 

6 

6/30 

6/30 

BLY 87A 

12,6 

1,25 

17,5 

8 

1,0 

10 

2,5/20 

4/60 

BLY 88A 

12,6 

2,5 

32 

16 

2,7 

8 

2,5/20 

4/60 

BLY 89 A 

12,6 

5,0 

70 

30 

7 

7 

2,5/20 

4/60 

BLY 91A 

28 

0,75 

17,5 

8 

0,5 

12 

10/40 

10/60 

BLY 92 A 

28 

1,5 

32 

15 

1,5 

10 , 

10/40 

10/40 

BLY 93 A 

28 

3,0 

70 

25 

3,1 

9 

10/40 

10/40 


2 N 3375 siehe BLY 59; 2 N 3632 siehe BLY 60 


Für größere Ausgangsleistung als in Tabelle 1 angegeben, eignen sich Tran¬ 
sistoren nach Tabelle 2. 

Bild 10 zeigt einen Schaltungsvorschlag für einen Leistungsverstärker mit 
einer Ausgangsleistung größer 40 W. Um die thermische Belastung des Aus¬ 
koppelnetzwerks (C7...C9) gering zu halten, empfiehlt sich ein Auftrennen 


126 


C3 

in pF 

C4 
in pF 

C5 

in pF 

LI 

Wdg./ff/ 

Draht 

L2 

Wdg./Jii/ 

Draht 

L3 

Wdg Jfl/ 
Draht 

L4 

Wdg ,/0/ 
Draht 

entf. 

4/30 

4/30 

3/8/1,0 

HF-Dr. 

HF-Dr. 

4/8/1,0 

entf. 

6/30 

6/30 

1/10/1,0 

HF-Dr. 

15/4/1,0 

3/12/1,5 

2X47 

10/40 

10/40 

0,5/6/1,5 

6/4/0,5 

2,5/7,5/1,5 

4,5/7,5/1,5 

2X47 

10/40 

10/40 

1/10/0,6 

6/4/0,5 

2/10,5/1,5 

3/8/1,5 

2x47 

10/40 

10/40 

0,5/6/1,5 

6/4/0,5 

2,5/7,5/1,5 

4,5/7,5/1,5 

2x47 

10/40 

10/40 

1/10/0,6 

6/4/0,5 

2/10,5/1,5 

3/8/1,5 

47 

10/40 

10/40 

2/7/0,5 

7/5/0,5 

2,5/7/1,0 

5/7/1,0 

47 

10/40 

10/40 

2/7/0,5 

7/5/0,5 

2,5/7/1,0 

5/7/1,0 

2 x 47 

10/40 

10/40 

0,5/6/1,5 

6/4/0,5 

2,5/7/1,5 

4,5/7,5/1,5 

2x47 

10/40 

10/40 

- 0,5/6/1,5 

6/4/0,5 

2,5/7,5/1,5 

4,5/7,5/1,5 

47 

10/40 

10/40 

2/7/0,5 

7/5/0,5 

2,5/7,5/1,0 

5/7/1,0 

2X47 

10/40 

10/40 

0,5/6/1,5 

6/4/0,5 

2,5/7,5/1,5 

4,5/7,5/1,5 

2X47 

10/40 

10/40 

0,5/6/1,5 

6/4/0,5 

2,5/7,5/1,5 

4,5/7,5/1,5 

2X47 

10/40 

10/40 

0,5/6/1,5 

6/4/0,5 

2,5/7,5/1,5 

4,5/7,5/1,5 

2X47 

10/40 

10/40 

0,5/6/1,5 

6/4/0,5 

2,5/7,5/1,5 

4,5/7,5/1,5 

47 

10/40 

10/40 

2/7/0,5 

7/5/0,5 

2,5/7/1,0 

5/7/1,0 

47 

10/40 

10/40 

2/7/0,5 

7/5/0,5 

2,5/7/1,0 

5/7/1,0 

2 x 47 

10/40 

10/40 

0,5/6/1,5 

6/4/0,5 

2,5/7,5/1,5 

4,5/7,5/1,5 

2X47 

10/40 

10/40 

0,5/6/1,5 

6/4/0,5 

2,5/7,5/1,5 

4,5/7,5/1,5 

47 

10/40 

10/40 

2/7/0,5 

7/5/0,5 

2,5/7/1,0 

5/7/1,0 

2x33 

10/40 

10/40 

0,5/6/1,5 

6/4/0,5 

2,5/7/1,5 

4,5/7,5/1,5 

2X47 

10/40 

10/40 

0,5/6/1,5 

6/4/0,5 

2,5/7/1,5 

4,5/7,5/1,5 

47 

10/40 

10/40 

2/7/0,5 

7/5/0,5 

2,5/7/1,0 

5/7/1,0 

2x47 

10/40 

10/40 

0,5/6/1,5 

6/4/0,5 

2,5/7,5/1,5 

4,5/7,5/1,5 

entf. 

4/30 

4/30 

3/8/1,5 

HF-Dr. 

HF-Dr. 

4/8/1,5 

entf. 

6/30 

6/30 

1/10/1,0 

HF-Dr. 

15/4/1,0 

3/12/1,5 

47 

4/60 

4/60 

0,5/6/1,5 

HF-Dr. 

2,5/6/1,5 

4,5/6/1,5 

47 

4/60 

4/60 

0,5/6/1,5 

HF-Dr. 

2,5/6/1,5 

2,5/6/1,5 

2X47 

8/120 

10/100 

0,5/6/1,5 

HF-Dr. 

3,5/6/1,5 

1/6/1,5 

2X47 

10/40 

10/40 

0,5/6/1,5 

6/4/0,5 

2,5/7,5/1,5 

4,5/7,5/1,5 

2 x 47 

10/40 

10/40 

0,5/6/1,5 

6/4/0,5 

2,5/7,5/1,5 

4,5/7,5/1,5 

2x47 

10/40 

10/40 

1/10/0,5 

HF-Dr. 

2/10,5/1,5 

3/8/1,5 


in mehrere kleine Kapazitäten. Der Basisspannungserzeugung ist besonde¬ 
res Augenmerk zu schenken, sie darf auch bei einer Belastung von 1 bis 2 A 
Basisstrom vom Verstärkertransistor nicht schwanken. Weiterhin ist beim 
Aufbau darauf zu achten, daß der HF-Ausgangsstrom in den Bereich von 
1 A gelangt. Bei 28 V Betriebsspannung und etwa 50 % Wirkungsgrad muß 


127 


Ausgang 
7 5Q 


Bild 8 Stromlaufplan eines HF-Leistungsverstärkers für unterschiedlichen Transistortypen 
nach Tabelle 1 (C1...C5/L1...L4 s. Tabelle) 


das Netzteil etwa 150 W abgeben können. Der Kühlkörper ist der zu erwar¬ 
tenden Verlustleistung anzupassen. Setzt man an Stelle des Transistors eine 
Senderöhre (z. B. SRL 460) ein, so kann eine Ausgangsleistung von 250 W 
erzielt werden, die Verstärkung liegt bei 14 bis 16 dB. Den guten HF-Eigen- 
schaften des Röhrenbetriebs steht jedoch viel Mechanik (Druckluftküh¬ 
lung) sowie eine Hochspannung von 1,5 bis 2 kV gegenüber. 

Abschließend noch einige Linearverstärkerschaltungen für das 70-cm- 
Amateurband. Auch im 70-cm-Band ist auf ein nebenwellenfreies Steuersi¬ 
gnal zu achten. Bild 11 zeigt den 2stufigen Linearverstärker nach Bild 7, di 
mensioniert für das 70-cm-Amateurband. Infolge der höheren Betriebsfre¬ 
quenz bei gleicher Halbleiterbestückung sinkt die Verstärkung auf etwa 
20 dB. Die Ausgangsleistung für Linearbetrieb beträgt etwa 0,3 W. Sonst 
gilt das für Bild 7 Gesagte auch für diese Schaltung. 

In Bild 12 ist ein 2stufiger Linearverstärker mit etwa 3 W Ausgangslei¬ 
stung und 22 dB Verstärkung dargestellt. Beide Stufen arbeiten im B-Be- 
trieb; für so kleine Ausgangsleistungen kann man die Basisspannungsstabi¬ 
lisierung in der angegebenen Form vornehmen. Die Dioden VD1 bis VD3 
sollen thermischen Kontakt mit den angegebenen Bauelementen aufweisen. 
Der Arbeitspunkt jeder Stufe wird mit R2 bzw. R 3 auf den angegebenen 
Ruhestrom eingestellt. Für VT1 und VT2 sind Kühlflächen vorzusehen, um 
die entstehende Verlustwärme abzuführen. Zur weiteren Leistungsanhe¬ 
bung auf die Leistungsklasse größer 10 W zeigt Bild 13 einen Schaltungs¬ 
vorschlag. Mit einem KT 934B ist bei 7 dB Leistungsverstärkung eine Aus¬ 
gangsleistung von 11 W bei 24 V Betriebsspannung erreichbar. Ein in glei¬ 
cher Schaltung eingesetzter KT 934W liefert bei 6 dB Verstärkung etwa 
22 W Ausgangsleistung, wobei C3 und C5 in je 27 pF zu ändern sind. Mit 
RI und eventuell Aussuchen von VD1 ist der Arbeitspunkt für B-Betrieb 
einzustellen. 


128 


Brücke bei SSB 


129 


wo 


Bild 10 Stromlaufplan für einen Leistungsverstärker höherer Ausgangsleistung (Transistoren 
s. Tabelle 2) 


Tabelle 2 VHF/UHF-Endstufentransistoren (Bild 10) 


vt i v CB i>, p m v p 


in V 

in W 

in W 

in dB 

BLY90 

12,6 

50 

16 

5 

BLY94 

28,0 

50 

10 

7 

KT 960 

12,6 

40 

15 

7 

KT 930 A 

28,0 

40 

6 

12 

KT 930 B 

28,0 

75 

10 

11 

KT 931A 

28,0 

80 

20 

3,5 

KT 958 

12,6 

50 

10 

8 


nun vul - 

a) 4 mm- Dorn L3 -1,5Wdg./0,8-mm-CuAg/6 mm-Dorn 

Bild 11 2stuflger 70-cm-Linearverslärker mit 0,3 W HF-Ausgangsleistung 


130 


Bild 11 Leiterplattenlayout (b); mit Bestückung auf der Leiterseite; für VT2 Kühlfläche 
25 mm x 80 mm, VD1 muß thermischen Kontakt auf der Kühlfläche haben 
(x= durchkontaktieren) (c) 


131 


+ 12 / 


+24V 


30 mA mit R2 


80 mA mit R3 


3xSAY20 


1,0 CuAg 

L2/LA - 5IVdg. t 0,3-mm-CuL 
L3 -15Wdg. : 0,3-mm-CuL 

L6 -2 Wdg.;0,3-mm-CuL 

LI - s. Skizze o.r. 

L8 - 7Wdg. ; 0,3-mm-CuL 

LI 1519 - s. Leiterplatte 
Spulenkörper: 

DP 5112.3- 5111:n 
Kern: Man 150 L3/L8 
Man 360 LS 


Bild 12 2stufiger 70-cm-Unearverstärker mit 3 W Ausgangsleistung (a) 


Hybridverstärker 

Von der Industrie werden in Dickschichttechnik aufgebaute Verstärkerbau¬ 
steine angeboten. Diese Verstärker haben einen angepaßten Eingang und 
Ausgang, meist für 50 oder 75 51 ausgelegt. Sie sind für einen bestimmten 
Frequenzbereich konzipiert und können nur dafür eingesetzt werden. 

Für die äußere Beschaltung ist nur ein Abblockkondensator für die Be¬ 
triebsspannung sowie gegebenenfalls ein Tiefpaßfilter für den Ausgang er¬ 
forderlich. In [6] wird ein Hybrid-Verstärkermodul mit dem Transistor 
KT 934 vorgestellt. 


Ausgangsfilter 

Wenn den Linearverstärkerstufen spektral saubere Signale zugeführt wer¬ 
den, entstehen bei der Verstärkung nur Oberwellen, die sich durch geeig- 


132 


4 


133 


Bild 12 Bestückung auf der Leiterseite (x= durchkontaktieren) (c) 


134 


nete Maßnahmen unterdrücken lassen. Ein Tiefpaßfilter für das 145-MHz- 
Amateurband ist in [5] dargestellt. Es sollte an keinem Senderausgang feh¬ 
len, um die Nebenwellenunterdrückung, wie sie gesetzlich gefordert wird, 
zu erfüllen. Ein einfaches Bandpaßfdter für das 70-cm-Amateurband läßt 
sich aus Koaxialkabel nach Bild 14 hersteilen. Die Durchgangsdämpfung 
beträgt etwa 0,5 dB. Bei entsprechend ausgewähltem Koaxialkabel können 
damit beliebige Leistungen übertragen werden. Bild 15 zeigt die damit er¬ 
reichte Selektion. Soll der Bereich oberhalb 650 MHz stärker gedämpft wer¬ 
den, ist noch ein Tiefpaßfilter nach Bild 16 nachzuschalten. Die Gesamtse¬ 
lektion ist in Bild 15 gestrichelt dargestellt. 


Abgleich 

Der Abgleich von Endstufen für FM-Betrieb ist in [5] ausführlich dargelegt. 
Beim Abgleich eines Linearverstärkers für SSB-Betrieb läßt sich dieser im¬ 
pulsmäßig, d. h. mit kleiner Belastung der Transistoren, durchführen. In [7] 
wurde dazu ein Schaltungsvorschlag veröffentlicht. Zur Ansteuerung des 
SSB-Steuersenders wird ein Impulsgenerator mit variablem Tastverhältnis 
benötigt, der als Modulator für den SSB-Sender arbeitet. Dieser Generator 
läßt sich mit einem B 555 D nach Bild 17 leicht realisieren. Als optimale 
Frequenz wurden etwa 200 bis 250 Hz ermittelt. Die Impulslänge liegt opti¬ 
mal bei 200 bis 250 ps und ist mit PI einstellbar. Weitere Einzelheiten sind 
aus Bild 17 zu ersehen. Bild 18 zeigt einen geeigneten Demodulator zur 
Auswertung des Ausgangssignals. Wichtig ist, daß der Tiefpaß mit C L , Ls 
und C s das demodulierte Signal nicht verfälscht. Die angegebene Dimensio¬ 
nierung hat sich als gut erwiesen. 


Bild 13 70-cm-Leislungsverstärker für Ausgangsleistungen größer 10 W (a) 


135 


136 


Bild 13 Bestückung auf der Leiterseite (x= durchkontaktieren) (c) 


137 


m-v 


vom 

Sender 


% 


zur 

Antenne 


V » Verkürzungsfaktor 
des Koaxialkabels 


Bild 14 

Bandpaß zur Dämpfung der Nebenwellen 
für das 70-cm-Amateurband 


0 100 200 300 000 500 600 700 300 900 1000 1100 f[MHz] 1300 

Bild 15 Dämpfungsverlauf des Bandpasses nach Bild 14 (gestrichelt gezeichnet mit 


zusätzlichem Tiefpaßfilter nach Bild 16) 


138 


7 Vz Wäg. Bild 16 

0,5-mm-CuL Tiefpaßfilter zur Selek¬ 

tionsverbesserung im 
UHF-Bereich 


Bild 17 

Sendeabgleichhilfe für 
SSB-Sender 

Zur Auswertung des demodulierten Signals genügt ein NF-Oszillograf 
mit Gleichspannungseingang. Der Sender sollte auch hier stufenweise abge¬ 
glichen werden. Dazu schaltet man den Generator an den Mikrofoneingang 
des Steuersenders und regelt P2 so weit auf, daß mittlere Aussteuerung er¬ 
reicht wird. An den Mikrofonverstärkerausgang schaltet man den Oszillogra¬ 
fen und regelt seine Verstärkung so ein, daß der Bildschirm etwa zu 2 / 3 aus¬ 
geschrieben wird. Nach der Synchronisierung der X-Ablenkung wird das 
Schirmbild mit einem Filzstift o. ä. auf dem Oszillografenschirm aufge¬ 
zeichnet. Danach schaltet man den Oszillografen an den Demodulatoraus¬ 
gang nach Bild 18. Mit der Y-Verstärkung wird wieder gleiche Amplitude 
des Schirmbilds eingestellt. Bei ordnungsgemäß abgeglichenem Sender 
muß sich das gleiche Schirmbild wie am Modulatorausgang einstellen. 

Der Abgleich des Senders geschieht immer vom Ausgang zum Eingang 
auf maximale Amplitude am Sichtgerät. Achtung! Die mittlere Stromauf¬ 
nahme der einzelnen Stufen ist durch die Impulssteuerung wesentlich ge¬ 
ringer und damit auch die Belastung der Transistoren. Bild 19 zeigt einige 
Schirmbilder und ihre Erläuterungen zu auftretenden Fehlermöglichkeiten. 
Für größere HF-Ausgangsleistungen sind zwischen Senderausgang und De- 


Bild 18 

Demodulator für Leistungen kleiner 1W(A- 
Oszillograf mit Gleichspannungseingang) 


HF 7n Ge-Diode 10ßH 


75 

1W\ 


f 


rv-Y-rs . o / 
Ißt J-Cj 

1~750 ~]~750 


~ 200ßs einstellen 


<P3 


139 


Impuls mitOszi kontrollieren 


Generatorausgang 


Ausgang Modulationsverstärker 


~\r~ 


Demodulierter HF-Ausqanq 
TXi.O. 


~L/ V_ 


TX übersteuert bzw. 

1 Stufe arbeitet nicht linear 


1 / 1 f- 


TX stark übersteuert 


1T~ 


0-Linie 

Träger- bzw. Oszillator¬ 
unterdrückung schlecht 

TX schwingt bei Ansteuerung 


Bild 19 

Impulsbilder bei unterschiedliche Be¬ 
triebszuständen des SSB-Senders. Für 
den Abgleich ist der Impulsgenerator 
(Bild 17) am Miktrofoneingang des 
SSB-Senders anzuschalten. Der Vorteil 
dieser Meßmethode besteht darin, daß 
der Sender kurzzeitig voll ausgesteuert, 
sonst aber nur mit etwa 1/15 der ma¬ 
ximalen Leistung belastet wird 


Wöbbel- 

HF-Ausgang 

Meilobjekt 

(Linear- 

f—> \ 

Sichtgerät 
mit HF - 

Generator 


1 1 1 


Verstärker) 

7 J 

Demodulator 


Bei Bedarf 
Dämpfungsglied 


Synchronisierung 


Bild 20 Meßaufbau für den Senderabgleich mit einem Wobbelgenerator 


Bild 21 Mögliche Abbildungen von gewobbelten Frequenzgängen 


modulator entsprechende Dämpfungsglieder zu schalten. Ist mit dieser 
»Impulsmethode« der Sender auf Maximum abgeglichen, wird mit konstan¬ 
tem Träger nach [5] kontrolliert. 

Auch mit einem Wobbelgenerator läßt sich ein Sender sehr gut abglei¬ 
chen. Bild 20 zeigt die Prinzipschaltung. Zum optimalen Abgleich sollte für 


140 


das 145-MHz-Amateurband der Wobbelgenerator einen Hub von etwa 80 
bis 220 MHz aufweisen. Für das 70-cm-Amateurband dagegen von etwa 
300 bis 550 MHz. Aus den abgebildeten Schirmbildern lassen sich Rück¬ 
schlüsse auf die Funktionstüchtigkeit der Verstärkerstufen ziehen. Bild 21 
zeigt einige mögliche Durchlaßkurven und ihre Erläuterung. 

Achtung! Die Leiterplatten für den Aufbau der VHF- und UHF-Senderstu- 
fen bestehen aus doppeltkaschiertem Leiterplattenmaterial. Die geätzte Lei¬ 
terplattenseite dient zum Auflöten der angegebenen Bauelemente, die an¬ 
dere Leiterplattenseite bildet die Massefläche. Eine Durchkontaktierung er¬ 
folgt an den mit >X< bezeichneten Stellen bzw. mit den an Masse liegenden 
Anschlüssen der Bauelemente. Diese Anschlüsse werden durchgesteckt und 
auf beiden Seiten verlötet. 


Literatur 

[1] G. Euler, Hochfrequenz-Leistungstransistoren. Finnendruckschrift Valvo GmbH, 
2000 Hamburg 1. 

[2] F. Kovacs, Hochfrequenzanwendung von Halbleiterbauelementen. Budapest. 

[3] R. Zimmermann, Kühlvorrichtungen für Transistoren, radio-femsehen-elektro- 
nik 25 (1976), Heft 22, Seite 717. 

[4] S. Henschel, Selbstgebautes Koaxialrelaise für 2 m und 70 cm, FUNKAMATEUR 
1975, Heft 3, Seite 137. 

[5] S. Henschel, 28-MHz/144-MHz-Sende/Empfangs-Umsetzer in Bausteinbauweise. 
FUNKAMATEUR 1985, Heft 2, Seite 77. 

[6] G. Turinsky, Breitband-Verstärkermodul mit den Transistoren KT 934 B und 
KT 934 W. radio-fernsehen-elektronik 30 (1981) Heft 5, Seite 332. 

[7] Senderabgleichhilfe für SSB-Sender. cq-DL 1988, Heft 2, Seite 89. 


141 


Bildübertragung durch SSTV 

Max Perner - Y21U0 


In der gegenwärtigen Zeit ist die Übertragung von bewegten Bildern durch 
das Fernsehen ein alltäglicher Vorgang. War bis vor wenigen Jahren die 
Reichweite eines Fernsehsenders durch die Ausbreitungsbedingungen der 
verwendeten Frequenzbereiche stark eingeschränkt, so hat sich dieser Man¬ 
gel durch den Einsatz von Satelliten auf ein Minimum reduziert. Nachteilig 
ist aber immer noch der relativ große Frequenzumfang, der zur Übertra¬ 
gung eines Fernsehbilds benötigt wird. Diese Tatsache ist physikalisch be¬ 
dingt und für das gegenwärtige Fernsehen typisch. Soll das Fernsehbild 
möglichst flimmerfrei sein und dem Auge den Eindruck eines kontinuierli¬ 
chen Bild- und Bewegungsablaufs anbieten, so sind Übertragungen von 
mindestens 40 Bildern je Sekunde erforderlich. In Europa hat sich auf 
Grund der Netzfrequenz von 50 Hz eine Raster- bzw. Bildfrequenz von 
50 Hz durchgese.tzt. Bei dem gegenwärtigen Format eines Fernsehbilds von 
4:3 bei 625 Zeilen je Bild und der Forderung nach gleicher Auflösung in 
horizontaler und vertikaler Richtung ergeben sich je Zeile 833 Bildpunkte, 
damit für ein komplettes Fernsehbild rund 520000. Rechnet man das in die 
notwendige Bandbreite zur Übertragung um, so ergibt sich ein Wert von 
6,5 MHz. Erstens ist diese Abtastrate nur sehr schwer zu realisieren (man 
begnügt sich mit 5 MHz, d.h. etwa 400000 Bildpunkten), und zweitens läßt 
sich eine Übertragung im drahtlosen Einsatz erst im VHF-Bereich und hö¬ 
her ermöglichen. 

Die Funkamateure verfügen im Kurzwellenbereich über relativ schmale 
Amateurbänder, die außerdem von einer Vielzahl von Funkamateuren ge¬ 
nutzt werden. Man kann bei der Übertragung von Sprache davon ausgehen, 
daß im Kurzwellenbereich ein Kanal von 2 bis 3 kHz Bandbreite notwendig 
ist. Für eine Bildübertragung in einem solchen Kanal gibt es physikalische 
Grenzen. Man muß entweder die Bildübertragung eines Fernsehbilds auf 
etwa 4 min je Bild verlängern, oder man reduziert die Anzahl der zu übertra- 


142 


genden Bildpunkte drastisch. In keinem Fall aber ist die Übertragung von 
bewegten Bildern möglich, außerdem sinkt die Auflösung erheblich. Die 
Faszination, Bilder in einem Sprachkanal auf Kurzwelle zu übertragen, ver- 
anlaßte den US-amerikanischen Funkamateur C. Macdonald (W0ORX) zu 
Untersuchungen und letzten Endes zu Veröffentlichungen unter der Über¬ 
schrift »Ein neues schmalbandiges Bildübertragungssystem«. Später setzte 
sich dafür der Begriff SSTV (slow scan television) durch. Im Gegensatz dazu 
wird im Amateurgebrauch das übliche Fernsehen als FSTV (fast scan televi¬ 
sion) bezeichnet. 

SSTV ist eine völlig eigenständige Entwicklung des Amateurfunks. Im 
Gegensatz zu FAX, einem hochauflösenden Bildübertragungsverfahren, 
gab es für SSTV weder Vorbilder noch Parallelen im kommerziellen Be¬ 
reich. Bei den ersten Versuchen fand man, daß ein Bild mit 120 Bildpunk¬ 
ten je Zeile und 120 Zeilen eine für den Funkamateur ausreichende Auflö¬ 
sung ergibt. Der Einsatz von nachleuchtenden Radar-Bildröhren als »Spei¬ 
cher« mit einer Dauer von etwa 10 s ermöglichte die Betrachtung von 
Bildern, die nun eine Gesamtübertragungsdauer von etwa 7 s hatten. Im eu¬ 
ropäischen Raum wurde die 50-Hz-Netzfrequenz als Bezugspunkt genom¬ 
men. Die Teilung dieser Frequenz durch 3 ergab die Zeilenfrequenz von 
16,6 Hz, also eine Zeilendauer von 60 ms. Das ergab bei 120 Zeilen dann 
eine Bilddauer von 7,2 s. 

Ebenso wie bei FSTV werden Zeilen- und Bildsynchronimpulse übertra¬ 
gen, ihre Dauer beträgt 5 bzw. 30 ms. Diesen Synchronimpulsen wurde die 
NF-Frequenz 1200 Hz zugeordnet, die Helligkeitswerte Schwarz bis Weiß 
liegen im Bereich 1500 bis 2 300 Hz. Diese Grundnorm hat sich bis zur Ge¬ 
genwart erhalten, ebenso die Festlegung, daß die SSTV-Bilder im quadrati¬ 
schen Format übertragen werden. 

Bild 1 stellt die SSTV-Norm mit fiktivem Bildinhalt dar. Mit diesen NF- 


7 500 


(SW) 1200 


- 


/ 

- 


Hor.-Syn.- 

Vert.-Syn.- 


" Impuls 
(5 ms) 

1 1 1 _1_1_ 

Impuls 


r 

r. 

(30 ms) 

!_l _ 1 _1_ 1 _1 - 


t/ms 


Bild 1 Grundnorm für den SSTV-Betrieb 


143 


Signalen kann ein Sprachkanal auf Kurzwelle zur Übertragung von Stand¬ 
bildern benutzt werden. Eine Übertragung auf einer Fernsprechleitung ist 
ebenfalls möglich. Weiterhin kann zur Speicherung der SSTV-Bilder ein 
übliches Magnetbandgerät verwendet werden. Auf Grund der geringen 
Bandbreite des NF-Kanals geschieht keine Parallelaussendung von Bild 
und Ton wie bei FSTV, es wird entweder SSTV oder Sprache gesendet. Die 
meisten SSTV-Verbindungen sind reine SSTV-Verbindungen, da dieses 
Verfahren alle Möglichkeiten der Informationsübertragung zur Gegenstelle 
aufweist. Allerdings besteht auch die Möglichkeit, daß man sich längere 
Zeit über technische Details unterhält und austauscht. Bild und Ton kön¬ 
nen sich gegenseitig optimal ergänzen. 

Der Einsatz von nachleuchtenden Bildröhren hatte 2 große Nachteile: 
Die Betrachtung der Bilder erforderte erstens einen abgedunkelten Raum, 
und zweitens war das empfangene Bild flüchtig, d. h., nach 8 bis 10 s Ge 
nach Nachleuchtdauer) war das Bild verschwunden. Etwa 1975 brachten 
V. Wraase (DL2RZ) und die Firma ROBOT (USA) fast zeitgleich SSTV-Ge- 
räte auf den Markt, die auf Grund der eingesetzten Halbleiterspeicher die 
bisherigen Nachleuchtröhren ablösten. Auf dem Bildschirm eines handels¬ 
üblichen Fernsehgeräts konnten nun die SSTV-Bilder sichtbar gemacht 
und auch bei Tageslicht betrachtet werden. Die eingesetzten Speicher 
konnten die Bilder im Prinzip unbegrenzt lange speichern. Der Einsatz der 
Digitaltechnik änderte geringfügig die bisherige Norm. Eine SSTV-Zeile er¬ 
hielt 128 Bildpunkte, ein Bild besteht aus 128 Zeilen. Dadurch änderte sich 
die Bilddauer geringfügig, die Bezeichnung »8-s-Bild« wurde treffender. 

Es soll nun der Ablauf eines SSTV-Bilds zusammengefaßt werden. Der 
30'ms lange Vertikalsynchronimpuls (1200 Hz) setzt die Speicher und lang¬ 
samen Adressenzähler auf 0, damit beginnt das Bild (wie auch bei FSTV) 
links oben in der Ecke. Es folgen 128 Bildpunkte Ge nach Grauwert 1500 bis 
2300 Hz). Der nun folgende Zeilensynchronimpuls (5 ms, 1200 Hz) mar¬ 
kiert den Beginn der 2. SSTV-Zeile, danach wieder 128 Bildpunkte, Zeilen¬ 
synchronimpulse usw. bis zur Zeile 128. Am Ende dieser Zeile wird der 
nächste Bildsynchronimpuls gesendet. Somit ist ein komplettes Bild gesen¬ 
det und gespeichert. Der Adressenzähler für das langsam eingeschriebene 
SSTV-Bild wird mit den schnellen Adressenzählem für das FSTV-Bild elek¬ 
tronisch verknüpft. Während der Dauer des FSTV-Zeilensynchronimpulses 
schaltet der Speicher auf »Schreiben«, so daß die anliegende SSTV-Infor- 
mation dem jeweiligen Adressenstand des langsamen Adressenzählers zuge¬ 
ordnet wird. Außerdem ist zu diesem Zeitpunkt das Einschreiben der 
SSTV-Information im FSTV-Bild nicht sichtbar. Da der schnelle Adressen¬ 
zähler den Speicher permanent ausliest, kann man aus diesen Informatio¬ 
nen ein FSTV-Bild gewinnen. Vorausgesetzt wird allerdings, daß man die¬ 
sen Informationen die Horizontal- und Vertikalsynchronimpulse zufügt 


144 


und, da das SSTV-Bild quadratisch ist, eine entsprechende Dunkeltastung 
der nichtbenötigten Bildschirmfläche vornimmt. 

Das FSTV-Bild wird ohne Zeilensprung erzeugt, hat also 312 Zeilen. 
Jede der 128 Zeilen des SSTV-Bilds wird 2mal ausgelesen, somit ergehen 
sich 256 FSTV-Zeilen mit SSTV-Bildinhalt. Der Rest wird dunkelgetastet. 
Der Einsatz der digitalen Bildspeicher bedeutete aber auch, daß man sich 
mit der Übertragung einer Zeile bzw. des gesamten Bildes nicht mehr in 
Zeitdruck infolge der Eigenschaften der Nachleuchtröhre befand. Da die 
horizontale Auflösung mit 128 Bildpunkten noch recht grob ist, verdoppelte 
man die Bildpunkte je Zeile auf 256. Diese Norm wurde als »16 Sekunden« 
bezeichnet. Da bei der 8-s-Norm (und auch bei der 16-s-Norm) jede FSTV- 
Zeile doppelt ausgelesen wurde, war auch die Verdoppelung der SSTV-Zei- 
len möglich. Es entstand die »32-s-Norm«. Die Bildpunktanzahl von (ge¬ 
rundet) 16000 der 8-s-Norm stieg auf 32000 bei der 16-s-Norm und schließ¬ 
lich auf 64000 bei der 32-s-Norm. Das ist im Vergleich zu FSTV zwar 
dürftig, ermöglicht aber trotzdem die Übertragung feiner Strukturen spe¬ 
ziell bei der 32-s-Norm. 

In der bisherigen Betrachtung der Bildübertragung mit SSTV wurden die 
Grauwerte außer acht gelassen. Zwischen Schwarz und Weiß (1500 bzw. 
2 300 Hz) können nun beliebig viele Grauwerte liegen. Im Gegensatz zur 
analogen Verarbeitung bei der Nachleuchtröhre wurde für die digitale Ver¬ 
arbeitung eine Quantisierung der Helligkeitswerte erforderlich. Der Analog/ 
Digital-Wandler für das empfangene SSTV-Signal ist unproblematisch, da 
es sich um relativ langsame Änderungen im Helligkeitswert handelt. Ein 
Digital/Analog-Wandler nach dem Bildspeicher läßt sich mit einfachen 
Mitteln realisieren. Soll dagegen FSTV in SSTV, z. B. die Übernahme eines 
Kamerabilds, gewandelt werden, so ist ein schneller A/D-Wandler notwen¬ 
dig. Die Arbeitsfrequenz muß bei 5 MHz liegen, außerdem wird eine gute 
Linearität verlangt. Solche Wandler als Schaltkreis sind sehr teuer und 
nicht für jedermann greifbar bzw. bezahlbar. Dazu kommt dann noch die 
Forderung nach einer Mindestanzahl von Grauwerten. Beim Eigenbau von 
SSTV-Geräten sind 16 Grauwerte (4 bit) üblich und auch problemlos reali¬ 
sierbar. In kommerziellen Geräten verwendet man schnelle A/D-Wandler 
mit 6 bit Breite, kann also 64 Grauwerte darstellen. Beim Einsatz von Com¬ 
putern zum Empfang von SSTV-Sendungen werden je nach Programm und 
Computer 3 bis 10 Grauwerte verwendet, Bild 2, Bild 3 und Bild 4 zeigen 
das gleiche Motiv in 4, 8 und 16 Grauwerten (in der 8-s-Norm), Bild 5 aber 
16 Grauwerte in der 32-s-Norm. In der geringen Anzahl der Graustufen 
liegt auch meist einer der Gründe, weshalb SSTV-Aktivitäten mit Compu¬ 
tern relativ kurzlebig sind. 

Ein wichtiger Punkt bei der Auflösung von SSTV-Bildern ist die Arbeits¬ 
geschwindigkeit der eingesetzten Speicher. Die Helligkeitswerte des SSTV- 


145 


Bild 2 

Bildschirmansicht bei 4 
Grauwerten und 8 s 


Bild 3 

Bildschirmansicht bei 8 
Grauwerten und 8 s 


146 


FSTV-Bi!d 


SSTV-Bild 


4 Ous 


52 us =82% 


BVliS 


|—| / POflS; 
I—I \PO/XS; 


128 BP: 
256 BP: 


□ / 52fB, 128 BP : 
\52fXS, 256 BP: 


Syn. + 

Schwarz- 

schultern 


12ns z 18% 


312 ns IBP 
156 ns! BP 


W6 ns IBP 
203ns/BP 


Bild 6 Vereinfachte Darstellung der Zeiten einer FSTV-Zeile 


Bilds lassen sich relativ langsam in die Speicher einschreiben, müssen aber 
mit der schnellen FSTV-Taktfrequenz ausgelesen werden. Bild 6 zeigt ver¬ 
einfacht die Zeiten einer FSTV-Zeile. Bei einer Zeilenfrequenz von 
15,625 kHz dauert eine Zeile 64 ps. Davon entfallen auf den Synchronim¬ 
puls 9 % und auf die beiden Schwarzschultern insgesamt 9 %. Demzufolge 
stehen für die reine Bildinformation 52 ps zur Verfügung. Bei einem qua¬ 
dratischen SSTV-Bild geschieht die Abbildung dann in 40 ps, 12 ps müssen 
dunkelgetastet werden. Bei 128 Bildpunkten je Zeile SSTV ist jeder Bild¬ 
punkt (BP) 312 ns lang, bei 256 BP dann 156 ns. Einige Computerpro¬ 
gramme umgehen diese Zeitfrage (und damit auch die Kosten für diese 
schnellen Speicher) dadurch, daß sie SSTV als ein rechteckiges Bild be- 


147 


trachten. Bei 128 BP ergeben sich dann nur 406 ns, bei 256 BP 203 ns je 
Bildpunkt der (verlängerten) SSTV-Zeile! Das führt natürlich zu einigen 
recht seltsamen Abbildungen bei der Kommunikation zwischen diesen 
Computern (bzw. Computerprogrammen) und echten SSTV-Geräten. 

Der Selbstbau von SSTV-Geräten ist differenziert zu betrachten. Wenn 
man sich auf den reinen Empfang beschränkt, bleiben Aufwand und Um¬ 
fang in Grenzen. Bild 7 zeigt das Grundprinzip der für den Empfang not¬ 
wendigen Baugruppen. Es ist an dieser Stelle nicht möglich, für jede der 
Baugruppen Hinweise oder detaillierte Stromlaufpläne anzugeben. Zur 
Realisierung für den praktischen Betrieb (auch der eventuell späteren Sen¬ 
deseite) genügen RGW-Bauelemente. Auf Grund der jeweiligen Bauele¬ 
mentesituation, ihrer Beschaffbarkeit und der technischen Möglichkeiten 
des Interessenten wird und muß die jeweilige Variante selbst ermittelt wer¬ 
den. 

In Bild 7 ist das Prinzip der Wandlung des SSTV-Signals zu einem 
FSTV-Signal dargestellt. Die empfangene NF durchläuft zunächst einen 
Bandpaß, der den interessierenden Frequenzbereich 1200 bis 2300 Hz se¬ 
lektiert. Je nach Signalquelle kann diese Baugruppe u. U. auch entfallen. 
Der anschließende Begrenzer stellt ein weitgehend amplitudenstabiles Si¬ 
gnal zur weiteren Verarbeitung bereit. An dieser Stelle wird die Frequenz 
von 1200 Hz zur Baugruppe für die Selektion der SSTV-Synchronsignale 
abgezweigt. Am Ausgang dieser Baugruppe stehen dann die (regenerierten) 
Signale, d. h. 5 ms für die Horizontalsynchronisation, 30 ms für die Verti¬ 
kalsynchronisation, für die Speicherübernahme-Logik zur Verfügung. Der 
SSTV-Demodulator setzt das interessierende NF-Spektrum 1500 bis 
2 300 Hz in ein Signal um, das vom Analog/Digital-Wandler verarbeitet 
werden kann. Im vorliegenden Fall erhält man am Ausgang des A/D-Wand- 
lers 4 bit, die in der Wertigkeit dem jeweiligen SSTV-Helligkeitssignal ent- 


148 


sprechen. Hochwertige A/D-Wandler stellen für diesen Zweck einen 
Gray-Kode bereit, der im Gegensatz zum bekannten Binärkode lschrittig 
ist. Das bringt Vorteile speziell bei schnellen Systemen mit sich. Ein weite¬ 
rer Vorteil dieses Kodes ist die Möglichkeit, durch Inversion des D-bits alle 
Grauwerte zu invertieren. Im Betrieb kann man ein Bild damit zu seinem 
»Negativ« machen. Der A/D-Wandler für die vorgestellte Empfangsvariante 
kann einfach und langsam sein, da die zu verarbeitenden Eingangssignale 
eine relativ langsame Änderung ihrer Amplitude haben. 

Der folgende Speicher wird im Takt der FSTV-Taktfrequenz permanent 
ausgelesen. Der Multiplexer und die Speicherübernahme-Logik steuern den 
Schreibvorgang, so daß die Übernahme der jeweiligen Helligkeitsinforma¬ 
tion des SSTV-Bilds erstens nicht im FSTV-Bild sichtbar ist und daß zwei¬ 
tens diese Helligkeitsinformation den Adressen des Speichers zeitlich zuge¬ 
ordnet wird. Am Ausgang des Speichers sind die 4 bit für den Digital/Ana¬ 
log-Wandler verfügbar. Der FSTV-Modulator erhält die Synchronimpulse 
für das FSTV-Bild und die jeweilige Randaustastung sowie die Helligkeits¬ 
werte des DAW, so daß an seinem Ausgang ein normgerechtes FSTV-Signal 
(BAS) entnommen werden kann. In Bild 7 wurden die Schalter für die Nor¬ 
men 8, 16 und 32 s nicht eingezeichnet, ebenso nicht der Regler Bildbreite 
(erforderlich bei geringfügig abweichenden SSTV-Zeilenlängen) sowie der 
Schalter STOP EINSCHREIBEN. Mit diesem Schalter kann das SSTV-Bild 
zu jedem beliebigen Zeitpunkt »eingefroren« werden. Mit dieser Minimal¬ 
variante ist schon der Empfang von SSTV und die Wandlung in FSTV-Si- 
gnale möglich. 

Geht man vom Zustand aus, daß im Speicher eine Bildinformation ein¬ 
geschrieben wurde, so ist an den 4 Ausgängen des Speichers diese Informa¬ 
tion auch für andere Zwecke als nur für den A/D-Wandler des FSTV-Mo- 
dulators verfügbar. Hier kann man einen Latch anschließen, der vom 
SSTV-Takt gesteuert wird. An seinem Ausgang sind dann die Bildinforma¬ 
tionen im SSTV-Takt verfügbar, so daß eine Digital/Analog-Wandlung für 
eine SSTV-Aussendung vorgenommen werden kann. Erforderlich ist aber 
auch wie bei FSTV, daß man die Synchronsignale hinzufügt. Man kann 
nun das empfangene SSTV-Bild seiner Gegenstelle wieder zurücksenden. 

Um selbst Bilder zu Sendezwecken aufzubereiten, bedarf es eines wesent¬ 
lich größeren Aufwands. Geht man von der Variante aus, daß man Bilder 
einer FSTV-Kamera in die SSTV-Norm wandeln und aussenden will, so 
muß zunächst der A/D-Wandler für die schnelle Wandlung geeignet sein. 
Erforderlich sind an dieser Stelle Parallelwandler. Der Selbstbau eines sol¬ 
chen Wandlers ist möglich, erfordert aber bei 16 Graustufen 15 Komparato¬ 
ren! Dieses Problem läßt sich mit 4 Schaltkreisen DL 2632 D bei einer für 
Amateurzwecke völlig ausreichenden Linearität lösen. Zwischen Kamera 
und A/D-Wandler ist je nach Kamera und Eingangsempfindlichkeit des A/ 


149 


Bild 8 

Schriftbild des Keyboards; 
a - weißer Text auf 
schwarzem Hintergrund, 
b - schwarze Schrift auf 
weißem Hintergrund 

D-Wandlers eine Treiberstufe anzuordnen. Weiterhin müssen die Syn¬ 
chronsignale des BAS-Signals selektiert und der Baugruppe Speicherüber¬ 
nahme-Logik zugeführt werden. Im Betrieb werden die Helligkeitswerte der 
Kamera während des SSTV-Vertikalimpulses in den Speicher übernom¬ 
men. Somit läßt sich alle 8, 16 oder 32 s ein neues Bild senden. 

Eine nützliche und hilfreiche Ergänzung für den Sendefall ist ein Key¬ 
board, mit dem alphanumerische Zeichen gebildet werden können. Bild 8 
zeigt das Schirmbildfoto der möglichen Zeichen eines selbstgebauten Key¬ 
boards. Eine Umschaltung von 8 auf 4 Zeilen mit je 8 Zeichen sowie die 
Umkehr der Zeichen von Schwarz auf Weiß zu Weiß auf Schwarz ist mög¬ 
lich. Wird durch solche alphanumerische Zeichen die im Speicher befindli¬ 
che Information überschrieben, ergeben sich Möglichkeiten entsprechend 
Bild 9. Man kann ein empfangenes Bild mit eigenen Informationen über¬ 
schreiben bzw. kommentieren und dem Absender zurückschicken. Nach 
den obigen Ausführungen dürfte ein SSTV-Konverter mit diesen Möglich¬ 
keiten kein Selbstbauprojekt für einen Anfänger sein. Der Betrieb mit Com- 


150 


Bild 9 

Textüberschreibung mit 
dem allgemeinen Anruf 
(CQ) und dem Rufzeichen 
des Autors (Y2IU0) bei 
der Ausstrahlung einer 
SSTV-Sendung 

putern ist nach den bisherigen Beobachtungen meist nur kurzlebig. Nicht 
allein die reduzierte Anzahl von Graustufen enttäuscht schnell, sondern 
auch der geringe Bedienkomfort, speziell sendemäßig; sowie die Möglich¬ 
keit, nur alphanumerische Zeichen zu senden. 

Bisher wurde in diesem Beitrag SSTV als eine Übertragungsmöglichkeit 
von Schwarzweißbildern mit einer gewissen Anzahl von Graustufen be¬ 
schrieben. Aber auch die Übertragung von Farbbildern ist möglich. Der 
Autor und F. Löscher, Y23XN, demonstrierten im September 1989 erstmalig 
öffentlich SSTV in Farbe, so daß kurz auf diese Möglichkeit bei SSTV ein¬ 
gegangen werden kann. Verwendet wurden jeweils Eigenbau-Konverter so¬ 
wie Schwarzweißkameras, und als Übertragungsweg verwendete man der 
Einfachheit halber eine 2-Draht-Leitung. 

Jedes Farbbild läßt sich in die 3 Grundfarben Rot, Grün und Blau zerle¬ 
gen. Bringt man vor eine übliche Schwarzweißfemsehkamera z. B. ein Rot¬ 
filter, so werden die Rotanteile der Bildvorlage je nach Farbsättigung aufge¬ 
hellt. Ein gesättigtes Rot in der Vorlage wird zu Weiß im Kamerabild. Glei¬ 
ches gilt für Grün und Blau bei Vorsatz der jeweiligen Filter. Die 
Mischfarben wie Gelb, Cyan usw. gehen dann anteilig in 2 Grundfarben 
ein. Macht man also von einer Farbvorlage je ein Bild mit Vorgesetztem 
Rot-, Grün- und Blaufilter, speichert es getrennt in jeweils einem Speicher, 
so liegen die 3 Farbauszüge digitalisiert und sendebereit vor. Bild 10 zeigt 
eine solche Variante. Da die Filter viel Licht absorbieren, muß entweder die 
Blende der Kamera weiter geöffnet oder die Empfindlichkeit der Kamera 
erhöht werden. Sonst werden die einzelnen Bilder zu dunkel, und die Farb- 
helligkeit fehlt auf der Empfangsseite. 

Hat man also 3 getrennte Farbauszüge einer Vorlage hergestellt, so kann 
man dieses als SSTV-Signal aussenden. Es sei daran erinnert, daß SSTV 
nur eine Frequenz, nämlich 1200 Hz, als Synchronsignal verwendet. Die 
Dauer von 5 bzw. 30 ms kennzeichnet den Horizontal- bzw. den Vertikal- 


151 


a) 


b) 


c) 

Bild 10 

R-G-B-Auszüge bei einem Farbmotiv; 
a - Rot, b - Grün, c - Blau 


152 


Bild 11 

Bildschirmfoto des Autors 
beim Empfang des SSTV- 
Bilds, das von einem ja¬ 
panischen Funkamateur 
ausgesendet wurde 

synchronimpuls. Bei Farbübertragung, auch bei FSTV, muß durch geeig¬ 
nete Maßnahmen oder Kennfrequenzen gesichert werden, daß jede Farbin¬ 
formation an die richtige Stelle übertragen wird. Die ersten Farbübertragun¬ 
gen in SSTV wurden im sogenannten bildsequentiellen Verfahren 
ausgeführt. Der erste Vertikalimpuls markierte den Bildanfang, es folgte der 
komplette Rotauszug. Nach dem nächsten Vertikalimpuls folgte der kom¬ 
plette Grünauszug, danach der Blauauszug. In diesem Fall wurde der Verti¬ 
kalimpuls als Kennung für die Umschaltung auf den nächsten Speicher ver¬ 
wendet. 

Diese Variante ist die einfachste, hat aber auch ihre Tücken und Mängel. 
In der weiteren Zeit setzte sich das zeilensequentielle Verfahren durch. Un¬ 
abhängig vom System werden die 3 Bildauszüge in der Reihenfolge Rot - 
Grün - Blau übertragen. Jedes der beiden nachstehend beschriebenen Ver¬ 
fahren sichert auf seine Weise, daß die empfangenen Farbzeilen den ent¬ 
sprechenden Speichern zugeordnet werden. Das 1. Verfahren trennt den 
Horizontalimpuls vor der Rot-Zeile auf in 4 ms 1200 Hz (ergibt den Zei¬ 
lensynchronimpuls) und in 1 ms 2300 Hz. Auf der Empfangsseite wird nun 
untersucht, ob in den 5 ms zwischen 2 Zeilen ein kurzer Synchronimpuls 
und der kurze »Farbsynchronimpuls« vorhanden sind. Wenn ja, dann wird 
die folgende Zeile in Rot zugeordnet, der nächste Zeilenimpuls schaltet auf 
Grün und der nächste auf Blau. Damit ist eine Farbzeile komplett übertra¬ 
gen. Das Farbbild baut sich also zeilenmäßig von oben nach unten auf, und 
man hat den Vorteil, daß bereits von Anfang an der farbrichtige Aufbau des 
Bildes zu sehen ist. Auf Kurzwelle ergeben sich infolge Phasendrehungen 
und Störungen oft Probleme bei der Selektion dieses Farbsynchronimpul- 
ses. Eine andere Variante der Farbübertragung ist dadurch gekennzeichnet, 
daß nach dem Horizontalimpuls 128 Bildpunkte (bzw. 256 BP) der Rot- 
Zeile, dann 128 Bildpunkte Grün und 128 Bildpunkte Blau übertragen wer¬ 
den. Der Horizontalimpuls ordnet die Reihenfolge Rot - Grün - Blau. Ein 


153 


spezieller Farbsynchronimpuls ist nicht vorhanden. Zwischen 2 Horizontal¬ 
impulsen liegt die 3fache Zeilenlänge der üblichen Norm. 

Wie bereits erwähnt, werden auf der Empfangsseite die einlaufenden Zei¬ 
len in ihre jeweils zugeordneten Speicher eingeschrieben. Die Ausgänge 
dieser Speicher werden jeweils getrennten Digital/Analog-Wandlern zuge¬ 
führt, dann in getrennten Modulatoren mit dem Austast- und bei Bedarf 
mit den FSTV-Synchronsignalen versehen. Somit sind die 3 Farbkanäle 
Rot - Grün - Blau für einen entsprechenden Farbmonitor verfügbar. 

Auch bei der Farbübertragung in SSTV sind die Normen aus der Entste¬ 
hungszeit vorhanden. Bei der Übertragung von 128 BP Rot, 128 BP Grün 
und 128 BP Blau bei jeweils 128 Zeilen entsteht somit ein 3x8 s = 24-s- 
Bild in Farbe. Sinngemäß wird aus der 16-s-Norm ein 48-s-Farbbild, aus 
32 s ein 96-s-Farbbild. Ebenso wie beim üblichen Farbfernsehen ergeben 
sich bei Farb-SSTV völlig neue Eindrücke, die man sich beim Selbstbau 
durch einen erhöhten Zeit- und Materialaufwand teuer erwirbt. 

Abschließend sei darauf verwiesen, daß man mit SSTV (auch in Farbe) 
auf Kurzwelle alle Kontinente arbeiten und »sehen« kann. Das Stationsan¬ 
gebot ist allerdings wesentlich geringer als das in Telefonie, die Zeitdauer 
einer SSTV-Verbindung kann sich auf Grund der Bilder usw. aber auch bis 
zu einer Stunde ausdehnen. SSTV ist keine Notwendigkeit, aber eine sehr 
informative und beeindruckende Art der Kommunikation unter Funkama¬ 
teuren. 

Achtung! Die Bildschirmfotos des Autors wurden nicht retuschiert, damit 
der Originaleindruck erhalten bleibt. 


154 


Schaltungsideen für den 
Funkamateur 


10,7/0,450-MHz-ZF-Verstärker mit FM-Demodulator 
und Rauschsperre 

Schaltungsbeschreibung 

Das von einem 145-MHz-FM-Tuner (ausführlich beschrieben in [13]) kom¬ 
mende 10,7-MHz-Signal wird an den Eingang (Pkt. E) des ZF-Verstärkers 
(Bild 1) gelegt. Über das Eingangsfilter L2/C1 gelangt das Eingangssignal 
an die Basis von VT1, einer Mischstufe. In den Emitter von VT1 wird eine 
Mischfrequenz von 10,250 MHz eingespeist, die eine Oszillatorschaltung 
mit VT2 aufbereitet. Am Kollektor von VT1 mit dem Filter Fil entsteht 
durch Mischung der Eingangsfrequenz und der Oszillatorfrequenz die 2. ZF 
von 450 kHz. Über Cll gelangt die 2. ZF an pin 14 des Schaltkreises Al, 
der das frequenzmodulierte Signal verstärkt und demoduliert. An pin 8 von 
Al wird das NF-Signal über VT5 zur weiteren Verarbeitung abgenommen. 

Am pin 12 des Al ist ein Rauschsignal vorhanden, wenn am Eingang des 
ZF-Verstärkers kein Signal anliegt. Dieses Rauschsignal [2] wird einstellbar 
über RP1 dem Rauschverstärker mit VT4 zugeführt. Der im Kollektorkreis 
von VT4 vorhandene Schwingkreis L4/C21 ist bei etwa 12 kHz in Reso¬ 
nanz. Über C20 wird das verstärkte Rauschsignal über eine Spannungsver¬ 
dopplung und Gleichrichtung VD1/VD2 der Schaltstufe mit VT3 zugelei¬ 
tet. An pin 5 des Al gelangt somit Massepotential, und Al sperrt den NF- 
Ausgang an pin 8. Damit ist das lästige Rauschen nicht zu hören, wenn 
kein Eingangssignal anliegt, die Rauschsperre hat eingeschaltet. 

Alle Bauelemente sind auf der Leiterplatte stehend angeordnet. Für LI, 
L2 und L3 wurden Spulenkörper aus dem ZF-Verstärker eines alten Fern¬ 
sehempfängers verwendet. Über die Spulen sind Abschirmkappen von alten 
AM-Filtern (AMI bis AM115) gestülpt. L4 ist eine Spule mit HF-Schalen- 


155 


03 lOn Rn 220 


156 


Gleichspannungen in V mit Instrument WOkQ/V 
ohne Eingangs-Signa! gemessen 


kem. In diesem Fall muß jeder nach dem Vorhandensein der Kernmateria¬ 
lien die Windungen selbst ermitteln. Die Induktivität von L4 sollte 15 bis 
18 mH betragen. 

Berechnung von L4 

Auf einem HF-Ferrit-Schalenkern ist der ^ L -Wert in nH angegeben, man 
kann damit die Windungen für die Spule errechnen. 


N - Anzahl der Windungen, L - Induktivität der Spule in pH, A L - Induk¬ 
tivitätskonstante des Kernmaterials in nH. Beide Induktivitätswerte sind in 
pH einzusetzen, es gilt 1 pH = 1000 nH. Für einen HF-Ferrit-Schalenkern 
14 x 10 (14 mm Durchmesser, 10 mm Höhe) und einen A L -Wert von 
A l = 1100 nH ergibt sich eine Windungsanzahl N von 

= V16364 «* 128 Wdg. 

Hat man einen HF-Ferrit-Schalenkem zur Verfügung, von dem der A h - 
Wert nicht bekannt ist, kann man ihn auf folgende Weise bestimmen. Man 
wickelt eine Spule mit N= 100 Wdg. und mißt die Induktivität L in pH der 
HF-Ferrit-Schalenkernspule. Den A L -Wert bestimmt man in pH oder in nH 
nach folgenden Beziehungen: 

jy 2 > 2 Ö" C^l ü 1 mH), A l — jqqqq (Al in nH), 

die Induktivität L wird in pH eingesetzt. 


Abgleich des 10,7/0,450-MHz-ZF-Verstärkers 

1) Am Emitter von VT2 wird ein Frequenzzähler angeschlossen und mit L3 
eine Frequenz von 10,250 MHz eingestellt. Die HF-Spannung beträgt etwa 
150 mV. 

2) Am Pkt. E des ZF-Verstärkers wird ein frequenzmoduliertes Signal von 
etwa 1 mV und einem Hub von 3 kHz bei einer Frequenz von 10,7 MHz 
eingespeist. An die Basis von VT1 legt man ein HF-Voltmeter und gleicht 
L1/L2 auf maximale HF-Spannung ab. 

3) An pin 14 von Al wird ein Oszillograf angeschlossen und das Filter Fil 
auf maximale Amplitude eingestellt (450 kHz). 


157 


Bild 2 Leiterplatte für den beschriebenen ZF-Verstärker 


4) Dann wird der Oszillograf an den Pkt. NF des ZF-Verstärkers angeschlos¬ 
sen und das NF-Signal mit dem Filter Fi2 auf maximalen Wert eingestellt. 
RP1 ist bei dieser Einstellung auf Masse zu drehen. 


Spulendaten 

LI - 10 Wdg., 0,2-mm-CuL, über L2 gewickelt 
L2/L3 - 25 Wdg., 0,2-mm-CuL, ZF-Spulenkörper (s. Text) 

L4 - 128 Wdg., 0,1-mm-CuL, HF-Ferrit-Schalenkem 14x10, ^4 L -Wert 
1100 nH 

Bild 2 zeigt die Leiterzugseite der Leiterplatte des beschriebenen 10,7/ 
0,450-MHz-ZF-Verstärkers, Bild 3 gibt dafür den Bestückungsplan an. 

Wolfgang Kuchnowski, Y35UO 


Wirksame Rauschsperre für den 2-m-FM-RX 

Viele Oms betreiben ihren 2-m-FM-RX im »stand-by«-Betrieb. Wenn kein 
Eingangssignal am RX anliegt, entsteht ein nervtötendes NF-Rauschen am 
Kopfhörer bzw. Lautsprecher. Mit der vorgestellten Rauschsperre-Schal¬ 
tung, die nachträglich in einen 2-m-RX eingebaut werden kann, wird dieses 
lästige Rauschen abgeschaltet. 


Schaltung 

VT1/VT2 sind Vorverstärkerstufen für den NF-Rauschpegel (Bild 4), der 
mit etwa 80 mV am Pkt. E anliegen soll. VT4, eine selektive Verstärkerstufe, 
ist bei etwa 14 kFIz durch den Schwingkreis im Kollektor in Resonanz. VT5 
arbeitet als Schaltstufe, die bei Anliegen einer Rauchspannung an Pkt. E 
das Massepotential über R19, Kollektor VT5, RIO an die Basis von VT3 
schaltet. Erhält VT3 an seiner Basis Massepotential, sperrt dieser Transi¬ 
stor, die anliegende Rauschspannung an C2 wird über VT3 nicht verstärkt. 
Am NF-Ausgang Pkt. A ist kein Rauschsignal mehr vorhanden. Die Schalt¬ 
schwelle für die Rauschsperre wird mit RP1 eingestellt. Liegt ein Nutzsi¬ 
gnal von etwa 80 mV an Pkt. E an, wird dieses um etwa 20 dB verstärkt. 
800 mV NF-Signal liegen am Pkt. A zur Weiterverarbeitung an. 


160 


Die Schalenkemspule L1/L3 

Verwendet wurde ein Ferrit-Schalenkem 14x10 (14 mm Durchmesser, 
10 mm Höhe) mit einen /t L -Wert von 1100 nH. Mit dem Schwingkreiskon¬ 
densator C9 = 10 nF ist bei einer Frequenz / von 14 kHz die erforderliche 
Induktivität L etwa 13 mH. Diesen Wert kann man mit der Thomsonschen 
Schwingkreisgleichung ermitteln. 

„ 253-IO 5 253-10 5 2530 ,, „ 

L - J^C l4MT0 T- ^9r~ 13mH - 

Dabei werden /in kHz und Cin pF eingesetzt. Die Windungszahl Ader er¬ 
forderlichen Induktivität erhält man zu: 

N= “VHS18 ~ 110 Wdg. 

Zur besseren Ankopplung an den Kollektor VT4 wird die Wicklung mit 
Mittelanzapfung ausgefuhrt, die Auskopplung an VT5 geschieht über die 
Koppelwicklung Li. Es ergeben sich folgende Spulenwerte: 

LI — L2 = 55 Wdg., 0,1-mm-CuL, auf dem genannten Ferrit-Schalenkern; 
Li = 35 Wdg., 0,1-mm-CuL. 

Bild 5 zeigt die Leiterzugseite der Leiterplatte der beschriebenen Rausch¬ 
sperre, Bild 6 den Bestückungsplan der Leiterplatte. 

Wolfgang Kuchnowski, Y35UO 


161 


Bild 6 Bestückungsplan für die Leiterplatte nach Bild 5 


Parasitäre FM in freischwingenden Oszillatoren 

In Selbstbaugeräten, besonders in Transceivern, ist ab und an parasitäre 
Frequenzmodulation (bei Telefoniebetrieb) oder beim Tasten (bei Telegra¬ 
fiebetrieb) zu beobachten. Sie entsteht in Oszillatoren mit parametrischer 
Stabilisierung der Speisespannung, d. h. einer Stabilisierungsschaltung mit 


162 


Ohmschen Vorwiderstand, besonders stark in durchstimmbaren Oszillato¬ 
ren. 

Man kennt 2 hauptsächliche Gründe für das Entstehen parasitärer FM. 
Einmal ist das die ungenügende Entkopplung zwischen der eigentlichen 
Schwingstufe und dem Ausgang des gesamten Steuersenders. Eine Lastän¬ 
derung an ebendiesem Ausgang führt beim Übergang von Senden auf Emp¬ 
fang zu einer gewissen betragsmäßig feststehenden Verschiebung der Ar¬ 
beitsfrequenz (Nichtübereinstimmung von Sende- und Empfangsfrequenz 
bei abgeschalteter RIT) und entsprechend zu parasitärer FM in den Modu¬ 
lationsspitzen des Signals. Am stärksten zeigt sich dieser Effekt in Oszilla¬ 
toren mit bipolaren Transistoren. 

Der 2. Grund ist die Änderung der Speisespannung des durchstimmbaren 
Oszillators sowie besonders von Systemen elektronischer Abstimmung (mit 
Kapazitätsdioden o. ä.) wegen zunehmender Belastung der Speisequelle 
durch Leistungsverstärkerstufen im Transceiver. 

Die Speisung von durchstimmbaren Oszillatoren und Systemen elektro¬ 
nischer Abstimmung ist immer stabilisiert, der Effekt dürfte deshalb in die¬ 
ser Art nicht wesentlich sein. Eine elementare Betrachtung zeigt jedoch, 
daß das nicht so ist. Wenn z. B. für die elektronische Verstimmung eines 
Steueroszillators im Transceiver im Bereich von ±5 kHz eine Steuerspan¬ 
nungsänderung von 5 V erforderlich ist (ein typischer Wert), dann ergibt 
sich eine Steuersteilheit von 2 kHz/V oder 2 Hz/mV. Insofern stellt sich 
eventuell schon erkennbare parasitäre FM mit Frequenzabweichungen von 
10 Hz und mehr ein. Damit genügt für das Auftreten dieses Effektes eine 
Änderung der Speisespannung von nur einigen Millivolt, die mit gewöhnli¬ 
chen analogen Meßgeräten (Vielfachmesser) nicht zu registrieren sind. 

Messungen zeigen, daß mit einfachster parametrischer Stabilisierung 
(Bild 7) bei Variation der Speisespannung in den Grenzen von 12 bis 15 V 
eine Ausgangsänderung von 30 bis 40 mV auftritt. Mit anderen Worten, sol¬ 
che Stabilisierungsschaltungen können in Speisekreisen durchstimmbarer 
Oszillatoren nur verwendet werden, wenn ihre Spannung einer genügend 
stabilen Quelle entnommen wird. 

Eine wesentliche Verbesserung erbringt der Einsatz eines Feldeffekttran¬ 
sistors VT1 (Bild 8) an Stelle des Vorwiderstands RI der Stromquelle nach 
Bild 7. Die Ausgangsspannung eines solchen Stabilisators ist konstant (AU 


10mA 


fl 


■o+Us 


RI 

5S0 


-zum VFO 
oder Varicap 


D818E $ 


Bild 7 

Z-Dioden-Stabilisierungsschaltung mit ohmschem Vor¬ 
widerstand 


163 


KP 303 E 


/-r-v 10 mA 


-° +Us 


Ö 


RI* 

150 


- zum VFO 


D818E$ oder Varicap 

Bild 8 Verbesserte Stabilisierungsschaltung mit Feldeffekttransistor 


nicht größer als 1 bis 2 mV) bei einer Änderung der Speisespannung in den 
Grenzen von 12 bis 15 V. 

Es ist nicht schwierig, die Ursachen parasitärer FM aufzufinden. Dafür 
genügt es, die Versorgungsspannung für den durchstimmbaren Oszillator 
einer gesonderten Stromquelle zu entnehmen (am besten aus einer Batte¬ 
rie). Verschwindet die parasitäre FM oder verringert sie sich bedeutend, ist 
der Grund eine ungenügende Stabilisierung der Speisespannungsquelle des 
Oszillators oder des Systems der elektronischen Abstimmung. 

Bearbeitete Übersetzung eines Beitrages von B. Stepanow, UW3AX, aus 
RADIO, Heft 9/1988, Seite 12. 


Dipl.-Irtg. Edgar Rosenkranz, Y21MD 


Literatur 

[1] W. Kuchnowski, Einfacher 145-MHz-FM-Tuner für Amateurfunk-Relais-Empfang. 
FUNKAMATEUR, Heft 1/1989, Seite 35/36. 

[2] J. Erxleben, Schmalband-FM-Demodulation mit Rauschsperre. FUNKAMATEUR, 
Heft 8/1981, Seite 397. 


164 


Tips für den 

experimentierfreudigen 

Funkamateur 


Dr. Walter Rohländer - Y220H 


Viele Diskussionen an den Amateurfunkklubstationen (und nicht nur dort) 
bewegen sich um die Praxis und die Realisierung entsprechender Vorha¬ 
ben. Immer nützlich ist hier eine Tipsammlung und deren konsequente 
Auswertung, um nicht nochmals den »Stein der Weisen« zu erfinden, sich 
also viel Zeit zu sparen. Y220H macht sich das zu eigen in einer Sammlung 
meist ohne Literaturangaben aus seinem Fundus FUNKAMATEUR, RA¬ 
DIO, QST, OM, RADIOAMATER, Amaterske Radio und zahlreichen 
Handbüchern, so daß auch die nachstehenden Tips ohne Quellenangabe er¬ 
scheinen müssen. Die Nachnutzung zu kommerziellen Zwecken muß daher 
stets überprüft werden! 


Drahtstärkenumrechnung aus 
amerikanischer Einheit in Millimeter 

Immer wieder stolpert man beim Lesen amerikanischer Literatur über die 
dort verwendete Drahtstärkennumerierung, z. B. in der Form »wire No. 26«, 
und muß diese in Millimeter umrechnen, um einen möglichen Nachbau 
abzusichern. Mit der Formel Drahtstärke in mm = 8,251/(1,1229 No ), einem 
Taschenrechner und nach Rundung auf 3 Stellen nach dem Komma erhält 
man mit ausreichender Genauigkeit die Drahtstärke in Millimetern. So er¬ 
gibt sich für No. 26 ein Wert von 8,251/(1,1229 26 ) = 0,405 mm, der mit dem 
Tabellenwert von 0,405 mm gut übereinstimmt. 

Alle Berechnungen beziehen sich grundsätzlich auf blanke Drähte, so 
daß die Stärke der Isolation noch berücksichtigt werden muß. Die Gültig¬ 
keit der Formel für No. 0 bis No. 40 kann bestätigt werden. 


165 


Genaue Antennenlänge - 
Antennenlängenabgleich durch Rechnung 

Will man z. B. einen Halbwellendipol ohne Anpaßgerät direkt am 
50-fi-Ausgang des Transceivers betreiben, so muß man durch Versuche die 
exakte Länge in voller Aufbauhöhe bestimmen. Damit man jedoch die An¬ 
tenne nur einmal heruntemehmen muß, verwendet man am besten nachste¬ 
henden Algorithmus (mit Beispiel): 

- Länge (in m) = 142,6//(MHz) = 142,6/3,8 MHz = 37,53 m; 

- hänge genau diese Länge in voller Höhe auf; 

- schließe Speiseleitungseingang kurz und kopple über wenige Pikofarad 
ein Dipmeter ein; 

- bestimme die Antennenresonanz, z. B. 3,65 MHz; 

- neue Länge (in m) = 142,6//(in MHz) = 142,6/3,65 MHz = 39,07 m; 

- der Unterschied beider Längen beträgt 1,54 m; 

- kürze beide Schenkel um je 1,54 m/2 = 0,77 m; 

- die wieder aufgehängte Antenne hat jetzt ihre Resonanz fast genau und 
für Amateurzwecke ausreichend bei 3,8 MHz! 

Das funktioniert bei Dipolen immer. Umgebungseinflüsse setzen gegen¬ 
über der berechneten Länge die Resonanzfrequenz immer herab, gegebe¬ 
nenfalls bis zu 10%. Mathematisch gesehen handelt es sich in diesem Fall 
um eine Iteration in einem Schritt. 

Achtung! Im Beispiel gefundene Resonanzen oberhalb 3,8 MHz entspre¬ 
chen einer Oberwellenresonanz, also verwerfen! 


18-MHz-Tips 

Der 3,5-MHz-HalbweIlendipol eignet sich hervorragend als 5/2-ä-Dipol für 
18 MHz. Man muß also nicht unbedingt einen 17-m-Band-Dipol aufhän¬ 
gen, man kann einen 80-m-Halbwellendipol dafür betreiben. Die Speisung 
ist niederohmig, also direkt mit Koaxialkabel möglich. Die Antenne hat, 
etwa 30° geneigt gegen die Aufhängerrichtung, 4 Hauptstrahlungskeulen, in 
deren Richtung das Signal etwa 2 dB größer ist als bei einem ä/2-Dipol in 
seiner Hauptstrahlrichtung. Die Ausbreitungsverhältnisse auf 18 MHz ent¬ 
sprechen einer Kreuzung zwischen 15 und 20 m. Sie sind also derzeit DX- 
exzellent. Ist man also erst einmal auf 17 m QRV, so reicht als Antenne in 
jedem Fall der 80-m-Dipol! 


166 


Leistungs-Output bei Junction-FET 


Beliebt ist der Aufbau eines VFO mit einem Junction-FET. Es läßt sich 
nicht nur eine hervorragende Stabilität erreichen, sondern auch ein gewis¬ 
ser Leistungs-Output ist erwünscht. Da Produktionschargen meist über ein 
I DSS im Verhältnis 1-2 streuen (!) können, tritt beim Nachbau einer Schal¬ 
tung oft das Problem auf, den angegebenen Output zu erreichen. Man 
nehme daher JFET vom gleichen Typ und messe ihren Drain-Source-Wi- 
derstand, z. B. bei offenem Gate bei 1 mA den Spannungsabfall Drain- 
Source mit einem Digitalmillivoltmeter. Der JFET mit geringstem Span¬ 
nungsabfall liefert im Normalfall den höchsten Leistungs-Output im VFO- 
Einsatz. 


Z-Dioden-Rauschen 

Z-Dioden werden wegen ihres guten Rauschens vielfach als Rauschquellen 
in Rauschgeneratoren, Rauschbrücken usw. eingesetzt. Oft denkt man nicht 
daran, daß Z-Dioden zur Spannungsstabilisierung in Niederspannungsnetz¬ 
teilen, aber auch in unserem Empfänger eingesetzt werden, z. B. zur zusätz¬ 
lichen Stabilisierung einer Oszillatorversorgungsspannung, und auch dort 
Rauschen erzeugen (!). Hat man den Verdacht, daß Geräterauschen die 
Empfindlichkeit eines Empfängers disqualifiziert, so schaue man einmal 
nach den Z-Dioden im Gerät oder in der Stromversorgung und überbrücke 
sie, falls noch nicht geschehen, mit einem 100-nF-Scheiben-Kondensator 
gegen Masse. In einigen Fällen ist man dann erstaunt, wie die Empfänger- 
empfmdlichkeit plötzlich zugenommen hat. Kleine Ursache große Wir¬ 
kung! Auch Netzgleichrichterdioden rauschen. In diesem Fall hilft oft die 
gleiche Kur. Achtung! Spannungsfestigkeit der Scheibenkondensatoren be¬ 
achten! 


Dualgate-MOSFET-Konverter 

So mancher besitzt einen guten Kurzwellenempfänger, oft jedoch be¬ 
schränkt auf die klassischen KW-Bänder oder sogar nur auf z. B. SO und 
40 m. Nicht verzagen oder gar ein großes Projekt planen, um es dann man¬ 
gels Zeit wieder ad acta zu legen! Einfache KW-Konverter sind eine gefragte 
Lösung, um am Empfang der neuen, oft höher frequenten KW-Bänder teil¬ 
zunehmen. Die in Bild la und Bild lb gezeigten einfachen KW-Konverter 
mit nur einem Dualgate-MOSFET 40 6 73 (äquivalent KP 350) entstammen 
der QST 1974 bzw. CQ Ham Radio (Japan) 1987. Beide Schaltungen arbei- 


167 


17.5 oder 24,5 MHz 


4 MHz 


Bild I KW-Konverterbeispiele mit Dualgale-MOSFET 
40673 oder KP350 

ten zuverlässig. Es werden Grundwellenquarze eingesetzt. Die Schaltung 
mit der Quarzfrequenzsperre in der Drainleitung arbeitet optimal, da sie 
auf der Quarzfrequenz auch sicher anschwingt, wenn die Sperre sorgfältig 
abgeglichen wird. Mehrfacheingangskreise wären günstiger, um ZF-Festig- 
keit und Spiegelfrequenzsicherheit zu gewährleisten. 

Beide Schaltungen sind experimentierfreundlich. Die angegebenen C- 
Werte erlauben eine leichte Berechnung der L-Werte der Parallelresonanz¬ 
kreise. Die Koppelwicklungen am kalten Ende der Spulen haben etwa 10% 
der Windungszahl. 


Bandpaßfilter für 80 und 160 m 

Die Verwendung von Beverage- oder langen Snake-Antennen für den rausch¬ 
armen Empfang auf den angegebenen Bändern verlangen eine Vorver¬ 
stärkung von 40 bis 60 dB vor dem normalen KW-RX. Starke Mittelwellen- 


168 


Iß-2,0 MHz 
(3,5-W MHz) 


Bild 2 

Bandpaßßlter für 160 bzw. 80 m; 

LI, L2 160 m: 0,3-mm-CuL, 48 Wdg., Anzapfung 
bei 8 Wdg. 

80m: 0,5-mm-CuL 29 Wdg., Anzapfung 
bei 4 Wdg. vom kalten Ende, T50-2 Pulver¬ 
eisenringkern (s. Text). Nur vertust- und in¬ 
duktionsarme Kondensatoren aus Keramik 
oder Folie verwenden 

sender führen dann häufig zu Intermodulationserscheinungen, die man zu 
beseitigen wünscht. Der in Bild 2 gezeigte Bandpaß für 160 oder 80 m be¬ 
seitigt das Problem. Ringkerne aus Pulvereisen tragen die Wicklung. Ihre 
Streufeldarmut erlaubt in der 2teiligen Abschirmbox einen kompakten Auf¬ 
bau. Der verwendete Pulvereisenringkem weist einen A L -Wert von 49 pH/ 
100 Wdg. auf. Das Material Mix 2 hat 10 p und ist für 1 bis 30 MHz ein- 
setzbar. Die Kernabmessungen betragen 12,7 mm Außendurchmesser, 
7,7 mm Innendurchmesser, 4,8 mm Höhe und der Querschnitt 12,1 mm 2 . 


Thermistor-Leistungsmesser 


HF-Leistungsmessungen im Frequenzbereich HF bis VHF (und darüber) 
und dazu noch im Milliwattbereich sind äußerst nützlich. Meßobjekte hier¬ 
für sind z. B. moderne Oszillatoren, die Mischer oder auch Sendermischstu¬ 
fen im Milliwattbereich ansteuem. In Bild 3 sind Schaltung und Aufbau 
eines Thermistor-Leistungsmessers skizziert. Als Leistungswandler ist ein 
Miniatur-1/10-W-Widerstand, selbstverständlich induktionsarm, sehr gut 
geeignet. Gemessen wird die Änderung des Widerstands einer Thermistor¬ 
perle mit einem Kaltwiderstand von etwa 100 kß bei Raumtemperatur. Bei 
anliegender HF ändert sich die Temperatur des Widerstands und damit die 
der in thermischem Kontakt mit ihm stehenden Thermistorperle. Nach 10 


HF oder 
Gleichstrom 


50Q 1/BW v 


~r — 3 

T 1n 0hm- 
~ L - meter 


T 

X 


ln 


Bild 3 Details zum Thermistorleistungsmesser 


169 


bis 30 s ist der Wert stabil, die HF wird abgeschaltet und mit Gleichstrom 
die gleiche Widerstandsanzeige nachgebildet. Dann ergibt sich 
P= 1000- U 2 /R in mW, wenn am Leistungswandlerwiderstand R in Q eine 
Spannung U in V anliegt. 

Das Ergebnis, ist ein Effektivwert. Die Wärmekapazität des Systems sollte 
klein sein! Thermistoren mit hohem TK des Widerstands sind optimal. Mit 
dem Mustergerät wurde bei 10 mW eine Widerstandsänderung von 7 % ge¬ 
messen. Erfaßt wird die Gesamtleistung des Signals, nicht nur die der 
Grundwelle, sondern auch die der Harmonischen (falls vorhanden). 


Mischer mit Rechteck-Oszillatorsignal 
verbessern RX-Dynamik 

Steuert man einen Doppelbalancemischer mit Rechteck- an Stelle Sinuswel¬ 
len kräftig an, so daß er gut durchschaltet, so kann man die Dynamik des 
Empfängers um einige Dezibel steigern. Das Oszillatorsignal soll zunächst 
eine reine Sinusschwingung sein mit guter Siebung. Nachgeschaltet wird 
ein guter Sinuswellen/Rechteckwellen-Konverter, wie in Bild 4 dargestellt. 
Zwischen C2 und C3 liegt ein Breitbandverstärker, der durchaus durch eine 
Breitbandverstärkerstufe mit dem SF126 nachgebildet -werden kann. Die 
Schaltung ist für 4 MHz (3,5 bis 6 MHz) ausgelegt. VD1 bis VD4 sind 
Sc/iottfcy-Dioden. 


Bild 4 Sinus-RechteckweHen-Konverter 
VD1-VD4 Schottky-Dioden 

Ul Mini Circuits MAR3, Avantek MSA 0304 oder MSA 0385 

Bandpaßfilter für den Kurzwellentransceiver 

Arbeiten Stationen in unmittelbarer Nachbarschaft, z. B. bei einem Feldtag, 
so lassen sich gegenseitige Störungen kaum vermeiden, auch wenn man auf 
benachbarten KW-Bändern arbeitet, von Gleichbandstörungen gar nicht zu 


170 


Bild 5 

Bandpaßfilter für KW-Transceiver 1,8 
bis 28 MHz 


Tabelle Filterwerte zu Bild 5 


Band 

in MHz 

C1/C3 
in pF 

C2 

in pF 

L1/L3 
in pH 

L2 

in pH 

fr 

in MHz 

1,8 


400 

2,2 

22 

1,75 

3,5 


200 

1,1 

11 

3,38 


100 

0,55 

5,5 

6,78 


50 

0,28 

2,8 

13,56 


33 

0,18 

1,8 

20,65 


250 

25 

0,14 

1,4 

27,39 


reden. Bei letzteren muß man Absprachen treffen. Übrigens tritt dieser Fakt 
auch auf, wenn eine Klubstation mit mehreren Sendern am selben Contest 
mitwirkt. Abhilfe schafft weitgehend bei einem Transceiver mit 50 CI Ein- 
und Ausgangsimpedanz, wie z. B. beim Teltow , ein Bandpaßfilter, das zwi¬ 
schen den Tcvr und das Antennenpaßgerät geschaltet wird. Ein 3poliges 
ßuMerwort/i-Bandpaßfilter nach Bild 5 und der Tabelle ist fast immer ausrei¬ 
chend. Es ist im Band verlustarm und flach und hat eine ausreichende 
Nachbarbandselektion. 

Ein Aufbau mit Pulvereisenringkernen ist besonders auf den ersten 
3 KW-Bändern günstig. Drahtstärken von 0,8-mm-CuL sind bis 100 W HF 
ausreichend. Der Aufbau mit Luftspulen auf den höheren Bändern erfor¬ 
dert große Abschirmboxen für jede der 3 Filtersektionen. Polystyrolwickel¬ 
kondensatoren oder Scheiben/Rohrkondensatoren mit 500 V Spannungsfe¬ 
stigkeit sind ausreichend. Der Abgleich ist relativ einfach mit einem Dipper 
und einem Abhörempfänger bei den in der Tabelle angeführten Frequenzen 
f vorzunehmen. Man koppelt nur schwach ein, und es wird als Parallelreso¬ 
nanzkreis LI CI, L2 C2, L3 C3 das L abgeglichen. Hartnäckige Probleme 
löst man durch Serienschaltung zweier Filter oder den Aufbau eines 5poli- 
gen Filters. Der mittlere Parallelresonanzkreis ist dann mit L3 = 1/2 LI und 
C3 = 2 CI auszulegen und wie oben abzugleichen. 


171 


Rauschmeßbrücke hilft beim Vorabgleich 
des Sender-Ausgangsnetzwerks 

Leistungsendstufen in Röhrentechnik über 100 W Input verlangen bereits 
während des Aufbaus einen sorgfältigen Abgleich des Ausgangsnetzwerks, 
vorzugsweise eines Collins- Filters. Auch Berechnungsformeln sind nur gut 
für die Voreinstellung. Um sich in diesem Fall zu helfen, ist der Einsatz 
einer Rauschmeßbrücke sehr nützlich. Man verwende für den Abgleichpro¬ 
zeß folgenden Algorithmus: 

- Netzversorgung vom Netz trennen; 

- berechnete Werte für das Collins realisieren; 

- Arbeitswiderstand der Röhre berechnen: R = I/ a /(K• / a ) mit K= 1,3; 1,5; 
1,57; 2,0 für A-, B-, AB-, C-Verstärker; 

- kleinen induktionsarmen Widerstand mit dem Wert R zwischen Anode 
der Endstufenröhre und Masse löten; 

- Rauschmeßbrücke am Ausgang des Ausgangsnetzwerks anschließen; 

- Brücke auf Reaktanz 0 und reell 50 fl einstellen; 

- RX an Rauschmeßbrücke anschließen und Auslegungsfrequenz einstel¬ 
len; 

- erreicht man mit C (Anode), C (Ausgang) und L (Quer) ein 0, so ist der 
Abgleich bereits abgeschlossen, in vielen Fällen muß jedoch L (Quer) ge¬ 
genüber dem Rechenwert geändert werden; 

- nicht vergessen, den Widerstand R wieder auszulöten; 

- Inbetriebnahme des abgeglichenen Collins ausschließlich nur mit den für 
jedes Band gefundenen Einstellwerten. 

Übrigens ist das Arbeiten mit einer Rauschmeßbrücke sehr nützlich. 
Man entwickelt sehr schnell das Gefühl für das Verhalten eines Netzwerks 
beim Abgleich. 


Gerätetest mit einfachem Strombegrenzer 

Nützlichkeit und Wirkung der in Bild 6 gezeigten Strombegrenzungsschal¬ 
tung sind überzeugend. Monate bzw. auf Jahre nicht genutzte Geräte wie 
netzbetriebene Sender, Empfänger (BC und TV), Tontechnik, Meßgeräte 
mit eigener Stromversorgung verabschieden sich beim Umlegen des Netz¬ 
schalters auf »Ein«. Ursachen sind dafür oft Elektrolytkondensatoren, deren 
Spannungsfestigkeit mit Lagerung abnimmt, aber auch die Feuchte in 
Transformatoren u. a. Beginnt man mit Schalterstellung 10 W und geht 
nach etwa jeweils 5 min (Erfahrungswert) auf 20, 40, 60, 100, 200 W über, 
so geschieht in vielen Fällen eine Regeneration des Geräts. Man muß also 
nicht unbedingt einen Regeltransformator besitzen. 


172 


ZA 

flink 


220 


- -1 


S1 


i m^~. 

2 -^g>- 

220 V 


S2 


1-°1 


&> 

a 


Bild 6 

Einfacher Strombegrenzer für Geräte¬ 
tests 


Einen Lötkolben kann man in der richtigen Schalterstellung auf Betriebs¬ 
temperatur halten, ohne ihn zu überheizen. Überbrückt man das Lampen¬ 
sextett, legt also volle Netzspannung an, so schützt eine 2-A-Feinsicherung 
ein Gerät meist besser als die Haussicherung. 


Fast rutschfeste Handmorsetaste 

Handelsübliche Morsetasten, auch mit schwerer Bodenplatte, liegen auf 
einer glatten Unterlage kaum rutschfest, so daß man sie oft festschraubt 
oder auch mit einer Hand festhält. Sogenanntes Moosband, ein lseitig kle¬ 
bendes Schaumstoffband, wie es für die Fenster- und Türdichtung verwen¬ 
det wird, schafft weitgehende Abhilfe. 2 bis 3 Streifen unter die Taste ge¬ 
klebt (vorher eventuell Füße entfernen) machen diese rutschfest. Die lseitig 
offenen Poren des Schaumstoffes wirken wie Saugnäpfe auf glatter Fläche 
und weisen einen hohen Reibungswiderstand auf rauher Fläche auf. Liegt 
die Taste auf einer Glasplatte, so helfen auch Saugnäpfe, wie z. B. bei Flie- 
senaufhängem üblich. 


Erdungstechnik für den Feidtag 

Will man an einem Feldtag teilnehmen und die Station mit einer Lang¬ 
drahtantenne, also sozusagen »lbeinig«, betreiben, so benötigt man zumin¬ 
dest einen guten Erder. Meist werden eine Reihe Erder (Metallstäbe) rund 
um die Station in den Boden geschlagen und parallel mit dem Erdpunkt des 
TX, der Antenne verbunden. Untersuchungen haben ergeben, daß 4 in 
einer Reihe eingeschlagene Erder, in Serie geschaltet und mit der Station 


173 


verbunden, eine wirksamere Erdung ergeben als die hergebrachte Technik 
der Parallelschaltung. Erder über 50 cm Länge sind kaum erforderlich. 


Einiges über Resonanzlautsprecher 

Es ist sehr anstrengend, stundenlang einen Kopfhörer aufzuhaben und Te¬ 
legrafie zu lauschen. Daher wird oft auf reinen Lautsprecherbetrieb ausge¬ 
wichen. Jeder kennt die Erscheinung, daß ein lseitig geschlossenes Rohr, ja 
eine leere Bierflasche, mit einem scharfen Luftstrom durch die Lippen ge¬ 
blasen, zu einem Ton angeregt werden kann. Die Luftsäule schwingt in Re¬ 
sonanz (Eigenresonanz), vorgegeben durch die mechanischen Abmessun¬ 
gen Länge, Durchmesser usw. Ein dynamischer Hochtonlautsprecher von 
etwa 5 cm Durchmesser kann mit einem Vorschalt-Kondensator unterhalb 
1000 Hz zur Eigenresonanz gebracht werden (NF ankoppeln, Spannung am 
Lautsprecher messen, Peak). Befestigt man mit Lenker- oder Pflasterband 
diesen Lautsprecher auf einem PVC-Rohr und stellt dieses unten offene 
Rohr auf eine glatte Unterlage mit 3 10-Pf-Stücken als Füße, so sinkt die 
Resonanzfrequenz dieses neuen elektromechanischen Gebildes ab. Bei Ju¬ 
stage von C und Rohrlänge findet man eine scharfe Resonanz bei einigen 
hundert Hertz. Man erzielt eine ausgezeichnete NF-Selektion. Es ist mit 
Geduld zu experimentieren. Der Erfolg wird sich einstellen, ebenso eine 
gute Sinusqualität und Resonanzschärfe. Man gehe von einer Rohrlänge 
von 15 cm aus und kürze schrittweise. 


Wiederbelebung von NiCd-Zellen 

NiCd-Zellen sollen nicht unter 1 V entladen werden. Sie müssen dann 
nachgeladen werden, etwa 10 bis 15 h bei 1/10 der angegebenen Ampere¬ 
stundenzahl in Ampere. Bleiben NiCd-Zellen längere Zeit liegen, so schei¬ 
nen sie tot zu sein oder gar ihre Polarität hat gewechselt. Was nun? In die- 


Bild 7 

Schaltung zur Wiederbelebung von 
NiCd-Zellen 


174 


sem Fall hilft keine Normalladung mehr, die Zelle bleibt tot. Oder? Man 
kann 2 Methoden der Lebensrettung versuchen: 

1) - Verwende Schaltung nach Bild 7; 

- regele auf den 20fachen Ladestrom (= 2fach Ah in A); 

- nach etwa 10 s (Faustwert) steigt die Batteriespannung innerhalb weni¬ 
ger Sekunden auf 1 bis 1,3 V; 

- Ladestrom rasch auf den Normalwert (s. o.) heruntemehmen und Zelle 
aufladen. 

2) - Man erwärme in obiger Schaltung die »tote« Zelle vorsichtig in einem 

Wasserbad ohne jeglichen Ladestrom; 

- in vielen Fällen verschwindet die Wechselpolarität, und ein Wert über 
1 V stellt sich ein; 

- beginne mit der Normalladung und lasse das Wasser abkühlen. 

Bei beiden Methoden spielt die Wärme während der Lebensrettung eine 
Rolle. In diesem Fall wird ein chemischer Regenerationsprozeß aktiviert. 

Sorgfältige Pflege von NiCd-Zellen verlangt monatliche Entladung und 
volle Neuladung. Dann und nur dann erreicht man 500 und mehr Entla- 
dungs-Lade-Zyklen, wie sie von den meisten Herstellern angegeben werden. 

In Serie geschaltete Zellen, sogenannte Packs, sind einzeln zu messen. 
Tote Zellen sind nach 1. zu regenerieren. Alle Zellen müssen dann auf die 
gleiche Entladespannung von 1 V entladen werden. Erst dann kann man die 
oft teuren Packs wieder normal laden. Achtung! Beim Laden immer + an 
Plusklemmen und - an Minusklemmen schalten, auch wenn die Polarität 
anders ist, z. B. bei »toten« Zellen. Beispiel: Zelle 2 Ah, Normalladung 
200 mA, Regenerationsstrom 4 A (s. auch 1.). 

Bei 1. muß man sehr vorsichtig sein. Eine Unaufmerksamkeit kann zur 
Zellenexplosion führen. Daher immer einen Spritzschutz verwenden und 
auf laugeresistenter Unterlage arbeiten! 


Einfacher Feldstärkemesser 

Bild 8 zeigt einen extrem einfachen Feldstärkemesser, wie man ihn für An¬ 
tennenabgleicharbeiten jeglicher Art verwenden kann. Es handelt sich um 
einen 2 x 60-cm-Dipol mit HF-Meßkopf und Digitalvielfachmesseran¬ 
schluß. Die Nahfeldempfindlichkeit ist zwischen 80 und 2 m ausgezeich¬ 
net. Der Meßdipol hängt horizontal bei Nutzung des horizontalen 80-m-Di- 
pols bzw. vertikal bei der Verwendung einer 2-m-Groundplane-Antenne. 
Die Zuführung zum Digitalmultimeter sollte so kurz wie möglich, jedoch 
immer über eine verdrillte Leitung geführt werden. Verwendet man als 
Meßinstrument einen hochohmigen Vielfachmesser, so sollte man beide 
Widerstände wenigstens auf 10 kfl herabsetzen. 


175 


60cm 


1N34A 

~iAr~ 

330k \330k 

T ln T 

-II— 1 

«I o 

DMV-Meter 


60cm 


Bild 8 Sehr einfacher Feldstärkemesser, der Einsatz von Ge-HF-Dioden wird empfohlen, 
jedoch sind auch schnelle Si-Schaltdioden möglich 


Wo kommen die Namen D-, E- und F-Schicht her? 

Zu dieser Frage schrieb ein Sir Edward Appleton 1943 (gekürzt wiedergege¬ 
ben): »In früheren Arbeiten mit BC-Wellenlängen beobachtete ich Refle¬ 
xionen an der Kennelley-Heaviside-Schicht, und in meinem Diagramm ver¬ 
wendete ich den Buchstaben E für den elektrischen Vektor der herabkom¬ 
menden Welle. Im Winter 1925 erhielt ich Reflexionen von einer höher 
gelegenen und komplett unterschiedlichen Schicht. Ich nannte sie F- 
Schicht. Fast zum gleichen Zeitpunkt erhielt ich noch Reflexionen von 
einer sehr niedrigen Schicht, die ich dann mit einem D bezeichnete. Ich 
nannte sie also nicht A, B, C, um Platz nach oben und unten zu lassen vor¬ 
behaltlich zukünftiger Untersuchungen.« 

Siehe hierzu: I of Atmosperic and Terrestrial Physics 13 (1959), 
Heft 3/4, Seite 382. 

Sir Appleton ist der Entdecker und Taufpate der D-, E- und F-Schicht. 


176 


Sprachaufbereitung 
eine Übersicht 


Ing. Frank Sichla - Y51U0 


Sprachaufbereitung oder -behandlung verfolgt das Ziel, durch Beeinflus¬ 
sung der Signalform die Verständlichkeit bei der Übertragung zu erhöhen. 
Die damit zusammenhängenden Probleme sind schon seit langem bekannt. 
Seit mit Schaltkreisen komplexere Systeme leicht realisiert werden können, 
hat auch die Schaltungstechnik auf diesem Gebiet, auf dem die einfachste 
Lösung ausnahmsweise einmal nicht die genialste ist, einen gewissen End¬ 
punkt erreicht. Dieser Beitrag verschafft dem »frischgebackenen« OM einen 
Überblick über alle Methoden. Er soll zur praktischen Betätigung auf einem 
Gebiet anregen, aus dem in den vergangenen 10 Jahren nicht mehr viel zu 
berichten war, das aber stets aktuell ist. 


Grundsätzliches 

Prinzipiell unterscheidet man 3 Verfahren: Höhenanhebung, Kompression 
und Klippung. Sie können allein oder kombiniert angewendet werden. Die 
Spektralverteilung der Sprache ist zwischen 300 Hz und 3 kHz sehr un¬ 
gleich. Bei 600 Hz liegt ein Maximum, dann fällt die Intensität mit steigen¬ 
der Frequenz stark ab (bei 3 kHz etwa -20 dB). Mit einem frequenzlinea¬ 
ren Modulationsverstärker würden daher die niedrigen Frequenzen den 
Sender voll aussteuem. Frequenzen unter 700 Hz sind jedoch vornehmlich 
nur für die Sprachcharakteristik von Bedeutung. Hinzu kommt, daß Störun¬ 
gen wie Rauschen, Knacken, Prasseln eine frequenzunabhängige Spektral¬ 
dichte aufweisen. Höhenanhebung im Modulationsverstärker (Preemphasis) 
ist daher sehr sinnvoll. Zwar klingt die Sprache im Empfänger unnatürlich, 
doch die Verständlichkeit leidet nicht. 

Die Dynamik menschlicher Sprache liegt bei etwa 24 dB. Im Mittel wird 
der Sender daher nur wenig »ausmoduliert«. Gelingt es, Amplitudenspitzen 


177 


der Modulationsspannung zu vermeiden und den kleinen Amplituden mehr 
Geltung zu verschaffen, kann man mit hohem und gleichmäßigem Modula¬ 
tionsgrad arbeiten. Man erhält auf diese Weise eine gesteigerte Energie¬ 
dichte der gesendeten Informationen. Nimmt man nur einmal 6 dB an, so 
bedeutet das eine Erhöhung des Outputs auf das 4fache, und das entspricht 
immerhin genau einem S-Punkt. Der gesamte Gewinn zeigt sich aber nicht 
nur am S-Meter, sondern auch subjektiv durch Zunahme der Verständlich¬ 
keit und des Störabstands infolge der besonderen Prägnanz der Sprache. 
Das erscheint unlogisch, wenn man annimmt, daß die Verständlichkeit 
durch Kompression oder Klippung leide. Das ist aber nicht der Fall. Nach¬ 
weislich ist die Amplitudenkomponente ohne Einfluß auf die Verständlich¬ 
keit. Diese wird ausschließlich durch den Nulldurchgang der Phasenkompo¬ 
nente beeinflußt. 

Aus beiden Effekten bezieht das verdichtete Signal seine gesteigerte 
»Schlagkraft«. Diese kann, gut geglückte Aufbereitung vorausgesetzt, in der 
Wirkung einer bis zu lOfachen Leistungssteigerung gleichkommen. Im all¬ 
gemeinen liegt man nicht so gut, daß eine gewisse Übersteuerung im Nor¬ 
malbetrieb meist ohne Nachteile praktikabel ist, die Verdichtung selten 
ganz optimal gehalten werden kann und die Wirkung von der Sprechdiszi¬ 
plin abhängt. Das gilt besonders für Klipper. Um den günstigsten Klip- 
pungsgrad zu wahren, ist das Mikrofon mit gleichmäßiger Lautstärke aus 
konstantem Abstand zu besprechen. Es hat daher - nachweislich - Sinn, 
einem Klipper einen Dynamikkompressor vorzuschalten. Beim Festlegen 
des Klippungsgrades darf man nicht bis an die Grenze der Verständlichkeit 
gehen, denn durch die Übertragung wird die Lesbarkeit weiter reduziert. 
Hintergrundgeräusche sind unbedingt zu vermeiden, da sie beim Partner 
weit stärker als sonst hervortreten. Gegen Raumhall oder Atemgeräusche 
läßt sich jedoch kaum etwas ausrichten. Wenn die Übertragungsbedingun¬ 
gen nicht schlecht sind, sollte daher der Klipper abgeschaltet bleiben. 

Und noch etwas ist zu beachten: Das Ansteigen der mittleren SSB-Sen- 
deleistung erfordert eine entsprechend leistungsfähige PA einschließlich 
Netzteil. Anoden- bzw. Kollektorspannung dürfen durch die Sprachaufbe- 
reitung nicht absinken. 


NF-Kompression 

Beim NF-Dynamikkompressor wird die Verstärkung der unmittelbaren Mi¬ 
krofonspannung durch die Amplitude des Sprachsignals geregelt. Dazu wird 
das verstärkte Signal spitzengleichgerichtet und gesiebt. Diese Regelspan¬ 
nung bewirkt an einem die Verstärkung beeinflussenden Bauelement, daß 
größere Spannungen weniger als kleinere verstärkt werden. Übersteuerung 


178 


RI 


Bild 1 Schaltung eines Mikrofonvorverstärkers mit Dynamikkompressor 


wird vermieden, was besonders bei FM wichtig ist, da beim Arbeiten über 
Relais zu großer Hub zum Aussetzen des Trägers führen kann. 

Die Schaltung nach Bild 1 für einen Sprachdynamikkompressor geht auf [1] 
zurück. VT1 arbeitet als veränderbarer Widerstand eines Spannungsteilers 
für die Mikrofonspannung. Der Arbeitspunkt wird mit RP2 eingestellt. VD1 
bewirkt das sofortige Aufladen von C2. Die Entladung kann demgegenüber 
nur langsam geschehen. In Wortpausen wird folglich nicht sofort aufgere¬ 
gelt, wodurch sich das »Hintergrundproblem« entschärft. Bild 2 zeigt die 
Regelcharakteristik des Musters. 

Ein Silbenkompressor hat die Aufgabe, alle Silben auf gleichen Spitzen¬ 
wert zu verdichten. Dabei soll die Hüllkurvenform jeder einzelnen Silbe 
möglichst erhalten bleiben. Das erfordert einen Kompromiß bei den Regel¬ 
zeitkonstanten. Man wählt die Zeitkonstante für das Abregeln der Verstär¬ 
kung zu etwa 2 ms, die für das Aufregeln gleich oder wenig größer. Durch 
Verkleinern von C2 und R4 können diese Verhältnisse bei der Schaltung 


oq 

■o 

.5 

ix 


ZS 10 50 100 500 1000 

U NF in mV 

Bild 2 Regeispannungskennlinie des Dynamikkompressors bei NF-Eingangsspannungen von 
5 bis 1000 m V, Parameter ist die Sourcespannung. Demnach sind 4 bis 5 V günstig. 
Der Regelumfang erreicht dann 46 dB. Das heißt, im genannten Eingangspannungs¬ 
bereich wird auf 1 V ± 2 dB ausgeregelt. 


179 


nach Bild 1 erreicht werden. Je kleiner die Zeitkonstanten, um so unnatürli¬ 
cher der Klang, um so größer aber im allgemeinen die Wirkung eines Kom¬ 
pressors. 

Ein grundsätzlicher Nachteil der NF-Kompressoren besteht darin, daß 
ihre Effektivität stark von Klangfarbe und Artikulation abhängt. Eine indi¬ 
viduelle Erprobung der Zeitkonstanten ist für ein gutes Ergebnis unum¬ 
gänglich. Läßt man die Zeitkonstanten gegen 0 gehen, gelangt man zum 
Momentanwertkompander. Da solch ein schneller, gegengekoppelter NF-Ver- 
stärker leicht in Selbsterregung geraten kann, kommt er nicht zum Einsatz. 
Ein NF-Klipper wird vorgezogen, zumal die Wirkungen gleich sind. 


HF-Kompression 

Eine automatische Pegelregelung (Automatic Level Control, ALC) in der Li¬ 
nearendstufe des SSB-Senders ermöglicht es, diese bei Vermeidung von 
Übersteuerung sehr hoch auszusteuem. Sie wirkt daher in geringem Maße 
sprachaufbereitend. 


NF-Klippung 

Beim Klipper ohne Höhenanhebung ist ein Klippungsgrad von maximal 20 dB 
zu erreichen. Im Bereich 200 bis 700 Hz ist das Sprachsignal besonders 
energiehaltig (im Bereich 900 Hz bis 1,5 kHz akzentuieren primär die 
Zischlaute von Konsonanten). Durch die Klippung entstehen Oberwellen. 
Wird ein steiler 3-kHz-Tiefpaß nachgeschaltet, können Oberwellen von Fre¬ 
quenzen unter 1,5 kHz dieses unbeeinflußt passieren. Es ergeben sich für 
die Grundfrequenzen 600 Hz (Intensitätsmaximum!) Oberwellen bei 1,2; 
1,8; 2,4 und 3 kHz mit J4, */ und % der Grundamplitude. Davon würde 
nur die 4. Oberwelle etwas geschwächt werden. 

Durch Intermodulation (IM) wird das ursprünglich gar nicht vorhandene 
Frequenzspektrum weiter angereichert. Während die Oberwellen haupt¬ 
sächlich die Natürlichkeit der Sprache beeinflussen, senken die IM-Pro- 
dukte in erster Linie die Verständlichkeit. Dadurch wird der durch die Lei¬ 
stungserhöhung erreichte Nutzen wieder fast zunichte gemacht. Eine solche 
Sprachaufbereitung muß deshalb angesichts besserer Möglichkeiten abge¬ 
lehnt werden. 

Ein Ausweg besteht im Klipper mit Höhenanhebung. Bild 3 bringt ein sol¬ 
ches Beispiel. Mit dieser Schaltung nach [2] werden die tiefen Frequenzen 
vor der Begrenzung abgesenkt, und der Bereich um 1,2 kHz wird angeho¬ 
ben. Der Klipper besteht aus dem Eingangsverstärker Al, nach dem eine 


180 


181 


vorverstärkte Spannung abgenommen werden kann, dem Filter A2, das Fre¬ 
quenzen unter 800 Hz absenkt und den Bereich 1 bis 1,5 kHz anhebt, dem 
Begrenzer A3 sowie dem Tiefpaß mit A4 und A5. Mit dem Umschalter 
kann zwischen vorverstärktem und geklipptem Signal gewählt werden. Das 
ist besonders beim Teltow günstig, bei dem man normalerweise das Mikro¬ 
fon für höchste Verständlichkeit sehr stark besprechen muß. 

Mit RP4 sollte mit einem Sinusgenerator und einem Oszilloskop exakte 
symmetrische Begrenzung eingestellt werden. Dann kompensieren sich 
nämlich am Ausgang die IM-Produkte und Harmonischen ungerader Ord¬ 
nung. Die anderen Einstellungen findet man sehr gut mit einem Magnet¬ 
bandgerät. Dabei wird nicht aufgezeichnet, sondern das Signal über Kopf¬ 
hörer wahrgenommen und am Aussteuerungsmesser beobachtet. Zunächst 
wird RP1 so eingestellt, daß bei leichtem Besprachen gerade Begrenzung 
eintritt. RP3 bewirkt in diesem Zusammenhang die individuelle Sprachan- 
passung. Mit dieser Schaltung kann ein hoher Klippungsgrad gefahren wer¬ 
den, ohne daß die Verständlichkeit sinkt; als Maximum darf man etwa 
35 dB annehmen [3]. Liegt die Einstellung für RP1 und RP3 fest, werden 
RP2 und RP5 so fixiert, daß die Ausgangssignale gegenüber direktem Mi¬ 
krofonanschluß etwa 6 dB höher liegen. 

Noch einige Hinweise zur Schaltung: Bei 25 mV Ausgangsspannung von 
A2 muß die Begrenzung einsetzen; die Ausgangsspannung von A3 wird 
dann auf 1,2 V »geklemmt« (Spifze-Spitze-Werte). C7 ist zur Rauschunter¬ 
drückung vorgesehen. Der sich anschließende aktive Tiefpaß 4. Ordnung 
hat eine Grenzfrequenz von 2,5 kHz und senkt die Frequenz 3,5 kHz be¬ 
reits um 40 dB ab. (Die Notwendigkeit eines guten Ausgangstiefpasses wird 
manchmal überschätzt. Fehlt er, so übernimmt spätestens das SSB-Filter 
seine Funktion.) Um die Wirkung der Oberwellen völlig zu unterdrücken 
und den Einfluß der IM-Produkte entscheidend zu beschränken, muß man 
mit dem »NF-Geradeauskonzept« eine Absage erteilen. 


ZF-Klippung 


Klippt man das SSB-Signal im Filtersender, so können alle Oberwellen und 
fast alle IM-Produkte ausgefiltert werden. Bild 4 zeigt diese Methode, die 


182 


manchmal auch HF-Klippung genannt wird. Zusätzlich werden ein ZF-Ver- 
stärker, der Begrenzer und ein 2., dem 1. ähnliches oder gleiches SSB-Filter 
benötigt. Der ZF-Verstärker ist erforderlich, damit der Pegel vor dem 
1. SSB-Filter so gering gehalten werden kann, daß nicht schon der Balance¬ 
modulator klippt. Die IM-Produkte, die noch im Bereich der Filterband¬ 
breite liegen, sind wegen des hohen Abstands zwischen Durchlaßbereich 
des Filters und NF-Bandbreite so gering, daß sie kaum noch stören. Die 
Verständlichkeit ist daher sehr hoch. 

Wird der Sender mit Eintonansteuerung (z. B. Pfeifen oder Sprechen 
eines gedehnten A ins Mikrofon) abgestimmt, ist zu berücksichtigen, daß 
die Ansteueramplitude bei anschließender Besprechung des Mikrofons um 
etwa 2 dB zunimmt. (Sprachansteuerung entspricht bezüglich des Pegels 
Zweitonansteuerung, und diese liefert in diesem Fall eine theoretisch um 
2,1 dB höhere Amplitude als Eintonansteuerung.) Das zusätzliche Filter 
macht ZF-Kompression zu einer relativ teuren Angelegenheit. Zudem ist 
beim Nachrüsten ein Eingriff, der auch ein gewisses Volumen benötigt, er¬ 
forderlich. Obwohl sie die besten Ergebnisse liefert, ist diese Methode da¬ 
her beim Amateur selten anzutreffen. 


Sprachaufbereitungssystem 

Um den bei Klippung entstehenden unerwünschten Tönen auszuweichen, 
kann man das zu behandelnde Signal in eine höhere Frequenzlage am 
Ende des NF-Bereichs umsetzen. Dieses Vorgehen ähnelt prinzipiell der 
Frequenzaufbereitung im Filtersender, erfordert also eine hohe Anzahl von 
Baugruppen. Es sind jedoch keine teuren Bauelemente erforderlich, und 
weil sich mit geeigneten IS mehrere Baustufen zusammenfassen lassen, 
kann man klein und preiswert bauen. Zudem entsteht eine externe, separate 
Einheit, die sich bei allen Sendern verwenden läßt. Ein solches Sprachauf¬ 
bereitungssystem sollte daher vom Amateur als wohl geeignetste Methode 
vorgesehen werden. 

Bild 5 zeigt den Grundaufbau. Der NF-Oszillator liefert z. B. 15 kHz. Für 
das 1. NF-Filter eignet sich bereits ein Tiefpaß mit etwa dieser Grenzfre¬ 
quenz. Dieses Filter oder der Begrenzer müssen so weit vorverstärken, daß 
nicht schon der Balancemodulator klippt. Das 2. NF-Filter kann z. B. ein 
LC-Filter mit einer oberen Durchlaßfrequenz bei 15 kHz sein. Zur Unter¬ 
drückung eines eventuellen Trägerrestes läßt sich dem Produktdetektor ein 
Tiefpaß nachschalten. Eine gute Bauanleitung einschließlich Leiterplatte 
bietet [4], Diese Sprachaufbereitungseinheit kann mit wenig Mühe aufge¬ 
baut und abgeglichen werden und hat sich auch bei Y51ZO bewährt. 


183 


Bild 5 Übersichtsschaltplan eines Sprachaufbereitungssystems 

Unkonventionelles 

Bei der Höhenanhebung ist ein Anstieg von 6 dB/Oktave günstig. Mit der 
Schaltung nach Bild 6 können hingegen schalldruckabhängig die Tiefen ab¬ 
gesenkt werden. Der 1. Operationsverstärker verstärkt lOOfach. Das Aus¬ 
gangssignal wird vom 2. Operationsverstärker gleichgerichtet. Er arbeitet als 
nichtinvertierender Einwegpräzisionsgleichrichter. Bei Zunahme der Aus¬ 
gangsgleichspannung nimmt die negative G-S-Spannung des FET betrags¬ 
mäßig ab, so daß auch sein Kanalwiderstand sinkt. Daher werden in Verbin¬ 
dung mit dem Eingangskondensator bei hoher Mikrofonspannung die Tie¬ 
fen vor Erreichen des Verstärkers abgesenkt. 

Man hört oft, der Teltow hätte eine gute Modulation. Diese Meinung ent¬ 
steht vor allem, weil die Koppelkondensatoren im Modulationsverstärker 
(zu) groß sind und daher die Natürlichkeit der Sprache erhalten bleibt. Daß 
dann die Modulation gerade nicht gut ist, wurde eingangs deutlich. Mit der 
Schaltung kann man bei normaler Besprechung den »Teltowschen Wohl- 


SSO 


184 


klang« erhalten, bei starker Besprechung aber eine trotzdem wenig be¬ 
grenzte Aussteuerung bei erhöhter Verständlichkeit erreichen. Die Sprache 
klingt dann »hart« und ähnlich wie beim Telefon. Eingangskondensator 
und Drainwiderstand müssen eventuell optimiert werden, da die FET- 
Kennwerte stark streuen. Eine Höhenanhebung läßt sich zusätzlich mit 
einem Kondensator von etwa 100 nF zwischen invertierendem Eingang des 
1. Operationsverstärkers und Masse erreichen. Da aktive Hochpässe zur 
Selbsterregung neigen, sollte man gleichzeitig mit einem Kondensator 
330 pF zwischen nichtinvertierendem Eingang und Ausgang einen aktiven 
Tiefpaß 5 kHz realisieren. 


Man kann auch den Einsatz eines Dynamikkompressors oder Klippers 
vom Sprachpegel abhängig machen. Bild 7 zeigt die Lösung für einen von 
der Signalamplitude gesteuerten elektronischen Umschalter. Er setzt sich 
aus einem Zweiwegpräzisionsgleichrichter und CMOS-Schaltern zusam¬ 
men. Die Schalter 0 und 1 bilden den Signalumschalter, der Schalter 2 be¬ 
tätigt eine LED zur Kontrolle seines Zustands, und der Schalter 3 bewirkt 
die Inversion der Steuerspannung, die zur Erreichung der Umschaltfunk¬ 
tion erforderlich ist. Mit dem Einstellwiderstand läßt sich die Umschalt¬ 
schwelle festlegen. Dabei gibt es eine Hysterese von etwa U cff = 20 mV 
(1 kHz). Ab einem bestimmten Mikrofonsignalpegel liegt - bezogen auf die 
Schaltung nach Bild 3 - nicht mehr der Vorverstärker, sondern der Klipper 
im Signalweg. (Wegen des zusätzlichen Rauschens des Analogschalters 
sollte man nicht das niedrige Mikrofonsignal bzw. das abgesenkte Klippsi¬ 
gnal schalten.) Die Ansprechverzögerung beträgt 50 ms, die Abfallverzöge' 
rung 250 ms. 


185 


Bild 8 

Funklionsmusteraufbau 
des Klippers mit Höhen¬ 
anhebung nach Bild 3 


Bild 9 

Funktionsmusteraufbau 
des sprachgesteuerten 
Umschalters nach Bild 7 


Wenn die Sprachaufbereitungseinheit separat aufgebaut wird, genügt 
meist eine Batteriestromversorgung. Das sichert auch geringste Brummstör¬ 
spannung. Damit man das Ausschaiten nicht vergißt, sollte eine Kontrolle 
mit LED vorgesehen werden. Bei den vorgestellten Schaltungen muß man 
weiterhin beachten, daß Falschpolung die IS zerstört. Eine 1-A-Diode par¬ 
allel zur Schaltung bannt diese Gefahr. 

Schließlich sei noch eine ungewöhnliche, aber sehr interessante Methode 
der NF-Sprachaufbereitung vorgestellt. Als Ausgangspunkt dieser analyti¬ 
schen Methode zur Reduzierung der Sprachdynamik besteht die Tatsache, 
daß die Sprache analog zu einem amplitudenmodulierten Signal das Pro¬ 
dukt aus 2 zeitabhängigen NF-Funktionen ist. Sie besteht aus Sprachfre- 
quenzanteil (Frequenz von etwa 30 FIz bis 3 kHz) und Dynamik (Hüll¬ 
kurve). Es ist korrekt, diesen Sachverhalt mit der Gleichung 

S (Sprache) = SF (Sprachfrequenzanteil) x DY (Dynamik) 


186 


Präzisions- Exponential- 

NF-Verstärker gleichrichter Logarithmierer Hochpaß Verstärker 


Bild 10 Prinzipschema der analytischen Methode zur Reduzierung der Sprachdynamik 


zu beschreiben. Die aufmodulierte Dynamik bestimmt den Sprachenergie- 
inhalt. 

Bild 10 zeigt das Grundprinzip dieser analytischen Sprachaufbereitung. 
Ein NF-Verstärker bringt zunächst das Mikrofonsignal auf einen praktikab¬ 
len Pegel. Dann richtet ein aktiver Präzisionsgleichrichter so gleich, daß die 
negative Halbwelle zur positiven hochgeklappt wird. Das ist für die ge¬ 
wünschte Betriebsweise des nachfolgenden Logarithmierers notwendig, an 
dessen Ausgang das Signal dann die Form 

SP = ln (SF X DY) 

annimmt. Gemäß der mathematischen Beziehung 
ln (a x b) = ln a + ln b 
ergibt sich auch 

ln SP = ln SF + ln DY. 

Diese Summe läßt sich durch ein Hochpaßfilter nach Frequenzanteilen 
trennen. Am Ausgang dieser Stufe erscheint nur noch das Signal ln SF. Der 
Exponentialverstärker wandelt es in die Form 

e InSF = SF 


um. 

Da aber nur positive Spannungen logarithmiert werden konnten, besteht 
dieses Signal ebenfalls nur aus positiven Halbwellen, die wegen der fehlen¬ 
den Dynamik gleiche Amplituden aufweisen. Zur Rückgewinnung des ur¬ 
sprünglichen Signals SF als reine Wechselspannung ist die Multiplikation 


187 


mit einem bipolaren Rechtecksignal möglich. Das wird durch den Begren¬ 
zer bereitgestellt. Am Ausgang des Multiplizierers bewirkt ein Tiefpaß die 
Unterdrückung unerwünschter Frequenzen, die durch nicht ideale Arbeits¬ 
weise entstehen können. 

Das IM-Problem ist bei dieser Methode nicht relevant. Und auch noch in 
einer anderen Frage ergibt sich ein beachtlicher Vorteil: Durch Einspeisen 
des Signals aus dem 20-kHz-Generator bleibt in den Sprachpausen die An¬ 
ordnung zugeregelt, so daß Schwierigkeiten mit Hintergrundgeräuschen 
und Brummsignalen ausbleiben. 

Der Übersichtsschaltplan läßt bereits einen relativ hohen Aufwand erken¬ 
nen. Eine praktische Schaltung aus dem ARRL-Amateurfunk-Handbuch 
verwendet 13 Operationsverstärker und einen Multiplizierer-IS. Bei Ver¬ 
wendung von 4fach-Operationsverstärkem kommt man mit wenigen IS aus. 
Da sich alles auf der NF-Ebene abspielt, sind keine Aufbau- und Abgleich¬ 
schwierigkeiten zu befürchten. 


Literatur 

[1] E. Koch, Mikrofon-Vorverstärker und Dynamikkompressor für den Selbstbau. 
Funktechnik 1970, Heft 4, Seite 128 ff. 

[2] H.-J. Pietsch, Kurzwellen-Amateurfunktechnik. München 1984, 2.Aufl. 

[3] D. Lechner/P. Finck, Kurzwellensender. Berlin 1979 

[4] S.-H. Steinweg, Sprachaufbereitungseinheit für SSB-Sender. FUNKAMATEUR 
1979, Heft 6, Seite 295 ff. 


Schmalbandiges Spulen¬ 
filter für 200 kHz 


Dipl.-Ing. Fritz Traxler - Y21RD 


Es bestand die Aufgabe, den sowjetischen Kurzwellenempfänger R 250 M 
in der 2. ZF auf 200 kHz magnetomechanische Filter umzustellen. 

Zur Verbesserung der Weitabselektion (> 60 dB) war ein entsprechendes 
Bandfilter zu berechnen, zu fertigen und abzugleichen. Zur Berechnung 
und zum Abgleich dieses Filters wurde ein Verfahren benutzt, das in [1] mit 
praktischen Beispielen vorgestellt wird. Die im vorliegenden Fall erhaltenen 
Meßergebnisse, die von denen der Aufgabenstellung fast nicht abweichen, 
sind es wert, publiziert zu werden. 

Die Filterparameter sind mehrfach miteinander verbunden und bedingen 
sich gegenseitig. Es erfordert physikalisches Verständnis und auch Ge¬ 
schick, unter Beachtung dieser Gegebenheiten die betrieblichen Anforde¬ 
rungen wie Dämpfung und Bandbreite auf ein reales Maß zu reduzieren 
und die Auswahl zu treffen. Mit zunehmenden Anforderungen steigt 

- der Filteraufwand selbst und der für seinen Abgleich; 

- die Forderung, das abgeglichene Filter auch stabil zu halten; 

- die Grundeinschaltdämpfung zwischen dem 1. und n. Kreis. Werte bis zu 
10 dB und z.T. darüber sind in diesem Fall nicht unüblich [3]. 

Für die nachfolgenden Ausführungen bzw. bei anderen Anwendungsbe¬ 
rechnungen ist die Benutzung der Originalliteratur [1] Voraussetzung: 

- Formeln, Kurzzeichen und weitere Kenngrößen wurden original über¬ 
nommen und wenig interpretiert. 

- Es kann hier nicht die Aufgabe sein, die umfangreiche Zusammenstel¬ 
lung von [1], die 16 A4-Druckseiten und 45 Entwurfsdiagramme umfaßt, 
komplett nachzudrucken. 


189 


Berechnung n-facher Bandfilter nach [1] 

Es wird ein Verfahren auf der Grundlage einfachster elementarer Kennt¬ 
nisse der Schwingkreis- und Filtertechnik beschrieben. Für die Berechnung 
werden vorwiegend Entwurfsdiagramme und einfache Gleichungen verwen¬ 
det. Das Verfahren beruht im wesentlichen darauf, u. U. durch zusätzliche 
Bedämpfung aller, zumindest aber des letzten Schwingkreises und durch 
unterschiedliche Größe der Koppelkondensatoren die gewünschte Kurven¬ 
form zu erhalten. Grundvoraussetzungen sind 

- gleiche Güte Qo der Einzelkreise, 

- gleiche Schwingkreiskapazitäten und -induktivitäten. 

Es wird im Durchlaßbereich des schmalen Bandfilters eine extrem geringe 
Dämpfungsschwankung (max. Einebnung) erzielt. Alle Schwingkreise sind 
auf die Mittenfrequenz f 0 abgestimmt. 

Die Vorteile des Verfahrens liegen in der Konzentration der gesamten 
Selektion in einer Stufe. Bei exakter Dimensionierung und richtigem Ab¬ 
gleich wird die gewünschte Kurvenform, die Bandbreite, Selektion und 
Flankensteilheit mit großer Genauigkeit erreicht. Die erhaltenen Werte 
sind wesentlich besser als der gleiche Filteraufwand in Form der Hinterein¬ 
anderschaltung mehrerer 2kreisiger Bandfilterverstärker. Damit entfallen 
die Wechselwirkungen beim Abgleich eines mehrstufigen, je 2kreisigen 
Transistorverstärkers und die Neutralisation sowie die Schwingneigungen. 
Oft lassen sich Schwingneigungen nur durch Bedämpfungen bzw. Kreisver¬ 
stimmungen beherrschen. Die komplizierten Filterberechnungen entfallen 
durch die Benutzung von Entwurfsdiagrammen (im Gegensatz zu [2] oder 
[3]), aus denen die geforderten Werte der Bandbreite bei -3, -40 und 
-60 dB Abfall und Selektion bei einer beliebigen Zwischenfrequenz und 
die notwendigen Filtergrößen sofort abgelesen werden können. 

Durch die Konzentration der Selektivität auf eine Stufe ergeben sich wei¬ 
tere Vorteile. Eine Verformung der Gesamtdurchlaßkurve infolge Über¬ 
steuerung macht sich im Gegensatz zu einem mehrstufigen Verstärker, aus 
je 2kreisigen Verstärkerstufen bestehend, in weit geringerem Maße bemerk¬ 
bar. Die Gesamtverstärkung kann in anschließenden breitbandigen oder 
aperiodischen Verstärkern einfach gestaltet werden. Das Regelverhalten ist 
besser. Die Einflüsse der Transistorparameter und deren Änderungen auf 
die Gesamtdurchlaßkurve treten in weit geringerem Maße auf als bei einem 
mehrstufigen Verstärker gleicher Kreiszahl. Der Abgleich ist einfacher und 
durch Wegfall eventueller Verstärkungsänderungen bei mehreren 2kreisi- 
gen Verstärkerstufen beherrschbarer. 

Die Grenzen der Leistungsfähigkeit dieses Verfahrens liegen in der Be¬ 
messung von 2- bis öfachen Bandfiltern, für die alle Entwurfsdiagramme 
angegeben sind. 


190 


Für den Durchlaßbereich mit 3 dB Abfall sind Werte von 1 bis 4 für den 
Quotienten 

„ Gesamtbandbreite des Filters B 

F, —- 

Bandbreite des Einzelkreises B 0 

maximal erreichbar (und aus Diagrammen ablesbar). Die Bandbreiten bei 
-40 und -60 dB werden aus ähnlichen Diagrammen ermittelt. Die maxi¬ 
malen Werte für den Quotienten als Formfaktor 

_ Bandbreite bei - 40 dB 
40 Bandbreite bei - 3 dB 

betragen 2,5. Für den Formfaktor F 60 (mit Bandbreite -60 dB) werden 3,16 
angegeben (mit dem Grad n = 6 als größter Aufwand). 

Der Einsatzbereich dieses Verfahrens liegt in den Bandbreitengrenzen 
von 2 bis 10%, bezogen auf die Mittenfrequenz f ü der Kreise. Es füllt damit 
die Lücke zwischen Quarzfiltern und den Verfahren nach [2] und [3], Mit 
diesen Leistungsparametem konnte ein Filter realisiert werden, das für die 
Umsetzung eines 200-kHz-Signals auf 9 MHz die erforderliche Dämpfung 
von etwa 55 dB für 8,6 MHz erreichte (Q 0 der Einzelkreise - 120). 


Realisierung 

Es wird nach den obengenannten Grundsätzen ein 4faches Filter (Bild 1) 
ausgewählt, berechnet und abgeglichen. Die benötigten Filterbecher wur¬ 
den dem obengenannten Gerät entnommen. Es sind jeweils die mittleren 
2 Becher der vorhandenen 2 Stück 4fachfilter zu verwenden. Die in den Be¬ 
chern vorhandenen inneren Kreiskapazitäten wurden von 1200 pF durch 
zusätzliche externe Beschaltung schrittweise auf C= 1615 pF erhöht, um 
die Filter von der ehemaligen ZF von 215 kHz auf den neuen Wert 
fo = 200 kHz umzustimmen. Dieser Wert schwankt und hängt von den Wik- 
keltoleranzen der Induktivitäten in zugelöteten Bechern ab. Gleichfalls 
können Unterschiede der Kapazitätstoleranzen im Spiel sein. 

Die Güte der Einzelkreise Qb wurde zu 243 bestimmt. Sie mußte auf 66 


C ^1615pF R - 44,74 kß (~43 kß) 

CI ~ US,3pF C2.~ 33,.Z pF C3 ~ 85, 7pF 


Bild 1 

Stromlaufplan eines 4kreisigen 
HF-Filters für eine Resonanzfre¬ 
quenz f, = 200 kHz 


191 


reduziert werden. Daher kam ein Parallelwiderstand von 44,74 kO zu jedem 
Einzelkreis. 43 kü wurden meßtechnisch als richtig befunden, um eine 
Bandbreite des Einzelkreises ß 0 = 3 kHz zu erhalten. Die 3-dB-Bandbreite 
B wurde zu 7,5 kHz festgelegt. Damit erhält man 


Den Diagrammen in [1] für n = 4 werden F 60 = l,22 und E 40 = 3,16 entnom¬ 
men. Damit werden die theoretischen Bandbreiten bei 
-40 dB = 23,7 kHz, 

-60 dB = 54,2 kHz 

erzielt. Der Dämpfungsbeiwert A = 7,2 wird bestimmt als Kenngröße für die 
zusätzliche Bedämpfung des letzten Kreises. Den weiteren Diagrammen 
entnimmt man den Grad der Kopplung zwischen den Kreisen 

2 m = 10 

und den Koppelfaktor zwischen den einzelnen Kreisen, woraus die Koppel¬ 
kondensatoren berechnet werden (Bild 15 bis Bild 17 in [1]). 

Kyj = 1,85; entsprechend CI = 45,3 pF 
K. 2/3 = 1,6; entsprechend C2 = 39,2 pF 
K 3/4 = 3,5; entsprechend C3 = 85,7 pF 

Für den Abgleich Spannungsübersetzungsverhältnis aus den Diagrammen 
unter Beachtung des Kopplungsgrades und der Koppelfaktoren ablesen: 

U 2 U, U. 

- 77 - = 0,225; - 77 - = 0,51; - 77 -= 0,36. 

u i u i u i 

Mit einer willkürlich eingestellten HF-Spannung von 1500 mV bei Reso¬ 
nanz des 1. Kreises (2. Kreis verstimmt) ergeben sich am RVM: 

- 337,5 mV am 1. Kreis bei Resonanz des 2. Kreises. Es tritt beim Abgleich 
ein Minimum ein. CI ist so zu ändern, bis dieser Wert angezeigt wird 
(3. Kreis verstimmt). 

- 765 mV am 1. Kreis bei Resonanz des 3. Kreises. Es tritt bei Abgleich ein 
Maximum ein. C2 muß man so ändern, bis dieser Wert angezeigt wird 
(4. Kreis verstimmt). 

- 540 mV am 1. Kreis bei Resonanz des 4. Kreises. Es tritt beim Abgleich 
ein Minimum ein. C3 ist so zu ändern, bis dieser Wert eintritt, und Be¬ 
dämpfung des letzten Kreises durchzuführen. 

Der Meßsender verbleibt während des gesamten Abgleichs auf f Q und am 
1. Kreis fest angeschlossen. Der gesamte Abgleich wird mit dem RVM eben¬ 
falls nur am 1. Kreis beobachtet. Maxima und Minima wechseln sich beim 
Abgleich (ungeradzahliges und geradzahliges n ) ab. 


192 


Das obengenannte Abgleichverfahren wurde nur mit einem Quarzgenera¬ 
tor und einem RVM durchgeführt. Bei einer komplexen Messung des ge¬ 
samten Filters konnten die theoretisch berechneten Werte nachgewiesen 
werden. Die 3-dB-Bandbreite wurde mit 7,7 kHz ( + A/=4,2kHz, 
-A/=3,5kHz, bezogen auf f 0 = 200 kHz) bestimmt. Die ß 40 -Bandbreite 
wurde auch fast richtig zu 24,4 kHz bestimmt. Die weitere Verstimmung 
bei -50 dB war extrapoliert richtig nachweisbar, etwa 40 kHz. Der Flan¬ 
kensteilheitsfaktor wurde eingehalten. Parasitäre Resonanzen -50 dB wa¬ 
ren im Frequenzbereich 10 kHz bis 2 MHz nicht festzustellen. Die Grund¬ 
einschaltdämpfung wurde mit 10,3 dB gemessen. 


Zur Ermittlung der Güte Q 0 

Die Ermittlung einer genauen Schwingkreisgüte Qb ist mehrmals Grundvor¬ 
aussetzung zur Bestimmung der Eckdaten aus den Entwurfsdiagrammen. 
Methoden dafür sind: 

1) Mit einer Gütgfaktormeßbrücke können lediglich die Spulengüten Ql be¬ 
stimmt werden. Tatsächlich gilt 

Qo < Ql < Qc- 

Mit ausreichender Genauigkeit kann man bei tiefen Frequenzen und ver¬ 
lustlosen Paralle/Kondensatoren setzen: 


Qo “ Ql- 

2) Die 3-dB-Bandbreitenbestimmung mit Meßsender, Frequenzzähler und 
RVM (als Sonderfall von 4.). Der Zähler schließt Einstell- und Ablesefeh¬ 
ler am Meßsender aus. 

3) Die Methode der zusätzlichen Kreisbedämpfung. Zu einem erregten 
Schwingkreis mit bekanntem L/C -Verhältnis werden schrittweise mit 
5-kG-Abstand Widerstände parallelgeschaltet und die angezeigte Span¬ 
nung beobachtet. Sinkt diese auf 50% des ursprünglichen Wertes ab, so 
wird der halbe Resonanzwiderstand erreicht. Damit entspricht R x = R, cX 
Qo, kann bestimmt werden aus der Beziehung 

^res — Qo" 

Auf eine extrem lose Kopplung ist zu achten (Bild 2). Das Verfahren ist 
erstaunlich empfindlich und genau. Seine Anwendungsgrenzen liegen 
u. a. dort, wo bei steigender Frequenz der Imaginäranteil von R x nicht 
mehr vernachlässigt werden kann. 

4) Bestimmen der Güte durch Rechnen mit der Verstimmung. Steht zwi- 


193 


1...Z 


Bild 2 

Ankopplung des 4kreisigen HF-Filters bei der Me¬ 
thode 3 zur Gütebestimmung 


sehen Meßsender und Röhrenvoltmeter ein genügend großer Spannungs¬ 
bereich zur Verfügung, so kann man zusätzliche Bandbreitenmessungen 
bei -6, -12 und -20 dB Abfall gegenüber der Dämpfung bei der Mit¬ 
tenfrequenz / 0 durchführen. Das Verfahren bringt mit steigender Band¬ 
breite den Vorteil, daß sich Ablese- und Anzeigefehler am Meßsender 
weniger verfälschend auf den Rechengang auswirken, wie man sich leicht 
durch die Anwendung der Fehlerrechnung überzeugen kann. Es gilt die 
Gleichung 

U 0 (Resonanz) 

U N (Abfall) 

und extrem lose Kopplung für die Schaltung nach Bild 3. Darfn ist y die 
normierte Verstimmung 

_ fo _ fn 
y /„ fo' 

Mit den obigen beiden Gleichungen erhält man die Tabelle. Durch Mes¬ 
sen der Werte für/„ erhält man y und daraus läßt sich Q> berechnen. 

1...2 

Bild 3 

Ankopplung des 4kreisigen HF-Filters bei der Methode 
4 zur Gütebestimmung 


Zusammenfassung 

Es wurde auf Grundlage von Entwurfsdiagrammen ein 4fachfilter 200 kHz 
entworfen. Praktische Hinweise für den Abgleich und die gemessenen Er¬ 
gebnisse werden beschrieben und notwendige Hinweise zur genauen Be¬ 
stimmung der Güte Qu der Einzelkreise gegeben. Die gute Übereinstim¬ 
mung zwischen berechneten und gemessenen Werten wird betont, trotz ein¬ 
facher Meßgeräte-Voraussetzungen für den Abgleich. Die Grenzen des 
Verfahrens bis zum Grad n = 6 Kreise werden vorgestellt. 


194 


Tabelle Ermittlung der Güte <J 0 nach Verfahren 4. 


Abfall 

&N 

ii 

(^-) 2 - 1 = Ö » V)2 = X2 

Qo = 

X 

Y 

Bemerkung 

3 dB 


1 

Qo = 

1 

Y 

Sonderfall 3 

6 dB 

2 

3 

ßo = 

1,7321 

Y 


12 dB 

4 

15 

Qo = 

3,873 

Y 


20 dB 

10 

99 

Qo = 

9,9493 

Y 


Literatur 

[1] Dimensionierung von mehrkreisigen Bandfiltern in ZF-Stufen nach Entwurfsdia¬ 
grammen, Labor- und Brechnungsunterlagen. radio-femsehen-elektronik, Heft 24/ 
1965 bis Heft 3/1966. 

[2] F. Traxler, Berechnung von Cauer-Tief- und Bandpässen. FUNKAMATEUR, Heft 
6/1977 bis Heft 8/1977 und Heft 4/1979. 

[3] Katalog normierter Cauer-Parameter-Tiefpässe mit Berücksichtigung der Verluste. 
VEB Fernmeldewerk Leipzig 1964. 


195 


Blick in den Antennenwald 


Dr. Walter Rohländer - Y220H 


Wie das Echo zeigt, ist der »Blick in den Antennenwald« im Elektronischen 
Jahrbuch ein viel beachteter und auch genau gelesener Erfahrungsaus¬ 
tausch für Funkamateure. Ein Grund mag dafür sein, daß selbst die beste 
Technik nicht erfolgreich eingesetzt werden kann, wenn nicht das Sendesi¬ 
gnal optimal abgestrahlt wird. Auf der anderen Seite ist die verfügbare kom¬ 
merzielle Technik so weit ausgereift, daß die Experimentierfreudigkeit des 
Funkamateurs auf die Peripherie gelenkt wird, zumal hierfür der erforderli¬ 
che Zeitaufwand sich in Grenzen hält und das Erfolgserlebnis nicht allzu 
lange auf sich warten läßt. 

Aus diesen Gründen läßt es sich Y220H nicht nehmen, aus seinem Lite¬ 
raturfonds mit der erforderlichen Sachkenntnis zu berichten und zu kom¬ 
mentieren. Gegen Freiumschlag werden Zuschriften möglichst kurzfristig 
beantwortet. Fotokopien von Originalbeiträgen können nicht bereitgestellt 
werden; Korrespondenzadresse: Dr. Walter Rohländer, Rosenstraße 7/ 
PF410, Leuna, 4220. 


Dipol im Shack 

Der kreative Funkamateur Findet immer einen Weg, die HF aus seinem 
Shack herauszubekommen, um seinem geliebten Hobby nachgehen zu kön¬ 
nen. Glücklich ist er, wenn die Standardantenne gespannt werden kann. 
Wie hilft man sich jedoch in einem Appartementhaus? Man probiert alles, 
Drähte mit Gegengewicht, Loops, Mobilvertikals, Balkongitter (falls vorhan¬ 
den), metallische Regenfallrohre, ja Außenblitzableiter u. a. m. Wie wäre es 
mit einem Innendipol in Segmenten mit Bananensteckerverbindern, wie 
das nach [1] erfolgreich versucht wurde? 

Wie baut man sich einen symmetrischen Innendipol für 10, 15, 20, ja 


196 


40 m? Man hängt als Antennenträger um den Umfang des Shacks ein Bam¬ 
busrohr- oder Holzstabgestänge in 10 cm Abstand von Decke und Wand an 
einem Dederon -Faden auf. Schmuckfransen können geschmackvoll dekorie¬ 
ren! Zuerst stimmt man seinen Sender auf den 4-KW-Bändern an einer 
Kunstantenne ab und notiert sich die Einstellungen des Ausgangsnetzwerks 
(z. B. Collins) für das Stehwellenverhältnis 1:1. Dann führt man vom Sender 
zum Antennenträger 1 Stück Koaxialkabel mit Koaxialkabeldrossel und 
schließt an ihrem Ende, an Kabelseele und -mantel, die 2 Antennenschen¬ 
kel für das 10-m-Band an. Ihre Länge ergibt sich aus der einfachen Dipol¬ 
formel zu Einzelschenkellänge in m = 71,3// in MHz; für 28,5 MHz also 
2,5 m. Beide Dipolschenkel werden am Antennenträger befestigt und so 
weit gekürzt, bis bei den fixierten Einstellungen das Reflektometer wieder 
das Stehwellenverhältnis 1:1 anzeigt. Auf 10 m kann man jetzt bereits sen¬ 
den. 

Verlängert man beide Schenkel um weitere 90 cm und gleicht ab, so wird 
man auf 15 m QRV. Mit weiterem 1,6 m Schenkel und entsprechendem Ab¬ 
gleich gewinnt man noch das 20-m-Band dazu. Jetzt sind 10 m Umfang des 
Shacks belegt. Man muß zwar je Band die Antenne umstecken, kommt je¬ 
doch ohne ein Antennenanpaßgerät aus. Kann man noch 2mal 5 m stecken, 
so gewinnt man noch einen Innendipol für 40 m. Gegebenenfalls können 
die Schenkelenden noch senkrecht nach unten abgewinkelt werden. 

Die Antenne wurde ortsgebunden ausgelegt und kann nur als solche ein¬ 
gesetzt werden. Eine Außenantenne kann dieser Innendipol niemals voll¬ 
wertig ersetzen. Das Shack sollte kein Betonbunker oder Keller sein. In al¬ 
len anderen Fällen ist mit diesem Innendipol die Teilnahme am Amateur¬ 
funkverkehr gesichert, man muß sich nur im Ergebnis etwas bescheiden. 

Achtung! Bei der Schenkelabstimmung und der Bandumschaltung sollte 
die Antenne nicht mit größerer HF-Leistung betrieben werden! 


Einfacher Dreielementbeam für das 12-m-Band 

Das neue 12-m-Band ist derzeit fast ganztägig offen (Maximum des 
22. Sonnenfleckenzyklus). Ein Dreielementbeam ist von Vorteil. Eine S- 
Stufe gewinnt man damit immer, und im Pile-up ist das sehr von Vorteil. 
Bild la zeigt die Abmessungen der in [2] beschriebenen 12-m-Eag/-An- 
tenne. Konstruktionsdetails sind bereits zu entnehmen. Die Auslegung ge¬ 
schieht nach der bekannten Formel 

Elementlänge in m = A/f'm MHz mit A — 144,8; 138,7; 152,4 für das aktive 
Element, den Direktor und den Reflektor. 

Der Elementeabstand (Mitte - Mitte) beträgt 0,14 2. Das entspricht bei 
einer Auslegungsfrequenz von 24,95 MHz dann 1,66 m. Der Boom besteht 


197 


Bild ] Dreielementbeam für 12-m-Band; a - Gesamtdarstellung: Boom 2, Elementmitten 1, 
Elementenden 3/4 Zoll Durchmesser „ Elementemittenrohre 90 cm lang, 
Überlappungslängen aller Elementenden 20 cm, b - Hilfsmittel für eine exakte 
Montage, c - Gammaanpassung 


198 


aus einem Metallrohr. Das Zentralrohr der Elemente ist 90 cm lang, an den 
Enden geschlitzt und hat dort eine Schelle, um die eingeschobenen Ele¬ 
mentenden teleskopartik aufzunehmen und zu fixieren. 2 Bedingungen 
sind zu erfüllen: Die Elemente müssen alle in einer Ebene liegen und exakt 
senkrecht zum Boom verlaufen. Die Elemente und der Boom sind mit Win¬ 
kelmaterial befestigt, wobei Element oder Boom (wie in Bild lb gezeigt), 
auf einer Richtplatte aufliegend, mit dem gleichfalls aufliegenden Winkel¬ 
material verbohrt und befestigt werden. Bild lc zeigt genauere Daten für 
die gewählte Gammaanpassung. Diese Anpassungsmethode ist jedoch nicht 
zwingend. 

Die Antenne wird höher als A/2 über Grund nach folgendem Algorithmus 
abgeglichen: 

- Zusammenbau gemäß Zeichnung oder Berechnung; 

- setze Gammakurzschlußbrücke etwa 1 m vom Boom; 

- Längenjustage des aktiven Elements auf Minimum im Stehwellenverhält¬ 
nis; 

- Abstandsjustage des Gammakurzschlusses auf ein akzeptables Stehwel¬ 
lenverhältnis im 12-m-Band. 

Hier endet der Algorithmus des Autors. Weiterführende Verbesserungen 
werden mit einem entfernten Funkamateur gemeinsam oder einem aperio¬ 
dischen Feldstärkemesser in einigen A Entfernung wie folgt vorgenommen: 

- Reflektorlängenjustage auf bestes Vor-/Rückwärts-Verhältnis; 

- Direktorlängenjustage auf beste Vorwärtsstrahlung. 

Im Ergebnis des Abgleichs erreicht man zumeist ein Vor-/Rückwärts-Ver- 
hältnis von 5 S-Stufen und einen Gewinn von etwa 8 dB über einen isotro¬ 
pen Strahler. 


W3DZZ - Antenne für 80 und 160 m 

Ein üblicher Dipol für 160 m hat eine Länge von etwa 79 m. Die in [3] be- 
schriebenene W3DZZ ist 15 m kürzer, also 64 m lang. In Bild 2 a werden die 
Abmessungen dargestellt. HB9AQFve rwendet als Sperrkreise für 80 m soge¬ 
nannte Koaxialtraps. Diese sind breitbandig, preiswert in der Herstellung, 
gegenüber Temperaturschwankungen weitgehend unempfindlich, leicht zu 
bauen und leistungsmäßig hoch belastbar. In Bild 2 b ist der Aufbau der 
Traps skizziert. Es wird 6-cm-Plastrohr (Polyäthylen) und als Kabel RG 58 U 
(= 50-5-1 ) verwendet. Die Windungen werden ohne Zwischenraum gewik- 
kelt. Etwa 14 Wdg. sind erforderlich. Die Messungen (Meßsender, Fre¬ 
quenzmesser, Oszillograf bzw. HF-Voltmeter sind erforderlich) wurden an 
einer Spule mit 16 Wdg. begonnen und jeweils eine Viertelwindung abge¬ 
nommen. 


199 


End- 80- m- Mittelisolator 80-m- End¬ 
isolator Trap Trap isolator 

a) 


Bild 2 W3DZZ für 80/160 m; a - Gesamtdarstellung, b - Koaxialsperrkreis (s. auch 
Text) 

Die abgeglichenen Sperrkreise wurden gegen Witterungseinflüsse durch 
einen Schrumpfschlauch geschützt. Sie werden an den Enden des 80-m-Di- 
pols zugfest montiert und noch jeweils 13 m Antennendraht angehängt. Der 
160-m-Abgleich geschieht durch beidseitiges Kürzen der Enden. Die Auf¬ 
hängung nimmt man so hoch wie möglich als Dipol oder Inverted-V vor. 
Die Enden können auch leicht abgewinkelt werden. Im 160-m-Band wur¬ 
den dabei keine Änderungen im Stehwellenverhältnis festgestellt. 


Kompromißantenne für 10 bis 40 m 

Aperiodische Antennen oder auch abgeschlossene Antennen wurden be¬ 
reits vielfach (z. B. in [4]) beschrieben. Neben kompakter Bauweise zeich¬ 
nen sie sich durch ein kleines Stehwellenverhältnis über große Frequenzbe¬ 
reiche aus. Die in [5] angegebene Kompromißantenne ist nur 10,5 m lang 
(Bild 3) und wird 3,4 m von einem Ende durch den Koaxialkabelinnenleiter 
gespeist. Am Speisepunkt überbrückt ein Lastwiderstand von 100 ß (belast¬ 
bar mit / der maximalen Sendeleistung, 2mal 50 ß Kohleschichtwider¬ 
stand, induktionsfrei, in Serie) Innen- und Außenleiter des Speisekabels. 

Für 15 und 30 m ergibt sich ein Viertelwellenstrahler ohne Radiais, für 
40 m ein verkürzter Viertelwellenstrahler. Auf 10 und 20 m arbeitet die An¬ 
tenne als fehlangepaßte Windom. Auch auf 12 und 17 m ist die Antenne 
nutzbar, ohne daß das Stehwellenverhältnis 2:1 übersteigt. Bei der Realisie¬ 
rung sind scharfe Konturen, z. B. freie Litzenenden, zu vermeiden. Bei 
Empfang verschlechtern Koronaeffekte das Signal-/Rausch-Verhältnis. Also 
Drahtenden zurückbiegen, verdrillen und sauber verlöten! Diese Antenne 


200 


3 , 4/77 

7,1m 


: 

Koaxkabel 


Bild 3 Kompromißantenne für 10- bis 40-m-Band 


ist wirklich nur ein Kompromiß. Man lese z. B. in [4], Seite 184 bis 185, den 
Text über die T2FD- Antenne. 


40-m-Breitbandantenne bei K6EHZ 

Eine alte Weisheit besagt: »Je dicker das Antennenelement, desto breitban¬ 
diger die Antenne.« Der in [6] beschriebene Inverted-V-Dipol für 40 m hat 
als Schenkel eine 2-Draht-Leitung, 2 in 27 cm Abstand geführte Antennen¬ 
drähte, insgesamt 9,9 m lang für einen Dipolschenkel. Bei einer Mittenhöhe 
von etwa 14 m und einem Apexwinkel von 107° beträgt das Stehwellenver¬ 
hältnis 1:1 über das gesamte 40-m-Band. Die Antenne weist als Inverted-V 
einen hohen Steilstrahlungsanteil auf und übertrifft eine 2/4-Groundplane 
bis zu etwa 500 km um 3 bis 4 S-Stufen. Sie wird in der Mitte mit 
50-D-KoaxiaIkabel gespeist. 


Weiteres zur Snake-Antenne 

Zur Snake-Antenne, einer auf der Erde liegenden rauscharmen Empfangs¬ 
antenne, über die im Elektronischen Jahrbuch 1990 [7] berichtet wurde, lie¬ 
gen neue Informationen in [8] vor. Die neuen Varianten sind in Bild 4 a und 
Bild 4 b vorgestellt. Bei der Koaxialkabel-Snake wird das Ende lediglich 
kurzgeschlossen und die Schirmung empfängerseitig nicht geerdet. Die 
Flachkabel-Snake schließt ebenfalls das Ende kurz und verbindet lbeinig 
auf der Empfängerseite mit einem Rundfunkdrehkondensator zur Optimie¬ 
rung des Signal-/Rausch-Verhältnisses mit Erde. Mit der Snake-Antenne 
lohnt sich also das Experimentieren. 

Die Verwendung der Snake als Sendeantenne ist etwas abwegig. Den¬ 
noch berichtet W1HXU über eine 30-m-Verbindung zwischen W1 und VE3 
mit einer 30 m langen Snake, noch dazu einer eingegrabenen. Diese An- 


201 


a) Abschirmung nicht geerdet 


Bild 4 Bauformen der Snake-Antenne; a - Koaxialkabel-Snake-Antenne, 
b - Flachkabel-Snake-Antenne 

tenne ist ein Wellenleitertyp, und die Sendequalität hängt wesentlich vom 
Abstand zur virtuellen Erde ab. Dieser kann jedoch bei extremer Trocken- 
heit und niedrigem Grundwasserspiegel viele Meter betragen. In diesem 
Fall könnte man sogar seinen Dipol auf der Erde auslegen, aber wehe, reg¬ 
net es dann einmal! 


Höhlenantenne für 160 m 

Häufig wurde im »OM« (HB) über Funkverbindungen aus großen Natur¬ 
höhlen berichtet. Die Versuche liefen auch auf 160 m. Hierbei erwiesen 
sich 2mal 40 m lange Dipole und Rahmenantennen (magnetische Anten¬ 
nen) als unhandlich und dämpfungsanfällig. Brauchbar war ein 2mal 17 m 
langer Dipol mit symmetrischem Stub und einem ebenfalls symmetrischen 


Bild 5 Höhlenantenne für 160 m, verkürzter 160-m-Dipol 
Anpaßkreis: 80-mm-Keramikkörper, 2,5 mm CuAg, 

60 pH, etwa 32 Wdg., 

Güte: Leerlauf 350, unter Last 60, 

70-pF-Drehkondensator, 2 mm Plattenabstand 
Link: 1 Wdg., Kabellänge 4 m, 

Anzapfung: 1 bis 2 Wdg. von Enden der Abpaßkreiswicklung 

202 


Anpaßkreis hoher Güte. Diese Antenne wurde in [9] von HB9CM beschrie¬ 
ben. Bild 5 enthält die Details. Als Antennenmaterial benutzt man 2,5-mm- 
Cu, thermoplastisch isoliert. Der Stub ist eine 300-fl-Flachleitung. Die 
Bildunterschrift bietet die Daten des symmetrischen Anpaßkreises. 

Für den 160-m-Amateur lohnt sich also das Experiment mit verkürzten 
Antennen, besonders wenn es die örtlichen Verhältnisse erfordern. Immer¬ 
hin wurden 600 m starke Kalksteinschichten mit 100 W HF bei einer Strek- 
kendämpfung von 170 dB sicher überbrückt. 


Kurzer 7-MHz-Dipol 

Ein induktiv belasteter Dipol kann beträchtlich kürzer sein als der Stan¬ 
dard-Halbwellendipol. Eine Variante, die nur etwa 10 m lang ist, wird in 
[10] beschrieben und in Bild 6 dargestellt. Verwendung findet ausschließ¬ 
lich 1,6 mm starker, thermoplastisch isolierter Massivkupferdraht sowohl 
für die Strahlerschenkel wie auch für die Belastungsinduktivität (30 Wdg., 
engliegend auf V/ 2 Zoll Isolierrohr, 38 mm Durchmesser). Insgesamt wird 
eine Einzelschenkel-Drahtlänge von etwa 9 m benötigt, d. h., Innenschen¬ 
kel, Spule, Außenschenkel bilden eine Einheit ohne Lötstelle. Also Innen¬ 
schenkel messen, Spule wickeln, Außenschenkel messen und abschneiden. 
Die Antenne kann direkt mit 50-fi-Koaxialkabel gespeist werden. Sind 
10 m noch zu lang, dann lasse man die Endschenkel abwärts hängen. 

Speisepunkt 

o_fWYVi-o c -rvyw-_o 


. L 7 


LZ 


«190 ' | 

305 


305 


*190 i 


Abmessungen in cm 


Bild 6 Kurzer 7-MHz-Dipol 


Einfache Antennenanpaßeinheit 

Den Einsatz von Rollinduktivitäten und angezapften Spulen in Antennen- 
anpaßgeräten kann man durchaus vermeiden, wenn man den in Bild 7 nach 
[11] gezeigten Tuner verwendet. Obwohl die Schaltung kaum neu sein 
dürfte, ist ihre Verwendung doch etwas ungewöhnlich. Bei Betriebsfrequenz 
ist die Einheit stets resonant und fordert die Unterdrückung der zur Sende¬ 
frequenz harmonischen Frequenz. Herzstück der Schaltung sind L1/L2 zu¬ 
sammen mit CI, d. h. ein abgestimmter Schwingkreis mit Koppelwicklung, 
resonant auf 80 m. C2 paßt Sender und Antenne an. Größere C2-Werte ver¬ 
langen kleinere Cl-Werte, denn C2 liegt in der Wirkung parallel zu CI. CI 


203 


Bild 7 Antennenanpaßgerät: 

VD1-1N914 

Li - 6 Wdg. 0,6-mm-CuL, über kaltes Ende von L2 

L2 - 28 pH, PVC-Rohr 22 mm Durchmesser, 70 Wdg., 0,6-mm-CuL, llagig eng 
L3 - 10 pH, PVC-Rohr 16 mm Durchmesser, 30 Wdg., 0,4-mm-CuL, llagig eng 
L4 - 2.6 pH, Rohr wie L3, 16 Wdg., 0,8-mm-CuL, llagig eng 
L5 - 0,85 pH, Rohr wie L3, 9 Wdg., 0,8-mm-CuL, llagig über 16 mm 
TI - Ferritringkem Amidon FT 50-61, p = 125, primär 1 Wdg-, sekundär 
35 Wdg., 0,4-mm-CuL 


und C2 werden immer wechselseitig betätigt, bis das eingebaute Reflekto¬ 
meter, das nur die reflektierte Welle mißt, den Minimalwert anzeigt, mög¬ 
lichst eine 0. Mit einem Drehschalter S1 bis S3 werden die Induktivitäten 
£3, LA und LS wechselnd zugeschaltet, um die bekannten Kurzwellenama¬ 
teurbänder zu überstreichen. 

Die Antennenabstimmung bzw. -anpassung ist einfach. Man setze den 
Spulenschalter auf das gewünschte Amateurband, lege HF-Leistung an und 
stimme mit CI auf minimalen Reflektormeterausschlag ab. Als nächstes 
verstimme man C2 etwas und drehe CI nach, bis bei wechselseitiger Betäti¬ 
gung von CI und C2 das Reflektometer 0 anzeigt. Achtung: Es kann mög¬ 
lich sein, daß bei unterschiedlichen Werten von C2 ein Stehwellenverhält¬ 
nis von 1:1 einstellbar ist. Man nutze dann die Einstellung, bei der der 
Wert von C2 am größten ist. Nur bei dieser Einstellung sind die möglichen 
Verlsute eines Antennenanpaßgeräts am geringsten. 

Die beschriebene Antennenanpaßeinheit ist für Sendeleistungen zwi¬ 
schen 1 und 15 W ausgelegt und löst die meisten der möglichen Antennen- 
anpaßfalle. Einen hochfrequenztechnischen guten Aufbau muß man immer 
gewährleisten. 


204 


Mantelwellendrosseln in Koaxialkabelspeiseleitungen [12] 

Speist man eine symmetrische Antenne direkt mit Koaxialkabel, also un¬ 
symmetrisch, so ergeben sich häufig Mantelwellen auf der Speiseleitung, 
die das Strahlungsdiagramm der Antenne stören, Fehler bei der Messung 
des Stehwellenverhältnisses verursachen können und häufig Ursache von 
unerwünschter HF im Shack sind. 2 Mantelwellendrosseln in der Speiselei¬ 
tung vermindern diese Erscheinung beträchtlich. Eine Drossel bringt man 
kleiner 2/4 entfernt vom Strahler, eine weitere in der gleichen Entfernung 
vom Sender in die Speiseleitung. Berechnungsgrundlage für die Entfernung 
ist die höchste verwendete Sendefrequenz. 

Keine Angst vor der Herstellung dieser Drosseln. Man nimmt einfach die 
koaxiale Speiseleitung und wickelt 10 Wdg. dicht an dicht auf einen Rohr¬ 
träger, Keramik oder Plaste. Man wähle den kleinstmöglichen Innendurch¬ 
messer. Als Faustformel ist dieser Durchmesser größer als der lOfache Ka¬ 
belaußendurchmesser. Koaxialkabel mit Schaumstoffdielektrikum sind da¬ 
für nicht gut geeignet, da bei kleinem Wickeldurchmesser der 
konzentrische Kabelinnenleiter durch kaltes Fließen des Dielektrikums de- 
zentriert wird. Übrigens, an Stelle eines Balun 1:1 sollte man immer die be¬ 
schriebene Koaxialdrossel vorziehen. 


Verwendung unsymmetrischer Antennenanpaßgeräte 
für symmetrische 2-Draht-Speiseleitungen 

Es ist zweckmäßig, eine symmetrische Antenne stets mit einer verlustarmen 
2-Draht-Speiseleitung, auch als Hühnerleiter bekannt, zu speisen. Das 
verlangt am Eingang der Speiseleitung ein symmetrisches Antennenanpaß- 
gerät. Vielfach werden jedoch wegen des erforderlichen Aufwands an hoch¬ 
wertigen Bauelementen nur Anpaßgeräte mit koaxialem Ausgang verwendet 
und die 2-Draht-Leitung direkt angeschlossen. Das ist äußerst unzweckmä¬ 
ßig, da auftretende Gleichtaktwellen auf der Speiseleitung unterbrochen 
werden müssen! 

Eine Lösung zur Umgehung dieser Einflüsse ist folgende, wie sie in [13] 
beschrieben wird. Man schalte zwischen das unsymmetrische Anpaßgerät 
und die symmetrische 2-Draht-Speiseleitung eine Mantelwellendrossel, wie 
sie bereits vorstehend beschrieben wurde. Die kleiner 2/4-Bedingung ist auf 
jeden Fall einzuhalten. Durch diese Maßnahme wird die Sendeleistung im 
Innern des Koaxialkabels bis zur symmetrischen 2-Draht-Speiseleitung 
transportiert. Bei einer Allband-KW-Station sollte wenigstens nach etwa 
2 m Koaxialkabel ab Anpaßgerät die Mantelwellendrossel folgen. 

Achtung! Man verwende für diese Maßnahme nur verlustarmes Hochlei- 


205 


stungskoaxialkabel, aber auch in der Länge so kurz wie möglich, da bei 
einem großen Stehwellenverhältnis auf der Speiseleitung im Koaxialkabel 
Verluste und bei großen Sendeleistungen auch hohe Spannungen zwischen 
Innen- und Außenleiter auftreten können. 


Dämpfung von Harmonischen mit dem 
Antennenanpaßgerät? 

Viele Kurzwellen-Funkamateure glauben, daß zwischen Sender oder Trans¬ 
ceiver und Antenne ein Antennenanpaßgerät erforderlich ist, das Harmoni¬ 
sche der Station unterdrücken muß, um den gesetzlichen Bestimmungen zu 
genügen, so daß man oft für die Anpaßgeräte die abenteuerlichsten Schaltun¬ 
gen findet, z. B. mit Zwischenkreisen. Viele moderne Funksendeanlagen, 
und dazu gehören auch der Teltow 215 D sowie alle früheren Varianten mit 
nachgeschaltetem Tiefpaß, zeigen an einer Kunstantenne, daß sämtliche 
Harmonische und Nebenwellen in jedem Fall den gesetzlichen Bestimmun¬ 
gen genügen! Das heißt aber nichts anderes, als daß eine derartige Sende¬ 
station eine Last »sehen« muß, die bei Grundwellen- und allen Nebenab- 
strahlungen einer Kunstantenne entspricht, vorzugsweise jedoch auf der 
Grundwelle. Dafür reicht beim Teltow in jedem Fall als Anpaßgerät für eine 
Antenne mit unsymmetrischer Speiseleitung ein einfaches abstimmbares L- 
C-Glied für alle Bänder oder auch eine Variante nach Bild 8, wie sie bei 

Bild 8 

Antennenanpaßgerät bei Y220H für 10 bis 
80 m, etwa 100 W; L1/L2 Rollinduktivitäten 
aus 10 RT, etwa 25 pH, 200-pF-Drehkonden- 
sator mit 1 mm Plattenabstand. Alle Fesl-C 
1000 V geprüft, S keramischer Drehschalter 

Y220H ständig Verwendung findet und auch schon an den unterschiedlich¬ 
sten Antennen mit unsymmetrischer Speiseleitung eingesetzt wurde. 

Gerade beim Teltow- Transceiver (und nicht nur bei diesem) muß man 
beim Betrieb an einer neuen Antenne stets Konsequenz zeigen und grund¬ 
sätzlich wie folgt bei der Abstimmung/Anpassung vorgehen: 

- Anschluß einer 50-0-100-W-Kunstantenne; 

- optimale Abstimmung des Teltow auf allen Bändern an der Kunstantenne 
auf ein Stehwellenverhältnis 1:1 und Markierung der Einstellwerte für 
C (Anode) und C (Ausgang) des Collins- Filters für jedes Band; 

- Ersatz der Kunstantenne durch die Kombination Antennenanpaßgerät- 
Antenne; 


©- 


' -S 


k ii 

zoo zoo m 


206 


- auf jedem Band ausschließlich bei den markierten Einstellwerten für 
C (Anode) und C (Ausgang) mit dem Anpaßgerät die Antenne so abstim- 
men/anpassen, daß der Stehwellenmesser wieder genähert 1:1 anzeigt. 
Begründung: Jede Antenne weist einen komplexen Eingangswiderstand 
am Eingang der Speiseleitung auf, der durch ein transformierendes Anpaß¬ 
gerät konjugiertkomplex weggestimmt werden muß. Beim Direktanschluß 
einer Antenne und dem Versuch, diese direkt mit C (Anode) und C (Aus¬ 
gang) abzustimmen, wird in fast allen Fällen der Tiefpaß zwischen Collins 
und Antenne mehr oder weniger fehlangepaßt und verliert an Wirkung. Bei 
der Abnahme durch die Deutsche Post kann man dadurch dann Probleme 
mit einzelnen Bändern haben oder auch Ärger mit den Nachbarn. Deswe¬ 
gen Konsequenz mit und ohne Einsicht in den Wirkungsmechanismus des 
Anpaß/Abstimmprozesses. Übrigens hat das Collins-FiUet noch eine Quer¬ 
induktivität, deren Einstellwert gleichfalls notiert werden müßte (beim Tel¬ 
tow nicht erforderlich!), wenn man, wie oben gezeigt, vorgeht. 


Die koplanare Doppelschleifenantenne für den 
Empfangsamateur 

Es lohnt sich, mit Empfangsantennen in Schleifenbauweise zu experimen¬ 
tieren, auch auf höheren Amateurbändern, z. B. 7 bis 21 MHz. Die in [14] 
beschriebene, in einer Ebene liegende Doppelschleife (2 Schleifen konzen¬ 
trisch) erlaubt hervorragende Peilwirkung mit einseitigem 0 nicht bloß ge¬ 
genüber der Bodenwelle, sondern auch gegenüber den sogenannten Him¬ 
melswellen. Das sind Signale, die mindestens einmal an der Ionosphäre re¬ 
flektiert wurden und unter einem Neigungswinkel kleiner 45° auf dem 
kurzen Weg über den Horizont einfallen, so daß z. B. auch interferierende 
Signale auf gleicher Frequenz, aus unterschiedlichen Richtungen einfal- 


207 


Bild 9 Koplanare Doppelschleifen-Peilantenne 7 bis 21 MHz; 

I-Schleife: etwa 40 cm Durchmesser, 1-mm-CuL; 

R-Schleife: Kreisring aus Metallfolie (Cu-Leiterplatte z. B.), Außen- bzw. Innen¬ 
durchmesser 23 bzw. 13 cm, 2,5-cm-Schlitz für C2-Anschluß; 

Ll-8 pH, Träger aus Holz, 25 mm Durchmesser, 23 Wdg., 1-mm-CuL, verteilt über 
15 cm, zum Anschluß von RI in der Mitte aufgetrennt 

Vmk-Kopplung zum Empfänger aus 50-Cl-KabeI, 1 Wdg., Kabelseele 1/2 Wdg. frei 
und mit Mantelschirmung verlötet. 

Gesamtanordnung in einer Ebene, RX-Kabel möglichst senkrecht wegführen. Für CI 
und C2 hochwertige Drehkondensatoren verwenden! 

lend, unterdrückt werden. Dieses schaffen Notchfilter oder Q-Multiplier 
niemals. Die beschriebene Antenne eröffnet auch neue Dimensionen in der 
Fuchsjagd, besonders wenn man noch zusätzlich über Himmelswellen pei¬ 
len muß. 

Bild 9 zeigt den dimensionierten Aufbau einer koplanaren Doppelschlei¬ 
fenantenne (CTL-Antenne, engl, coplanare twin loop) für das 40- bis 15-m 
Band. Sie besteht aus der äußeren I-Schleife (von independent = unabhän¬ 
gig) und der inneren R-Schleife (von receiver = Empfänger). Ein Emp¬ 
fangsnull erreicht man, wenn die Antennenebene und LI auf die Sendesta¬ 
tion weisen. Die Antenne ist tragbar und auf einer ebenen Sperrholz- oder 
Hartpapierplatte montiert. In [14] wird der Betrieb wie folgt und gekürzt be¬ 
schrieben: 

Die R-Schleife ist praktisch handunempfindlich. An die I-Schleife sollte 
man nicht näher als 10 cm herankommen (Plasteachse für CI). Als 1. 
stimmt man mit C2 die zu unterdrückende Station auf Maximum ab, rich¬ 
tet die Antenne mit LI und die Ebene auf den Sender aus und stimmt mit 
R 1 auf 0 und mit CI auf ein Signalminimum ab. Jetzt richtet man die An¬ 
tennenebene genauer, vergrößert R 1 etwas und stimmt mit CI, falls not¬ 
wendig, auf ein tieferes Nulloptimum nach. Durch Nachgleichen der An¬ 
tennenebene, RI und CI, letzteres gefühlsvoll, ist immer ein Nulloptimum 
einstellbar. Die Empfängerzuleitung muß immer senkrecht zur Antennen- 


208 


ebene geschaltet und die automatische Verstärkungsregelung AGC abge¬ 
schaltet sein. 

Eine 2. Antennenvariante verwendet eine größere R-Schleife, konzen¬ 
trisch jedoch parallel abgesetzt zur I-Schleife. Sie erreicht gleich gute Peil- 
und Interferenzunterdrückungserfolge. Wegen der Theorie und weiterer 
Feinheiten sei auf die Originalarbeit in [14] verwiesen. 

Die Empfindlichkeit dieser CTL-Antenne entspricht signalmäßig der 
einer Stabantenne am Empfängereingang, so daß gegebenenfalls ein Vor¬ 
verstärker bis zu 20 dB vor dem RX verwendet werden muß. Der Empfänger 
darf sein Signal nur aus der Koppelschleife empfangen, muß also, wenn 
man diese aus der R-Schleife entfernt, vollständig ruhig sein. 


Relativ-HF-Amperemeter für Offendrahtleitungen 

In einer 2-Draht-Speiseleitung, z. B. Hühnerleiter, einer symmetrischen 
Sendeantenne sollen stets gleiche Ströme in den beiden parallelliegenden 
Leitern fließen. Dann und nur dann strahlt die Speiseleitung nicht. Strah¬ 
lende Speiseleitungen können das Strahlungsdiagramm der Antenne verfäl¬ 
schen, sogenannte unerwünschte Nullauffüllung. Mögliche Ursachen dafür 
seien nur aufgezählt. Es können mechanisch ungleiche Längen der symme¬ 
trischen Antenne sein, beide Antennenschenkel weisen ungleiche Umge¬ 
bungseinflüsse auf, die Speiseleitung ist nicht senkrecht vom Strahler weg¬ 
geführt. 

Voraussetzung für die Realisierung sind zunächst 2 Ferritringkernhälf¬ 
ten, deren Enden gut und luftspaltfrei aufeinanderpassen, sowie ein feder¬ 
wäscheklammerähnlicher Klappkörper in Hartholzausführung. Die eine 
Klammeröffnungsseite nimmt in einer Nut den einen Halbringkern mit 
Meßwicklung (10 bis 15 Wdg.) auf, die andere Klammerhälfte den 2. Halb¬ 
ringkern. Beide Ringkernhälften werden so mit Epoxidharz eingeklebt, daß 
bei Klammerschluß beide Hälften luftspaltfrei schließen! Achtung: Gute 
Isolation gegen Federleitungen ist erforderlich. Auf eine Wiedergabe des 

da es viele Möglichkeiten für die konstruk- 


Bild 10 

Schema eines HF-Amperemeters für Offendrahtlei¬ 
tungen 


Originalaufbaus sei verzichtet, 


Feederleitung 


209 


tive Auslegung gibt. Die Klammerhälfte mit der Meßwicklung sollte RI, 
VD1 und CI in der Nähe der Meßwicklung aufnehmen, und auf einer 
Klammerhälftenverlängerung seien das Mikroamperemeter und das Emp- 
fmdlichkeitspotentiometer montiert, also eine handhabbare Einheit, siehe 
auch Bild 10. Gemessen wird mit Sendeleistungen bis zu 5 W. Dabei sollte 
auf einer freien Frequenz nur kurzzeitig getastet werden. Die Meßschaltung 
belastet die in den Federleitungen fließende HF-Leistung nur geringfügig. 
Mit diesem Meßgerät können die aufgezeigten Ursachen der 2-Draht-Lei- 
tung-Unbalance beseitigt werden. 


Literatur 

[1] L. A. Barry, An Indoor Dipole Antenna. QST 72 (1988) Heft 10, Seite 42. 

[2] D. D. Button, Build A Simple 12-Meter Beam. QST 72 (1988), Heft 10, Seite 21 
bis 25. 

[3] H. Bertschi, W3DZZ-Antenne für das 80-m- und 160-m-Band. OM 55 (1987), 
Heft 12, Seite 21 bis 22. 

[4] K. Rothammel, Antennenbuch, 11. Auflage. Berlin 1989. 

[5] K. Hübner, Einfache Kompromißantenne für 10 bis 40 m. OM 56 (1988), Heft 10, 
Seite 32 bis 33. 

[6] P.Romit, A Broadband Antenna At K6EHZ. QST 72 (1988), Heft 4, Seite 45. 

[7] W. Rohländer, Blick in den Antennenwald. Elektronisches Jahrbuch für den Funk¬ 
amateur, Seite 126/127. Berlin 1989. 

[8] D. DeMaw, More On The Snake Antenna. QST 72 (1988), Heft 11, Seite 41. 

[9] Ph. Gander, Antenne 1,8 MHz pour essais Souterrains. OM 57 (1989), Heft 7/8, 
Seite 22 bis 24. 

[10] St. Grimes, A Short 7 MHz Dipole. QST 73 (1989), Heft 4, Seite 38. 

[11] D. DeMaw, A Simple Resonant ATU. QST 72 (1988), Heft 9, Seite 26 bis 28. 

[12] B.Schetgen, Shield Chokes ForCoaxial Cable. QST 72 (1988), Heft 3, Seite 41. 

[13] Z. Lau, Using A Coax Transmatch With Open-Wire Line. QST 72 (1988), Heft 5, 
Seite 43. 

[14] O. G. Villard, The Coplanare-Twin-Loop Antenna. QST 72 (1988), Heft 9, 
Seite 29 bis 35. 

[15] Z. Lau, A Relative RF Ammeter For Open-Wire Lines. QST 72 (1988), Heft 10, 
Seite 15 bis 17 und Seite 20. 


210 


Mehrbandvariante der 
»Lazy-Loop«-Antenne 


Mehrjährige Versuche der Autoren haben gezeigt, daß liegende Loop-An¬ 
tennen, auch »Lazy Loop« genannt, im 160-m-Band einen völlig befriedi¬ 
genden Wirkungsgrad aufweisen, wenn ihr Umfang etwa eine Wellenlänge 
beträgt. Obwohl ihre Aufhängehöhe für dieses Band relativ klein ist, ge¬ 
wöhnlich nicht mehr als 20 bis 25 m oder darunter, sind derartige Antennen 
im Nahverkehr - wie auch für DX-Verbindungen - gut geeignet. Der Auf¬ 
bau solcher Antennenkonstruktionen ist einfach, ihr Platzbedarf jedoch be¬ 
trächtlich. Aus diesem Grund ist es wünschenswert, mit ihnen auch auf an¬ 
deren KW-Amateurbändem zu arbeiten, und sei es nur als Übergangslö¬ 
sung. Man könnte sich dabei vorstellen, daß der Antennenwirkungsgrad mit 
steigender Frequenz zunimmt. 

Der unmittelbare Gebrauch einer für das 160-m-Band ausgelegten Lazy- 
Loop-Antenne ist jedoch für höhere, harmonisch liegende KW-Amateur- 
bänder nicht möglich. In der Tabelle sind die Fehlanpassungswerte einer 
solchen Antenne (Variante I) dargestellt, die als gleichseitiges Dreieck er¬ 
richtet und mit 2,2 mm starkem Kupferdraht bespannt war. Ihre Aufhänge¬ 
höhe war etwa 20 m, die Rahmenebene lag horizontal bzw. parallel zur Erd¬ 
oberfläche. Die Einspeisung geschah in einem der Eckpunkte des Drei¬ 
ecks. 


Tabelle Fehlanpassungswerte der beschriebenen Antennenvarianten 


Antennen- 

Band 


Variante 

160 m 

80 m 

40 m 

20 m 

15 m 

10 m 

i 

1,05 

3,5 

4,25 

4,05 

4,3 

3,8 

ii 

1,1 

1,1 

1,5 

1,3 

1,55 

1,05 


Angegeben ist in allen Fällen der minimale Wert der Fehlanpassung! 


211 


Bild 1 

Lazy-Loop-Antenne für das 
160-m-Band, Draht-Gesamt¬ 
länge 158 m 


Um nun die Anpassung auf den übrigen KW-Bändern zu optimieren, 
wurde eine Methode angewendet, die (von DL7AB vorgeschlagen) eine Re¬ 
sonanzabstimmung von Langdrahtantennen für alle KW-Bänder gestattet, 
beschrieben u. a. im »Antennenbuch« von K. Rothammel. 

Die Grundidee besteht darin, an einer Trennstelle des Rahmendrahts, 
rechts und links vom Speisepunkt, Induktivitäten einzuschalten (Bild 1). 
Ihre verlängernde Wirkung, die sich am stärksten zeigt, wenn sie im Strom¬ 
bauch eingefügt sind, verringert sich allmählich, bis sich ein Stromknoten 
der Induktivität nähert. So gibt es also 2 veränderliche Größen, die unter 
realen Bedingungen den Einsatz der Antenne auf allen KW-Bändern am 
stärksten beeinflussen: die Spuleninduktivität und der Ort ihrer Einschal¬ 
tung. 

In gleicher Tabelle (Variante II) sind Fehlanpassungswerte einer derartig 
aufgebauten Lazy-Loop-Antenne für alle KW-Bänder aufgeführt. Diese 
Ausführung stellt wiederum ein gleichseitiges Dreieck mit einem Gesamt¬ 
umfang von 158 m dar, gleichfalls horizontal zur Erdoberfläche angeordnet. 
Gespeist wird diese Antenne über Koaxialkabel mit einem Wellenwider¬ 
stand von 75 D. Es wurde außerdem nach bekannten Methoden symme- 
triert. Es ergaben sich dabei gleiche Resultate. 

Im 1. Fall waren auf einem Ferritring der Typenabmessung 
K 120 x 80 x 20, aus Ferrit 50 BH-2 (d. h. ß, = 50) 10 Wdg. des Speisekabels 
aufgewickelt, gleichmäßig auf den Ringumfang verteilt. Bei der 2. Variante 


212 


bestand die Wicklung aus 15 Wdg. isoliertem und verdrilltem Schaltdraht 
mit etwa 1 mm- Querschnitt. Ein Ende der Ringwicklung war an die An¬ 
tenne angeschlossen, das andere an die Speiseleitung. Beide Ringkerne 
wurden sorgfältig vor klimatischen Einwirkungen geschützt. 

Die Verlängerungsspulen sind in die Rahmenseiten eingeschaltet, die 
zum Speisepunkt der Antenne führen (Bild 1). Ihr Abstand von der Winkel¬ 
spitze beträgt 12 m. Es werden 4 Wdg. freitragend auf einen Dorn von 
45 mm Durchmesser gewickelt, Windungsabstand 8 bis 10 mm, das Mate¬ 
rial besteht aus Kupferrohr mit 3,5 mm Außendurchmesser. Diese Indukti¬ 
vitäten sollten auf einem Stück hochwertigen und wetterbeständigen Iso¬ 
liermaterial montiert sein, um eine ausreichende Zugentlastung zu gewähr¬ 
leisten. 

Den Abgleich der Antenne beginnt man mit der Resonanzabstimmung 
aller Systeme (Drahtlängen, Induktivitäten, Ort der Einschaltung der Spu¬ 
len) im 160-m-Band. Der Rahmenumfang wird anfänglich etwas geringer 
(etwa 156 m) bemessen. Der Rest ist als Schleife an den Speisepunktan¬ 
schlüssen belassen, um durch Veränderung ihrer Längen nun ein Minimum 
der Fehlanpassung in Bandmitte zu erreichen. Danach ist die Fehlanpas¬ 
sung auf den übrigen KW-Bändern zu überprüfen, und wenn erforderlich, 
die Induktivität der Verlängerungsspulen durch Auseinanderziehen oder Zu¬ 
sammendrücken zu verändern. Wenn es nicht gelingt, auf irgendeinem der 
Bänder eine befriedigende Welligkeit zu erzielen, kann es notwendig wer¬ 
den, den Ort der Einfügung der Verlängerungsspulen geringfügig zu ver¬ 
schieben. Das erreicht man mit einer relativ einfachen Methode, die im Ab¬ 
schnitt »Quad-Antennen« des »Antennenbuches« von K. Rothammel be¬ 
schrieben wurde. Die Autoren haben zu diesem Zweck Abstimmschleifen 
hergestellt, die unmittelbar neben den Verlängerungsspulen - und mit 
ihnen in Reihe geschaltet - angeordnet wurden (s. Bild 1). 

Damit war es möglich, die Antennendrahtlänge in geringen Grenzen zu 
verändern und gleichzeitig den Ort einer jeden Spule. Die Schleifen beste¬ 
hen aus 0,75 m langen Isolatorketten, die mit Kupferdrähten von etwa 
1,5 m Länge überbrückt sind (Bild 2). Nach diesem Arbeitsgang ist es not¬ 
wendig, auf der gegenüberliegenden Antennenseite die Schleifenlänge am 
Speisepunkt zu variieren, um die Resonanz in der Mitte des 160-m-Bands 
zu erhalten. Zum besseren Verständnis zeigt Bild 3 nochmals alle Abgleich- 


Bild 2 

Einfügung der Isolatorkette und der 
Verlängerungsspule 


0,75m 


^ IK 


Drahtschleife etwa 7,5m 
(längenvariabel) 

LK - Isolatorkette 


213 


elemente. Ein solcher genauer Abgleich ist aber nicht immer notwendig. 
Dafür spricht die häufige Anwendung dieses Antennentyps unter den unter¬ 
schiedlichsten Bedingungen und mit den verschiedensten Materialien. 
Nach der Resonanzabstimmung im 160-m-Band sind die Fehlanpassungs¬ 
werte der übrigen Bänder normal, die Antenne wäre somit betriebsbereit. 
Experimente ergaben, daß die Konfiguration einer Lazy Loop keine wesent¬ 
liche Rolle spielt, d. h., es kann ein Dreieck, ein Quadrat oder auch ein 
Vieleck sein. Zu beachten ist allerdings die symmetrische Abfolge aller Ab¬ 
gleichoperationen. Wenn man also die Drahtlänge, den Ort der Einfügung 
der Verlängerungsspule oder ihre Induktivität verändert, muß dieses selbst¬ 
verständlich in beiden Schenkeln geschehen. 

Die beschriebene Antenne wurde von den Autoren mit einigen anderen 
Antennentypen verglichen. Sie ergab im 160-m-Band den Gewinn von etwa 
einer S-Stufe, bezogen auf einen Halb- oder auch Ganzwellendipol sowie 
auf einen 106-m-Langdraht. Die Entfernung zur Gegenstation betrug etwa 
1000 km. Auf längeren Trassen wurden Unterschiede (Gewinne) von 2 S- 
Stufen im Vergleich zum Halbwellendipol und dem Langdraht erreicht, so¬ 
wie 1 S-Stufe zum Ganzwellendipol bei einer mittleren Aufhängehöhe von 
27 m. Auf 3,5 und 7 MHz wurden Lazy-Loop-Antennen der entsprechen¬ 
den Bänder getestet, außerdem eine Zweiband-Inverted-V, eine W3DZZ 
und eine Stabantenne für 7 MHz. Die Überlegenheit der 160-m-Lazy-Loop 
gegenüber den ersten 3 Antennen zeigte sich ohne Zweifel auf allen Tras¬ 
sen. Sie äußerte sich beträchtlich (bis 12 dB) im Verhältnis zur Inverted-V 
und zur W3DZZ. Entsprechend der Beurteilung von QSO-Partnern erst aus 
Entfernungen von mehr als 2 000 km wurde beim Übergang (Umschalten) 


214 


auf die Stabantenne ein Anstieg der Signalstärke um eine S-Stufe beobach¬ 
tet. 

Das sicherlich größte Interesse gilt den Strahlungseigenschaften solcher 
Lazy-Loop-Antennen auf den höherfrequenten KW-Bändern (14 bis 
28 MHz). Bei der Umschaltung vom Dipol oder einer seiner Modifikatio¬ 
nen auf die 160-m-Lazy-Loop-Antenne wuchs damit das Signal um durch¬ 
schnittlich 2 S-Stufen. Bei DX-QSOs und bestimmten Ausbreitungsbedin¬ 
gungen war meist ein Signalzuwachs zu registrieren, wenn vorher ein Vier¬ 
telwellenstab verwendet wurde. 

Abschließend sei gesagt, daß sich über die Methode der elektrischen Ver¬ 
längerung auch 80-m-Lazy-Loop-Antennen konstruieren lassen, die auf den 
hochfrequenteren KW-Bändern gleichfalls gute Resultate ergeben. 

G. Bolotov, UASQA 
S. Shemajtis, UW3QR 

Übersetzt und bearbeitet von Dipl.-Ing. Edgar Rosenkranz, Y21MD, aus RA¬ 
DIO, Heft 2/1989, Seite 29/30. 


215 


Internationale Schaltungs¬ 
revue »Amateurfunk« 


Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE 


80-m-Geradeausempfänger 

Der junge Newcomer im Amateurfunk beginnt seine Tätigkeit meist als 
Kurzwellenhörer, um Erfahrungen zu sammeln und sich Kenntnisse anzu¬ 
eignen. Voraussetzung für die Arbeit als Kurzwellenhörer ist ein Kurzwel¬ 
lenempfänger, der die KW-Amateurbänder erfaßt. Man beginnt mit dem 
80-m-Band (3,5 bis 3,8 MHz), weil dieses Band durch seine Ausbreitungs¬ 
bedingungen und die dichte Belegung mit Amateurfunkstationen zu jeder 
Tages- und Nachtzeit den Empfang von Amateurfunksendem ermöglicht. 
Vom Schaltungsprinzip her unterscheidet man folgende Kurzwellenemp¬ 
fängertypen: 

- Geradeausempfänger, 

- Direktmischempfänger, 

- Superhetempfänger. 

Einfach zu realisieren ist der Geradeausempfänger, der im Prinzip nur 
einen HF-Schwingkreis erfordert. Eine zusätzliche Rückkopplung bringt 
eine ausreichende HF-Empfindlichkeit, so daß auch schwache Sendersi¬ 
gnale aufnehmbar sind. Bei angezogener Rückkopplung ist auch der Emp¬ 
fang von CW-(Telegrafie-) und SSB-(Einseitenband-)Sendungen möglich. 

Bild 1 zeigt den Stromlaufplan eines Einkreis-Geradeausempfängers mit 
Rückkopplung. Mit VT1 ist die HF-Verstärkerstufe bestückt, die doppelt 
ausgenutzt wird. Nach der Demodulation (C6, VD1/VD2) gelangt das ge¬ 
wonnene NF-Signal zurück zur Basiselektrode und wird ebenfalls verstärkt. 
Über CI wird die NF-Spannung ausgekoppelt, in dem 2stufigen NF-Ver¬ 
stärker (VT1/VT2) verstärkt, und mit dem Kopfhörer KH abgehört. Die 
Rückkopplung der HF geschieht über den Trimmerkondensator C4, der 
einen geringen Anteil HF-Spannung auf den HF-Schwingkreis (C1/C2/C3/ 
LI) zurückführt. Geregelt wird diese Rückkopplung mit dem Potentiometer 


216 


Bild 1 Stromlaufplan für einen Geradeausempfänger zum Empfang des 
80-m-Amateurbandes [1] 

RP1 durch Variierung der Betriebsspannung für VT1. Mit C4 wird ein 
»sanfter« Einsatz der Rückkopplung eingestellt. 

Für die HF-Schwingkreisspule L1/L2 verwendet man einen Doppelloch¬ 
kern aus Manifer (12 mm x 14 mm x 8 mm), wie er für Symmetrieübertrager 
üblich ist. LI hat 10 Wdg., L2 ist 1 Wdg., 0,5-mm-CuL. Gewickelt werden 
die Windungen über das innere Kernstück des Doppellochkerns. Die 
Außenantenne wird an die Antennenbuchse angeschlossen. Da der Koppel¬ 
kondensator Qj zum HF-Schwingkreis nur wenige Picofarad beträgt, genügt 
es, den Schaltdraht, der von der Antennenbuchse kommt, mit Isolierung in 
ein Loch des Doppellochkerns zu stecken. Nach der Erprobung wird er mit 
Duosan-Klebstoff fixiert. 

Als HF-Transistor VT1 wird 1 pnp-HF-Transistor aus der Bastelkiste ein¬ 
gesetzt (GL 322, OC 170o.it.). Soll ein moderner HF-Siliziumtransistor vom 
npn-Typ verwendet werden, so sind die Elektrolytkondensatoren C5 und C8 
sowie die Batterie umzupolen, ebenso natürlich der NF-Verstärker. Für die¬ 
sen sind an den neuen Pluspol R 3, R 4, KH und die Kollektorelektroden zu 


217 


legen, an den neuen Minuspol kommen die Emitterelektroden von VT2 
und VT3. Für VT1 eignen sich dann als Transistoren SF136, SF225 o. ä. 
Die Demodulatordioden VD1/VD2 sind Germanium-HF-Dioden GA 100 
oder ähnlich. Der Kopfhörer sollte nicht niederohmig sein. Bei einer Be¬ 
triebsspannung von 4,5 V ist die Stromaufnahme etwa 5 mA, so daß mit 
Batteriebetrieb gearbeitet werden kann. 

Wichtig für das einwandfreie Arbeiten der HF-Verstärkerstufe VT1 ist 
die HF-Drossel L3 (etwa 1 mH). Es genügt für L3 eine Kammerspule mit 
HF-Abgleichkern, die mit Draht 0,1-mm-CuL vollgewickelt wird. 


Aktive Antenne für KW-Empfang 

Die aktive Antenne besteht aus einer Leiterplatte 130 mm x 22 mm, wovon 
ein Leiterstück 100 mm x 20 mm als Antenne wirkt. Über CI ist der elek¬ 
tronische HF-Verstärker (Bild 2) angekoppelt, der auf dem restlichen Lei¬ 
terplattenstück aufgebaut wird. Über ein Koaxialkabel gelangt das ver¬ 
stärkte Antennensignal über C5 an den Antenneneingang des Kurzwellen¬ 
empfängers, zugleich führt man über das Koaxialkabel entkoppelt die 
Betriebsspannung 12 V für den HF-Verstärker zu; das bewirken L2 und C5. 
Der Pluspol der Betriebsspannung liegt an der Kabelseele, der Minuspol an 
der Kabelabschirmung. Die HF-Drosselspulen L1/L2 haben eine Induktivi¬ 
tät von etwa 1 mH. 

Die aktive Antenne wird möglichst hoch angebracht, um aus dem Störne¬ 
bel zu kommen. Die Betriebslage ist so, daß das Antennenstück 
(100 mm x 20 mm) senkrecht steht. Im Mittelwellenbereich ist die Verstär¬ 
kung etwa 25 dB, bis 30 MHz fällt sie auf etwa 15 dB ab. 


218 


Antennenfilter für KW-Empfänger 

Eine gute Selektion vor dem Empfängereingang bewirkt, daß nur die Si¬ 
gnale des gewünschten Frequenzbereichs an den Empfängereingang gelan¬ 
gen - und das sind schon genug. Zwar bringt schon ein abstimmbarer HF- 
Kreis gute Ergebnisse, aber er verlangt auch eine zusätzliche Abstimmung. 
Daher sind 2kreisige Bandfilter (Bild 3 a) - dimensioniert für das entspre¬ 
chende KW-Amateurband - günstiger, da sie ohne Abstimmung arbeiten 
können. Die Dämpfung beträgt etwa 0,5 bis 1 S-Stufe. Für die kritischen 
KW-Amateurbänder 40 und 20 m sind 4-Kreis-Bandfilter (Bild 3 b) besser 
geeignet, die Dämpfung liegt im Bereich von 1 bis 2 S-Stufen. 

Um gute HF-Eigenschaften zu erreichen, sollte man keine Ferritkemspu- 
len verwenden, sondern solche mit weichem HF-Eisenkern und A L -Werten 
von 5 bis 10 nH/Wdg. Der Abstand zwischen den Bandfilterspulen ist etwa 
15 bis 18 mm. Bei den 4-Kreis-Bandfiltern muß man zwischen den einzel- 


Ck 


a) 160 m - 80 m - 15m - 10 m 


Bild 3 

Antennenfilter zur Verbes¬ 
serung der Eingangsselek¬ 
tion von KW-Amateur- 
empfängern [3] 


Tabelle Schwingkreisdaten für Antennenfilter (Bild 3) 


Band 

in m 

L 

in juH 

N 

inWdg. 

Draht¬ 

durchmesser 

in mm 

4 

in jiH 

inWdg. 

Draht¬ 

durchmesser 

in mm 

C 

in pF 

C, 

in pF 

160 

8,35 

41 

HF-Litze 

0,12 

5 

0,2-mm-CuL 

860 

10 

80 

4,15 

28 

HF-Litze 

0,1 

4,5 

0,2-mm-CuL 

430 

10 

40 

4,4 

31 

0,25-mm-CuL 

0,05 

3 

0,2-mm-CuL 

120 

2 

20 

2,25 

21 

0,3-mm-CuL 

0,02 

2 

0,2-mm-CuL 

56 

1,5 

15 

0,75 

12 

0,4-mm-CuL 

0,02 

2 

0,2-mm-CuL 

75 

— 

10 

0,55 

11 

0,4-mm-CuL 

0,02 

2 

0,2-mm-CuL 

56 

1,5 


219 


nen Bandfiltern eine Abschirmung vorsehen. Um die erforderliche Band¬ 
breite zu erreichen, ist eine zusätzliche kapazitive Kopplung (Ck) möglich. 
Die in der Tabelle angegebenen Werte gelten für Spulenkörper mit 7 mm 
Durchmesser und 15 mm Länge. Mit einem HF-Abgleichkern ist der A L - 
Wert etwa 5 nH/Wdg. Als Schwingkreiskondensatoren eignen sich Polysty¬ 
rol-Wickelkondensatoren oder keramische Röhrchenkondensatoren. Kera¬ 
mische Scheibenkondensatoren sollte man nicht verwenden. 

Abgeglichen wird in Bandmitte auf maximalen S-Meter-Ausschlag. Wird 
die Dämpfung zu groß, ist der Spulenabstand zu verringern. Bei zu geringer 
Bandbreite ist die kapazitive Kopplung zu vergrößern (im Bereich von pF). 


Breitband-KW-Verstärker kleiner Leistung 

Vor allem für den Portablebetrieb benötigt man Kleinleistungs-Senderstu- 
fen, die sich universell einsetzen lassen. Dabei sind HF-Leistungen bis etwa 
3 W ausreichend. Arbeiten dann diese HF-Senderstufen noch breitbandig 
für alle KW-Amateurbänder (3,5 bis 30 MHz), so kann man sich aufwen¬ 
dige Abgleicharbeiten ersparen. Man setzt Silizium-Leistungstransistoren 
der Reihe SD 335 bis SD 340 ein, mit der Reihe SD 345 bis SD 350 lassen 
sieh noch höhere HF-Leistungen erzielen. Möglich sind npn- oder pnp-HF- 
Senderstufen, die in der Originalarbeit vorgestellt werden. In Bild 4 und 
Bild 5 werden npn-Breitband-Senderstufen gezeigt. 

Bild 4 zeigt den Stromlaufplan eines Breitband-KW-Senderverstärkers 


220 


mit einer HF-Leistung von etwa 1,5 W an 75 A. Der Eingang ist hochoh¬ 
mig, so daß Eingangsspannungen von U ss = 1,5 V (3,5 MHz) bis 2,5 V 
(28 MHz) ausreichend sind. Der Arbeitspunkt der Endstufe wird mit der Si¬ 
liziumdiode VD1 stabilisiert. Die Breitbandigkeit der Endstufe erreicht 
man durch die HF-Übertrager T1/T2. Für den Aufbau von T1/T2 werden 
übliche Doppellochkerne verwendet mit 2x6 Wdg., 0,4-mm-CuL, bifilar 
gewickelt. Die Transistoren VT2/VT3 sind mit entsprechenden Kühlble¬ 
chen zu versehen. 

Bild 5 zeigt den Breitband-KW-Senderverstärker für eine HF-Leistung 
von etwa 3 W an 75 fl. Alle Angaben zu Bild 4 gelten auch für diesen 
Stromlaufplan. 


Morsetaste mit Ton 

Mit dem universellen Timer-Schaltkreis B 555 D kann man Töne erzeu¬ 
gen - das ist sicher bekannt. Auch als Morse-Tongenerator wurde der 
Schaltkreis schon mehrfach eingesetzt. Die in Bild 6 dargestellte Morseton- 
generator-Schaltung arbeitet problemlos. Wenn der erzeugte NF-Ton zu 
hoch ist (etwa 1,4 kHz), sollte man für C2 den Kapazitätswert auf etwa 
22 nF erhöhen. Dann liegt der NF-Ton bei etwa 600 bis 700 Hz. Am Aus¬ 
gang pin 3 kann ein kleiner Lautsprecher angeschlossen werden oder ein 
niederohmiger Kopfhörer. 

Zur kompletten Morsetaste mit Ton wird die gezeigte Schaltung gestaltet, 
wenn man die Leiterplatte für die Bauelemente um den Hebel einer Morse¬ 
taste ergänzt. Die federnden Eigenschaften des Leiterplattenmaterials rei¬ 
chen dazu aus, egal, welches man dafür verwendet. Für die Leiterplatte be- 


221 


Bild 6 

Stromlaufplan der Morsetaste 
mit Ton [5] 


nötigt man etwa 50 mm x 50 mm. An einer Seite ragt der Hebel (etwa 
10 mm x 70 mm) heraus, am Ende auf etwa 20 mm x 20 mm erweitert. Für 
den Tastenkontakt sollte man etwas Mühe aufwenden, sonst ist eine sau¬ 
bere Tastung der Tonfrequenz nicht möglich. Günstig ist das Anbringen 
von Metallkontakten. 

Diese Leiterplatten-Morsetaste montiert man auf ein 20 mm starkes 
Holzbrett 100 mm x 100 mm. Zur besseren Handhabung des Tastenhebels 
befestigt man am Ende auf der Fläche 20 mm x 20 mm eine kleine Kunst¬ 
stoff- oder Holzkugel. Mit einer Klemmschraube kann man diese Morseta¬ 
ste auf dem Tisch befestigen, damit sie beim Morsen nicht verrutscht. 


Einfacher Quarzprüfer 

Wenn man Schwingquarze aus der Bastelkiste in einer Schaltung verwen¬ 
den will, kann man Pech haben, der Schwingquarz ist nicht in Ordnung. 
Um Schwingquarze zu überprüfen, gibt es ein einfaches Verfahren. Man 
setzt den Schwingquarz in einer Oszillatorschaltung ein und mißt die ent- 


Bild 7 Stromlaufplan eines einfachen Schwingquarz-Prüfgerätes [6] 


222 


stehende Schwingspannung mit Gleichstromverstärker und anzeigendem 
Meßwerk. Bild 7 zeigt eine wesentlich einfachere Anzeigemöglichkeit für 
die Schwingspannung, wobei als Indikator eine Leuchtdiode VD3 wirkt. 
Gegenüber einem Meßwerk ist das wesentlich preiswerter. 

Mit VT1 ist die Quarzoszillatorschaltung aufgebaut, die sich für 
Schwingquarze bis etwa 30 MHz eignet. An der Emitterelektrode wird über 
C3 die entstehende Schwingspannung ausgekoppelt und mit den Dioden 
VD1/VD2 gleichgerichtet. Der wirksam werdende Basisstrom steuert den 
Kollektorstrom von VT2, der durch das Aufleuchten der LED VD3 ange¬ 
zeigt wird. 

Schließt man an die Emitterelektrode von VT1 einen weiteren Kondensa¬ 
tor 1 nF an und führt ihn zu einer Buchse, so kann man an diese Buchse 
(gegen Massepotential) einen Frequenzzähler anschließen, um die entste¬ 
hende Quarzfrequenz zu messen. 


Einfacher VHF-Signalgenerator 

Für die Überprüfung und den Abgleich von UKW/VHF-Empfangem ist der 
einfache Signalgenerator geeignet, dessen Stromlaufplan Bild 8 a zeigt. Mit 
VT1 ist die NF-Generatorstufe bestückt, die mit einem ÄC-Doppel-T-Netz- 
werk arbeitet und die Modulationsspannung liefert. Mit R 5 läßt sich eine 
NF-Frequenz im Bereich 220 bis 500 Hz einstellen. Über C5 gelangt das 
NF-Signal an die Basis der Oszillatorstufe VT2, die damit moduliert wird. 
Die HF-Frequenzabstimmung geschieht mit C7, während die Rückkopp- 


223 


lung mit C8 auf maximalen HF-Output eingestellt wird. Mit der in Bild 8 b 
angegebenen Haarnadelspule L beträgt der Oszillatorfrequenzbereich etwa 
105 bis 200 MHz. Andere Frequenzbereiche lassen sich mit anderen Spulen 
realisieren. So ergibt eine Spule mit 4,5 Wdg., 1-mm-CuL, 18 mm Spulen¬ 
durchmesser und 2 mm Windungsabstand einen Oszillatorfrequenzbereich 
von etwa 37 bis 60 MHz. 


Signalgenerator für den UHF-Bereich 

Je nach Quarzfrequenz des Schwingquarzes EQ und Vervielfachung mit der 
Schottky -Diode VD1 kann der UHF-Signalgenerator bis zu Frequenzen von 
etwa 1500 MHz eingesetzt werden. Verwendbare Quarzfrequenzen liegen 
im Bereich von 27 bis 50 MHz, eine Frequenzvervielfachung um den Fak¬ 
tor 30 ist möglich. Damit lassen sich UHF-Konverter für Fernsehempfänger 
ebenso abgleichen wie Amateurfunkempfänger im 23-cm-Band. Mit einem 
Quarz 45 MHz und einer Vervielfachung um den Faktor 29 erreicht man 
die Frequenz 1305 MHz im 23-cm-Band (45 MHz x 29 = 1305 MHz; 
145 MHz x 3 = 435 MHz x 3 = 1305 MHz). Der Abgleich des Schwingkrei¬ 
ses Z.1/C2 ist unkritisch, er soll etwa auf der Frequenz des Schwingquarzes 
liegen. Daher genügen für £1 = L2 10 Wdg., 0,5-mm-CuL, 5-mm-Spulen- 
körper mit HF-Abgleichkern. Über C4 wird die HF-Spannung auf die Ver¬ 
vielfacherdiode VD1 gekoppelt. Die Modulationsspannung, die über Li 
(etwa 100 pH) zugeführt wird, entnimmt man einem getrennten NF-Gene- 
rator 1000 Hz. 

Der Schwingkreis L4/C5 ist auf die gewünschte UHF-Frequenz abzu¬ 
stimmen. LA ist ein Messingblechstreifen 5 mm x 56 mm x 1 mm, dessen 
beide Enden auf einer Leiterplatte aufgelötet werden. Der Abstand von L4 
zur Leiterplatte soll etwa 2 mm betragen. Für die Vervielfacherdiode VD1 


G7 33 

Jet " 1 L1 


6/30 


03 G5 yji 
2Z[22 _L KT mb 


X 


/YYV- 

Msm L2jcjr 


LA CS V 

L31 m\ ** 


rM o- 


& 


a) 


VDT\7 f §[} n 
SY360/1 J_ U y_ 


CIO 
680 . 

hH 


'S' xx U f L3 
_L || 7 \5-mm-CuAg \ 

,|g[7 * 24mm 


-IP 

2AP *■' 


70 LA 

70 1,5-mm-GuAg, 
32 mm 


Bild 9 Stromlaufplan eines Signalgenerators für den UHF-Bereich [8] 


224 


liegt der Anschluß etwa 5 mm von einem Ende entfernt, der Anschluß für 
den Trimmerkondensator C5 etwa 24 mm vom gleichen Ende entfernt. Ne¬ 
ben dem anderen Ende befindet sich die Koppelspule L 5, die aus 1-mm- 
CuAg-Draht besteht, 5 mm parallel zu L4 liegt und mit einem Ende auf der 
Leiterplatte verlötet ist. 

Die in der Originalarbeit verwendete Schottky -Diode VD1 ist der Typ 
1 N 4148, es eignen sich auch der SU-Typ KD514A bzw. KD 522. Das 
UHF-Signal wird mit R3 bis R5 und mit C5 eingestellt. 


Tester für elektromagnetische Verträglichkeit 


Wer kennt das Problem nicht - HF-Strahlungen beeinflussen die Funktion 
von Geräten der Unterhaltungselektronik? Das Problem gehört in das Ge¬ 
biet der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMC - elektromagnetic com- 
patibility) und ist ein weites Feld. Ob Rundfunkempfänger, Fernsehemp¬ 
fänger oder NF-Stereoverstärker, stärkere HF-Signale können die er¬ 
wünschte Wiedergabe mehr oder weniger stören, wenn man die Schaltung 
ungünstig auslegt. Zwar ist die Herstellerindustrie dafür verantwortlich, 
dem Gerät der Unterhaltungselektronik ein ausreichendes passives Störver¬ 
halten zu verleihen, aber in den Prospekten wird man dazu kaum eine 
kennzeichnende Werteangabe zur Störfestigkeit finden. 

Hilfe bringt ein EMC-Tester, mit dem man vor dem Kauf das Gerät kurz 
prüft. So kann man schnell die Spreu vom Weizen trennen. Das ist vor al¬ 
lem wichtig, wenn man in der Nähe eines kommerziellen Senders wohnt 
oder z. B. im Haus ein Funkamateur seine Funkstation betreibt. Bild 10 
zeigt die Schaltung eines einfachen EMC-Testers. Es handelt sich um eine 
Quarzoszillatorschaltung,.die direkt am 220-V-Netz betrieben wird. Des¬ 
halb muß der Transistor VT1 ein Videoendstufentransistor mit mindestens 


VD1 


Bild 10 

Stromlaufplan für einen einfachen 
EMC-Tester [9] 


225 


300 V Kollektorspannung sein! Der Quarz EQ ist ein Typ, wie er in Farb¬ 
fernsehempfängern verwendet wird. Die Anzeige der HF-Spannung ge¬ 
schieht mit einer Glimmlampe VG, deren Zündspannung bei etwa 65 V 
liegt. Als Antenne arbeitet das Kühlblech (etwa 40 mm x 100 mm, entspre¬ 
chend abgewinkelt, an einer Stirnseite angebracht) des Transistors, wenn 
man es zusätzlich mit der Kollektorelektrode verbindet. 

Auf jeden Fall muß man die gesamte Schaltung in einem dichtgeschlos¬ 
senen Kunststoffgehäuse unterbringen, aus dem nur die Netzzuleitung her¬ 
ausführt und ein Drucktaster aus Kunststoff angebracht ist. Zum Erkennen 
der Glimmlampe ist eine kleine Bohrung vorzusehen, die mit einer glaskla¬ 
ren Kunststofflinse verschlossen wird. Mit dem HF-Signal tastet man das 
Gehäuse des Geräts der Unterhaltungselektronik ab und beobachtet die 
Auswirkungen. Obwohl mit diesem Test nicht alle Kriterien des passiven 
Störverhaltens erfaßt werden können, ist es zur Simulierung der meisten 
HF-Störfalle ausreichend. 


Vag»-Drahtantenne für das 20-m-Band 

Yagi-Antennen für die KW-Amateurbänder erfordern einen erheblichen 
konstruktiven Aufwand. Warum also nach diesem System nicht eine Draht¬ 
antenne aufbauen, die zwischen 2 Masten gespannt wird? Bild 11 gibt dafür 
ein Beispiel für das 20-m-Band, bestehend aus Strahler und Reflektor. Zur 
Dimensionierung der Draht-Tag/ für andere KW-Amateurbänder gelten die 
Beziehungen: 

Drahtlänge Elemente 

Drahtlänge Abstand 

(in m, / in MHz, a in m. 

Das Koaxialkabel schließt man an ein Pertinax -Brettchen an, an dem 
auch die Drahtenden befestigt werden. Der Kondensator liegt im Bereich 
100 bis 220 pF. Antennengewinn G und Vor-/Rückwärts-Verhältnis sind 
von der Entfernung der unteren Elemente vom Erdboden bestimmt: 

Abstand 0,05 X G= 9,4 dBd VRV = 15dB, 

Abstand 0,14 2 G= 10,8 dBd VRV = 22dB, 

Abstand 0,24 X G = 11,5 dBd VRV = 24dB. 

Die Drahtteile der Tagz'-Antenne werden über Antenneneier an den beiden 
Masten montiert. 


71 

a= ~F’ 


226 


Reflektor' 

4m 


Strahler 

4m 


Allband-Antenne für SWL-Amateure 

Die einfache KW-Empfangsantenne (Bild 12) hat die Form eines Fächers. 
Sie besteht aus 5 vertikal aufgehängten Halbwellenstrahlem für die KW- 
Amateurbänder 80 bis 10 m. Sie wird an einem horizontal ausgespannten 
Draht über Antenneneier befestigt. Am empfängerseitigen Ende werden die 
5 Halbwellenstrahler mit dem Innenleiter des Koaxialkabels gemeinsam 
verlötet, die Abschirmung des Kabels wird direkt mit einem Erder verbun¬ 
den. An Stelle des Mastes kann zur Befestigung des horizontal ausgespann¬ 
ten Drahtes auch ein in entsprechender Entfernung stehendes Gebäude be¬ 
nutzt werden. 


Mast 

10,7m 


Bild 12 

Auflauschema der Allband-Emp¬ 
fangsantenne für SWL [11] 


227 


Literatur 


[1] .... Einfacher Empfänger 3,5 MHz - CW/SSB für Anfänger. Amaterske Radio 
(CSR), Heft A-6/1989, Seite 225 bis 227. 

[2] S. Manolov, Aktive Antenne. Radio-Fernsehen-Elektronik (Bulg.), Heft 8/1989, 
Seite 30/31. 

[3] S. Degasper, Antennenfilter für durchgehende Empfänger. cq-DL, Heft 4/1989, 
Seite 222 bis 224. 

[4] A. Kusiak, Lineare Breitband-KW-Verstärker kleiner Leistung. Radioelektronik 
(Polen), Heft 3/1989, Seite 11/12. 

[5] KI, Morsetaste. Radiotechnika (Ung.), Hft 8/1989, Seite 410 bis 412. 

[6] ..., Ist der Quarzresonator defekt? Radio-Fernsehen-Elektronik (Bulg.), Heft 2/ 
1989, Seite 14. 

[7] P. Hawker, Technical Topics. Radio Communication (Großbr.), Heft 4/1989, 
Seite 37. 

[8] .... UHF-Signalgenerator, RADIO (UdSSR), Heft 3/1989, Seite 79. 

[9] A. Weidemann, Elektromagnetische Verträglichkeit - EMC - Tester III/IV. cq- 
DL, Heft 1/1989, Seite 23 bis 25. 

[10] B. Austin, Designing end-loaded HF wire yagis. Radio Communication (Großbr.), 
Heft 9/1989, Seite 44/45. 

[11] B. Treacher, SWL-Information. Radio Communication (Großbr.), Heft 4/1989, 
Seite 61. 


228 


Temperaturregler mit dem 
B555D 


Dipl.-Ing. Bernd Mager 


Beim Autor wird der Timer-Schaltkreis B 555 D als elektronische Tempera¬ 
turregelung für eine elektrische Gewächshausheizung verwendet, mit einer 
entsprechenden Modifizierung sind aber auch andere Anwendungen als 
Schwellwertschalter denkbar. Gegenüber zahlreichen anderen zu diesem 
Thema bereits erschienenen Veröffentlichungen weist die in Bild 1 gezeigte 
Schaltung die Besonderheit auf, daß Einschalt- und Ausschaltschwelle des 
Schwellwertschalters mit je einem Einstellregler (Potentiometer) getrennt 
und völlig unabhängig voneinander in einem weiten Temperaturbereich 
(etwa 5 bis 40 °C) genau einstellbar sind. Der trotz dieser Eigenschaften ge¬ 
ringe schaltungstechnische Aufwand resultiert dabei aus der wie maßge- 


£..7/(72... 73k) 


229 


schneidert erscheinenden inneren Struktur des B 555 D. Der Schaltkreis 
enthält als wesentliche Elemente 2 Komparatoren und 1 RS-Flip-Flop. Die 
Funktionsweise dieser logischen Grundbausteine soll an dieser Stelle als 
bekannt vorausgesetzt werden. 

Die vorgestellte Schaltung arbeitet nach folgendem Prinzip: Der als Tem¬ 
peraturfühler fungierende Transistor VT1 wird von dem stark temperaturab¬ 
hängigen Kollektorstrom / CI durchflossen. VT2 verstärkt 7 C1 entsprechend 
seiner Stromverstärkung etwa lOOfach. Die über RP1 anliegende Spannung 
U E ist damit direkt temperaturabhängig, d. h., sie steigt mit zunehmender 
bzw. fällt mit abnehmender Temperatur. An den Mittelabgriffen der Poten¬ 
tiometer RP2 und RP3 liegen die der Ein- bzw. Ausschalttemperatur äqui¬ 
valenten Schwellspannungen U tm und 0,5 f/ aus . Übersteigt 0,5 t/ E (anliegend 
am Plus-Eingang des Komparators 1) die an Anschluß 2 des B 555 D ange¬ 
legte Spannung 0,5 (/ aus , so führt das durch Komparator 1 zum Setzen des 
internen Flip-Flop und zum Abfallen des Relais (Heizung »aus«). Mit nun¬ 
mehr abnehmender Temperatur sinkt U E zunächst wieder unter t/ aus , was 
aber lediglich zur Folge hat, daß Komparator 1 den Setzimpuls wieder ab¬ 
schaltet. Erst wenn U E die mit RP2 eingestellte Einschaltspannung U cm un¬ 
terschreitet, liefert Komparator 2 den Rücksetzimpuls für das Flip-Flop, 
und es kommt zur Ansteuerung des Relais (Heizung »ein«). Analog ge¬ 
schieht bei ansteigender Spannung U E das Abschalten der Heizung noch 
nicht beim Erreichen von t/ ein (da nur Abschalten Rücksetzimpuls), sondern 
erst beim Überschreiten von f/ aus (Einschalten Setzimpuls). Daraus resul¬ 
tiert eine Bedingung, die beim Einstellen der Schaltschwellen zu beachten 
ist: ü aus > U tta . t/ aus - U ein ist die Hysterese des Schwellwertschalters. 

Der Einstellregler RP1 gestattet das Anpassen des Spannungsbereichs 
von U E an den zu regelnden Temperaturbereich. Er ist vor RP2 und RP3 
zweckmäßigerweise so einzustellen, daß bei der gewünschten Ausschalttem¬ 
peratur U E etwa U B - 2 V beträgt. Damit verbleibt noch eine gewisse Re¬ 
serve zur eventuellen Erhöhung von l/ aus , ohne daß eine Veränderung an 
RP1 vorgenommen werden muß. U E kann infolge Sättigung von VT1 den 
Wert t/ß —IV nicht übersteigen; deshalb darf C/ aus nicht größer als dieser 
Wert eingestellt werden. 


230 


B555D 


22 ( 120 ) 


X 

x 


* °’ 5w 
f£VD3 

SZ 600/6,2 $ ca (10.2 11.12) 


7...8V 
~(12... 13 V) 


GBR 10.2 11.06 


Bild 2 

Ausgangsbeschaltung für un- 
stabilisierte Betriebsspannung 


18(120) 


Bild 3 

Ausgangsbeschaltung für erforder¬ 
liche höhere Ausgangsströme 


Als Temperaturfühler ist im Prinzip jeder beliebige Ge-pnp-Transistor 
geeignet; gegebenenfalls kann er auch mit offener Basis betrieben werden 
(RI entfällt),7 C i wird dann ausschließlich vom Kollektorreststrom von VT1 
gebildet. Die bei Komparatoren üblichen Mitkopplungswiderstände (vom 
Ausgang auf Plus-Eingang) zur Unterdrückung der Schwingungen im Um¬ 
schaltmoment entfallen durch die Speicherwirkung des internen Flip-Flop. 

Wie bereits erwähnt, eignet sich der vorgestellte Schwellwertschalter auch 
für andere Zwecke (Ausgang 3 ist bei U B = 5 V TTL-kompatibel). Als Ein¬ 
gang für Spannungen bzw. Ströme ist die Basis von VT2 zu verwenden, wo¬ 
bei die realisierbaren Schaltschwellen im Bereich von U B2 - 0,8 V bis U B ge¬ 
wählt werden können. Die ausgangsseitige Beschaltung des B 555 D kann je 
nach Erregerstrom und Spannung des verwendeten Relais variiert werden. 
Die Schaltung nach Bild 1 erlaubt den Einsatz von 6-V- bzw. 12-V-Relais 
mit I ctr £ 200 mA. (Die Werte in Klammem gelten für 12 V.) Es empfiehlt 
sich, die Betriebsspannung mit einer einfachen Schaltung zu stabilisieren, 
da die sonst auftretenden Spannungsschwankungen durch das Vorhanden¬ 
sein von nichtlinearen Bauelementen (Transistoren VT1, VT2) zu Verschie¬ 
bungen der Schaltschwelien führen können. 2 weitere Varianten, die nur 
unstabilisierte Versorgungsspannungen erfordern, sind in Bild 2 und Bild 3 
dargestellt. Dabei sind folgende Einschränkungen zu beachten: Die Ströme 
in die Schaltkreisausgänge 3 bzw. 7 dürfen 200 bzw. 100 mA nicht über¬ 
schreiten (nach [1]). Des weiteren kann Ausgang 3 (Gegentaktausgang), bei 


231 


einer von außen aufgeprägten Spannung, die größer als die an Anschluß 8 
angelegte Betriebsspannung ist, Ströme in den Schaltkreisausgang bei 
High-Potential nicht sicher sperren. 

Zum Schluß noch ein wichtiger Hinweis für die Leser, die nicht über 
Kenntnisse zur Ausführung von Installationsarbeiten an Netzspannungs¬ 
einrichtungen verfügen: Um einen sicheren Schutz vor hohen Berührungs¬ 
spannungen zu gewährleisten, unbedingt wegen netzspannungsseitiger Ver¬ 
drahtung (Transformator, Relais, evtl. Schütz, Schukosteckdose) und Ge¬ 
häuse-Schutzisolierung bzw. -erdung Fachmann konsultieren. 


Literatur 

(1] Schlenzig/Bläsing, Timerschaltkreise B 555 D und B 556 D - Informationen und 
Applikationen. Reihe electronica, Band 213/214, Berlin 1984. 


232 


Temperaturregler mit dem 
A 302 D 


Wolfgang Muckisch 


Mit der vorgestellten Schaltung (Bild 1) wird ein universell einsetzbarer 
Temperaturregler realisiert, der sich durch geringen schaltungstechnischen 
Aufwand und hohe Genauigkeit auszeichnet. Unter Beachtung der ein¬ 
schlägigen Sicherheitsbestimmungen-[1] können damit Geräte zur Tempe¬ 
raturreglung im Wohnbereich sowie für andere Einsatzzwecke, z. B. Belüf¬ 
tung von Gewächshäusern, thermische Stabilisierung elektronischer Bau¬ 
gruppen, Schutz- und Warneinrichtungen, aufgebaut werden. 

Der Schaltungskonzeption liegt der Gedanke zugrunde, mit dem 
Schwellspannungsschaltkreis A 302 D einen Zweipunktregler aufzubauen. 
Dieser Anwendung steht aber die störende Hysterese des Schaltkreises ent¬ 
gegen. Das heißt, daß die Differenz zwischen den Spannungswerten am 
Eingang, bei denen der Ausgangstransistor vom leitenden in den gesperrten 
Zustand (und vom gesperrten in den leitenden) übergeht, zu groß ist. 
Würde man diese Pegel an einem Eingangsspannungsteiler, bei dem ein 
Thermistor als Temperaturfühler wirkt, abgreifen wollen, könnte sich höch¬ 
stens eine Regelgenauigkeit von +3 K einstellen. Durch periodisches Ab¬ 
schalten der Betriebsspannung ist es aber möglich, am Spannungsteiler 
(R1/R2) jeweils nur die obere Triggerschwelle der Eingangsspannung zur 
Steuerung heranzuziehen. 


233 


In der dargestellten Schaltung wird dazu nach der Einweggleichrichtung 
durch VD1 die positive Halbwelle der vom Transformator bereitgestellten 
Wechselspannung genutzt. Hinter der Diode VD2, die für die Entkopplung 
wirkt, kann an CI eine geglättete Gleichspannung am Ausgang der Schal¬ 
tung abgenommen werden. Die Ausgangsbeschaltung muß man unter Be¬ 
achtung des maximal zulässigen Ausgangslaststroms des A 302 D (60 mA) 
dem jeweiligen Anwendungsfall anpassen. Im einfachsten Fall kann ein Re¬ 
lais oder eine andere Last direkt angesteuert werden. Oftmals macht sich 
aber eine Leistungsverstärkung oder der Anschluß einer Thyristorschaltung 
über einen Optokoppler erforderlich. 

Der Aufbau einer Schaltung mit Relaisansteuerung wurde auf einer Lei¬ 
terplatte (70 mm x 25 mm) vorgenommen. Die Leiterbahnführung ist so ge¬ 
staltet, daß sie sich mit einfachen Hilfsmitteln realisieren läßt. In diesem 
Zusammenhang wurde auch auf eine direkte Montage des A 302 D auf der 
Leiterplatte verzichtet, und seine Anschlüsse wurden durch 4 etwa 10 mm 
lange Drähte verlängert. RI und R2 sollten gut isoliert sein und dürfen 
nicht über Steckverbinder angeschlossen werden. 

Es hat sich bewährt, den Temperaturfühler in ein Glasröhrchen einzu¬ 
bringen, das auf der einen Seite zugeschmolzen ist und an der offenen Seite 


Bild 2 Leiterplatte für den Temperaturregler 


Bild 3 Bestückungsplan für die Leiterplatte nach Bild 2 


234 


mit Cenusil abgedichtet wird. Die zum Relais in Reihe liegende Glühlampe 
bewirkt die Strombegrenzung am Ausgang des A 302 D und wird weiterhin 
als langlebige (weil mit Unterspannung betriebene) Kontrollampe genutzt. 
Die vorgestellte Schaltung wurde zweimal aufgebaut. Beide arbeiten seit 
langem als Temperaturregler für Aquarien. Unter günstigen Bedingungen 
wird eine Regelgenauigkeit von ±0,1 K erreicht. 

Wichtige Hinweise für die weitere Anwendung des A 302 D sind in [2] zu 
finden. 


Literatur 

[1] H. Jakubaschk, Elektronik-Bastelbuch für Foto- und Filmamateure, Seite 18ff, 
Leipzig 1981. 

[2] H. Kühne, Applikationsbeispiele mit dem Schwellspannungsschaltkreis A 302 D. 
Amateurreihe elektronica, Band 207, Berlin 1983. 


235 


Watt wollen Sie? 

20 Watt aus der Streichholz¬ 
schachtel 


Michael Schulz 


Plötzlich, nach einer Autobahnfahrt im Hochsommer, schweigt das gute No- 
Name-Autoradio, oder der XY-CRAFT-Radiorecorder gibt nach dem Ver¬ 
such, Lautsprecherbuchsen für die heimischen Boxen zu installieren, kei¬ 
nen Mucks mehr von sich! Ein Blick des Fachmanns in das Gerät - zu¬ 
meist noch ohne Schaltplan - und er sagt achselzuckend: »Tut mir leid, die 
Endstufe ist hinüber, Hitze, Kurzschluß, was weiß ich«! Der Endstufen¬ 
schaltkreis heißt geheimnisvoll 24H12SX und verschweigt diskret seine Her¬ 
kunft. Er ist selbst bei Conrad nicht aufzutreiben, nun ist guter Rat teuer! 
Wegwerfen, neu kaufen? Oder aber, unser Autoradio kann sich gegen den 
Fahrzeuglärm nicht durchsetzen oder wir wollen von unserem Walkman 
auch einmal etwas ohne Kopfhörer hören. 

Eine NF-Endstufe muß her! Klein soll sie sein, denn sie soll ja noch in 
den Autoempfänger mit Kassettenteil passen oder in den knapp bemesse¬ 
nen Platz im Radiorecorder bzw. in die kleine Walkman-Zusatzbox. Lei¬ 
stung soll sie bringen und in Stereo ausgeführt sein, natürlich! Mit einem 
modernen Endstufenschaltkreis, dem A (TDA) 2 000/2 005 V gelingt dieses 
Vorhaben sicher. Auf einer Leiterplatte von 35 mm x 65 mm, also in reich¬ 
licher Streichholzschachtelgröße, ist eine Mono-Endstufe von 20 W Aus¬ 
gangsleistung oder eine Stereo-Endstufe von 2 x 8 W unterzubringen. Für 
den zweiten Fall ist die abgebildete Leiterplatte zu teilen, da sie das Layout 
für 2 solcher Endstufen enthält. 

Der A 2000 V., ein Doppel-NF-Verstärker-Schaltkreis, ist vorzugsweise für 
den stromsparenden Einsatz in batteriebetriebenen Geräten vorgesehen. 
Bereits bei 9 V Betriebsspannung und 4 ß Lastwiderstand sind 2 x 3 W er¬ 
reichbar, bei 12 V etwa 2 x 4 W und bei 14,4 V (Nominalspannung von 
12-V-Auto-Bordnetzen) 2 x 5 W. Der A 2005 V kann sogar noch mehr. Er 
bietet bei 14,4 V schon 2 x 10 W Ausgangsleistung an 2 ß Lastwiderstand 
(verbreitete Impedanz moderner Auto-Lautsprecherkombinationen). Sein 


236 


U B (4 ..18 V) o 


J CI ]cz 
Ifooolö.iu 

f 1 r- 
—[ 


\(A2000V )>_ 
i2üä, Z10WIA2005V) 
C13„,22D0ß 


Einsatz sollte aber auf den Autobetrieb und auf den Netzbetrieb beschränkt 
bleiben, da er einen wesentlich höheren Ruhestrom aufweist und damit 
schnell zum »Batteriefresser« avanciert. Beide Schaltkreise können auch im 
Brückenbetrieb eingesetzt werden und bieten hier 10 W an 4 fl (A 2000 Vm) 
bzw. 20 W an 4 CI (A 2005 Vm). Allerdings sind Schaltkreisexemplare mit 
dem Aufdruck »Vm« erforderlich. Beide IS arbeiten im Betriebsspannungs¬ 
bereich von 4 bis 18 V. 

Der vorgestellte Leistungsverstärkermodul entstand vorwiegend zum Ein- 
(Er-)satz in Autoempfängern im DIN-Gehäuse und integriertem Kassetten¬ 
laufwerk. Der Beitrag soll auch einige weitere prinzipielle Möglichkeiten 
des Einsatzes der Baugruppe aufzeigen und dem Ungeübten helfen, sein 
spezielles Problem zu lösen. 

Der A 2005 V wird in Standardschaltung betrieben [1], Lediglich der 
Siebelektrolytkondensator ist aus Platzgründen zu 470 pF gewählt. Das hat 
sich als ausreichend erwiesen, da in Autoempfängern ohnehin meist genü¬ 
gend Siebkapazität unmittelbar in der Endstufennähe installiert ist. Nie¬ 
mals darf die Baugruppe ohne Kühlvorrichtung, in diesem Fall die Rück¬ 
wand des Empfängers, betrieben werden. Bei der Bestückung der Leiter¬ 
platte geht man in der Reihenfolge IS, RI bis R3, C2, CIO, Cll und 
abschließend alle anderen Kondensatoren und Widerstände vor. Sollte nun 
der Verstärker bei der ersten Inbetriebnahme verzerren, wenn man das 
Lautstärkepotentiometer etwas mehr aufdreht, heißt das, er bekommt zuviel 
NF-Eingangsspannung. Der A 2005 V verträgt maximal 250 mV an seinem 
Eingang. In diesem Fall hilft ein Spannungsteiler vor dem Eingang der Bau¬ 
gruppe, der die Eingangsspannung so weit herabsetzt, daß der Endverstärker 
nicht übersteuert werden kann. Die Verdrahtung mit den Lautsprecher- 


237 


buchsen geschieht direkt vom Modul aus, nachdem man die alten Verbin¬ 
dungen entfernt hat. 

Eine solch kleine Baugruppe hat den Vorzug, daß sie im Empfänger recht 
freizügig untergebracht werden kann, also vorzugsweise in der »2. Etage« 
über der Empfängerleiterplatte, nachdem man die Bauelemente des defek¬ 
ten Endverstärkers entfernt hat. In diesem Fall ist es bei zahlreichen Emp¬ 
fängern auch möglich, eine Endstufe mit 2 Mono-Brückenverstärkern, die 
auf einer Leiterplatte von 130 mm x 35 mm untergebracht sind, aufzu¬ 
bauen. Dazu bestückt man die Leiterplatte entsprechend der Applikation 
zur Brückenschaltung (Bild 2), diese Variante ist im Bestückungsplan mit 
(*) gekennzeichnet. Nun muß man aber beim Installieren der Lautsprecher¬ 
boxen im Fahrzeug darauf achten, daß kein Lautsprecheranschluß mehr 
mit der Fahrzeugmasse in Berührung kommt! Für sämtliche Elektrolytkon¬ 
densatoren genügen 16-V-Ausführungen, man sollte beim Kauf auf die 
kleinste Bauform achten, da es auf der Leiterplatte teilweise recht eng zu¬ 
geht. Die Widerstände sind aus Platzgründen zum Teil stehend unterge¬ 
bracht. Das Platinenlayout ist für die Bestückung beider Verstärkervarian¬ 
ten ausgelegt. 

Die Baugruppe wird an der Stelle des alten Endverstärkers untergebracht, 
entweder mit untergeklebten Abstandsklötzchen oder mit 2 Winkeln an der 
Rückwand des Empfängers. Keinesfalls darf sie lediglich von der mit der 
Rückwand verschraubten IS-Kühlfahne gehalten werden, der Schaltkreis ist 
mechanisch spannungsfrei zu montieren! Der Auskoppelpunkt für die NF 
aus dem Empfänger ist recht einfach zu finden. Dazu verfolgt man die Lei¬ 
tungsführung von den Schleifern (Mittelanschlüsse) des Lautstärkepoten¬ 
tiometers zur ehemaligen Endstufe, sie endet in aller Regel an Einkoppel- 


238 


239 


Bild 4 Bestückungsplan der Endverstärkerplatine (die mit (') bezeichneten Bauelemente entsprechen der Bestückungsvariante ßir 
Mono-Brückenbetrieb) 


kondensatoren von 0,47 bis 4,7 nF. Diese entfernt man und führt die Lei¬ 
tung an die neue Endstufe. 

Die Baugruppe ist aber auch sehr gut als »Nachbrenner« für eine zu 
schwache Autoradio-Endstufe einsetzbar. In jedem Fall sollte dazu eine 
Eingangs- und Symmetrierstufe, wie z. B. aus [2], die der Vollständigkeit 
(Bild 7) halber noch einmal wiedergegeben ist, vorgeschaltet werden. Damit 
schafft man zum einen definierte Masseverhältnisse und zum anderen die 
Möglichkeit, sogenannte »schwimmende« Endstufen, also solche ohne 
Massebezug, anschließen zu können. Der Nachverstärker ist zur besseren 
Kühlung direkt an der Kfz-Karosserie anzubringen, der Anschluß an den 
Autoempfänger geschieht über seine Lautsprecherbuchsen. Der Lautstärke¬ 
steller (22 kO) sollte als einmalig einzustellender Pegelsteller ausgefuhrt 
werden. Die eigentliche Lautstärkeregelung nimmt man dann am Empfän¬ 
ger vor. Mit dem Pegelregler des Nachverstärkers stellt man einmalig die 
verzerrungsfreie Wiedergabe bei voll aufgedrehtem Lautstärkeregler des Au¬ 
toempfängers ein. 


Endverstärkermodul 

Bild 5 Einbau der Baugruppe in Autoempfänger 


NF C5 47n CS 7 On 


moduliert nicht moduliert 
S1 


Bild 6 Anschluß des Nachverstärkers im Fahrzeug 


240 


Bild 7 Die Symmetrier- und Anpaßstufe aus [2] vermeidet Erdschleifen und ermöglicht die 
Anpassung an unterschiedliche Empfängertypen 


Der Nachverstärker ist, besonders bei Einsatz mit der Anpaßstufe, auch 
unmittelbar in der Nähe der Lautsprecherbuchsen, etwa im Kofferraum, un- 
terbringbar, das vermeidet Verluste. Weiterhin ist der Einsatz eines LC- 
Glieds zur Vermeidung des Eindringens von Störungen (Bild 8) aus dem 
Bordnetz notwendig. Die Drossel läßt sich aus einem mit 0,5-mm 2 -Cu- 
Draht vollgewickelten M20- oder A/iO-Kem einfach herstellen. Beide Va¬ 
rianten der Baugruppe sind auch in Radiorecordern u. ä., hier mit dem 
A 2000 Vm bestückt, einsetzbar. Man muß sich eine Kühlfläche für die IS 
entsprechend den Platzverhältnissen im jeweiligen Gerät herstellen. Diese 
sollte nicht zu knapp bemessen werden, um Wärmeschäden auf jeden Fall 
zu vermeiden. 

Um dem Walkman »Beine zu machen«, baut man die kleine Baugruppe, 
mit einem Kühlkörper kombiniert, in eine kleine Lautsprecherbox ein, die 
Stromversorgung geschieht z. B. durch ein Steckernetzteil oder aber durch 
auch in der Box unterzubringende Batterien. Das Signal führt man über das 
abgeschnittene Kabel eines alten Kopfhörers zu, oder man montiert ein 
komplettes Kabel mit Klinkenstecker für diesen Zweck. Die 2. Box wird 
nun lediglich durch ihr Lautsprecherkabel mit der 1. verbunden, und fertig 
ist der »Nachbrenner« für den Walkman! 

Ziel dieses Beitrags war die Darstellung der universellen Einsatzmöglich¬ 
keiten eines miniaturisierten NF-Endverstärkers zur Nachrüstung vorhan- 


+72F 
Sordnefz 


Hl00fi 


Bild 8 

LC-Entstörglied für den Anschluß an das Kfz-Bordnetz 


241 


dener Geräte bzw. zu ihrer Leistungssteigerung. Ein großer Teil der Aufga¬ 
benstellung im Heim- und Freizeitbereich ist auf diese Weise lösbar. Mu¬ 
stergeräte des Moduls bewähren sich seit langem in unterschiedlichen 
Autoempfängern und als Walkman-Nachbrenner. 


Literatur 

[1J H. Jahn, Doppel-NF-Verstärker A 2000 V/A 2005 V. radio-fernsehen-elektronik 35 
(1986), Heft 3, Seite 158ff. 

[2] D. Schiller, Praktische NF-Verstärkertechnik. Berlin, 1988, Seite 97. 


242 


Lichtmengenschalter für den 
Fotoamateur 


Aldo Thiel 


Der vielseitig einsetzbare Schaltkreis B 555 D läßt sich vorteilhaft für den 
Aufbau eines einfachen, aber zuverlässigen Lichtmengenschalters verwen¬ 
den, der am Vergrößerungsgerät bei Fotoarbeiten eingesetzt wird. 

Der Schaltkreis Al arbeitet dabei in der monostabilen Grundschaltung 
(Bild). Über einen Fotowiderstand R 1, der indirekt auf das Licht des Ver¬ 
größerungsapparats reagiert, lädt sich der Kondensator CI auf. Das wird 
durch eine Leuchtdiode VD2 am Ausgang des Schaltkreises (pin 3) ange¬ 
zeigt. Wird die obere Schwellspannung erreicht, so bricht die Aufladung ab, 
und die LED erlischt. Da die Schwellspannung über den Schaltkreiseingang 
(pin 5) in weitem Bereich einstellbar ist, eicht man mit PI auf die unter¬ 
schiedlichen Empfindlichkeiten (Härtegrade) des Fotopapiers. Der Vorgang 
wird mit der Taste »Ta 1« gestartet. Diese Taste sollte nur kurz betätigt wer¬ 
den. Mit der Taste »Ta 2« kann der Vorgang jederzeit abgebrochen werden. 

Der Kondensator CI, dessen Wert je nach Aufbau etwas variieren kann, 
sollte ein verlustarmer Typ sein. Es können MKT-, MKC- oder MKL-Typen 
verwendet werden. Die MKT-Typen waren sehr preiswert zu erhalten. Als 
Fotowiderstand RI kommen die CdS-Typen WK 65037, WK 65038 bzw. 
auch RPP 130/131 in Frage. Der Autor setzte einen Bastel-FW mit der Be¬ 
zeichnung H&P M223 ein. Durch einen Umschalter in Verbindung mit 
einem Potentiometer (1 MD) oder einen Stufenschalter und weitere Kon¬ 
densatoren bzw. Elektrolytkondensatoren kann das Gerät auch als Zeit¬ 
schalter arbeiten. Die Betriebsspannung kann aus einem Klingeltransforma¬ 
tor 0,5 A (KT) mit nachfolgender Gleichrichtung (B 25 C 200) und Glättung 
(Elektrolytkondensator 1000 pF) gewonnen werden. Durch die hohe Leer¬ 
laufspannung des KT ist das möglich. Das Sicherste ist in diesem Fall je¬ 
doch der Batteriebetrieb, wobei 9 V nach Möglichkeit nicht unterschritten 
werden sollten. 

Die erweiterte Schaltung wurde in eine flache Plastdose 


243 


(190 mm x 190 mm x 60 mm) eingebaut. Die Bedienungselemente kann je¬ 
der nach seinen Bedürfnissen und Vorstellungen anordnen. Der Fotowider¬ 
stand R 1 befindet sich in einer Filzstiftkappa, die mit einer Schelle an 
einem 5 cm langen Metallwinkel aus dem Stabilbaukasten geschraubt ist. 
Der Winkel wurde mit Cenusil auf einen Dauermagneten geklebt. So wird 
der Fotowiderstand sicher auf der Metallmaske der Belichtungskassette be¬ 
festigt, wobei aber auch ein Ausrichten auf bildwichtige Partien möglich ist. 
Für die Verbindungsleitung zum Gerät wurde dünne Litze gewählt. 

Die für den Anfänger einfachste, weil sicherste Handhabung ist die 2hän- 
dige Bedienung. Mit der einen Hand wird der »Belichtungsautomat« gestar¬ 
tet und mit der anderen gleichzeitig das Vergrößerungsgerät eingeschaltet. 
Beim Verlöschen der Leuchtdiode wird das Vergrößerungsgerät mit der 
Hand ausgeschaltet. Bei dem Belichtungsvorgang sollte die Dunkelkammer¬ 
lampe ausgeschaltet sein, da diese bei starken Vergrößerungen bzw. ge¬ 
schlossener Blende den FW beeinflussen würde. 

Der erfahrene Amateur kann mit einem 12-V-Relais (angedeutet) oder 
einem anderen Leistungsschalter direkt das Vergrößerungsgerät und die 
Dunkelkammerlampe im Wechsel steuern. Dabei sollte ein Dauerlicht¬ 
schalter für die Einstellarbeiten nicht vergessen werden. Der Stellbereich 
des Potentiometers wird willkürlich geteilt und beschriftet. Mit einem nor¬ 
malen Negativ wird eine Probebelichtung gemacht. Die ermittelte Belich¬ 
tungszeit wird nun am Automaten eingestellt, indem man das Potentiome¬ 
ter schrittweise verstellt. Bei Verwendung nur eines Entwicklers in konstan¬ 
ter Verdünnung und Temperatur kann die Stellung des Potentiometers auf 
der Packung des Fotopapiers notiert werden. Sonst ist vor jeder Entwick¬ 
lungsserie ein Probeabzug anzufertigen. 

Die Vorteile dieses Geräts liegen auf der Hand. Auch ein Anfänger wird 
selbständig eine Leiterplatte entwerfen können. Die Schaltung ist nachbau¬ 
sicher, und Schirmungsmaßnahmen sind nicht nötig. Gegenüber anderen 


244 


Schaltungen sind die einfache Stromversorgung und der große Einstellbe¬ 
reich hervorzuheben. Mit diesem Gerät lassen sich funktionsbedingt etwa 
90% aller Negative schnell und effektiv vergrößern. Nur bei kleinen bild¬ 
wichtigen Objekten vor konträrem Hintergrund ist mit dieser integralen 
Methode Vorsicht geboten. 

Das Gerät arbeitet seit langem zuverlässig und erfüllt alle Anforderungen 
des Fotolabors. 


245 


Vielseitiger Impulsgenerator 

Ing. Frank Sichla - Y51U0 


Ein Impulsgenerator ist auch für das Amateurlabor unentbehrlich gewor¬ 
den. Der Beitrag beschreibt eine einfache Schaltung, die jedoch praktisch 
keine Wünsche offen läßt. In Bild 1 ist der Grundaufbau zur Impulserzeu¬ 
gung in allen Einzelheiten dargestellt. Die Frequenz erzeugt das Monoflop 
Dl, das durch die Verbindung des Q-Ausgangs mit dem Eingang B zum 
Generator wird und am Ausgang Q etwa 80 ns breite L-Impulse liefert. Mit 
dem Stufenschalter S1 wird die Dekade gewählt, in der mit PR1 die Fre¬ 
quenz eingestellt werden soll. Die höchste Frequenz beträgt 10 MHz, wobei 
der Trimmer CI wirksam ist. Er wurde vorgesehen, da in diesem Bereich pa¬ 
rasitäre Kapazitäten bereits eine Rolle spielen und man unabhängig von de¬ 
ren Größe die maximale Frequenz exakt festlegen kann. Die niedrigste in 
diesem Fall erzeugbare Frequenz ist 10 Hz (C6 wirksam). Neben dieser in¬ 
ternen Triggerung ist noch externe oder manuelle Triggerung möglich (S3). 

Das externe Triggersignal wird von einer Transistorstufe verarbeitet. Da¬ 
her ist man nicht an standardisierte Logikpegel gebunden, sondern kann 
Pegel zwischen 1 und 10 V sicher benutzen. Um einen manuell erzeugten 
Triggerimpuls zu erhalten, wird das Monoflop D4 herangezogen. Es ent- 
prellt den Taster mit selbständiger Rückkehr Ta, da es eine Haltezeit von 
1 s aufweist. Normalerweise wird zum Entprellen eine RS-Flipflop benutzt. 
Das würde aber einen zusätzlichen IS und einen Umschaltkontakt verlan¬ 
gen. 

Das Standard-TTL-Monoflop D2 wird mit steigender Flanke an seinem 
ScftmiK-Trigger-Eingang getriggert. Es liefert eine minimale Impulsbreite 
von 80 ns und liegt diesbezüglich wesentlich besser als ein DL 123 D, für 
den der Hersteller 200 ns garantiert. Somit kann bei 10 MHz ein Impuls/ 
Pausen-Verhältnis von etwa 1 bis unendlich eingestellt werden. Mit S2 wer¬ 
den die Dekaden gewählt. Dieser Stufenschalter weist eine Schalterstellung 
mehr auf als Sl, da man ja sowohl bei der höchsten als auch bei der gering- 


246 


isv] 


SSI 


sten Frequenz noch variieren möchte. Auch in diesem Fall haben bei klei¬ 
nen Impulsbreiten uneingeschränkt parasitäre Kapazitäten Einfluß, so daß 
C7 unverhältnismäßig klein gewählt wurde. 

Der Ausgang Q liefert das 1. extern verfügbare Ausgangssignal. Einen 
2. Ausgang bildet die Transistorstufe, die am Ausgang Q angekoppelt ist. 
Diese Stufe wird von einer von außen anzulegenden Spannung U s aktiviert 


und liefert ein Ausgangssignal in Höhe dieser Spannung. Der Ausgangswi¬ 
derstand beträgt 50 Cl. Bei Anpassung darf U s maximal 15 V betragen. So¬ 
mit können CMOS-Systeme bequem angeschlossen werden. Man will oft 
ein Impuls/Pausen-Verhältnis von 1 schnell eingestellt haben und möchte, 
daß sich dieses auch bei Frequenzvariation nicht ändert. Um dieser Anfor¬ 
derung zu entsprechen, geschieht mit D3.1 eine Frequenzteilung und die 
Sicherung des gewünschten Tastverhältnisses bei jeder Frequenz. Die Tei¬ 
lung durch 2 muß in Kauf genommen werden, da eine Frequenzverdopp¬ 
lung von D-Flip-Flop bis 10 MHz Eingangsfrequenz mit den herkömmli¬ 
chen Bauelementen nicht zu schaffen ist. Der Ausgang Q dieses Flip-Flops 
bildet den dritten Ausgang des Impulsgenerators. 

Bei der praktischen Handhabung kann es leicht geschehen, daß die bei 
D2 eingestellte Haltezeit größer ist als die bei Dl.l. Dann wird eine Fre¬ 
quenz ausgegeben, die geringer ist als erwartet. Um diesen unerwünschten 
Zustand zu signalisieren, wurde D3.2 vorgesehen. Das D-Flip-Flop über¬ 
nimmt mit steigender Flanke am Takteingang den logischen Pegel, der am 
D-Eingang herrscht. Bei ordnungsgemäßer Einstellung wird stets ein L-Si- 
gnal übernommen. Die LED bleibt daher dunkel. Bei Fehleinstellung wird 
auch ein H-Signal übernommen, so daß am Q-Ausgang zeitweise H-Pegel 
herrscht. Bei mittleren und hohen Frequenzen leuchtet dann die LED stän¬ 
dig, bei niedrigen Frequenzen blinkt sie. Dieses Extra, das leider auch bei 


Bild 2 

Verlauf von Triggersignal 
und Ausgangssignalen 


o*5V 


Bild 3 

Diese Stabilisierungsschaltung 
genügt zur Netzstromversor¬ 
gung des Generators 


248 


Bild 4 

Ansicht des fertiggestellten 
Mustergeräts 

industriellen Geräten selten anzutreffen ist, erleichtert den praktischen 
Umgang wesentlich. 

Bild 2 zeigt zur Übersicht den Verlauf des Triggersignals und der Aus¬ 
gangssignale, wobei das Bild eines 12-MHz-Oszilloskops bei einer Signal¬ 
frequenz von 5 MHz nachgezeichnet wurde. Zur Stromversorgung kann die 
Schaltung nach Bild 3 empfohlen werden, die auch beim Mustergerät einge¬ 
setzt wurde. Dabei wurde ein Klingeltransformator älteren Typs (5 V) ver¬ 
wendet. Den Aufbau des Impulsgenerators sollte man vorteilhaft auf einer 
doppelseitig kaschierten Leiterplatte, auf der auch die Stufenschalter und 
die Potentiometer (je Ausführungen für Leiterplattenmontage; Stufenschal¬ 
ter mit 12 Stellungen, S1 — 2 Pakete, S2 - 3 Pakete) montiert werden, vor¬ 
nehmen. Das sichert eine stabile Arbeitsweise (minimales Jittern) bei Ver¬ 
meidung unnötiger parasitärer Kapazitäten und minimale Störstrahlung des 
Geräts. Die Oberseite (Bestückungsseite) behält ihre Cu-Schicht, die als 
Masse verwendet wird. 

Aber auch ein Aufbau auf Universalleiterplatte ist möglich. Beim Mu¬ 
stergerät, das Bild 4 zeigt, wurde so verfahren. Wichtig ist es, eventuell er¬ 
forderliche Zuleitungen zu den Potentiometern - diese sollten logarithmi- 
schen Gang aufweisen - und Stufenschaltem kurz zu halten und nicht zu 
verdrillen. 


249 


Der Ansteuerschaitkreis 
B 4002 Dfür Leistungs¬ 
transistoren 


Ing. Dietrich Müller 


Leistungstransistoren, die im Schalterbetrieb arbeiten (z. B. im Schaltnetz¬ 
teil), erfordern für einen sicheren Betrieb während der Umschaltzeiten vom 
»Ein«- in den »Aus«-Zustand und umgekehrt Basisansteuerströme von je¬ 
weils bestimmter Größe, Richtung und Verlauf. In der Literatur [1] bis [3] 
sind eine Vielzahl von z. T. umfangreichen Varianten von Schaltungen an¬ 
gegeben, mit denen eine optimale Basisansteuerung des Leistungstransi¬ 
stors mehr oder weniger gut erreicht wird. Der Schaltkreis B 4002 D enthält 
integrierte Funktionsblöcke, mit denen diese Bedingungen, in weiten Gren¬ 
zen einstellbar, realisiert werden können. 

Bild 1 zeigt eine Anwenderschaltung des B 4002 D mit teilweise darge¬ 
stellter Innenschaltung und einigen möglichen Dimensionierungsvarianten. 
Der Kollektorkreis wurde vereinfacht dargestellt. Im konkreten Anwen¬ 
dungsfall steht an Stelle von R h ein Transformator oder Motoranker usw. 
mit den zugehörigen Schutzbeschaltungen [2], [3], 


Die Basisansteuerung 

Wie in [1], [2], [3] und [6] beschrieben, ist die Basisansteuerung besonders 
von Hochvoltleistungstransistoren, wie sie z. B. in Schaltnetzteilen einge¬ 
setzt sind, für den Transistor von lebenswichtiger Bedeutung. Beim Ein¬ 
schaltvorgang wäre ein schnelles Aufsteuern des Transistors bis in den Zu¬ 
stand der Quasi-Sättigung optimal. Dabei liegt die Spannung am Kollektor 
im durchgesteuerten Zustand nur wenig über der Sättigungsspannung l/ CEsat 
des Transistors. Dieser Zustand läßt sich sicher nur durch eine Regelschal¬ 
tung erreichen. In herkömmlichen Schaltungen dagegen wird meist ein viel 
zu großer Basisstrom eingespeist, der das Ausschaltverhalten ungünstig be¬ 
einflußt. 


250 


Die Kollektorspannung U CE des Leistungstransistors VT1 wird über die 
Diode VD und pin 13 einer Regelschaltung im B 4002 D zugeführt. Bleibt 
U C e im durchgesteuerten Zustand von VT1 unzulässig hoch, wird die Breite 
des Ausgangsimpulses über einen Komparator und die Steuerlogik des 
B 4002 D auf ihren Minimalwert 4 nmin verringert. Die maximal zulässige 
Höhe von U CE wird mit R s (pin 11) eingestellt, z. B. mit R s = 0,3 x R T auf 
etwa 3 V. Bleibt pin 11 unbeschadet, liegt diese bei etwa 5,6 V [3], Es ist zu 
ersehen, daß die Größe von R s von R r abhängt. Da weitere Betriebsgrößen 
des B 4002 D von R T , mit dem die minimale Impulsbreite io nmin eingestellt 
wird, beeinflußt werden, ist R T zuerst festzulegen. Ist der Leistungstransistor 
mit einem SOAR-Glied beschältet [2], [3], muß die Zeit t onmjn mindestens 
4mal so groß sein wie die Zeitkonstante x= C'x R des SOAR-Glieds. Mit 
R T = 10 kfl ergibt sich für etwa 1 ps, mit 100 kfl etwa 6 ps und mit 
R T = 200 kfl etwa 12 ps. Bei kleinen Betriebsspannungen unterhalb von 
50 V wird bei Einsatz des B 4002 D kein SOAR-Glied benötigt. Im Inter¬ 
esse eines wirksamen Schutzes von VT1 im Kurzschlußfall sollte R T mög¬ 
lichst klein gewählt werden. Nach der Festlegung von R T kann man R s be¬ 
stimmen. 

Der über pin 16 gelieferte positive Basisstrom +/ B darf eine Größe von 
0,7 A nicht übersteigen. Mit R 15 kann dieser auf die erforderliche Größe 
begrenzt werden. Überschlägig kann man R15 berechnen nach: 

„ ü CC i - 4 V 
'b 

wobei für I B der tatsächlich erforderliche Basisstrom eingesetzt werden 
muß. Zum sicheren Ausschalten des Transistors wird ein negativer Basis- 
(Ausräum-) Strom -/ B benötigt. Mit herkömmlichen Schaltungen [1], [2], 
[3] lassen sich optimales Ein- und Ausschaltverhalten nicht erreichen. Das 
ist nur mit getrennt gesteuerten Quellen für den positiven und den negati¬ 
ven Basisstrom von VT1 möglich. Die Basis von VT1 erhält über eine In¬ 
duktivität L von nur wenigen Mikrohenry, die eine Verlangsamung des ne¬ 
gativen Basisstromanstiegs gewirkt, vom Ausgang pin 1 des B 4002 D den 
negativen »Ausräumstrom«. Die Schaltungsteile des B 4002 D, die die Ba- 
sisansteuersignale für den Leistungstransistor liefern (einschließlich der 
Entsättigungskontrolle), sind der wichtigste Teil des Schaltkreises, wogegen 
die übrigen Funktionsgruppen fast von untergeordneter Bedeutung sind. 


Oie übrigen Funktionsgruppen 

Die positive Betriebsspannung U ccl (+7 bis +14 V) wird über pin 14 zuge¬ 
führt und die negative Betriebsspannung f/ cc2 (-1 bis -9V) über pin 2. 


251 


Beide werden mit Entkoppelkondensatoren 0,1 pF und £ 100 pF (Elektro¬ 
lytkondensator) gegen Masse beschältet. Ein möglicher Ausfall von + U CC i 
wird ständig überwacht. Verbindet man pin 6 durch einen Widerstand R N 
mit pin 2, wird auch - U CC 2 überwacht. Für die Größe von R y gelten fol¬ 
gende Richtgrößen: R N = 1,2 R T für U CC2 = -7 V, R N ~ R T für U CC2 = -5 V 


252 


und R N ~ 0,8 R r für U CC2 = -3 V. Verbindet man pin 6 mit Masse, wird 
U cc 2 nicht überwacht. 

Über den Eingang pin 2 (INHIBIT) kann der Ausgangsimpuls (pin 16) 
durch einen Steuerimpuls von TTL-H-Format (=2,4 V) bis zum Eintreffen 
des nächsten Schaltimpulses gesperrt werden. Für die meisten Anwen¬ 
dungsfälle ist das nicht erforderlich, ebenso wie die Festlegung einer maxi¬ 
malen Einschaltzeit f onmax , die durch einen Kondensator Cp an pin 8 einge¬ 
stellt werden kann. Bei Nichtbenutzung dieser Funktionen sind pin 3 und 
pin 8 mit Masse zu verbinden. 

Ebenso selten wird die durch einen Widerstand R D an pin 11 einstellbare 
Verzögerung t D des Ausgangsimpulses benötigt. Sie errechnet sich über¬ 
schlägig aus: r D = 20-R D (ps, kfl). Benötigt man diese Verzögerung nicht, 
bleibt pin 11 unbeschaltet oder wird mit +U CC i verbunden. 


Die Eingangsschaltung 

Die Eingangsschaltung des B 4002 D (pin 5) kann mit 2 unterschiedlichen 
Eingangssignalen angesteuert werden. Bleibt pin 4 unbeschaltet oder wird 
mit einem Widerstand von mindestens 4,7 kfl mit + U ca verbunden, kann 
der Eingang mit Impulsen veränderlicher Breite mit TTL-Pegel (=2 V) an¬ 
gesteuert werden. Am Ausgang pin 16 erscheinen dann Impulse gleicher 
Breite, sofern diese nicht durch eine der internen Kontrollschaltungen auf 
tonmin begrenzt werden. Bild 1 zeigt diese relativ unkompliziert anwendbare 
Schaltungsvariante. 

Verbindet man pin 4 mit Masse, ist der Eingang pin 5 abwechselnd mit 
(schmalen) positiven und negativen Impulsen von mindestens +2 bzw. 
-2 V anzusteuern. Die Ausgangsimpulse an pin 16 beginnen dann jeweils 
zum Zeitpunkt der Vorderflanke des positiven Impulses und enden mit der 
Vorderflanke des negativen. Sollten die negativen Impulse ausfallen, würde 
Dauerstrom fließen. Um das zu verhindern, ist bei dieser Schaltungsart die 
maximale Einschaltdauer t onmax durch einen Kondensator Cp an pin 8 zu be¬ 
grenzen. Nach [3] gilt die Beziehung: ( onmax ^ 2 • R T -Cp. Für R T = 200 kfl 
und Cp = 1 nF ergibt sich t onmax zu etwa 400 ps. 


Eingang zur Kollektorstromüberwachung 

Wie die meisten Kontrollfunktionen bewirkt auch der Eingang pin 12 den 
Schutz des Leistungstransistors VT1. Steigt die Spannung an pin 12 auf 
etwa -0,2 V, wird die Ausgangsimpulsbreite an pin 16 auf r onmin verringert. 
Im Gegensatz zu vergleichbaren Eingängen (z. B. des B 260 D) wird im vor- 


253 


ü 3 Bild 2 

Vereinfacht dargestellte Schal- 
c tung der Stromversorgung und 
des Anschlusses des Leistungs¬ 
transistors an den Ansteuer¬ 
schaltkreis B 4002 D 


liegenden Fall eine negative Signalspannung benötigt. Das bedeutet, daß 
der Emitter von VT1 direkt mit Masse verbunden werden muß. Dieser 
Punkt ist zugleich als zentraler Masseanschlußpunkt zu verwenden. Der 
Minuspol der Betriebsspannung für VT1 (- U B ) ist folglich über den Emit¬ 
terwiderstand '/? E von VT1 an Masse geführt. Die an f? E gewonnene Span¬ 
nung wird dem Überlasteingang (pin 12) über einen Spannungsteiler zuge¬ 
führt. In der Schaltung (Bild 1) fällt an einem Emitterwiderstand von 
0,33 O bei einem Strom von 3 A eine Spannung von etwa 1 V ab, die durch 
die Widerstände ft 12 und R 12' auf die erforderlichen 0,2 V heruntergeteilt 
wird. Durch andere Teilerwiderstände lassen sich andere Ansprechgrenzen 
für den Kollektorstrom einstellen. 

Aus der Tatsache, daß man den Minuspol - U & der Speisespannung für 
den Leistungsteil nicht direkt mit Masse verbinden darf, ergibt sich die 
Notwendigkeit, daß diese völlig getrennt von den beiden anderen Versor¬ 
gungsspannungen + U C ci und - U CC 2 erzeugt werden muß. Bild 2 zeigt in 
vereinfachter Darstellung den Anschluß des Leistungstransistors und der 
Versorgungsspannungen an den B 4002 D. 


Literatur 

[1] Das Schaltverhalten von Transistoren. Elektronik-Arbeitsblatt Nr. 112, Elektronik 
1978, Heft 8, Seite 87/88, Heft 9, Seite 113 bis 116. 

[2] J. Jakob, Schaltnetzteile. Berlin 1987, Seite 21 bis 34, Seite 43 bis 53. 

[4] Bauelemente-lnformation B 4002 D. Datenblattsammlung Elektronischer Bauele¬ 
mente 2/86, Kombinat Mikroelektronik Erfurt. 

[5] D. Müller, Impulssteuerung von Gleichstrom-Kleinmotoren, Schaltungssammlung 
für den Amateur, 6. Lieferung, Berlin 1991. 

[6] K. Rischmüller, Basisansteuerung von Hochvolttransistoren. Elektronik 1977, 
Heft 11, Seite 55 bis 58. 


254 


U KW-Taschenempf änger 
mit dem R 283 D 


Harald Stahl 


In diesem Beitrag soll auf den nicht zu unterschätzenden Vorteil sehr preis¬ 
wert angebotener Anfalltypen, sogenannter Bastelschaltkreise, eingegangen 
werden. Für den Anfänger, aber auch für den schon fortgeschrittenen Elek¬ 
tronikamateur, der sich nicht mehr mit dem Nachbau vorgestellter Schal¬ 
tungen zufriedengibt, sondern schon einige Experimente durchfuhrt, sind 
derartige Bauelemente, die im erheblichen Maße die Hobbykasse schonen, 
von großem Interesse. Das breitgefächerte Angebot ermöglicht dem interes¬ 
sierten Elektronikamateur ein umfangreiches Betätigungsfeld. 

Der R 283 D, ein Anfalltyp des A 283 D vom VEB Halbleiterwerk Frank- 


255 


o+SI/ 


furt (Oder), bietet als Einchip-Radio-IS ein interessantes Anwendungsspek¬ 
trum. Bestechend ist die Einfachheit, mit der der Elektronikamateur in die 
Lage versetzt wird, mit nur wenigen äußeren Schaltelementen einen Ta¬ 
schenempfänger (Bild 2) für den UKW-Bereich zu konzipieren. Bild 1 gibt 
einen Überblick zum inneren Aufbau des Schaltkreises. An dem ZF-Ver- 
stärkereingang wird über ein 10,7-MHz-Piezofilter die ZF eingespeist. Die 
Demodulation geschieht über ein an pin 14/15 angeschlossenes Phasen¬ 
schiebernetzwerk. An pin 8 steht die NF zur Verfügung. Sie wird in geeig¬ 
neter Weise, über ein Lautstärkepotentiometer geregelt, in den internen 
NF-Verstärker (pin 9) eingespeist. Den Lautsprecher schließt man über eine 
Luftspule und den Koppelelektrolytkondensator an pin 12 an. 

Der Typ des erforderlichen UKW-Tuners ist von untergeordneter Bedeu¬ 
tung und hängt ohnedies vom vorhandenen Sortiment in der Bastelkiste des 
Elektronikamateurs ab. Für das Phasenschiebernetzwerk sind 2 10,7-MHz- 
Filter einzusetzen, z. B. 012-019 FM, wobei Z3 durch eine zusätzliche 
Wicklung von 10 Wdg. zu komplettieren ist. Natürlich ist auch der Einsatz 
von Miniaturfiltem der Typen 3913 und 3914 möglich. Die Stromversor¬ 
gung kann aus einem NC-Akkumulator ( 7D01, Selga- Akkumulator) vorge¬ 
nommen werden. 

Zur Inbetriebnahme wird der Ruhestrom, der nur wenige Milliampere be¬ 
trägt, mit einem geeigneten Amperemeter überprüft. Die Spannung an 
pin 16 ist mit dem Einsteilregier auf 2,2 V abzugleichen. Die Filter des Pha¬ 
senschiebernetzwerks Z2 und Z3 sind nach Gehör abzugleichen. Wer über 


256 


die Möglichkeit verfügt, kann mit den Parallelwiderständen zu den 
Schwingkreisen im ausgebauten Zustand die Güte Q, einstellen; für Z2 
Qo = 72,6 und für Z3 Qo = 30. Die fertige Schaltung wurde in einem Selga- 
Taschenempfängergehäuse untergebracht und arbeitet seit einiger Zeit stö¬ 
rungsfrei. 


257 


Schaltungsrevue für Anfänger 


Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE 


AM-Ortssender-Empfang 

Will man mit einem NF-Verstärker (auch Walkman , Signalverfolger o. ä.) 
den Ortssender im Mittelwellenbereich empfangen, so muß vor den NF- 
Verstärker ein HF-Empfängerteil vorgeschaltet werden. Das kann verhält¬ 
nismäßig einfach gestaltet sein, wenn ein ausreichend starkes Sendersignal 
am Empfangsort zur Verfügung steht. Es genügt also eine Geradeausemp¬ 
fängerschaltung, wie sie als Beispiel in Bild 1 dargestellt ist. Der frequenz- 
bestimmende HF-Schwingkreis besteht aus C1/C2/L1, die Spule LI be¬ 
wirkt die niederohmige Ankopplung an die Basiselektrode des Transistors 
VT1. LML2 befinden sich auf einem Ferritstab, rechteckförmig, 
3 mm x 13 mm x 60 mm, Ll=60Wdg., L2 = 10 Wdg., HF-Litze 
10x0,05 mm. Für den Mittelwellenbereich 525 bis 1605 kHz liegen je 
nach MW-Ortssenderfrequenz die Kapazitätswerte für CI im Bereich 
700 pF (525 kHz) und 65 pF (1605 kHz). Mit dem angegebenen Wert 


258 


CI = 220 pF ist die Resonanzfrequenz 891 kHz (Berlin - Deutschlandsen¬ 
der). Der Feinabgleich wird mit dem Trimmerkondensator C2 vorgenom¬ 
men. 

Die HF-Verstärkung des Eingangssignals geschieht mit dem Transistor 
VT1. Der Verstärkungseffekt kann verbessert werden, wenn zwischen Kol¬ 
lektorelektrode und Widerstand R 3 eine HF-Drossel 1 mH eingeschaltet 
wird. Über C6 ist die HF-Demodulatorschaltung mit den Germanium-HF- 
Dioden VD1/VD2 angeschlossen. Das entstehende NF- Signal wird mit dem 
Operationsverstärker Al auf ein NF-Ausgangssignal von etwa 50 mV ver¬ 
stärkt, das man über eine abgeschirmte Leitung dem NF-Verstärker zu¬ 
führt. 


UKW-Tuner für Rundfunkempfang 

Der Stromlaufplan in Bild 2 zeigt einen UKW-Tuner für Rundfunkempfän¬ 
ger, der einige Besonderheiten aufweist. Das ist einmal der Betrieb mit 
einer stabilisierten Betriebsspannung von 5,5 V, die die Stabilisatorschal¬ 
tung VD1/VT5 bereitstellt. Dazu kommt die getrennte Oszillatorschaltung 
VT3, deren Signal auf die Mischstufe VT2 über C9 kapazitiv gekoppelt 
wird. Das erzeugte ZF-Signal 10,7 MHz wird über VT4 und ein kerami¬ 
sches Filter ZI an pin 2 des Schaltkreises A 283 D geführt, der als AM-Emp- 
fangsteil, AM/FM-ZF-Verstärker, AM/FM-Demodulator und NF-Verstär¬ 
ker arbeitet. VT1 ist die UKW-HF-Verstärkerstufe. Die beiden HF-Stufen 


259 


VT1/VT2 sind mit pnp-Transistoren (VT1 - BF 679, VT2 - BF 680) be¬ 
stückt. Äquivalenttypen sind der sowjetische Typ KT 363B und die polni¬ 
schen Typen BF 272, BF 414, BF 440/441 und BF 679. Für die anderen 
Transistoren eignen sich VT3 - SF235, VT4 - SF225 und VT5 - SF126, 
die Z-Diode entspricht VD1 - SZX 19/6,2. 

In der bulgarischen Originalschaltung ist der UKW-Bereich entsprechend 
der OIRT-Norm für den Frequenzbereich 65,5 bis 73 MHz dimensioniert, 
dafür gelten die angegebenen Werte der Schwingkreiskapazitäten und -spu¬ 
len. Die Spulenwerte sind LI - 6 Wdg., L2 - 3 Wdg., L3 - 6 Wdg., L4 - 
5 Wdg., LS - 12 Wdg., L6 - 4 Wdg.; 4-mm-Spulenkörper mit HF-Abgleich- 
kern und Abschirmkappe für L2 bis L6, LI ist eine Luftspule, der verwen¬ 
dete Spulendraht besteht aus 0,5-mm-CuL, bei Koppelwicklungen 
0,15 mm-CuL. Für den CCIR-UKW-Bereich 87,5 bis 108 MHz sind 
Schwingkreiskondensatoren mit geringerer Kapazität und Spulen mit gerin¬ 
gerer Windungszahl einzusetzen. Für den Abgleich orientiert man sich mit 
einem Grid-Dip-Meter. 


Antennenabstimmung für KW-Empfang 

Im Kurzwellenbereich arbeiten eine Vielzahl Rundfunksender, deren HF- 
Signale an einem Empfangsort in unterschiedlicher Feldstärke auftreten. 
Die Folge davon ist es, daß der Empfang von schwachen HF-Signalen durch 
starke Sendersignale erheblich gestört wird. Meist reicht die Eingangsselek¬ 
tivität des Rundfunkempfängers nicht aus, um in der Nähe der Empfangs¬ 
frequenz liegende starke Sendersignale ausreichend zu unterdrücken. Vor 
allem durch Kreuzmodulation entstehen dann im Empfänger zusätzliche 
Störsignale, die den Empfang von schwachen Sendersignalen beeinträchti¬ 
gen. Abhilfe schaffen 2 Maßnahmen: 

- die Anpassung der Empfangsantenne an den Empfängereingang, 

- der Einsatz zusätzlicher HF-Schwingkreise für die Empfangsfrequenz, 
um die HF-Eingangsselektivität zu verbessern. 


50S 


Antenne C2 


Dl 

500 


C3 Empfänger 


300 


a) 


Bild 3 Preselektor für den Kurzwellenempfang [3] 


260 


Tabelle Spulenwerte zu Bild 3a 


Spule 

Wellenbereich 

m 

LI 

Wdg. 

L2 

Wdg. 

L3 

Wdg. 

a 

mm 

A 

160...60 

48 

12 

15 

0 

B 

90...30 

22 

6 

8 

0 

C 

50...20 

15 

3 

4 

3 

D 

o 

ö 

ro 

5 

1,5 

2 

3 


Derartige Schaltungen bezeichnet man als passiven Preselektor. Dabei kann 
man zur Selektivitätsverbesserung 1 bis 4 Schwingkreise vorsehen, wobei 
eine Schwingkreisabstimmung mit einem entsprechenden Drehkondensator 
(1- bis 4fach) vorzunehmen ist. Da schon 1 Schwingkreis eine erhebliche 
Selektivitätsverbesserung bringt, zeigt Bild 3 a dafür ein Beispiel. Der 
eigentliche Schwingkreis besteht aus LI und CI, abgestimmt wird auf die 
gewünschte Empfangsfrequenz. Die Ankopplung der Antenne an den 
Schwingkreis geschieht anpassungsmäßig mit dem L-Glied L2 und C2, 
während mit dem L-Glied L3 und C3 der Empfängereingang an den 
Schwingkreis angepaßt wird. Je loser man dabei die Ankopplung durch Her¬ 
ausdrehen des Drehkondensators macht, um so besser kommt die Selektivi¬ 
tätsverbesserung des Schwingkreises LI/CI zur Wirkung. 

Um den gesamten Kurzwellenbereich zu erfassen, sieht man 4 Steckspu¬ 
len vor. Der Steckspulenkörper hat einen Durchmesser von 30 mm, für LI 
(s. Tabelle) wird 1-mm-CuL und für L2/L3 0,4-mm-CuL als Spulendraht 
verwendet. Zur Kontaktierung eignen sich 5polige NF-Stecker und NF- 
Buchsen, aber auch Bananenstecker/Telefonbuchsen usw. sind möglich. 
Auch mit einem entsprechenden Tastenschaltersatz ist eine Umschaltung 
der Spulen erreichbar. Die Tabelle gibt die Wickeldaten für die 4 Spulen 
an. In Bild 3 b ist die Anordnung der Wicklungen einer Spule (v. o. n. u. - 
LI bis L3) erkennbar. Der Abstand der Wicklungen beträgt jeweils nur 
einige Millimeter. 


Anpaßgerät für Kurzwellenantennen 

Eine Verbesserung des Kurzwellenempfangs wird schon erreicht, wenn man 
die Kurzwellenantenne (z. B. Langdrahtantenne) an den Eingang des Emp¬ 
fängers anpaßt. Dafür gibt es verschiedene Möglichkeiten (Pi-Filter, T- 
Glied, L-Glied u. a.). In Bild 4 wird ein L-Glied vorgestellt, das aus einem 
Drehkondensator C und einer Spule L besteht. Durch den Einsatz von 
2 Schaltern S1/S2 ist es möglich, die Spule Lmit 1 bis 50 Wdg. einzuschal¬ 
ten, so daß sehr feinfühlig abgestimmt werden kann. Mit S1 kann man in 


261 


10 Einer-Schritten, mit S2 in 4 Zehner-Schritten die Spulenwindungen um¬ 
schalten. 

Der Spulenkörper hat einen Durchmesser von 30 mm, als Spulendraht 
wird 1,0-mm-CuL verwendet. Die ersten 10 Wdg. wickelt man mit einem 
Windungsabstand von etwa 3 mm, während die anderen 40 Wdg. Windung 
an Windung aufgebracht werden. Für den Einbau wird ein geeignetes Ge¬ 
häuse vorgesehen. An der Frontplatte werden der Drehkondensator CI und 
die Drehumschalter S1/S2 befestigt. Die Antennenbuchse und die Empfän¬ 
gerbuchse werden an der Rückseite des Gehäuses angebracht. 


ZF-Prüfgenerator für AM-Empfänger 

Die Zwischenfrequenz (ZF) in einem Rundfunkempfänger wird gebildet 
aus der HF-Eingangsfrequenz und einer zugehörenden Oszillatorfrequenz. 
Diese Zwischenfrequenzkreise sind auf die ZF fest abgestimmt. In den AM- 
Bereichen (LW - MW - KW) ist die ZF meist 455 kHz, im FM-Bereich 
(UKW) weist sie 10,7 MHz auf. Hat man beim Eigenbau von Rundfunk¬ 
empfängern diese ZF-Kreise abgestimmt, so ist der Abgleich von HF-Ein- 
gangsschwingkreisen und Oszillatorschwingkreisen auch ohne einen auf¬ 
wendigen Prüfsender möglich, da man Rundfunksender als Abgleichhilfe 
verwenden kann. 

Einen Stromlaufplan für einen einfachen ZF-Prüfgenerator für 455 kHz 
zeigt Bild 5, er besteht aus 2 Teilen. Mit 3 Gattern des TTL-Schaltkreises 
D 100 D wird ein 1000-Hz-Rechtecksignal erzeugt, das die Modulation des 
ZF-Oszillators bewirkt. Über C5 kann das NF-Signal ausgekoppelt werden 
für andere Prüfaufgaben. Mit VT1 ist der ZF-Oszillator bestückt, L1/C1/C2 
sind frequenzbestimmend. Es genügt aber, wenn man mit einem abgegli¬ 
chenen Rundfunkempfänger im AM-Bereich die ZF-Frequenz bei der ent- 


262 


C610n 


NF D5 47/7 


Bild 5 Stromlaufplan eines ZF-Prüfgenerators 455 kHz für AM-Superhetempfänger [5] 


sprechenden Einstellung von CI markiert (455 kHz). Ausgekoppelt wird die 
AM-ZF über C6, regelbar mit dem Potentiometer 47 kfl. 

Interessant ist die Umschaltung mit Sl. In der Schalterstellung »nicht- 
moduliert« liegt die Oszillatorschaltung an der Betriebsspannung. Bei der 
Schalterstellung »moduliert« wird als Betriebsspannung des Oszillators die 
impulsförmige Ausgangsspannung des NF-Generators verwendet. Damit er¬ 
hält man für den ZF-Abgleich ein mit 1000 Hz gepulstes ZF-Signal 
455 kHz. Für L1/L2 wird ein 5-mm-Spulenkörper mit HF-Abgleichkern 
verwendet, LI - 250 Wdg., L2 - 50 Wdg., 0,1-mm-CuL. Die Betriebsspan¬ 
nung von 5 V entnimmt man einem geeigneten Stromversorgungsgerät. 


Nochmals Equalizer-Schaltung 1984 

Im Elektronischen Jahrbuch 1984 (Seite 262, Bild 5) wurde eine Equalizer- 
Schaltung veröffentlicht, die einen Schaltungsfehler enthielt, daher viele 
unserer Leser verärgerte. In Bild 6 a wird deshalb diese Schaltung nochmals 
aus einer anderen Veröffentlichung gezeigt. Damals fehlte der Widerstand 
RI (11 kfl), der ganz oben über dem Operationsverstärker Al zu erkennen 
ist. Für alle 10 NF-Regelstufen ist er nur einmal an dieser Stelle erforder¬ 
lich! 

Der Schaltungsweg vom Eingang über A12 erlaubt die Umgehung des 
Equalizers. Für die Operationsverstärker Al bis A13 kann der Typ B 761 D 
eingesetzt werden. Bild 6 b zeigt die Abblockung der Stromversorgung mit 
2 x 15 V. Die frequenzbestimmenden Werte für C1/C2 sind in einer Ta¬ 
belle zusammengefaßt. Für Stereobetrieb ist die in Bild 6 a gezeigte Schal¬ 
tung doppelt auszuführen. 


263 


m m 


Bild 6 Stromlaufplan eines 10-Kanal-Equalizers für Monobetrieb [6] 

Automatik für den Türgong 

Ein Türgong hat den Nachteil, daß er nur einmal ertönt, egal, wie lange der 
Klingelknopf gedrückt wird. Deshalb ist es für die Signalisierung wichtig, 
wenn man zusätzlich die Anschaltung des Gongs automatisch mehrmals 
unterbricht. Dadurch ertönt er bei einem längeren Druck auf den Klingel¬ 
knopf mehrmals. Im Elektronischen Jahrbuch 1989 (Seite 264, Bild 10) 
wurde die Anschaltung über einen Relaiskontakt vorgenommen, wobei das 
Relais über einen komplementären Multivibrator gesteuert wurde. 

Der Stromlaufpian in Bild 7 zeigt eine vollelektronische Lösung, da die 
Anschaltung des Gongs W über die Transistoren VT3/VT4 erfolgt. Gesteu¬ 
ert werden diese Transistoren von einer Multivibratorschaltung mit den 
Transistoren VT1/VT2. Mit den Basisvorwiderständen R1/R2 sind der Ein- 


264 


Bild 7 Stromlaufplan für einen elektronisch gesteuerten Türgong [7] 


Bild 8 Halbleiterbauelementeprüfung mit einfacher LED-Schaltung [8] 


265 


und der Aus-Zustand einstellbar. Für die Siliziumgleichrichterdioden VD1 
bis VD5 eignen sich der Typ SY 360/0,5, für die Transistoren VT1 bis VT3 
die Typen SC 236 o. ä., für VT4 die Typen SD 335 o. ä. KT ist der Klingel- 
transformator. 


LED-Prüfschaltung für Halbleiterbauelemente 

Eine sehr einfache Prüfschaltung besteht aus der Reihenschaltung von Bat¬ 
terie GBl, Widerstand RI und Leuchtdiode VD1 (s.Bild Sa). Schließt man 
die Anschlüsse 1 und 2 niederohmig ab, dann leuchtet VD1. Bei hochohmi¬ 
gem Abschluß bleibt VD1 dunkel. Das kann man nutzen, um den Wider¬ 
stand von Halbleiter-Übergangsschichten zu bestimmen. Bild 8 b zeigt die 
Anzeigemöglichkeiten für Gleichrichterdioden, Leuchtdioden und Z-Dio- 
den, Bild 8 c für bipolare Transistoren, Bild 8 d für unipolare Transistoren 
(FET), siehe auch Bild 11. Bei Bild 8c/d gilt für die 3. Spalte »LED leuchtet 
nicht«, für die 4. Spalte »LED leuchtet«. 

Da der Flußstrom und die Flußspannung von Leuchtdioden unterschied¬ 
lich sind (10 mA/20 mA - 1,5 bis 2,8 V), kann der Widerstandswert R1 bei 
zu geringem Leuchten von VD1 verringert werden (220 bis 330 Q). 


HF-Spannungsmessung mit Tastkopf 

Um HF-Spannungen zu messen, gibt es mehrere Meßverfahren. Das ein¬ 
fachste Verfahren besteht darin, vor einem hochohmigen Gleichspannungs¬ 
messer eine Diodenschaltung anzuordnen, um die HF-Spannung gleichzu¬ 
richten und die entstehende Gleichspannung anzuzeigen. Bild 9 a zeigt für 
die Gleichrichtung eine 1-Dioden-Schaltung, wobei nur die positive Halb¬ 
welle der HF-Schwingung zur Anzeige genutzt wird. Der Kondensator CI 
wirkt als Trennkondensator, damit Gleichspannungen an einem HF-Meß- 
punkt die Diodenschaltung nicht beeinflussen. R1 und C2 bilden das Sieb¬ 
glied für die gleichgerichtete HF-Spannung. Der Widerstandswert von R1 
ist abhängig vom Innenwiderstand des Gleichspannungsmessers, er sollte 


ln TM In VD2 7 M 


°— II — 1 

C7 _ 
HF L 


t— 3 + ° —|H 

C7_ 

k VM= HF L 

ri 

VDl 1 

\c2~fi i C3_ 

rin Tn" 

= VM= 

n\ — 

L □ 

L 


a) b) - L - 

Bild 9 HF-TastkopfSchaltungen zur HF-Spannungsmessung [9] 


266 


mindestens 100 k£l betragen. Bei hochohmigen FET-Spannungsmessern ist 
ein höherer Widerstandswert vorzusehen. 

Die in Bild 9b vorgestellte 2-Dioden-Schaltung nutzt beide Halbwellen 
der HF-Schwingung zur Anzeige aus. Damit wird praktisch der Spitze-zu- 
Spitze-Wert U ss der HF-Spannung gemessen. Aufgrund der Kennlinie der 
Dioden ist die genaue Messung kleiner HF-Spannungen (weniger als 0,5 V) 
problematisch. Daher sollte man als kleinsten Meßbereich 0,5 V wählen 
und dafür dann eine Eichkurve aufnehmen. In höheren Spannungsmeßbe¬ 
reichen kann man dann je nach Meßbereichen mit 1 oder 2 Skalen auskom- 
men. 

Das Meßgerät baut man als HF-Tastkopf auf, wobei die Diodenschaltung 
in einem als Abschirmung wirkenden rohrförmigen Metallgehäuse unterge¬ 
bracht wird. Als Dioden VD1/VD2 sind Germanium-HF-Dioden vorzuse¬ 
hen, wobei auf die Sperrspannung zu achten ist, die ausreichend groß sein 
muß. 


Einfache Prüfmethoden für Halbleiterbauelemente 

Wer sich mit der praktischen Realisierung von Halbleiterschaltungen be¬ 
schäftigt, will natürlich wissen, ob das verwendete Halbleiterbauelement vor 
dem Einbau in Ordnung ist. Das spart Zeit, Aufwand und vor allem Ärger. 
Meist genügen einfache Anhaltswerte, um zu wissen, ob das entsprechende 
Bauelement funktioniert. Nur wenn man genaue Bauelemente benötigt, 
sind aufwendigere Meßverfahren erforderlich. Das trifft aber mehr für den 
Entwicklungsingenieur zu als für den Elektronikamateur. 

Da man heute meist Silizium-Halbleiterbauelemente verwendet, muß 
man vor allem 2 Zusammenhänge kennen: 

1. Die Basis-Emitter-Spannung t/ BE (auch Schwell- oder Schleusenspan¬ 
nung genannt) ist bei Siliziumtransistoren etwa 0,7 V, bei Germanium¬ 
transistoren etwa 0,3 V. 

2. Basisstrom I B und Kollektorstrom I c sind über den Stromverstärkungsfak¬ 
tor ß (bzw. B) mit nachfolgender Beziehung verknüpft 

hß = I c - 

Prägt man also der Basiselektrode des Transistors über einen Vorwiderstand 
R b einen bestimmten Basisstrom / B auf, so ist der entstehende Kollektor¬ 
strom I c ein Anhaltswert für die Stromverstärkung ß. Am praktischen Bei¬ 
spiel (Bild 10a) soll das demonstriert werden. Ist der Schalter S1 offen, so 
fließt nur der Kollektorreststrom, der bei Siliziumtransistoren im Bereich 
von nA (1 nA = 0,001 pA) liegt, so daß kein Kollektorstrom vom Meßwerk 
angezeigt wird. Bei einem Zeigerausschlag hat der Transistor einen Defekt 


267 


Bild 10 

Prüfschaltungen zur Prüfung 
von bipolaren Transistoren 
1101 


(bei Germaniumtransistoren ist der Kollektorreststrom allerdings wesent¬ 
lich größer!). Will man einen Basisstrom von / B = 10 (jA = 0,01 mA einstel¬ 
len, so berechnet sich der erforderliche Vorwiderstand R b zu 


U* ~ U B e (9 - 0,7) V 

/ B 0,01 mA 


8,3 V 
0,01 mA 


= 830 kfl. 


Wird dann nach Schließen des Schalters S1 ein Kollektorstrom / c = 1 mA 
gemessen, dann ergibt sich die Stromverstärkung zu 


ß = 


lc 

1b 


1 mA 
0,01 mA 


= 100 . 


Mit dem Stromlaufplan nach Bild 11a lassen sich also Stromverstärkungs¬ 
faktoren bis ß=500 bestimmen. Das gilt für Silizium-Kleinleistungstransi¬ 
storen. Bei Leistungstransistoren liegen andere Verhältnisse vor, Basisstrom 
und Kollektorstrom sind wesentlich größer! 

Wer kein Meßwerk (mA-Meter) zur Verfügung hat, kann als Indikator 
eine Leuchtdiode einsetzen, Bild 10 b zeigt dafür ein Beispiel. Die Berech¬ 
nung der Vorwiderstände R b2 und R c ist abhängig von den Daten der 
Leuchtdiode (Flußstrom / F und Flußspannung t/ F ). Diese Werte können im 


268 


Bereich 7 F = 10 bis 20 mA und t/ F = 1,5 bis 3 V liegen. So hat die Leucht¬ 
diode VQA 13 die Werte 7 F = 20 mA und t/ F = 1,8 V. Will man als kleinste 
Stromverstärkung ß=20 feststellen, ergeben sich für die Vorwiderstände 
folgende Werte: 


20 mA 
20 


= 1 mA, 


Ub ~ Ub e (9 - 0,7) V 

7 B 1 mA 


8,3 V 
1 mA 


= 8,3 kß. 


gewählt wird R b2 = 10 kß. 


(9 - 1,8) V 
20 mA 


7,2 V 
20 mA 


= 0,36 kO = 360 n, 


gewählt wird R c = 390 ß. 

Entsprechend Bild 10c kann man ein einfaches Transistor-Prüfgerät auf¬ 
bauen, mit dem sich npn- und pnp-Silizium- und Germaniumtransistoren 
kleiner Leistung überprüfen lassen. Die Schaltung baut man in ein kleines 
Gehäuse ein. Zum Anschluß der Transistorelektroden eignen sich kleine 
Krokodilklemmen, die über kurze Litzenkabel mit der Schaltung verbun¬ 
den werden. Die beiden Leuchtdioden VD1/VD2 lassen erkennen, ob es 
sich um npn- oder pnp-Transistoren handelt. 

Wer ein Ohmmeter (Widerstandsmeßgerät/Leitungsprüfer/Durchgangs¬ 
prüfer) zur Verfügung hat, kann damit auch die Wirkungsweise von Halb¬ 
leiterbauelementen feststellen. Je nach Polung haben ja Halbleiter-Über¬ 
gangsschichten einen hochohmigen oder niederohmigen Widerstand. In 
Bild 11 wird die Vorgehensweise mit einem Ohmmeter angegeben, a - npn- 
Transistor, b - FET, c - Siliziumdiode, d - Thyristor. Aufgeführt sind die 
zwischen den Halbleiteranschlüssen zu erwartenden Widerstandswerte. We- 


Bild 11 

Halbleiterbauelementeprüfung mit 
einem Ohmmeter [II] 


269 


sentliche Abweichungen lassen erkennen, daß das Bauelement nicht in 
Ordnung ist. Mit einem Gleichspannungsmesser ist eventuell zu prüfen, 
wie beim Ohmmeter Plus- und Minuspol angelegt sind, da die Messung mit 
entsprechender Polarität erfolgen muß. 


Prüfgerät für Feldeffekttransistoren 

Eine einfache Methode, um das Funktionieren von Halbleiterbauelemen¬ 
ten zu erkennen, besteht darin, das Halbleiterbauelement in einer geeigne¬ 
ten Schaltung einzusetzen und das einwandfreie Funktionieren durch 
einen Indikator anzeigen zu lassen. Bild 12 zeigt den Stromlaufplan einer 
Prüfschaltung für unipolare Transistoren, mit der FET, MOSFET und 
Dual-Gate-MOSFET in ihrer Funktionsweise kontrolliert werden können. 
Der entsprechende Transistor ist in Ordnung, wenn die Leuchtdiode VD1 
aufleuchtet. 

Der linke Teil des Stromlaufplans stellt eine Quarzoszillatorschaltung 
dar, die mit dem zu prüfenden Transistor arbeitet. FET und MOSFET wer¬ 
den entsprechend mit den Anschlüssen Gl (Gate), D (Drain) und 
S (Source) verbunden, während man bei Dual-Gate-MOSFET beide An¬ 
schlüsse G1/G2 benutzt. Als Quarz EQ eignet sich ein Schwingquarztyp im 
Bereich 1 bis 20 MHz. Über den Kondensator 4,7 pF wird die erzeugte HF- 
Spannung an die Indikatorschaltung ausgekoppelt, die der rechte Teil des 
Stromlaufplans darstellt. Mit den Dioden VD1/VD2 wird die HF-Spannung 
gleichgerichtet, dann gesiebt und steht als Gleichspannung am Potentiome¬ 
ter 4,7 kG zur Verfügung. Damit kann für VT1 (VT1/VT2 bilden einen 
Gleichstromverstärker) ein Basisstrom eingestellt werden, der durch einen 


270 


entsprechenden Kollektorstrom von VT2 die Leuchtdiode VD1 aufleuchten 
läßt. 

Die Schaltung läßt sich erweitern zur Prüfung von bipolaren npn-Transi¬ 
storen, wenn man über einen zusätzlichen Schalter einen Widerstand 
220 kfl vom Pluspol der Betriebsspannung an den Schaltungspunkt Gl 
schaltet. Die Anschlüsse geschehen dann so: Basis an Gl, Kollektor an D, 
Emitter an S. Es ist auch möglich, in dieser Schaltung Schwingquarze zu 
prüfen (Hinweise s. im Beitrag »Schaltungsrevue >Amateurfunk<« in dieser 
Ausgabe). 

Das FET-Prüfgerät baut man in einem kleinen Gehäuse auf. Als An¬ 
schlüsse für den zu prüfenden Transistor wählt man kleine Krokodilklem¬ 
men, die über kurze Litzenkabel an die Schaltung angeschlossen sind. 


Direktanzeigendes Kapazitätsmeßgerät 

Mit dem universellen Timer-Schaltkreis B 555 D lassen sich auch direktan¬ 
zeigende Kapazitätsmeßgeräte aufbauen. Betreibt man den B 555 D in der 
Monoflopschaltung, so gibt es einen proportionalen Zusammenhang zwi¬ 
schen Frequenz und Monoflopzeit zur Kapazität des zeitbestimmenden 
Schaltungsteils. Ein astabiler Betrieb des B 555 D zur Kapazitätsmessung 
ist ebenfalls möglich, ein Beispiel dafür zeigt Bild 13. Dabei wird der Kon¬ 
densator C r mit einem konstanten Wechselstrom bestimmter Frequenz auf¬ 
geladen, so daß der vom Meßwerk PM angezeigte Strom der Kapazität di¬ 
rekt proportional ist. Die Meßfrequenz wird mit dem Schalter S1 umge¬ 
schaltet. Dabei müssen die Widerstände R 1 a bis R 1 c eine Wertegenauig¬ 
keit von wenigstens 2% haben. Die Meßbereiche für Bild 13 sind: 

5-100 pF 4-1 nF 3-10 nF 

2-200 nF 1-1 pF. 

Mit S2 kann der Kapazitätsmeßwert halbiert werden (50 pF/500 pF/5 nF/ 
50 nF/0,5 pF), während man mit S3 den Meßbereich 1 pF mit dem Faktor 
10 auf 10 pF erweitern kann. 

Das direktanzeigende Kapazitätsmeßgerät eicht man im Meßbereich 5 
mit einem Kondensator 100 pF (1% Genauigkeit). Dabei wird mit RP1 das 
Meßwerk auf Zeigervollausschlag eingestellt. Da die Meßgenauigkeit im 
kleinsten Kapazitätsmeßbereich problematisch ist, sollte man gemäß 
Bild 13 b für die Meßbereiche 4 bis 1 (zuschaltbar mit S5) den Einstellregler 
RP4 zum Abgleich im Bereich 4 (mit Kondensator Q = 1 nF/1%) vorsehen. 
Nach Einstellung des Zeigervollausschlags im Bereich 4 sind dann auch die 
Bereiche 3 bis 1 abgeglichen. Den halbierten Kapazitätsendwert erreicht 
man mit dem Schalter S2 und Abgleich des Zeigervollausschlags mit RP2 
und einem Kondensator C, = 500 pF/1 % im Meßbereich 4. Den Abgleich 


271 


Bild 13 Stromlaufplan eines direktanzeigenden Kapazitäts-Meßgeräts mit dem 
Timer-Schaltkreis B 555 D [13] 


für den lOfachen Kapazitätsendwert (S3 ein) nimmt man ebenfalls mit 
Q = 1 nF/1 % im Meßbereich 4 vor, wobei man mit RP3 den Zeigeraus¬ 
schlag auf 10% des Skalenendwerts einstellt. Sinnvoll ist allerdings dieser 
Meßbereich nur zur Erweiterung des Meßbereichs 1. 

Bei genauem Abgleich entspricht die Kapazitätsmessung einer Genauig¬ 
keit von etwa 1% in den Bereichen 4 bis 1. Für eine gleiche Genauigkeit 
müßte man im Bereich 5 Eichkurven für die Kapazitätsmeßbereiche 100 
und 50 pF (mit S2) ermitteln. Die Betriebsspannung für den B 555 D wird 
mit VT1/VD3 stabilisiert. 


Literatur 

[1] I. Kekesi, Adapter Calypso 873. Radiotechnika (Ung.), Heft 10/1989, Seite 516/ 
517. 

[2] M. Tichomir, Radioempfänger RPM 311. Radio-Fernsehen-Elektronik (Bulg.), 
Heft 1/1989, Seite 19 bis 23. 

[3] D. W. Rollema, Reflecties door PAOSE. electron (Niederl.), Heft 3/1989, 
Seite 118/119. 

[4] P. Hawker, Technical Topics. Radio Communication (Großbr.), Heft 5/1989, 
Seite 36. 

[5] Pam, Prüfgenerator für die ZF im AM-Empfänger. Amaterske Radio (CSR), Heft 
A-12/1989, Seite 469. 

[6] N. Belja, 10-Kanal-Tonkorrektor. Radio-Fernsehen-Elektronik (Bulg.l, Heft 10/ 
1989, Seite 8/9. 

[7] ..., Sammlung praktischer Schaltungen. Amaterske Radio (CSR), Heft B-2/1989, 
Seite'49. 


272 


[8] KI, Vorbereitung der Bauteile. Radiotechnika (Ung.), Heft 7/1989, Seite 363 bis 
365. 

[9] F. Hessel, Wir experimentieren. Zeitschrift OZ (Dänem.), Heft 11/1989, Seite 633 
bis 635. 

[10] H. Flemming, Wir experimentieren. Zeitschrift OZ (Dänem.), Heft 8/1989, 
Seite 456 bis 458. 

[11] Thieu, Transistor Tester, electron (Niederl.), Heft 5/1989, Seite 258/259. 

[12] H. Flemming, Wir experimentieren. Zeitschrift OZ (Dänem.), Heft 9/1989, 
Seite 508/509. 

[13] P. Hawker, Technical Topics. Radio Communication (Großbr.), Heft 1/1989, 
Seite 39/40. 


273 


Nicht im stillen Kämmerlein 


30 

Dipl.-Journ. Harry Radke 


»Es geht wieder!« Der Ruf läßt kaum einen der knapp 20 Jungen und Mäd¬ 
chen in dem Raum ungerührt. Sie schauen hoch, laufen hin, freuen sich 
mit. Das wäre ja auch zu schade gewesen um das gutaussehende neue 
Stück - einen Walkman, erst vor ein paar Tagen in Westberlin besonders 
billig erstanden. Normalerweise wäre da guter Rat teuer gewesen, aber: Jens, 
der Besitzer, gehört seit einem halben Jahr der Arbeitsgemeinschaft Junge 
Funker im Berliner Freizeit- und Erholungszentrum Wuhlheide an, hat sich dort 
für die Radiobastelgruppe entschieden, vorläufig, wie er sagt. Und so war es 
kein Problem, das übrigens rein mechanische Versagen des Geräts mit sanf¬ 
ter Hilfe des Arbeitsgemeinschaftsleiters zu beheben. Ein Erfolg, der einen 
11jährigen schon stolz macht. 

Der Junge am Nebenplatz hat sich neben einer Schaltungsskizze einen 
Berg Coca-Cola-Büchsen aufgebaut. Das ist sein Grundstock für ein Disko¬ 
lauflicht. Sicher ist es in dieser eigenwilligen Ausführung nicht jedermanns 
Sache, aber hier sind die Kinder König, und fachliche Unterstützung gibt’s 
noch gratis dazu. Keine Frage, daß nach rund 2 Stunden alles ohne Murren 
wieder eingepackt wird. Ziemlich sicher aber ist, daß das Lauflichtprojekt 
nicht eine ganze Woche zur nächsten Zusammenkunft der Gruppe in der 
Plasttragetasche bleibt, sondern daß auch zu Hause weitergebastelt wird. 
Aber nur hier in der Arbeitsgemeinschaft lassen sich die Fragen klären, 
kann man auch mal ein Bauelement schnurren, sind die Kumpel, die rich¬ 
tig mit einem fühlen, die helfen, verstehen. 

2 Tische weiter geht es schon um ein größeres Projekt: der 14jährige An¬ 
dre Kalina lötet munter an seinem Digital-Voltmeter, das er am liebsten spä¬ 
ter noch erweitern möchte um eine elektronische digitale Temperaturan¬ 
zeige. Seit 2 Jahren kommt Andre regelmäßig die Woche hierher, in den Fe¬ 
rien läßt er sich fast jeden Tag sehen. Das Bastelinteresse hat auch seine 
Berufsvorstellung beeinflußt. Das Abitur möchte er machen und danach 
Elektronik studieren. 


274 


Bild 1 Andre Kalina baut sich ein Digital-Voltmeter, das er später um eine 
Temperaturanzeige erweitern will 


Wer ohne eigene Vorstellungen und Vorkenntnisse zu den Radiobastlern 
stößt, wird behutsam in das Gebiet eingeführt: Blinkgeber, Tongenerator, 
Detektor heißen die ersten praktischen Schritte. Übrigens gibt es in dieser 
wie in den anderen Interessengruppen der Arbeitsgemeinschaft keinen 
Lehrgangsbeginn oder -ende - wer kommt, irgendwann, wird an die Hand 
genommen, ohne lange Vorrede, ohne viel Vorab-Theorie. So sind hier blu¬ 
tige Anfänger neben schon gewieften Jung-Praktikem am Werke, denen 
vielleicht das Basteln im stillen Kämmerlein mit Vaters Ratschlägen und 
Mutters Ermahnungen zur Ordnung zu langweilig wurde oder nicht (mehr) 
ausreichte. 

Wenn das kein Grund ist für Betriebe, solche Arbeitsgemeinschaften ma¬ 
teriell, finanziell und personell zu unterstützen, kann man ihnen nur Kurz¬ 
sichtigkeit bescheinigen. 

Den Ideen und der Phantasie der Kinder in der Gruppe sind kaum Gren¬ 
zen gesetzt, zumal für Einsteigerprojekte die Bauelemente nun wirklich 
kein Problem sind. Die technische Ausstattung hier in dem Bastelraum läßt 
nichts zu wünschen übrig, auch nicht, was die elektrische Sicherheit an¬ 
geht. Weitgehend selbständig, mit viel gegenseitiger Unterstützung tum¬ 
meln sich die Kinder. Still ist es in diesem Raum wahrlich nicht, und der 
häufigste ist der Ruf nach dem unendlich geduldigen, umfassend auskunfts¬ 
fähigen, immer ironisch-fröhlichen Übungsleiter. 


275 


Bild 2 Erfolg - das Gerät läuft. Radiobastelraum im Berliner Freizeit- und 
Erholungszentrum Wuhlheide; still ist es hier nie 


Schnell zum Erfolg 

Dagegen ist die Stille im Nebenraum fast wohltuend. Hier wird in kleinerer 
Gruppe gelernt - ohne Verkrampfung. Einige von der anderen Sparte der 
Arbeitsgemeinschaft Junge Funker haben sich hier versammelt: die der jun¬ 
gen Funkamateure. Manche von ihnen waren zunächst auch »nur« Bastler 
oder beim Funkpeilen oder bei den Computerspielen, andere sind - meist 
vorbelastet von zu Hause - zielstrebig hierhergekommen, um sich direkt 
für den Amateurfunk fit zu machen. Was nicht ausschließt, daß auch sie in 
den anderen Sparten schnupperten. 

Die Ausbildung ist so angelegt, daß die Jugendlichen bereits nach einem 
Vierteljahr als SWLs am internationalen Amateurfunkgeschehen teilhaben 
können. Rund ein Jahr später schon sind sie so weit, daß sie sich der Prü¬ 
fung für die Sendeerlaubnis stellen können. 

Überall auf der Welt beginnt der Weg zum Funkamateur mit einer 
Lernphase. Ohne Ausbildung geht es nicht, das entspricht nicht dem Cha¬ 
rakter dieses Funkdienstes als Experimentierfunk, der ein ziemlich hohes 
technisches Wissen und Können voraussetzt. In westlichen Ländern wer¬ 
den, nicht immer billig, Ferienlehrgänge angeboten, bei denen in sehr kon- 


276 


zentrierter Form in 2, 3 Wochen die Sendeerlaubnis erreicht werden kann. 

Es gibt auch Fernlehrgänge sowie kombinierte Formen. 

Sicher wird auch die Schule des DDR-Amateurfunkverbands in Blanken¬ 
burg solche Lehrgänge ausschreiben, aber für Kinder sind die längeren An¬ 
fahrtwege und die ziemlich hohen Kosten unzumutbar. Günstiger scheint 
als Regelfall die Ausbildung in den Territorien. Vielerorts in den Bezirks¬ 
städten gibt es gut ausgerüstete Zentren des Radiosports, die nunmehr auch 
zu Zentren der Amateurfunkausbildung ohne Lehrgangsform entwickelt 
werden können. Denkbar sind sogar spezielle Wettkämpfe dieser Zentren 
untereinander, jeweils auf den Ausbildungsstand und die Interessen der Ju¬ 
gendlichen abgestimmt. 

Das ist den Erwachsenen der Arbeitsgemeinschaft Junge Funker in der 
Berliner Wuhlheide wichtig: Die üblich gewesene quälendlangwierige Aus¬ 
bildung des Amateurfunk-Nachwuchses (mit viel Fluktuation verbunden) 
an den zerstreuten Klubstationen nunmehr dort zu konzentrieren, wo die 
besten Voraussetzungen für einen Abschluß in kürzester Zeit gegeben sind: 
Und so versteht sich die Arbeitsgemeinschaft mit der Klubstation Y44ZO 
für den gesamten Berliner Raum als das Nachwuchsausbildungszentrum 
und als Anlaufpunkt für Gleichgesinnte aus Ost und West. Gerhard Schnitt, 
Y27QO, Leiter der Arbeitsgemeinschaft, sagt einen Aufschwung im Ama- 


Bild 3 Gleich nebenan, in ruhigerer Atmosphäre: Amateurfunkausbildung bei Gerhard 
Schnitt, Y27Q0 


teurfunk voraus: »Räume, Ausbildungsmittel, Technik, erfahrene Ausbil¬ 
der - all das haben wir, wenn auch nicht immer vom feinsten, aber das läßt 
sich ändern. 

Da es leichter wird, eine Amateurfunk-Genehmigung zu erwerben, sie Tür 
viele erreichbar ist, da die Verantwortlichkeiten für die Genehmigungsertei¬ 
lung einfacher sind, da viele Beschränkungen im Amateurfunkdienst unter 
einem T2-Rufzeichen aufgehoben sind, wird auch der Zulauf zum Ama¬ 
teurfunk größer werden, sicher sogar aus den Reihen derer, die mit CB- 
Funk anfmgen. Auch KurzweUenhörer von Rundfunkstationen könnten 
neue Interessenten für den Amateurfunk werden. Dem aber muß die Aus¬ 
bildungsform entsprechen: konzentriert statt zersplittert.« 


Interessen wachsen lassen 

Das schließt nicht aus, daß erfahrene Funkamateure für den Nachwuchs in 
spe Vorleistungen erbringen, daß sie die Interessenten zu den Zentren 
schicken. 

Und: Konzentriert ist bezogen auf Raum und Zeit, nicht auf den Inhalt. 
Daß im »Lebensbaum« der DDR-Funkamateure die unteren Zweige nicht 
kräftig genug sind, liegt auch mit daran, daß sich die Ausbildung von Be¬ 
ginn an zu sehr auf Amateurfunkthematik im engeren Sinne bezog. Doch 
nach Meinung der Funkamateure von Y44ZO - hier ist seit 1983 auch die 


278 


Bild 5 

Sprechfunk - nicht mehr 
als Wettkampfdisziplin, 
sondern um die Begeiste¬ 
rung von Kindern und Ju¬ 
gendlichen am Funkdienst 
zu wecken 


SWL-Rundspruchstation beheimatet - hat dieses enge »Trimmen« der Kin¬ 
der und Jugendlichen weder die Ausbildungsdauer verkürzt noch die 
Freude am Amateurfunk gefördert. Ganz im Gegenteil, viele sind schon 
nach kurzer Zeit abgesprungen. Dauerhaften Erfolg verspricht also offen¬ 
sichtlich nur eine altersgerechte Breite, die alle Interessengebiete mit er¬ 
faßt. In der Arbeitsgemeinschaft Junger Funker im Berliner Freizeit- und Erho¬ 
lungszentrum Wuhlheide erleben die Neulinge Telegrafie, Basteln nach eige¬ 
nen Vorstellungen, Spiele und Programmieren am Computer (wer sich 
darauf spezialisieren will, wechselt aber zur AG Informatik, bei den Jungen 
Funkern wird dann nur noch amateurfunkspezifisches Computerwissen wei¬ 
tergeführt, auch zur Wettkampfauswertung o. ä.), Funkpeilen, Amateur¬ 
funkverkehr an der Station oder Hilfe beim SWL-Rundspruch, Knobelauf¬ 
gaben, KW-Rundfunkfernempfang ... Die Mädchen und Jungen entschei¬ 
den nach ihrer »Schnupperzeit« in allen Sparten selbst, was sie wielange 
machen möchten, ob und wann sie in eine systematische Amateurfunkaus¬ 
bildung einsteigen oder ob sie nur auf Teilgebieten ihrem Hobby nachge¬ 
hen und somit die Funkamateure unterstützen. »Bis sie 18 Jahre alt sind, 
haben die Kinder und Jugendlichen bei uns ihre Heimat, und wer dann im¬ 
mer noch anhänglich ist, der kann ebenfalls bleiben, aber er muß schon et¬ 
was geben an die Neuen«, sagt Gerhard Schnitt. So können Erwachsene hier 
als Übungsleiter, Ausrichter von Wettkämpfen und Veranstaltungen, als 
»Werber« neuer Interessenten wirken, können sich an der Klubstation 
Y44ZO oder an der Rundspruchstation Y62Z einbringen, können Telegrafie- 


279 


Bild 6 

Die Computerspezialisten 
unter den jungen Funk¬ 
amateuren helfen im 
Haus in der Wuhlheide 
auch bei Wettkämpfen - 
hier Bodo Petermann, 
Y28TO, mit stets aktuel¬ 
len Ergebnislisten 


kurse leiten, Computerprogramme erarbeiten, Sponsoren gewinnen, die ma¬ 
terielle und technische Basis ausbauen helfen, sich um die Beschaffung von 
Bastelmaterial kümmern. »Den Spaß macht erst die Gemeinschaft, und das 
Erhalten der Art, also der Funkamateuren, müßte schon vielen am Herzen 
liegen«, bekennt Gerhard Schnitt. 


Effektives Stützpunksystem 

So manche DDR-Amateurfunk-Klubstation trug diese Bezeichnung in der 
Vergangenheit zu Unrecht, war nur dem Versuch geschuldet, alle Genehmi¬ 
gungsinhaber im Umkreis zu organisieren. Und sicher hat auch das politi¬ 
sche System der Vergangenheit viele Funkamateure bewogen, sich von dem 
»System Klubstation« zurückzuziehen. 

Eine Erfahrung aus der Bundesrepublik aber ist, daß sich das gesellschaft¬ 
liche Leben weitgehend in Vereinen und Verbänden abspielt, daß dort sich 
die Menschen außerhalb ihrer Arbeitswelt verwirklichen und engagieren für 
ihre Hobbies, für ihren Sport. Und dieses Engagement schließt neben funk¬ 
sportlichem Weiterkommen auch die Sorge um den Nachwuchs ein. 

Ein Neubeginn bei uns könnten Arbeitsgemeinschaften Junge Funker dort 
sein, wo intakte Klubstationen an Bildungs- und Freizeiteinrichtungen auf 
das Interesse der Jugend der Umgebung stoßen (auch neue solche Domizile 
wären denkbar, da Berührungsängste zu dem weltumspannenden Amateur- 


280 


funkverkehr gegenstandslos geworden sind). An diesen Klubstationen sollte 
der Grundstock an Interesse und Wissen gelegt werden, während eine syste¬ 
matische Ausbildung nur in territorialen Ausbildungszentren sinnvoll er¬ 
scheint, die sich ähnlich dem bei Y44ZO profilieren und verstehen müßten. 

Das setzt Finanzierung voraus - Zuschüsse aus dem Staatshaushalt für 
den Amateurfunk sind international nicht üblich. Da die DDR nach wie vor 
ein sportfreudiges Land ist, können solche Zuschüsse wohl erwartet werden. 
Gleichermaßen aber sind andere Finanzierungsquellen zu erschließen - 
die Berliner sehen dafür: Lehrgänge gegen Entgelt für Westberliner Interes¬ 
senten (wofür Standortvorteile den Ausschlag geben könnten), möglicher¬ 
weise samt Prüfungsabnahme in Kooperation mit DL-Amateuren, das An¬ 
bieten solcher Dienstleistungen wie Softwareentwicklung für Amateurfunk¬ 
betrieb und Wettkämpfe, Bau von Einsteigergeräten, Vertrieb von 
Bauanleitungen, Bauelementen, Bausätzen, Organisieren von Expeditionen 
und Funkwanderungen für jedermann mit Kostenbeteiligung, Unterstüt¬ 
zung durch Betriebe und Institutionen ... 

Mehr denn je aber ist das uneigennützige Engagement der Funkamateure 
selbst gefragt, um den Nachwuchs heranzubilden. Denn sie können am be¬ 
sten mit fachlicher Kompetenz und durch eigenes Vorbild dauerhafte 
Werte schaffen: Junge Funkamateure, die exakt, selbständig, eigenverant¬ 
wortlich, technisch versiert, betriebsdienstlich sicher, experimentierfreudig, 
weltgewandt, innovativ, kreativ und zuverlässig sind und die ihren Sport lie¬ 
ben. Das müßte schon zu machen sein. 


281 


Neue Begriffe der 
Kommunikationstechnik (3) 


In Fortsetzung der Serie über neue Begriffe der Kommunikationstechnik 
(s. Elektronisches Jahrbuch 1986/1987) werden weitere Begriffe vorgestellt, 
die sich im Laufe der Entwicklung herausgebildet und Anwendung gefun¬ 
den haben. 

Assemble-Schnitt - nahtloses, elektronisches Zusammenfuhren zweier Vi¬ 
deoaufnahmen auf dem Videoband im Videorecorder ohne sichtbare Bild¬ 
störungen 

Audio-Video-Anlage - gerätetechnische Kombination aus bild- und ton¬ 
wiedergebenden Einrichtungen in einem funktionellen Zusammenwirken. 
Zur A.-V.-A. gehören als Komponenten z. B. eine Videokamera, ein Video¬ 
recorder, ein Farbfernsehempfänger und eine Hi-Fi-Anlage, die über ein ge¬ 
eignetes Verbindungssystem miteinander verbunden sind 

Audiovision (AV) - Verfahren und technische Einrichtungen zur Vermitt¬ 
lung von Informationen durch die gleichzeitige Wiedergabe von Bild und 
Ton zur Unterrichtung, Ausbildung, Unterhaltung und Erziehung 

Autotracking - vollautomatische Spurlagenregelung im Videorecorder für 
eine bestmögliche störungsarme Wiedergabe von Bild und Ton, die auch 
auf einem anderen Videorecorder aufgenommen worden sein können 
AV (Abk. für Audiovision) - j Audiovision 

Audio-Dubbing - Vertonen einer Videoaufzeichnung nachträglich zur 
Aufnahme mit Mikrofon oder Magnetband 

Bewegtbildkommunikation - Form der j Telekommunikation, wobei ins¬ 
besondere Prinzipien des f Bildfernsprechens benutzt werden. Auch Bild¬ 
schirmkonferenzen zählen zur B. 

Bildfernsprechen (Videotelefon) - Fernsprechen mit gleichzeitiger Übertra¬ 
gung des Bildes der Bildfernsprechteilnehmer oder von Bildvorlagen (Doku¬ 
menten, Zeichnungen) in beiden Richtungen. Das B. arbeitet bildseitig mit 
einer kleinen Fernsehkamera und einem kleinen Monitor und mit gegen- 


282 


über dem Fernsehen verringerter Bandbreite für die Bildübertragung. Sind 
mehrere Teilnehmer miteinander gleichzeitig verbunden, so spricht man 
auch vom Konferenzfernsehen 

Bildschirmzeitung - immateriell über spezielle Übertragungsverfahren (Vi¬ 
deotext) an eine große Anzahl von Teilnehmern auf Abruf bereitgestellte 
und auf dem Bildschirm von Farbfernsehempfängern zeitungsähnlich dar¬ 
gestelltes Informationsangebot. Die B. steht mit Videotext eng im Zusam¬ 
menhang. Über einen an den Farbfernsehempfänger anschließbaren Druk- 
ker ist auch ein Ausdruck der B. möglich 

Black-Matrix - Farbbildschirm in Farbfernsehbildröhren, bei dem die 
Abstände zwischen den roten, grünen und blauen Phosphorstreifen, die 
durch die Elektronenstrahlen zum Aufleuchten gebracht werden und das 
Farbbild ergeben, mit schwarzen Graphit-Trennlinien ausgefüllt sind, um 
das Auflicht zu absorbieren und Überstrahlungen zu verhindern. Die Vor¬ 
teile davon sind größerer Kontrast und Farbreinheit und damit ein qualita¬ 
tiv hochwertigeres Farbbild 

Breitband-Bildschirmtext - Bildschirmtext mit zusätzlicher Übermittlung 
von Ton- und Bildinformationen und von Filmprogrammen im Dialogabruf 
von einer Zentrale über ein Breitbandnetz an die Teilnehmer. B. B. kann 
auf Basis des konzipierten breitbandigen diensteintegrierten, digitalen Net¬ 
zes (Breitband-ISDN) realisiert werden. Im Breitbandnetz arbeitet man mit 
Lichtleiter-Nachrichtenübertragung. 

Breitbandkommunikation - zukunftsorientierter Informations- und Nach¬ 
richtenaustausch über breitbandige Verteilnetze für einzelne Teilnehmer. 
Über die B. können Hör- und Fernsehrundfunkprogramme (Kabelrund¬ 
funk) und andere breitbandige Signale (t Bildfernsprechen) übertragen und 
verteilt werden. In Zukunft orientiert man innerhalb der B. auch auf einen 
Filmabruf (ähnlich Bildschirmtext) oder die Einspeicherung von über Satel¬ 
liten übertragenen Informationen 

Broadcast-Videotext - internationale Bezeichnung für Videotext 


Bürofernschreiben - Form der Textkommunikation zur Übertragung al¬ 
phanumerischer Zeichen in kodierter Form mit einer gegenüber dem Fern¬ 
schreiben höheren (mindestens 4fachen) Geschwindigkeit. Beim B. ist die 
Verwendung des vollen Zeichenvorrats einer Schreibmaschine möglich. 
Das B. gestattet eine Vereinigung von Textherstellung (Schreiben), Textbe¬ 
arbeitung (Verändern, Redigieren) und Textübertragung. Wesentliche 
Komponente der B. ist die Bürofernschreibmaschine, die mit Speicher und 
Anzeige (Sichtgerät) sowie Drucker arbeitet. Das B. wird auch mit Teletex 
bezeichnet 

Bürokommunikation - Gesamtheit der in einem Büro oder in einer Ver¬ 
waltungsstelle vorkommenden Kommunikationsdienste zum gegenseitigen 
Informationsaustausch. Zur B. gehören das Fernsprechen, das Fernschrei¬ 
ben, das T Bürofernschreiben, das Fernkopieren und der Bildschirmtext 

Camcorder (Abk. für Camera-Recorder) - Bezeichnung für ein Kombina¬ 
tionsgerät aus kleiner Videokamera und kleinem Videorecorder (Kamera¬ 
recorder) 

CD (Abk. für Compact-Disc) - eine digitale Toninformation enthaltende 
Schallplatte (Bild 1), die mit Laserstrahlaufzeichnung und optoelektroni¬ 
scher Abtastung mit Laserstrahl (Bild 2) arbeitet. Die Abtastung geschieht 
bei der Wiedergabe von innen (500 U/min) nach außen (215 U/min) mit 
kontinuierlich sich verringernder Drehzahl. Durch das digitale Speicher¬ 
prinzip (Bild 3) ergeben sich hoher Rauschabstand und nichtmeßbare 
Gleichlaufschwankungen. Eine spezielle Fehlerkorrektur bewirkt, daß me¬ 
chanische Einflüsse auf der Platte (Staub) zu keinen hörbaren Beeinträchti¬ 
gungen führen. Das Grundprinzip der CD führt in Abwandlungen zur 
\ CD-I, t CD-ROM und | CD-V 

CD-I (Abk. für Compact-Disc-Interactive) - auf die f CD zurückgehende 


Bild 1 

CD-Digi ta Ischallplatte 


Bild 2 

Laserabtastung optischer Platten (CD) 


284 


Bild 3 

Ausschnitt aus einer CD 


optische Speicherplatte mit Ton-, Video- und anderen Daten zur interakti¬ 
ven Kommunikation mit dem Nutzer (kreative Freizeitgestaltung, touristi¬ 
sche Informationen) 

CD-ROM (Abk. für Compact-Disc-Read-Only-Momory) - auf die \ CD zu¬ 
rückgehende Festwert-Speicherplatte, die in digitaler Form Text-, Daten- 
und Grafikinformationen und Computerprogramme enthält und auch als 
Archivspeicher für Texte geeignet ist. Die CD-ROM stellt einen optischen 
Speicher mit Laserstrahlabtastung dar 

CD-V (Abk. für Compact-Disc-Video) - auf die t CD zurückgehende kom¬ 
binierte Bild-Digitalton-Platte, die ein 6 min langes (analog gespeichertes) 
Videoprogramm mit Digitalton und anschließend noch ein reines 20 bzw. 
25 min langes Digitaltonprogramm enthält. Die CD-V arbeitet wie die CD 
mit Laserstrahlabtastung und ist für kurze Videobeiträge (Videoclips) ge¬ 
dacht. Ihre auf 2 x 20 min Videoprogramm (mit Digitalton) erweiterte Ver¬ 
sion wird mit CD-Video-EP (Extended-Play) bezeichnet. Weiter gibt es 
noch eine CD-Video-LP-Version (Long-Play), die ein Videoprogramm von 
2 x 60 min bereitstellt 

Compact-Disc-Recorder - mit der f MOD-Platte arbeitendes digitales opti¬ 
sches Speichergerät, das kompatibel zur J CD aufgebaut ist 

Copy-Code - Kopierschutz auf Digitalschallplatten (f CD), wodurch ein 
Überspielen von Programmen auf ein digitales Tonband ff DAT) verhindert 
werden soll. Dazu wird auf der Compact-Disc der Pegel bei der Frequenz 
von 3 840 Hz rhythmisch abgesenkt. Diese bei der Wiedergabe nicht stö¬ 
rende Absenkung detektiert der DAT-Recorder und sperrt ein eventuelles 
Überspielen 

Cross-lnterleave-Reed-Solomort-Code (CJRC) - spezieller Kode zur Fehler¬ 
korrektur auf der j CD. Der CIRC kann Fehlerabtastungen innerhalb einer 
Ausdehnung von 2,5 mm mit über 4000 bit korrigieren 

CX (Abk. für Compatible-Expansion) - Verfahren zur Rauschminderung 
insbesondere für den Schallplatteneinsatz. CX ist ein kompatibles Verfah¬ 
ren, d. h., die komprimierten Aufnahmen sind auch ohne speziellen Deko¬ 
der (Expander), allerdings ohne Rauschverbesserung, abspielbar 


285 


DAT (Abk. für Digital-Audio-Tape) - Verfahren zur digitalen Speicherung 
von Tonsignalen auf Magnetband und ihre Wiedergabe. Man unterscheidet 
S-DAT (Stationary-Head-DAT) mit feststehendem Magnetkopf und Auftei¬ 
lung des digitalen Tonsignals auf mehrere Spuren auf dem Magnetband 
und R-DAT (Rotary-Head-DAT) mit einem rotierenden Magnetkopf (Ta¬ 
belle 1), wobei sich ähnliche Verhältnisse wie beim mit Schrägspurverfah¬ 
ren arbeitenden Videorecorder ergeben. Die nach diesem Verfahren arbei- 


Tabelle 1 Hauptparameter von R-DAT 


Variante 

Aufnahme und Wiedergabe 


Nur Wiedergabe 


Standard 

i 

2 

3 

Normal 

Langspiel 

Abtastfrequenz 
(in kHz) 

48 

32 

'32 

32 

44,1 

44,1 

Kodierung 

16 

16 

12 

12 

16 

16 

(in bit/Abtastung) 


nicht- 

nicht- 


linear 

linear 


Anzahl der 

Kanäle 

2 

2 

2 

4 

2 

2 

Bandgeschwindig¬ 
keit (in mm/s) 

8,15 

8,15 

4,075 

8,15 

8,15 

12,22 

Übertragungsrate 
(in Mbit/s) 

2,45 

2,45 

1,22 

2,45 

2,45 

2,45 

Lineare Speicher¬ 
dichte 

(in kbit/Zoll) 

61 

61 

61 

61 

61 

61 

Fehlerkorrektur- 

Reed-Solomon/ / 8- 

10-Mod. 


kode/Modulation 

Drehzahl der 
Kopftrommeln 
(in U/min) 

2000 

2000 

1000 

2000 

2000 

2000 

Relativgeschwin¬ 
digkeit (in m/s) 

3,13 

3,13 

1,56 

3,13 

3,13 

3,13 

Spieldauer 

2h 

2 h 

4h 

2 h 

2h 

80 min 

Subkode 
(in Kbit/s) 

273 

273 

136 

273 

273 

273 

ID-Koderate 
(in Kbit/s) 

68,3 

68,3 

34,1 

68,3 

68,3 

68,3 

Anwendung 

Aufnahme/ 

Aufnahme vom Satelliten 

Wiedergabe 


Wiedergabe 

Hörrundfunk 


bespielter Bänder 


286 


Bild 4 

DIN-AV-Buchse 

tenden Geräte werden mit DAT-Recorder bezeichnet und stellen ein Tonsi¬ 
gnal mit hoher Qualität ähnlich wie die j CD bereit 

dbx - Verfahren zur Rauschminderung, das als Breitbandkompanderver¬ 
fahren arbeitet 

Delta-Sterofonie-System (DSS) - originalschallorientiertes, laufzeitbezoge¬ 
nes Beschallungsverfahren für richtungsgetreue und diffus-ambiente Schall¬ 
versorgung großer Auditorien 

Didon (Abk. für Diffuseur de donnes) - französische Bezeichnung für die 
Anwendung von Antiope zur Datenübertragung im Femsehkanal 

Digitaler Einzelbildspeicher - Festkörperspeicher mit der zur Aufnahme 
eines Einzelbildes notwendigen Speicherkapazität. Der digitale E. ist eine 
Neuerung in Fernsehempfängern und Videorecordern, die zur Verbesse¬ 
rung der Bildqualität und zur Erweiterung von Videotext eingesetzt wird. 
Beispiele dafür sind eine Bildfrequenz von 100 Hz, Einzelbildwiedergabe 
mit ruhigem Bildstand, Darstellung mehrerer Bilder auf dem Bildschirm 
(Bild im Bild) 

DIN-AV-Buchse - genormte öpolige AV-Buchse (Bild 4) an Fernsehemp¬ 
fängern u. a. Geräten zur Entnahme oder Einspeisung von audiovisuellen 
Signalen 

DMM (Abk. für Direct-Metal-Mastering - Direktmetallschnitt) - Platten¬ 
schnittverfahren in der Schallplattenherstellung, wobei der Schnitt der Ma¬ 
sterplatte in eine verkupferte Schallplatte (bisher Lackfolie) geschieht. Da¬ 
durch wird diese Platte zum Original, von dem man direkt die Prägeform 
herstellt. Durch DMM wird das Grundrauschen vermindert 

Dolby - Verfahren zur Rauschminderung, das eine frequenz- und pegel¬ 
abhängige Kompression (vor der Aufzeichnung) und eine entsprechende 
Expansion (bei der Wiedergabe) der Dynamik vornimmt. Bei Dolby-A für 
Studioanwendungen wird der Übertragungsbereich (NF-Band) in 4 Fre¬ 
quenzbänder aufgeteilt. Dolby-B ist eine vereinfachte Variante mit pegelab¬ 
hängiger unterer Frequenzgrenze (Sliding-Band-Kompander). Bei Dolby-C 
verwendet man 2 hintereinander geschaltete Dolby-B-Systeme. Mit Dol- 
by-HX bezeichnet man ein Verfahren, das bei der Aufzeichnung den Vor¬ 
magnetisierungsstrom des Magnetkopfs in Abhängigkeit von der aufzu¬ 
zeichnenden Frequenz regelt. 


287 


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g 

g) 


Widerstandsbelastung 

(abhängig vom Strom) 


ISBN 3 327 00937-6 
ISSN 0424-8678