■© ELEKTRONISCHES JAHRBUCH 1990 Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1990 Herausgeber: Obering. Karl-Heinz Schubert Y21XE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik Schubert, Karl-Heinz: Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1990. - Berlin: Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik, 1989. 288 S.: 204 Bilder - (Jahrbücher) ISSN 0424-8678 ISBN 3-327-00770-5 1. Auflage, 1989 © Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB) - Berlin, 1989 Lizenz-Nr. 5 Printed in the German Democratic Republic Gesamtherstellung: Karl-Marx-Werk Pößneck V15/30 Lektor: Wolfgang Stammler Zeichnungen: Heinz Grothmann Illustrationen: Harri Förster Typografie: Ingeburg Zoschke Redaktionsschluß: 15. Februar 1989 LSV 3535 Bestellnummer: 747 200 5 00780 Inhaltsverzeichnis Anita Mehnert No Software - no Sales. 9 Leipziger Frühjahrsmesse 1989 - Weitere Erhöhung der Produktivität, der Erzeugnisqualität und der Wettbewerbsfähigkeit durch flexible Automatisierung. 17 Wissenswertes über moderne Technik Dipl. -Ing. Heinz Bergmann Bildaufnahme, Bildsignalübertragung und Bildwiedergabe für eine hö¬ here Bildauflösung. 30 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Die Dynamik in der elektroakustischen Übertragung. 44 Dipl. -Ing. Heinz Bergmann Die Schwestern der Compact Disk - Übersicht über neue Optoplatten . 51 Gerhard Wilhelm - Y22VK/Lothar Dießner - Y44YK Elektronik in der Meteorologie. 56 Dipl.-Ing. Gustav Westphal Elektronik-Fortschritte im Flugzeug. 65 Neue Bauelemente der Elektronik Dipl. -Ing. Jiri Tomkovic Neue elektronische Bauelemente von TESLA/CSSR. 80 Dipl.-Ing. Frank Roscher Spulenmagnetbänder und Zubehör von ORWO. 90 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE NF-Verstärkerschaltkreise und Beschaltung (II). 97 5 Praxis der Mikrorechentechnik Dr.-Ing. Werner Domschke Kleincomputersystem KC 85 .103 Dr.-Ing. Werner Domschke FORTH auf Kleincomputern.112 Moderne Technik für den Funkamateur Siegmar Hensc.hel - Y22QN Dual-Gate-Feldeffekttransistoren in HF-Schaltungen.117 Dr. Walter Rohländer Blick in den Antennenwald.126 Dipl.-Ing. Eike Barthels - Y22UL Packet-Radio - Theorie und Praxis in einer Übersicht .140 Dr.-Ing. Albrecht Mugler - Y27NN Rauschen und Empfindlichkeit.154 Dr. Walter Rohländer - Y220H Der Ideenspeicher im Amateurfunk - Hilfsmittel für die Amateur¬ funkpraxis .157 Ing. Frank Sichla - Y51UO Einsatzmöglichkeiten für CMOS-Schaltkreise im Amateurfunkbereich 168 Dipl.-Ing. Edgar Rosenkranz - Y21MD Mehrbandantennen für die Kurzwellenbereiche.179 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Schaltungsrevue «Amateurfunk». 183 Bauanleitungen für Elektroniker Roland und Karsten-Jörg Sickert 2-Zug-Betrieb auf der Modelleisenbahn.190 Ing. Frank Sichla - Y51UO Schaltungsvarianten für einen CMOS-Logikprüfstift .195 Matthias Scharnbeck Quasidigitale Frequenzanzeige für UKW-Tuner mit C-Diodenabstim- mung.203 Volker Schober Temperaturregler für 2 einstellbare Werte.209 Olaf Skerl Einfache Spannungsregler mit R 210 .212 6 Ing. Dietrich Müller Ungewöhnliche Anwendungen des Schaltnetzteil-Ansteuerschaltkrei- ses B260D . 217 Ing. Dietrich Müller Zu einigen Problemen beim Einsatz elektronischer Kontrollschaltun- gen in Kraftfahrzeugen .230 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Schaltungsrevue für Anfänger.242 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Dipl.-Journ. Harry Radke Engagiert und eigenverantwortlich Potenzen erschließen.250 Oberstleutnant Dipl.-Journ. Klaus König An der Militärtechnischen Schule der Nachrichtentruppen Herbert Jensch .257 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR.271 Huggy an seine Leser .278 Schlagwortverzeichnis für die Jahrbücher 1987, 1988, 1989 und 1990 . 279 Hinweis Manuskriptangebote für das Elektronische Jahrbuch richten Sie bitte direkt an den Herausgeber: Obering. Karl-Heinz Schubert, Grünstraße 12, Neuenhagen, 1272. 7 -a ü g a s ““dagög «»"flögög 1990 JANUAR FEBRUAR MÄRZ l 8 15 22 29 5 12 19 26 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 7 14 21 28 4 11 18 25 l 8 15 22 l 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 4 11 18 25 APRIL MAI JUNI 2 9 16 23 30 7 14 21 28 4 11 18 25 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 19 26 4 11 18 25 2 9 16 23 30 6 13 20 27 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 6 13 20 27 4 11 18 25 l 8 15 22 29 7 14 21 28 5 12 19 26 2 9 16 23 30 1 8 15 22 29 6 13 20 27 3 10 17 24 JULI AUGUST SEPTEMBER 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 4 11 18 25 l 8 15 22 29 5 12 19 26 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 l 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 OKTOBER NOVEMBER DEZEMBER l 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 2 9 16 23 30 6 13- 20 27 4 11 18 25 3 10 17 24 31 7 14 21 28 5 12 19 26 4 11 18 25 l 8 15 22 29 6 13 20 27 5 12 19 26 2 9 16 23 30 7 14 21 28 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 7 14 21 28 4 11 18 25 2 9 16 23 30 Anita Mehnert No Software - no Sales «Keine Software, kein Verkauf», so könnte verkürzt eine wichtige Formel für die führenden Computerhersteller in der kapitalistischen Welt lauten. Das Angebot an Software, die man lange Zeit als «Anhängsel» der Hard¬ ware betrachtet hat, wurde zu einem der wichtigsten Verkaufsargumente für Computer. Software ist die Gesamtheit aller Programme, die den Arbeitsab¬ lauf innerhalb der Hardware organisieren, die Bedienung unterstützen, An¬ wenderlösungen realisieren und eine Datenübertragung zwischen den Gerä¬ ten ermöglichen. Mit dem Voranschreiten der Mikroelektronik wird die Be¬ deutung der Software weiter wachsen. Die heute produzierte Hardware - die der 4. Generation, also nicht nur der daten-, sondern der informationsverarbeitenden Technik zuzuordnen ist - verlangt bei der Bearbeitung von Texten, Grafiken, Bildern und Spra¬ che eine leistungsfähigere, systemorientierte Software. Ebenso gewinnt die Software bei der gegenwärtig im Vordergrund stehenden Industrieautoma¬ tion sowie der wachsenden Kommunikation zwischen den Computersyste¬ men und damit der Vernetzung weiter an Bedeutung. Es ist berechtigt, heute schon von einem selbständigen Software-Industriezweig zu sprechen, der mit Wachstumsraten von über 20% jährlich einen de^ wachstumsinten¬ sivsten Zweige zur Zeit überhaupt darstellt und eine Schlüsselrolle für viele Hochtechnologiebereiche spielt. Das Produkt Software ist das Ergebnis qualifizierter, langwieriger geisti¬ ger Arbeit. Es kann nach Fertigstellung beliebig oft reproduziert und ver¬ kauft werden, ist aktualisierungsfähig und korrigierbar. Allgemein werden die Arten von Software durch folgende Begriffspaare charakterisiert: 1) Standard- und Individualsoftware, 2) System- und Anweiidersoftware. Ein Blick auf die Leistungsanteile bei der Softwareherstellung verdeut¬ licht, daß trotz der unterschiedlichsten Anforderungen der Anwender die individuelle Erarbeitung von Software unrentabel ist. Der Trend geht also immer mehr zu Standardlösungen, die für unterschiedliche Anwender ak¬ zeptabel sind. Der Herstellungsprozeß von Software setzt sich aus folgen¬ den Leistungsanteilen zusammen: - 10% Problemanalyse, -10% Zieldefinition, - 20% Projektplan, 9 - 25% Programmierung, - 25 % Testreihen, - 10% Dokumentation (Handbuch). (Quelle: Handelsblatt, Düsseldorf, vom 30.12.19B6) Wer produziert und vertreibt Software? Auf die Produktion von Software spezialisierten sich Softwarehäuser, kleine und mittlere Unternehmen, die in den meisten Fällen mit Hardwareprodu¬ zenten kooperieren. Ein großer Teil der Software wird auch von den Anwen¬ dern erarbeitet. Daneben existiert eine Vielzahl von Programmierbüros, in denen sich einzelne Spezialisten zur Erarbeitung von Anwenderlösungen zusammenfinden. Sie bilden den größten Teil der selbständigen Software¬ unternehmen. Es gibt weiterhin Systemhäuser, die den Vertrieb von Hard- und Software übernehmen. Die bedeutendsten Anbieter von Software sind jedoch die Computerher¬ steller selbst. Während sie früher vornehmlich Betriebssysteme anboten, heißt das neue strategische Ziel auf diesem Gebiet System Integration, d.h., Hardware und Software aus einer Hand zur Lösung eines komplexen Pro- blemes anzubieten. Somit werden die Hardwareproduzenten immer mehr zu Lösungsanbietern. Dieser Trend hin zur Software läßt sich deutlich am Beispiel des größten Hardwareherstellers IBM verfolgen, der gleichzeitig auch größter Softwareproduzent ist. Der Konzern erzielte 1987 einen Um¬ satz von über 54 Mia $, wovon 5,5 Mia $ (12%) auf Software entfielen, 1982 waren es nur 5 %. Die umfassende Herstellung von Software wurde zu einem strategischen Unternehmensziel. Bereits 1990 sollen 30% des Umsatzes über Software realisiert werden. Zu diesem Zweck gliederte der Konzern seine Softwareaktivitäten in eine Tochtergesellschaft aus. Etwa 26000 Be¬ schäftigte sind an der Softwareentwicklung bei IBM beteiligt. Hardwarehersteller versuchen z. B. auch, selbständige Softwareunterneh- men an sich zu binden. So versuchte IBM 1987 über Kooperation mit der Hilfe von Lotus Development und Microsoft, sein neues System PS/2 als Stan¬ dard für PC durchzusetzen. Andere Hardwarehersteller wie DEC oder Ho¬ neywell gründeten Gemeinschaftsunternehmen mit Softwarefirmen. Die Spezifika der Ware Software sowie ihrer Herstellung - geringes Kapi¬ talminimum, Projektcharakter der Arbeit, individuelle Vielfalt - bedingten Unternehmen 1982 1987 1992 IBM 21 27 46 Digital Equipment (DEC) 28 35 50 Hewlett-Packard (HP) 20 28 50 NCR 31 35 52 Unisys 25 32 50 (Quelle: business week, 1987, vom 27. Juli, Seite 39) Tabelle 1 Umsatz von Software und Service der größten Hardwarehersteller (in %) 10 Unternehmen Land Umsatz 1986 (Mio $) Tabelle 2 Die zehn größten selb¬ ständigen Softwarean¬ bieter Computer Associates USA 451 Microsoft USA 346 Lotus Development USA 283 Ashton-Tate USA 211 Management Science USA 193 America Software AG BRD 190 Cullinet USA 163 Policy Management USA 150 Systems Applied Data USA 132 Research ASCII Japan 113 (Quelle: Manager Magazin, Hamburg, 1987 Nr. 10, Seite 242) die Entstehung einer Vielzahl kleiner und mittlerer Unternehmen. Trotz wachsender Schwierigkeiten, steigender Entwicklungs-, Marketing- und Ab¬ satzkosten sowie verschärfter Konkurrenz werden die selbständigen Softwa¬ reunternehmen eine relativ eigenständige Bedeutung im Zweig beibehalten, besonders in Marktnischen. Einige der bekanntesten selbständigen Softwa¬ reunternehmen sollen kurz vorgestellt werden. Das 1982 gegründete Unternehmen Lotus Development gilt als der welt¬ größte Hersteller von Software für Personalcomputer. 1986 betrug der Um¬ satz 283 Mio $, eine Steigerung gegenüber dem Vorjahr um 25,5%. Die Firma arbeitet z. Z. an einer Mainframe-Version ihres Erfolgsprogramms 1-2-3. Das Unternehmen Microsoft wurde besonders durch das Betriebssy¬ stem MS-DOS für Personalcomputer bekannt, das mit etwa 9 Mio Installa¬ tionen auf einen Marktanteil von über 90% verweisen kann. Zu den am schnellsten wachsenden Unternehmen in der PC-Softwareindustrie gehört Ashton-Tate. 1980 gegründet, erzielte das Unternehmen einen Umsatz von 3,65 Mio $; 1986 waren es 211 Mio $ - eine Steigerung von 78% gegenüber dem Vorjahr. Ashton-Tate gilt als der bedeutendste Hersteller von Daten¬ bank-Managementsystemen. Weltweit Anwendung findet z. B. das Daten¬ banksystem dbase II auf 8-bit- und dbase III auf 16-bit-Geräten. Diese Pro¬ gramme machen 60% des Absatzes von Ashton-Tate aus. Zum größten selb¬ ständigen Softwareunternehmen der USA avancierten Computer Associates durch eine Reihe gezielter Firmenaufkäufe. Die größte Aktion dieser Art in der Softwarebranche überhaupt wurde 1987 durch den Aufkauf der Uccel Corp. (Umsatz 1986: 142 Mio $) durch Computer Associates vollzogen. ln der letzten Zeit verstärkte sich die Tendenz, daß die bedeutendsten Hardwareanwender Einfluß auf den Softwarebereich nehmen. Das ist u. a. ebenfalls durch Aufkauf möglich. Ein markantes Beispiel dafür: 1984 kaufte General Motors für 2,5 Mia $ das leistungsstarke EDV- und Software- 11 unternehmen Electronic-Data-System mit dem Ziel auf, ein integriertes Netz mit 230000 Computerterminals zu schaffen und eine Spitzenstellung in der Automatisierung zu erlangen. Weitere Möglichkeiten in dieser Rich¬ tung eröffnen sich durch Beteiligungen an Softwarefirmen. Thyssen Industrie ist seit 1988 mit 33,3% an der IKO Software Service GmbH beteiligt und wird mit ihrer Hilfe Lösungen für die Industrieautomation entwickeln. Die BMW erhöhten ihre Beteiligung am BRD-Softwarehaus Softlab von 10 auf 28% und gründeten ein gemeinsames Software-Kompetehzzentrum. Der größte europäische Medienkonzern Bertelsmann kooperiert mit IBM Deutschland auf dem Gebiet der optischen Datenspeicherung und der Softwareentwick¬ lung. Softwareindustrie in den kapitalistischen Hauptländem Die Positionen der 3 imperialistischen Zentren soll Tabelle 3 verdeutlichen. Mit einem Anteil von 60% nehmen die USA unbestritten den 1. Platz in der Entwicklung und Vermarktung von Software in der Welt ein. Der Anteil des Softwaremarktes am GNP beträgt mit 130 Mia $ 1986 3%, bis 1990 soll diese Größe auf etwa 13% ansteigen. Es werden von den USA große An¬ strengungen unternommen, die führende Position auf dem Weltmarkt aus¬ zubauen. Die Zuwachsraten der staatlichen Forschungs- und Entwicklungs¬ aufwendungen für Software sind mit 17% überdurchschnittlich hoch. Insge¬ samt entfallen 7,7% aller Aufwendungen auf Software, im Vergleich dazu verzeichnen die Bereiche Halbleitertechnik Anteile von 12,2% und Compu¬ terbau von 8,3%. Nicht ohne Bedeutung ist dabei das umfangreiche Auf¬ tragsvolumen von Software für militärische Zwecke, wobei häufig eine Vor¬ finanzierung durch das Verteidigungsministerium vorgenommen wird. Zu¬ sammenfassend läßt sich einschätzen, daß die führende Rolle der USA im Softwarebereich auch in den nächsten Jahren unangetastet bleibt bzw. ein Ausbau zu erwarten ist. Mit einem Anteil Japans von nur 11% am kapitalistischen Softwaremarkt (im Gegensatz zu 19% am Weltelektronikmarkt) zeigt sich ein Ungleichge¬ wicht zwischen dem Stand der japanischen Computertechnik und Software¬ produktion. Für die großen Computerhersteller Japans stellt sich diese Tat¬ sache u. a. in Absatzschwierigkeiten, besonders bei Büro- und Personalcom- Zentrum Anteil am Welt¬ elektronikmarkt Anteil am Soft¬ waremarkt USA 36% 60% Japan 19% 11% Westeuropa 19% 23% übrige Welt 26% 6% (Quelle: Handelsblatt, Düsseldorf, vom 6./7. 3.1987) Tabelle 3 Anteile der 3 Zentren der kapitalistischen Welt an der Welt¬ elektronik- und Softwareindustrie 1985 12 putern nicht nur im Ausland dar. Auch die in Japan angewendete Software wurde zu über 90% im Ausland erarbeitet. Die Ursachen für das Zurück¬ bleiben Japans im Softwarebereich sind u. a. sowohl darin zu suchen, daß die Anwender lange Zeit selbst Software entwickelten, als auch in der noch ungenügenden Anpassung des Systems des Programmierens an japanische Denkstrukturen. Das größte Problem wird im Fehlen qualifizierter Arbeits¬ kräfte gesehen. Einer Analyse des Tokioter Ministeriums für Internationalen Handel und Industrie (MITI) zufolge fehlen der japanischen Softwareindu¬ strie 1990 rund 600000 Programmierer. Um die Softwareerarbeitung ent¬ scheidend zu beschleunigen und zu effektivieren, wurde im Oktober 1985 vom MITI das erste Förderungsprogramm für Software, Sigma (Software In- dustrialised Generation & Maintance Aids), angeregt. Mit einem Anteil von 23 % am kapitalistischen Weltsoftwaremarkt nimmt Westeuropa, in erheblichem Abstand zu den USA, den 2. Platz ein. Füh¬ rend auf dem westeuropäischen Softwaremarkt ist Frankreich mit einem Marktanteil von 25%, gefolgt von der BRD mit 18%, Großbritannien und Italien. Diese 4 Länder stellen 70% des betrachteten Marktvolumens. Cha¬ rakteristisch für die Länder Westeuropas ist, daß der Software- und Dienst¬ leistungsmarkt zu einem großen Teil den nationalen Markt betrifft. Mit einem Marktvolumen von 15,8 Mia DM 1986 verzeichnet die BRD einen Anteil von 18% am westeuropäischen Softwaremarkt. Damit entfallen 0,8% des Bruttosozialprodukts auf den Softwareumsatz, der sich wie folgt zusammensetzt: 40% Erarbeitung kundenspezifischer Softwaresysteme, 25% Vetrieb von Standardprogrammen, 20% Beratung und 15% Dienstlei¬ stungen. Der Softwaremarkt der BRD wuchs, der allgemeinen Tendenz fol¬ gend, überdurchschnittlich schnell. Für 1988 wird damit gerechnet, daß der Softwareumsatz den Wert des Hardwareumsatzes übertrifft. In der gesam¬ ten Datenverarbeitungsindustrie dieses Landes sind etwa 300000 Menschen beschäftigt. 210000 davon im Hardwarebereich. Die etwa 300 Hardwareher¬ steller in der BRD verzeichneten mit über 4 Mia DM Softwareumsatz 1986 einen Marktanteil von 29,5%, Software für etwa 3 Mia DM wurde von den Anwendern selbst erarbeitet, und die über 3700 selbständigen Programm¬ und Systementwickler erzielten mit 7 Mia DM Umsatz 47 % des Marktvolu¬ mens. Insgesamt waren 1985 etwa 37000 Personen (ohne Anwender) mit dem Erarbeiten von Software beschäftigt. Wie auch in anderen Ländern, unternehmen die großen Computerher- steiler der BRD verstärkte Anstrengungen, ihre Konkurrenzfähigkeit durch die Bereitstellung von Software zu stärken. Führend dabei ist der Siemens- Konzern , der sich selbst als größtes Softwarehaus Europas versteht. Siemens ist hierbei in einer Doppelrolle, sowohl als Entwickler von Computern und Software wie auch als bedeutender Anwender. Somit entsteht die Software nicht isoliert, sondern stets im Zusammenhang mit der Systemtechnik und ihren konkreten Anwendungen. Insgesamt beschäftigen sich bei Siemens mehr als 12000 Mitarbeiter hauptamtlich mit Softwareaufgaben. Von den 6 Mia DM Forschungs- und Entwicklungsaufwendungen im Geschäftsjahr 1986/87 benutzte der Konzern über 40% (2,5 Mia DM) für die Entwicklung von Software. Bereits 1983 erklärte Siemen.?-Vorstandsmitglied K. H, Bek- 13 kurts: «In der Software liegt ein starker Hebel für eine Verbesserung der Wettbewerbsfähigkeit im Hochtechnologiebereich.» Für den zweitgrößten Computerhersteller der BRD, den Nixdorf-Konzern, mit einem Jahresumsatz 1986 von 4,5 Mia DM, bildet die Software in be¬ sonderem Maße einen strategischen Schwerpunkt im Produktangebot. 1986 wurden 33% des Umsatzes durch den Verkauf von Software erzielt, 58% durch Hardware, und 8% entfielen auf Dienstleistungen. Weltweit beschäf¬ tigt Nixdorf etwa 3000 Mitarbeiter für die Pflege und Entwicklung von Soft¬ wareprogrammen. IBM-Deutschland , nicht nur größte ausländische Tochter¬ gesellschaft von IBM, sondern mit 12 Mia DM Jahresumsatz auch größter Hardwarehersteller in der BRD, beschäftigt 6000 von 28000 Mitarbeitern mit Programmieraufgaben. Größtes unabhängiges Softwareunternehmen der BRD ist die Software- AG , vorwiegend mit der Erarbeitung von Großrechnerprogrammen beschäf¬ tigt. Weltweit konnte das Unternehmen mit etwa 1700 Mitarbeitern Soft¬ ware und Dienstleistungen im Werte von 400 Mio DM verkaufen.- Damit unterscheidet sich die Software-AG gegenüber anderen BRD-Softwareunter- nehmen durch eine ausgeprägte Auslandstätigkeit. Das von dieser Firma entwickelte Datenbankprogramm Adabas sowie die Benutzersprache Natu¬ ral fanden international Anerkennung. Welche Rolle die BRD-Software- industrie künftig spielen wird, hängt u.a. von der Umorientierung von indi¬ viduellen zu Standardlösungen, der weltweiten Ausdehnung des Tätigkeits¬ felds und weiteren Faktoren ab. Rasch wachsende Absatzzahlen von Soft¬ ware weisen auf eine iijs.mer breitere Durchdringung der Wirtschaft, For¬ schung, Verwaltung und anderer Bereiche mit neuer Technik hin. Über die künftigen Anwendungsbereiche können z.B. folgende Angaben Aufschlüsse geben. Für kleine und mittlere Systeme (Personal- und Büro¬ computer) ist in der BRD z. Z. folgende Absatzstruktur charakteristisch: -Textverarbeitung 25%, -Verwaltung 21%, - Datenbankenpakete 18%, - integrierte pakete 16%, - Tabellenkalkulation 10%, - Grafik 4%, - sonstige pakete 6%. (Quelle: INFOWELT vom 28.7.1986) Besonders verstärkte sich die Nachfrage nach vertikaler, d. h. Branchen¬ software vorwiegend aus dem Bereich der Banken und Versicherungen. Für mittlere und große Anwender in der Industrie zeichnen sich künftig fol¬ gende Einsatzschwerpunkte ab: - Produktionsplanung und-Steuerung 36%, . - Rechnungswesen, Materialwirtschaft 27%, - CAD/CAM 15%, - Betriebsdatenerfassung 8 %, - Textverarbeitung 6%, - Sonstiges 8%. (Quelle: Software-Markt Deutschland, Dortmund 1985, Seite 8) 14 Rasch steigende Absatzzahlen verzeichnen Bürokommunikationssy¬ steme. Nach Schätzungen werden 1991 in der BRD etwa 90% aller Großun¬ ternehmen mit über 500 Mitarbeitern und 20% mittlere und kleine Unter¬ nehmen solche Systeme einsetzen. 1987 waren 4000 solcher Systeme instal¬ liert, 1990 wird mit mehr als 25000 gerechnet. Da das Vorhandensein von Software über die effektive Auslastung des Hardwarepotentials und damit über das Niveau von Wirtschaft, Wissenschaft, der Rüstungsindustrie usw. bestimmt, ist der Bereich der Softwareindustrie ein Feld wachsender Kon¬ kurrenz zwischen den imperialistischen Hauptländern geworden. Das Volu¬ men des Weltsoftwaremarktes wird mit 23,5 Mia $ angegeben, 1995 werden es bei den anhaltend hohen Wachstumsraten von über 20% jährlich etwa 190 Mia $ sein. Wachsende Standardisierung auch im Softwarebereich Eine große Vielfalt von Hard- und Software sowie fehlende Zusammenar¬ beit untereinander wirken sich hemmend auf die Entwicklung des gesamten Bereichs der 4. Computergeneration aus, so daß ein objektiver Zwang zur Standardisierung sowohl der Hard- als auch der Software (hier besonders der Betriebssysteme) besteht, woran Produzenten und Anwender gleicher¬ maßen interessiert sind. Den Hardwarestandard bestimmte IBM lange Zeit uneingeschränkt. 1985 verkaufte IBM noch 52% aller Geräte mit eigenem Standard, 1987 jedoch nur noch 38%. Zum Marktführer auf dem Sektor der Minicomputer, der früher fest in der Hand von IBM lag, wurde DEC mit der K4A-Computerserie. Bei den PC eroberten sich Apple, Compaq sowie eine Vielzahl Clones (billige Nachbauten, die mit dem 7£M-Standard arbeiten), bedeutende Marktanteile. Weltweit sind etwa 200 unterschiedliche IBM- kompatible PC-Geräte (Clones) im Angebot. Die beiden größten Konkurrenten von IBM, Apple und DEC, vereinbarten ein Kooperationsabkommen zur Entwicklung von Geräten und Software, mit denen sich die Computer beider Firmen vernetzen lassen. Die Ausrich¬ tung auf Vernetzung unterschiedlicher Computersysteme ist eine bestim¬ mende Strategie der Konkurrenten von IBM. Teilmärkte Anteil IBM-kompatibler Geräte Heimcomputer 2% Semi-Professional 25% Schulen/Universitäten 50% Technik/Wissenschaft 58% Kommerzieller Markt 82% Insgesamt PC-Markt 27% (Quelle: Handelsblatt, Düsseldorf, vom 1.9.1987) Tabelle 4 IBM-Kompatibilität am Mikro- Markt 1986 15 Auf dem Gebiet der Betriebssysteme - weltweit sind etwa 150 solcher Sy¬ steme im Einsatz - bildet-vor allem UNIX. , von AT & T entwickelt, für IBM ernstzunehmende Konkurrenz. Die größten europäischen Computerherstel¬ ler, Bull, KL, Siemens, Olivetti, Nixdorf und Philips , sowie Unisys und Cray Research aus den USA einigten sich auf dieses System, das in Westeuropa einen Marktanteil von 16 % und in der BRD von 40 % hat, und mit dem sich auch die Japaner vom /fW-Standard lösen wollen. Ende 1987 gaben der be¬ deutendste Konzern für Kommunikationstechnik AT&T sowie Sun Microsy¬ stems, ein schnellwachsendes Computerunternehmen, ihre Zusammenarbeit bei der Weiterentwicklung des Betriebssystems UNIX bekannt, wobei AT & Tbis zu 20% der Aktien dieses Unternehmens erwerben will. Das brächte besonders auf dem Gebiet der Kommunikationstechnik und des sich dabei durchsetzenden Standards bedeutende Konkurrenznachteile für die ande¬ ren Computerhersteller mit sich. In ungewohnter Weise vereint, reagierten deshalb die wichtigsten Computerhersteller, neben IBM auch DEC, HP, Apollo Computer, Bull, Siemens und Nixdorf, und erklärten die Gründung einer Open Software Foundation sowie die Entwicklung eines neuen, offenen und erweiterten Betriebssystems auf der Basis einer t/MX-Version. Die insgesamt bewegte Situation auf dem Hard- und Softwaremarkt ver¬ deutlicht, daß heute nicht mehr ein Unternehmen im Alleingang Standards und Normen setzen kann. Selbst die auf vielen Gebieten scheinbar unan¬ tastbaren Positionen des Branchenriesen IBM wurden durch dynamischere mittlere Unternehmen in Frage gestellt. Neben der Standardisierung spielt auch die Frage der Rationalisierung der Softwareproduktion eine wichtige Rolle, um die wachsende Nachfrage zu befriedigen. Auch in diesem Fall zeigen sich unterschiedliche Lösungsansätze. Besondere Beachtung fand dabei in der letzten Zeit CASE, ein Verfahren computergestützter Pro¬ grammentwicklung, bei dem CAD-Systeme integriert werden. Mit dem Übergang zur Vernetzung und der Datenkommunikation wird die Bedeutung der Software weiter wachsen und zu einem Schlüsselfeld bei der Bewältigung einer neuen Stufe der wissenschaftlich-technischen Revo¬ lution werden. 16 Leipziger Frühjahrsmesse 1989 Weitere Erhöhung der Produktivität, der Erzeugnisqualität und der Wettbewerbsfähigkeit durch flexible Automatisierung «In Vorbereitung des 40. Jahrestags der DDR und des XII. Parteitags der SED haben die Werktätigen besondere Anstrengungen unternommen, um die Messe zu einem Spiegelbild der historischen Leistungen des Sozialis¬ mus auf deutschem Boden zu gestalten», erklärte DDR-Außenhandelsmini- ster Dr. Gerhard Beil zu Beginn des traditionellen Messerundgangs der Par¬ tei- und Staatsführung auf der Leipziger Frühjahrsmesse 1989. Das zukunfts¬ orientierte Angebot der 4200 Kombinate, Export- und Außenhandelsbe¬ triebe der DDR dokumentierte mit 35000 Erzeugnissen die gewachsene Leistungs- und Exportkraft der Republik und widerspiegelte die konse¬ quente Verwirklichung der ökonomischen Strategie der SED. Neuheiten Bild 1 Die digitale Nebenstellenzentrale NZ 400 D/384 ist datenfähig. Sie ermöglicht einen Anschluß an ein Datennetz über die X25-Schnitlstelle (Foto: RFT-Pressedienst) 17 und Weiterentwicklungen von wissenschaftlich-technischem Höchstniveau belegten, daß die stabile und dynamische, auf die umfassende Intensivie¬ rung gerichtete Entwicklung der Volkswirtschaft durch den verstärkten Ein¬ satz von Schlüsseltechnologien gekennzeichnet ist. Das wurde besonders deutlich in Halle 20, in der der traditionelle Rundgang Erich Honeckers und der Partei- und Staatsführung begann. Dort zeigte der DDR-Werkzeugma- schinenbau in enger Verbindung mit Partnern der Mikroelektronik und aus Wissenschaftsbereichen, wie mit der Erfüllung der Beschlüsse des XI. Par¬ teitages der SED der international wachsenden Dynamik der Produktiv¬ kräfte entsprochen und in den Kombinaten das Schrittmaß beschleunigt wird. Unter dem Leitthema der Leipziger Messe 1989 demonstrierte der Werkzeugmaschinenbau vor der Handelswelt mit wissenschaftlich-techni¬ schen Spitzenleistungen seine international führende Position. Schlüsseltechnologien breit angewendet Entsprechend der ökonomischen Strategie der SED boten die Kombinate nicht nur ein breites Sortiment an maschinenbautechnischen Automatisie¬ rungslösungen an, sondern auch CAD/CAM-Technologien einschließlich Software, die in Verbindung mit 16- und 32-bit-Rechentechnik aus DDR- Produktion den Anwendern eigenständige Schritte auf dem Weg zum com¬ puterintegrierten Betrieb ermöglichen. Schon heute sind 70% der Werk- Bild 2 Der elektronische Fernschreiber F2000, mit der Textverarbeitungseinheit TE 2000 zu einem Bürokommunikationszentrum erweitert (Foto: RFT-Pressedienst) 18 Bild 3 CINRAS heißt die Anwenderlösung für den Aufbau eines automatisierten Kurzwel¬ lenfunksystems. Herzstück des Systems ist die Steuereinheit KCP 1710 (Foto: RFT- Pressedienst) Zeugmaschinenproduktion durch die Mikroelektronik bestimmt. Im näch¬ sten Jahr sollen es fast 90% sein. Der Einsatz von derzeit 70000 CAD/ CAM-Arbeitsstationen und über 90000 Industrierobotern belegt, daß die Schlüsseltechnologien im breiten Umfang in der DDR Fuß gefaßt haben. Die DDR gehört heute zu den wenigen entwickelten Industrieländern der Erde, die im Komplex die Entwicklung, Produktion und Anwendung der Mikroelektronik beherrschen. Von welch weitreichender Bedeutung das für Effektivität und Dynamik volkswirtschaftlicher Entwicklung ist, zeigt auf dem Gebiet der Rechentechnik der Superminicomputer K 1840 von VEB Kombinat Robotron. Im Ausstellungszentrum bewies er im Dialog mit zehn 16-bit-Rechnern EC 1834 und einem Industriecomputer seine Leistungsfä¬ higkeit bei der Prozeßlenkung. Die Geräte waren über ein lokales Netz ver¬ bunden und konnten fünf Fertigungssysteme bzw. CNC-Bearbeitungszen- tren steuern. Ein weiteres Rechnersystem K 1840 bezog seine Daten aus Halle 15, dem Messe-Domizil der elektronischen Industrie. Auf Bildschir¬ men war zu verfolgen, wie Werkstücke konstruiert, die technologischen Un¬ terlagen zusammengestellt und die automatische Komplettbearbeitung der Teile gesteuert wurden. Softwarelösungen als unverzichtbarer Teil dieser auf Mikroelektronik be¬ ruhenden Technologien gewinnen international zunehmend an Bedeutung. Die Werkzeugmaschinenbauer haben sich mit ihren Partnern in dem VEB Kombinat Robotron, VEB Kombinat Automatisierungsanlagenbau , VEB Kom¬ binat Carl Zeiss Jena wie auch in der Akademie der Wissenschaften, der Tech¬ nischen Universität Dresden und der Technischen Universität Karl Marx-Stadt und weiteren Wissenschaftseinrichtungen auf diese steigenden Anforderun¬ gen eingestellt. So entstand Software zum Entwurf und zur Berechnung von Getriebebaugruppen und Maschinengestellen, zur Werkstückprogrammie- ntng und für die Arbeitsplanung. v 19 Bauelemente der Mikroelektronik 4-Megabit-Hybrid-Speicher Der Hybridschaltkreis 16 M 61256 aus dem VEB Kombinat Keramische Werke Hermsdorf ist ein dynamischer Schreib-Lesespeicher mit wahlfreiem Zugriff. Er ist in Speicherblöcken von 512x8 bit organisiert. Als Bauele¬ mente kommen dRAMs des Typs U 61256 DC des VEB Kombinats Carl Zeiss Jena auf einem A /203-Verdrahlungsträger in DIL-Bauform zum Ein¬ satz. Auf dem Hybridspeicher sind weiterhin die Keramik-Abblockkonden- satoren integriert. Dieses Speichermodul entspricht in seiner Speicherkapa¬ zität dem internationalen Höchststand. 1-Megabit-Speicherschaltkreis U 61000 Das VEB Kombinat Carl Zeiss Jena stellte den 1-Megabit-Speicher U 61000 vor. Die Speicherorganisation ist 1048576x 1 bit. Die Zugriffszeit beträgt je nach Selektionstyp 120 bzw. 100 ns. Der Schaltkreis ist in einem 18poli- gen DIP-Gehäuse untergebracht. Teilerschaltkreis U1159 DC Der U 1159 DC ist ein HF-Teilerschaltkreis mit Vorverstärker und program¬ mierbarer Teilerlogik. Als Eingangsfrequenz ist der Bereich von 500 kHz bis 125 MHz genannt. CMOS-Mikroprozessorsystem U 84 C 00 Dieses Mikroprozessorsystem, das pin- und funktionskompatibel zum Sy¬ stem U 880 ist, wird in CMOS-Silizium-Gate-Technologie gefertigt und hat somit eine wesentlich geringere Stromaufnahme. Derzeit besteht es aus fol¬ genden Schaltkreisen: - CPU U 84 C 00 DC - PIO U 84 C 20 DC - CTC U 84 C 30 DC - SIO U84C40 DC Bild 4 Das selektive Mikrovoltnieter und Funkstörmeßgerät SMV 21 stellt eine neue Gene¬ ration von Meßtechnik dar. Hier ist das die Auswertung und den Meßablauf steuernde Rechnersystem bereits inte¬ griert (Foto: RFT-Pressedienst) 20 Bild 5 Die Kompaktschreibmaschine Erika 6007 ist modular erwei- lerbar, so kann sie bis zu 4400 Zeichen Zwischenspei¬ chern (Standardtexte) und mit Interfacemodulen (Centronics oder Commodore bzw. V. 24) zum Computerdrucker erwei¬ tert werden (Foto: RFT-Pres- sedienst) Bild 6 Das neue 16-bit-Prozessor- system U 80600. Einsatz¬ gebiete werden die Compu¬ tertechnik für Echtzeitan¬ wendungsfälle und für Mul¬ titasking sein (Foto: RFT- Pressedienst) U 80600 - ein schnelles 16-bit-Mikroprozessorsystem In Zusammenarbeit mit Entwurfszentren der Anwenderbetriebe wurde mit dem U 80600 ein neues leistungsstarkes 16-bit-Mikroprozessorsystem ent¬ wickelt. Dieses System stellt in der Leistungsfähigkeit seines Prozessors eine neue Generation der im Erfurter Mikroelektronik-Kombinat gefertig¬ ten Mikroprozessoren dar. ■ Das U 50600-System verfügt über eine wesentlich erhöhte Leistungsfähig¬ keit der Peripheriekomponenten u.a. durch Vereinigung von mehreren bis¬ herigen Schaltkreisfunktionen in hochintegrierten Peripherieschaltkreisen. Eine Vergrößerung des komplexen Funktionsumfanges des Speichersy¬ stems sowie eine Erhöhung von Zuverlässigkeit und Nutzerkomfort werden durch ihm zugeordnete hochintegrierte Systemkomponenten erreicht. Diese Leistungsmerkmale kennzeichnen die Hauptanwendungsfalle des U 80600 -Systems in Personal- und Industriecomputern der Prozeßautomati¬ sierung, in Arbeitsplatzsystemen und Kommunikationssystemen, also Ein¬ satzbedingungen, bei denen eine hohe Verarbeitungsgeschwindigkeit und die Bearbeitung mehrerer Aufgabenstellungen gleichzeitig gefordert wer¬ den. Präzisions-Bifet-OV B 411 DD Der B 411 DD ist ein Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand, geringer Eingangskapazität, geringer Offsetdrift, weitgehend temperaturun- 21 abhängigen Bias- und Offsetströmen sowie einem großen Differenzein¬ gangsspannungsbereich und einer hohen Gleichtaktunterdrückung. Er ist pinkompatibel zum B 081 D und besonders für den Einsatz bei hö¬ heren Anforderungen geeignet. 12-bit-CMOS-A/D-Wandler U 739 DC Der U 739 DC ist ein datenbuskompatibler 12-bit-CMOS-Analog-Digital- Wandler mit byteweiser Datenausgabe im gepackten BCD-Format. Die Da¬ tenübertragung wird vom Mikrorechner aus gesteuert (passives Verhalten des Wandlers). Er arbeitet nach dem Zweiflankenintegrationsverfahren mit zyklischem Offsetabgleich (Auto/Zero) und Nullintegration (Zero/Integrate). Programmierbarer CMOS-Timer U 4541 DG Der U 4541 DG ist in der Lage, mit einer externen Beschaltung von 2 Wi¬ derständen und einem Kondensator eine Taktfrequenz im Bereich von 1 Hz bis 100 kHz zu erzeugen. Damit können Verzögerungszeiten von 2,5 ms bis 9 h erreicht werden (Kaskadierung möglich). Der U 4541 DG ist verlustleistungsarm, hat einen großen Versorgungs¬ spannungsbereich und eine weitestgehende Unabhängigkeit der Oszillator¬ frequenz gegenüber Temperatur- und Spannungsschwankungen. Besondere Einsatzfälle sind elektronische Zeitrelais und Zeitbausteine der Steuertech¬ nik. Optoelektronische Koppler MB 130...135 Die Einführung von 2 Halbträgerstreifen bei der Montage und eine neue Umhüllungstechnologie führten zu erhöhter Zuverlässigkeit und zur Erwei¬ terung der Bereiche der Isolationsspannung (2,8 bis 5,3 kV) und der Kollek¬ tor-Emitter-Spannung (35 bis 90 V) dieser technologisch weiterentwickelten Optokopplerreihe. Anzeigebausteine MQE 10 Der Typ MQE 10 ist eine 3stellige Lichtschachtanzeige mit hybridintegrier¬ tem Analog-Digital-Wandler und Dekoder für meßwertanzeigende Systeme. Die rotstrahlenden Ziffern sind 12,7 mm hoch. Eingangsspannungen von -99 bis +999 mV werden mit einer Auflösung von 1 mV dargestellt und stehen als BCD-Kode zur Weiterverarbeitung an 4 Ausgängen zur Verfü¬ gung. Die Anzeige hat einen Steuereingang zur Helligkeitsregelung bei wechselnder Umgebungshelligkeit. Gegenüber dem diskreten Aufbau der Zusatzschaltung wird eine höhere Zuverlässigkeit und eine Reduzierung des Schaltungsaufwandes beim An¬ wender erreicht. LED-Zeilen in Flachbandbauform Mit den Typen MQII201, MQH 202, MQH 601 und MQH 602 werden die er¬ sten Vertreter einer neuen Bauelemente-Gruppe in Flachbandbauform vor¬ gestellt. 22 Sie weisen folgende Merkmale auf: _ Zeilenanordnung von 12 LED-Funktionen mit hybridintegriertem An¬ steuerschaltkreis, _ lückenlos reihbar, _ LED mit rechteckiger Lichtaustrittsfläche 1,35 x 4 mm 2 , - MQH.. 1 - Bandbetrieb MQH.. 2 - Punktbetrieb MQH 2. ■ - 12 grüne LED MQH 6.. - 8 grüne und 4 rote LED. Die Bauelemente sind zur digitalen und analogen Anzeige von Meßwer¬ ten in Konsumgütern und in der Meßtechnik vorgesehen. Der Vorteil gegenüber dem Zeilenaufbau aus diskreten LED besteht in der bereits integrierten Ansteuerung, in der hohen Zuverlässigkeit und in der geringen Einbautiefe. Aktive SMD-Bauelemente Reihe V 4000 und Speicherschaltkreise V 4035 S 4-bit-Schieberegister mit synchroner Paralleleingabe V 4042 S 4-bit-Auffangregister V 4044 S 4 RS-NAND-Flip-Flop mit tristate-Ausgängen V 4050 S 6 nichtinvertierende Treiberstufen V 4051 S 8-Kanai-Analog-Multiplexer/Demultiplexer V 4066 S 4 bilaterale Analogschalter V 4093 S 4 ScÄm/H-Trigger mit je 2 Eingängen V 40098 S 6 invertierende Treiberstufen U2164 P (64k x 1) bit dynamischer Schreib-Lese-Speicher (dRAM) U2616P ( 2k x 1) bit herstellerprogrammierter PROM U2632 P ( 4k x 8) bit herstellerprogrammierter PROM Bild 7 Eine Auswahl aus dem erweiterten Programm von SMD-Schaltkreisen, zunehmend für die kompakte und zuverlässige Geräteproduktion notwendig (Foto: RFT-Presse- dienst) 23 Bild 8 Die 3stellige Uchlschachtan- zeige MQE 10 enthält bereits den A/D-Wandler und die De¬ koder für meßwertanzeigende Systeme (Foto: RFT-Pesse- dienst) Neue Transistoren Silizium-Epitaxial-Planar-NF-Transistoren SCE 535, SCE 537, SCE 539 (NPN) SCE 536, SCE 538, SCE 540 (PNP) für allgemeine Anwendungen in der Hybrid- und Aufsetztechnik im Ge¬ häuse SOT 89. N-Kanal-Dual-Gate-MOS-Feldeffekttransistoren SME 992 SME 994 SME 996 sind für den platzsparenden Einsatz in Vor- und Mischstufen von Rund- funk-/Fernsehtunern, Antennenverstärkern und Lichtleiterkabelempfänger¬ modulen vorgesehen. Dar/mgron-Leistungsschalttransistoren SU 310, SU 311 und SU 312 Die Dar/ing/on-Leistungsschalttransistoren SU 310, SU 311 und SU 312 eignen sich vorzugsweise für elektronische Batteriezündanlagen von Ben¬ zinmotoren beispielsweise Motorrädern, Bootsmotoren oder Motorschiffen. Dank einem modernen Passivierungsverfahren haben die Bauelemente eine sehr gute Sperrstromstabilität. Diese Eigenschaften und die integrierte Freilaufdiode lassen die Anwendung des Darlington-Tmnsistors u. a. auch zum Schalten von Magnetventilen in hydraulischen Anlagen oder in Chop¬ pern aussichtsreich erscheinen. Leistungsschalttransistoren SU 391, SU 392 und SU 393 Die Leistungsschalttransistoren SU 391, SU 392 und SU 393 im Plastge¬ häuse TO-2I8 erlauben eine sehr einfache Montage und ergänzen die Ty¬ penreihe SU 386 bis SU 390 wirkungsvoll zu größeren Strömen hin. So be¬ tragen die Kollektorströme für den Nennbetrieb 20 A (SU 391), 15 A (SU 392) und 10 A (SU 393). Die Vertikalgeometrie sichert eine Spannungs¬ festigkeit bei offener Basis von 90, 125 bzw. 250 V und bei gesperrter von 120, 160 bzw. 300 V. Die durch Mehrfach-Epitaxial-Technik erreichten niedrigen Sättigungs- 24 Spannungen und die kurzen Schaltzeiten gestatten moderne Konzepte in der Stromversorgungstechnik wie z. B. DC-Wandler für niedrige Ein- und Ausgangsspannungen bei hohen Betriebsfrequenzen. Oberflächenfilter für die Femsehtechnik per VEB Elektronische Bauelemente Teltow stellte ein Sortiment Oberflä¬ chenfilter für den Einsatz in der Fernsehtechnik als Bild-ZF-Filter, Mehr¬ normenfilter und Restseitenbandfilter aus, deren Parameter den europä¬ ischen Fernsehnormen entsprechen. Tipptastenschalter für die Rechentechnik Die Tipptastenschalter TTS 12,5 Zeichen sich durch eine extrem flache Bau¬ weise (4,5 mm Höhe), gut fühlbaren Schaltpunkt und eine hohe Zuverläs¬ sigkeit aus. Bild 9 Die extrem flachen Tipptastenschalter TTS 12,5 sind vor allem für Computertastaturen vorgese¬ hen (Foto: RFT-Pressedienst) Eine Auswahl der Baureihe D-Subminiatur- steckverbinder, die der internationalen IEC- Norm entsprechen (Foto: RFT-Pressedienst) Bild 10 25 International kompatible Subminiatursteckverbinder Dje D-Subminiatursteckverbinder entsprechen der internationalen IEC- Norm 807-2. Sie sind vor allem für den Einsatz in der Rechentechnik, der Medizin- und Nachrichtentechnik und der Unterhaltungselektronik vorge¬ sehen. * VEB Kombinat Nachrichtenelektronik - Integrierte Rechentechnik im Kommen Kennzeichnend bei allen Exponaten des Kombinats war die zunehmende Digitalisierung und die komplexe Nutzung integrierter Rechentechnik zur Nachrichtenübertragung und -Vermittlung sowie in der Meßtechnik. Kern¬ stück des RFT-Kommunikationssystems für die Büro- und Industrieauto¬ mation, das im Rahmen des automatisierten Betriebes in Verbindung mit Da¬ tenanschlußgeräten und Modems den Zugang zum Telex- und Datennetz die Sprach-, Daten-, Text- und Festbildkommunikation gewährleistet, ist die datenfähige digitale Nebenstellenzentrale NZ 400 D/384. Mit ihren Be- triebsmöglichkeiten ist sie nicht nur ein Kommunikationssystem, das mit neuen Femmeldediensten den Anforderungen betrieblicher Kommunika¬ tion in hohem Maß entspricht, sondern das auch durch Anschaltung an das öffentliche Datennetz über die Schnittstelle X 25 die Funktion einer Daten- Bild 11 Color 40 - das Grundgerät einer neuen Farbfernsehgerätereihe im Monitor-Look mit 67 cm In-Line-Bildröhre, 4 Lautsprechern, digitalem Abstimm- und Anzeige¬ system und zahlreichen Erweiterungsmöglichkeiten (Foto: RFT-Pressedienst) 26 nebenstellenanlage übernimmt. Außerdem wurde über den Digitalanschluß der Nebenstellenzentrale NZ 400 D/384 die Kopplung mit dem Lokalen Da¬ tennetz ROLANET des VEB Kombinat Robotron demonstriert. Im Rahmen des RFT-Kommunikationssystems für die Büro- und Indu¬ strieautomation kommt neben Kleinvermittlungsanlagen des Systems UVA und Komfort-Fernsprechendgeräten erstmals der mikroprozessorgesteuerte Fernschreiber F 2000 mit den Zusatzeinrichtungen Textbearbeitungseinheit TE 2000 und Bildschirmeinheit K 7222 zum Einsatz. Der RFT-Sende- und Empfangsfernschreiber wird dadurch zu einer mo¬ dernen Einrichtung der Bürokommunikation mit Einsatzmöglichkeit als Büroarbeitsplatz für die Textbearbeitung. In dieser Konfiguration bietet er Groß- und Kleinschreibung mit einem qualitativ hochwertigen Schriftbild, automatisch zeitprogrammierbarer Sendung, Anrufbeantwortung zur Über¬ mittlung einer Information bei unbesetztem Fernschreiber, Textabspeiche¬ rung im elektronischen Speicher (32 KByte) oder auf Diskette (640 KByte) sowie moderne Textbearbeitung am Bildschirm. Die Textbearbeitungsein- heit TE 2000 ist mit dem Fernschreiber F 2000 durch den Systembus ver¬ bunden. Das Angebot an RFT-Funktechnik steht ganz im Zeichen der neuen An¬ wenderlösung Computer Integrated Radio System für den Aufbau eines Funksystems zur Automatisierung des Kurzwellenfunkbetriebs. «Gehirn» des Systems ist die neuentwickelte Steuereinheit KCP1710. Die sende¬ empfangstechnische Hardware bilden das 1-kW-Kurzwellen-Sendesystem KSS 1300 sowie Empfänger der Typenreihe EKD 500. Mit diesem Geräte¬ komplex lassen sich die automatische Verbindungsaufnahme, die Qualität der Kurzwellen-Funkverbindung und die gesamte Abwicklung bis zum Schluß der Informationsübertragung sichern. Das Computer Integrated Ra¬ dio System CINRAS ermöglicht, automatisch frequenzadaptive Funkver¬ bindungen herzustellen und zu halten sowie selbsttätig Informationen zu speichern, zu verwalten, zu senden und zu empfangen. Die Messe-Exposition des VEB Kombinates Nachrichtenelektronik ent¬ hielt auch ein interessantes Meßtechnik-Programm, in dessen Mittelpunkt die neuen Meßplätze FSM 21/SMV21 für Funkstörmessungen sowie für se¬ lektive Messungen von Pegeln, Dämpfungen und Feldstärken im Bereich 25 bis 1000 MHz stehen. Die Meßplätze bestehen aus dem Meßempfänger Se¬ lektives Mikrovoltmeter und Funkstörmeßgerät SMV 21 und entsprechend dem vorgesehenen Anwendungsgebiet vorzuschaltenden Meßwandlern. Mit dem SMV 21 lassen sich bisher manuelle Arbeiten voll automatisieren und Ar¬ beitskräfte, Arbeitszeit und Energie einsparen. Heimelektronik-Offerte mit neuen Gerätegenerationen Color 40 - Flaggschiff einer neuen Fernsehgerätegeneration Das VEB Kombinat Rundfunk und Fernsehen präsentierte allem voran den ersten Typ einer neuen Farbfernsehgerätegeneration, den Color 40. Äußer- 27 Die Stereo-2fach-Kompaktan- lage SC 2000 ist ein hochwer¬ tiger Casseiver, der in den Be¬ reichen UKW und MW emp¬ fängt. einen 7-Sender-Spei¬ cher. MPX- und Ultraschallßl- ter aufweist. Unterschiedliche Bandsorten sind manuell ein¬ stellbar (Foto: RFT-Presse- dienst) lieh fällt zuerst das neue Design im Monitor-Look mit Stereo-Lautsprecher¬ system und der Bedieneinheit unter der Bildröhre auf. Die Schaltungstech¬ nik ist durch ein mikrorechnergesteuertes Abstimm- und Anzeigesystem und den Einsatz einer neuen Schaltkreisgeneration zur verbesserten Farb¬ wiedergabe, die sich vor allem in verbesserten Farbübergängen und einem ständigen, den Altcrungsprozeß der Bildröhre ausgleichenden Farbnach- gleichvorgang äußert, mitbestimmt. Das Gerät hat Anschlüsse für Kopfhö¬ rer und Magnetbandgerät. Anschlußmöglichkeiten für 2 weitere Lautspre¬ cher, für den sogenannten Euroconnector (Computer- und Videorecorder¬ anschluß), für Videotext und Satellitenempfang sind nachrüstbar. Der Tuner ist kabelkanalfähig, die Nachrüstung für Stereoempfang vorbereitet. Die Fernbedienung geschieht über die ebenfalls neu entwickelte Infrarot¬ fernbedienung RCS 6285. Bild 13 Eine Variante des neuen Stereo-Radiorecordersystems SKR 1000. Die Lautsprecher¬ boxen sind abnehmbar, das Gerät hat einen Equalizer, ein Soft-Touch-Laufwerk und ist durch den Einsatz von SMD-Bauelemenlen sehr kompakt gehalten (Foto: R FT - Pressedienst) 28 Bild 14 Ein ergonomisch gut durch¬ dachtes Design zeichnet den neuen Taschenrechner MR 6090 aus. Geneigte An¬ zeige, großflächige Tasten und eine rutschsichere Standfläche sprechen dafür (Foto: RFT- Pressedienst) Als Portable ist der neue Farbfernsehempfänger RC 9140 mit 42-cm-In- line-Bildröhre ausgeführt. Seine Leistungsdaten und Anschlußmöglichkei¬ ten wie auch die Fernbedienung entsprechen im wesentlichen denen des Color 40. Neue Hörrundfunkempfänger und Komponentenanlagen Im Hörrundfunksektor setzen sich ebenfalls zunehmend digitale Abstimm- und Anzeigesysteme durch, wie mit den Tunern HMK 200 und S 3936 de¬ monstriert. Mit dem Stereocasseiver SC 2000 erweitert derVEB Stem-Radio Sonneberg sein Kompaktanlagensortiment. Er hat einen UKW-Programm- speicher für 7 Sender, umfangreiche Automatikschaltungen für einen pro¬ blemlosen UKW-Empfang, eine Musikausgangsleistung von 2 x 18 VA und einen in seinen Parametern verbesserten Kassettenteil. Stereo-Radiokassettenrecorder im Aufwind Eine neue Radiokassettenrecorderfamilie SKR 1000 ergänzt das bisherige Angebot ebenso wie eine Erweiterung der Variante der SKR-700-Reihe. Die SKR-/000-Reihe zeichnet sich durch ein verbessertes, vor allem ju¬ gendgemäßes Design aus. Die Kompaktgeräte sind mit abnehmbaren Bo¬ xen ausgestattet und weisen (variantenabhängig) einen 5-Kanal-Grafik- Equalizer, ein Soft-Touch-Laufwerk, Bandlängenzählwerk und automati¬ sche Bandendabschaltung auf. Zusammengestellt von M. Schulz 29 Bildaufnahme, Bildsignalübertragung und Bildwiedergabe für Dipl.-Ing. Heim Bergmann eine höhere Bildauflösung Die Entwicklung der Bildaufnahme-, Bildsignalübertragungs- und Bildwie¬ dergabetechnik verläuft in Richtung einer höheren Auflösung und eines verbesserten Bildeindrucks. Damit soll, ähnlich wie bei digitalen Speicher¬ medien (Compact Disk - CD; Digital Audio Tape - DAT), die das Hörver¬ mögen des Menschen besser ausschöpfen, die Bildwiedergabe besser an das menschliche Sehvermögen angepaßt werden. Tabelle 1 zeigt dazu einen Vergleich, mit welchen Eigenschaften heute beim Fernsehen ein Bild be¬ reitgestellt wird, das nur einen Ausschnitt aus dem menschlichen Gesichts¬ feld darstellt, während ein künftiges Hochzeilenfernsehen (High-Defmition Television - HDTV) ein gesichtsfeldfüllenderes Bild liefert. Modulationsübertragung und neue Anforderungen an die Bildqualität Wesentlichen Einfluß auf die bessere Auflösung und damit auf die Detail¬ erkennbarkeit hat die Modulationsübertragung der gesamten Bildübertra¬ gung. Die Modulationsübertragung ist definiert durch den Modulations¬ übertragungsfaktor (MÜF), der sich aus der Multiplikation der Modula- Heutiges Fernsehen Hochzeilen- Fernsehen Tabelle 1 Bildbereitstellung des heutigen Fernsehens im Bild Ausschnitt aus gesichtsfeld- Vergleich zum Hochzei- len-Femsehen Bildseiten- dem Gesichtsfeld 4G füllend 5,3 = 3 Verhältnis Zeilenzahl 625 1125; 1249 Zeilensprung 2:1 eventuell ohne Bildpunkte 200000 1,6 Mio. 1 „ 1 ^ Gesichtswinkel vertikal = — Betrachtungs- abstand 10° = — Betrachtungs- 1 abstand 28° horizontal 14° 45° tionsiibertragungsfaktoren aller Übertragungsglieder ergibt. Das beginnt bei der Umwandlung des Lichtes des aufzunehmenden Objekts in ein elektro¬ nisches Bildsignal bei der Bildaufnahme und endet nach der Verarbeitung und Übertragung bei der Wiedergabe durch ein Display (Bildröhre). Eine Verbesserung der Modulationsübertragung setzt deshalb eine Erhöhung der Qualitätsmerkmale der Einzelkomponenten voraus, zu denen Objektiv, Bildaufnahmeröhre mit Fokussierung und Ablenkung, Bildwiedergaberöhre mit Ablenkeinheit sowie die elektrischen Systemparameter gehören. Stimuliert wird diese Entwicklung von Wissenschaft und Technik, Indu¬ strie und Medizin sowie von der Displaytechnik der Informationsverarbei¬ tung, die alle neue und höhere Anforderungen an die Bildaufnahme- und -Wiedergabetechnik stellen, die mit derzeitigen Möglichkeiten nicht in je¬ dem Fall zu erfüllen sind. Eine weitere Einflußgröße bilden die CAD/ CAM-Technik und die Computergrafik. Weiteren Einfluß auf diese Entwicklung nehmen neue und veränderte Kommunikationsdienste, bei denen die visuelle Komponente der Kommu¬ nikation in den Vordergrund tritt. Damit verbunden ist eine starke Beto¬ nung des Bildschirmterminals (Monitors) als Endgerät bei den Teilnehmern der Dienste. Ausgangspunkt für die Notwendigkeit einer besseren Bildwiedergabe bil¬ den Mängel der gegenwärtig verwendeten Übertragungsverfahren. Auf Grund der benutzten Fernsehnorm mit 625 Zeilen, mit einer Bildwechsel¬ frequenz von 25 Hz, einem Bildseitenverhältnis von 4:3, dem Zeilen¬ sprungverfahren und einer Bandbreite von etwa 5 MHz weist das wiederge¬ gebene Bild folgende hauptsächlichen Mängel auf: • Sichtbarkeit der Zeilenstruktur bei bestimmtem Betrachtungsabstand oder im Falle bewegter horizontaler Kanten; • mäßige Detailauflösung, d.h., im Vergleich zum Film oder Foto wesent¬ lich geringere Schärfe; • Flimmern (50 Hz) des Bildes besonders bei großen hellen Bildflächen und horizontalen Kanten; • Zwischenzeilenflimmern (25 Hz) bei vertikalen Kanten; • störende Farbeffekte in feinen Bilddetails (Cross Color); • Bildseitenverhältnis von 4:3. Bildaufnahmeröhre für eine höhere Auflösung Von einer Bildaufnahmeröhre für höhere Bildauflösung verlangt man eine fehlerfreie Bildabtastung, ein hohes Auflösungsvermögen, einen .guten Si¬ gnal/Rausch-Abstand und eine hohe Empfindlichkeit. Das aufzunehmende Objekt wird in seiner orts- und zeitabhängigen Leuchtdichteverteilung über ein optisches System auf der lichtempfindlichen Schicht (Target) der Bild¬ aufnahmeröhre abgebildet. Beim Vidicon besteht die Targetschicht aus Antimontrisulfid (Sb 2 S 3 ). Durch die höhe Speicherkapazität der Schicht weist das Vidicon eine Träg¬ heit auf, die zu Nachzieherscheinungen führt. Weiterhin besteht eine Ein- 31 Bildseiten- benutzte B = Bildbreite H = Bildhöhe Bild 1 Ausnutzung der Targetfläche bei unterschiedlichen Bildseitenverhält¬ nissen (1-Zoll-Röhre) brenngefahr bei hohen Beleuchtungsstärken. Das Plumbicon hat ein PbO- Target, eine hohe Empfindlichkeit und eine geringe Trägheit. Eine Opti¬ mierung der Qualitätsparameter des Plumbicons läßt sich mit einem Übergang vom Trioden- zum Diodenelektronenstrahlsystem erzielen, das ohne Knoten im Elektronenstrahlverlauf und mit annähernd laminarer Strömung betrieben werden kann. Beim Saticon verwendet man eine amorphe Selen-Arsen-Tellur-Schicht- struktur, die auf der dem Elektronenstrahl zugewandten Seite eine Sb 2 S 3 -Schicht trägt. Es hat einen geringen Dunkelstrom, eine geringe Träg¬ heit und eine hohe Auflösung. Das Newuicort hat ein Target aus ZnSe und Zn x Cd]_ x Te. Weitere Bildauf¬ nahmeröhren mit Halbleitertarget sind das Newcosvicon, das Chalnicon und das Super-Chalnicon. Je nach dem Bildseitenverhältnis des Übertragungsverfahrens wird die Targetfläche der Bildaufnahmeröhre unterschiedlich (Bild 1) ausgenutzt. Die mit wachsendem Bildseitenverhältnis sich vergrößernde Bildbreite hat eine erhöhte Ortsfrequenz (Linienpaare/mm) zur Folge. Das vom Objektiv gelieferte Bild weist einen kreisförmigen Querschnitt, ebenso wie das Target der Bildaufnahmeröhre, auf. Mit steigendem Bildseitenverhältnis wird das vom Objektiv gelieferte Licht jedoch weniger genutzt. Dabei ist eine Vergrö¬ ßerung bis zu einem Bildseitenverhältnis von 5:3 günstig, wobei die Target¬ fläche noch zu 56% ausgenutzt wird. Der Modulationsübertragungsfaktor einer Bildaufnahmeröhre ist das Pro¬ dukt aus MÜF des Targets und MÜF des Elektronenstrahls. Das Auflö¬ sungsvermögen einer Bildaufnahmeröhre wird dabei in zeitlicher Richtung durch den MÜF des Targets bestimmt, während der MÜF des Elektronen¬ strahls im wesentlichen die Ortsauflösung beeinflußt. Die Bildpunktgröße auf dem Target der Bildaufnahmeröhre liegt in der Größenordnung von 13 gm (horizontal) x 7 pm (vertikal). Der Signalstrom einer Bildaufnahmeröhre hängt ab von der auf dem Tar¬ get herrschenden Beleuchtungsstärke, von der abgetasteten Fläche auf dem Target und von der Empfindlichkeit des Targetmaterials. Von diesen Ein¬ flußfaktoren wird die nutzbare Targetfläche vom verwendeten Bildseitenver- 32 für den gleichen Signalstrom (Rauschabstand) eine größere Beleuchtungs¬ stärke erforderlich. Aus der Reihe der möglichen Bildaufnahmeröhren läßt sich mit dem Saticon die höchste Auflösung erzielen, da es verglichen mit dem Plumbicon bei der Bandbreite von 20 MHz doppelt so viele Linien auf¬ löst (Bild 2) Günstige Ausführungen sind das 1-Zoll-MM-Saticon (magnetische Fo¬ kussierung, magnetische Ablenkung) und das 1-Zoll-DIS-Saticon mit Dio¬ denelektronenstrahlsystem und spezieller Katode. Das MS-Konzept (magnetische Fokussierung, elektrostatische Ablen¬ kung) weist eine geringe Ablenkaberration auf und liefert in Verbindung mit einem Diodenelektronenstrahlsystem eine hohe Auflösung. In Ta¬ belle 2 sind die Parameter einer nach diesem Konzept realisierten Bildauf¬ nahmeröhre zusammengefaßt. Parameter Wert Röhrenabmessungen Gesamtlänge 1-05 mm Durchmesser Ablenksystem 25 mm (1 Zoll! Gesamtlänge 92.3 mm Durchmesser 42 mm Masse 238 g Frontglas LOC Target Saticontyp 4 pm dick Eie ktronenkanone DIS (Dioden¬ kanone, imprä¬ gnierte Katode) Spannung an der Signalelektrode 50 V Strahlstrom (äquivalent Signalstrom) max. 1,5 jjA Tabelle 2 Parameter eines 1-Zoll-Sati- cons (MS, DIS) 33 Bild 3 Kamera für höhere Auflösung Um die Größe des optischen Systems und das Gewicht der gesamten Ka¬ mera nicht zu stark wachsen zu lassen, werden zur Bildaufnahme mit einer höheren Auflösung vorzugsweise 1-Zoll-Saticons verwendet, von denen zur Farbbildaufnahme jeweils 3 je Kamera (Bild 3) notwendig sind. Die mit der höheren Zeilenzahl verbundene größere Bandbreite (z. B. 30 MHz) vergrö¬ ßert im Kameraverstärker die Rauschleistung. Zur Kompensation kann je¬ doch die Signalleistung nicht erhöht werden, da die Szenenbeleuchtung ge¬ genüber der derzeitigen Aufnahmepraxis nicht erhöht werden soll. Es sind rauscharme Vorverstärker notwendig, da die erste Verstärkerstufe als vor¬ herrschende Rauschquelle zu betrachten ist. Ein automatisches digitales Korrektursystem bewirkt eine präzise Deckung der Abtastraster in den 3 Farbkanälen. Übertragungsverfahren für ein Fernsehsignal mit höherer Auflösung Die Entwicklungsarbeiten am Hochzeilen-Fernsehen haben in Japan einen hohen Stand erreicht, wo man bereits HDTV-Programme produziert, d. h, über die notwendige Studioausrüstung verfügt. Dabei benutzt man folgende HDTV-Parameter: Zeilenzahl 1125 Zeilensprung 2:1 Halbbildfrequenz 60 Hz Bildseitenverhältnis 5,33:3 Bandbreite Leuchtdichtesignal 20 MHz Farbsignal breitband 7 MHz schmalband 5,5 MHz. 34 pieses HDTV-System ist durch die Halbbildfrequenz von 60 Hz mit euro¬ päischen Fernsehsystemen unverträglich, bei denen man mit einer auch im H pTV verwendeten Halbbildfrequenz von 50 Hz eine evolutionäre Ent¬ wicklung anstrebt, die eine mit heutigen Fernsehempfängern kompatible pjpTV-Einführung ermöglichen soll. Hier wird auch an eine Zeilenzahl von 1 249 Zeilen gedacht. Das HDTV-Signal (1125 oder 1249 Zeilen) ist ein breitbandiges Signal, dessen Verteilung durch die große Bandbreite Schwierigkeiten bereitet. Be¬ stehende Verteilungssysteme über Kabel und Satellit haben dafür eine zu geringe Kanalbandbreite; eine terrestrische Verteilung über Fernsehsender ist mit der derzeitigen Frequenzverteilung nicht‘möglich. Erst ein optisches Lichtleiternetz bietet bessere Voraussetzungen. Aus diesem Grund wurden unterschiedliche Verfahren vorgeschlagen, um ein HDTV-Signal so aufzubereiten, daß es in einen Kabel- oder Satelli¬ tenkanal hineinpaßt. Ein 27 MHz breiter Satellitenkanal ist in der Lage, Vi¬ deosignale mit einer Bandbreite bis zu etwa 12 MHz zu übertragen, wäh¬ rend ein HDTV-Signal eine Bandbreite von 50 MHz einnimmt. Deshalb sind Bandbreitenkompressionen von etwa 4 -1 erforderlich. MUSE-Verfahren Die Verteilung eines HDTV-Signals über einen Satellitenkanal ist mit dem Bandbreiten-Kompressionsverfahren MUSE (Multiple Sub -Nyquist Sam¬ pling Encoding) möglich, das die Bandbreite des HDTV-Signals von 20 MHz auf 8,1 MHz komprimiert. Bei MUSE werden nicht alle Bild¬ punkte des HDTV-Signals in 2 Halbbildern übertragen, sondern ein Abta¬ sten des Bildes so vorgenommen, daß man nach einer Vorschrift die Bild¬ punkte auf 4 Halbbilder verteilt. Das spatiale Subsampling (Unterabtastung) wird so durchgeführt, daß erst über 4 Halbbilder alle für die volle statische Auflösung notwendigen Abtastwerte übertragen sind. Für unbewegte Bilddetails läßt sich im Emp¬ fänger aus 4 Halbbildspeichern das ursprüngliche Bild mit voller Auflösung wieder zusammensetzen. Die Bildwiedergabe bewegter Details wäre damit allerdings stark eingeschränkt. Deswegen werden für bewegte Bildpartien die fehlenden Abtastwerte aus den übertragenen des gleichen Halbbilds mit natürlich geringerer räumlicher Auflösung interpoliert. Man glaubt, das ver¬ treten zu können, da auch der menschliche Gesichtssinn in bewegten Ge¬ genständen weniger Details wahrnimmt. Einschließlich zusätzlicher Vorfil¬ terungen bringt das MUSE-Verfahren eine Bandbreitenreduktion von 8:1 u nd gestattet die Übertragung eines HDTV-Signals über einen Satellitenka¬ nal. Bei bewegten feinen Details werden allerdings Störungen beobachtet, die die Gesamtqualität doch merklich beeinträchtigen. HD-MAC-Verfahren Ein anderer Vorschlag, der mit HD-MAC (High-Definition Multiplexed nalog Component) bezeichnet wird, geht in seinem Grundprinzip auf die 35 Synchronisation Bild 4 Ton- und Datensignale MAC-Verfahren (Prinzip) MAC-Verfahren zurück. MAC arbeitet in seiner Grundkonzeption, die für eine Satellitenübertragung gedacht ist, mit 625 Zeilen, 25 Bildern/s und mit Zeilensprung. Charakteristisch ist die Zeitmultiplexübertragung von Leuchtdichte- und Farbsignal, d.h. die zeitlich hintereinander in einer Zei¬ lenperiode gestaffelte Übertragung von Leuchtdichte- (Y), Färb- (U, V) und Tonsignal, so daß gegenseitige Störungen (Übersprechen des Leuchtdichte¬ in den Farbkanal und umgekehrt) wie beim Frequenzmultiplexverfahren entfallen. Um alle 3 Signalarten in einer Zeilenperiode unterzubringen, müssen das Leuchtdichtesignal zeitlich um 1:1,5 und das Farbsignal um 1:3 komprimiert werden, was mit einer Erhöhung der Bandbreite verbun¬ den ist. Es wird abwechselnd nur jeweils ein Farbdifferenzsignal übertragen (Bild 4). MAC ist in der Variante HD-MAC geeignet, auch ein HDTV-Signal zu übertragen, so daß es die Möglichkeit einer evolutionären Erweiterung für ein Fernsehen mit höherer Auflösung bietet. Bild 5 zeigt dazu das Grund¬ prinzip. Einmal verläuft die Fernsehbildbereitstellung herkömmlich (625 Zeilen, Zeilensprung, 50-HZ-Bildfrequenz, 5-MHz-Bandbreite und Bildseitenver¬ hältnis von 4:3), zur Übertragung wird das MAC-Verfahren benutzt. Im zweiten Fall stellt die Fernsehkamera ein Hochzeilen-Signal mit 1250 Zeilen und einem Bildseitenverhältnis von 16:9 bereit, das nach Auf¬ bereitung durch den HD-MAC-Koder übertragen wird. Es kann einerseits mit einem einfachen MAC-Dekoder zur Weiterleitung an einen üblichen Fernsehempfänger empfangen werden, zum anderen aber auch von einem HD-MAC-Dekoder, wobei dann die volle Bildqualität bereitgestellt wird. HDTV- HD-MAC- HD-MAC- HDTV- Kamera Koder 1 1 Dekoder Display Bild 5 Kompatible HD-MAC-Übertragung 36 37 Damit ist das HD-MAC-Verfahren abwärtskompatibel. Da der MAC-Kanal mit Rücksicht auf die Frequenzverteilung im Satelliten- oder Kabelfemse¬ hen nur eine Bandbreite von 8,4 MHz haben darf, muß das HDTV-Signal bei der MAC-Kodierung auf eine solche Bandbreite gebracht werden. Das bewirken'eine spezielle vertikale Filterung, eine Zeilenkonvertierung von 1250 auf 625 Zeilen, eine horizontale Verarbeitung sowie ein Sub -Nyquist- Sampling. Auf der Empfängerseite werden die einschränkenden Maßnah¬ men wieder aufgehoben, so daß ein nur gering beeinträchtigtes HDTV-Si- gnal wiederhergestellt wird. ln Bild 6 ist eine vollständige HD-MAC-Fernsehübertragung dargestellt. Die Bildquelle stellt eine HDTV-Kamera dar, die ein 1250/2:1/50 Hz/ 20 MHz/16:9-Signal liefert. Das RGB-Signal wird in entsprechende Y- und U-/V-Signale umgewandelt, die zur weiteren Verarbeitung digitalisiert wer¬ den. Es schließen sich eine vertikale Filterung (Verbesserung der Vertikal¬ auflösung durch Unterdrückung spektraler Wiederholungen und vertikaler Alias-Störungen), eine Zeilenkonvertierung auf 625 Zeilen und die übliche MAC-Zeitkompression an. Danach werden die horizontale Filterung und ein Subsampling vorgenommen, wodurch die entsprechende Übertragung eines Signals mit höherer Bandbreite trotz niedriger Samplingfrequenz möglich wird. Nach einer D/A-Wandlung erhält man ein analoges 8,4-MHz-MAC-Si- gnal, das nach der Übertragung von einem Standard-MAC-Dekoder an einen üblichen 625-Zeilenfernsehempfänger bereitgestellt wird. Im HD- MAC-Dekoder dagegen laufen die der senderseitigen Signalaufbereitung re¬ ziproken Signalverarbeitungen ab, wozu wieder eine A/D-Wandlung, die Signalverarbeitung und schließlich die D/A-Wandlung notwendig sind. Das Ergebnis ist ein HDTV-Signal für einen HDTV-Fernsehempfänger. Damit steht mit HD-MAC ein mit MAC weitgehend kompatibles Fernsehübertra¬ gungsverfahren für Fernsehsignale mit verbesserter Bildqualität zur Verfü¬ gung. ACTV-Verfahren Ein weiteres Übertragungsverfahren für HDTV-Signale wird mit ACTV (Advanced Compatible Television System) bezeichnet (Bild 7). ACTV ar¬ beitet mit 1050 Zeilen (2 x 525) und gestattet es, das ACTV-Signal in einen Kanal von 6 MHz Bandbreite zu übertragen. Dazu wird das Signal (Bildsei¬ tenverhältnis von 5:3) in 4 Komponenten aufgespaltet. Die 1. Komponente (1) enthält das übliche Fernsehsignal (Hauptsignal) mit dem Inhalt der Bildmitte. Weiterhin sind in dieser Komponente die niederfrequenten kom¬ primierten Signale der linken und rechten Bildseiten des Breitwandbilds enthalten/ Sie sind links und rechts des Bildes eingefügt und nicht sichtbar. Die 2. Komponente (2) stellt das zeitlich expandierte hochfrequente Signal der Bildseiten dar. In der 3. Komponente wird ein besonderes horizontales Detailsignal übertragen. Die Komponenten 1 bis 3 werden digital aufberei¬ tet und dann im Basisband eingefügt. Die 4. Komponente enthält vertikale Detailsignale und wird mit den Basisbandkomponenten auf den HF-Träger 38 Zeitkomprimierte Zusatzinformationen Standard-NTSC- Empfänger /Komponente V.NTSC-Sigml Intraframe- L R * Filter i 1 l i Quadratur- 1 Komponente 2: Zeitexpani ff j dierte N7SC-Zusatzinfcrma-\ PvU'WWß ™ Original-Widescreen Signal 1125 Zeilensprung 1050 Zeilensprung oder 525 progressiv dem Hilfsträgei\ •Quadratur - modulation mit HF- Bildträger NTSC- kompatibles d,2-MHz- Basisband- •sianal ^Komponente 3: horizontale 'jminan 2 details zwischen 5,0 NTSC- kompatibles B-MHz- HF -Signal Komponente k: vertikal-zeitliches Lumimmz - Hilfssignal Widescreen-Empfänger Bild 7 ACTV-Verfahren moduliert. Ein ACTV-Empfänger dekodiert alle Komponenten und stellt ein 5:3-Bild bereit, während ein herkömmlicher Empfänger nur das 4:3-Bild darstellt. Displays für eine höhere Auflösung Die Auflösung auf der Wiedergabeseite, die durch das Bildschirmgerät be¬ reitgestellt wird, hängt im wesentlichen von der verwendeten Displayröhre und vom Videoverstärker ab und kann durch die Anzahl der nutzbaren Bildpunkte auf dem Bildschirm angegeben werden. Die nutzbare Bild¬ punktanzahl liegt z.B. bei einer 51-cm-Displayröhre für eine übliche Auflö¬ sung bei 145200 Bildpunkten, für eine mittlere Auflösung bei 376300 Bild¬ punkten und für eine hohe Auflösung bei 880000 Bildpunkten. Als Displayröhren für höhere Auflösung werden vorzugsweise Farb-Kato- denstrahlröhren benutzt, die als Delta- und In-Line-Röhren aufgebaut sind. Die die Auflösung bestimmende Anzahl von Bildpunkten bildet bei Farb- Displayröhren die Anzahl der Farbtripel bzw. die dazugehörige Lochanzahl in der Schattenmaske (Tabelle 3). Zur Erhöhung der Auflösung werden die Farbtripel kleiner und der Lochabstand auf der Schattenmaske enger ausge¬ führt (Bild 8). Der Loch- bzw. Schlitzabstand einer üblichen Farbfernseh- bildröhre beträgt 0,6 bis 0,9 mm. Das entspricht z.B. bei einer 55-cm-Farb- üildröhre einer Lochanzahl von 410000 in der Schattenmaske. Für Bild- 39 Loch- bzw. Schlitzabstand Anwendung Sehr hohe Auflösung 0,21...0,26 mm CAD/CAM, EDV-An- zeigen Hohe Auflösung 0,31 mm Anzeigen, Meßgeräte, CAD/CAM, Personal¬ computer, Hochzeilen¬ fernsehen, Video-Moni¬ tor Mittlere Auflösung 0.4...0,5 mm Heimcomputer, Hoch- zeilenfernsehen, Video- Monitor, Videotext, Btx Normale 0,6...0,9 mm Heimcomputer, Fernse¬ hen, Videospiele, Btx, Videotext Tabelle 3 Loch- bzw. Schlitzab¬ stand von Display- röliren für verschiedene Anwendungen schirmgeräte, die mit Bildschirmtext arbeiten sollen, konzipiert man mit einem Loch- bzw. Schlitzabstand von 0,4 bis 0,5 mm bereits eine erhöhte Auflösung. Displayröhren für CAD/CAM-Arbeitsplätze und hochauflö¬ sende (Flugzeug-Cockpit-) Anzeigegeräte sollen einen Lochabstand von 0,21 bis 0,31 mm aufweisen. Eine 14-Zoll-Farbbildröhre für diese Zwecke enthält mit einem Abstand von 0,21 mm rund 920000 Bildpunkte. Neben der Verringerung der Lochabstände und damit der Erhöhung der Bildpunktezahl auf dem Bildschirm muß eine Optimierung der Elektronen¬ strahlfleckgröße vorgenommen werden, die einmal mit einem mehrstufigen konvergierenden Elektronenlinsensystem und zum anderen mit einer Ver¬ kleinerung der Linsenapertur erzielt werden kann. Die Ablenkeinheit muß eine exakte Ablenkung und Konvergenz über den gesamten Bildschirm er¬ möglichen. Bei einem digitalen Konvergenzkorrektursystem sind die not¬ wendigen Kompensationswerte für die einzelnen Bildpunkte in einen Spei¬ cher eingeschrieben, aus dem sie bei jeder Elektronenstrahlabtastung zur Konvergenz wieder ausgelesen werden. Bei der Bereitstellung einer hohen Auflösung müssen die Parameter der verwendeten Displayröhren und die der zugehörigen Schaltungen im Bild¬ schirmgerät aufeinander abgestimmt werden. Die wichtigsten Baugruppen dabei sind Videoverstärker mit Endstufen, Ablenkschaltungen für die hori-, zontale und vertikale Ablenkung sowie das Netzteil. Eine Zeilenfrequenz von z.B. 32 kHz erfordert im Videoverstärker eine Bandbreite von 40 MHz. Als Eingänge kommen FBAS-Signale, Signale aus audiovisuellen Geräten und RGB-Signale in Betracht. Sollen Signale unterschiedlicher Bildquellen (Bildschirmtext, Heimcomputer u. a.) dargestellt werden, so ist eine Um¬ schaltung von Horizontal- und Vertikalfrequenz zweckmäßig (50 Hz und 100 Hz). Als Horizontalfrequenzen treten neben üblichen Fernsehzeilenfre¬ quenzen und einer Frequenz von 32 kHz auch 18,720 kHz für flimmer- freien Bildschirmtext (60 Hz) und 25 kHz bei Personalcomputern auf. Die mit einem Zeilensprungverfahren verbundenen Nachteile bei der Bildwiedergabe lassen sich unterdrücken, wenn das ankommende Zeilen- 40 Bild 8 Loch- bzw. Schlitzabstände unterschiedlicher Displayröhren sprungbildsignal in ein zeilensprungfreies, progressives Bildsignal umge¬ wandelt wird. Mit dieser Vollbildwiedergabe, die sich mit Halbbild- bzw. Einzelbildspeichern realisieren läßt, kann die Vertikalauflösung um 50% verbessert werden. In diesem Fall tritt allerdings das Großflächenflimmern (50 Hz) stärker in Erscheinung, das sich mit einer Bildfrequenz von 60 Hz (japanisches HDTV) oder einer im Fernsehempfänger intern vorgenomme¬ nen Verdoppelung der Bildfrequenz auf 100 Hz vermeiden läßt. Die Wiedergabe von HDTV-Bildern scheint mit Projektionsgeräten be¬ sonders günstig realisierbar zu sein, weil sich in diesem Fall relativ große Bilder mit höherer Auflösung ergeben. Die Rückprojektion führt dabei zu kleineren Geräteaufbauten und geringer Beeinträchtigung durch Umge¬ bungslicht. Es ließen sich bereits Projektionsröhren mit einer Auflösung von 1000 Zeilen aufbauen. Bild 9 zeigt den Prinzipaufbau eines Rückpro¬ jektionsgeräts mit 3 Bildröhren. Der Videoeingang ist für ein Fernsehsignal mit 1125 Zeilen/60 Hz vorgesehen. Das Bildseitenverhältnis ist 5; 3. Der 1200 mm mal 710 mm große Bildschirm bietet eine Auflösung von größer als 1000 Zeilen und einen Betrachtungswinkel von größer als 30°. Der Vi¬ deoverstärker umfaßt eine Bandbreite von 30 MHz. Die Konvergenzschal¬ tungen arbeiten digital. 41 Bild 9 Projektions-Wiedergabegerät Bei Projektionsröhren strebt man neben einer hohen Auflösung auch einen kompakten kleinen Aufbau an, um die Gesamtabmessungen des Ge¬ räts gering zu halten. Diese genannten Forderungen werden von der Hy- brid-IMF-Röhre (Internal Magnetic Focus) erfüllt, in der ein in der Röhre eingebauter Zylindermagnet die kombinierte Bildung der Hauptlinse und die entsprechende elektrostatische Vorfocuslinse im Elektronenstrahlsy¬ stem bewirkt. Film und HDTV Das Hochzeilen-Fernsehen bietet durch die elektronische Bildaufnahme auch neue Möglichkeiten für die Filmproduktion. Als besondere Vorteile der elektronischen Bildaufnahme gelten die unmittelbare Kontrollmöglich- keit und die durch die «Chroma Key»-Technik gegebene Gestaltungsviel¬ falt. Schwachstellen sind die große Trägheit und die geringe Empfindlich¬ keit der Aufnahmekameras sowie die unzureichenden Reserven der Auf¬ zeichnung, besonders hinsichtlich des Störabstands. Die elektronische Bildaufnahme gestattet weiterhin eine erleichterte und effektivere Produktionsweise. Anschließend wird das HDTV-Signal in ge¬ eigneter Weise auf den Film übertragen. Dazu wird zum einen die Laser¬ strahlaufzeichnung mit 3 Laserstrahlen benutzt, die in ihrer Intensität durch optische Modulation gesteuert werden und über eine ebenfalls opti¬ sche Ablenkung (Polygonspiegel) direkt die kontinuierlich bewegte Film¬ schicht belichten. Gammakorrektur, Aperturkorrektur, Signalumkehr, ein¬ schließlich der Kompensation des Laserrauschens und der Schwankungen des Reflexionsgrads der Ablenkspiegelschichten, werden in einer analog wirkenden Signalverarbeitung durchgeführt. Der digitale Signalweg schließt einen bewegungsadaptiven Standardkonverter für die Interpolation von 2 Filmbildern aus je 5 Fernsehhalbbildern ein sowie die Kompensation der chromatischen Aberration der Abbildungsoptik und der Winkelfehler des Polygonspiegels. 42 Ein anderes Verfahren ist die Aufzeichnung auf Film durch eine «Belich¬ tung» der lichtempfindlichen Schicht mit einem Elektronenstrahl im Va- loium. Die leichte Ablenkbarkeit des Strahles und die Lichthoffreiheit wer¬ den als besondere Vorteile dieses Verfahrens genannt. Nachteilig ist, daß 3 Farbauszüge sequentiell auf Schwarzweißfilm belichtet werden müssen, die sich erst in einem weiteren Prozeß über Filter auf einen Farbfilm kopie¬ ren lassen. Literatur [ l] W. Klemmer. Kameratechnik für hochauflösende Fernsehsysteme. Fernseh- und Kinotechnik, Heidelberg 39 (1985) 5, Seite 224 bis 228. [2] H. Bergmann, Bildaufnahmeröhren: Aufbau und Anwendungen. Bild und Ton, Leipzig 39 (1986) 5, Seite 145 bis 149. [3] J. Deutrich. Schaltungstechnik und Bauelemente für hochauflösende Bildschirm¬ sichtgeräte. Fernseh- und Kinotechnik, Heidelberg 39 (1985) 5, Seite 235 bis 244. [4] M. J. J.C. Annegarn, HD-MAC: a Step forward in the evolution of television techno- logy. Philips Techn. Rev., Eindhoven 43 (1987) 8, Seite 197 bis 212. [5] R. Bücken, 3. HDTV-Colloquium Ottawa - Expertenstreit über Revolution und Evolution. Fernseh- und Kinotechnik, Heidelberg 42 (1988) 1, Seite 29 bis 34. 43 Die Dynamik in der elektroakustischen Dipl. -Ing. Heinz Bergmann Übertragung Die neuen Speichermedien Compact Disk (Digitalschallplatte) und DAT (Digital Audio Tape - Digitalmagnetband) haben Anlaß gegeben, über den Begriff der Dynamik in der elektroakustischen Übertragungskette und in der Speicherung differenziert nachzudenken und die Dynamik an den un¬ terschiedlichen Stellen in dieser Kette entsprechend zu bewerten. Was ist Dynamik? In der Musik versteht man unter Dynamik die Abstufung der (musikali¬ schen) Tonstufen, z.B. unterschiedliche Instrumente, und unter Dynamik¬ bereich die Abstufungen zwischen 2 Eckpunkten (lauteste und leiseste Stel¬ len). In der Elektroakustik wird als Dynamik das Verhältnis zwischen maxi¬ malen und minimalen Schalldruckpegeln. Signalpegeln oder Lautstärken aufgefaßt, je nachdem, wo man die Dynamik einer Wertung unterzieht. In¬ nerhalb der elektroakustischen Übertragungskette (Bild 1) treten unter¬ schiedliche Verhältnisse auf, die einen Einfluß auf die an den einzelnen Stellen herrschende Dynamik ausüben. Bild 1 Elektroakustische Übertragungskette (Prinzip) Prinzip der elektroakustischen Übertragung Die elektroakustische Übertragung enthält die Komponenten Schallauf¬ nahme, Tonsignalbearbeitung und -Übertragung, Tonsignalspeicherung so¬ wie Schallwiedergabe. Die Schallaufnahme arbeitet mit einer Wandlung aku¬ stischer Signale in elektrische Tonsignale mit akustoelektronischen Wand¬ lern (Mikrofone). Die Tonsignalbearbeitung beschäftigt sich im wesentlichen mit der Verstärkung und Mischung von Tonsignalen, ihrer Filterung und mit der ästhetischen Gestaltung von Tonsignalparametern. Tonsignale kön¬ nen zur Speicherung auf Magnetband, Schallplatte oder Film (Lichtton) auf- 44 gezeichnet werden. Bei der Schallwiedergabe wird eine Rückwandlung der elektrischen Tonsignale in akustische Signale mit elektroakustischen Wandlern (Lautsprecher, Kopfhörer) vorgenommen. Die elektroakustische Übertragung verfolgt die Zielstellung, dem Hörer im Wiedergaberaum ein bestmögliches Hörerlebnis über das originale Schallereignis zu vermitteln. Bei der Schallaufnahme und Tonsignalbear¬ beitung werden wesentliche Komponenten und Parameter des originalen Schallereignisses verändert, um auf der Wiedergabeseite ein den dort herr¬ schenden Bedingungen angepaßtes befriedigendes Hörerlebnis zu erzeugen. Zu diesen Parametern zählt auch die Dynamik. Als Quelle von Schallereignissen treten die menschliche Stimme, Musik¬ instrumente und andere Schallquellen auf. Die Senke (Ziel der Übertra¬ gung) ist das menschliche Gehör. Zwischen Quelle und Senke befindet sich die elektroakustische Übertragungskette die vielfältige Formen annehmen kann. Sender und Empfänger enthalten Wandler, Verstärker und Signalver¬ arbeitungseinrichtungen. Als Kanal kommen verschiedene Übertragungswege in Betracht. Dazu zählen die Tonleitung zwischen Schallquelle und Lautsprecher in Raumbe¬ schallungsanlagen, die Hörrundfunkabstrahlung oder unterschiedliche Speichermedien (Magnetband, Schallplatte Lichttonspur). Engpaß der ge¬ samten Übertragung ist vornehmlich der Kanal, an dessen Eigenschaften eine Anpassung der Übertragungsparameter vorgenommen werden muß. Weiterhin sind die Möglichkeiten der Wiedergabeseite (Wiedergaberaum) zu beachten, die letzten Endes das Ziel der Übertragung darstellt. Wichtige Eigenschaften des Kanals sind Bandbreite (untere und obere Frequenzgrenze) sowie Aussteuerbarkeit mit Grenzen nach unten (Rau¬ schen) und nach oben (Übersteuerung, Sättigung). Kanalspeziftsche Stö¬ rungen sind Brummen, Verzerrungen, Dropouts. Knacken, Kratzer u.a. Am Ende der Übertragungskette steht die Wiedergabeanlage im Heim (NF-Ver- stärker, Klangbeeinflussung. Lautsprecher). Dynamik - differenziert betrachtet ln Anlehnung an die wichtigsten Stationen in der elektroakustischen Über¬ tragung kann man den Begriff der Dynamik in 4 Unterbegriffe einteilen, die die an diesen Stationen herrschenden Verhältnisse widerspiegeln. Bei der Tonaufnahme (Quelle) findet man die Originaldynamik (Bild 2) als das Verhältnis von maximaler zu minimaler Schallintensität der natür¬ lich vorhandenen Schallquellen (Instrumente, Orchester). Die Schallinten¬ sität wird dabei als bewerteter Schalldruckpegel in einem definierten Ab¬ stand von der Schallquelle ermittelt. Man erhält je nach Schallquelle unter¬ schiedliche Werte für die Originaldynamik. Diese nimmt bei der menschlichen Sprache Werte bis zu 45 dB und bei einem Orchester bis zu 70 dB an (s. Tabelle). Die menschliche Wahrnehmbarkeitsgrenze für den Dynamikumfang beträgt 120 dB (Abstand zwischen Ohrempfindlichkeits¬ grenze und Schmerzgrenze). 45 Aufnahme Tonsignal- bearbeitung Übertragung / Wie de rgabe Speicherung Original¬ dynamik Programm¬ dynamik System- s r-\ dynamik Übersteuerungsgrenze V/////////// -r: Schutzabstand (Headroom) W/edergabe- dynamik Schutzabstand (Footroom) ?////////////; Störgeräusch Bild 2 Dvnamikarlen in der elekiroakustischen Überlragimgskelle Nach der Tonaufnahme stehen elektrische Tonsignale zur Verfügung, die bereits hier an die Eigenschaften des nachfogenden Übertragungskanals an¬ gepaßt werden müssen. Die Originaldynamik wird vom Toningenieur oder Tonmeister in die Programmdynamik umgesetzt, die den Bereich zwischen den maximal und minimal zulässigen Pegeln des Tonsignals bildet. Ziel da¬ bei ist es, dem Hörer eine optimale Vorstellung vom originalen Schallereig¬ nis zu vermitteln. Die Programnidynamik ist kleiner als die Originaldynamik. Sie wird nach künstlerisch-ästhetischen und technischen Grundsätzen umgeformt. Zu den technischen Grundsätzen zählt die Einhaltung eines Maximalpegels, um den nachfolgenden Kanal nicht zu übersteuern. Der Hörrundfunk ar- Instrument Dynamik (dB) Tuba 20 Pikkoloflöte 15 Flöte (hohe Lagen) 10 Trompete (hohe Lagen) 13 Klavier 45 andere “hchesterinstrumente 25 bis 40 Orchester 40 bis 70 großes Sinfonieorchester 60 Opernchor 64 Sprache (Rezitation) 45 Tabelle Dynamik von Orchestern und Instrumenten (Original¬ dynamik) 46 beitet unter Beachtung eines internationalen Programmaustausches mit einer Programmdynamik von 40 dB, die auch bei der Schallplattenaufzeich¬ nung angestrebt wird. Mit Systemdynamik wird die ausnutzbare Dynamik des Übertragungs¬ oder des Speichersystems bezeichnet. Die Systemdynamik muß größer als die Programmdynamik (Bild 2) oder ihr mindestens gleich sein, damit letz¬ tere möglichst unbeeinträchtigt durch die Kanaleigenschaften erhalten bleibt. Die Systemdynamik wird nach oben begrenzt von einem Schutzab¬ stand (headroom), der ihre obere Grenze von der Übersteuerungsgrenze des Kanals trennt. Die untere Grenze bildet ein unterer Schutzabstand (foot- room), der sie von dem Rauschen oder Störgeräusch trennen soll. Damit ist die Systemdynamik kleiner als der Geräuschspannungsabstand, der sich von der Übersteuerungsgrenze bis nach unten zum Störgeräusch erstreckt. Die Systemdynamik wird durch folgende Eigenschaften des Übertra- gungs- oder Speichersystems begrenzt: • Übertragungssystem: Aussteuerbarkeit des Übertragungskanals (Über¬ steuerung und Rauschen unter Beachtung von Schutzabständen); • Magnetbandspeicherung: Aussteuerbarkeit des Magnetbands nach oben (Sättigung) und durch das Rauschen nach unten (Rauschbeitrag durch das Magnetband infolge von ungleichmäßiger Verteilung der Elementar¬ magnete und Schwankung der HF-Löschung); • Schallplattenspeicherung: Aussteuerbarkeit nach oben (Rillenauslen- kung) und Rauschbeitrag (Unebenheiten in Rille und Rillenführung) durch das Speichermedium; • Lichtton: Aussteuerbarkeit nach oben und durch die Körnung des Film¬ materials, durch Staub und Kratzer (Störungen) nach unten. Eine Anpassung der Original- bzw. Programmdynamik an die Systemdy¬ namik wird auch mit Kompandern vorgenommen. Kompander sind kom¬ plementär, d. h. ein- und ausgangsseitig aufeinander abgestimmte Rausch¬ minderungssysteme mit Dynamikbeeinflussung, die eingangsseitig eine Kompression der Dynamik und bei der Wiedergabe eine gleichwertige Ex¬ pansion der Dynamik vornehmen. Ein Signal, das Kompander und Expan¬ der durchläuft, bleibt insgesamt unverändert. Signale, die nur eine Kompo¬ nente durchlaufen, erfahren eine Veränderung. Das betrifft die Rauschstö¬ rung, die sich im Speichermedium oder Übertragungskanal dem Nutzsignal überlagert und nur den Expander durchläuft und bei der Expansion abge¬ senkt wird. Bei der Tonwiedergabe läßt sich eine Wiedergabedynamik definieren. Sie bildet das im Wiedergaberaum (Wohnzimmer) vorliegende Verhältnis des maximalen zum minimalen (bewerteten) Schalldruckpegel. Auf die reali¬ sierbare und akzeptierbare Wiedergabedynamik wirken Einflüsse, die bei der Tonaufnahme der originalen Schallereignisse nicht Vorlagen. Dazu zäh¬ len die raumakustischen Eigenschaften des Wiedergaberaums und seine Größe sowie Abhörgewohnheiten. Nicht zu vernachlässigen dabei sind Um¬ weltbedingungen, zu denen Störgeräusche im Wiedergaberaum oder von außen (Straßenlärm), Störungen durch den Nachbarn und akustische Belä¬ stigungen für den Nachbarn zählen. 47 Geht man von einem Störschalldruckpegel von 30 dB (Bewertungs¬ kurve A) und einem Schutzabstand von 10 dB (Abstand des minimalen Schalldruckpegels vom Störschalldruckpegel) aus, so ergibt sich im Wieder¬ gaberaum ein minimaler Schalldruckpegel von 40 dB. Mit einer Programm¬ dynamik von 40 dB stellt sich dann ein Wert von 80 dB als maximaler Schalldruckpegel ein, der für eine den allgemeinen Wohnverhältnissen ge¬ nügende Wiedergabequalität ausreicht. Dabei ist zu berücksichtigen, daß bei einer Schalldämmung von 50 dB durch Decken und Wände beim Nach¬ barn wieder ein Störschallpegel von 30 dB entsteht. Diese Verhältnisse verdeutlichen, daß unter normalen Bedingungen der maximale Schalldruckpegel im Wohnraum geringer sein muß als der am originalen Aufnahmeort vorhandene, so daß die Programmdynamik von 40 d B einen akzeptablen Kompromiß darstellt. Bei größeren Umweltstö¬ rungen, wie z.B. im Kraftfahrzeug, kann die Wiedergabedynamik auf Werte von 15 bis 25 dB eingeschränkt werden, da in diesem Fall die Störgeräusche höher liegen. Bei einer Kopfhörerwiedergabe oder beim Abhören in sehr ru¬ higer Umgebung, die sich weitab vom Verkehrslärm oder in störschallge¬ schützten Räumen befindet, kann eine Wiedergabedynamik von z.B. 50 dB genutzt werden. Die Dynamik bei CD und DAT Die digitale Tonspeicherung und -Übertragung ist mit einer großen System¬ dynamik verbunden, wie sie bisher mit analogen Systemen nicht zu realisie¬ ren war. Bei der Compact Disk und bei DAT beträgt der mit der Quantisie¬ rung von 16 bit verbundene Störabstand unter Einbeziehung der Wandler¬ verluste 96 dB, der ohne Berücksichtigung von Schutzabständen auch der Systemdynamik entspricht. Ein derart großer Wert für die Systemdynamik hat zu übertriebenen Erwartungen geführt, die jedoch nicht erfüllbar sind. Bild 3 Obersteuerungsverhalten: (a) be) einem analogen Magnetbandgerät und (b) bei einem digitalen Magnetbandgerät x t - Bezugspunkt für Geräusch- bzw. Fremdspannungsangaben bei analogen Syste¬ men (Vollaussteuerung), x, - Bezugspunkt für Geräusch- bzw. Fremdspannungsan¬ gaben bei digitalen Systemen, x, - korrektere Lage des Bezugspunkts für x 2 48 Übersteuerungsgrenze Headroom (Schutzabstand z.B. W dB) max. System¬ dynamik 96 dB | korrigierte max! System¬ dynamik (8h dB) Geräusch¬ spannungs¬ abstand (79 dB) nutzbare System¬ dynamik (5h dB) hootroom , (Schutzabstand von 20 dB) Differenz durch Meßmethode 72 dB Bild 4 Dynamikverhältnisse in einem 16-bit-System Bewertet man das Grundgeräusch eines Digitalsystems nach CCIR-Empfeh- lung 468-3 (Filter und Quasi-Spitzenwertanzeige), die auch für Analog¬ systeme verwendet wird, so sind vom oben genannten Wert 12 dB abzuzie¬ hen, da das Grundgeräusch weißem Rauschen entspricht. Für die Aussteuerung ist noch ein weiterer Gesichtspunkt zu beachten: Ein Digitalsystem kann keine Übersteuerungen verarbeiten, der Klirrfaktor würde sofort sehr stark ansteigen (Bild 3). Deshalb ist im Headroom ein Schutzabstand von 10 dB vorzusehen. Auch für den Footroom muß im Di¬ gitalsystem eine Reserve vorhanden sein (nichllineare Verzerrungen neh¬ men bei niedrigen Pegeln stark zu), die mit einem Wert bis zu 20 dB festge¬ legt wird. Damit verbleibt für das Digitalsystem eine Systemdynamik von 54 dB (Bild 4), die nicht wesentlich über der analoger Systeme liegt. Man kann also davon ausgehen, daß die Aussteuerung eines Digitalsy¬ stems mit einer Programmdynamik von 80 dB zu starkem Rauschen bei lei¬ sen Stellen und zu Knackgeräuschen (Übersteuerungen) bei lauten Passa¬ gen führt. Damit sollen Digitalsysteme nicht abgewertet, sondern nur ihre systembedingten Grenzen aufgezeigt werden. Ihre Vorteile - wie z.B. Über¬ spiel- bzw. Kopierbarkeit ohne Qualitätsverluste - bleiben davon unbe¬ rührt. Literatur [1] E. Steinke/IC.-P. Scholz, Rundfunk- und Femsehempfangstechnik - 1000 Begriffe für den Praktiker. Berlin, 1985. 49 [2] H. Bergmann, Verfahren zur Rauschminderung bei der Tonsignalverarbeitung, ra- dio fernsehen elektronik, Berlin 31 (1982) 11, Seite 731 bis 735. [3] G. Steinke, Probleme der Aussteuerung des Tonprogrammsignals bei Rundfunk und Fernsehen, radio fernsehen elektronik, Berlin 31 (1982) 10. Seite 668 bis 670, 11, Seite 726 bis 729. [4] G. Hohmuth, Dynamik in elektroakustischen Übertragungssystemen, radio fernse¬ hen elektronik, Berlin 33 (1984) 8, Seite 515/516, 538. [5] H. Jakubowski, Dynamik auf Reisen. Funkschau, München 57 (1985) 7, Seite 43/ 44. [6] R.Fougue, Zwischen Hörschwelle und Schmerzgrenze - die Dynamik. Funkschau, München 51 (1979) 14, Seite 823 bis 826. [7] M. Krause, Grenzen der Aussteuerung. Funkschau, München 60 (1988) 4, Seite 52 bis 56. [8] G. Hohmuth, Analoge und digitale Tonspeicherung, radio fernsehen elektronik, Berlin 36 (1987) 7, Seite 453 bis 458. 50 Dipl. -Ing. Heinz Bergmann Die Schwestern der Compact Disk - Übersicht über neue Optoplatten Die Digitalschallplatte nach dem System CD (Compact Disk) ist der erste plattenförmige Digitalspeicher für Tonsignale, der mit optoelektronischen Prinzipien, d.h. mit Laserstrahlaufzeichnung und mit Laserstrahlabtastung, arbeitet. Die CD hat in ihrer Grundversion einen Durchmesser von 12 cm und enthält ein Stereotonprogramm von 72 min Zeitdauer. Die Digitalisierung bei der Aufzeichnung der Tonsignale arbeitet mit einer Abtastfrequenz von 44,1 kHz und mit einer Kodierung von 16 bit je Abtastwert, so daß sich auf einer Platte rein rechnerisch 44,1kHz x 16bit x 2 Kanäle x 72 min x 60 s = 6096 384000 bit (762 MBytes) befinden. Diese hohe Speicherkapazität auch für andere Zwecke zu nutzen, hat zu unter¬ schiedlichen Varianten der CD geführt, über die ein Überblick gegeben wer¬ den soll (Tabelle 1). Die erste von der CD abgeleitete Variante ist die CD-ROM (CD Read Only Memory), die einen optischen Plattenfestwertspeicher für unterschied¬ lichste Aufgaben darstellt. Die CD-ROM gestattet es, auf der ebenfalls 12 cm großen Platte 560 MBytes an Nutzerdaten unterzubringen, wobei der Speichertest zur CD für die Datenverwaltung und die Fehlerkorrektur ver¬ wendet wird. Die CD-ROM bildet damit einen geeigneten Zusatzspeicher großer Speicherkapazität für Kleinrechner und Personalcomputer. Die CD- Tabelle 1 Übersicht über Optoplatten Optoplatte Parameter CD CD-ROM CD-I CD-V DV-I Durchmesser (cm) 12 12 12 12 12 Spielzeit (min) 72 72 bis 16 h 5...8 60 Anzahl der Kanäle Stereo Daten 8 Analog-Bild Digital-Ton Digital-Bild/ Ton Tonkodierung (bit) 16 16 16 8 (ADM) 16 8 nicht linear Haupteinsatz Musik¬ pro¬ gramm Daten interaktive Bild-, Ton¬ signale, Daten Videosingles interaktives Video, Filme 51 CD-ROM, Mode 7 Bild 1 Datenorganisation auf der CD-ROM und CD-I ROM wird auch zur Aufnahme von Nachschlagwerken, Lexika, Bestell- und Ersatzverzeichnissen, Programmbibliotheken u.a. benutzt. Die Datenorganisation auf der CD-ROM unterscheidet sich von der auf der CD-Platte zur reinen Tonsignaispeicherung. Auf der CD-ROM sind die Daten in Blöcken organisiert, wobei ein Block 98 Rahmen auf der CD- Platte entspricht (1/75 s). Die Daten sind in insgesamt 330000 Blöcken or¬ ganisiert. Jeder Block enthält 4 (bzw. 3) Felder. Ein Block weist insgesamt 2 352 Bytes auf. Die ersten 12 Bytes jedes Blocks (Bild 1) werden als Syn¬ chronwort benutzt und bilden ein Feld. Das 2. Feld ist der Header mit ins¬ gesamt 4 Bytes (3 Adressenbytes und 1 Modebyte). Das 1. Adressenbyte kennzeichnet die Minuten der Spielzeit (0 bis 74), das 2. die Sekunden (0 bis 59) und das 3. die Blocknummer (0 bis 75). Das Modebyte kennzeichnet 2 unterschiedliche Datenformate für die CD-ROM (Mode 1 und Mode 2, s. Bild 1). Das Format nach Mode 1 stellt im Feld 3 eine Datenmenge von 2 048 Bytes bereit, während Mode 2 in die¬ sem Fall eine größere Kapazität, nämlich 2 336 Bytes, aufweist. Mode 1 ent¬ hält dafür 288 Bytes als weitere Hilfsdaten, die für eine zusätzliche Fehler¬ erkennung und -korrektur benutzt werden. Fehlererkennung und -korrektur wirken zusätzlich zum benutzten Cross-Interleaved Reed Solomon Code, so daß die Fehlerrate mit IO -16 bis 10~ 17 über der der CD-Platte liegt. Eine 2. Variante der CD ist die CD-I (CD Interactive). Die Zielstellung der CD-I besteht darin, neben Daten auch Ton- und Bildsignale mit abzu¬ speichern, um dem Nutzer ein interaktives Informations- und Kommunika- 52 tionsmittel bereitzustellen. Damit wird es möglich, für die CD-I einen gro¬ ßen Nutzerkreis zu finden. Gedacht ist hier an Lern- und Unterrichtsmittel, Spiele, Reiseangebote, Informationsangebote u.a., bei denen zwischen Nut¬ zer und CD-I eine interaktive Wechselwirkung stattfindet. Neben Einzelbil¬ dern sind dabei auch grafische Darstellungen mit begleitendem Tonsignal enthalten. Das Datenformat der CD-l-Platte ist von dem der CD-ROM abgeleitet und umfaßt die Formate Form 1 und Form 2. Das Format Form 1 wird für Textdaten, Rechnerdaten und komprimierte Videodaten genutzt und ver¬ wendet die Fehlererkennung und -korrektur der CD-ROM Mode 1. Neu ist das Einfügen eines Sub-Headers (8 Bytes) nach dem Header, so daß die Hilfsdaten von 288 Bytes auf 280 (CD-I Form 1) bzw. die Anwenderdaten von 2 336 Bytes auf 2328 Bytes (DC-I Form 2) verringert werden. Das For¬ mat CD-I Form 2 ist einer Kombination aus Ton- und visuellen Daten Vor¬ behalten. Das Unterscheiden der beiden Formate und Anwendungen der CD-I-Platte übernimmt der Sub-Header, dessen Auswertung die entspre¬ chenden Schaltungen im Abspielgerät betätigt. Zwischen CD-ROM und CD-I besteht über das Format Mode 1 eine Ver¬ bindung, die den Aufbau eines gemeinsam zu benutzenden Abspielgerätes gestattet. Die CD-I-Platte läuft mit konstanter Lineargeschwindigkeit und hat eine Datenübertragungsrate von 153,5 kBytes/s (Form 1) bzw. 176,4 kBytes/s (Form 2). Um einen größeren Speicherplatz für visuelle Da¬ ten zu erhalten, werden die Tondaten komprimiert, so daß man unter¬ schiedliche Audio-Qualitätsstufen erhält. Einmal kann man mit einer linea¬ ren Quantisierung und einer Kodierung mit 16 bit arbeiten und erhält auf diese Weise die gleiche Qualitätsstufe wie bei der CD-Platte. Für geringere Ansprüche wählt man eine adaptive Delta-PCM (ADPCM) mit 8- oder 4-bit-Kodierung, deren Qualitätsstufe der HiFi-Norm oder der FM-Hör- rundfunkübertragung entspricht. Die Speicherung visueller Daten auf der CD-I-Platte geschieht mit 2 un¬ terschiedlichen Auflösungen: Normalauflösung von 384 x 280 Bildelemen¬ ten und hohe Auflösung mit 768 x 560 Bildelementen. Die visuellen Daten sind allgemein ohne Zeilensprung gespeichert. Bei der Bildelementekodie¬ rung werden 3 Qualitätsabstufungen vorgenommen: Studioqualität und 2 Grafikmoden. Die 1. Grafikmode gestattet eine Bildmanipulation durch den Anwender und beruht auf einer RGB-Kodierung mit 8- oder 15-bit- Farbkodierung. Die 2. Grafikmode ist für Bildtrickgestaltungen vorgesehen und erlaubt einen Vollbildtrick (4-, 7- oder 8-bit-Kodierung) mit einer Farbtabelle (CLUT - color look-up table). Textdaten werden mit 40 Zei¬ chen auf 20 Zeilen oder 80 Zeichen auf 40 Zeilen (Computer-Monitor) ver¬ arbeitet. Auch in diesem Fall sind mehrere visuelle Effekte möglich. Das CD-I-Platten-Abspielgerät ist in der Lage, auch CD-Platten und CD- ROM-Platten nach Mode 1 wiederzugeben. Eine CD-I-Platte weist noch eine Reihe anderer Besonderheiten auf. So enthält die erste Spur eine spe¬ zielle CD-I-Information. Eine CD-I-Platte kann bis zu 19 h Tonprogramm, 41000 Farbbilder, 300000 Textseiten oder eine entsprechende Kombina¬ tion dieser 3 Datenarten enthalten. 53 Bild 2 CD-V mit Bild/Ton- und Digitaltonfeld Eine weitere Variante ist die CD-V (CD Video), die ebenfalls einen Durchmesser von 12 cm aufweist. Die CD-V (Bild 2) ist ein Bewegtbildspei¬ cher, der mit ähnlicher Aufzeichnungs- und Wiedergabetechnik wie die Bildplatte Laservision arbeitet. Im Gegensatz zur Laservision ist aber in diesem Fall der Begleitton digital gespeichert. Die Spielzeit beträgt bei der CD-V (Tabelle 2) nur 5 min. Damit ist die Speicherung auf einzelne Video¬ beiträge beschränkt, die ausschließlich für den Unterhaltungssektor gedacht sind. Das Videosignal wird auf der Platte analog gespeichert. Auf Grund der geringen Spielzeit der CD-V von 5 min hat man für die CD-V weitere Varianten mit Durchmessern von 20 cm (CD-VEP - CD Vi¬ deo Extended Play) 'und 2 x 20 min Spielzeit und von 30 cm (CD-VLP - CD Video Long Play) und 2 x 60 min Spielzeit herausgebracht. Eine weitere Variante bildet die DVI (Digital Video Interactive), die ebenfalls einen Durchmesser von 12 cm aufweist. Durch entsprechende Än¬ derungen der Speichertechnologie wird erreicht, daß sich die Spielzeit bis zu 72 min erhöht. Die DVI eignet sich neben Videoprogrammen für Unter¬ haltung und Ausbildung auch für Einzelbilder mit höherer Auflösung oder Tabelle 2 Parameter CD CD-V Vergleich von CD und Plattendurchmesser (cm) Plattenmaterial Spieldauer (min) 12 Polykarbonat 12 - Nur Ton 72 (digital) 20 (digital) - Bild/Ton - 5 Drehzahl (U/min) 500 bis 200 Tonteil: 500 bis 300 Bild/Ton: 2 700 bis 1800 Lineargeschwindigkeit (m/s) 1,25 Tonteil: 1,2 bis 1,4 Bild/Ton: 11 bis 12 54 für dreidimensionale Bewegungsgrafiken. Dazu wird eine digitale Daten¬ kompression angewendet. Aber auch die ursprüngliche CD hat eine Ableitung erfahren: die Mini CD o'der CD Single. Das ist eine Digitalschallplatte mit einem Durchmesser von 8 cm, die ein digitales Tonprogramm von 20 min Umfang enthält. Bei der Anwendung der unterschiedlichen Optoplatten wird das Ziel ver¬ folgt, mit möglichst nur einem Abspielgerät eine einfache Handhabung zu erreichen, so daß der Universalspieler zusammen mit dem Bildschirm die Hauptkomponente eines Gesamtsystems bildet. Literatur [1] What hath CD wrough? J. of the Electronics Industry, Tokyo 34 (1987) 6, Seite 69 bis 71. [2] K. Pohlmann, ROM - ancing the clone. Audio, New York 70 (1986) 12, Seite 29, 30,31. [3] K.Pohlmann, Compact toy box. Audio, New York 71 (1987) 1, Seite 44, 46, 48. [4] K. Pohlmann, Dice of many (inter) faces. Audio, New York 71 (1987) 2. Seite 26, 28,45. 55 Gerhard Wilhelm - Y22VK Lothar Dießner - Y44YK Elektronik in der Meteorologie Die volkswirtschaftliche Bedeutung der Wetterberichte des Meteorologischen Dienstes der DDR für Industrie, Landwirtschaft und Verkehrswesen ist unbe¬ stritten. Zu den Hilfsmitteln, denen sich der Meteorologe bedient, gehören auch Wetter-Radar und Radiosondenaufstieg. Mit dem Wetter-Radar wer¬ den Niederschläge und gefahrdrohende Wettererscheinungen zur kurzfristi¬ gen Wetterprognose erfaßt. Die vom Radarbeobachter gezeichneten Wetter¬ karten sind aktueller Bestandteil der Flugwetterberatung. Beim Radioson¬ denaufstieg werden mit einem Kleinstsender meteorologische Angaben aus der freien Atmosphäre gewonnen, die besonders für die Wettervorhersage von Bedeutung sind. Der «Wetterballon» trägt die Radiosonde bis in Höhen von 30 km und liefert damit ein vertikales Meßprofil von Temperatur-, Feuchtigkeits- und Windverhältnissen. Rund um die Uhr qrv: Wetter-Radar Grundprinzip des Radars (der Begriff steht für rndio detection and ranging) ist die Reflexion elektromagnetischer Wellen an Körpern. Diese Eigen¬ schaft wurde von Ingenieuren des British Post Office an einem in der Luft be¬ findlichen Flugzeug 1932 beobachtet. Bereits 1904 wurde dem Deutschen Chr. Hülsmeyer ein Patent für das Erkennen metallischer Gegenstände mit elektromagnetischen Wellen erteilt. Die erste Anwendung von Hochfre¬ quenzimpulsen geht auf das Jahr 1925 zurück, als Breit und Tuve eine di¬ rekte Messung der Höhe der Ionosphäre Vornahmen. Während und im Er¬ gebnis des zweiten Weltkrieges erfuhr diese Technik eine enorme Entwick¬ lung, vor allem nachdem es möglich war, mit Laufzeitelektronenröhren Schwingungen sehr hoher Frequenz zu erzeugen. Bald schon standen entsprechende Geräte zur Verfügung, die bis in das Dezimeterwellengebiet die erforderliche Sendeleistung und den Empfang der ungleich schwächeren reflektierten Signale ermöglichten. Die Anwen¬ dung noch kürzerer Wellenlängen wurde durch die Entwicklung des Ma¬ gnetrons und der Wanderfeldröhre eingeleitet. Die damit ausgerüsteten Ra¬ dargeräte brachten ausgezeichnete Ergebnisse, und auf den Bildschirmen zeigten sich auch meteorologische Erscheinungen. So war man durchaus in der Lage, starke Gewitter zu orten. Das führte zum Bau entsprechender spe- 56 zieller Radargeräte, die die regelmäßige Wetterbeobachtung noch besser er¬ möglichen. Bild 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines Wetter-Radar-Gerätes. Der aus einem Magnetron bestehende Sender erzeugt einen 1 oder 2 ps dauern¬ den Hochfrequenzimpuls mit einer Leistung bis 1000 kW bei der Wellen¬ länge von 3 bzw. 10 cm. Während dieser Zeit ist der Empfänger gesperrt. Daran schließt sich die Empfangszeit an, in der die eintreffenden Echos verstärkt, auf eine ZF von 30 MHz umgesetzt und demoduliert als Video¬ signal dem Sichtteil zugeleitet werden. Der Oszillator des Empfängers wird der Sendefrequenz automatisch nachgeführt, die infolge thermischer Ef¬ fekte des Magnetrons in einem Bereich ± 25 MHz schwankt. Aus dem Zeit¬ regime (Bild 2) erkennt man, daß entsprechend der Laufzeit der elektroma- 57 Leistungsmessung Sendeimpuls 2. ps / Synchronisation des Oszillators t Empfang der Radarechos Rauschmessung Laden des Modulators Rauschgenerator ' j Erzeugung der Regelspannung * Empfangs¬ kontrolle -+- -+- -+- 0 7 2 3 Bild 2 Zeitliche Impulsfolge eines Radargerätes (f nl , = 250 Hz) gnetischen Welle der Entfernungsbereich 300 km beträgt. Ein Teil der Takt¬ zeit wird benötigt, um unter Einschaltung eines definierten Rauschsignals die Regelspannung zu erzeugen. Das «Gleichgewicht» zwischen Sendelei¬ stung und Empfängerempfindlichkeit wird zur ständigen Kontrolle dem Be¬ obachter angezeigt. Die Ablenkung der zur Bildwiedergabe verwendeten Polarkoordinaten¬ röhre ist mit dem Antennenumlauf synchronisiert, die Antenne läßt sich auf 0,5° genau einstellen. So zeichnet sich bei azimutalem Umlauf (ppi-Be- trieb, für plan position /ndicator) entsprechend den eintreffenden Echos aus dem Niederschlagsgebiet dieses landkartenartig ab. Wird die Antenne verti¬ kal geschwenkt (rhi-Betrieb, für fange /right indicator), so zeichnet sich das Wolkenprofil wie in einem vertikalen Schnitt ab. Die Intensität der empfangenen Echos ist nach der Radargleichung P,- G 2 - X 2 Pe ~ (4rr) 3 -E< (P e - mittlere Leistung des Radarechos in W) mit den Größen P a (Impulsleistung des Radarsenders), G (Antennenge¬ winn), X (Betriebswellenlänge) als Geräteparameter von der Entfernung E des Niederschlagsgebiets und seinem Rückstreuvolumen abhängig. Letzte¬ res wiederum errechnet sich nach einer Gleichung, in die unter Berücksich¬ tigung einer Materialkonstanten (Wasser/Eis), der Tropfendurchmesser di¬ rekt proportional mit der 6. Potenz und die Betriebswellenlänge umgekehrt proportional mit der 4. Potenz eingeht. Der Tropfendurchmesser schwankt 58 von wenigen Mikrometern bis in den Millimeterbereich; bei Hagelkörnern wurden schon 42 mm gemessen. Das erfordert für den Empfänger einen großen Dynamikbereich, der mit gesteuerten pin-Dioden realisiert ist und auf die se Weise eine radarmeteorologische Wertung erlaubt. Dazu kommen die synoptischen Werte der Bodenstation und des Radiosondenaufsliegs. Entsprechend dem Charakter der Aufgabe erzeugt der Parabolspiegel, auf den der Hornstrahler gerichtet ist. genau eine räumliche Keule. Den mathe¬ matischen Zusammenhängen wird das in der Radarmeteorologie zugrunde gelegt. Für die Bewertung eines Niederschlagsgebiets wird auch die normale Streckendämpfung nach <4 =-20 lg£ (d B in dB) für Sendeimpuls und Echo berücksichtigt (ebenfalls mit gesteuerten pin- Dioden realisiert). Auf dem Bildschirm erscheint also die tatsächliche In¬ tensität und nahezu genaue Kontur. Ungenauigkeiten der Wiedergabe der Kontur sind vor allem Folge größerer Dämpfung im Niederschlagsgebiet, die in Abhängigkeit der Regenintensität und Wellenlänge bis 60 dB betra¬ gen kann. Sie werden vom Radarbeobachter korrigiert. Wichtig ist zu erken- Bild 3 Die Wetter-Radar-Slalion auf dem Bornhügel bei Neuhaus/ Rennweg 59 Bild 4 Bildschirm-Foto der Wetter- Radar-Anlage nen, ob hinter einem solchen stark dämpfenden Niederschlagsgebiet wei¬ tere liegen, die dann schwächer erscheinen. Aus den bisherigen Darlegungen ist für den Funkamateur u. a. interes¬ sant. daß die Dämpfung durch Niederschläge erst ab einer Wellenlänge un- 3 ter 10 cm deutlich wird; andererseits erkennt man aus der Radargleichung, daß einer Erhöhung des Antennengewinns gegenüber der der Sendeleistung der Vorzug zu geben ist. Die Meteorologische Station Neuhaus/Rennweg (Bild 3) erreicht infolge der geodätischen Höhe der Antenne von 872 m nach £ r = 4,122 VV - H r (£ r in km, H R in m) einen Radarhorizont von etwa 122 km. Das unterstreicht unbedingt den Vorteil einer in großer Höhe befindlichen Antenne. Die Radarbeobachtun¬ gen sind inzwischen zu einem festen Bestandteil der Wetterprognosen ge¬ worden. Man nutzt sie in der Kombination mit den Satelliteninformationen und den Daten der Bodenstationen. Bild 4 zeigt ein Wetter-Radar-Bild. Täglich mehrmals im Einsatz: Wetterballons Durch Radiosonden, die zu international einheitlichen Startzeiten mit was¬ serstoffgefüllten Ballons bis in Höhen von 30 km getragen werden, lassen sich vielfältige Informationen ermitteln. Während des Fluges werden konti¬ nuierlich Temperatur und Luftfeuchtigkeit gemessen. Diese Größen werden durch einen Kleinstsender in kodierter Form zur Bodenstation übertragen. Angaben über die Richtung und Geschwindigkeit des Windes erhält man 60 durch die Anwendung des Funkmeßverfahrens. Dabei werden der Höhen- und Seitenwinke] sowie die Schrägentfernung zwischen Bodenstation und Radiosonde bestimmt. Bei einer Steiggeschwindigkeit von etwa 360 m/min erreicht eine Radiosonde nach etwa 80 min ihren Gipfelpunkt und fällt nach Platzen des Ballons an einem Fallschirm zur Erde zurück. Bereits während des Fluges werden durch ein vom Aerologischen Observatorium Lin¬ denberg entwickeltes automatisches. Datenerfassungs- und Verarbeitungssy¬ stem die Meßergebnisse elektronisch ausgewertet. Diese werden der Zentra¬ len Wetterdienststelle Potsdam zur nationalen und internationalen Verbrei¬ tung zugeleitet. Bei der Konstruktion von Radiosonden spielen Preis und Gewicht eine wichtige Rolle, denn nur 25% der gestarteten Geräte wird der Aufstiegs¬ stelle von Findern zurückgeschickt. Trotz geringstem Aufwand müssen je¬ doch bestimmte Betriebswerte gewährleistet sein: - sichere Funktion während des gesamten Aufstiegs unter extremen Druck- und Temperaturbedingungen; - Reichweite des HF-Senders bis 200 km; - Temperaturmeßfehler < 0,5 K im Bereich von 40 bis -80 °C; - gleichbleibend geringes Trägheitsverhalten der Meßfühler. An den 4 Radiosonden-Aufstiegsstellen der DDR wird seit wenigen Jah¬ ren die sowjetische Sonde MARZ (Bild 5) eingesetzt. Sie ist mit 17 Transi¬ storen und 3 Schaltkreisen bestückt und sendet auf einer Frequenz von 1 782 MHz. Der Umschaltgenerator besteht aus 2 IC, ein K 1761E5 arbeitet als Generator mit anschließendem Teiler. Die Generatorfrequenz beträgt 327 Hz und wird durch den internen Teiler auf 0,01 und 0,02 Hz herunter¬ geteilt. Durch logische Verknüpfung im K176LA7 entstehen daraus Im¬ pulsfolgen, mit denen die Schaltstufen direkt angesteuert werden. Diese schalten über einen KT 118 in einer systematischen Folge die‘Meßfühler bzw. den Referenzwiderstand für 25 s an den Meßwertwandler. Er erzeugt in Abhängigkeit vom Widerstandswert des eingeschalteten Thermistors oder Feuchtesensors eine niederfrequente Impulsfolgefrequenz im Bereich von 50 bis 2160 Hz. Der Feuchtesensor ist eine Membran aus präpariertem S1 Schalt- __ S3 N/ UHF- Sender Umschalt- _ 1 sz i Meßwert- Generator generator n i 8/ief. wandler 800 kHz R t - Widerstand des Thermistors - Referenzwiderstand R f - Widerstand des Feuchtegebers Bild 5 Prinzipstromlaufplan der sowjetischen Radiosonde MARZ 61 Bild 6 Ansicht der startfähigen sowje¬ tischen Radiosonde MARZ organischem Stoff («Goldschlägerhaut«). Bei Zunahme der relativen Feuchte vergrößert sich die Ausdehnung der Membran. Dieser Vorgang wird meclfcnisch auf einen regelbaren Drahtwiderstand übertragen. Zur Kompensation der temperaturabhängigen Drift der Radiosonde wird als Maß Für die jeweilige Temperatur bzw. Feuchte der Quotient aus Meß- und Referenzfrequenz gebildet. Die Übertragung der NF-Impulse zur Bodenstation geschieht mit einem lstufigen UHF-Sender. In einem Leistungstransistorgehäuse T03 befindet sich ein Hybridschaltkreis M 45-302 mit 3 abgestimmten ä/4-Mikrostreifen- leitern. Bei einer Frequenz von 1 782 MHz beträgt die HF-Leistung etwa 250 mW. Sie wird über eine kleine Scheibenantenne mit 2/4-Stab abge¬ strahlt. Neben der NF-Impulsfolge gelangt zur Basis des UHF-Senders eine 800-kHz-Schwingung, die ein LC-Generator erzeugt. Dadurch wird die kon¬ tinuierliche Ausstrahlung des Senders in eine intermittierende umgewan- ; delt. Ein von der Bodenstation ausgesandter 1 782-MHz-Radarimpuls be- I wirkt durch diese Arbeitsweise eine Unterbrechung der UHF-Ausstrahlung für die Dauer einer halben 800-kHz-Periode. Aus der Zeit zwischen ausge¬ sandtem Radarimpuls und empfangener Antwortpause der Radiosonde wird die Schrägentfernung mit einer Genauigkeit von ±30m bestimmt. Die be¬ nötigten Spannungen von 9 und 27 V stellt ein spezieller Stromversorgungs¬ satz bereit. Er besteht aus Primärelementen, die durch Magnesium und Kupfer-(I)-Chlorid gebildet werden. Der Elektrolyt ist Wasser. Die bei der \ 62 B 'ld 8 Blick auf den Arbeitsplatz des sowjetischen Wetter-Radars in Neuhaus/Rennweg Bild 7 Start einer Radiosonde in Dreißigacker bei Meiningen 63 Entladung entstehende Eigenerwärmung ermöglicht eine Anwendung bei tiefen Temperaturen. Die Masse der startfertigen Radiosonde (Bild 6) beträgt 400 g: An der Oberseite ist der Feuchtesensor und rechts der Temperaturfühler erkennbar. Die UHF-Antenne befindet sich im konischen Teil des Schaumpolystyrol¬ gehäuses. Der Finder einer Radiosonde darf diese nach den gesetzlichen Bestimmungen nicht wieder in Betrieb setzen! Er sollte sie gegen einen Fin¬ derlohn in Höhe von 15,- Mark an eine Aufstiegsstelle zurückschicken. Bild 7 zeigt den Start einer Radiosonde in Dreißigacker, Bild 8 den Arbeits¬ platz am leistungsfähigen sowjetischen Radarsystem, das auf dem Bornhü¬ gel bei Neuhaus installiert ist. Mit dem Wetter-Radar in Neuhaus konnte der Aufbau des aus 4 Stationen bestehenden Radarnetzes des Meteorologi¬ schen Dienstes der DDR abgeschlossen werden. Weitere Stationen stehen in Rostock, Leipzig und Berlin-Schönefeld. Insgesamt verfügt der Meteorologi¬ sche Dienst der DDR über 60 Stationen unterschiedlichster Art auf dem Ge¬ biet der DDR. 64 Dipl.-Ing. Gustav Westphal Elektronik-Fort¬ schritte im Flugzeug Das Flugzeug kann von den unterschiedlichsten Gesichtspunkten aus be¬ trachtet werden. Aus der Sicht des Piloten im Gesamtkomplex, aus der Sicht des Elektrikers als Kraftwerk (die in einem Großflugzeug umgesetzte elektrische Leistung liegt immerhin bei 100 kW!), aber auch aus der Sicht des Elektronikers. Allein das ist ein weites Feld, dessen einzelne «Parzel¬ len» eine Reihe von Büchern füllen können. Ein interessanter und wenig bekannter Sektor daraus sind die elektronischen Mittel zur Erhaltung der Flugsicherheit. Es wäre aber vermessen, diese Mittel nur an Bord der Flug¬ zeuge anzusiedeln, denn Flugsicherheit ist (auch unter technischer Sicht und unter Ausschluß aller anderen Sicherheitsprobleme) nicht nur an die Bordseite gebunden. Die Bodenseite ist dabei Partner und bei vielen Syste¬ men kooperativ. Die Basis der Flugsicherheit wird mit einem konfliktfreien Flugplan ge¬ schaffen. Damit ist aber nicht der dem Passagier zugängliche Plan gemeint. Seinen Interessen entsprechend sind ja darin nur die Abflug- und An¬ kunftszeiten von Passagierflugzeugen im Linienverkehr enthalten. In der Luft bewegen sich aber viele Objekte: Passagierflugzeuge im Charterver¬ kehr, Frachtflugzeuge, Flugzeuge auf technischen Flügen, Hilfsflugzeuge und viele andere mehr. Eine besondere Komponente bildet der militärische Flugbetrieb, der mit dem zivilen selbstverständlich zu koordinieren ist. Da¬ für werden aber zivil gesperrte Gebiete bereitgestellt. Das alles ist im vorge¬ gebenen und begrenzten Luftraum unter Einhaltung der Sicherheit unter¬ zubringen! Dafür ist eine ungeheure Menge von Daten zu verarbeiten. Diese Daten entstehen bei der Anmeldung der Flüge durch die Flugge¬ sellschaften beim staatlichen Flugsicherungsdienst. Damit liegen dann auch Start- und Zielort, Startzeit, Flugzeugtyp (folglich auch Reisege¬ schwindigkeit, Steiggeschwindigkeit usw.), Flugstrecke und andere Wün¬ sche und Besonderheiten vor. Diese alle «unter einen Hut» zu bringen ist nicht einfach. Das kann nur ein Großrechner mit zusätzlichem Speicher. Besonders klar wird das, wenn man die Bedingungen betrachtet: Die Flug¬ zeuge haben unterschiedliche Reisegeschwindigkeiten, sie sinken und stei¬ gen zu den ihnen zugewiesenen Höhen, Luftstraßen kreuzen sich oder münden in Kontrollzonen von Flughäfen, einige Flüge erhalten Vorrang VOr anderen usw. Die dabei für die Sicherheit unbedingt erforderlichen Staffelungsabstände (Bild 1) vertikal und horizontal jederzeit richtig vorzu- 65 ~t=_ä_ i S = Seitenstaffelung H H= Höhenstaffelung ! I [G ^ r r - fa . L * Längsstaffelung (auch als Zeit- Bild 1 differenz angegeben) Staffelungsabstände geben, das kann nur die Elektronik. Es können in den Spitzenzeiten nicht alle Anmeldungen erfüllt werden, denn die Kapazität des Luftraums ist be¬ grenzt. Der Rechner gibt aber für die nicht einzuordnenden Flüge opti¬ mierte Vorschläge aus, die den Wünschen der Anmelder nahekommen. Ist der Flugplan fertig (ständige Änderungen sollen unberücksichtigt bleiben), so wird er ausgedruckt, und es kann an die Realisierung gehen: Nun wird danach geflogen. In der jetzt folgenden Phase wird ein erheblicher elektronischer Aufwand an Bord und am Boden für die Flugsicherheit notwendig, der dargestellt werden soll. Navigations- und Kommunikationseinrichtungen, die ja auch zu den elektronischen Einrichtungen gehören, waren bereits Thema voran¬ gegangener Beiträge und sind hier ausgeschlossen. Die mit dem Flugplan vorbereitete Sicherheit läßt sich nur dann errei¬ chen, wenn dieser Plan auch eingehalten wird, wenn sich zu jeder Zeit jedes Flugzeug mit der festgelegten Flugrichtung und -geschwindigkeit am ge¬ planten Ort (geografische Länge, geografische Breite, barometrische Höhe) befindet. Um die Einhaltung des Planes zu sichern, müssen die Flugbewe¬ gungen also überwacht werden. Die Besatzungen geben zwar an festgelegten geografischen Orten (Meldepunkte genannt und meist mit den Standorten von Funkfeuern übereinstimmend) über Funkverbindung Überflugmeldun¬ gen an die Flugsicherung, doch sind diese nicht objektiv und auch meist mit einer Zeitdifferenz behaftet. Für die objektive Kontrolle der Flugbewe¬ gungen werden also technische Mittel, Radaranlagen, eingesetzt. Radarsy¬ steme geben mit hoher Genauigkeit den Standort des Luftfahrzeugs an, sind aber mit einem systemspezifischen Nachteil behaftet: Die Bewegung 66 der Luftfahrzeuge wird im Raum (also 3dimensional) überwacht, das Ergeb¬ nis aber auf einer Fläche (dem 2dimensionalen Bildschirm) abgebildet. Für das Rollfeld-Überwachungsradar, mit dem die Bewegungen der Flug¬ zeuge und Fahrzeuge auf den Flugbetriebsflächen des Flughafens kontrol¬ liert werden, reicht das aus - nicht aber für die Kontrolle des Luftraums. Dort erscheinen mehrere der Radarziele über demselben Standort, auch wenn sie unterschiedliche Höhe haben, auf dem Bildschirm an gleicher Stelle. Konflikte sind auf diese Weise also nicht zu erkennen. Die Abfrage der Höhe über Funk bietet auch keine Lösung, da diese Höhe ja auch dem Radarziel (also dem Leuchtfleck) zuzuordnen ist. In Zweifelsfällen wurden den Luftfahrzeugen Kursänderungen angewiesen, die auf dem Bildschirm erkennbar waren. Im modernen Luftverkehr mit hohen Flugdichten und -geschwindigkeiten sind das nur noch Notverfahren. Es sind technische Mittel einzusetzen, die höhere Forderungen erfüllen. Das Primärradar, wie das bisherige Verfahren genannt wird, ist dieser Aufgabe nicht gewachsen. Das Sekundärradar, wie man diese andere Technik bezeichnet, hat seinen Namen nicht daher, daß es als zweites (lat. secundus = der Zweite) einge¬ setzt wurde. Beim Primärradar wird die vom Radargerät abgestrahlte (pri¬ märe) und vom Radarziel reflektierte Energie zur Ortung genutzt; das Se¬ kundärradar nutzt die 2., die vom Flugzeug abgestrahlte Energie aus. Diese Strahlung enthält wie jede Strahlung Energie, die zum Transport von Infor¬ mationen benutzt wird. Das Sekundärradarsystem (in der Fachsprache SSR = Secundary Surveillance Radar= Sekundär-Überwachungs-Radar) besteht aus 2 Komponenten und ist ein kooperatives System. Am Boden befindet sich der Interrogator (= Abfrager; mit Auswerter) und an Bord der Trans¬ ponder (= Antworter; mit Kodierer); Bild 2. Die Wirkungsweise des SSR läßt sich einfach erklären. Die Bodenanlage strahlt über eine starr mit der umlaufenden Primärradarantenne verbun¬ dene Richtantenne einen Abfragekode auf der Frequenz 1030 MHz ab. Durch die Abfrageimpulse werden die Transponder in den Luftfahrzeugen abgefragt, wobei es durch die relativ einfache Kodierung möglich ist (Ver- Tabelle 1 Radarbander Wellenlängen Radarbänder Rollfeldüber¬ wachungsradar 3 cm (X-Band) 0,8 cm (K„-Band) Nahverkehrs¬ bereichsradar Präzisionsanflug- 10 cm (S-Band) 23 cm (L-Band) radar 3 cm (X-Band) Streckenrund¬ sichtradar 23 cm (L-Band) 10 cm (S-Band) Bordradar 5 cm (C-Band) 3 cm (X-Band) 2 cm (K u -Band) Bei Entwicklungen von Anlagen mit Sonderfunktionen S! nd auch andere Frequenzen oder Frequenzpaarungen möglich. 67 Bild 2 Übersichtsschaltplan Sekundärradar (SSR), vereinfacht änderung der Impulsabstände), den Transpondern unterschiedliche «Fra¬ gen» zu stellen. Es können die Kennung des Luftfahrzeugs zur Identifizie¬ rung oder die Flughöhe erfragt werden. Die Kennung ist dem Transponder durch die Einstellung am Bedienteil fest vorgegeben und läßt sich auf Wei¬ sung der Flugsicherung verändern. Für die Übertragung der Flughöhe ste¬ hen dem Transponder Digitalsignale von einem speziell dafür eingerichte¬ ten barometrischen Höhenmesser zur Verfügung. Nach entsprechender Ko¬ dierung wird die Information über eine rundstrahlende Antenne auf der Frequenz 1090 MHz aüsgesendet. Das «Antwort-Impuls-Telegramm» trifft unmittelbar nach der Abfrage an der Antenne der Bodenstation ein. Die Bodenanlage dekodiert dieses «Ant- wort-Impuls-Telegramm» und stellt die Information auf einem Tableau al¬ phanumerisch dar. Die Information wird dem Ziel zugeordnet. Es ist auch möglich, die Information dem Ziel so zuzuordnen, daß auf dem Bildschirm ein kleines Zeichenfeld (Label genannt) dem Ziel benachbart eingeblendet wird. Für die mit Primärradar erfaßten Ziele stehen nun die Identität und die Flughöhe zur Verfügung. Das SSR bildet also die 3. Dimension nach und schafft eine eindeutige Lagedarstelltung im überwachten Luftraum. Aus der beschriebenen Systemgestaltung ergibt sich auch die Pflicht für die 68 Luftfahrzeughalter zur Mitführung eines Transponders. Flugzeuge ohne Transponder gefährden die Flugsicherheit und erhalten keine Einflugge¬ nehmigung. Einige technische Daten sind für den Elektroniker interessant: Die Halb¬ wertsbreite der SSR-Antenne beträgt, je nach Forderung, 2 bis 6°. In der Elevation wird mindestens der Winkel überdeckt, den die Primärradaran¬ tenne erreicht (im Weitbereich etwa 35 bis 45°). Die Impulssendeleistung am Boden liegt mit 1,5 bis 2 kW relativ niedrig, erreicht aber eine Entfer¬ nung bis zu 200nm = 370km. Der Abfragekode sieht 6 unterschiedliche Abfragemodi vor (Bild 3). Mit dem Antwortkode können mit 12 Impulsen im festgelegten Imputerahmen 2 12 = 4096 Antwortkodeworte gebildet wer¬ den. Die Tabelle 2 zeigt einen Auszug aus der international vereinbarten Höhenkodierung, die nur 11 Impulsstellen verwendet und entsprechend dem in der internationalen Luftfahrt üblichen Maßsystem in Fuß geteilt wird (1 Fuß = l ft = 0,3048 m). Der Kode besteht aus 2 Teilen, von denen der 1. Teil 8 bit enthält und die 500-ft-(= 150-m-)Schritte kodiert und der 2. Teil mit 3 bit die Unterteilung in 100-ft-(= 30-m-)Schritte erbringt. Die¬ ser Kode (MOA-Gilham-Code) sichert, daß bei unvollkommener oder gestör¬ ter Höhenabtastung des Analogwerts an der Kodierscheibe des Höhenmes¬ sers von einem zum anderen Schritt kein großer Fehler des Übertragungs¬ kodes eintritt. Der Antwortkode wird nach Abfrage automatisch, ohne Zutun der Besatzung ausgestrahlt. Die Impulssendeleistung des Transpon¬ ders beträgt etwa 500 W. Für die «Kode-Spezialisten« soll die interessante Methode des Zahlenko¬ des mitgeteilt werden. Kodeworte werden durch 4stellige Zahlengruppen dargestellt und mit dem folgenden Schlüssel übertragen: Ai = 1. Stelle der Zahlengruppe mit dem Wert 2° = 1 A 2 = 1. Stelle der Zahlengruppe mit dem Wert 2 1 = 2 A 4 = 1. Stelle der Zahlengruppe mit dem Wert 2 2 = 4 Wert der 1. Stelle = Summe der Anteile; Bj = 2. Stelle der Zahlengruppe mit dem Wert 2° = 1 B 2 = 2. Stelle der Zahlengruppe mit dem Wert 2 1 = 2 B 4 = 2. Stelle der Zahlengruppe mit dem Wert 2 2 = 4 Wert der 2. Stelle = Summe der Anteile. Mit C und D werden in gleicher Art die 3. und 4. Stelle gebildet. Der Kode besteht aus 4 Ziffern ohne 8 und 9, deren Gruppen der Kennung oder be¬ stimmten Ereignissen zugeordnet sind. Für die Übertragung des Kodes be¬ darf es keiner Fehlersicherung, denn die Impulswiederholungsfrequenz kann bis zu 400 Hz betragen. Es ist üblich, abwechselnd die Kennung und die Höhe abzufragen und zu übertragen. Mit der Verwendung von Mode-S-Abfragen, die international vorbereitet wird und die dann Informationen in beide Richtungen (Boden - Bord und Bord - Boden) übertragen soll, läßt sich die Sprechverbindung weitgehend entlasten. Untersuchungen haben ergeben, daß 90% der im Sprechverkehr übermittelten Informationen ohnehin Datencharakter haben (Startzeit, Standort, Ankunftszeit, Wetter, Zustand des Zielflughafens usw.) und da- 69 Bild 3 Kodierung im SSR-Verfahren; 1 - Abfragekode, Modus A: militärische und zivile Identifikation; Modus B: zivile Abfrage; Modus C: Höhenabfrage; 2 - Antwortkode, X-Impuls: Spezial-Impuls; SPI-Impuls: Special Identifikation; 3 - Beispiel für die Kodierung der Kennung «4467» 70 Tabelle 2 Auszug aus der ICAO-Tabelle zur Höhenkodierung Höhe Impulsplätze Bereich (Fuß) d 2 d 4 A, A 2 A 4 B, B 2 b 4 C 2 C 2 c 4 12250 to 12350 0 0 0 1 0 1 1 0 1 0 0 12350 to 12450 0 0 0 1 0 1 1 0 1 i 0 12450 to 12550 0 0 0 1 0 1 1 0 0 1 0 12550 to 12650 0 0 0 1 0 1 1 0 0 1 1 12650 to 12750 0 0 0 1 0 1 1 0 0 0 1 12750 to 12850 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 1 12 850 to 12950 0 0 0 1 0 0 1 0 0 1 1 12950 to 13050 0 0 0 1 0 0 1 0 0 1 0 13050 to 13150 0 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 13150 to 13250 0 0 0 1 0 0 1 0 1 0 0 Bemerkung: 0 = kein Impuls an dieser Stelle 1 = Impuls an dieser Stelle mit kein eigentlicher Gedankenaustausch sind. Das neue Verfahren wird auch die Besatzung entlasten und somit ebenfalls mehr Sicherheit gewähr¬ leisten. Primär- und Sekundärradar haben sich seit einigen Jahren bewährt, aber dennoch einige Wünsche offengelassen. Auch bestimmte metereologische Bedingungen, die Gefahren für die Luftfahrt darstellen (starke Nieder¬ schläge, Gewitter), sollen geortet werden. Das Verfahren dafür basiert dar¬ auf, daß diese Erscheinungen mit starken Turbulenzen (Luftverwirbelun¬ gen) verbunden sind und große Massen von Staub und Wasser, wenn auch in kleinen Partikeln, mit großen Geschwindigkeiten transportiert werden. Die damit angefüllten Lufträume werfen Radarechos zurück, die sich von den Radarechos fester Ziele unterscheiden. Sie haben eine andere Intensi¬ tät, bedecken eine größere Fläche und weisen eine andere Frequenz des Echos auf. Intensität und Fläche sind mit der Dichte und der Ausdehnung erklärt. Die andere Frequenz ergibt sich aus dem Dopplereffekt, der durch die hohe Geschwindigkeit der Teilchen im Turbulenzgebiet entsteht. Bei den in Turbulenzgebieten auftretenden Strömungsgeschwindigkeiten liegt die Frequenz des Radarechos deutlich neben der ausgesendeten Frequenz und kann mit geeigneten Mitteln ausgewertet werden. Für die Darstellung erge¬ ben sich mit der Anwendung farbiger Bildröhren hervorragende Möglich¬ keiten. Den Unterschieden in der Reflektionsfrequenz werden unterschied¬ liche Farben zugeordnet, so daß man Gefahrengebiete erkennen und mei¬ den kann. Für die Wetterbeobachtung mit Bordradar haben sich Wellenlängen von 3,3 cm (/■= 9 GHz) und 5,5 cm (/»S^GHz) bewährt. Die Impulssendelei¬ stung liegt zwischen 10 und 20 kW, die Impulsdauer beträgt etwa 2 ps. Mit Bordradaranlagen werden Reichweiten von etwa 350 km erreicht. Die Anla¬ gen sind für unterschiedliche Bereiche umschaltbar. Die Auflösung beträgt 71 horizontal etwa 2,5°. Das Radarbild wird bei modernen Flugzeugausrüstun¬ gen in die Navigationsdarstellung auf dem Bildschirm eingeblendet (Bild 4). In diesem Zusammenhang soll auf eine Erscheinung verwiesen werden, die einen ähnlichen Charakter hat und eine große Gefahr für die Luftfahrt in den Start- und Landephasen darstellt. Es sind die Windscherungen, die in größeren Höhen das Flugzeug kräftig durchschütteln, sich aber beherr¬ schen lassen, in Bodennähe jedoch katastrophal wirken können. Windsche¬ rungen werden die Grenzschichten zwischen Luftströmungen genannt, die in Stärke und Richtung unterschiedlich sind. Sie waren in der Vergangen¬ heit eine Ursache schwerer Unfälle bei Starts und Landungen. Es ist auch für den fliegerischen Laien verständlich, daß eine plötzliche starke Ände¬ rung von Richtung und Stärke des Windes unmittelbar vor dem Aufsetzen kritische Flugzustände zur Folge haben kann. Noch gefährlicher, aber glücklicherweise auch wesentlich seltener sind vertikale Windscherungen, die in wärmeren Gebieten Vertikalgeschwindigkeiten von über 100 km/h er¬ reichen köhnen. Die Messung von horizontalen Windscherungen löst man mit 2 unter¬ schiedlichen Mitteln. Das eine ist recht konventionell: In der Nähe der Start- und Landebahn errichtet man Maste, an denen man in mehreren Höhen Windstärken- und -richtungsmesser angebracht hat (Bild 5). Die Bild 4 Bildschirm im Cockpit mit 'Navigationsdarstellung und Einblendung des Wetter¬ radars (Schlechtwettergebiet) 72 Meßwerte werden zunehmend elektronisch ausgewertet und Gefährdungen über Funk den anfliegenden Piloten mitgeteilt. Eine umfassende Ermitt¬ lung setzt viele Maste voraus, was aber die Hindernisfreiheit einschränken kann. Der Übergang zu besseren, zu elektronischen Verfahren ist also abzu¬ sehen. Diese wenden das Doppler-Verfahren an, dessen Ergebnis elektro¬ nisch ausgewertet, zum Flugzeug übertragen und dort angezeigt wird. Das erfordert jedoch einen großen technischen Aufwand; denn die Doppler-Ve r- schiebung ist bei den zu erwartenden Relativgeschwindigkeiten gering, die Echostärke ist klein, und es soll ja nicht nur bei Niederschlägen, sondern ebenso bei klarem Wetter gemessen werden. Die Aufgabe ist auch interna¬ tional noch nicht gelöst. Elektroniker bedeutender Entwicklungsinstitute haben sich dieser Aufgabe gewidmet. Sie ist wichtig, wenn man bedenkt, was die Auswertung von Flugunfällen eines Staates der subtropischen Zone ergibt: von 56 Flugunfällen sind allein 8 = 14,3% auf vertikale Windsche¬ rungen zurückzuführen. Im dichter werdenden Luftverkehr, besonders in der unmittelbaren Nähe von Großflughäfen, spielt die Warnung vor Kollisionen mit anderen Luft¬ fahrzeugen eine große Rolle. Im modernen Luftverkehr wird nach Instru¬ mentenflugregeln geflogen und der umgebende Luftraum nur bei Besonder¬ heiten beobachtet. Die Flugzeuge sind größer und auch träger geworden. Die Größe der Flugzeuge führt zu katastrophalen Unfallfolgen. In diesem Fall muß wieder die Elektronik helfen. Welches Problem bei der Kollisionswarnung zu lösen ist, zeigt allein schon die Frage, ob eine Kollisionsgefahr besteht. Noch schwerer ist die Be¬ stimmung des Ausweichmanövers, durch das ja keine neuen Konflikte ent¬ stehen sollen. In Bild 6 sind die sich kreuzenden Wege zweier Luftfahr¬ zeuge mit gleichen Geschwindigkeiten dargestellt. Die Absolutdarstellung zeigt die Ansicht, die sich dem Beobachter auf der Erde bietet. In der Rela¬ tivdarstellung erscheint das Kurvenbild, wie es auf dem Radarschirm von 73 Luftfahrzeug 1 entsteht. Diese Verhältnisse sind bedeutend schwerer zu be¬ urteilen; die statische Darstellung zeigt aber, daß zur Zeit t 6 der geringste Abstand besteht. So sieht es bei 2 Flugzeugen aus, die mit gleicher Ge¬ schwindigkeit gerade Kurse fliegen. Nun stelle man sich die Beurteilung der Luftlage bei mehreren Flugzeugen mit unterschiedlichen, horizontal und vertikal gekrümmten Kursen vor. Der Pilot bedarf der elektronischen Unterstützung. Es liegt auf der Hand, daß nach Möglichkeit keine neue Technik zu er¬ finden und zusätzliche Last in den Flugzeugen mitzuführen ist. Durch das Primär- und Sekundärradar liegen ja alle Informationen über die im Bedek- kungsbereich befindlichen Flugzeuge, wie Standort, Höhe, Kurs und Ge¬ schwindigkeit, vor. Bei geringer Flugdichte können Konfliktsituationen durch einen Beobachter erkannt und durch Kommandos über Funk ent¬ schärft werden. Bei einigen Radaranlagen lassen sich die Ziele einer ausge¬ wählten Höhe (also «Höhenscheiben») darstellen, was diese Aufgabe er¬ leichtert. Große Verkehrsdichten fordern aber technische Lösungen. 74 Die brauchbare elektronische Lösung, die bereits erprobt, aber noch nicht eingeführt ist, arbeitet wie folgt: Die mit Radar erfaßten Daten jedes einzelnen Zieles werden kurzzeitig gespeichert und mathematisch als 3di- mensionale Kurve dargestellt. Durch Extrapolation aller Kurven (unter der Voraussetzung, daß jedes Luftfahrzeug seine Kurve weiter beibehält) ermit¬ telt man, zwischen welchen Luftfahrzeugen wann und wo der festgelegte Si¬ cherheitsabstand unterschritten wird. Dazu ist großer Speicher- und Rech¬ neraufwand erforderlich, die beide großen Zeitforderungen entsprechen müssen. Dafür werden schnelle Rechner gebraucht. In der nächsten Phase ermittelt der Rechner die notwendigen Manöver für die Lösung der Kon¬ fliktsituationen, ohne neue Gefährdungen zu erzeugen. Alle Änderungen der Kurse dürfen das betroffene Luftfahrzeug aber nicht daran hindern, sein Ziel zu erreichen (Luftstraße erreichen, Landung fortsetzen u. a.). Die er¬ mittelten Korrekturen werden nun auf der bereits vom SSR bekannten Ab¬ fragefrequenz von 1090 MHz ungerichtet ausgestrahlt. Die Informationen für die betroffenen Luftfahrzeuge sind mit der kodier¬ ten Adresse versehen und dadurch zu unterscheiden und zuzuordnen, Der Adresse entsprechend wird die zugehörige Information an Bord aufbereitet und dargestellt. Die Informationsdarstellung für den Piloten unterscheidet zwischen den Signalen Warnung und Kommando. Als Sichtgerät wird dazu das System nach Bild 7a eingesetzt. Bild 7b und Bild 7c zeigen 2 mögliche Fälle. Obwohl der Aufwand an Elektronik besonders am Boden erheblich ist und durch die unbedingt notwendigen «heißen» Reserven noch gesteigert wird, dürfte künftig diese Technik zumindest bei Großflughäfen die Regel sein. Die Einführung setzt aber wie bei allen diesen Systemen eine interna¬ tionale Normung von Technik und Verfahren voraus. Der vorangegangene Abschnitt ließ u. a. erkennen, daß neben dem Zu¬ stand des Luftfahrzeugs die Führung durch den Piloten die entscheidende Gewähr für den sicheren Flug bietet. Beide müssen gesichert werden. Wäh- Bild 7 Anzeigegeräte zur Kollisionswarnung; a - Geräteansicht, b - Anzeige «Gefährdendes Flugzeug rechts auf gleicher Höhe , in 30° -Position (rechts voraus). Kommando: Kurve nach links!», c - Anzeige «Flugzeug oberhalb in etwa 150m Höhendifferenz und 90°-Position (rechts). War¬ nung: Nicht steigen!» 75 Zeitkanal und Kode-Nr. a) Bild 8a- Schriebs vom Magnetband eines Flugdatenschreibers; I - Leistungshebel 1. Triebwerk, 2 - Spoiler, 3 - Drehzahl 1. Triebwerk, 4 - Geschwindigkeit, 5 - Querneigung, 6 - barometrische Höhe, 7 - Stabilisatorstellung, 8 - Ma¬ gnetkurs. 9 - Lastvielfaches, 10 - Längsneigung, 11 - Höhenruder rend jedoch der technische Zustand aller Systeme des Flugzeugs vor und nach dem Flug, zum Teil auch während des Fluges festgestellt werden kann, ist die Tätigkeit der Besatzung während des Fluges nicht nachvoll¬ ziehbar. Hilfsmittel für die Speicherung der Tätigkeit der Besatzungen und die Funktion der technischen Systeme während des Fluges an Bord unter¬ zubringen ist eine objektive Notwendigkeit. Auch diese Hilfsmittel sind elektronische Geräte. Es sind 2 wichtige Anlagen, die helfen, alle Phasen eines Fluges und die Tätigkeit der Besatzung nachzuvollziehen: der Flugdatenschreiber und der Cockpit-Recorder. Dabei registrieren der Flugdatenschreiber den Flugzu¬ stand, die Handlungen der Besatzung bei der Flugzeugführung sowie die Funktion der Systeme und der Cockpit-Recorder jedes von den Besatzungs¬ mitgliedern gesprochene Wort. Je vollständiger, je genauer die gespeicher- 76 FLUG NR 1 0001 0130 1000 -0002 0249 0001 0700 0111 0765 FLZ. 40000 LIN. 0671 30. 06. 1987 KDT 111 TOW 130 AP QFE FW LK K 2 AUS 15 30 V HB 1500 339 420 339 ANFLUG MIT LANDUNG FR EIN AUTOMAT ANFLUG MIT LANDUNG FR EIN AUTOMAT AP OM MM FR AUS LDG UKS 3 HK QK EIN AUS V 317 303 314 272 1 96 HG 356 NY 69 22 22 1.1 MK 247 S ABW UND BEA BEI DER FLUGDURCHFUEHRUNG b - Computerausdruck vom Magnetband eines Flugdatenschreibers (mit dem Vor¬ gang des Schriebs nicht identisch) mit auszugsweiser A uswertung, KDT: Kommandanten-Nr. V: Geschwindigkeit FW: Fahrwerk; aus bei 339 km h~‘ LK: Landeklappe; auf 15° bei 420 km Ir' OM: Out Marker (äußeres Funkfeuer des ILS) MM: Middle Marker (mittleres Funkfeuer des ILS) HG: Höhe über Grund, beim OM: 365 m, beim MM: 69 m NY: Lastvielfaches vertikal MK: Magnetkurs LDG: Landung UKS: Umkehrschub; ein bei V= 272 km h~‘ ABW; Abweichungen vom Normalen, keine BEA: Beanstandungen, keine FR: Flugregler FLZ: Flugzeug-Nr. LIN: Linien-Nr. 13.34: Zeit 13 h 34 min (UTC) 11 ten Informationen sind, um so besser läßt sich nach der Landung der Flug rekonstruieren. Dazu ist allerdings eine Vielzahl von Angaben erforderlich. Um jedoch den Speicher nicht unnötig groß und schwer zu machen, werden die zu speichernden Daten streng ausgewählt. Trotzdem zeichnet beispiels¬ weise der Flugdatenschreiber einer Boeing 747 immerhin 65 Parameter ent¬ weder kontinuierlich oder in Intervallen weniger Sekunden auf und der im Airbus 310 rund 180. Modernste Geräte registrieren sogar über 250 Parame¬ ter! Zumindest aber sind, als geringste Forderungen, die Normabweichun¬ gen und die Bedienungshandlungen zu speichern. Das Aufzeichnen beginnt mit dem Abrollen vom Standplatz; es endet mit dem Erreichen des Standplatzes auf dem Zielflughafen und dem Ab¬ stellen der Triebwerke. Die Daten werden digital auf einem breiten Magnet¬ band ähnlich einer Magnetbandaufzeichnung gespeichert (Bild 8). Die Speicherkapazität gestattet die Aufzeichnung von etwa 25 h, dann ist der Datenträger zu wechseln. Die vielen Speicherdaten erlauben bei der Aus¬ wertung eine Zustandsbeurteilung der technischen Systeme und unterstüt¬ zen die Entscheidung über Auswechsel- oder Reparaturarbeiten. Sie tragen damit unmittelbar zur Erhaltung der technischen Flugsicherheit bei und haben Einfluß auf die Reparaturökonomie. Der Cockpit-Recorder als logische Ergänzung des Flugdatenschreibers zeichnet die Gespräche über die KW- und UKW-Funksprechanlagen, die Kennungen der Funknavigationsanlagen und die Gespräche im Cockpit auf. Vergleichbar ist dieser Recorder mit einem Mehrkanal-Magnetbandge¬ rät. Er verfügt meist über 4 Kanäle, von denen einer dem Sprechgeschirr des Kommandanten, der 2. dem 2. Piloten und der 3. dem Navigator zuge¬ ordnet ist. Auf dem verbleibenden 4. Kanal wird das mit dem Flugdaten¬ schreiber gemeinsame Zeitsignal aufgezeichnet. Häufig wird einer der Sprachkanäle einem freien Mikrofon im Cockpit zugeordnet, um die Ge¬ spräche der Besatzungsmitglieder ohne Sprechgeschirre zu erfassen. Der Cockpit-Recorder muß bereits vor dem Verlesen der Checkliste (Li¬ ste der Prüfhandlungen der Besatzungsmitglieder vor dem Start) in Betrieb gesetzt werden, und er bleibt es bis nach dem Verlesen der Checkliste «Flugabschluß». Da Flüge meist mehrere Stunden dauern und eine so lange Aufzeichnung nur mit sehr großem Aufwand möglich ist, hat man sich aus der Erfahrung entschlossen, nur die letzten 2 h zu speichern. Der Speicher besteht deshalb aus einem endlosen Band, auf dem mit der Neuaufzeich¬ nung die «alte» Aufzeichnung gelöscht wird. Die Zuordnung der in beiden Systemen gespeicherten Informationen ist durch die Zeitsignale gesichert, die in beiden Speichern enthalten sind. Die Speichermedien sind besonders zu schützen, damit sie bei Katastro¬ phen nicht zerstört werden und für die Aufklärung der Ursachen zur Verfü¬ gung stehen. Die Bänder laufen in einer speziell isolierten, doppelwandigen Metallbox. Dieser Behälter schützt die Speicher vor Beschleunigung bis zum lOOfachen der Erdbeschleunigung (100 g) und für die Zeit von minde¬ stens 10 min vor Temperaturen bis 1000°C. Zum Auffinden werden diese Speichereinrichtungen mit auffälligen Farben (orange) gekennzeichnet. Um das Auffinden unter Wasser zu erleichtern, sind sie mit einer Ortungs- 78 Bord-Radar Satelliten- Hilfsantennen Navigation Komma - ARK 7 und Z j jnikation I / ,SSH Ix Kurs-' 2x Sleit- woq-Antennen (ILS) Um 2 VLF-Nav- SendHEmpFangs c „ . , , n Antenne System 1 und 2 Funk _ mtn _ -Rahmen ARK 7 'ARK 2 SSR UKW! Bild 9 Antennenorte an einem voll ausgerüsteten fiktiven Verkehrsflugzeug einrichtung versehen. Ein Ultraschallsender mit autonomer Stromversor¬ gung sendet bis zu einer Zeit von 30 Tagen Signale aus. Dieser Sender bleibt bis zu einer Wassertiefe von 6000 m funktionsfähig. Die Auswertung eines Fluges wurde ursprünglich nur durch Verfolgung der Kurven des Flugdatenschreibers und Abhören der Informationen des Cockpit-Recorders vorgenommen. In modernen Systemen wird die Infcfr- mationsauswertung des Flugdatenschreibers durch Computer gestützt. Der Computer bietet mit seinem Textausdruck genauere Möglichkeiten, Unre¬ gelmäßigkeiten zweifelsfrei festzustellen oder auszuschließen. Der Zweck dieser doch recht aufwendigen elektronischen Mittel, noch besser, wirt¬ schaftlicher und vor allem noch sicherer fliegen zu können, wird durch ihre ständige Anwendung und durch kontinuierliche Auswertung und Beseiti¬ gung der erkannten Fehler erreicht. Der vorliegende Beitrag gab einen weiteren Einblick in das elektronische «Innenleben» von Luftfahrtsystemen, an denen ja ein Flugzeug so reich ist. Zum Abschluß sollen noch die äußeren, sichtbaren Zeichen der elektroni¬ schen Ausrüstung gezeigt werden: Die Antennen. Zur Darstellung wurde ein nicht existierender Flugzeugtyp mit den Antennenorten versehen (Bild 9), wie sie der Realität entsprechen. Die elektronische Ausrüstung eines Flugzeugs erweist sich als sehr vielfältig und nutzt Frequenzen von NF über HF und VHF/UHF bis in die GHz-Bereiche. Sie erleichtert an al¬ len Stellen die Arbeit der Besatzung und erhöht die Flugsicherheit. 79 Neue elektronische Bauelemente von TESLA/CSSR Dipl.-Ing.Jifi Tomkovic Von den neuen diskreten Bauelementen wären vor allem die Leistungs-FET zu nennen. Die n-Kanal-MOSFET KUNOS, KUN 10, KUN20 und KUN 40 ermöglichen es, die Vorteile der Feldeffekttransistoren, wie z. B. den hohen Eingangswiderstand, den äußerst niedrigen Ausgangswiderstand im durch¬ gesteuerten Zustand usw., auch bei hohen Strömen zu nutzen. Im Vergleich zu bipolaren Transistoren weisen die MOSFET im durchgesteuerten Zu- sfänd einen positiven Temperaturkoeffizienten und damit gewissermaßen einen Selbstschutz bei Überlastung auf; der aus der Bipolartechnik be- kannte 2. Durchbruch existiert, nicht. Nachfolgend einiger Daten: KUNOS KUN 10 die Zusammenstellung KUN 20 KUN 40 Uvs max 50 V 100 V 200 V 400 V °DS'ON'max (£/ gs =12./*/ ds = 6A4,5 A) o.i n 0,2 n *0,75 n 1,4 n 1 Ül Imin 3,0 S 2,7 S 2,2 S 1,7 S 80 ns/180 ns 10/160 ns 4>m:ix 12 A 12 A 7 A 4,5 A 4)Mma\ 36 A 36 A 21 A 13 A Der Drainrestslrom bei U cs ~ 0 und U DS “ ^DSnux 'St / Dss = 1 mA, der max. Gatereststrom bei U os = 0 und t/ GS = 20 V ist I GSS = 100 nA, die Abschnür¬ spannung bei U ui ~ U as und f DS = 10niA liegt im Bereich von U v -2 bis 5 V. Die Transistoren haben ein rO-220-Plastgehäuse mit R th ic = 1,86 K/W und F amax = 150°C, die max. Verlustleistung beträgt 70 W. Der Anwendungsbereich der Leistungs-MOSFET ist sehr groß. Sie Finden ihren Einsatz überall dort, wo mit einer geringen Steuerleistung eine relativ große Schaltleistung realisiert werden muß, z.B bei Schaltnetzteilen, Mikro¬ rechnerinterfaces, aber auch Breitband- und NF-Verstärkerschaltungen. Bild 1 gibt die Anschlußbelegung wieder. Der Transistor muß auf den Kühl¬ körper gegebenenfalls isoliert montiert werden, denn das Gehäuse führt das Drainpotential. Ein weiterer FET für Schalt- und NF-Anwendüngen bis 300 mA ist der n-Kanal-DMOS-Anreicherungstyp KSN 20. Der Transistor hat folgende Grenzwerte: 80 t^DSmax 200 V /oMmax ~ 800 fflA U Q somax = 20 V P DSmax = 630 mW /oinax = 300 mA T a = —55 bis +150°C Der Drainreststrom bei U DS = 160 V und U GS = 0 ist / DSS s 10 pA, der Gate¬ reststrom beträgt bei U cs = 20 V und t/ DS = 0V / GSS g 100 nA. Die Ab¬ schnürspannung liegt bei U as = t/ DS und I D = 1 mA im Bereich von U v = 1,5 bis 3.5 V. Der größte Widerstand im durchgesteuerten Zustand, d. h. bei Uqs=IQV, 7 d = 300 mA, wird mit 12 CI angegeben, die Steilheit bei U 0 s ~ 15 V und i D - 300 mA mit a 150 mS. Interessant ist auch die Ein- und Ausschaltzeit. Sie wird mit typ. 20 bzw. 30 ns bei t/ DD = 30V, / D = 280 mA und t/ GS = 10V angegeben. Der Transistor befindet sich in einem TO-92-Plastgehäuse mit Ä, hja = 200 k/W. In Bild 1 findet der Leser die Anschlußbelegung. Neu im Herstellungsprogramm von TESLA sind auch die Dual-Gate- FET KF 964, KF 966 und KF 982. Es sind n-Kanal-Verarmungs-FET, die den bekannten Typen BF 964, BF 966 und BF 982 entsprechen. Der KF 964 ist besonders für die Eingangsstufen der VHF-Kanalwähler oder Antennen¬ verstärker im III. Fernsehband geeignet, der KF 966 für die Eingangsstufen der UHF-Kanalwähler und Antennenverstärker und schließlich der KF 982 für die Eingangs- und Mischstufen im UKW-Tuner. Die Transistoren haben ein TO-JO-Plastgehäuse und werden durch Farbkode (einen Farbstreifen schräg am Gehäuse) gekennzeichnet. KUN 05/10/20140 KSN 20 Btld ] Anschlußbelegung und Baufomi der Transistoren KUN .... KSN20 und KF 9 ... 81 Der Grenzwert der Drain-Souce-Spannung wird mit 20 V angegeben, der des Stromes der beiden Gateanschlüsse mit ± 10 mA, des Drainstromes mit 30 mA bzw. 40 mA bei KF 982. Die max. Verlustleistung ist 300 mW. Die Abschnürspannung kann max. —2,5 V für Gl und —2 V (-2,1 V bei KF 982 ) für G2 bei / DS = 10 pA und U als = 0 V bzw. U G2S = 4 V betragen. Die dynamischen Eigenschaften der Transistoren werden in den y-Parame- tern zusammengefaßt, um einen möglichst exakten Entwurf der Verstärker¬ stufen zu erreichen: - KF 964 Arbeitspunkt: U DS = 15 V 3-11 312 2,87 0,02 14,2 s = 4 V y21 322 17,18 1,41 U DS = 10 mA f = 200 MHz - KF 966 Arbeitspunkt: U DS = 15 V >11 ,vl2 2,78 0,02 14,2s = 4 V 321 322 17,18 1,41 Uos = 10 mA f = 200 MHz >11 312 11,45 0,03 321 322 17,03 5,23 f = 800 MHz - KF 982 Arbeitspunkt: t/ DS = 10 V 3ll 312 5,09 0,03 14}2s = 4 V 321 322 17,47 1,55 Ids = 10 mA / = 200 MHz 3ll 312 9,19 0,02 321 322 25,58 4,88 / = 400 MHz Die Rauschzahl liegt für den KF 964 bei typ. 1,5 dB (max. 2,8 dB), für den KF 966 bei typ. 1,5 dB (max. 3,9 dB) und für den KF 982 bei typ. 1,2 dB (bei dem oben angegebenen Arbeitspunkt und einer Frequenz von 200 MHz). Bei 800 MHz hat der KF 966 eine Rauschzahl von typ. 2,8 dB. Für Mischstufen im Frequenzbereich bis 12,4 GHz mit einer Zwischen¬ frequenz von 30 MHz sind die Schottky-DioAen CS 13 und CS 14 entwickelt worden. Die max. Sperrspannung beträgt 3 V, der max. Durchlaßstrom 50 mA und die max. Verlustleistung 100 mW. Der pn-Übergang hat eine Kapazität von höchstens 0,3 pF bei CS 13 bzw. 0,2 pF bei CS 14. Der ZF- Widerstand bleibt bei 9,35 GHz unter 500 n. Die Überlastbarkeit ist für t= 1 ps und P m = 0,5 W mindestens 0,5 pJ. Bei den RCS 130, RCS131 und RCS 132 handelt es sich ebenfalls um Schottky-Dioden , die für die Balance¬ mischer im Frequenzbereich von 0,85 bis 18 GHz bestimmt sind. Für die HF-Sender im Frequenzbereich von 8,2 bis 12,4 GHz entwickelte man bei TESLA die Gunn-DioAe VCG 200. Diese Diode kann mit einer Be¬ triebsspannung von 9 + 0,2 V und einem max. Arbeitsstrom von 150 mA be¬ trieben werden. Die Ausgangsleistung beträgt dann im Frequenzbereich von 9,2 bis 9,5 MHz mindestens 10 mW. Das Angebot leistungselektronischer Bauelemente wurde um 2 neue Rei¬ hen erweitert. Die Typenreihe KT 130 umfaßt schnelle Thyristoren mit einer Blockierspannung von 600 bis 800 V und einem mittleren Durchla߬ strom von 6 A. Die Ausschaltzeit wird bei T c = 70 °C, U DM = 600 V, der max. Strom- und Spannungsanstiegsgeschwindigkeit von -40 A/ps bzw. 300 V/ 82 1-BP 18-E4 32-G4 46-G1 2... 5-NC 19-D4 33-DT 47 6-E1 20-C4 34-B3 48 NC 7-Dl 21-T4 35-A3 49 8-C1 22-E5 36-F3 50-BP 9-77 23-D5 37-G3 10- E2 24-C5 38-B2 11- D2 25-B5 39-A2 12- C2 26-A5 40-F2 13- -T2 27-F5 41-G2 14- E3 28-G5 42-NC 15- D3 29-B4 43-B1 16- C3 30-A4 44-Al 17- T3 31-F4 45-F1 Bild 2 Anschlußbelegung und Bauform der LCD-Anzeige 5 DT 801 B MS mit tqSöjus angegeben. Der Blockierstrom ist / D s 1,5 mA, der Halte¬ strom / H s 100 mA, der Arbeitstemperaturbereich -55 bis + 125°C. In den Typenreihen KT 739 und KT 739A wurden Triacs mit einer max. Blockierspannung von 400 bis 900 V und einem effektiven Durchlaßstrom von 10 A (periodischen Spitzenstrom von 30 A) vorgestellt. Die Steuerelek¬ trode wird charakterisiert durch eine mittlere Verlustleistung von max. 0,5 W und einen Zündstrom von s 80 mA. Die kritische Spannungsan¬ stiegsgeschwindigkeit der Kommutierungsspannung ist s 6 V/ps, der Halte- und Blockierstrom s 50 mA bzw. s 1 mA, der Arbeitstemperaturbereich -40 bis +100°C. Diese Triactypen werden in den Kühlkörper eingepreßt. Beide Typenreihen, d. h. KT 739 und KT 739A, unterscheiden sich nur ge¬ ringfügig in der Gehäuseausführung. Die Auswahl der diskreten Bauelemente wird nun mit der sicherlich für viele Elektronikamateure interessanten 5stelligen LCD-Anzeige mit einer Zeichengröße von 17,8 mm, der 5 DT 801 B, abgeschlossen. Ebenso wie die in der Produktion befindliche 3V 2 stellige Anzeige 4 DT 822 B ist die 5 DT 801 B mit Drahtanschlüssen versehen, so daß sie direkt in die Leiter¬ platte eingelötet werden kann. Die Belichtung kann von hinten vorgenom¬ men werden (Durchlicht-Ausführung). Der Effektivwert der Betriebsspan- 83 nung muß im Bereich von 3,5 bis 8 V liegen, die Frequenz im Bereich von 20 bis 150 Hz. In Bild 2 sind die entsprechende Bauform und die Anschlu߬ belegung ersichtlich. Für anspruchsvolle Meßaufgaben wurden die Operationsverstärker MAC 523 C, MAE 524 C und MAB 524 C entwickelt. Auf dem Chip sind Rückführwiderstände, die eine stufenweise Verstärkungseinstellung von 1, 10, 100 und 1000 ermöglichen sowie Schutzschaltungen für beide Eingänge integriert. Die integrierte Schaltung verfügt weiterhin über einen offenen Ausgang, über Anschlüsse zur Kompensation der Eingangs- und Ausgangs¬ offsetspannung. Die Betriebsspannung beträgt g +18 V, die Differenzein¬ gangsspannung s 36 V, die Spannung am Referenzeingang s U cc und die Verlustleistung s 180 mW. Der Arbeitstemperaturbereich wird für den MAC 524 C mit -55 bis +125°C angegeben, für den MAE 524 C mit -25 bis +85°C und für den MAB 524 Cmit 0 bis +70°C. Im Übersichtsschalt¬ plan (Bild 3) sieht man, daß es sich in diesem Fall um einen Instrumenta¬ tionsverstärker mit einer , hohen Genauigkeit handelt. Das soll an Hand einiger ausgewählter Daten verdeutlicht werden: G = 1 G = 10 o II o o G=1000 max. Verstärkungsfehler in % ((/„ = + 10 V) MAE 524 C 0,02 0,10 0,25 0,50 MAC 524 C, MAB 524 C 0,05 0,25 0,50 2,00 max. Nichtlinearität in % (U 0 = -10 bis +10 V) MAE 524 C 0,003 0,003 0,003 0,01 MAC 524 C, MAB 524 C 0,01 0,01 0,01 0,01 min. Gleichaktunterdrückung in dB MAE 524 C 80 100 110 120 MAC 524 C, MAB 524 C 70 90 100 110 max. Temperaturkoeff. in ppm/K MAE 524 C, MAC 524 C 5 10 25 50 MAB 524 C 5 15 35 100 Grenzfrequenz (U 0 = 100 mV, £/ cc = ± 15 V) typ. 1 MHz 400 kHz 150 kHz 25 kHz -w\m RB Z TRIMIN^Öi TFtlMM\ÖS REF -Ucc +ü cc IÜ \RG 7 WTRIMOUT \ n M xWlf- MAC524C MAC 524 C MAB 5240 E WM OUT x100 $L 1 * TO *T$K \xW0 Tßxmo 1Ö\ SNS OUT SNS •OUT 4REF Bild 3 Anschlußbelegung und Übersichtsschaltplan des MAC 524 C/MAE 524 C/ MAB 524 C 84 Bild 4 Nullpimntkonektur der Eingangs- und Ausgangsoffsetspannung des MAC 524 C Die Eingangsoffsetspannung ist je nach Typ £ 50 bis 250pV, der Eingangs¬ ruhestrom £ 15 bis 50 nA, die Ausgangsoffsetspannung £2 bis 5 mV und der Ausgangsoffsetstrom £ 10 bis 35 nA. Der Eingangswiderstand liegt typ. bei 10 9 CI, die Eingangskapazität bei 10 pF, die Slew Rate bei 5 V/ps und der Betriebsstrom bei typ. 3,5 mA (max. 5 mA). Die Verstärkung wird durch die Verbindung von pin 11, pin 12 bzw. pin 13 mit pin 3 eingestellt. Es be¬ steht aber auch die Möglichkeit, über einen äußeren Widerstand eine an¬ dere Verstärkung einzustellen. In Bild 4 ist die Beschaltung zur Ein- und Ausgangsoffsetkompensation zu sehen. Der Schaltkreis befindet sich in einem löpoligen DIL-Keramikgehäuse, die Anschlußbelegung ist ebenfalls aus Bild 3 ersichtlich. Der MHB 576 ist zur Regelung der Intensität ohmscher Lichtquellen auf dem Prinzip der Phasenanschnittsteuerung bestimmt. Er besteht aus einem 7-bit-Ringzähler, der die halbe Periode der gesteuerten Spannung in 12S Zeitabschnitte aufteilt, und einem weiteren 7-bit-Vor-/Rückwärtszähler (Intensität-Speicher), der direkt durch die Eingänge SENS und EXT vom Nutzer gesteuert wird. Ein Komparator generiert dann durch den Ver¬ gleich der beiden Zählerstände einen Ausgangsimpuls. Über die Eingänge SENS und EXT kann dadurch einerseits die Leistung an einem Leistungs¬ steller (z. B. Triac) verändert werden - das Steuersignal liegt länger als 20 Perioden der gesteuerten Spannung an. Andererseits bewirkt ein Steuer¬ signal in einer Länge von 2 bis 20 Perioden der gesteuerten Spannung das Blockieren des Vor-/Rückwärtszählers bzw. das Aktivieren des Kompara¬ tors und somit das Aus- bzw. Einschalten des Leistungsstellers. Bei jeder Aktivierung der Steuereingänge (länger als 20 Perioden) oder beim Errei¬ chen der Endlagen des Vor-/Rückwärtszählers (sprich des minimalen bzw. maximalen Zündwinkels) wird die Intensitätsänderung ihre Richtung wech¬ seln. Der Eingang SENS wurde als Berührungssensor ausgeführt, der Ein¬ gang EXT gestattet den Anschluß langer Leitungen (höhere Störsicherheit). Die IS weist einen Oszillator auf, der auf der 2048fachen Frequenz der ge¬ steuerten Wechselspannung schwingt und mit einer PLL-Schleife synchro¬ nisiert wird. Die Netzüberwachung bewirkt einen Sparbetrieb und damit In- 85 MHB 576 Bild 5 Anschlußbelegung, Übersichtsschaltplan und Schaltungsbeispiel für den Ansreuer¬ schallkreis MHB 576 formationserhalt bei kurzen Netzausfällen. Die max. Betriebsspannung ist 20 V, ebenso die max. Spannung an allen Eingängen. Die Arbeitsfrequenz muß >45 Hz sein, die Verlustleistung ist §250 mW, der Betriebsstrom g 1,4 mA, der Betriebsruhestrom §0,85 mA (t/ DD = 1,5 V). Der Schaltkreis stellt einen Zündstrom von g40 mA bereit. Der IS wird in einem 8poligen DIL-Plastgehäuse in NMOS-Technologie hergestellt. In Bild 5 sind der Übersichtsschaltplan und ein Anwendungsbeispiel dargestellt. Der MHB 7106 ist ein 3V 2 stelliger A/D-Wandler mit Ausgängen zur An¬ steuerung von LCD. Der IS entspricht dem ICL 7106 und ist pin- und funk¬ tionskompatibel zum ICL 7136, der unter der Bezeichnung C 7136 D vom VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) hergestellt wird und in [3] ausführlich beschrieben wurde. Der Typ 7106 unterscheidet sich vom 7136 lediglich durch eine höhere Leistungsaufnahme (höheren Ruhestrom der Treiberstu¬ fen und des Integrators). Daraus resultieren einige Abweichungen in der Dimensionierung (Bild 6). Der Schaltkreis wird in einem 40poligen DIL- 86 Plastgehäuse in CMOS-Technologie hergestellt. Folgende Grenzwerte wur¬ den angegeben: U mt> = -0,3 ... 15 V Ui = U Bd ... U ss P tot = 80 mW U 4 o = U tesl ... U DD T a = 0 bis 70“C Unter der Bezeichnung MHB 7524..., MHB 7533 ... und MHF7533... sind weitere D/A-Wandler in CMOS-Technologie vorgestellt worden. Der MHB 7524... ist ein 8-bit-D/A-Wandler, der ein R-2R-Widerstandsnetz- werk, einen Rückführwiderstand, Stromschalter und ein /WR- und /CS-ge- steuertes Eingangsregister enthält. Bei L-Pegel am /CS- und /WR-Eingang folgt der Ausgang den Änderungen an den logischen Eingängen (direkte Umwandlung). Bei H-Pegel an /CS oder /WR wird die letzte anliegende Bi¬ närinformation vor der L/H-Flanke gespeichert, und damit bleibt der ana¬ loge Wert am Ausgang erhalten. Der D/A-Wandler benötigt eine hochsta¬ bile Referenzspannungs- bzw. Stromquelle und, wenn notwendig, einen OPV am Ausgang als Stromspannungswandler, denn der Schaltkreis verfügt über 2 Stromausgänge. Die max. Betriebsspannung beträgt U DD = 17 V, die max. Referenzspan¬ nung C/ Rsr = +25 V, ebenfalls die Spannung an den Rückführwiderständen; die Spannung an den logischen Eingängen sowie an den Stromausgängen Bau¬ element Meßbereich ZOO m VfUfäf -100 mV) 2 V (U REF *" 7 V) RI 24 kS 24 kS RZ 47 kS 470 kS R3 100 kS WO kS RU 1 k2 25 kQ R5 1 MS 1 MS Gl 0,1 pF 0,1 pF CZ 0,47pF 0,047 pF C3 0,22 uF 0,22 pF C4 100 pF 100 pF C5 0,01 pF 0,01 pF Bild 6 Typische Beschaltung für den A/D-Wandler-Schaltkreis MHB 7106 87 ist -0,3 ... U DD . Die max. Verlustleistung ist 500 mW und der Betriebstem- peraturbereich 0 bis 70°C. Der Arbeitsstrom liegt, je nach Typ und Betriebs¬ spannung, für U IN = 2,4 V bei 7 DDO sl00 bis 500 pA bzw. für U In = 0,8 V bei / DDO s 2 bis 5 mA. Die integrale Nichtlinearität übersteigt im gesamten Temperaturbereich bei i/ DD = 5 V nicht ± I / 2 LSB bzw. bei t/ DD =15V ±V 4 LSB, der Eingangswiderstand am pin 15 liegt bei 5 bis 20 kCl, der Aus¬ gangsoffsetstrom /outi /2 ü 50 nA bei T t = 25 °C. Weiterhin wird die Verzöge¬ rung des Analogausgangs gegenüber den Digitaleingängen bei einem Sprung von 0 V auf U DD mit 60 ns ( U DD = 5 V) bzw. 20 ns bei ( U DD = 15 V), bei einem Sprung von U DD auf 0 V mit 150 ns (C/ DD = 5V) bzw. 120 ns (f/ DD = 15 V) angegeben (90% des Analogwerts am Ausgang, R, C ovt = 100n/13pF). Der IS wird in 3 Modifikationen angeboten als MHB 7524, MHB 7524 J und MHB 7524 K. Die angegebenen Werte beziehen sich auf den MHB 7524 K; die Typen MHB 7524 und MHB 7524 / weisen zum Teil etwas schlechtere Parameter auf. Der Schaltkreis wird in einem löpoligen DIL- Plastgehäuse hergestellt, Bild 7 gibt die pin-Belegung wieder. Der MHB 7533 ... bis MHF 7533 ... ist ein direkter 10-bit-A/D-Wandler, der im Unterschied zu MHB 7524 kein Eingangsregister enthält, der Aufbau und die Grenzwerte sind aber gleich. Die max. integrale Nichtlinearität wird im gesamten Temperaturbereich mit ±‘/ 2 LSB angegeben, der Ein¬ gangswiderstand am pin 15 ebenfalls mit 5 bis 20 kO, der Ausgangsoffset¬ strom mit /out S +50 bis +200 nA bei T a = 25°C, der Strombedarf bei [/ iN = 2,4 V mit I DD0 § 100 bis 700 pA bzw. bei U, N = 0,8 V mit / DD0 § 4 bis 7 mA je nach Typ und Betriebsspannung. Die bereits erläuterte Verzöge¬ rungszeit beträgt für beide Fälle, d. h. von 0 V auf Uw und umgekehrt, 150ns bei U DD = 5 V und 50 ns bei U DD =15V (7’ A =25°C). Der MHB 7533:.. ist für einen Betriebstemperaturbereich von 0 bis 70°C be¬ stimmt, der MHF 7533 ... ermöglicht einen Einsatz im erweiterten Tempe¬ raturbereich von -40 bis +85°C. Auch in diesem Fall gibt es mehrere Mo¬ difikationen: den MHB 7533, ... J, ... K, ... L und MHF 7533J, ... K, ... L\ [«] DB0ILSB) DB3 DB1 DB4 DB2 DBS S Bild 7 Anschlußbelegung der 8-bit- bzw. 10-bit-A/D-Wandler-Schaltkreisserien MHB 7524 ... und MHB 7533 .../MHF 7533 ... 88 wobei der L-Typ die besseren Parameter aufweist. Der IS wird ebenfalls in einem löpoligen DIL-Plastgehäuse hergestellt, die pin-Belegung gibt das Bild 7 wieder. Alle Typen, d. h. MHB 7524..., MHB 7533... und MHF 7533 ... sind im gesamten Betriebs- und Temperaturbereich voll TTL- kompatibel. Ein weiterer Schaltkreis in CMOS-Technologie ist der statische RAM MHB 4514 mit einer Speicherkapazität von 4096 bit in einer Organi¬ sation von 1 Kbit x 4. Sowohl in der pin-Belegung als auch in den Grenz¬ werten gleicht er dem U 224 D. Lediglich in der Funktion und den stati¬ schen und dynamischen Kennwerten gibt es einige Abweichungen. Im Ge¬ gensatz zum U 224 D hat der MHB 4514 kein Adreßlatch. Der statische Betriebsspannungsbereich wird mit t/ cc = 4,5 bis 5,5 V bei T a = 0 bis 70°C angegeben. Der max. Ruhestrom bei U cc = 5,5 V liegt unter 100 pA, der Eingangsleckstrom im Bereich -1,0 bis +l,0pA, U OH g 2,4 V und I/ O lS 0,4 V, die Schlafspannung U ccs > 2,0 V. Von den dynamischen Kenn¬ werten seien nur die Adreß- bzw. /CS-Zugriffszeit genannt, die § 650 ns ist, und die negative /WE-Impulsdauer mit g 350 ns. Der MHB 4514/4 weist mit einer Adreß- bzw. /CS-Zugriffszeit von s 450 ns etwas bessere dynami¬ sche Eigenschaften auf. Der IS befindet sich ebenso wie der U 224 D in einem 18poligen DIL-Plastgehäuse, die pin-Belegung ist z. B. in [4] unter U 214 D bzw. U 224 D ersichtlich. Literatur [1] Technicke zprävy - Novinky 1988 (predbeznc technicke udaje): Diskretni polovodi- cove soucästky. Tesla Roznov, Roznov pod Radhoätem 1987. [2] Technicke zprävy - Novinky 1988 (predbezne technicke udaje): Integrovane ob- vody. Tesla Rolnov. Roznov pod Radhostem 1987. [3] Gittner/Kahl, Analog-Digital-Wandler C7136D. radio fernsehen elektronic 36 (1987) Heft 12, Seite 762 bis 767. [4] Kieser/Bankel, Einchipmikrorechner. Berlin 1986. 89 Dipl.-Ing. Frank Roscher Spulenmagnetbänder und Zubehör von ORWO Beim VEB Fotochemisches Kombinat wird das Audiobandangebot für den Amateurbedarf fortlaufend verbessert. So entfielen erneut Magnetbandty¬ pen, die durch bessere ersetzt wurden. Ebenso hat sich das Angebot an Zu¬ behör vergrößert. Entsprechend dem Produktionsstand werden die aktuellen Bandtypen sowie das Zubehör vorgestellt und einige allgemeine Hinweise gegeben. Es sei darauf verwiesen, daß mit dem vorgestellten Sortiment kein Einzelhandelsnachweis gegeben ist. Band-Klassifizierung Bezüglich der Gesamtdicke wird allgemein die nachstehende Klassifizie¬ rung von Audiobändern vorgenommen Standardband (SP - Standard Play) Dieses Normalband hat eine mittlere Gesamtdicke von 50 pm. Standard¬ bänder werden bevorzugt im Studiobetrieb bei hohen Bandgeschwindigkei¬ ten (38,1 cm/s) verwendet. Langspielband (LP= Long Play) Es handelt sich um ein Magnetband mittlerer Dicke von 35 pm. Dieses Band hat bei gleichem Wickeldurchmesser gegenüber dem Standardband etwa die eineinhalbfache Bandlänge. Doppelspielband (DP= Double Play) Dieser Bandtyp, auch als Duoband bezeichnet, hat gegenüber dem Stan¬ dardband bei gleichem Wickeldurchmesser die doppelte Bandlänge. Die .Gesamtdicke liegt im Mittel bei 25 pm. Doppelspielbänder werden auf mo¬ dernen Geräten mit niedrigen Bandzügen eingesetzt. Dreifachspielband (TP= Triple Play) Dieses Band weist gegenüber dem Standardband eine 3fache Laufzeit auf. Die Gesamtdicke beträgt 18 pnr. Als gewisser Nachteil der Triplebänder sei genannt, daß sie sich nicht bis zu einem beliebigen Durchmesser glatt wik- keln lassen. 90 Typbezeichnung für ORWO-Bänder Die Spulenmagnetbänder werden EDV-gerecht mit 3ziffrigen Zahlen ge¬ kennzeichnet. Für Audiobänder gilt folgener Typenschlüssel; 1. Ziffer- Anwendungsbereich 1 - Audioband (für Schallaufzeichnung) 2. Ziffer = Bandklassifizierung 0 - Standardband 1 - Langspielband 2 - Doppelspielband 3 - Dreifachspielband 3. Ziffer = Weiterentwicklungen Sie kennzeichnet Typverbesserungen bzw. Weiterentwicklungen. Nachsätze = besondere Eigenschaften. LN = Low Noise. Wörtlich übersetzt heißt das niedriges Geräusch und bedeu¬ tet, daß solche Bänder ein sehr niedriges Grundrauschen aufweisen. LH = Low Noise/fligh Output. Eigenschaften: extrem rauscharm, hoch aus¬ steuerbar. Bandspulen Spulenmagnetbänder für Heimmagnetbandgeräte werden ausschließlich auf Doppelflanschspulen konfektioniert. Diese sind im Außen- und Kerndurch¬ messer genormt. Gebräuchlich sind folgende Spulengrößen mit (Außen-)- Nenndurchmesser in cm: 8, 10, 13, 15, 18, 22. ORWO bietet seit 1983 Vollflanschspulen an, die formstabiler sind und das Band besser schützen. Sie erlauben zudem wegen ihrer guten Formge¬ nauigkeit bessere Wickeleigenschaften. ORWO-Produktionssortiment Im Verlauf der vergangenen Jahre entfielen einige langjährig produzierte Bandtypen, die durch verbesserte ersetzt wurden. Im folgenden nun das Sortiment, das im VEB Fotochemisches Kombinat Wolfen produziert wird. 91 Typ 103 Dieses Standardband ist vorwiegend für Studiobetrieb vorgesehen, im Heimbereich eignet es sich lediglich für ältere Geräte mit hohen Bandzü¬ gen. Wegen der hohen Gesamtdicke schmiegt sich das Band schlecht an die Tonköpfe an, was zu gewissen Einbußen führt (Band-Kopf-Kontakt). Typ 103 ist daher nicht für die 4-Spur-Technik geeignet. Typ 114 LH Dieses Langspielband weist HiFi-Eigenschaften auf. Es kann auf allen Heimmagnetbandgeräten eingesetzt werden, auch auf älteren Bandmaschi¬ nen mit höherem Bandzug. Eine Qualitätssteigerung ist auf Geräten der Mittelklasse zu erzielen, wenn diese auf den Bandtyp eingemessen wurden. Der Nachsatz LH deutet auf geringes Grundrauschen und höhe Aussteuer¬ barkeit hin. Typ 114 LH ist anwendbar auf Halb- und 4-Spur-Geräten. Typ 116 LN Dieser neue Bandtyp löst das Langspielband Typ 113 ab. Typ 116 LN liegt in seiner Qualität zwischen den bisherigen Typen 113 und 120. Es können solche wichtigen Parameter wie Grundrauschen und Wiedergabe der hohen Frequenzen verbessert werden. Es hat aber nur LN-Eigenschaften. Typ 116 LN ist einsetzbar auf allen Geräten der mittleren Qualitätsstufe, wie z.B. B 100/101 von TESLA. Typ 122 LN Dieser Typ löst die Doppelspielbänder 120 und 121 LN ab. Typ 122 ent¬ spricht in seinen Eigenschaften weitgehend dem Typ 121 LN. Es ist rausch¬ arm und in seiner optimalen Vormagnetisierung dem internationalem Stand angeglichen. Sehr homogene und glatte Bandoberflächen gewährlei¬ sten einen optimalen Band-Kopf-Kontakt. Typ 122 ist besonders für mo¬ derne Bandgeräte der Mittelklasse geeignet. Durch die geringe Gesamtdicke ist dieser Bandtyp mechanisch empfindlicher, somit nicht auf alten Geräten wie BG 23, BG 26 u.ä. einsetzbar. Typ 123 LH Bei diesem Bandtyp handelt es sich um ein Magnetband höchster Qualität, das speziell für Heimgeräte der HiFi-Klasse entwickelt wurde. Durch den Einsatz eines neuen LH-Magnetits wurden solche wesenlichen Parameter wie Grundrauschen, maximale Wiedergabespannung, Höhenwiedergabe und Aussteuerbarkeit über den gesamten Frequenzbereich gegenüber den Typen 121 und 122 erheblich verbessert. Vom Einsatz auf alten Bandgeräten muß abgeraten werden, weil durch ihre hohen Bandzüge die Gefahr der Banddehnung groß ist. Typ 131 LH Dieses Dreifachspielband schmiegt sich auf Grund der geringen Gesamt¬ dicke besonders gut an die Tonköpfe an. Es ist nur für hochwertige Band¬ maschinen mit sehr geringem Bandzug zu empfehlen. Typ 131 ist mecha¬ nisch sehr empfindlich, d. h., die Mechanik der Bandmaschine muß exakt justiert sein (Wickelzug, Bremsen). Auch der Umgang mit diesem Bandtyp 92 erfordert etwas Feingefühl, denn er bekommt leicht Knicke oder Falten, was zu Wiedergabestörungen führt. In Tabelle 1 sind wichtige technische Kennwerte der neuen Bänder ange¬ führt. Tabelle 2 enthält die Konfektionierung für den Amateursektor. Schließlich ist in Tabelle 3 nochmals der Zusammenhang von Bandlänge und Spieldauer für die 2 üblichen Bandgeschwindigkeiten dargestellt. Tabelle 1 Technische Kennwerte der ORWO-Spulenbänder 103 Bandtyp 114 LH 116 LN 122 LN 123 LH 131 LH relative Vormagne¬ tisierung V 1,08 1,38 1,2 1,2 1,38 1,2 N ennflußabstand D 0 in dB +6 + 8 +6 + 6 + 8 + 3,5 relative Empfind¬ lichkeit D e in dB -1 -0,5 -1 -0,5 0 -1,5 relative Höhen- empfmdlichkeit Ain dB -6,5 -2,5 -2,5 1 © -1,5 +0,5 Klirrdämpfungsmaß Aj in dB 37 44 34 39 45 31 Kopierdämpfungs¬ maß D k in dB 58 56 56 58 56 52 Aussteuerbarkeit Ao max in 10 kHz in dB -6 -1 -3 0 + 1 -1 Betriebsgeräusch¬ spannungsabstand Ar bezogen auf Nennfluß in dB 60 66 56 61 68 63 maximale Zugkraft in N 45 30 30 20 20 15 Gesamtdehnung in % plastische Dehnung in % 0,1 für alle 1 0,1 0,1 0,06 0,06 0,06 Spulendurch¬ messer in cm Bandlängen in m Standard Lang Doppel 3 fach 103 114 LH 116 LN 122 LN 123 LH 131 LH 8 _ 65 1 » 90 135 10 — 135 180 270 13 180 270 360 540 15 270 360 540 730 18 360 540 730 - Tabelle 2 Konfektionierte Spulengrößen und Bandlängen 11 entfällt bei Typ 114 LH 93 Bandlänge in m Spieldauer in min 9,5 cm/s 19 cm/s 65 2 x 11 2 x 5 90 2x 15 2 x 7 135 2x 22 2xll 180 2x 30 2X15 270 2X 45 2x22 360 2x 60 2x30 540 2x 90 2x45 730 2x120 2X60 Tabelle 3 Spieldauer für 2 Bandgeschwindigkei¬ ten in Abhängigkeit von den Bandlän¬ gen Nützliches Zubehör Der VEB Filmfabrik Wolfen bietet selbstverständlich wie jeder Magnetband¬ hersteller entsprechendes Zubehör an. Auch dazu ein kurzer Überblick. Kennbänder Zur Kennzeichnung von Bandanfang und -ende werden wie international üblich 2 Farben verwendet: Grün für Bandanfang, Rot für Bandende. Kenn¬ bänder erfüllen aber auch noch einen anderen wichtigen Zweck. Beim Ein¬ fädeln in die Bandspule würde das Magnetband sicher oft beschädigt wer¬ den (Knicke z. B.). Daher sind Kennbänder als Vorspannband angeklebt. ORWO bietet Kennbänder in 10 Farbvarianten an, davon 5 Farben mit 1 farbiger Deckschicht für Mono-, 5 weitere mit 2farbiger Deckschicht für Stereoaufzeichnungen. Damit kann an Hand der Kennbänder für das eigene Archiv eine gute Unterscheidung getroffen werden. Kennband ist be¬ schriftbar. Diese PETP-Kennbänder haben eine Gesamtdicke von 35 pm und wer¬ den in 10-m-Länge in Plasteschachteln angeboten. In Tabelle 4 ist das Sor¬ timent zusammengestellt. Typ Farbe Bemerkungen 721 grün 722 rot zur Kennzeichnung 723 weiß von Monoaufzeich¬ 724 gelb nungen 725 blau 761 grün/weiß 762 764 765 766 rot/weiß gelb/weiß blau/weiß schwarz/ weiß zur Kennzeichnung von Stereoaufzeich¬ nungen Tabelle 4 Übersicht zu den ORWO-Kennbändern 94 Hinterklebeband Typ 741 Flüssigkleber, wie er vor Jahren noch üblich war, läßt sich für Polyesterbän¬ der nicht anwenden. Es können dadurch Bandbeschädigungen eintreten. Das einzige Klebemedium ist das Hinterklebeband Typ 741, das den Typ 740 ablöst. Es kann sowohl zum Kleben von Magnetband-Magnetband als auch Magnetband-Kennband bzw. Kennband-Schältband benutzt wer¬ den. Das Klebeband ist mit einer Breite von 6 mm etwas schmaler als das eigentliche Magnetband. Im Handel wird es in 10-m-Rollen in Plastedosen angeboten. Schaltband Typ 732 Moderne Magnetbandgeräte haben Endausschalter, die mit einem Stück¬ chen Schaltband den Antriebsmechanismus stoppen. Das metallkaschierte Schaltband wird zweckmäßigerweise in der Mitte des Kennbands vorgese¬ hen. Die Konfektionierung ist identisch mit der von Kenn- und Klebebän¬ dern. ORWO-Klebe-Set Zur Erleichterung von Bandmontagen aller Art ist das Klebe-Set im Ange¬ bot, das international als Cutterbox bezeichnet wird. Der Inhalt ist folgen¬ der: 10 m Hinterklebeband 741, 20 m Kennband 721 (grün), 20 m Ke n- band 722 (rot), 20 m Kennband 723 (weiß), 10 m Schaltband 732 : ld 8 Bandklammern. Die beiliegende Gebrauchsanweisung gibt die nötigen Hinweise, so daß hier darauf verzichtet werden kann. Stereo-Testband Sehr nützlich dürfte für den Magnetbandamateur dieses Stereo-Testband sein. Mit ihm ist es möglich, z. B. die richtige Lautsprecherpolung, die Sei¬ tenzugehörigkeit oder das Lautstärkegleichgewicht zu überprüfen. Aufge¬ zeichnet sind entsprechende Erklärungen und Musikbeispiele. Es wird als Doppelspielband geliefert für die beiden Bandgeschwindigkei¬ ten 9,53 und 19,05 cm/s. Konfektioniert wird das Testband auf Plastespulen mit 10 cm Durchmesser und den Bandlängen 70 m (9,53 cm/s) bzw. 140 ni (19,05 cm/s). Damit steht dem Amateur für Stereomagnetbandanlagen ein gutes Hilfs- und Servicemittel zur Verfügung. Pflege beugt vor Abschließend noch einige Hinweise zur Bandpflege. Obwohl die Bänder nicht bis in alle Ewigkeit halten, kann für ein verlängertes Leben doch einiges getan werden. Ein ständiges Problem ist die Bandverschmutzung. Wo immer etwas reibt, entsteht elektrostatische Aufladung. So auch beim Magnetband, ganz besonders in zentralbeheizten Räumen. Aufgeladene Bänder aber ziehen Staub an. Die mikrofeinen Abmessungen des Kopfspalts machen Fehler 95 durch Bandverschmutzung leicht hörbar (drop-out’s). Dagegen hilft gele¬ gentliches Reinigen des Bandes. Ein kleiner zusammengelegter Filzstreifen, den das Band im Schneilauf durchläuft, nimmt allen Schmutz ab. Sehr praktisch dafür sind die Bandreinigungsgabeln, wie sie zu den Bandgeräten von UNITRA mitgeliefert werden. Extrem verschmutzte Bänder gehören in die Mülltonne. Die Erfahrung zeigt, daß Staubteilchen in Verbindung mit feuchter Luft eine dünne verhärtete Schmutzschicht an Tonköpfen und Bandführungselementen bilden. Es steht auch die Frage, wie sich Banddehnungen vermeiden lassen. In den meisten Fällen ist das auf übermäßigen Wickelzug zurückzuführen. Der Zug scheint beim Wickeln des Bandes verhältnismäßig klein zu sein, doch übt jede Bandwindung auf die vorhergehende einen gewissen Druck aus, der für die Windungen in Kernnähe bedeutend wächst. Wer also Bän¬ der häufig umwickelt, muß auf übermäßige Spannungen achten. Wird ein Band äußerst selten benutzt, so sollte es vor Gebrauch umgewickelt werden, um es von Spannungen und Adhäsionen zu befreien und geschmeidig zu machen. Es ist auch durchaus nicht gleichgültig, welche Temperatur und Luft¬ feuchtigkeit der Raum hat, in dem Magnetbänder aufbewahrt werden. Ge¬ eignet sind Räume mit normaler Luftfeuchtigkeit (40 bis 65% relative Feuchte). In fernbeheizten Räumen aufbewahrte Bänder werden häufig spröde. Lagert man solche Bänder nachträglich bei normaler Luftfeuchtig¬ keit, so läßt sich ihr ursprünglicher Zustand meist wiederherstellen. Sehr alte Bänder werden an den Rändern zu Krepp. Sie liegen dann nicht mehr bis zum äußeren Rand an den Köpfen an. Bei 4-Spur-Technik liefern nur Bänder mit absolut sauberen Kanten gute Ergebnisse. Bei welligen Bän¬ dern gibt es nur einen guten Rat - Abschied nehmen vom Band. Grundsätzlich sollten Spulenbänder niemals ohne Schutzhülle gelagert werden. Auch bei nur kurzfristiger Lagerung ist es zweckmäßig, sie in den Originalkartons oder Kunststoffbehältern aufzubewahren. Damit schützt man Spulenbänder vor Staub und Beschädigungen unterschiedlicher Art. 96 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE NF-Verstärkerschaltkreise und ihre Beschaltung (II) Der Beitrag wird fortgesetzt mit Hinweisen zu NF-Schaltkreisen aus der Produktion der CSSR, der VR Polen und der SR Rumänien. Zum NF-Ver- stärkerschaltkreis MDA 2010/2020 (18/25 W NF) aus der Produktion von TESLA/CSSR werden keine Hinweise gegeben, da dazu im Elektronischen Jahrbuch 1983 ein ausführlicher Beitrag enthalten ist. NF-Verstärkerschaltkreise aus der CSSR-Produktion Für NF-Leistungen von etwa 5 W liefert die Firma TESLA den Schaltkreis MBA 810 in unterschiedlichen Ausführungen, der internationalen Ver¬ gleichstypen entspricht. Der Typ MBA 810/S/AS enthält eine thermische Schutzschaltung, während beim MBA 810 DS/'DAS zusätzlich ein Überspan¬ nungsschutz integriert ist. Die Gehäuseform entspricht der des DDR-Typs A 210 E. Bild 1 zeigt die Schaltung, bei der der Lautsprecher gegen Masse geschaltet ist. Lfm bei niedrigeren Betriebsspannungen die NF-Ausgangslei¬ stung zu erreichen, kann man den Lautsprecher entsprechend Bild 2 gegen die Betriebsspannung schalten (der Auskoppelkondensator zwischen pin 12 und Lj ist besser auf 1000 pF zu erhöhen). Die Betriebsspannung liegt im Standardbeschaltung für den MBA 810 S/AS/DAS, Lautsprecher gegen Masse Bild 2 Standardbeschaltung für den MBA 810 S/ AS/DS/DAS für niedrige Betriebsspannung 97 Bereich von 5 bis 12 V, für den DS/DAA -Typ reicht sie bis 28 V. Die NF- Eingangsspannung liegt bei 40 bis 100 mV, die Gesamtstromaufnahme bei 500 mA. Für den Eingangswiderstand werden etwa 80 kfl angegeben. Mit R l = 4 CI, /= 1 kHz und k= 10% ergeben sich etwa folgende NF-Ausgangs¬ leistungen: £4 = 6,0 V, P a = 1,0 VA, 14 = 14,4 V, P 0 = 6 VA C4 = 9,0 V, P 0 = 2,5 VA, £4 = 16,0 V, P 0 = 7 VA. Äquivalente Typen sind aus der VR Polen (CEMI) die Typen UL 1481 P/T, aus der Ungarischen Volksrepublik (Tungsram) die Typen TBA 810 S/AS und TBA 810 DS/DAS. NF-Verstärkerschaltkreise aus der VR Polen Durch das Halbleiterkombinat CEMI der polnischen Industrie werden eine große Anzahl NF-Verstärkerschaltkreise unterschiedlicher NF-Ausgangslei- stung produziert. Die NF-Verstärkerschaltkreise UL 1401 UL 1405 haben unterschiedliche Betriebsspannungs- und NF-Leistungsbereiche. Das Gehäuse entspricht für die Typen UL 1401 UL 1403 P dem A210E. Während die Typen UL 1401... UF1405 L ein Leistungstransistergehäuse (T0-3) mit 9 An¬ schlußstiften haben. Bild 3 zeigt die Standardbeschaltung für diesen NF- Verstärkerschaltkreis. Folgende Werte werden angegeben: UL 1401 UP: £4 = 8 bis 16 V, U cc - 11 V, R h = 8 O, P 0 = 1 VA. UL 1402 UP: U m = 8 bis 18 V, U cc = 13,2 V, R L = 4 CI, P 0 = 2 VA. UL 1403 L/P: £4 = 8 bis 25 V, £/ cc = 18 V, R L = 8 D, P 0 = 3 VA. UL 1405 L: £7 CC = 8 bis 27 V, £4 = 22 V, R L = 8 CI, P 0 = 5 VA. Der NF-Verstärkerschaltkreis UL 1413 G für eine NF-Ausgangsleistung von 10 VA entspricht dem DDR-Typ A 2030 H/Vbzv. dem internationalen Typ IDA 2003. Bild 4 zeigt die Standardbeschaltung. Die Betriebsspannung liegt im Bereich von ±8 bis 18 V. Mit U cc = 14,4 V wird bei R L = 2Cl /= 1 kHz und k= 10% eine NF-Ausgangsleistung von P 0 = 10 VA (R L = 4 CI, P 0 = 6 VA) erreicht. Höhere Verstärkerleistungen sind mit der Brücken¬ schaltung möglich, Bild 5 gibt dafür ein Beispiel an. Bei £4 = 14,4 V, R l = 4 CI, /= 1 kHz und k= 10% ist die NF-Ausgangsleistung P 0 etwa 18 bis ISn Bild 3 Standardbeschaltung für den UL 1401... UL 1405 L/P 98 Bild 4 Standardbeschaltung für den UL 1413 G Bild 5 Stromlaufplan eines Brückenverstär¬ kers mit dem NF-Verstärkerschaltkreis UL 1413G Bild 6 Standardbeschaltung für den UL 1440 T 21 VA und bei £/ cc = 18 V beträgt sie 32 bsi 36 VA. Die Stromaufnahme liegt dann um / cc = 3 A. Der NF-Leistungsverstärkerschaltkreis. UL 1440 T entspricht etwa dem A 210 E, allerdings werden bis zu 10 VA Ausgangsleistung erreicht. Die Be¬ triebsspannung liegt im Bereich 6 bis 24 V bei I 0M = 3 A maximal. Bild 6 zeigt die Standardbeschaltung. Es werden etwa folgende Werte erreicht mit /= 1 kHz und k=10%: U cc = 20 V, R l = 4 O, P 0 = 10 VA, £4 = 18 V, fi L = 4fl, P 0 = 9 VA, *4 = 20 V, R l = 8 O, P a = 6,5 VA. Die NF-Eingangsempfindlichkeit beträgt etwa 250 mV und der Eingangs¬ widerstand ist hochohmig (5 MO). 99 Bild 7 Standardbeschaltung für den UL 1461 L In einem Leistungstransistergehäuse (TO-3) mit 12 Anschlüssen befindet sich der NF-Verstärkerschaltkreis UL 1461L. Der Betriebsspannungsbe¬ reich ist 8 bis 17 V bei l 0 u = 1,5 A. Mit P L = 4 CI, /= 1 kHz, k- 10% und (7 CC = 13,2 V beträgt die NF-Ausgangsleistung P„ = 3 VA. Die Innenschal¬ tung besteht aus einem Vorverstärker und einem Leistungsverstärker, die beide eine Spannungsverstärkung von je etwa 35 dB haben. Bild 7 zeigt die Standardbeschaltung für diesen Schaltkreis. Auch der NF-Verstärkerschaltkreis UL 1480 P entspricht einem interna¬ tionalen Typ (TBA 800) und hat die Bauform des A 210 E. Der Betriebs¬ spannungsbereich reicht von 5 bis 30 V bei 7 OM = l,5A. Mit t/ cc = 24V, R h = 16 O, /= 1 kHz und k= 10% beträgt die NF-Ausgangsleistung 5 VA. Zur Aussteuerung genügen 80 mV, der L-Eingangswiderstand ist etwa 5 MO. Bild 8 zeigt die Standardbeschaltung für den UL 1480 P. Bei R l = 8 O und U K = 18 V ist P 0 = 3,5 VA. Für kleinere NF-Ausgangsleistungen gedacht ist der NF-Verstärker¬ schaltkreis UL 1482 K/M, dem die internationalen Typen TBY 820 (UL 1482 K) bzw. TAA 611 (UL 1482 M) entsprechen. Der Betriebsspan¬ nungsbereich geht von 3 bis 16 V bei / OM = 1,5 A. Mit U K = 12 V, R L = 8 O, /=lkHz und k= 10% wird eine NF-Ausgangsleistung von P 0 = 2 VA er¬ reicht. Verwendet man die niedrige Betriebsspannung von t/ cc = 3,5 V, so wird eine NF-Ausgangsleistung von 0,15 VA erzielt, die z. B. für Taschen¬ empfänger ausreichend ist. Bild 9 zeigt die Standardbeschaltung für den UL 1482 K/M. Bild 8 Bild 9 Standardbeschaltung für den UL 1480 P Standardbeschaltung für den UL 1482 K/M 100 Bild 10 Standardbeschaltung für den UL 1490 N... UL 1493 R Bild 11 Standardbeschaltung für den UL 1495 N... UL 1498 K/R Für kleinere NF-Leistungen einsetzbar sind die NF-Verstärkerschalt- kreise UL 1490 N und UL 1491 R... UL 1493 R bzw. ihre moderneren Aus¬ führungen UL 1495 N und UL 1496K/R...UL 1498K/R. Die Gehäuseaus¬ führung für den N- Typ ist das 14polige DIL-Gehäuse, während der K/R- Typ 2 Kühlfahnen hat. Bild 10 zeigt die Standardbeschaltung für die Schalt¬ kreise UL 1490...UL 1493 («* = 10012 für UL 1490 N... UL 1492 R, R x = 60 O für UL 1493 R). Die wichtigsten Kennwerte sind: UL 1490 N - U cc = 6 bis 12 V, I 0M = 0,5 A, P 0 = 0,65 VA bei U cc = 9 V und « L = 15 n. UL 1491 R - U cc = 6 bis 12 V, I OM = 1,0 A, P 0 = 1,2 VA bei U cc = 9 V und k L = 8ü. UL 1492 R - U cc = 6 bis 15 V, I ou = 1,0 A, P 0 = 2,1 VA bei U cc = 12 V und Ä L = 8 n. UL 1493 R - U cc = 6 bis 12 V, / 0M = 1,5A, P a = 2,1 VA bei t/ cc = 9Vund R L = 4 n. In Bild 11 ist die Standardbeschaltung für die Schaltkreise UL 1495 N und UL 1496...UL 1498 K/R dargestellt. Für R x gilt 100 12 bei R h = 8 O und 68 CI bei R l = 4 D. Die Kennwerte entsprechen den obigen Angaben, wobei fol¬ gender Zusammenhang gilt: UL 1490 N= UL 1495 N UL 1491 R = UL 1496 K/R UL 1492 R - UL 1497 K/R UL 1493 R = UL 1498 K/R Diese NF-Verstärkerschaltkreise sind identisch mit den unterschiedlichen Ausführungen des internationalen Typs TBA 790. 101 NF-Verstärkerschaltkreise aus der SR Rumänien Von der Halbleiterindustrie der Sozialistischen Republik Rumänien (Firma IPRS) werden ebenfalls NF-Verstärkerschaltkreise bis zu NF-Leistungen von 5 VA produziert. Die Schaltkreise TBA 790, TBA 790 K und TBA 790 T entsprechen dem internationalen Typ, Bild 12 zeigt dafür die Standardbe¬ schaltung. Die zulässigen Betriebsspannungen sind U cc = 4,5 bis 9 V (TBA 790) bzw. U„ = A,5 bis 15 V (TBA 790 K/T) bei J OM =l,5 A. Die erziel¬ baren NF-Ausgangsleistungen betragen P 0 = 1 VA bei U cc = 9 V und R L = 8 O für den TBA 790. Die NF-Verstärkerschaltkreise TBA 790 K/T ha¬ ben 2 Rühlfahnen, so daß bei U cc = 12 V und R L = 8 A eine NF-Ausgangs¬ leistung von P 0 =J^i'VA erreicht wird. Der NF-Verstärkerschaltkreis TCA 150 T entspricht etwa dem DDR-Typ A 210 E/K. Bild 13 zeigt für diesen Schaltkreis die Standardbeschaltung. Der Betriebsspannungsbereich geht von U cc - 6 bis 18 V bei 7 OM = 2,3A. Bei £/ cc =14V und = 4 A ist die erzielbare NF-Ausgangsleistung P 0 = 5,0 VA. Bild 12 Standardbeschaltung für den TBA 790/KJT Bild 13 Standardbeschaltung für den TCA 150T 102 Dr. -Ing. Werner Domschke Kleincomputersystem KC 85 Der umfangreiche Einsatz von elektronischen Rechenanlagen in der Volks¬ wirtschaft der DDR stellt hohe Anforderungen an die Hersteller von elek¬ tronischen Bauelementen. Im VEB Kombinat Mikroelektronik werden lei¬ stungsfähige Mikroprozessorsysteme produziert, die die Entwicklung von komfortablem Mikrorechnern und -rechnersystemen erlauben. Das im VEB Mikroelektronik Wilhelm Pieck Mühlhausen hergestellte Kleincomputersy¬ stem KC 85 soll mit seinen Komponenten im folgenden Beitrag vorgestellt werden. Einordnung der Kleincomputer in die Gruppe der Mikrorechner Mikrorechner werden in der Volkswirtschaft in sehr breitem Maß einge¬ setzt. Neben den Rechnern, die Geräte oder Anlagen steuern und regeln, nehmen die Arbeitsplatzcomputer immer mehr an Bedeutung zu. Der Be¬ griff Arbeitsplatzcomputer soll so verstanden werden, daß sich der Computer am Arbeitsplatz des Nutzers befindet und als Arbeitsmittel für die zu erle¬ digenden Aufgaben zur Verfügung steht. Der Computer wird zum unmittel¬ baren «geistigen Werkzeug». Arbeitsplatzcomputer in diesem Sinn können z. B. Bürocomputer, Personalcomputer, Kleincomputer und z. 1. CAD-Sta- tionen sein. Die einzelnen Arbeitsplatzcomputer unterscheiden sich in ihrer Lei¬ stungsfähigkeit, im Ausrüstungsgrad (z. B. mit unterschiedlicher Periphe¬ rie), im Bedienungskomfort, in der Ausbaufähigkeit, in der Verfügbarkeit und im Preis. Die Leistungsparameter insbesondere von Büro- oder Perso¬ nalcomputern (z. B. Speicherkapazität, Bedienungskomfort, Ausrüstungs¬ grad der Anzeigeeinheiten, Peripheriegeräte u.a.) sind optimal an den spe¬ ziellen Anwendungsfall angepaßt. Diese Computer werden im allgemeinen mit der erforderlichen Peripherie sowie Basis- und Anwendersoftware gelie¬ fert. Der Anwender hat damit die Möglichkeit, die Geräte nach der Einar¬ beitungszeit sofort zu nutzen. Bei der Entwicklung der Kleincomputer wurde von einer anderen Aufga¬ benstellung ausgegangen. Das Grundgerät wurde so konzipiert, daß bei mi¬ nimalem Materialeinsatz eine hohe Leistungsfähigkeit und eine umfangrei- 103 che Erweiterbarkeit gegeben ist. Damit hat der Anwender viele Möglichkei¬ ten, die Geräteeinheit an unterschiedlichste Einsatzfälle anzupassen. Neben einem relativ geringen Preis der Hardware besteht der Vorteil in einer größeren Verfügbarkeit im Handel als im Fall anderer Arbeitsplatz¬ computer. Die Kleincomputer sind in unterschiedlichsten Ausbaustufen ge¬ eignet - zum Erlernen des Umgangs mit Computern, - zum Erlernen der Grundlagen des Programmierens, - als Arbeitshilfsmittel in Konstruktions- oder Entwicklungsabteilungen, - zur Bürorationalisierung, - als Labor-, Steuer- oder Auswerterechner, - als intelligentes Terminal für größere Rechner und anderes mehr. Bei einigen speziellen Anwendungen kann der Fall auf- treten, daß ein Kleincomputersystem eine größere Leistungsfähigkeit hat als z. B. ein umgerüsteter Personalcomputer. Bestandteile und Leistungsmerkmale des Kleincomputersystems KC 85 Das System KC 85 des VEB Mikroelektronik Wilhelm Pieck Mühlhausen be¬ steht aus dem Grundgerät (KC 85/2 oder KC 85/3), Erweiterungsbaugrup- pen und Software. Als Standardperipherie werden handelsübliche Geräte eingesetzt. Dafür lassen sich Färb- oder Schwarz-Weiß-Fernsehgeräte bzw. -Monitore für die Datendarstellung und Kassettenmagnetbandgeräte für die dauerhafte Datenspeicherung einsetzen. Über Zusatzbaugruppen (Module) können Drucker und weitere andere entsprechende Peripheriegeräte ange¬ schlossen werden. Grundgeräte des Systems Das Kleincomputersystem KC 85 des VEB Mikroelektronik Wilhelm Pieck Mühlhausen basiert auf dem Grundgerät (DOOl basis device) KC 85/2, das seit Juli 1986 durch die Weiterentwicklung KC 85/3 abgelöst wurde. Zum Lieferumfang gehört neben dem Grundgerät die Tastatur und entspre¬ chende Systemdokumentationen (Systemhandbuch, BASIC-Handbuch und Übersichten). Die wesentlichsten technischen Daten sind in Tabelle 1 und Tabelle 2 zusammengefaßt. Erweitungsbaugruppen des KC 85 Um das System KC 85 an unterschiedlichste Anwendungsfälle optimal an¬ passen zu können, wurden bzw. werden Ergänzungsbaugruppen, soge¬ nannte Module, entwickelt. Das Modulkonzept sieht vor, daß sich einem Modultyp mehrere gleichzeitig in einem KC 85- System ohne Hardwareän¬ derung betreiben lassen. Deswegen enthält jeder Modul eine sogenannte Modulsteuerung, mit der die unterschiedlichsten Betriebsbedingungen pro- 104 Tabelle 1 Wichtige technische Daten der KC 85/2 und KC85/3 Grundgerät KC 85/2 KC 85/3 Abmessungen Masse Betriebsspannung Leistungsaufnahme ohne Module Prozessor Schreib-Lesespeicher Festwertspeicher Bildaufbau Bildgröße Einzeln programmierbare Bildpunkte Zeichendarstellung Anzahl Zeichen/Zeile Anzahl Zeilen/Bild Gesamtzahl der Zeichen je Bild Vordergrundfarben (Zeichenfarben) Hintergrundfarben Speicherumfang RAM Speicherumfang ROM für Anwender freier RAM Bildwiederholspeicher Betriebssystem Zeichenbildtabellen im ROM enthaltene darstellbare Zeichen vom Anwender definierbare Zeichen Zeichengenerator Bildschirmeinteilung gleichzeitig definierbare Fenster Programmiersprache im ROM verfügbare Programmiersprachen Anzahl der BASIC-Schlüsselworte davon mathematische Funktionen davon Stringfunktionen mathematische Operatoren vom Anwender verfügbare CAOS-Unter- programme Tonausgabekanäle Tonumfang Tonausgang Tonerzeugung im Gerät Anzeigeeinheit Anschlußmöglichkeit Anzeigeeinheit 385 mm x 250 mm x 77 mm etwa 4100 g 220 V etwa 25 W UB 880 D 16 x KR 565 RU 3 G 2 XU 2716 C 2 X U 2364 D vollgrafisch, farbig 256 x 320 Bildpunkte 81920 je 8 x 8 Bildpunkte 40 32 1280 16 (einschließlich schwarz und weiß) 8 (einschließlich schwarz und weiß) 32 KByte 4 KByte 16 KByte etwa 17 KByte 13,5 KByte HC-CAOS V2.2 HC-CAOS V3.1 3,5 KByte 4,5 KByte 1 2 Großbuchstaben Groß- und Klein¬ buchstaben 64 128 beliebig viele durch Software durch Fenster (Windows) 1 10 keine BASIC (10,5 KByte) BASIC, FORTH, Assembler 94 . 107 10 10 10 10 14 14 54 70 2 5 Oktaven Diodenbuchse 2kanaüg, konstanter Pegel RGB-Ausgang lkanalig Lautstärkerege¬ lung - durch Piezosummer Färb- oder Schwarz-Weiß-Fernsehgerät, Färb- oder Schwarz-Weiß-Monitor Antenne (VHF Kanal 8), FBAS, RGB 105 Grundgerät KC85/2 KC85/3 Farbfemsehnorm PAL Tastenclick - einstellbar Anzeige 2. Tastaturebene - durch Cursor Anzahl der Modulsteckplätze 2 externe Anschlüsse Expansion-Interface (Computerbus), Diodenbuchse für Recorder, TV-RGB/ FBAS Tastaturbuchse Datenaufzeichnung auf Recorder Diphase-Verfahren, kompatibel zum Ro¬ botron KC 85/1 und KC 87 Aufzeichnungsgeschwindigkeit brutto etwa 1600 Baud, netto etwa 1100 Baud Blocklänge 128 Byte Daten, 1 Byte Blocknummer, Datensicherung Prüfsumme 1 Byte je Block Patensynchronisation durch Trennzeichen Übertragungsfrequenzen log. 0: 2400 Hz log. 1: 1200 Hz Trennzeichen: 600 Hz Größe 296 mm x 152 mm x 18/29 mm Masse etwa 600 g Tastaturprozessor U 807 D Verbindungsleitung ladrig abgeschirmt Stromversorgung 12 V über Verbindungsleitung Anzahl der Tasten davon 64 - Cursorsteuertasten 4 - Editiertasten - Programm- 4 steuertasten - alphanumerische 3 Tasten 45 - Umschalttasten 2 - Funktionstasten 6, 2fach frei programmierbar Tastenanordnung wie Schreibmaschine (außer Sonderzeichen) Tabelle 2 Wichtige technische Daten der Tastatur grammiert werden. So kann ein RAM-Modul aktiv oder inaktiv (on line oder off line vom Prozessorbus) geschaltet und schreibgeschützt werden. Weiterhin läßt sich dessen Anfangsadresse während des Betriebes verän¬ dern. Dieser Komfort gestattet auch die weitere beliebige Erweiterung des entsprechenden physischen Adreßraumes von 64 KByte des Prozessors UB 880 D. Die Module werden in die dafür vorgesehenen Modulschächte im Grundgerät gesteckt. Sie haben eine einheitliche Größe von 127 mm x 120 mm x 20 mm und eine Masse von etwa 175 g. Da die Aus¬ baufähigkeit des Systems mit 2 Modulsteckplätzen im Grundgerät begrenzt 106 ist, wird ein Aufsatz mit weiteren 4 Modulsteckplätzen angeboten (DDR). Im folgenden sollen die in Produktion befindlichen Module kurz vorgestellt werden. M001 DIGITAL IN/OUT Chrakteristik: Schnittstellenmodul mit 16 bit parallelen digitalen Ein- Ausgabekanälen und zwei Zähl- und Impulskanälen. Einsatzmöglichkeiten: Kopplung von Prozeßsignalen mit dem KC 85 (z. B Laborautomatisierung, Versuchsaufbauten, Demonstrationsobjekte usw.), Anschluß peripherer Ge¬ räte (z. B. Drucker mit Centronics-Schnittstelle). Funktionsbestimmende Bauelemente: UB 855 D (PIO), UB 857 D (CTC). Spezielle technische Daten: 16 digitale Ein-/Ausgabekanäle, 4 Handshakeleitungen 2 Zählerkanäle von außen zugänglich, 2 CTC-Kanäle kaskadiert, TTL-Pegel. M003 V24 Charakteristik: Schnittstellenmodul mit zwei Vollduplexkanälen zur seriellen Datenüber¬ tragung nach Standard V.24 (TGL 29 077). Einsatzmöglichkeiten: Zum Anschluß von Geräten, die ebenfalls über eine E24-Schnittstelle ver¬ fügen, wie z. B. Drucker, Plotter, Digitalisiergeräte, andere Computer usw. Funktionsbestimmende Bauelemente: UB 856 D (UART), UB 857 D (CTC). Spezielle technische Daten: 2 Vollduplexkanäle mit Übertragungsraten von 150 bis 9600 Baud asyn¬ chron. M005 USER Charakteristik: Leermodul mit Lochraster-Leiterplatte und Steckverbindern. Einsatzmöglichkeiten: Aufbau eigener Schaltungen zur Ergänzung des KC S5-Systems. M006 BASIC Charakteristik: Festwertspeicher mit BASIC-Interpreter und Betriebssystem HC- CAOSV3.0. 107 Einsatzmöglichkeiten: Erweiterung des KC 85/2 auf die Leistungsfähigkeit des KC 85/3. Funktionsbestimmende Bauelemente: U2364D. Spezielle technische Daten: 16 KByte ROM. M007 ADAPTER Charakteristik: Verlängerung des Modulbusses des KC 85 so, daß er an der Frontplatte des KC zugängig wird. Einsatzmöglichkeiten: Bequeme Inbetriebnahme von eigenen Schaltungen, die mit dem Mo¬ dul M005 realisiert wurden. MO 11 64 KByte RAM Charakteristik: Speicher-Erweiterungsmodul um 64-KByte-Schreib-Lesespeicher. Einsatzmöglichkeiten: Verarbeitung größerer Programme und Datenmengen. Funktionsbestimmende Bauelemente: U 2164 C. Spezielle technische Daten: 64 KByte in 4 Blöcken zu 16 KByte im Adreßbereich verschiebbar. M012 TEXOR Charakteristik: Festwertspeicher mit Software (Textverarbeitung, Sortierprogramm). Einsatzmöglichkeiten: Rationalisierung der Büroarbeit, wie z. B. Schreiben von Briefen, Termin¬ kontrolle, Verwaltung einfacher Daten. Funktionsbestimmende Bauelemente: U2716 C, U 2616 D. Spezielle technische Daten: 8 KByte ROM. M022 EXPANDER RAM Charakteristik: Speicher-Erweiterungsmodul um 16-KByte-Schreib-Lesespeicher. Einsatzmöglichkeiten: Verarbeitung größerer Programme oder Datenmengen. Funktionsbestimmende Bauelemente: KR 565 RU 3G. Spezielle technische Daten: 16 KByte in einem Block, in 16 KByte Schritten im Adreßbereich ver¬ schiebbar. 108 M025 USER PROM 8K Charakteristik: Festwertspeicher mit vier EPROM-Schaltkreisen, die vom Anwender selbst programmiert werden können. Einsatzmöglichkeiten: Rationalisierung der eigenen Arbeit, da Programme sofort nach dem Ein¬ schalten verfügbar sind und nicht eingelesen werden müssen. Funktionsbestimmende Bauelemente: U2716C. Spezielle technische Daten: S KByte ROM M026 FORTH Charakteristik: Festwertspeicher mit Software (FORTH-Interpreter). Einsatzmöglichkeiten: Programmerarbeitung in der Programmiersprache FORTH. Funktionsbestimmende Bauelemente: U 2716 C, U 2616 D. Spezielle technische Daten: 8 KByte ROM. M027 DEVELOPMENT Charakteristik: Festwertspeicher mit Software (Editor, Assembler, Reassembler, Testmoni¬ tor). Einsatzmöglichkeiten: Programmerstellung Für Maschinenprogramme mit Assemblermnemonik. Funktionsbestimmende Bauelemente: U 2716 C, U 2616 D. Spezielle technische Daten: 8 KByte Rom. Einsatzgebiete des KC S5-Systems Aus dem großen Einsatzspektrum des KC S5-Systems aus dem VEB Mikro¬ elektronik Wilhelm Pieck Mühlhausen sollen im folgenden einige ausge¬ wählte Beispiele genannt werden. Lernen Das KC S5-System ist hervorragend zum Lernen geeignet. Mit der Grund¬ ausstattung kann der Umgang mit dem Computer geübt, können Grundbe¬ griffe der Programmierung erlernt und erste Anwendungsfälle des Compu¬ ters als intelligenter Partner am Arbeitsplatz aufgezeigt werden. 109 Unterricht Durch seine farbigen vollgrafischen Fähigkeiten kann der KC 85 für die Un¬ terstützung des Unterrichts eingesetzt werden. Damit lassen sich höhere Anschauungswerte mit weniger Aufwand als z.B. bei Polyluxfolien erzielen. Mit dem KC 85 können teilweise bewegte Bilder und Entwicklungsabläufe dargestellt werden. Das System KC 85 wird in breitem Maß in der Berufs¬ ausbildung sowie in Hoch- und Fachschulen verwendet. Arbeitsplatzcomputer Mit seinen einfachen Programmiermöglichkeiten und den komfortablen arithmetischen Funktionen ist das System KC 85 hervorragend als Arbeits¬ platzcomputer im technischen und ökonomischen Bereich geeignet. Dafür ist ein Druckeranschluß (Modul M003) erforderlich. Im technischen Be¬ reich sind Trägerberechnungen, Schraubverbindungs-Berechnungen, Statik¬ aufgaben, Transformatorberechnungen, Lösung stöchiometrischer Aufga¬ ben, Mischungsgleichungen, Schaltungsparamter-Berechnungen, Varian¬ tenvergleiche u. a. m. möglich. Rationalisierung im Büro Zur Rationalisierung im Büro ist das System mit den Modulen M003 V.24 und M012 TEXOR geeignet. Damit können Schriftstücke mehrfach im Ori¬ ginal fehlerfrei geschrieben, auf Magnetband archiviert und bei Bedarf leicht modifiziert, Karteien elektronisch geführt und nach vorgegebenen Begriffen durchsucht werden usw. Auf diese Weise ist es möglich, Telefon¬ verzeichnisse, Literaturverzeichnisse, Personen- und Sachverzeichnisse u. a. m. mit dem KC 85 zu führen. Rechnungsführung und Statistik Wenn das System KC 85 mit einem Speicher-Erweiterungsmodul M011 oder M022 und einem Modul M003 V.24 ausgerüstet wird, kann es zur Ar¬ beitserleichterung in Klein- und Handwerksbetrieben sowie in LPG einge¬ setzt werden. Arbeitszeitabrechnungen der Beschäftigten, Rechnungslegung für eigene Leistungen, Lagerhaltung, Materialberechnungen, statistische Auswertungen u. a. werden dadurch rationalisiert. Laborautomatisierung Ausgerüstet mit den Modulen M001 DIGITAL IN/OUT und M003 V.24 ist das System KC 85 in der Lage, in der Laborautomatisierung Meßgeräte zu steuern, Meßwerte abzufragen und direkte Prozeßgrößen abzurufen. Die Werte können nach festzulegenden Kriterien ausgewertet und verdichtet so¬ wie auf Magnetband gespeichert, Trends berechnet, grafisch dargestellt und ausgedruckt werden. 110 Entwicklungssystem Der Einsatz der Module M003 V.24 und M027 DEVELOPMENT im Sy¬ stem KC 85 ergibt ein Entwicklungssystem für Maschinenprogramme für Kleincomputer des Systems KC 85 und andere Mikrorechner mit Mikropro¬ zessoren des Systems U 880 (z. B. K 1520). Damit lassen sich Maschinen¬ programme für spezielle Anwendungen erarbeiten. Intelligentes Terminal In Verbindung mit größeren Rechnern, wie ESER- oder SKR-Rechnern, Büro- oder Personalcomputern u.a., lassen sich Kleincomputer des Systems KC 85 mit dem Modul M003 V. 24 als intelligentes Terminal verwenden. Dabei werden solche Einsatzfälle bevorzugt, bei denen der Kleincomputer die nicht grafikfähigen Büro- oder Personalcomputer zu Grafikarbeitsstatio¬ nen oder die ESER- oder SKR-Rechner mit Datensichtgeräten erweitert. Die Einsatzmöglichkeiten dabei sind sehr vielseitig, beispielsweise Techno¬ logenarbeitsplätze, Auskunftssysteme, Konstruktionshilfsmittel, Arbeits¬ plätze in der Produktionsvorbereitung. Software Die für den speziellen Einsatzfall erforderliche Anwendersoftware wird der Nutzer meist selbst erarbeiten. Allgemein nutzbare Software für Kleincom¬ puter wird den Computerverkaufsstellen angeboten. Zusammenfassung Für das Kleincomputersystem KC 85 des VEB Mikroelektronik Wilhelm Pieck Mühlhausen gibt es vielfältige Anwendungsmöglichkeiten. Durch den mo¬ dularen Aufbau und das breite Sortiment von Erweitungsbaugruppen ist das System an viele Einsatzgebiete anpaßbar, für die es bei anderen Com¬ putern Probleme hinsichtlich Erweitungsmöglichkeiten, Ergänzungsbau- gruppen-Angebot, Preis, Verfügbarkeit und technischer Parameter (Farbe, Grafik usw.) gibt. 111 Dr. -Ing. Werner Domschke FORTH auf Kleincomputern FORTH auf dem KC 85 Die moderne Volkswirtschaft kommt nicht mehr ohne Computer aus. In den vergangenen Jahren ist die Zahl der Klein- und Mikrocomputer-, Perso¬ nal-, Büro- und der Arbeitsplatzcomputer enorm gestiegen, mit ihnen auch das Bedürfnis nach allgemein nutzbarer Software. Hier ist ein Trend nach Standardisierung insbesondere bei Betriebssystemen zu beachten. Bei 8-bit- Computern hat sich das Betriebssystem CP/M und bei 16-bit-Computem das Betriebssystem MS-DOS durchgesetzt. Als Programmiersprachen sind solche wie BASIC, PASCAL, FORTRAN usw. sehr weit verbreitet. Aber trotz der «Fast-Standards« gibt es vor allem auf dem Gebiet der Programmiersprachen immer wieder neue Kreationen. So ist z. B. die Sprache C für Computer mit 16-bit-Prozessoren und z. T. auch schon für 8-bit-Computer verfügbar. Bei der Verwendung der einzel¬ nen Sprachen kann der Programmierer an die Grenzen der Ausdrucksmög¬ lichkeiten der Sprache stoßen. Er versucht dann sein spezielles Problem meist über den Umweg der Maschinenprogrammierung zu lösen. In Abhän¬ gigkeit der «Offenheit» der Sprache bereitet das mehr oder weniger Pro¬ bleme. Deshalb wurde ständig nach Möglichkeiten gesucht, Sprachen zu definieren, die nicht nur in der Anwendung universell sind, sondern auch die zur Verfügung stehende Hardware optimal ausnutzen. Eine solche Spra¬ che ist z. B. FORTH. FORTH ist eine Sprache, die 1969 für die 4. Rechnergeneration entwor¬ fen wurde. Sie weist eine Reihe von Eigenschaften auf, die sie von anderen Programmiersprachen z.T. wesentlich unterscheidet. Die Mehrzahl der Um¬ steiger von BASIC auf FORTH möchten für «ernsthafte» Programme keine andere Sprache mehr verwenden: Da FORTH ein sehr breites Anwendungs¬ gebiet hat, wurde die Sprache auch auf dem Kleincomputer KC 85 des VEB Mikroelektronik Wilhelm Pieck Mühlhausen implementiert. Der FORTH-In- terpreter für den KC 85 hat einen Umfang von 8 KByte. Er ist als ROM-Mo- dul mit der Bezeichnung M026 FORTH erhältlich. Der Vorzug des Kleincomputersystems KC 85 des VEB Mikroelektronik Wilhelm Pieck Mühlhausen besteht u.a. in seiner Modularität, d.h., das Sy¬ stem läßt sich vom Anwender entsprechend seinen Anforderungen und Wünschen aufrüsten. Das geschieht durch Module, die den Speicher des KC 85 erweitern können (RAM oder ROM) bzw. die Schnittstellen zur Um¬ gebung schaffen. Neben dem bereits vorhandenen Modulsortiment stellt 112 der Modul M026 FORTH einen weiteren Beitrag zum Systemausbau dar. Der Modul basiert auf der Hardware des Moduls M025 USER PROM 8 K und ist neben den Modulen M012 TEXOR und M027 DEVELOPMENT eine Modifikation desselben. Mit dem Modul M026 wird der Speicher des KC 85 um 8 KByte ROM erweitert. Dem Anwender steht damit neben BASIC die höhere Programmiersprache FORTH zur Verfügung [1], Nachfolgend soll eine Einführung in die Programmiersprache FORTH gegeben werden. Da für diese Sprache in der DDR kaum Literatur verfüg¬ bar ist, wird im wesentlichen an Hand einfacher Beispiele die Programmier¬ technik mit FORTH demonstriert. Der Leser soll damit angeregt werden, .sich näher mit dieser äußerst interessanten Sprache zu beschäftigen und eventuell auch, ohne über einen Computer zu verfügen, Anregungen für die eigene Arbeit oder für eine sinnvolle Freizeitbeschäftigung zu erhalten. Beschreibung von FORTH Wesentliche Eigenschaften von FORTH FORTH gehört zu den verknüpften interpretativen Sprachen (TIL - threa- ded interpretive language). Dadurch hat FORTH eine Reihe von nützlichen Eigenschaften, die sie fast zur idealen Mikrorechnersprache macht [2], Im folgenden sollen die wesentlichsten Eigenschaften von FORTH aufgezählt werden. - FORTH hat die Möglichkeit, die Elemente von FORTH interpretativ ab¬ zuarbeiten, wie das im allgemeinen mit BASIC-Programmen geschieht. In FORTH existieren mehr sofort ausführbare Befehle als z.B in BASIC. Diese interpretative Abarbeitung eingegebener Befehle ist ein wichtiger Vorteil bei der Programmerarbeitung. Fehler können sofort gefunden und beseitigt werden. - FORTH hat die Möglichkeit, getestete Programme oder Programmteile in die interne Darstellung zu übersetzen, also zu compilieren. Es werden da¬ mit neue, direkt ausführbare Befehle erzeugt, die den vorhandenen Inter¬ preter erweitern. Elemente der neuen Befehle sind die schon vorhandenen Befehle des Interpreters. Die neu erzeugten Befehle, die in FORTH als Worte bezeichnet werden, können selbst wieder Bausteine neuer Worte sein. Damit erreicht man modular aufgebaute Programme. - FORTH hat die direkte Testmöglichkeit einzelner Befehle oder Befehls¬ gruppen. Man muß nicht wie beispielsweise in PASCAL zum Testen einzel¬ ner Unterprogramme (Subroutinen) extra ein Hauptprogramm schreiben. Da die verwendeten FORTH-Worte vorher bereits auf Fehlerfreiheit gete¬ stet wurden, ergeben sich in FORTH relativ zuverlässige Programme. - In FORTH müssen bereits compilierte Worte bei Einbindung in neue Programme (neue FORTH-Worte) nicht als Quellkode vorliegen oder nicht mit einem Linker eingebunden werden. Damit wird Speicherplatz für die Quelltextdatei und Übersetzungszeit gespart. - Der FORTH-Interpreter benötigt relativ wenig Speicherplatz. Das KC- 113 FORTH hat eine Länge von 8 KByte bei einem relativ hohen Programmier¬ komfort. - FORTH erzeugt einen sehr effizienten Programmkode. Gegenüber BASIC sind die Programme 2- bis 5mal kürzer, je nach Anwendungsbe¬ reich. Selbst gegenüber Assemblerprogrammen kann FORTH gleichlange oder u. U. kürzere Programme liefern. - FORTH ist wegen seiner Struktur relativ schnell in der Abarbeitung. Je nach Problemstellung sind FORTH-Programme 1,5- bis 15mal so schnell als BASIC-Programme und nur 2- bis 5mal langsamer als Maschinenpro¬ gramme. Zeitkritische Probleme lassen sich in Maschinenkode formulieren. - FORTH ist maschinennah. Der Anwender kann die Ressourcen des Com¬ puters voll nutzen, da elementare und komfortable Speicher- und Ein-/Aus¬ gabeoperationen als FORTH-Worte direkt vorhanden sind. Zeitkritische Aktionen lassen sich im Maschinenkode programmieren, ohne daß später erkennbar ist, welches FORTH-Wort selbst in FORTH oder in Maschinen¬ sprache erarbeitet wurde Da FORTH eindeutig definierte Schnittstellen zur Parameterübergabe zwischen den FORTH-Worten aufweist, ist eine Einpassung von Maschinenprogrammen in das FORTH-Konzept relativ einfach. - FORTH fordert die strukturierte Programmierung. FORTH-Worte haben nur einen «Eingang» und nur einen «Ausgang». Für unbedingte oder be¬ dingte Sprünge («GOTO») existieren in FORTH keine vom Anwender nutzbaren Konstruktionen, die auch nicht benötigt werden. Das erzwingt bei der Programmerstellung eine hohe Disziplin. Damit steigt die Über¬ sichtlichkeit und die Zuverlässigkeit von Programmen. - FORTH ist ein komplettes Programmentwicklungssystem. Dem Anwen¬ der stehen alle Hilfsmittel zur Verfügung, die für eine Programmentwick¬ lung erforderlich sind (z. B. Editor, Interpreter, Compiler). - Mit FORTH können alle Ressourcen der Hardware vollständig genutzt werden. Die Schnittstellen zur Peripherie sind sehr einfach gehalten. Da FORTH durch seine Erweiterbarkeit sehr flexibel ist, läßt es sich auch an veränderte Hardwarebedingungen oder Peripherie problemlos anpassen. - FORTH ist im hohen Maße portabel. Da der FORTH-lnterpreter eine na¬ hezu hardwareunabhängige Programmieroberfläche schafft, sind Pro¬ gramme des KC-FORTH auch ohne wesentliche Änderungen auf 16-bit- Computern lauffähig. Voraussetzung dabei ist aber die Verwendung des FORTH-Standard-Wortschatzes, also dürfen z. B. die Färb- und Grafikbe¬ fehle nicht in dem umzusetzenden Programm enthalten sein. Die genannten Vorteile bringen aber auch einige Ungewöhnlichkeiten mit sich. Der Programmierer muß sich an den anderen Programmierstil ge¬ wöhnen. Die größten Probleme für «Umsteiger» z. B. von BASIC auf FORTH bereitet die Umgekehrte Polnische Notation (UPN) beim Aufruf der einzelnen FORTH-Worte. Aber gerade die UPN macht die Parameter¬ übergabe von einem FORTH-Wort zu dem nächsten so einfach und über¬ schaubar. Als Wertespeicher gibt es in FORTH den Stack («Zahlenstapel»), über den die Parameterübergabe geschieht. Jedes FORTH-Wort entnimmt vom Stack die Anzahl der erforderlichen Argumente und hinterläßt auf 114 dem Stack das Ergebnis. Der Stack ist ein LIFO-Speicher (last in, first out), d. h., jede neue Zahl wird auf den Stapel «obenauf» gelegt und von oben wieder entfernt. Aufbau und Arbeitsweise von FORTH FORTH weist einen Satz von direkt ausführbaren Worten auf, die in Ma¬ schinensprache geschrieben sind. Sie werden als Primitiv-Worte oder Primär- Worte bezeichnet. Diese Worte bilden den Kern des FORTH-Interpreters. Aus diesen Worten können andere FORTH-Worte gebildet werden. Die Worte, die selbst aus FORTH-Worten bestehen, werden Sekundär-Worte ge¬ nannt. Die einzelnen FORTFI-Worte sind im Speicher in einer Kette ange¬ ordnet. Diese Kette wird Wörterbuch (dictionary) genannt. Jedes FORTH- Wort hat einen Zeiger auf das nächste FORTH-Wort. Die Wörter sind da¬ mit verkettet. Somit läßt sich dieses Wörterbuch einfach nach einem bestimmten Wort durchmustern. Jedes FORTH-Wort besteht aus dem Kopf, in dem der Name des Wortes als ASCII-Zeichen, die Länge des Na¬ mens sowie die Adresse des nächsten Wortes steht, und dem Körper, in dem der Typ des Wortes (Primär-, Sekundärwort, Variable, Konstante usw.) und der funktionsausführende Kode steht. Bei Primärworten stellt der Kör¬ per den direkt ausführbaren Maschinenkode dar. Bei Sekundärworten be¬ steht der funktionsausführende Teil des Körpers aus der Liste der Adressen der auszuführenden FORTH-Worte. Der Programmteil, der die Ausführung der in der Adreßliste stehenden FORTH-Worte organisiert, heißt innerer Interpreter. Im Gegensatz dazu or¬ ganisiert der äußere Interpreter die Suche des gerade eingegebenen Wortes im Wörterbuch und veranlaßt die Ausführung. Einige FORTH-Worte schal¬ ten vom interpretativen auf den compilierenden Betrieb um (z. B. der Dop¬ pelpunkt :) bzw. zurück (z. B. das Semikolon ;). Neue FORTH-Worte wer¬ den so gebildet, daß die Kette der FORTH-Worte verlängert, das Wörter¬ buch also erweitert wird. Am Ende des Wörterbuches wird ein Kopf mit dem neuen Namen des zu compilierenden FORTH-Worts angelegt und der Körper entsprechend eingerichtet. Programme in FORTH bestehen prinzi¬ piell aus einem speziell erweiterten und angepaßten FORTH-Interpreter. An folgendem Beispiel sei das dargestellt. Eine Haushaltswaschmaschine wird durch einen Computer gesteuert, der in FORTH programmiert ist. Folgende FORTH-Worte sind vom Herteller vorgegeben: FUELLEN - die Maschine wird mit Wasser gefüllt; LEEREN - die Maschine wird leergepumpt; xx Grad - einstellen des Temperaturschalters auf xx Grad; HEIZEN - die Heizung wird bis zum Erreichen des am Temperatur¬ schalter mit xx GRAD entsprechend eingestellten Wertes eingeschaltet; WASCHEN - die Trommel wird eingeschaltet; yy MINUTEN- einstellen des Zeitschalters auf yy Minuten. Dieser schaltet nach Ablauf der Zeit die Trommel aus. 115 Mit diesem «Grundwortschatz» kann die Hausfrau ihre speziellen Wasch¬ programme selbst zusammenstellen, ohne die Sprache FORTH zu kennen. Im einfachsten Fall geschieht das durch Aufruf der einzelnen Worte in der entsprechenden Reihenfolge. Man kann den Interpreter aber auch nach den Bedürfnissen der Hausfrau erweitern, indem neue Worte compiliert werden. Das Spülprogramm könnte so definiert werden: : SPUELEN FUELLEN 5 MINUTEN WASCHEN LEEREN ; Mit dem Doppelpunkt wird auf compilierenden Betrieb umgeschaltet und das FORTH-Wörterbuch um das FORTH-Wort SPUELEN erweitert. Das Semikolon beendet das Wort und schaltet auf interpretativen Betrieb um. Dieses Wort kann jetzt direkt aufgerufen werden, dann spült die Ma¬ schine 5 min lang die Wäsche, oder es kann in ein anderes noch komplexe¬ res FORTH-Wort eingebaut werden. Beispiel : HAUPTWAESCHE FUELLEN HEIZEN 10 MINUTEN WASCHEN LEEREN SPUELEN SPUELEN SPUELEN ; Die Temperatureinstellung GRAD geschieht nicht im Wort HAUPT¬ WAESCHE. Die Temperatur muß deshalb vor dem Aufruf von HAUPT¬ WAESCHE eingestellt werden. : WOLLE 30 GRAD HAUPTWAESCHE ; : SYNTHETIC 40 GRAD HAUPTWAESCHE ; : WEISS 60 GRAD HAUPTWAESCHE ; Das sind einige Definitionen, die zum «normalen Programm» einer Waschmaschine gehören. Sie lassen sich aber von der Hausfrau beliebig va¬ riieren. : VORWAESCHE FUELLEN 40 GRAD HEIZEN 15 MINUTEN WA¬ SCHEN LEEREN • : KOCHEN VORWAESCHE 95 GRAD HAUPTWAESCHE ; Dieses Waschmaschinenbeispiel spiegelt ein wesentliches Anwendungs¬ gebiet für FORTH wider: Die Regelungs- und Steuerungstechnik. Aber auch in anderen Anwendungsbereichen können die Vorzüge von FORTH andere Programmiersprachen ersetzen, so z.B. Computergrafik, intelligente Spiele und «konventionelle» EDV-Aufgaben. Da FORTH allerdings schwerer zu erlernen ist als z.B. BASIC oder PAS¬ CAL, wird FORTH nicht die Verbreitung finden wie diese Sprachen. FORTH ist eine günstige Alternative zur Assemblerprogrammierung. Und weil FORTH sich nicht nur als Programmiersprache eignet, sind internatio¬ nal bereits mehrere Computer bekannt, die FORTH als Betriebssystem be¬ sitzen. Ja selbst Mikroprozessorschaltkreise, die nicht in Maschinenspra¬ che, sondern in FORTH programmiert werden, sind entwickelt worden. Die technischen Daten dieser Schaltkreise, insbesondere die Verarbeitungsge¬ schwindigkeiten, verdeutlichen die Vorteile von FORTH. 116 Siegmar Henschel - Y22QN Dual-Gate- Feldeffekttransistoren in HF-Schaltungen Dual-Gate-FET bringen beim Einsatz in HF-Verstärkerschaltungen gegen¬ über Bipolar-Transistoren einige Vorteile (geringes Rauschen, hohe Verstär¬ kung). Bei der Dimensionierung der Schaltung sind jedoch einige Beson¬ derheiten zu beachten. Bild 1 zeigt den Prinzipstromlaufplan eines HF-Ver- stärkers. Arbeitspunkteinstellung für HF-Vorstufen Source-Gate-1 -Spannung Die maximale Verstärkung wird bei einer leicht positiven Gate-l-Source- Spannung erreicht; der Gewinn beträgt etwa +1 dB bei etwa U as = +0,5 V. Der oft eingesetzte Source-Widerstand (R s ) begrenzt den Drainstrom bei großer Ansteuerung durch Impulse, vermindert jedoch durch eine negative Gate-l-Spannung die Verstärkung. Eventuell ist U Gl durch R or , etwas anzu¬ heben. Source-Gate-2-Spannung Bei modernen Dual-Gate-FET liegt die t/ G2S -Spannung bei +4 bis 5 V für maximale Verstärkung. Den größten Regelhub (etwa 45 bis 50 dB) erreicht man, wenn die Gate-2-Spannung gegenüber der Source-Spannung leicht +u b Bild 1 Standardbeschaltung für einen Dual-Gate-FET-Vomerstärker 117 negativ wird (etwa -1,5 V). Die Regeispannungsquelle ist so zu dimensio¬ nieren, daß der maximale Gate-Strom für die Schutzdioden nicht über¬ schritten werden kann. Drain-Source-Spannung Die im Datenblatt angegebene Drain-Source-Spannung darf unter keinen Umständen (Regelung, Spannungsspitzen durch Schalteffekte usw.) über¬ schritten werden. Die Drain-Spannung ist zum Schutz gegen Spannungs¬ spitzen zusätzlich mit einem größeren Kondensator (C D . = 4,7 bis 100 nF) abzublocken. Das ist besonders bei GaAs-FET {CF 300 o.ä.) mit U DS < 10 V zu beachten. Eventuell sind geeignete Spannungsbegrenzerschaltungen ein¬ zusetzen (Vorsicht! Z-Dioden erzeugen zusätzliches Rauschen). Verlustleistung Die maximale Verlustleistung darf auch bei Regelung nicht überschritten werden. Bei Verstärkern, die in Antennennähe montiert sind, ist die er¬ höhte Umgebungstemperatur durch Sonneneinstrahlung zu beachten. Maximaler Aussteuerbereich Infolge der relativ hohen Schwellenspannung (U ? ~6 V) ist der Aussteuer¬ bereich relativ gering. Beim Unterschreiten von U f treten Nichtlinearitäten auf, die im Drain-Kreis Kreuzmodulation hervorrufen. Infolge von U DSmax ist für den Aussteuerbereich bald eine Grenze gesetzt. Der Punkt für mini¬ male Kreuzmodulation läßt sich mit der Gate-2-Spannung etwas optimie¬ ren. Die Gate-l-Spannung sollte für optimale Aussteuerung gegenüber Source leicht positiv sein. Es sind IP-Werte von -5 bis 0 dBm erreichbar. Der Arbeitspunkt für optimale Empfindlichkeit liegt jedoch nicht mit dem für optimale Aussteuerbarkeit und Verstärkung zusammen, so daß man je nach Anwendungsfall mit der Gate-1- und der Gate-2-Spannung den opti¬ malen Arbeitspunkt einstellt. Arbeitspunktstabilisierung Bei Dual-Gate-FET sind keine besonderen Maßnahmen zur Arbeitspunkt¬ stabilisierung erforderlich. Bei Temperaturerhöhung fällt der Drain-Strom leicht, so daß keine Überlastungsgefahr besteht. Gegebenenfalls kann auf den oft eingesetzten Source-Widerstand verzichtet werden. Aufbau Infolge der geringen Drain-Gate-l-Kapazität lassen sich stabile Verstärker¬ schaltungen aufbauen, wenn Source und Gate 2 hochfrequenzmäßig nie¬ derohmig und induktionsarm geerdet sowie der Eingangs- und Ausgangs¬ kreis voneinander gut entkoppelt sind. Beim Aufbau von HF-Verstärker¬ schaltungen ist zu beachten, daß möglichst keine Zuleitungsinduktivitäten zu den Bauelementen entstehen (s. Bild 2). Zum Abblocken sind Scheiben¬ kondensatoren oder Chip-Kondensatoren geeignet. Mehrlagige Folienkon¬ densatoren aus Epsilan eignen sich nicht für VHF-Anwendungen, sie haben bei etwa 150 MHz eine Eigenresonanzstelle. Alle verwendeten Bauelemente sollten neu oder neuwertig sein. Zur Erreichung einer hohen Eingangsemp- findlichkeit sollten alle am Eingang angeschalteten Bauelemente so verlust- 118 Bild 2 Aufbauvorschlag für eine gute Abblockung von Source und Gate 2 für einen rückwirkungsarmen Betrieb arm wie möglich ausgeführt sein (Luftspulen mit hoher Güte, Lufttrim¬ mer sowie möglichst keine zusätzlichen mechanischen Stützpunkte), Ein Aufbau des Eingangskreises in gedruckter Schaltungstechnik ist nicht emp¬ fehlenswert. Gegen eine Schwingneigung im oberen UHF-Bereich sollte über den Drain-Anschluß eine Ferrit-Dämpfungsperle geschoben werden. Der gesamte Vorverstärker ist in ein HF-dichtes Gehäuse einzusetzen. Ein¬ gangs- und Ausgangsanschluß sind möglichst weit voneinander anzuord¬ nen, die Schwingkreise gut zu entkoppeln und alle Spannungszuführungen über Durchführungskondensatoren vorzunehmen. Selektiwerstärker Eingangskreis Die im Datenblatt angegebenen Kennwerte des Transistors (Verstärkung, Rauschmaß) beziehen sich auf diesen ohne äußere Beschaltung. Durch die Verluste in den externen Bauelementen werden diese Kennwerte ver¬ schlechtert. Ein guter HF-Verstärker sollte ein möglichst geringes Rausch¬ maß aufweisen. Durch die erforderliche Vorselektion wird dieses jedoch, abhängig von der Güte des Schwingkreises, schlechter. Der Eingangs- schwingkreis muß eine hohe Leerlaufgüte und eine niedrige Betriebsgüte haben, um möglichst viel Energie von der Antennenklemme impedanzrich¬ tig an den Transistoreingang gelangen zu lassen. Das Rauschmaß wird um die Dämpfung (Ql - Betriebsgüte, Qo - Leerlaufgüte) der Eingangsanpassung verschlechtert. Mit Luftspulen in Abschirmbechern erreicht man bei 145 MHz bei optimalem Aufbau ein Q,~300. Bei norma- 119 syrbs- G1 ba Str b) Bild 3 Variationen für die Gestaltung des Eingangskreises (Erläuterungen siehe Text) lern Aufbau und keramischen Trimmern liegen die Leerlaufgütewerte nur bei etwa 100. Setzt man die Betriebsgüte Q L = 10, so erreicht man minimale Dämpfungswerte von etwa 0,9 dB bei Qo = 100 und etwa 0,3 dB bei (2o= 300. Für hohe Anforderungen sind Wendeltopfkreise mit Kreisgüten bis zu 1000 vorzusehen. Die Durchgangsdämpfung ist dann kleiner 0,1 dB und verschlechtert das Rauschmaß des Transistors wenig. Wendeltopfkreise mit rundem Außenleiter haben gegenüber solchen mit eckigem, verlötetem Außenleiter eine höhere Güte. Für runde Außenleiter aus Rohr sollte nahtlos gezogenes Rohr verwendet werden. Auf eine glatte, möglichst polierte Oberfläche des Innenleiters und des Innenrohrs ist zu achten. Bild 3 gibt einige Anpaßschaltungen für FET-Eingänge wieder. Bild 3a zeigt eine konventionelle Eingangsbeschaltung. Der Anzapfpunkt für die Antennenankopplung wird auf minimales Rauschen festgelegt. C a kompensiert die induktive Komponente der Zuleitungen. C b sollte einen möglichst kleinen Wert und hohe Güte haben. Mit der n-Schaltung nach Bild 3b läßt sich ein relativ großer Impedanzbereich anpassen. Es sind je¬ doch Maßnahmen zur Ableitung von statischen Aufladungen, die den FET zerstören könnten, vorzusehen. Bild 3c zeigt eine kapazitive Antennenan¬ kopplung an den Hochpunkt des Eingangskreises, das Gate 1 ist über L gleichstrommäßig geerdet. Bild 3d gibt eine kapazitive Transformation des Antennenwiderstands an den FET-Eingang wieder. Ausgangskreis Die Verluste im Ausgangskreis treten nicht so stark in Erscheinung, da sie die Empfindlichkeit nicht verschlechtern. Der Ausgang kann selektiv oder breitbandig abgeschlossen werden; er muß jedoch zur Erzielung einer gro¬ ßen Aussteuerbarkeit niederohmig sein. Im anschließenden Anwendungs¬ beispiel ist das deutlich erkennbar am veränderten IP von -8 dBm bei un- bedämpftem Abschluß des Wendeltopfkreisfilters und bei optimalem Ab¬ schluß mit R5. Der IP verbessert sich auf 0 dBm. Infolge des geringeren Ausgangswiderstands verringert sich jedoch die Verstärkung. Bild 4a zeigt eine breitbandige Auskopplung, wie sie bei an der Antenne montierten Ver¬ stärkerstufen angewendet werden sollte. Auf einen Doppellochkern vom Typ 4171.3-1112.65 wird eine Windung eines 3fach verdrillten 0,14-mm- CuL-Drahts aufgewickelt und nach Bild 4a verschaltet. Mit der Schaltung nach Bild 4b läßt sich eine gute selektive Anpassung an ein beliebig langes 120 Drain |— Za ~ 50Q Drain 50Q Bild 4 Auskoppelvarianten für einen FET-Vorverstärker Kabel einstellen. Beim Einsatz vor einer Mischstufe ist es günstig, eine hohe Selektivität zu erreichen, um außerhalb des gewünschten Frequenzbe¬ reiches liegende Signale möglichst stark zu bedampfen. Die erforderlichen Selektionsmittel sind frei wählbar. Verstärkerschaltung für das 145-MHz-Band Bild 5 zeigt einen nach diesen Gesichtspunkten konzipierten Vorverstärker für das 2-m-Amateurband. Die Selektion geschieht mit Wendeltopfkreisen. Um diesen Verstärker im Baukastensystem mit 100 mm Länge einsetzen zu können, wurde ein Resonatordurchmesser von 30 mm gewählt. Andere Ab¬ messungen unter Beachtung der Dimensionierungsregeln für Wendeltopf¬ kreise sind ebenfalls verwendbar. Die mit dem 30-mm-Resonator erzielbare Leerlaufgüte liegt bei 650. Nach den vorhergehenden Ausführungen er- Bild 5 Rauscharmer FET-Vorverstärker für das 145-MHz- Amateurband: LDr. = 12 Wdg. 0,3-mm-CuL 3 mm Dom Wdg. an Wäg., Ll = 5 Wdg. 1,5-mm- CuAg 15 mm Dorn 15 mm lang Anzapfung etwa 1 Wdg. von Masse, L2= 7 Wdg. 1,5-mm-CuAg 15 mm Dorn 19 mm lang Anzapfung 1,25 Wdg. von Masse, L3= 7 Wdg. 1,5-mm-CuAg 15 mm Dorn 19 mm lang Anzapfung 0,25 Wdg. von Masse 121 übrigt sich eine Schaltungsbeschreibung. Zum Aufbau und Abgleich jedoch einige Hinweise: Die Wendeltopfkreise bestehen aus Kupferrohr 30 x 1 mm und 40 mm Länge. Sie sollten eine glatte, möglichst polierte Oberfläche des Innenrohres aufweisen, vor allem der Eingangskreis. Verkupfertes Messing¬ rohr von gleichen Abmessungen ist ebenfalls verwendbar. Ein Versilbern der Oberfläche bringt keine wesentlichen Vorteile. Die Kreisspule besteht aus versilbertem Kupferdraht mit 1,5 mm Durchmesser. Beim Mustergerät werden keramische Spindeltrimmer mit 0,3 bis 4,5 pF eingesetzt. Lufttrim¬ mer vom Typ 8203 (0,3 bis 3 pF) sind wegen der besseren Einsteilbarkeit ge¬ eigneter. Der Abstand der Spulen vom Topfboden sollte 10 mm betragen, um eine zusätzliche Bedämpfung zu vermeiden. Die Wendeltopfkreise sind beidseitig hochfrequenzdicht zu verschließen, entweder durch Einschrau¬ ben entsprechender Deckel, wobei die Rohrlänge um die doppelte Deckel¬ stärke zu vergrößern ist, oder durch Abschließen mit einem entsprechenden FET- Vorverstärker, Seitenansicht Bild 6 Aufbauvorschlag für einen rauscharmen FET-Vorverstärker 122 Aus Bild 6 kann man weitere Aufbaueinzelheiten ersehen. Die Koppelka¬ pazität (C7) für das Bandfilter besteht aus einem Stück an C5 angelötetem 1,0-mm-CuAg-Dr aht, der etwa 10 mm in den Resonatorraum von L3 ragt. Mit einer Koppelkapazität nach [1] läßt sich leicht eine optimale Kopplung einstellen. Der Abgleich des Bandfilters L2/LS läßt sich mit einem Wobbel¬ generator problemlos durchführen, mit C7 ist die Bandbreite einstellbar. Die Durchgangsdämpfung liegt bei 2 MHz Bandbreite bei -3 dB. Nach er¬ folgtem Bandfilterabgleich wird an dem Eingang ein Rauschgenerator ange¬ schaltet und CI auf Rauschminimum abgeglichen. Der Eingangskreis ist dabei nach tieferen Frequenzen zu verstimmen, gegenüber dem Abgleich auf maximale Verstärkung. Mit einem für RI eingesetezten 100-kQ-Ein- stellregler prüft man, ob sich durch Ändern der Gate-2-Spannung das Rauschmaß weiter verringern läßt. Abschließend wird der Anzapfpunkt für die Antenneneinkopplung an Z.1 variiert und auf Rauschminimum abgegli¬ chen. Sollte bei diesen Arbeiten die Oberfläche von LI stark mit Zinn ver¬ größert sein, ist eine neue Spule anzufertigen, die die gleichen mechani¬ schen Abmessungen aufweist. Mit der Schaltung nach Bild 5 wurde mit VT1 = BF 981 eine Verstärkung von 24 dB bei einem Rauschmaß von 0,5 dB erreicht. Infolge der Arbeits¬ punkteinstellung auf minimales Rauschen und des hochohmigen Abschlus¬ ses mit etwa 2 kO beträgt der IP nur -8dBm. Wird der Ausgangskreis durch Bedampfen mit RS niederohmiger gestaltet, sinkt die Verstärkung auf etwa 18 dB, und der IP verbessert sich auf 0 dBm. Das Rauschmaß beträgt etwa 0,6 dB. Der Abschluß des Transistors ließe sich durch Verändern der Anzapfung an L2 niederohmiger gestalten; es wird jedoch kritischer, eine optimale Durchlaßkurve für das gesamte 2-m-Band zu erreichen. Bild 7 -50 Din dBE -W -30 -20 -70 Bild 7 Selektionskurve des Vorverstärkers nach Bild 5 bzw. Bild 6 123 zeigt die Selektionskurve des Vorverstärkers. Für eine übliche Zwischenfre¬ quenz von 10,7 MHz ergibt sich eine Spiegelfrequenzdämpfung von —70 dB. Wird dieser Vorverstärker vor einen Diodenringmischer mit einem IP von +14 dBm und einem Rauschmaß von 10 dB geschaltet, so erhöht sich das Rauschmaß um weniger als 0,1 dB (0,15 dB), und es ergibt sich ein Gesamt-IP von -10 dBm (-4 dBm), Klammerwerte bei Abschluß mit R5. Trotz der nicht großsignalfesten Vorstufe wird IP-Gesamt vom Mischer be¬ stimmt. Die Großsignalfestigkeit läßt sich auf Kosten der Eingangsempfind- lichkeit verbessern. Mischstufen mit Dual-Gate-FET Mischstufen mit Dual-Gate-FET sollten nur als multiplikativer Mischer ausgeführt werden. Sie weisen eine höhere Mischverstärkung auf als addi¬ tive Mischstufen, und durch die getrennten Elektroden ist eine bessere Ent¬ kopplung von Oszillator und Eingangsfrequenz möglich. Es tritt nur eine Verkopplung über die relativ kleine Gate-2-Gate-l-Kapazität auf. Arbeitspunkteinstellung für Mischstufen (Bild 8) Für eine gute Mischverstärkung und eine gute Linearität der Mischkennli¬ nie ist U Q1 auf etwa +0,8 V einzustellen. Die niederohmig zugeführte Oszil¬ latorspannung muß so groß sein, daß deren positive Halbwelle den Transi¬ stor völlig öffnet und die negative Halbwelle ihn sperrt. Dadurch wird eine lineare Modulation der Steilheit erreicht. Mit der Gate-2-Spannung läßt sich der Transistor auf optimale Mischverstärkung oder auf optimales Gro߬ signalverhalten einstellen. Ein U Q2 von etwa +0,8 V ergibt optimales Gro߬ signalverhalten, wobei die Mischverstärkung um etwa 2 dB abnimmt. Mit einem höheren Oszillatorpegel läßt sich dieser Verlust teilweise kompensie¬ ren. Für maximale Mischverstärkung muß das Gate 2 für die ZF kurzge- Bild 8 Standardbeschaltung für eine multipli¬ kative Mischstufe mit einem Dual- Gate-FET 124 schlossen sein, und die Oszillatorfrequenz ist niederohmig einzukoppeln, wobei der Pegel 0,6 bis 2,5 V beträgt. Source liegt an Masse, die Gate- 1-Spannung kann 0 bis +1 V betragen. Für die Auslegung des Drain-Kreises gilt das gleiche wie bei der Vorstu¬ fenschaltung. Bei Transistoren mit hoher Grenzfrequenz kann es zur Schwingneigung im oberen UHF-Bereich kommen, ein sehr kurz am Drain¬ anschluß angelöteter Widerstand (R D = 47 bis 150 Ci) bedämpft den Ausgang für diese hohen Frequenzen. FET-Mischstufen sollten nur in selektiven Konzepten verwendet werden. Breitbandschaltungen lassen sich mit Dio¬ denringmischern und rauscharmen ZF-Verstärkerstufen großsignalfester aufbauen. Bild 9 zeigt eine erprobte Mischschaltung, die mit einem Quarz¬ filter für die l.ZF abgeschlossen ist. Der Aufbau sollte analog zur Vorstufe vorgenommen werden, wobei auch in diesem Fall Eingang und Ausgang gut voneinander zu entkoppeln sind. Eine Kammerbauweise hat sich bewährt. Bild 9 Dual-Gate-FET-Mischstufe für einen 2-m-(70-em)-Empfänger Literatur [1] S. Henschel, Bandpaßfflter für das UKW-Rundfunkband. Elektronisches Jahrbuch 1989, Berlin 1988. Weiterführende Literatur Das FET-Kochbuch. TEXAS-Instruments Deutschland, (Freising 1977). M. Schmidt, Hochfrequenz-Vorverstärker für das 2-m-Amateurfunkband. Funk¬ schau 1972, Heft 5, Seite 149. G. Schwarzenbeck, Rauscharme UKW-Vorverstärker. cq-DL 1984, Heft 4, Seite 160. D. Dobricic, Rauscharmer 144-MHz-Vorverstärker mit Helix-Kreisen. UKW-Be- richte 1987, Heft 3, Seite 154. F. Gärtner, Wendeltopfkreise - Berechnung und Konstruktion. Elektronisches Jahr¬ buch 1983, Berlin 1982. H. Stuhec, Ein Koaxialresonator mit gewendeltem Innenleiter hoher Güte für den KW- und UKW-Bereich, radio fernsehen elektronik 18 (1969) Heft 3, Seite 83. 125 Dr. Walter Rohländer — Y220H Blick ill den AntCIUlCIl Wtl 1 d Die Beiträge «Blick in den Antennenwald» in einigen zurückliegenden Elektronischen Jahrbüchern haben vielen Funkamateuren Anregungen ge¬ geben. Die Resonanz ermutigt den Autor weiterzumachen. Material, das nicht mehr im Rothammel [1] verarbeitet werden konnte, steht ausreichend zur Verfügung. Der nachfolgend vermittelte Stoff bietet eine kurze Informa¬ tion über ausführliche Arbeiten einer Amateurfunk-Fachzeitschrift über einen Zeitraum von 2 Jahren. Der Referent hofft, daß der gebotene Infor¬ mationsgehalt ausreichend ist, um erfolgreich diese Antennen nachzu¬ bauen. Ernsthafte Anfragen mit SASE werden von Y220H gern beantwortet. Auf der Erde liegende Empfangsantenne mit geringem Rauschen Sucht man extrem rauscharme Empfangsantennen besonders für die Top- bänder 160 und 80 m, so ist eigentlich jeder auf das Experiment angewie¬ sen. Auf keinen Fall tut es eine Groundplane, auch nicht die verkürzte Form. Aber man hört viel von den sogenannten Snake-Antennen (engl, snake = Schlange). Ihre Formen sind von der klassischen Beverage -Antenne (s. auch [1]) abgeleitet. Es ist eine auf dem Boden ausgelegte 2adrige Lei¬ tung, koaxial oder flach, mindestens 1 1 lang und mit ihrem Wellenwider¬ stand (induktionsfreier Schichtwiderstand) abgeschlossen. Sie muß nicht gerade, sie kann auch schlangenförmig verlegt werden. Daher der Name Snake-Antenne. Bild 1 aus [2] zeigt mögliche Varianten. Hauptempfangsrichtung ist die Auslegerichtung vom RX weg. Bei Angabe der Antennenlänge muß ihre elektrische Länge (mechanische Länge mal Verkürzungsfaktor) verwendet werden. Bei der Beverage-Antenne ist die Erdrückleitung der 2. Leiter. Diese Antennen sind sogenannte Wellenleiterantennen. Mit der Auflage dieser Antennen auf die Erde sinkt das Nutzsignal sehr stark ab, aber das Signal/(Signal + Rauschen)-Verhältnis ist extrem hoch, da das Rauschen, meist vertikal polarisiert, mit abnehmender Höhe über der Erde wesentlich schneller absinkt als die Nutzfeldstärke. Diese Antennen sind mit einem Vorverstärker von mindestens 40 bis 50 dB Verstärkung und extrem rauscharmer Vorstufe zu betreiben. Denn es 126 kann sein, daß man mit einem üblichen KW-Empfänger an einer derartigen Antenne nichts hört. Im übrigen soll man diese Antennen nicht über Erd¬ netze oder Radiais verlegen, die dort angeschlossenen Sendeantennen könnten im ungünstigsten Fall ihr Rauschen einkoppeln! Also gilt es zu ex¬ perimentieren. Als Material für die beschriebenen Snake-Antennen eignet sich Koaxial¬ kabel, Antennenflachkabel, ja sogar 2adriges Lautsprecherkabel. Man muß nur diese Wellenleiter so lang wie möglich (a 1 X) auslegen und mit ihrem Wellen widerstand abschließen. Im übrigen spricht Bild 1 für sich. Es bleibt also nur zu wünschen: Mni DX wid snake + RX on 160 or 80 mtrs if u hrd nil wid ur sending ant! Verkürzte 160-m-Vertikalantenne Die ideale Groundplane für das 160-m-Band wäre etwa vertikal 40 m hoch. Groundplane sind ideale Flachstrahler auch für 160-m-DX, wenn noch zu¬ sätzlich eine rauscharme Empfangsantenne, z.B. eine Snake oder Beverage, verwendet wird. Es hat daher nicht an Versuchen gefehlt, verkürzte Verti¬ kalstrahler für das Topband zu entwickeln, wobei man allerdings oftmals sehr geringe Bandbreiten von 10 bis 15 kHz für ein Stehwellenverhältnis SWV 2:1 in Kauf nehmen muß. Eine Breitbandvariante nach dem Mehrleiterprinzip mit kapazitiver Kopflast wird in [3] beschrieben. Sie ist alles über alles 18,3 m lang bzw. hoch und kann unter Umständen mit geringen Leistungsabstrichen auch geneigt abgespannt werden. Es handelt sich um eine Drahtkonstruktion. Koaxialkabel Vorverstärker 50-3-1 o.ä. Oder RX L^n H-J 51 zum Vorverstärker oder RX 50S Balun 4:7 Zweidrahtleitung I 1 - 3=j n 220 LUK, |_J zum Vor¬ verstärker 10:1 1,6-mm-CuLo.ä. Stationserdung Radiais oder Erder cj X Radiais Bild 1 Auf dem Boden liegende rauscharme Empfangsan¬ tennen (Wellenleiteranten¬ nen); a - Koaxialkabel¬ ausführung mit 51-El-Ab¬ schluß, b - Draht-Snake- Antenne mit 220-0.-Ab¬ schluß, c-klassische Be- verag t-Antenne mit 500-0-Abschluß und Erdrückleitung 127 Bild 2 zeigt die Dimensionierung der Antenne und das elektrische Er¬ satzschaltbild. Bild 3 und Bild 4 liefern Konstruktionsdetails für die Kopf- und Bodenteile der Antenne. Die Antenne ist physikalisch etwa /1/8 lang. Das 3-Leiter-Kopfsystem zu¬ sammen mit der Lastinduktivität LI liefert eine Systemresonanz bei 128 2,5 MHz. Die Bodeninduktivität (Verlängerungs-L) L2 bringt die Vertikal¬ antenne auf 160 m in Resonanz und paßt über eine Anzapfung 50-0- Ko¬ axialkabelspeisung an. Neben den Bildern seien noch einige Konstruktionshinweise gegeben. Als Antennenleiter verwendet man 2 mm starken, thermoplastisch isolier¬ ten Kupferdraht. Für die Spreizer wurde 1/2-Zoll-PVC-Rohr benutzt. Sie werden auf dem Leiter mit Al-Quetschhülsen (Elektrikermaterial) festge¬ legt. Beide Induktivitäten sind auf 2-Zoll-Polystyrolrohr gewickelt, und zwar mit 1,6-mm-CuL llagig ohne Windungsabstand. LI hat eine Win¬ dungslänge von etwa 11 cm (etwa 68 Wdg. = 80 pH), und 12 hat 42 Wdg. (etwa 30 pH). Die Anzapfung liegt bei 5 Wdg. L2 wird zunächst mit mehr Windungen gewickelt. Die Antenne wird dann durch Abwickeln auf der Vorzugsfrequenz im 160-m-Band in Resonanz gebracht. Die fertigen Spu¬ len LI und L2 werden abschließend mit PUR-Lack 2mal überzogen, um Schmutzabweisung und Korrosionsschutz für lange Zeit zu garantieren. Naturgemäß arbeiten Groundplane gegen eine gute Erde. Deshalb wur¬ den 20 Radiais je A/4 lang verlegt und noch 2 Staberder (2 m lang) am Spei¬ sepunkt in die Erde getrieben. Auf jeden Fall sollte man soviel Radiais wie möglich eingraben und gegebenenfalls auch vorhandene metallische Was¬ serleitungen in das Erdsystem einbeziehen. Es erscheint möglich, daß einige Staberder und ein einzelner Gegengewichtsleiter bereits ausreichen. Aber, wie schon angedeutet, Erdsysteme sind eine experimentelle Sache für sich. Sie hängen von den örtlichen Verhältnissen ab. Übrigens dürfte für viele OMs auch eine 80-m-Shortie von Interesse sein. Einfache Multiband-Groundplane Kompromiß-Allbandantennen gibt es sehr viele auch unter den Vertikal¬ strahlern. Fügen wir diesen eine nach [4] hinzu. Vier, besser mehr Radiais von 6 rn Länge, auf dem Boden liegend, und senkrecht dazu ein gleich lan¬ ger Teleskopmast, isoliert gegenüber den Radiais, sowie eine luftisolierte 2-Draht-Speiseleitung, «Hühnerleiter», sind der Aufwand (siehe auch Bild 5). Diese Antenne arbeitet auf allen 8 Amateurbändern von 80 bis Bild 5 Einfacher Multibdnd-Verlikalmo- nopol für 80 m bis 10 m 129 10 m. Allerdings ist erst oberhalb 20 m ein Gewinn gegenüber dem 2/4-Ver- tikalstrahler für die zugehörige Grundwelle zu erwarten. Besitzt man einen längeren Teleskopmast, so fahre man ihn besser höher aus. Die Länge der Radiais sollte jedoch immer der Mastiänge entsprechen. Wegen der Möglichkeit einer Abstrahlung und eines sehr hohen Stehwel¬ lenverhältnisses der verlustarmen, luftisolierten 2-Draht-Speiseleitung ist diese isoliert (und nicht auf dem Boden liegend) bis zu einem symmetri¬ schen Antennenanpaßgerät zu führen. Ein solches ist immer erforderlich. Niemals z.B. mit dem Teltow diese Antenne direkt abstimmen wollen! Auch ein unsymmetrisches Abstimmgerät kann eingesetzt werden, wenn seine Schirmung über die 2-Draht-Leitung elektrisch direkt mit den Radiais ver¬ bunden ist. Vielleicht sollte man sich einmal diese Antenne für den Porta¬ blebetrieb mitnehmen und mit ihr experimentieren. Kompromiß-Delta-Quad-Antenne für 80/40/20 m Die Quad auf den höheren Bändern 20, 15 und 10 m ist eine für den DXer realisierbare und gebräuchliche Antenne. Die Quad für 80, 40 und 20 m scheitert im allgemeinen an ihren mechanischen Dimensionen. Das muß nicht sein, wie in [5] gezeigt wird. Bild 6 zeigt mögliche Quadkonfiguratio- nen mit den bezeichneten Spannungs- und Strombäuchen {U bzw. I) in Grundwellenanregung bei der Auslegungsfrequenz. Dabei stellt die mittlere Form mit einem 2/4-Stub ein verlängertes Delta-Quad-Glied dar. Im Grundwellenbetrieb schließt dieser einseitig offene Phantomstub das Drei¬ eck elektrisch (hochfrequenzmäßig) kurz. Bei Speisung dieser Antenne mit einer Hühnerleiter (offene 2-Draht-Leitung) geeigneter Länge kann diese Quadform ausgezeichnet auf der halben Auslegungsfrequenz betrieben wer¬ den. Das zeigt Bild 7 in einer praktischen Ausführung. Auch in diesem Fall sind für die halbe Auslegungsfrequenz die Spannungs- und Strombäuche eingetragen. Die strahlenden Strombäuche liegen in den Deltaschenkeln. Im allgemeinen kann diese Antenne bis zur 4. Harmonischen der halben Auslegungsfrequenz betrieben werden, z. B. auf 80, 40 und 20 m bzw. 40, 20, 15 und 10 m bei den Auslegungsfrequenen 7,1 bzw. 14,2 MHz. Der Um¬ fang des Deltas berechnet sich zu U D = 306,3 /f A in m, wenn / A in MHz ein¬ gesetzt wird. Für den Phantomstub, einer luftisolierten 450-0-2-Draht-Lei- tung ergibt sich die Länge ebenfalls in m mit L sx = 73,48// A . Ein Verkür- Bild 6 Quadkonfigurationen, in der Mitte eine Deltaloop mit Phantomstub, eine sogenannte verlängerte Quad 130 Bild 7 Realisierte Delta-Quad-Antenne für 80/40/20 m, Auslegungsfrequenz 7,1 MHz. Für den Phantomstub und die Speiseleitung wurde eine 450-Cl-2-Drahl-Leitung verwen¬ det (bei 2 mm Cu mit thermoplastischer Hülle betrage der Spreizerbohrungsabstand 42 mm) zungsfaktor von 0,98 ist in diesem Fall bereits berücksichtigt. Die Abmessungen sind nicht kritisch. Man kann ruhig auf ±0,1 m runden. Eine realisierte Variante wurde in 15 m Höhe an einem starken Dederon- Stil zwischen 2 Bäumen aufgehängt. Ein Holzausleger von 2 x7,15 m am Drehpunkt in 2,4 m Höhe spannt das Dreieck auf. Der Phantomstub ist in der Ebene des Deltas verspannt. Die Antenne wurde erfoglreich mit einem symmetrischen Antennenanpaßgerät betrieben. Eine 2-Elemente-Variante ist gleichfalls realisierbar. Das 2. Element, identisch dem 1. (Phasenst.ub bei beiden Elementen 10,1 m lang), wird in 4 m Entfernung aufgespannt. Im äquivalenten Speisepunkt des parasitären Elements ist ein Abstimmstub angebracht (2 Teleskopstäbe in 2,5 cm Abstand; Länge nicht angegeben!). Bleibt dieser am Ende offen, so wirkt das parasitäre Element auf 20 m als Reflektor. Auf 40 m bleibt der Abstimmstub offen, und der parasitäre Strah¬ ler wirkt als Direktor. Das gilt auch für 80 m. In diesem Fall wirkt der Tele- skopstub mehr als Kapazität, deshalb auch 2,5 cm Abstand. Verlängerte Doppel-Zepp für 12 m Die verlängerte Doppel-Zepp VDZ ist schon bei Rothammel [1] beschrieben, allerdings nicht für das neue 12-m-Band. Deshalb erscheint es sinnvoll, 131 Ifi5m 950-8- 2-Drctht- leitung Balun 1:1 Koax 508, beliebige Länge Bild 8 Verlängerte Doppel-Zepp für 12 m, Auslegungsfrequenz 24,95 MHz. Der 450-Cl-An- paßstub transformiert (142 - j555) O auf real 55 CI eine erprobte Variante vorzustellen (siehe Bild 8 nach [6]). Die VDZ-An- tenne besteht aus 2 kolinearen 0,64-2-Elementen, die in Phase gespeist wer¬ den. Die Abmessungen betragen je Schenkel 7,7 m. Das Anpaßglied ist eine offene 450-fl-2-Drahtleistung von 1,65 m Länge, Leiterabstand 42 mm. Als Material für Strahler und 2-Draht-Leitung wird ein thermoplastisolierter 2-mm-Cu-Draht verwendet. 1:1-Balunausführungen findet man in der Lite¬ ratur. Führt man die 450-0-2-Draht-Leitung bis zu einem symmetrischen Antennenanpaßgerät, so kann man auf den Balun und das Koaxialkabel verzichten. Die VDZ-Antenne hat gegenüber dem Halbwellendipol einen Gewinn von 3 dB. Beim Abgleich macht man das Anpaßglied 1,75 m lang und schneidet 2 cm schrittweise bis zur optimalen Anpassung ab. Die be¬ schriebene Antenne wurde für 24,95 MHz ausgelegt. Man verwendet stets die höchste Bandauslegungsfrequenz (s. [1] Seite 191). Verwendet man 2 VDZ in 2/8-Abstand und speist sie 180° außer Phase, so verbessert man Richtwirkung und Verstärkung in der beidseitigen Strahl¬ richtung um etwa 5 dB. Bild 9 zeigt dimensionierte Doppel-VDZ. Auch in diesem Fall wird das gleiche Material wie für die einfache VDZ eingesetzt. Wetterfeste Hartholz- oder PVC-Spreizer an den Strahierenden und in der Antennenmitte sichern mechanische Stabilität. Die Antenne kann an den Endspreizern abgespannt werden. Balun und Koaxialkabel kann man wie oben gezeigt einsparen (Anpaßglied bis zu symmetrischem Antennenan¬ paßgerät fortführen). Die Antennenhöhe sollte 6 m und höher betragen. Übrigens hat diese Antenne neben den 2 Hauptstrahlungskeulen noch 4 kleinere Strahlungskeulen mit einem Neigungswinkel von etwa 50° gegen die Hauptkeulen. Erfolgreichem 12-m-Betrieb mit dieser Antenne steht nun nichts mehr im Wege. Diese Drahtantenne ist effektiv und relativ preiswert im Aufbau. jt Trägerachse AT * Antennenträger B = Balun 1:1 für 50-Q-Koaxial- IS = Isolferefer kabelspeisung Bild 10 Konstruktionsdetails eines Sigma-Beams für 10 m. Trä¬ ger und Querträger sind aus Hartplasterohren gefertigt. Eine wetterfeste Holzkonstruk¬ tion ist gleichfalls geeignet Sigma-Beam nach JG1UNE In [7] wird dieser raumsparende 10-m-V-Dipol mit Reflektor beschrieben. Er benötigt nur eine Fläche von etwa 2 mal 2,4 m. Bild 10 zeigt den kon¬ struktiven Aufbau. Die Strahlerhälfte besteht aus der Länge ab Boom 1,6 + 0,83 m, der Reflektor 1,7 m + 0,88 m. Die Form entspricht dem grie¬ chischen Buchstaben Sigma. Im Reflektor sind die Leitermitten elektrisch miteinander verbunden. Sie wird über einen 1:1-Balun direkt am Strahler 133 und weiter mit Koaxialkabel gespeist. Der Öffnungswinkel beider Elemente beträgt 90°. Sie liegen parallel in 1-m-Abstand, gemessen in Boomrichtung. Das erfordert zwischen Strahler- und Reflektorträger eine sich leicht öff¬ nende Abspannung. Zwischen 28 und 29 MHz soll das Stehwellenverhält¬ nis 1,7 : 1 nicht übersteigen. Die abgewinkelten V-Dipolenden haben wenig Einfluß auf den Wellenwiderstand des Speisepunkts von etwa 50 ü. Das 10-m-Band ist derzeit fast ganztägig geöffnet. Der leistungsfähige Sigma- Beam wird dafür viele Freunde gewinnen. Eine 2-m-Groundplane für Portablebetrieb Ein 2-m-Handportable mit Steckantenne ist schon eine feine Sache. Schließt man jedoch an das Handgerät eine gut dimensionierte Ground- plane, einen 2/4-Vertikalstrahler mit 4 Radiais an, so wird die abgestrahlte Leistung in vorteilhafte Bahnen gelenkt, d.h., die Reichweite läßt sich auch bei kleiner Leistung beträchtlich vergrößern. Ist die Groundplane dann noch zerlegbar, leicht und gut im Handgepäck zu verstauen, so kann man Bild 11 Darstellung der zusammenge¬ bauten 2-m-Portable-GP (Tisch- Variante) 134 sich mit dem Handportable auf Reisen begeben und vergnügliche QSOs auch über entferntere Relaisfunkstellen durchführen. Eine Tischvariante dieser Antenne wird in [8] beschrieben. Bild 11 spricht im Aufbau für sich. Zerlegt besitzt man 8 Teile, 5 Teleskopantennen als Strahler und Radiais, mindestens 55 cm ausziehbar, eine Standplatte aus Hartholz 15 cm x 2 cm mit Zentralbohrung und 1 cm x 1 cm Nut, einen 15-cm-Antennenträger mit Metallkappe und Kabellänge und einen Impe¬ danztransformator in Haarnadelform. Die 5 Teleskopantennen haben Schraubbuchsen M4. Als Trägerrohr ver¬ wendet an ein 15 cm langes 7/8-Zoll-PVC-Rohr. Eine Kupferkappe schließt gut sitzend und geklebt das Trägerrohr ab. Sie ist 2 cm hoch und hat einen Außendurchmesser von 3 cm. In Höhenmitte sind auf dem Umfang in 90 °- Teilung 4 4-mm-Bohrungen angebracht. Sie nehmen, von außen ver¬ schraubt, 4 Messingschrauben M4 x 16 auf, Träger der 4 Radiais. In einer Zentralbohrung der Kupferkappe sitzt teflonisoliert zwischen 2 Fiberschei¬ ben, gleichfalls verschraubt, eine Messingzylinderkopfschraube M4 x 20. Diese trägt den Strahler. Die Kabelseele wird mit der Strahlerschraube ver¬ lötet und die Abschirmung mit 2 gegenüberliegenden Schrauben der Ra¬ diais. Jetzt wird die Kappe auf das Trägerrohr geschoben. Dieses weist am Umfang 4 Schlitze auf, um die 4 Schraubenköpfe aufzunehmen. Sicheren Halt findet das Kabel in einer Holzbuchse, die in der halben Höhe des Trägerrohrs mit Kabel und Innenwand verklebt wird. Im unteren Ende des Trägerrohrs befindet sich ein weiterer Schlitz, um die Kabelfüh¬ rung in die Nut der Bodenplatte zu erleichtern. Wichtig ist noch eine kleine Verlängerungsspule zwischen Strahler und Radiais, Haarnadelausführung nach Bild 12. Die Groundplane, die allgemein einen Fußpunktwiderstand von 30 ü aufweist, hat dann an den Punkten der Kabeleinspeisung 50 £2. Die Radiais sind auf 50 cm auszufahren. Der Feinabgleich geschieht mit der Strahlerlänge, gleichfalls etwa 50 cm. Der Teleskopauszug ist zu mar¬ kieren. Die Standfestigkeit der beschriebenen Portable-Groundplane ist nicht sonderlich gut. Man kann jedoch die Bodenplatte mit einer Leichtmetall¬ zwinge an einem Tisch befestigen. Viele weitere Veränderungen sind mög¬ lich. So kann man z.B. mit einer BNC-Buchse am Trägerrohr das Kabel fi¬ xieren und zum Handportabel hin ein Zwischenkabel verwenden. Bild 12 Haamadelanpaßinduktivität, vergrößert Fu߬ punktwiderstand auf SO ü. Schleife liegt zwischen Radiais und Fußpunkt des Vertikalstrahlers 135 Kleine, hocheffektive Loop-Antenne für Kurzwelle Die kleine 1-Leiter-Loop-Antenne war bisher für den Amateurfunksendebe¬ trieb eine ungeknackte Nuß. Hat diese Ringschleife einen Umfang unter i/3 und sitzt unmittelbar (!) über Grund, so ergibt sich in der Schleifen¬ ebene ein horizontales Richtdiagramm entsprechend einer Acht. Der Kno¬ ten in der Acht öffnet sich zu einer Ellipse, wenn die^Höhe der senkrecht über Grund stehenden Schleife 0,2 X erreicht. Direkt über Grund ist die li¬ neare Polarisation vertikal, in 2/4-Höhe horizontal. In Zwischenhöhen weist das Strahlungsdiagramm vertikal- und horizontal-polarisierte Komponen¬ ten auf. Die senkrechte, kleine Loop ist stets ein Flachstrahler. Sie ist über einen Frequenzbereich 2:1 durchstimmbar. Die kleine 1-Leiter-Loop-Antenne wurde bereits 1967 patentiert, fand aber vorerst nur in kommerziellen Diensten Verwendung. Unter gewissen Voraussetzungen kann diese Antenne £ehr effektiv sein. Sie ist kein Kom¬ promiß! Erst ein Mehreiementbeam (jedoch 1 X über Grund) erreicht die gleiche Leistungsfähigkeit. Der Autor in [9] hat neben anderen diese Loop zur Amateurfunkreife entwickelt. Die 14- bis 29-MHz-Variante erhielt 1985 bei einem Antennenwettbewerb einen guten 2. Platz. Dazu muß gesagt wer¬ den, daß alle eingereichten Antennen in einem kommerziellen Antennen¬ meßfeld bewertet wurden. Bild 13 zeigt die Konstruktionsdetails für die 10- bis 29-MHz-Variante für die 6 Kurzwellenbänder 10, 14, 18, 21, 24 und 28 MHz. Man sieht einen Gammamatch im unteren Speisepunkt der dort geschlossenen sowie geer¬ deten Schleife und gegenüber ein Abstimm-C. Es ist ein in L-Mitte geerde¬ ter Parallelresonanzkreis. Der Strahlungswiderstand dieser Loop liegt bei 0,05 CI (!). Bei einer Güte von etwa 1500, Bandbreite 12 kHz bei 14 MHz, beträgt die HF-Spannung am Abstimm-C gute 5 kV, und der fließende Strom erreicht 30 A. Das gilt für 14 MHz, einen Loop-Umfang von 2,6 m, die Verwendung von 3/4-Zoll-Kupferrohr sowie eine Sendeleistung von 100 W HF. Der Wirkungsgrad erreicht 0,75. Was bedeuten diese Daten? - Die 1-Leiter-Loop muß aus Kupferrohr hergestellt werden. Für eine Länge über 2/8 ist 3/4-Zoll-Cu-Rohr ein guter Kompromiß. - Der Abstimmkondensator muß große Plattenabstände haben, bei 100 W etwa 2 mm (10 mm/30 kV) bei trockener Luft. - Der Abstimmkondensator muß 30 A transportieren, darf also keinen Schleifer aufweisen. Ein Splitstatortyp ist günstig. Die Platten sind mit Flachband bei Rotor und Stator miteinander zu verschweißen. Der Dreh¬ kondensatorbaukasten, in Y2 in den 60er Jahren noch produziert und noch häufig vorhanden, hat aufgefädelte Abstandsringe zwischen den Platten und ist nur mechanisch zusammengepreßt. Diese Bauform ist verlustreich und wie angegeben zu modifizieren. Der dortige Plattenab¬ stand würde reichen. Die Loop ist gegenüber dem Speisepunkt am Abstimm-C mit 15-mm-Te- flonisolator geschlitzt, beide Seiten durch Flachleiter mit dem C verbun- 136 Bild 13 Kleine 1 -Leiler-Loop-Anleiwe, Konstmküonsdetails siehe auch Text den. Für 10 bis 29 MHz reicht eine C -Variation 9/125 pF für 14 bis 29 MHz 9/60 pF. Das Abstimm-C wird spielfrei mit stark untersetztem Stellmotor betätigt. Eine Piacryl-Box hält die Abstimmeinheit trocken. Die Stromver¬ sorgung für den Stellmotor kann im Rohr über Isolierbuchse und dann mit dem 50-O-Speisekabel in das Shack geführt werden. Am Speisepunkt ist das 3/4-Zoll-Cu-Rohr flachgedrückt und mit ihm eine Koaxialkabelbuchse verlötet, die die Schirmung des 50-fi-Koaxialkabels aufnimmt. Das 1/4-Zoll-Cu-Gammamatch-Rohr ist 35 cm lang und entlang der Schleife geführt, am Ende durch geformtes Metallband mit der Loop verlö¬ tet und am Eingang mit der stabilen ßuchsenseele. Wie wird abgestimmt? Den Sender stimmt man mit der 50-ü-Kunstantenne ab (Stehwelle 1:1), schließt das Antennenkabel senderseitig an (großer Rückwärtsausschlag), stellt mit dem Abstimm-C ein Rückwärtsminimum ein und verändert den Gammamatch-Rohrabstand zur Schleife so lange (verbiegen), bis bei 14 MHz ein Stehwellenminimum von unter 2:1 erreicht ist. Diese kleine 1-Leiter-Loop wird senkrecht direkt auf dem Boden, eventu¬ ell auf einem Holzrost und drehbar aufgestellt. An der Tiefe des Null er¬ kennt man sofort die wahre Höhe über Erdnuil. Das kann man mit Radiais verbessern (4 x 5 m und 4 x2,5 m). Metall in Antennennähe ist zu vermei¬ den; es verbreitert sichtbar die Bandbreite von 12 kHz bei 14 MHz bzw. 100 kHz bei 29 MHz. Diese Bandbreiten werden nur bei Erfüllung aller 137 Hinweise bezüglich Materialeinsatz und Abstimm-C erreicht. Erhält man diese Werte nicht, so muß u. U. die Länge des Gammamatch-Rohrs über 35 cm hinaus verlängert werden, um sicherer ein Stehwellenverhältnis unter 2:1 zu erreichen. Der Verlustwiderstand .der beschriebenen Antenne be¬ trägt 0,01 H. Wird die 1-Leiter-Loop hoch und parallel gegen Grund betrie¬ ben, so ist sie ein sehr guter Rundstrahler mit entsprechender horizontaler Polarisation. Bemerkungen von Y220H : Kupferrohr der gewünschten Abmessungen ist kaum noch handelsüblich. Ein Paralleldrahtbündel, bestehend aus 10 bis 12 Einzelleitern, 2-mm-Cu, thermoplastisch isoliert, an Trennstellen in einer Cu-Siebplatte tauchgelötet, ist analog HF-Litze ein guter Ersatz für 3/4-Zoll-Kupferrohr. 4 gleiche Parallelleiter entsprechen dem 1/4-Zoll- Gammamatch-Rohr. Korrosionsempfindliche Stellen sollten mindestens 2mal mit PUR-Lack gestrichen werden. Künstliche HF-Erdung Die HF-Erdung einer Station in größerer Entfernung vom Erder ist oft mit großen Problemen verbunden. Das heißt, auf höheren Bändern kann der Sender oder Transceiver «heiß» sein und damit auch das Mike und die Ta¬ ste. Ist es erst so weit, daß man beim Berühren des Senders eine «gefeuert» bekommt, so muß ernsthaft etwas unternommen 'werden. Alles ist soweit in Ordnung, der Netzspannungsberührungsschutz ist TGL-gerecht ausgeführt und dennoch ... Man muß den TX hochfrequenz¬ mäßig erden! Die Erdleitung zum Erder ist nicht gerade -1/2 oder das Vielfa¬ che, man hat vielleicht sogar das Stahlskelett des Hochhauses oder die Warmwasserheizung als Erder benutzt, und immer noch bleibt die Station heiß. Was tun? Die Antennenanlage kann nicht geändert werden, das wäre zwar ein gangbarer Weg für den erfahrenen Funkamateur, doch man will sich anderweitig helfen. Bei Stationen großer Leistung, 50 und mehr Watt HF, sind es zumeist Gleichtaktwellen am Antenneneingang, die wegen un¬ erwünschter Reaktanzen nicht über den HF-Erder abfließen können und damit zur geisternden HF im Shack führen. Einfach geht das nun so: Man stimme die unerwünschten Reaktanzen des Erders weg, und schon ist der «heiße» Sender «kalt». Das erreicht man durch einen einfachen Serienresonanzkreis, auch ein Transmatch, ein Ab¬ stimmgerät zwischen dem TX-Chassis, TX-HF-Erder und dem verlegten HF-Erder. Ein einfaches HF-Erder-Abstimmgerät ist in [10] besprochen und die dortige Prinzipschaltung in Bild 14 im Original wiedergegeben. Es handelt sich um die Eingeweide des kommerziell angebotenen Geräts MFJ- 931. Dem geübten Funkamateur fällt der Nachbau nicht schwer, auch wenn einige Daten fehlen. CI ist ein einfacher Rundfunkdrehkondensator mit ge¬ ringem Plattenabstand. Z-l kann eine einfache, einlagige Zylinderspule, mit 0,6-mm-CuL gewickelt, sein. TV1 ist’ein HF-Übertrager mit Ferritring- oder Pulvereisen-Ringkern. Der Erdleiter ist einfach hindurchgesteckt (1 Wdg. primär). 10 Wdg. HF-Litze reichen meist für die Sekundärwicklung. Der Er- 138 Tri Bild 14 Stromlaufplan einer künstlichen HF-Erde (MFJ-931) der wird auf Instrumentenmaximum abgestimmt. Dann und nur dann wird der Sender kalt! Achtung! Der abgestimmte Erder darf auf keinen Fall einen Antennener¬ der, Radiais von der Groundplane oder die Erdung von Langdrähten erset¬ zen. Der abgestimmte Erder ist wie ein Antennenschenkel zu behandeln. Er kann bei QRO gefährliche Spannungsbäuche aufweisen, die nicht berührt werden dürfen. Das gilt besonders für dicke Eindrahterder. Also installiere man Schutzrohre aus Polyäthylen (nicht PVC) an Stellen der Berührungs¬ möglichkeiten auch im Shack, denn nur das Senderchassis mit Mike, Taste usw. sind nach diesem Abstimmprozeß kalt (1 Zoll = 25,4 mm). Literatur [1] K.Rothammel, Antennenbuch, 10. Auflage. Berlin 1984. [2] D. DeMaw, On-Ground Low-Noise Receiving Antennas. QST 72 (1988) Heft 4, Seite 30 bis 32. [3] D. DeMaw, How to Build a 160-Meter «Shortie». QST 70 (1986) Heft 11, Seite 26 bis 29. [4] J. G. Coote, A Simple Multiband Vertical Antenna. QST 71 (1987) Heft 3, Seite 46. [5] H.E.Gullstad, The Phantom Stub. QST 63 (1979) Heft 12, Seite 37 bis 39. [6] J. J. Reh, An Extended Double Zepp Antenna for 12 Meters. QST 71 (1987) Heft 12, Seite 25 bis 27. [7] A. Kogure, Try a Sigrna Beam on Your Small Lot. QST 71 (1987) Heft 3, Seitfe 45 bis 46. [8] D.DeMaw, A Traveier’s 2-Meter GP Antenna. QST 71 (1987) Heft 5, Seite 26 bis 29. [9] T.Hart, Small, High Efficiency Loop Antennas. QST 70 (1986) Heft 6, Seite 33 bis 36. [10] D. DeMaw, MFJ-931 Artificial RF Ground, Product Review. QST 72 (1988) Heft 4, Seite 40 bis 41. 139 Packet-Radio - Theorie und Praxis Dipi.-ing. Eike Bartheis - y22ul in einer Übersicht Packet-Radio (Datenpaket-Funk) ist eine Funkfernschreib-Sendeart. Die Informationen werden nach einem international genormten und von der IARU zur Anwendung empfohlenen Protokoll AX.25 (abgeleitet aus dem X.25-Protokoll der CCITT) zu «Paketen verschnürt», mit Adressen, Steuer¬ informationen und einer Fehlerprüfsumme versehen, als kurze, tonfre¬ quente Bursts übertragen. Packet-Radio ist die Sendeart, die zur Zeit die größte Zuwachsrate zeigt. Eine Packet-Radio-Station besteht aus einem Transceiver, einem Mo¬ dem, einem Packet-Radio-Rechner und einem Kleincomputer. Die Pakete werden entweder direkt zwischen den Stationen ausgetauscht bzw. über zwischengeschaltete Wiederholer («Digipeater»), Packet-Radio-Netze oder sogar Satelliten übertragen. Das Protokoll AX.25 bewirkt, daß die Übertra¬ gung dem Nutzer als fehlerfrei erscheint. Störungen auf dem Übertragungs¬ weg erhöhen nicht die Fehlerrate, sondern verlängern die Übertragungszeit. Mehrere Stationen können auf einem Nachrichtenkanal durch Zeitteilung gleichzeitig Packet-Radio-Verbindungen betreiben. Mit Packet-Radio kön¬ nen nicht nur QSOs gefahren, sondern wegen der Fehlerfreiheit auch grö¬ ßere Datenmengen, wie Rundsprüche und Computerprogramme, übertra¬ gen werden. Durch Funkamateure ist für Funkamateure eine immense Arbeit gelei¬ stet worden und wird noch geleistet, um sowohl Hardware als auch Software zu schaffen, die einen weltweiten Packet-Radio-Betrieb so effektiv wie nur möglich gestalten. Die Entwicklung begann in Kanada und den USA, als sich Expertengruppen bemühten, für den Amateurfunkdienst Technologien zu übernehmen, die für die Kopplung von Rechnern untereinander entwik- kelt worden waren. Etwa ab Mitte der 80er Jahre breitete sich der Packet- Virus über Nordamerika und Westeuropa aus. Was zuerst nur für Experten interessant war, wurde bald zu einer fast unüberschaubaren Spielwiese für Computerfans. Durch die zielgerichtete und engagierte Arbeit von Ama¬ teurfunkgruppen lichtete sich das Chaos langsam. Es entstanden Packet-Ra¬ dio-Netze, die, ohne daß es für den Nutzer merkbar wird. Mitteilungen von Funkamateuren für Funkamateure aufnehmen und an den Adressaten wei¬ terleiten. Eine durchaus reale Vision ist, daß weltweit jede Amateurfunk¬ stelle jede andere über Packet-Radio erreichen kann. Inzwischen besteht auch in unserem Land ein reges Interesse an Packet- 140 Radio, wovon die Beteiligung an den Treffen in Dresden (Oktober 1987) und Karl-Marx-Stadt (Mai 1988) zeugt. Die großzügigen Regelungen in Ab¬ stimmung mit dem Ministerium für Post- und Fernmeldewesen der DDR [1] eröffnen den 72-Amateuren den Einstieg in diese interessante Betriebs¬ art. Die technischen Probleme sind so weit gelöst, daß eine Packet-Radio- Station auch mit DDR-Bauelementen aufgebaut werden kann. Sicher ist auf diesem Gebiet eine enge Zusammenarbeit zwischen den Radiosportdis¬ ziplinen Amateurfunksport und Computersport möglich. Die Arbeitsgruppe Digitale Kommunikation im Amateurfunk wird in diesem Fall koordinierend wirken. Gerätetechnik Die Packet-Radio-Station Bild 1 zeigt eine typische Packet-Radio-Station. Sie besteht aus den Bau¬ gruppen Transceiver, Modem, Packet-Radio-Rechner und Terminal. Die Si¬ gnalkopplung am Transceiver geschieht auf der NF-Seite. Das Modem wan¬ delt die empfangene Tonfolge in eine digitale L-H-Folge um bzw. erzeugt aus dem digitalen Datenstrom vom Rechner die zugehörenden NF-Töne. Der Packet-Radio-Rechner wird meist durch einen Einplatinenrechner rea¬ lisiert, er übernimmt die Verarbeitung des einlaufenden Datenstroms und gibt für die eigene Station bestimmte gültige sowie fehlerfreie Daten an das Terminal weiter. In der anderen Richtung wird er vom Terminal in seiner Betriebsart gesteuert und sendet nach dem Aufbau einer Verbindung die über das Terminal eingegebene Information zum Modem. Eine PTT-Steu- erleitung steuert das S/E-Relais des Transceivers, so daß das Modem-Signal vom Sender abgestrahlt werden kann. Bild 1 Übersichtsschaltplan einer Packet-Radio-Station Als Terminal wird meist ein Kleincomputer verwendet, der über eine Du- plex-Serien-Schnittstelle zum Anschluß an den Packet-Radio-Rechner ver¬ fügen muß, u. U. kann sogar eine (schnelle) Fernschreibmaschine verwen¬ det werden. Mit einem einfachen Ein-Ausgabe-Programm, oder besser einem komfortableren Terminalprogramm, übernimmt der Kleincomputer die Steuerung und die Dartellung der Daten und Meldungen des Packet- Radio-Rechners. Meist wird das Modem im Packet-Radio-Rechner unterge¬ bracht. Die auf diese Weise entstandene Einheit wird dann als TNC (Termi- 141 nal Node Controller = Abschlußknoten-Steuerung) bezeichnet. Es müssen nur die Verbindungen zum Transceiver und zum Terminal hergestellt wer¬ den. Eine andere Variante besteht darin, einen Kleincomputer gleich als Packet-Radio-Rechner zu programmieren. Eine sehr gute Lösung ist das Programm DIGICOM-64 für den C64, das als «Amateur-Software» weiter- gegeben wird [2], Dann muß nur das Modem aufgebaut und zwischen Transceiver und Computer geschaltet werden. Transceiver Auf UKW wird Packet-Radio in F2B gesendet. Es werden übliche Sende- Empfänger (Funksprechgeräte) verwendet. Die Kenntöne betragen 1200 und 2200 Hz. Die erforderliche Bandbreite beträgt überschlägig B = Shift + Baud-Rate. Bei einer Baud-Rate von 1200 Baud ergibt sich eine Bandbreite von 2200 Hz symmetrisch zur Mittenfrequenz von 1700 Hz, also von 600 bis 2 800 Hz. Es muß darauf geachtet werden, daß dieser Bereich frei von gro¬ ben Amplitudenfehlern ist. Meist werden zum Empfang das Signal am De¬ modulator abgenommen und zum Senden TNC und Mikrofon parallelge¬ schaltet. Die klassische Packet-Radio-Frequenz ist 144.675 MHz, weitere Kanäle entsprechend dem IARU-Bandplan sind 144.625 und 144.650 MHz. Wegen der geringen Kanalanzahl und ihrer Überbelegung in Ballungsgebie¬ ten ist ein genereller Übergang in das 70-m-Band vorgesehen. Auf Kurzwelle liegen die Kenntöne bei 1070 und 1270 Hz, die Baud- Rate beträgt 300 Baud. Es wird durch Modulation eines SSB-Senders in F1B gesendet. Die Bandbreite beträgt 500 Hz. Der Packet-Radio-Betrieb konzentriert sich auf das Segment des 20-m-Bands zwischen 14.097 und 14.105 kHz in 2-kHz-Schritten. Die Abweichung vom IARU-Bandplan ist noch zu klären, denn generell gilt für Packet-Radio die lARU-Frequenzzu- weisung für die Sendeart «Funkfernschreiben». Modem Modem bedeutet MOdulator-DEModulator. Die Packet-Radio-Kenntöne und Baud-Raten sind durch die Übernahme von ausrangierten Modems durch Funkamateure entstanden. Für Kurzwelle wurde der Standard Bell 103 (1070/1270 Hz, 300 Baud) und für UKW der Standard Bell-202 (1200/2200 Hz, 1200 Baud) mehr oder weniger zur Norm. Die Begriffe Mark (Zeichen-Strom) und Space (kein Strom) haben bei Packet-Radio ihre Bedeutung verloren, da die Information im NRZI-Kode (Bild 2) über¬ tragen wird. Eine logische 0 wird durch eine Flanke von H nach L oder von L nach H markiert. Bei einer logischen 1 ändert sich der Pegel nicht. Bei Modems werden auf der Sendeseite wie bisher AFSK-Generatoren nach [3] oder [4] eingesetzt. Die Umtastung muß ohne Phasensprung vorgenommen werden. Problematischer ist die Empfängerseite. Bei einer Baud-Rate von 1200 Baud und einem Kennton von 1200 Hz muß der Demodulator inner- 142 CARRIER DET°- M-mA- Bild 3 Packet- halb einer 7 nen und in nur PLL-De gäbe spezie - EX AR XE Bild 3 zeigt beiden Ton und RP2 ei auf 1700 H entsprechend der Baud-Rate zu dimensionieren. Die Formeln für die Be¬ rechnung sind angegeben. - Modemschaltkreise TCM 3015 und Am 7910/1911: Beides sind Spezialschaltkreise, die sich für unterschiedliche Aufgaben pro¬ grammieren lassen. Sie haben ihre eigene Quarzzeitbasis, einen Teiler für die Sendefrequenz und auf der Empfängerseite digitale Filter (sogenannte SCF-Filter, switched capacity filter). Ein Modem mit DDR-Schaltkreisen hat Y25TN entwickelt. Herz des De¬ modulators ist der Schaltkreis U 4046 D. Die Schaltung wurde im FUNK¬ AMATEUR veröffentlicht [12]. Packet-Radio-Rechner Packet-Radio-Rechner sind Einplatinenrechner mit einem relativ geringen Schaltungsaufwand. Der TNC2 [6] der Tucson-Amateur-Packet-Radio- Group (TAPR) ist mit einer Z80A-C PU, 16-k-EPROM (2 x2764), 8-k- RAM (6264) und einem Z SO-SIO bestückt. Standardgatter übernehmen die Umwandlung von NRZI in NRZ-Kode (für den SIO), die Anpassung der Serienschnittstelle vom SIO auf RS-232 sowie Anzeige- und Steuerfunktio¬ nen. Eine Weiterentwicklung des TNC2, der TNC2C[1], ist eine CMOS-Ver- sion mit erweitertem Programm. In diesem Fall werden bei logisch gleicher Bestückung 32-k-EPROM (27 C 256) und 32-k-RAM (62256) verwendet. Eine mit DDR-Bauelementen aufgebaute Leiterplatte hat Y21ZK entwik- kelt. Die Bezeichnung ist PRC(1Y2). Sie enthält eine UA-880-CPU, 8-k- EPROM (4 x U2716) und 64-k-RAM (8 x U 2164). ln diesem Fall über¬ nimmt die CPU die NRZI-NRZ-Wandlung, so daß eine sehr einfache Lö¬ sung entsteht. Die Schaltung und ihre Funktion wurde im Mai 1988 in Karl-Marx-Stadt vorgestellt. Eine Veröffentlichung im FUNKAMATEUR ist vorgesehen. Terminal Die beim Packet-Radio-Rechner beschriebenen Rechner bzw. TNC werden meist über eine asynchrone Serienschnittstelle mit dem Terminal oder Host (Wirtsrechner) verbunden. Die Schnittstelle ist meist auf ASCII-Kode (7-bit plus Prüf-bit mit Dauer-0, Start-bit-8 Daten-bits-2 Stopp-bits) und 9600 Baud programmiert. Kommerzielle oder universell verwendbare TNC verfügen über eine V.24 oder RS-232-Schnittstelle. Bei Eigenbaugeräten kann der TNC dem Eigenbaucomputer zugeordnet und direkt über TTL-Pe- gel angeschlossen werden. Ein SIO-Ein/Ausgang im Terminal vereinfacht den Datenaustausch, es ist aber auch der Betrieb an Nutzer-PIOs (AC 1 oder Z 1013) möglich, wenn man diese entsprechend programmiert. Der Datenaustausch zwischen Terminal und TNC kann zeichenweise vorgenommen werden. Ein Terminalprogramm, das die Information zeilen¬ weise austauscht und mit dem man ganze Steuerfolgen programmiert abru- fen kann, erhöht den Komfort jedoch erheblich. Ein Beispiel ist das Pro¬ gramm von Y27NN [8] zur Kopplung des PRC(1Y2) mit dem Computer [9], 144 Bedienung eines Packet-Radio-Rechners Betriebsarten (Modi) Zu jedem Packet-Radio-Rechner bzw. TNC oder einem Packet-Radio-Pro- gramm für einen Computer gehört eine Beschreibung, die für das konkrete Gerät gilt. Die Verfahrensweise ist aber bei bekannten Geräten und Pro¬ grammen ähnlich, so daß ein Überblick gegeben werden kann. Wird der TNC eingeschaltet (oder rückgesetzt), befindet er sich im Kommando-(Be- fehls)-Modus. Wichtige Parameter sind initialisiert und auf Standardwerte eingestellt. Diese Parameter werden auch als Default-Werte bezeichnet. Weitere Parameter müssen eingegeben werden bzw. lassen sich ändern (s. Abschnitt Kommandomodus). Den TNC kann man als Monitor aller oder ausgewählter Pakete auf der eingestellten PR-Frequenz aktivieren. Mit dem Connect-Kommando zum Verbindungsaufbau (s. Abschnitt Ar¬ beitsmodus) gelangt der TNC in den Arbeitsmodus, auch als Convers- (ations) - oder Chat-Modus (to chat = plaudern) bezeichnet. In diesem Mo¬ dus laufen normale QSOs ab. Die Übertragung von Steuerzeichen (ASCII- Kodes unter 20H) ist bis auf CR (ODH) und LF (OAH) gesperrt, um auf dem Terminal der Gegenstation keinen Schaden anzurichten. Die Eingabe von Steuerkommandos zum TNC ist durch Voranstellen eines Sonderzei¬ chens (meist ESCAPE 1BH) oder nur durch ein CTRL-Zeichen auch im Ar¬ beitsmodus möglich. Sollen Daten- oder Programm-Files übertragen werden, wird der TNC in den Transparentmodus versetzt. Er sendet dann alle Zeichen so aus, wie sie ihm angeboten werden, also auch Steuerzeichen. Sinnvoll ist diese Be¬ triebsart nur in Zusammenhang mit einem Terminalprogramm, das die Da¬ ten aus einer Datei bereitstellt, dann den Transparentmodus einschaltet, die Daten überträgt und dann wieder in den Arbeitsmodus zurückschaltet. Durch ein Disconnect-Kommando wird eine Verbindung beendet und in den Kommandomodus zurückgekehrt. Kommandomodus Im Kommandomodus können die Parameter des TNC oder PR-Rechners dem Betriebsfall (UKW, KW, QRM) angepaßt werden. Die Monitorfunktio¬ nen werden gewählt und ein eventueller Bakenbetrieb eingestellt. Durch das Aussenden von sogenannten UNPROTO-Texten über einen Digipeater ist ein Test der Station auch im nicht verbundenen Zustand (unconnected) möglich, indem man das Wiederaussenden des Pakets durch den Digipeater im Monitormodus verfolgt. Ein solcher UNPROTO-Text kann z.B. so aus- sehen: u(nproto) test von Y22UL-0 via Y88XX-0 Y22UL-0. Die meisten Kommandos können abgekürzt werden, es gilt dann der er¬ ste oder die ersten Buchstaben. Wichtige Parameter sind: - Eigenes Rufzeichen Das eigene Rufzeichen wird jedem ausgesendeten Paket zugefügt. Es wird 145 entweder im EPROM des TNC gespeichert oder muß als erstes eingegeben werden. Im AX.25-Protokoll sind 7 Zeichen zugelassen (Großbuchstaben und Ziffern). 6 Zeichen gehören zum eigentlichen Rufzeichen, das 7. Zei¬ chen erlaubt eine weitere Spezifikation der Station. Mit diesem SSID (Se¬ condary Station Identifier), der von 0 bis 15 (0 .. F Hexa) läuft, kann man mehrere Kanäle einer Station bezeichnen. Standard ist ein SSID von 0, Zu¬ gänge über 2 m werden mit -2, über 70 m mit -7 und unbekannte Zu¬ gänge mit -15 bezeichnet. Die Rufzeicheneingabe lautet z.B. Y22UL-0. -Paketlänge (PACLEN) Die maximale Länge des Informationsfelds im Paket (s. Abschnitt Protokoll AX.25) ist 256 Bytes. Bei QRM, z.B auf Kurzwelle, sollte sie auf 64 oder so¬ gar 40 verkürzt werden, um die Wahrscheinlichkeit, daß ein Paket «heil» durchkommt, zu vergrößern. - Anzahl der Pakete (MAXFRAME) Die maximale Zahl der Pakete, die gesendet werden kann, ohne daß auf Be¬ stätigung gewartet wird, ist nach dem Protokoll AX.25 gleich 7. Da sie u.U. alle wiederholt werden müssen, falls ein Fehler im 1. Paket aufgetreten ist, sollte ihre Zahl bei schlechten Bedingungen auf 1 eingestellt werden. Ein Standardwert ist 4. - Baud-Rate Die Baud-Rate beträgt auf UKW 1200 Baud (Standardwert) und muß auf Kurzwelle auf 300 Baud eingestellt werden. Gleichzeitig ist das Modem auf Kurzwelle (Kenntöne und Baud-Rate) umzuschalten. - PTT-Verzögerung Die Zeit zwischen Aktivierung der PTT-Leitung und dem Start des Pakets ist einstellbar. Sie hängt von der Umschaltzeit des eigenen Transceivers und von der Reaktionszeit des Squelchs der Gegenstation ab. Sie ist bzw. wird auf einige hundert Millisekunden eingestellt. - Monitorbetrieb Im uneingeschränkten Monitorbetrieb werden alle auf der Frequenz gesen¬ deten fehlerfreien Pakete und im sogenannten Müll-Modus auch die fehler¬ haften Pakete ausgeschrieben, so daß schnell ein Chaos auf dem Bildschirm entstehen kann. Mit Monitorkommandos läßt sich der mitzuschreibende Paket-Typ (s. Abschnitt Protokoll AX.25) vorgeben. Es kann eine Liste der Stationen angelegt werden, von denen keine oder von denen ausschließlich Pakete empfangen werden sollen. Monitor-Betrieb ist mitunter auch im Hintergrund bei anderweitig eingesetztem Terminal oder während eines QSOs möglich. Hat der TNC eine Uhr, werden die Pakete noch mit einem «Stamp» (Stempel) für Datum und Uhrzeit versehen. Es läßt sich dann eine entsprechende Liste der aktiven Stationen und/oder der empfangenen Pa¬ kete ausgeben. - Bakenbetrieb Den TNC kann man bei schwach belegtem Kanal veranlassen, in längeren Zeitintervallen einen Bakentext zu senden oder einen Text dann zu senden, wenn die Station angerufen wird, der TNC vom Terminal aber im Moment nicht bedient werden kann. Mitunter kann die Gegenstation auch eine Nachricht hinterlegen. 146 - Digipeaterbetrieb Das AX.25-Protokoll gestattet es, daß sich eine Station als Wiederholer eines empfangenen Pakets (Digipeater) verwenden läßt. Die Kennzeich¬ nung steht im Adreßfeld eines Pakets. Der Operateur kann seine Station für Digipeater-Betrieb sperren bzw. eine Positiv- oder Negativliste der Nutzer anlegen. Arbeitsmodus Ein Packet-Radio-QSO beginnt mit einem «Connect». Will man z. B. mit Y99ZZ über den Digipeater Y88XX Verbindung aufnehmen, gibt man das Kommando c(onnect) Y99ZZ-0 v(ia) Y88XX-0. Es wird ein SABM-Steuer-Paket an Y99ZZ gesendet, der, wenn er frei ist und man nicht auf seiner Sperrliste steht, mit einem UA-Steuer-Paket ant¬ wortet. Der TNC kann an das Terminal melden: connected to Y99ZZ. Der Digipeater Y88XX wirkt in beiden Richtungen als «elektronischer Papagei», und der Rechner von Y99ZZ erkennt aus dem Adreßfeld, daß Y88XX als Digipeater zu nehmen ist. Im QSO-Modus werden jetzt Pakete hin- und hergeschickt, in der Regel immer dann, wenn eine Zeile nach der Eingabe mit CR abgeschlosen wurde. Wird eine Weile kein Paket gesendet, wird in Abständen von mehreren Minuten automatisch abgefragt, ob die Gegenstation noch da ist. Die Verbindung kann also beliebig lang stehen¬ bleiben und wird erst durch ein «Disconnect»-Kommando einer der beiden Seiten getrennt. Die Software neuerer TNCs bzw. Computerprogramme erlauben es, über einen TNC gleichzeitig mehrere «Connects» abzuwickeln. Die Stationen werden Kanälen (maximal 4) zugeordnet, die man sich umschichtig auf den Bildschirm holen kann. Jedes eingetroffene Paket wird durch ein Beil-Si¬ gnal gemeldet. Praktische Probleme einer Funkverbindung - Fehlerwahrscheinlichkeit und Übertragungsgeschwindigkeit Packet-Radio ist eine Übertragungsart, die als fehlerfrei erscheint. Durch die Art der Fehlersicherung (Prüfsummenbildung) reicht aber ein fehlerhaf¬ tes bit innerhalb des Pakets aus, um das gesamte Paket als fehlerhaft zu kennzeichnen. Es wird verworfen und' als nicht empfangen betrachtet, der Absender wiederholt es innerhalb einer vom Programm vorgegebenen Zeit. Erst nach dem richtigen Empfang wird es quittiert. Es müssen also gute, stör- und fehlerfreie Empfangsbedingungen vorliegen, wenn man sinnvoll Packet-Radio-Connects hersteilen will. Hat man schon Schwierigkeiten beim Connect, bei dem nur 2 kurze Steuerpakete ausgetauscht werden, ist die Wahrscheinlichkeit groß, daß ein Informationsaustausch kaum klappt. Bei einer langen Digipeater-Kette multiplizieren sich die Wahrscheinlich¬ keiten für die richtige Übertragung eines Pakets (p), so daß zu der Zeit für die Paket-Wiederholung durch die Kette noch die Wiederholzeit wegen feh¬ lerhafter Pakete dazukommt. Sehr schnell sinkt dann, wie Y24KK in seinem Vortrag im Mai 1988 in Karl-Marx-Stadt zeigte, die Übertragungsgeschwin¬ digkeit von maximal 542 Baud bei einer absolut fehlerfreien Direktverbin¬ dung mit p = l auf 50 Baud bei einer Verbindung über 2 Digipeater bei p = 0,8 und auf nur noch 3 Baud, wenn man über 4 Digipeater mit p = 0,7 arbeitet. - Zugriffstechnik Der Packet-Radio-Nutzer merkt von der Zugriffstechnik seines TNCs nichts. Dieser wertet das Carrier-Detect-Signal (Träger vorhanden) seines Modems aus und sendet erst, wenn keine andere Station den Kanal mehr benutzt und eine Zufallszeit vergangen ist. Mit dieser als «CSMA non persi¬ stent» bezeichneten Methode (CSMA = Carrier Sense Multiple Access, Vielfachzugriff mit Trägerüberwachung) [10] wird eine Erfolgsrate von etwa 90% erreicht. Würde jede Station senden, ohne zu warten (Verfah¬ ren ALOHA), wie es beim Satellitenfunk üblich ist, bricht der Verkehr bei einer Kanalauslastung von über 18% zusammen. Wird zwar CSMA benutzt, aber gleich gesendet, wenn der Kanal frei ist (persistent), kommt bei einer Kanalbelegung von 55% kein Paket mehr ohne Kollision, d.h. ohne Fehler an. - Netze Die Zeit der Digipeater, in der jede Station von jeder Station als Digipeater benutzt werden konnte und sich der Packet-Verkehr fast ausschließlich auf 144,675 MHz abspielte, geht dem Ende entgegen. Von Amateurfunkgrup¬ pen wurde und wird eine große Arbeit beim Aufbau und bei der Program¬ mierung von Packet-Radio-Netzen geleistet. Als Zugang zum Netz werden Netzknoten mit Duplex-Relais (um die Trägerüberwachung zu ermögli¬ chen) vorzugsweise auf 70 cm aufgebaut. Die Netzknoten sind über stö¬ rungsfreie INTERLINKS auf 23 cm und höher verbunden. Die Interlinks sammeln den Datenverkehr und werden u.U. mit 9600 Baud und höher be¬ trieben. Der Nutzer gibt neben dem Adressaten nur den Netzknoten als Di¬ gipeater an und u.U. den Knoten, in dessen Bereich der Adressat wohnt. Er bekommt bereits vom 1. Netzknoten eine Quittung und muß nicht warten, bis das Paket vom Empfänger quittiert wurde, so daß der Verkehr deutlich schneller geht. Der Transport innerhalb des Netzes geschieht nach dem so¬ genannten Store-and-Forward-Prinzip (Speichern und Transportieren). Große Datenmengen werden in verkehrsschwachen Zeiten (nachts) im Netz vermittelt. Über Satellit und Kurzwellenkanäle ist eine Verknüpfung von Netzen möglich, so daß die eingangs erwähnte Vision realisiert werden kann. Hier ist die Entwicklung stark im Fluß. Protokoll AX.25 Die zur Zeit gültige Version des AX.25-Level-2-Protokolls trägt die Num¬ mer 2.0. Sie wurde von der ARRL 1984 ausgearbeitet und von der IARU weltweit zur Anwendung empfohlen. Bei der Installation einer Packet-Ra- 148 dio-Station ist darauf zu achten, daß dieses Protokoll verwendet wird. Der Funkverkehr mit der älteren Version 1.0. ist zwar möglich, bereitet aber Schwierigkeiten (Abweisung von Paketen). Das Protokoll beschreibt die Schicht 2 (Level 2), die sogenannte Link-Layer (Verbindungsebene) des ge¬ normten ISO-7-Schichten-Modells. Schicht 1 bildet die Transportebene (Verbindungsweg, Transceiver - Modem), Schicht 3 die Netzebene, die noch nicht genormt ist, und Schicht 7 die Präsentation (Bildschirm des Ter¬ minals). Die anderen Schichten werden im Amateurfunkbetrieb z.Zt. noch nicht genutzt. Aufbau eines Pakets Bild 4 zeigt den Aufbau eines Pakets. Das Paket beginnt und endet mit Flags (Kodierung 7EH). Um das Auftreten der Flag-Kodierung innerhalb eines Pakets zu verhindern, wird beim Senden automatisch nach 4 Einsen eine 0 eingefügt und diese 0 beim Empfang wieder eliminiert (bit-Stuffing). Flag Adresse Steuert. PID Info PCS Flag 81111110 11Z...5B0 bits 8 bits 8 bits Nx8 bits 16 bits 01111110 Bild 4 Aufbau eines Pakets fl 6 5 4 3 2 1 8 Hexa 7 Y 7 0 1 1 0 0 1 0 BZ 2 2 0 1 1 0 0 1 S 0 64 3 2 0 1 7 0 0 1 0 0 64 4 U 1 0 7 0 1 0 1 0 Ah 5 L 1 0 0 1 1 0 0 0 38 6 Space 0 1 0 0 0 0 0 0 40 7 SSID C R R S S I D E Bild 5 Aufbau eines Rufzeichens im Adreßfeld C - Kommando/Antwort-Kennung im Sender- und Empfängerrufzeichen bzw. Wiederho¬ lungs-Kennung im Digipeater-Rufzeichen R - reserviert für Uetz-Protokoll SSW - Stations-Identißkator E - Extender-bit [= 0 weiteres Rufzeichen folgt, - 1 Ende (A-Feld)j Adreßfeld Das Adreßfeld (Bild 5) enthält das Absender-, das Empfänger- und bis zu 8 Digipeater-Rufzeichen. Je Adresse sind 7 Bytes vorgesehen, je 6 für das Rufzeichen (nicht belegte Stellen werden mit Space belegt) und eine Stelle für den SSID. Das Adreßfeld ist beendet, wenn das bit 0 des letzten 149 SSID eine 1 enthält. Um diese Bedingung eindeutig zu erfüllen, werden alle ASCII-Zeichen des Rufzeichens um 1 bit nach links geschoben und das bit 0 auf 0 gesetzt. Im SSID ist kodiert: bit 0: = 0 - weitere Adresse folgt; = 1 - Ende des Adreßfelds; bit 1 ... 4: Stations-Identifikator 0 ... 15 (SSID); bit 5/6: reserviert für Netzkennung, Standard = 11; bit 7: Kommando oder Antwort auf Kommando in den Absender- und Empfänger-Rufzeichen (01 oder 10), Paket vor der Wie¬ derholung (=0) oder nach der Wiederholung (= 1) im Digi- peater-Rufzeichen. Steuerfeld Mit dem Steuerfeld werden die Art des Pakets und seine Aufgabe gekenn¬ zeichnet. Ein I-Feld enthält Information, ein S-(Supervisory-)Paket bewirkt die Steuerung und Überwachung des Datenflusses und die Quittierung von empfangenen Paketen, U-(unnumerierte)Pakete haben die Funktionen Ver¬ bindungsauf- und -abbau sowie Aussendung von unnumerierter Informa¬ tion außerhalb einer bestehenden Verbindung. Die Tabelle faßt die Kodie¬ rung der Steuerfelder zusammen. Sie erscheint u. U. auch in Monitoraus- schriften. Die einzelnen Pakete haben folgende Aufgaben [1]: - I-Paket Enthält die Information mit der von 0 bis 7 laufenden Sendefolge-Nummer N(S) und quittiert Pakete bis zur Empfangsfolge-Nummer N(R)-1. - RR (Receiver Ready, Empfänger bereit) Quittiert den Empfang bis N(R)-1 und/oder hebt den Zustand «nicht be¬ reit» (RNR) auf. Fragt - als Kommando gesendet - den Status der Gegen¬ station ab. Bestätigt als Antwort die Empfangsbereitschaft. - RNR (Receiver not ready, Empfänger nicht bereit) Bestätigt den Empfang bis Paket N(R)-1 und zeigt an, daß im Moment keine weiteren Pakete angenommen werden können. - REJ (Reject, Zurückweisung) Fordert die Wiederholung ab Paket N(R) an, wenn zwischen dem empfan¬ genen N(S) und dem eigenen Zähler keine Übereinstimmung besteht, also Pakete verworfen werden mußten. - SABM (Connect Request, Verbindungsanforderung) Wird bei einem Connect-Kommando gesendet. - DISC (Disconnect, Trennung der Verbindung) Wird bei einem Disconnect-Kommando gesendet. - UA (Unnumbered Acknowlegde, unnumerierte Quittung) Positive Antwort auf den SABM oder DISC. Bestätigung, daß Verbindung hergestellt oder getrennt wurde. - DM (Disconnect Mode) Negative Antwort auf ein SABM. Die Station ist nicht willens oder nicht in der Lage, eine Verbindung aufzunehmen, oder sie erhielt an sie adressierte Pakete ohne eine vorherige Verbindungsanforderung (SABM). 150 Tabelle Kodierung der Steuerfelder Kommando oder Antwort Kurz- bits im Steuerfeld Zeichen 7 6 5 4 3 2 1 0 Kode hexa Informations¬ übertragung i N(R) p N(S) 0 gerade Empfangsbereit RR N(R) P/F 0 0 0 1 xl Nicht empfangs¬ bereit RNR N(R) P/F 0 1 0 1 x5 Wiederholungs¬ anforderung REJ N(R) P/F 1 0 0 1 x9 Verbindungs- anforderung SABM 0 0 1 P 1 1 1 1 2F/3F Verbindungs¬ abbruch DISC 0 1 0 P 0 0 1 1 43/53 Verbindungs¬ rückweisung DM 0 0 0 F 1 1 1 1 0F/1F Unnumerierle Bestätigung UA 0 1 1 F 0 0 1 1 63/73 Rückweisung eines Rahmens FRMR 1 0 0 F 0 1 1 1 87/97 Unnumerierte Information UI 0 0 0 P/F 0 0 1 1 03/13 x = 0...F N(S) = Sendefolge-Nummer N(R) = Empfangsfolge-Nummer P F = Polling/Final-Bit für Kommando/Antwort-Kennung - FRMR (Frame Reject, Rahmen-Rückweisung) Es wurde ein unverständliches Paket empfangen. Das FRMR-Paket enthält eine Information über den Fehler (falscher Steuerfeld-Kode, I-Feld zu lang usw.). - UI (Unnumbered Information) Mit einem Ul-Paket kann Information entlang des im Adreßfeld angegebe¬ nen Weges gesendet werden, ohne daß eine Flußkontrolle geschieht. Der Adressat kann den Empfang bestätigen, muß das aber nicht. Geeignet für Testzwecke, Bakentexte und Rundsprüche. PID (Protokoll Identifier) Das PID-Feld ist das erste Byte eines Informationsfeldes und ist für die Spezifizierung des Netz-Protokolls (Schicht 3) reserviert. I-Feld (Informationsfeld) Nur I-, UI- und FRMR-Pakete enthatlen ein I-Feld. Die maximale Länge eines I-Feldes beträgt 256 Bytes. 151 FCS (Frame Check Sequence, Prüfsumme) Die Prüfsumme wird nach einem genormten Polynom berechnet. Dieses Polynom ist im HDLC-Protokoll des SIO U 856 D enthalten und wird über das gesamte Paket berechnet. Ein Fehler wird mit einer Wahrscheinlichkeit von 1 -10 13 nicht erkannt. Die Übertragung ist also bei richtiger Prüf¬ summe nahezu fehlerfrei. Bei einem Prüfsummenfehler wird das Paket als nicht empfangen gewertet. Zähler und Zeitgeber Im Protokoll AX.25 sind Zähler und Zeitgeber definiert, deren Wert in der Regel vom TNC-Programm vorgegeben wird, die sich aber auch über Kom¬ mandos abfragen und u. U. ändern lassen. - Primär-Zeitüberwachung TI (Acknowlegde Timer): Gibt die Zeit vor, in der auf die Quittung für ein oder mehrere Pakete von der Gegenstation gewartet wird, ehe ein Paket wiederholt wird. Bei Betrieb über Digipeater erhöht sich die Zeit entsprechend der Kettenlänge. - Antwort-Zeitgeber T2 (Response Delay Timer): Gibt die Zeit vor, in der nach Empfang eines I-Pakets gewartet wird, ob nicht noch ein weiteres Paket eintrifft. - Inaktivitäts-Zeitgeber T3 (Inactive Link Timer): Nach Ablauf des Timers soll der Status der Gegenstation mit einem RR- oder RNR-Kommando abgefragt werden, falls in der Zwischenzeit keine Pakete empfangen wurden. - Maximale Anzahl der Wiederholungen (N2): Nach einer Anzahl erfolgloser Wiederholungen (gesteuert durch TI) sollte die Verbindung wegen zu schlechter Übertragungsqualität abgebrochen werden. N2 liegt bei 16. - Maximale Zahl der Bytes in einem I-Feld (NI): NI ist typisch gleich 256, kann aber bei Notwendigkeit verkleinert werden (s. Abschnitt Kommando-Modus). - Maximale Zahl der unbestätigten Pakete (k): Das Protokoll läßt 7 Pakete zu, die hintereinander gesendet werden können, ehe auf eine Quittung gewartet wird. Im Betrieb bei QRM sollte diese Zahl (MAXFRAME) auf 1 gesetzt werden. Bei der beabsichtigten Übertragung von äußerst großen Datenmengen sollte dagegen entsprechend k~l ge¬ wählt werden. Packet-Radio in der DDR Zum Zeitpunkt der Manuskripterarbeitung waren dem Verfasser folgende Stationen als QRV bekannt: Y24KK, Y21ZK, Y27NN, Y25TN, Y28SL. Wei¬ tere Stationen befassen sich mit Packet-Radio und hoffen bald betriebsbe¬ reit zu werden. Koordiniert von der Arbeitsgruppe Digitale Kommunikation im Amateurfunk laufen Arbeiten zur Entwicklung von Leiterplatten, Schal- 152 tungen, Digi-Relais und Programmen, so daß sich der Kreis der Interessen¬ ten und Nutzer von Packet-Radio sicher vergrößern wird. Die Publikation weiterer Beiträge im FUNKAMATEUR besonders zu praktischen Fragen ist vorgesehen. Literatur [1] Festlegungen zur Anwendung moderner Funkfernschreib-Verfahren im Amateur¬ funk der DDR. FUNKAMATEUR 37 (1988) Heft 4, Seite 198. [2] DL3RDB/DF3HH/DL2DL/DL8MBT: Bedienungsanleitung DIGICOM-64, Ver¬ sion 1.51 - 11/86 (inzwischen aufVersion 2.0 erweitert). [3] M.Gronak - Y21RO, AFSK-Generator in CMOS-Technik. FUNKAMATEUR 36 (1987) Heft 5, Seite 234. [4] E.Barthels - Y22UL, RTTY-Modem für 300 Baud und 850 Hz Shift. FUNKAMA¬ TEUR 36 (1987) Heft 5, Seite 237. [5] W. de Winkel - PE1FIB, Packet Radio Modem. Electron, Heft 2/1987, Seite 69, [6] Tucson Amateur Packet Radio - TAPR - Stromlaufplan TNC-2. Rev. 1 - 8/85. [7] Frankfurter PR-Gruppe, TNC2C - Aufbau- und Bedienungsanleitung. Landolt Computer 1987. [8] A. Mugler - Y27NN, Terminal-Programm für PRC(1Y2) TERMINAL.PAS. Ta¬ gung Karl-Marx-Stadt 1987. [9] A.Mugler - Y27NN/M. Matthes Komfortabler Personalcomputer für den erfahre¬ nen Amateur. FUNKAMATEUR 37 (1988) Heft 1 ff, (Beginn der Bauanleitungs¬ serie). [10] A. Maass - DL1HK, Methoden zur Durchsatzsteigerung beim Digipeaterbetrieb, Mitteilungsblatt der DAFG-RTIT A/87, Seite 15 bis 17. [11] K.H. Pape - DK8HI, AX.25-Protokollbeschreibung. Mitteilungsblatt der DAFG- RTTY A/87, Seite 6 bis 13. 153 Dr.-Ing. Albrecht Mugler - Y27NN Rauschen und Empfindlichkeit Eine wesentliche Eigenschaft eines Empfängers ist seine Empfindlichkeit. Sie wird durch zahlreiche Einflußgrößen bestimmt. Die untere physikali¬ sche Grenze ist jedoch durch das thermische Rauschen festgelegt. Dieses Rauschen wird durch die thermische Eigenbewegung der Moleküle und die freien Ladungsträger erzeugt. Daraus folgt auch die Temperaturabhängig¬ keit der Rauschleistung eines Widerstands. Die mittlere thermische Rauschleistung eines elektrischen Widerstandes beträgt [1]: P r = 4-k-T- 6; (1) k - Boltzmannkonstante 1,38- 1CL 23 V-As-K' 1 , T- Temperatur in K (Kel¬ vin), b - Bandbreite in Hz. Für einen Empfänger muß aber noch eine weitere Betrachtung herangezo¬ gen werden. Nur im Fall der Anpassung wird die maximale Leistung an den Verbraucher abgegeben. Dieser Wert ist aber gerade V 4 der Leistung der Quelle. Daraus ergibt sich die verfügbare Rauschleistung zu P n , = k ■ T■ b. (2) In einigen Quellen (z. B. [2]) gibt man eine Rauschleistung je Hz Rausch¬ bandbreite bei Zimmertemperatur (293 K) an: k-To'4,04-1(T 21 Ws. Rechnet man diesen Wert in dB, bezogen auf 1 mW an 50 O (0 dBm = 223,6 mV an 50 O) um, erhält man kF 0 = -173,9 dBm/Hz. Damit läßt sich relativ schnell die Grenzempfindlichkeit eines Empfängers bestimmen. Hat der RX die folgenden Daten [3], Bandbreite 17000 Hz, Eingangswiderstand 50 0, Temperatur 293 K = 20°C, Eigenrauschen 0,7 dB, dann beträgt die Bandbreite (bezogen auf 1 Hz) 42,3 dB. Das er¬ rechnet man mit 5= 10-lg - 6; (3) B - Bandbreite in Hz, B - Bandbreite in dB, bezogen auf 1 Hz. 154 Die thermisch rauschbegrenzte Empfindlichkeit ermittelt man durch Addi¬ tion der logarithmierten Werte P th =-173,9 dB+ 42,3 dB, P th = -131,6 dB. Durch Entlogarithmierung erhält man die äquivalente Rauschspannung P th in dB, R - Eingangswiderstand in Cl. Im obengenannten Beispiel ergibt sich 4h zu 58,9 nV. Addiert man noch 0,7 dB für Eigenrauschen für den gesamten Empfänger und 10 dB Signal/ Rausch-Abstand, ergibt sich eine erforderliche Eingangsspannung von 201,6 nV. Die Angabe in [3] mit 65 nV bei 10 dB Signal/Rausch-Abstand ist also physikalisch nicht möglich, es sei denn, man setzt gekühlte parame¬ trische Verstärker ein. Das gilt gleichermaßen für [4], Schlußfolgerungen Hat man einen 2-m-FM-Empfänger mit 18 kHz Bandbreite (MQF 10.7-1800), 50 0 Eingangswiderstand und etwa 3 dB Eigenrauschen (sehr gute UFT o. ä.), so ergibt sich für ein auswertbares Signal (10 dB Si- gnal/Rausch-Abstand) eine erforderliche Eingangsspannung am RX von 270,4 nV. Bei S9 = 5 gV und S-Stufen zu 5 dB muß also ein FM-Signal mindestens S4 betragen, um demodulierbar zu sein. Ein sehr guter RX mit optimalem Demodulator erreicht S3. Niedrigere S-Stufenangaben bei 18-kHz-FM sind wiederum physikalisch nicht möglich. Nachfolgend einige charakteristische Werte für übliche Empfängerband¬ breiten (bei 293 K) Rem in O Bandbreite in Hz 4h Uth + 3 dB C/,h + 10 dB 50 500 10,0 nV 14,2 nV 31,7 nV 50 2350 21,7 nV 30,7 nV 68,9 nV 50 2500 22,4 nV 31,7 nV 71,0 nV 50 3100 25,0 nV 35.3 nV 79,1 nV 50 15000 55,0 nV 77,7 nV 174,1 nV 50 18000 60,3 nV 85,2 nV 190,7 nV 50 25000 71,0 nV 100,4 nV 225,8 nV 75 500 12,3 nV 17,3 nV 38,9 nV 75 2500 27,5 nV 38,8 nV 87,0 nV 75 25000- 87,0 nV 122,9 nV 275,5 nV 155 Die Angaben in den beiden rechten Spalten beziehen sich auf U th und kön¬ nen als Eigenrauschen des Empfängers sowie als Signal/Rausch-Abstand oder als Summe beider aufgefaßt werden. Literatur [1] Philippow, Taschenbuch Elektrotechnik, Band 3 - Bauelemente und Bausteine der Informationstechnik, 2. Auflage, Berlin 1984, Seite 242. [2] D.Lechner, Kurzwellenempfänger, 2. Auflage. Berlin 1985, Seite 148. [3] Verbesserungen an der Amateurfunkstelle Y21C. FUNKAMATEUR 37 (1987) Heft 2, Seite 74. [4] Amateurfunkrelaisstelle Y21F auf dem Königsberg bei Gehren. FUNKAMA¬ TEUR 35 (1985) Heft 5. 156 Der Ideenspeicher im Amateurfunk - Hilfsmittel für Dr. Walter Rohiänder - Y220H die Amateurfunkpraxis Als im Elektronischen Jahrbuch 1987 ein Beitrag unter gleicher Überschrift erschien, war bereits zu diesem Zeitpunkt klar, daß im Bereich der techni¬ schen Amateurfunkpraxis die Gefahr besteht, in diesem Teilgebiet des Amateurfunks die Breitenbasis zu verlieren. International hat es die Indu¬ strie übernommen, die im Besitz des Know-how und der Schlüsseltechnolo¬ gien ist, dem gesellschaftlichen und privaten Nutzer ausgereifte Spitzenge¬ räte der Empfangs-, Sende- und Transceivertechnik aller Amateurfunkbän¬ der bereitzustellen, die kaum noch Wünsche offenlassen. Dadurch wird jedoch der Trend zum sogenannten «Steckdosenamateur» gefördert. Es ist eine Tatsache, daß bei dieser Tendenz nur noch gesellschaftliche Labors der Amateurfunkorganisationen und einige wenige, technisch hochversierte Funkamateure mit entsprechender materieller und meßgerätetechnischer Basis Schritt halten können. Allein und überwiegend dieser Kreis bestimmt den Inhalt fast aller Amateurfunk-Fachzeitschriften, greifen wir nur die bei¬ den großen heraus, RADIO (UdSSR) und QST (USA). In diesem Sinne ist also auf keinem Fall mehr von einer Breitenbasis in der technischen Ama¬ teurfunkpraxis zu sprechen. Die Redaktionen fast aller Amateurfunk-Fachzeitschriften versuchen, mehr oder weniger erfolgreich, die Breitenbasis wieder zu entwickeln. Mit diesen Fragen sollte sich nicht nur die Redaktion des FUNKAMATEURS beschäftigen; sie schafft es allein nicht, obwohl der einmalige Konstruk¬ tionswettbewerb ein guter Anfang war. Hier sind gleichermaßen der Redak¬ tionsbeirat und der Radiosportverband der DDR gefordert. Nicht nur der Computersport, sondern auch der Wehrsport Amateurfunk, eine Säule des Radiosports im Bereich der vormilitärischen Kaderentwicklung der NVA und der Wehrkrafterhaltung der gedienten und ungedienten Reservisten, sind gleichmäßig zu fördern. Angeregt aus dieser Perspektive sei wieder im Ideenspeicher des Verfassers geblättert, d.h. vollinhaltlich die Absicht nach [1] fortgesetzt, ohne mit der Internationalen Schaltungsrevue Amateurfunk des Herausgebers des Elektronischen Jahrbuches konkurrieren zu wollen. Verbesserungen am Direktmischempfänger (Empfangstechnik KW) Jeder, der sich als CW-Fan schon einmal einen Direktmischempfanger als Zweitgerät gebaut hat, wird die Erfahrung gemacht haben, daß unabhängig von der Abstimmung des Empfängers starke AM-Signale im Untergrund der NF auftreten können. Diese Signale können empfindlich stören und dazu verleiten, diesen einfachen, jedoch guten RX in die Ecke zu stellen - trotz guter HF-Selektion im Eingang, Verwendung eines Doppelbalancemi¬ schers sowie guter Gleichtaktwellenunterdrückung und -Verdrosselung in der Netzversorgung. Ursache dafür ist zumeist der Einsatz von passiven oder aktiven RC-Filtem vor dem hochverstärkenden (> 90 dB) NF-Verstär- ‘ker. Und das ist der springende Punkt. AM-Signale starker Rundfunkstatio¬ nen gelangen auf irgendwelchen Wegen auf den Eingang des NF-Verstär¬ kers und werden dort an Nichtlinearitäten demoduliert. Als gute Problemlösung ergab sich die Zwischenschaltung eines IC- Bandfilters von wenigen hundert Hertz Bandbreite zwischen Demodulator und NF-Verstärker nach Bild 1. Die Spulen werden in Schalenkernen un¬ tergebracht. Das Filter ist in eine Stahlblechbox mit 3 Kammern eingebaut. Der NF-Verstärker ist so kurz wie möglich am Ausgang des Filters anzu¬ schließen. Bild 1 800-Hz-Bandpaßfdter für Di¬ rektmischempfänger. Das Fil¬ ter ist an den Doppel¬ balancemischer über eine rauscharme Emitterfolgerstufe anzupassen (etwa 50 £1 an 5 000 CI) VFO-Stabilität durch Reaktanzkompensation (Sendetechnik KW) Der Bau eines transistorisierten VFO ist mit vielfältigen Problemen bela¬ stet, auf die nicht im einzelnen eingegangen werden kann. Emst zu nehmen ist jedoch der Einfluß von Schwankungen der Versorgungsspannung auf die Frequenz- und Phasenstabilität. Hierunter leiden netzbetriebene Geräte bei 158 Bild 2 Experimentieroszillator 1.3 MHz zur Durchführung einer Reaktanzkompensation; CI, RI siehe Text, TI - kleiner Heiztransformator 220 V/6,3 K VT1 - 2 N 930, SF 126 o.ä. starken Netzlastschwankungen und der Verwendung sogenannter «weicher» Netzteile auch trotz einer sehr hohen Stabilisierung der VFO-Versorgung. Es treten unvermeidliche Reaktanzschwankungen im VFO-Transistor auch bei nur geringen Strom- und Spannungsschwankungen auf. Warum nicht einen VFO mit Reaktanzkompensation weitgehend unempfindlich dagegen machen? Bild 2 zeigt eine dafür geeignete Experimentierschaltung für etwa 1,3 MHz. VT1 überlagert der Stromversorgung ein 50-Hz-Signal. CI und RI sind zunächst variabel zu gestalten. Das Oszillatorsignal wird mit einem Empfänger als Ton abgehört und weist ohne 50-Hz-Überlagerung den Ton T9 auf. Dreht man langsam das 50-Hz-Signal auf, so verläuft der Ton T9, und es tritt eine mit 50 Hz modulierte FM auf. Durch Justage von RI und CI kann die FM beträchtlich verringert werden. Damit ist die Reaktanz¬ kompensation bereits optimal. RI und CI werden jetzt durch Festwerte er¬ setzt. Der VFO ist gegen Veränderungen der Versorgungsspannung weitge¬ hend unempfindlich geworden. In der Experimentierschaltung ist bei 1,3 MHz CI eine relativ hohe Reaktanz von 240 O. RI bewirkt eine geringe Gegenkopplung, ein guter Stabilitätsbeitrag. Preiswerte QRP-Leistung (Sendetechnik KW) Die Leistungssteigerung einer QRP-Station kann unter Umständen ein fi¬ nanzielles Problem sein, muß es aber nicht. Ist man z.B. mit einer S-Stufe zufrieden und besitzt eine große Anzahl von Kleinsignal-Transistoren vom gleichen Typ, so kann man unter gewissen Voraussetzungen 4 Transistoren parallelschalten, um den 4fachen Output zu erhalten. Im übrigen verfährt die Industrie bei bestimmten Leistungstransistoren ebenso, indem auf einem Chip mehrere Transistoren mit einem integrierten Emitter-Ballastwi¬ derstand hergestellt und parallelgeschaltet werden. Solche Transistoren wer¬ den als BET (balanced emitter transistor) bezeichnet. Wie geht man vor? Bild 3 zeigt einen Hilfsoszillator zur Auswahl gleicher Transistoren. Es werden nur solche Transistoren in der Konfiguration nach Bild 4 geschaltet, die im Leistungsoszillatorbetrieb den gleichen Instrumentenausschlag erge¬ ben. Der bei Zusammenschaltung integrierte kleine Emitterwiderstand, 1 Cl 159 Bild 3 Hilfsgenerator für Transi¬ storauswahl: VD1, VD2 - 1 N 914, SAY12 o.ä., VT1 - z. B. 2 N2222, SF127 o.ä., EA1 - 10 bis 18 MHz (Grundwellenquarz) Bild 4 Transistorbooster für QRP-Sender, Parallelschaltung von 4 Transistoren; VT1..VT4 - z.B. 2 N 2222, SF 127 o.ä. Die l-Cl-Widerstände sind Kohle¬ schichttypen 0,25 W, auf 5 % sortiert Bild 5 Einsatz von 2 Transistorbooster gemäß Bild 4 in einem Breitband-Gegentaktverstär- ker; TI - primär 12 Wäg. (65 pH), sekundär 7 Wdg, mit Mittelanzapfung, 0,4-mm-CuL, auf Ferritringkem FT-37-43 (850 p), mit Doppellochkern aus Mf240 oder Mf340 realisierbar: T2 - primär 16 Wdg. mit Mittelanzapfung (135 pH), sekundär 11 Wdg., 0,4-mm-CuL, auf Ferritringkern FT-50-43 (850 p), mit Doppellochkern aus Mf240 oder Uf 340 realisierbar 160 ist ausreichend, egalisiert weiter die Emitterströme und verhindert das ther¬ mische Weglaufen. Er egalisiert damit das thermische Verhalten des «Tran¬ sistorblocks«. Die 4 Transistoren werden auf einer Minileiterplatte mit 3 Kupferstreifen durch Zusammenschalten der Basis-, Kollektor- und (Emitter + R-)Anschlüsse integriert. Mit 4 SF127 kann man auf diese Weise in Eintakt-C-Betrieb für 160 bis 20 m einen Output von maximal 1,5 W fahren, mit einer Gegentaktstufe nach Bild 5 in Breitbandtechnik bis zu 3 W. Erdung mit kleiner Impedanz (Sendetechnik KW) Arbeitet man mit einfacher Drahtantenne «einbeinig» gegen Erde, so ist eine effektive HF-Erdung an der Erdklemme des Antennenanpaßgeräts er¬ forderlich. Befindet sich jedoch die Ableitung zum Erder aus irgendeinem Grund auf 2/4 oder ungeraden Vielfachen in Resonanz, so wirkt die Ablei¬ tung ais Isolator, die Erdung hat eine hohe Impedanz, ist hochfrequenzmä¬ ßig als solche nicht wirksam. In diesem Sinne erscheint es zweckmäßig, 2 in der Länge unterschiedliche Ableitungen zu verlegen, in einfacher und dop¬ pelter Länge. Ist die einfache Länge in ä/4-Resonanz, so stellt die doppelte Länge eine niederohmige Ableitung dar. Diesen Tip sollte man sich merken, besonders im Portablebetrieb, bei dem häufig solche «Langdrähte» gegen HF-Erde eingesetzt werden. Ein Er¬ der mit besagten 2 Ableitungen ergibt dann immer eine niederohmige Im¬ pedanz als Bezug für die Sendeantenne. Man beachte: Auf 80 m stellt ein 20-m-Draht und auf 10 m ein bereits 2,5-m-Draht in erster Näherung einen 2/4-Isolator dar. Mit Resonanzen auf Erdern im Kurzwellenbereich ist also sehr schnell zu rechnen. Einfache Multiband-Groundplane (Antennentechnik) Für den Portableeinsatz ist die in Bild 6 gezeigte Antenne eine ausgezeich¬ nete Allband-Groundplane für den Sendebetrieb. Sie bringt auf 20, 18, 15, 12 und 10 m wegen ihrer flachen Abstrahlung einen Gewinn gegenüber einem 2/4-Strahler und stellt auf 80, 40 und 30 m einen guten Kompromiß dar. Als einzige Abmessung für Strahler und mindestens 4 Radiais sind 6,1 m angegeben. Zur Speisung wird symmetrische, luftisolierte Zweidraht¬ leitung, eine sogenannte «Hühnerleiter», bis zum Antennenanpaßgerät ver¬ wendet, da man mit teilweise hohen Stehwellen auf der Speiseleitung rech¬ nen muß, bei denen ein Koaxialkabel bereits hohe Verluste aufweist. Als Strahler kann ein beliebiger guter Leiter benutzt werden, z.B. ein iso¬ liert stehender, metallischer Fahnenmast, Al-Rohr oder Profil-AI, ein trok- kener Holzmast, an dem der Leiter mit Abstandsisolatoren senkrecht her¬ untergeführt ist, oder ein kommerzieller Teleskopmast mit «Peitsche» usw. 161 Im übrigen ist die Länge auf ± 0,3 m nicht kritisch. Die Antenne ähnelt stark einem vertikalen Dipol oder einer «ausgedehnten» Zeppelinantenne mit Mittenspeisung. Man beachte den hohen Störpegel einer Groundplane bei Empfangsbetrieb und verwende deshalb einen niedrigen Langdraht als Antenne für den RX. Überprüfung von Speiseleitungen (Antennentechnik) Qualitativ hochwertiges Koaxialkabel für die Sendetechnik ist teuer und nicht überall erhältlich. Hat man Zugriff zu Demontagekabel, läßt sich nicht immer erkennen, wie weit der innere Verschleiß des Kabels ist, selbst wenn die optische Inspektion keine äußeren Schäden aufweist. Im folgen¬ den wird eine einfache Methode beschrieben, um Kabelschäden zu ermit¬ teln. Man schalte die gesamte Kabellänge zwischen Sender-SWV-Messer und Kunstantenne, nutze die höchstmögliche Sendefrequenz, stimme auf kleinstes SWV ab, nehme die Leistung zurück auf ein Niveau, bei dem das SWV-Instrument noch einen guten Ausschlag zeigt, und taste dann den Sender mit Dauerton in CW. Nun deformiere man die Kabelrolle, verdrehe oder knicke das Kabel. Jeder Kabelfehler zeigt sich in Instrumentenschwan¬ kungen in Stellung «Rückwärts». Dieser Test ist auf den Kurzwellenbereich beschränkt. Quelle für Leistungs-HF-Schalter (Antennentechnik) Antennenwahlschalter sind nicht auf dem Konsumgütermarkt erhältlich und auch teuer. Einfache Kippschalter der 220-V-Beleuchtungstechnik sind ein guter Ersatz. Eingebaut in ein Biechgehäuse mit einem Koaxialeingang 162 und 2 oder mehr Koaxialausgängen für 2 und mehrere Antennen mit Ko¬ axialspeisung eignen sie sich als Antennenwahlschalter bis 30 MHz und 500 W Output. Man achte bei der Schalterauswahl auf eine robuste Kon¬ taktausführung. Ältere, keramische Typen sind vorzuziehen. Achtung! Auch diese Antennenwahlschalter sind nicht unter Last zu betätigen. Symmetrische 52-, 70- oder 200-n-Kunstantenne (Meßtechnik) Eine symmetrische Kunstantenne für 3 gebräuchliche Lastwiderstände kann man sich in der Anordnung nach Bild 7 bauen. A, B und C sind Mes¬ singpfosten, an denen die Widerstände parallel, wechselseitig, übereinander und mit kleinem Zwischenraum angelötet werden. Die 3 Pfosten sind mit einem Plastedeckel verschraubt, der die Absenkung der Widerstände zur Kühlung in ein Mineral- oder Transformatorölbad gleichfalls in einem Pla¬ stegefäß, gestattet. Flügelmuttern erleichtern das Befestigen der Kurz¬ schlußbrücke und der Leitungen. Es werden nur induktionsfreie Kohle¬ schicht-, Metallschicht- oder Massewiderstände von 2 W und 5% Toleranz eingesetzt. A Sx560Q / \ BxlZOOä parallel n <\ parallel 5 7 OS W = 200Q B Kurzschluß- C brücke Md 7 A-B = 70S; A-C = ZOOS, A-BG=52S Symmetrische Kunstantenne mit 52, 70 oder 200 Q Diese Kunstantenne ist im Ölbad mit 10 W HF und kurzzeitig im Sekun¬ denbereich (Ein/Aus = 1:5) mit 40 W HF belastbar. Der Abstand der Pfo¬ sten (gleichseitiges Dreieck) richtet sich nach den mechanischen Abmes¬ sungen der zur Verfügung stehenden Widerstände. Da die Kunstantenne in einem Plastegefäß sitzt, ist während einer Messung auf Abstand zu geerde¬ ten Flächen zu achten. Der Einsatz dieses «Dummy» hat sich bei der Ent¬ wicklung von Balunübertragem, aber auch bei der Voreinstellung von Sen¬ dertiefpässen (CoZ/ms-Filter im Teltow ), verbunden mit SWV-Optimierung bis 21 MHz, bewährt, mit geringeren Ansprüchen auch noch bei 28 MHz. Warnung vor Messung von Toroidspulen mit Induktionswindung (Meßtechnik) Es ist allgemein üblich, einer Toroidspule (Spule auf Ringkem) eine be¬ kannte Kapazität parallelzuschalten und diesen Parallelresonanzkreis zur 163 Bild 8 Kapazitätsmeßgerät 5 bis 1000 pF; CI - 100pF Trimmer, C2, L2 - siehe auch Text, VD1, VD2 -IN 914, SAY12 o.ä VT1 - 2 N 2222 A, SF126 o.ä. Ermittlung der Spuleninduktivität durch Messung der Kreisresonanzfre¬ quenz zu dippen. Vor einer Einkopplung des Dipmeters über eine Einzel¬ kurzschlußwindung durch den Kern wird gewarnt. Die Induktivität wird zu gering ermittelt, und zwar um so mehr, je größer die Windungszahl auf der Toroidspule ist. Dieser Fehler betrug bei 50 Wdg. bis -20% und bei 2 Wdg. etwa -1%. Es muß die Einkopplung des Dippers über die aus Spule und Kapazität gebildete Schleife ausreichen! Sortierung kleiner Kapazitäten zwischen 5 und 1000 pF (Meßtechnik) Mit der Schaltung nach Bild 8 lassen sich kleine Kapazitäten einfach sortie¬ ren. Die Instrumentenskale soll wenigstens eine 50er-Teilung haben. Kali¬ briert wird mit bekannten Kapazitäten. Mit 1000 pF als Q und LI wird Se¬ rienresonanz eingestellt, und mit dem Steller RI bringt man das Meßwerk auf Maximalausschlag von 50 pA. Die Abhängigkeit der Anzeige von der Kapazität ist nicht linear. Es ist daher zweckmäßig, sich die Kalibrierung zu tabellieren oder ein Strichnomogramm anzufertigen. Will man nur einen Meßbereich bis 100 pF, so sind C2 mit 15 pF und 12 mit etwa 28,1 pH aus¬ zulegen. Durch geeignete Umschalter lassen sich beide Meßbereiche in einem Gerät integrieren. Tips für Hochhaus-Funkamateure (BCI, TVI) TVI und BCI bringen für den Funkamateur, der z. B. in einer Einraumwoh¬ nung und mit Innenantenne arbeiten muß, besondere Probleme mit sich. Einige Tips und helfende Hinweise seien deshalb gegeben. - Verwende möglichst keine netzbetriebenen Zusatzgeräte! Installiere gute 164 Tiefpässe zwischen Sender und Antenne und verwende eine gute Netz¬ verdrosselung! - Verlege Kabel stets so kurz wie möglich, also nicht 2 m, wenn 50 cm rei¬ chen, und vermeide Kabelbündel (dieses auch beim Nachbarn)! - Ziehe den Netzstecker deines TV-RX und trenne ihn gleichfalls von der Gemeinschaftsantennenanlage! - Kürze in Stereoanlagen zu lange Lautsprecherkabelzuführungen! - Beachte: Bei einer Innenantenne können geringe Lageveränderungen Wunder bewirken! - Vermeide unsymmetrische Sendeantennen! - Verlege 2/4-Gegengewichte für jedes Band und verbinde diese gemein¬ sam mit der massiven Erdklemme des Antennenanpaßgeräts! - Verwende nicht mehr Sendeleistung als für eine sichere Verbindung er¬ forderlich! - Jede auch noch so absurde Methode, die TVI und BCI vermeidet, ist ge¬ rechtfertigt, auch wenn man selber auf dem Kopf stehen muß, um die Station erfolgreich zu betreiben. Weichlöten von Aluminium (Werkstattkniffe) Weichlöten auf einer Aluminiumoberfläche ist im allgemeinen nicht so ohne weiteres möglich, da das Aluminium stets eine Oxidschicht auf seiner Oberfläche aufweist. Diese muß vor dem Lötprozeß zerstört werden, um einen lötfähigen Bereich durch vorheriges Verzinnen zu erhalten. Für den Amateur erweisen sich 2 Wege als gangbar. 1) Die zu verzinnende Oberfläche wird mit dünnflüssigem Maschinenöl be¬ strichen. Mit einem scharfen Messer schabt man die Oxidschicht vom Aluminium. Das sofort darüberfließende Öl verhindert durch . Luftab¬ schluß die erneute Oxydation, und man kann mit einem leistungsstar¬ ken, sauberen Lötkolben unter ständiger Zufuhr von bleifreiem Lötzinn mit niedrigem Schmelzpunkt die auf diese Weise behandelte Al-Oberflä- che verzinnen. 2) Die zu verzinnende Fläche auf einem Al-Blech wird über einer Gas¬ flamme (z. B. Campingkocher) auf etwa 400°C erwärmt, mit einer Stahl¬ bürste wird die Oxidschicht aufgerissen und dabei bleifreies, niedrig schmelzendes Lötzinn auf die Oberfläche aufgerieben. Beide Verfahren lassen sich nach einiger Übung beherrschen. Das Löten auf einem Aluminiumchassis ist gelegentlich erforderlich, um zuverlässige Erdverbindungen herzustellen, die auf jedem Fall Schraubverbindungen vorzuziehen sind. Dioden-Hochspannungsnetzteil (Extras) In Hochspannungsnetzteilen werden meist eine Gleichrichterdiodenkette verwendet sowie zur Egalisierung der Restströme und des Spannungsabfalls 165 C7...C4 — R7...R4 vm...vD‘t Bild 9 Hochspannungsgleichrichter-Dio- denkette; VD1 ... VQ4 - SY 351/10, RI ... R4 - 470 kCl, 2 W, CI ... C.4 - 10nF, keramische Scheiben. 1000 V an den Einzeldioden eine Widerstandskette parallelgeschaltet. Es wird neu¬ erdings empfohlen, da in den gebräuchlichen Netzgleichrichterschaltungen auch noch große Induktivitäten vorhanden sind, die Dioden zusätzlich durch ein Parallel-C gegen Spannungsspitzen zu schützen, die bei Unterbre¬ chungen in der Schaltung plötzlich auftreten können. In Bild 9 ist diese An¬ ordnung dargestellt. Elektrostatische Entladung - eine verborgene Gefahr? (Extras) Die elektrostatische Entladung hat schon manches wertvolle Halbleiterbau¬ element zerstört. Sie ist ein Problem der Industrie, aber auch des Funkama¬ teurs. Besondere Gefahren entstehen, wenn die relative Luftfeuchtigkeit un¬ ter 65% sinkt. Dann kann der menschliche Körper beträchtliche elektrosta¬ tische Ladungen akkumulieren. Als elektrische Ersatzschaltung verwendet die Industrie einen 100-pF-Kondensator, der eine Ladung von 0 bis 20 kV trägt und über 1,5 kfl gegen eine gemeinsame Erde entladen wird. Trifft diese Ladung z. B. auf einen pinp- oder pn-Übergang in Sperrichtung, so können diese zerstört werden. Besonders gefährdet sind MOSFET, Schottky- Dioden, TTL-, CMOS-Schaltkreise, ja unter Umständen übliche Bipolar¬ transistoren, um nur einige zu nennen. Die nachfolgende Checkliste soll dem Amateur helfen, durch mögliche elektrostatische Aufladungen entste¬ hende Probleme vorbeugend zu vermeiden. - Erde im Arbeitsraum alles an einem gemeinsamen Erdpunkt! - Verwende einen Arbeitsplatz mit aufliegender, geerdeter Metallarbeits¬ platte! - Erde alle Lötkolben, -bäder und Geräte am Arbeitsplatz! - Erde den Körper oder arbeite wenigstens mit hochgekrempelten Hemdär¬ meln aufliegend auf der geerdeten Arbeitsplatte! - Platziere alle MOS-Bauelemente vor der Verarbeitung auf einer geerde¬ ten Metallfläche! - Checke alle Stromversorgungen auf mögliche Spannungsspitzen! - Setze oder entferne MOS-Bauelemente niemals in oder aus einem Gerät unter angelegter Versorgungsspannung! - Verwende antistatische Verpackung für Lagerung und Transport! - Überschreite niemals Grenzwerte, die in Datenblättern für das entspre¬ chende Bauelement angegeben werden! - Halte den Arbeitsplatz frei von Papier, Zigarettenasche, herumliegenden Plasteteilen usf.! 166 - Verwende niemals eine Bürste oder einen Spray zur Reinigung einer Lei¬ terplatte von Lötmittel-Flußmitteln! Vorbeugend sollte am Arbeitsplatz ein Hygrometer hängen. Mit einem Zimmerspringbrunnen, einem Zerstäuber oder einem offen kochenden Wassertopf kann man schnell die relative Luftfeuchte auf über 65 % anrei¬ chern. Bei 20% relativer Luftfeuchte kann die elektrostatische Aufladung 300mal höher liegen als bei 65 %! Einfaches Nomogramm für die Parallelschaltung zweier Widerstände (Extras) 3 Gerade durch einen Punkt und mit einem Öffnungswinkel von 60° gegen¬ einander ergeben bei gleicher Skalierung ein einfaches Nomogramm für die Parallelschaltung zweier Widerstände etwa gleicher Größenordnung. Bild 10 zeigt dieses Nomogramm. Die beiden Außenschenkel markieren die beiden parallelzuschaltenden Widerstände. Auf dem mittleren Schenkel liest man den durch Parallelschaltung entstandenen Widerstand ab (und umgekehrt). Bild 10 Strichnomogramm zur überschlägigen Ermittlung des Ergebnisses der Parallel¬ schaltung meier Widerstände gleicher Größenordnung; Beispiel: 6 fl aus 12/12 fl parallel, 6 fl aus 16/9,6 fl parallel, bzw. 600 fl aus 1 600/960 fl parallel, 600 fl aus 1200/1200 fl parallel Literatur [1J W. Rohländer, Der Ideenspeicher im Amateurfunk - Hilfsmittel für die Amateur¬ funkpraxis. Elektronisches Jahrbuch 1987, Berlin 1986, Seite 147 ff. Für den Ideenspeicher wurden die Zeitschriften RADIO (UdSSR), FUNKAMA¬ TEUR, QST (USA) und OM (Schweiz) ausgewertet. 167 Einsatzmöglichkeiten für CMOS-Schaltkreise im Amateurfunkbereich Ing. Frank Sichla - Y51U0 Standard-CMOS-IS können auch vom Funkamateur vielseitig und vorteil¬ haft eingesetzt werden. Wo und wie, das zeigt der folgende Beitrag an Hand praktischer Lösungen. Einsatz elektronischer Schalter Besonders die CMOS-Schalter vom Typ V4066 D lassen sich vielfältig ver¬ wenden, da sie z.B. Gleichspannungen zum Verstimmen des VFO oder Be¬ tätigen des Antennenrelais schalten, den NF-Kanal sperren oder öffnen und Frequenzen aus dem KW-Bereich weiterleiten können. Bild 1 zeigt, daß LED (z. B. zur TX/RX-Anzeige oder als HF-Indikator) direkt geschaltet werden können. Bild 2 gibt die günstigen Möglichkeiten zum Schalten des NF-Kanals an. In Bild 3 ist eine einfache BK-Schaltung für Minitransceiver dargestellt. S1 stellt die Spannung zum Verstimmen des VFO zur Verfügung. S2 be¬ wirkt das Laden des zeitbestimmenden Kondensators, und S3 entkoppelt RC-Glied und Tastrelais. Der Strom durch den elektronischen Schalter darf maximal 25 mA betragen, mit U cc = 12 V und einem Durchschaltwider- stand von minimal 80 D ergibt sich somit ein minimaler Wicklungswider- 168 Bild 1 Schalten einer LED mit elek¬ tronischem Schalter Bild 2 Stummschalten des NF- Zweiges Bild 3 Einfache BK-Schaltung Bild 4 Rechteckgenerator mit 2 elektronischen Schaltern stand von 400 fl. Die DIL- und SIL-Relais in Flachbauform mit Reedkon¬ takt sind also einsatzfähig. Schließlich zeigt Bild 4 einen 1-kHz-Generator, der als Mithör- oder Morseübungsgenerator benutzt werden kann und sich durch hohe Stromergiebigkeit auszeichnet. Eine 2 x 1-kfl-Hörkapsel er¬ zeugt bei 5 V (12 mA) einen auch auf Entfernung gut wahrnehmbaren Ton. Automatische Sende/Empfangs-Umschaltung Das zweckmäßige Timing bei BK-Betrieb ist ein wichtiges Kennzeichen eines guten Transceivers und zahlt sich besonders bei QRP aus. Bild 5 zeigt 169 eine einfache Schaltungsanordnung mit 2 CMOS-IS nach DF4SQ. Gl bis G6 sind im Original vom Typ V 4069 D und können durch den Typ V 40098 D ersetzt werden. Die elektronischen Schalter werden durch den IS V 4066 D gebildet. Mit dieser Schaltung wird bei Tastenbetätigung fol¬ gender Ablauf erreicht: 1. RX stummschalten, 2. Antennenrelais umschalten, 3. VFO verstimmen, 4. vollständige Betriebsspannung an TX legen. Bei Loslassen der Taste ergibt sich die entgegengesetzte Reihenfolge. Aus Bild 6 gehen die Verzögerungszeiten hervor. Nach Niederdrücken der Taste nehmen die Ausgänge der Inverter Gl/2/5 H-Pegel ein. CI wird schnell aufgeladen, und S3 schaltet ein, S4 da¬ gegen aus. Der NF-Zweig des Empfängers ist somit unterbrochen. Zeit¬ gleich erhält das Antennenrelais über G6 und den pnp-Transistor (z. B. SC 309) Spannung, und nach kurzer Umschaltzeit liegt die Antenne am Senderausgang. C3 und die für seine Aufladung wirksamen Widerstände bewirken die Verzögerung der VFO-Verstimmung. S2 öffnet nach 2 ms. Die VFO-Shift läßt sich mit dem Einstellregler einstellen. Die Tastspannung (TX plus Mithörton) wird nach etwa 5 ms für den Sen¬ der bereitgestellt. Der dem npn-Transistor (z.B. SF 826) vorgeschaltete In- 170 los Taste gedr. HX stumm qnv TX Antenne R -— TX m -» RX 12 V TX 1 2 ws /\ -13 I 5ms |msl Td 15 ms K 5 ms t | i 3 ms 50 ms 25 ms Bild 6 Pegeldiagramfn für die komfortable BK-Schaltung verter G4 ist als Integrator beschältet. Damit wird ein linearer Spannungs¬ anstieg erreicht, und nach weiteren 3 ms ist der entsprechende volle Wert erreicht. Nach Loslassen der Taste verstreichen 5 ms; danach sinkt die Tastspan¬ nung innerhalb von 3 ms auf 0. C3 entlädt sich über den 150-kfl-Wider- stand, so daß nach 15 ms die VFO-Verstimmung zurückgenommen wird. Die Steuerspannung für die Kapazitätsdiode kann dann mit dem RIT-Po- tentiometer eingestellt werden. T D läßt sich mit dem 1-MÜ-Einsteller auf maximal 1 s festlegen. Ein herkömmliches Relais braucht zum Zurück¬ schalten mehr Zeit als zum Einschalten (in diesem Fall 25 ms)’. Das Ein¬ schalten von S4 wird um weitere 50 ms verzögert, so daß kein Klicken zu hören ist. Rauschsperre Rauschsperren haben sich in erster Linie bei UKW-Empfängern bewährt. Man kann dabei zwischen 3 Systemen unterscheiden: Carrier-, Noise- und Signal/Noise-Verfahren. Die Carrier-Schaltung (Trägersignal-Schaltung) er¬ hält ihre Information aus der An- und Abwesenheit des Trägersignals vom Sender. Dieses System ist daher nicht für Ein- oder Zweiseitenbandemp¬ fang mit unterdrücktem Träger geeignet. Die Noise-Schaltung erhält die In¬ formation, ob gesendet wird oder nicht, aus dem vorhandenen Rauschen außerhalb des eingeschränkten NF-Frequenzbandes. Ohne Sendersignal er¬ zeugt der Demodulator ein stärkeres Rauschsignal. Bei der Signal/Noise-. Schaltung wird ständig das Signal/Rausch-Verhältnis ermittelt. Erreicht es einen bestimmten Tiefstwert, wird das NF-Signal von der Endstufe abge¬ trennt. Dieses System hat den Nachteil, etwas aufwendiger und komplizier¬ ter zu sein als die anderen beiden. 171 Das Noise-Verfahren soll näher beschrieben werden. Bild 7 zeigt die grundsätzliche Lösungsmöglichkeit. Das Ausgangssignal des NF-Vorver- stärkers gelangt nicht mehr direkt auf das Lautstärkepotentiometer, diese Verbindung wird unterbrochen (Punkt A). Statt dessen kann das NF-Signal über einen Spannungsfolger (1) und einen elektronischen Schalter auf das Potentiometer geschaltet werden. Es schließt sich ein Bandpaßfilter (2) an. Darauf folgt ein Verstärker (3) und ein Gleichrichter (4). Mit einem Schmitt -Trigger (5) werden das gleichgerichtete Signal ausgewertet und der NF-Zweig über die Schalter unterbrochen oder nicht. Bild 8 zeigt die komplette Schaltungslösung für einen Schmalband-FM- Empfanger. Die einzelnen Stufen sind leicht dem Übersichtsschaltplan zu¬ zuordnen. Al ist der Spannungsfolger, A2 ein schmales Bandpaßfilter, des¬ sen Mittenfrequenz außerhalb des Signalfrequenzbandes liegt, A3 ein nichtinvertierender Verstärker mit 48facher Verstärkung und A4 der Gleichrichter. Sein Ausgangssignal wird mit S4 ausgewertet. Dieser steuert die anderen elektronischen Schalter an. S3 ist zur Realisierung der Um¬ schaltfunktion notwendig. Liegt der Rauschpegel unterhalb eines eingestell¬ ten Wertes, ist S1 geschlossen und S2 geöffnet. Liegt der Rauschpegel ober¬ halb dieses Wertes, ergeben sich entgegengesetzte Schalterstellungen. Die 172 Kombination von S1 und S2 unterdrückt Schaltspitzen, die sonst über den Lautsprecher hörbar werden. S1 bis S4 werden durch den Typ V 4066 D realisiert. Al bis A4 sind im Original der LM 324 und können günstig durch den B 084 D, aber auch durch Zweifach- oder Einfach-Operationsverstärker ersetzt werden. Mit dem Einsteller 47 kfl werden die Eingangsspannung für den Bandpaß und mit dem Einsteller 2,2 kfl die Umschaltspannung auf einen optimalen Wert eingestellt. Kapazitiver Berührungssensor für elektronische Tasten Konventionelle elektronische Morsetasten werden meist mit dem Kontakt¬ satz eines Telegrafenrelais bedient. Eine elegantere Methode besteht in der Verwendung eines Berührungssensors. Einen solchen Sensor, mit dem her¬ kömmliche Tasten ausgestattet werden können, hat G4EEM beschrieben (Bild 9). Er reagiert auf die Handkapazität. In Bild 10 ist der mechanische Aufbau des Sensors skizziert. Verwendet wurde 2seitig beschichtetes, glas¬ faserverstärktes Leiterplattenmaterial. Wichtig ist die Breite der Trennlücke zwischen den beiden Kondensatorflächen. Die anderen Abmessungen kön¬ nen individuell variiert werden. Wird keine Platte berührt, gelangen identische Rechtecksignale auf die D-Eingänge der Flip-Flops. Die Ausgänge 2 und 12 liegen daher auf L-Pe- gel. Berührt man eine Platte, setzt das Rechtecksignal am entsprechenden Eingang aus (H-Pegel). Mit der nächsten Taktflanke wird der zugehörige Ausgang auf H-Potential gesetzt. Die invertierten Ausgangspegel liegen an pin 1 und pin 13. Die Versorgungsspannung von 5 bis 15 V ist von der fol¬ genden Tastenelektronik zu entnehmen. 173 —Hartpapier oder Piacryl Bild 10 Gesuiltungsuorschlag für den Sensor Elektronische Taste mit Sensor Die in Bild 11 gezeigte Schaltung einer kompletten Squeeze-Taste stammt von DF4SQ, der damit die Grundlage für einen miniaturisierten Aufbau lie¬ fern wollte. Sie besteht zum einen aus dem kapazitiven Sensor (Al bis A3, Dl) und zum anderen aus der Schaltung zur Bildung der Punkte und Stri¬ che (Gl bis G4, D2). A4 ist eine Ausgangsstufe, die je nach Operationsver¬ stärker mit 20 V bzw. 36 V/70 mA Belastbarkeit allen Anforderungen ge¬ nügt. 174 Bild 12 Gestaltung des Sensors G-Eingang invertierter Eingang nicht invertierter Eingang (nicht berührt) OPV-Ausgang nicht invertierter Eingang (berührt) Bild 13 OPV-Ausgang Zur Funktion des Sensors Die Sensorschaltung wurde mit einem B 2761 D erprobt. Bild 12 zeigt den verwendeten Sensor. Die äußeren Platten sind aus lseitig beschichte¬ tem Leiterplattenmaterial hergestellt und werden auf das 2seitig beschich¬ tete Mittelteil geklebt. Es werden mindestens 4 cm 2 gefordert (die Trimmer sind dann eventuell zu verkleinern). A3 erzeugt die Taktfrequenz von 70 kHz. Vor den Operationsverstärker-Eingängen befinden sich Tiefpässe, die das Signal verformen. Die Trimmer sind so einzustellen, daß diese Zeit¬ konstante gerade etwas größer ist als die mit der Sensorfläche. Damit ergibt sich das in Bild 13 oben gezeigte Verhalten. Berührt man den Sensor, ver¬ größert sich diese Zeitkonstante, und der Komparator reagiert so, wie unten dargestellt. Mit steigender Taktflanke wird die Information am D-Eingang vom D-Flip-Flop übernommen. Somit führen die Ausgänge bei nicht be¬ rührten Platten L-, bei berührten Platten H-Potential. Bild 14 verdeutlicht die Funktion des Schaltungsteils zur Bildung von Punkten und Strichen. Ausgangspunkt ist der Taktgenerator mit Gl/2. Bei Berührungen wird er gestartet. Der Oszillator stoppt nicht eher, bevor ein Punkt bzw. Strich vollendet ist. Das wird durch die 3 Dioden erreicht, die ein OR-Gatter nachbilden. Um das Triggern des JK-Flip-Flops mit hoher Störsicherheit zu gewährleisten, kann je ein 100-pF-Kondensator von pin 3 175 Ausgang BZ Ausgang Gl Punkte JZ-L, KZ-H Q QZ-L T Ql - H T Ausgang GA-H 1 Tor G3 auf Striche JZ-H, KZ-L T QZ-H J I_I L n_ j i_r Squeeze JZ-H, KZ-H j i_r Bild 14 Zur Funktion der elektronischen Taste Ausgang G3 Ql Ausgang GA Ausgang G3 QZ Ql Ausgang GA Ausgang G3 und pin 13 nach Masse geschaltet werden. (Damit werden Übergriffe des Taktsignals unterbunden.) Das Muster wurde in ein Gehäuse mit den Ab¬ messungen 30 mm x 35 mm x 110 mm eingebaut. Phasenvergleicher für PLL In einem kleinen CW-6-Band-Transceiver, den G3WPO und G4JST als Bau¬ satz konstruiert haben, wurde auf eine PLL nicht verzichtet. Dazu wird vom Referenz-VFO (Hauptabstimmung und RIT) ein von 800 kHz bis 1 MHz durchstimmbares Signal erzeugt. 6 Quarzoszillatoren (4,5/8/11/22/ 29 MHz) lassen sich elektronisch umschalten (Bandwahl). Der ebenfalls elektronisch umschaltbare VCO weist je Band einen Abstimmbereich von 200 kHz für Steuerspannungen von 4 bis 9 V auf. Sein Ausgangssignal und das des entsprechenden Quarzoszillators wird einem Mischer zugeführt. 176 Di ln) 67 ... B4 (W Bild 15 Phasenvergleicherstufe für PLL Sein Differenzausgangssignal von 0,8 bis 1 MHz wird mit einem Tiefpaß ausgefiltert und dem Phasenvergleicher nach Bild 15 zugeführt (t/1). Die 2. Eingangsspannung (t/2) stammt vom VFO. Sind beide Signale in Phase bei gleicher Frequenz, hat die Ausgangsgleichspannung (t/ A ) einen mittle¬ ren Wert. Kommt es zwischen den Eingangsgrößen zu einer Abweichung in Phase bzw. Frequenz, ändert sich die Ausgangsspannung so, daß dieser Ab¬ weichung entgegengewirkt wird, bis sie völlig beseitigt ist. Die Transistoren sind NF-Typen. NF-Clipper Der Clipper ist eine einfache, bewährte und wirkungsvolle Methode, die Reichweite durch eine höhere Energiedichte der gesendeten Information zu steigern. Im Gegensatz zum HF-Begrenzer mindern beim NF-Begrenzer die Verzerrungen den durch den Leistungszuwachs erzielten Effekt. Dafür ist der NF-Clipper aber die unkomplizierteste Lösung. Das beweist auch die Schaltung nach Bild 16. Die 3 Inverterpaare des V4007 D werden als Ana¬ logverstärker geschaltet. Die Verstärkung je Stufe liegt bei 30 (Leerlauf). Ein Lastwiderstand von 5 kO reduziert sie auf 25%. Ein solcher Lastwider¬ stand wurde als Einsteller nach der 2. Stufe vorgesehen. Das Signal eines dy¬ namischen Mikrofons wird an dieser Stelle noch nicht abgekappt. In der 3. Stufe wird geclippt. Da dies symmetrisch geschieht, machen Mischpro¬ dukte ungerader Ordnung den größten Betrag unerwünschter Energieanteile 177 «*721/ 2,2n «7 ZV aus. Deshalb muß dem Clipperverstärker ein wirksamer Tiefpaß nachge¬ schaltet werden. Im Original wird dazu ein Doppel-iC-Filter benutzt, das Frequenzen über 4,8 kHz mit mindestens 50 dB dämpft. Man kann aber auch ein aktives Filter, wie es im Bild gezeigt wird, ein- setzen. Mit der angegebenen Beschaltung ergibt sich bei einer Grenzfre¬ quenz von 2 kHz ein Abfall von etwa 35 dB/Dekade. Es ist daher von Vor¬ teil, 2 solcher Stufen zu benutzen (B 082 D). Literatur [1] M. Volkert, Keying and T/R-switching with CMOS IC’s. SPRAT 38, Seite 12, (G-QRP-Club). [2] Audio - Squelch, in «302 Schaltung». Elektor-Verlag Gangelt 1985. [3] B.Newson, Capacitance Toucher Paddler. SPRAT (G-QRP-Club 1983). [4] M. Volkert, A simple squeeze keyer with capacitance touch paddles. SPRAT (G-QRP-Club 1983). [5] T.Bailey/F.Ogden, Meet the MICRON! Ham Radio Today, Mai bis August 1985. [6] G. Gerzelka Clipper-Modulations-Verstärker für Amateursender. Funktechnik 1975, Seite 658. 178 Mehrbandantennen für Dipi. -ing. Edgar Rosenkranz - Y 2 iMD die Kurzwellenbereiche Dreiband-KW-Antenne In der Praxis der Funkamateure haben Mehrband-KW-Antennen mit Schwingkreisen (im englischen Sprachgebrauch als Trap-Antenna bezeich¬ net) breite Anwendung gefunden. Die Besonderheit derartiger Antennen besteht darin, daß in ihren Längsausdehnungen Parallelschwingkreise, ab¬ gestimmt auf eines der Amateurbänder, eingefügt sind. Beim Betrieb auf diesem Band werden dadurch die Antennenabschnitte elektrisch wirksam getrennt, womit gleichzeitig auch eine originelle Bandumschaltung erreicht wird. In den Antennenelementen können einige solcher £C-Schwingkreise an¬ geordnet sein (ihre Resonanzfrequenzen entsprechen in diesen Fällen den unterschiedlichen Amateurbändern), wobei in Dipolantennen unbedingt eine gerade Anzahl von Kreisen vorhanden sein muß, weil jede Strahler¬ hälfte ihren Kreis bzw. Kreise zugeordnet hat. Die bekannteste Antenne mit Schwing-(Sperr-)Kreisen ist die WGDZZ-Antenne. Der australische Funka¬ mateur VK2AOU fand heraus, daß Dipolantennen mit einem Parallel¬ schwingkreis - angeordnet im Strahlerzentrum - 2 Resonanzfrequenzen aufweisen. Nun zur Wahl der Dipollänge und der Parameter des LC-Kreises. Diese Frequenzen können an den Grenzen zweier Amateurbänder festgelegt sein, wobei, genau genommen, der LC-Kreis sich in diesem Fall auf einer Fre¬ quenz befindet, die nicht mit Frequenzen der Amateurbänder überein- stimmt. Dadurch werden unerwünschte Resonanzerscheinungen in den Kreisen ausgeschlossen, und es ergeben sich in der weiteren Folge geringere Forderungen an die elektrische Festigkeit der Schwingkreiselemente (das ist besonders wichtig, da auf sie atmosphärische Feuchtigkeit einwirken kann, trotz spezieller Maßnahmen beim Bau der Antenne). Diese Antennen werden mit Koaxkabel über Koppelspulen zu den LC- Kreisen gespeist. Die Energiezuführung in die Mitte der Spule des 2. Paral¬ lelkreises erlaubt, eine 3-Band-Antenne zu realisieren, wobei die Resonanz¬ frequenz dieses Kreises auch nicht mit den Frequenzen der Amateurbänder übereinstimmt. Gute Resultate mit der 3-Band-Variante sind allerdings nur bei einer Speisung mit 2 Koaxkabeln zu erhalten (oder auch mit einem Ka¬ bel, wenn es direkt an der Antenne umgeschaltet wird). Bild 1 zeigt schematisch eine vertikale 3-Band-KW-Antenne [1], bei der das oben beschriebene Prinzip angewendet wird. Sie ist für die Bänder 10, 179 zum TX Bild 1 Dimensionierung der 3-Band-Groundplane-Antenne für 10/15/20 m 15 und 20 m bestimmt und besteht aus dem Strahler (Duraluminiumrohr 3,40 m lang), einem Behälter aus Isoliermaterial (100 mm x 100 mm x 100 mm) für die IC-Kreise und einigen Gegenge¬ wichten (Radiais). Die Resonsanzfrequenz des Kreises Il-Cl beträgt 17,4 MHz (LI =0,95 pH, CI = 88 pF) und des Kreises L2-C2 26,2 MHz (L2 = 0,66 pH, C2 = 56 pF). Die Spulen werden auf Isolierkörper (Durch¬ messer = 16 mm) mit mindestens 1 mm starkem Kupferdraht gewickelt. II hat 8 Wdg. und L2 = 6 Wdg. Die Wicklungslänge beträgt etwa 50 mm. Win¬ dungsanzahl und Wicklungslänge sind bei der Anfertigung der Spulen so zu kombinieren, daß die angegebenen Induktivitäten erreicht werden. Die Windungsanzahlen der Koppelspulen 13 und LA (etwa 2 Wdg. je Spule) sind während des Abgleichs genau zu bestimmen. Sie sind mit isoliertem Draht (1 bis 1,5 mm Durchmesser) auf den mittleren Teil der Spulen II und 12 zu wickeln. Die Kondensatoren CI und C2 stellt man aus Koaxka- belstücken her, die zu wenigen Windungen aufgewickelt werden. Das Außenleitergeflecht schlägt man über eine Länge von etwa 10 mm vom Di¬ elektrikum zurück, um Durch- oder Überschläge an diesem Abschnitt zu vermeiden. Man kann aber auch Festkondensatoren einsetzen. Nun zur konstruktiven Ausführung der Antenne. Der Strahler wird am unteren Ende mit einem rohrförmigen Isolierstück verstärkt, dessen Innen¬ durchmesser dem des Außendurchmessers des Strahlerrohrs entspricht und durch den Behälter mit den IC-Kreisen gesteckt ist. Die Spulen II und 12 dürfen nur minimale gegenseitige Kopplung aufweisen, deshalb müssen sie in den diagonalen Ecken des Isoliergehäuses so angeordnet werden, daß ihre Längsachsen aufeinander stehen. Im Boden des Spulenbehälters sind 2 Steckverbindungen zum Anschluß der Koaxkabel sowie eingeschraubte Klemmen zur Befestigung der Radialdrähte angebracht. Wie bereits gesagt, kann die Antenne auch über nur ein Koaxkabel gespeist werden. Dazu ist im Spulenbehälter ein Koaxrelais entsprechender Schaltleistung einzubauen. 180 Der Abgleich der Antenne (nach vorheriger Auswahl bzw. Herstellung der Kondensatoren CI und C2) beschränkt sich auf einen Ab- oder Nach¬ gleich der Induktivitäten LI und L2, um die notwendigen Resonanzfre¬ quenzen zu erreichen, die dann mit einem Dipmeter zu kontrollieren sind. Nach dem Abgleich sind die Windungszahlen der Koppelspulen Li und L4 auf minimales Stehwellenverhältnis festzulegen, dem 20- und 15-m-Band entsprechend mit Li und für 15 und 10 m mit LA. Bei Speisung über 50-O-Koaxkabel (Koppelspule Li) muß sich mit 4 Radiais an der beschrie¬ benen Antenne ein Stehwellenverhältnis von etwa 1,0 bis 1,3 auf dem 20-m-Band einstellen; auf 15 m muß sich eine Welligkeit von 1,0 bis 1,5 und auf 10 m eine von 1,6 bis 2,6 (im Intervall 28,8 bis 30 MHz nicht mehr als 2,0) ergeben. Wenn die Antenne über LA gespeist wird, sind folgende Welligkeitswerte zu erreichen: 2,3 bis 2,9 auf 20 m; 1,4 bis 1,7 auf 15 m und 1,0 bis 1,2 auf 10 m. Diese Antenne kann auch als gewöhnlicher horizontaler Dipol ausgeführt werden. An Stelle der Gegengewichte (der Radiais) ist am Schwingkreis L2-C2 ein 2. Strahlerteil mit einer Länge von 3,40 m anzuschließen. Soll die 3-Band-Antenne für die neuen WARC-Bänder 12 m/17 m/30 m dimensio¬ niert werden, gelten folgende Werte: Länge A = 4,0 m; Länge B = 100 mm. CI 168 pF; C2 = 64 pF; LI = 1,17 pH; L2 = 0,74 pH. LI = 10 Wdg.; L2 = 7 Wdg.; Li/LA = 2 bis 3 Wdg. fl = 11,4 MHz;/2 = 23,2 MHz. 9-Band-Kurzwellenantenne Diese Antenne [2) stellt eine Abart der bekannten WINDOM dar - einen Dipol, dessen Speisepunkt vom Zentrum (aus der Mitte) des Strahlers ver¬ schoben ist. Der Eingangswiderstand dieser Antenne beträgt dabei für einige Amateurbänder annähernd 300 Q, was auch Eindrahtspeiseleitungen anzuwenden gestattet, ebenfalls 2-Draht-Leitungen entsprechenden Wellen¬ widerstands und schließlich Koaxkabel, angeschlossen über einen Anpas¬ sungstransformator. Um nun mit dieser Antenne auf allen 9 Amateurbän¬ dern arbeiten zu können (1,8; 3,5; 7; 10; 14; 18; 21; 24 und 28 MHz), sind 2 Windom-Antennen parallelzuschalten (siehe Bild 20 a) - eine mit der Ge¬ samtlänge von etwa 78 m (entsprechend A/2 für das 160- m-Band) und eine andere mit der Gesamtlänge von etwa 14 m (entsprechend 2/2 für das 10-MHz-Band sowie A für 21 MHz). Beide Strahler werden über ein Koax¬ kabel (Z=50ß) gespeist. Der notwendige Anpassungstransformator TI muß für ein Widerstands-Übersetzungsverhältnis von 1 = 6 dimensioniert sein. Bild 2b zeigt die ungefähre Strahleranordnung einer auszuführenden Antenne als Draufsicht. Beim Aufbau der Antenne in einer Höhe von 8 m über gutleitender Erde übersteigt das Stehwellenverhältnis bei 1,8 MHz nicht den Wert 1,3; auf den Bändern 3,5/21/14/24 und 28 MHz = 1,5, auf den Bändern 7/10 und 18 MHz = 1,2. Auf dem 1,8- und 3,5-MHz-Band so- 181 Bild 2 Dimensionierung der 9-Band-Doppel-Windom-An¬ tenne: a - Seitenansicht, b - Draufsicht, c - Übertrager TI wie in gewissem Maß auf dem 7-MHz-Band strahlt ein 8 m hoher Dipol, wie bekannt, im wesentlichen unter großen Winkeln zum Horizont. Daraus folgt, daß in diesem Fall die Antenne nur für Nahverbindungen (bis 1500 km) effektiv ist. Das Wickel- und Anschlußschema für den Anpassungstransformator 1:6 ist aus Bild 2c zu ersehen. Die Wicklungen I und II haben gleiche Win¬ dungsanzahl (wie ein gewöhnlicher Übertrager mit einem Übersetzungsver¬ hältnis von D4). Wenn die Gesamtwindungszahl dieser Wicklungen (sie ist in erster Linie vom Eisenkern und seiner Anfangspermeabilität abhängig) n 1 beträgt, dann-wird die Windungsanzahl n2, vom Verbindungspunkt der Wicklungen I und II bis zur Anzapfung, nach der Formel n2 = 0,82 • «1 berechnet. Literatur [1] -, Zeitschriftenschau, RADIO, Heft 7/1983, Seite 58 (Reprint aus «cq DL» Heft 4/1982, Seite 172/174). [2] -, Zeitschriftenschau, RADIO, Heft 1/1985, Seite 61 (Reprint aus «cq DL», Heft 7/1984, Seite 332/333). 182 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Internationale S chaltungsrevue «A m ateurfunk» Mischerschaltungen mit UL 1042 N (S 042 P) Der Schaltkreis UL 1042 N enthält eine symmetrische Mischerschaltung, die bis zu Frequenzen von 200 MHz einsetzbar ist. Hergestellt wird der UL 1042 N von Unitra-CEMI (VR Polen), er entspricht dem vielseitig ver¬ wendeten internationalen Typ S 042 P. Die Bauform ist das 14polige DIL- Gehäuse, allerdings gibt es vom internationalen Typ auch eine Bauform im runden Metallgehäuse mit 10 Anschlüssen (S 042 E). Diese Mischerschal¬ tung kann über pin 10 bis pin 13 mit internem Oszillator oder fremdgesteu¬ ert betrieben werden. Durch die symmetrische Ausführung werden die Ein- gangssignale am Ausgang unterdrückt. Haupteinsatzgebiet dieser Mischer¬ schaltung ist die AM/FM-Empfängertechnik (Mischer, Demodulator), aber sie kann auch vielseitig in der Elektronikpraxis eingesetzt werden. Der Betriebsspannungsbereich ist U cc = 4 bis 15 V, die Gesamtstromauf¬ nahme beträgt / 6M =1,4 bis 2,9 mA {12 = 12 = 0,36 bis 0,68 mA, 15 = 0,7 bis 1,6 mA). Die Verstärkung erreicht 14 bis 16,5 dB für ^=100 MHz/ / osz = 110,7 MHz. Weitere Kennwerte sind die Ausgangskapazität C 02 , 3 = 6 pF, die Mischsteilheit 5=5 mS und die Rauschzahl F= 1 dB. Um die Ströme und damit die Steilheit zu erhöhen, darf von pin 10 und pin 12 ge¬ gen Masse (pin 14) je ein Widerstand von wenigstens 220 D geschaltet wer¬ den. Empfohlen wird eine galvanische Verbindung zwischen pin 7 und pin 8 bzw. pin 11 und pin 13 über Koppelwindungen. Bild 1 Mischerschaltung für UKW-Empfänger (a) und für Fernsteuerempfänger (b) jlf 183 Bild 2 HF-Eingangsschaltung für einen 2-m-FM-Empfänger [1] Bild 1 a zeigt eine UKW-Mischerschaltung mit indirektiver Abstimmung. Die Oszillatorfrequenz liegt oberhalb der Eingangsfrequenz (fosz = 110,7 MHz), der ZF-Auskoppelkreis befindet sich am pin 2. Für einen Fenstersteuerempfänger zeigt Bild 1b eine selbstschwingende Mi¬ scherschaltung, wobei die erzeugte Osziilatorfrequenz quarzgesteuert ist. Bild 2 gibt die HF-Eingangsschaltung für einen 2-m-FM-Empfänger wieder. Als HF-Verstärker wirkt der Dualgate-MOSFET VT1 (BF 960, KF 907) mit einer Verstärkung von etwa 18 bis 20 dB und einer Rauschzahl von etwa 2 dB. Der Oszillator (fremdgesteuert) schwingt unterhalb der 2-m-Eingangs- frequenz. Die Spulen haben einen Windungsdurchmesser von 5 mm, ausge¬ führt mit 1-mm-Cutg. Für einen Längstwellenempfänger (VLF-Bereich) zeigt Bild 3 die Eingangsschaltung. Mit der quarzstabilisierten Oszillator¬ frequenz wird das VLF-Signal in dem Bereich um 10 MHz umgesetzt, für den der KW-Nachsetzempfänger ausgelegt sein muß. Der RX-Ankoppel- Bild'3 HF-Eingangsschaltung für einen VCL-Empfänger [1] 184 kreis am pin 2 hat einen Xbro/d-Übertrager T, primär 18 Wdg. mit Mittelan¬ zapfung, sekundär 10 Wdg. 0,25-mm-Cut. Als Transistoren eignen sich die FET BF 256. Rahmenantenne für KW-Amateurbänder Wer nicht die Möglichkeit hat, größere Antennenanlagen für den Kurzwel¬ lenempfang zu errichten, kann auf eine entsprechend dimensionierte Rah¬ menantenne zurückgreifen. Bild 4 zeigt eine abstimmbare Rahmenantenne für die KW-Amateurbereiche, die einen zusätzlichen HF-Verstärker ent¬ hält. Die Rahmenspule L A besteht aus einer Windung Koaxialkabel 75 fl. Die beiden unteren Enden führen in ein kleines Metallgehäuse, in dem alle Bauelemente der Schaltung untergebracht sind. In der Mitte oben ist die Abschirmung in einer Breite von 10 mm unterbrochen. Damit die Rah¬ menspule L a gehalten wird, ist am Blechgehäuse ein Kreuz aus Piacryl-G las- streifen befestigt. Am Gehäuseböden befindet sich ein Fotostativgewinde, so daß die Rahmenantenne bequem auf einem Fotostativ befestigt werden kann. Die Rahmenantenne wird mit dem 2fach-Drehkondensator C5 auf Reso¬ nanz abgestimmt. Für die kW-Bänder gelten folgende Schalterstellungen: 14 bis 30 MHz - S1 und S2 offen, 7,0 MHz - S1 offen, S2 geschlossen, 3,5 MHz - S1 geschlossen, S2 offen. Die Drosseln L1/L2 bestehen aus 25 Wdg., 0,2-mm-Cul, gewickelt als To- roid-Spule auf einem Ferritringkern. Der HF-Übertrager T hat 3 x 10 Wdg., 0.2-mm-Cul, ebenfalls auf einem Ferritringkern. Die Stromaufnahme der Schaltung ist 8 mA bei U b = 9 V. Als Transistoren eignen sich für VT1/VT2 die FET KP 302 A/B bzw. KP 303 D/G, für VT3 der KT 306/316/325. Bild 4 Stromlaufplan der Empfangs-Rahmenantenne [2] 185 Abschwächer und HF-Eingangsfllter für KW-RX In [3] wird von Ing. Z. Hampeis (OK1-10117) die Schaltungspraxis für einen KW-Amateurempfänger vorgestellt, der alle KW-Amateurbänder von 10 m bis 160 m erfaßt. Die einzelnen Baugruppen enthalten interessante Schal¬ tungsdetails: SWzoßAy-Diodenringwischer, 9-MHz-Quarzfilter für SSB und CW, getrennte Oszillatoren mit C-Dioden-Abstimmung für jedes KW-Ama- teurband, NF-Filter für SSB und CW, Quarz-BFO, LED-S-Meter usw. Bild 5 zeigt den HF-Abschwächer, der im Eingang des KW-RX- angeordnet BdB IZdB 2k dB Bild 5 HF-Abschwächer für einen KW-Amateurempfänger [3] > Sla Slb - cz ii_ CZ II A CI 7 Ir i. t 1 ~C3 1 ' l y - 2 c ; 7 II i~ - C3C3 7 f - cf Oi Bild 6 HF-Eingangsfilter für einen KW-Amateur¬ empfänger [3] Tabelle 1 Bauelemente für HF-Eingangsfilter Band L2 in ßH. L2 in Wdg. LI in Wdg. CI in pF C2 in pF 160 m 50 32 3 148 12 80 m 31 39 4 62 7 40 m 5,1 16 2 100 5 30 m 2,2 12 1,5 112 4 20 m 1,7 10 1 74 2 17 m 0,8 10 1 97 1,5 15 m 0,56 8 1 100 3,3 12 m 0,4 7 1 102 1,5 10 m 0,3 6 ' 0,5 104 2,5 186 ist. Er erlaubt die Reduzierung des HF-Signals im Bereich von 0 bis 42 dB in 6-dB-Schritten. Ausgelegt ist der Abschwächer für Z 0 = 75 CI. Dem HF-Abschwächer folgen umschaltbar die HF-Eingangsfilter für die einzelnen KW-Amateurbereiche. Bild 6 zeigt die Schaltung für diese 3krei- sigen HF-Filterschaltungen. Die Trimmerkondensatoren C3 sind Keramik¬ ausführungen 4/20 pF. Alle anderen Werte können aus Tabelle 1 ersehen werden. Die Spulen sind Toro/d-Spulen mit Ferritringkernen. Dipmeter mit LED-Anzeige In den Ausgaben des Elektronischen Jahrbuches wurden schon mehrfach Dipmeter-Schaltungen vorgestelit. Für die in Bild 7 wiedergegebene Schal¬ tung wird zur Anzeige des Dips eine Leuchtdiode VD3 verwendet. Um bei aktivem oder passivem Betrieb des Dipmeters die Minimum- bzw. Maxi¬ mum-Anzeige mit der LED zu erhalten, wird sie in der Betriebsweise mit S1 umgeschaltet. Die eigentliche Oszillatorschaltung arbeitet mit dem FET VT1, für den sich der Typ BF 244 (MPF102/2 N 3819) eignet. Durch den zur Abstimmung eingesetzten 2fach-Drehkondensator benötigt die Schwingkreisspule keine Anzapfung. Als Anzeigeverstärker wird eine Dar- lington-Stuie mit den Transistoren VT2/VT3 verwendet (Silizium-npn-Tran- sistoren). Die Anzeigeempfindlichkeit kann mit dem Potentiometer 470 kü variiert werden. Als Dioden VD1/VD2 (1 N 914) eignen sich entsprechende Äquivalenttypen (Siliziumtypen). In Tabelle 2 sind die erforderlichen An¬ gaben für die Steckspulen enthalten. +6 V min. max. Tabelle 2 Spulenwerte für das Dipmeter Bereich Wdg. Draht-0 Spulenlänge Spulen-0 2... 4 MHz 84 0,45 mm 40 mm 32 mm 4... 8 MHz 39 0,6 mm 25 mm 32 mm 8. ..16 MHz 15 0,6 mm 10 mm 32 mm 16...32 MHz 7 1,3 mm 10 mm 32 mm 187 VFO für KW-Amateurbänder Je nach Dimensionierung des Schwingkreises L/C1/C2 kann der VFO nach Bild 8 für unterschiedliche Frequenzbereiche vorgesehen werden. Tabelle 3 gibt die erforderlichen Angaben zu den Schwingkreisbauelementen. Die Oszillatorstufe VT1 ist ein Colpitts- Oszillator, bestückt mit einem Feldef¬ fekttransistor (2 N 3819, BF 244, BF 256 o. ä.). Die Drainspannung ist mit einem IC-Regler auf 5 V stabilisiert. Die Oszillatorfrequenz wird an der Sourceelektronik ausgekoppelt. Ein 2stufiger Bufferverstärker erzeugt eine geringe Rückwirkung auf den Oszillator. Die Amplitude der Oszillatorfre¬ quenz kann am Ausgang mit dem Einstellwiderstand 220 CI eingestellt wer¬ den. Der Bufferverstärker liegt an einer Betriebsspannung von 12 V. Als Transistoren eignen sich für VT2/VT3 Siliziumtransistoren (BC183, BC 107, SC 236, SF136 o. ä.). Ergänzt werden kann die VFO-Schaltung durch eine kapazitive Ankopplung am Schwingkreis mit einer FM-Modula- torschaltung und mit einer RIT-Schaltung. Tabelle 3 Schwingkreisdaten für den VFO Bereich CI C2 L 1,8. ..2,0 MHz 100 pF 440 pF 88 Wdg., 0,3-mm-Cul, 5 mm Durchmesser 3,5...3,8 MHz 75 pF 18 pF 20 Wdg., 0,4-mm-Cul, 12 mm Durchmesser 5,0...5,5 MHz 75 pF 100 pF 47 Wdg., 0,4-mm-Cul, 6 mm Durchmesser 7,0...7,3 MHz 75 pF 220 pF 8 Wdg., 0,4-mm-Cul, 12 mm Durchmesser Die verwendeten Spulenkörper besitzen einen HF-Abgleichkem. Sender für die 80-m-Funkpeiljagd Der Kleinleistungssender, dessen Stromlaufplan Bild 9 zeigt, ist als Mini¬ sender für die 80-m-Funkpeiljagd gedacht. Er kann ohne personellen Auf- 188 wand betrieben werden, was für die Ausrichtung von Funkpeilwettkämpfen vorteilhaft ist. Die Schaltung besteht aus 2 Multivibratoren mit dem CMOS-Schaltkreis V4011 D (Dl), die ein getastetes NF-Signal 1100 Hz er¬ zeugen. Über die Transistorstufe VT1 wird damit das Sendersignal modu¬ liert. Die eigentliche Oszillatorstufe bildet VT2, während VT3 die einfache PA-Stufe darstellt. Am PA-Schwingkreis ist eine etwa 1 m lange Antenne direkt angeschlossen. Da die gesamte Schaltung nur einen Strom von etwa 15 mA aufnimmt, ist die Reichweite des Sendesignals auf etwa 2 km be¬ grenzt. Der CMOS-Schaltkreis und die Transistoren VT1/VT2 arbeiten mit einer stabilisierten Betriebsspannung von etwa 7 V, die von der Stabilisator¬ stufe VT4 bereitgestellt wird. Die Spulenwerte sind: LI - 50 Wdg., 0,25-mm-Cul, L2 - 8 Wdg., 0,25-mm-Cul, HF-Eisen-Ringkern, L3 - 45 Wdg., 0,25-mm-Cul, 12-mm-Spulenkörper, Ferrit-Abgleichkern, die An¬ zapfung liegt an der 7. Wdg. Als Transistoren eignen sich für VT1 und VT4 - KT503 A, SC 236 o.ä.; für VT2/VT3 - KT312 A, SF136o.'ä. Für die Z-Diode VD1 kann der Typ KC168 A, SZX 18/6,8 o.ä. benutzt werden. m Dl Bild 9 Stromlaufplan eines Kleinleistungssenders (80-m-Band) für den Funkpeilsport [6] Literatur [1] V. Striz, Integrierte Schaltungen aus dem RGW (V), Amaterske Radio (CSSR), Heft B2/1988, Seite 44 bis 49. [2] N.Chlupin, Empfangs-Rahmenantenne, Radio (UdSSR), Heft 8/1988, Seite 20 bis 22 . [3] Z.Hampeis, Empfänger für alle KW-Bänder. Amaterske Radio (CSSR), Heft A5/ 1988, Seite 187 bis 189, Heft A6/1988, Seite 228/229. [4] ..., Amateurschaltungen, Radiotechnika (VR Ungarn), Heft 3/1988, Seite 135 bis 137. [5] .... Amateurschaltungen, Radiotechnika (VR Ungarn), Heft 1/1988, Seite 12/20. [6] W. Kusnezow, Kleinleistungssender für den Funkpeilsport, RADIO (UdSSR), Heft 2/1988, Seite 20/21. 189 2-Zug-Betrieb Roland und Karsten-Jörg sickert auf der Modelleisenbahn Übliche Modelleisenbahnanlagen erlauben auf einem Gleis nur den Betrieb von einer Lok. Besonders im Bahnhofsbereich ist es wünschenswert, einen Mehrzugbetrieb zu erreichen. Das ist mit bisherigen Mitteln nur durch den Einsatz von mehreren Fahrstromstellern und der entsprechenden Anzahl von Trenngleisen möglich. Diese Methode hat den Nachteil, daß ein Fah¬ ren von einem Fahrabschnitt zum anderen nur bei gleich eingestellter Spannung und Fahrtrichtung möglich ist. Somit bestand die Aufgabe, einen 2-Zug-Betrieb auf einem Gleis zu erreichen. Dabei sollten sich beide Loks völlig unabhängig voneinander betreiben lassen. Realisierungsprinzip Die Grundidee, dieser Lösung besteht darin, eine Lok mit dem normalen Gleichstrom zu speisen, während die andere eine höherfrequente Rechteck¬ spannung angeboten bekommt. Bild 1 zeigt die Gesamtanordnung für den 2-Zug-Betrieb. Der Gleichspannungssteller (2) liefert den Strom für die Lok, die durch den Motor M2 veranschaulicht wird. Zum Schutz des Reg¬ lers vor der Rechteckspannung ist die Spule LI eingefügt. Der Rechteckgenerator (1) liefert eine in ihrem Tastverhältnis veränder¬ bare Rechteckspannung. Der Kondensator CI hat die Aufgabe, den Gleich¬ spannungsanteil der Rechteckspannung, der durch das Integral über den Spannungsverlauf errechnet wird, zu eliminieren. Somit ergibt sich der in 190 Bild 2 dargestellte Spannungsverlauf über den Motor M2. Der Motor M2 Kann bei beliebigem Tastverhältnis kein Drehmoment aufbringen und wird in herkömmlicher Weise mit Steilem (2) gesteuert. Damit der Motor Ml von der mit dem Gleichspannungsregler eingestell¬ ten Gleichspannung nicht beeinflußt wird, ist der Kondensator C2 zwi¬ schengeschaltet. Die Gleichrichterschaltung (3) hat die Aufgabe, den durch den Kondensator CI verlorengegangenen Gleichspannungsanteil der Recht¬ eckspannung zurückzugewinnen. In Bild 3 ist der Spannungsverlauf am Motor Ml dargestellt. Es ist ein möglichst großes Tastverhältnis notwendig, um mit einer möglichst geringen Betriebsspannung einen schnellen Lauf des Motors Ml zu erreichen. Die Wahl einer niedrigen Betriebsspannung ist so wichtig, weil die Glühlampen in den Wagen und Loks ständig mit der halben Betriebsspannung U B gespeist werden. T 0 ■ Üb t Stillstand Ml Vorwärtslauf Ml Rückwärtstauf MZ Bild 3 Spannungsverlauf am Motor Ml Schaltungsvarianten Bild 4 zeigt eine einfache Variante. Dabei wirkt ein aus 4 NAND-Gattern bestehender Generator als frequenzbestimmendes Glied. Allerdings läßt sich damit nur schwer das notwendige Tastverhältnis von mindestens 1 : 10 erreichen. Die Arbeitsfrequenz sollte im Bereich zwischen 16 und 20 kHz liegen. Oberhalb dieser Grenze ergaben sich Hochfrequenzprobleme. Der Schaltkreis A 2030 D übernimmt die Leistungsverstärkung. Auf den gestri¬ chelt gezeichneten Überstromschutz sollte man nicht verzichten, da bei der 191 Erprobung dieser Schaltung mehrere A 2030 D im Kurzschlußfall zerstört wurden. Mit der Taste Tal startet man die Schaltung. In Bild 5 ist eine aufwendigere, aber leistungsstarkere Schaltungsvariante dargestellt. In diesem Fall arbeitet der für Schaltnetzteile vorgesehene Schaltkreis B 260 D als Generator. Er gestattet ein maximales Tastverhält¬ nis von 1:20. Auch ist sein Preis «amateurfreundlich» und sollte somit der vorangestellten Variante vorgezogen werden. Die Taste Tal wirkt als Startsi¬ gnal. Die leistungsstarke Endstufe bedingt einen Kurzschlußschutz. Gleichrichterschaltrung Aus Bild 6 ist die Schaltung der Gleichrichtung zu ersehen. Als Transisto¬ ren eignen sich alle Typen der SD-St rie. Versuche mit den älteren Typen SF126 o.ä., BFY16, KFY16 und KFY18 sowie KF 517 zeigten eine stärkere Erwärmung, die aber nicht zu ihrer Zerstörung führte. Als Dioden seien die Typen SY 330/SY 360 empfohlen. Die 5Y-200-Serie ist für diesen Anwen¬ dungsfall zu langsam. Betriebserfahrungen Die Anlage arbeitet seit mehreren fahren. Ausfälle gab es nur durch Unter¬ dimensionierung der Bauelemente. Aus diesem Grund sollten die angege¬ benen verwendet werden, selbst wenn ihre Beschaffung im Augenblick et- 192 n - BFY16j KF511\ KFY1SJ8, SD336,338,360 T5 - SF127,128, SF8Z7,828 TB -SC 23B 0. ä. Dl - SZX19/12-18, ZA 250/12-IS Bild 5 Stromlaufplan eines Rechteckgenerators für höhere A usgangsleistung; VT1/VT2 - KU 605, 2N3055, SU 167 o.ä. VT3 - SF126, SF 826, SD 335 o.ä. VT4 - BFY16, KF 517. SD 336 o.ä VT5 - SF 127, SF827o.ä. VT6 - SC 236 o.ä. VD1 - SZX 19/12 ... 18 o.ä. Bild 6 Gleichrichterschaltung für die Rechteckspannungs-Stramversorgung 193 was teurer ist. Als Induktivität LI ist eine Luftspule von etwa 150 Wdg., 0,8-mm-Cul ausreichend. Weiterhin sei darauf hingewiesen, daß das gesamte Schienennetz als An¬ tenne wirkt. Die steilen Flanken der Rechteckspannung werden abgestrahlt und können den Rundfunkempfang stören. Um das zu vermeiden, ist der Kondensator C4 in der Schaltung nach Bild 5 eingesetzt. Ein weiterer Nachteil ist das ständige Anliegen der Betriebsspannung an den Motoren. Zwar sind ihre Wicklungen auf den Rotoren gegenüber der hochfrequenten Rechteckspannung hochohmig, doch der Abrieb der Koh¬ len auf den Kollektoren setzt sich in die Zwischenräume und bewirkt somit einen nicht zu vernachlässigenden Stromfluß (besonders bei stärker Ölung tritt dieser Effekt ein). Die dadurch entstehende Verlustleistung kann die aus Plast bestehenden Kollektoren zerstören. Trotz dieser Nachteile möch¬ ten wir nicht mehr auf den 2-Zug-Betrieb verzichten, da das den Wert einer Modellbahnanlage wesentlich erhöht. 194 Ing. Frank Sichla - Y51U0 Schaltungsvarianten für einen CMOS-Logikprüfstift Die CMOS-Schaltkreise der Serie V4000 werden bereits vielfältig einge¬ setzt. Der folgende Beitrag gibt deshalb Schaltungsvorschläge für einen Prüfstift an, mit dem CMOS-Logikschaltungen schnell in Betrieb genom¬ men bzw. auf Fehler untersucht werden können. An einen solchen Prüfstift sollten etwa folgende Forderungen gestellt werden: - Anschluß an Versorgungsspannungen 3 bis 15 V ohne ihre erhebliche Be¬ lastung (d. h. Speisung aus der Betriebsspannung der zu untersuchenden Schaltung ist allgemein möglich), - Verpolungsschutz, - Anzeige der statischen Pegel, - Erkennung von H/L- und L/H-Flanken, L/H/L- und H/L/H-Einzelim- pulsen bzw. beliebigen Impulsfolgen, wobei maximal erkennbare Impuls¬ breite und Folgefrequenz den für Standard-CMOS-Schaltkreise gültigen Maximalwerten nahekommen sollten, - Überlastungssicherheit des Eingangs, - überschlägige Bewertung des Tastverhältnisses möglich, - hochohmiger und kapazitätsarmer Eingang, - übersichtliche Anzeige, - kleiner, handlicher Aufbau. Im folgenden werden Schaltungsvarianten beschrieben, die diesen Anforde¬ rungen zum Teil oder weitgehend nachkommen. Anzeige der statischen Pegel Würde man zur Erkennung des statischen L- bzw. H-Pegels ein CMOS-Gat- ter einsetzen, gäbe es 2 Probleme: Erstens könnte man keinen «verbotenen» Bereich festlegen, und zweitens könnte bei höheren Betriebsspannungen und Lage des Eingangspegels nahe der Umschaltschwelle durch den hohen Querstrom die Gatterverlustleistung überschritten werden. Die Schaltung nach Bild 1 arbeitet deshalb mit 2 als Komparatoren geschalteten Opera¬ tionsverstärkern B 631 D. Diese haben eine Darlington- Eingangsstufe, deren Eingangswiderstand sehr hochohmig ist, solange die anliegende Spannung im Bereich der Betriebsspannung bleibt. Die minimale Betriebsspannung 195 Bild 1 Slromlaufplan eines Prüfstifts zur Anzeige der statischen Pegel; VD1.VD2 - SAY 73; VDS bis VD 6 - SAY 12 bis SA Y42; VD 7 und VD 8- VQA 13 bis VQA 49; VT1 - SC 236 bis SC 238. SS 106. SS 108, SS 109, SS 216, SS218, SS219; VT2 - SC307 bis SC 309 (b lT , ,> 100); Al, A2 - B 634 D ist ± 2 V. Mit RI bis R3 werden die Referenzspannungen aut etwa 40 bzw. 60% von U cc festgelegt. Liegt keine Eingangsspannung an oder befindet sich diese im «verbote¬ nen» Bereich, liegt die Ausgangsspannung von Al nahe dem Massepoten¬ tial, die von A2 nahe U cc - Dann sind beide LED stromlos. Für ihre An¬ steuerung kommen wegen des großen Betriebsspannungsbereichs nur Stromquellen in Betracht. Diese liefern etwa 6 mA, so daß die maximale Stromaufnahme des Prüfstifts bei 20 mA liegt. R8 ist erforderlich, da die C-E-Restspannung des Ausgangstransistors von Al höher als t/ BE für VT1 sein kann, so daß ohne diesen Widerstand VD7 kaum glimmen würde. RIO begrenzt den Diodenstrom bei niedrigem Ausgangspegel von A2. Der Eingang ist bis ±50 V Gleichspannung bzw. C/ cfr = 50 V (Sinus) ge¬ schützt. Um die Operationsverstärker bei Falschpolung der Betriebsspan¬ nung vor Zerstörung zu bewahren, wunde VD9 vorgesehen. Der angegebene Typ weist mit 1,4 A den höchsten Dauergrenzstrom sowie die kleinste Flu߬ spannung der schnellen Gleichrichterdioden auf. Da Netzteile für CMOS- Schaltungen meist wenig stromergiebig sind, ist eine Überlastung der Diode kaum zu befürchten. Um jedoch eine Beschädigung von nicht kurzschlußfe¬ sten Netzteilen und Primärelementen auszuschließen, erscheint der Einbau einer Feinsicherung sinnvoll. Das Einfügen der Verpolungsschutzdiode in üblicher Weise bringt bei diesem Prüfstift Nachteile (Pegelbereiche be¬ triebsspannungsabhängig, höhere minimale U cc erforderlich). Würde man nur die Operationsverstärker damit schützen, käme es zu schlechtem dyna¬ mischen Verhalten und instabilem Eingangswiderstand des Prüfstifts. So jedoch kann man auf Grund der LED-Helligkeit für Frequenzen bis etwa 100 kHz das Tastverhältnis noch gut abschätzen. Dieser einfache Prüfstift läßt sich etwa mit dem Volumen einer Zündholzschachtel aufbauen. 196 Anzeige von Taktfrequenzen, L/H-Flanken und L/H/L-Einzelimpulsen Liegt die Frequenz des Eingangssignals bei dem einfachen Prüfstift über einigen 100 kHz, so kann die Anzeige nicht mehr folgen. Es leuchtet dann die LED, deren Anzeige dem arithmetischen Mittelwert des Signals mehr entspricht. Die Detektierung auch hoher Frequenzen sowie von L/H-Flan¬ ken und L/H/L-Einzelimpulsen bewirkt die Zusatzschaltung nach Bild 2. Sie besteht aus 2 nachtriggerbaren Monoflops [1]. Bei diesen hat der Ein¬ gangsimpuls in Abhängigkeit vom zeitbestimmenden Kondensator eine be¬ stimmte Mindestimpulslänge aufzuweisen, da der Kondensator über den Gatterausgangswiderstand innerhalb der H-Zeit des Eingangsimpulses ent¬ laden werden muß. Um bei einer Ausgangsimpulslänge von 600 ms mög¬ lichst schmale Impulse erkennen zu können, wurden die Ladewiderstände mit 10 MO gewählt und beide Monoflops seriell geschaltet. Somit konn¬ ten - bei direkter Einspeisung über CI - Einzelimpulse, deren Breite deut¬ lich unter 100 ns lag, erkannt werden. Läuft eine Folgefrequenz ein, geht der Ausgang von G2 ständig auf H. Damit VD14 trotzdem ständig leuchtet, ist ein Eingang von G4 an die Eingänge von G2 geschaltet. Wird die Schaltung nach Bild 1 mit dieser Schaltung ergänzt, entsteht eine Variante mit sehr gutem Verhältnis von Bauelementeaufwand zu Lei¬ stungsfähigkeit. Bitd 2 Erweiterung zur Anzeige von Taktfrequenzen, L/H-Flanken und L/H/L-Einzelimpul¬ sen Zusätzliche Anzeige von H/L-Flanken und H/L/H-Einzelimpulsen Mit der Ergänzung nach Bild 3 können auch H/L/H-Einzelimpulse und: H/L-Flanken über die LED «Takt» erkannt werden. Sie werden dazu mit D5/D6 invertiert. Gehen L/H/L- oder H/L/H-Impulse ein, entstehen am Ausgang von D6 L/H/L-Impulse. Laufen L/H- oder H/L-Flanken ein, ent¬ stehen ausreichend breite positive Nadelimpulse. 197 10 M Bild 3 Zusätzliche Anzeige von H/L-Flanken und H/L/H-Einzelimpulsen Zusätzliche Anzeige seltener, stochastischer Impulse Mit den beiden noch ungenutzten Gattern kann ein Fang-Flip-Flop nach Bild 4 aufgebaut werden, um selten einlaufende, stochastische Einzelim¬ pulse oder Impulsfolgen dauerhaft zu registrieren. Es entfällt daher eine ständige Beobachtung der LED «Takt». Der Anschluß kann am Ausgang der Gatter D2, D4 oder D6 vorgenommen werden. Da bei dieser Variante die Schaltkreise voll ausgenutzt werden, ist der Aufbau auf einer Zweiebenenleiterplatte angebracht. Taster werden auch in sehr kleinen Bauformen angeboten. VD15 sollte man so anordnen, daß man ihre etwas untergeordnete Rolle erkennt und somit die Übersichtlichkeit, die VD7, VD8 und VD14 bieten, gewahrt bleibt. Auch dieser komfortable Prüfstift kann klein und handlich aufgebaut werden. Ucc Bild 4 Zusätzliche Anzeige seltener, stochasti- scher Impulse Schaltung und Aufbau eines kompletten Prüfstifts In Bild 5 ist die aus den Schaltungen nach Bild 1 bis Bild 3 bestehende voll¬ ständige Schaltung eines Logikprüfstifts dargestellt. Kleine Modifikationen gegenüber den Einzelschaltungen ergaben sich bei R4 (Wertsenkung, um schmale Einzelimpulse erkennen zu können) sowie bei der RC-Bescbaltung der Monoflops. Es wurde weitestgehend auf 2,2-MO-Widerstände zurückge¬ griffen, da das der höchste Wert ist, der innerhalb der Baureihe 25 noch mit 198 Bild 5 Stromlaufplan eines kompletten, vielseitigen Prüfstifts; VD1, VD2 - SAY73; VD 3 bis VD 10 - SAY 12 bis SAY 20; VTl, VT2 - SS 106 bis SS 109, SS 216 bis SS 219; VT3 - SC 307 bis SC 309 ■ > 100); VDll bis VD13 - VQA 13 bis VQA 49; Dl bis D4- V40U D; D5, D6 - V 4011 D 7 mm Körperlänge geliefert wird. Um eine kurze, gutleitende Masseverbin¬ dung hersteilen zu können, wurde XB2 vorgesehen. Aus Bild 6 bis Bild 9 sind nähere Informationen zum Aufbau des Funk¬ tionsmusters zu ersehen. Es ist zu beachten, daß die Bohrungen im Träger für die Anzeige entsprechend der zum Einsatz kommenden LED ‘ausgeführt werden. Bild 10 und Bild 11 zeigen den fertiggestellten CMOS-Logikprüf- stift. Das Gehäuse bilden 2 Halbschalen aus Weißblech, 0,3 mm. In Bild 12 ist schließlich gezeigt, wie man eine Feinsicherung in einem Stecker des Zuleitungskabels unterbringen kann. Dazu ist auf den Stecker eine Hülse aufzukleben, und die Sicherung wechselt man von vorn aus, wozu die Öff¬ nung leicht aufgebohrt werden muß. Wird U cc an den Prüfstift angelegt, leuchtet VD13 kurz auf. Wird L- oder H-Pegel angetastet, reagiert sie nicht. Erfahrungen mit den Operationsver¬ stärkern zeigen, daß diese als Komparator schon ab ± 1,5 V funktionieren. Der Prüfstift war deshalb bei 3 V voll funktionstüchtig. Bei U cc = 5V wurde bei einem Impuls-/Pausen-Verhältnis von Dl ein gleichmäßiges Leuchten von H- und L-LED bis 250 kHz festgestellt. Bei weiterer Frequenzerhöhung verlischt die LED «L». Eine Tastverhältnisauswertung bis hin zu Impuls-/ 199 200 Bild 10 Ansicht des fertiggestellten Prüfstifts Bild 11 Der Logikprüfstift im prakti¬ schen Gebrauch 201 Kappe (Innendurchmesser 8) Schaumstoffring Knoten (Zugentlastung) Weißb/echscheibe mit angelötetem Kabel Bild 12 Skizze zur Modifizierung eines Steckers zum Sicherungs¬ einbau Pausen-Verhältnissen von 1:10 bzw 10:1 ist bis SO kHz gut möglich. Wird bei 100 kHz das Impuls-/Pausen-Verhältnis >5:1, verlischt die LED «L». Wird bei 200 kHz das Impuls-/Pausen-Verhältnis >1:1, verlischt diese LED ebenfalls. Die H-LED reagiert auch bei dieser Frequenz noch auf schmale Impulse sehr gut. Bel höheren Spannungen werden die Operationsverstärker-Eingänge mehr übersteuert. Bei U cc = 10 V wird z.B. das eben geschilderte Verhalten nur jeweils bei der Hälfte der für U C c = 5 V angegebenen Frequenz erreicht. Das schlechte Verhalten der LED «L» kann eliminiert werden, indem man U cc etwas höher als die Signalamplitude wählt (externe Versorgung oder Minderung der Signalamplitude durch Diode am Prüfstifteingang). Die LED «Takt» reagierte bis 10 MHz (höchste Generatorfrequenz). Einzeüm- pulse ab 120 ns Breite werden erkannt. Abschließend noch 2 kleine Verbesserungshinweise: Gegen Überspan¬ nungen (U cc ) kann der Prüfstift mit einer Z-Diode (U z < 18 V) geschützt werden. Der Eingang wird dauerüberiastungssicher, wenn man .RI entspre¬ chend erhöht und mit einem RC-Glied überbrückt. Literatur [1] W. Reckziegel, Zeitschaltungen mit CMOS-Schaltkreisen. radio fernsehen elektro- nik. 30 (1981), Heft 2, Seite 127 ff. 202 Quasidigitale Frequenz¬ anzeige für UKW-Tuner mit C-Dioden- Matthias Scharnbeck abstimmung Im folgenden soll eine quasidigitale Frequenzanzeige beschrieben werden, die im Frequenzbereich von 87,5 bis 99,9 MHz arbeitet und eine Auflösung von 100 kHz gestattet. Die Funktionsweise und die Abgleichbedingungen werden an einem realisierten Muster beschrieben und gestatten somit die Anpassung an andere Empfangsteile. Ausgehend von einer Anregung aus [1], entstand der dort beschriebene ZF-Verstärker mit dem A 225 D. Als Tuner wurde der käuflich erworbene Tuner des Reiseempfängers Sensomat 3 000 verwendet. Dabei handelt es sich um einen UKW-Tuner mit C-Diodenabstimmung. Der Tuner ist von 2,65 V (87,5 MHz) bis 8,43 V (100 MHz) [2] durchstimmbar. Bedingt durch die anderen Baugruppen, ist die quasidigitale Frequenzanzeige mit einer Betriebsspannung von 12 V zu betreiben. Funktionsprinzip Das Funktionsprinzip der quasidigitalen Frequenzanzeige beruht auf der Umwandlung der nicht frequenzproportionalen Abstimmspannung in eine frequenzproportionale, die dann mit A/D-Wandler und entsprechender De¬ kodierung anzeigbar wird. Für den A/D-Wandler wurde die Standardbe¬ schaltung des C 520 D mit dem 7-Segmentdekoder D 146 D verwendet. Als ZA...Bßv Bild 1 Übersichtsschaltplan der quasidigitalen Frequenzanzeige 203 Anzeigeelemente wirken 2 VQB 24. Dabei wurde die 1. Stelle als «F» (Fre¬ quenz) beschältet. Die Anzeige geschieht in MHz. Der Dezimalpunkt wird ebenfalls fest verschaltet. Bild 1 zeigt den Übersichtsschaltplan der quasidigitalen Frequenzan¬ zeige. Auf die Beschreibung des A/D-Wandlers wird in diesem Beitrag verzich¬ tet, da diese Schaltung zur Genüge in der Literatur beschrieben wurde, z.B. [3]. Die weiteren Betrachtungen beziehen sich ausschließlich auf das aktive Netzwerk zur Realisierung einer frequenzproportionalen Spannung. Funktionsbeschreibung und Dimensionierungshinweise Um die nicht frequenzproportionale Spannung in eine frequenzproportio¬ nale umwandeln zu können, ist es notwendig, die Frequenz in Abhängig¬ keit von der Abstimmspannung zu ermitteln (Bild 2). Dazu gibt es 2 Mög¬ lichkeiten. Die 1.Möglichkeit besteht in der Messung der eingespeisten Fre¬ quenz eines HF-FM-Generators und der dazugehörigen Abstimmspannung des Tuners, die 2. in der Messung der Abstimmspannung an Hand bekann- Bild 2 A bstimmkurve des C-Diodentuners Sensomat 3000 204 ter Sender. In guten Empfangslagen ist eine ausreichende Darstellung der Kurve möglich. Die dazu notwendigen Frequenzen sind in [4] und [6] zu finden. Es wurde ein Kompromiß zwischen Genauigkeit und Aufwand ge¬ sucht. Da das Kanalraster im UKW-Bereich 300 kHz beträgt, wurde die Ab¬ stimmkurve durch 3 Geraden approximiert. Die maximale Abweichung der Geraden von der zu approximierenden Kurve sollte 200 kHz nicht überschreiten. Mit dem digitalen Fehler des A/ D-Wandlers C 520 D von 100 kHz ist jeder Anzeigestelle ein Kanal zuge¬ ordnet. Eine Approximation der Kurve läßt sich sehr gut mit Operationsver¬ stärkern ermöglichen [5], Zur Realisierung wurden ein B 2761 D und ein B 4761 D eingesetzt. Damit stehen 6 OPV zur Verfügung. Jeder Teilgeraden ist ein OPV (OPV2, 3, 4) zugeordnet. OPVS und OPV6 stellen die erforder¬ liche mathematische Verknüpfung der Geraden untereinander dar. OPV1 arbeitet als Spannungsfolger und gewährleistet damit eine hochohmige Messung der nicht frequenzproportionalen Abstimmspannung. Mit den Stellern RI und R2 kann der Definitionsbereich der Geraden 2 und 3 einge¬ stellt werden. Die beiden dazugehörenden OPV arbeiten als Präzisions¬ gleichrichter. Die Verstärkung der OPV2, 3, 4 von 0,5 war notwendig, um bei einer Betriebsspannung von 12 V nicht in den Sättigungsbereich der OPV zu kommen. Mit den Stellern R3, R4 und R5 kann man die Verstär¬ kung (bzw. den Anstieg) der Teilgeraden einstellen und Bauelementetole¬ ranzen ausgleichen. R6 ermöglicht eine Verschiebung der gesamten appro¬ ximierten Funktion in f-Richtung. Die Masse für die OPV wurde durch einen niederohmigen Spannungsteiler mit Stütz- und Siebkondensatoren realisiert. Damit ist die Masse der OPV frei schwimmend. Das muß man bei der Abstimmung des Netzwerks beachten. Da die Genauigkeit der Anzeige von der Betriebsspannung abhängt, ist der Stromversorung großes Augen¬ merk zu Schenkern Die gesamte Stromversorgung des Tuners wurde mit einem Spannungs¬ regler MAA 723 H mit externem pnp-Leistungstransistor realisiert. Um Schwingungen der OPV zu beseitigen, die bei kleinen Verstärkungen (Tu <20 dB) auftreten, ist die RC-Beschaltung der OPV am Eingang not¬ wendig. Außerdem wurde der Kollektorwiderstand des Ausgangs von 2 kO auf 470 n verringert. Damit wurde ein stabiles Arbeiten der Schaltung im Eingangsspannungsbereich von 0 bis 9 V erreicht. Aufbau Das gesamte aktive Netzwerk wurde auf einer Leiterplatte (75 mmx85 mm) aufgebaut. Die RC-Beschaltung an den Eingängen der OPV sollte man unmittelbar am Schaltkreis vornehmen. Da die Genauig¬ keit der Anzeige von der Einstellgenauigkeit der Widerstände und deren Temperaturkoeffizienten abhängt, sollten dafür Dickschichtsteller mit Spin¬ delantrieb eingesetzt werden. Die Schaltung baut man an einer thermisch stabilen Stelle des Tuners ein, um die Temperaturdrift so gering wie mög¬ lich zu halten. 205 Abgleich Die gesamte Schaltung gleicht man im fertig abgestimmten Tuner ab. Ein Voltmeter wird an den Feldstärkeausgang des A 225 D (pin 14) angeschlos¬ sen, um die Schaltung bei maximaler Feldstärke abgleichen zu können. Die Ausgangsspannung kann formal durch folgendes Gleichungssystem beschrieben werden: U A i = V,-Ub + für 0< t/ E < 9 V U A2 = -V„U E + für U E1 10 pA). Man liest die Spannung ab, vertauscht beide Eingänge und wiederholt den Vorgang. Von der kleineren der beiden Spannungen werden 0,5 bis 1 V abgezogen. Das ergibt die Differenzeingangsspannung mit einem für den Amateurbereich ausreichenden Sicherheitsfaktor. Die Relais werden wahlweise vom Ausgang an Masse (Lüfter) oder an die Betriebsspannung (Heizer) gelegt. Die Betriebsspannung ist mit 12 bis 15 V optimal bemessen und muß nicht stabilisiert sein (Bild 3). Die Relais müs¬ sen dann bei 8 bis 10 V und einem dabei auftretenden Strom von < 25 mA anziehen (Innenwiderstand > 400 12). Als Relais wurden ausgemessene Postrelais verwendet. Es können auch die Relais NSF30.1 und NSF 30.6/12 V verwendet werden. Diese schalten maximal entweder 250 V oder 3 A oder 50 W. Mit der in Bild 1 angegebe¬ nen Dimensionierung arbeitet die Schaltung ohne Beanstandungen seit län¬ gerer Zeit. + 15V Bild 2 Meßschaltung zur Ermittlung der Differenzein¬ gangsspannung; a - genaue Meßschaltung, b - vereinfachte Me߬ schaltung 210 Bild 3 Stromversorgungsschaltung für den Temperaturregler Sollen leistungsstarkere Relais oder Schaltschütze angesteuert werden, so empfiehlt sich der Einsatz des R 2030 (Preis etwa 3,50 M) an Stelle des R 109. Für die Relais sind dann Schaltströme bis 1 A bei einer Schaltspan¬ nung von 25 V möglich. Die Betriebsspannung für den R 2030 kann im Be¬ reich 15 bis 30 V gewählt werden, was auch bei Netzspannungsschwankun¬ gen ausreicht. Die Differenzeingangsspannung für den R 2030 beträgt min¬ destens 30 V. Literatur [1] Hirschfeld, Thermometerschaltung erweitert. FUNKAMATEUR 33 (1984) Heft 9, Seite 431. 211 Olaf Skerl Einfache Spannungsregler mit R 210 Häufig benötigt man stabilisierte Spannungen sowohl positiver als auch ne¬ gativer Polarität, z. B. zur Versorgung von TTL-Schaltungen oder von Ope¬ rationsverstärkern. Es werden 2 Stabilisierungsschaltungen beschrieben, die sich mit dem NF-Verstärkerschaltkreis R 210 realisieren lassen. Im Gegen¬ satz zu der Schaltung aus [1] zeichnen sich diese durch einen großen Ein¬ stellbereich der Ausgangsspannung und durch den möglichen Verzicht auf Referenzelemente wie Z-Dioden oder Leuchtdioden aus. Außerdem besteht die Möglichkeit, auch negative Spannungen zu stabilisieren. Von dem R 210 wird die Mittenspannungsregelung für die Stabilisierung genutzt. Bild 1 zeigt einen vereinfachten Ausschnitt aus der Innenschaltung des R 210 nach [3], der das Prinzip der Mittenspannungsregelung veran¬ schaulicht. Durch die Betriebsspannung £/ s und die Widerstände R\ und R2 wird der Strom 71 U\ ' Ure RI + R 2 (1) festgelegt. 212 Bild 1 Ausschnitt aus der Innenschal¬ tung des R 210 Dieser Strom wird in der Stromspiegelschaitung VT1 und VT2 gespiegelt, d. h.. Der Strom 12 fließt durch RI. Somit stellt sich die Gleichspannung U 0 auf U 0 = 12 ■ RI + f/ BE (3) ein. Weiterhin gilt: RI = R2 = 2?3 = R. (4) Setzt man die Gl. (1), Gl. (2) und Gl. (4) in Gl. (3) ein, so erhält man (Üf-U^-R „ U, 2 R Ube ~ 2 • U n (5) Die Ausgangsspannung U 0 beträgt immer die Hälfte der Betriebsspan¬ nung Uj. Am pin 7 wird die Spannung zwischen den Widerständen R2 und R3 herausgeführt. Betrachtet man nun die Abhängigkeit der Ausgangsspan¬ nung U 0 von der Spannung am pin 7 (Ul), ergibt sich: 71 Ul ~ TV R ( 6 ) und folglich t/„ = - Ul - U K R ' R + Uta Ul (7) Aus Gl. (7) ist ersichtlich, daß die Ausgangsspannung U 0 genau der Span¬ nung Ul folgt. Dieser Effekt wird zur Spannungsstabilisierung ausgenutzt. Die Funktionsweise der Stabilisierungsschaltung wird am Positivspan¬ nungsregler (Bild 2) erklärt. Der Transistor VT1 hat 2 Funktionen. Seine Basis-Emitter-Strecke wirkt als Referenzspannungsquelle (t/ BE = 0,6 bis 0,7 V). Gleichzeitig arbeitet er als Regeiverstärker in Emitterschaltung. Seine Kollektorspannung gelangt auf pin 7 des R 210. Somit ist die Aus- Uj*e...i5v Bild 2 Positivspannungsregler für U 0 — 5 V 213 gangsspannung U 0 gleich der Kollektorspannung von VT1. Die Ausgangs¬ spannung wird über den Spannungsteiler R2 und R3 auf der Basis von VT1 geführt. Damit ist der Regelkreis geschlossen. Die Ausgangsspannung U 0 (und damit auch (77) stellt sich jetzt stets so ein, daß am Schleifer von R3 eine Spannung von C BE = 0,6 V steht. Verrin¬ gert sich die Spannung (durch ein Absinken der Ausgangsspannung), ver¬ ringert sich der Kollektorstrom des Transistors. Dadurch sinkt der Span¬ nungsabfall über dem Lastwiderstand RI, die Spannung Ul (und somit auch die Ausgangsspannung) steigt an, so daß wieder C BE ~0,6 V ist. Somit kann man die Ausgangsspannung durch die Dimensionierung des Span¬ nungsteilers R2 und R3 in weiten Grenzen variieren, unabhängig von «pas¬ senden» Z-Dioden. Der Widerstand R4 bewirkt die Arbeitspunkteinstellung des Eingangstransistors des Schaltkreises. Er sollte zwischen 10 und 50 kü liegen. Die Kondensatoren CI und C2 unterdrücken die Schwingungsnei¬ gung des Schaltkreises. Der Kondensator C3 erhöht die Brummspannungs¬ unterdrückung; er muß der Spannungsfestigkeit t/ omax entsprechen. Die Funktionsweise des Negativspannungsreglers (Bild 3) ist analog, alle Bau¬ elemente mit gleichen Indizes gleichen denen des Positivspannungsreglers. Mit diesen Stabilisierungsschaltungen sind stabilisierte Ausgangsspan¬ nungen von U 0 ~ 0,6 V bis U- x - U 0 = 1 V bei Eingangsspannungen von U, = 4 bis 15 V (A 210: U, = 4 bis 20 V) möglich. Der maximale Ausgangsstrom / omax ist abhängig von der maximalen Verlustleistung und der Differenz Ui - C'o, sollte 2 A allerdings nicht überschreiten; ( 8 ) Ui- t/ 0 ' Die maximale Verlustleistung beträgt für den R 210 D 1,3 W und für den R 210 K 5 W. Den Kollektorstrom von VT1 wählt man zu II ’ J/o_ IV 1,25 mA. (9) Für den Widerstand RI ergibt sich Ci - C 0 R 1 =- II ( 10 ) -Urll.J5V\ -U o *10V iW Li i Bild 3 X C4 Negativspannungsregler für T o,i fj. u 0 =-iov 214 VDZ * Bild 4 Zwischenschaltung einer Z-Diode bzw. LED zur Verringerung des Einflusses der Ein- gangsspannung Aus Gl. (9) und Gl. (10) erhält man für RI U, RI — "tt— 1 1 800 CI. (11) u'o Als Querstrom durch den Ausgangsspannungsteiler wurde, um die Dimen¬ sionierung zu vereinfachen, 12 = 1 mA angenommen. Damit erhält man für die Widerstände R2 und R3 R2 + R3 1 kO. (12) Verwendet man diese Schaltung als Festspannungsregler, wählt man R2 = 1 kfl. Soll die Ausgangsspannung in einem großen Bereich variabel sein, ist R2 = 0. Als Transistoren eignen sich für VT1 alle npn-Miniplast- transistoren (z. B. aus dem Bastlerbeutel 6). Für VT2 sollten Si-pnp-Transi- storen eingesetzt werden (SC 307 ... SC 309, KT 3107 o.ä.). Die Ruhestrom¬ aufnahme der Gesamtschaltung beträgt maximal 30 mA. Sie sollte auf je¬ den Fall nach dem Aufbauen gemessen werden. Mißt man größere Ruheströme (100 bis 200 mA), schwingt der R 210. In diesem Fall ist die Beschaltung des Ausgangs mit einem Boucherot -Glied (R5/C4) erforderlich. Bei einer Eingangsspannung von 10 V und einer eingestellten Ausgangs¬ spannung von 6 V' konnte mit einem Vielfachmesser keine Spannungsdiffe¬ renz zwischen Leerlauf und 7 0 = 200 mA festgestellt werden. Eine Variation der Eingangsspannung von 10 auf 15 V bei I 0 = 100 mA ergab eine Span¬ nungsdifferenz von 0,4 V. Legt man Wert auf eine größere Unabhängigkeit der Ausgangsspannung von der Eingangsspannung, schaltet man in den Emitterzweig von VT1 bzw. VT2 eine Z-Diode oder eine Leuchtdiode iBild 4). Die Z-Spannung (Flußspannung der LED) sollte mindestens 2 V geringer sein als die Ausgangsspannung, um Übersteuerungen des Transi¬ stors sicher zu vermeiden. Bei Verwendung einer Z-Diode muß der Kollek¬ torstrom II mindestens 5 mA betragen (aber auch /, max beachten!), für eine LED wählt man 71 = (10 bis 20) mA. Den Widerstand R2 setzt man R2 = 0. 215 Die Ausgangsspannung ist jetzt allerdings nur noch zwischen U 0 = U, + 0,6 V bis Ui - U 0 = 1 V einstellbar. Die vorgestellte Schaltung ist nicht kurzschlußfest. Kurzschlüsse der Ausgangsspannung führen zur Zerstörung des Schaltkreises. Bei Verwen¬ dung als Experimentiernetzteil schaltet man eine elektronische Sicherung (z.B nach [2]) zwischen pin 12 und R2. Literatur [1] K. Schlenzig/D. Jung, Analoge Bastelschaltkreise - Festspannungsregler mit R 205/ 210 D/K. Originalbauplan Nr. 42, Berlin 1980. [2] Elektronische Zweipolsicherung. Begleitheft zum Bastlerbeutel 4/5. VEB Gleich¬ richterwerk Stahnsdorf. [3] H.-J. Fischer/W. E. Schlegel, Transistor- und Schaitkreistechnik, Seite 145, Berlin 1979. 216 Ungewöhnliche Anwendungen des Schal tnetzteil- Ansteuerschaltkreises Ing. Dietrich Müller B 260 D Der B 260 D ist als Allsteuerschaltkreis für Schaltnetzteile entwickelt wor¬ den [1]. Er enthält mehrere für diesen speziellen Zweck ausgelegte und ent¬ sprechend verbundene Funktionsgruppen. Einige Anschlüsse dieser Funk¬ tionsgruppen sind nach außen geführt, um die Eingangssignale und die Be¬ triebsspannung zuzuführen, die Ausgangsimpulse abzunehmen und die sonstige Außenbeschaltung anzuschließen. Es liegt der Versuch nahe, einen so komplexen Schaltkreis auch für andere als den vorgesehenen Zweck ein¬ zusetzen. Bild 1 zeigt den vereinfachten Übersichtsschaltplan des B 260 D mit den wichtigsten Elementen der Standard-Außenbeschaltung. Eine ausführliche Beschreibung findet der Leser in [1] und [2], so daß hier darauf verzichtet Old 1 Standardschaltung des Schaltkreises B 260 D, Innenschaltung teilweise dargeste'iU 217 werden kann. Untersucht man die Innenschaltung des B 260D auf «abwe¬ gige» Einsatzmöglichkeiten, so kann man folgende mehr oder weniger selb¬ ständig einsetzbare Funktionsgruppen abgrenzen: 1) Einen Regelverstärker, dessen nichtinvertierender Eingang mit einer hochkonstanten Referenzspannungsquelle verbunden und von außen nicht zugängige ist, dessen invertierender Eingang aber nach außen geführt wird (pin 3). Ebenso ist der Ausgang des Verstärkers nach außen geführt, gleich¬ zeitig aber mit dem Steuereingang des Pulsdauermodulators verbunden. 2) Einen Sägezahngenerator, bei dem sich die Frequenz in weiten Grenzen durch die Dimensionierung der Außenbeschaltung (RI und C8) variieren läßt, dessen Ausgangsspannung in Höhe von etwa 5 V (Spitze - Spitze) an pin 8 des B 260 D zur Verfügung steht. 3) Einen Impulsgenerator, dessen Frequenz (wie die der Sägezahnspan¬ nung) mit RI und C8 und dessen Impulsbreite durch die Spannung an pin 5 oder pin 6 variiert werden kann, wenn der Einfluß des Regelverstär¬ kers auf die Impulsbreite eliminiert wird. Von den durch die Komplexität der Innenschaltung des B 260 D gegebe¬ nen Möglichkeiten außerhalb des Gebiets der geschalteten Stromversorgun¬ gen sollen im vorliegenden Beitrag nur einige wenige angeführt werden. Sie sollen als Anregung dienen, weitere Anwendungsmöglichkeiten und Schal¬ tungskombinationen zu finden. Der B 260 D in stetig geregelten Stromversorgungen Der Analogteil des B 260 D, der Regelverstärker mit der angeschlossenen Referenzspannungsquelle von etwa 3,6 V kann auch als Regelverstärker in herkömmlichen, stetig geregelten Netzteilen (ähnlich wie der CSSR-Im- porttyp MAA 723) eingesetzt werden. Als Nachteil gegenüber dem MAA 723 ist zu nennen, daß der Analogteil des B 260 D keinen Eingang zur Realisie¬ rung eines Schutzes gegen zu großen Laststrom aufweist und der Ausgang des ß-260-Regelverstärkers im ungünstigsten Fall nur mit 0,5 mA belastet werden kann. Dem steht der Vorteil gegenüber, daß sich, auch bedingt durch die niedrige Referenzspannung, ein einfacher und für alle Ausgangs¬ spannungen (die größer als 4 V sein müssen) prinzipiell unveränderter Schaltungsaufbau ergibt. Nicht zu vergessen sind mögliche Beschaffungs¬ schwierigkeiten bei Importtypen. Bild 2 zeigt die Schaltung eines einfachen, stetig geregelten Stromversor¬ gungsteils für eine Ausgangsspannung von 5 V. Bei einer Sekundärspan¬ nung des Netztransformators von 6,3 V (Heiztransformator) ergibt sich nach der Gleichrichtung durch die Brückenschaltung VD1 bis VD4 eine Rohspannung am Ladekondensator CI von etwa 7,5 V bei Belastung. Der B 260 D ist für eine Betriebsspannung von U & > 9,5 V ausgelegt. Darunter spricht die interne Schutzschaltung gegen Unterspannung an und sperrt die Ausgangsimpulse, was für den Betrieb des Analogteils an sich ohne Belang wäre. Da die Funktion des Schaltkreises unterhalb 9,5 V nicht mehr ge- 218 Bild 2 Schaltung eines einfachen, stetig geregelten Stromversorgungsteils für eine Ausgangs¬ spannung von 5 V unter Verwendung des Regelverstärkers und der Referenzspannungs¬ quelle des B 260 D. Werte in Klammern gelten für eine Z-Spannung von VD7 von 12 V währleistet ist, sollte der Regelverstärker mit einer um etwa 2 V niedrigeren Spannung auch nicht betrieben werden. Die Betriebsspannung für den B 260 D liefert eine aus VD5, VD6, C2 und C3 bestehende Spannungsver- dopplerschaltung. Die an C3 erzeugte Gleichspannung von 14 bis 15 V wird durch RI und die Z-Diode VD7 auf 10 bzw. 12 V' herabgesetzt und stabili¬ siert. Diese Spannungsquelle liefert außerdem den Querstrom / M durch den Spannungsteiler R5, VD8, R6. Daran sind der Ausgang des Regelverstärkers (pin 4) und über R7 die Basis des Transistors VT2, der den Längentransi¬ stor VT1 steuert, angeschlossen. Die Wirkungsweise der Regelschaltung ist folgende: Der invertierende Eingang des Regelverstärkers (pin 3) erhält die Istwertspannung vom Aus¬ gangsspannungsteiler RS bis RIO über R3. Im Regelverstärker, dessen Ver¬ stärkungsgrad sich durch R4 einstellen läßt, wird diese Spannung mit der internen Referenzspannung verglichen. Am Ausgang (pin 4) entsteht eine Spannung, die bei kleinen Abweichungen von Soll- und Ist-Wert dieser Ab¬ weichung proportional ist. Um den Ausgangsspannungsbereich des Regel- verstärkeres von +1 bis +6V (bei ausreichender Betriebsspannung) voll ausnutzen zu können, sollte er so betrieben werden, daß im ausgeregelten Zustand, wenn Soll- und Ist-Wert annähernd gleich groß sind, die Aus¬ gangsspannung des Regelverstärkers (an pin 4) in der Mitte dieses Bereichs liegt. Als Mittelwert von 1 und 6 V ergeben sich 3,5 V, was der Höhe der Referenzspannung entspricht, die in den Datenblättern mit 3,4 bis 4,0 V an¬ gegeben ist. Beim verwendeten IS-Muster wurden 3,8 V ermittelt. Der Treibertransistor VT2 benötigt an seiner Basis eine Steuerspannung, die um die Basis-Emitter-Spannungen von VT1 und VT2 größer ist als die Ausgangsspannung U A von 5 V. Überschlägig benötigt ein Siliziumtransi- 219 stör eine Basisspannung von etwa 0,5 V, damit ein nennenswerter Kollek¬ torstrom fließt. An der Basis von VT2 wird folglich eine Spannung von 5 V + 0,5 V + 0,5 V = 6 V erforderlich. Damit der Regelkreis geschlossen wird, muß die Basis von VT2 mit dem Ausgang des Regelverstärkers ver¬ bunden werden. Verbindet man diese direkt, würde der Regelverstärker an der Grenze seines Aussteuerungsbereichs (bei +6 V) arbeiten. Beim ange¬ strebten Betrieb in der Mitte des Bereichs könnte die «Potentiallücke» von 6 V - 3,6 V = 2,4 V durch einen Widerstand im Spannungsteiler geschlos¬ sen werden, an dem diese Spannung abfällt, was aber die Regeleigenschaf¬ ten verschlechtern würde. Günstiger ist der Einsatz einer (oder mehrerer) Lichtemitterdiode VD8, im vorliegenden Beitrag mit LED abgekürzt. Diese haben die Eigenschaft, daß der Spannungsabfall über der Diode in Flu߬ richtung U P , ähnlich wie bei Z-Dioden in Sperrichtung, relativ unabhängig vom durchfließenden Strom / F ist, und das schon bei Strömen um 0,1 mA. Aus noch zu erläuternden Gründen darf der Spannungsteilerstrom I q eine Größe von 0,25 mA nicht wesentlich übersteigen. Die Abhängigkeit der Spannung Up vom Diodenstrom I F wurde im interessierenden Bereich um 0,25 mA an einigen Exemplaren untersucht. VQA 13 (Rot) Ip = 0,1mA: u F = 1,42 V, I F = 0,5 mA -Up = 1,48 V; VQA 23 (Grün) / F = 0,1 mA: Up = 1,88 V, / F = 0,5 mA: Up = 1,98 V; VQA 33 (Gelb) / F = 0,1 mA: U r = 1,72 V, 7 f = 0,5 mA: U v = 1,78 V. Man erkennt, daß die Änderung der Flußspannung A Up im interessierenden * Bereich nur etwa 5% der Stromänderung A/ P ausmacht. Bei einer Ankopplung der Basis von VT2 an den Regelverstärker über eine (oder mehrere) LED wirkt dieser um die Spannung U ? «angehoben», über RI direkt auf die Basis von VT2. Durch die Reihenschaltung mehrerer LED ist es auch möglich, Netzteile für höhere Ausgangsspannungen mit dem Regelverstärker des B 260 D zu betreiben. Nicht immer wird es gelin¬ gen, LED zu finden, deren Flußspannung genau der «Potentiallücke» ent¬ spricht. Durch ihre geschickte Auswahl bzw. Kombination kann der ideale Arbeitspunkt des Regelverstärkers in der Mitte seines Aussteuerbereichs von +1 bis +6 V auf ±0,7 V angenähert werden, was die praktische Funk¬ tion der Schaltung nicht beeinträchtigt. Der Spannungsteilerquerstrom I q muß deshalb so klein gewählt werden, weil er bei sehr kleiner Ausgangsspannung des Regelverstärkers ([/4 min = +1 V) nahezu vollständig in seinen Ausgang fließt, der in diesem Betriebszustand nur mit 0,5 mA belastet werden darf. Dieser Fall tritt auf, wenn die Istwertspannung wesentlich größer als die Referenzspannung ist. Dabei ergibt sich der Strom J4 max in den Ausgang des Verstärkers zu __ Uzjvpi) ~ N f( v D 8) — L'4,. nm ■* ^max n c 220 Bei vorgegebener Z-Spannung von VD7 und Flußspannung von VD8 muß die Bedingung 74 max < 0,5 mA durch richtige Dimensionierung von R5 ein¬ gehalten werden. Mit U z = 10 V, U F = 1,9 V und R5 gewählt zu 18 kD erhält man / 4,t 10 V- 1,9 V - 1 V _ 7,1V 18 kO 18 kD : 0,394 mA. Die Bedingung /4 max < 0,5 mA wird mit Sicherheit eingehalten. Der Span¬ nungsteilerquerstrom /„ ergibt sich bei Abgleich (t/4 = t/ ref ) zu U, F(VD8) ' 10 V R 5 1,9V- 3,6 V _ 4,5 V 18 kD 18 kn = 0,25 mA. Die Größe von R6 erhält man aus: 3,6 V 0,25 mA = 14,4 kn, gewählt wurden 15 kn. Bei einer Z-Spannung von 12 V ergibt sich unter den gleichen Bedingungen mit R5 = 22 kn / max = 0,41mA, /,= 0,29 mA, Ä6 = 12kD Wegen des geringen Spannungsteilerstroms I q ergeben sich erhöhte Anfor¬ derungen an die Stromverstärkungsfaktoren von VT1 und VT2. Geht man davon aus, daß etwa die Hälfte von I a als Basisstrom der Aussteuerung von VT2 wirkt (etwa 0,1 mA) und VT1 einen Ausgangsstrom von I A = 1 A lie¬ fern soll, wird eine Gesamtstromverstärkung ß ges benötigt von Fb7,5 SD 347, SD 349 20 3,0 >6,1 KU 606, KU 607 25 10,0 >2,7 SU 186 30 15,0 >2,2 KD 502, KD 503 30 20,0 > 1,5 Die errechneten Werte für R 19 stellen Mindestgrößen dar. Es ist z.B. nicht vorstellbar, daß ein Kurzschlußstrom von 20 A über Modellbahngleise fließt. Im Interesse eines möglichst kleinen Kurzschlußstroms sollte R 19 so groß wie möglich gewählt werden. Dabei ist zu berücksichtigen, daß an R19 und VT1 erhebliche Verlustleistungen auftreten, die Belastbarkeit von R 19 entsprechend hoch und das Kühlblech ausreichend groß gewählt werden müssen. Die Drossel LI, die auch den Kurzschlußstrom zeitweilig vertragen muß, verlangsamt den Stromanstieg an den Einschattflanken und wirkt besonders im Kurzschlußfall als Einschaltentlastung. Zur Ausschaltentlastung wird ein SOAR-Glied nach [5] R21/C3/VD3 am Kollektor von VT1 angeschlos¬ sen, was bei den niedrigen Betriebsspannungen nicht unbedingt erforder¬ lich ist, die Schaltung aber sicherer macht. Aus dem gleichen Grund sollten für VT1 auch nur Transistoren verwendet werden, die eine Sperrspannung von mindestens 60 V vertragen. Der Widerstand R20 ist so zu dimensionie¬ ren, daß an ihm bei Überlastung des Motors (nicht erst bei Kurzschluß) eine Spannung von mindestens 0,8 V abfällt. Mit RIO einstellbar, wird diese dem Überlasteingang (pin 11) des B 260 D zugeführt, an dem je nach Höhe der Spannung die Impulse lmalig oder länger wirksam gesperrt wer¬ den [1], [2], [3]. 228 Im vorliegenden Beitrag wurden einige Anwendungsmöglichkeiten des Schaltnetzteil-Ansteuerschaltkreises B 260 D beschrieben, die über seinen vorgegebenen Einsatzbereich hinausgehen. Damit ist der Fragenkomplex Keineswegs erschöpfend erfaßt. Denkbar sind Erweiterungen der vorliegen¬ den, relativ einfachen Schaltungen wie auch grundsätzlich neue Anwen¬ dungsbereiche. Literatur [1] H. Krüger, Integrierte Schaltnetzteilansteuerschaltung B 260 D und ihre Einsatz- möglichkeiterl. radio fernsehen elektronik 31 (1982) Heft 2, Seite 71 bis 75. [2] D. Müller, Schaltnetzteile - Schaltregler mit Impulsdauermodulator. Elektroni¬ sches Jahrbuch für den Funkamateur 1986, Seite 259 bis 273. Berlin 1985. [3] W. Schuster, IS B260 in geschalteten Stromversorgungen, radio fernsehen elektro¬ nik 29 (1982) Heft 2. Seite 75 bis 79. [4] H. Jungnickel, Moderne Stromversorgungstechnik. (Fortsetzungsreihe) radio fernse¬ hen elektronik 29 (1982) Heft 3, Seite 166, Heft 4, Seite 231 bis 234. [5] D. Müller, Schaltnetzteile ohne Netztransformator. Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1986, Seite 174 bis 193, Berlin 1985. 229 Zu einigen Problemen beim Einsatz elektronischer Kontrollschaltungen ing. Dietrich Müller in Kraftfahrzeugen In [1] wurden elektronische Schaltungen zur Kontrolle des Batterie-Lade¬ stroms und der Bordspannung in Kraftfahrzeugen beschrieben. Im vorlie¬ genden Beitrag werden Hinweise gegeben, die helfen sollen, in der Praxis einen sicheren und störungsfreien Betrieb zu gewährleisten. Die Schaltun¬ gen wurden optimiert, die Stromlaufpläne durch das Einzeictinen der Ent¬ störmittel komplettiert und vorhandene Druckfehler korrigiert. Betriebser¬ fahrungen und Leserzuschriften wurden dazu mit ausgewertet. Störspannungen in Kfz-Anlagen In elektrischen Anlagen von Kraftfahrzeugen treten Störspannungen ver¬ schiedenster Art auf. In der Zündanlage entstehen Spannungsspitzen, die sich über das gesamte Bordnetz ausbreiten können. Andere Störungen ent¬ stehen besonders durch periodische Zu- und Abschaltungen größerer Last¬ ströme, z. B. beim Blinklicht [3].'Zusätzlich treten in Anlagen, die durch Lichtmaschinen mit elektromagnetischem (schaltendem) Regler gespeist werden, Störspannungen im Rhythmus des Reglerschalters (Bild 2a) auf. Das trifft auf alle Gleichstromlichtmaschinen, darunter alle 6-V-Generato- ren, und ältere Drehstromgeneratoren (nur 12 V) zu. Moderne Drehstrom¬ generatoren mit elektronischem Regler, wie sie in neueren PKW-Typen, so auch im 12 -V-Trabant zu finden sind, haben direkt am Generator ange¬ brachte elektronische Regler, die weniger Störspannungen verursachen. Durch Anwendung geeigneter Siebmittel müssen die Störspannungen von elektronischen Schaltungen ferngehalten werden. Schaltungen zur Spannungskontrolle Bild 1 zeigt eine gegenüber [1] etwas veränderte Kontrollschaltung für eine Bordspannung vön 6 V. Bei eingeschalteter Zündung gelangt die Spannung von der Klemme 15 über die Sicherung Fl zum Anschluß XI (Lötöse) der strichpunktiert umrahmt dargesteilten Schaltung. Fl soll eine möglichst kleine Nennstromstärke aufweisen, denkbar wäre der 1,6-A-Typ, der auch dem Autoradio des Trabants vorgeschaltet ist. Mit LI und CI werden die 230 zeige gröbsten Störspannungen ferngehalten. Der Elektrolytkondensator CI ver¬ mindert niederfrequente Störspannungen; hochfrequente Spannungsspitzen werden durch einen parallel zu CI geschalteten und dicht neben den An¬ schlüssen pin 1 und pin 18 des A 271 D angelöteten Foliekondensator C’ll von 47 bis 100 nF unterdrückt. In gleicher Weise beschältet man pin 3, pin 16 und pin 17 mit CI und C9. Gegebenenfalls sind diese Kapazitäten durch Parallelschaltung weiterer Kondensatoren zu vergrößern. Die in Sperr- richtung angeschlossene (schnelle) Diode VD3 soll negative Spannungsspit¬ zen kurzschließen. Die stabilisierte Referenzspannung von etwa 3 V wird an 2 in Reihe geschalteten LED, Hll und H12 (VQA 13), an Stelle von VD2 bis VD4 der Schaltung nach [1], gewonnen. Die an einer stromdurchflosse¬ nen LED abfallende Spannung U F ist bei kleinen Strömen (slO mA) weit¬ gehend unabhängig vom durchfließenden Strom [2], Die dabei erzielte Spannungsstabilisierung erreicht nicht die von Z-Dioden, ist aber weit bes¬ ser als bei den in Durchlaßrichtung betriebenen Si-Dioden [1], Mit RI = 390 £1 ergibt sich je nach Höhe der Spannung ein Diodenstrom / F von 6 bis 12 mA. Werden Hll und H12 sichtbar angeordnet, zeigen sie im ein¬ geschalteten Zustand die Betriebsbereitschaft der Schaltung an. Stromkontrollschaltungen für Kfz-Anlagen mit Gleichstromlichtmaschme In Bild 2a ist der Schaltungsteil Lichtmaschine - Spannungsregler — Batte¬ rie und Anlasser einer Kfz-Anlage mit Gleichstromgenerator stark verein¬ facht dargestellt. Von der Klemme D+ der Lichtmaschine führt ein Kabel 231 (beim Trabant 6 mm 2 Cu, rot) zur Klemme D+ des Reglers. Bei ausreichen¬ der Höhe der Generatorspannung schließt der Rückstromschalter, und der Generatorstrom I G fließt über die Klemme 51 des Reglers einmal zu den Verbrauchern und zum anderen als Ladestrom in die Batterie. Die Verzwei¬ gung findet an dem Punkt statt, der in der Schaltung nach Bild 2a mit «Knotenpunkt» gekennzeichnet ist. Dieser befindet sich beim Trabant über dem linken vorderen Kotflügel neben der Batterie. Der Spannungsab¬ fall A U h auf der Leitung zwischen dem Knotenpunkt und der Klemme 30 232 2b Schaltung einer Anlage mit Drehstromgenerator, eingezeichnet sind die Anschlu߬ punkte zur Messung des Generatorstroms I c 2c Schaltung einer Anlage mit Drehstromgenerator mit 2 zusätzlichen Leitungen zur Gewinnung der Signalspannung &U L für die Messung des Ladestroms I L des Anlassers oder auch dem Pluspol der Batterie ist ein Maß für den Lade¬ strom. Das entsprechende Kabel hat beim Trabant einen Widerstand von etwa 2,5 mfl. Greift man die Spannung direkt an der Batterie ab, kommen noch etwa 0,5 mfl hinzu. Der Dauerladestrom einer Batterie soll 10% ihres Kapazitätswerts nicht überschreiten; kurzzeitige höhere Werte bei stark ent¬ ladener Batterie sind zulässig. Die Schaltung (Bild 3) sollte so ausgelegt werden, daß sämtliche LED aufleuchten, wenn der Ladestrom das 2- bis 3fache des zulässigen Dauerstroms erreicht hat. Bei einer 6-V-/84-Ah-Bat- 233 Tabelle 1 Kenndaten der Stromkontrollschaltung für 6-V-Kfz-Anlagen für die Meßbereiche 12 bis 60 A (entsprechend Bild 3) terie ergibt sich dann ein Meßbereich bis 16,7 bzw. 24 A, bei einer 56-Ah- Batterie bis 11,2 bzw. 16,8 A. Da bei der Schaltung für 6 V (Bild 3) nur 6 LED zur Verfügung stehen, sollte die Meßbereichsgrenze ein Vielfaches von 6 sein. Denkbar sind 6 Stufen zu 2 A, 3 A oder 4 A. Das ergibt Meßbe¬ reichsgrenzen von 12, 18 oder 24 A. Wegen der bei 6-V-Betrieb sehr kleinen Anzahl von nur 6 Anzeigeelementen, muß der Meßbereich der Batterie¬ größe angepaßt sein. Leuchten z.B. im 18-A-Bereich Hl und H2, entspricht das einem Ladestrom von etwa 6 A, etwa dem zulässigen Dauerladestrom der 56-Ah-Batterie. Im 12-A-Bereich sind für die Anzeige 3 LED, Hl ... H3 vorgesehen, die wiederum im 18-A-Bereich einen Strom von etwa 9 A si¬ gnalisieren, den zulässigen Dauerladestrom der 84-Ah-Batterie usw. Für diesen zulässigen Bereich sollten grünleuchtende LED eingesetzt werden (VQA 23, VQA 25, VQA 26 usw.), für die beiden nachfolgenden gelbe (VQA 33, VQA 35, VQA 36 usw.). Sie kennzeichnen einen Bereich, der kurz¬ zeitig erreicht werden darf. Rotleuchtende Typen (VQA 13, VQA 15, VQA 16, usw.) zeigen unzulässig hcfhe Ladeströme an. ln Tabelle 1 sind u. a einige mögliche Bestückungsvarianten der Schaltung nach Bild 3 mit LED der un¬ terschiedlichen Leuchtfarben bei verschiedenen Bereichen angegeben. Wegen der niedrigen Betriebsspannung müssen die in der Schaltung (Bild 3) eingesetzten LED eine möglichst kleine Flußspannung U r aufwei¬ sen, die 2V nicht wesentlich übersteigt. Bei den meisten rotleuchtenden Ty¬ pen ist das der Fall, bei der VQA 13 mit Sicherheit. Die grün- und gelb¬ leuchtenden können mit einer einfachen Teslschaltung (Bild4) geprüft und ausgesucht werden. Ungünstigstenfalis müssen für alle Anzeigen die roten VQA 13 verwendet werden. Soll die Schaltung (Bild 3) zur Messung des gesamten von der Lichtma¬ schine gelieferten Stromes I G eingesetzt werden, wird der Spannungsab¬ fall A U a über dem Kabel zwischen den Klemmen D+ der Lichtmaschine und D+ des Reglers (beim Trabant 6 mm 2 , grün) ausgenutzt (Bild 2a). Der Widerstand dieses Kabels ist meist noch etwas größer als der des «Lade¬ stromkabels». Bei einem zulässigen Dauerstrom des 6-V-Generators von etwa 36 A bietet sich ein Meßbereich von 42, 48 oder 60 A an. Die Schaltung Bild 3 wurde gegenüber [1] geringfügig geändert, haupt¬ sächlich durch die mit eingezeichneten Entstörelemente und die für das bessere Verständnis erforderlichen Teile der Kfz-Anlage. Die Betriebsspan¬ nung des B 061 D wurde auf etwa 5,6 V heraufgesetzt, wodurch die Bedin¬ gungen des zulässigen Eingangsspannungsbereichs besser eingehalten wer- + Flach¬ batterie 300S \I F * 10 mA LED, Prüfling Spannungs- messer 20kS/V Bild 4 Testschaltung zur Kontrolle der Flußspannung U, von LED 236 den. Für VD1 ist dann eine Leistungs-Z-Diode SZ 600/5,6 erforderlich. Die Eingangsspannungsteiler RI, RV ... RA, RA’ wurden der geänderten Be¬ triebsspannung angepaßt. Das Meßsignal A£/ L gelangt zum Eingang der Kontrollschaltung X3 und X4 durch 2 verdrillte Leitungen. Diese sind einmal am Pluspol des Anlas¬ sers oder der Batterie und zum anderen am «Ladestromkabel» in der Nähe des «Knotenpunktes» über die Sicherungen F2 und F3, mit sehr kleinem Nennwert, angeschlossen. Über S1 werden sowohl die Versorgungsspanung eingeschaltet als auch das Meßsignal mit den Eingangsteilern verbunden. Bei geöffnetem Schalter S1 wird dadurch ein dauernder Strom durch die Eingangsteiler vermieden. Aus Gründen der Kontaktsicherheit sollten min¬ destens jeweils 2 Kontakte parallelgeschaltet werden. An Stelle von F2 und F3 können auch die Teilerwiderstände direkt am Ladestromkabel angebracht werden. Sie entfallen dann auf der Leiterplatte und sind durch Drahtbrücken zu ersetzen. Bei einem Kurzschluß «hinter» diesen Widerständen könnten jeweils nur etwa 10 mA fließen. Dagegen stel¬ len die Anschlußstellen am Ladestromkabel, gleich ob von F2 und F3 oder RI und RA, Gefahrenquellen dar, wenn diese nicht sorgfältig ausgeführt (geklemmt, besser gelötet) und gut isoliert sind. Der Meßbereich wird danach ausgelegt, ob der gesamte Generator¬ strom I Q oder nur der Ladestrom / L kontrolliert werden soll, wobei dann noch die Größe der Batterie von Interesse ist. Die erforderliche Verstärkung des OPV und damit die Größe von RS + R9 hängen direkt davon ab. Einige wichtige Kenndaten der Schaltung (Bild 3) für die Meßbereiche von 12 A bis 48 A sind in Tabelle 1 zusammengestellt. Ihnen wurde ein Leitungswi¬ derstand Ri von 2,5 mfl zugrunde gelegt. Größere Leitungswiderstände er¬ fordern eine kleinere Verstärkung und kleinere Werte für 2(8 + R9 und um¬ gekehrt. Bei der Inbetriebnahme und dem Abgleich sind die in [1] gegebenen Hinweise zu beachten. Mit der dort angegebenen Hilfsschaltung wird vorab¬ geglichen. Im eingebauten Zustand überprüft man die Schaltung mit einem Strommesser. Zur Kontrolle des Ladestroms schaltet man den Strommesser entweder zwischen «Ladestromkabel» und Anlasserklemme oder beim Vor¬ handensein eines Batteriehauptschalters parallel zu diesen (Bild 2a). Vor dem Anlassen des Motors wird der Schalter geschlossen und der Strommes¬ ser auf diese Weise überbrückt. Läuft der Motor, wird der Schalter geöffnet, und der Ladestrom fließt durch das Instrument. Schaltet man das Instru¬ ment in Reihe mit der Ladestromleitung, kann es ebenfalls nicht vom An¬ lasserstrom durchflossen und beschädigt werden. Zur Prüfung des Generatorstroms wird der Strommesser zwischen die Klemme D+ der Lichtmaschine und das Kabel zum Regler geschaltet. Die Zuleitungen zum Meßeingang (F2 und F3) müssen dabei entsprechend Bild 2a so angeschlossen sein, daß der Spannungsabfall AU, über dem Me߬ werk von der Kontrollschaltung nicht mit gemessen wird. Die Verstärkung des OPV ist dann mit RS so zu korrigieren, daß gerade so viele LED leuch¬ ten, wie dem an Instrument angezeigten Lade- bzw. Generatorstrom ent¬ sprechen. 237 238 Bild 5 Schaltung zur Kontrolle des Batterie-Ladestroms I, bei einer 12-V-Kfz- Anlage mit Gleichstromgenerator mit LED-Bandanzeige. Hinreise für den Einsatz der Schaltung in Anlagen mit Drehstromgenerator und zur Messung des Generatorstroms /„■ sind aus dem Text, fehlende „»gaben zur Dunen sionierunR aus Tabelle 2 zu ersehen Tabelle 2 Kenndaten der Stromkontrollschaltung für 12-V-Kfz-Anlagen für die Meßbereiche 12 bis 96 A (entsprechend Bild 5) 239 Stromkontrollschaltung für Kfz-Anlagen mit einer Betriebsspannung von 12 V Bild 5 zeigt eine Schaltung zur Kontrolle des Ladestroms für eine 12-V-An¬ lage mit Gleichstromgenerator entsprechend [1]. In Anlagen mit Dreh¬ stromgenerator läßt sie sich dann einsetzen, wenn ein Kabel vorhanden ist, durch das nur der Batteriestrom fließt. Nach [4] ist zumindest bei einigen Lada-Typen ein solches Kabel zwischen Batterie und Sicherungskasten zu finden. In jedem Fall aber läßt sich der gesamte Generatorstrom I c kontrol¬ lieren. Für die im PKW vorwiegend verv/endeten Batterien von 38 bis 56 Ah liegt der zulässige Dauerladestrom zwischen 3.8 und 5,6 A. Bei einem Me߬ bereich von 12 A bedeutet jede aufleuchtende LED eine Stromzunahme von 1 A. Der zulässige Dauerstrom wird somit bei Batterien von 38 bis 44 Ah durch 4, bei den 56-Ah-Batterien durch 6 grünleuchtende LED ange-, zeigt. Bei einer Betriebsspannung von 12 V können LED mit beliebig gro¬ ßer Flußspannung U F eingesetzt werden. Die Anzahl der Anzeigeelemente ist doppelt so groß wie bei der 6-V-Ausführung. Der Meßbereich von 12 A kann in den vorliegenden Grenzen (38 bis 56 Ah), unabhängig von •der Bat¬ teriegröße, beibehalten bleiben; unterschiedlich ist nur die Anzahl der ent¬ sprechend den einzelnen Leuchtfarben verschiedenen LED. Tabelle 2 ent¬ hält für eine Auswahl von Meßbereichen einen Vorschlag zur Bestückung der Schaltung mit grün-, gelb- und rotleuchtenden LED. Die «Ladestrom¬ kabel» in 12-V-Anlagen mit Gleichstromgeneratoren haben bei einem Querschnitt von 4 mm 2 und einer Länge von etwa 1 m einen Widerstand von etwa 4 mfl. Ein Ladestrom I L von 12 A erzeugt daran einen Spannungs¬ abfall A U L von 48 mV. Der OPV muß dann eine Verstärkung von etwa 200fach aufweisen [1], «8 + R9 einen Wert von etwa 750 kn. Bei größerem Leitungswiderstand wird auch A U L größer, weshalb die Verstärkung verrin¬ gert werden kann. Aus Tabelle 2 sind Angaben zur Dimensionierung der Schaltung für andere Bereiche zu ersehen. Da in Anlagen mit Drehstromgeneratoren prinzipiell die gleichen Batte¬ rien verwendet werden wie in Gleichstromanlagen, ergeben sich auch gleich große Ladeströme. Soll mit der vorliegenden Schaltung der von einem Gleichstromgenerator gelieferte Strom I G gemessen werden, ist wie bei der 6-V-Variante die Me߬ leitung mit F2 und der Generatorklemme D+ sowie mit F3 und der Klemme D+ des Reglers zu verbinden (Bild 2a). Bei einem zulässigen Dau¬ erstrom der 12-V-Gleichstromgeneratoren von etwa 18 A bieten sich die Be- 240 reiche 24, 30, oder 36 A an. Jede LED bedeutet dann eine Stromänderung um 2, 2,5 oder 3 A, wobei der Bereich bis 18 A durch grünleuchtende LED gekennzeichnet wird (Tabelle 2). Soll der von Drehstromgeneratoren gelieferte Strom I a gemessen werden, ist die Meßleitung mit F2 am Pluspol des Generators und die mit F3 am Anlasser anzuschließen (Bild 2b). Das Kabel zwischen Generator und An¬ lasser ist relativ kurz, der Leitungswiderstand R a beträgt höchstens 1,5 mO. Bei einer Nennleistung von etwa 500 W liefern Drehstromgeneratoren einen Dauerstrom von mehr als 40 A. Dafür bietet sich ein Bereich von 12 Stufen zu 5 A = 60 A an. Denkbar sind auch die Bereiche 48, 72 und 96 A. Aus Tabelle 2 sind die entsprechenden Daten für die Schaltung wie auch Hinweise zur «Farbgestaltung» der LED zu ersehen. In der Spalte 62/3 findet der Leser die nach der Teilung von A U L bzw. A U 0 durch die Eingangsspannungsteiler fll ... R4 an den Eingängen pin 2 und pin 3 des OPV tatsächlich vorhandene (Gegentakt-) Eingangsspannung. Das gilt auch für Tabelle 1. Aufbau und Inbetriebnahme geschehen sinngemäß wie bei der 6-V-Variante. Bei der Messung des Generatorstroms I G von Drehstrom¬ generatoren kann es wegen des kleinen Leitungswiderstands von Vorteil sein, auch den Spannungsabfall über dem Batteriekabel zu nutzen. Zwi¬ schen den Pluspolen von Generator und Batterie steht dann die etwas grö¬ ßere Meßspannung AU& zur Verfügung (Bild 2b). Dieses Verfahren hat den Nachteil, daß das Kabel, über dem der Spannungsabfall A U G gemessen wird, aus 2 Teilen besteht, die durch die Klemme am Anlasser verbunden sind. Übergangswiderstände oder Kontaktunsicherheiten an dieser Stelle führen mindestens zu Fehlmessungen; es würde ein zu großer Strom ange¬ zeigt oder zum völligen Ausfall führen. Generell ist zu beachten, daß der Spannungsabfall, gleich ob A U L oder A U Gt immer über einer Leitung ge¬ messen wird, innerhalb der sich keine Klemme befindet. Die Meßleitungen mit F2 und F3 sollte man, wenn sie an den Enden eines Kabels angeschlos¬ sen werden, am Kabel mit anlöten, nicht aber mit diesem gemeinsam z.B. am Anschlußbolzen des Anlassers anklemmen. Literatur [1] D.Müller, Elektronische Kfz-Kontrollgeräte mit LED-Anzeige. Elektronisches Jahr¬ buch 1988, Seite 219 bis 234, Berlin 1987. [2] D. Müller, Ungewöhnliche Anwendungen des Schaltnetzteil-Ansteuerschaltkreises B 260 D. Elektronisches Jahrbuch 1990, Seite 217, Berlin 1989. [3] K.-H. Schubert, Bastlerbausatz 24 aus dem HFO - Bordspannungskontrolle 12 V. FUNKAMATEUR 37 (1988) Heft 10, Seite 486/487. [4] M. Rentzsch, Kfz-Elektronik - Kontrolle des Ladestromes. Schaltungssammlung, 4.Lieferung 1986, Blatt 8.2, Berlin 1986. 241 Obering. Kart-Heinz Schubert - Y21XE Schaltungsrevue für Anfänger Stromversorgung mit Solarzellen In der UdSSR wird der MW-Taschenempfänger Amßton-Mikro im Handel angeboten, der eine interessante Stromversorgung enthält. Die Empfänger¬ schaltung arbeitet mit 1 integrierten Schaltkreis (K 273 xA2), der HF-Ver- stärker, Detektor und NF-Vorverstärker realisiert, zusätzlich ist eine Transi- stor-NF-Endstufe für Ohrhörerbetrieb vorhanden. Bild 1 zeigt die Stromver¬ sorgung (2,5 V/3 mA). Sie besteht aus 2 Miniatur-Akkumulatoren (GB2), die über die Solarzellen (GBl) ständig nachgeladen werden. Die Stabilisie¬ rungsschaltung mit VT1/VT2 bewirkt, daß die Akkumulatoren nicht überla¬ den werden. Mit der Diode VD1 wird verhindert, daß die Akkumulatoren über die Solarzellen entladen werden. Als Bauelemente eignen sich: VT 1 - KT 361 B/SC 307, VT2 - KT 315 B/SC236. VD1 - KD 521 A/SKY 30. Wer mit dieser Schaltung experimentieren möchte, kann an Stelle der Solarzellen GBl auch eine Reihenschaltung mit Fotowiderständen, Foto¬ dioden oder Fotoelementen einsetzen. Universeller Oszillator Die Gestaltung von Oszillatorschaltungen vereinfacht sich, wenn man die Dimensionierung der Rückkopplungsverhältnisse nicht über eine entspre¬ chende Dimensionierung der Schwingkreisbauelemente (induktive oder ka¬ pazitive Spannungsteilung) vornehmen muß. Bild 2 zeigt das Prinzip der vorgestellten Oszillatorschaltung. Eingesetzt werden 2 Feldeffekttransisto¬ ren VT1/VT2 (BF 245 C), wobei VD1 als Ruckkopprung und VT2 als Ver- Bild 1 Stromversorgung mit Nachladung über Solarzellen [1] 242 Bild 4 Schwingkreisteil für den HF-Prüfgenerator, Frequenzbereich 100 kHz bis 110MHz stärker wirken. Über die Source-Elektroden werden die erzeugten Schwin¬ gungen ausgekoppelt, deren Frequenz vom Schwingkreis L/C2 bestimmt wird. Bild 3 und Bild 4 zeigen den Stromlaufplan für einen HF-Prüfgenerator Den elektronischen Teil der Prüfgeneratorschaltung enthält Bild 3, wobei VT3 eine Modulationsfrequenz von etwa 600 Hz bereitstellt, mit der das HF-Signal moduliert wird (R3/R4). Für VT3 (BC 328) eignet sich der Tran¬ sistor SC 236. Für den Modulatorübertrager TI wurden leider keine Werte 243 Tabelle Spulendaten zu Bild 4 Spule Frequenzbereich Wdg. Drahtdurch- -Bemerkung messer in mm Ll 100...400 kHz 600 0,10 mehrlagig L2 390...1300 kHz 190 0,15 mehrlagig L3 1,2...4,5 MHz 50 0,15 mehrlagig L4 4.2...16 MHz 24 0,20 mehrlagig L5 15...23 MHz 18 0,20 llagig L6 23...30 MHz 12 0,35 llagig Ll 30...39 MHz 9 0,35 llagig LS 38,..50 MHz 20 0,7 Lichtspule L9 46...62 MHz 13 0,7 Lichtspule L10 59...90 MHz 8 0,7 Luftspule Lll 88...110 MHz 4 0,7 Luftspule eingegeben, eignen dürfte sich ein Treiberübertrager aus einem alten Tran¬ sistor-Taschenempfänger. Am Schaltungspunkt «X» wird der in Bild 4 ge¬ zeigte Schwingkreisteil angeschlossen. Mit den 11 Frequenzbereichen er¬ zeugt der HF-Prüfgenerator HF-Signale von 100 kHz bis 110 MHz, so daß er zum Abgleich von Rundfunkempfängern gut geeignet ist. In der Tabelle werden die Spulendaten der Originalarbeit angegeben. Für LI bis Ll wird ein Spulenkörper 7,5 mm mit HF-Abgleiehkem verwendet, L8 bis Lll sind Luftspulen mit 5 mm Durchmesser. Die vorgestellte Oszillatorschaltung eignet sich auch als Empfängeroszillator bis in den UKW-Bereich. Einfaches FET-Voltmeter Hochohmige Voltmeter haben den Vorteil, daß man die Belastung des Meßobjekts nicht berücksichtigen muß. Realisieren läßt sich ein einfaches hochohmiges Voltmeter mit einem Feldeffekttransistor. Bild 5 zeigt dafür 10 M Bild 5 Stromlaufplan für ein einfaches FET-Voltmeter [3] 244 einen Stromlaufplan. Vorhanden sind die Gleichspannungs-Meßbereiche 1 bis 1 V, 2 bis 5 V, 3 bis 10 V, 4 bis 50 V und 5 bis 100 V. In Schalterstel¬ lung 6 ist außerdem noch ein Widerstands-Meßbereich 0 bis 100 kß vor¬ handen. Mit diesen Meßbereichen ist dieses FET-Voltmeter vor allem für die Halbleiterpraxis des Elektronikamateurs geeignet. Die Betriebsbereitschaft des FET-Voltmeters zeigt die Leufhtdiode VD1 an (beliebiger Typ). Das Meßwerk PM hat eine Stromempfindlichkeit von 1 mA. Mit dem Potentiometer 1 kß stellt man den Nullpunkt ein (bei kurz¬ geschlossenem Eingang E). Mit dem Einstellwiderstand 1 kß wird bei der Eichung des 1-V-Bereichs einmalig der Vollausschlag des Meßwerks ju¬ stiert. Im Widerstands-Meßbereich wird vor der Messung bei kurzgeschlos¬ senem Eingang E mit dem Potentiometer 100 kß der Wert 0 ß eingestellt. Bei einer Skale mit 100 Skalenteilen verläuft die Widerstandsskale etwa wie folgt: Skale kß Skale kß Skale kß Skale kß 100 0 70 1.3 40 4,5 10 27 95 0,2. 65 1,6 35 5,6 5 57 90 0,3 60 2,0 30 7,0 3 68 85 0,5 55 2,4 25 9,0 2 100 80 0,7 50 3,0 20 12 75 1,0 45 3,7 15 17 Für den Widerstands-Meßbereich ist eine Monozelle 1,5 V erforderlich. Zur Stromversorgung benutzt man eine 9-V-Batterie, die Stromaufnahme beträgt etwa 5 mA. Als FET (VT1) eignet sich der Typ BF 244 A o. ä. Einfache Widerstandsprüfer In der SVAZARM-Zeitschrift Amaterske Radio wurden einfache Wider¬ standsprüfer vorgestellt, die sich als Leitungsprüfer oder Durchgangsprüfer in der Praxis des Elektronikamateurs einsetzen lassen. Die Anzeige ge¬ schieht dabei akustisch (Telefonhörerkapsel) oder optisch (LED). Mit einem MOS-Schaltkreis ist die Schaltung in Bild 6 bestückt, dadurch las¬ sen sich vor allem hochohmige Widerstände überprüfen. Zum Abgleich Rx Bild 6 Stromlaufplan für einen hochohmigen Wider- startdspriifer [4] 245 Bild 7 Stromlaufplan für einen universellen Widerstandsprüfer [5] wird der R x -Eingang kurzgeschlossen, und mit dem Einstellwiderstand 100 kO stellt man den höchsten hörbaren Ton ein. Der zu überprüfende Wi¬ derstand wird mit dem Einstellwiderstand in Reihe geschaltet. Dadurch er¬ niedrigt sich der vom Multivibrator erzeugte Ton. Je tiefer der NF-Ton, um so hochohmiger def Widerstand. Bei einem Kondensatorwert von 10 nF reicht der Meßbereich bis etwa 100 MO. Erhöht man den Kondensatorwert auf 100 nF, lassen sich Widerstandswerte bis 10 MO überprüfen, was für die Praxis meist ausreichend ist. Als Transistor VT1 eignet sich der Typ SF 126. Der Hörer BH ist eine niederohmige Telefonhörerkapsel. Mit der Schaltung nach Bild 7 lassen sich Widerstände im Bereich 300 O bis etwa 5 MO überprüfen. Dabei bestimmt der Widerstandswert die Dauer des hörbaren NF-Tons von etwa 2 kHz. Die Schaltung kann aber auch zum Überprüfen von Dioden und Transistor-Diodenstrecken (BE/BK) eingesetzt werden. Auch die Funktionsabhängigkeit von Kondensatoren (bis etwa 20 pF) läßt sich kontrollieren (VT1 - SF 126, VD1/VD2 - SAY30). Mit op¬ tischer Anzeige arbeitet der einfache Widerstandsprüfer (Durchgangsprü¬ fer) nach Bild 8. Die Leuchtdiode VD1 leuchtet, wenn R x kleiner als 100 O ist. Bei Widerstandswerten größer 1 kO leuchtet dann VD2. Als Transistor VT1 eignet sich der Typ SC 236, VD1 ist eine rote, VD2 eine grüne Leucht¬ diode. Diese einfache Schaltung läßt sich bequem als Sonde aufoauen. '246 0 Bild 8 Stromlaufplan für einen einfachen Widerstands- priifer mit optischer Anzeige [6] NF-Verstärker 40 W In der NF-Sch.altungspraxis werden auch Operationsverstärker als Vorver¬ stärker zur Ansteuerung von NF-Endstufen eingesetzt. Bild 9 zeigt dafür ein Beispiel mit dem Operationsverstärker vom Typ 741. Die Betriebsspan¬ nungen für Al werden durch 2 Stabilisatorschaltungen (VT1/VT2, VD1/ VD2) mit + 15 V festgelegt. Die Originalarbeit enthält keine technischen Daten. Bestückt ist die Schaltung mit folgenden Bauelementen: VT1 - BC211, VT2 - BC313, VT3 - BD 140, VT4 - BD 139, VT5 - 2 N 3055, VT6 - BDX18, VD1/VD2 - Z-Diode 15 V. Bild 9 Stromlaufplan für einen NF-Verstärker 40 W [7] 44 V 3,3k Spt Bild 10 Stromlaufplan für einen NF- Verstärker 50 W [8] NF-Verstärker 50 W Integrierte NF-Leistungsverstärker arbeiten wie Operationsverstärker, wobei sie den Vorteil haben, daß sie stromergiebig für die erforderliche Ansteue¬ rung der Endstufe sind. Bild 10 zeigt ein Beispiel mit dem NF-Schaltkreis A 2030 V, der die NF-Endstufe VT1/VT2 direkt ansteuert. Als Transistoren eignen sich die CSSR-Typen VT1 - KD 709, VT2 - KD 710. Die Dioden VD1/VD2 sind vom Typ SY320/0,75. Zu beachten ist, daß der DDR-Typ des A 2030 V nur eine Betriebsspannung von 36 V zuläßt, während es von SGS-Ates den 44-V-Typ TDA 2030 A gibt. Einfaches Musikinstrument Zur Tonerzeugung für ein einfaches Musikinstrument kann die Multivi¬ bratorschaltung nach Bild 11 verwendet werden. VT1 und VT3 bilden den Multivibrator, während VT3 eine einfache Lautsprecher-Endstufe darstellt. Die unterschiedlichen Töne werden mit unterschiedlichen Basisvorwider- ständen für VT1 erreicht. Mit den angegebenen Widerstandswerten werden nachfolgende Töne einer Oktave erzeugt: S1-261,6 Hz = C* S5 - 392,0 Hz = g' 52 - 293,7 Hz = d 1 S6 - 440,0 Hz = a 1 53 - 329,7 Hz = e 1 S7 - 493,9 Hz = h 1 54 - 349,2 Hz = f 1 Als Transistoren eignen sich für VT1/VT2 - SC 236. Für VT3 - SD 335, Die Leuchtdiode VD1 zeigt die Betriebsbereitschaft an. Die Ausführung der Schalter S1 bis S7 kann beliebig sein. Günstig ist die Realisierung durch Klaviertasten, da das das Spielen erleichtert. Der Abgleich der einzel¬ nen NF-Töne wird einfacher, wenn man an Stelle der Festwiderstände ent¬ sprechende' Einstellwiderstände vorsieht. Bild 11 Stromlaufplan des einfachen Musik¬ instruments [9] 248 Literatur [ 1 ] W. Stoitschuk/W. Maximtschuk, Radioempfänger «Amfiton-Mikro». RADIO (UdSSR). Heft 4/1988. Seite 54. [2] Z. Nowak, Universal-Oszillator mit einfacher Schaltung. Radioelektronik (VR Po¬ len), Heft 6/1988, Seite 11/12. [3] ..., Amateurschaltungen. Radiotechnika (VR Ungarn), Heft 8/1988, Seite 390. [4] J.Ticha/L.Grygera, MEGATEST - akustischer Widerstandsprüfer. Amaterske Ra¬ dio (CSSR), Heft A10/1988, Seite 371/372. [5] J.Belza, Einfaches Prüfgerät. Amaterske. Radio (CSSR), Heft A10/1988, Seite 372/ 373. [6] A. Sefl, Einfache Widerstandssonde mit optischer Anzeige. Amaterske Radio (CSSR), Heft A8/1988, Seite 286. [7] A. W., Operationsverstärker in NF-Leistungsverstärkern. Radioelektronik (VR Po¬ len), Heft 3/1988, Seite 2/3. [8] J. Barta/V. Memec, Elektronik für HiFi-Klub, Musikensemble und Diskotheken. Amaterske Radio (CSSR), Heft B5/1988, Seite 194. [9] A. Bialoszewski, Einfaches Musikinstrument. Radioelektronik (VR Polen), Heft 3/ 1988, Seite 7/8. 249 Dipl.-Journ. Hany Radke Engagiert und eigenverantwortlich Potenzen erschließen Auskünfte über den Radiosportverband der DDR von Eberhard Beyer, Y25CO, Vizepräsident des Radiosportverbandes der DDR Genosse Beyer, was ist der Radiosportverband der DDR? Der Radiosportverband der DDR - kurz RSV - ist ein Verband der Gesell¬ schaft für Sport und Technik und wird tätig auf der Grundlage der Beschlüsse der GST-Kongresse und der Tagung des Zentralvorstandes der GST. Die Satzungen des Verbandes regeln alle inhaltlichen und organisatorischen Fragen seiner Tätigkeit. Der Verband wurde am 22. September 1987 in Ber¬ lin während des 1. Verbandstages - das ist das höchste Organ des RSV - ge¬ gründet. Warum war ein solcher Verband nötig geworden? Zum einen war ein solcher Verband die logische Konsequenz der Entwick¬ lung des Radiosports in der DDR selbst, um den stürmisch gewachsenen Ansprüchen in dieser technischen Wehrsportart besser entsprechen zu kön¬ nen. Ein solcher Verband bietet ja günstige Bedingungen, um zu verwirkli¬ chen, was der VIII.Kongreß der GST im Jahre 1987 für den Radiosport fest¬ legte: die Wettkampfdurchführung zu vereinfachen, das Wettkampfangebot zu vergrößern, den Anreiz zum regelmäßigen Übungs- und Trainingsbetrieb zu erhöhen. Zum anderen hatte dieser GST-Kongreß beschlossen, in allen Wehrsport¬ arten Sportverbände zu schaffen, um die wehrsportliche Tätigkeit insgesamt RSV DDR Bild 1 Das Emblem des Radiosportverbandes der DDR trägt u. a. einen stilisierten Schwing¬ kreis und. den Landeskenner Y2 für den Amateurfunkdienst 250 Bild 2 Übungsbetrieb im Fernschreibsport auf breitere, vielfältigere und attraktivere Grundlagen zu stellen. Dement¬ sprechend ging es also bei unserer Verbandsgründung darum, die Eigenver¬ antwortlichkeit der ehrenamtlichen Gremien zu erhöhen, deren Befugnisse zu erweitern, eine Arbeitsweise zu fordern, auf deren Grundlage die radio¬ sportliche Tätigkeit auf ein höheres Niveau geführt werden kann. Das hat sich auf die Struktur der RSV-Organe ausgewirkt? Wir fingen ja nicht beim Punkt Null an. Der Radiosport konnte bei der Ver¬ bandsgründung sowohl auf eine erfolgreiche Bilanz aus 35jähriger Entwick¬ lung verweisen als auch mit einer klaren Entwicklungskonzeption aufwar¬ ten. Deshalb konnten die leitenden Gremien des RSV so aufgebaut werden, daß sie in allen Bereichen und Belangen des Radiosports fördernd und be¬ fruchtend auf die weitere Entwicklung Einfluß nehmen können. Neu ist beispielsweise - unbenommen des politisch-ideologischen Erziehungsauf¬ trags jedes Radiosportfunktionärs und -Übungsleiters -, daß jetzt auf den Gebieten der Agitation und der Propaganda eine spezifische und einheitli¬ che Anleitung gewährleistet ist, daß auch in den Bezirks- und Kreisfach¬ kommissionen des RSV dafür Gremien geschaffen wurden. Der entspre¬ chenden Kommission im Präsidium des RSV stehe ich vor; in deren Ar¬ beitsgruppen beschäftigen wir uns mit der Traditionspflege und der Chronik des Radiosports, der Öffentlichkeits- und Pressearbeit, den RSV-Informa- tionen in Rundsprüchen und Mitteilungsblatt und natürlich auch mit Grundlagen, Empfehlungen und dem Erarbeiten von Materialien für die politisch-ideologische Arbeit im Radiosport generell. 251 Bild 3 Funkpeilsportler beim Training im Nahfeld des Senden Wie sieht die Struktur der leitenden Gremien des Verbandes aus? Das höchste Organ des Radiosportverbandes der DDR ist sein Verbandstag, der alle sechs Jahre tagt. Er wählt ein Präsidium und bildet für die Arbeit zwischen den Präsidiumstagungen ein Büro, dem der Präsident, die Vize¬ präsidenten und der Generalsekretär angehören. Kommissionen des Präsi¬ diums - sie sind in Referate und Arbeitsgruppen gegliedert - leiten auf al¬ len Tätigkeitsgebieten, auch die Querschnittsfragen, die Arbeit nach eige¬ nen Plänen. Für Radiosportler ist interessant, welche Kameraden im Präsidium ihre Belange vertreten ... Ich muß mich auf einige Namen beschränken - dem Präsidium gehören 28 Mitglieder an. Nur eine Funktion, die des Generalsekretärs, ist eine hauptamtliche und wird von Ulrich Hergetl, Y27RO, bekleidet. Gewählt wur¬ den als Ehrenpräsident des Radiosportverbandes der DDR Generalmajor a. D. Georg Reymann, Y21GE; als Präsident Dieter Sommer, Y22AO; als Vize¬ präsidenten Hans-Joachim Becker, Y26TD; Eberhard Beyer, Y25CO; Fritz Mar¬ ken, Y22IE; Dr. Thomas Streil. Jeder der Vizepräsidenten leitet eine Kom¬ mission: Amateurfunk, Agitation/Propaganda, Wettkämpfe, Computer¬ sport. Zum Präsidium gehören auch die Referatsleiter, die Leiter des Diplom- und des Contestbüros sowie «Verbündete» - also Genossen aus den Mini¬ sterien für Elektrotechnik/Elektronik, Post- und Fernmeldewesen, Natio¬ nale Verteidigung. 252 Bild 4 Nach dem I. Verbandstag stellte sich das gewählte Präsidium des Radiosportverbandes der DDR vor In den Bezirken und Kreisen ist der Aufbau analog? Prinzipiell ja, denn das ist die effektivste Struktur, um die radiosportliche Tätigkeit zu führen. Im jeweiligen Territorium sind die Bezirksradiosportta¬ gung bzw. die Kreisradiosporttagung das höchste Gremium, die Bezirks¬ und die Kreisfachkommission leitet die Arbeit. Sie haben einen Vorsitzen¬ den, 4 stellvertretende Vorsitzende, einen Sekretär und gliedern sich in Re¬ ferate. Kreisfachkommissionen gibt es natürlich nur dort, wo Radiosport be¬ trieben wird. Auch wenn gegenwärtig noch nicht in jeder Bezirks- oder Kreisfachkom¬ mission alle Gremien arbeitsfähig besetzt sind, zeichnet sich ab: Wenn der RSV zum breiten Erfahrungsaustausch, zur effektiven Erarbeitung von Do¬ kumenten, zu attraktiven Wettkämpfen, zur gröberen Ausstrahlung des Ra¬ diosports in der DDR beitragen will, sind direkte Leitungsstrukturen uner¬ läßlich, muß die politisch-ideologische, fachliche und technische Anleitung einheitlich gewährleistet sein. Wer kann Mitglied des Verbandes werden? 25200 Radiosportler sind es gegenwärtig. Aber um die Frage zu beantwor¬ ten, zitiere ich aus der Satzung des RSV: «Mitglied des Radiosportverbandes der DDR ist, wer in einer Grundorganisation der GST organisiert und in einer Sektion des Funk-, Femschreib- oder Computersports tätig ist. Mit¬ glied sein heißt, das Statut der GST und die Satzung des Radiosportverban¬ des anzuerkennen und für deren Verwirklichung einzutreten.» Und um einer möglichen Frage gleich vorwegzukommen: Die Mitgliedschaft im RSV der DDR ist nicht mit besonderen Beitragszahlungen verbunden. 253 Bild 5 Mil dem ab Januar 1989 gültigen Sportprogramm für den Radiosport wird auch die Amateurfunksportausbildung vereinfacht und mehr den unterschiedlichen Praxisbedin¬ gungen angepaßt Bild 6 Der RSV hat sich vorgenommen, daß bis 30 % mehr Funkamateure an A mateurfunk- conlesten teilnehmen 254 Bild 7 ■ Im Sprechfunkmehrkampf werden seit 1988 Meister- schaftswettkämpfe auf Kreis-, Bezirks- und DDR-Ebene aus¬ getragen Was tut sich im Radiosportverband, um mehr und einfachere Wett¬ kämpfe zu organisieren? In den Sektionen und Grundorganisationen, Kreisen und Bezirken wurde in der Vergangenheit vieles erprobt, versucht, konzipiert. So gab es eine er¬ ste Bezirksmeisterschaft im Computersport, die breite Bevölkerungskreise einbezog. Mancherorts wurden kleine Wettkampfformen entwickelt, die der gesamten Familie erlebnisreiche Stunden brachten. Insgesamt geht es aber im Grunde genommen nicht mehr um neue Wettkampfformen, sondern um die zweckmäßige, begeisternde, anziehende Art und Weise, sie zu Höhe¬ punkten im Verbandsleben zu gestalten, die auch ausstrahlen. Die Verbandsgründung hat das alles stärker mit Inhalt und Richtung ver¬ sehen. Denn zum einen erhöhte sich spürbar die Verantwortung jedes Ra¬ diosportfunktionärs Für seinen Wettkampf, für seine Wettkämpfe - sowohl vom Angebot bis zur Durchführung als auch für seine Form. So ist es jetzt ganz unkompliziert, über die Kreisfachkommission einen Wettkampf zu be¬ antragen - innerhalb der vorhin skizzierten Strukturen. Gleichermaßen hat das Präsidium des RSV vieles getan, um 1988 begin¬ nend neue Wege der Wettkampftätigkeit zu beschreiten. Neue Wettkampf¬ formen wurden erprobt, ein neues Sportprogramm für den Radiosport wurde verabschiedet und ist in Kraft getreten. Darin ist der aktuelle Er¬ kenntnisstand einer Vielzahl von ehrenamtlichen Radiosportfunktionären eingeflossen. Danach gibt es in allen Disziplinen des Funk-, des Fernschreib- und des Computersports die Möglichkeit von Trainings- und Vergleichswettkämp¬ fen, von Pokal- und Traditionswettkämpfen sowie von Meisterschaftswett¬ kämpfen auf Kreis-, Bezirks- und DDR-Ebene. Als wesentliche Bereicherung des Wettkampfangebots sind Fernwett¬ kämpfe vorgesehen, die kreis-, bezirks- und DDR-offen ausgetragen wer- 255 Bild 8 Eine Spezialisierungsriclitung im Computersport: rechnergestützte Wettkampfauswer- tttng den. Beste Erfahrungen gibt es seit Jahren im Amateurfunksport... Wichtig ist auch, daß unkomplizierte Wettkämpfe, zum Beispiel im Sprechfunkmehrkampf oder Telegrafiewettkämpfe, so angelegt sind, daß sie möglichst von vielen Kameraden als Anreiz verstanden werden, sich einer zusätzlichen Leistungskontrolle, einem Leistungsvergleich zu unterziehen, der Freude macht, der Auftrieb gibt, bei dem man sich neue Seiten dieses Radiosports erobert, bei dem an technische Interessen Jugendlicher ange¬ knüpft wird, um zu regelmäßiger radiosportlicher Betätigung anzuregen. Das Präsidium führt also auch die Sportklassifizierung auf dem radio¬ sportlichen Gebiet? Ja, das ist eine Aufgabe, und wir sind natürlich stolz, daß beispielsweise 1988 insgesamt 1290 Sportklassifizierungen vergeben werden konnten, daß unter den Mitgliedern des Radiosportverbandes der DDR bereits 4 Verdiente Meister des Sports und 13 Meister des Sports sind. Auch mit diesem Pfund - also dem Vorbild - wollen wir in Zukunft mehr wuchern. Der Radiosportverband der DDR wirkt auch international. Wo liegen hier die Schwerpunkte? Das hat zwei Seiten. Die eine ist der Austausch von Gastmannschaften im Amateurfunksport, im Funkpeilsport und im Funksport zu nationalen Mei¬ sterschaften und anderen bedeutenden Wettkämpfen - vergleichbar dem, tj was viele Bezirksorganisationen der GST schon viele Jahre mit ihren Part¬ nerbezirken der sozialistischen Wehrorganisation pflegen. Zum anderen wurde der damalige Radioklub der DDR im Jahre 1975 gleichberechtigtes Mitglied der International Amateur Radio Union, und seit¬ dem hat der Radiosport der DDR dort Sitz und Stimme. Die Radiosportler der DDR können dieses Wirken effektiv unterstützen, indem sie die Emp¬ fehlungen der IARU-Region 1 in ihrer radiosportlichen Tätigkeit durchset¬ zen. Diese Empfehlungen betreffen betriebsdienstliche Fragen im Amateur¬ funkdienst, die Schnelltelegrafiewettkämpfe und den Funkpeilsport. 256 An der Militärtechnischen Schule der Nachrichtentruppen Herbert Jensch von Oberstleutnant Diplomjournalist Klaus König erkundet: Mikroelektronik macht’s möglich! Mit 30% weniger Ausbildungsstunden zu höherer Qualität und verbesserten Ar- beits- und Dienstbedingungen / Fernschreib-Funk-Trainer-88 von Jugendneuererkollektiv um Leutnant Uwe Dengler erdacht, im Schulbetrieb erprobt und in die Truppe überführt Gestatten: FFT-88 Sie interessiert, was sich hinter dieser Abkürzung verbirgt? Nun, dann ge¬ statten Sie, daß ich mich vorstelle. Also, FFT-88 steht für Fernschreib-Funk- Trainer. Der Name sagt es bereits. Ich trainiere Fernschreiber und auch Funker, helfe, daß sie ihre Aufgaben schnell und in Qualität lösen können. Wie das im Detail geht? Na, ganz einfach, wenn ich bedenke, wie es war, als es mich noch nicht gab. Mußten doch die Ausbilder nach jeder Ausbil¬ dungseinheit für jeden Schüler einzeln die Stunde auswerten. Je nach Um¬ fang der Texte waren dazu immerhin 2 bis 4, mitunter sogar bis zu 8 h not¬ wendig. Oh je, wie hat da mancher gestöhnt ... Das ist nun vorbei, weil ich das übernehme. Sofort nach jeder Leistungskontrolle lasse ich die Ergeb¬ nisse insgesamt und die jedes einzelnen Soldaten extra ausdrucken. Stellen Sie sich vor, das bringt dem Ausbilder bis zu 50% Zeitgewinn, Zeit für per¬ sönliche Weiterbildung, Zeit auch für die umfassendere Vor- und Nachbe¬ reitung der Ausbildung. Aber mit mir ist noch mehr anzufangen. Beispiels¬ weise kann ich die aktuelle Schfeibgeschwindigkeitjedes Fernschreibers im 10-Finger-Blindschreiben überwachen. Oder nehmen wir die Funkausbil¬ dung. Da kontrolliere ich die Funker beim Hören und Geben von Texten. Und stehen für sie Leistungskontrollen ins Haus, dann präsentiere ich ihnen sofort danach das Ergebnis, wenn es sozusagen noch frisch im Ge¬ dächtnis ist. Das hat den Vorteil, daß sich bei den Übenden keine Gebe¬ eigenarten herausbilden können. Ich registriere sie alle und ermögliche dem Ausbilder eine objektive Auswertung. Außerdem brauchen die Auszu¬ bildenden Unterstützung in der Erlemphase beim Hören und Geben von Morsezeichen. Ich bin auch in der Hinsicht auf Gewinn programmiert. Meine Erfinder rechnen mit einer Einsparung an Arbeitszeit von 20 %. Und noch etwas - das läßt sich nicht in Prozentzahlen fassen - zeigte mein Ein¬ satz in der Ausbildung: Die Qualität im 10-Finger-Blindschreiben sowie im 257 Bild 1 Das auf das ZNA-88 ausgezeichnete Neuererkollektiv: Gefreiter d. R. Andreas Streitz, Oberfähnrich Andreas Kirst. Oberstleutnant d. R. Christian Böhme und Leut¬ nant Uwe Dengler (v. I. n. r.) - Foto: Archiv Hören und Geben von Morsezeichen stieg deutlich. Was ich nicht zuletzt auch dem Wettstreit zwischen den Auszubildenden zuschreibe, zu dem ich regelmäßig herausfordere. Urteilen Sie bitte selbst, welcher Ausbilder das alles bewältigen könnte. Fairerweise muß ich sagen, daß ich das alles auch nur kann, weil meine Väter keine Mühen scheuten. Lange haben sie sich über mich den Kopf zer¬ brochen. Schließlich taten sie mit meiner Entwicklung einen Riesenschritt in das Neuland «Einsatz von Computern in der Methodik der Ausbildung». Und was sie in der Zeit entbehrt haben, wie oft ihnen ihre Frauen wegen mir gram waren und wie oft sie alles hinschmeißen wollten, wer wüßte das besser als ich. Doch sie haben es geschafft. Ich bin da. Zugegeben, alles ha¬ ben sie nicht gepackt. Schließlich fehlen mir die Gehirnzellen, und Denken ist meine schwache Seite. Brauch’ ich auch nicht, weil das die Genossen be¬ sorgen, die mich anwenden. Falls es Sie interessiert, noch einen Blick in mein kompliziertes Innen¬ leben. Also, da wären 7 Leiterplatten, wie die Fachleute sagen - bestückt mit 65 Schaltkreisen. 60 Kondensatoren gehören dazu, um die Stromversor¬ gung stabil zu halten. Dazu kommen 86 Optokoppler, um hohe Spannungs¬ potentiale zu trennen, weil sie sonst die Schaltkreise zerstören könnten. Und 72 Transistoren verstärken die Spannung, weil die Fernschreibmaschi¬ nen mindestens 20 V benötigen, um zuverlässig zu arbeiten. Sozusagen Hand in Hand mit ihnen wirken außerdem 432 Widerstände. 258 Und selbstredend besitze ich noch eine Menge Kabel. Alle Drähte aneinan¬ dergereiht, ergäben bestimmt einen Kilometer. Das soll l'ür’s erste genügen. Schließlich braucht der Reporter, der über mich umfangreiche Erkundigun¬ gen eingezogen hat, auch Platz. Zwei meiner Erfinder, Leutnant Uwe Dengler und Oberfähnrich Andreas Kirst - haben ihm viel über meine Entstehung er¬ zählt. Vor allem von den Mühen und den Schwierigkeiten, mich zu dem zu machen, was ich heute bin. Daß das nicht leicht war, können Sie sich den¬ ken. Doch lesen Sie selbst, was an Episoden geschah, bis ich das Licht der Welt erblickte, auf der ZNA-88 und der ZMMM 88 ausgestellt werden konnte und das Erfinderkollektiv Preise und Urkunden erhielt. 1. Episode: Wenn der Speicher aber zu klein ist... Leutnant Uwe Dengler und Oberfähnrich Andreas Kirst, sie sehen es noch vor sich, als wäre es erst gestern gewesen. Ihr Dienstzimmer durchquerten hun- dertmeteriange bedruckte Papierschlangen. Von der Gardinenstange bis zur Scheuerleiste, von der Scheuerleiste bis zur Gardinenstange... Und sie standen mittendrin. Mit hochroten Köpfen, beim Durchforsten und Durch¬ rechnen. Sie zählten etwa 3000 Befehle, gliederten sie in Zyklen, bestimm¬ ten die Zeiten ihrer Ausführung. Für jedes Teilprogramm auf die Mikrose¬ kunde genau. Wer könnte sich nicht vorstellen, daß ihnen dabei die Zahlen¬ kolonnen bisweilen sogar noch nachts erschienen. Und wer könnte ihnen nicht nachfühlen, daß sie ob solcher monotoner Tätigkeit in den Wochen, auch nahe daran waren, alles hinzuschmeißen. Doch hinschmeißen, daß gab es für sie nicht. Da waren schließlich der erteilte MMM-Auftrag, und Bild 2 Beim Bestücken von Leiterkarten: Leutnant Uwe Dengler und Oberfähnrich Andreas Kirst (v. r. n. I.) - Foto: K. König 259 Bild 3 Arbeitsplatz zum Programmieren von Software (Foto: K. König) da war ihr Wille, diese Aufgabe zu packen - eine Faszination Computer. Also fugten sie sich in das Unvermeidliche und knobelten. Ein Programm für einen Arbeitsplatz zu entwickeln, das war kein Problem. Sie aber woll¬ ten 8 Plätze ansteuern können. Mindestens. Später 16 und in nicht allzu¬ langer Zukunft, so schwebte ihnen vor, müßte sich das auch mit 24 realisie¬ ren lassen. Müßte, wenn der Speicher nicht zu klein wäre. Der Ausgangspunkt ihrer Überlegungen waren 20 ms - die Zeiteinheit für ein Femschreibzeichen. Immer wieder legten sie sich die gleichen Fra¬ gen vor: Wie erfassen wir die Zeichen? Nach wieviel Zeichen werten wir aus? Stunde um Stunde grübelten sie, experimentierten sie. 3 bis 4 h, bis nichts mehr ging. Dann ließen sie alles stehen und liegen, sorgten für Ab¬ wechslung, betätigten sich sportlich, drehten ihre Runden im nahen Stadt¬ wald. 14 Tage traten sie so auf der Stelle, ging es keinen Schritt voran. Was sie auch anstellten, es lief immer auf eins hinaus: Die Befehle lagen im not¬ wendigen Zeitlimit, der Speicher aber faßte nicht alle Zeichen. Sicher hät¬ ten sie lange so weiter getüffelt, wenn nicht eines Morgens der rettende Ge¬ dankenblitz gekommen wäre. Schubkastenprinzip, so nennen sie heute ihren Einfall. Dahinter verbirgt sich, daß nicht wie bisher, der ganze Text, immer nur 2 Zeilen erfaßt, abgelegt und ausgewertet werden. Nur noch wei¬ tere 14 Tage dauerte es dann, nach ihrem «Heureka, ich hab’sl», und ein lauffähiges Programm war erarbeitet. Ein Programm, daß gestattete, einen ersten Test zu wagen. Also verschalteten sie in der Lehrklasse 8 Maschinen provisorisch und schrieben an jedem der Fernschreiber Probetexte. Ge¬ spannt saßen sie danach am Bildschirm. Doch, was er auswarf, verdarb ihnen die Freude. Alle Zeichen erschienen verfälscht... 260 Wieder tüfftelten sie, beschrieben Stapel von Schmierpapier. Schritt für Schritt gingen sie vor, verfolgten, wie der Rechner arbeitet, schlugen in Fachliteratur nach, fanden sich schließlich mit ihren Gedanken darin bestä¬ tigt. Und mehr als einmal platzten sie bei diesem Suchen heraus und mein¬ ten: «Als wenn uns der Autor bei der Arbeit zugesehen hat.» Endlich, nach Tagen und Nächten, fanden sie des Rätsels Lösung. Speicheroptimierung hieß es. Denn nur alle 20 ms den Speicher abzufragen, reichte nicht aus, weil es dadurch zu Verschiebungen kam. Sie entschieden sich deshalb für eine kleinere Zeiteinheit, für nur 4 ms. Und mit denen lief alles wie am Schnürchen. Vorerst wenigstens, denn Hürden gab es noch einige zu über¬ winden. 2. Episode: Ein «Byte» muß her Daß Erfinder fleißiger als fleißig sein müssen und geduldiger als geduldig, das zeigte schon die 1. Episode. Nicht weniger gefordert war ihre Ausdauer, als sie an die Software gingen. An die Erarbeitung der Logik für die Lei¬ stungskontrolle beispielsweise. Getreu dem Sprichwort «Viele Köche ver¬ derben den Brei», teilten sie die Arbeit untereinander auf. Oberstleutnant Böhme arbeitete an der Grafik für ein Säulendiagramm. Oberfähnrich Kirst überlegte, wie sich der Wettstreit einbeziehen und sichtbar machen läßt. Gefreiter Streite beschäftigte sich mit dem Textgenerator und Leutnant Deng- ler befaßte sich mit der Auswertung der Leistungskontrolle. Auch alle ande¬ ren Teilprogramme fertigten sie individuell. Soweit so gut. Denn als sie die Programme zusammenführten, kamen sie über 8 KByte. Der Speichervorrat aber hatte nur 8 KByte. Was tun? Natürlich grübelten sie. Wo sind in den Programmen gemeinsame Punkte? Läßt sich für unterschiedliche Betriebs¬ arten eine Logik anwenden? Ist eine Optimierung durch andere Befehlsfol- Bild 4 Ein Anwendungsbereich des FFT-88: Leistungs¬ kontrolle in der Gebeausbildung an 24 Arbeits¬ plätzen (Foto: K. König) 261 Bild 5 Blick in Lehrklasse mit Ausbilderarbeitsplatz und Scliülerbildschirm (Foto: K. König) gen möglich? Und, und, und. Alle ihre Überlegungen drehten sich darum, so effektiv wie nur möglich vorzugehen, ohne auch nur 1 Byte mehr zu ver¬ brauchen. Denn wollten sie das Problem lösen, mußte 1 Byte her als Schalt¬ funktion. Also suchten sie 4 Wochen lang. Sichteten die Speicherstellen, zergliederten sie. Starteten Programm für Programm und verglichen. Mitun¬ ter dreimal am Tag. Ihr Kaffeeverbrauch, so erinnern sie sich, stieg in dieser Zeit enorm. Und nicht selten kam Oberfähnrich Kirsi , nach durchwachter Nacht und stapelweise beschriebenen Zetteln zum Dienst. Er warf seine Mütze an den Garderobenhaken mit den Worten «Wetten, daß ich es habe!» Doch zumeist zeigte sich, daß er einem Trugschluß aufgesessen war. Wei¬ tere Wochen arbeiteten sie wie besessen. Und mitunter war die Atmosphäre ganz schön angespannt. Ein Funke genügte da, ein hingeworfenes Wort, und ein Gewitter konnte sich entladen. Es war auch keine Seltenheit, daß sie gedankenversunken an ihren Arbeitsplätzen saßen, daß sie angespro¬ chen wurden und wie abwesend antworteten, weil es in ihrem Unterbewußt¬ sein arbeitete. Selbst zu Hause am Fernseher kreiste in ihrem Hinterkopf alles darum, woher sie das 1 Byte nehmen könnten. Wer schließlich den «Stein der Weisen» fand, wissen sie heute nicht mehr. Es war Teamarbeit. Fest steht jedoch, sie fanden die Lösung, indem sie eine Speicherstelle dop¬ pelt abgriffen und eine Durchlaufsperre einbauten. Eine einfache Lösung sagen sie heute nach ihren Mühen. Elegant obendrein. Und sie fragen sich, warum sie nicht eher darauf kamen ... 262 3. Episode: Eprobung im Klassenverband Wochen und Tage gingen mit Nachdenken und Forschen ins Land. So manche Nuß gab es für sie noch zu knacken, bis sie endlich in die entschei- dene Phase eintraten. Hatten sie bisher alles am sogenannten grünen Tisch entwickelt und probiert, hieß es nun, den Trainer in der Lehrklasse testen. Bisher hatten sie davon Abstand genommen, um die Ausbildung nicht zu behindern. Bisher. Nun mußte es sein. Sie wollten es genau wissen ... Also sprachen die Erfinder mit den Fähnrichschülern, baten sie in ihrer Selbststudienzeit auszuhelfen. Nur einen Abend, für eine runde halbe Stunde. Was sie dabei erlebten, so sagen sie noch heute, trotz des zeitlichen Abstands, trieb ihnen Schweißperlen auf die Stirn. 24 Arbeitsplätze hatten die Schüler besetzt und schrieben einen Probetext. Minutenlang wieder¬ holte sich: Schreiben-Auswerten-Schreiben-Auswerten. Und immer ge¬ schah das gleiche. Einmal «würfelte» der Rechner alle Texte durcheinan- ' der. Dann erfaßte er den Spruch nicht vollständig. Dann wertete er statt Platz 3 den Platz 5 aus. Und dann ... und dann. Immer wieder tauchten neue Fehler auf. Und kein Ansatz für die Ursache war in Sicht. Zum ver¬ zweifeln! Bis schließlich nach 23 min für alle Unfaßbares geschah. Urplötz¬ lich standen alle Fernschreiber still. Eine Stecknadel hätte man fallen hö¬ ren können, als alle gebannt auf den Bildschirm blickten. Der sah aus, als hätte einer einen Farbkasten ausgeschüttet. Betroffenes Schweigen! Der er¬ ste, der seine Sprache wiederfand, war Leutnant Uwe Dengler. «Verdammt, der Rechner ist abgestürzt!» lautete sein nüchterner Kommentar. Hochstimmung herrschte an diesem Tag bei keinem der Erfinder. Die Niederlage saß ihnen zu tief in den Gliedern. Und schließlich war da noch ein Termin, der ihnen im Nacken drückte. Gäste waren eingeladen, um den FFT-88 vorzustellen. Der Chef Nachrichten des Ministeriums für Nationale Verteidigung, Ausbilder des Nachrichtenverbands Fritz Große , und, und, Bild 6 Bild 6 Letzte Kontrollarbeiten an den zur Auslieferung bereitstehenden 21 FFT-88 (Foto: K. König) 263 Bild 7 Gesprächsrunde mit Oberst Rozinat, den Oberstleutnanten Kochan und Garkisch (v. I. n. r.) - Foto: K. König und ... War nun alles umsonst? Diese Frage beschäftigte die Neuerer. Und sie begannen fieberhaft nach der Ursache zu suchen. «Immer, wenn es klemmte, war die Zeit Schuld» schlußfolgerten sie und rechneten alle Schritte durch. «O. B.» - ohne Befund! Auch für die Fähnrichschüler blieb jenes Geschehen nicht ohne Folgen, denn statt an einem Abend wurden sie nun an achten gebraucht. Sie nahmen es gern auf sich, erkannten sie doch den Nutzen, den diese Neuerung einmal bringen sollte. Im Gegenteil, sie sparten auch nicht mit Hinweisen und Ratschlägen, wo der Fehler liegen könnte. Dennoch ging es keinen Schritt voran, der Rechner streikte hart¬ näckig weiter. Leutnant Dengler, Oberfähnrich Kirst und die anderen nervte dieses auf-der-Stelle-treten. Sie igelten sich in ihrem stillen Kämmerlein ein. Auf ein großes weißes Blatt - in Tischgröße - zeichneten sie etwa 1000 Steuerzellen. Auch Papierrollen durchkreuzten wieder ihr Zimmer. Auf ihnen markierten sie die verschiedensten Befehle farblich, doublierend zu ihrem Plan der Systemzellen. Gut vorstellbar, daß auch diese stupide Tä¬ tigkeit Tage und Nächte in Anspruch nahm. Und begreiflich, daß sie immer fieberhafter arbeiteten, je näher der Termin der Vorführung rückte. Ihre Hartnäckigkeit, ihr Fleiß wurden schließlich belohnt. Sie ermittelten einen versteckten Fehler in einem Unterprogramm, der zu einem Versatz im Spei¬ cher führte. Anders: Ein gespeicherter Wert wurde nicht wieder ausgegeben, und er schrieb das System nach und nach voll, führte zum Versatz. Ja, eine kleine Ursache, doch eine große Wirkung. Das weitere war für den Leutnant und die anderen Genossen kein Problem mehr. Der Fehler wurde beseitigt. Die Vorführung fand termingemäß statt. Mit Erfolg. Und mit dem Auftrag, den FFT-88 für eine breite Anwendung in der NVA und den Grenztruppen der DDR vorzubereiten. 264 4. Episode: Wettstreit mit der Geisterhand Was nun folgte, war für sie ein Kompromiß und hieß schlicht und einfach: Training im Klassenverband ohne Nachweisführung. Also ohne Noten. Doch jeder Kompromiß geht einmal zu Ende. Und so kam, was kommen mußte. Ab September 1988 wurden alle Noten im Zugjouraal erfaßt. Der Leistungsdurchschnitt in den Zügen fiel plötzlich bei Kontrollen um 2 No¬ ten. Zweifel bohrten bei den Schülern, Erinnerungen an Fehler in der Aus¬ wertung wurden wach, Vertrauen in den Trainer schwand. Und schließlich hieß es: Das geht nicht mit rechten Dingen zu. Wir schreiben nicht mehr mit dem Trainer. Da war guter Rat teuer für Leutnant Dengler, sein Team und auch für die Ausbilder. Doch sie ließen nicht locker, suchten den Lei¬ stungsabfall zu ergründen. Sie kamen zu dem Schluß: Alles hat seine Ord¬ nung. Sie forderten von den Schülern deshalb, ihre Texte mit dem Original zu vergleichen. Was dabei herauskam, war für alle überzeugend. Der Rech¬ ner erwies sich als unbestechlich, selbst Verstöße gegen Betriebsvorschriften und gegen Gebeunarten registrierte und bewertete er. Beispielsweise ist es Vorschrift am mechanischen Fernschreiber, die Tasten Wagenrücklauf und Zeilenvorschub nacheinander zu betätigen. Pfiffikusse fanden heraus, daß die Taste Wagenrücklauf, 2mal gedrückt, den gleichen Effekt bringt und obendrein Zeit spart. Sie bedachten jedoch nicht, daß das bei elektroni¬ schen Maschinen nicht funktioniert. Zeilen würden überschrieben und un- lesbar. Wichtige Nachrichten nicht ihren Bestimmungsort erreichen. Solche und andere, vom Ausbilder schwer zu kontrollierende Unarten, bestrafte Bild 8 Der FFT-88: Zusammengeschalten mit einem KC-85/3, einer Flachtastatur, einem Fernsehgerät Junost, einem Farbfernsehgerät sowie wahlweise mit 24 Fernschreibma¬ schinen F1200 oder 24 Morsegebern 80 (Foto: K. König) 265 der Rechner unerbittlich. Verständlich, daß die Abneigung gegen den FFT-88 bei manchem Zeitgenossen wuchs. Doch auch dem suchten seine Erfinder beizukommen. Nicht allein nur mit Worten, mit einem Kunst¬ kniff. Sie erklärten-den Schülern, daß der Trainer nur das könne, was ihm Menschen eingaben - programmierten. Und daß auch er zu überlisten sei. Sie wählten die besten und schnellsten Fernschreiber aus, um mit der Gei¬ sterhand in Wettstreit zu treten. Es dauerte nicht lange, da hatte der Rech¬ ner Mühe, ihrem Tempo zu folgen. Die Auserwählten fanden Gefallen daran und steigerten ihr Leistungsvermögen immer weiter. Sie legten allen Ehrgeiz darein, besser als der Trainer zu sein. Es dauerte. Dann aber, wäh¬ rend einer Schreibübung hatten sie es geschafft. 275 Zeichen gaben sie kon¬ stant. Schneller ging es nicht. Die programmierte Grenze von 275 Anschlä¬ gen je Minute war erreicht - der Wettstreit gewonnen. Der Bann war gebro¬ chen, der FFT-88 als Ausbildungshilfe anerkannt. Das war damals. Inzwischen trainieren in der Lehrklasse neue Fähnrich¬ schüler. Sie zweifeln nicht mehr. Die Geisterhand gibt ihnen täglich die un¬ terschiedlichsten Texte vor, und sie wetteifern mit ihr. So, als wäre es nie anders gewesen ... Hintergründe eines MMM-Auftrags Gespräch mit dem Kommandeur der MtS/N Oberst Gürtler Roz'mat und sei¬ nen Stellvertretern, den Oberstleutnanten Günter Garkisch und Kurt Kochan Woher kam der Anstoß für ein solches Projekt? Oberst Rozinat: Der erste aus Veröffentlichungen in VOLKSARMEE, «Aus¬ bilder» und FUNKAMATEUR über einen Fernschreibtrainer namens BETRA an der OHS der Landstreitkräfte. Der zweite aus einem Besuch bei den Thälmannschülern. Was ihr Trainer BETRA so drauf hatte, weckte bei uns kühnste Wünsche. Und diese Wünsche waren aus heutiger Sicht wohl der erste Vater unseres Projektes. Nicht zu vergessen die Forderung der XIV. SED-Delegiertenkonferenz in der NVA und den Grenztruppen nach Intensivierung. Wobei ich am Anfang ein großer Skeptiker war. Und nicht nur ich. Oberstleutnant Kochan, der von dem Vorhaben besessen war, hatte es nicht leicht, uns zu überzeugen. Oberstleutnant Kochan: Na ja, ganz so schwer war es nun auch nicht. Schließlich gibt es nichts neues zu erfinden. Denn Idee und Ziel waren durch BETRA bereits vorgegeben. Auf Hardwarebasis. Unser Problem war, unter Verwendung von KC 85/3, die für uns günstigste Variante auszuklü¬ geln. Die Anpaßelektronik und die Software. Erfahrungen fehlten dafür, Neuland war zu beschreiten. Daher auch die Skepsis. Doch die bisherigen Erfolge in der Neuererarbeit machten Mut, die nötige Überzeugungskraft aufzubringen. Oberstleutnant Garkisch: Mir ist noch gegenwärtig, daß wir öfters in Füh¬ rungsbesprechungen heiß um den Bau des FFT-88 diskutierten. Doch Oberstleutnant Kochan gab sich nicht geschlagen, ließ nicht locker. Unter dem Strich hatte er schließlich nachgewiesen, daß wir ein solches Projekt 266 t 3 §C#etekgn£iguration des Fernschreib rFunk -Trainers Prag. Sc Textspeicher Kassettengeraet Lehrer—Monitor Klassen-Monitor s/w Monitor i ! Farbfernseher Zusatzmodule Steuerrechner KC 35/3 (1 PROM und 1 16 K RAM 1 PRÜM und 1 64 K RAM oder 1 64 K RAM oder oder 2 16 K RAM) Inter -face FFT 88 / i \ wahlweise nach Einsatz / \ Fernschreiber Taste / MG 80 Anschluszmoealichkeiten 24 Fernschreibmaschinen LSS zum Einlesen bereits vor¬ handener Texte auf Lochstreifen Blattschreiber am Platz des Ausbilders zum Druck der Ausbi1dungseroebnisse 24 Handtasten mit einge¬ bautem Tonaeneratar 24 Blattschreiber zum Protokol1ieren der Er¬ gebnisse 24 MG80 parallel zur Taste packen. Und dann ließen die konkreten Festlegungen des Kommandeurs auch nicht auf sich warten. Was bewog Sie, gerade das Kollektiv um Leutnant Dengler damit zu be¬ trauen? Oberstleutnant Kochan: Die Genossen hatten sich durch ihre Spezialkennt¬ nisse geradezu empfohlen. Leutnant Dengler und Gefreiter Streitz als Diplom¬ lehrer für Mathematik/Physik sowie mit Informatikkenntnissen. Oberstleut¬ nant d. R. Böhme als erprobter Neuerer mit BASIC-Kenntnissen. Oberfähn- 267 AUSBILDUNG ohne FFT mit FFT in der Funk- und FernschreibausbiIduna * Kantralle der Auszubildenden nur einzeln und ueber kurze Zeit maeglich * individuelle Aufgabenstellung erst nach Leistungsauswertung in der folgenden AusDildungs— stunde maeglich * zeitaufwendige Analysetaetia— keit zur typischen Fehler— Erkennung * Heranfuehrung an die indivi¬ duelle Leistungsgrenze war nicht immer aewaehrlei stet * hoher Zeitaufwand zur Vor- und Nachbereitung der Aus— biIduna m der Funl * Beurteilung der Giualitaet der Marsezeichen ist subjektiv beeinf1asst * Ueberpruefung im Geben ist nur als Einzelausbildung maeglich * staendias und gleichzeitige Kontrolle aller Auszubildenden * individuelle Aufgabenstellung fueif -.las oclü'st's'iudium schon zum f-jUut. ni usa der AusbiIdunas— st und o? mosu 1 1 «: n * sofortige Erkennung der typi — sc han F eh 1 er * schnelles Heranfuehren des Auszubildenden an seine Lei¬ stungsgrenze * Zeitaufwand zur Vor- und Nach¬ bereitung einer Ausbildunas- s tun de wird um 70 bis 80 ’/. verkuerzt * Fuenrung der wettbewerbsmaessi- gen Ausbildung und deren Aus¬ wertung wird wesentlich ver¬ bessert :ausbi1aung * Quaiitaetsoruefung der Morse¬ zeichen nach Normvorgabe * Unterbindung von persoeniichen Gebeei genarten * gleichzeitige Ueberpruefung von 24 Auszubildenden im Geben mit sofortiger Auswertung in der FernschreibausbiIduna * keine Information ueber aktu¬ elles Schreibtempo in der Austai1dungsstunde * Einregelung des Sende- und Emptanasweges nur durch Werk¬ statt maeglich * Sofortanzeige der aktuellen Schrei bi ei stung * Sende— und Empfangswegei ristel — 1ung durch Ausbilder in kuer— zerer Zeit moeolich 268 rieh Kirst als Elektronikfacharbeiter. Sie bildeten sozusagen den Stamm, und sie sorgten auch dafür, daß der Funke auf andere Interessierte über¬ sprang. Heißt das, das Kollektiv war sich selbst überlassen? Oberst Rozinat: Keinesfalls. Ist es doch so, daß, wer Spitzenleistungen haben will, auch Spitzenforderungen stellen muß. Konkret. Wir haben ein Pro¬ gramm erarbeitet, mit Terminen, Verantwortlichkeiten und Rechenschafts¬ pflicht. Die I. Stufe sah vor, einen Trainer mit 8 Plätzen zu bauen, um die Scheu vor einem Einbruch zu nehmen. Nach den ersten Lösungen forder¬ ten wir, als 2. Stufe, 16 Plätze. Und später drängten wir das Kollektiv dazu, das gleiche für 24 Plätze, eine ganze Lehrklasse, zu entwickeln. Aber, alles eben Schritt für Schritt. Mit einem kurz- und langfristigen Rapportsystem im Hintergrund. Und Rückenhalt für die Neuerer? Oberstleutnant Garkisch: Wir haben sie weitestgehend von ihren dienstlichen Aufgaben entbunden. Denn wer zielstrebig forschen will, braucht Kopf und Rücken frei, kann sich nicht mit zusätzlichen Sachen befassen. Bei Teillö¬ sungen sparte der Kommandeur nicht mit Belobigungen, dokumentierte so, daß wir als Führung hinter unseren Neuerern stehen. Große Unterstützung leistete der Chef Nachrichten in materieller Hinsicht. Und auch unsere Par¬ teiorganisation behielt das MMM-Projekt im Blick, ließ sich regelmäßig be¬ richten, machte Mut und setzte sich mit Zweiflern auseinander. Das alles getreu dem Motto: Die Jugend fordern und fördern. Dieses Motto ist bei uns Staatspolitik. Und an der Schule? Oberst Rozinat: Wir halten es nicht anders. Belege dafür? Na, Fähnrich Fren¬ zei und Unteroffizier Weiß zum Beispiel beschäftigen sich mit einer rechner¬ gestützten Fahrschulausbildung. 31 Programme bis hin zum Erlernen der StVO entwickelten sie. 17 Anträge zur Nachnutzung dieses Projektes liegen aus unterschiedlichen Bereichen schon vor. Oder, Unteroffizier Jochen ist be¬ auftragt, mit einem Softwarepaket die GWW zu unterstützen.- Und jüngstes Beispiel ist, daß wir 1989 über 50% unserer Schüler beauftragten, Fach¬ schulabschlußarbeiten über die Anwendung von Mikrorechentechnik zu schreiben. Zurück zum FFT-88. Sie denken inzwischen nicht nur an sich, sondern in größeren Dimensionen, auch an andere ... Oberst Rozinat: Das stimmt. Doch ursprünglich sollte der Trainer nur bei uns eingesetzt werden. Wir hatten lediglich geplant, Unterlagen zur Nach¬ nutzung weiterzugeben. Nach der ersten Vorstellung und der Erprobung stieg jedoch das Interesse. Und unsere Vorgesetzten waren anderer Mei¬ nung. Wir haben uns der Aufgabe gestellt. 21 der Trainer haben inzwischen in allen Teilstreitkräften der NVA und in den Grenztruppen Einzug gehal¬ ten. Ohne Partner für uns eine schwer zu lösende Aufgabe. Deshalb möchte ich in dem Zusammenhang dem Nachrichtenverband Fritz Große, seinem 269 Kommandeur, Oberst Jensch sowie all den Spezialisten, den Kämpfern der Kampfgruppe und den Werktätigen des VEB Numerik Karl-Marx-Stadt so¬ wie dem Militärtechnischen Institut danken. Ihre Unterstützung ermöglichte letztlich, was wir schafften. Wären weitere Einsatzmöglichkeiten denkbar? Oberstleutnant Kochan: Kurz und knapp. Überall, wo Funker ausgebildet werden, läßt sich der FFT-88 mit Gewinn einsetzen. Übrigens haben wir auch bereits von der GST Anfragen zur Nachnutzung vorliegen. Heißt das, Leutnant Dengler und sein Kollektiv werden weitere Geräte bauen? Oberst Rozinat: Nein. Es ist zwar ein schönes Gefühl, mithelfen zu können, Ausbildung zu intensivieren sowie die DALB zu verbessern, doch wir sind in erster Linie eine Lehreinrichtung. Der serienmäßige Bau solcher Trainer fällt weder in unsere Kompetenz, noch haben wir die Möglichkeit dafür. Was wir aber können ist, bei Bedarf die Konstruktionsunterlagen zu überge¬ ben. Nicht mehr und nicht weniger. Dafür genügt ein Schreiben an die Lehreinrichtung. Hier unsere Anschrift: MtS/N Herbert Jensch, 1200 Frank¬ furt/Oder, PF 66064. Genossen Offiziere, weiterhin viel Erfolg bei der Heranbildung von Nachrichtenspezialisten und Dank für die Auskünfte. 270 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR In 6 Messehallen und auf dem Freigelände der 31. Zentralen Messe der Mei¬ ster von morgen zeigten die jungen Neuerer, Rationalisatoren und Erfinder wie sie im FDJ-Aufgebot DDR 40 ihren Beitrag zur Umsetzung der Be¬ schlüsse des XI. Parteitages der SED leisten. Huggy konnte feststellen, daß mit dieser 31. Zentralen Messe der Meister von morgen einer der erfolgreichs¬ ten Messejahrgänge in der Geschichte der MMM-Bewegung abgeschlossen wurde. Mehr als 244000 anspruchsvolle Aufgaben wurden von 1246147 Ju¬ gendlichen - das sind mehr als drei Viertel der jungen Werktätigen, Lehr¬ linge und Studenten der Deutschen Demokratischen Republik - gelöst. 2 561 Exponate bringen einen ökonomischen Nutzen von 396 Mio Mark. Der durchschnittliche Nutzen je MMM-Teilnehmer beträgt 1316 M. 2219 Exponate stellen Aufgaben aus den Plänen Wissenschaft und Tech¬ nik, davon 229 gelöste Staatsaufträge dar. 96% der ausgestellten Exponate sind bereits betrieblich genutzt. Mit über die Hälfte der Lösungen ist der Einsatz von Mikroelektronik, CAD/CAM-Technik und flexible Automati¬ sierung verbunden. Von 561 Jugendbrigaden wurden anspruchsvolle Ratio¬ nalisierungslösungen gezeigt. 558 Jugendforscherkollektive der FDJ haben 435 Patente aufzuweisen. Erstmals waren auf der Zentralen Messe der Meister von morgen Mitglieder von Jugendverbänden sozialistischer Länder mit Exponaten vertreten. Die jungen Armeeangehörigen, Grenzsoldaten und Zivilbeschäftigten bo¬ ten traditionell in der Halle 4 des Messegeländes einer breiten Öffentlich¬ keit Einblicke in die Vielfalt ihres wissenschaftlich-technischen Schaffens. 113 Kollektive, davon 8 Jugendforscherkollektive der FDJ und 3 Einzel¬ neuerer stellten 116 Exponate vor. Insgesamt haben daran 470 Forscher, Neuerer und Rationalisatoren mitgewirkt. Über 50% sind Jugendliche unter 26 Jahren. Für 2 Exponate wurden Patente angemeldet. Die ausgestellten Exponate charakterisieren Kontinuität und Tempo, mit der sich die MMM-Bewegung seit 1985 in den Streitkräften entwickelt hat. Die vorgestellten Lösungen tragen vorrangig zur weiteren Intensivierung der militärischen Führungs-, Ausbildungs- und Sicherstellungsprozesse bei. Sie verbessern darüber hinaus die Dienst-, Arbeits- und Lebensbedingun¬ gen oder die medizinische Betreuung der Armeeangehörigen und Zivilbe¬ schäftigten und führen zu ökonomischen Rationalisierungseffekten bzw. re¬ duzieren schwere körperliche Arbeit. 271 Des weiteren ist es den Kollektiven wiederum gelungen, die Möglichkei¬ ten der Mikroelektronik mit der modernen Rechentechnik effektiv zu ver¬ binden. Dabei zeigt sich immer deutlicher der Trend, die Rechentechnik, insbesondere die Kleincomputer, stärker in die Neuerungen zu integrieren, und durch problembezogene Hardwarelösungen die Leistungsfähigkeit der Rechner über die ursprünglichen Möglichkeiten hinaus zu erweitern. Ge¬ messen an der Gesamtausstellung der 31. Zentralen Messe der Meister von morgen hatte der Ausstellungsbereich des Ministeriums für Nationale Ver¬ teidigung die höchste Konzentration multivalenter Kleincomputeranwen¬ dungen anzubieten. Bereits die Zentrale Neuererausstellung - ZNA 88 - im Juni 1988 in Lud¬ wigsfelde vermittelte als Lehr- und Leistungsschau einen Einblick in die ge¬ samte Breite des Neuererschaffens seit dem XI. Parteitag der SED, zeigte das gestiegene Leistungsvermögen des schöpferischen Potentials der Neue¬ rerbewegung und der MMM-Bewegung in der Nationalen Volksarmee und den Grenztruppen der DDR. Von den 677 Exponaten - mit 24 Patentan¬ meldungen bzw. erteilten Wirtschaftspatenten - wurden 90% von Kollekti¬ ven ausgestellt, und daran waren wiederum 40% Jugendkollektive beteiligt. Das belegt das zunehmende Engagement der jungen Armeeangehörigen, Grenzsoldaten und Zivilbeschäftigten in der MMM-Bewegung an der er¬ folgreichen Lösung von Intensivierungs- und Rationalisierungsaufgaben mitzuwirken. Die 31. Zentrale Messe der Meister von morgen, auf der auch die besten Exponate der ZNA 88 der jungen Neuerer, Erfinder und Rationalisa¬ toren der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR ausge¬ stellt waren, bewies diesen Trend. Generaloberst Joachim Goldbach, Stellvertreter des Ministers und Chef Technik und Bewaffnung, sagte in seiner Ansprache auf der Auszeich¬ nungsveranstaltung anläßlich der 31. Zentralen Messe der Meister von morgen am 8. November 1988: «Mit dem Blick auf den 40. Jahrestag der Gründung der Deutschen Demokratischen Republik ist es in Erfüllung der anspruchs¬ vollen Zielstellungen im FDJ-Aufgebot DDR 40 notwendiger denn je, die Po¬ tenzen der Neuererbewegung und der Bewegung MMM auf solche Schwer¬ punkte zu konzentrieren,die den Erfordernissen der militärischen Aufga¬ benerfüllung heute und auch künftig entsprechen». - «Davon ausgehend haben sich die Jugendneuererkollektive und Jugendforscherkollektive der FDJ erneut als Schrittmacher des wissenschaftlich-technischen Fortschritts zu bewähren. Das erfordert in der Arbeit mit ihnen noch mehr als bisher Ideenreichtum, Ausdauer, Beharrlichkeit, Mut und Risikobereitschaft zu fördern sowie in den Aufgabenstellungen prinzipiell auf Spitzenleistungen zu orientieren.» Nachstehend nun wieder eine kleine Auswahl von Exponaten, wobei die Anschriften der Dienststellen, die Nachnutzern von Neuerervorschlägen weitere Auskünfte erteilen, direkt bei den vorgeslellten Exponaten zu fin¬ den sind. 272 Ausgewählte Exponate 1. Datenprüfgerät für Funkempfänger KWREV251 M/REV 252 M (Bild 1. Reg.-Nr.: 26/28) Jugendneuererkollektiv: Unteroffizier Seifert, Uwe Prüfgerät zur Überprüfung der parallelen Schnittstelle des Funkempfän¬ gers KW REV 251 M/REV 251 M (Einstellung bzw. Lesen der Frequenz, Betriebsart, Bandbreite und Spezialdaten). Nachnutzung über: Nationale Volksarmee PF 63 263 Dessau 4500 Bild 1 Datenprüfgerät für Funkempfänger KW REV 251 M/REV 252 M 2. Arbeitsplatz mit Fehlersimulation auf Leiterplatten (Bild 2) Kollektiv mit MMM-Auftrag: Major Corsing, Reinhard Durch einen Zufallsgenerator werden defekte digitale Bauelemente simu¬ liert. Der Auszubildende hat den Fehler zu finden und auf dem Bild¬ schirm mit dem Cursor zu markieren. ^ Nachnutzung über: Nationale Volksarmee PF 35 879/D Kamenz 8290 3. Diagnosetrainer für Funkgerät (Bild 3, Reg.-Nr.: 70.532/86) Jugendneuererkollektiv: Oberstleutnant Mühlberg, Ulrich 273 i Die Schnittstellenschaltung ermöglichfdie rechnergestützte Simulation von Fehlern in Nachrichlengeräten im Rahmen der Diagnoseausbildung. Die Diagnoseausbildung wird durch diese Neuerung effektiviert. Nachnutzung über: Nationale Volksarmee PF 35 802/ND Löbau 8722 Bild 2-Arbeitsplatz mit Fehlersimulation auf Leiterplatten Bild 3 Diagnosetrainer für Funkgerät 274 Bild 4 Lichtgriffel für KC 85/2 4. Lichtgriffel für KC 85/2 (Bild 4, Reg.-Nr.: 70.501/88) Jugendneuererkollektiv: Major Fritzlar, Gunter Durch den Lichtgriffel werden die Grafikeigenschaften des KC 85/2 aus¬ genutzt. Der Lichtgriffel erfüllt Aufgaben des Kursors zum Skizzieren von Displaybildem oder Schalthandlungen. Diese Neuerung gestattet eine effektivere Gestaltung der Ausbildung. Nachnutzung über: Nationale Volksarmee PF 35 802/ND Löbau 8722 5. Antennenarbeitsplatz mit Lehrantenne (Bild 5) Kollektiv mit MMM-Auftrag: Oberstleutnant Riedel, Eberhard Die Lehrantenne veranschaulicht komplizierte kinematische Zusammen¬ hänge. Durch Anschluß- und Prüfmittel werden eine vollständige Dia¬ gnose und Instandsetzung möglich. Mit dieser Neuerung läßt sich die Ausbildung verbessern. Nachnutzung über: Nationale Volksarmee PF 14 413/6 Strausberg 1260 6. Fernschreib-Funk-Trainer FFT-88 (Bild 6) Kollektiv mit MMM-Auftrag: Leutnant Dengler, Uwe Dieses Gerät gestattet gleichzeitige Ausbildung und Leistungskontrolle von 24 Schülern unter Berücksichtigung des individuellen Ausbildungs- 275 Bild 5 Antennenarbeilsplatz mit Lehrantenne Stands. Durch diese Neuerung lassen sich 20% der Ausbildungszeit ein¬ sparen, und es ist eine exakte Leistungsüberprüfung möglich. Voraussetzungen: Trainer (Selbstanfertigung 1200 M), KC 85/3 mit 64-K-Erweiterungsmodul, Kassettenmagnetbandgerät und Kontrollmoni- tor. Nachnutzung über: Nationale Volksarmee PF 66 064 Frankfurt (Oder) 1200 '. Komplexer Meß- und Prüfplatz auf der Basis KC 85/2 und Druk- ker K 6313 (Bild 7, Reg.-Nr.: 57322/87) Jugendneuererkollektiv: Stabsfähnrich Hensel, Karsten Der rechnergestützte Meß- und Prüfplatz ermöglicht die rationelle Dar¬ stellung von Aussagen über die Einsatz- und Funktionsfähigkeit elektro¬ nischer Baugruppen, meldet den Ausfall von Bauelementen, die Fehler¬ ursache, den Materialbedarf und die Instandsetzungszeit. Mit dieser Neuerung läßt sich die Arbeitsproduktivität um 75% steigern, und es er¬ gibt sich eine ökonomische Einsparung von 10000,-M. Nachnutzung über: Grenztruppen der DDR PF 16 613 N Königs Wusterhausen 1600 276 Bild 6 Fernschreib-Funk-Trainer FFT-88 Bild 7 Komplexer Meß- und Prüf¬ platz auf der Basis KC 85/2 und Drucker K 6313 277 Huggy an seine Leser Huggy dankt allen Lesern, die sich an der Umfrage beteiligt haben, für die vielen Vorschläge. Er wird bemüht sein, diese in weiteren Ausgaben des Elektronischen Jahrbuches zu verwirklichen. Nachfolgend nun die Gewinner, die unter Ausschluß des Rechtsweges er¬ mittelt wurden: 1. Preis (1 Transistorempfänger und für 30,-M Bücher aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik) Volker Haugk, Thälmannstr. 18, Gatersleben, 4325 2. Preis (Bücher für 75,-M aus dem Militärverlag der Deutschen Demokrati¬ schen Republik) Daniel Päßler, Am Oesterholz 26, Limbach-Oberfrohna, 9192 3. Preis (Bücher für 50-,M aus dem Militärverlag der Deutschen Demokrati¬ schen Republik) A. Konopka, Werner-Seelenbinder-Str. 2, Rathenow, 1830 4. -10. Preis (je Preistäger Bücher Für 25,-M aus dem Militärverlag der Deut¬ schen Demokratischen Republik) Steffen Schudy, PSF 73, Greußen, 5403 Thomas Richter, PSF 36 058, Torgelow-Drögeheide, 2110 Tobias Merkel, Fontanestr. 3, Waren, 2060 Gerd Marquardt, Schäfferstr. 6, Bautzen, 8600 Ferdinand Kather, Prellerstr. 41, Dresden, 8053 Lutz Bruderreck, Weserstr. 3, Blankenfelde, 1636 Holger Voß, Givorser Str. 5, Döbeln, 7300 Herzlichen Glückwunsch allen Gewinnern! 278 S chlagwortverzeichnis für die Jahrbücher 1987 1989 und 1990 (Die Zahl vor dem Schrägstrich gibt je¬ weils das Jahrbuch an, die Zahl nach dem Schrägstrich die Seite.) Abschwächer für KW-RX 90/186 Abtastsystem 89/118 ACTV-Verfahren 90/38 Adreßfeld 90/149 Advanced Compatible Television System 90/38 A/D-Wandler 90/86 Aggression im Äther 89/31 ff. Akkumulatorladezustand, Überwachung 88/218 Akustikgitarre 89/221 alphanumerisches Lichtschachtbauele¬ ment 87/16 Aluminium, Weichlöten 90/165 Amateurfunkbereich, CMOS-Schaltkreis 90/168 Amateurfunkempfänger AFE 12. Netz¬ teil 88/110 ff. Amateurfunk, Ideenspeicher 87/147ff. 90/157 ff. AM-Eingangsschaltung 88/235 AM- und FM-Empfang, Empfangsumset¬ zer 88/178 ff. Analogschalter 89/101 Analogschaltkreis 87/12 88/13 AND-Gatter 88/91 Anfängerschaltung 89/234 ff. Antenne für 160-m-Band 88/170 unsichtbare 88/151 Antennenwald, Blick in 88/142 ff. Antwort-Impuls-Telegramm 90/68 Anzahl der Pakete 90/146 Anzeigebaustein MQE 10 90/22 aperiodischer Feldstärkemesser 87/131 äquivalente Rauschspannung 90/155 Arbeitsmodus, Packet-Radio 90/147 Audio-Anlage 88/18 Auflagekraft, richtige 89/124 Ansteuerschaltkreis 87/12 Aussteuerungsmesser. NF-Verstärker 89/ 209 Autoblinklampe 87/223 azimutaler Umlauf 90/58 Bakenbetrieb 90/146 Bandbreiten-Kompressionsverfahren 90/35 Band-Klassifizierung 90/90 Bandpaß 89/201 Bandpaßfilter, UKW-Rundfunkband 89/ 200 ff. Bandpflege 90/95 Bandspule 90/91 Baßreflexbox 88/19 Batterieladestromkontrolle, 6-V-Anlage 88/230 ff. -, 12-V-Anlage 88/225 ff. Baud-Rate 90/146 Bauelement, elektronisches, TESLA 90/ 80 ff, Bauer. Wolf, Ziege, Kohlkopf 88/247 BC-Empfang 87/152 BC-Störung, HF-Filter gegen 88/167 Breitbandverstärker 88/196ff. Bekanntschaft mit einer Perle von Stabs¬ feldwebel 87/262 ff. Berührungssensor, kapazitiver 90/173 ff. Betriebsspannungskontrolle, 6-V-Anlage 88/222 f. 12-V-Anlage 88/219 ff. BIFET-Operationsverstärker 87/184 Bildauflösung höhere 90/30ff. Bildaufnahmeröhre, höhere Auflösung 90/31 ff. Bildplatte 88/45 Bildschirmtextdekoder 87/52 Bildsignal, Digitalisierung 89/62 BK-Schaltung 90/169, 170 Blick in den Antennenwald 90/126ff. Blinktaschenlampe 87/222 279 Booster 89/213 Bordspannungskontrolle, Kfz 90/231 Breitbandkommunikationsnetz 89/36 ff. Breitbandverstärker, Fernsehen 8 8/208 ff. -, VHF-Bereich 89/164ff. Breitbandvorverstärkpr 87/148 Brückenschaltung 87/102 Bürocomputersystem 87/33 Casseiver 90/28, 29 CCD-Zeilefernsehkamera 87/36 CD 90/51 ff. -, Dynamik 90/48 CD-I 90/52 CD Interactive 90/52 CD-Platte 88/45 CD Read Only Memory 90/51 CD-ROM 90/51 CD-V 90/54 CD Video 90/54 Chalnicon 90/32 CINRAS 90/19, 27 CMC Diamond 88/16 CMOS-Melodiegenerator 87/239ff. CMOS-Mikroprozessorsystem U 84 C 00 90/20 CMOS-Logikbaureihe 88/11 CMOS-Logikprüfstift 90/195 ff CMOS-Schaltkreis 89/96 ff. - im Amateurfunkbereich 90/168 ff. CMOS-Timer U 4541 DG, programmier¬ barer 90/22 Color 40 90/26, 27 Compact Disk 89/56 90/51 ff. Computersport der GST 89/266 ff. Dämpfungssteller 89/203 Darlington-Leistungsschalttransistor 90/24 Darlington-Transistor 88/14 DAT, Dynamik 90/48 Dateneingabe 8 8/66 ff. Datenmodem 87/33 Datenpaket-Funk 90/140 Datentechnik 89/30 f. D/A-Wandler 88/12 DC/DC-Wandler 89/28 Dekoder-Schaltkreis 87/13 Dichtmeßgerät, Fotolabor 88/188ff. Digipeaterbetrieb 90/147 digitale Frequenzanzeige, FM-Rund- funkgerät 89/238 ff. digitaler Halbleiterspeicher 88/53 ff. digitale Signalverarbeitung 89/48 digitales Ohmmeter 87/139ff. Digitalisierung des Bildsignals 89/62 ff. - des Signals 89/48 ff. - des Tonsignals 89/54ff. Digitaltechnik, Einführung 87/46 ff. Digital Video Interactive 90/54 Dioden-Hochspannungsnetzteil 90/165 Dipmeter mit LED-Anzeige 90/187 Dipmeterschaltung 88/169 Direktmischempfänger 87/158ff. Eingangsstufe 88/164 Verbesserung 90/158 -, 80-m-Funkpeiljagd 89/186 Display, höhere Auflösung 90/39 Doppel-NF-Leistungsverstärker 88/81 Doppel-NF-Verstärkerschaltkreis 89/113 Doppelspielband 90/90 Doppel-Zepp für 12 m, verlängerte 90/ 131 Drahtantenne 87/150 Drehzahlregelschaltkreis 89/28 Dreiband-KW-Antenne 90/179 f. Dreifachspielband 90/90 DSB-Modul 89/135 Dual-Gate-Feldeffekttransistor, HF- Schaltung 90/117 ff. Dual-Gate-FET, TESLA 90/81 Dual-Komparator 87/77 Durchgangsprüfer 89/259 DVI 90/54 Dynamik 90/44 ff. ECAM-System 87/65 ECL-Schaltkreis, UdSSR 87/84ff. EDVA, Dateneingabe 88/66 ff. EFI-System (EFIS) 87/64 Eichpunktgeber 89/160 Einchipmikrorechner 87/78 88/11, 13 Eingangsstufe, hochohmige 87/227 Einkreisempfänger, KW-Empfang 89/ 185 Einkreis-Geradeausempfänger 89/257 Einstellkombination, elektronische 89/ 223 ff. Einwegschaltung 87/102 Elektrisierapparat 88/249 elektroakustische Übertragung 90/44ff. elektromagnetische Welle, Polarisation 88/30 ff. Elektronik im Verkehrsflugzeug 87/61 ff. Elektronikschaltung für Spiel, Spaß, Un¬ terhaltung 88/246 ff. 280 elektronische Einstellkombination 89/ 223 ff. - Kontrollschaltung im Kraftfahrzeug 90/230ff. elektronischer Schalter 90/168 - Würfel 89/246ff. elektronisches Cockpit 87/63 elektronische Taste, kapazitiver Sensor 90/173 ff. - Entladung 90/166 elliptische Polarisation 88/33 Empfänger-IS, Direktmischempfänger 87/161 Empfänger, Rauschen und Empfindlich¬ keit 90/154 Empfangsantenne, Kurzwelle 88/132 ff. - mit geringem Rauschen 90/126 Empfangsumsetzer, AM- und FM-Emp- fang 88/178ff. Empfindlichkeit 90/154ff. Engagiert und eigenverantwortlich Po¬ tenzen erschließen 90/250ff. Entfernungsmessung 89/83 Entzerrerschaltung für Operationsver¬ stärker 89/233 Entzerrerverstärker, magnetischer Ton¬ abnehmer 87/231 Equalizer 87/222 Erdung mit kleiner Impedanz 90/161 Erwärmung, Prüfschaltung für 89/263 EXOR-Gatter 88/92 Extremwertspeicher, Thermometer 87/ 196 ff. Fahrrad-Rücklichtumschaltung 89/264 Farbfernsehempfänger 87/17 Farbfernsehempfänger RC 9140, Porta¬ ble 90/29 Faszination Computer 88/272 IT. FCS 90/151 Feldstärkemesser 87/131 ff. 89/161 Fernschreiber F 2000 90/18, 27 Fernsehbildwiedergabeeinrichtung, fla¬ che 87/45 Fernsehempfang, Neuerung 87/39ff. Verstärkerschaltung für 88/208ff. Fernsehen 87/16 Femsehgeräteproduktion der DDR 87/ 2 7 ff. Fernsehsignal mit höherer Auflösung, Übertragungsverfahren 90/34 Fernsprechapparat 87/21 87/35 Festwertspeicher 87/14 FET-Voltmeter 89/260 -, einfaches 90/244 FET-Vorverstärker, rauscharmer 90/121 Filter nach Maß 89/142 ff. Flat-Square-Röhre 87/43 Floppy-Disk-Controller 89/26 Flüssigkeitskristallzelle 87/45 Flugfunk, Übertragungsverfahren 88/ 72 ff. Flugzeug, Elektronik 90/65 ff. FM-Rundfunkgerät, digitale Frequenz¬ anzeige 89/238 ff. FM-System (FMS) 87/67 FORTH, Aufbau und Arbeitsweise 90/ 115 auf Kleincomputer 90/112 ff. -, Eigenschaften 90/113 Fotolabor, Dichtemeßgerät für 88/188 ff. Frame Check Sequence 90/151 Frequenzanzeige, digitale, FM-Rund- funkgerät 89/238 ff. -, quasidigitale 90/203 ff. Frequenzgang 89/125 Frequenzvervielfacher 87/152 Frequenzzählerbaustein 87/106 ff. Fuchs-Kreis 88/139, 140 Funksprechgerät 87/34 Funkstörmeßgerät SMV 21 90/20, 27 Funktionsgenerator, B 260 D als 90/ 222 ff. Ganzwellen-Delta-Loop, geneigte 88/146 Geschicklichkeitsspiel 88/246 Gitarre, NF-Vorverstärker 89/153 Gitarrenschaltung 89/210ff. Gleichrichter, Bemessung 87/104 Gleichrichterschaltung, Faustformel 87/ 288 Gleichspannungsmeßgerät, hochohmiges 88/191 Gongschaltung 89/264 GPW-System (GPWS) 87/67 Grafik-Display-Controller 88/12 Grenzempfmdlichkeit 90/154 Gum-Diode, TESLA 90/82 Halb-Deita-Loop-Praxis 88/148 Halbleiterdiode, Testschaltung für 88/ 234 Halbleiterspeicher, digitaler 88/53 ff. Hall-Generator 88/100ff. Hall-Tasten-Schaltkreis 88/14 Haus am Platze 88/264ff. 281 Hautwiderstandsindikator 88/257 HCT-Logikschaltkreis 89/26 HD-MAC-Verfahren 90/35 HDTV 90/30ff. Heimlabor, Temperaturregler 89/254 ff. HF-Eingangsfilter für KW-RX 90/186 -, KW-Empfänger 89/184 HF-Erdung, künstliche 90/138 HF-Filter, BC-Störung 88/167 HF-Meßtechnik 89/176ff. HF-Prüfstift 87/224 HF-Schaltung, Direktmischempfänger 87/159 Dual-Gate-Feldeffekttransistor 90/117 ff. HF-Schnüffler 87/133, 137 HF-Spannungsanzeige 89/261 HF-Verstärker, C-Betrieb 87/149 HF-Vorstufe, Aibeitspunkteinstellung 90/117 HiFi-Lautsprecherbox 87/37 HiFi-Mikrofon, dynamisches 87/36 HiFi-Phonoautomat 88/18 HiFi-Stereo-Receiver 87/17 HiFi-Steuergerät 89/28, 30 High-Defmition Multiplex Analog Com- ponent 90/35 High-Definition Television 90/30ff. High-Technology 88/21 ff. Hinterklebeband 90/95 H/L-Flanke, Anzeige 90/197 Hochhaus-Funkamateur, Tip 90/164 Hochpaß 8. Ordnung, aktiver 89/149ff. Hochzeilenfernsehen 90/30ff. Ideenspeicher, Amateurfunk 87/147ff. 90/157 ff. Identifikationsbaugruppe, Variante 87/ 246 ff. I-Feld 90/151 Impulssteuerschaltung, Modellmotor, B 260 D 90/225ff. Impuls, stochastischer, Anzeige 90/198 Informationsfeld 90/151 Informationssteckdose 89/39 Ingenieurbetrieb, Mikroelektronik 89/ 66 ff. integrierter Schaltkreis, TESLA 88/80 ff. Interface-Baustein, serieller 89/26 internationale Schaltungsrevue 87/158 ff. 88/161 ff. 89/183ff. 90/183ff. ISDN 89/38 ISDN-Arbeitsplatz 89/41 Kamerarecorder 87/59 Kanalanpassung 89/53 Kapazität, Sortierung 90/164 kapazitiver Berührungssensor 90/173 ff. Kassetten-Autoempfänger 87/38 KC, FORTH 90/112 ff. KC 85 90/103 ff. KC 85-System, Einsatzgebiete 90/109 Kennband 90/94 Kerze, elektronische 88/251 Keybord 87/207 Kfz-Kontrollgerät, elektronisches 88/219 ff. Kfz siehe auch Kraftfahrzeug Klangeffektschaltung 8 9/218 ff. Klangregelschaltung 87/233 Kleincomputer, FORTH 90/112ff. Kleincomputer KC 85/3 90/103 ff. Kleincomputersystem KC 85 90/103ff. Kleinschreibmaschine, elektronische 89/22 Kleinrechner, Dateneingabe 88/66ff. Kommandomodus 90/145 Kommunikationsdienst 89/37 Kommunikationstechnik (2), Begriffe 87/278 - neue Dienste der 87/51 ff. Kommunikationssteckdose 89/39 Kompaktschreibmaschine Erika 6007 90/21 Kompromiß-Delta-Quad-Antenne für 80/40/20 m 90/130 Konturgenerator 87/208 Konverter 87/149 - für OIRT/CCIR bzw. CCIR/OIRT 88/ 239 Kopfhörerverstärker, Direktmischverstär¬ ker 87/162 Kraftfahrzeug, Bordspannungskontrolle 90/231 elektronische Kontrollschaltung 90/ 230 ff. -, Stromkontrollschaltung 90/231 ff. Kreuzdipol 88/36 künstliche HF-Erdung 90/138 Kunstantenne, symmetrische, für 52, 70 oder 200 n 90/163 Kurvenschreiber 87/153 Kurzwelle, Empfangsantenne 88/132ff. Kurzwellenamateur, QRP-Schule 88/ 120ff. 89/154ff. Kurzwellenbereich, Mehrbandantenne 90/179ff. 282 Kurzwellenfunksystem 90/19, 27 KW-Amateurband, Rahmenantenne für 90/185 VFO für 90/188 KW-RX, Abschwächer und MF-Ein- gangsßlter 90/186 Labor, Temperaturregler 89/254ff. Ladderfilter 88/168 Ladekondensator, Bemessung 87/104 Ladepumpe 87/115 Langspielband 90/90 LCD-Anzeige, TESLA 90/83 LCD-Matrixschaltkreis 88/12 LED-Zeile, Flachbauweise 90/22 L/H-Flanke, Anzeige 90/197 Leipziger Frühjahrsmesse 87/9ff. 88/9 ff. 89/21 ff. 90/17 ff. Leistungs-HF-Schalter-, Quelle für 90/ 162 Leistungsschalttransistor 90/24 Leistungstreiber 87/13 Leistungsmesser 89/178 Leiterplatte, Bohren 87/156 Leuchtstofflampe, Transverter für 87/223 Lichtdrucker-Ansteuerchip 89/29 Lichtschachtbauelement 87/16 lineare Polarisation 88/39 Linearverstärker für 432 MHz 87/119ff. Logikprüfstift, CMOS 90/195 ff. Loop-Antenne für Kurzwelle 90/136 Loop-Skywire 88/142 Lorentz-Kraft 88/102 Low-Power-Schottky-Schaltkreis 87/13 LS-TTl-Schaltkreis 88/89 ff. Magnetbandpflege 90/95 Magnetband, Typenbezeichnung 90/91 -, Zubehör 90/90ff. Magnetfeldsensor 89/27 Magnetfeldsonde 87/133 magnetischer Tonabnehmer, Entzerrer¬ verstärker für 87/231 magnetisches Abtastsystem 89/119 MAXFRAME 90/146 Mehrbandantenne für Kurzwellenbe¬ reich 90/179 ff. Mehrfachkommunikation 89/40 Mehrkanalpegelprüfer 88/184ff. Mehrnormenfarbkode 87/40 Melodiegenerator in CMOS 87/239ff. - mit U 880-Minimalsystem 89/195 ff. Metallsuchgerät 89/262 Meteorologie, Elektronik in 90/56 ff. Mikroelektronik, Bauelement 87/10ff. 88/10ff. 89/26ff. 90/20ff. Entwicklung und Anwendung 89/13ff. Informationsdienst 87/70ff. Ingenieurbetrieb 89/66 ff. Mikrofon, NF-Verstärker 89/153 -, Vorverstärker 87/228 Mikroprozessorschaltkreis 87/79 Mikrorechnerbausatz MRB Z 1013 89/ 70 ff. Mikrovoltmeter SMV 21 90/20, 27 Mikrowellen-Lande-System 89/80 Militärtechnische Schule der Nachrich¬ tentruppe 90/257 ff. Mini-CW-Sender 80/40 m 88/162 Miniempfänger 87/219 Mischerschaltung mit UL 1042 90/183 Mischkommunikation 89/40 Mischstufe, Direktmischempfanger 87/ 158 -. Dual-Gate-FET 90/124 Mithöroszillator 89/162 Mittelpunktschaltung 87/102 Mittelwellentascbensuper :>7/37 MLS-Bordanlage 87/87 MMM-Kaleidoskop 87/271 ff. 88/280ff. 89/282ff. 90/271 ff. MOA-Gilham-Code 90/69 Modem 90/142 Modelleisenbahn, 2-Zug-Betrieb 90/ 190 ff. Modellmotor, 1 mpuissteuerschaltung B 260 D 90/22 Sff. Mode-S-Abfrage 90/69 Monitorbetrieb 90/146 Monoflop 89/101 Morsetongenerator 88/174ff. MRB Z 1013, Mikrorechnerbausatz 89/ 70 If. Multibanddipol, Portablebetrieb 89/159 Multibandfilter 88/166 Multiband-Groundplane, einfache 90/ 129, 161 Multimeter 88/17 Multi ple-Sub-Nyqu ist-Sampling-Lncon- ding 90/35 MUSE-Verfahren 90/35 Musikinstrument, einfaches 90/248 - Termenvox 88/240 M001 DIGITAL IN/OUT 90/107 M003 V24 90/107 M005 USER 90/107 283 M006 BASIC 90/107 M007 ADAPTER 90/108 M011 64 kByte RAM 90/108 MO 12 TEXOR 90/108 M022 EXPANDER RAM 90/108 M025 USER FROM 8k 90/109 M026 FORTH 90/109 M027 DEVELOPMENT 90/109 Nachrichtentechnik, VEB Kombinat 87/ 31 ff. Nachrichtenempfänger 87/21 Nachrichtenübertragungssystem 87/34 NAND-Schaltung 89/235 Nante, Taschenempfänger 88/17 Navigation 89/78 Nebenstellenzentrale 87/35 Nebenstellenzentrale NZ 400, digitale 90/17, 27 Netzteil 88/201 ff. Netztransformator, Bemessung 87/103 Newcosvicon 90/32 Newvision 90/32 NF-Clipper 90/177 NF-Filter, passives 88/168 NF-Leistungsverstärker 87/81 NF-Steuerstufe, Operationsverstärker in 87/226 ff. NF-Verstärker 90/247, 248 NF-Verstärkerschaltkreis 89/107 ff. 90/ 97 ff. CEMI 90/98ff. -, SR Rumänien 90/102 -. TESLA 90/97 NF-Vorverstärker 89/153 NF-Zweig, Stummschaltung 90/169 n-Kanal-DMOS-Anreicherungslyp, TESLA 90/80 n-Kanal-Dual-Gate-MOS-Feldeffekltran- sistor 90/24 n-Kanal-MOSFET, TESLA 90/80 NM-System (NMS) 87/66 No Software 90/9 ff. NRZ-Kodierung 90/143 Nullpunkt, unterdrückter 87/154 Oberflächenfilter, Fernsehtechnik 90/25 Ohmmeter, digitales 87/139 ff. Operationsverstärker 87/77 -, Entzerrerschaltung für 89/233 - in NF-Steuerstufe 87/226 ff. -, moderner 87/181 ff. -, TESLA 90/84 ff. Opto-Datenplatte 88/41 ff. optoelektronischer Koppler 87/16 90/22 optoelektronisches Bauelement 88/15 - Tastatur 88/69 Optoplatte 90/51 ff. ORWO-Band, Typbezeichnung 90/91 ORWO-Klebe-Set 90/95 ORWO-Produktionssortiment. Magnet¬ band 90/91 Oszillator, lichtgesteuerter 88/250 -, universeller 90/242 Packet. Aufbau 90/149 Packet-Radio 90/140 ff. -, Arbeitsmodus 90/147 - in der DDR 90/152 Packet-Radio-Modem 90/143 Packet-Radio-Rechner 90/144 Bedienung 90/145 ff. Packet-Radio-Station. Gerätetechnik 90/ 141 PACLEN 90/146 Paketlänge 90/146 Parallelschaltung, Widerstand. Nomo- gramm 90/167 PA-Stufe 88/164 -, 2-m-Band 89/190 -, 160-m-Band 89/190 Pegel, Anzeige 90/195 Peripherieschaltkreis, universeller 89/26 PETP-Kennband 90/94 Phasenvergleicher für PLL 90/176 PID 90/151 piezoelektrisches Abtastsvstem 89/118 plan Position indicator 90/58 PLL-Demodulator 87/174ff. PLL-Phasenvergleicher für 90/176 PLL-Synthesizer 88/12 PLL-Synthesizerschaltung 87/14 Plumbicon 90/32 Polarisation 88/30 ff. Portablebetrieb, Multibanddipol für 89/ 159 ppi-Betrieb 90/58 Präzisions-BIFET-OV B 411 DD 90/21 Preselektor, KW-Empfänger 89/183 Primärmultiplexanschluß 89/40 Primärradar 90/67 Protokoll AX. 25 90/148 Protokoll Identifier 90/151 Prüfstift 90/195 ff. Prüfsumme 90/151 Pulskodemodulation 89/49 284 QRP-Antennenanpaßgerät 89/157 QRP-Endstufe 88/126, 127 QRP-J3E-Sender, 80 ra 89/134 QRP-Leistung, preiswerte 90/159 QRP-Schule, Kurzwellenamateur 88/ 120ff. 89/154ff. QRP-Sender, aktives Reflektometer für 8 8/115 ff. QRP-Station 88/124 QRP-Stehwellenmesser 89/156 Quadkonfiguration 90/130 Quadelement, liegendes 88/149 Quantisierung 89/51 Quarzoszillator 88/160 quasidigitale Frequenzanzeige 90/203ff. Quasiparalleltonempfang 87/42 Radioklub der DDR 88/264ff. Radiosonde 90/61 ff. Rahmenantenne, aktive 87/221 - für KW-Amateurband 90/185 RAM-Speicherschaltkreis 88/53 ränge hight indicator 90/58 Rationalisierungsmitte S9/9 ff. Rauschbandbreite 90/154 Rauschen 90/145 ff. Rauschleistung 90/154 Rauschtninderungsschaltung, Stereobe¬ trieb 87/167 ff. Rauschspannung, äquivalente 90/155 Rauschsperre 90/171 RC-HP-Funktionsblock 89/143 RC-TP-Funktionsblock 89/142 Reaktanzkompensation, VFO-Stabilität durch 90/158 Rechteck-LED 87/15 Reflektometer, aktives 88/115ff. Reflexaudion 87/220 Reflexempfänger 88/237 Reihe U 74 HCT...DK 89/105 Reihe V 4000 89/100 Reiseempfänger 87/18 RESET 89/236 Resonanzdetektor 87/23 RFT-Abtastsystem, Kennzeichnung 89/ 120 RGW-Bereich, neuer Schaltkreis 87/ 75 ff. rhi-Betrieb 90/58 Richtfunkeinrichtung 87/35 ROM-Speicherschaltkreis 88/55 Rückmischoszillator 87/116 Rundfunk 87/16 Saticon 90/32 Schachcomputer 88/16 Schallplattenabtastsystem 88/117 ff. Schaltband 90/95 Schalter, elektronischer 90/168 Schaltnetzteil-Ansteuerschaltkreis B 260 D, Anwendung 90/217 ff. Schaltungsrevue, Anfänger 87/219ff. 88/ 235 ff. 89/257 ff. 90/242 ff. internationale 87/158 ff. 88/161 ff. 89/ 183ff. 90/183ff. Schieberegister 88/93 Schottky-Diode, TESLA 90/82 Schreib-Lese-Speicher 87/76 schwebender Körper 88/259 Secundary Surveillance Radar 90/67 Sekundärradar 90/67 Sekundär-Überwachungs-Radar 90/67 selektiver Feldstärkemesser 87/132 Selektivfilter, 2-m-Band 88/171 ff. Selektivverstärker 90/119 -, Fernsehen 88/213 ff. Selenkleinstgleichrichter 87/97 Typübersicht 87/282ff. Sende/Empfangsgerät 87/22 Sende/Empfangs-Umschaltung, automa¬ tische 90/169 Sender, 80-M-Funkpeiljagd 90/189 serieller Interface-Baustein 89/26 S&H-Schaltung 87/207 Sigma-Beam nach JG1UNE 90/133 Signal, Digitalisierung 89/48 ff. Signalgenerator 2,6 bis 49 MHz 89/178 Signalverarbeitung, digitale 89/48 Silicon Valley 87/24ff. Silizium-Epitaxial-Planar-NF-Transistor 90/24 Silizium-Leistungsgleichrichterdiode 87/15 Si-npn-NF-Leistungstransistor 88/13 Si-pin-Fotodiode 87/16 Sirene 87/225 88/255 Skalar-Netzwerkanalysator 89/178 SLIC-Schaltkreis 88/14 SMD-Bauelement, aktives 90/23 SMD-Technik, Bauelement 88/12 -, Schaltkreis 89/12 Softwareindustrie, kapitalistische Haupt¬ länder 90/12 Solarzelle, Stromversorgung mit 90/242 Sound, moderner 89/210 Spannungsregler 87/81 - mit R 210 90/212 ff. 285 Speicherorganisation 88/56 Speicherschaltkreis 89/29 Speicherschaltkreistyp 88/57 Speichersystem 88/60 Speiseleitung, Überprüfung 90/162 Spiegelfrequenzdipper 87/156 Spielspaß 89/234 ff. Spule, Anzapfung 87/155 Spulenmagnetband und Zubehör 90/90 ff. SSB-Seuder 89/123 ff. SSR 90/67 Stabilisierungsschaltung 88/201 Stabsoberfähnrich Günter Büch 89/ 274 ff. Standartband 90/90 statischer Pegel, Anzeige 90/195 Stehwellen-Meßgerät 89/193 Stereobetrieb, Rauschminderungsschal¬ tung für 87/167 ff. Stereodekoderschaltkreis 89/27 Stereo-Doppelkassettendeck 89/29 Stereo-Equalizer 87/19 Stereoheimempfänger 88/18 Stereoleistungsverstärker 87/78 Stereo-Kassettenrekorder 89/27 Stereo-NF-Verstärker 89/231 Stereo-Radiorekordersystem SKR 1000 90/28, 29 Stereo-Testband 90/95 Stereo-Vollverstärker 89/30 Stereo-2fach-Kompaktanlage SC 2000 90/28, 29 Steuerfeld 90/150 stochastischer Impuls, Anzeige 90/198 Stratocaster 89/213 Stromkontrollschaltung, Kfz 90/231 ff. Strommessung 87/155 Stromversorgung mit Solarzelle 90/242 Stromversorgu ngsschaltung 88/240 Stromversorgungsteil, stetig geregelt 90/ 218 ff. Stummschaltung, NF-Zweig 90/169 Subminiatursteckverbinder 90/26 Summierstufe 89/207 Super-Chalnicon 90/32 symmetrische 52, 70 oder 200 Q Kunstantenne 90/163 Synthesizer 87/205 ff. Tachometer, elektronisches 87/86 Taktfrequenz, Anzeige 90/197 Taschenrechnerschaltkreis 87/14 Tastatur-Steuerschaltkreis 88/84 Taste, elektronische, kapazitiver Sensor mit 90/173 ff. Tastverhältnisverfahren 87/200 Tastwahl-Schaltkreis 87/14 Teilerschaltkreis U 1159 DC 90/20 Telegrafieüberwachungseinrichtung 87/32 Temperaturmeßgerät, LED-Anzeige 89/ 249 ff. Temperaturregler 90/209 ff. Heimlabor 8 9/254 ff. Temperaturüberwachung 89/263 Terminal, Packet-Radio-Rechner 90/144 TESLA, elektronisches Bauelement 90/ 80 ff. Testschaltung für Halbleiterdiode 88/234 Textverarbeitungseinheit TE 2000 90/18, 27 thermische Rauschleistung 90'154 Thermometer, Extremwertspeicher 87/ 196 ff. Thyristor, schneller, TESLA 90/82 Tiefpaß 8. Ordnung, aktiver 89/149ff. Timeplex-Signalverarbeitung 87/54. 55 Timer 555, Schaltung mit 88/242 Tipptastenschalter, Rechentechnik 90/25 Tonabnehmer 89/220 Tonauslösung 87/208 Tongenerator 88/201 ff. Tonsignal, Digitalisierung 89/54 ff. Toroidspule mit Induktionswindung, Warnung vor Messung 90/163 Transistor-Dipmeter 89/191 Transistor, neuer 89/29 Transistorprüfer 89/259 Transceiver. Packet-Radio 90/142 Transverter, Leuchtstofflampe 87/223 Treiber-Sensor-Schaltkreis 89/28 Trennverstärker, NF 89/106 Triac, TESLA 90/83 TT-Empfänger 88/19 Übersprechdämpfungsmaß 89/126 Übertragungsbereich 89/125 Übertragung, elektroakustische 90/44 ff. Übertragungsfaktor 89/126 Übertragungsverfahren, Fernsehsignal mit höherer Auflösung 90/34 Uhrenschaltkreis 88/84 UKW-Antennenverstärker 88/238 UKW-Dipmeter, 80 bis 325 MHz 88/ 153 ff. 286 UKW-Rundfunkband, Bandpaßfilter 89/ 200ff. UKW-Taschenempfänger Nante 88/17 UNPROTO-Text 90/145 VCA 87/207 VCO 87/208 verfügbare Rauschleistung 90/154 Vermittlungszentrale 87/35 V erstärkerschaltung, Fernsehempfang 88/208 ff. 145-MHz-Band 90/121 Vertikalablenkschaltkreis 89/26 VFO für KW-Amateurband 90/188 - für 7 und 14 MHz 87/164 - für 40-m-Transceiver 89/189 - für 160-m-QRP-Transceiver 89/188 VFO-Schaltung, 30 MHz 89/187 VFO-Schaltung durch Reaktanzkompen¬ sation 90/158 -, Messen 87/154 VHF-Antenne, 2-m-Amateurband 89/ 169 ff. VHF-Bereich, Breitbandverstärker 89/ 164 ff. VHF/UHF-Fernseh-Zimmerantenne 87/20 Vidicon 90/31 Vierband-QRP-Telegrafiesender 88/124 Vierband-VFO 88/124 Voltmeter mit A 277 D 88/192ff. Vorverstärker 89/202, 213, 215 ff. -, Dual-Gate-FET 90/117 - für Mikrofon 87/228 Wandlerprinzip 89/117 Weichlöten von Aluminium 90/165 Welle, elektromagnetische, zirkulare Po¬ larisation 88/30 ff. Wendelantenne 88/37 Wendeltopfkreisfilter 89/203 Wetterballon 90/60 Wetter-Radar 90/56 ff. Widerstand, Parallelschaltung, Norao- gramm 90/167 Widerstandsprüfer, einfacher 90/245 Windom-Antenne 88/141 Windscherung 90/72 Wissenstestgerät 87/212ff. Würfel, elektronischer 89/246 Zähler 88/92 89/102 Zählerbaustein 87/106 ff. Zähler und Zeitgeber 90/152 Zahl oder Wappen 88/259 zirkulare Polarisation 88/30ff. zivile Luftfahrt, elektronische Lösung 89/78 ff. 1 Kbit-RAM-Speicher 88/84 1-Leiter-Loop-Antenne 90/137 1-Megabit-Speicherschaltkreis U 6100 90/20 1-Transistorschaltung 88/243 1-W-Linearverstärker 87/119ff. 1- W-Transistorendstufe 87/150 2- m-Amateurband, VHF-Antenne 89/ 169 ff. 2-m-Band, Selektivfilter für 88/171 ff. 2-m-FM-Sender 87/165 2-m-Groundplane, Portablebetrieb 90/ 134 2-m-Handfunksprecher, Dipol für 88/145 2-m-Sender 88/163 2-m-(70-cm)-Empfänger, Dual-Gate- FET-Mischstufe 90/125 2 PTT-Verzögerung 90/146 2-Ton-Trägerverfahren, Parameter 87/41 2- Zug-Betrieb, Modelleisenbahn 90/ 190 ff 3- fach-Majoritätslogikgatter 87/76 3-fach-NAND-OR-Gatter 87/77 3-Kreis-Geradeausempfänger, 20-m- Amateurband 89/186 3- Ton-Generator 88/252 3'/ 2 -digit-CMOS-Analog/Digital-Wand- ler 87/13 3,6-MHz-Senderverstärker 89/139 4- Megabit-Hybrid-Speicher 90/20 5- MHz-VFO 88/160 5,4-MHz-VFO 89/138 6fach-Analogwertspeicher 88/12 6- V-An!age, Batterieladestromkontrolle 88/230 ff. -, Betriebsspannungskontrolle 88/222 f. 7- MHz-VFO 87/163 8- bit-Analog/Digital-Wandler 89/28 8- bit-Treiberschaltkreis 89/28 VIII. GST-Kongreß 87/254ff. 9- Band-Kurzwellenantenne 90/181 9-Element-Antenne 89/171 9-MHz-Filter mit DSB-Filter 89/137 9/3,6-MHz-Bandmischer 89/137 12-bit-Analog/Digital-Wandler 87/13 12-bit-CMOS-A/D-Wandler U 739 DC 90/22 287 12-bit-D/A-Wandler 88/82 12- V-Anlage, Batterieladestromkontrolle 88/225 ff. Betriebsspannungskontrolle 88/225ff. 13- Element-Antenne 89/171 16-bit-Mikroprozessorsystem U 80600, schnelles 90/21 16-bit-Personalcomputer 89/22 16-bit-Prozessorsystem U 80600 90/21 16-bit-Vor/Rückwärtszähler 88/89 16-Element-Antenne 89/170 16-Kbit-RAM 88/11 20- m-CW-Sender 88/163 21- Element-Antenne 89/172 32-bit-Superminirechner 89/21 32-Kbit-EPROM 87/14 40-m-QRP-Transceiver, VFO 89/189 50-Hz-Rauschquelle 87/153 80-m-CW-Transceiver, Sendeteil 89/189 80-m-Funkpeiljagd, Sender für 90/189 80-m-QRP-CW-Transceiver 89/154 80-m-QRP-Transceiver, PA-Stufe für 88/ 164 145-MHz-Band, Verstärkerschaltung 90/ 121 160-m-QRP-Transceiver, VFO 89/188 160-m-Vertikalantenne, verkürzte 90/ 127 ISBN 3 327 00770-5 ISSN 0424 8678