9SZ NF - Verstärker - Schaltkreise NF - Verstärker - Schaltkreise A 2030 V A 2030 H A 2000 V A 2005 V 13,5 max. Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1989 Herausgeber: Obering. Karl-Heinz Schubert Y21XE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1989 Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik Schubert, Karl-Heinz: Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1989. - Berlin: Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik, 1988. 288 S.: 220 Bilder - (Jahrbücher) ISSN 0.424-8678 ISBN 3-327-00551-6 1. Auflage, 1988 © Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB) - Berlin, 1988 Lizenz-Nr. 5 Printed in the German Democratic Republic Gesamtherstellung: Karl-Marx-Werk Pößneck V 15/30 Lektor: Wolfgang Stammler Zeichnungen: Heinz Grothmann Illustrationen: Harri Förster Typografie: Ingeburg Zoschke Redaktionsschluß: 15.Februar 1988 LSV 3535 Bestellnummer: 747 053 6 00780 Inhaltsverzeichnis Felix Meier, Minister für Elektrotechnik und Elektronik Arbeitsplatz-, Büro- und Personalcomputer - unentbehrliche Rationa¬ lisierungsmittel . 9 Umfassende Entwicklung und Anwendung der Mikroelektronik .... 13 Leipziger Frühjahrsmesse 1988 Integration von Mikroelektronik und Maschinenbau für die flexible automatische Fertigung. 21 Aggression im Äther. 32 Wissenswertes über moderne Technik Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Auf dem Weg zum Breitbandkommunikationsnetz. 36 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Die Digitalisierung von Signalen. 48 Dr. Heinrich Heise, Direktor des VEB Applikationszentrum Elektronik Ber¬ lin im VEB Kombinat Mikroelektronik Ingenieurbetriebe fördern Anwendung der Mikroelektronik . 66 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Mikrorechnerbausatz MRB Z 1013 . 70 Dipl.-Ing. Gustav Westphal Neue elektronische Lösungen in der zivilen Luftfahrt. 78 Neue Bauelemente der Elektronik Dipl.-Ing. Steffen Würtenberger CMOS-Schaltkreise aus dem VEB Kombinat Mikroelektronik . 96 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE NF-Verstärkerschaltkreise und ihre Beschaltung (I).107 5 Dipl-Ing. Frank Roscher Wissenswertes über Schallplatten-Abtastsysteme 117 Moderne Technik für den Funkamateur Dr. Walter Rohländer - Y220H Bausteine des SSB-Senders. 132 Dr.-lng. Hans-Jürgen Kowalski Filter nach Maß - mit einer Formel.142 Dr. Walter Rohländer - Y220H Kleine QRP-Schule des Kurzwellenamateurs (2).154 Siegmar Henschel - Y22QN Breitbandverstärker für den VHF-Bereich.164 K. Fechtel - UB 5 WN Hocheffektive VHF-Antennen für das 2-m-Amateurband.169 Jenseits des Dippers - Universelle HF-Meßtechnik.176 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Internationale Schaltungsrevue «Amateurfunk».183 Bauanleitungen für Elektroniker Werner Ludwig Vielseitig einsetzbarer Melodiegenerator mit t/-SSO-Minimalsystem . . 195 Siegmar Henschel - Y22QN Bandpaßlilter für das UKW-Rundfunkband.200 Dipl.-Phys. Eberhard Meinel Moderner Sound mit aktiven Gitarrenschaltungen .210 Ing. Frank Sichla - Y51UO A 1524 D- elektronische Einstellkombination für NF-Verstärker . . . 223 Ing. Egon Klaffke - Y22FA Spielspaß - eine Anfängerschaltung für Ausbildung und Spiel.234 Dipl.-Jur. Knut Theurich Digitale Frequenzanzeige für FM-Rundfunkgeräte.238 Dipl.-Ing. Gert Skribanowitz Elektronischer Würfel mit automatischer Abschaltung.246 Dipl.-Ing. Klaus Deistung Temperaturmeßgerät mit LED-Anzeige.249 Andreas Kosch - Y63SI Genauer Temperaturregler für das Heimlabor.254 6 Oberirg. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Schaltungsrevue für Anfänger.257 Wissenswertes aus dem.Nachrichtenwesen Dipl -Journ. Harry Radke Nach einem Jahr schon 2500 Mitglieder Computersport - jüngste Wehrsportdisziplin der GST .266 Oberstleutnant Dipl. -Journ. Klaus König Stabsoberfähnrich Günter Büch: Heißt Techniker und ist doch keiner . 274 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR.282 7 1989 JANUAR 2 9 16 23 30 3 10 17 24 31 4 11 18 25 5 12 19 26 6 13 20 27 7 14 21 28 1 8 15 22 29 3 10 17 24 4 11 18 25 5 12 19 26 6 13 20 27 7 14 21 28 1 8 15 22 29 2 9 16 23 30 3 10 17 24 31 4 11 18 25 5 12 19 26 6 13 20 27 7 14 21 28 1 8 15 22 29 2 9 16 23 30 OKTOBER 2 9 16 23 30 3 10 17 24 31 4 11 18 25 5 12 19 26 6 13 20 27 7 14 21 28 1 8 15 22 29 FEBRUAR MÄRZ 6 13 20 27 6 13 20 27 7 14 21 28 7 14 21 28 1 8 15 22 1 8 15 22 29 2 9 16 23 2 9 16 23 30 3 10 17 24 3 10 17 24 31 4 11 18 25 4 11 18 25 5 12 19 26 5 12 19 26 MAI JUNI 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 •25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 7 14 21 28 4 11 18 25 AUGUST SEPTEMBER 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 NOVEMBER DEZEMBER 6 13 20 27 4 11 18 25 7 14 21 28 5 12 19 26 1 8 15 22 29 6 13 20 27 2 9 16 23 30 7 14 21 28 3 10 17 24 1 8 15 22 29 4 11 18 25 2 9 16 23 30 5 12 19 26 3 10 17 24 31 Felix Meier, Minister für Elektrotechnik und Elektronik Arbeitsplatz-, Büro- und Personalcomputer - unentbehrliche Rationalisierungsmittel Bei der Verwirklichung der ökonomischen Strategie der SED bis zum Jah,r 2000 entwickelt sich die moderne CAD/CAM- und Rechentechnik immer mehr zu einem entscheidenden Faktor für die Steigerung der Leistungsfä¬ higkeit der Volkswirtschaft. Zwei Merkmale, die auf das rasche Wachstum der Mikroelektronik bei hochintegrierten Schaltkreisen und Mikroprozesso¬ ren zurückzuführen sind, charakterisieren diesen dynamischen Prozeß: der massenhafte und der arbeitsplatznahe Einsatz. Im Fünfjahrplanzeitraum werden 180000 Büro- und Personalcomputer, 1950 Kleindatenverarbeitungsanlagen und 670 elektronische Datenverar¬ beitungsanlagen produziert. Dem entsprachen die Verpflichtungen der Werktätigen des VEB Büromaschinenwerk Sömmerda Ernst Thälmann zur Zu¬ satzproduktion von 10000 Personalcomputern im Jahre 1986 und des Robo- /ron-Stammbetriebes zur zusätzlichen Fertigung von 10000 Arbeitsplatz¬ computern im Jahr 1988 sowie die rasche Überleitung des 32-bit-Rechners. Der Einsatz dieser 10000 Arbeitsplatzcomputer in unserer Volkswirtschaft ermöglicht es, die Arbeitsinhaite von 20 000 bis 30 000 hochqualifizierten Werktätigen wesentlich zu verbessern. Bild 1 Felix Meier, Minister für Elektrotechnik und Elektronik (Foto: ADN-ZB) 9 Bild 2 Der Arbeitsplatz-Computer A7100 ist ein 16-bit-Rechner, der in der DDR in hohen Stückzahlen im VEB Kombinat Robotron hergestellt wird (Foto: Brüggmann) Dynamische Entwicklung der Rechentechnik 1986 wurden 24132 Büro-, Arbeitsplatz- und Personalcomputer produziert. Per 31. Oktober 1987 waren es bereits 39059. Auf dieser Grundlage konnte der Bestand an CAD/CAM-Arbeitsstationen rasch vergrößert werden. 24700 waren es im Vorjahr, die doppelte Anzahl im Vergleich zu 1985. Bis Ende des ersten Halbjahres 1987 erhöhte sich der Bestand auf 31000. Die Dynamik, mit der sich dieser Prozeß vollzieht, wird daran deutlich, daß bis 1990 rund 90000 CAD/CAM-Stationen errichtet werden sollen. Die Erfahrungen bestätigen, daß sich die Werktätigen mit großer Einsatz¬ bereitschaft diesen neuen Aufgaben stellen. Auf vielen Gebieten der For¬ schung und Entwicklung, der Leitung, Planung und Verwaltung, der Siche¬ rung der Qualitätsarbeit wird die Arbeit mit dem Computer immer mehr zur Selbstverständlichkeit. Die erforderliche Qualifizierung erfolgt auf vie¬ len Wegen unseres sozialistischen Bildungssystems. Hoch- und Fachschu¬ len, Betriebs- und Industriezweigakademien, die Kammer der Technik und die Bildungseinrichtungen der Kombinate Robotron sowie Datenverarbeitung haben daran großen Anteil. Der Industriebereich Elektrotechnik und Elek¬ tronik stellt sich konsequent den wachsenden Anforderungen an die Re¬ chentechnik und leitet im kommenden Jahr neue, leistungsfähigere Perso¬ nalcomputer und Datenverarbeitungsanlagen in die Produktion über. Die Möglichkeit des unmittelbaren Dialogs mit dem Rechner am Ar¬ beitsplatz erschließt fortwährend neue Anwendungsbereiche, gestattet Pro- 10 IV UM Volkswirtschaft Der Einsatz rechnergestützter Arbeitsstationen bewirkt: Verkürzung der Durchlaufzeiten neuer Erzeugnisse bis zu Reduzierung der Forschungs-, Entwicklungs- und Überleitungszeiten Senkung der Kosten in der technischen Vorberei fung der Produktion Bild 3 Monitore für Arbeitsplatz-Computer werden in unterschiedlichen Versionen im VEB Robotron-Elektronik Hoyers¬ werda produziert (Foto: Häßler) Bild 4 Der Einsatz rechnergestützter Arbeits¬ stationen bestimmt zunehmend das Lei¬ stungsvermögen der Volkswirtschaft der DDR (Foto: Weisflog) 11 blemlösungen für eine effektive Rationalisierung vor allem geistiger Routi¬ nearbeiten. Die Vielfalt des Einsatzes ist daraus zu ersehen, daß in vielen Betrieben der Elektroindustrie und des Maschinenbaus Personalcomputer für die technologische Vorbereitung der Produktion, die Materialwirtschaft, die Produktionsabrechnung und auch andere Aufgaben Anwendung finden. In anderen Industriebereichen ist das ebenso. So wird die technologische Vorbereitung und Abrechnung des Einsatzes von Nutzkraftwagen in allen Kraftverkehrsbetrieben der DDR nach einer einheitlichen CAD/CAM-An- wendungslösung auf der Basis von 16-bit-Arbeitsplatzcomputem durchge¬ führt. Damit verbessert sich die Auslastung des Transportraums, und es wird Dieselkraftstoff eingespart. Im Bauwesen werden zunehmend CAD-Ar- beitsplätze mit Bürocomputern für die Projektierung von Wohnungs- und Industriebauten, für städtebauliche und Tiefbauvorhaben angewendet. We¬ sentliche Zeiteinsparungen, Einsparungen von Projektierungs- und Baulei¬ stungen sowie Baumaterialien sind die Haupteffekte. Zur Reduzierung der Kundenabfertigungszeiten und Rationalisierung der Buchungsvorgänge erfolgt in immer größerem Umfang der Einsatz von Bürocomputern an Schaltern der Sparkasse, der Deutschen Post und der Deutschen Reichsbahn. Auch in der neuerbauten Dresdener Semperoper sind Schalterterminals auf der Grundlage von Bürocomputern eingesetzt. Das gewährt einen ständigen Überblick über die Auslastung der einzelnen Vor¬ stellungen und ermöglicht eine fehlerfreie Kartenvergabe und Anrechtsbe¬ arbeitung. Vorbereitung für höchste Effekte Wichtig ist, daß in jedem Fall davon ausgegangen wird, daß nicht der Com¬ puter an sich die Rationalisierungseffekte bringt, sondern in erster Linie die darauf abgestimmte Betriebsorganisation bzw. die Anwenderlösung zur vol¬ len Nutzung der Leistungsfähigkeit des Computers. Qualität und Umfang der Software haben daran maßgebenden Anteil. Gefordert sind zunehmend höhere Leistungen des Anwenders, vor allem im Zusammenhang mit der Schaffung komplexer CAD/CAM-Anwendungslösungen und der Vernet¬ zung von Insellösungen. Es wird davon ausgegangen, daß rund 75 % der Pro¬ gramme von den Anwendern selbst zu erbringen sind. Um die Effektivität zu erhöhen gilt es vor allem, die vorhandenen Möglichkeiten zur Mehrfach¬ nutzung über die Zentrale Informationsbank-Software im Kombinat Daten¬ verarbeitung stärker zu erschließen. Auch die inzwischen zur Praxis gewor¬ denen Software-Börsen bewähren sich als Einrichtungen zur Übernahme er¬ probter Lösungen. So erweist sich die Anwendung von Personal-, Büro- und Arbeitsplatz- Computern zur Rationalisierung der Arbeitsprozesse als breites Feld schöp¬ ferischer Bewährung. Mit der zunehmenden komplexen Nutzung der mo¬ dernen Rechentechnik in Betrieben und Einrichtungen entsteht ein wesent¬ licher Beitrag zur Erhöhung der Effektivität des gesamten Reproduktions¬ prozesses. 12 Hd 1 Der Generalsekretär des ZK der SED und Vorsitzende des Staatsrates der DDR, Erich Honecker, betrachtet im Bereich Fotolithografie des Kombinats Carl ZeissJena am Mi¬ kroskop Strukturen eines Megabitspeichers (Foto: ADN-ZB) Umfassende Entwicklung und Anwendung der Mikroelektronik Der XI. Parteitag der SED hatte beschlossen, die Mikroelektronik umfas¬ send in der Volkswirtschaft anzuwenden. In zunehmendem Maße durch¬ dringt sie die gesamte Volkswirtschaft, die Industrie wie die Landwirtschaft, das Bau- wie das Transportwesen, die Dienstleistungen und wichtige Berei¬ che der Verwaltung. Schon gegenwärtig erweist sie sich als unentbehrliches Mittel zum Zweck für höhere Ergebnisse, für ein noch effektiveres Funktio¬ nieren unserer sozialistischen Volkswirtschaft und dafür, daß unsere Wirt¬ schaft noch besser dem Wohle des Volkes dient. Obwohl die Mikroelektronik in der DDR noch relativ jung ist, hat sie be¬ reits das höchste Wachstumstempo aller Zweige eingeschlagen. Die Produk- 13 tion wichtiger Bauelemente wuchs von 1980 bis 1986 stark, bei integrierten Schaltkreisen um etwa 170% auf fast 100000000 Stück. Im gleichen Zeit¬ raum stieg der Wert der jährlich in der DDR hergestellten Halbleiterbauele¬ mente um. mehr als das Vierfache auf über 2,1 Milliarden Mark. Heute ge¬ hört die DDR zu den Ländern der Erde, die die Entwicklung und Anwen¬ dung der Mikroelektronik einschließlich wichtiger Vormaterialien und Ausrüstungen im Komplex vornehmen. Derzeit deckt die Volkswirtschaft den Bedarf zu etwa 80% aus eigenem Aufkommen. Das ist auch deshalb bedeutsam, weil Mikroelektronik den Schlüssel zu einer material-, energie- und zeitsparenden Arbeitsform dar¬ stellt. Durch die breite Anwendung von Schlüsseltechnologien gelang es 1986 allein in der Industrie der Republik, Voraussetzungen zur Senkung der Kosten um rund 7,9 Milliarden Mark zu schaffen. Mikroelektronik wirkt in großer Breite rationalisierend, arbeitserleichternd und qualitätsstei¬ gernd. 20 bis 25% der erreichten Arbeitszeiteinsparungen in der Volkswirt¬ schaft sind gegenwärtig mit ihr verbunden, zudem ein x / 4 aller Einsparungen an Material sowie 20 bis 25% der Arbeitsproduktivitätssteigerung. < Potenzen der Integration genutzt Von Beginn an gab es bei der Entwicklung und immer breiteren Anwen¬ dung der Mikroelektronik eine enge Kooperation mit anderen RGW-Län- dern, insbesondere mit der UdSSR. Bereits 1977 wurde das erste Regie¬ rungsabkommen zwischen der DDR und der Sowjetunion auf diesem Ge¬ biet abgeschlossen. Derzeit arbeiten beide Länder konsequent an der Erfüllung volkswirtschaftlich entscheidender Abkommen, insbesondere Mi¬ kroelektronik und Passive Bauelemente. Mit Blick auf das RGW-Komplexpro- gramm wurden gemeinsam Fertigungssysteme für die Produktion von höchstintegrierten Schaltkreisen entwickelt. Dafür stellte die DDR 70 Ty¬ pen technologischer Spezialausrüstungen bereit, ln engem Zusammenwir¬ ken schufen Kollektive beider Länder 125 Typen integrierter Schaltkreise und 50 Typen optoelektronischer Bauelemente. Gegenwärtig verfügt die DDR über ein Aufkommen mikroelektronischer Bauelemente von rund 1400 Grundtypen aus eigener und RGW-Produk- tion. Bestandteil einer mit den Partnern im RGW abgestimmten Entwick¬ lungslinie hochleistungsfähiger Personalcomputer ist der EC 1834 mit 16 bit Verarbeitungsbreite, der derzeit im VEB Robotron-Buchungsmaschi¬ nenwerk Karl-Marx-Stadt in die Serienproduktion übergeleitet wird. Für die erfolgreiche bilaterale Zusammenarbeit der DDR mit anderen RGW-Ländern stehen die Ergebnisse bei der Herstellung mikroelektroni¬ scher Bauelemente mit der Republik Kuba. 1979 begann die Ausbildung kubanischer Facharbeiter in der DDR. Seitdem qualifizierten sich mehr als 180 Spezialisten in Mikroelektronik-Betrieben unseres Landes. 1986 expor¬ tierte Kuba die ersten integrierten Schaltkreise in unsere Repbulik. Ende Oktober 1987 lieferte das Land den einmillionsten selbst produzierten Schaltkreis in die DDR. 14 Bild 2 Die Halbleiterindustrie der DDR fertigt ein umfassendes Sortiment modernster inte¬ grierter Schaltkreise für den Einsatz in der DDR-lndustrie und für den Export Anhaltende dynamische Entwicklung Gegenwärtig werden in der DDR doppelt so viele Basistechnologien der Mi¬ kroelektronik produktionswirksam beherrscht wie 1980. Die Dynamik bis hin zur Anwendung ermöglichte es, daß diese Schlüsseltechnologie zum Ausgangspunkt einer grundlegenden Erneuerung vieler Erzeugnisse wurde. Vorgesehen ist, bis 1990 das Eigenaufkommen an aktiven mikroelektroni¬ schen Bauelementen jährlich um über 26% zu steigern. Das versetzt die DDR in die Lage, mit der Mikroelektronik das erforderliche Niveau und die Absatzfähigkeit einer Warenproduktion von 80 bis 90 Milliarden Mark zu erreichen. Die moderne Elektrotechnik und Elektrik ist ohne Mikroelektronik nicht mehr denkbar. Kaum eines ihrer Erzeugnisse hielte sonst internationalen Qualitätskriterien stand. Im Interesse der ganzen Volkswirtschaft werden die VEB Kombinat Mikroelektronik und Kombinat VEB Carl Zeiss Jena zu Zentren der Hochtechnolgie profiliert. Allein im VEB Kombinat Mikroelek¬ tronik leiten die Kollektive jährlich mehr als 80 neue Bauelementetypen in die Produktion über. Bei wichtigen Schaltkreisen haben sie die Ausbeute im letzten Jahr verdoppelt. Dadurch gelang es, die Selbstkosten um 20 bis 30% zu verringern. 15 Imperialistische Embargos durchbrochen Im Wettlauf mit der Zeit haben Kollektive des Kombinates VEB Carl Zeiss Jena weiter an Tempo zugelegt und Anfang Oktober begonnen, die nach dem gegenwärtigen Stand der Technik international am meisten eingesetz¬ ten mikroelektronischen 256-Kilobit-Speicherschaltkreise herzustellen. Da¬ mit erreichte die DDR auf diesem wichtigen Gebiet den internationalen Stand und durchbrach erneut ein imperialistisches Handelsembargo. Diese Schaltkreise ermöglichen es, auf der Größe eines Fingernagels die Leistung früherer Großrechner zu konzentrieren. Zum Einsatz kommen sie vor allem in weiterentwickelten 16-bit-Personalcomputem sowie 32-bit-Rechnern, er¬ höhen ihre Ökonomie und Leistungsfähigkeit. Zugleich sind 256-Kilobit- Schaltkreise die Seele neuer Werkzeugmaschinen und Industrieroboter. Weitere Mikroelektronik-Produzenten warteten in der jüngsten Zeit mit Spitzenleistungen auf, die neue Möglichkeiten eröffnen, die Arbeitsproduk¬ tivität in einem Maß zu steigern, wie das bisher nicht möglich war. Im Mai 1987 begann im VEB Kombinat Robotron die Produktion von 32-bit-Rech- nern, eine der höchsten Anwendungsformen moderner Mikroelektronik. Wiederum gelang es, mit eigenen hohen Leistungen ein Embargo zu durch¬ brechen, denn der Rechner steht in der COCOM-Liste des US-Koordinie- rungsausschusses für den Ost-West-Handel mit oben an. 32-bit-Rechner ge¬ statten es unter anderem, die rechnergestützte Konstruktion in völlig neuer Qualität und Breite zu betreiben, sind unabdingbare Voraussetzung für den Bild 3 Stereoradios werden von mehreren DDR-Betrieben produziert, der Typ SR 2400 im VEB Robotron-Büromaschinenwerk Sömmerda 16 Entwurf von höchstintegrierten Schaltkreisen. Im Maschinenbau steigt die Arbeitsproduktivität in Konstruktion und Projektierung bis zu 500%. Für ihren Beitrag zum 32-bit-Rechner erhielten kürzlich die Robotron- Elektro¬ niker Michael Bormann, Georg Gieszinger, Dr. Achim Gröber, Dr. Rainer Kempe, Felix Kenner und Dr. Dieter Walter den Nationalpreis der DDR 1. Klasse für Wis¬ senschaft und Technik 1987. Gleichermaßen verändert die Mikroelektronik das Profil des Maschinen¬ baus. In diesem Fall geht es nicht darum, dem Vorhandenen einfach nur et¬ was hinzuzufügen, sondern um eine völlig neue Qualität: die Verschmel¬ zung der klassischen Werkzeugmaschine mit der Robotertechnik zu nume¬ risch gesteuerten Bearbeitungszentren bzw. zu flexiblen automatisierten Fertigungssystemen. Von diesem technologischen Wandel hängt die weitere Entwicklung der Leistungskraft der Volkswirtschaft, hängt die Dynamik des Exports, hängen die Erlöse ab. Der Anteil der Erzeugnisse mit Ausrüstun¬ gen der Mikroelektronik hat im Werkzeugmaschinenbau, im Textilmaschi¬ nenbau, in der polygrafischen Industrie und in anderen Bereichen bereits 50% der Gesamtproduktion überschritten. Bei spanabhebenden Werkzeug¬ maschinen z.B. liegt er derzeit bei etwa 80%. Durch Einsatz eines elektroni¬ schen Getriebes in einer Zahnflankenschleifmaschine sparen die Kollektive im VEB Werkzeugmaschinenkombinat 7. Oktober Berlin mehr als 1000 bislang benötigter Bauteile mit einem Gewicht von 11 Stahl bzw. Grauguß. Das unterstreicht: Mit Mikroelektronik läßt sich das Masse-Leistungs- Verhältnis in hohem Maß verbessern. Deshalb soll in diesem Fünfjahrplan etwa l aller vorgesehenen Materialeinsparungen durch zunehmenden Ein¬ satz aktiver Bauelemente aus eigener Produktion bewirkt werden. Das mi¬ kroelektronische Prozeßleitsystem audatec aus dem VEB Kombinat Automa- tisierungsanlagenbau zeichnet sich durch hohe Leistung, Sicherheit und An¬ wenderfreundlichkeit aus und hat sich für die optimale Fahrweise von Anlagen, so in der chemischen Industrie, in Kraftwerken, Walz- und Ze¬ mentwerken, bestens bewährt, audatec läßt sich von 60% weniger Arbeits¬ kräften bedienen und warten, es beansprucht % weniger Platz als seine Vor¬ gänger. Mehr Raum für schöpferische Arbeit Mikroelektronik ist zugleich mit tiefgreifenden Veränderungen der Arbeits¬ inhalte der Werktätigen verbunden. Nur ein Beispiel: Mit einem vollauto¬ matischen Drahtbonder aus dem VEB Elektromat Dresden, der auch auf der Wissenschaftsausstellung der DDR in Berlin zu sehen war, kann die Mon¬ tage integrierter Schaltkreise automatisiert ablaufen. Neben vielfach höhe¬ rer Ökonomie in der Fertigung verbessern sich die Arbeitsbedingungen er¬ heblich, wird monotone Arbeit zugunsten der Mehrmaschinenbedienung beseitigt. Das erfordert eine hohe Qualifikation der Bediener, ist aber jetzt sine vielseitige, interessante Tätigkeit. Solche Wirkungen sind mit millionenfach angewendeter Mikroelektronik in allen Bereichen der Volkswirtschaft spürbar. Mit dem Einsatz von über 17 Bild 4 Erkundungsgeräte für Erdöl- und Erdgaslagerstätten, u. a. die Sonde der Ultraschail- Bohrloch-Apparatur USBA 21a, werden im VEB Geophysikalischer Gerätebau Stor¬ kow für sowjetische Partner gefertigt 31000 CAD/CAM-Stationen wird die Arbeit von mehr als 100000 Kon¬ strukteuren, Projektanten, Formgestaltern und Technikern effektiver, wach¬ sen zugleich die Möglichkeiten für Kreativität. Allein die von den Robotron- Kollektiven zusätzlich geplanten 10000 Arbeitsplatzcomputer bedeuten eine zusätzliche Warenproduktion von über 500 Millionen Mark. Eine spürbare Erhöhung der Arbeitsproduktivität und interessantere, schöpferi¬ sche Arbeit für mindestens 20000 hochqualifizierte Arbeitskräfte. Der technologische Wandel der Volkswirtschaft durch die Mikroelektro¬ nik schließt hochwertige ingenieurtechnische Leistungen in Form von Soft¬ ware, den Programmen, ein. Sie bestimmen die Ökonomie mit und sind ein unmittelbarer Produktivitätsfaktor. Im Kombinat VEB Elektro-Apparate Werke Berlin-Treptow Friedrich Ebert wurde mit dem Programmier- und Ent¬ wicklungssystem P 8000 erstmals im RGW-Bereich ein Gerätesystem ge¬ schaffen, mit dem die Projektierung von Mikrorechnersteuerungen automa¬ tisiert und zugleich die erforderliche Software erarbeitet werden kann. Es ermöglicht, den Aufwand für die Software-Herstellung um 50% zu senken und ist entscheidend für erheblich kürzere Vorbereitungszeiten beim Ein¬ satz neuer Mikrorechnersteuerungen. Das EAW-Kollektiv Dr. Heinz-Jürgen Brennenstiel, Dr. Ludwig Claßen, Dr. Ulrich Wiesner, Dr. Heinz Zimmermann und Werner Zuchold erhielt dafür den Nationalpreis 2. Klasse für Wissenschaft und Technik 1987. 18 Bild 5 Ein neues Computerkabinett für die Informatikausbildung steht den Lehrlingen der Be¬ triebsberufsschule Conrad Blenkle des VEB Schiffselektronik Rostock zur Verfügung Kombinate mit eigener Mikroelektronik Gegenwärtig arbeiten in der Republik etwa 120000 Fachleute an der Ent¬ wicklung und Produktion der Mikroelektronik. Bis Ende Oktober wurden 52% mehr monolithisch-integrierte Schaltkreise und 39% mehr technologi¬ sche Spezialausrüstungen für aktive Halbleiterbauelemente als zur gleichen Zeit des Vorjahrs hergestellt. All das schlägt volkswirtschaftlich zu Buche. Mehr und mehr erweist sich dabei die Eigenproduktion von Bauelementen und Baugruppen bei den Anwendern als Basis der Leistungssteigerung und weiter verbesserter Arbeitsbedingungen. Neben traditionellen Mikroelektronik-Herstellern, wie* die Kombinate Carl Zeiss Jena, Mikroelektronik, Elektronische Bauelemente oder Keramische Werke Hermsdorf, sind dazu weitere Kombinate übergegangen, so im Ma¬ schinenbau, in der Chemie, im Bauwesen. Derzeit 10 Kombinate haben Zentren zum eigenständigen rechnergestützten Schaltkreisentwurf nach Kundenwunsch geschaffen, darunter die Kombinate Textima, Fritz Hecken und Automatisierungsanlagenbau. Ein solcher kundenspezifischer Schaltkreis kann 20 bis 50 Standardschaltkreise ersetzen und beansprucht 80% weniger Raum. Nicht zuletzt eigenes Engagement führte im Hecfcert-Kombinat dazu, daß gegenwärtig bereits % der produzierten Maschinen und Anlagen mit mikroelektronischen Baugruppen ausgerüstet sind. Auf dem XI. Parlament der FDJ 1981 wurde die FDJ-Initiative Mikroelek- 19 tronik ins Leben gerufen und bis 1985 erfolgreich abgeschlossen. Insbeson¬ dere gelang es dadurch, die Kollektive in den Zentren dieser Schlüsseltech¬ nologie mit jungen Forschern, Entwicklern und Produktionsarbeitern zu verstärken. In 15 Bezirksjugendobjekten Mikroelektronik bzw. Industrierobo¬ tertechnik wirken derzeit über 10 000 FDJler. Um für jeden Anwendungszweck die geeigneten Mittel einzusetzen und insbesondere territorialgeleitete Klein- und Mittelbetriebe beim Einsatz dieser Schlüsseltechnologie zu unterstützen wurden 1986 in allen Bezirks¬ städten der DDR leistungsfähige Ingenieurbetriebe für die Anwendung der Mikroelektronik aufgebaut. Im Vorjahr halfen sie in 175 Fällen Betrieben mit maßgeschneiderten Leistungen im Wert von über 25 Millionen Mark. Mikroelektronik und Konsumgüter Mikroelektronik spiegelt sich zunehmend in Konsumgütern wider. Zum Beispiel wird in Farbfernsehgeräten durch hochintegrierte Schaltkreise die Zahl der Einzelbauelemente drastisch reduziert, der Arbeitszeitaufwand ge¬ senkt, der Energieverbrauch der Geräte erheblich verringert und die Zuver¬ lässigkeit erhöht. Im VEB Uhrenwerke Ruhla sind z. Z. in jeder 3. Uhr Un¬ ruhe und Antriebsfeder durch winzige Chips, Knopfzelle und Schrittmotor ersetzt. Das ermöglicht unter anderem ein flacheres Uhrwerk und damit eine modische Gestaltung der Quarzuhren. Seit Beginn der Serienpro¬ duktion im Sommer 1987 lieferten die Kollektive des VEB Waschgeräte¬ werk Schwarzenberg bis zum Jahresende 35 000 neue Waschvollautomaten VA 861 electronic aus, bei denen in großem Maß elektromechanische Teile von der Mikroelektronik abgelöst sind. Das Gerät ermöglicht es dem Benut¬ zer, das jeweilige Waschprogramm individuell zu wählen. Zugleich sinkt der Verbrauch an Energie um 30% und an Wasser um 20% gegenüber dem Vorgängererzeugnis, das auch 21 kg schwerer war. Die Reihe ließe sich fortsetzen. Sie reicht bis hin zu Arbeitserleichterun¬ gen im Dienstleistungsbereich und zu Verbesserungen für den Kunden. Zu¬ gleich gewinnt Mikroelektronik bei der medizinischen Betreuung an Ge¬ wicht. Ein neuer Herzschrittmacher aus dem VEB Transformatoren- und Röntgenwerk Dresden, der sich durch geringe Größe, lange Lebensdauer und sehr gute Zuverlässigkeit auszeichnet, erlaubt es auf Grund der integrierten Schaltkreise, auch nach der Implantation gegebenenfalls Veränderungen der Funktionsweise vorzunehmen, was bislang nicht möglich war. All das unterstreicht, daß Mikroelektronik heute aus unserem Leben nicht mehr wegzudenken ist und von Jahr zu Jahr stärker für die Einheit von Wirt¬ schafts- und Sozialpolitik erschlossen wird. 20 Leipziger Frühjahrsmesse 1988 Integration von Mikroelektronik und Maschinenbau für die flexible automatisierte Fertigung Der Messerundgang der Partei- und Staatsführung der DDR begann in der Messehalle 15, in der DDR-Kombinate der Elektrotechnik/Elektronik und des Maschinenbaus gemeinsam mit wissenschaftlichen Einrichtungen erst¬ mals eine Komplexausstellung unter dem Leitgedanken Einheit von Maschi¬ nenbau und Elektronik - Grundlage für den automatisierten Betrieb gestaltet hatten. Hier wurde das hohe Leistungsvermögen der DDR bei der Entwick¬ lung und breiten Anwendung der Schlüsseltechnologien im Interesse einer hohen Steigerung von Produktivität und Effektivität dokumentiert. Über Kombinate und Industriezweige hinausgehende Problemlösungen verdeut¬ lichten die Vorzüge sozialistischer Planwirtschaft bei der Meisterung der wisssenschaftlich-technischen Revolution und die dem Wohl des Volkes dienende Einheit von Wirtschafts- und Sozialpolitik. Bild 1 Eine völlig neue Qualität bietet der 32-bit-Superminirechner RVS K 1840 von Robo¬ tron bei der Lösung anspruchsvoller Aufgaben (Foto: RFT-Pressedienst) 21 Bild 2 Der neue 16-bil-Pcrsonal- Computer EC 1834 von Ro¬ botron ist das Standardgerät einer neuen Entwicklungsli¬ nie hochleistungsfähiger Ar¬ beitsplatztechnik (Foto: RFT-Pressedienst) Bild 3 Als Großproduzent von Schreib- und Drucktechnik zeigte Robotron die weiter¬ entwickelte Kleinschreibma¬ schine Erika electronic 3005 mit 7,5-KByte-Spei- cher (Foto: RFT-Presse¬ dienst) Felix Meier, Minister für Elektrotechnik und Elektronik, wandte sich an Erich Honecker und nahm Bezug auf dessen bedeutungsvolle Rede vor den 1. Kreissekretären der Partei. Dem dabei geäußerten Gedanken, daß die Einheit von Maschinenbau und Elektronik ein wesentlicher Faktor für die Steigerung der Arbeitsproduktivität in unseren Betrieben ist, folge die Aus¬ stellung der DDR-Kombinate. Sie zeige, daß durch großen Einsatz der Ar¬ beiter, Wissenschaftler, Ingenieure und Technologen aus beiden Wirt¬ schaftsbereichen zunehmend Voraussetzungen geschaffen wurden, kom¬ plexe Automatisierungsvorhaben realisieren zu können. Jeder einzelne Abschnitt dokumentiert, wie auf der Grundlage leistungs¬ fähiger Mikroelektronik die Informationsverarbeitungstechnik entwickelt wurde und sich damit neue Perspektiven für die Automatisierung cfer Pro- 22 duktion eröffnen. Die Schritte zum rechnerintegrierten Betrieb erfassen den gesamten Reproduktionsprozeß von der Leitung, Planung und Bilanzierung über die Forschung, den Entwurf neuer Erzeugnisse und ihre Konstruktion, die technologische Vorbereitung und automatisierte Fertigung mit inte¬ grierter Qualitätssicherung bis zu Lagerhaltung und Versand. Bis 1990 wer¬ den in der DDR auf diesem Wege 95 komplexe Automatisierungslösungen geschaffen. Der Generaldirektor des Kombinates Carl Zeiss Jena, Prof. Dr. Wolfgang Biermann, machte auf neueste Entwicklungen mikroelektronischer Bauele¬ mente in Gemeinschaftsarbeit mit den Kombinaten Mikroelektronik Erfurt und Keramische Werke Hermsdorf aufmerksam. Damit wurden volkswirt¬ schaftliche Grundvoraussetzungen geschaffen, Informations- und Automa¬ tisierungstechnik von bestem internationalem Niveau zu entwickeln, zu produzieren und dementsprechende Software bereitzustellen. 1988 stellt die Halbleiter-Bauelementeindustrie der DDR mehr als 1500 Grundtypen aktiver mikroelektronischer Bauelemente, darunter 73 Typen leistungsfähiger Mikroprozessoren und Einchip-Mikrorechner zur Verfügung. Auf der Grundlage rechtzeitiger und weitsichtiger Parteibe¬ schlüsse zur beschleunigten Entwicklung, Produktion und Anwendung der Mikroelektronik stieg das Grundsortiment seit 1976 auf das 4fache und die Produktion auf das 7fache. In diesem Jahr werden zum Beispiel mehrere Millionen 64-Kbit-Speicherschaltkreise in den modernen Chipfabriken in Erfurt und Dresden produziert. Jeder von ihnen verfügt über 160000 Tran¬ sistorfunktionen. Unter einem Zeiw-Mikroskop konnte man auch einen 256-Kbit-Speicher- schaltkreis (dRAM) betrachten, von dem in diesem Jahr noch 50000 Stück produziert werden. Er bringt bedeutende ökonomische Effekte, denn jeder Schaltkreis ersetzt bei einer Masse von 1,5 g rund eine Tonne diskreter Bau¬ elemente. Auch eine mit dem 1-Mbit-Speicherschaltkreis strukturierte Sili¬ ziumscheibe konnte als Abschluß des Schaltkreisentwurfes vorgestellt wer¬ den. Jetzt folgen die nächsten Schritte bis zur Fertigungsaufnahme. Mit zunehmendem Integrationsgrad der Bauelemente erhöhte sich auch die Leistungsfähigkeit moderner Rechentechnik, die inzwischen in großen Serien gefertigt wird. In den vergangenen 2 Jahren wurden der Volkswirt¬ schaft 80200 Büro- und Personalcomputer zur Verfügung gestellt, 60000 kommen in diesem Jahr hinzu, davon die Hälfte in 16-bit-Technik. Im Ein¬ satz sind bereits mehr als 42000 CAD/CAM-Arbeitsstationen. Wie diese moderne Gerätetechnik für die komplexe Automatisierung zur Anwendung kommt, erläuterte der Generaldirektor des Kombinates Robotron Dresden, Friedrich Wokurka, an Hand des neuen 32-bit-Rechners. Dieser verarbeitet in 1 s 1 Million Operationen. An 8 von möglichen 32 Terminals, die mit diesem leistungsfähigen Super-Mini-Computer koppelbar sind, wurden ein¬ zelne Arbeitsschritte demonstriert. Durchgängig rechnergestütztes Arbeiten in allen Phasen des Reproduk¬ tionsprozesses, wie es für eine automatisierte Fabrik kennzeichnend ist, er¬ fordert den Datenaustausch, den Dialog zwischen den einzelnen Arbeits¬ platz-, Personal- und Bürocomputern bis hin zu den elektronischen Steue- 23 Bild 4 Schaltkreise in der 1,5-pm-CMOS-Technik werden auf Zeiss-Anlagen produziert, das Foto zeigt die lonenstrahlätzanlage ISA 150 für 125-mm-Scheiben (Foto: RFT-Presse- dienst) rungen von Maschinen und Anlagen. Dafür hat Robotron das lokale Netz Rolanet 1 entwickelt. Durch solche «Vernetzung» steht die Leistungsfähig¬ keit der Computer mit großer Verarbeitungsbreite auch den kleineren Rech¬ nern zur Verfügung. Die enge Verbindung von Maschinenbau und Elektronik mit dem Effekt, höchsten Produktivitätszuwachs zu sichern, wurde besonders an dem flexi¬ blen automatisierten Fertigungssystem FMSP 500/1-2 aus dem Slammbe- trieb des Werkzeugmaschinenkombinats Fritz Heckert deutlich. Der Minister für Werkzeug- und Verarbeitungsmaschinenbau, Dr.Rudi Georgi, und Gene¬ raldirektor Prof.Dr.Rudi Winter schilderten, wie erfolgreich begonnen wurde, neue Typen von Werkzeugmaschinen, automatisierten Fertigungsstraßen zu entwickeln, zu produzieren und zu liefern. Die DDR ist drittgrößter Ex¬ porteur von Werkzeugmaschinen in der Welt. % der Erzeugnisse im DDR- Werkzeug- und Verarbeitungsmaschinenbau verkörpern gegenwärtig die Verbindung von hochwertiger Mechanik und Mikroelektronik, die das neue Maschinenbauzeitalter charakterisiert. Derartige Erzeugnisse bestimmen das Weltniveau mit. Um diese Position zu halten und auszubauen, werden zunehmend die Potenzen der computerintegrierten Fertigung genutzt. Im gezeigten Ab¬ schnitt der automatisierten Fabrik wurden die Maschinenteile, die an einer CAD-Station auf dem Bildschirm konstruktive Gestalt erhalten hatten, automatisch bearbeitet. Die dafür erforderlichen Steuerdaten kommen von 24 einem Technologenarbeitsplatz, der mit dem Computer A 7150 ausgerüstet j St Dieser empfängt über Lichtwellenleiter die Zeichnung von der CAD- Station des Konstrukteurs. jm //ecfcert-Fertigungssystem, es besteht aus 2 Bearbeitungszentren, las- sen sich 120 unterschiedliche Werkzeuge zur automatischen Bearbeitung komplizierter prismatischer Teile bis zu 500 mm Kantenlänge einsetzen. 2 Maschinensteuerungen CNC 600/3 aus dem Kombinatsbetrieb VEB Nu¬ merik Karl Marx garantieren, daß alle Prozesses mit hoher Produktivität und Genauigkeit bewältigt werden. Integriert ist die Qualitätskontrolle auf Maß- haitigkeit mit Sensoren. Prof. Dr. Rudi Winter nannte als wesentliche Vor¬ züge eine Produktivitätssteigerung um das 5fache und die Senkung der Durchlaufzeit für die Teile bis zu 90%. Minister Felix Meier sagte zum Abschluß, daß im Industriebereich Elek¬ trotechnik/Elektronik bis zum 40. Jahrestag der DDR 2 automatisierte Fa¬ briken entstehen. Im VEB Robotron-Elektronik Riesa sollen künftig die Lei¬ terplatten computerintegriert bestückt werden. Dabei steigt die Arbeitspro¬ duktivität um 400%. Jeder 4. Produktionsarbeiter erhält eine andere wichtige Arbeit. Automatisiert wird auch die Herstellung von Antrieben im VEB Elektromotorenwerk Grünhain. Nach endgültiger Fertigstellung des Ob¬ jekts verdoppelt sich die Produktion, obwohl 100 Arbeitskräfte für andere Aufgaben frei werden. Auf 2 Automatisierungsobjekte verwies Minister Dr. Rudi Georgi auch im Werkzeugmaschinenbau. Im Stammbetrieb des Hecken- Kombinats wird die Produktion von Werkzeugmaschinen und im VEB Planeta Radebeul die Fertigung von Druckmaschinen automatisiert. Beide Fabriken sollen eben¬ falls zum 40. Jahrestag der DDR in Betrieb gehen. ß'M 5 D er VEB Kombinat Mikroelektronik Erfurt wird bis 1990 nahezu 1800 Grundtypen aktiver elektronischer Bauelemente bereitstellen (Foto: RFT-Pressedienst) 25 Bauelemente der Mikroelektronik Serieller Interface-Baustein Die Typen U 82530 DC und U 8030 DC entsprechen international einge führten SCC-Schaltkreisen. Der U 82530 DC läßt sich ohne Hardwareauf wand in den Mikroprozessorfamilien U 880 und 8080/8086 im RGW ein setzen. Der U 8030 DC hat einen Multiplexbus für die U-8000- Prozessorer sowie für die EMR-Familie. Universeller Peripherieschaltkreis Der U 82 536 DC und der U 8036 DC erfüllen vielfältige Erfordernisse be züglich Zähler/Zeitgeber sowie paralleler Ein-/Ausgabe. Der U 82536 Dl hat ein CPU-Interface für den U 880 bzw. K 1810 WM 86 (8086), dei U 8036 DC arbeitet mit Multiplexbetrieb für den U 8000 und ähnliche Pro zessoren. Floppy-Disk-Controller Der U 8272 D ist ein Steuerschaltkreis für Folienspeicher zur Organisatior des Datenaustausches zwischen der CPU und maximal 4 Floppy-Disk-Lauf- werken. Geeignet ist er für die 8"-Standard-Floppy (8-MHz-Takt) und die 5,25"-Mini-Floppy (4-MHz-Takt). Neue HCT-Logikschaltkreise U 74 HCT 03DK- U 74 HCT 08 DK - U 74 HCT 20 DK - U 74 HCT 32 DK - U 74 HCT 175 DK - U74 HCT192 DK- ll 74 HCT 193 DK- U 74 HCT 241 DK - U 74 HCT 245 DK - U 74 HCT 253 DK - U 74 HCT 257 DK - 4 NAND-Gatter mit je 2 Eingängen und offenem Kol¬ lektor 4 AND-Gatter mit je 2 Eingängen 2 NAND-Gatter mit je 4 Eingängen 2 AND-Gatter mit je 4 Eingängen 4fach-D-Flip-Flop mit gemeinsamem Rücksetzein¬ gang synchroner, voreinstellbarer BCD-Vor-/Rückwärtszäh- ler synchroner, voreinstellbarer 4-bit-binär-Vor-/Rück- wärtszähler 8-bit-Puffer/Leitungstreiber, nicht invertierend, Tri- state 8-bit-Bus/Transceiver, nicht invertierend, Tri-state 2 Multiplexer mit je 4 Eingängen, nicht invertierend, Tri-state 4 Multiplexer mit je 2 Eingängen, nicht invertierend, Tri-state. Vertikalablenkschaltkreis Der A 1670 V enthält sämtliche Baugruppen zur Vertikalablenkung in Fern¬ sehgeräten. Ein SOAR-Schutz und eine Temperatursicherung schützen die Endstufe vor Überlastung, Betriebsspannungsbereich 10 bis 35 V. 26 Bild 6 Das .Flaggschiff unter den Stereo-Kassettenrekordem der DDR-Produktion ist der EAW Audio 145, der sich durch einen hohen Ausstattungsgrad und einen umfangreichen Be¬ dienkomfort auszeichnet (Foto: RFT-Pressedienst) Stereodekoderschaltkreis Der A 4511 D ist für Zeitmultiplex- oder Frequenzmultiplexbetrieb ausge¬ legt in einem Betriebsspannungsbereich von 8 bis 18 V bei geringer Ge¬ samtstromaufnahme. Schaltkreise ln SMD-Technik Im SO-Gehäuse Für den Einsatz in der SMD-Tedhnik sind folgende Schalt¬ kreise vorgesehen: - Initiatorschaltkreise B 303/B 304/B 305 S - Operationsverstärker B 765 S - Low-Power-Sc/iohky-TTL-IS DL 004 S - 6 Inverter DL 014 S - 6 Sc/imiM-Trigger-Inverter DL 051 S-2 AND/NOR-Gatter mit je 2x2 bzw. 2x3 Eingängen DL 074 S-2 positiv flankengetriggerte D-Flip-Flop DL 086 S - 4 Exklusiv-OR-Gatter mit je 2 Eingängen Magnetfeldsensor Der B 460 G liefert eine dem angelegten Magnetfeld proportionale Aus¬ gangsspannung und ermöglicht die berührungslose Messung bzw. Auswer¬ tung von kleinen Weglängen. 27 Treibe^-Sensor-Schaltkreis Der B 3 040 DA hat die Funktionsgruppen - Sensor mit Auswertelogik, - Analogeingänge für Sensorteil und Treiber, - Treiber, - Steuerlatches. Gegenüber herkömmlicher Technik wird durch den Einsatz in digitalen In- Circuit-Testern eine bedeutende Prüfzeitreduzierung von bestückten Leiter¬ platten hoher Komplexität erreicht. Drehzahlregelschaltkreise Die Schaltkreise B 4206 D (stromgeführte Regelung) und B 4207 D (tacho¬ geführte Regelung) sind für Steuerung und Regelung von elektrischen Uni¬ versalmotoren mit Netzversorgung vorgesehen. 8-bit-Analog/Digital-Wandler Die A/D-Wandler C 670 C/C 670 Cn arbeiten nach dem Prinzip der sukzes¬ siven Approximation mit einer typischen Umsetzzeit von 25 gs und einer Genauigkeit von ± 1 LSB bzw. '/£ LSB. 8-bit-Treiberschaltkreis Der D 4803 DC wird im Interface als invertierender Treiber verwendet, es können Bauelemente mit relativ hohem Strombedarf gesteuert werden (50 V/400 mA). DC/DC-Wandler Der CMOS-Schaltkreis U 7660 DC ist in der Lage, mit einer Beschaltung von nur 2 Kondensatoren eine Eingangsspannung von + 2 bis + 10 V in die komplementäre negative Spannung umzusetzen. Bild 7 Eigenwillig in der Form ist das HiFi-Steuergerät rk 90 sensit cubus IR, das u. a. über ein digitales Abstimm- und Anzeigesystem verfügt, 29 Sender speichern kann, 2x 35 W NF-Ausgangslei- stung hat und sich über Infra¬ rot fembedienen läßt (Foto: RFT-Pressedienst) 28 Bild 8 Mil dem Stereo-Doppelkassettendeck SDK 3930 wird ein weiterer Baustein des HiFi- Komponentensyslems S 3930 vorgestellt, das sich vielseitig für Aufnahme und Wiedergabe einsetzen läßt (Foto: RFT-Pressedienst) Lichtdrucker-Ansteuerchip Der CMOS-Schaltkreis U 9032 XS ist ein Ansteuerchip für LED-Zeilen mit 32 LED in Lichtdruckköpfen. Er enthält u. a. eine Temperaturregelschal¬ tung und steuerbare Stromausgänge; 4 Betriebsarten sind programmierbar. Neue Speicherschaltkreise Der U 2 764 CC ist ein statischer, elektrisch programmierbarer und UV- löschbarer Festwertspeicher (EPROM) in einer Organisation von 8192 x 8 bit. Der U 2664 DC ist ein herstellerprogrammierter PROM in einem 28poligen DIL-Plastgehäuse. Aus dem VEB Kombinat Zeiss Jena kommen das 256-K-dRAM U 61256 mit der Organisation 256 Kxlbit. Der V 6264 ist ein sRAM mit 64 Kbit in der Organisation 8 K x 8 bit. Der V 6548 ist ebenfalls ein sRAM mit schneller Zugriffszeit (20 und 35 ns). Die Speicherkapazität beträgt 1 K x 4 bit. Die Zeirs-Schaltkreise sind in der 1,5-pm-CMOS-Technologie hergestellt. Die Hybridschaltkreise 16 M 2164 und 4 M 61256 A aus dem VEB Kom¬ binat Keramische Werke Hermsdorf sind hochintegrierte dynamische Schreiblesespeicher mit einer Speicherkapazität von 1 Mbit. Die Organisa¬ tion ist 128 KX8 bit (16 M2164) und 256 Kx4 bit (4 M 61256 A). Neue Transistoren SV 192 - 125/160 V und 15 A SU 193 - 250/300 V und 10 A SV 382 - 400/850 V/5 A SV 383 - 450/1000 V/5 A SV 384 - 450/1000 V/7 A SV 310- 350 V/7 A SU 311 - 400 V/7 A SV 312 - 400 V/10 A 29 Bild 9 Mit einer NF-Ausgangsleistung von 2x 15 W kann der Stereo-Vollverstärker SV 3935 kleine Anlagen ergänzen, er ist vollständig mit Schaltkreisen bestückt (Foto: RFT-Presse- dienst) Bild 10 Das HiFi-Steuergerät rema SR 3930 ist ein Hörrundfunkempfänger der gehobenen Mittelklasse, der sich dem System S 3930 anpaßt (Foto: R FT-Pressedienst) Moderne Datentechnik Auf der Leipziger Frühjahrsmesse 1988 stellte der VEB Kombinat Robotron J neue Computer und neue Schreibtechnik vor, die auf großes Interesse in I der Fachwelt stießen. Der Personalcomputer robotron EC 1834 ordnet sich in die 2. Generation der Personalcomputer ein und erreicht gegenüber Vor¬ läufertypen eine wesentliche Leistungssteigerung. Das Gerät entspricht dem ESER-Standard und ist kompatibel zum PC/XT. Das Kernstück der Zen¬ traleinheit ist der 16-bit-Mikroprozessor K 1810 WM 86. Die Kapazität des internen Arbeitsspeichers beträgt 256 KByte bzw. 640 KByte. Der Einsatz eines Arithmetikprozessors ist möglich. Als externe Speicher werden 2 bis 4 Floppy-Disk-Laufwerke mit je 720 KByte (formatiert) bzw. 2 Laufwerke und ein Festplattenspeicher 5.25" mit 20 bis 40 MByte Kapazität einge¬ setzt. Für Erweiterungskarten stehen 8 Steckplätze mit 16-bit-Systembus zur Verfügung. Implementiert ist das leistungsfähige disketten- bzw. hartdiskorientierte Be- jj triebssystem CDP, das Kompatibilität zu MS-DOS 3.2 aufweist. Vorgesehen I 30 ist auch ein dem UNIX entsprechendes Betriebssystem. Als Sprachen wer¬ den verwendet BASIC, C, FORTRAN 77, PASCAL, COBOL, MODULA 2. per Zeichensatz umfaßt 252 Zeichen und ist ladbar. Für Bildschirmgrafik stehen 16 Graustufen bzw. Farben bei einer Auflösung von 640x480 Punk¬ ten zur Verfügung. Ein schwenk- und drehbarer monochromatischer, alpha¬ numerischer Bildschirm und/oder ein monochromatischer oder ein Colör- Grafikbildschirm können angeschlossen werden. Für den Druckeranschluß stehen ein Centronics- und ein K24-Interface zur Verfügung. Weitere Drucker sowie Plotter, Digitalisiergerät u. a. können über 2 bis 4 K24-Interfaces angeschlossen werden, die auf IFSS umschalt- bar sind. Die Online-Verarbeitung geschieht asynchron oder synchron über K24-Interface. Hohe Leistungsfähigkeit und umfangreiche Software erschließen dem robo- tron EC 1834 vielfältige Einsatzmöglichkeiten: - Bürorationalisierung, - Leitungsinformationssysteme, - wissenschaftlich-technische Aufgaben, - CAD-Aufgaben mittleren Leistungsumfangs, - Textverarbeitung, - Arbeitsstation in lokalen Netzen, - Terminal in Mehrplatzsystemen. Der Personalcomputer robotron EC 1834 dürfte sich zum breit angewende¬ ten Standardgerät entwickeln, da der Arbeitsplatzcomputer robotron A 7150 vor allem für die Zielgruppe Echtzeitbetrieb vorgesehen ist. Hersteller des EC 1834 ist der VEB Robotron Büromaschinenwerk Ernst Thälmann Söm¬ merda. Die Erika electronic 3005 ist eine weiterentwickelte elektronische Klein¬ schreibmaschine. Sie verfügt über einen internen Speicher (7,5 KByte), der eine einfache Textverarbeitung durch einen Seitenwiederholdruck ermög¬ licht. Eine löstellige LCD-Anzeige für visuelle Textkontrolle informiert auch über die aktivierten Funktionen der Kleinschreibmaschine. Die interne Speicherkapazität ermöglicht eine Reihe Komfortfunktionen, wie Dezimaltabulator, Fettdruck, Zentrieren, Einrücken, rechtsbündiges Schreiben und automatisches Unterstreichen. Für den repräsentativen Schriftverkehr steht die Funktion Blocksatz zur Verfügung. Neben der So¬ fortkorrektur ist eine komfortable Zielkorrektur über den Umfang einer A4-Seite möglich. Der Textspeicher erlaubt das Redigieren von Texten. Die Funktion Fließtext realisiert das automatische Neuformatieren von Texten beim Einfügen oder bei Streichungen. Zusätzlich kann die Erika electronic 3005 mit einer Interfacebox IF 6000 für die Schnittstelle V.24/RS 232 C oder IF 3000 für die Schnittstellen Commo- dore/Centronics ausgerüstet werden. Dadurch kann die Kleinschreibma¬ schine Erika electronic 3005 als Schönschreibdrucker (10 Z/s) an Heim- und Personalcomputer angeschlossen werden. Zusammengestellt von Obering. K.-H. Schubert 31 Aggression im Äther Unter dem gleichen Titel [1] erschien 1987 im Militärverlag der DDR eine Bro¬ schüre von Gennadi Alow und Wassili Wiktorow, die 1986 der APN-Verlag her¬ ausgegeben hat. Darin werden die Praktiken des imperialistischen Radiokrieges anhand von Zeugnissen, Fakten und Dokumenten dargestellt, der vor allem gegen die sozialistischen Länder gerichtet ist. Verleumdung, Desinformation und andere subversive Tätigkeiten bestimmen den Inhalt der ideologischen Diversion, die vor allem von den aggressivsten Kräften des USA-Imperialismus über den Rundfunk forciert wird, ln den 10 Kapiteln wird nachgewiesen, daß solche Diversionssender, wie Radio Free Europe, Radio Liberty und andere im Gegensatz zum geltenden Völkerrecht existieren. Nachfolgend veröffentlichen wir zur Information unserer Leser einige Auszüge aus dieser lesenswerten Broschüre. Der Inhalt dieser Broschüre gibt viele Anregun¬ gen, um in der vormilitärischen GST-Ausbildung von Nachrichtenspezialisten und in der Wehrsportarbeit in den GST-Grundorganisationen und Sektionen des Ra¬ diosports der GST das politische. Gespräch zu führen. Bei geheimen Operationen der Geheimdienste der NATO gegen die soziali¬ stischen Länder fällt den Funkzentralen des Westens eine besondere Rolle zu. Die moderne Geschichte kennt viele Beispiele dafür, angefangen von der Propagandahetze während der konterrevolutionären Ereignisse in Un¬ garn im Jahre 1956, der massiven ideologischen Berieselung der Bevölke¬ rung in der Zeit des sogenannten Prager Frühlings bis hin zur Einmischung per Äther in die inneren Angelegenheiten Polens und der Gründung des Senders Radio Marti, der zu regierungsfeindlichen Aktionen in Kuba auf¬ ruft. Die subversive Tätigkeit der westlichen Hetzsender nimmt besonders zu, wenn in diesem oder jenem nichtkapitalistischen Land soziale Kompli¬ kationen auftreten, was allerdings nicht bedeutet, daß man sich ausschlie߬ lich in solchen Situationen des Rundfunks bedient, um geheime Operatio¬ nen durchzuführen. Die gesamte laufende Funkpropaganda für das Aus¬ land ist vom Streben diktiert, in den Ländern Osteuropas verschiedene Komplikationen auszulösen und Voraussetzungen für innenpolitische Kri¬ sen zu schaffen. Das Arsenal subversiver Propagandaaktionen umfaßt Rundfunksendun¬ gen, anonyme Veröffentlichungen, Fälschungen. Subventionen der Verlage, Meinungsäußerungen von displaced persons und Überläufern und die Ein- 32 Schleusung illegaler Schriften, die mit Luftballons oder über andere Kanäle geschmuggelt werden. Indem die außenpolitische Propagandamaschine des Westens den osteu¬ ropäischen Staaten vorwirft, sie strebten um jeden Preis und mit allen Mit¬ teln nach Weltherrschaft - ein Ziel, das in Wirklichkeit das imperialisti¬ sche Lager verfolgt -, rechtfertigt sie eigene militärische Vorbereitungen, die Raubzüge gegen Grenada und Nikaragua und die Einmischung in die inneren Angelegenheiten der sozialistischen Staaten, insbesondere im Be¬ reich des Auslandsfunk. Die Sendestationen der NATO-Länder gleichen stets einem Eisberg, des¬ sen Spitze offiziell die Verbreitung von Funkinformationen ist, während der untere, weit größere und unsichtbare Teil geheimdienstliche Aktivitäten sind. Aber beide Teile bilden ein einheitliches Ganzes: Die Funkpropa¬ ganda schafft Voraussetzungen für geheime Operationen, deren Ergebnisse wiederum über die Radiowellen bekannt werden. Im Berufsjargon nennt man die eine Seite dienstliche und die andere außerdienstliche Tätigkeit. Der prominente Publizist Emil Hoffmann (BRD) schreibt in seinem Buch «Medienfreiheit? Anspruch und Wirklichkeit»: «Eine entscheidende Rolle bei der Nachrichtenbeschaffung für die Medien spielen die Geheimdienste, allen voran die CIA. Sie liefern das Rüstzeug für die Verschleierung politi¬ scher Aktionen, für die Meinungsbeeinflussung der Öffentlichkeit und für die Manipulationsstrategie, die weltweit von den vornehmlich amerikanisch dominierten Informationszentralen ausgeht. Auf das Direktengagement von Journalisten im Auftrag der CIA wurde bereits ... hingewiesen.» Solcherart Propaganda gegen die Staaten Osteuropas betreiben die ameri¬ kanischen Sender Radio Free Europe und Radio Liberty in München. Sie sind ein derart klassisches Beispiel eines propagandistischen Eisbergs - dessen Spitze, die eigentliche Rundfunktätigkeit, lediglich zur Tarnung großangelegter Spionageaktionen dient und den Aufenthalt einer Unzahl amerikanischer Geheimdienstler in dieser Sendezentrale gewissermaßen le¬ gitimiert -, daß es sich lohnt, diese Organisation genauer unter die Lupe zu nehmen. Seit der Entstehung von Radio Free Europa und Radio Liberty reißt die Kette von Skandalgeschichten und Indiskretionen nicht ab. Einen schweren Schlag versetzten den Hetzsendern die sensationellen Enthüllungen der Se¬ natoren Clifford Case, Republikaner vom Bundesstaat New Jersey, und Wil¬ liam Fulbrigth, Demokrat vom Bundesstaat Arkansas, die 1971 die an und für sich bekannte Tatsache bestätigen, daß nämlich Radio Free Europe und Radio Liberty von der CIA aufgebaut wurden und ausgehalten werden. Unerläßliche Voraussetzung der Entwicklung und Zusammenarbeit von Staaten in allen Bereichen der internationalen Beziehungen sind das un¬ wandelbare Prinzip der Respektierung der staatlichen Souveränität, die Si¬ cherung der eigenen Unabhängigkeit durch jeden Staat und die Nichtein- uüschung in die inneren Angelegenheiten anderer Staaten. Im Bereich des Femmeldeweseps (über 120 Staaten sind Mitglieder des Internationalen Femmeldevereins UIT) beruhen die Hoheitsrechte jedes Staa¬ tes darauf, daß der Luftraum über seinem Territorium und seine Hoheitsge- 33 Wässer Teil des Staatsgebiets sind. Diesen Schluß zogen auf Grund ihrer Er¬ fahrungen die meisten Staaten der Erde sowie die meisten Völkerrechtler, die sich mit dem Fernmelderecht befassen. Aber gewisse Kreise im Westen wollen diese einleuchtenden Grundsätze offenbar nicht anerkennen und versuchen, die Hoheitsrechte anderer Staa¬ ten zu verletzen. Aus diesem Grund muß jeder Staat seine Landesgrenze nicht nur gegen eine Invasion, sondern auch gegen eine Aggression im Ät¬ her sichern. Nur Staaten, die sich offen oder geheim von Hegemonieansprü¬ chen leiten lassen, und die von ihnen abhängigen Länder mißbrauchen die Möglichkeiten der ihnen zur Verfügung stehenden Sendekapazitäten von Funk und Fernsehen, um anderen Staaten moralischen und materiellen Schaden zuzufugen, wobei sie nicht einmal vor einer direkten Einmischung in die inneren Angelegenheiten anderer Länder zurückschrecken. Die Tätigkeit von Radio Free Europe und Radio Liberty und anderer Rund¬ funkanstalten des Westens verstößt gegen die in der KSZE-Schlußakte ent¬ haltenen Vereinbarungen über die Zusammenarbeit auf dem Gebiet der In¬ formation sowie gegen den Abschnitt I der Erklärung über die Prinzipien, von denen sich die Teilnehmerstaaten irr ihren Beziehungen zueinander lei¬ ten lassen müssen. Diese Zusammenarbeit soll bei strikter Einhaltung der Prinzipien erfol¬ gen, die die Beziehungen zwischen den Teilnehmerstaaten regeln, wie sie im entsprechenden Dokument enthalten sind. Das bedeutet: die gegenseitige Achtung aller ihrer Souveränität innewohnenden und von ihr umschlossenen Rechte, «einschließlich insbesondere des Rechtes eines jeden Staates ... auf Freiheit und politische Unabhängigkeit», sowie die gegenseitige Respektiemng des Rechts jedes anderen Teilnehmerstaates «sein politisches, soziales, wirtschaftliches und kulturelles System frei zu wählen und zu entwickeln sowie sein Recht, seine Gesetze und Verordnun¬ gen zu bestimmen»; die Verpflichtung aller KSZE-Staaten, «sich ungeachtet ihrer gegenseiti¬ gen Beziehungen jeder direkten und indirekten, individuellen oder kollekti¬ ven Einmischung in die inneren und äußeren Angelegenheiten (zu) enthal¬ ten, die in die innerstaatliche Zuständigkeit eines anderen Teilnehmerstaa¬ tes fallen»... «Dementsprechend werden sie sich unter anderem der direkten oder indirekten Unterstützung terroristischer Tätigkeiten oder sub¬ versiver oder anderer Tätigkeiten enthalten, die auf den gewaltsamen Um¬ sturz des Regimes eines anderen Teilnehmerstaates gerichtet sind.»; die Verpflichtung, die Zusammenarbeit zu entwickeln, um «gegenseitiges Verständnis und Vertrauen, freundschaftliche und gutnachbarliche Bezie¬ hungen untereinander, internationalen Frieden, internationale Sicherheit und Gerechtigkeit zu fordern». Mit anderen Worten: Der KSZE-Schlußakte entspricht nur eine solche Informationspolitik, die die oben genannten Grundforderungen erfüllt. Ver¬ stöße gegen diese Forderungen, wie sie sich nicht nur Radio Free Europe und Radio Liberty, sondern auch The Voice of America und andere Rundfunk¬ anstalten des Westens zuschulden kommen lassen, widersprechen dem Buchstaben und dem Geist der KSZE-Schlußakte. 34 In ihrem Kampf um ideologischen und poltischen Einfluß in der westli¬ chen Welt setzten die USA und die USIA (Propagandaamt der USA - d. Herausgeber), die geschaffen wurde, um «in andere Länder einzudringen u nd sie zu treuen Vasallen der amerikanischen Politik zu machen. Ziel die¬ ses Mechanismus ist es, fremde Staaten zu beeinflussen und im für die USA-Regierung und die amerikanischen Unternehmen günstigen Sinne zu manipulieren. Kurzum: Dieser außenpolitische Mechanismus soll die per¬ manente Herrschaft amerikanischer Multis in vielen Staaten der Welt si¬ chern«- Dieselben Ziele verfolgt auch The Voice of America. Die Tätigkeit des Auslandsbüros der USIA wird durch ein «Landespro¬ gramm» genanntes Dokument reglementiert. In diesem Dokument werden die Ziele der USA im jeweiligen Land bzw. Gebiet aufgeführt und die Ziele der psychologischen Kriegführung abgesteckt («die Schaffung einer be¬ stimmten Situation oder die Verstärkung jener Tendenzen, die zur Realisie¬ rung gewisser Ziele der USA beitragen»). Es werden konkrete Objekte ge¬ nannt und Programme zur Erreichung dieser Ziele präzisiert. Meistens ent¬ halten die «Landesprogramme» Maßnahmen zur Eindämmung des Einflusses der Funkpropaganda Frankreichs und Großbritanniens im jewei¬ ligen Land. Es sind u. a. Maßnahmen vorgesehen, um der Tätigkeit des Bri¬ tischen Rates (britische Institution für außenpolitische Propaganda) entge¬ genzuwirken. { Auch in Westeuropa stößt die Tätigkeit der größten westlichen Sendean¬ stalten auf wachsende Kritik, weil sie die Entwicklung gutnachbarlicher Be¬ ziehungen behindert und in manchen Fällen des normale Leben der Bürger in vielen Ländern stört. Die Öffentlichkeit, des kalten Krieges müde gewor¬ den, protestierte wiederholt gegen die Programme der in der BRD statio¬ nierten USA-Hetzsender. Bereits 1970 wies Willy Brandt, damals Bundes¬ kanzler, auf die Absurdität des Zustandes hin, daß 25 Jahre nach der Been¬ digung des zweiten Weltkriegs ausländische Sender vom Territorium der BRD aus Propaganda gegen Dritte betreiben. In der Prager Politischen Deklaration im Januar 1983 haben sich die Teil¬ nehmerstaaten des Warschauer Vertrages für die Erweiterung der interna¬ tionalen Zusammenarbeit, für die Verbreitung wahrheitsgetreuer Informa¬ tionen und für die gegenseitige geistige Bereicherung der Völker ausgespro¬ chen. Die Schaffung eines Klimas des Vertrauens zwischen West und Ost ist eine der wichtigsten Komponenten zur Verminderung der Kriegsgefahr. Um ein solches Klima zu schaffen, ist es notwendig, ausschließlich wahr¬ heitsgetreue Informationen zu verbreiten und auf Versuche zu verzichten, andere Völker darüber zu belehren, wie sie ihr Leben gestalten sollten. Zusammengestellt von Obering. Karl-Heinz Schubert, Y21XE Literatur Ul G. AlowAV. Wiktorow, Aggression im Äther. Militärverlag der DDR. Berlin 1987, 144 Seiten, Preis 4,80 M. 35 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Auf dem Weg zum Breitband¬ kommunikationsnetz Die Entwicklung der menschlichen Gesellschaft ist eng mit der Entwick¬ lung der Kommunikation verbunden. Dabei wird die Kommunikation zwi¬ schen den Menschen als ein menschliches Grundbedürfnis betrachtet. Die Kommunikation in der menschlichen Gesellschaft hat mit einfachen Laut- und Zeichengebungen angefangen und sich über die Herausbildung von Sprache und Schrift und die Anwendung von optischen und akustischen Zeichen weiterentwickelt. Vor reichlich hundert Jahren wurde mit dem elektrischen Telegrafen der Grundstein für die elektrische Nachrichtentech¬ nik gelegt. Neuerungen und Verbesserungen folgten in relativ rascher Folge: Morsetelegraf, Fernsprecher, Funktelegrafie, Hörrundfunk, Fern¬ schreiben und Fernsehrundfunk (Bild 1). Dabei stand ein stetiges Wechselspiel zwischen der technischen Neue¬ rung, ökonomischem Anwendernutzen und den Wünschen nach verbesser¬ ten Kommunikationsmöglichkeiten im Vordergrund. Die Kommunika¬ tionsformen Sprache, Schrift (Text), Bilder und Daten haben in einer evo¬ lutionären Entwicklung zu unterschiedlichen Kommunikationsdiensten wie Femsprechen, Fernschreiben, Datenkommunikationsdiensten und nicht zuletzt Hör- und Fernsehrundfunk geführt, die durch ein Nebeneinander nichtkompatibler Systeme, Verfahren, Netze und Endgeräte beim Teilneh¬ mer gekennzeichnet sind. \Biirofernsc hreiben _I Bildschirmtext Fernsehrundfunk Faksimile Fernschreiben Hörrunifunk Funktelegrafie _ Fernsprechen 1 Te 'V rafi ? . . I ... i , 1850 WO 1950 2000 Bild 1 Entwicklung der Kommunikationsdienste (Überblick) 36 Einen weiteren Einfluß auf die Entwicklung nahm und nimmt die stei¬ fende Bedeutung der Information bzw. des Informiertseins als effektiv wir¬ kender Produktivitätsfaktor. Der geistig-schöpferische Anteil an der Pro¬ duktion nimmt an Größe und Bedeutung zu und wirkt sich in Form von prozeßsteuerungeri, Kontrolleinrichtungen und Programmen sowie recht¬ zeitiger und richtiger Entscheidungsfindung aus. Das Niveau der infrastruk¬ turellen Einrichtungen, mit denen Informationen unterschiedlicher Art ver¬ arbeitet und übertragen werden, hat im Büro- und Verwaltungsgebiet gegen¬ über dem Tempo der industriellen Produktivitätssteigerung einen deutlichen Rückstand, der auf bedeutende zu erschließende Reserven hin¬ deutet. Der Wunsch und die Notwendigkeit nach weiteren Kommunikations¬ möglichkeiten, der wachsende Anfall an Informationen, Nachrichten und Daten, das gestiegene Informationsbedürfnis und die von der Mikroelektro¬ nik, der Datenverarbeitung und in jüngster Zeit von der optischen Nach¬ richtentechnik gebotenen technologischen Voraussetzungen haben zu Vor¬ schlägen für neue Kommunikationsdienste (Bildschirmtext, Videotext, Ka¬ beltext, schnelle Datenübertragung) geführt, die die Systemvielfalt noch weiter erhöhen. Andrerseits ist auch die Entwicklung so weit fortgeschrit¬ ten, daß diese Kommunikationsdienste in einem gemeinsamen Netz ver¬ eint und integriert werden können. Diese Zielstellung wird auch von den Empfehlungen der 8. Vollversammlung des CCITT ( Comite Consultatif Inter¬ national Telegraphique et Telephonique) vom Oktober 1984 verfolgt, die letzt¬ lich in einem weltweiten Diensteintegrierenden Digitalen Netz, das mit ISDN ( Integrated Services Digital Network ) abgekürzt wird, münden. Heutige und neue Kommunikationsdienste Die zur Zeit angewendeten Kommunikationsdienste (Bild 2) umfassen • das Fernsprechen; • das Fernkopieren; • das Fernschreiben; • den Datendienst (beginnend). Neuere Kommunikationsdienste, die sich zum Teil auch bereits in der Er- probungs- und Einführungsphase befinden, sind • das Bürofernschreiben; Bild 2 Heutige Kommunikationsdienste 37 • der Bildschirmtext und der Videotext; • der Kabeltext; • der elektronische Briefkasten; • die Datenkommunikation. Integration der Kommunikationsdienste durch ISDN Die Integration der bisher nebeneinander und in zum Teil getrennten Net¬ zen arbeitenden Kommunikationsdienste ist die Zielstellung der weiteren Entwicklung. Ausgangspunkt dafür ist die Digitalisierung des analogen Fernsprechnetzes, wobei Übertragungs- und Verm'ttlungstechnik einge¬ schlossen sind. Damit wird gewährleistet, daß durchgängig ein Übertra¬ gungsweg von 64 kbit/s besteht. Die Digitalisierung kann zuerst im Fem- netz (PCM 30, PCM 120, PCM 480), später im Ortsnetz vorgenommen wer¬ den. Ein derartiges digitales Netz kann bereits neben dem Femsprechen und dem Fernkopieren noch andere Kommunikationsdienste (Datenkom¬ munikation, Fernschreiben, Bürofernschreiben) umfassen. Realisiert wird diese Zielstellung durch das ISDN-Konzept, das vorsieht, alle beim Teilnehmer entstehenden Signale der einbezogenen Kommunika¬ tionsdienste digital über eine einzige Teilnehmeranschlußleitung zu ver¬ mitteln und zu übertragen, wobei alle Kommunikationsformen wie Spra¬ che, Texte, Bilder und Daten eingeschlossen sind. Beim ISDN wird die Di¬ gitalisierung bis zum Teilnehmer fortgesetzt, d.h., die analoge Übertragung auf einer Kupferdoppeladerleitung ist durch die direkte Digitalübertragung unter Einsatz von LSI- und VLSI-Schaltungen ersetzt. ISDN - frei übersetzt: digitales Fernmeldenetz mit integrierten Kommunika¬ tionsdiensten - hat zum Ziel, unterschiedliche Geräte und Dienste zu nut¬ zen über: • ein gemeinsames Netz; • einen gemeinsamen Anschluß an die vorhandene Fernsprechleitung; • eine gemeinsame Kommunikationssteckdose; • eine Rufnummer für alle angeschlossenen Endgeräte; • die vorhandene Teilnehmeranschlußleitung (Kupferdoppelader). Bild 3 zeigt die Grundanordnung für den Zugang eines Teilnehmers zum ISDN. Das Endgerät wird über die Endgeräteanpassung mit dem ISDN-fä- higen Netz gekoppelt. Die Endgeräteanpassung kann bei einem ISDN-fähi- S-Schnittstelle Bild 3 Grundanordnung des ISDN-Teilnehmeranschlusses 38 ISDN- Orts- t/ermiftlungs- stelle 1 BasiskamI (6t Kbit/s) 2. Basiskanal (6t Kbit/s) Steuerkanal Do (16 KbitIs) 1. Basiskanal B (6t Kbit/s) 2. Basiskanal B (6t Kbit/s) 29. Basiskanal B(6t Kbit/s) 30. Basiskanal B (6t Kbit/s) Steuerkanal Dz (6 t Kbit/s) ISDN- Netz- abschluli ISDN- Netz- abschluß Bild 4 Teilnehmeranschlüsse im ISDN (Prinzip) Schnittstelle S 0 Basisanschlu/1 B+B+D 0 *m Kbit/s Primärmultiplex- anschluß 30 B*D 2 - 2,046 Mbit/s Schnittstelle S 2 gen Endgerät entfallen. Es folgt die S-Schnittstelle, die den Netzbereich vom Teilnehmerbereich trennt. Als Anschlußtypen sind der Basisanschluß BA (basic access) und der Primärmultiplexanschluß PA (primary rate ac- cess) möglich (s. u ). Diese Schnittstelle trägt auch die Bezeichnung Infor¬ mations- oder Kommunikationssteckdose. Der Netzabschluß NT2 realisiert die Verkopplung der Verbindungs- und der Netzebene. Es folgen der Netzabschluß NT1 und der Leitungsabschluß beim Teilnehmer. Die Verbindung zur Ortsvermittlungsstelle folgt mit einer etwa maximal 5 km langen Zweidrahtleitung bidirektional. Als Über¬ tragungsverfahren wird die Pulskodemodulation mit Echokompensation verwendet. Der Basisanschluß (Bild 4) stellt dem Teilnehmer an der CCITT-standar- disierten Schnittstelle S einen Basiskanal B mit 64 kbit/s, einen weiteren Basiskanal B mit 64 kbit/s und einen Steuerkanal D 0 mit 16 kbit/s zur Ver¬ fügung. Insgesamt umfaßt damit die Schnittstelle S 0 = B + B + D 0 = 144 kbit/s. Die beiden Basiskanäle sind für die Kommunikationsdienste der Indivi¬ dualkommunikation (Sprache, Text, Bilder und Daten) nutzbar. Die Über¬ tragung kann zwischen 2 Teilnehmern oder 1 Teilnehmer und 1 Datenbank (z. B. Bildschirmtext) vorgenommen werden. Der Steuerkanal, der ebenfalls wechselseitig betrieben werden kann, gestattet den Verbindungsaufbau und die Übertragung von Hör- und Anzeigesignalen. Weiter lassen sich Daten- Pakete, Telemetrie- und Alarmsignale bis etwa 10 kbit/s übertragen. Der 16-kbit/s-Steuerkanal ist neben den 64-kbit/s-Basiskanälen ein Merkmal von ISDN. Während die Basiskanäle den Endgeräten zugewiesen w erden, bildet der Steuerkanal den für alle angeschlossenen Endgeräte ge- weinsamen Zeichengabekanal, d. h., hier werden Steuerinformationen zwi¬ schen Netz und den Endgeräten nicht wie heute üblich vor und nach dem 39 Informationsaustausch, sondern während des Austausches gegeben. Damit sind bei ISDN neue Möglichkeiten vorhanden, wie: • Anzeige der Rufnummer anrufender oder bei besetztem Anschluß war¬ tender («anklopfender») Teilnehmer; • Benutzerführung beim Eingeben und Abruf von Informationen; • Angebot an Sonderdiensten über den Steuerkanal (Fernwirken, Überwa¬ chen). Der Basisanschluß bietet folgende Nutzung: • Anschluß unterschiedlicher Endgeräte für gleiche oder unterschiedliche Dienste; • gleichzeitiger Betrieb von 2 Endgeräten unterschiedlicher Kommunika¬ tionsdienste; • Anschluß multifunktionaler Arbeitsplätze und von Mehrdienste-Endge- räten. Primärmultiplexanschluß Der Primärmultiplexanschluß (PA) ist besonders für den kommerziellen Bereich vorgesehen und umfaßt (Bild 4) • 30 Basiskanäle mit je 64 kbit/s; • einen Steuerkanal (D2) mit 64 kbit/s. Der Aufbau ist 30 B + D2 = 1948 kbit/s. Mehrfach- und Mischkommunikation ISDN ermöglicht eine Mehrfachkommunikation (gleichzeitige Verbindung über verschiedene Dienste zu unterschiedlichen Teilnehmern) und eine Mischkommunikation (gleichzeitige Übertragung von Sprache und Text). Damit werden insbesondere bei Multiplexanschlüssen die Teilnehmer bes¬ ser erreichbar. Über den Steuerkanal können bei benutzten B-Kanälen In¬ formationen zwischen Teilnehmerendgerät und Netz ausgetauscht werden. Beispiele dafür sind die Mitteilung der laufenden Gebühren oder des Post¬ eingangs im «elektronischen Briefkasten». Diensteumfang Der Umfang der Kommunikationsdienste im ISDN (Tabelle 1) umfaßt mit verbesserten Leistungsmerkmalen: • Standarddienste Fernsprechen - bessere Verständigungsqualität, 2 gleichzeitige Verbin¬ dungen unter einer Rufnummer, Anzeige und Bedienerführung am Dis¬ play, textbegleitendes Fernsprechen; Bürofernschreiben - schnellere Übertragung (kleiner als 10 s für eine A4-Seite), reichhaltige Schriftgestaltung, elektronischer Briefdienst, sprachbegleitende Textübermittlung, elektronische Ablage (Archivie¬ rung); 40 Fernkopierer - schnelle Übertragung, hohe Qualität; Textfax - Kombination aus Bürofemschreiben und Fernkopieren. 0 Datendienste • Bis zu 64 kbit/s oder n x 64 kbit/s, Zugriff zu Datenbanken, Downloa- ding von Personalcomputern, Paketvermittlung. • Sonderdienste • Femmessen - Wasser, Gas, Elektrizität; Fernsteuerung - Heizung; Alarm - Einbruchsicherung. • Informationsdienste, höhere Dienste 0 Auskunftdienste; Ansagedienste; B ildungschirmtext. Mit diesen Leistungsmerkmalen ist ISDN neben der Integration der dem Fernsprech- und Fernschreibnetz zugeordneten klassischen Kommunika¬ tionsdienste auch auf die Einbeziehung neuer digitaler Dienste für die sprachliche und nichtsprachliche Kommunikation mit höherwertigen Lei¬ stungsmerkmalen, von Zusatzdiensten und auf die Erhöhung des Kommu¬ nikationskomforts gerichtet. Ferner ist ISDN mit neuen Endgeräten beim Teilnehmer verbunden, die sich durch eine Multifunktionalität für die Ver¬ arbeitung von Sprache, Text, Bildern und Daten und einheitliche Bedien¬ vorgänge auszeichnen. Multifunktionaler ISDN-Arbeitsplatz auf dem kommerziellen Sektor Das ISDN-Konzept gestattet auch Neuerungen auf dem Büro- und Verwal¬ tungssektor durch den Aufbau eines multifunktionalen Arbeitsplatzes. Die¬ ser Arbeitsplatz (Bild 5) greift auf die Daten-, Nachrichten-, Büro- und 41 Textverarbeitungstechnik zurück. Zentrales Eingabegerät bildet eine mo¬ derne Tastatur, die neben einer Texteingabe auch zur Dateneingabe und Steuerung anderer Komponenten des Arbeitsplatzes verwendet wird. Für die Darstellung verwendet man einen Bildschirm. Die Ausgabe des Textes kann auf einem Drucker bzw. seine Ablage in einem Speicher vorgenom¬ men werden, der als Halbleiterspeicher (Zwischenspeicherung), Diskette (Arbeitsplatzspeicher) oder optische Datenplatte (Archivspeicher) ausge¬ führt ist. Neuerungen sind die Eingabe von Grafikelementen und die Text¬ bearbeitung (Redigieren, Verändern, Löschen u. ä.). Rechenoperationen und Steuerungen sind über einen angeschlossenen Rechner (Personalcom¬ puter, Mikrocomputer, Bürocomputer) möglich. Endgeräte für das ISDN-Konzept Die effektive Nutzung der Vorteile des ISDN-Konzepts erfordert neue und den Bedingungen angepaßte Endgeräte beim Teilnehmer. Neben der hohen Übertragungsgeschwindigkeit, die sich vor allem bei den visuellen Diensten deutlich auswirkt, sind für die ISDN-Nutzung die Teilnehmersignalisierung über den Steuerkanal (D), die Misch- und Mehrfachkommunikation über eine Anschlußleitung sowie die einheitliche Rufnummer für alle Kommu¬ nikationsdienste ausschlaggebend. Ein für ISDN konzipierter digitaler Fernsprechapparat besteht aus den Hauptkomponenten Handapparat zum Hören und Sprechen, Funktions¬ tasten mit Leuchtdioden als Anzeigeelemente und ein- oder mehrzeiliges Flüssigkristall-Display. Mit den Funktionstasten können Dienste auf einfa¬ che Weise durch Tastendruck aktiviert werden. Dabei zeigen die LED den jeweiligen Betriebszustand optisch an. Das Display meldet dem Teilnehmer Informationen aus der Vermittlung, so z. B. bei einem Anruf die Rufnum¬ mer oder den Namen des Anrufers. Auf diese Weise kann sich bei einem bereits telefonierenden Teilnehmer ein zweiter Anrufender bemerkbar ma¬ chen. Auf dem Display erscheinen bei (Abfrage-)Tastendruck auch Mel¬ dungen, für welche Kommunikationsdienste bereits Nachrichten eingegan¬ gen sind (z. B. Rückruf erforderlich, Fernkopie oder Teletex-Schreiben auf dem entsprechenden Endgerät eingegangen). Besser der ISDN-Konzeption angepaßt ist ein Mehrdienste-Endgerät (Multiterminal), das unterschiedliche Kommunikationsdienste (Sprach- und Textkommunikation) 'zusammenfaßt. Mit einem derartigen Endgerät sind u. a. möglich: • zeitgleiche Bearbeitungsvorgänge (z. B. Telefonieren und Textherstellung); • sprachergänzende Kommunikationsarten, wie Dokumentenübertragung während eines Telefongesprächs; • visuelle Darstellung auf einem Bildschirm; • Möglichkeit des Ausdruckens von Textdarstellungen; • Wechsel eines Dienstes ohne Beeinträchtigung eines anderen, gerade lau¬ fenden Dienstes. 42 Künftige breitbandige Kommunikationsdienste Die im ISDN in der gegenwärtigen Konzeptionsform einbezogenen Kom- munikationsdienste sind Schmalbanddienste, die sich in Kommunikations¬ dienste aus dem heutigen Fernsprechnetz, Dienste aus dem Text- und Da¬ tennetz und neue Dienste einteilen (Tabelle 1) lassen. Die Einbeziehung breitbandiger Kommunikationsdienste (Bildfernsprechen, Kabeltext oder Fernsehen) ist nicht möglich. Das weitere Ziel besteht darin, mit dem Über¬ gang auf ein Breitband-ISDN künftig zu einem universellen Kommunika¬ tionsnetz zu gelangen. Tabelle 1 Überblick über Parameter digitaler Signale Signalart Abtastfrequenz Kodierung bit-Rate Femsprechsignal 8 kHz 8 bit 64 kbit Tonsignal digitaler Hörrundfunk 32 kHz 16 bit 1,024 Mbit/s (Stereo) CD-Platte 44,1 kHz 16 bit 1,411 Mbit/s (Stereo) digitales Magnetband 48 kHz 16 bit 1,536 Mbit/s (Stereo) Video 8 31,25 kHz 8 bit 250 kbit/s (Mono) digitaler Videorecorder 48 kHz bis 20 bit Digivision etwa 35 kHz 16 bit Bildsignal geschlossene Kodierung PAL/SECAM 13,3 MHz 8 bit 106,3 Mbit/s 17,7 MHz 8 bit 141,8 Mbit/s NTSC 10,7 MHz 8 bit 85,6 Mbit/s 14,3 MHz 8 bit 114,4 Mbit/s Komponentenkodierung Leuchtdichtesignal 13,5 MHz 8 bit ges. 216 Mbit/s FarbdifTerenzsignale 6,75 MHz 8 bit Von einem Breitbandkommunikationsnetz erwartet man: • die Einbeziehung des Bewegtbilds in die Kommunikation; • die Bereitstellung höher auflösender Bilder für professionelle Anwendun¬ gen und eine verbesserte Bewegtbildqualität beim Fernsehen (Ziel: Hoch- zeilen-Femsehen); • den schnellen Austausch von Dokumenteninhalten (Text, Grafik) und von Daten; • den gezielten Abruf von Informationen, die an einem anderen Ort als Daten, Text, Grafik, Bild und Film gespeichert sind; • den Zugang zu Datenbanken; • die einfache Handhabung von Diensten und Endgeräten. Die vom Breitband-ISDN den Teilnehmern zur Verfügung gestellten Kommunikationsdienste umfassen einmal alle auch vom Schmalband- ISDN gebotenen Dienste (Femsprechen, Textübertragung, Datenübertra¬ gung, Bildschirmtext) und weitere breitbandige Dienste (Tabelle 2): 43 Individual¬ kommunikation Merkmal: Vermitteln, Wählen Massen¬ kommunikation Merkmal: Verteilen Femsprechen Videotext Textübertragung Kabeltext Fernkopieren Stereohörrundfunk Datenkommunikation Fernsehrundfunk Bildschirmtext Hochzeilenfernsehen Bildschirmkonferenz Bildfernsprechen Bildabruf Tabelle 2 Übersicht über die im Breitband-ISDN angebotenen Kommunikationsdienste Bildfernsprectien; Bildschirmkonferenz; Bildabruf (Breitband-Bildschirmtext, Festbildabruf, Abruf von Filmsequen¬ zen); schnelle Datenübertragung; Kabeltext; Hör- und Fernsehprogrammverteilung (Massenkommunikation) Die zusätzlichen Dienste lassen sich einteilen in (Bild 6) • Dialogdienste Sie ermöglichen einen zweiseitig gerichteten Dialogverkehr zwischen 2 ober bei Konferenzschaltung auch mehreren individuellen Teilnehmern (Mensch - Mensch) oder zwischen einem Teilnehmer und einer institu¬ tionellen Einrichtung (Mensch - Maschine) wie auch zwischen techni¬ schen Systemen (Maschine - Maschine). Hierunter fallen das Bildfern¬ sprechen, der schnelle Dokumentenverkehr und der schnelle Datenver¬ kehr. • Abruf- und Zugriffdienste Mit diesen beiden Diensttypen kann der individuelle Teilnehmer gezielt Informationen aus Datenbanken, Archiven, Videotheken u.a. beschaffen. Bei Abrufdiensten erhält der Teilnehmer die gewünschten Informationen auf Anforderung hin übermittelt. Bei Zugriffsdiensten wählt der Teilneh¬ mer Informationen unmittelbar an seinem Endgerät aus einem von einer Zentrale (Anbieter) periodisch umlaufenden ausgesendeten Gesamtange¬ bot aus. Hierzu zählen der Breitband-Bildschirmtext und der Kabeltext. • Verteildienste Diese Dienste verteilen Informationen oder Programmaterial aus einer Zentrale gleichzeitig an viele Teilnehmer. Zu den Verleihdiensten gehö¬ ren das Fernsehen (Ziel: Hochzeilen-Fernsehen) und spezielle Datenver¬ teildienste. Die Integration der zur Bewegtbildkommunikation gehörenden breitban¬ digen Kommunikationsdienste erfordert die Übertragung von bit-Raten von 1,5 Mbit/s bis 140 Mbit/s und damit breitbandige Übertragungswege in den Fern- und Ortsbereichen bis hin zum Teilnehmer (Tabelle 3). Dafür eignen 44 pienst/übertragener Inhalt Daten volumen (Mbit) Farbfernsehbild 4... 6 hochauflösendes Farbfem- sehbild 16... 24 y^ 4 -Seite-Faksimile (Schwarz/Weiß) 1... 4 A 4 -Seite-Faksimile (Grün) 9... 16 A 4 -Seite-Faksimile (farbig) 30... 60 Zeitungsseite 200...600 Hochauflösende Computergrafik 20...100 Tabelle 3 Datenvolumina verschiedener Übertragungsinhalte sich Lichtleitfasern, die ihre Vorteile (geringe Dämpfung, keine Beeinflus¬ sung durch elektromagnetische Störfelder) als breitbandiges Übertragungs¬ medium bereits gezeigt haben. Die möglichen Kommunikationsdienste bei Breitband-ISDN tragen ver¬ mittelnden (Individualkommunikation, Wähldienste) oder verteilenden (Massenkommunikation) Charakter. Bei der Individualkommunikation ist eine frei wählbare Breitbandverbindung erforderlich, über die die individu¬ elle Kommunikation von Teilnehmern oder zu einer Zentrale vorgenom¬ men wird. Ersten Vorstellungen zufolge wird beim Breitband-ISDN der Basisan¬ schluß (B + B + D) um einen Breitbandkanal ergänzt. Er erhält die Signali¬ sierung mit über den D-Kanal. Auch erscheint es zweckmäßig, davon aus¬ zugehen, daß für Breitband-Dialogdienste (z. B. Bildfernsprechen) kleinere bit-Raten ausreichen. Durch Transkodieren ist beim Übergang auf das AbrufIZugriff Dienstetypen bei Breitband-ISDN 45 Digital- fernsprechsr Textstation Datenstation Monitor Fernseh¬ empfänger Digital¬ fernsprecher Fernschreiber Bürofern¬ schreiber Fernkopierer Datenstation Analogfern¬ sprecher Fernkopierer Lichtleitfaser nxBP Kbit/s mxTWMbit/s Kupferleitung 2 x 6h kbit/s Ix IS Kbit/s Kupferleitung (3,4-kHz- _ Bandbreite) Breitband- ISDN Schmalband- ISDN analoges Fernsprechnetz Bild 7 Entwicklung vom Fernsprech • netz zum Breitband-ISDN Kommunikations - dienste Heutige Netze 7 Phase 2. Phase 3. Phase Fernsprechen Fernkopieren Bildschirmtext Langsame Datenübertragung Fernschreiben Bürofernschreiben Datex- L Datex- P Bildfernsprechen Bildschirmkonferenz Bildabruf Hörrundfunk Fernsehmndfunk Kabeltext Fernsprech¬ netz digitales Fernsprech¬ netz ,_f — Fernschreib¬ und Daten¬ netz (IDN) 1 L_i IDN Schmal¬ band ISDN I Gemein- l j Schafts- j \_antennen_ _1 I- ! Breitband- ' kabelnetz I i_ I I J Breit¬ band ISDN Bild 8 Schritte zum Breitband-ISDN 46 pernnetz eine Redundanzminderung der Breitbandsignale von 140 Mbit/s auf 34 Mbit/s möglich. Werden auch Verteildienste (Fernsehen) mit in das Breitband-ISDN ein¬ bezogen (Bild 7), so müssen mehrere Breitbandsignale gleichzeitig zum Teilnehmer übertragen werden. In diesem Fall bietet sich der Wellenlän¬ genmultiplexbetrieb in Lichtwellenleitern an. Bei der Verlegung der Verteil¬ netze wird anstelle der Baumstruktur, zumindest im Ortsbereich, die Stern¬ struktur angewendet. Die Einführung der Breitbandkommunikation mit dem Ziel eines Uni¬ versalnetzes für alle Dienste wird vielerorts konzipiert, wobei unterschiedli¬ che Bezeichnungen geläufig sind, wie z. B. INS - Information Network Sy¬ stem, UIS - Universal Information Service, IBC - Integrated Broadband Com- munication. Die Breitbandkommunikation läßt sich mit Rücksicht auf beste¬ hende Dienste und Netze nur in Phasen (schrittweise) einführen. Bild 8 zeigt dazu eine Möglichkeit. Literatur [1] H. Bergmann, Neue Formen der kommerziellen Kommunikation, radio-femsehen- elektronik, Berlin 30 (1981) 7, Seite 462 bis 464. [2] K.-H. Kleinau, Gestaltung und Planung eines diensteintegrierten digitalen Nach¬ richtennetzes der Deutschen Post. Nachrichtentechnik-Elektronik, Berlin 36 (1986) 3, Seite 107 bis 109. [3] K.-H.Rosenbrock, Mögliche Integration von Fernmeldediensten im digitalen Fern¬ sprechnetz ISDN. Zeitschrift für das Post- und Femmeldewesen, Sternberg (1982) 9. [4] S. Kustermann, Kommunikationstechnik im Teilnehmeranschlußbereich. Nach¬ richtentechnik-Elektronik, Berlin 36 (1986) 8, Seite 308 bis 310. [5] H. Bergmann, Stand und weitere Entwicklung der Bürokommunikation. Bild und Ton, Leipzig 39 (1986) 10, Seite 308 bis 312. [6] W. Noe, ISDN-Vorteile effektiv nutzen, telcom report, Berlin (West) 10 (1987) 4, Seite 250 bis 254. [7] P. Berwing, Mit neuen Endgeräten in die ISDN-Zukunft. telcom report, Berlin (West) 10 (1987) 3, Seite 191 bis 197. [8] H. Armbrüsten Breitband-ISDN erfüllt die wachsenden Telekommunikationswün¬ sche. telcom report, Berlin (West) 9 (1986) 3, Seite 168 bis 175. [9] H. Armbrüster, Künftige Kommunikation mit dem Breitband-ISDN. Nachrichten Elektronik + Telematik, Heidelberg 40 (1986) 5, Seite 187,190,192, 194 bis 197. 47 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Die Digitalisierung von Signalen Die Digitalisierung von Signalen und die digitale Signalverarbeitung haben ausgehend von der kommerziellen Nachrichtentechnik und der Datenverar¬ beitung eine große Bedeutung erlangt und werden zunehmend in anderen Bereichen eingesetzt, zu denen auch die Verarbeitung und Speicherung von Ton- sowie von Bildsignalen gehören. Stimuliert wird diese Entwicklung durch die Verfügbarkeit von entsprechenden integrierten Schaltungen und ihrem ökonomischen Einsatz. Die digitale Verarbeitung von Signalen umfaßt ein breites Funktions¬ spektrum, zu dem auch Signalverarbeitungsaufgaben gehören, die mit her¬ kömmlichen analogen Verbreitungsprinzipien überhaupt nicht oder nur mit sehr großem Aufwand möglich sind. Allerdings ist dabei stets zu berück¬ sichtigen, daß die Signale in ihrer ursprünglichen Erscheinungsform vor¬ wiegend analoger Natur sind (Ton- und Bildsignalquellen, Signale von Sen¬ soren) und am Ende der Verarbeitung auch wieder in eine analoge Form zurückverwandelt werden müssen. Vorteile einer digitalen Signalverarbeitung Elektronische analoge Systeme werden durch eine Zusammenschaltung un¬ terschiedlicher, an die zu erfüllenden Verarbeitungsfunktionen angepaßter Analogbausteine realisiert, deren Verhalten mit Kennlinien und Übertra¬ gungsparameter bestimmt wird. Die Kennlinien und Übertragungsparame¬ ter unterliegen einer zeitlichen, oftmals nicht immer erfaßbaren Inkonstanz (Altern der Bauelemente, Temperatureinflüsse) und Beeinflussungen durch die Umwelt (elektromagnetische Störeinstreuungen, Schwankungen der Versorgungsspannung). Diese stören alle die Stabilität und die Genauigkeit des analogen Systems. Eine wesentliche Verbesserung ist durch digitale Verarbeitungssysteme möglich, deren Verarbeitungsregeln nicht mehr durch Kennlinien, sondern durch numerische Anweisungen (Algorithmus) bestimmt werden. Instabili¬ täten durch Temperaturschwankungen oder Drifterscheinungen entfallen fast vollkommen. Die Störanfälligkeit ist geringer, auch was das Signal selbst betrifft. Die Signale sind einfacher zu reproduzieren. Weiterhin ge¬ statten digitale Systeme eine Mehrfachausnutzung von Übertragungswegen (Multiplexbetrieb). 48 Die Vorteile einer Signaldigitalisierung zeigen sich besonders bei der Verarbeitung und Speicherung von Ton- und Bildsignalen, wobei weitere Verbesserungen möglich sind, wie sie sich mit analogen Systemen nicht oder nur mit hohem Aufwand erzielen lassen. Hierunter fallen eine Erhö¬ hung des Rauschabstands, eine Verringerung der Verzerrungen, eine Erwei¬ terung des Dynamikumfangs, eine Verbesserung des Frequenzgangs, die Vermeidung von Gleichlaufschwankungen, ein geringes Übersprechen zwi¬ schen Kanälen und ein Umkopieren ohne Signalverschlechterungen. Pulskodemodulation Zur digitalen Signalverarbeitung ist es notwendig, die aus der Umwelt (Ton- und Bildsignale) oder aus technischen Prozessen (Ausgangssignale von Sensoren) aufgenommenen analogen Signale mit der Pulskodemodula¬ tion (PCM) in digitale Signale umzuwandeln. Dazu muß das zeitkontinu¬ ierlich vorliegende analoge Signal in einen seriellen digitalen Datenstrom umgewanuelt werden. Die dazu notwendigen Prozeßschritte umfassen: Ab¬ tastung, Quantisierung und Kodierung (Bild 1) in einem Analog/Digital- Wandler (A/D-Wandler). Bei der Abtastung des zeitkontinuierlichen analogen Signals werden zu bestimmten vorgegebenen Zeiten Proben des Signals entnommen und das zeitkontinuierliche Signal in ein zeitquantisiertes umgesetzt. Dabei ist das sogenannte Abtasttheorem gültig, nach dem eine in der Frequenz begrenzte Zeitfunktion eindeutig durch ihre diskreten (d. h. zeitquantisierten) Werte bestimmt werden kann, wenn mit mehr als der doppelten Frequenz abgeta¬ stet wird. Bezeichnet man die Abtastfrequenz mit f A und die höchste Signal¬ frequenz mit/ s , so gilt: f A >2-f s . Dabei ist oftmals die höchste Signalfre¬ quenz der zu übertragenden Bandbreite des Nutzsignals gleichzusetzen. Die Abtastfrequenz f A weist ein Frequenzspektrum auf, dessen Spektralli¬ nien jeweils im Abstand von f A auftreten. Wird nun eine Abtastung der Si¬ gnalfrequenz f s durch die Abtastfrequenz f A vorgenommen, so überlagern sich um jede Spektrallinie der Abtastfrequenz die Summen- und Differenz¬ frequenz mit der Signalfrequenz, d.h., die Seitenbänder des Nutzsignals la¬ gern sich um die Spektrallinien der Abtastfrequenz (Bild 2). Die notwen¬ dige Übertragungsbreite erhöht sich sehr stark. Wird die Bedingung f A > 2/ s nicht in jedem Augenblick eingehalten, d.h., übersteigt die Signalfrequenz f s den vorgegebenen Grenzwert, so treten Spektralanteile in den Seitenbändern auf, die in die benachbarten Seiten¬ bänder hineinreichen und zu Störungen (Aliasing) führen. Deshalb ist es notwendig, vor der Abtastung die Signalfrequenz durch ein steiles Tiefpa߬ filter auf den vorgeschriebenen Maximalwert (f s ) zu begrenzen. Der bei der Abtastung gewonnene Abtastwert des analogen zeitkontinu¬ ierlichen Signals entspricht in seiner Amplitude der Amplitude des Signals zum jeweils vorliegenden Zeitpunkt. Die Amplitudenwerte können deshalb eme Vielzahl von Größen annehmen. Bei der auf die Abtastung folgenden Quantisierung wird eine Einschränkung über die Größe der möglichen Am- 49 »a 8 7 6 5 8 3 2 1 0 4 4 ‘i t» 4 4 4 4 4 f ro 4i 4z ^ Abtastun g des analogen Signals zu den Zeitpunkten t v durch Abtostwerte T 2 3 „ ! j 74 bit \3bit nbit \3bit\ | jetzt nbitjeüymbol Kanat-bit- Folge Ui# " Koppel-bit 27 Synchron-bit. I. _!*!# 33 Datensymbole zu 17 bit -567 bit f 27 Synchron-bit 27 bit Kanal-bit ‘588 bit Original -Daten- Folge \c\o\m\p\a\c\t\ |o|/|5|c| \a\u[d\T\ö\ Verschachteln |o|4| |c|/lcNc|»|>rio|f|y|olJm Speichern Bild 7 Kodierprinzip bei der CD-Platte Dropout [Öj^T |c|/ |c|m|C| X |7|$|0|0|'|/l| Wieder- ’ ' ^ k ■ • ' " ' ' • ' ' ■ ' gäbe Entschärfte!n t U°N?M|g|r| \D\t\s\cW\t\o\<\? Fehlerkorrektur i L£ lpRpl/i|c|rj |o|/|s|c| \a\u\d\i |o| rekonstruierte Daten-Folge Bild 8 bit-Verschachtelung (Interleaving) 57 Mit C/D-Symbol bezeichnet man einen zusätzlichen Subkode der Com¬ pact Disk, der für Steuer- und Anzeigezwecke innerhalb der digitalen Ton¬ information untergebracht wird. Dieser Subkode liefert auswertbare Hin¬ weise über die Pausen zwischen Musikstücken, Such- und Wiederholfunk¬ tionen, Informationen über Titel, verbleibende und abgelaufene Spielzeit u.a. und wird im Steuer- und Display-Koder aufbereitet. Das spezielle C/D- Symbol besteht aus 8 bit und kann 8 Informationskanäle übertragen. Die jetzt vorliegende Daten-bit-Folge weist ein NRZ-Format (no return to zero) auf, das keine Taktregenerierung zur Wiedergabe enthält. Die Da¬ ten-bit-Folge aus 8-bit-Worten wird deshalb im EFM-Modulator (Eight-to- Fourteen) vor der Aufzeichnung in einen Datenstrom aus 14-bit-Symbolen umgewandelt. Diese Umwandlung bewirkt, daß sich stets wenigstens 2 Nul¬ len zwischen aufeinanderfolgenden Einsen befinden. Den aus den 8-bit- Symbolen entstandenen 16 bit langen Symbolen werden jeweils noch 3 Koppel-bits hinzugefugt, so daß jetzt das Datensymbol 17 bit umfaßt (Kanal-bits). Die bit-Folge enthält jetzt 33 Datensymbole zu 17 bit Länge, d. h. 33 x 17bit = 561 bit. Es wird weiterhin noch ein Synchronisiersymbol von 27 bit Länge angehängt. Der Rahmen im Kanalformat enthält jetzt 561 bit+ 27 bit. Dieses Signal steuert den Laserstrahl beim Aufzeichnen der Daten auf die Platte. Durch das relativ komplizierte Verfahren wird ein optimaler Fehler¬ schutz gewährleistet. Ferner werden sogenannte Lauflängenbedingungen garantiert, und der Niederfrequenzanteil wird niedrig gehalten. Die ur¬ sprüngliche bit-Rate von rund 1,5 Mbit/s wird durch alle diese Maßnahmen wesentlich erhöht. Im D/A-Wandler entsteht bei der Dekodierung wieder ein pulsamplitu¬ denmoduliertes Signal (PAM), wobei aus dem Kodewert der zugehörige quantisierte Amplitudenwert abgeleitet wird. Es ergibt sich das zur Sender¬ seite äquivalente Signalspektrum mit dem Basisband und den zu beiden Seiten der Abtastfrequenz liegenden Seitenbändem. Zur Rückgewinnung des Signals ist ein Tiefpaß notwendig, der die unerwünschten Frequenzbän¬ der vom Basissignal abtrennt. Dieses Filter erfordert eine hohe Filtersteil¬ heit, damit Störgeräusche des unteren Seitenbands der Abtastfrequenz nicht mit erfaßt werden. Weiterhin muß der D/A-Wandler innerhalb des halben Wertes eines bits (LSB) linear unterscheiden können, was bei der Kodierung von 16 bit sehr schwierig ist. Bei der D/A-Wandlung auf der Wiedergabeseite verwendet man deshalb eine sogenannte Überabtastung (Oversampling), die neben einer einfache¬ ren Filterung weitere Vorteile bietet (Bild 9): Einsatz eines linearen und stabilen 14-bit-D/A-Wandlers sowie Verbesserung der Rausch- und Verzer¬ rungsverhältnisse. Dazu werden die beiden 16-bit-Signale (Stereosignale) mit der Abtastfrequenz von 44,1 kHz in ein digitales transversales Oversam¬ pling-Filter eingegeben, das als eine Reihe von Verzögerungsleitungen mit Multiplikatoren aufgefaßt werden kann. Dabei wird die Abtastfrequenz auf das 4fache (176,4 kHz) angehoben. Auch das Rauschen wird über einen größeren Frequenzbereich verteilt, so daß im NF-Band nur ein geringer Teil verbleibt (6 dB Rauschabsenkung). Am Ausgang des Filters erscheint ein 58 16 bit iftf'lkHz 28 bit Digitales Oversampling-] Filter TKftkHz nbit 176,9kHz Rausch- _ former LT* D/A Sample / Hold Analog¬ filter NF ' nbit LSB Verzögerung Bild 9 Signalverarbeitung auf der Wiedergabeseite der CD-Platte B 0 B 0 = Basisbandbreite *1 f A - Abtastfrequenz Bild 10 Frequenzspektrum nach dem Oversampling i [ 111111 11111111 f - TrTrm.rmnT Signal mit 28 bit (Multiplikationswirkung durch das Filter von 12 bit) und der Abtastfrequenz von 176,4 kHz. Durch das Digitalfilter (Bild 10) werden die Frequenzanteile von 44,1 kHz, 88,2 kHz und 132,3 kHz unterdrückt, so daß eine einfache Filterung möglich wird. Ein anschließender Rauschformer gewinnt aus dem 28-bit-Signal ein 14-bit-Signal, das ein 14-bit-A/D-Wandler verarbeiten kann. Die fehlenden 14 bit (LSB) enthalten vorwiegend Quantisierungsrauschen und Rundungs¬ fehler und werden nach einer Verzögerung mit umgekehrtem Vorzeichen von der nächsten Abtastung abgezogen (weitere Rauschminderung). Bei dieser Verfahrensweise wird trotz der 14-bit-Wandlung der Qualitätsstan¬ dard der 16-bit-Kodierung beibehalten. Digitale Tonsignale beim Fernsehen und Rundfunk Bei dem für die Fernsehsatellitenübertragung geeigneten Zeitmultiplex- Verfahren D2-MAC/Paket wird die Toninformation digital übertragen. Die Abtastfrequenz beträgt 32 kHz (NF-Bandbreite von 15 kHz), die Kodierung wird mit 16 bit vorgenommen. In diesem Fall ist auch eine Tonübertragung mit verminderter Qualität (NF-Bandbreite von 7 kHz) vorgesehen, die mit einer Abtastfrequenz von 16 kHz auskommt. Der digitale Hörrundfunk ist ebenfalls für eine Abtastfrequenz von 32 kHz (NF-Bandbreite von 15 kHz) bei einer Kodierung mit 16 bit konzi¬ piert. Es werden jeweils 16 Stereo- oder 32 Monokanäle in einem Satelliten¬ kanal übertragen, so daß die Gesamt-bit-Rate einschließlich von Zusatz¬ bits zur Datensicherung 20,48 Mbit/s beträgt. 59 Digitale Tonsignalspeicherung auf Magnetband Die Digitalisierung von Tonsignalen für die Aufzeichnung auf Magnetband (Bild 11) ähnelt den Verhältnissen bei der Compact Disk. Hier werden - wie im Fall des Systems R-DAT (Rotary Head Digital Audio Tape) mit Schrägspuraufzeichnung und rotierenden Köpfen (ähnlich wie bei Video- recordem) - auch der Reed-Solomon-Kode mit Verschachtelung und die EFM-Modulation angewendet. Die Kodierung nimmt man mit 16 bit vor. Allerdings werden in diesem Fall unterschiedliche Abtastfrequenzen (Ta¬ belle 3) in Abhängigkeit von der Bereitstellung der digitalen Tonpro¬ gramme eingesetzt. Eine Abtastfrequenz von 48 kHz gestattet die eigene Aufnahme und ihre Wiedergabe, eine Abtastfrequenz von 44,1 kHz wird für die Wiedergabe bespielter Digitalkassetten und eine von 32 kHz für die Aufnahme und Wiedergabe von digitalen Programmen über den digitalen Hörrundfunk benutzt. Bei R-DAT wird die digitale Toninformation auf einer 13,6 pm breiten und 23,5 mm langen Schrägspur (Bild 12) auf dem Magnetband aufgezeich¬ net, das man mit einem Umschlingungswinkel von 90° um die rotierende Kopftrommel führt. Die bit-Rate der digitalen Tonsignale beträgt 1,5 Mbit/s, die sich durch Fehlerkorrektur und Subkodes auf 2,77 Mbit/s erhöht. Jede Spur enthält neben den Tonsignalen auch weitere Signale wie Signale zur automatischen Spurhaltung (ATF), Signale für Informationen über Zeitkode, Titelnummer, Abtastfrequenz, Kopierschutz u. a. Dazu ist jede Spur in 196 Blöcke zu je 288 bit unterteilt. Jeder Block beginnt mit 8 Synchron-bit, gefolgt von 8 Identifikations-, 8 Blockadressen- und 8 Pari- täts-bit. Der Rest jedes Blocks ist mit 256 Daten- und Paritäts-bit (digitale Tonsignale) belegt. Auf einer Spur befinden sich Bereiche für 8 Subkodeblöcke, 5 ATF-Da- tenblöcke, 128 Audiodatenblöcke und nochmals 8 ATF-Datenblöcke und 8 Subkodedatenblöcke. Den Rest bilden weitere Subkodedatenblöcke. Die Wiedergabeköpfe Bild 11 Übersichtsschaltplan (Prinzip) eines digitalen Magnettonspeichergeräts 60 Tabelle 3 p-DAT-Parameter Modus I II III IV V Kanäle 2 2 4 Abtastrate (kHz) 48 32 32 Quantisierung linear 44,1 32 16 nichtlinear — 12 12 Subkode (kbit/s) 273,1 136,5 273,1 ID-Kode (kbit/s) 68,3 34,1 68,3 Spurbreite Spurlänge Schreibgeschwindigkeit Umschlingung Spurwinkel Trommeldurchmesser Azimut Umdrehungen/s Spieldauer Bandgeschwindigkeit Breite des Bandes 13,591 pm 20,4 pm 23,501 mm 3,133 m/s 90° 6° 30 mm ±20° 2000 2 h bzw. 80 min 8,15 mm/s 3,81 mm 12 R-DAT-Spuraufbau 61 dem rechten und linken Tonkanal zugeordneten Audiodaten werden in ge¬ radzahlige und ungeradzahlige Abtastwerte unterteilt und kreuzweise auf nebeneinanderliegende Spuren mit Plus- und Minusazimut der Kopfspalt¬ winkel verteilt (Verschachtelung). Damit sind zeitlich zusammengehörige Audiodaten im Signal in unterschiedlichen Blöcken untergebracht. Digitalisierung von Bildsignalen Die Digitalisierung von Bildsignalen ist mit einer wesentlich höheren Bild¬ signalbandbreite (Größenordnung 5 MHz) verbunden, die höhere Abtastfre¬ quenzen (oberhalb 10 MHz) und damit auch größere Übertragungsband¬ breiten verlangt. Digitalisierte Bildsignale setzt man zur Zeit vorwiegend bei der Signalverarbeitung mit der Zielstellung einer Bildqualitätsverbesse- rung und beginnend auch zur Speicherung von Bildsignalen ein. Komplexe Manipulationen an einem Bildsignal oder Bild können mit di¬ gitalen Verfahren leichter als mit analogen durchgeführt werden. Auch ist es notwendig, durch analoge Verfahren erzeugte Bilder (z. B. Fotos, Satelli¬ tenbilder, Fernseh- und Röntgenbilder) anschließend zu digitalisieren, um sie einer weiteren Bearbeitung durch einen Rechner zugänglich zu machen. Für die Quantisierung der Amplitudenstufen werden häufig 6 bis 8 bit ver¬ wendet, was 64 bis 256 Grauwertstufen entspricht. Geschlossene und Komponentenkodierung Die Digitalisierung eines Farbfemsignals (FBAS-Signal) läßt sich als Gan¬ zes (geschlossene Kodierung: Leuchtdichte- und Farbsignal zusammen ko¬ diert) oder in seinen Komponenten (Komponentenkodierung: Leucht¬ dichte- und Farbsignale separat kodiert) vornehmen. Weiterhin ist eine Ver¬ knüpfung der Abtastfrequenzen mit der Farbträgerfrequenz oder der Zeilenfrequenz möglich. Bei der geschlossenen Kodierung (Bild 13) wird das FBAS-Signal mit den Abtastfrequenzen von 10,7 MHz (= 3 x Farbträgerfrequenz) bzw. 14,3 MHz (4 x/ T ) bei NTSC und 13,3 MHz (3 x/ T ) bzw. 17,7 MHz (4 x/ T ) bei PAL und SECAM abgetastet. Die bit-Raten liegen zwischen 85,6 und 141,8 Mbit/s (s. Tabelle 1). FBAS- Bild 13 Geschlossene Kodierung 62 Die Quantisierung geschieht mit 8 bit, d. h. 256 Amplitudenstufen bzw. u nter Berücksichtigung der 0. Stufe mit 255 Stufen. Dem Synchronwert w jrd dabei die Stufe 4 (Kodierung: 0000 0100), dem Schwarzwert die Stufe 54 (0100 0000), dem Weißwert die Stufe 204 (1110 0000) und dem Maxi¬ malwert (Gelb) die Stufe 250 (1111 1010) zugeordnet. Nach der CCIR-Empfehlung 601 wird für das digitale Fernsehen im Stu¬ dio eine Komponentenkodierung des Leuchtdichtesignals und der beiden parbdifferenzsignale vorgenommen. Das Leuchtdichtesignal wird mit 13,5 MHz, die Farbdifferenzsignale werden mit 6,75 MHz abgetastet, was 864 bzw. 432 Abtastungen je Zeile bedeutet. Die Kodierung geschieht mit 8 bit (d. h. 256 Amplitudenstufen bei der Quantisierung) für alle 3 Signale linear. Die bit-Rate ist 216 Mbit/s. Dabei entfallen 50% auf das Leuchtdich¬ tesignal Y von 5,5 MHz Bandbreite und je 25% auf die beiden Farbdiffe¬ renzsignale R-Y unb B-Y. Bei der Komponentenkodierung wird folgende Zuordnung getroffen: Leuchtdichtesignal - Schwarzwert Stufe 16 (0001 0000) Weißwert Stufe235 (1110 1011), Farbdifferenzsignal- Minimalwert Stufe 16 (0001 0000) Schwarzwert Stufe 128 (1000 0000) Maximalwert Stufe 240 (1111 0000). Die Abstände zu den Stufen 0 und 255 bilden die Übersteuerungsreserve. Die Abtastfrequenz von 13,5 MHz entspricht dem 864fachen der Zeilenfre¬ quenz. Digitale Bildsignalspeicherung auf Magnetband Das Hauptproblem der digitalen Bildsignalspeicherung ist die zu bewälti¬ gende hohe bit-Rate von 216 Mbit/s bei der wie bisher üblichen Spielzeit für eine Videokassette. Die digitale Aufzeichnung auf Magnetband (Bild 14) besteht im Prinzip darin, daß der High-Pegel («1») des digitalen Signals auf dem Band durch eine positive Magnetisierung und der Low-Pegel («O») durch eine negative dargestellt wird. Es ist deshalb möglich, innerhalb einer Wellenlänge auf dem Band 2 bit aufzunehmen. Die kleinste aufzeichenbare Wellenlänge wird mit 0,9 pm, d. h. 2,2 bit/pm, festgelegt. Für den Aufbau eines digitalen Videorecorders für den Studiobereich liegt ein Standardentwurf der SMPTE vor, der mit Dl-Format bezeichnet wird. Bei einer bit-Rate von 216 Mbit/s müssen je Halbbild 4,32 Mbit auf¬ gezeichnet werden, die sich auf einer Schrägspur nicht unterbringen lassen. Es ist deshalb notwendig, ein Halbbild auf mehrere benachbarte Spuren zu v erteilen. Von den 312,5 Zeilen eines Halbbilds werden nur die sichtbaren 300 Zeilen aufgezeichnet, wozu 12 Schrägspuren erforderlich sind. Die 300 Zeilen werden auf 6 Segmente zu je 50 Zeilen aufgeteilt. Ein Segment wird auf 2 Schrägspuren aufgezeichent. Zur Dropout-Unterdrückung wird noch eine zusätzliche Verteilung der Segmente auf unterschiedliche Spuren (Bild 15 ) vorgenommen. Dazu bildet man innerhalb einer Videospur 2 Vi- 63 Bild 14 Digitale Bildsignalspeicherung auf einer Schrägspur Videosektoren Kopfl Kopf2 Kopf3 Kopf 4 I I I I I Bild 15 Spuraufbau bei Dl deosektoren. Für jedes Segment stehen 2 Paare von Videosektoren zur Ver¬ fügung, die auf 4 benachbarte Spuren verteilt werden. Der Fehlerschutz wird durch einen Produktkode gewährleistet. Zwischen den beiden Video¬ sektoren sind auf der Schrägspur noch 4 kleine Sektoren für die digitalen Tonsignale (Abtastfrequenz 48 kHz) eingefügt. Digitale Bildsignalverarbeitung im Fernsehempfänger Im digitalen Farbfernsehempfängersystem «Digivision» wird eine Digitali¬ sierung der Bild- und Tonsignale zur Signalverarbeitung und kurzzeitigen Zwischenspeicherung vorgenommen, wobei danach eine Rückwandlung in 64 analoge Signale zur Ansteuerung von Bildröhre und Lautsprecher notwen¬ dig i st - Die Abtastung des FBAS-Signals geschieht bei der Digitalisierung mit 20,25 MHz und die Kodierung mit 7 bit. In einem Taktratenumsetzer wird dann eine Umsetzung auf 13,5 MHz vorgenommen. Es schließen sich ein digitaler Farbdekoder, ein Bildspeicher, ein Ablenkprozessor und die p/A-Wandlung als wesentlichste Komponenten an, die alle durch IS reali¬ siert werden. Die digitale Signalverarbeitung wird von entsprechenden IS- Signalprozessoren vorgenommen, deren Verarbeitungsprogramm festver¬ drahtet im IS vorhanden ist. So läßt sich eine Verstärkungseinstellung durch eine Multiplizierung auf der digitalen Seite realisieren. Analoge Fil¬ terfunktionen übernehmen Digitalfilter, wobei der Filterkoeffizient angibt, um wieviel ein Abtastwert verändert werden muß. Die Synchronimpulse werden über das dem Synchronimpuls zugeordnete Kodewort erkannt. Die Unterscheidung zwischen Zeilen- und Bildimpulsen wird durch ein Abzählen der digitalen Signalfolge getroffen. Zur Synchroni¬ sation wird digital ein Phasenvergleich zwischen dem digitalen Signal und einem Referenzsignal vorgenommen. Da die Abtastfrequenz mit der Farb¬ trägerfrequenz (/ a = 4x/.) verknüpft ist, können zur Demodulation be¬ stimmte Abtastwerte ausgewählt werden. Die digitale Bildsignalverarbei¬ tung gestattet es weiterhin, neue Funktionen zu realisieren, wie ein flim¬ merfreies Bild durch Erhöhung der Bildfrequenz im Fernsehempfänger, die Kompensation von Geisterbildern, Standbild, Bild im Bild, Ausschnittver¬ größerung, Korrektur von Alterungserscheinungen (Bildgeometrie, Strahl¬ strom) u. a. Literatur [1] E.Philippow, Taschenbuch der Elektronik in sechs Bänden. Berlin 1979. [2] K. Trödle/R. Weiß, Einführung in die Puls-Code-Modulation. München, Wien 1974. [3] Pulscodemodulation (PCM) - ein Verfahren zur Mehrfachausnutzung von Nach¬ richtenkanälen. Funktechnik 28 (1973) 11, Seite 402 bis 406. [4] M. Tauk, Die Compact Disc. radio fernsehen elektronik 33 (1984) 1, Seite 49 bis 50. [5] T. Adler, D/A-Wandlung in Compact-Disc-Spielem. Funkschau 58 (1986) 20, Seite 41 bis 44. [6] S. Baron, Digital Video Standards: a progress report. SMPTE J. 94 (1985) 10, Seite 1001 bis 1008. [7] J. Heitmann, Der digitale Videorecorder: Entwurf des elektrischen Teils des Stan¬ dards. Fernseh- und Kinotechnik 41 (1987) 1/2, Seite 15,16, 18 bis 20, 22. [8] J.H.Wilkinson, The SMPTE Type D-l digital television type recorder - error con- trol. SMPTE J.-N.Y. 95 (1986) 11, Seite 1144 bis 1149. 65 Dr, Heinrich Heise, Direktor des VEB Applikationszentrum Elektronik Berlin-'' im VEB Kombinat Mikroelektronik Ingenieurbetriebe fördern Anwendung der Mikroelektronik In allen Bezirken der DDR sind schrittweise leistungsfähige Ingenieurbe¬ triebe für die Anwendung der Mikroelektronik aufgebaut worden. Sie geben insbesondere Klein- und Mittelbetrieben im Rahmen der territorialen Ra¬ tionalisierung aktive Hilfe bei Vorhaben des Einsatzes dieser Schlüsseltech¬ nologie. Die Ingenieurbetriebe vereinen derzeit etwa 600 hochqualifizierte Ingenieure, Physiker, Mathematiker und wissenschaftliche Kader weiterer Disziplinen, die sich engagiert für die effektivste Anwendung der Mikro¬ elektronik einsetzen. Sie verfügen über moderne rechentechnische Mittel zum Entwurf von Hard- und Software und bieten vor allem Erstanwendern der Mikroelektronik einen umfangreichen Service. Dazu gehören Informa¬ tion und Beratung über das verfügbare Bauelementesortiment, über Mikro¬ rechner und Mikroprozessorsysteme. Ebenso wichtig sind Entwurfsleistun¬ gen auf der Grundlage von Wirtschaftsverträgen sowie das Angebot nach¬ nutzungsfähiger Rationalisierungslösungen und benötigter Software ent¬ sprechend der Aufgabe des Kunden. So wirken Ingenieurbetriebe beim Entwurf und der Applikation anwenderspezifischer integrierter Schaltkreise mit. Die Dienstleistungen erstrecken sich bis zur Schulung und Einweisung der Klein- und Mittelbetriebe in Bedienung, Wartung und Instandsetzung mikroelektronischer Technik. Hilfe für Klein- und Mittelbetriebe Im Vorjahr unterstützten die Ingenieurbetriebe ihre Kunden mit 175 maßge¬ schneiderten wissenschaftlich-technischen Leistungen. Ihr Nutzen belief sich auf über 25 Millionen Mark, eindrucksvoller Beleg für die Möglichkei¬ ten sozialistischer Rationalisierung auch in kleinen und mittleren Betrie¬ ben. Allein mehr als 115000 h Arbeitszeit konnten die Anwender damit einsparen. An diesen Leistungen waren zu über l / 3 Betriebe der bezirksgelei¬ teten und Lebensmittelindustrie sowie der Land-, Forst- und Nahrungsgü¬ terwirtschaft beteiligt. Gerichtet waren die Rationalisierungslösungen auf höhere Effektivität und verbesserte Arbeitsbedingungen zu 55% in der Pro¬ duktion, zu 26% in der Produktionsvorbereitung und zu 19% in der Verwal¬ tung. Voll bewährt hat sich schon jetzt, die Ingenieurbetriebe für die Anwendung 66 Bild I Niehl nur die Ingenieurbetriebe für Mikroelektronik vermitteln Computerkenntnisse, unser Foto zeigt die Ausbildung am Personalcomputer PC 1715 von Angestellten der Deutschen Post im zentralen Biidungs- und Trainingszentrum in Frankfurt (Oder) der Mikroelektronik an einen leistungsfähigen Trägerbetrieb zu binden, zu¬ meist aus dem Industriebereich Elektrotechnik und Elektronik. Er ist unter anderem für die Entwicklung der Kader und für die materiell-technische Basis verantwortlich. In einem gesellschaftlichen Beirat, dem auch Vertre¬ ter der Bezirksleitung der SED, des Bezirkswirtschaftsrats, der Bezirksplan¬ kommission, von Partnerbetrieben und gesellschaftlichen Organisationen wie der Kammer der Technik angehören, wird unter Leitung des Trägerbe¬ triebs die Rang- und Reihenfolge der mit der Mikroelektronik zu lösenden Aufgaben der territorialen Rationalisierung abgesteckt. Maßstab ist jeweils höchstmögliche Effektivität. Das führte in wachsender Breite zu einem spürbaren Rationalisierungsschub in Klein- und Mittelbetrieben. Der Rat des Bezirkes Frankfurt(Oder) erteilte zum Beispiel den Auftrag, mit der Mikroelektronik die Umweltbedingungen in Jungtierställen der Schweinezucht zu optimieren, insbesondere Temperatur und Luftfeuchtig¬ keit, und damit die Aufzuchtergebnisse zu verbessern, Futtermittel ökono¬ misch einzusetzen und Elektroenergie einzusparen. Dazu schufen die Vete¬ rinärmedizinisch-diagnostische Einrichtung des Rates des Bezirkes in Dahlwitz-Hoppegarten und das Wissenschaftlich-technische Zentrum der Land- und Nahrungsgüterwirtschaft Frankfurt (Oder) die grundsätzliche Lösung, die gemeinsam mit dem Ingenieurbetrieb für die Anwendung der Mikroelektronik und dem VEB Landbaukombinat der Bezirksstadt verwirk¬ licht wurde. Dabei setzten sich die Genossen Elmar Sommer and Horst Hüb- 67 ner vom Ingenierbetrieb für hohe Qualität und schnelle Anwendung der Steuerung ein. Gegenwärtig gewährleistet eine mikroelektronische Steue¬ rung der Lüfter, Heizung und des Wärmeaustauschers optimale Aufzucht¬ bedingungen in den LPG Tierproduktion Güntersdorf, Kreis Beeskow sowie Mallnow, Kreis Seelow, so daß jährlich jeweils 125 MWh Elektroenergie eingespart und Futtermittel rationeller eingesetzt werden können. In Schwerin, um ein weiteres Beispiel zu nennen, schufen Kollektive des VEB Fleischkombinat gemeinsam mit dem Ingenieurbetrieb für die Anwen¬ dung der Mikroelektronik der Bezirksstadt eine Steuerung für das Kühlhaus des Kombinats. Das trug dazu bei, im Jahr 100 MWh Elektroenergie einzu¬ sparen. Allein im Bezirk bestehen etwa 60 Möglichkeiten zur Nachnutzung, die gegenwärtig geprüft werden. Gründliche Vorbereitung zahlt sich aus Diese Beispiele sowie weitere zeichnen sich durch gute Vorbereitung und Arbeitsteilung aus. Einsatzstudien auf der Grundlage von Problemanalysen förderten optimale Ergebnisse. Die Vorgabe anspruchsvoller Zielstellungen zahlte sich aus, bis hin zu einer breiten Nachnutzung. Von großem Wert war es, die künftigen Anwender der Mikroelektronik von Beginn an Schritt für Schritt zu qualifizieren. Insgesamt haben territorial geleitete Klein- und Mittelbetriebe der DDR mit der Hilfe der Ingenieurbetriebe für die Anwendung der Mikroelektronik im ersten Halbjahr 1987 mehr als 50 Vorhaben territorialer Rationalisie¬ rung mit einem Nutzen in Millionenhöhe abgeschlossen. 5 von ihnen wur¬ den zum Patent angemeldet. Bislang über 860 Nachnutzungsverträge ste- flug Berliner Kombinate auf Schlüsseltechnologien orientiert + 750 | 1987 , \ +850 / |\ '98 7 / 4500 / 3500 Industrie¬ roboter Bild 2 Der Leistungszuwachs der DDR -Indu¬ strie resultiert vor allem aus höherer Ar¬ beitsproduktivität durch konsequente Anwendung wichtiger Schlüsseltechno¬ logien f,en für die breiten Anwendungsmöglichkeiten dieser Lösungen. Durch Fachvorträge und Konsultationen unterstützen die Ingenieurbetriebe zudem grstanwender aktiv bei der Qualifizierung. So wurden im Vorjahr 36 OO Werktätige aus Klein- und Mittelbetrieben in 134 Lehrgängen mit der Programmsprache BASIC und mit der Bedienung von Computern vertraut gemacht. Etwa 14000 Anwender nutzen die Gelegenheit, um sich mit ihrem Ingeniuerbetrieb jeweils zu speziellen Problemen zu beraten. 1987 wurden bislang 281 Lehrgänge mit über 14000 Teilnehmern organisiert. Entsprechend den territorialen Erfordernissen soll die Kapazität der Inge¬ nieurbetriebe planmäßig weiter ausgebaut werden. Jetzt gilt es, die guten Er¬ gebnisse und Erfahrungen solcher Bezirke wie Neubrandenburg, Schwerin, Frankfurt, Gera, Suhl und Erfurt auf weitere zu übertragen, z. B. in Leipzig und Karl-Marx-Stadt. Ein engeres Zusammenwirken mit den Kombinaten für Rationalisierung der bezirksgeleiteten Industrie wird dazu beitragen, einen noch größeren Rationalisierungsschub zu organisieren. Anwender der Mikroelektronik sind gefordert, diese Möglichkeiten, die die Ingenieurbe¬ triebe bieten, durch eigenständige, umfassende Einsatzvorbereitung effektiv zu nutzen. Literatur [1] E.Kühn, Handbuch TTL- und CMOS-Schaltkreise. Berlin 1985. [2] A.Hertzsch, CMOS-Schaltkreisliste. Berlin 1986. [3] Mikroelektronik in der Amateurpraxis 2, herausgegeben von R.Erlekampf, M.Kra¬ met und H.-J.Mönig, Berlin 1984. [4] Mikroelektronik in der Amateurpraxis 3, herausgegeben von R. Erlekampf und H.-J.Mönig, Berlin 1987. [5] K.Schlenzig; P.Ekne, CMOS-Mosaik ’86. Berlin 1987. [6] K. K. Streng, Die sowjetische CMOS-Serie K 176. ln: Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1986, Berlin 1985. [7] K. K. Streng, Daten digitaler integrierter Schaltkreise (CMOS-Schaltkreise). Berlin 1987. 69 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Mikrorechnerbausatz MRB Z 1013 Seit einigen Jahren fertigt der VEB ROBOTRON-E/efctromk Riesa den MRB Z 1013, der nicht nur des Preises wegen von den Elektronikamateuren ge¬ fragt ist. Es ist ein fertig bestückter Einpiatinen-Mikrorechner, der nur noch einen zusätzlichen Netztransformator mit sekundärseitig 12 ± 2 V/1A erfor¬ dert. Gefertigt wird der MRB Z 1013 in 2 Varianten: - Z 1013.01 als Konsumgut mit 16-Kbyte-RAM, - Z 1013.12 als industrieller Steuerrechner mit 1-Kbyte-RAM. Beide Versionen unterscheiden sich auch in der Taktfrequenz (Z 1013.01 - 1 MHz; Z 1013.12 - 2 MHz). Das hängt damit zusammen, weil ursprüng¬ lich für die Amateurvariante keine Standard-CPU U 880 D und andere Standardschaltkreise verwendet wurden, sondern sogenannte Anfalltypen mit eingschränkten Bauelementedaten. Aber findige Elektronikamateure hatten sehr schnell festgestellt, daß die meisten Amateurvarianten des Z 1013 auch mit der Taktfrequenz 2 MHz arbeiten. Heute werden alle Z /0/3-Varianten mit Standardschaltkreisen bestückt. Achtung! Bei jeglichem Eingriff in die Hardware des MRB Z 1013 erlischt für den Hersteller der Garantieanspruch! Eine Reparatur kann nur an einem rech¬ nergestützten Arbeitsplatz vorgenommen werden, der aber nicht auf jede mögliche Veränderung reagieren kann. Das muß man berücksichtigen, wenn man veröffentlichte Verbesserungen zum Z 1013 an seinem Gerät realisieren will. Bild 1 zeigt den Einpiatinen-Mikrorechner Z 1013 in der Amateurversion Z 1013.01. Zum Lieferumfang gehören eine Folienflachtastatur, ein Stück mehrpoliges Flachbandkabel und ein Paar Flachansteckhülsen zum An¬ schluß der 12-V-Wechselspannung. Eine ausführliche und informationsrei¬ che Dokumentation wird selbstverständlich mitgeliefert. In Tabelle 1 sind die wichtigsten technischen Parameter des Mikrorechnerbausatzes Z 1013 zusammengestellt. Zur Inbetriebnahme des Mikrorechners sind weiterhin ein S/W-Fernsehgerät (Kanal 3) und ein Monr-Kassettenbandgerät erfor¬ derlich, für deren Anschluß entsprechende Anschlußbuchsen X6 und X5 (Bild 2) vorhanden sind. Am Lötkamm X2 wird die Folienflachtastatur an¬ geschlossen. Die Steckverbinder ermöglichen den Zugang zum 58poligen Systembus (XI), der kompatibel ist zum K 1520, und zum 15poligen PIO- Anwendertor (X4). 70 Bild 1 Ansicht des Mikrorechnerbausatzes Z 1013.01 - ein Einplalinen-Mikrorechner aus dem VEB Robotron-Elektronik Riesa für den Bevölkerungsbedarf Tabelle 1 Technische Parameter des Mikrorechnerbausatzes Z 1013 Bezeichnung: Hersteller: Bauform: Abmessungen: Stromversorgung: Mikroprozessor: Schreib-Lesespeicher: Festwertspeicher: Speichererweiterung: Tastatur: Anzeigegerät: Bildaufbau: Grafikmöglichkeiten: externer Speicher: Ein- und Ausgabe: externe Anschlüsse: Zusatz anschlüsse: Programmiersprache: Mikrorechnerbausatz Z 1013 VEB ROBOTRON-Elektronik Riesa bestückte und geprüfte Leiterplatte mit abgesetzter Fo¬ lienflachtastatur 215 mm x 230 mm 12 V/l A Wechselstrom (extern) U 880 D 16-Kbyte-RAM 2- bzw. 4-Kbyte-ROM (Betriebssystem) bis maximal 64 Kbyte (RAM) Folienflachtastatur mit 32 Tasten, alphanumerisch S/W-Fernsehgerät 32 Zeilen mit je 32 Zeichen, etwa 250 verschiedene Zei¬ chen (Ziffern, Groß- und Kleinbuchstaben, Sonderzei¬ chen, Grafikzeichen) quasigrafisch mit 146 unterschiedlichen Grafiksymbolen Kassettenmagnetbandgerät (Mono) 8 Kanäle eines E/A-Tores (U 855 D) Buchse Fernsehgerät (VHF, Kanal 3) Buchse Kassettenmagnetbandgerät 15poligerund 58poliger Steckverbinder BASIC, Maschinenkode 71 Bild 2 Verteilung der Anschlu߬ stellen XI... X6 auf der Leiterplatte des MRB Z 1013 (nicht maßstabge¬ recht) Stromversorgung Für die Inbetriebnahme des Z 1013 sind die Spannungen +5 V, -5 V und + 12 V erforderlich, die aus der zugeführten 12-V-Wechselspannung abge¬ leitet werden. Für die 5-V-Spannungen sind auf der Leiterplatte Einweg¬ gleichrichter vorhanden, wobei +5 V mit einem Festspannungsregler und -5 V mit einer Z-Diode stabilisiert werden. Da sich der Festspannungsreg¬ ler stark erwärmt, muß man beim Einbau der Mikrorechnerleiterplatte in ein Gehäuse für eine gute Entlüftung sorgen. Für die stabilisierte + 12-V- Spannung ist eine Transistor-Stabilisierungsschaltung auf der Leiterplatte aufgebaut, wobei die Gleichrichterschaltung in Spannungsverdopplerschal- tung arbeitet. Die Stromversorgung ist für den Strombedarf der Baugruppen des Z 1013 dimensioniert. Das bedeutet, daß zusätzliche Erweiterungen der Hardware das Netzteil überlasten. Deshalb sollte man gleich einen leistungsstarkeren Netztransformator vorsehen, der sekundär 12 V bei 3 bis 5 A abgibt. Gün¬ stiger ist es, einen Netztransformator zu verwenden, der folgende Sekundär¬ daten hat: -2x 6V-2A, - 2 x 12 V— 1A. Damit kann dann die Erweiterungsbaugruppe Stromversorgung in Betrieb ge¬ nommen werden, die der VEB ROBOTRON-Elektronik Riesa inzwischen liefert. Selbstverständlich kann der versierte Elektronikamateur auch im Ei¬ genbau eine leistungsstarke Stromversorgung aufbauen. Für die 5 -V-Span- 72 o+SV Bild 3 Schaltungsmöglichkeiten zur Stabilisierung der erforderlichen 5-V-Spannungen für zu¬ sätzliche Baugruppen nungen eignen sich dafür Transistor-Stabilisierungsschaltungen (Bild 3a/ 3c) oder solche mit Positiv-Spannungsregler (Al - B 3170 V) bzw. mit Ne¬ gativ-Spannungsregler (A2 - B 3370 V), die in Bild 3b/3d dargestellt sind. Als Transistoren VT1/VT2 verwendet man entsprechende Silizium-Lei¬ stungstransistoren, VD1 ist eine Z-Diode 5,6 V, VD2 eine Silizium-Gleich¬ richterdiode SY 351/05. Bei den Spannungsregler-Schaltkreisen wird die ge¬ wünschte Ausgangsspannung mit dem Einstellwiderstand R3> eingestellt. Wird dieser nach der Einstellung ausgemessen, kann für R3 ein entspre¬ chender Festwiderstand eingebaut werden. Zur Stabilisierung der 12-V- Spannung eignet sich der Positiv-Spannungsregler ebenfalls. Tastatur Für den Dialog mit dem Mikrorechner Z 1013 ist eine Tastatur unerläßlich. Sie ist beim MRB in 4 Zeilen und 8 Spalten organisiert. Die oberen 3 Ta¬ stenreihen haben alle eine mehrfache Bedeutung, nur die untere eine einfa¬ che. Mit 4x8 Tasten können 32 alphanumerische Zeichen realisiert wer¬ den. Daher haben die Tasten S1/S2/S3/S4 eine Umschaltfunktion, so daß die anderen Tasten mehrfach nutzbar sind. Mit der Umschalttaste S4 kön¬ nen Steuerfunktionen aufgerufen werden, die den Dialogkomfort erweitern (Tabelle 2). Die Folienflachtastatur hat ihre Tücken; sie hat keinen Druckpunkt, ist nach dem ABC aufgebaut, ständig muß zur Kontrolle der Bildschirm beob¬ achtet werden, der tätige Finger muß eine beträchtliche Kraft aufbringen. Deshalb ist der Einbau eines sogenannten «Tastenpiep» eine wesentliche Erleichterung. Bild 4a zeigt dafür eine Variante, die an die Zeilenleitungen ZO/Z1/Z2 angeschlossen wird. Während die Generatorschaltungen D2.2/ D3.1 und D3.2/D3.3. Tonlänge und Tonhöhe bestimmen, muß bei der Ver¬ zögerungsschaltung D2.3/D2.4 der Kondensator CI so dimensioniert wer- 73 Tabelle 2 Steuerfunktionen mit der Umschalttaste S4 Tasten Bezeichnung Kodierung Bedeutung S4/@ DEL 31 Zeichen löschen S4/A Alpha 17 Alphaumschaltung S4/B INS 26 Einfügen eines Leerzeichens auf die Stelle vor der aktuellen Kursorposition S4/C ESC 27 Escape S4/D LIST 28 listet BASIC-Programm S4/E RUN 29 startet BASIC-Programm S4/F CONT 30 Programmfortsetzung S4/G Grafik 25 Umschaltung auf Grafik S4/J CL LN 2 Eingabezeile löschen S4/K STOP 3 Programmabbruch S4/P <— 8 Kursor nach links S4/Q 9 Kursor nach rechts S4/R I 10 Kursor nach unten S4/S t 11 Kursor nach oben S4/T CLS 12 Bildschirm löschen S4/U ENT 13 Enter S4/V H- 25 Kursor an den Zeilenanfang S4/W 24 Kursor an das Zeilenende Dl = D110D DZ/D3 - D1Q0B VT1=SF126 VT2 = SC 236 VD1 - m 13 VD2 -SAY30 Bild 4 Simmlaufplan für einen zu ergänzenden «Tastenpiep» (a) und für eine optische An¬ zeige bei der Betätigung der Umschalttasten S1 bis S4 (b) den, daß bei einem kurzen Tastendruck der Signalton abgegeben wird. Zur Abstrahlung der Tonfrequenz eignet sich ein kleiner Lautsprecher oder eine Hörkapsel. Die Lautstärke kann mit R5 variiert werden. Eine optische An¬ zeige mit Leuchtdiode für die Betätigung vor allem der SHIFT-Tasten S1 bis S4 zeigt Bild 4b, Anschlußpunkt ist die Zeilenleitung Z3. Weil die Folienflachtastatur ihre Tücken hat, gibt es einige Veröffentli- rvsrpay chungen zu einer sicherer arbeitenden Tastatur. Eingesetzt wurde die AC /-Tastatur oder die mitunter erhältiche Tastatur elektronischer Schreib¬ maschinen. Weil in der Tastatur mit einem einfachen Schaltkontakt jeweils 1 Spaltenleitung mit 1 Zeilenleitung verbunden werden, lassen sich Tasta¬ turen für den MRB Z 1013 auch im Eigenbau hersteilen. Das reicht von //«//-Tastenschaltern über einfache Schaltkontakte bis zu Klingelknöpfen. Eine brauchbare Lösung des Tastaturproblems bilden die öpoügen Tasten¬ pulte der Modelleisenbahn, wobei man jeweils 2 Stück in 4 Reihen überein¬ ander und pultförmig anordnet. Die durchgehenden, waagrechten Metall¬ achsen verbindet man mit den Zeilenleitungsanschlüssen, die Spalten wer¬ den senkrecht mit Draht oder Litze verbunden und'an die Spaltenleitungs¬ anschlüsse angeschlossen. Kassetteninterface Da mit dem Abschalten des Mikrorechners Z 1013 alle in den RAMs vor¬ handenen Informationen verloren gehen, müssen vorher alle erforderlichen Daten auf einer Magnetbandkassette gespeichert werden. Von dieser kön¬ nen sie jederzeit wieder in den Mikrorechner eingelesen werden, wie das ja auch mit dem BASIC-Interpreter geschieht. Das eingebaute Kassetteninter¬ face wird mit dem Kassettenmagnetbandgerät (Mono-Ausführung) über ein einfaches Diodenkabel (kein Überspielkabel) verbunden. Die Spolige Dio¬ denbuchse hat die folgende Beschaitung: 1 - Ausgabe 4 - Ausgabe 2 - Masseanschluß 5 - Eingabe 3 - Eingabe Damit lassen sich sowohl 3- oder 5poIige Diodenkabel (Mono oder Stereo) einsetzen. Folgende Pegel sind vorgesehen: - Eingabe > 120 mV, - Ausgabe 60 bis 100 mV. Günstig ist es, wenn das Kassettenmagnetbandgerät eine Handaussteuerung hat, damit man die günstigste Aussteuerung einstellen kann. Außerdem sollte ein Bandlängenzählwerk vorhanden sein, damit ein aufgezeichnetes Programm schnell gefunden wird. Die obere Frequenzgrenze sollte minde¬ stens 8 kHz betragen. Das Kassetteninterface ist so ausgelegt, daß bei Ein¬ satz des 10-K-BASIC-Interpreters auch Programme der anderen Kleincom- 75 puter der DDR-Produktion einladbar sind. Zu beachten ist, daß sich Pro¬ gramme nur bei gleicher Taktfrequenz untereinander verstehen. Das muß man berücksichtigen, wenn umschaltbar mit der Taktfrequenz 1 MHz oder 2 MHz gearbeitet wird. Bildschirmorganisation Zur Arbeit mit dem Bildschirm ist der HF-Modulator des Mikrorechners Z 1013 mit dem Antenneneingang des S/W-Fernsehempfängers zu verbinden, der auf den VHF-Kanal 3 abgestimmt wird. Als Anschlußkabel eignet sich Koaxialkabel, aber auch das wesentlich dünnere abgeschirmte Mikrofonka¬ bel ist dafür brauchbar. Gearbeitet wird mit 32 Zeilen zu je 32 Zeichen, so daß 1024 Bildspeicherplätze belegt werden können, von denen jeder eine Adresse aufweist. Der Bildwiederholspeicher hat eine Kapazität von 1 Kbyte. Mit der Anweisung WINDOW kann innerhalb des 32 x 32-Rasters ein Ausgabefenster festgelegt werden. Die POKE-Anweisungen erlauben die direkte und schnelle Ansprache der einzelnen Bildspeicherplätze. Für eine quasigrafische Darstellung stehen 146 verschiedene Grafiksymbole zur Verfügung. BASIC-Interpreter Der beim Mikrorechner Z 1013 vorgesehene BASIC-Interpreter ist als 3-K- BASIC eine stark vereinfachte Sprachversion (Tiny-BASIC), die nur mit größerem Aufwand einen Programmaustausch erlaubt. Inzwischen gibt es im Softwareangebot für Amateure einen 10-K-BASIC-Interpreter, der etwa dem entspricht, der bei Kleincomputern KC 85/3 bzw. KC 87 verwendet wird. Monitorprogramm Das Betriebssystem (Monitorprogramm) ist auf einem 2-Kbyte-ROM fest eingespeichert. Ab Juli 1987 wird der MRB Z 1013 mit getypten Bauele¬ menten geliefert, die Taktfrequenz ist 2 MHz, verwendet wird ein 4-Kbyte- ROM für das Betriebssystem, das weitgehend dem der anderen Kleincom¬ puter der DDR-Produktion entspricht. PlO-Port An der Buchse X4 ist eine 8-bit-Schnittstelle, die für einfache Steuer- und Regelungsaufgaben zur Verfügung steht und als Eingabe-/Ausgabe-Tor (E/ A-Tor) arbeitet. Unter Einbeziehung der Spaltenauswahlleitungen kann auf 8 Kanäle für ein- oder auszugebende Informationen erweitert werden. Da 10 unterschiedliche E/A-Ports am Steckverbinder möglich sind, können 76 maximal 80 Kommandoleitungen zur Verrügung gestellt werden, die sich in Ein- oder Ausgabeleitungen aufteilen lassen. Software Im Handbuchteil IIB sind schon unterschiedliche Programme enthalten, so ein Reassembler für U 880-D-Befehle, der 3-Kbyte-BASIC-Interpreter und mehrere Spiel- und Beispielprogramme, letztere zum Teil in BASIC notiert. Weitere Software ist auf Magnetbandkassette erhältlich (VEB ROBOTRON- Vertrieb Berlin). Natürlich wird auch fleißig Software unter den Z 1013-Be- sitzern ausgetauscht. Beachtenswert sind auch die Z 7073-Tagungen, die Ende 1987/Anfang 1988 von der TU Dresden und vom Pionierpalast der Republik in Berlin organisiert wurden. Inzwischen hat auch der VEB RO- BOTRON-Elektronik Riesa eine Broschüre von H.Gutzer und G. Hutterer mit dem Titel «BASIC mit dem Z 1013» zum Preis von 7,50 M herausgegeben, die eine Vielzahl BASIC-Programme enthält. Veröffentlichungen zum MRB Z 1013 findet der Leser vor allem in den Zeitschriften FUNKAMATEUR und practic , mitunter auch in Jugend und Technik , Mikroprozessortechnik und radio-fernsehen-elektronik. Erweiterungsbaugruppen Vom VEB ROBOTRON-Efektrom'Ä: Riesa wurden inzwischen einige Erwei¬ terungsbaugruppen herausgebracht, die eine Erweiterung der Grundausbau¬ stufe unkompliziert machen. Die Baugruppe Baugruppenträger ist eine Anschlußschnittstelle für wei¬ tere Baugruppen. Sie enthält 4 Steckplätze für solche Baugruppen, dazu Adreß-, Daten- und Steuerbustreiber. Eine Interruptprioritätenkette ist möglich. Die Baugruppe Stromversorgung realisiert die erforderlichen Versorgungs¬ spannungen für Erweiterungsbaugruppen: - +5 V/2,5 A - kurzschlußfest und überspannungssicher; - -5 V/0,4 A; - +12 V/0.5A; - -12 V/0,1 A. Der zusätzlich erforderliche Netztransformator muß sekundärseitig 2 x 6 V - 2 A und 2 x 12 V - 1 A abgeben. Zur Erweiterung des Speicherbereichs für Festwertspeicher gibt es die Baugruppe ROM-Modul, die 4 Steckplätze für EPROM-IS enthält. Einsetz¬ bar sind 1-K-, 2-K- oder 4-K-EPROM, die untere Adreßgrenze ist einstell¬ bar. Für die Einrichtung der digitalen Ein-/Ausgabe-Schnittstelle zwischen Mikrorechnerbausatz Z 1013 und externen Geräten gibt es die Baugruppe E/A-Modul. Sie enthält 24 programmierbare E/A-Leitungen, eine serielle V.24-Schnittstelle u. a. 77 Neue elektronische Lösungen in der Dipl.-Ing. Gustav Westphal zivilen Luftfährt Die Elektronik bringt fortwährend neue Anwendungsmöglichkeiten und Technologien auch in der Zivilluftfahrt. Da die Luftfahrttechnik jetzt eben¬ falls große Fortschritte macht, ergibt sich eine Wechselwirkung, bei der auch die Bestrebungen zur Verbesserung des Umweltschutzes und der Öko¬ nomie des Treibstoffs helfen. Aus dem Spektrum der neuen Entwicklungen sollen 2 Beispiele aus der Luftfahrtnavigation und -kommunikation vorge¬ stellt werden. Vergleiche mit den bisherigen Verfahren machen den Fort¬ schritt deutlich. Schwerpunkt der Darstellung ist die funktechnische Seite, fliegerische Betrachtungen werden genutzt, um das Verständnis für die Wir¬ kungsweise und Anwendung der Systeme zu fördern. Navigation Im Fachgebiet «Navigation» bilden die Schlechtwetter-Landeverfahren (oft fälschlich als «Blindlande-Verfahren» bezeichnet) ein Spezialgebiet. Die¬ sem kommt in der Luftfahrt eine besondere Bedeutung zu, denn die Lan¬ dung ist eine der Flugphasen, die die größte Genauigkeit in der Flugzeug¬ führung verlangen, in der Abweichungen vom Sollweg schwerste Folgen ha¬ ben können. Aus der Sicht des Luftverkehrs ist die Landung der Flugabschnitt, der auf Sicherheit, Pünktlichkeit und Regelmäßigkeit den größten Einfluß hat und der dem Wetter am sichtbarsten unterliegt. Auch für den Umweltschutz hat die den Flug abschließende Phase große Bedeu¬ tung, denn dabei befindet sich das anfliegende Flugzeug lange in geringen Höhen und beeinflußt die Umwelt (z.B. durch den Lärm!) am meisten. Bei einem Gleitwinkel von 2,5 ° (wie oft angewendet) hat das Flugzeug 5 km vor der SLB nur 220 m Höhe. Gegenwärtig sind Schlechtwetter-Landeanlagen im Einsatz, die das Flug¬ zeug auf unveränderlichen Kurs- und Gleitwegen bis auf Sichtweite an die Landebahn heranführen und eine sichere Landung ermöglichen. Für beide Führungen werden Teilsysteme eingesetzt, die elektromagnetische Wellen als Führungssignale verwenden. Beide Ebenen verwenden analoge Techni¬ ken, so daß im folgenden die Beschreibung der Kursführung ausreicht. Eine sehr scharf bündelnde und aus 2 Teilantennen bestehende Antenne strahlt längs der Mittellinie der SLB 2 Strahlungskeulen aus, die sich in der / 78 Mitte überdecken (Bild 1). Die in Anflugrichtung linke Strahlungskeule ist mit 90 Hz, die rechte mit 150 Hz amplitudenmoduliert. Gleiche elektrische Werte bei der Aussendung der Keulen vorausgesetzt (Strahlungsleistung, Modulationsgrad, Antennencharakteristik u.a.), bildet sich auf der gemein¬ sam überdeckten Fläche eine Linie gleicher Demodulationsspannungen, die als Führungsgröße verwendet werden kann. Abweichungen des anflie¬ genden Flugzeugs in das Gebiet links von der gemeinsamen Mittellinie las¬ sen den Anteil der 90-Hz-, rechts davon den der 150-Hz-Demodulations- spannung überwiegen. Die meßtechnische Auswertung ergibt ein Signal, das sowohl auf einem Instrument angezeigt und zum manuellen Fliegen als auch nach entsprechender Weiterverarbeitung zur automatischen Flugzeug¬ führung verwendet werden kann. Die vertikale Führung wird mit einem analogen System mit übereinan¬ derliegenden Strahlungskeulen realisiert. Im Kurssystem werden Frequen¬ zen von 108,000 bis 111,975 MHz, im Gleitwegsystem Frequenzen von 328,600 bis 335,400 MHz abgestrahlt. Die Gleitweg- und Kurswegfrequen¬ zen sind zur Vermeidung von Interferenzen einheitlich gepaart. Für die In¬ formation über die Entfernung des anfliegenden Flugzeugs bis zur Lande¬ bahn werden in einheitlichen Abständen (7500 und 1050 m vor der Lande¬ bahnschwelle) vertikal strahlende Baken als Marker (75 MHz) aufgebaut, deren Überfliegen an Bord optisch und akustisch dem Piloten signalisiert wird. Die letzte Phase der Landung wird vom Piloten mit Handsteuerung geflo¬ gen und erfordert einen Sichtkontakt mit der SLB. In Abhängigkeit von den unterschiedlichen Bedingungen (Bordanlagen, Ausbildung des Piloten, Ausrüstung der SLB, Status der ILS-Bodenanlagen) sind die Forderungen an die Mindestsichtweiten unterschiedlich und dafür international verbind¬ liche Kategorien eingeführt. Bis zu den genannten Sichtweiten kann der Schlechtwetteranflug «blind» geführt werden. Nur die Kategorie 3 c ist eine 79 Tabelle 1 Mindestsichtweiten in m Mindestsichtweiten Kategorie vertikal horizontal bei ILS-Lamhmgen I 60 800 II 30 400 lila 0 200 III b 0 50 III c 0 0 wirkliche Blindlandung (Tabelle 1). Der Aufwand an Technik und Kosten steigt logischerweise mit den Forderungen steil an. Dieses Verfahren ist weltweit eingeführt und entspricht den bisherigen Bedingungen, die sowohl durch die Eigenschaften der Luftfahrzeuge als auch durch die Gestaltung der kontrollierten Lufträume und Anflugverfah- ren bestimmt sind. Der Winkel der Mittellinie im Gleitwegsystem wird fest eingestellt und beträgt international zwischen 2 und 3° Auf diesem Gleitweg nähert sich das Flugzeug dem Flughafen, die Umgebung des Flughafens wird in relativ geringer Höhe überflogen. Dieser Höhenverlauf ist umweltbelaste'nd und entspricht nicht mehr den neuen, von der modernen Flugzeugtechnik gebo¬ tenen Möglichkeiten, die auch Anflugverfahren mit steileren und kürzeren Anflügen auf horizontal und vertikal gekrümmten Kursen zuläßt. Die For¬ derungen gehen dahin, die Sicherheit bei gleichzeitig größerer Flugdichte zu erhöhen, die Lärmbelastung für die Umgebung des Flughafens zu verrin¬ gern und die Wirtschaftlichkeit der Flugzeuge zu verbessern. Die Flugzeuge werden z. B. ökonomischer geflogen, wenn man einen Gleitweg wählen kann, bei dem sich während des Sinkens die im Flugzeug enthaltene poten¬ tielle Energie in kinetische Energie (also in Vortrieb) umwandeln und da¬ durch Treibstoff einsparen läßt. Der feste Leitstrahl verhindert auch eine dichtere Anflugfolge, da der vor¬ gegebene Längsabstand der Flugzeuge aus Sicherheitsgründen einzuhalten ist. Das bisherige und gegenwärtige Instrumenten-Lande-System ist also den Forderungen der Entwicklung nicht gewachsen. Ausgehend von der zu erwartenden Entwicklung, schrieb die ICAO (Inter¬ national Civil Aviation Organization = Internationale Zivilluftfahrt-Organisation) einen internationalen Wettbewerb zum Entwurf eines elektronischen Sy¬ stems als Schlechtwetterlandehilfe aus, dem sich viele Elektronikkonzerne stellten. Von den vorgelegten Lösungen wurde die als MLS (Microwawe Lan¬ ding System = Mikrowellen-Lande-System) bezeichnete international zur An¬ wendung empfohlen. Mikrowellen-Lande-System Mit der Bezeichnung ist unmittelbar der Wellenbereich genannt, in dem das System arbeitet. Es werden Frequenzen im Bereich von 5 GHz ange¬ wendet, woraus sich eine Wellenlänge um 6 cm ergibt. Ausstrahlungen in 80 diesen Bereichen lassen sich relativ leicht bündeln, die Antennen haben kleine geometrische Abmessungen. Auch die Bildung von Antennengrup¬ pen ist mechanisch wenig problematisch. Das MLS hat die Aufgabe, kontinuierlich Führungssignale für das anflie¬ gende Luftfahrzeug in Azimut, Elevation und Entfernung zu bieten. Es ar¬ beitet mit bordseitiger Messung der Zeit zwischen 2 Durchgängen eines vom Boden ausgestrahlten Abtaststrahls. Für die Entfernungsmessung wird das Prinzip der Echolaufzeit mit aktiver Rückstrahlung angewendet. Das Verfahren mit Abtaststrahl wird als Time Reference Scanning Beam (Zeitbe¬ zug-Abtaststrahl) bezeichnet. Die Bezeichnung Elektronisches Strahlschwenk¬ verfahren mit Zeitbezug trifft das Verfahren besser. Dieses Verfahren ist neu in der Navigationstechnik und wird als Basis für die Wirkungsweise des Verfahrens ausführlich erläutert. Funktionsbeschreibung Die Bezeichnung Zeitbezug in der Benennung dieses Systems kennzeichnet das Meßverfahren für alle Winkelmessungen. Dabei wird die Zeit zwischen 2 Ereignissen gemessen und daraus der entsprechende Winkel ermittelt. Das Verfahren setzt Proportionalität zwischen Zeit und Winkel voraus. Als Beispiel für die Azimutmessung soll Bild 2 stehen. Die MLS-Antennen haben Halbwertsbreiten (3-dB-Breite) von weniger als 2°. Durch eine elektronische Anordnung wird der schmale keulenför¬ mige Strahl für den Winkel von ±40° beiderseits der Anfluggrundlinie mit kontinuierlicher Winkelgeschwindigkeit hin- und hergeschwenkt. Die Strahlungskeule überstreicht ein im Bedeckungsbereich der Strahlung be¬ findliches Flugzeug. Da der Strahl in 1 s mehrmals hin- und hergeschwenkt wird, also nur sehr kurze Zeit das Luftfahrzeug trifft, erscheint die Strah¬ lung am Eingang des Bordempfängers als ein sehr kurzer Impuls. Dieser Impuls trifft beim Luftfahrzeug sowohl beim Lauf des Strahls aus der Ausgangslage (-40°) nach +40° (Hinlauf) als auch beim Lauf von +40° nach -40° (Rücklauf) ein. Wird die Zeit in der Ausgangslage mit fb be¬ zeichnet, so trifft der 1. Impuls zur Zeit t\ am Luftfahrzeug ein. Da die Zeit to (Beginn des Hinlaufs) jedoch an Bord des Luftfahrzeugs nicht bekannt ist, kann noch nicht gemessen werden. Eine Zeitdifferenz ist erst dann meßbar, wenn die Strahlungskeule beim Rücklauf das Luftfahrzeug erneut über¬ streicht, der 2.Impuls also zur Zeit t 2 am Empfängereingang ankommt. Die Proportionalität von Zeit und Winkel geht aus dem Vergleich in Bild 2 her¬ vor. Für die 3 besonderen Werte ergibt sich für die Zeitdifferenz At=t2-tl theoretisch: t= für 0= -40°, t= 0 für 0 = +40°, / = ~ für 0 = 0°. 81 Azimuth Antenne \ Anfluggrundlinie Luftfahrzeug im Anflug Pulsspannung am Bordempfänger Anfang des Hin lauf es'' zu messende Zeitdifferenz j *2 t Abtastperiode *«• -w° Bild 2 Meßverfahren des MLS (TRSB) Bild 3 Verfahren mit Phasenschiebern zur elektronischen Strahlschwenkung beim MLS Da sich das Flugzeug in der Zeit zwischen 1 1 und t2 im Raum bewegt, kann das zu einem Meßfehler führen, doch bei einer lOmaligen Strahlschwen¬ kung je s legt ein Flugzeug mit einer Geschwindigkeit von 350 km/h im An¬ flug nur 9,72 m in dieser Zeit zurück. Das liegt im Toleranzbereich und kann unbeachtet bleiben. Das gleiche Verfahren wird für die Elevation an¬ gewendet. Die Abtasthäufigkeit ist dabei noch größer und erbringt deshalb eine geringere Toleranz. Entfernungsmessung Die Entfernung zum Aufsetzpunkt ist eine der Führungsgrößen für das an¬ fliegende Luftfahrzeug und muß bei Präzisionslandungen mit hoher Ge¬ nauigkeit kontinuierlich gemessen werden. Die dafür im MLS eingesetzte Einrichtung wird PDME (Precision Distance Measuring Equipment= Präzi- sions-Entfernungs-Meßausrüstung) genannt. Das PDME ist mit dem von der ICAO standardisierten System DME in der Funktion identisch. Für das MLS ist eine Reichweite von 35 km gefordert. Das PDME ist in Bild 4 im Übersichtsschaltplan dargestellt und wird hier nur so weit erklärt, wie zum Verständnis des MLS erforderlich. Für das PDME wird die Laufzeitmessung mit aktiver Rückstrahlung an¬ gewendet. Die Bordanlage ist bei der Gesamtfunktion das auslösende Teil. Sie besteht aus Abfragesender (Sl), Antwortempfänger (El), Auswerter (A) und Anzeige. Eine Bordanlage in dieser Art wird auch als Interrogator (Ab¬ frager) bezeichnet. Sie sendet auf der der Bodenanlage zugewiesenen und am Bordgerät eingestellten Frequenz fl Impulse zur Bodenstation, die dort nach der Laufzeit tl am Abfrageempfänger (E2) ankommen. Nach einer Ab frage - Impuls Bild 4 Übersichtsschaltplan des PDME 83 Verzögerung von 4 (für alle Anlagen einheitlich auf 50 jas eingestellt) wird der Antwortsender (S2) ausgelöst, der auf der Frequenz f2 Impulse zum Antwortempfänger an Bord des Flugzeugs sendet, die nach der Laufzeit t2 dort ankommen. Der Antwortimpuls wird dem Auswerter zugeleitet, der auch den Abfrageimpuls registriert hat. Nach der Beziehung (c- 300000 km s _1 ) wird dann die Entfernung errechnet. Es ist zu beachten, daß an Bord nur die Zeit zwischen dem Abfrageimpuls und dem Eintreffen des Antwortimpulses (also t2-tl) gemessen werden kann. Mit welcher Genauigkeit die Zeiten zu messen sind, zeigt ein Beispiel: Für eine Entfernung von 1 km benötigen Hin- und Rückimpuls eine Zeit von 6,66 ps. Die Genauigkeit der Entfernungsmessung mit PDME ist besser als ± 10 m. Das PDME arbeitet im Frequenzband von 962 bis 1213 MHz mit einem Kanalabstand von 1 MHz. Die Abfrage- und Antwortfrequenzen haben einen festgelegten Frequenzabstand von ±63 MHz. Dem Abfragesender ist das Band von 1025 bis 1150 MHz zugewiesen. Mit dem Antwortabstand von ±63 MHz ergibt sich das Antwortfrequenzband mit 962 bis 1213 MHz. Die Kanäle des PDME sind den MLS-Kanälen fest zugeordnet. Aufstellung des Systems In Bild 5 sind die unterschiedlichen Elemente des Bodensegments in ihrer Lage gegenüber der Start- und Landebahn gezeigt. Trotz der eindeutigen Benennung sollen die Aufgaben für die fliegerischen Laien, also die mei¬ sten unserer Leser, beschrieben werden. Anflug- richtung Anflug- Eie vations - Sender a - Anflug-Azimut-Sender (Azimut = hier Horizontalwinkel) Sendet die Azimutsignale zum anfliegenden Flugzeug. Er bildet die In¬ formationsquelle für den Landekurs, bezogen auf die verlängerte Mittelli¬ nie der SLB. Die Aufstellung am Ende der Bahn sichert die Führung für den gesamten Landevorgang einschließlich des Ausrollens. - Elevations-Sender (Elevation = hier Vertikalwinkel) Er sendet die Elevationssignale zum anfliegenden Flugzeug. Mit der Aus¬ sendung wird die Gleitweginformation gebildet. Die Elevation bezieht sich auf die Horizontalebene durch den MLS-Bezugspunkt auf der SLB. - PDME Die PDME-Bodenstation ermöglicht dem anfliegenden Flugzeug die Ent¬ fernungsmessung zur SLB. - Ausschweben-Sender Er versorgt das anfliegende Flugzeug in der Phase des Ausschwebens (also unmittelbar vor dem Aufsetzen) mit Winkelinformationen höherer Genauigkeit. - Fehlanflug-Azimut-Sender Er arbeitet wie der Azimutsender, strahlt aber in entgegengesetzter Rich¬ tung und mit geringerer Leistung. Er bildet die Kursinformation für die Flugzeuge, die den Landeanflug abbrechen und durchstarten müssen, und für die abfliegenden Flugzeuge. Signale des MLS Den MLS ist der Bereich von 5031,0 bis 5090,7 MHz zugewiesen. Bei dem festgelegten Kanalabstand von 300 kHz ergeben sich darin 200 Kanäle, die die Kanalnummern 500 (5031,0 MHz) bis 699 (5090,7 MHz) erhalten ha¬ ben. Die Ausstrahlungen sind vertikal polarisiert. Alle Bodensender einer MLS-Anlage strahlen auf der gleichen Frequenz. Von den unterschiedli¬ chen Möglichkeiten für die .frequenzgleiche Übertragung von Informatio¬ nen wird hier die Zeitstaffelung eingesetzt. Die Informationen - Anflug-Azimut, - Anflug-Elevation, - Ausschweben-Elevation, - Fehlanflug-Azimut, - Hilfs-Daten, werden nacheinander übertragen. Zur Unterscheidung der Informationen und zur systemgerechten Zuweisung zu den unterschiedlichen Komponen¬ ten der Bordanlage wird jeder Aussendung eine Präambel vorangestellt. Die Informationen werden digital übertragen und sind phasenmoduiiert. Dabei sind die «0» und «1» durch folgende Phasenlagen bestimmt: «O» ist dargestellt durch 0° Phasenänderung, «1» ist dargestellt durch 180° Phasenänderung. Die Modulationsrate beträgt 15625 bit/s. Die Länge eines Datenelements ist 64 ps. Dieses Übertragungsverfahren liefert nur bei hoher Synchronität zwi- 85 sehen Koder am Boden und Dekoder an Bord brauchbare Ergebnisse. Zu Beginn jeder Informationsübertragung steht deshalb ein Synchronisations¬ vorgang; er wird also mehrmals in 1 s wiederholt. Wie wichtig die Synchro¬ nisation ist, zeigt ein Zahlenbeispiel: Die Winkelgeschwindigkeit des Eleva¬ tionsstrahls beträgt 0,027ps. Bei einem Fehler von nur 1 jus ergibt sich in einer Entfernung von 3000 m vor der SLB ein Höhenfehler von ±60 m! Mit allen diesen Vorkehrungen sind Fehler jedoch noch nicht ausge¬ schlossen. Bei der Bedeutung der übertragenen Daten für die Sicherheit der Flugzeugführung im Landeanflug sind bei der Datenübertragung technolo¬ gische Maßnahmen zu treffen. Im MLS wird dazu die Fehlererkennung durch Paritätsbildung angewendet. Auf eine Fehlerkorrektur wird verzich¬ tet, da ja gleiche Datenblöcke mehrmals in 1 s zur Verfügung stehen. Es werden nur die Blöcke ausgewertet, die fehlerfrei angekommen sind. Die Häufigkeit ist so groß, daß immer genügend Führungsgrößen zur Verfügung stehen. Andernfalls wird ein Ausfallsignal erzeugt und der Landeanflug ab¬ gebrochen. Als Beispiele für die Kodierung sollen das Präambel-Timing (Tabelle 2) und die Funktions-Identifikation (Tabelle 3) angeführt werden. In Bild 6 ist die Reihenfolge der Aussendungen gezeigt. Der Bedeutung angemessen, werden die Elevationsmessungen häufiger als die Azimutmessungen ausge¬ strahlt. Neben den eigentlichen Führungssignalen werden umfangreiche In¬ formationen übertragen, die sowohl technische Charakteristiken der ange- Ereignis Zeit des Ereignis-Beginns 15 625-kHz-bezo- Dauer in ms gener Referenzpuls (Nummer) Träger-Übertragung 0 0 Empfänger-Referenz-Zeit-Kode 11 = 1 13 0,832 12 = 1 14 0.896 13 = 1 15 0,960 14 = 0 16 1,024 15 = 1 17 1,088* Funktions-Kennzeichnung 16 18 1,152 17 19 1,216 18 20 1,280 19 21 1,344 110 22 1,408 111 23 1,472 112 24 1,53.6 ■ Ende der Präambel 25 1,600 Tabelle 2 Präambel-Zeitplan * Referenz-Zeit für die Empfänger-Synchronisation für alle Funktions-Zeitpläne 86 Tabelle 3 Funktions-Kennzeichnung (Auszug) Funktion 16 17 18 19 Kode 110 111 112 Anflug-Azimut 0 0 1 i 0 0 1 Anflug-Elevation 1 1 0 0 0 0 1 Rückwärts-Azimut 1 0 0 1 0 0 1 Basis-Daten 1 0 1 0 1 0 0 0 Basis-Daten 8 1 0 1 0 1 1 1 Hilfs-Daten 1 1 1 1 0 0 0 Die Impulse 16 bis 110 enthalten die Information über die nach der Präambel fol¬ gende Funktion. Mit 5 Impulsen können 2- = 32 Funktionen (ohne „00000“ 31 Funk¬ tionen) unterschieden werden. 111 und 112 sind Paritäts-bits, die folgende Gleichun¬ gen sichern. 16 + 17 + 18 + 19 + 110 + 111 - gerade 16 + 18 + 110 + 112 = gerade Damit wird die Fehlererkennung ermöglicht. flogenen Bodenanlage und der SLB, aktuelles Wetter, Zustand der Flugbe¬ triebsflächen und auch Warnungen enthalten können. Diese Daten sind in den Blöcken «Basis-Daten» und «Hilfs-Daten» untergebracht. Die Art des nachfolgenden Datenblocks ist in jedem Fall durch die vorangehende Prä¬ ambel angezeigt. MLS-Bordanlage Die MLS-Bordanlage ist als Teil des Systems das Bindeglied zum Flugzeug¬ führungssystem. Dabei ist es gleich, ob das Flugzeug von Hand (nach den Anzeigen der MLS-Instrumente) oder automatisch (nach den MLS-Signa- ien) gesteuert wird. Die Grundaufgaben der Bordanlage sind - Signalempfang und -aufbereitung, - Dekodierung, - Informationsaufbereitung. 87 ~Bild 7 MLS-Bordanlage für manuellen Anflug auf geraden Kursen ; 1 - Kreuzzeiger-Instru¬ ment für Kurs- und Gleitweganzeige, 2 - Kontrollpuh, 3 - Entfernungsanzeige (DME), 4 - Beginn der Kursanzeige, 5 - Kurs mit gleicher DME-Anzeige, 6 - An¬ flugweg mit 3°-Gleitweg, 7 - Gleichzeitiger Anflug mit 6°-Gleihveg (Hubschrauber) Bild 8 MLS-Bordanlage für manuellen Anflug auf unterteilten Kursen; 1 - Kommandoan¬ zeige, 2 - Display, 3 - Kontrollpult 88 Prinzipiell wird die Funktion zweier unterschiedlicher und in der Anwen¬ dung gekoppelter Systeme (MLS und PDME) abgearbeitet. Die Bordanlage ist grundsätzlich so auszulegen, daß sie den unterschiedlichsten Forderun¬ gen und Bedingungen während des Landeanflugs und der Landung genügt. Ein Hauptkriterium ist die Zusammenschaltung der Komponenten der Bordanlage und die Zulassung entsprechend den Kategorien für die Schlechtwetterlandungen. Es besteht ein grundsätzlicher Unterschied zwischen den Möglichkeiten der manuellen und der automatischen Flugzeugführung. Während der in Kurs- und Gleitweg geradlinige Anflug noch manuell geflogen werden kann, ist die Führung des Luftfahrzeugs auf horizontal und vertikal ge¬ krümmten Landekursen nur mit Computersteuerung zu beherrschen. In Bild 7 ist die Anordnung für die manuelle Führung des Flugzeugs ge¬ zeigt. Die Meßergebnisse des MLS werden auf dem Flight-Direktor (Fiug- kommando-Anzeige) und am DME-Gerät angezeigt. Nach diesen Anzeigen wird das Flugzeug durch den Piloten während der Landung geführt. Diese Anzeigen werden auch schon beim gegenwärtig betriebenen ILS genutzt. Die Unterteilung des Landeanflugs in mehrere geradlinige Segmente mit von der Flugsicherung festgelegten Teilstrecken setzt bereits die Einschal¬ tung eines speziellen Computers (Bild 8) voraus. Alle Vorteile eines voll ausgebauten MLS zu nutzen, ist nur mit dem in Bild 9 gezeigten Bordsystem möglich: vollautomatischer Anflug auf belie¬ big gekrümmten Kursen mit frei gewähltem Gleitwegprofil. Dem Flight- Management-System (FMS) werden die Ergebnisse des MLS und des PDME zugeführt. Vom FMS wird das Flugzeug vollautomatisch geführt und auch die Triebwerksregelung einbezogen. Erst mit dieser Anlage ist eigentlich der Aufwand gerechtfertigt, doch werden in Abhängigkeit vom ökonomischen Aufwand und Ergebnis auch die anderen Konfigurationen eingesetzt. 2 3 Bild 9 MLS-Bordanlage für vollautomatische Anflüge auf beliebigen Kursen und Gleitwegen; 1 - Elektronisches Anzeigesystem, 2 — Ausgang zum Autopiloten, 3 - Ausgang zur Triebwerksregelung 89 Zur Beeinflussung des Aufwands werden für die Bodenanlagen unter¬ schiedliche Ausbaustufen vorgesehen, die den Forderungen und der Umge¬ bung des Flughafens angepaßt sind. Die ersten MLS-Anlagen sind bereits in Betrieb. Nach dem Jahre 2000 soll das MLS das alleinige Schlechtwetter- lande-System sein, doch wird bis dahin noch das ILS betrieben werden. Die Einführung des neuen Systems fordert großen ökonomischen Aufwand, da ja über lange Zeit beide Systeme gemeinsam und nebeneinander existieren müssen. Die Vorteile des MLS werden aber die Durchsetzung begünstigen. Kommunikation Die Kommunikation im beweglichen Flugfunkdienst , wie dieses Arbeitsgebiet amtlich genannt wird, bedient sich zweier Frequenzbereiche. Im Nahbe¬ reich, überwiegend durch die Flugsicherung genutzt, werden im UKW-Be¬ reich Frequenzen von 117,975 bis 137,000 MHz mit Kanalabständen von 25 kHz belegt. Die Informationen werden ausschließlich als Sprache in Amplitudenmodulation mit Träger (A3E) mit einer Leistung von etwa 50 W (Boden) und etwa 20 W (Bord) in vertikaler Polarisation abgestrahlt. Es wird in Einkanalbetrieb gearbeitet, also abwechselnd gesendet und empfan¬ gen. Die Reichweite entspricht etwa der quasioptischen Sicht, wobei am Bo¬ den etwa 15 km und zu einem 10000 m hoch fliegenden Flugzeug etwa 400 km erreicht werden. Zu Flugzeugen in größeren Entfernungen von der Bodenstelle als 400 km werden Kurzwellenverbindungen geschaffen. Dafür stehen im Frequenz¬ plan 12 Bänder unterschiedlicher Breite im Bereich von 2,8 bis 22 MHz zur Verfügung. Die Wahl der Frequenz für die Boden-Bord-Boden-Verbindung in Abhängigkeit von der Entfernung zum Luftfahrzeug, der Richtung, dem Tageszeitverlauf auf dem Ausbreitungsweg u. a. ist bestimmend für die Möglichkeit einer erfolgreichen Verbindung. Mehr als anderswo kommt den Antennen besondere Bedeutung zu. Der größte Aufwand ist am Boden zu treiben, da die Qualität der Verbindung vom Gesamtsystem (Boden- und Bordanlage) bestimmt wird und die Möglichkeiten an Bord wegen der Ein¬ schränkungen (Masse, Leistung, Abmessungen, aerodynamische Gestaltung der Antenne) keinen Spielraum lassen. Auf KW-Verbindungen werden Leistungen bis 6 kW (Boden) und 400 W (Bord) mit Einseitenband-Amplitudenmodulation ohne Träger (J3E) im Einkanalverfahren betrieben. Übertragen wird das obere Seitenband. Wäh¬ rend die angegebene Bodenleistung wegen der Auswahlmöglichkeiten für eine geeignete Antenne mit hohem Wirkungsgrad abgestrahlt wird, geht in der Bordanlage ein großer Teil der Senderleistung für die Anpassung der als «Kompromiß» zwischen Aerodynamik und HF-Technik entstandenen An¬ tenne verloren. Die Probleme der KW-Ausbreitung in Verbindung mit den genannten Einschränkungen bilden die Betriebsbedingungen. Während für die UKW-Verbindungen keine Probleme bestehen, weil die Organisation der Flugsicherungsgebiete in Verbindung mit der örtlichen Verteilung der zugehörenden UKW-Bodenstationen den Reichweiten unter 90 realen und stabilen Bedingungen entspricht, gibt es keine stabilen KW-Ver- bindungen zum Heimathafen, zur Leitung des Luftverkehrsunternehmens oder zu dessen Vertreter im Ausland. Aber gerade diese Verbindungen ha¬ ben große ökonomische Bedeutung. Über diese Verbindung leitet das Luft¬ verkehrsunternehmen seine Flugzeuge unter operativen Bedingungen. Es werden z. B. zusätzliche Zwischenlandungen und Transporte angewiesen. Diese Verbindung ist eine wichtige Basis für die Disponibilität und damit für das ökonomische Ergebnis. Ähnliche Probleme, die aber dann die Si¬ cherheit betreffen, bestehen für die Flugsicherungsfunkverbindungen über See und unwirtlichen Gebieten (Wüsten, Hochlandgebiete u.ä.). Der Flug¬ sicherungsfunkverkehr wird dort ebenfalls auf Kurzwellenfunkverbindun- gen organisiert. Die Zuverlässigkeit der Kurzwellenfunkverbindungen berührt wegen der gleichen Auswirkungen auch die Interessen der Schiffahrt im internationa¬ len Seeverkehr. Die internationale Vereinigung der Schiffahrt hat aus dieser Erkenntnis heraus die Gesellschaft INMARSAT (International Maritime Sa- tellite Organization) gegründet, die satellitengestützte Femmeldedienste or¬ ganisierte, mit denen Verbindungen Land-Schiff-Land gesichert werden können. Die Satelliten arbeiten als Relaisstellen zwischen den Küstenfunk¬ stellen und den Bordfunkstellen. Das System ist in der Schiffahrt bereits be¬ währt. Da INMARSAT auch Fernmeldedienste für die Luftfahrt anbietet, wird es für die Luftverkehrsunternehmen interessant. Besonderes Interesse hat auch die SITA (Societe Internationale de Telecommunications Aeronauti- ques= Internationale Vereinigung für Nachrichtenverbindungen der Zivilluft¬ fahrt), die den Fernmeldeverkehr international für die Luftverkehrsgesell¬ schaften organisiert. Die im folgenden betrachtete Grundfunktion der INMARSAT-Verbin- dungen einschließlich der für die Teilstrecken geltenden Charakteristika sind für alle Teilnehmer (See und Luft) gleich. Das Bemühen zum Kennenlernen dieses Systems wird durch den Beitritt der DDR zum INMARSAT-Abkommen im Jahre 1986 unterstützt. Bereits jetzt nutzen einige DDR-Hochseeschiffe (darunter die Arkona) INMAR- SAT-Verbindungen zur Heimat. Weitere 4 sozialistische Staaten, darunter die UdSSR, sind Mitglieder von INMARSAT. INMARSAT ist eine Anteils-Gesellschaft. Die Anteilseigner zahlen so¬ wohl eine Anfangs-Investitionsbeteiligung als auch einen Anteil der eigent¬ lichen Betriebskosten. Der Gewinn, der durch die Fernmeldeleistungen er¬ bracht wird, verteilt sich entsprechend den Anteilen. INMARSAT betreibt nur das Raumsegment und die dazu gehörenden Überwachungs- und Kon- trollanlagen am Boden. Einige der Mitglieder betreiben insgesamt 23 Bo¬ denstationen, die sich durch die Gebühren amortisieren. Die Bordanlagen sind Angelegenheit des Nutzers. Das System basiert im Raumsegment auf 3 Satellitenpositionen, die über dem Atlantik, dem Indischen Ozean und dem Pazifischen Ozean bestimmt sind. Die in INMARSAT-Dienst aktiven Transponder werden in fremden Satelliten gemietet und haben jeder in anderen Satelliten 2 Reserven, die in der Nähe des Betriebssatelliten stationiert sind. Diese Synchronsatelliten 91 Tabelle 4 Satelliten, die durch INMARSAT genutzt werden Region Atlantik Indik Pazifik Satellit (aktiv) Position Startzeit Marecs-B 2 26° W 9. 11. 84 Intelsat V-MCS-A 63“ O 28. 9. 82 Intelsat V-MCS-D 180“ O 4. 3. 82 Satellit (1. Res.) Position Startzeit Intelsat V-MCS-B 18,5° W 19. 5. 83 Intelsat V-MCS-C 66° O 19. 10. 83 Marecs-A 178“ O 20. 12. 81 Satellit (2. Res.) Marisat-Fl Marisat-F2 Marisat-F 3 stehen über den angegebenen Positionen über dem Erdäquator. Die Polar¬ gebiete werden deshalb nicht erreicht. Die Satellitenpositionen sind in Ta¬ belle 4 gezeigt. Das Bordsegment kann sehr unterschiedliche Konfiguration haben, ist aber in seiner grundsätzlichen Auslegung durch die Forderungen an die Kommunikationskanäle vorgegeben. Die beiden möglichen Stufen werden in Standard A und Standard C unterschieden. Der anspruchsvollere Stan¬ dard A bietet bis zu 3 Sprech- und Fernschreibkanäle und je einen schnel¬ len Datenkanal ( - 1 Mbit/s) in beide Richtungen. Er verlangt aber auch eine relativ große Antenne (0 = 1 m), die sowohl nachgeführt als auch we¬ gen der Stampf- und Schlingerbewegungen des Schiffes stabilisiert werden muß. Die Kosten für eine solche Anlage in Höhe von 30000 bis 50000 US- Dollar sind auch beträchtlich. Der Standard C schränkt die Dienste ein, bietet aber je nach Ausstattung alle Datendienste bis zu 600 bit/s in beiden Richtungen. Die Antenne muß nicht solchen großen Forderungen entsprechen. Sie ist ungerichtet und wird deshalb auch nicht nachgeführt. Die Kosten einer solchen Anlage sollen (ohne Peripherie) 5000 US-Dollar betragen. Durch die Zunahme der im Satelliten zur Verfügung stehenden Sende¬ energie (bei moderneren Transpondern), die Entwicklung der Nachrichten¬ technik und die leistungsfähigere Signalverarbeitung sind Verbesserungen zu erwarten. So hat z. B. der Übergang zu globalen Strahlungsbündeln eine spürbare Feldstärkenerhöhung gebracht. Die Abstrahlung wird dabei auf den vom Satelliten sichtbaren Teil der Erdoberfläche (etwa 42 % der gesam¬ ten Erdoberfläche) begrenzt. Der dafür erforderliche Öffnungswinkel des Strahls beträgt 17,34°, was auch technisch eingehalten werden kann. Bei gleicher Sendeenergie steigt die Feldstärke bei stärkerer Bündelung. Der Übergang zu scharf gebündelten Gebietsstrahlen hätte also weitere Vorteile. Damit steigt aber der Aufwand an Bord der Satelliten, die Einrichtungen zum komplexen Auswählen von Strahlen für die jeweiligen Empfangsge¬ biete enthalten müßten. Das Bündeln hat auch technische Grenzen, wie ein Versuch mit Satelli¬ tenantennen im Jahre 1974 zeigte. Eine ausrollbare 9-m-Antenne aus Kup- 92 ferdrahtgeflecht sollte eine Strahlöffnung von 0,3° ermöglichen. Aber real waren es dann knapp 1°, so daß die Feldstärke damit auf weniger als 1/10 des erwarteten Wertes sank. Die Verwendung stark gebündelter Strahlen ist auch bei der Nachführung in beweglichen Funkdiensten problematisch. In Bild 10 ist die Organisation der Frequenzverteilung gezeigt. 93 Bild 10 Verbindungsschema für INMARSAT Die Absicht von INMARSAT, satellitengestützte Fernmeldedienste für die Luftfahrt anzubieten (für die Luftfahrt werden hauptsächlich Sprechver¬ bindungen benötigt), bringt Probleme mit den Antennen der Bordanlagen und in diesem Fall besonders mit der Nachführung. Unter Luftfahrtbedin¬ gungen muß die Antenne oder die Antennenverkleidung den aerodynami¬ schen Forderungen entsprechen. Im Vergleich zu Schiffsanlagen gibt es auch besondere Probleme durch die Schnelligkeit der Bewegung und der Manöver relativ zum geostationären Satelliten. Dadurch ist es auch mög¬ lich, daß Flächen und Rumpf des eigenen Flugzeugs den «Blick» zum be¬ nutzten Satelliten verdecken und die Verbindung unterbrechen. Es sind also schnelle Änderungen der Strahlungsrichtung der Antenne zu realisie¬ ren. Dafür sind sowohl mechanische Lösungen mit Nachführgetriebe als auch elektronische Lösungen mit Phasenschieberkopplungen mehrerer An¬ tennenelemente einsetzbar. Von der geometrischen Form haben sich 2 Arten herausgebildet: die all¬ gemein bekannte Antenne mit Parabolspiegel, die außerhalb des Flugzeug¬ rumpfs auf dem Rumpf montiert und mit einem Radom (Wetter- und Strö¬ mungsschutzhaube) versehen wird, und die blattförmige Antenne. Die Blattantenne ist so gestaltet, daß sie über mehrere einzelne Strahlungskeu¬ len (ein Büschel) verfügt, die über elektronische Phasenschieber ausge¬ wählt, zusammengeschaltet und zur Anlage geführt werden. Der Einsatz der mechanisch nachgeführten Antenne ist aus Gründen der Sicherheit, der Zuverlässigkeit und der Aerodynamik sowie wegen des zu erbringenden Wartungsaufwands ungünstiger, zumal die Blattantenne alle Forderungen erfüllt. Das Strahlungsdiagramm umfaßt 360° im Azimut und von 5 bis 90° in der Elevation. Die Antenne erreicht für 95% des bedeckten Raumes einen Gewinn von 9 dB und für 85% sogar einen Gewinn von 12 dB. In der restlichen Bedeckung ist der Gewinn geringer, doch gibt es im angegebenen Bereich keinen «blinden Fleck». Die Antenne wird sowohl für Senden als auch für Empfang genutzt. Sie hat die Form einer Leitwerkfläche (760 mm lang, 200 mm breit, 380 mm hoch) und wird auf dem Rumpf stehend ange¬ bracht. Die Masse beträgt 15 kg. Eine andere Lösung von Flächenantennen kombiniert 2 Antennen, die mit etwa 45° Steigungswinkel beiderseits des Rumpfes eingebaut werden. Durch elektronische Steuerung kann die Strahlungrichtung jeder aus 16 Elementen bestehenden Antenne um 60° in jede Richtung geschwenkt werden. Der Gewinn für 85% der oberen Hemisphäre beträgt 12 dB und ist in Richtung zur Rumpfspitze und zum Schwanz etwas geringer. Jede der beiden Antennen hat eine Fläche von 812 mm x 406 mm und ist etwa 7 mm dick. Sie werden mit der Oberfläche abschließend eingebaut. Für die elektronische Strahlungsteuerung können modernste Mittel ein¬ gesetzt werden. Durch Navigationssysteme wird der Standort des Luftfahr¬ zeugs festgestellt. Aus der Position ermittelt der Computer den Standort des betriebsgünstigsten INMARSAT-Sateliiten. Nach den beiden Werten und unter Einbeziehung der Lage des Flugzeugs im Raum (Schräglage, Nick¬ lage) wird der Strahl der Bordantenne ausgerichtet. In der einfacheren Form wird die Antenne nach der größten Empfangsspannung ausgerichtet. 94 Die Nutzung des INMARSAT-Systems bringt für die Zivilluftfahrt un¬ zweifelhaft Vorteile, doch ist der Aufbau spezieller, für die Luftfahrtverbin¬ dungen ausgelegter Bodenstationen unumgänglich. Die umfassende Ver¬ breitung und Anwendung dieses Systems für die Luftfahrt-Kommunikation wird in naher Zukunft auch einen individuellen Telefonservice für die Pas¬ sagiere an Bord von Flugzeugen mit dem öffentlichen Fernsprechnetz ein¬ schließen. Einen Fernsprechdienst für Flugzeugpassagiere in ganz anderer Art gibt es auch schon seit den frühen 70er Jahren in den USA. Er kommt zwar ohne Satelliten aus, ist aber auch auf die USA begrenzt. Es sind für dieses System in ausreichendem Abstand voneinander Bodenstationen so aufge¬ baut, daß ein Flugzeug immer in der Reichweite mindestens zweier Statio¬ nen ist. Die Gespräche werden zwischen dem Passagier und den öffentli¬ chen Netzen der angeschlossenen Telefongesellschaften hergestellt. (In den USA sind unterschiedliche private Gesellschaften und nicht die staatliche Post der Betreiber der öffentlichen Fernsprechnetze!) Die Verbindungen werden im 900-MHz-Band abgewickelt und in Amplitudenmodulation mit unterdrücktem Träger (J3E) angewendet. Der Kanalabstand beträgt 6 kHz, und eine Bandbreite von 3 kHz sichert eine gute Verständigung. Besondere Vorkehrungen wurden gegen den Doppler -Effekt getroffen, durch den unter ungünstigen Bedingungen Frequenzverschiebungen auftreten können. Bei der direkten Bewegung zum oder vom Sender und Geschwindigkeiten von 800 kmhr 1 sind die Dopp/er-Verschiebungen schon so groß, daß beim Ein¬ seitenbandverfahren die Sprache merkbar höher oder tiefer wiedergegeben oder gar unverständlich wird. Im Flugzeug kann der Handapparat, der auch die Wähltastatur enthält, mit an den Platz genommen werden, denn die Verbindung in der Kabine wird schnurlos geführt. Das interne System verwendet dafür in Senderich¬ tung eine Frequenz von 49 MHz und in Empfangsrichtung eine Frequenz von 1,7 MHz. Von Bord wird der Bodenteilnehmer über die Wähltastatur am Handapparat gewählt. Bodenteilnehmer melden Gespräche zu Teilneh¬ mern an Bord von Flugzeugen bei einem Dispatcher an, der die Herstellung der Verbindung veranlaßt. Welches System sich in der Zukunft einführt, ist nicht bekannt. Die Bemühungen unterschiedlichster Institutionen mit ver¬ schiedenen Mitteln demonstrieren aber den Bedarf für einen solchen Ser¬ vice. Beispiel für die o.g. Hoppier-Verschiebung: Fluggeschwindigkeit = v= 850 kmlr 1 = 236 ms" 1 , Ausbreitungsgeschwindigkeit = c = 300000 kms" 1 = 3 ■ 10 8 ms" 1 , nach A/ = / 0 I C + V ergibt sich A/= 706 Hz (für f 0 = 900 MHz). Die Entwicklung in der Technikkombination Elektronik - Flugzeug ist in Gang gekommen. In relativ kurzer Zeit hat sich viel verändert. Die näch¬ ste Generation von Flugzeugen oder Flugzeugausrüstungen wird den Schritt deutlich machen, der auf allen Gebieten gegangen wurde. 95 CMOS-Schaltkreise aus dem VEB Kombinat Mikroelektronik Dipl.-Ing. Steffen Würtenberger Einführung Bei Impulsfrequenzen unter 1 MHz stehen dem Amateur zusätzlich zu TTL-Standard- und LS-TTL-Schaltkreisen eine große Auswahl an CMOS- Digitalschaltkreisen zur Verfügung. Neben der bekannten V-4000 -Reihe stellte der VEB Mikroelektronik Karl Marx Erfurt auf der Leipziger Frühjahrsmesse 1987 als Weiterentwicklung die ersten Typen der Reihe U 74 HCT vor. Die allgemeinen Vorteile der CMOS-Technik (vor allem der Reihe V 4000) gegenüber TTL-Schaltkreisen sind: - symmetrische, rechteckförmige Übertragungskennlinie, - großer statischer Störabstand, - symmetrische Impulsflanken und Verzögerungszeiten, - niedriger Leistungsbedarf im quasistatischen Zustand. Demgegenüber stehen einige Nachteile, die aber bei Beachtung (bis auf Ausnahmen) keine Bedeutung für Amateuranwendungen haben: - größere Verzögerungszeiten, - großer Streubereich aller Kennwerte (eingeschränkte Austauschbarkeit mit anderen Herstellern), - nur bedingte Kompatibilität gegenüber Schaltkreisen der 74er Baureihen. Mit den Typen 74 HCT sind diese Nachteile gegenstandslos, und es werden die Vorteile der CMOS-Technik mit denen der TTL-Schaltkreise (Ta¬ belle 1) verbunden. Der Schaltungsaufbau von CMOS-Schaltkreisen wurde auch in der Ama¬ teurliteratur schon sehr ausführlich dargestellt [2], [3], [4], [5], An dieser Stelle genügt deshalb eine kurze Wiederholung. Der logische Grundbau¬ stein aller CMOS-Schaltkreise ist der Negator, bestehend aus Feldeffekt- m Uö VT2 Bild 1 Grundaufbau eines CMOS-Negators 96 Tabelle 1 Kennwertevergleich der digitalen Baureihen aus dem VEB Kombinat Mikroelektro¬ nik (nach (1)) Kennwerte V 4000 5 V 10 V 15 V U 74 HCT* 5 V + 10% DL 000 5 V ± 5% Eingangsspannung in V U IL 1.5 3 4 0,8 0,8 Um 3,5 7 11 2,0 2,0 Ausgangsspannung in V Lql 0,05 0,05 0,05 0,1 0,5 Uoh 4,95 9,95 14,95 4,9 2,7 Ausgangsstrom in mA I 0L 0,44 1,1 3 5 8 (bei Uoö (0,4 V) (0,5 V) (1,5 V) (0,4 V) (0,5 V) IoH 0,44 1,1 3 5 0,4 (bei U Qh ) (4,6 V) (9,5 V) (13,5 V) (4,2 V) (2,7 V) typische Leistungs¬ aufnahme je Gatter in mW 1 MHz 0,7 1,8 3,7 1,3 2 5 MHz 3,5 9 18,5 7,5 3 10 MHz 7 18 37 15 4,5 typische Impuls- flanke in ns r LH 25 15 10,5 6 9,5 «hl 9 13 33 6 6 * vorläufige bzw. Vergleichsdaten Ucc Ucc Bild 2 Prinzipielle Funktionsweise lo¬ gischer CMOS-Systeme; a - NAND, b - NOR transistoren vom Anreicherungstyp (Bild 1). Die Funktionsweise ist relativ einfach zu erkennen - stets leitet oder sperrt einer der beiden MOS-Transi¬ storen. Entsprechend stellt sich das Ausgangspotential ein: Bei H am Ein¬ gang ist VT1 gesperrt, und VT2 leitet; der Ausgang liegt auf L-Potential. Bei L am Eingang führt der Ausgang demzufolge H-Potential. Die Transistoren ergänzen sich; daher auch die Bezeichnung Complementary MOS-Technik. Aus dem beschriebenen Grundbaustein werden nun alle logischen Grund¬ funktionen aufgebaut (Bild 2). 97 Bild 3 Übertragungskenniinie gepufferter CMOS- Schaltkreise für unterschiedliche Betriebs¬ spannungen (zum Vergleich: LS-Gatter) Bild 4 Eingangsschutzbeschaltung bei CMOS-Schaltkreisen Die ersten CMOS-Schaltkreise waren im wesentlichen auch so aufgebaut. Mitunter sind noch IS aus der UdSSR der Reihe K 176 zu erhalten. Nähere Informationen dazu können aus der Literatur ersehen werden [6], [7], Man bezeichnet solche CMOS-Schaltkreise als ungepufferte Ausführungen. Durch das Hintereinanderschalten von 2 der in Bild 1 dargestellten Negatoren (Puffer) verbesserten sich vor allem die dynamischen Eigenschaften der CMOS-IS entscheidend. Die in Bild 3 abgebildete Übertragungskenniinie kann erst mit dieser Technologie erreicht werden. Der vorteilhafte Verlauf gegenüber der TTL-Technik ist offensichtlich. Auf ein Problem muß in die¬ sem Zusammenhang noch hingewiesen werden: Im Übergangsbereich sind zumindest für einen kurzen Augenblick beide Ausgangstransistoren lei¬ tend, und es fließt ein relativ hoher Strom. Damit dieser Bereich keine blei¬ benden Schäden am Schaltkreis verursacht oder «wilde» Schwingungen auf dem Ausgangsimpuls auftreten, sollte man ihn auch bei CMOS möglichst schnell durchfahren. Folgerichtig wird vom Hersteller eine Mindeststeilheit der Eingangsimpulse gefordert - etwa 15 ps für den Anstieg bzw. Abfall der Amplitude von 10% auf 90% und umgekehrt. Eine Ausnahme bilden CMOS-Gatter mit Sc/rnnff-Triggereingang. Bild 4 zeigt die interne Schutz¬ beschaltung bei CMOS-IS. Die Ausgänge eines CMOS-IS dürfen parallelgeschaltet werden, wenn die zulässige Gesamtverlustleitung eingehalten wird. Die Ausgangslastkapazitä¬ ten müssen unter 5 nF bleiben. Die Zusammenschaltung mit TTL-IS-Ein- gängen ist relativ problemlos, wenn die CMOS-IS an 5 V Betriebsspannung liegen. Allerdings können «normale» CMOS-Gatter nur höchstens 2 LS- TTL-Lasten treiben. Im umgekehrten Fall (CMOS an TTL-Ausgang) sollte man stets einen sogenannten pull-up-Widerstand benutzen (Bild 5), um Eingang $ $ $ 17 98 TTL CMOS (U„-5V!) Bild 5 Dieser Widerstand garantiert den H-Pegel für den CMOS-Eingang t5V +5V Bild 0 Kopplung von Logiksystemen mit unter¬ schiedlicher Betriebsspannung, Übergang CMOS (IS V) - TTL/CMOS (5 V); Vor¬ schlag aus [1] den H-Eingangspegel des CMOS-Schaltkreises sicher zu erreichen. Muß man aus dynamischen Gründen eine höhere Betriebsspannung als 5 V ver¬ wenden, kommt man um entsprechende Pegelumsetzer nicht herum (Bild 6). Einsatzhinweise - Es gelten die allgemeinen Hinweise zu Transport und Lagerung von MOS-Bauelementen trotz der internen Schutzschaltungen (z.B. Erden al¬ ler Gegenstände - Lötkolben - und Personen, die mit dem Bauelement in Berührung kommen). - Offene Eingänge verursachen eine erhöhte Leistungsaufnahme; denn sie haben ein «schwebendes», Undefiniertes Potential. Sie müssen also im¬ mer an U cc (NAND) oder Masse (NOR) gelegt werden. Auch unbenutzte Gatter eines IS sind über einen Widerstand 100 kO bis 1 MO am Ein¬ gang definiert festzulegen. - Den Eingangsspannungsbereich von -0,5 bis. f/ cc + 0,5 V darf man kei¬ nesfalls überschreiten (auch den maximalen Strom an einem Anschluß von £ 10 mA nicht!). Es tritt dann der sogenannte Latch-up-Effekt auf. Die Eingangsschutzbeschaltung kann unter keinen LTmständen als be¬ triebsmäßige Schutzmaßnahme benutzt werden. - Die zulässigen Anstiegs- und Abfallzeiten der Impulsflanken (5 bis 15 ps) müssen beachtet werden. - Die Versorgungsspannungsquelle sollte niederohmig ausgelegt sein. Vor allem bei Batteriebetrieb muß U cc entkoppelt werden (Richtwert 99 1000 pF). Es empfiehlt sich, Schaltkreise mit Zählern und Flip-Flops durch etwa 20 bis 100 nF und alle anderen IS durch etwa 10 nF zu stüt¬ zen. - Das Überschreiten der Grenzwerte (auch kurzzeitig) ist zu vermeiden. Reihe V 4000 An Hand der Übersicht in Tabelle 2 erhält man ein gutes Bild über das Ge¬ samtsortiment der Reihe V 4000. Einige Typen, vor allem die Gatter, Inver¬ ter, Treiber und nicht zuletzt der Dekoderschaltkreis V 40511 D , wurden an unterschiedlichen Stellen schon ausführlich beschrieben, und ihre Einsatz¬ möglichkeiten können als bekannt vorausgesetzt werden. Ausführlicher soll auf neuere, komplexe CMOS-Schaltkreise eingegangen werden. Tabelle 2 Übersicht der CMOS-Digitalschaltkreise des VEB Kombinat Mikroelektronik (Reihe V4000) Typ Funktion V 4001D 4 NOR-Gatter mit je 2 Eingängen V 4007 D 2 komplementäre Transistorpaare und 1 Inverter V 4011 D 4 NAND-Gatter mit je 2 Eingängen V 4012 D 2 NAND-Gatter mit je 4 Eingängen V4013D 2 D-Flip-Flop V 4015 D 2 4-bit-Schieberegister V4017D Dezimalzähler und Teiler mit dekodierten Ausgängen V4019D 4 AND-OR-Auswahlgatter (Multiplexer) mit je 2 Eingängen V 4023 D 3 NAND-Gatter mit je 3 Eingängen V 4027 D 2 JK-Flip-Flop V 4028D BCD-Dezimal-Dekoder, Ausgänge H-aktiv V 4029D 4-bit-Vor-Rückwärtszähler. dezimal kodierbar V 4030D 4 EXOR-Gatter mit je 2 Eingängen V 4034D Sstufiges bidirektionales Schieberegister (Busregister) V 4035D 4-bit-Schieberegister mit Paralleleingabe V 4042D 4-bit-Auffangregister V 4044 D 4 RS-Flip-Flop, Tri-state V 4046D PLL-Schaltung V 4048D 8-Eingangs-Multifunktionsgatter mit 3 Steuereingängen V 4050 D 6 nichtinvertierende Treiber V 4051D 8-Kanal-Analog-Multiplexer/Demultiplexer V 4066D 4 bilaterale Analogschalter V 4093 D 4 Schmitt-Trigger mit je 2 Eingängen (NAND) V 40098D 6 invertierende Treiber, Tri-state V 40511D BCD-zu-7-Segment-Dekoder, hexadezimal, H-aktiv V 4520D 2 binäre 4-bit-Vorwärtszähler V 4531D 13-bit-Paritätsprüfer V 4538 D 2 Monoflop V 4585D 4-bit-Größenkomparator 100 Analogschalter Der V 4066 D und der V 4051 Dsind sogenannte Analogsclialter. Mit ihnen kann man auch digitale Signale übertragen. Die Funktion des V 4051 Dläßt sich auch mit 8-Kanal-Multiplexer/Demultiplexer oder l-aus-8-Schalter umschreiben. Dagegen enthält der V 4 066 D 4 unabhängige, bilaterale Ka¬ näle, die aber kombiniert werden können. Bei beiden Schaltkreisen ist un¬ bedingt erforderlich, eine genaue Pegelbetrachtung vor ihrem Einsatz durchzuführen. Dazu gehören sowohl die zu übertragenden Analog- oder Digitalsignale als auch die anzulegenden Betriebsspannungen. Ein Litera¬ turstudium wird dazu dringend empfohlen, um keine unliebsamen Überra¬ schungen zu erleben. Monoflop Der V4538 D (bedingt kompatibel mit den internationalen Typen 4098 und 4528) enthält in einem 16poligen DIL-Gehäuse gleich 2 voneinander unab¬ hängige, recht universell einsetzbare Monoflops. Beide haben jeweils 2 Triggereingänge; die wirksame Schaltflanke läßt sich damit völlig frei wählen: Eingang an TR - LH-Flanke schaltet, Eingang an TF - die HL- Flanke ist wirksam. Voraussetzung für die gewünschte Betriebsart ist außer¬ dem die richtige Beschaltung der anderen Eingänge entsprechend Ta¬ belle 3. Den Unterschied der beiden möglichen Betriebsarten kann man aus Bild 7 ersehen. Die’Triggerzeit wird wie angedeutet mit einem Widerstand -Tabelle 3 Schalt- _ Beschaltung des V 4538D flanke TF TR R Betriebsart LH Udd TL Udd Nachtriggem LH 0 JT Udd Einzelimpulse HL LT Urs Udd Nachtriggern HL U Q Udd Einzelimpulse Bild 7 V 4538 D; a - Impulsdia¬ gramm zur Betriebsart «Nach¬ triggern», b - Betriebsart «Einzelimpulse» (deutlich er¬ kennbar ist dabei für die Trig¬ gerzeit l der Eingang ge¬ sperrt!), c - Logiksymbol mit Anschlußbelegung, d - äußere Beschaltung 101 und einem Kondensator verwirklicht. Dabei sollte C zwischen 5 nF und ma¬ ximal 100 nF liegen, während R größer 4 kO sein muß (empfohlen werden aber Werte von höchstens 2 MO). Die minimale Triggerzeit ergibt sich da¬ mit zu etwa 20 ps. Zähler Es stehen 3 Typen zur Verfügung, die in den vorgegebenen Grenzen die Lö¬ sung fast aller denkbaren Einsatzfälle erlauben. Am interessantesten dürfte dabei der V 4520 D sein. Er enthält 2 4-bit-Zähler, die nur in Vorwärtsrich¬ tung arbeiten. Für viele Anwendungen ist das vollkommen ausreichend. Durch seine geringe Stromaufnahme und immerhin eine mögliche Taktfre¬ quenz von 10 MHz bei 15 V ist er für Amateuranwendungen geradezu ein «Allroundbauelement». Man kann den V 4520 D zwar nicht auf einen be¬ stimmten Wert voreinstellen (wie die bekannten TTL-Zähler '192 und 795), aber die Auswertung der Ausgangssignale 00 ... 03 erlaubt auch das Er¬ kennen jedes beliebigen Zählerstandes zwischen 0 und 15. Eine Zählwei¬ tenbegrenzung ist prinzipiell mit nachgeschalteten Gattern oder Dioden möglich (Bild 8). Die zu verwirklichende logische Funktion muß eine AND-Logik mit H- Pegelauswertung ergeben. In Bild 8 wurde eine wahlweise Zählweitenbe¬ grenzung bei 3 (mit Gattern) oder bei 12 (mit Dioden) dargestellt. Der Zäh¬ ler wird dabei automatisch rückgesetzt und beginnt wieder bei 0 zu zählen. Eingänge C11/C21 C12/C22 R Funktion LH H L Zählen L HL L Zählen HL X L keine Änderung X LH L keine Änderung H HL L keine Änderung LH L L , keine Änderung X X H alle Ausgänge L Tabelle 4 Funktionstabelle des V4520D Udo 102 B ild 8 Zählweitenbegrenzung beim V 4520 D Zählerstand Ausgänge OO Ol 02 03 i X - - _ 2 - X - - 3 X X - - 4 - - X - 5 X - X - 6 - X X - 7 X X X - 8 - - - X 9 X - -- X 10 - X - X 11 X X - X 12 - - X X 13 X - X X 14 - X X X 15 X X X X Tabelle 5 Auszuwertende Ausgänge (H-Pegel) für die Zählweiten¬ begrenzung am V 4520D Tabelle 6 Funktionstabelle des V 4029 D Eingänge IP3 IP2 IP1 IPO PE CI B/D U/D c Ausgänge 03 02 01 OO CO X X X X H H X X X IP3 IP2 IP1 IPO H L L L L H L X L X L L L L L H L L H H L L H X H L L H L H H H H H L X H X H H H H L H L H H H L L H X H L H H L H H L H H L L H X H H L H L X X X X L L H X H Binärbetrieb X X X X L L L X H Dezimalbetrieb X X X X L H X X X vorhandener Zählerstand U/D - Vorwärtszählen (H), Rückwärtszählen (L) B/D - Einstellung des Zählumfangs, 0...9 - dekadisch, 0... 16 - binär PE - Voreinstelleingang (mit H) CO - Übertragsausgang CI - - Zählfreigabeeingang Die Auswertung ist denkbar einfach, da die interessierenden Ausgänge je¬ weils gemeinsam H-Pegel für den gesuchten Zählerstand annehmen (Ta¬ belle 5). Die Zählerstände 1 und 15 sind für eine Zählweitenbegrenzung un¬ sinnig; der Vollständigkeit wegen wurden sie aber mit angegeben. Die Schaltung mit den Gattern erscheint auf den ersten Blick zwar aufwendiger, ist aber stromsparender und für die Auskopplung des Signals (Zählerstand erreicht) besser geeignet. 103 Tabelle 7 Funktionstabelle des V 4017D Eingänge R C Ausgänge CE CO 09 08 07 06 05 04 03 02 01 OO H X X H L L L L L L L L L H L LH L H L L L L L L L L H L L LH L H L L L L L L L H L L L LH L H L L L L L L H L L L L LH L H L L L L L H L L L L L LH L L L L L L H L L L L L L LH L L L L L H L L L L L L L LH L L L L H L L L L L L L L LH L L L H L L L L L L L L L LH L L H L L L L L L L L L L HL L L X H keine Änderung Unn 0 —* Port A W Dl AU Al AZ A3 Qa>B BO Bl q a -b B2 B3 [ a >B I,-B hB U-B i a 8 — Oa,< und = ausgeben. Außerdem verfügt er über 3 Eingänge, mit denen sich der Schaltkreis kaskadieren läßt und der damit z.B. 8-bit-Worte über¬ wacht (Bild 9). Für Funkamateure besonders wertvoll ist die CMOS-PLL-Schaltung V 4046 D. Die exakte Anwendung dieses Schaltkreises ist recht umfang¬ reich und würde den Umfang dieses Beitrages sprengen; es muß daher an dieser Stelle der Übersichtsschaltplan (Bild 10) zur Information genügen. Reihe U 74 HCT... DK Diese CMOS-Baureihe stellt die jüngste Weiterentwicklung in der Digital¬ technik dar. Sie ist vollständig pinkompatibel mit allen TTL-Baureihen und in der Schallgeschwindigkeit mit der Standard-Reihe 74 ... (D10) und der Low-Power-ScAohAy-Reihe 74LS... (DL...) vergleichbar. Im Unterschied zur Reihe V 4000 sind Schaltgeschwindigkeit und Ausgangsstrom um den Faktor 10 größer. Der große Vorteil der symmetrischen Impulsflanken und Verzögerungszeiten, von der V-4000 -Reihe bekannt, bleibt erhalten. Bis 105 etwa 20 MHz liegt der Leistungsbedarf unter dem der 74 LS. ..-Reihe. Man sollte aber beim Austausch unbedingt den geringeren Ausgangsstrom (Lol = 5 mA) gegenüber den vergleichbaren TTL-Schaltkreisen beachten. Tabelle 8 Typübersicht der CMOS-Baureihe U 74HCT... DK (Stand: Frühjahr 1987) U 74 HCT 00 DK U 74 HCT 02 DK U 74 HCT 04 DK U 74 HCT 74 DK U 74 HCT 138 DK U 74 HCT 242 DK U 74 HCT 243DK U 74 HCT 373DK U 74 HCT 374 DK U 74 HCT 533 DK U 74 HCT 534 DK 4 NAND-Gatter mit je 2 Eingängen 4 NOR-Gatter mit je 2 Eingängen 6 Inverter 2 positiv-flankengetriggerte D-Flip-Flop l-aus-8-Dekoder mit Demultiplexer 4 invertierende Bustreiber 4 nichtinvertierende Bustreiber 8 D-Transparentlatch, gemeinsamer Enable-Eingang, Tri-state 8 D-Flip-Flop, gemeinsamer Takt-Eingang, Tri-state 8 D-Transparentlatch, gemeinsamer Enable-Eingang. invertie¬ rende Tri-state-Ausgänge (& 373 mit negierten Ausgängen) 8 D-Flip-Flop, gemeinsamer Takt-Eingang, invertierende Tri-state-Ausgänge (ä 374 mit negierten Ausgängen) ELEKTRONIK-SPLITTER Trennverstärker für die NF-Praxis In solchen Fällen, bei denen man hochohmige Signalquellen an niederohmige Ein¬ gänge oder Leitungen anpassen will, ist die untenstehende Schaltung eines 2stufigen Trennverstärkers geeignet. Derartige Schaltungsstufen bezeichnet man auch als Im¬ pedanzwandler, die Spannungsverstärkung ist meist V u = 1, so daß sie sich problemlos einsetzen lassen. Mit der angegebenen Dimensionierung wird der hohe Eingangswi¬ derstand von 3,6 MO erreicht, der Ausgangswiderstand ist etwa 250 fl Der Klirrfaktor liegt unter 0,5%, der NF-Übertragungsbereich erreicht sicher HiFi-Qualität. Literatur Tehnium, Heft 2/1S87, Seite 19 und 21. 106 NF-Verstärker- , Schaltkreise und ihre Obering. Karl-Heinz-Schubert ■- Y21XE Beschattung (I) In der Entwicklung der analogen bipolaren Schaltkreise standen am Anfang Spannungsverstärkerschaltungen für niederfrequente Spannungen. Erst da¬ nach begann man auch NF-Leistungsverstärker als integrierte Schaltkreise zu fertigen. Heute gibt es eine Vielzahl von NF-Leistungsverstärker-Schalt- kreisen mit unterschiedlichen NF-Ausgangsleistungen. Die Halbleiterindu¬ strie der DDR (VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder), Stammbetrieb im VEB Kombinat Mikroelektronik) fertigt gegenwärtig ein abgewogenes Typenspek¬ trum mit den Typen: A211D - Ausgangsleistung 1 W, A210E/K - Ausgangsleistung 5 W, A 2030 H/V - Ausgangsleistung 16 W, A 2000 V - Ausgangsleistung 2 x 5 W, A 2005 V -Ausgangsleistung 2x 10 W (Angaben sind typische Werte!). Der NF-Verstärker-Schaltkreis A 211 D Dieser erste NF-Leistungsverstärker-Schaltkreis der DDR-Produktion zeichnet sich durch einen hohen Eingangswiderstand, eine hohe Verstär¬ kung, einen großen Betriebsspannungsbereich und einen geringen Ruhe¬ strombedarf aus. Bemerkenswert ist es, daß dieser Schaltkreis durch die so¬ zialistische Hilfe der DDR in Kuba produziert wird, so daß dort eine lei¬ stungsstarke Halbleiterindustrie entsteht, und derartige Schaltkreise exportiert werden können. Alle Funktionen des Schaltkreises wurden auf einem Siliziumplättchen mit den Kantenlängen 1,4 mm x 1,6 mm realisiert, wobei die Schaltung aus 10 npn-Transistoren, 6 pnp-Transistoren und 9 Widerständen besteht. Beim 14poligen DIL-Plastgehäuse wirken die jeweils inneren 3 pins 3 bis pin 5 und pin 10 bis pin 12 als Kühlblech (mit zusätzlicher Leiterplattenfläche als weiteres Kühlblech) zur Erreichung der erforderlichen Verlustleistung. Zur Außenbeschaltung des Schaltkreises sind die jeweils 2 äußeren pins vorgesehen. Bei der älteren Ausführung des A 211 D waren die Kühlblech¬ pins als abgewinkelte Blechfahne gestaltet. Zu beachten ist, daß der A 211 D keine Schutzschaltungen aufweist, so daß die Grenzwerte nicht überschrit¬ ten werden dürfen. ' 107 Bild la zeigt die Standardbeschaltung des A 211 D, bei der der Lautspre¬ cher an der Betriebsspannung liegt. Das RC-Glied an pin 9 bestimmt die untere Grenzfrequenz, während die obere Grenzfrequenz von C4 und dem inneren Rückwirkungswiderstand zwischen pin 6 und pin 13 (etwa 0,9 Mß) bestimmt wird. Zur Frequenzkompensation und gegen HF-Störungen wir¬ ken die Kondensatoren C3 und C5. Die Betriebsspannung ist direkt am pin 2 mit einem Elektrolytkondensator (100 pF) abzublocken. Ü L und C6 bilden die Bootstrapschaltung an den pins 6-1-2. Mit einem Lautsprecher 8 ß wird eine NF-Ausgangsleistung von 1 W (k = 10%) erreicht. Die dafür erforderli¬ che NF-Eingangsspannung ist 14 mV bei einer Verstärkung V u = 48 dB. Die übertragene NF-Bandbreite reicht von 50 Hz bis 15 kHz. Bild lb und Bild lc zeigen Schaltungsvarianten zur Klangbeeinflussung des übertragenen NF-Frequenzbereiches. Bild lb ist eine Tonblende zur Höhenabsenkung, Bild lc wirkt die eine Baß- und Höhenanhebung, da mit dem am pin 6 liegenden RC-Glied (R5/R6 - C8/C9) mit R4 die mittleren Frequenzen abgesenkt werden. Da der Stromlaufplan im Bild 1 nur für Batteriegeräte günstig ist, zeigt Bild 2a die Schaltungsvariante mit Lautsprecher gegen Masse geschaltet. Die Brummspannung wird besser unterdrückt, so daß diese Schaltung auch für netzbetriebene Stromversorgung geeignet ist. Als Bootstrapglied sind zusätzlich die Bauelemente R3 und C6 erforderlich. Damit werden Aus¬ steuerungsspitzen in ihrer Wirkung auf die Betriebsspannung vermieden, da sonst bei AM-Empfängern NF-Oberwellenrückkopplungen im Lang- und Mittelwellenbereich möglich sind. Eine Vergrößerung der NF-Ausgangsleistung ist möglich, wenn man dem A 211 Deine Gegentakt-Komplementär-Endstufe mit 2 Leistungstransisto¬ ren nachschaltet. Der A 211 D arbeitet dann als Vor- und Treiberstufe auf den Lastwiderstand R5 (33 ß). Mit dem in Bild 2b angegebenen Stromlauf¬ plan wird eine NF-Ausgangsleistung von etwa 5 W erreicht. Auf Grund der hohen Grenzfrequenz der Siliziumtransistoren neigen diese zu HF-Schwin- gungen. Diese beseitigt man durch Ferritperlen auf den Basisanschlüssen Bild 1 Stromlaufplan der Standardbeschaltung für den NF-Verstärker-Schaltkreis A 211 D (a); Tonblende zur Höhenabsenkung ( b ); Baß- und Höhenanhebung durch Absenkung der mittleren Frequenzen (c) 108 ■5 hUy BL ZK M-Pin = 3/4/ff 70/77/72 Jr— Ü5L _L_ C3p,8n -VT1-SD335 VTZ - SD33S Bild 2 Stromlaufplan für den A 211 D mit Lautsprecher gegen Masse geschaltet (a); Gegen- takt-Komplementär-Endstufe am A 211 D für größere NF-Ausgangsleistung (b) der Endstufentransistoren und den Kondensator C3 an pin 14. Für den A 211 D darf die Betriebsspannung maximal 14 V sein, besser nur 12 V. Auch eine Brückenschaltung mit 2 A 211 D ergibt eine höhere NF-Aus¬ gangsleistung. Da aber mit dem NF-Verstärker-Schaltkreis A 210 E/K eine NF-Leistung von 5 W erreicht wird, setzt man besser diesen ein. Zu beach¬ ten ist weiterhin, daß der Koppelkondensator am Eingang des Schaltkreises kein Elektrolytkondensator sein darf. Der NF-Verstärker-Schaltkreis A 210 E/K Der Vorteil der Schaltungskonzeption des A 210 E/K besteht darin, daß er eine thermische Schutzschaltung hat. Werden die Verlustleistung und die maximale Sperrschichttemperatur überschritten, nimmt die Ansteuerspan¬ nung ab, so daß eine Zerstörung des Schaltkreises verhindert wird. Aller¬ dings ist der A 210 E/K wie der A 211 D nicht kurzschlußfest, Kurzschlüsse am Ausgang dürfen daher nicht auftreten! Das DIL-Gehäuse hat 4X3 pins, die von 1 bis 12 durchnumeriert sind. Beim A 210 E sind 2 Kühlfahnen mit Bohrungen 3,4 mm vorhanden, daran können Kühlbleche befestigt werden. Der A 210 K hat einen angepreßten Kühlkörper zur Erreichung der maxi¬ malen NF-Ausgangsleistung von 5 W. Alle Schaltungsfunktionen befinden sich auf einem Siliziumplättchen mit den Kantenabmessungen 1,7 mm x 2 mm, integriert sind 14 npn-Transistoren, 8 pnp-Transistoren, 2 Dioden und 16 Widerstände. Bild 3a zeigt die Standardbeschaltung des A 210 E/K mit gegen Masse ge¬ schaltetem Lautsprecher. Der übertragene Frequenzbereich ist abhängig von der eingestellten Verstärkung und den KC-Gliedern der Außenbeschal- G5=Z,ZnF; 04=1,5nF 05=880pF CI2 CIS | —o B 0,47/1 2x330 C4 = S80pF i C5-3,3nF Bild 3 Stromlaufplan der Standardbeschaltung für den NF-Verstärker-Schaltkreis A 210 E/K (a); verschiedene RC-Netzwerke zur Klangbeeinflussung (b ... e, siehe Text) tung. Für die Verstärkung maßgebend ist R2. Die untere Grenzfrequenz wird durch die ÄC-Glieder RH CI, R2/C2 , R4/C6 und BL(i? L )/C7 festgelegt. Die obere Grenzfrequenz wird von C5 bestimmt. Eine ausreichende HF- Unterdrückung bewirkt C4. Das am Ausgang erforderliche Bouchern -Glied besteht aus R3 und C6. Mit einer NF-Eingangsspannung von etwa 65 mV wird eine NF-Ausgangsleistung von 5 W erreicht {U s = 12 V, R h = BO). Soll bei niedrigeren Betriebsspannungen die NF-Ausgangsleistung er¬ reicht werden, so ist der Lautsprecher gegen die Betriebsspannung zu schal¬ ten. Allerdings geht dann die Brummspannungsunterdrückung zurück. Möglichkeiten zur Klangbeeinflussung des übertragenen NF-Frequenzbe- reichs zeigen Bild 3b bis Bild 3e. Die Schaltung nach Bild 3b erlaubt die Anhebung der tiefen Frequenzen, die Schaltung entsprechend Bild 3c die Absenkung der hohen Frequenzen. Mit den ÄC-Gliedern Bild 3d und Bild 3e werden die unterschiedlich mittleren Frequenzen abgesenkt, woraus eine gleichzeitige Baß- und Höhenanhebung resultiert. 5k 110 Höhere NF-Ausgangsleistungen werden mit 2 A 210 E/K m Brücken¬ schaltung (Bild 4) erreicht [2]. Solche NF-Verstärker kann man als Lei¬ stungsbooster für das Autoradio oder für Aktivboxen einsetzen. An den pins 8 geschieht eine gegenphasige Ansteuerung, die mit dem Transistor VT1 realisiert wird. Mit einer Betriebsspannung von U s = 9 V und R L = 4 fl ist die NF-Ausgangsleistung etwa 10 W. Der NF-Verstärker-Schaltkreis A 2030 H/V Zusätzlich zur thermischen Schutzschaltung weist der A 2030 H/V einen Kurzschlußschutz und eine automatische Ausgangsstrombegrenzung (SOAR) auf. Er hat ein 5poliges 7’0-220-Gehäuse, das sehr montagefreund¬ lich ist. Der Typ A 2030 H ist für stehenden Einbau, der Typ A 2030 Kfür liegenden Einbau (mit abgewinkelten Anschlüssen) auf der Leiterplatte vor¬ gesehen. Da der A 2030 H/V e inen Leistungsoperationsverstärker mit einer Gegentakt-B-Endstufe darstellt, ist er außer in NF-Verstärkern sehr vielsei¬ tig in der industriellen Elektronik einsetzbar. Daher gibt es auch von ihm den speziell ausgemessenen Typ B 165 V/H als bipolaren Leistungsopera¬ tionsverstärker. Der NF-Leistungsverstärker-Schaltkreis A 2030 H/V kann mit symmetri¬ scher (2 Versorgungsspannungen) oder mit unsymmetrischer (1 Versor¬ gungsspannung) Stromversorgung betrieben werden. Bild 5a zeigt die sym¬ metrische, Bild 5b die unsymmetrische Betriebsweise. Die gewünschte Ver¬ stärkung wird vom Spannungsteiler R2/R3 bestimmt. Für die untere Grenzfrequenz ist R2/C2 maßgebend. Die obere Grenzfrequenz wird mit Bild 6 Ansicht der NF-Verstärker-Baugruppe NF 01 des HFO mit 12 W NF-Ausgangsleistung (Foto: K.-H. Schubert) R x /C< eingestellt. R x sollte etwa das dreifache von R2 betragen, C x ergibt sich ZU c=—L- x 2 B Ri ' B ist hierbei die Bandbreite des zu übertragenden NF-Frequenzbereichs. Übliche Werte für R x und Q, sind 2,2 kß und 470 pF. Bei einer Betriebsspannung von 2 x 16 V (bzw. 1 x 32 V) können etwa 26 W NF-Ausgangsleistung (Ä L = 4fi, k = 10%) erreicht werden, wenn das Netzteil nicht zu weich ist. Bei einem 8-fi-Lautsprecher ist die NF-Aus¬ gangsleistung etwa 16 W. Die NF-Ausgangsleistungen verringern sich, wenn ein geringerer Klirrfaktor k erwünscht ist. Die für diese Schaltungen erfor¬ derliche NF-Eingangsspannung ist etwa 200 mV. Die schnellen Silizium¬ dioden VD1/VD2 schützen den Ausgang des Schaltkreises vor auftretenden Spannungsspitzen, Schwingneigungen unterdrückt das Bouchcrot-Q\\t<\ R4/C3. Bei langen Lautsprecher-Zuleitungen sollte man im Ausgang des NF-Verstärkers mit A 2030 ///Keine Drosselspule vorsehen (19 bis 20 Wdg., 0,6-mm-CuL-Draht, gewickelt auf einen Widerstand 10 fi/0,5 W. Um NF-Ausgangsleistungen größer 30 W bei Anwendung dieses Schalt¬ kreises zu erreichen, gibt es 2 Wege. Einmal kann man eine Gegentakt- Komplementär-Endstufe mit leistungsstarken Siliziumtransistoren nach¬ schalten. Wesentlich günstiger und preiswerter ist die Anwendung der Brük- kenschaltung mit 2 NF-Verstärker-Schaltkreisen A 2030 H/V. Bild 7 zeigt 112 Bild 7 Stromlaufplan eines Brückenverstärkers mit dem Schaltkreis A 2030 H/V dafür ein Beispiel Theoretisch erreicht man mit der Brückenschaltung die doppelte NF-Ausgangsspannung, und damit die 4fache NF-Ausgangslei- stung. Da aber bei U s = 28 V der Lautsprecherwiderstand minimal 8 ü be¬ tragen darf, erreicht man in der Brückenschaltung nach Bild 7 bei k = 0,5% etwa 31 W und bei k = 10% etwa 38,5 W. Der 2. Schaltkreis wird durch den 1. Schaltkreis angesteuert, es ist aber auch eine parallele Aussteuerung bei¬ der Schaltkreise möglich, da die Eingangsstufen als Differenzverstärker auf¬ gebaut sind (Al arbeitet als nichtinvertierender, A2 als. jnvertierender Ver¬ stärker). Doppel-NF-Verstärker-Schaltkreis A 2000 V/A 2005 V Dieser neue Schaltkreis des VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) enthält 2 komplette NF-Leistungsverstärker, so daß ökonomisch und bequem einfa¬ che Stereoverstärker aufgebaut werden können wie auch Mono-Brückenver¬ stärker. Der Unterschied zwischen den beiden Typen besteht vor allem im begrenzten Ausgangsspitzenstrom (A 2000 V: 2,5 A; A 2005 V: 3,5 A). Der A 2000 V wird vor allem in Stereo-Radiorekordern eingesetzt und erreicht 2 X 5 W bei U s = 14,4 V und fi L = 4fl. Mit dem A 2005 V werden vor allem Stereo-Autoempfänger bestückt, bei U s = 14,4 V und R L = 2 £2 wird eine NF-Ausgangsleistung von 2 x 10 W erreicht. Im Schaltkreis integriert sind mehrere Schutzschaltungen. Neben der thermischen Schutzschaltung sind das der SOAR-Schutz, der Ausgangs¬ kurzschlußschutz und neu der Überspannungsschutz. Dieser ist erforder¬ lich, da beim Einsatz im Kraftfahrzeug durch die vorhandenen unterschied¬ lichen Verbraucher (Hupe, Zündspule, Lichtrelais, Lichtmaschine, Regler, Scheibenwischermotor usw.) Spannungsspitzen im Bordnetz auftreten. Die Gehäuseform dieses Schaltkreises ist das 11-polige Multiwatt-Gehäuse. Bild 8a zeigt einen Mono-Brückenverstärker mit dem Schaltkreis A 2000/ 113 Bild 8 Stromlaufplan eines Mono-Brückenverstärkers (a) und eines Stereoverstärkers (b) mit den Schaltkreisen A 2000 V bzw. A 2005 V 2005 V, bei dem man mit niedrigen Betriebsspannungen schon größere NF- Ausgangsleistungen erreichen kann (R L = 4 Ü, k = 10 %). U s A 2000 V A 2005 V 4 V 1,0 W - 6 V 3,0 W - 8 V 6,5 W 6 W 10 V 10,5 W 10 W 12 V 14,5 W 15 W 14V - 21W 16 V - 27 W Für Brackenschaltungen sind vor allem die Typen A 2000 Vm und A 2005 Vm vorgesehen. Bild 8b zeigt einen Stereoverstärker mit dem Schaltkreis A 2000 V bzw. A 2005 V. Um beim A 2005 Kbei U s = 14,4 V die NF-Ausgangsleistung von 2 x 10 W zu erreichen, darf der Lautsprecherwiderstand nur 2 CI betragen. An den Anschlüssen A - B kann ein Einstellwiderstand 100 CI zugeschaltet werden, mit dem eine Veränderung der Stereo-Basisbreite vorgenommen wird. Das verbessert den Stereoeffekt z.B. bei Kofferempfängern, da die bei¬ den Lautsprecher nur geringen Abstand haben. Die vorgestellten NF-Leistungsverstärker-Schaltkreise werden in indu¬ striellen Rundfunkempfängern und Stereoverstärker-Anlagen mit Einstell¬ möglichkeiten für Lautstärke, Höhen- und Tiefenbeeinflussung sowie Balance ergänzt, wobei man meist dafür die Stereo-Einstellschaltkreise A 273 D und A 274 D einsetzt. Bild 9 zeigt den Stromlaufplan einer aktiven Klangeinstellschaltung, bei der die Dämpfung durch das RC-Netzwerk von den Transistor-Verstärkerstufen aufgehoben wird. Es eignet sich für Mono¬ verstärker, für Stereoverstärker ist es doppelt auszuführen unter Anwendung 114 Bild 9 Stromlaufplan einer aktiven Klangeinstellschaltung für Monobetrieb von Doppelpotentiometern. Da auf Grund der Eingangsstufen die NF-Lei- stungsverstärker-Schaltkreise meist nur eine NF-Eingangsspannung von etwa 250 mV zulassen, ist eventuell vor dem Lautstärkesteller ein Span¬ nungsteiler anzuordnen. Die Anschlußbelegungen der NF-Leistungsverstärker-Schaltkreise findet der Leser auf den vorderen Buchdeckel-Innenseiten. Technische Daten zu NF-Leistungsverstärker-Schal tkreisen A 211 D Grenzwerte: Betriebsspannung U cc 4,2 bis 15 V Eingangsgleichspannung U Y -0,5 bis 1,5 V Ausgangsspitzenstrom I OM 1 A Gesamtverlustleistung P lol 1 W (K = 0) 1,35 W (K = 8 cm 2 ) Kennwerte: Gesamtruhestrom / CCR 3,4 bis 10 mA bei P 0 = 1 W/9 V 160 mA Geschlossene Spannungsverstärkung V v 44 bis 47,5 dB Klirrfaktor k 1,3 bis 10% Innerer Gegenkopplungswiderstand R { 8,4 kO Eingangswiderstand 455 ktl (offene Verstärkung) Eingangsspannung 11 mV 115 A 210 E/K Grenzwerte: Betriebsspannung U cc 4 bis 20 V Eingangsgleichspannung (/, -3 bis 5 V Ausgangsspitzenstrom 1 0M 2,5 A Gesamtverlustleistung P tol 1,3 W (A 210 E) Kennwerte: Gesamtruhestrom / CCR 5 W (A 210 K) 11,5 bis 20 mA bei P 0 = 5 W/15 V 580 mA Geschlossene Spannungsverstärkung V v 33 bis 40 dB Klirrfaktor k 0,3 bis 3% Eingangsspannung U, 30 bis 70 mV A 2030 H/V Grenzwerte: Betriebsspannung U cc + 6 bis ±18 V Ausgangsspitzenstrom / 0M 3,5 A Gesamtverlustleistung P M 20 W Kennwerte: Gesamtruhestrom Z CCR 40 bis 60 mA bei 16 W/ + 14 V/4 1,1 A Ausgangsleistung P 0 ±14V, R l =4 16 bis 20 W + 14 V, R l = 8 10 bis 11 W Klirrfaktor k 0,1 bis 0,5% offene Spannungsverstärkung V v 76 bis 80 dB A 2000/2005 V Grenzwerte: Betriebsspannung U cc 3,5 bis 18 V Ausgangsspitzenstrom I m] 2,5 A (A 2000 V) Gesamtverlustleistung P lcl 3,5 A (A 2005 V) 30 W Kennwerte: Gesamtruhestrom I CZR 30 bis 40 mA (A 2000 V) Ausgangsleistung P 0 75 bis 115 mA (A 2005 V) 2,8 W (A 2000 V) (9 V, R l = 20) 9 W (A 2005 V) Literatur [1] H.Jahn/K.-H. Kresse, Integrierte NF-Verstärker A 210 D/A 210 K. Information/ Applikation Mikroelektronik, Heft 1, HFO/KDT, Frankfurt (Oder). [2] D. Nowak, 2,6-W- bzw. 10-W-NF-Verstärker A 210. FUNKAMATEUR (1979) Heft 11, Seite 538/540. [3] K.-H. Kresse, Integrierter NF-Verstärker A 2030 H/V. Information/Applikation Mi¬ kroelektronik, Heft 27, HFO/KDT, Frankfurt (Oder). [4] H. Jahn, A 2000 V, A2005 V - Symposiumsveröffentlichung. ll.Mikroelektronik- Bauelemente-Symposium 1985, Frankfurt (Oder). 116 Dipl.-Ing. Frank Roscher Wissenswertes über Schallplatten- Abtastsysteme Schallplatten-Abspielgeräte werden von vielen als eine unveränderbare Ein¬ heit angesehen. Um aber die Möglichkeiten eines guten Musikgenusses nicht zu verschenken, gibt es eine Reihe technischer Probleme, die beachtet werden sollten. Denn: Klangqualität, die man am Anfang einer Übertra¬ gungskette verschenkt, wird man durch keinerlei Zusatzgeräte wieder «aus¬ bügeln» können. Der folgende Beitrag wendet sich an Amateurtontechni¬ ker. Nach vorangestellten Grundlagen werden einige Probleme aufgezeigt, die die Wiedergabequalität von Abtastsystemen betreffen. Etwas über Wandlerprinzipien Abtastsysteme wandeln die von der Abtastnadel übertragenen Rillenauslen- kungen in elektrische Spannungssignale um, damit durch den nachfolgen¬ den Verstärker die Information weiter verarbeitet werden kann. Abtastsy¬ steme sind demgemäß mechanisch-elektrische Wandler. Für diesen Wand¬ lungsprozeß gibt es eine Anzahl physikalischer Prinzipien, die in Tabelle 1 zusammengestellt sind. Abgesehen von modernsten Tendenzen - Compact-Disk und den dazu¬ gehörenden Abspielgeräten - sind sie auf Millionen von Schallplattenab¬ spielgeräten heute noch zu sehen: piezoelektrische und magnetische Ab¬ tastsysteme. Tabelle 1 Übersicht über die Wandlerarten für Abtastsysteme System Prinzip Spannungserzeugung durch Piezoelektrisch Kristall, Keramik - mit bewegtem Magneten piezoelektrischer Effekt Magnetisch - mit induziertem Magneten - mit variablem magnetischem Widerstand Änderung des Magnetfeldes bei feststehender Spule Dynamisch bewegte Spuie bewegte Spule in einem Magnet¬ feld Kondensator Elektret-Wandler Kapazitätsänderung Halbleiter Silizium Widerstandsänderung 117 Piezoelektische Abtastsysteme Seignettesalz-Einkristalle und spezielle keramische Werkstoffe geben eine elektrische Spannung ab, wenn sie mechanisch verformt werden. Kristallsysteme Bild 1 zeigt den Prinzipaufbau eines solchen Systems. Die Abtastnadel ist mechanisch starr über Koppelstege mit dem Wandlerelement verbunden. Durch die von der Nadel ausgeführten mechanischen Bewegungen wird das dem jeweiligen Stereokanal zugeordnete Kristallelement in Längsrichtung verdreht (Torsionsbieger) und gibt somit eine Spannung ab. elastisches Lager Seignettesalz- Kristall Koppelsteg Nadelträger Bild 1 Prinzipieller Aufbau eines Stereo-Kri- stallabtastsystems Diese Systeme haben aber folgende Nachteile: Seignettesalz ist stark hy¬ groskopisch. So haben Kristallsysteme bei Temperaturen über + 30 °C so¬ wie hoher Luftfeuchtigkeit die unangenehme Eigenschaft, ihre Kristall¬ struktur zu verändern. Das führt nicht selten zu irreparablen Schäden. Ob¬ wohl die Kristalle durch Lacküberzug gegen kurzzeitige klimatische Überbeanspruchung geschützt sind, sollte folgendes vermieden werden: - Ablegen auf stark erwärmten Geräten, - intensive Sonneneinstrahlung, - Betrieb in feuchten Räumen. Keramiksysteme Diese Systeme gleichen im Aufbau grundsätzlich den Kristallwandlern. In diesem Fall besteht das Wandlerelement aus polykristallinem Werkstoff wie Blei-Zirkonat-Titanat oder Barium-Titanat. Bild 2 veranschaulicht einen gebräuchlichen Prinzipaufbau. Keramiksysteme sind im Gegensatz zu Kri¬ stallsystemen Biegeschwinger. Beide Wandlersysteme sind in einem Lager aus elastischem Kunststoff an der Rückseite fixiert. An der Vorderseite wer¬ den die Wandlerelemente über einen Koppelsteg mit dem Nadelträger ver- 118 Wandler (rechter Kanal) Halterung Wandler (linker Kanal) Bewegungs¬ richtung Nadelträger Bild 2 Prinzip eines Stereo-Keramiksystems bunden. Keramische Systeme haben den Vorteil, klimafest, d. h. unem¬ pfindlich gegenüber hohen Temperaturen und hoher Luftfeuchtigkeit, zu sein. Allgemein sind piezoelektrische Systeme relativ einfach aufgebaut und somit auch kostengünstig herstellbar. Mit ihnen erreicht man eine Entzer¬ rung der Schneidcharakteristik schon dann, wenn der vom Hersteller gefor¬ derte elektrische Abschluß eingehalten wird. Ein Entzerrervorverstärker ent¬ fällt somit. Deshalb sind u.a. piezoelektrische Abtastsysteme in Geräten der mittleren Preisklasse so verbreitet. Magnetische Abtastsysteme In HiFi-Geräten werden magnetische Systeme bevorzugt. Bei diesen ge¬ schieht die Umwandlung der Nadelauslenkungen in elektrische Spannun¬ gen dadurch, daß feststehende Wandlerspulen von einem sich ändernden magnetischen Kraftfluß durchsetzt werden. Gegenwärtig wird zwischen ■3 Prinzipien unterschieden, die praktische Bedeutung erlangt haben: - Systeme mit «bewegtem Magneten» (moving magnet), - Systeme mit «induziertem Magneten», - Systeme mit «bewegtem Eisen» (moving iron). Bild 3 veranschaulicht den Prinzipaufbau eines Systems mit bewegtem Ma¬ gneten. Nadelträger und Magnet bilden eine schwingungsfähige Einheit. Wie aus dem Bild hervorgeht, sitzt der winzige Magnet zwischen den Pol- Spulen schuhen zweier um 90° versetzt angeordneter Spulenkerne. Wird die Nadel, von der Plattenrille mechanisch erregt, bewegt sich der Magnet im Luftspalt und induziert in den Spulen eine Spannung. Diese ist proportional zur Schnelle, d. h. zur Geschwindigkeit der Nadelauslenkung. Da die abgegebene Spannung nur einige Millivolt beträgt, ist ein zusätz¬ licher Vorverstärker notwendig, der gleichzeitig als Entzerrer arbeitet. Diese Baugruppe ist in den entsprechenden Abspielgeräten fest eingebaut. Unter den magnetischen Abtastsystemen stellt die Gruppe mit bewegtem Magne¬ ten den derzeit größten Marktanteil. Magnetische Abtastsysteme weisen fol¬ gende Vorteile auf: - sehr gute Klimabeständigkeit, - geringe effektive Nadelträgermassen, - günstiges Brummverhalten. Tabelle 2 gibt einen allgemeinen Vergleich bezüglich der technischen Da¬ ten von piezoelektrischen und magnetischen Abtastsystemen. Tabelle 2 Allgemeiner Kenndatenvergleich von piezoelektrischen und magnetischen Abtast¬ systemen Kenngröße Kristall Keramik Magnet Übertragungsbereich 30... 12 000 30...20000 20...20000 Hz Pegeldifferenz zwischen beiden Kanälen max. 2,5 max. 2,0 max. 2,0 dB (bei / = 1kHz) Übersprechdämpfungsmaß (bei/ = 1 kHz) 20...25 KJ O KJ oo 25...30 dB Innenwiderstand 200 40...160 2,0.;.5,5 kn (bei /= 1 kHz) Auflagekraft 25...35 25...40 10...25 mN Kennzeichnung von RFT-Abtastsystemen Für die von RFT produzierten Abtastsysteme gilt nachstehender Kenn¬ zeichnungsschlüssel. 1. und 2. Buchstabe - Wandlerprinzip KS - Stereo-Kristallsystem CS - Stereo-Keramiksystem MS - Stereo-Magnetsystem 1. bis 3. Ziffer - laufende Konstruktionsnummer 3. bzw. 4. Buchstabe - Nadelträgerart M - Saphir für Mono-Mikrorillenplatte S - Saphir für Stereo-Mikrorillenplatte SD - Diamant für Stereo-Mikrorillenplatte N - Saphir für Normalrillenplatte (78 U min“') Damit visuell überhaupt zwischen den Abtastnadeln unterschieden wer- 120 den kann, ist das Nadelträgerröhrchen mit einer farbigen Kennzeichnung versehen. Es bedeuten: Grün - Saphir für Normalrille, Ohne - Saphir für Mikrorille, Gelb - Diamant für Mikrorille. Der Nadelträgertyp für piezoelektrische Systeme wird durch Farbe auf dem würfelförmigen Nadelträgerlager gekennzeichnet: Weiß - 23 SD, Blau - 24 SD, Gelb - 231 SD. Die Abtastnadel - eine oft unterschätzte Sünderin Die Abtastnadel hält länger, als sie manchmal halten dürfte, und ver¬ schleißt früher, als mancher es wahrhaben will. Es sei deutlich gesagt: Die Qualität eines Abtastsystems hängt auch wesentlich von den Eigenschaften der Abtastnadel und des Nadelträgers ab. Von Abtastnadeln wird ge¬ wünscht - eine unverfälschte Abtastung der Plattenmodulation, - eine minimale Nadelabnutzung, - eine geringe Qualitätsbeeinträchtigung bei kleineren Fehljustagen der Nadel. Das ist leichter gesagt als in der Praxis realisiert. Wichtig ist zunächst die Lage der Nadel in der Plattenrille. Die Nadelabmessungen müssen so ge¬ wählt werden, daß die Abtastnadel zwar tief in die Plattenrille eingreift, je¬ doch nicht den Rillengrund berührt. Schleift die Abtastnadel auf dem Ril¬ lengrund (s. Bild 4 rechts), so hat das starke Nebengeräusche zur Folge. Wie Bild 4 links richtig zeigt, soll die Berührungsfläche möglichst auf der hal¬ ben Höhe der Rillenflanken liegen - also genau an 2 gegenüberliegenden Punkten. Das setzt allerdings voraus, daß die Nadel genau senkrecht zur Plattenoberfläche steht. Hillenbreite Bild 4 Nadellage in der Rille. Links Nadelrun¬ dung richtig, rechts zu klein 121 Saphir- oder Diamantnadel? Abtastnadeln aus Saphir (Korunde) setzt man heute nur noch in piezoelek¬ trischen Abtastsystemen ein. Saphire werden synthetisch hergestellt, und ihre Bearbeitungszeit ist relativ gering. Somit lassen sie sich preisgünstig herstellen. Nachteilig ist ihr schneller Verschleiß. Die Angaben zur Grenz¬ nutzungsdauer von Saphirnadeln sind sehr unterschiedlich. Einen Höchst¬ wert stellen wohl 80 Betriebsstunden dar. Genaue Angaben kann der Her¬ steller auch kaum nennen, denn die Lebensdauer wird wesentlich vom Zu¬ stand der Schallplaten sowie der richtigen Auflagekraft bestimmt. Der Trend bewegt sich gegenwärtig eindeutig in Richtung Diamantnadel, was die ausschließliche Bestückung von HiFi-Geräten untermauert. Dia¬ manten sind etwa 120mal härter als Saphire, das sagt schon genug. Sie lie¬ gen allerdings im Preis höher, was nicht nur vom Materialwert her, sondern in erster Linie in der viel längeren Bearbeitungsdauer begründet ist. Auch in diesem Fall sind genaue Angaben zur Grenznutzungsdauer schwierig. Beim Vergleich unterschiedlicher Herstellerangaben sind Werte zwischen 300 bis 500 Betriebsstunden vorzufinden. Der Verfasser hat ein System MS 21 SD nach 300 h in angemessener Vergrößerung begutachten lassen. Über¬ mäßiger Abschliff war noch nicht nachzuweisen. Dennoch ist es empfeh¬ lenswert, nach dem eben genannten Zeitraum den Nadelzustand in einer autorisierten Werkstatt untersuchen zu lassen. Für die Sicherung der HiFi- Qualität ist anzuraten, Diamantnadeln grundsätzlich nach 500 Betriebs¬ stunden auswechseln zu lassen. Etwas zur Nadelpflege Das Pflegeproblem hängt zwangsläufig eng mit der Schallplattenpflege zu¬ sammen. So muß die Nadel, von Zeit zu Zeit gesäubert werden, wozu zweckmäßigerweise das Abtastsystem dem Tragarm entnommen wird. Leicht anhaftender Staub (Staubbart genannt) läßt sich mit einem weichen Pinsel entfernen. Dabei sollte man den Pinsel stets nur in Längsrichtung von der Nadelaufhängung nach vorn bewegen. Fester haftender Staub kann mit Haushaltspiritus angelöst werden. Hierbei sollte man aber beachten, daß eine Abtastnadel ein zerbrechliches Teil ist. Wiederholend sei gesagt, daß zur Pflege auch die Beachtung der maximal möglichen Betriebsstunden gehört. Pessimisten fuhren eine Strichliste, um die genaue Anzahl zu kennen. Je Langspielplattenseite einen Strich; 100 Striche wären beispielsweise etwa 50 Betriebsstunden. Aber: Der Regi¬ strierung der Gesamtspieldauer kann allenfalls eine Warnfunktion beige¬ messen werden. Einzig sicheres Mittel ist die optische Kontrolle durch einen Fachmann mit der nötigen Beurteilungspraxis. 122 Natürlicher Verschleiß sowie Nadelschäden Das Abtasten einer Schallplatte ist wie ein Schleifvorgang zwischen Rillen¬ flanken und Abtastnadel. Die gering anmutende Nadelauflagekraft von z.B. 30 mN übt an den Berührungsstellen einen enormen Flächendruck aus. Dem widersteht auf die Dauer auch der härteste Diamant nicht. Durch die¬ sen Abschliff verändern sich die Abtastbedingungen. Dazu soll Bild 5 als Vergleich genutzt werden. Bild 5a veranschaulicht eine sphärisch geschlif¬ fene Nadel im Neuzustand. Die Abnutzung geht zunächst recht schnell vor sich. Das ist durch die fast punktförmige Auflagefläche bedingt. Mit zuneh¬ menden Betriebsstunden entsteht eine ellipsenförmige Fläche (Schiffchen genannt). Der ständig weiter fortschreitende Verschleiß bewirkt dann, daß die Nadelkuppe den Rillengrund erreicht (s. Bild 5b). Danach ist eine un¬ verzerrte Wiedergabe nicht mehr gegeben. a) Neuzustand bi abgenutzt Bild 5 Verschiedene Nadelzustände c) abgebrochen d) abgesplittert Die Abtastnadel muß auch der Plattenrille angepaßt sein. Dieses Problem muß bei eventuell noch vorhandenen Normalrillenplatten (78 U min" 1 ) be¬ achtet werden. Hinzu kommt die exakte Einhaltung der Auflagekraft, die für die verschiedenen Abtastsysteme unterschiedlich ist (s. dazu Abschnitt «Richtige Auflagekraft ist wichtig»). Die Intensität des Verschleißes ist auch abhängig von der Genauigkeit der Skating-Kompensation sowie dem Verschmutzungsgrad der Schallplatten. Nicht zu unterschätzen ist der Staub, der sich schnell, begünstigt durch die elektrostatische Aufladung, auf der Plattenoberfläche sammelt. Sowohl die Körnung als auch die Härte des in die Rillen gedrückten Staubes sind bestens geeignet, die Abtastnadel schneller abzuschleifen. Wären noch die Nadelschäden zu erwähnen, die meist durch Unachtsam¬ keit entstehen. Versehentliches Aufsetzen auf den Plattenteller, ohne daß eine Schallplatte aufliegt, oder Touchieren beim Auflegen oder Abnehmen der Platte führen oft zum Ausbrechen der Nadelkuppe. Bei auf diese Weise abgesplitterten oder ausgebrochenen Nadeln (s. Bild 5c und Bild 5d) entste¬ hen scharfe Bruchkanten, die der Plattenrille hart zusetzen. Tritt plötzlich verzerrte Wiedergabe oder erhöhtes Rauschen auf, ist die Abtastnadel mit Sicherheit beschädigt und muß sofort ausgewechselt werden. Hat die be¬ schädigte Nadel bereits ihre Spuren in der Plattenrille hinterlassen, so wird eine einwandfreie Wiedergabe dieser Platte auch mit einer neuen Nadel kaum mehr möglich sein. 123 Richtige Auflagekraft ist wichtig Für eine optimale Wiedergabe reicht die exakte Lage der Abtastnadel in der Plattenrille noch nicht aus. Die Nadel muß ja beim Abspielvorgang auch in der Rille verbleiben. Die Auflagekraft darf weder zu groß noch zu gering sein. Bei einer zu geringen Auflagekraft wird die Nadel nicht mehr stetig geführt, der Ton wird rauh. Verheerend kann sich dabei die abhebende und wieder einfallende Nadel sowohl für die Nadel als auch für die Platte aus¬ wirken. Eine zu große Auflagekraft bewirkt Abweichungen von der exakten Rillenführung und beeinträchtigt die Wiedergabequalität. Bild 6 zeigt prin¬ zipiell den Ausgangsspannungsverlauf eines Abtastsystems bei richtig ein¬ gestellter und zu groß gewählter Auflagekraft. Die richtige Auflagekraft ist aus den Herstellerunterlagen zu ersehen, da sie vom jeweils verwendeten Abtastsystem abhängt. Im Schnitt sind Werte zwischen 10 und 50 mN üblich. Allgemeine Richtwerte: - piezoelektrische Systeme - 35 bis 50 mN (3,5 bis 5,0 p), - magnetische Systeme - 5 bis 30 mN (0,5 bis 3,0 p). Diese Angaben sind reine Orientierungswerte! Der Hersteller gibt für je¬ des seiner produzierten Systeme einen möglichen Bereich für die Auflage¬ kraft an, bezogen auf +20°C Umgebungstemperatur. Daneben enthalten die Datenblätter einen empfohlenen Wert. Es empfiehlt sich, die Auflage¬ kraft im obersten Drittel laut Herstellerangabe einzustellen. Das Abstastsy- stem bzw. die Nadel soll auch bei leichten Erschütterungen oder verweilten Schallplatten nicht aus der Bahn geworfen werden. Denn: Eine Abtastna¬ del, die mit etwas größerer Auflagekraft sicher in der Rille geführt wird, schadet der Platte weniger als eine, die in der Rille «holpert» oder gar springt. In den Herstellerunterlagen sind für piezoelektrische Systeme Auflage¬ kräfte unter 35 mN kaum vorzufmden. Bei magnetischen Systemen hinge¬ gen sind Werte unter 30 mN gewissermaßen Standard. Somit bewirken die Bild 6 Prinzipieller Ausgangsspannungsverlauf eines Ablastsystems bei richtiger (a) und zu großer (b) Außagekraft 124 Gegengewicht Schiebegeivicht Markierungen Halterung für das Abtastsystem Bild 7 Einstellung der Auflagekraft am Tonarm des GRANAT 216 (als Beispiel) letztgenannten Werte eine geringere kräfte- und massemäßige Belastung der Plattenrille. Die Auflagekran mißt man am Tonarm in Höhe der Abtast¬ nadel. Dazu sind spezielle Feder- oder Balkenwaagen notwendig. Die Auf¬ lagekraft läßt sich bei den meisten HiFi-Geräten einstellen. Vielfach wird sie dadurch eingestellt, daß ein Gewicht über die gesamte Länge des Ton¬ arms verschoben werden kann. Bild 7 zeigt vereinfacht einen solchen Ton¬ arm, wie er beispielsweise beim GRANAT 216 vorzufinden ist. Die Einstel¬ lung geschieht wie folgt: Zuerst wird das Schiebegewicht auf die äußerste linke Markierung ge¬ schoben, was einer Auflagekraft von 0 mN entspricht. Danach sorgt man mit dem Gegengewicht dafür, daß der Tonarm ausbalanciert ist, d. h. in der Horizontalen schwebt. Erst dann wird die geforderte Auflagekraft mit dem Schiebegewicht fixiert. Die Skalenteilung auf dem Tonarm erlaubt eine prä¬ zise Einstellung, wobei die Teilung zu je 10 mN vorgenommen ist. Einige Wiedergabe-Kenngrößen Die Eigenschaften von Abtastsystemen können an Hand technischer Kenn¬ werte interpretiert und somit auch untereinander verglichen werden. Nach¬ folgend einige wesentliche Kenngrößen. Übertragungsbereich Der Übertragungsbereich (auch Frequenzgang genannt) ist durch ein Toleranz¬ feld gekennzeichnet, innerhalb dessen die Frequenzgangkurve von minde- Bild S Übertragungsbereich eines Ab¬ tastsystems, hier dem Toleranz¬ feld der HiFi-Normung zuge¬ ordnet 125 stens 40 bis 12500 Hz verbleiben muß. Bild 8 zeigt ein Beispiel. Die Abwei¬ chungen werden in dB angegeben, wobei man sich auf /= 1 kHz bezieht. In Tabelle 5 sind die Übertragungsbereiche für einige handelsübliche RFT- Abtastsysteme angegeben. Übertragungsfaktor Die Ausgangssignalspannung eines Abtastsystems hängt nicht nur von der anregenden Schnelle der Platte, sondern auch von der Frequenz sowie dem Belastungswiderstand ab. Bei einer Bezugsfrequenz von /= 1 kHz und einer Schnelle von 10 cm/s geben piezoelektrische Systeme an einen Bela¬ stungswiderstand von 470 kO eine Spannung von 0,5 bis 1,5 V, magnetische Systeme an einen Belastungswiderstand von 47 kfl eine Spannung von 0,5 bis 15 mV ab. Dividiert man die Ausgangsspannung durch die anregende Schnelle, so erhält man den Übertragungsfaktor, der für die Bezugsfrequenz von / = 1 kHz in mVs/cm angegeben wird. Übersprechdämpfungsmaß Als Übersprechdämpfungsmaß wird das in dB ermittelte Verhältnis bezeich¬ net, das angibt, welchen Einfluß das Signal des einen Stereokanals auf den anderen Kanal hat. Daher auch der oft benutzte Ausdruck Kanaltrennung. Laut HiFi-Norm müssen Stereoabtaslsysteme bei / = 1 kHz mindestens 20 dB einhalten. Abgesehen vom inneren Aufbau des Abtastsystems, der die Übersprechdämpfung beeinflußt, gibt es noch einen weiteren wichtigen Faktor: die exakte Senkrechtstellung des Abtastsystems zur Plattenoberflä¬ che. Schon ein geringes seitliches Verkanten von nur wenigen Grad übt einen nicht mehr zu vernachlässigenden Einfluß auf die Kanaltrennung aus. Bild 9 zeigt das in einer übertriebenen Darstellung. Um Fehlinterpreta¬ tionen zu vermeiden, muß auf exakten Einbau Wert gelegt werden. seitliche Schiefstellung Abtastsystem von vorngesehen Schallplatte B ild 9 Eine solche Verkantung des Abtastsy¬ stems vermindert die Übersprechdämp¬ fung Unterschiede des Übertragungsmaßes der Kanäle Darunter versteht man den Unterschied zwischen den Ausgangssignalspan¬ nungen beider Kanäle eines Stereoabtastsystems, wenn beide von einer glei- 126 chen Rillenmodulation ausgesteuert werden. Die Abweichungen werden in dB angegeben und auf /= 1 kHz bezogen. Laut HiFi-Norm dürfen die zu¬ lässigen Unterschiede im Übertragungsmaß der beiden Stereokanäle nicht mehr als 2 dB betragen. Die zulässigen Pegelunterschiede werden auch als Pegeldifferenz bezeichnet. Auf der Suche nach Ersatz Abtastnadeln sind wie Hochstapler. Sie sehen oft besser aus, als sie in Wirk¬ lichkeit sind. Beim Erreichen der Grenznutzungsdauer der Abtastnadel (s. Abschnitt «Saphir- oder Diamantnadel?») steht die Frage: nur Nadel¬ wechsel oder Austausch des gesamten Systems? Bei piezoelektrischen Sy¬ stemen ist das Auswechseln der Nadelträgereinheit recht problemlos. Er¬ satznadelträger sind handelsüblich. Bild 10 zeigt an Hand eines Kristallsy¬ stems das Vorgehen beim Nadelwechsei. 2 Nähnadeln werden im 45 -Grad-Winkel am Nadelträgerlager angesetzt. Durch gleichmäßigen Druck auf beide wird das Trägerlager herausgehebelt. Der neue Nadelträger wird senkrecht in die Gehäuseaussparung eingedrückt. Dabei darf kein Druck auf das Kopplungsteil ausgeübt werden. Man muß die Nadelstellung nicht nachträglich justieren, das wird bereits beim Hersteller durchgeführt. Bild 10 Wechsel einer Nadelträgerein- heil, am Beispiel des KS 23 SD gezeigt Wenn die Erneuerung der Abtastnadel notwendig ist, sollte bei der Wahl der neuen Nadel bedacht werden, welch wichtige Funktion ihr zukommt. Eine Originalersatznadel sichert die ursprüngliche Qualität. Bei Saphirna¬ deln wäre zu überlegen, ob eine Diamantersatznadel nicht wirtschaftlicher ist. Das dürfte besonders bei häufigem Gebrauch des Plattenspielers zutref¬ fend sein. Keramische Systeme lösen auf dem Sektor der piezoelektrischen Wand¬ ler zunehmend die Kristallsysteme ab (s. ihre Nachteile). Beim Austausch von Kristall- gegen Keramikabtastsysteme ist zu beachten, daß die letztge¬ nannten sowohl eine etwas geringere Ausgangsspannung abgeben als auch eine andere Auflagekraft erfordern. Sonst stimmen die Anschlußimpedan¬ zen beider überein. 127 Tabelle 3 Möglicher Austausch von Abtastsystemen (Auszug aus einer RFT-Service-Mitteilung) System Prinzip Geräte-Beispiele Ersatztyp KS 22 S/SD Kristall Perfekt 06 _ KS 23 S/SD Kristall Rubin 23, 2000, 2020 Solid 23 Türkis 23 Combo 23, 323 KS 231 S/SD CS 24 S/SD KS 231 SD Kristall Combo 523.923 Serenade MA 523 KS 23 SD CS 24 SD CS 24 SD Keramik Türkis 24 Combo 24 MA 224 PA 224 PA 2030 stereo-set 4001 KS 23 SD KS 231 SD CS 241 SD Keramik Concert 2030 CS 24 SD MS 15 SD Magnetisch Perfekt 15 MS 16 SD MS 17 SD MS 16 SD Magnetisch Rubin 16 Türkis 16 Opal 216 Granat 216 MS 17 SD (mit Qualitätseinbuße) MS 17 SD Magnetisch Türkis 17 MS 16 SD MS 25 SD 1 Magnetisch PA 225 - MS 27 SD 1 Magnetisch PA 227 Granat 227 SP 3000, 3001 MS 25 SD l ! / 2 *Zoll-Befestigung im Tragarm Eine Nadelträgererneuerung bei magnetischen Systemen ist in «Heimar¬ beit» nicht möglich. Das kann nur in' einer Spezialwerkstatt vorgenommen werden. Es gibt einige Austauschvarianten für komplette Abtastsysteme, wie Ta¬ belle 3 aufzeigt. Zumindest muß dabei beachtet werden, ob das ausgewählte System zum eingesetzten Tragarm paßt. Beispielsweise kann für das KS 23 SD der Nachfolgetyp KS 231 SD ohne Änderungen am Abspielgerät eingesetzt werden. Aber: Der wie üblich auswechselbare Nadelträger 231 SD läßt sich jedoch nicht gegen den Nadelträger des Vorgängertyps 23 SD aus- tauschen! Ebenso nicht möglich ist der Austausch der magnetischen Systeme MS 15 SD ... MS 17 SD gegen die HiFi-Spitzensysteme MS 25 SD bzw. MS 27 SD. Dagegen spricht außer konstruktiven Änderungen (V 2 -Zoll-Befe- stigung) auch die andere erforderliche Eingangsimpedanz der Entzerrervor¬ verstärker. Beim Ersatz des MS 25 SD gegen Importe (UNITRA, Philips, 128 KS231SD CS 24 SD 2 ( 6 ) 1(L) 3(R) 6 L R (dargestellt ohne Schutzkappe) (dargestellt ohne Schutikappe) MS 16 SD MS 17 SD MS 25 SD MS 27 SD Bild 11 Bauformen und Kontaktzuordnung einiger bekannter RFT-Abtastsysteme (L = linker Stereokanal, R = rechter Stereokanal, G = Massekontakt) Shure) müssen die spezifischen Anschlußbedingungen genau beachtet wer¬ den. Abschließend noch ein Hinweis. Es ist nicht sinnvoll, bei Stereowieder¬ gabeanlagen mit Kristallabtastsystem ein magnetisches System einzubauen und den erforderlichen Entzerrervorverstärker nachzurüsten. Das ruft eine Qualitätsminderung hervor, weil die Fremdfeldeinstreuungen kaum zu be¬ seitigen sind. Dafür sind Antrieb und Laufwerk meist nicht entsprechend ausgerüstet (Abschirmungen). Wenn Störungen auftreten Treten bei der Schallplattenwiedergabe Störungen auf, so muß der Grund dafür nicht immer an der Gesamtanlage zu suchen sein. Es kann an der Schallplatte selbst liegen oder auch am Abtastsystem. Da letztgenannte 129 Baugruppe betrachtet wurde, sollen abschließend Fehlerursachen, die im Zusammenhang mit Abtastsystemen auftreten können, genannt werden. Es wurden die Tabellenform gewählt, um zu stichpunktartigen Aussagen in übersichtlicher Form zu kommen. Ein Anspruch auf Vollständigkeit wird damit nicht erhoben. Bei Fehlern, die sich an Hand von Tabelle 4 nicht be¬ heben lassen, sollte man den Fachmann zu Rate ziehen. Servicewerkstätten haben die erforderlichen Meß- und Prüfeinrichtungen. Tabelle 4 Kleine Fehlertabelle Störung Mögliche Ursache Abhilfe Kein Ton Nadel springt gelegentlich Pegel der Stereokanäle stark unterschiedlich Wiedergabe verzerrt Beim Abspielen bilden sich feine Späne Tonarm rutscht über die Platte System hat keinen Kontakt System defekt Auflagekraft zu niedrig Koppelelemente von Piezo-Systemen können ausgehärtet sein Nadelträger verbogen Fehler am Abtastsystem Staubablagerungen an der Nadelkuppe Nadel stark abgenutzt oder ausgebrochen Nadel liegt am System¬ gehäuse an Nadel sitzt locker im Nadelträger Nadelkuppe ist abgesplit¬ tert Tonarm hat längere Zeit auf der Platte gelegen, so daß sich das Nadelträger¬ lager deformiert hat Nadel hat sich aus der Halterung gelöst Kontakte reinigen, System auf festen Sitz kontrollieren System prüfen lassen auf vorgeschriebenen Wert einstellen (lassen) Abtastsystem austauschen Nadelträger auswechseln Abtastsystem prüfen lassen Nadel säubern Nadelträger austauschen Nadelträger nachjustieren Nadelträger austauschen Nadelträger sofort austau¬ schen! Nadelträger austauschen Nadelträger austauschen 130 Magnetisches System Toleranzfeld des Übertragungsbereiches 31,5 125 7 000 8000 12500 finHz Tabelle 5 Übertragungsbereiche einiger magnetischer Abtastsysteme von RFT 40 125 7 000 8000 12500 f in Hz _ _ _ _ — — — - ___ _ __ _ _ ■ - — □ E — ; — — — — — 20 40 63 250 1000 8000 12500 finHz 40 63 250 1000 8000 12500 finHz Literatur [1] Liebscher u.a., Rundfunk-, Fernseh-, Tonspeichertechnik. 2.Auflage, Berlin 1983. [2] K.-H. Finke, Bauteile der Unterhaltungselektronik. Berlin 1980. [3] K.-H.Finke, Fono- und Tonbandgeräte. 4.Auflage, Berlin 1981. [4] G. Hohmuth, Die Nadelabnutzung von Schallplattenabtastsystemen, radio und femsehen 16 (1967), Heft 20, Seite 614 bis 617. Dr. Walter Rohländer - Y220H Bausteine des SSB-Senders Die Sendeart J3E, verbreitet als Einseitenbandtechnik (SSB) bekannt, wird wegen ihrer vielfältigen Vorzüge und dem Stand der Technik entsprechend weltweit auf Kurzwelle nahezu ausschließlich für die Telefonie-Kommuni¬ kation eingesetzt. Die Realisierung dieser Technik ist jedoch eine andere Seite. Sie setzt den Zugang zu einem bestimmten Meßgerätepark voraus, der zwar an den meisten Amateurfunk-Klubstationen, den Zentren der nachrichtensportlichen Ausbildung, vorhanden ist, aber nicht immer im eigenen Shack zur Verfügung steht. Die weiteren Ausführungen basieren auf dem Filtersender, der verbreitet¬ sten Methode der SSB-Erzeugung. In diesem Fall gibt es ein gewichtiges Problem: die Beschaffung der entsprechenden Einseitenband-HF-Quarzfil- ter und der erforderlichen Träger-, Seitenband- und Bandsetzquarze. Auf Grund der differenzierten Beschaffungssituation basiert in Y2 die SSB-Er- zeugung auf der 200-kHz-Technik (Beispiel Te/tow-Transceiver), der 500-kHz-Technik (mit Importfiltern aus der Sowjetunion) oder der 9-MHz- Technik (mit HF-Quarzfiltern von TESLA, KVG u. a.). Aus den unter¬ schiedlichsten Gründen gebührt der 9-MHz-Technik der Vorzug, darauf sei aber nicht eingegangen. Dem beginnenden Funkamateur in der SSB-Technik sei das Buch Einsei¬ tenbandtechnik von H. Brauer [1] empfohlen, das in keiner Amateurbiblio¬ thek fehlen sollte. Dem Leser dieses Beitrags seien daher die Grundlagen erspart. Das genannte Buch bietet aber auch zahlreiche Vorlagen zum er¬ folgreichen Aufbau einer SSB-Station unter Verwendung moderner Schal- tungs- und Bauelementetechnik. Nachfolgend werden Bausteine in diskreter Bauelementetechnik vorge¬ stellt. Letztlich soll ein einfacher 80-m-QRP-Sender in Filtertechnik (9 MHz) entstehen. Die Schaltung wurde so konzipiert, daß sie nicht mehr als notwendig enthält, die Schaltung also in dieser Hinsicht optimiert, um schnell mit einfachen Mitteln auf 80 m QRV zu sein. Das Projekt hat den Charakter eines Experiments, um auf dem Gebiet der SSB-Technik Erfah¬ rungen zu sammeln. Danach können dann umfangreichere Projekte reali¬ siert werden. Einige der vorgestellten Baugruppen können dabei weiterver¬ wendet werden. 132 DSB-Experimentierbaugruppe Im SSB-Filtersender wird zunächst ein Zweiseitenbandsignal mit unter¬ drücktem Träger erzeugt. Mit einem derartigen Signal kann man jedoch niemals auf einem Amateurband erscheinen. Die beschriebene Baugruppe eignet sich jedoch zur experimentellen Darstellung der Trägerunterdrük- kung und zu ihrer Demonstration mit einem Nachsetzempfänger. Ausgewählt wurde eine Schaltung der 60er Jahre [2], die in Bild 1 darge¬ stellt ist. Sie besteht aus 2 Unterbaugruppen, einem einfachen Mikrofonver¬ stärker und dem Balancemodulator. Wenig gebräuchlich ist der Einsatz von Kapazitätsdioden im Balancemodulator. Die angegebene Schaltung ist jedoch ausgezeichnet zum Experimentieren geeignet. Da der angegebene Typ kaum zur Verfügung steht, muß man einen Austauschtyp suchen. Zur Auswahl stehen z. B. die in Sperrichtung betriebenen pn-Übergänge der Si-Z-Dioden SZX18/20 ...33, SZX19/20 ...33, SZX21/20 ...24 sowie die Kollektor-Basis-pn-Übergänge der NF-Transistoren SC236 ...SC 239, SC 307 ...SC 309 und der HF-Typen SF 116 ...SF 119, SF 126 ...SF 129, SF 136 ...SF 137u.sl. Optimal wäre eine Kapazitätsdiode mit etwa 20 pF bei etwa 4,5 V Sperrspannung. Allerdings sind zum Experiment stets 2 Bauele¬ mente vom gleichen Typ zu verwenden. Balancemodulator und Mikrofonverstärker müssen gegeneinander ge¬ schirmt werden. Oszillatorsignal, Mikrofonsignal und DSB-Signal sind über geeignete Koaxialbuchsen einzuspeisen bzw. abzuleiten. Der Balancemo¬ dulator ist symmetrisch, leicht zugängig (Deckel) und möglichst kapazitäts¬ arm aufzubauen. Er ist mit Lötfahnen auf Isolierstützen zum Wechsel der Kapazitätsdioden im Experiment zu versehen. Als Oszillator benutzt man z. B. für 7 MHz einen solchen nach [3] (Anschluß an K102) und als Nach¬ setzempfänger einen Amateurkurzwellenempfänger mit S-Meter. Der Oszil- 2x BA101 o.ä. SZO 133 lator ist abgeschirmt aufzubauen und mit dem Experimentiermodulator durch Koaxialkabel zu verbinden. Der Nachsetz-RX darf beim Ziehen des Koaxialkabelsteckers am DSB-Ausgang des Modulators kein Oszillatorsi¬ gnal aufnehmen (kein S-Meter-Ausschlag). Oszillator, DSB-Experimentier- baugruppe und Nachsetzempfänger sind gemeinsam zu erden (gemeinsa¬ mes Erdband). Es sind jetzt alle Voraussetzungen zum erfolgreichen Experiment mit Ka¬ pazitätsdioden und pn-Übergängen geschaffen. Bei Originalbestückung konnte mit dem Stellglied R101 das S-Meter voll auf 0 abgeglichen werden. Spricht man jetzt in das Mikrofon, so steigt das S-Meter auf über S9 an. Das entspricht einer Trägerunterdrückung von mehr als -(9 mal 6) dB = - 54 dB (!). Optimal sollen Oszillatorsignal- und NF-Signalamplitude gleichgroß bei effektiv etwa 0,3 V liegen. Das DSB-Signal erreicht dann etwa 70 mV. Die Schaltung gestattet Experimente zwischen 1 und 10 MHz. Die experimentelle Anwendung kann vielfältig sein. Im folgenden nur stichpunktartige Hinweise: - Auswahl geeigneter Kapazitätsdioden-Bauelemente für eine bestimmte Frequenz; - Optimierung des Ausgangssignals bei Verwendung eines Oszillografen (besser Spektrumanalysators) am DSB-Ausgang; - Optimierung eines DSB-Moduls zur Verwendung in einem SSB-TX. Man wird schnell herausfmden, daß sich Parallelkapazitäten jeglicher Art (konstruktiver Aufbau des Bauelements, Schaltungskapazität u.a.) zum ak¬ tiven pn-Übergang schädlich auswirken. Bei gleicher HF- und NF-Ansteue- rung ist die Amplitude des DSB-Signals geringer als bei fehlender kapaziti¬ ver Belastung. Im übrigen bleibt die eingestellte Trägerunterdrückung lang¬ zeitstabil bei einer stabilen Sperrspannungsversorgung. Die Trägerunter¬ drückung kann aufgehoben werden, wenn man den geerdeten Festwider¬ stand des Spannungsteilers kurzschließt, z. B. um den TX abzustimmen. QRP-J3E-Sender für 80 m Der QRP-Filtersender weist die notwendigen Baugruppen auf, wie in Bild 2 dargestellt. - DSB-Modul, bestehend aus Trägeroszillator, Mikrofonverstärker und Ba¬ lancemodulator; Bild 2 Prinzipschaltung eines einfachen SSB-Senders für das 80-m-Band 134 - 9-MHz-Filter mit SSB-Verstärker; - 9/3,6-MHz-Bandmischer; - 5,4-MHz-VFO; - 3,6-MHz-Senderverstärker. Als 9-MHz-Filter wird der Typ XF9B eingesetzt. Das Filter Typ PKF9MHz 2,4/8Q ist gleichfalls verwendbar (veränderte Abschlußbedingun¬ gen beachten). Ein 9-MHz-Filtersender ist im Aufbau wenig kompliziert, unerwünschte Mischprodukte lassen sich mit geringem Aufwand eliminie¬ ren. Die Anregungen zu dieser Schaltung wurden [4] entnommen. DSB-Modul In Bild 3a bis Bild 3c ist der DSB-Modul dargestellt. Er besteht aus dem Trägeroszillator für das untere Seitenband (9,0015 MHz) mit Treiberstufe zur kräftigen Ansteuerung des im Schaltbetrieb arbeitenden passiven Dop- VD301 SZXZ1/S VT301,302 2 N2222. ,SF 126 o. ä. Bild 3 DSB-Modul für 9-MHz-Signal; a - Trägeroszillator, b - Doppelbalancemischer, c - Mikrofonverstärker 135 pelbalancemischers sowie dem NF-Mikrofonverstärker. Der Trägeroszilla¬ tortransistor VT301 arbeitet in einer Dreipunktschaltung. Die Basis liegt im Resonanzfall (Serienresonanz des Quarzes) an Masse. Das Rückkopplungs¬ signal gelangt über die Kollektor-Emitter-Kapazität zum Emitter, so daß die Schwingbedingungen bei einigermaßen hoher Impedanz im Kollektor¬ kreis erfüllt sind. In Serie zum Schwingquarz liegt ein Trimmer C301, der es gestattet, die Frequenz des Oszillators auf den 20-dB-Punkt der oberen Flanke des Einseitenband-HF-Filters zu ziehen (beste Tonqualität). Ge¬ lingt das nicht, so sollte man den Abstimmversuch mit C301 parallel zum Quarz wiederholen. Die Betriebsspannung des Oszillators wird durch VD301 stabilisiert. T301 ist ein Schmalband- (5:1-) Übertrager und mit C302 abstimmbar (sauberer Schwingeinsatz). Er liefert das Eingangssignal der Puffer/Treiber- Stufe VT302. Diese hat die Leistung von +7 dBm für den Balancemodula¬ tor an 50 O aufzubringen. T302 ist ein Schmalbandübertrager 4:1 und trägt zur Frequenzreinheit des Signals bei. Der Trägeroszillator hat 2 Ausgänge, einen Ausgang für den Modulator (50 Q) und einen regel- und abschaltbar zur Umgehung des SSB-Filters zu Abstimmzwecken. C302 und C303 sind so einzustellen, daß einmal der Quarz sauber schwingt und zum anderen die erforderliche Leistung (und nur diese) für den Balancemodulator bereit- gestellt wird. Der Doppelbalancemischer hat die Aufgabe, ein Zweiseitenbandsignal mit unterdrücktem Träger an seinem Ausgang abzugeben. Dazu wird der Modulator mit dem Trägeroszillatorsignal kräftig als Schalter betrieben. Je¬ doch wegen seines symmetrischen Aufbaus und bei ideal übereinstimmen¬ den Kennlinien der Dioden VD302 ...305 in Flußrichtung würde am Aus¬ gang des Modulators das Trägersignal nicht erscheinen (idealer Balancezu¬ stand). Wird jedoch NF eingespeist, so kommt im Rhythmus dieser die Modulatorbrücke außer Balance, es erscheinen am Ausgang durch Auf- und Abwärtsmischung mit der NF 2 Seitenbänder, jedoch mit unterdrück¬ tem Träger. Quartette ausgesuchter schneller Si-Schaltdioden sind im Dop¬ pelbalancemodulator vollständig ausreichend. Die Dioden sollten möglichst aus einer Produktionscharge stammen und extrem niedrige Sperrströme aufweisen. Der Spannungsabfall in Flußrichtung, z. B. bei 2, 5 und 20 mA sollte möglichst genau übereinstimmen. Wichtig für den DSB-Modul ist ebenfalls ein guter NF-Verstärker, auch bereits bei einfacher Konzeption. Dem Mikrofon folgt ein Tiefpaß zum Schutz gegen einstreuende HF-Spannungen. Als NF-Verstärker wird ein BIFET-Operationsverstärker verwendet. Der Frequenzgang wird durch C304 und C305 bestimmt, besonders, was die untere Frequenzgrenze be¬ trifft. Eine kapazitive Gegenkopplung (100 nF bis 4,7 pF, je nach Bedarf) ermöglicht eine Korrektur des oberen Frequenzabfalls. Die Verstärkung be¬ trägt maximal etwa 40 dB. R302 ist bei einem niederohmigen Mikrofon er¬ forderlich und kann bei hochohmigen Typen entfallen. 136 9-MHz-Filter mit SSB-Verstärker Mit dem 9-MHz-DSB-Signal kann man noch nicht zufrieden sein. Aufwen¬ dig müssen die beiden Seitenbänder voneinander getrennt werden. Das ge¬ schieht in der Filterstufe mit anschließender 9-MHz-SSB-Signal-Zwischen- verstärkung mit VT401 (Bild 4). Der Breitbandübertrager T401 (1:3) paßt den Filtereingang an den Balancemodulatorausgang an. Der Eingangswi¬ derstand von VT401 ist für den Filterausgang korrekt. Auch C401 und C402 sind so gewählt, um die Filterdurchlaßkurve richtig anzupassen. Gegebe¬ nenfalls ist ein geeigneter Trimmerkondensator vorzusehen. Die Stufenver¬ stärkung von VT401 kann durch Verstimmung von C403, dem Abstimm¬ trimmer des resonanten Übertragers T402, so eingestellt werden, daß der nachfolgende Sendermischer optimal arbeitet. Im übrigen wird dem Eingang von VT401 noch bei Bedarf das Trägeros¬ zillatorsignal zu Abstimmzwecken zugeführt. Die Verbindungsleitung zwi¬ schen Trägeroszillator und VT401 ist gut zu schirmen und an 2 Punkten zu erden, am Ausgang der Trägeroszillatorpufferstufe und am Eingang von VT401. Filterein- und -ausgang sind gut gegeneinander zu schirmen, da sonst u. U. das Filter umgangen wird und dieses kaum noch Weitabselek¬ tion aufweist, ja das 2. Seitenband nicht ausreichend dämpft. © Bild 4 9-MHz-Filter mit SSB-Verstärker (Fi - XF9B, KVG) 9/3,6-MHz-Bandmischer Das saubere 9-MHz-SSB-Signal über T402 ist auf das 80-m-Band umzuset¬ zen. Es wird mit dem unteren Seitenband gearbeitet. Da auf 9 MHz dieses bereits erzeugt wurde, ist eine Mischung mit einem Signal 5,2 bis 5,4 MHz sinnvoll, da hierbei die Seitenbandlage erhalten bleibt. Als Sendermischer (Bild 5a) wird ein 2. passiver Doppelbalancemischer eingesetzt, der mit 50 n abgeschlossen ist. Ihm folgt direkt ein Bandpaßfilter 3,6 bis 3,8 MHz, um bereits an dieser Stelle die trotz Doppelbalance verbleibenden Neben¬ wellen abzusenken. Am Ausgang von T504 steht dann ein nahezu von Ne- 137 Bild 5 9/3,6-MHz-Bandmischer mit Bandpaßglied 3,6... 3,8 MHz (a) und 5,4-MHz-VFO (b) benwellen gesäubertes Signal 3,6 bis 3,8 MHz an, bereit, auf Sendeleistung gebracht zu werden. 5,4-MHz-VFO An den 2. Eingang des Sendermischers kommt das Oszillatorsignal, zweck¬ mäßig hier mit einer Leistung von +7 dBm an 50 Q. Bild 5b zeigt einen ge¬ eigneten VFO auf Bipolartransistorbasis (ein hochstabiler Kacfcar-Oszillator mit 2 Pufferstufen). Diesem Oszillatortyp nach Vackar wird eine hohe Fre¬ quenzstabilität und ein relativ oberwellenreines Ausgangssignal nachgesagt. Mit R502 kann die Leistung des VFO am Ausgang T505 eingestellt werden, je nach Typ von VT503 bis zu 500 mW Output, die allerdings bei weitem für den Anwendungsfall nicht erforderlich sind. Der schmalbandige Reso¬ nanz-Übertrager T505 bewirkt ausreichende Oberwellenreinheit. Für die Kondensatoren C506 bis C509 sind Folientypen ( Styroflex ) ausreichend. Gegebenenfalls ist C507 noch zu verkleinern. Es muß jedoch über den ge¬ samten Frequenzbereich von 5,2 bis 5,4 MHz noch ein sicheres Anschwin¬ gen des Oszillators möglich sein. 138 3,6-MHz-Senderverstärker Um das Sendesignal ab Ausgang T504 auf Leistung zu bringen, sind im Eintaktbetrieb stets Stufen in A-Betrieb erforderlich, da das SSB-Signal Phasen- und amplitudengetreu verstärkt werden muß. Bild 6 zeigt einen 3stufigen HF-Verstärker mit einem Output von minimal 300 mW. Da es sich um einen Einbandverstärker handelt, wird keine Breitbandtechnik ein¬ gesetzt. T601 und T602 sind versetzt bei 3,65 bzw. 3,75 MHz abgestimmt. Lediglich T603 ist breitbandig ausgelegt. Die Stufen sind gegeneinander ab¬ zuschirmen, Neutralisation ist nicht erforderlich. Bei zufälliger Selbsterre¬ gung wirken hochpermeable Ferritperlen Wunder, 1 bis 2 Stück, direkt auf die Basisanschlüsse von VT602 und VT603 geschoben. Der HF-Verstärker hat einen 50-D-Ausgang. Dieser Sender darf nur über einen 2stufigen Tiefpaß an einer Antenne betrieben werden. Bei 300 mW Output ist das schon sinnvoll. Mit einem guten Antennensystem kann man mehr als nur Ortsrunden arbeiten. Weitere Hinweise In der Fachliteratur findet man weitere Schaltungen, um aus dem 300-mW- Signal des HF-Senderverstärkers (Bild 6) in Halbleiter- oder Röhrentechnik ein allen Ansprüchen genügendes SSB-Signal mittlerer Leistung zu erzeu¬ gen. Die einzelnen Baugruppen wurden nur kurz beschrieben, es sollten nur Anregungen gegeben werden, um eigene Erfahrungen für ein größeres Pro¬ jekt zu sammeln. Da es sich in allen Fällen um ein Unikat handeln wird, ist auch beim Aufbau keine Leiterplattentechnik erforderlich. Die Verdrah¬ tung kann man auf Leiterplattenmaterial vornehmen, da in diesem Fall Ab- Bild 6 3,6-MHz-Senderverstärker 139 Schirmungen leicht eingelötet werden können und man sich mit lötfähigen Isolierstützpunkten (als solche lassen sich auch hochohmige Widerstände gegen Masse verwenden) sehr gut behelfen kann. In der HF-Technik sind kurze Leitungen gefragt, im Oszillatorbereich auch mechanische Stabilität. Die wichtigen Abschirmungen sind in den Stromlaufplänen eingezeichnet. Es ist ausreichend, wenn der HF-Senderverstärker bei Empfangsbetrieb ohne Stromversorgung (abgeschaltet) bleibt, die übrigen Stufen sollten durchlaufen. Die DSB-Experimentierbaugruppe (Bild 1) kann in der Ausbildung sehr hilfreich sein, läßt sich doch das Wesen der Trägerunterdrückung sehr gut demonstrieren. Der 9-MHz-Filterbaustein (Bild 4) kann unter Umständen sehr teuer sein, besonders was das HF-Quarzfilter betrifft. Man wird daher bald nach Realisierung des einfachen 80-m-SSB-QRP-Senders diesen Bau¬ stein für andere Projekte verwenden wollen. Aber auch andere der vorge¬ stellten Bausteine können effektiv zur Realisierung weiterentwickelter SSB- Technik eingesetzt werden. HF-Übertrager und HF-Spulen Bild 1 T101 - Breitband-HF-Übertrager 3 x 15 Wdg., 0,25-mm-CuL, trifilar auf Doppellochkern Mf240 oder Mf 340 bzw. entsprechender Ringkern Bild 3 T301 - Schmalband-HF-Übertrager primär 3,0 pH, 24 Wdg., 0,4-mm-CuL sekundär 5 Wdg., 0,4-mm-CuL Pulvereisen-Ringkern (10 MHz; z.B. T50-2, Amidori) p = 10, 50 pH/100 Wdg. T302 - wie T301 primär 3,8 pH, 28 Wdg., 0,4-mm-CuL sekundär 8 Wdg; 0,4-mm-CuL T303 wie T101 (Bild 1) Bild 4 T401 - Breitband-HF-Übertrager primär 5 Wdg., 0,25-mm-CuL sekundär 15 Wdg., 0,25-mm-CuL Doppellochkern Mf240 oder Mf 340 T402 wie T302 (Bild 3) Bild5T501 wie T101 (Bild 1) T502 wie T101 (Bild 1) T503 - Schmalband-HF-Übertrager 1:6,3 primär 5 Wdg., 0,4-mm-CuL sekundär 9,33 pH, 57 Wdg., 0,4-mm-CuL llagig ohne Zwischenraum auf Stiefelkörper, Durchmesser 8 mm, mit HF-Abgleichkern T504 wie T503, Ein- und Ausgang vertauscht T505 wie T302 (Bild 3) L501 2,57 pH, 20 Wdg., 0,6-mm-CuL, llagig ohne Zwischenraum auf 140 keramischem oder Glasträger, Durchmesser 10 mm, Spule festlegen, kleben, altern L502 HF-Drosselspule 750 pH Bild 6 T601 - Schmalband-HF-Übertrager primär 11 pH, 13 Wdg., 0,4-mm-CuL sekundär 9 Wdg., 0,4-mm-CuL Ferrit-Ringkem (10 MHz; z.B. FT 50-61, Amidon) p a = 125, ähnlich MF 343 T602 wie T601, nur sekundär 4 Wdg., 0,4-mm-CuL T603 - Breitband-HF-Übertrager primär 15 Wdg., 0,4-mm-CuL sekundär 7 Wdg., 0,4-mm-CuL Doppellochkern Mf240 oder Mf 340 bzw. entsprechender Ringkern Literatur [1] H. Brauer, Einseitenbandtechnik. Berlin 1984. [2] F. Weingärtner, DSB-Modulation mit Kapazitätsdioden. Zeitschrift OM 3.5 (1967) Heft 12, ohne Seitenangabe. [3] W. Rohländer, Kleine QRP-Schule des Kurzwellenamateurs. Elektronisches Jahr¬ buch 1988, Seite 125, Berlin 1987. [4] D. DeMaw, The Principles and Building of SSB Gear. Zeitschrift QST 69 (1985) Heft 9, Seite 17ff„ Heft 10, Seite 27ff., Heft 11, Seite 16ff„ Heft 12, Seite 37ff„ 70 (1986) Heft 1, Seite 5ff. 141 Dr.-Ing. Hans-Jürgen Kowalski Filter nach Maß - mit einer Formel In diesem Beitrag wird gezeigt, wie mit minimalem Berechnungsaufwand ak¬ tive Tiefpaß- (TP-) und Hochpaß- (HP-) Filter höherer Ordnung als Ketten¬ schaltung dimensioniert und aufgebaut werden können. Dabei wird davon ausgegangen, daß in allen Fällen sowohl die Kondensatoren gleiche Werte als auch die OPV gleiche Verstärkungsfaktoren (F=2) aufweisen sollen. Vorteile, die der Amateur schätzen wird, da er selten auf teure Präzisions¬ bauelemente zurückgreifen kann. Die erforderliche Anzahl der Kondensa¬ toren mit einem relativen Fehler von maximal 1 % kann mühelos aus einer relativ grob gestuften Charge gleicher Kondensatoren ausgesucht werden. Analog läßt sich der Verstärkungsfaktor V= 2 mit R a = R b exakt realisieren. Die angegebenen Dimensionierungsbeispiele sind nicht willkürlich ge¬ wählt worden. Sie dienten als Test der unterschiedlichen programminternen Berechnungen von Filterkennwerten sowie des tabellarischen Drucks der normierten Widerstandswerte (s. Tabelle 1 und Tabelle 2). Da die Fehler¬ freiheit der Schaltungsentwürfe mit einem Netzwerkanalyseprogramm für alle Unterprogramm-Strukturen (TP/HP-BUTTERWORTH-Charakteristik und TP/HP-TSCHEBYSCHEFF-Charakteristik) nachgewiesen wurde, ist die Fehlerfreiheit der kompletten Tabellen gewährleistet. Grundlage der vorgestellten Methodik sind Tabelle 1 und Tabelle 2. Sie enthalten die normierten Widerstandswerte der Funktionsblöcke 2. Ord¬ nung nach Bild 1 bzw. Bild 2 [1] für ausgewählte Standardapproximationen. Der Entwurf von Filterschaltungen höherer Ordnung (N > 2) wird als Kas¬ kadenschaltung [2] vorgenommen. Da in diesem Fall nur Funktionsblöcke Bild 1 Aktiver RC-TP-Funktionsblock 2. Gra¬ des in allgemeiner und normierter Dar¬ stellung 142 3 Bild 2 L Aktiver RC-HP-Funktionsblock 2. Gra- a ‘ des in allgemeiner und normierter Dar- x Stellung 2. Grades verwendet werden, beschränkt sich der Entwurf auf Filter mit ge¬ rader Ordnungszahl N! Die Erweiterung der Tabellen für Filter ungerader Ordnungszahl stellt aber kein prinzipielles Problem dar. Möglich ist die Einbeziehung eines passiven .RC-Filters 1. Ordnung oder die Verwendung von Funktionsblöcken 2. und 3. Ordnung, wie in [2] dargestellt wurde. Theoretischer Hintergrund von Tabelle 1 bzw. Tabelle 2 ist ein Koeffi¬ zientenvergleich zwischen der normierten Übertragungsfunktion der ausge¬ wählten konkreten aktiven Filterschaltung (2. Gleichung in Bild 1 bzw. Bild 2) mit der allgemeinen Übertragungsfunktion eines Netzwerks 2. Gra¬ des unter Einbeziehung der Polparameter co 0 und Q (o3 0 - Resonanzfre¬ quenz, Q - Polgüte). Dieser Koeffizientenvergleich führt bei geeigneter Vorauswahl (in diesem Fall: C= 1; K=2; vergleiche Bild 1 bzw. Bild 2) zu eindeutigen Bestimmungsgleichungen für die Berechnung der normierten Bauelementewerte, wobei im Fall der Hochpaß-Filter noch eine TP-HP- Transformation vorgenommen werden muß [3], Der konkrete Filterentwurf wird in 3 Schritten vorgenommen: - Auswahl des erforderlichen Filtergrads (mit Nomogramm, z.B. [3], [4]; N geradzahlig); - Abschätzung des Impedanzniveaus (abhängig vom Frequenzbereich und Eigenschaften der eingesetzten OPV, insbesondere der Eingangsimpe¬ danz) oder Test mit dem Programm ENTNORMIERUNG nach Bild 3 (wobei eine Anpassung des Programms an den jeweiligen Filtergrad erfor¬ derlich ist) und Auswahl und Aussuchen der Kondensatoren; - ENTNORMIERUNG der normierten Widerstandswerte durch Multipli¬ kation mit K = 1/(2 *n*F* C), wobei F (F= Bezugsfrequenz) und C (Ka¬ pazitätswert der Kondensatoren) dimensionsbehaftete Größen sind. Bild 3 zeigt, wie die Entnormierung mit einem kurzen BASIC-Programm (im Beispiel für TP- bzw. HP-Filter 8. Ordnung mit BUTTERWORTH-Cha- rakteristik) vorgenommen werden kann. Wie bereits erwähnt, ist eine An¬ passung des Programms erforderlich. Zu ändern sind jeweils - die Kommentarzeilen im Programmkopf (darauf sollte man im Interesse exakter Dokumentation nie verzichten), - die Laufvariable I, die den Filtergrad bestimmt (Zeile 210), sowie die DATA-Anweisungen in Zeile 250 und 260, in die man die jeweiligen nor¬ mierten Widerstandswerte aus Tabelle 1 bzw. Tabelle 2 einsetzen muß. 143 II 11 II ii ii ii 1 1 1 1 1 1 CS S in II n Ol CO eo 1 CO N- 1 SD r- in NI 00 CN OD r- r- in f- 11 ii cs» 00 in 1 cn 1 CO in SD in SD Tl' Ü*D CN II ii cs r- 1 in CN l CD Nt ni CO 0i> CN N- Nl in CSD es er-« cs Nl a II ii CT' Ki Nl 1 r~ SD 1 NI CN 4~4 ■s- Ni cs CN sd h- II ii ■ • 1 • 1 iS « • . CO . ■ ■ 'S' , II ii CSD CS» CS 1 CD CO NI 1 CSD »—< S- *SD <5D cs» CS' T—1 r- i II ii 1 1 II ii II II ii II II II 1 11 ii 11 1 CS 11 ii II cs II II 11 11 cs n II II ii u. 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C N Bild 3 BA SIC-Programm zur Entnormierung der TP- bzw. HP-Filter 148 Entwurfsbeispiele Bild 4 zeigt einen aktiven Tief- und Hochpaß 8. Ordnung mit BUTTER- WORTH-Charakteristik in normierter Darstellung. Mit C= 0,047 pF, F= 0,5 Hz (Bezugsfrequenz) für den Tiefpaß und C= 0,1 pF und F= 100 Hz für den Hochpaß erhält man die in Bild 5 gezeigten Amplitudenverläufe (Ordinate in dB) für die Filterschaltung nach Bild 4. Bild 6 bis Bild 8 zeigen das Analoge für ein Filter 8. Ordnung mit TSCHEBYSCHEFF-Verhalten (A= 1 dB). Bild 9 veranschaulicht den Einfluß der OPV-Transitfrequenzen auf den Filterentwurf. Zugrunde gelegt wurde dabei der allgemein übliche Ersatzstromlaufplan für den OPV mit einer Polstelle [5], [6]. Man erkennt deutlich, daß selbst OPV mit einer Transitfrequenz von 5 MHz in diesem Fall für die Realisie¬ rung des TP-Filters 8. Ordnung mit einer Grenzfrequenz von 10 kHz nicht ausreichen. Erforderlich sind OPV mit einer Transitfrequenz 10 MHz. Ko¬ stengünstiger ist in diesem Fall der Einsatz diskret realisierter Verstärker. Da insbesondere bei Filtern höheren Grades z. T. erhebliche Polgüten auftreten, reagiert der entsprechende Funktionsblock sehr empfindlich auf den Einfluß der Transitfrequenz; d.h., daß sich bei Filtern geringerer Ord¬ nung die Anforderungen hinsichtlich der Transitfrequenz der OPV in ge¬ wissen Grenzen entschärfen. Wie man das Problem hoher Polgüten mit einer gütearmen Approximation umgehen kann, wird in [7] beschrieben. Wenn die filterbestimmenden Bauelemente mit einer Genauigkeit von etwa 1% ausgemessen werden, ist ein zusätzlicher Abgleich des kompletten Filters nicht erforderlich. Detaillierte Angaben in übersichtlicher Darstel¬ lung zu Toleranzproblemen und Einsatzgrenzen aktiver RC-Filter findet der Leser in [8]. ES, Rj 1 o-O- “ , , tc g 1 ^ ^ f f 'S ^ '« |i' UR:-. u '' ;?t'- np. .11 1 1 i * -1 J> FC- TP %■ Ofdrtur iq in iw r rik j rt*f Darstellun g mit Sutterw orth- ChorgkU fisfak . q T3593 1.2o£*0 1.6375 9.S113 jü-i«-i;T 3 i‘ ? rr^i u=2 c rF H -t 1 1 ESC? v toR b iH; Tf* ”1® 0 - 7 «|u= 2 I e.s0siT'' < T' jJ* 1 0% { * I i i i 1 - i -.ject^r PfifLtyilüfiQ rrdt Suttmoof *.h -Chorok Bild 4 Aktiver Tief- bzw. Hochpaß 8. Ordnung mit BUTTERWORTH-Charakteristik in nor¬ mierter Darstellung 149 ENTNORMIERUMG TP S, ORDNUNG BUTTERWORTH—CHfiRRKTERlÜTIk C 3 1EHE-RFE -35 < 1386>H.2. .< 3 . 125-1 £?^ C IN FARAD.. O? Q.47E-I F IN HERTZ.. F=? 0.5 S p ' 1 =1735737.040 OHM 2 —■ 264264.331 IHM R 3 - A0-946 3 . ß44 "l'wivj R 4 = 752498.116 JHM P 5 — 4-|7l7?3' 7 >- JHh k S ~1 -«2620?= 479 3 HM R 7 = 345264. g3g OHM R ö =1328503.560 ( OHM Bild 5 Entnormte Bauelementewerte für die Schaltungen nach Bild 4 und Amplitu¬ dengänge beider Filter (TP: f = 0,5 Hz; HP:f= 100 Hz; Ordinate in dB) HflROCOPV READY. ENTNÜRMIERUHG HP S. ORDNUNG SÜTTiRWGRTH—CHARAKTERISTIK C c IN FARAD,. IN HERTZ. c=?~i7ii- F=? 100 S R 1 » 21500.241 OHM R 2 - 11799.649 OHM R 3 — 13671.551 OHM R 4 « 12877.226 OHM R 5 * 16512.325 OHM R 6 = 153-39.353 OHM R 7 = 12912.241 OHM R 3 = 19615.847 OHM HflROCOPV RC-NETZUERKRNRL.VSE 1 C-.1E-6 2 C—. 47E~ , 6 FG=ö. 5 HZ K=2 150 Bild 6 Aktiver Tief- bzw. Hochpaß 8. Ordnung mit TSCHEBYSCHEFF-Charakteristik in nor¬ mierter Darstellung EHTNÜRMIERUNQ HP_3. ORDNUNG TSCHÜvicHEFF-FILTER Fl—1 DB cf IN F IN Fl-IRRD , HERTZ, C*? 0. 84 ? pns? 100 EHE R 1 => 24475. S'SS» OHM p = 46578.£18 OHM R — 2.'-’ '( 25.9l-;‘3 dkm !? d. =: 37499.614. OHM P =1 es 1673J.587 OHM p f'” - 23358.528 OHM R 7 = 9992.899 OHM P 8 =-■ 8Ö62.722 OHM Bild 7 Entnormierte Bauelementewerte für den aktiven RC-TP 8. Ordnung mit TSCHE¬ BYSCHEFF-Charakteristik und Ampli¬ tudengang des Filters mit 1 dB Wellig¬ keit im Durchlaßbereich (DB) HflRDCOPV f=i O — t-'-il E "T 2 W EZ PS K F* W F-S B_ V Ö HI HP 8.ORDNUNG MIT 1 DB WELLIGKEIT IM DB _ / - / r i / / / r / & i © ±©e XI e x: «0 iS »8 ±7 G iS 0 151 EHrtVUkmOTJHO TP 8. üRE)NO,... T SS t -IE 5? VS CA -!f-1* F - F T !~T EfR"ft = 1 ’ DB Bild 8 Entnormierte Bauelementewerte für den aktiven RC-HP 8. Ordnung mit TSCHEBYSCHEFF-Charakteristik und Amplitudengang des Filters mit 1 dB Welligkeit im DB f=* C — M 1£ T2Z S--4 EZ FtKRNRLVSE Bild V 4 FT-5HHZ Einfluß der Transitfrequenz (f T = | filIJ. / r = 100 MHz) der OPV auf 8 :lskmoteh den ; mplitudengang der Filter, demon- 9 ft= 10 @mhz srrierr am Beispiel des TP-Filters nach Bild 7 152 Literatur [1] R. P. Sallen/E. L. Key, A practical method of designing RC active filters. IRE Trans. CT-2 (1955) Heft 1, March, Seite 74 bis 85. [2] H.-J. Kowalski, Vereinfachte Dimensionierung aktiver RC-Schaltungen. radio-fern- sehen-elektronik 35 (1986), Heft 2, Seite 125 bis 127. [3] H.-J. Kowalski, Berechnung und Aufbau aktiver RC-Filter. Berlin 1988. [4] G. Fritzsche, Theoretische Grundlagen der Nachrichtentechnik. 3. Auflage, Berlin 1984. [5] E.Balcke/H. Krause, Grundlagen der analogen Schaltungstechnik. Berlin 1981. [6] J.Dostäl, Operationsverstärker. Berlin 1986. [7] G.Fritzsche, V.Seidel, Aktive RC-Schaltungen in der Elektronik. Berlin 1981. [8] M.Herpy/J.C. Berka, Aktive RC-Filter. Budapest 1984. ELEKTRONIK-SPLITTER NF-Vorverstärker für Mikrofon und Gitarre Die Spannungsverstärkung V„ des untenstehenden 2stufigen NF-Vorverstärkers ist im Bereich von 13 bis 40 dB mit dem Einstellwiderstand veränderbar, um die unterschied¬ lichsten NF-Signalquellen anpassen zu können. Der Eingangswiderstand liegt zwi¬ schen 145 kD (bei 13 dB) und 120 kD (bei 40 dB), der Ausgangswiderstand zwischen 47 fl (bei 13 dB) und 120 Ci (bei 40 dB). Angeschlossen werden können mittelohmige NF-Signalquellen. Bei niederohmigen Signalquellen ist es besser, diese über einen NF-Übertrager mit dem Übersetzungsverhältnis 1:5 anzuschließen. Der maximale Klirrfaktor liegt unter 0,75%. Literatur Tehnium, Heft 2/1987, Seite 19 und 21. 153 Dr. Walter Rohländer - Y220H Kleine QRP-Schule des Kurzwellenamateurs (2) Im Elektronischen Jahrbuch 1988 [1] wurde vom Verfasser schon auf die Rahmenbedingungen des QRP-Betriebs eingegangen und ein 4-Band-QRP- Telegrafiesender beschrieben. Um die Schaltungssammlung des QRP-Funk- amateurs zu erweitern, ist die vorliegende Veröffentlichung als Auswahl aus der internationalen Amateurliteratur gestaltet und enthält Schaltungen zu folgenden Themen: - 80-m-QRP-CW-Transceiver mit VXO, - QRP-Stehwellenmesser mit relativer Anzeige, - QRP-Antennenanpaßgerät 3 bis 30 MHz, - leichter Multibanddipol für Portablebetrieb, - Einbau-Eichpunktgeber 100 kHz, - tragbarer Feldstärkemesser 3 bis 180 MHz, - Mithörtonoszillator für QRP-CW-Transceiver. 80-m-QRP-CW-Transceiver mit VXO Ein Einband-CW-Transceiver in Gelenktaschenformat wird in [2] beschrie¬ ben. Bild 1 zeigt die Schaltung. Transceiver dieser Bauart sind vielfach quarzstabilisiert, der VXO läßt sich mit CI etwa 2 bis 3 kHz in der Fre¬ quenz ziehen. Der Drainkreis L2/C2 des Oszillatortransistors VT1 ist auf 80 m abgestimmt. Diese Stufe ist bereits auf Leistungsabgabe eingestellt und daher oberwellenreich (!); sie muß die Endstufe VT2 in C-Betrieb voll aussteuern. Ihre Ausgangsleistung von etwa 0,7 W HF wird über LA bis L6 der Sendeantenne mit einem ohmschen Eingangswiderstand von etwa 50 ß zugeführt. VT2 wird im Emitter getastet. Der Senderoszillator läuft ständig durch. Über C3 wird dem Gate 2 des Mischers VT3 das VXO-Signal zugefiihrt. Das Empfängersignal gelangt von der Sende-/Empfangsantenne über L6 auf den Schwingkreis L5/CA, weiter über die in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode VD1 und über den HF- Steller RI (als alleiniger Lautstärkesteller) auf Gate 1 von VT3. Das Direkt¬ mischprodukt, die NF, wird über einen NF-Miniaturübertrager TI (etwa 1000/1000 ß o. ä.) aus der Drainelektrode ausgekoppelt und gelangt über das HF-Siebglied R2/C6 und CI auf einen hochverstärkenden, 2stufigen NF-Verstärker VT4/VT5 mit hochohmigem (>2000 ß) Kopfhörerausgang. 154 Bild 1 80-m-QRP-CW-Transceiver mit VXO. Alle Induktivitäten auf Spulenkörper 6 bis 8 mm Durchmesser, mit Pulvereisen-Abgleichkern, CuL-Draht 0,3 mm. LI - 60 Wdg., L2 und L5 - 50 Wdg., L3 12 Wdg. über L2, L4 und L6 - je 12 Wdg. über L5. VD1 - SAY 20 o. ä„ VT1 - BF 245/KP 302/KP 303 o. ä„ VT2 - 2 N 2218/KT 928 o. ä„ VT3 - 40673/KP 350 o.ä., VT4/VT5 - SC 239/KT 342 o.ä. Quarzfrequenz vorzugs¬ weise 3500 bis 3510 oder 3550 bis 3560 kHz Im Sendebetrieb erreicht VD1 ein hoher HF-Pegel. Der kleine Richt¬ strom über RI lädt jedoch CS auf und sperrt somit VD1 sowie auch den Empfängereingang. Zum Abgleich der Senderbaugruppe sei folgendes bemerkt. Man schließe an den Antennenausgang einen induktionsfreien 1-W-Widerstand 50 fl an, überbrücke die offene Taste mit einem Vielfachmesser und schalte die Stromversorgung ein (im Bild nicht gezeigt). Bei schwingendem Oszillator trimmt man den Emitterstrom von VT2 mit L5/C4 und L2/C2 auf Maxi¬ mum (150 mA nicht überschreiten). Anschließend wird dann mit Ll/Cl ein sauberer CW-Ton (mit separatem RX abhören) eingestellt, der über den Ziehbereich von CI nicht rauh werden oder gar abreißen darf. Beim Tasten nach abgetrenntem Vielfachmesser soll er auch chirpfrei sein. Im NF-Ver¬ stärker sind VT4 mit R3 auf 2 bis 3 V und VT5 mit R4 auf 5 bis 7 V am Kollektor einzustellen. Hinweise von Y220H Um den gesetzlichen Bestimmungen der Nebenwellenabstrahlung zu genü¬ gen, ist zwischen dem Transceiver und der Antenne mindestens ein 2stufi- ger Tiefpaß mit 50 fl Ein- und Ausgangswiderstand zu schalten. Der Tief¬ paß sollte im Ausgang eine abstimmbare Kapazität und zusätzlich einen einfachen Feldstärkemesser enthalten [3], Ein abstimmbarer 80-m-X/2-Di- pol mit Koaxialkabelspeisung kann dann direkt angeschlossen werden. Ein NF-Übertrager TI steht nicht immer zur Verfügung. Man kann die Drainelektrode von VT3 direkt über 1 kO an +12 V anschließen und R2 über 1 pF zu dieser hinführen. Auf jeden Fall ist es auch günstig, bereits den Drainanschluß mit 10 bis 500 nF (Versuch) abzublocken, also hochfre¬ quenzmäßig kalt zu legen. Dabei sinkt jedoch die obere Frequenzgrenze 155 der NF. Es ist jedoch stets gut, den CW-Empfang bei 100 bis 400 Hz (eine Gewohnheitssache) zu betreiben, da höhere Frequenzablagen (RIT) nicht sinnvoll sind. Dadurch wird zusätzlich das QRM abgesenkt. Auf keinen Fall darf HF den Eingang von VT4 erreichen. Der Transceiver ist in 4 HF-dichte Boxen einzubauen, je 1 für die Oszil¬ lator-, Sende-, Misch- und NF-Stufen. Die Stromversorgung sollte nur mit eingebauten Batterien (bis 13,5 V) vorgenommen werden. Externe Strom¬ versorgungen sind problematisch. Über die Zuführungen erreicht HF sehr leicht den Direktmischer, und er neigt dann häufig zum sogenannten «Brummen». Sonst muß an der Einführung zum Transceiver sorgfältig ver¬ drossen werden, besonders gegen Gleichtaktwellen. Das schafft in den mei¬ sten Fällen ein Ferritstab, auf den die 2 Versorgungsleitungen parallelge¬ führt mit etwa 50 Wdg. aufgewickelt und festgelegt werden. Wer mit einem VXO nicht arbeiten will, kann VT1 ein VFO-Signal zu¬ führen. Der VFO sollte dann aber wenigstens eine weitere Pufferstufe ha¬ ben. Es werden dann LI und CI entfernt und der VFO über 10 nF am Gate von VT1 eingespeist. QRP-Stehwellenmesser mit relativer Anzeige Die QRP-Station ist darauf angewiesen, daß die vom Sender angebotene Leistung voll die Antenne erreicht und von dieser abgeslrahlt werden kann. Die einfachste Methode mit eingebautem Feldstärkemesser, die in [3] be¬ schrieben wurde, ist nicht jedem Funkamateur angenehm. Eine Maximum¬ abstimmung! Warum nicht eine Minimumabstimmung, wie vom «Teltow» her gewohnt? Sehr gut eignet sich dafür eine HF-Meßbrücke nach [4], die in Bild 2 dar¬ gestellt ist. Dieser Stehwellenmesser mit relativer Minimumanzeige wird zwischen Sender und Antennenanpaßgerät geschaltet. In Stellung «SWV» stimmt man die Antenne auf das «ideale» Minimum ab. Man kann dann sagen: «Die Antenne ist mit dem idealen Stehwellen¬ verhältnis 1:1 an den Sender angepaßt.» Das ist immer «gut», jedoch nicht unbedingt notwendig! Während des Abstimmens kann man die Empfind¬ lichkeit der Meßwerkanzeige weiter erhöhen. Mit einem in Cund L durch¬ stimmbaren Anpaßgerät muß immer ein exaktes Minimum einstellbar sein. STA Bild 2 QRP-Stehwellenmesser mit relativer Anzeige, VD1 - SAY 17 o. ä. 156 Es sei denn, es existieren auf der Antennenspeiseleitung - in Resonanz ge¬ bracht - starke Gleichtaktwellen, die ein exaktes Minimum verhindern (s. hierzu aucll [5], Beispiel B). In Stellung «Senden» wird die Brücke aus dem Weg Sender - Antenne herausgeschaltet. Sonderbauelemente sind die Widerstände RI bis R3. Im Original werden 2-W-Kohle-Massewiderstände verwendet. Belastbare Metallfilmwiderstände können gleichfalls eingebaut werden. Auf keinen Fall sind Drahtwider¬ stände oder gewendelte Schichtwiderstände einsetzbar. Ihre Eigeninduktivi¬ tät wäre sehr ungünstig. Das Gerät ist bei Dauerstrich nur bis 3 W HF-Out- put geeignet. Tastet man den Sender nur 10 s und wartet anschließend 30 s, dann kann auch mit 5 W FIF gemessen werden. Im anderen Fall sind höher¬ belastbare Widerstände RI bis R3 einzusetzen. RI und R2 sind auf ±5% mit dem Ohmmeter auszusuchen. R3 muß in seinem Wert +5% dem Sen- derausgangs-Antennenspeiseleitungs-Eingangswiderstand entsprechen, hier 50 CI, oft aber auch 75 CI. Das Gerät sollte man in 2 getrennten Schirmbo¬ xen aufbauen. R4, R5, CI und das Anzeigemeßwerk gehören in eine extra Abschirmung. Kürzeste Leitungsführung in der HF-Box ist unbedingt erfor¬ derlich. Der Amateur kann diese HF-Brücke mit in sein Antennenanpaßge- rät einbauen. QRP-Antennenanpaßgerät 3 bis 30 MHz Es ist wohl kaum möglich, einen Sender an einer Antenne zu betreiben, ohne daß ein Antennenanpaßgerät dazwischengeschaltet wird. Aus dem Li¬ teraturangebot sei ein QRP-Experimentier-Transmatch nach [6] vorgestellt. TX [—1 ■-T_ no -j v* SU iiZ_, ■4 1 -—©' ir »ön Antenne unsymmetrisch Z beliebig X 1 .2? TZEjn®j X» -ton Bild 3 QRP-Antennenanpaßgerät 3 bis 30 MHz; a- Schaltung des T-An- paßgliedes, b - Konstruktionsvor¬ schlag für Abstimmung von LI, Schnitt durch Schubstange des Fer¬ ritstabs, nur wichtige Abmessung eingezeichnet 157 Es ist ein T-Glied, das sich sehr leicht realisieren läßt. Bis auf einige Ex¬ tremfälle kann nahezu jede Antenneneingangsimpedanz angepaßt werden. In Bild 3a ist eine dimensionierte Variante geringfügig gegenüber der Originalschaltung verändert dargestellt. Dieses Anpaßgerät ist nur für un¬ symmetrische Antennen, meist mit Koaxialkabeleinspeisung geeignet. Symmetrische Antennen können in vielen Fällen über einen Balun ange¬ schlossen werden. Es werden jedoch häufig ohne ersichtliche Nachteile auch symmetrische Antennen z.B.mit ihrer «Hühnerleiter» an das unsym¬ metrische Anpaßgerät direkt angeschlossen und erfolgreich betrieben. Das Experimentelle an diesem Gerät ist die Realisierung der kontinuier¬ lich durchstimmbaren Induktivität LI (0,5 bis 2 pH). Rollinduktivitäten dieser Größe sind nicht im Handel erhältlich. Verwendet wird eine Luft¬ spule mit eintauchendem Ferritstab. Die erforderliche Abstimmechanik bleibt dem Amateur überlassen. Bild 3b enthält eine Empfehlung. Man ver¬ wendet einen mnden Ferritstab, z. B. ausgeschlachtet aus einem alten Kof¬ fer- oder Rundfunkempfänger, möglichst hoher Permeabilität, 6 bis 12 mm Durchmesser, etwa 50 mm lang. Er wird rundlaufend mit Epoxidharz in die Buchse einer Metallachse geklebt. Die Achsenoberfläche ist poliert. Diese Vbstimmschubstange lagert man in der Frontplatte mit 0,1 mm Spiel und wegen der erforderlichen Reibung in einem Gummilager, das man mit einem Locheisen aus einem Radiergummi oder einer Gummischeibe her¬ steilen kann. Der Hub ist wie gezeigt auf 40 mm begrenzt. Als Schmiermit¬ tel im Gummilager verwendet man Silikonfett. Andere organische Schmier¬ stoffe lassen den Gummi unerwünscht quellen. Bei herausgezogener Ab¬ stimmschubstange sollte LI etwa 10 mm vom Ferritstab entfernt beginnen. Der Spulenkörper ist jedoch länger und gleichzeitig seine 3. Führung. Bei eingeschobener Stange taucht der Ferritstab voll ein (maximale Induktivi¬ tät). Druck (Zug) bei leichter Drehbewegung der Abstimmschubstange er¬ möglicht ihre Feinjustierung. Spuleninnendurchmesser und Ferritstabaußendurchmesser sollten sowe¬ nig wie möglich voneinander abweichen (dünnwandiger Spulenträger). Sollte der L-Hub 0,5 bis 2,5 pH (mit Parallel-Cund Dipmeter messen) über¬ steigen, so ist der Spuleninnendurchmesser zu vergrößern, eventuell z. B. Lenkerband unterwickeln. LI und L2 sind zu entkoppeln (90°-Montage), und sie müssen mindestens von jeder leitenden Metallwand 2 Spulendurch¬ messer entfernt sein. Als Empfehlung zur Auslegung beider Luftspulen auf Isolierstoffträger: LI = 0,5 pH, llagige Zylinderspule ohne Zwischenraum mit 1-mm-CuL ge¬ wickelt; Spuleninnendurchmesser 6 7 8 8 10 11 12 13 14 15 mm Wdg. 16 12 10 9 8 7 6 6 5 5 L2 = 18 pH, llagige Zylinderspule ohne Zwischenraum mit 1-mm-CuL ge¬ wickelt; Spuleninnendurchmesser 20 mm mit insgesamt 49 Wdg. und Anzapfungen vom heißen Ende aus bei 9, 15, 20, 25, 35, 39 und 45 Wdg. Spuleninnendurchmesser 25 mm mit insgesamt 35 Wdg. und Anzapfungen vom heißen Ende aus bei 7, 12. 15, 19, 22, 26, 29 und 32 Wdg. 158 Spuleninnendurchmesser 30 mm mit insgesamt 27 Wdg. und Anzapfungen vom heißen Ende aus bei 6, 10, 13, 15, 18, 20, 23 und 25 Wdg. Im übrigen vergleiche man dazu Bild 3. CI kann durchaus auf 300 pF vergrößert werden und ein einfacher Luftdrehkondensator der Empfangs¬ technik sein. Bei Antennenabstimmung geht man unter Beobachtung des Stehwellen¬ messers zwischen TX und Anpaßgerät wie folgt vor. 1 - setze CI, LI, S2 auf Mitte und S1 auf 120 pF, 2 - schalte TX ein und beobachte SWV-Ausschlag, 3 - schalte S2 auf geringsten SWV-Ausschlag, 4 - justiere CI auf geringsten SWV-Ausschlag, 5 - versuche mit CI und LI das Stehwellenverhältnis zu verbessern, 6 - bei schlechtem SWV-Minimum versuche neue Anzapfung mit S2 und wiederhole die Schritte 4 bis 5, 7 - schließlich schalte S1 um und wiederhole die Schritte 3 bis 6, bis SWV 1:1 erreicht ist. Bei Übung sind diese Schritte schneller getan als hier niedergeschrieben. Man notiere sich Band für Band die gefundenen Einstellungen. Leichter Multibanddipol für Portablebetrieb Wer möchte nicht seine W3DZZ mit in den Urlaub nehmen? Sie nimmt je¬ doch Volumen ein, und die Traps sind nicht gerade leicht. Die Vorteile wä¬ ren allerdings günstig. Dieser Multibanddipol ist auf mehreren Bändern re- sonant und kann ohne große Verluste direkt mit Koaxialkabel gespeist wer¬ den. Der direkte Anschluß an den niederohmigen Senderausgang ist gesichert und kaum ein Antennenanpaßgerät erforderlich. Wie läßt sich je¬ doch die W3DZZ leichter und flexibler gestalten, so daß sie notfalls in einen Brotbeutel paßt? Es seien in Anlehnung an [7] 2 wichtige Vorschläge unterbreitet. Als An¬ tennenlitze verwende man den Inhalt - gummi- oder plastisoliert - eines entmantelten Verlängerungskabels geeigneter Länge. Ein übergeschobener Isolierschlauch verbessert die Haltbarkeit und Wetterfestigkeit. Als leichte Traps für 7,05 MHz verwendet man nach [7] und [8] sogenannte Koaxialka¬ beltraps, wie in Bild 4b ausgeführt. Sie werden aus dünnem Koaxialkabel Typ 50-2-1 mit Außendurchmesser 2,8 mm hergestellt. Auf ein Isolierstoffträgerrohr wickelt man eine Uagige Zylinderspule aus Koaxialkabel, Windung an Windung, legt den Außenleiter beidseitig frei und schließt dort die Antennenlitze an. Schließlich wird ein Innenleiter mit dem Außenleiter des anderen Spulenendes verbunden (dicker Draht). Diese Anordnung bildet einen hochwertigen Parallelresonanzsperrkreis, beste¬ hend aus der Induktivität des Kabelaußenleiters, der Induktivität des Ka- belinnenleiters und der Verteilungskapazität zwischen Kabelinnen- und -außenleiter. Man besitzt nun ein Trap, das nach praktischen Erfahrungen in der Resonanz temperaturunabhängig ist - ein wichtiger Vorteil. Bei der Trapherstellung ist man auf das Experiment angewiesen. Es ist je- 159 ~7m 7 0,06m 10,06 m ~7m r _j— -O o- ^=1 Trap Trap 7,05 MHz 7,05 MHz ~ R R plRRj-^ Außenleiter (Befischt) •< V 1 i' ii i i H 0 li It l| j /. 1 1! (1 n | in ii il ii ü \ß , li li i 1 u ij ii !11| P \ i tjyyy—btiübt}#' s Lnnenleiter Schutzrohn Dichtstellen £ zylindrischer Verschluß Knoten in Litze Trap Verschraubung q) (vereinfacht) 3x auf Umfang Bild 4 Leichte W3DZZ-Antenne mit Koaxialkabel-Traps: a - Ab¬ messung (s. Text), b - Trap im Schnitt (s. Text), Trap mit Schutzrohr (Schnittzeichnung, vereinfacht), Schutzrohr muß leicht über die zylindrischen Verschlüsse passen. Die ange- phasten bzw. versenkten Dicht- steilen sind mit Cenusil o. ä. abzudichten. Bis 10WHF kann PVC das Konstruktions¬ material sein doch sicher, daß bei einem Spuleninnendurchmesser von 15 mm die Trap¬ länge für 7,05 MHz nicht länger als 100 mm wird. Davon gehe man aus. Wird die Konfiguration Bild 3b eingesetzt, so kann man den Trap mit dem Dipmeter abgleichen. Der Windungsabstand kann geringfügig zum Ab¬ gleich benutzt werden. Die Spule muß man aber anschließend festlegen. Bild 4c enthält einen Einbauvorschlag des Traps in ein Schutzrohr. Die im ROTHAMMEL [9] für die W3DZZ mit je einem Trap in jedem Schenkel angegebene Abmessung ist zu ändern. Die Verlängerungswirkung der Koaxialkabeltraps ist geringer. Die Innenabmessung 2 x 10,07 m bleibt. Die Endlänge bis zum 80-m-Dipol muß jedoch größer sein. Man gehe von 7,5 m aus, hänge die Antenne in die gebräuchliche Höhe und verkürze, bis der 80-m-Dipol in Resonanz ist. Leichte Endisolatoren aus PVC und Angel¬ schnurabspannung sind immer ausreichend. Die Antenne kann mit dem gleichen Kabel, das man zur Herstellung der Traps verwendet hat, auch gespeist werden, wenn seine Länge nicht mehr als 10 m beträgt. Die Traps halten 100-W-HF-Output sicher aus. Bei größe¬ ren Leistungen sind stärkere Koaxialkabel für Traps und Speiseleitung er¬ forderlich. Für die Koaxialkabelverbindung im Speisepunkt der Antenne sind bekannte Lösungen zu verwenden. Einbau-Eichpunktgeber 100 kHz Auch die QRP-Station muß gesetzlichen Bestimmungen genügen. Wenn man nicht gerade mit einem VXO arbeitet, muß wenigstens ein Eichpunkt- 160 + 72K geber zur Festlegung und Kontrolle der Bandgrenzen vorhanden sein. Am besten wird dieser gleich in den Empfänger oder Transceiver mit eingebaut. In der kleinen QRP-Schule sei $aher der Vollständigkeit halber eine be¬ kannte und bewährte Schaltung (Bild 5) vorgestellt. Es handelt sich um einen Multivibrator, in dessen Rückkopplungszweig ein 100-kHz-Eichquarz liegt. Der Koppelkondensator C3 im Ausgang ist so zu wählen, daß auf al¬ len Bändern die 100-kHz-Vielfachen gehört werden. Mit C2 kann die Quarzfrequenz gezogen werden. Dazu koppelt man das Signal des Eichpunktgebers in den Antenneneingang eines BC-RX mit Langwelle, stellt den Sender Droitwich ein (genau 200 kHz) und zieht aut Schwebungsnull. Im Hintergrundrauschen des RX sind die Schwebungen sehr gut zu hören und auszählbar. Dieser Eichpunktgeber arbeitet auch noch bei einer Versorgungsspannung von 4,5 V einwandfrei. Tragbarer Feldstärkemesser 3 bis 180 MHz Über den Feldstärkemesser und seine vielfältigen Einsatzmöglichkeiten wurde bereits in [3] sehr ausführlich geschrieben. Dennoch soll eine Schal¬ tung aus [10] behandelt werden, da dieses Gerät die Amateurbänder 80 bis 2 m überstreicht und an 50 O eine Empfindlichkeit von 100 pV aufweist. Diese hohe Empfindlichkeit ergibt sich bei Verwendung eines Anzeigeme߬ werks von 50 pA Stromempfmdlichkeit und des schon klassischen Opera¬ tionsverstärkers MAA 741 als Gleichspannungsverstärker. 2 x 9 V in Serie (in der Mitte geerdet) werden zur Stromversorgung eingesetzt. Bild 6 zeigt die Schaltung. Sie enthält keine Besonderheiten. Die Verbin¬ dung von pin 4 zu S2 und von dort zu den Widerständen R3 bis R6 ist abge¬ schirmt zu verlegen, da die Gefahr parasitärer Schwingungen besteht. Die Meßwerkanzeige ist bei empfindlichster Einstellung oberhalb 1/5 Vollaus¬ schlag linear. L6/L7 sind direkt am Schalter SIC zu installieren. Abhängig von der Empfmdlichkeitseinstellung mit S2 beträgt die Dyna¬ mik der Spannungsanzeige bei 1 MO bzw. 100 kO im Gegenkopplungs¬ zweig 6 dB, bei 10 kO 15 dB und bei 1 kO schon 30 dB. Dieser letzte Be¬ reich ist bereits vollständig ausreichend, um das Vor-/Rückwärts-Verhältnis von Antennen zu messen, ohne daß Schalter S2 betätigt werden muß. 161 L3 ' SZ Bild 6 Tragbarer Feldstärkemesser 3 bis 180 MHz; LI - 6,6 pH, Anzapfung bei 10% der Windungsanzahl; L2 - 0,82 (J H; L3 - über kaltes Ende von L2, 20% der Windungs¬ anzahl von L2; L5 -0,19 1 xH; L4 - über kaltes Ende von L5, 10% der Windungsan- zahl von L5; LI - 0,02 pH; L6 - über kaltes Ende von LI, 20% der Windungsanzahl von L7 Zusatz von Y220H Es ist nicht einzusehen, daß nicht in allen Bereichen mit Anzapfungen ge¬ arbeitet wird wie im Bereich 80/40 m. Gewarnt wird davor, die Si-Schaltdio- den durch Ge-Dioden zu ersetzen. Ihr Reststrom stört die einwandfreie Funktion des MAA 741 als Gleichspannungsverstärker. Das Meßwerk ist nicht gegen Überstrom geschützt! Es wirkt jedoch als Arbeitswiderstand und bestimmt die gewollte Empfindlichkeitsumschaltung mit. Es könnte das 6-m-Band eliminiert werden. Ein Bereich 40 bis 20 m würde das 30-m- Band erfassen. Man kann die Widerstände Ri bis R6 direkt an pin 4 anlö¬ ten und den Schalter S2 dann zu pin 10 führen. Dadurch spart man die sonst abgeschirmte Verlegung (s. oben). Mithörtonoszillator für QRP-CW-Transceiver Besonders beim QRP-Transceiver, in dem das eigene, getastete CW-Signai nicht kontrolliert werden kann, gehört es zum Mindestkomfort, sich einen Mithörton einzubauen. Damit ist zwar keine Kontrolle des abgestrahlten Si¬ gnals in der Qualität gegeben (Chirp, Click usw.), aber mit einem NF-Ton wird ein CW-Signal über den NF-Ausgang mitgehört. Aus der Fülle des Schaltungsangebots sei der freilaufende Multivibrator 162 lOn lOn Bild 7 Stromlaufplan des Mithör¬ tonoszillators für QRP- CW-Transceiver; VD1/ VD2 - SAY20 o.ä., VT1/ VT2 - SC 236 o. ä., VT2 - SC 307 o. ä. in Bild 7 ausgewählt. Dieser Tongenerator enthält bereits eine pnp-Tast- stufe, so daß der Mithörtonoszillator sofort in den in Bild 1 dargestellten QRP-Transceiver zusätzlich eingebaut werden kann. Dazu wird der Basis¬ anschluß des Tasttransistors über 4,7 kfl direkt an das heiße Ende der Taste geführt und der Tonausgang über eine abgeschirmte Leitung im Punkt A im NF-Verstärker angeschlossen. Der lOO-kH-Steller am Ausgang des Multivi¬ brators wird für die Lautstärkeeinstellung benutzt. Bei gleichzeitiger Verän¬ derung der 10-nF-Kondensatoren im Rückkopplungszweig des Multivibra¬ tors kann der Mithörton auf eine andere Tonhöhe eingestellt werden. Literatur [1] W. Rohländer, Kleine QRP-Schuie für den Kurzwellenamateur. Elektronisches Jahrbuch 1988, Seite 120 bis 131, Berlin 1987. [2] J. Hartikka, Tippradio. Radioamatööri, Heft 5/1985, Seite 6/7, referiert in RA¬ DIO, Heft 1/1986, Seite 58. [3] W. Rohländer, Der Feldstärkemesser - ein vielseitig verwendbares Meßgerät. Elektronisches Jahrbuch 1987, Seite 131 bis 138, Berlin 1986. [4] D.DeMaw, QRP Notebook. Newington 1986. [5] W. Rohländer, Zur Arbeitsweise des Reflektometers. Elektronisches Jahrbuch 1985, Seite 148 bis 157, Berlin 1984. [6] D.DeMaw, The QRP Transmatch - A Novel Approach. QST 70 (1986), Heft 8, Seite 30 bis 33. [7] D.DeMaw, Lightweight Tr^p Antennas - Some Thoughts. QST 67 (1983), Heft 6, Seite 15 bis 18. [8] R.H.Johns, Coaxial Cable Antenna Traps. QST 65 (1981), Heft 5, Seite 15 bis 17. [9] K.Rothammel, Antennenbuch. lO.Auflage, Seite 166 bis 170, Berlin 1984. [10] N.N.The 1987 ARRL Handbook ForThe Radio Amateur. Newington 1986. 163 Siegmar Henschel - Y22QN Breitbandverstärker für den VHF-Bereich Mit den Silizium-UHF-Transistoren KT 3120 Ä und KT 371 AM wurde ein Breitbandverstärker nach Unterlagen in [1] und [2] konzipiert und erprobt. Auf Grund der guten Ergebnisse soll er nachfolgend kurz vorgestellt wer¬ den. Die erreichten Daten des Breitbandverstärkers 870600 sind: Verstärkung: 20 dB, Bandbreite +1 dB: 30 bis 250 MHz, Bandbreite -3 dB: 20 bis 300 MHz, Inverse Verstärkung: -62 dB, Maximale Ausgangsspannung: 124 dB|uV, Rauschen: 1,5 dB (<2 dB), Interception Point: ~6 dBm. Verwendet wurden die Silizium-Transistoren KT 3120 A, gekennzeichnet mit weißpunktierter Linie, und KT 371 AM, der mit 2 weißen Strichen ge¬ kennzeichnet ist. Für diese Transistoren werden im Datenblatt folgende Werte garantiert: KT 3120 A KT 371 AM Uce <15 V <10 V Ic 20 mA 20 mA Pm 100 mW 100 mW fr 1,8 GHz (3 GHz) 3 GHz (3,6 GHz) P(40o mhz) bei 5 V/5 mA 2 dB (1,4 dB) 5 dB (4,3 dB) U L (200 MHz) bei 5 V/5 mA 18 dB 20 dB Verstärkerschaltung Bild 1 zeigt den Stromlaufplan des Breitbandverstärkers. Für einen nahezu konstanten Eingangswiderstand wurde eine Eingangsschaltung nach [1] ausgewählt und für etwa 14 dB Verstärkung dimensioniert. VT1 wird in Emitterschaltung mit kombinierter Strom-Spannungsgegenkopplung betrie¬ ben. Der Arbeitspunkt ist mit R2/R4 auf optimale Aussteuerbarkeit einge¬ stellt. Durch Wegfall von R3 läßt sich das Rauschmaß auf Kosten des linea¬ ren Aussteuerbereichs noch verringern. Die in Basisschaltung arbeitende Ausgangsstufe ist nach [2] für etwa 8 dB Verstärkung dimensioniert. Die Ar¬ beitspunkteinstellung mit Rl/R% bringt eine bessere Stabilität bei Tempera- 164 turänderungen als die im Original vorgeschlagene. Weitere Einzelheiten zur Schaltung beider Stufen sind aus der genannten Literatur zu ersehen. Zur Vermeidung von Dämpfungseinbrüchen von etwa -3 dB im Frequenz¬ bereich zwischen 100 MHz und 160 MHz war es erforderlich, in Reihe zu den Abblockkondensatoren C4 und C6 «Linearisierungswiderstände» R5/ R6 zu schalten, die die Eigenresonanzen der £p«7fl?i-Folienkondensatoren bedampfen. Diese ÄC-Kombination ist möglichst ohne Zuleitungen aufzu¬ bauen (s. Bild 2). Aufbau der Schaltung Die Schaltung wird zweckmäßig auf einer gedruckten Leiterplatte aufge¬ baut. Alle Bauelemente müssen so kurz als möglich verdrahtet werden. Die Zuleitungen zu den HF-Übertragern T1/T2 sind ebenfalls kurz auszufüh¬ ren, die Anzapfung an T2 ist bis an den Ferritkern zu verzinnen. C3, CI und CB sind Scheibenkondensatoren ohne Zuleitung und wirken als Stütz¬ punkte für die Bauelemente. Für den Betrieb ist der Verstärker in ein allsei¬ tig geschlossenes Gehäuse einzubauen und die Betriebsspannung über einen Durchführungskondensator zuzuführen. Meßwerte der Schaltung Bild 3 zeigt den mit dem Funktionsmuster erreichten Frequenzgang und das Rauschmaß bei eingangs- und ausgangsseitigem 50-O-Anschluß. Die Schwankungen der Verstärkung gegenüber der aufgezeichneten Kurve sind kleiner ±0,5 dB. Wird Wert auf minimales Rauschen gelegt, so entfällt R3. Bild 4 zeigt die Linearität der Verstärkung, der 1-dB-Kompressionspunkt liegt bei PA ~ 36 mW. Die Meßfrequenz ist 145 MHz. 165 Anwendung des Breitbandverstärkers Die hohe Aussteuerbarkeit des Verstärkers (£4 max = 124 dB(rV) gestattet den Einsatz in Antennenverstärkeranlagen im VHF-Bereich sowie als Oszil¬ latorverstärker zur Ansteuerung von Diodenrmgmisehern. Infolge des gerin¬ gen Rauschmaßes läßt sich der Verstärker auch in Eingangsschaltungen einsetzen. Bild 5 zeigt einen Aufbauvorschlag für ein großsignalfestes 2-m- Eingangsteil mit Pegelplan für das Rauschen und die Großsignalfestigkeit. Mit einem Rauschmaß von < 2 dB und einem Interception Point (IP) von +6dBm für den ZF-Verstärker ©, einem Mischerbaustein @ mit einem IP von +14 dBm (wie er mit SWiottky-Diodenringmischern mit + 7 dBm Oszillatorleistung typisch erreicht wird und der etwa - 8 dB 166 Durchgangsverstärkung aufweist) erscheint am Mischereingang ein Rausch¬ maß von 10 dB bei einem IP von +14 dBm. Dieser Baustein ist für einen Kurzwellenempfänger geeignet (f u durch Vergrößern von C1/C5/C9 sowie Z.1/T1/T2 herabsetzen). Ein vorgeschaltetes Bandpaßfilter sollte eine Dämpfung kleiner 1 dB haben. Für den VHF-Bereich wird die Hauptselektion in einem 3-Kreis-Wendel- topfkreis-Filter @ mit etwa 3 MHz Bandbreite und - 3 dB Grunddämpfung vorgenommen. Der vorgeschaltete Breitbandverstärker 870600 (£) mit 21 dB Verstärkung und 1,5 dB Rauschmaß verbessert die Empfindlichkeit auf ein Rauschmaß von etwa 2 dB. Zur Verbesserung der Weitabselektion und zum Schutz des Verstärkers vor zu hohen Signalen, die außerhalb des Empfangsbereiches liegen, ist noch ein Bandpaß © mit geringer Dämpfung (etwa -0,5 dB) vor den Verstärkereingang geschaltet. Das Gesamtrausch¬ maß des Empfängers beträgt etwa 2,5 dB bei einem IP von -3,5 dBm. Bei der Suche nach einer optimalen Variante für die Empfindlichkeit und ein gutes Großsignalveihalten spielen das Rauschmaß und der IP des ZF-Verstärkers eine wesentliche Rolle. Um den ZF-Verstärker (Nachsetz¬ empfänger) nicht zu übersteuern, ist es günstig, in Baugruppe © nur die 1. Stufe (VT1) einzusetzen und die Verstärkung auf etwa 9 dB zu verringern F~2,S 10 V, Ic > 20 mA, P, o, 100 mW, h etwa 8 bis 10 x/ max . Die Transistoren sollten ein möglichst geringes Rauschen bei der maxima¬ len Betriebsfrequenz haben. Versuchsweise wurden andere Transistoren in dieser Schaltung getestet. So z. B. für VT1 ein SF 245 mit einem Arbeits¬ punkt von 7 C = 8 mA und U CE = 9,5 V und für VT2 ein SF 235 mit Ic ~ S mA und U CE = 8,7 V. Im Bereich von 30 bis 150 MHz betrug die Verstärkung 21 dB ± 0,5 dB. Die -3-dB-Bandbreite lag bei 20 bis 220 MHz. Bei einem Wert für RI von 2,65 ü betrug bei 145 MHz das Rauschmaß 4,6 dB und 4,5 dB bei RI = 0. Der IP ist mit -1,7 dBm verhält¬ nismäßig niedrig. Bei einer Erhöhung des Kollektorstroms auf je 9,5 mA (etwa optimale Ausgangsleistung) verbesserte sich der IP auf -0,7 dBm, das Rauschmaß betrug dabei 5 dB. Literatur [1] S. Henschel, Breitbandverstärker mit konstantem Eingangswiderstand. Elektroni¬ sches Jahrbuch für den Funkamateur 1988, Seite 196, Berlin 1987. [2] F. Gärtner, Großsignalfeste Breitbandverstärker für UKW-Anwendungen. Elektro¬ nisches Jahrbuch für den Funkamateur 1985, Seite 135, Berlin 1984. 168 Hocheffektive VHF-Antennen k. Fechtei - ub 5 wn für das 2-m-Amateurband Die intensive Erschließung der VHF-Amateurbänder während der letzten Jahrzehnte führte zum Erscheinen einer großen Anzahl unterschiedlich ge¬ stalteter Antennenkonstruktionen. Besondere Verbreitung fanden in den letzten Jahren Antennen mit verlängerten Tragrohren (Boomrohren). Die Boomlänge solcher Antennen beträgt mehrere Wellenlängen, die Anzahl darauf montierter passiver Elemente erreicht die Zahl 20 und mehr. Die UKW-Amateure verwenden sie häufig zur Durchführung weiter und über¬ weiter Verbindungen bei Aurora, Meteorscatter, Verbindungen über Ama¬ teursatelliten oder Erde-Mond-Erde-QSOs (EME). Das Interesse an Antennen mit verlängerten Tragrohren kann so erklärt werden, daß der Materialaufwand dem gewöhnlicher Tag:-Antennen in etwa entspricht, ihr Gewinn jedoch bedeutend größer ist. Zweitens ist die Kon¬ struktion solcher Antennen unkompliziert, weil alle Elemente auf einem Tragrohr befestigt sind. Drittens besticht die relativ einfache Anpassung der Antenne an das Speisekabel, denn die HF-Energie wird nur einem aktiven Element zugeführt. Allerdings weisen solche Antennen auch einige Mängel auf: mäßige Unterdrückung der Rückwärtsstrahlung (schlechteres Vor-/ Rück-Verhältnis) und eine beträchtliche Verringerung der Arbeitsband¬ breite mit wachsender Elementeanzahl. Eine Reihe interessanter Konstruktionen von VHF-Antennen mit verlän¬ gerten Tragrohren entwickelte der französische Funkamateur F. Tonna (F9FT). Die Antennen nach F9FT haben einen hohen Wirkungsgrad, relativ geringe Abmessungen und Eigenmasse, sie weisen keine abzugleichenden Elemente auf. Möglicherweise ist ihr besonderer Vorzug die leichte Wieder¬ holbarkeit identischer Parameter jeder einzelnen Antenne - selbstverständ¬ lich bei strenger Einhaltung aller Elementeabmessungen. Letzteres gestattet durch die Anordnung einiger gleichartiger Antennen, kompliziertere An¬ tennensysteme mit hohem Gewinn zu realisieren. Die Hauptparameter von F9.Fr-Antennen sind der Tabelle zu entnehmen. Die angegebenen Gewinn¬ werte beziehen sich auf einen Halbwellendipol. Bild 1 zeigt die Darstellung einer 16-Element-Antenne für das 2-m-Band. Ihr Boomrohr besteht aus gewalztem Aluquadratprofilmaterial mit einer Seitenlänge von 20 mm, einer Wandstärke von 1,5 bis 2 mm oder auch aus Rohr mit 20 mm Durchmesser und ebenfalls 1,5 bis 2 mm Wandstärke. Das Boomrohrteil, an dem die Reflektoren und das Strahlerelement befestigt 169 Reflektor Bild 2 Anordnung der beiden Reflektoren am Träg¬ errohrende (links) Bild 3 Befestigungsvariante für Reflektoren und Direktoren (rechts) Bild 4 Strahlerelement der 16-EIement-Antenne (oben) sind, hat das Aussehen eines Schwalbenschwanzes (Bild 2). Die passiven Elemente sind aus 4 mm starken Aluminiumdrähten herzustellen. Durch die Verwendung anderer Materialien (Kupfer, Messing, Alulegierungen) er¬ geben sich keine nennenswerten Verschlechterungen der Antennenparame¬ ter, mit Ausnahme ihrer Masse. Bild 3 zeigt eine mögliche Befestigungsva¬ riante für Reflektoren und Direktoren. Das Strahlerelement mit Z = 75 fi (Bild 4) besteht aus Aludraht 5 mm Durchmesser; für Z = 50 ü aus Alurohren 12 mm Durchmesser sowie einem Anpassungsbügel aus Aludraht 5 mm Durchmesser (Bild 5). Die Strahlerelemente müssen zuverlässig vom Boomrohr isoliert sein. Als Iso¬ liermaterial eignet sich Glashartgewebe, Teflon oder organisches Glas usw. Bild 6 und Bild 7 zeigen schematische Darstellungen einer 9- und einer 13-Element-Antenne für das 2-m-Band. Die Konstruktion der Strahlerele¬ mente mit unterschiedlichen Fußpunktwiderständen (75 bzw. 50 fl) ist aus 170 975 78fl ff f 515 515 515 515 m -■ Träger Reflektor Strahler Direktoren Bild 6 9-EIement-Antenne für das 2-m-Amateurband (oben) 2ß(i wo ?m , ms . ms ms , ms ms , ms , ms ms ms - ► « » ■»—»+•« » I « — •+---i-«—»-u—»+• — *+•— •+•—■ — - --1 ^ _ *. - -H - —- \ 05 05 953 •a- 92.9 313 O 05 1 U 5 05 CD 89? /io 05 00 — 1 — \ Strahler Direktoren Träger Reflektor Bild 7 13-Element-Antenne für das 2-m-Amateurband (Mitte) Bild 8 Bild 9 Strahlereiement mit Z= 75 Q (unten, links) Stralderelemenl mit Z = 50 El (unten rechts) Bild 8 und Bild 9 zu ersehen. Es gibt selbstverständlich gewisse Unter¬ schiede zu den Strahlerelementabmessungen von 16-Element-Antennen, die aus dem Bestreben resultieren, eine bessere Anpassung an die Speiselei¬ tung zu erreichen. Der Boomrohrquerschnitt entspricht dem der 16-Ele- ment-Version (20 mm X 20 mm). Konstruktiv bestehen zwischen allen 3 Varianten keine Unterschiede. 171 133 6Z 73163183 ZOO Z35 Z70 270 270 270 270 270 270 270 270 270 270 270 270 LJ - _ H L. ~ h- LLLJ h*-»- TT h*- n io CM ! 1 io C> Co 300 300 300 i § cm 290 290 290 lo Qd cm Lrj lo S 3 S 3 CM CM 1 cm & cm & CM y Reflektor Strahler Direktoren Bild 10 21-Element-Antenne für das 70-cm-Amateurband (oben) Bild 10 zeigt das Schema einer21-Element-Antenne für das 70-cm-Band. Die Elementeabstände, aus der Skizze zu ersehen, beziehen sich auf eine Speiseleitung mit 75 Q Wellenwiderstand. Für eine Speisung über 50-ß-Ka- bel gelten folgende Abstände: Reflektor - Strahler = 139 mm; Strahler - Direktor 1 = 48 mm; Direktor 1 - Direktor 2 = 68 mm; Direktor 2 - Direk¬ tor 3 = 182 mm. Für alle übrigen Direktoren gelten die in Bild 10 angege¬ benen Abstände. Für das Boomrohr verwendet man gewalztes Aluquadrat¬ profil mit 16,5 mm Seitenlänge oder Alurohr mit 16 bis 17 mm Durchmes¬ ser. Alle passiven Elemente werden aus 4 mm starkem Aludraht hergestellt und unmittelbar auf dem Boomrohr befestigt. Das Strahlerelement (Bild 11) besteht aus 5 mm starkem Aludraht, es muß gut vom Boomrohr isoliert sein. Auf den ersten Blick könnte man meinen, daß die direkte Speisung des symmetrischen Strahlerelements mit unsymmetrischem Koaxkabel keine besonders guten Resultate erwarten läßt, weil in diesem Fall ein Span¬ nungsverhältnis von etwa 2:3 an seinen Enden vorhanden ist. Das führt un¬ vermeidlich zu Strahlungsanteilen mit vertikaler Polarisation, wodurch der Gewinn und das Strahlungsdiagramm verschlechtert werden. Experimente ergaben jedoch, daß eine Speisung der Antenne auf diese Weise möglich ist, wenn der Antenneneingangswiderstand mit dem des Speisekabels über¬ einstimmt und das Strahlereiement zuverlässig vom Boomrohr isoliert wurde. Dabei wird nahezu die gesamte zugeführte HF-Energie abgestrahlt und durch die passiven Elemente eine ausreichend gute Hauptkeule des Strahlungsdiagramms entlang der Antennenhauptachse formiert. Bild 12 und Bild 13 zeigen das horizontale und das vertikale Strahlungsdiagramm einer 16-Element-.F9.FT-Antenne für das 2-m-Band. Um größere Gewinne zu erhalten, vereint man Antennen vom gleichen 172 -EB ohne Kenn-Byte (beginnt also mit dem Tempowert!) einzutragen. Ta2 könnte z.B. ein nur «Eingeweihten» zu¬ gänglicher Kontakt sein. Der eigentliche Melodiebereich beginnt also nach dem letzten Ton-Byte der «Erkennungsmelodie» mit dem Kenn-Byte («F0»). Die Arbeitsweise der CTC ist folgendermaßen festgelegt: Kanal 1 und 2 (Zähler-Mode) bilden einen programmierbaren Frequenzteiler, der die Ein¬ gangsfrequenz (durch D5.1 geteilte Systemtaktfrequenz) in die gewünschte Tonfrequenz umsetzt. Diese kurzen Ausgangsimpulse werden durch den nach [3] als MMV beschatteten D5.2 verlängert und gelangen über VT1 an den Ausgangstransformator ( K31 o. ä.). Kanal 0 (Zeitgeber-Mode) und 3 (Zähler-Mode) realisieren den Tonlängenzähler und sind auch für die Verzögerungszeit nach dem Melodieende verantwortlich. Das in Tabelle 1 aufgeführte Programmlisting enthält nur das Programm und die Zeitkonstantenwerte für Tonhöhe und Tonlänge. Somit ist dem An¬ wender die Möglichkeit gegeben, seine eigenen Melodien einzutragen. Als unentbehrliches Hilfsmittel benutzt man dazu die angedeutete Tabelle 4, die die Noten-Bytes enthält und problemlos vervollständigt werden kann. Tabelle 4 Kodetabelle für Noten (hexadezimal) /, % 'k f % / 2 x /$ 2xJ/ 4 Ton 00 01 02 03 04 05 06 07 Pause 08 09 0A 0B 0C 0D 0E 0F c 1 10 11 12 13 14 15 16 17 cis 1 B 8 B9 BA BB BC BD BE BF ais 2 C0 CI C2 C3 C4 C5 C6 C7 h ! Melodieanfang: F0 Aufbau und Abgleich der Schaltung Die Schaltung analog dem Bild ist auf einer Universalleiterplatte (170 mm x 95 mm) aufgebaut, wobei sämtliche Verbindungen durch 197 05= u 40130 Stromlaufplan des Melodiegenerators: a - Mikrorechnerteil für den Melodiegenerator, b - Steuerteil für die Tonausgabe: Dl - S 4093 D (U, V 4093 D), D2 - UB 880 D S1 (1-MHz- Typ), D4 - UB 857 D SI (1-MHz-Typ), D3 - S 555 CI oder 2 (U 555 C, 2708, o. ä.), D5 - S 4013 D (U. V 4013 D) 198 Schaltlitze realisiert sind. Das hat den Vorteil, bei Änderungen oder Erwei¬ terungen nicht jedesmal eine neue Leiterplatte hersteilen zu müssen. Es sollte aber keine «wüste» Verdrahtung vorgenommen werden. Im Muster sind für alle IS Fassungen vorgesehen, um mehrere Exemplare testen zu können. Das wäre aber nur für den EEROM notwendig. Bei der Inbetrieb¬ nahme ist ein Oszillograf empfehlenswert, mit dem sich auch die Taktfre¬ quenz auf etwa 500 kHz mit CI (C2 in Mittelstellung bringen) einstellen läßt. Steht kein Frequenzzähler zur Verfügung, kann ein Feinabgleich mit C2 wie nachfolgend beschrieben vorgenommen werden. Der Tempowert der «Erkennungsmelodie» wird noch nicht programmiert (FF), und zwischen Tempowert und 1. Ton-Byte programmiert man «55». Bei Auslösung durch Ta2 (kann beliebig oft wiederholt werden) ertönt dann für etwa 4 s der Ton a 1 , den man auf 440 Hz abgleichen kann, wobei alle an¬ deren Töne ebenfalls stimmen. Anschließend kann der eigentliche Tempowert programmiert werden, und die «55» ist auf «00» zu programmieren. Diese kleine Pause vor Melo- iiebeginn dürfte kaum stören. Betriebserfahrung Die vorgestellte Schaltung arbeitet seit 3 Jahren störungsfrei, wobei meh¬ rere Exemplare aller IS eingesetzt waren. Für Dl und D5 wurden aus fol¬ genden Gründen CMOS-IS verwendet: 1) Geringere Stromaufnahme des Taktgenerators durch Wegfall des bei TTL-IS erforderlichen Widerstands von etwa 330 CI und exaktes Taktver¬ hältnis von 1:1, 2) MMV aus D5.2 ist mit TTL-IS nicht zu realisieren. Die Stromversorgung sollte etwa folgende Werte liefern: + 12 V - 100 mA, + 5 V - 350 mA, - 5 V - 70 mA. Bei Verwendung der neuen Spannungsregler-IS B 3170 und B 33 70 wird das Netzteil recht einfach und preiswert. Eventuelle Anfragen sind zu richten an: Werner Ludwig, Schmiedeberger Str. 25 b, Bad Düben 7282. Literatur [1] W. Bobe, Mikrorechner-Minimalsystem generiert Melodien, radio-fernsehen-elek- tronik 34 (1985), Heft 1. Seite 55. [2] W. Müller, Elektronische Hilfsgeräte für das Fotolabor. Reihe «electronica», Band 190, Berlin 1981, Seite 44. [3] K. Schlenzig, CMOS-Technik. Mikroelektronik in der Amateurpraxis 2, Berlin 1984, Seite 52. 199 2i quenzbands vom Vorverstärker fernzuhalten - ist ein Bandpaßfilter für den Frequenzbereich 87 bis 104 MHz mit einer Dämpfung von etwa - 0,5 dB vor dem Breitbandvorverstärker (BW) geschaltet. Der BVV sollte zum Aus¬ gleich der Dämpfung durch die nachfolgenden passiven Elemente eine Ver¬ stärkung von mindestens 20 dB bei einem Rauschmaß kleiner 6 dB aufwei¬ sen. Der maximale Ausgangspegel sollte größer 100 dBpV betragen. An¬ schließend gelangt das verstärkte Signal zu einem Vierfachverteiler, der es in 4 gleiche Pegel rückwirkungsarm aufteilt. Ein nachfolgender HF-Pegelsteller gestattet bei einem Regelumfang von etwa 50 dB die gleiche Einstellung aller empfangenen Pegel. Es schließt sich das Wendeltopfkreisfilter an. Ausgewählt wurde eine 3-Kreis-Filteran- ordnung. Sie hat geringe Durchgangsdämpfung und eine gegenüber einem 2-Kreis-Filter verbesserte Selektionskurve. In einem invers betriebenen 4fachverteiler werden die Signale impedanzrichtig zusammengeführt und an den nachfolgenden Rundfunkempfänger ausgekoppelt. Bandpaß In Bild 2 ist ein einfacher Bandpaß dargestellt, der Signale außerhalb des Rundfunkbands dämpft. Sind in der Nähe des Empfangsortes sehr starke Sender außerhalb des Rundfunkbandes angeordnet, kann es günstig sein, um einer Übersteuerung des BW entgegenzuwirken, 2 Filter hintereinan¬ der zu schalten bzw. ein versteuertes Filter nach Bild 3 einzusetzen. Bild 4 zeigt die Selektionskurve eines Filters nach Bild 2, und Bild 5 gibt einen Aufbauvorschlag wieder. Bild 2 Bandpaß für das UKW-FM-Rundfunkband; CI = 4,7 pF, C2 = 68 pF, LI = 15 Wäg., 0,5-mm-CuL, Körper Sl, Kern Mf 320 (~ 0,6 pH), L2 = 4Wdg„ 0,8-mm-CuAg, 4-mm-Dorn, Luftspule (~ 19,6 nFI) CI = 4,7pF C2 = B8pF C3~Z,ZpF LI * OfipH LZ * 13,6nF L3 - \2pH Bild 3 Bandpaß mit vergrößerter Flankensteilheit zur Unterdrückung von Störan- gen außerhalb des gewünschten Empfangsbereichs 201 Bild 4 Selektionskurve eines Bandpaßfilters nach Bild 2 Bild 5 Außauvorschlag für Bandpaßfilter nach Bild 2 Vorverstärker Als Vorverstärker sind alle HF-Verstärker geeignet, die mindestens 20 dB Verstärkung bei einem Rauschmaß kleiner 6 dB aufweisen. Die maximale Ausgangsspannung sollte mindestens 100 dBjuV betragen. Geeignet sind der Antennenbreitbandverstärker Typ 2712 vom Kombinat VEB Keramische Werke Hermsdorf sowie Breitbandverstärker nach [1] oder [2]. Der BVV nach [2] hat bei einer Verstärkung von 21 dB und einem Rauschmaß von etwa 1,5 dB eine maximale Ausgangsspannung von 124 dBpV. Dieser hohe Wert, maximale Eingangsspannung etwa 100 mV, gestattet auch den Be¬ trieb in der Nähe eines UKW-Rundfunksenders, ohne daß Kreuzmodula¬ tion befürchtet werden muß. Weitere Einzelheiten zum BW findet der Le¬ ser in der Literatur. Selektive Vorverstärker mit gleichen Eigenschaften sind ebenfalls einsetzbar. 202 Verteiler Zum gleichmäßigen Aufteilen der HF-Energie eignet sich ein 4fachverteiler Typ 3 025. Er hat eine Impedanz von 75 fl und eine Rückflußdämpfung von größer 20 dB. Dämpfungssteller Um alle Pegel auf ein gleiches Niveau einstellen zu können, ist in jeder Lei¬ tung ein koaxialer Hochfrequenzspannungsteiler nach TGL 200-8351 ange¬ ordnet. Er wist einen Regelumfang von typisch 60 dB auf. Wendeltopfkreisfilter Optimale Verhältnisse bezüglich Durchgangsdämpfung und Selektion für ein Hochfrequenzbandfilter sind mit einer 3-Kreis-Filteranordnung erreich¬ bar. Um die Filterverluste möglichst gering zu halten, müssen Kreise sehr hoher Leerlaufgüte eingesetzt werden. Mit üblichen Luftspulen in Ab¬ schirmbechern lassen sich bei 100 MHz Leerlaufgüten zwischen 300 und 400 realisieren. Die für den vorgesehenen Verwendungszweck erforderli¬ chen Güten liegen aber bei 800 bis 1000. Diese hohen Werte sind nur mit Wendeltopfkreisfiltern erreichbar. Wendeltopfkreisfilter sind A/4-Resonato- ren, die an Stelle eines geraden einen gewendelten Innenleiter haben. Die Form des Außenleiters kann rund oder eckig sein. Für eine hohe Güte muß der Außenleiter eine hohe elektrische Leitfähigkeit und eine glatte Oberflä¬ che aufweisen. Durch die gewendelte Form lassen sich verhältnismäßig kleine Abmessungen erreichen. Um diese Filter über einen gewissen Frequenzbereich abstimmen zu können, werden sie am offenen Ende kapazitiv belastet. Der Abstimmtrim¬ mer sollte geringe Verluste (Lufttrimmer) und eine geringe Kapazität (klei ner 3 pF) aufweisen. Durch die kapazitive Belastung wird die Wendel me¬ chanisch verkürzt, und es tritt eine Verringerung der Güte ein. Weitere Ein¬ zelheiten zu Wendeltopfkreisen findet der Leser in [3], [4] und [5]. Für eine bessere Bearbeitungsmöglichkeit und eine möglichst glatte Oberfläche (da¬ durch höhere Güte) muß der Außenleiter eines Wendeltopfkreises eine runde Bauform haben. Es sollte möglichst gezogenes Rohr verwendet wer¬ den, gebogene oder gerollte Bleche haben an den Stoßstellen hohe Über¬ gangswiderstände. Die Innenwand des Topfes muß eine hohe elektrische Leitfähigkeit aufweisen, wobei eine glatte Kupferoberfläche ausreichend ist. Bild 6 zeigt den Grundaufbau eines Wendeltopfkreises. Bei einem Innen¬ durchmesser des Außenleiters von 40 mm ist im UKW-Rundfunkband mit Leerlaufgüten um 800 zu rechnen. Alle Abmessungen für den Wendeltopf¬ kreis für das Band II sind aus Bild 6 zu ersehen. Die Spule besteht aus 1,5 mm starkem versilbertem Kupferdraht mit einer möglichst glatten Ober¬ fläche. Beim Anlöten des masseseitigen Anschlusses ist auf geringen Über- 203 gangswiderstand zu achten, da an dieser Stelle sehr große Ströme fließen. Auch der Einkoppelpunkt am niederohmigen Ende der Spule muß für eine hohe Güte sehr sauber ausgeführt sein. Eine durch Zinnreste vergrößerte Oberfläche der Spule führt zu erhöhten Verlusten. Um eine optimale Kopp¬ lung nur über die Koppelkapazitäten zu erreichen, ist das Wendeltopfkreis- filter beidseitig hochfrequenzdicht zu verschließen. Am einfachsten ge¬ schieht das durch Einschrauben passender Deckel. Die Länge des Topfes ist dabei um die beidseitige Materialstärke zu vergrößern. Bild 7 gibt den Stromlaufplan eines ßkreisigen Wendeltopfkreisfilters wieder. Bild 8 zeigt die Draufsicht eines aus 3 Wendeltopfkreisen nach Bild Bild 6 Auflau eines Wendeitopfkreises Bild 7 Stromlaufplan eines 3-Kreis- Wendeltopf- kreisftlters Bild 8 Auflatworschlag für ein 3-Kre'is-Wendeltnpf- kreisfilter mit rundem Außenleiter (a), Seiten¬ ansicht des Filters nach Bild 8 (b) (*) T Ck CS (*) T s Dämpfungsste Iler bzw. Koaxialkabel b) (Eingang) Einzelsegmente verlöten Spulsnabmessungen siehe Bild 10 CI... C3 Lufttrimmer 8203 (*) 90 dB, - Einstellbereich für Flöhen und Tiefen >15 dB, - hohes Signal-ZRausch-Verhältnis, - geringer Klirrgrad, - präziser Gleichlauf. Die Stellerfunktionen Lautstärke (einschließlich der gehörrichtigen Fre¬ quenzgangkorrektur), Balance, Höhen und Tiefen lassen sich auf der Grundlage elektronischer Potentiometer realisieren. Ein solches elektroni¬ sches Potentiometer besteht für integrierte Analogsteller vorteilhaft aus 2 kreuzgekoppelten Differenzverstärkern mit Stromverteilungssteuerung und entsprechender Zusatzbeschaltung. Die gewünschte Übertragungseigen¬ schaft in Abhängigkeit von der steuernden Gleichgroße wird ähnlich wie 223 beim Operationsverstärker durch Gegenkopplungsimpeda'nzen bestimmt. Jedoch bewirkt in diesem Fall die Steuergröße eine bestimmte Aufteilung des Signals auf 2 Zweige, deren Übertragungsverhalten getrennt festgelegt werden kann. Bei einfacher Lautstärkestellung wählt man in einem Zweig frequenzun¬ abhängige Verstärkung, im anderen maximale Dämpfung. Die Frequenzab¬ hängigkeit der Lautstärkeempfindung unseres Gehörs wird bekanntlich vom Schalldruck beeinflußt. Stimmt die Wiedergabelautstärke mit der Aufnah¬ melautstärke nicht überein, kommt es bei einfacher Lautstärkestellung zu einer Abweichung vom Originalklang. Eine gehörrichtige Lautstärkestel¬ lung erzielt man, indem man einen Zweig frequenzunabhängig beschältet, den anderen aber mit der gewünschten Frequenzgangkorrektur versieht (Physiologiesteller). Die Höhen bzw. Tiefen lassen sich durch eine Beschaltung beeinflussen, die in einem Zweig eine Anhebung, im anderen eine Absenkung der hohen bzw. tiefen Frequenzen ermöglicht. Bei Gleichverteilung des Signals ist der Frequenzgang dann linear. Eine nähere Erläuterung des Aufbaus elektroni¬ scher Potentiometer und ihrer zweckentsprechenden Beschaltung bringt [1], Innenaufbau und Außenbeschaltung des A 1524 D Bild 1 gestattet einen Bück in das «Innenleben» des A 1524 D. Dabei wurde nur der rechte Kanal in seinem prinzipiellen Aufbau herausgestellt. Die Kenntnis dieses Grundaufbaus genügt für den Anwender vollauf. Am Si- gnaleingang (pin 4) befindet sich ein Spannungsfolger, der einen hochoh¬ migen Eingangswiderstand und somit Unabhängigkeit vom Quellwider¬ stand sicherstellt. Der nachfolgende Lautstärkesteller besteht aus einem Verstärker mit Stromausgang und einem elektronischen Potentiometer, des¬ sen 1. Ausgang auf den Eingang dieser Kombination gegengekoppelt wird. Eine zusätzliche Gegenkopplung geschieht durch steuerbare Stromquellen vom Stromausgang des Lautstärkeverstärkers auf seinen eigenen Eingang und auf den Signaleingang. In dieser Stufe wird außerdem die Balance durch Verschiebung der Arbeitspunkte auf der Steuerkennlinie der Laut¬ stärkesteller gesteuert. Der 2. Ausgang des Lautstärkestellers führt an den Tiefensteller. Dieser ist ähnlich aufgebaut wie der Lautstärkesteller. Der aus pin 5 herausflie¬ ßende frequenzabhängige Signalstrom wird in das elektronische Potentio¬ meter eingespeist und führt abhängig von der Steuerspannung des Potentio¬ meters durch Verändeamg der Verstärkung und Gegenkopplung zu einer Tiefenanhebung bzw. -absenkung. Danach wird das Signal in den Höhen¬ steller eingespeist. Prinzipiell liegt in diesem Fall die gleiche Funktion wie beim Tiefensteller vor. Für beide Steller benötigt man extern nur je 1 Kon¬ densator. Das Signal wird über einen intern gegengekoppelten Operations¬ verstärker ausgekoppelt. Neben den beiden Signaltrakten enthält der Schaltkreis 2 Baugruppen zur problemlosen Bereitstellung der unmittelbar wirkenden Steuergleich- 224 Bild 2 Meß- und Anwenderschaltung des A 1524 D großen. Die interne Stromversorgung bewirkt die Brammunterdrückung und die Erzeugung der Referenzspannungen intern sowie der Referenz¬ spannung an pin 17. Diese Referenzspannung von 3,8 V wirkt als Oberspan¬ nung für die Stellpotentiometer. Über den Steuerspannungskonverter wer¬ den die jeweils an pin 1, pin 9, pin 10 und pin 16 eingestellten Steuerspan¬ nungen den internen Stellgliedern beider Kanäle zugeführt. Bild 2 zeigt den Schaltkreis im Blockaufbau mit Außenbeschaltung. Die Betriebsspannung wird an pin 3 angelegt; an pin 2 befindet sich ein Ab¬ blockkondensator. Zwischen den Ausgängen und pin 6 bzw. pin 13 liegen Gleichspannungsgegenkopplungen; sie reduzieren den bei analogen Stell¬ vorgängen unvermeidlichen Offset und ermöglichen höhere Aussteuerbar¬ keit und damit besseres Signal-/Rausch-Verhältnis. Die Steuerspannungen werden über lineare Potentiometer abgenommen, wobei man gegen das Eindringen von Störspannungen einen Siebkondensator vorsehen kann. Die Eckfrequenz des Tiefenstellers liegt mit dem 56-nF-Kondensator bei 430 Hz, die des Höhenstellers mit dem 15-nF-Kondensator bei 2,8 kHz. Für die gehörrichtige Lautstärkestellung ist keine besondere Beschaltung erfor¬ derlich, da ein Teil des Einstellbereiches des Tiefenstellers mitbenutzt wird. Diese sehr ökonomische Lösung wird mit einer tolerierbaren Einschrän¬ kung des Einstellbereichs für die Tiefen erkauft. Mit S wählt man zwischen normaler und gehörrichtiger Lautstärkestellung. Wird er geöffnet, liegt der Strom aus pin 17 unter 500 pA, wodurch die Physiologiewirkung einge¬ schaltet ist. Kennwerte und Kennlinien Auf Grundlage der in Bild 2 angegebenen Beschaltung wurden die in Ta¬ belle 1 dargestellten Kenndaten ermittelt. Beziehen sich einzelne Kennda¬ ten auf von 12 V abweichende Betriebsspannung, so ist das angegeben. Bild 3 zeigt eine Beschaltungsmöglichkeit für erweiterten Tiefeneinstellbereich. In Bild 4 bis Bild 10 sind die vom Hersteller angegebenen Abhängigkeiten dargestellt. Tabelle 1 Kenndaten des A 1524D (U cc = 12 V, /= 1 kHz) Parameter Einheit typ. Wert Stromaufnahme mA 40 maximale Abregelung (ü, = IV) dB 80 maximale Verstärkung (U\ = 0,1 V) dB 21 Tiefenstellumfang (t^ = 0,1 V, /= 40 Hz) dB + 17,8 -21,3 Höhenstellumfang (Ui = 0,1 V, /= 16 kHz) dB + 14,6 -14,8 Balancestellumfang (U, = 0,1 V) dB +0,32/—43,7 —41,5/+0,14 226 Parameter Einheit typ. Wert Rauschspannung abgeregelt R = 600n5 Rauschspannung aufgeregelt ' 0 ' pV ßV 52 225 Übersprechdämpfung (f= 10 kHz, Eingang offen, U, = U 0 = 1V) R - L dB 68,2 L-R Brummunterdrückung dB 71,2 (Ro = 600 O, 7 U = 0 dB, /= 100 Hz, t/ Brumm = 0,2 V) Aussteuerfahigkeit der Ausgänge dB 47 U t = 0,3 V, k = 0,5%, /= 1 kHz V 3,2 U t = 0,3 V, k = 1%,/= 40 Hz V 2,4 U, = 0,3 V, k= 1%,/= 16 kHz V 2,5 U cc = 15 V, = 0,5 V, k = 0,5%, /= 1 kHz Aussteuerfähigkeit der Eingänge V 4,0 £/„ = l V, fc= 0,5%,/= 1 kHz V 2,5 (7 CC = 15 V, £4 = 1 V, Jfc = 0,5%, /= 1 kHz V 2,5 Klirrfaktor (£7, = 0,3 V, £4 = 1 V, /= 1 kHz) Eingangsimpedanz % 0,13 K = 20 dB kn 11,3 V u = -40 dB kn 115 Ausgangsimpedanz n 23 's/n s/ß > 70/r Bild 3 Beschallung für erweiterten Tiefenstellbereich beim A 1524 D Bild 4 Stellumfang für Lautstärke und Balance beim A 1524 D 227 BildS Stellumfang für Höhen und Tiefen beim A 1524 D 50 W 30 20 10 0 10 dB 20 Kl-► Bild 6 Rauschspannung in Abhängig¬ keit von der Verstärkung (A 1524 D) 0 0,5 Iß 1,5 V 2,0 U 0 -► Bild 7 Klirrfaktor in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung (A 1524 D) 228 Erreichbarer Bereich für den Frequenzgang des A 1524 D (Physiologiewirkung aus) 5 7 7ff 2 2 3 5 7 IO 3 2 3 5 7 Hz f -► Bild 9 Erreichbarer Bereich für den Frequenzgang des A 1524 D mit erweitertem Tiefenstellbe¬ reich (Physiologiewirkung aus) Bild 10 Frequenzgänge bei Physiolo¬ giewirkung ein und ohne Hö¬ hen- bzw. Tiefenbeeinßussung (A 1524 D) Einsatz des A 1524 D in NF-Konzepten Beim Einsatz integrierter elektronischer NF-Steller in Verstärkeranordnun¬ gen sind prinzipiell andere Kriterien zu berücksichtigen als bei passiven Stellern. Bei den integrierten Stellern befindet sich das elektronische Poten¬ tiometer für die Lautstärke am Eingang. Nur so läßt sich die erforderliche hohe Eingangssignalverträglichkeit realisieren und bei hohen Eingangs¬ spannungen bei gleichzeitiger Anhebung im Tonsteller interne Übersteue¬ rung vermeiden. Damit wird aber das Ausgangsgrundrauschen des Systems durch die nachgeschalteten Tonsteller bestimmt. Diesen Nachteil kompen¬ siert man, indem eine definierte Verstärkung im Lautstärkesteller vorge¬ nommen wird und sich auf diese Weise der Signal-/Rausch-Abstand im wirksamsten Teil des Lautstärkestellbereichs verbessert. Der Steller muß grundsätzlich so in das Konzept eingefügt werden, daß er in einem Pegelbe¬ reich arbeitet, der optimales Signal-/Rausch-Verhältnis gewährleistet. Dar¬ aus folgt, daß die Endstufenempfindlichkeit an die Stellerausgangsspan¬ nung angepaßt werden muß. Die in der TGL für NF-Verstärker festgelegten minimalen und maxima¬ len Eingangspegel von U imin = 0,2 V und t/ imax =2 V legen das erste Krite¬ rium fest. Um maximales Signal-ZRausch-Verhältnis zu erzielen, muß man daher den Pegel der Eingangsspannung so festlegen, daß ihr Maximalwert mit dem des Stellereingangspegels zusammenfällt. Bei dem minimalen Si¬ gnalpegel von 0,2 V muß bei voller Aufregelung und linearer Klangstellung bei 1 kHz die Nennausgangsleistung erreicht werden. Aus Gründen eines guten Signal-/Rausch-Verhältnisses bei Nenneingangsspannung U intnn = 0,5 V dürfen bei U imm keine Verstärkungsreserven zugelassen werden. Als zweites Kriterium ergibt sich die entsprechende Ausgestaltung der Endstufe. Die sich bei U imin und maximal eingestellter Verstärkung von ty¬ pisch 21 dB ergebende Ausgangsspannung von 2,25 V ist über einen Span¬ nungsteiler gemäß der Endstufenempfindlichkeit zu reduzieren. Die End¬ stufenempfindlichkeit liegt bei Verwendung integrierter Schaltkreise na¬ hezu fest. Besteht jedoch die Möglichkeit, die Verstärkung der Endstufe ohne nennenswerte Parameterverschlechterung den Anforderungen anzu¬ passen, ist das zu bevorzugen (weitere Verbesserung des SignaL/Rausch- Abstands). 2 interessante Applikationsschaltungen An Hand der folgenden, vom Hersteller in [2] angegebenen Applikations¬ schaltungen soll die Dimensionierung beim Ansteuern von NF-Leistungs- verstärkerschaltkreisen praktisch dargestellt werden. Bild 11 zeigt den A 1524 D im Zusammenwirken mit 2 Leistungsverstär¬ kern A 2 030 D, Die Ausgangsleistungen sind je 15 W an 4 CI. Die Ausgangs¬ spannung beträgt dann 7,75 V. Die Betriebsspannung für den A 1524 D wurde mit 12 V, die für die Endverstärker mit 30 V festgelegt. Die Endstu¬ fenverstärkung beträgt 30 dB. Bei dieser Verstärkung arbeitet der A 2030 D 230 Bild 12 Stereo-NF-Verstärker mit A 1524 D und A 2005 D Tabelle 2 Meßwerte an der Schaltung nach Bild 11 Ui in V «o in V P Q in W (mW) k in % SRV in dB 2 7,75 15 0,11 89,5 0,5 7,75 15 0,22 85,6 0,2 7,75 15 0,1 79,8 2 0,447 (50) 0,47 67 0,5 0,447 (50) 0,12 66,7 0,2 0,447 (50) 0,1 66 0,5 abgeregeit 200 jiV 10 nW — — sehr stabil und benötigt keine zusätzliche Frequenzkompensation. Zum Er¬ reichen der Ausgangsleistung ist eine Eingangsspannung von 245 mV erfor¬ derlich. Die Ausgangsspannung des A 1524 D ist daher entsprechend zu re¬ duzieren. Gewählt wurde ein Widerstandsteiler von 75/10 k!2. Die Physiolo¬ giewirkung wird über ein RC-Glied abgeschaltet, um Knackgeräusche beim Schalten zu vermeiden. Bild 12 zeigt einen NF-Verstärker mit einer Ausgangsleistung von 2 x 8 W an 4 Ü (Ausgangsspannung dann 5,65 V). In diesem Fall werden der A 1524 D und der A 2 005 D eingesetzt. Die stabilisierten Betriebsspannun¬ gen betragen 12 und 18 V. Beim A 2005 D wird die Endstufenverstärkung für 29 dB dimensioniert - zum einen aus Stabilitätsgründen, zum anderen wegen der maximal zulässigen Eingangsspannung des A 2005 D von 250 mV. Zum Erreichen der Ausgangsleistung sind etwa 200 mV erforder¬ lich. Auch in diesem Fall ist die schon erwähnte Ausgangsspannung des A 1524 D von 2,25 V über einen Widerstandsteiler an die Eingangsempfmd- lichkeit anzupassen. Es wurde ein Spannungsteiler 82/8,2 kO eingesetzt. In Tabelle 2 und Tabelle 3 sind die erreichbaren Signal-/Rausch-Ab- stände beider Schaltungen bei U imin , U msnB und £/ imax sowohl bei Nennaus¬ gangsleistung als auch bei 50 mW angegeben. Die 50 mW entsprechen Zim¬ merlautstärke; der Wert des SignaF/Rausch-Verhältnisses ist dabei am aus¬ sagefähigsten. Die Signal-/Rausch-Abstände wurden unbewertet mit einer Tabelle 3 Meßwerte an der Schaltung nach Bild 12 Ui in V t/ 0 in V P„ in W (mW) k in % SRV in dB 2 5,65 8 0,21 88 0,5 5,65 8 0,39 85 0,2 5,65 8 0,28 79,5 2 0,447 (50) 0,45 69 0,5 0,447 (50) 0,12 68,5 0,2 0,447 (50) 0,09 67,8 0,5 abgeregelt 160 pV 6,5 nW — — 232 Bandbreite von 15 Hz bis 15 kHz bei ausgeschalteter Physiologiewirkung ermittelt. Die gemessenen Parameter und ermittelten Abhängigkeiten dokumentie¬ ren, daß mit dem integrierten NF-Steller A 1524 D und der angegebenen Dimensionierung sehr gute NF-Konzepte bis zu mittleren Ausgangsleistun¬ gen realisiert werden können. Literatur [1] W.Eckert/E.-A. Kilian, Wirkungsweise und Anwendung elektronischer Steller und Schalter. Beitragsserie in «Funktechnik» 9/1983 bis 2/1984. [2] P. Edelmann, A 1524 D - kostengünstige, hochintegrierte NF-Stereo-Einstellkom- binatiqn. Tagungsmaterial des 12. Mikroelektronik-Bauelemente-Symposiums 1987, Frankfurt/Oder. ELEKTRONIK- S FLITTER Entzerrerschaltung mit Operationsverstärker In zunehmendem Maß werden auch in der NF-Verstärker-Schaltungspraxis Opera¬ tionsverstärker als aktive Bauelemente eingesetzt. Ein Beispiel'dafür zeigt die unten¬ stehende Schaltung, die einen Entzerrerverstärker für hochwertige magnetische Schall- platten-Tonabnehmer darstellt. Das für die Entzerrung erforderliche, frequenzabhän¬ gige Gegenkopplungs-fiC-Netzwerk hegt zwischen Ausgang und invertierendem Eingang. Dimensioniert ist es für die geltende RIAA-Schneidkennlinie. 50 Hz = R3 ■ C2 = 3180 ps, 500 Hz = R2 ■ C2 = 318 ps, 2120 Hz = R2 ■ CI = 75 ps, 21200 Hz = RI • CI = 7,5 ps. Der Eingangswiderstand ist etwa 47 kü, die Stromversorgung erfolgt mit ± 10 bis ± 15 V. Literatur electrotehnicar, Heft 1/1984, Seite 20. K.H.S. 233 Spielspaß - eine Anfängerschaltimg für Ausbildung Ing. Egon Klaffke - Y22FA Und Spiel Frage-und-Antwort-Spiele sowie Reaktionstests gehören mit zu den belieb¬ testen Betätigungen der Pioniere und Schüler. Soweit sie bereits in den Ausbildungsgruppen des Radiosportverbands der DDR oder in Arbeitsge¬ meinschaften organisiert sind, trägt dieser Beitrag von der bautechnischen Seite der Elektrotechnik/Elektronik zur Bereicherung der Ausbildung bei. Die Schaltung ist aber auch einsetzbar für didaktische Spiele im außerun¬ terrichtlichen Bereich. Grundidee Mit der vorgestellten Schaltung soll gesichert werden, daß sich ein Schüler, der zuerst eine Lösung gefunden hat, als erster melden kann und auch als erster Beteiligter erkannt wird. Technisch läßt sich diese Aufgabenstellung als Verriegelungsschaltung lösen, indem Spieler A durch Tastendruck die Zuleitung des Spielers B unterbricht, also den Signalfluß stoppt (Bild 1). Gleichzeitig wird verhindert, daß bei Tastendruck des Spielers B doch noch seine Signallampe leuchtet. Durch den Tastendruck des Spielers A zieht das Relais A an. Ein Kon¬ takt des Relais A öffnet den Spulenstromkreis des Relais B. Damit hat der Spieler B keine Möglichkeit mehr, sich zu melden (Bild 1 und Bild 2). 234 Bild 3 Kontaktbelegung der TT-Re¬ lais (Modelleisenbahn) Bild 4 Bauschaltplan der Spielspaß- Schaltung Relaisschaltung Eine für den Anfänger überschaubare Schaltung kann mit 2 TT-Relais (Mo¬ delleisenbahn) als Brettschaltung aufgebaut werden. Bild 3 zeigt die Kon¬ taktbelegung eines TT-Relais und Bild 4 den Bauschaltplan. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß aus dem Zubehörtransformator einer Modelleisenbahn die Versorgungsspannung 16 V für die Relaisspulen und die Glühlampen HL zur Verfügung steht. Alle weiteren Einzelheiten sind aus Bild 4 ersichtlich. Ein Umschalter wird für die Verriegelung, der andere für die Glühlam¬ pen benutzt. Sicher gibt es andere Möglichkeiten, aber dadurch ist ein ein¬ facher stufenweiser Aufbau möglich. Als Taster können übliche Klingel¬ knöpfe oder andere eigene Konstruktionen verwendet werden. NAND-Schaltung Die Verwendung von NAND-Gattern hat sich bei der Einführung in die Schaltkreistechnik immer wieder bewährt. Der anfängliche Nachteil besteht im Einlöten der Schaltkreise. Die geringen pin-Abstände wirken erschwe¬ rend. Ältere Kameraden werden ihre Hilfe hier nicht versagen. Bild 5 zeigt AZ XI Bild 5 Prinzipielle Schaltung mit NAND-Gattern 235 Y Kl XZ Y1 Y1 Bild 6 Zitstandstabelle der Prinzipschaltung nach Bild 5 und Funktion: Y= X1X2 VXlX2 L L L L HL HL LH LH H H L L VT1, VTZ SG 236 HU, HLZ kV10,05A Bild 7 Stromlaufplan der Spielspaß-Schaltung mit NAND-Gattern das Prinzip, Bild 6 die Zustandstabelle und Schaltfunktion, ln Bild 7 ist die vollständige Schaltung aus D /OO-Gattern dargestellt. Für die negierten Ein¬ gänge wird je ein D /00-Gatter eingesetzt. Die AND-Funktion läßt sich mit einem NAND und einer nachgeschalteten Negation erreichen. RESET RESET kann eingefügt werden, wenn man eine weitere Signalleitung und zur Verknüpfung einen 3fach-NAND (D 110 D) verwendet (Bild 8 und Bild 9). Nachzuschalten ist der Lampenverstärker nach Bild 7. Y XI Kl X3 Y1 Y2 L L L L L H L L HL L H L LH H L H L L L H H 'L L H H H L L Bild 8 Zustandstabelle für RESET und Funktion: Y XI X2 X3 VX1X2X3 236 X3 X2 XI o 9 9 Bild 9 Teilstromlauf plan für RESET Anwendungen - Frage-Antwort-Spiel, - Reaktionsspiel, - Reaktionstest, - Lern- und Ausbildungsgerät. Dabei ist die Ausarbeitung von Fragen und Antworten zu bestimmten Themen erforderlich. Diese Grundschaltungen können für 3 und mehr Mit¬ spieler weiterentwickelt werden. Außerdem ist es ratsam, Schaltkreise ande¬ rer Baureihen einzusetzen und damit die Teilnehmer «spielend und ler¬ nend» tiefer in diese Technik eindringen zu lassen. Dipl.-Jur. Knut Theurich Digitale Frequenzanzeige für FM-Runiifunkgeräte Mit dem nachfolgend beschriebenen Baustein haben Elektronikamateure die Möglichkeit, ihre Eigenbau-FM-Rundfunkempfangsgeräte mit einer di¬ gitalen Frequenzanzeige auszurüsten. Das Spektrum der bisher in der DDR-Literatur veröffentlichten Schaltungen reicht vom mikroprozessorge¬ steuerten Synthesizertuner mit alphanumerischer Anzeige [1] bis zur einfa¬ chen Schaltung mit dem B 555 D als Steuerelement, die auch ohne Quarz brauchbare Eigenschaften aufweist [2], Außer der Veröffentlichung in [2] ist jedoch allen ein Mangel eigen: Fehlende Leiterplattenentwürfe erschweren vor allem Anfängern den Nachbau [3], [4], [5]. Dazu kommen bei [4] und [5] Probleme bei der Beschaffung der darin verwendeten Importbauelemente. Die Frage, ob eine digitale Frequenzanzeige an einem Rundfunkgerät sinnvoll ist, dürfte die Entwicklung der Heimelektronik inzwischen eindeu¬ tig mit ja beantwortet haben. Die zum Zeitpunkt der Manuskripterarbei- tung angekündigten Typen von Schaltkreisen aus der DDR-Produktion las¬ sen vermuten, daß unsere Industrie in Kürze ebenfalls Rundfunkempfangs¬ technik hersteilen wird, die über derartigen Komfort verfügt. Die Vorteile liegen jedenfalls auf der Hand: Zum einen erhöhen sich Bedienkomfort und Abstimmtreffsicherheit, zum anderen erübrigen sich Konstruktion und Realisierung einer Skalenmechanik. Dieser Aspekt dürfte auch für Ama¬ teure von Bedeutung sein. Daß eine rot- oder grünleuchtende Frequenzan¬ zeige auch den optischen Eindruck eines Eigenbaugeräts verbessert, dürfte ebenfalls als erwiesen gelten. Von Versuchen, industriell gefertigte Rundfunkempfänger nachträglich damit auszustatten, muß abgeraten werden, da die Anzeige nicht für die AM-Bereiche vorgesehen ist. Meist ist es auch schwierig, für die Leiter¬ platte und die Anzeige im Gerät einen geeigneten Platz zu finden. Dazu kommen gestalterische Aspekte bei der Anordnung der Anzeige an der Frontplatte. Nicht zuletzt ergeben sich auch Probleme im Hinblick auf die Garantie und den Service! Bei der Schaltungsentwicklung galten folgende Prämissen: - Bis auf den Schaltkreis MH 74 S 112 von TESLA ausschließlicher Einsatz von DDR-Bauelementen; - Verwendung von Low-Power-Scftorrky-Schaltkreisen zur Senkung der Stromaufnahme; - Anzeige nach dem in der DDR üblichen 100-kHz-Senderraster [6]; 238 - Zeitbasis mit einer weitverbreiteten Quarzfrequenz; - Angabe eines Leiterplattenentwurfs zur Erleichterung des Nachbaus; - Berücksichtigung einiger Ausweichlösungen bei der Bauelementebestük kung; - Verzicht auf die Angabe einer Leiterplatte für die Anzeige, da diese zu meist entsprechend den jeweiligen Gegebenheiten angefertigt werden muß. Eventuell kann man auf den Entwurf in [2] zurückgreifen. Stromlaufplan (Bild 1) Ein linearisiertes CMOS-NAND-Gatter Dl.l erregt in Standardschaltung einen 200-kHz-Quarz. Quarze dieser Frequenz sind weit verbreitet, da sie als Trägerfrequenzquarz für magnetomechanische Filter in recht großen Stückzahlen eingesetzt werden. Über das als Tor arbeitende Gatter Dl.2 ge¬ langen die 200-kFIz-Impulse auf einen aus 2 DL 093 D bestehenden Teiler mit einem Teilerverhältnis von 256'-1. Am Ausgang Q D werden H-Impulse mit einer Länge von 640 ps abgegriffen, mit denen jeweils das Flip-Flop D2.1 freigegeben wird. Bei dieser Schaltung erübrigt sich ein gesondertes Torgatter. Die Ablaufsteuerung der Zählerlogik wird von 2 monostabilen Multivi¬ bratoren bewirkt. In Bild 2 ist das Impulsdiagramm dargestellt. Die abfal¬ lende Flanke des 640-ps-Torimpulses triggert D13.1, dessen Haltezeit etwa 100 ms beträgt. Für diese Zeit werden die Ausgänge der Dekoder freigege¬ ben. Dl.2 sperrt für diese Zeit und verhindert auf diese Weise, daß 200-kHz-impulse zum T A -Eingang von Dil gelangen können. Die abfallende Flanke am Q-Ausgang von D13.1 triggert D13.2, an des¬ sen Ausgängen komplementäre Impulse von etwa 1 ps Dauer entstehen. Diese bewirken die Rückstellung von D2.2, D3 und D7 sowie die Vorein¬ stellung der Zählerschaltkreise D4, D5, D6. Die Haltezeiten der Monoflops sind unkritisch. Der HF-TTL-Impulsformer stammt aus [7], Ergänzt mit einer SF 24J-Vorstufe, genügen bei 115 MHz Eingangsfrequenz 25 mV zur sicheren Triggerung des MH 74 S 112. Bei der niedrigsten Frequenz des Tuneroszil¬ lators reichten bereits 10 mV aus. Da die meisten Hersteller für diesen Schaltkreis nur 80 MHz als maximale Taktfrequenz garantieren und 125 MHz als typischen Wert angeben, wurde das im Muster eingesetzte Exemplar auf seine Grenzfrequenz getestet. Bei geringfügig erhöhter Be¬ triebsspannung funktionierte es bis 138 MHz. Das bestätigt die Meßergeb¬ nisse in [7]. Dem 1. Flip-Flop folgt D2.2 und ein 16:l-Teiler mit einem DL 093 D. Letzterer kann einerseits die an seinem Eingang maximal auftretende Fre¬ quenz von 29 MHz mit Sicherheit verarbeiten, andererseits gibt er nach je¬ dem 8. Zählerzustand eine LH-Flanke an D4 ab, was diesen weiterschaltet. Dadurch arbeitet die Anzeige exakt im 100-kHz-Raster. Auf diese Weise werden z. B. 102,3 MHz zwischen 102,25 MHz und 102,35 MHz angezeigt! Die übrige Zähl- und Anzeigeschaltung weist keine Besonderheiten auf. 239 240 Bild 1 Stromlaufplan der digitalen Fre¬ quenzanzeige D 72 Qd Tor- Flip-Flop DZ.l freigegeben BW 8 [] 13.1 8 SW/js «0,1S Anzeige eingeschaltet Zeitbasis über D1.Z stoppen n]32 Q _ $ _II_Zö rücksetzen [] 13.2. 5 --- - 1 |- D8... D9 voreinsteilen “ D2.1 und D7rücksetzen Bild 2 Impulsdiagramm zur Veranschaulichung der Abläufe der Zählersteuerung Die Dateneingänge von D4, D5 und D6 sind so beschältet, daß die Zähler¬ stellen der Zwischenfrequenz entsprechend auf «3», «9» und «8» voreinge¬ stellt werden. D7 steuert die 100-MHz-Stelle an. Stromversorgung Die TTL-Schaltkreise erfordern eine Betriebsspannung von 5 V. Vor allem im Interesse einer möglichst hohen Grenzfrequenz des 1. Schottky- Flip- Flop sollte diese Spannung möglichst genau eingehalten werden. Zur Er¬ zeugung der Betriebsspannung bieten sich mehrere Möglichkeiten an, auf die man je nach den Gegebenheiten des Rundfunkgeräts bzw. seines Netz¬ teils und je nach vorhandenen Bauelementen zurückgreifen kann. Ohne Anzeige betrug die Stromaufnahme beim Muster 145 mA, mit Anzeige 340 mA. Baut man eine Stabilisierungsschaltung mit modernen Spannungsregler¬ schaltkreisen wie B 3170 V oder MA 7805 auf, so sind diese Bauelemente auf entsprechend dimensionierte Kühlflächen zu montieren. Dabei ist zu beachten, daß beim B 3170 V die Kühlfahne mit dem Ausgang der Stabili¬ sierungsschaltung verbunden ist, wogegen sich der MA 7805 direkt auf die Massefläche schrauben läßt. Läßt es sich aus konstruktiven Gründen nicht ermöglichen, eine Kühlflä¬ che zu realisieren, die bei der gegebenen Betriebsspannung die Verlustlei¬ stung umsetzen kann, die bei der Versorgungsspannungserzeugung für die Gesamtschaltung entsteht, so kann die Anodenspannung auch getrennt er¬ zeugt werden. Man beachte, daß diese Spannung 6,5 V nicht übersteigen sollte, um die Ausgänge der Dekoder keinesfalls zu gefährden. Schleift man entsprechend berechnete Widerstände in die Katodenleitungen der Anzei- gebaueiemente ein, so darf die Anodenspannung auch im Bereich zwischen 6,5 und 15 V liegen. Noch höhere Spannungen sind unzulässig und können zur Zerstörung der I 2 L-Dekoder führen. 241 Abweichungen von der Originalbestückung Prinzipiell können an Stelle der Low-Power-ScAnU/iy-Schaltkreise auch Ty¬ pen der Standardreihe eingesetzt werden. Das fand beim Entwurf der Lei¬ terplatte Berücksichtigung, indem an den Ausgängen von D8, D9 und D10 Lötaugen für Vorwiderstände vorgesehen wurden. Somit besteht die Mög¬ lichkeit, an Stelle der I 2 L-Dekoder auch Dekoder D 146 D/D 147 D einzu¬ setzen. Eine Einschränkung bezüglich der Einsetzbarkeit von Standard- TTL-Typen ist bei Dil zu machen, da Dl.2 den T A -Eingang eines MH 7493 nicht mit Sicherheit treiben kann. 242 Wer «nur» einen 100-kHz-Quarz besitzt, kann diesen auch einsetzen. Dazu ist es erforderlich, einen 2:1-Teiler (entweder von Dil oder D12) zu umgehen oder an Stelle von Q D an Q c die Ausgangsimpulse abzugreifen. Aufbau Vor der Bestückung der zweiseitigen Leiterplatte sind auf der Bestückungs¬ seite nach Bild 4 alle Bohrungen freizusenken, durch, die Bauelementean¬ schlüsse führen, die nicht an Masse gelegt werden müssen. Besondere Sorg¬ falt erfordern die 3 «Durchkontaktierungen» am bestückungsseitigen Lei- 243 Bild 4 Entwurf der Leitungsführung der Bestückungsseite o oo oo oo oo 0*0 oo oo oo oo oo oo oo oo oo oo oo oo oo oo oo oo £ oo oo oo oo oo CO oo oo oo oo o o II t terzug an 12 in 16 von D2. Bei der Bestückung des Quarzoszillators lötet man den V 4011 D als letztes Bauelement ein. Da TTL-Schaltkreise im Impulsbetrieb ein sehr breites Spektrum von Störungen bis in den interessierenden Frequenzbereich und darüber hinaus verursachen, sollte die Leiterplatte HF-dicht in ein Gehäuse aus Leiterplat¬ tenmaterial oder Weißblech eingebaut werden. Bei liegend angeordnetem Quarz und ohne Anzeigen-Vorwiderstände ist ein 25 mm hoher Rahmen ausreichend, den man um die Leiterplatte «herum» anlötet. Müssen Vorwi¬ derstände (stehend) eingebaut werden, so ist die Höhe des Rahmens ent¬ sprechend zu vergrößern. Danach schneidet man 2 Deckel zurecht, die sich mit in den Ecken eingelöteten M3-Muttern gut befestigen lassen. 244 Bild -5 Bestückungsplan der Leiterplatte Inbetriebnahme Vor dem Anlegen der Betriebsspannung überzeuge man sich, ob fehlerfrei bestückt wurde. Nach dem Anlegen der Spannung ist die Kollektorspannung von VT1 zu kontrollieren, die etwa 3 V betragen sollte. Weicht die gemessene Spannung davon erheblich ab, muß der Widerstand RI verändert werden. Die Span¬ nung am Emitter von VT3 kann im Bereich zwischen 1,5 und 2,0 V liegen, Korrekturen sind mit R3 möglich. Jetzt kann die Anzeige angeschlossen werden, wozu man am besten dünne Litze verwendet. Nachdem die Betriebsspannungen an Leiterplatte und Anzeigenanoden angeschlossen sind, muß auf der Anzeige «189,3» zu lesen sein. Bei unruhiger Anzeige schließe man den HF-Eingang kurz. Ein Abgleich des Quarzoszillators erübrigt sich, da die zu erwartende Frequenz¬ abweichung etwa eine Zehnerdimension kleiner ist, als für diese Anwen¬ dung erforderlich. Zusammenschaltung mit dem Tuner Damit die Schaltung zuverlässig arbeitet, sind an der Basis von VT1 etwa 30 mV Tuneroszillatorspannung erforderlich. Aus dem Schwingkreis des Oszillators wird mit einer Koppelspule ausgekoppelt. Dazu werden 1,5 Wdg. isolierten Drahtes zwischen die Windungen der Oszillatorspule gewickelt. Hinweise dazu sind auch in [5] enthalten. Die Verbindung zwischen Tuner und HF-Eingang der Leiterplatte realisiert man mit abgeschirmtem Kabel. Dieses kann Diodenkabel sein, allerdings so kurz wie möglich. Es sei nicht verschwiegen, daß die Zusammenschaltung etwas kritisch ist, so daß eventuell experimentiert werden muß. Das betrifft sowohl die Win¬ dungsanzahl als auch die Lage der Koppelspule und kann eventuell auch Korrekturen der Arbeitspunkte von VT1 bis VT3 erfordern. Es kann sich auch heraussteilen, daß das eingesetzte Exemplar für D2 die 115 MHz nicht verkraftet, was jedoch die absolute Ausnahme sein dürfte [7], Literatur [1] H. Müller, Mikroprozessorgesteuerter Synthesizertuner mit alphanumerischer An¬ zeige. FUNKAMATEUR 36 (1987), Heft 7, Seite 343. [2] K. Theurich, FM-Rundfunksenderanzeige mit B555D-Zeitbasis, FUNKAMA¬ TEUR 37 (1988), Heft 12, Seite 591. [3] M. Richter, Digitale Frequenzanzeige für UKW-Heimempfänger. FUNKAMA¬ TEUR 31 (1982), Heft 2, Seite 68. [4] H. Raduschewski, Digitale Empfangsfrequenzanzeige für UKW-Tuner, radio-fern- sehen-elektronik 34 (1985), Heft 5, Seite 323. [5] H.Raduschewski, UKW-Tuner. Amateurreihe electronica, Band 237, Berlin 1987. [6] N. N., DDR-FM-Rundfunkfrequenzen. FUNKAMATEUR 36 (1987), Heft 9, Seite 449. [7] T. Hamberger, HF-Eingangsverstärker. FUNKAMATEUR 36 (1987), Heft 9, Seite 446. 245 Elektronischer Würfel mit automatischer Dipl.-Ing. Gert Skribanowilz Abschaltung Zum Kennenlernen der Funktionsweise eines elektronischen Digitalzählers ist die Schaltung eines «Würfels» gut geeignet. Die vorgestellte Schaltung ist in CMOS-Technik aufgebaut und benötigt keinen Batterieschalter. Prinzipschaltung (Bild 1) Bei gedrückter Taste ST liefert der Generator G Rechteckimpulse an den Zähler CT6. Dieser gibt den jeweiligen Zählerstand im BCD-Kode an den Dekoder DC, der einen Zwischenspeicher enthält und die Siebensegment¬ anzeige steuert. Beim Lösen der Taste ST wird der aktuelle Zählerstand im Dekoder ge¬ speichert und kann an der Anzeige abgelesen werden. Der Kondensator C2 ist auf die Batteriespannung aufgeladen und speist den Hellsteueranschluß BI des Dekoders - die Anzeige leuchtet. C2 wird langsam entladen. Bei Er¬ reichen der halben Batteriespannung wird die Hellsteuerung ausgeschaltet und damit die Anzeige dunkel. Da der Übergang langsam geschieht, tritt dabei ein Schwingen auf, das der Schaltkreis aber bei der niedrigen Be¬ triebsspannung von 4 bis 5 V ohne Schaden verträgt. Bild 1 Prinzipschaltung des elektronischen Würfels 246 Stromlaufplan (Bild 2) Der Generator G besteht aus CMOS-Gattern (Dl - V 4001 D), die als astabi¬ ler Multivibrator geschaltet sind. Er schwingt auf der Frequenz Den Zähler CT6 (D2) realisiert man mit dem Schaltkreis V 4029 D. Mit pin 10 an L-Potential wird er als Rückwärtszähler geschaltet. An die Ein¬ gänge IPO bis IP3 wird eine binäre 6=LHHL gelegt. Das bewirkt ein Vor¬ einstellen des Zählers. Beim Anlegen von Impulsen an den Takteingang C zählt er rückwärts bis 1. Beim folgenden Übergang auf 0 springt der Über¬ tragsausgang /CO von H- auf L-Potential. Dieser Potentialwechsel wird in¬ vertiert und setzt den Zähler über den Ladeeingang PE auf den voreinge¬ stellten Wert. Daher erscheint statt der 0 eine 6, der Rückwärtszählvorgang läuft erneut ab. Solange man den Schalter ST drückt, arbeiten Generator und Zähler wie oben beschrieben. Der Dekoderanschluß LE (D3 - V 40511 D) hat über R5 L-Potential, und in der Anzeige laufen die Zahlen 6 bis 1 so schnell durch, daß man die einzelnen Werte nicht erkennen kann. Beim Lösen der Taste ST wird LE auf H-Potential geschaltet, der interne Speicher des Dekoders hält den letzten Wert - das Würfelergebnis. Nach einigen Sekunden ist C2 so weit entladen, daß die Anzeige dunkel wird. Mit R3 kann diese Zeit ver¬ kürzt werden. Mit nur wenig Zusatzaufwand ist eine Effektbeleuchtung möglich (R13, VT1, Ä14, HL). Während des «Würfelns» blinkt sie, bei 6, 5, 4 leuchtet sie, bei 3, 2, 1 bleibt sie dunkel. Zur Stromversorgung kann man 4,5-V-Batterien oder 3 Gnomzellen R6 verwenden. Beim Einsatz von Kleinakkumulatoren ist darauf zu achten, daß sie nicht unter 2 x 1,8 V entladen werden. Eine einfache Kontrolle ist 247 Draufsicht Schriftseite VQBZ7 SD 335 Bild 3 Anschlußbelegung für Lichtemilleranzeige VQB 27 und für VT! (SD 335) Bild 4 Einhau der Leiterplatte und der Stromversorgung in einem wülfelähnlichen Sperrholzgehäuse durch folgende Ergänzung möglich: In Reihe zur Batterie wird ein Si- Gleichrichter SY 360/05 geschaltet, und R6 bis Ä12 werden auf 68 O verrin¬ gert. Bei Erreichen der Akkumulator-Entladeschlußspannung von 3,6 V ist die Anzeige bereits so dunkel, daß man sie kaum noch erkennen kann. Der Ruhestrom der Schaltung wird durch R5 und D3 bestimmt und be¬ trägt etwa 1 pA (maximal 5,5 pA). Falls für D3 die «Amateurvariante» S 40511 D verwendet wird, kann der Ruhestrom bis zu 150 pA betragen und sollte nachgemessen werden. Liegt der Wert über 50 pA, ist es günstig, bei längeren Betriebspausen die Batterie zu entfernen. 248 Dipl.-Ing. Klaus Deistung Temperaturmeßgerät mit LED-Anzeige Das beschriebene «elektronische Thermometer» arbeitet zuverlässig, ist leicht handhabbar und transportabel. Der Meßbereich geht bis 200 °C. Auf eine digitale Anzeige und den Linearen Widerstandsfühler Pt 100 wurde aus Kostengründen verzichtet. Damit bleibt der Materialaufwand für den Elek¬ tronikamateur in Grenzen. Als Temperaturfühler wird der Thermistor TNF-M 1 kn/20-20 verwendet [1], Um die nichtlineare Kennlinie dieses Bauelements zu linearisieren, d. h. eine linearisierte Skale zu erhalten, gibt es mehrere Möglichkeiten [2], [3] u.a. Bild 1 zeigt 3 Möglichkeiten der Linearisierungsschaltungen, und Bild 2 gibt die entsprechenden Meßergebnisse an. Bild 3 zeigt den Stromlaufplan des Temperaturmeßgerätes. Der Thermi¬ stor R5 ändert seinen Wert temperaturabhängig und bringt die Brücken¬ schaltung, in der er liegt, aus dem Gleichgewicht. Ein Operationsverstärker Al (B 621 D) [4] vergrößert die Empfindlichkeit der Brücken-Nullanzeige. Mit dem «Kompensations»-Potentiometer PR1 wird die" Brücke wieder ab¬ geglichen. Auf der Potentiometerachse befindet sich die geeichte Skale (s. Bild 6) oder ein großer Pfeilknopf. Bei angdnähertem Brückengleichge¬ wicht schaltet die LED VD1 um. Der Temperaturwert wird dann auf der Skale abgelesen. Für PR1 lassen sich ein Potentiometer mit linearer oder auch logarithmi- scher Kennlinie (R6 und RI vergrößern) verwenden. Mit den Widerständen R2 und R3 werden der Anfangs- und der Endpunkt der Skale festgelegt Bild 1 Linearisierungsschaltungen für den Thermistor 249 bzw. den Erfordernisen angepaßt. Bei drehbarer Skale kann die LED (even¬ tuell 3eckiger Typ) den Ablesepunkt markieren und beleuchten. Die Stromversorgung wurde auf Kurzzeitbetrieb ausgelegt und mit 4 Ele¬ menten R6 bestückt, was sich in die Gesamtkonzeption gut einfügt. Einge¬ schaltet wird die Stromversorgung mit dem Mikrotaster Sl. Die Stromauf¬ nahme der Schaltung ist gering: 17 mA/35 mA ohne/mit LED; sie kann durch Vergrößern von R9 noch etwas verringert werden. Blinkt die LED am Umschaltpunkt ohne Veränderung der Skaleneinstellung, so sind die Batte¬ rien verbraucht. Für den Aufbau der Schaltung wird eine 2seitig kaschierte Leiterplatte verwendet, die herkömmlichen Bauelemente werden alle aufge¬ lötet (s. auch [5]). Dieses Verfahren gestattet eine effektive Platzausnutzung und liefert eine kompakte Baugruppe, die dann in ein passendes Gehäuse gesetzt werden kann. Bild 4 und Bild 5 zeigen relativ große Lötflächen, die sich nicht so schnell beim Löten lösen lassen. Die Bauelementeanschlüsse werden je nach Bedarf nach innen oder außen abgewinkelt, so daß sie mit etwa 2 mm langen Enden aufgelötet wer¬ den und die Bauelemente 1 bis 2 mm über der Leiterplatte liegen. Bohrun- 250 Bild 4 Leiterseite (a) mit Bestückung gen sind zur Befestigung von PR1, Sl, für 2 Durchkontaktierungen (DK) und 2 Drahtdurchführungen (D) für den Schleifer von PR1 und Sl notwen¬ dig. Die Batteriehalterung kann aus Messingstreifen aufgelötet werden. An den Seiten wird zusätzlich z. B. eine Lötöse befestigt, um mit einem ge¬ spannten Gummi ein Herausfallen der Batterien zu verhindern. Das Kastengehäuse hat etwa die Innenabmessungen 60 mm x 55mm x 33 mm und sollte erst nach Fertigstellung der Kompaktleiterplatte (Bauele¬ menteauswahl) aufgebaut werden. Es sind Löcher für die Potentiometer¬ achse PR1, die Anzeige-LED, den Thermistorfühler und den Stößel (even¬ tuell verlängern oder in einer Vertiefung unterbringen) des Mikrotasters er¬ forderlich. Die Leiterplatte braucht bei guter Gesamtmontage nicht extra 251 Bild 5 Leirerseile (b) mit Stromversorgung verschraubt zu werden. Bild 6 zeigt einen Aufbauvorschiag. Beim Zusam¬ menbau werden die Batterien und die Leiterplatte zweckmäßig mit einer Schaumgummilage beim Anschrauben des Rückdeckels angepreßt. Das Eichen der Skale ist in jedem Fall notwendig. Dazu verwendet man am besten ein etwa 0,5 1 großes Gefäß mit Öl (bis 100 °C auch Wasser) und eine Wärmequelle (Gas oder 300-W-Tauchsieder) sowie ein Thermometer bis 200 °C. Die Temperatur wird jeweils um z.B. 5 K oder 10 K erhöht und für 1 bis 3 min konstant gehalten (leicht rühren, eventuell mit kühlem Me¬ tall die Temperatur bei Notwendigkeit etwas senken). Jetzt wird der Skalen¬ wert markiert. Mit dieser Methode kann man gleichzeitig auch mehrere Skalen eichen/ herstellen. fbermistvr Bild 6 Aufbauvorschlag für das beschrie¬ bene Thermometer Zum Messen wird der Fühler 10 bis 15 s am Meßobjekt erwärmt. Erst jetzt wird die Stromversorgung eingeschaltet und der Skalenkopf bei linea¬ rem PR1 von links beginnend - LED leuchtet - nach rechts gedreht, bis die LED erlischt, das ist der Meßwert. Ein Wiederaufleuchten der LED zeigt eine weitere Erwärmung des Fühlers an und erfordert ein Nachstellen, um den wahren Temperaturwert zu ermitteln. Bei einer Industrieerprobung erwies sich der beschrittene Weg des Auf¬ baus als Betriebsmeßgerät insofern als richtig, weil auf diese Weise ein transportables Temperaturmeßgerät mit einem großen Meßbereich vorliegt, das eine punktförmige Temperaturbestimmung gewährleistet. Der Meßbe¬ reich kann bei Notwendigkeit eingeengt werden, was die Ablesegenauigkeit erhöht. Durch Verwendung anderer Thermistoren (0,47 bis 4,7 kü) kann das Meßgerät unterschiedlichen Bedürfnissen angepaßt und der Thermistor auch über mehrere Meter Leitung angeschlossen werden, R4 entfällt dann. Die Erarbeitung einer Skale ist in jedem Fall notwendig. Die Kosten für eine digitalanzeigende Thermometervariante liegen um den Faktor 8 bis 10 höher und steigen mit zunehmender Genauigkeit. Literatur [1] Katalog VEB Kombinat Keramische Werke Hermsdorf, Thermistoren. [2] S. Banda, Dimensionierung von Heißleiterschaltungen zu einer linearen Tempera¬ turkompensation. radio-fernsehen-elektronik 30 (1981), Heft 11, Seite 726 bis 728. [3] D.Müller, Thermistoren und ihre Anwendung. Elektronisches Jahrbuch 1983, Ber¬ lin 1982. [41 E. Kulla, Operationsverstärker-IS. Reihe Mikroelektronik, VEB Halbleiterwerke Frankfurt/Oder und Bezirksvorstand Kammer der Technik Frankfurt/Oder 1984. [5] L.Auer, Oberflächenmontage - eine kurze Übersicht. Nachrichtentechnik-Elektro¬ nik 36 (1986), Heft 7, Seite 244 bis 248. 253 Andreas Kosch - Y63H1 Genauer Temperaturregler für das Heimlabor Im Gegensatz zur S/W-Technik erfordert der Farbpositivprozeß im Heimla¬ bor eine sehr exakte Materialverarbeitung. Durch die Vielzahl der mögli¬ chen Fehlerquellen entstehen bei der unsachgemäßen Verarbeitung unbe¬ friedigende Ergebnisse. Eine Fehlerquelle kann z. B. eine von den Toleran¬ zen der Verarbeitungsvorschrift abweichende Temperatur des Farbentwick¬ lers sein. Die vorgestellte Schaltung wurde entwickelt, um onne mechanischen Mehraufwand bzw. zeitraubende Vorarbeiten mit den handelsüblichen STt/lFA-Wärmeplatten die Temperatur des Farbentwicklers auf 20 °C ±0,25 K konstant zu halten. Um die Toleranzgrenzen einzuhalten, ist es notwendig, das Verhalten der Regelstrecke (Wärmeplatte mit daraufstehen¬ der Fotoschale) zu berücksichtigen. Die aus Hartpapier gefertigte Wärme¬ platte hat eine hohe Wärmeträgheit, dadurch wurde im Gegensatz zu her¬ kömmlichen Temperaturregelschaltungen das in [1] vorgestellte Prinzip ver¬ wendet. Die im Bild dargestellte Schaltung arbeitet in 3 Phasen: - Abtastphase (Feststellung von Temperaturabweichungen), - Heizphase (Heizdauer zeitlich einstellbar), - Wartephase (Kompensation der Wärmeträgheit). Bei einer Unterschreitung der Solltemperatur wird durch Al der die Heizzeit bestimmende Monoflopschaltkreis D2 aktiviert und über Dl.3 und VT1 die Heizung der Wärmeplatte eingeschaltet. Nach Ablauf der mit Rll von 1 bis 30 s einstellbaren Keizzeit wird die Heizung ausgeschaltet und gleichzeitig D3 gestartet. Während der Wartezeit wird D2 und damit auch die Heizung gesperrt. R13 legt die Wartezeit auf ungefähr 90 s fest (laut Datenblatt des D 121 D sind für R13 nur maximal 40 kfi zulässig, gegebenenfalls ist deshalb R13 zu variieren!). Solange sich die Badtemperatur unter dem Soll-Wert befindet, wechseln sich Heiz- und Wartephase ab, bis die Soll-Temperatur erreicht ist. R5 ermöglicht die Feineinstellung des Soll-Werts. VD1 zeigt den Schaltzustand von Al und damit eine Temperaturunterschreitung an. VD2 signalisiert die eingeschaltete Heizung. C2 verhindert das Starten von D2 bei kurzzeitigen Spannungsspitzen. Sonst enthält die Schaltung keine Be¬ sonderheiten. Die Betriebsspannungen von +5 und +12 V sollten stabilisiert sein, auf die Darstellung eines Netzteils wurde verzichtet. Zur Realisierung des Tem- 254 peraturfühlers R\ wurden 3 Thermistoren (TNM- Typ) in Reihe geschaltet und in ein dünnwandiges Glasröhrchen von 7 mm Durchmesser und 35 mm Länge eingebaut. Um die Wärmeträgheit weiter herabzusetzen, wurde der Zwischenraum mit Cenupaste ausgefüllt. Das Glasröhrchen wird in die Fotoschale eingehängt, die Zuführung zum Gerät geschieht mit abge¬ schirmtem Kabel. Der Temperaturregler ist seit September 1986 im Heimlabor des Autors im Einsatz. Unter den dort vorhandenen Bedingungen (Raumtemperatur 18 bis 20 °C, Verwendung der ST U WA - W ärmepl atte EB 330, Fotoschale mit 255 1 1 Entwicklerlösung, regelmäßige Bewegung des Entwicklerbads, 20 s Heiz¬ zeit) konnte während der jeweils 4 bis 6 h dauernden Colorarbeiten nur eine maximale Abweichung von +0,2 K festgestellt werden. Meist wurden Ab¬ weichungen von nur 0,1 K erreicht. Da für die anderen Bäder der Farbposi- tivherstellung größere Temperaturtoleranzen zulässig sind, bietet es sich an, mehrere Wärmeplatten an einem Temperaturregler zu betreiben, wobei sich aber der Temperaturfühler in jedem Fall in der Entwicklerlösung befinden sollte. Literatur [1] F. Haubold, Genauer Temperaturregler für wärmeträge Geräte FUNKAMATEUR 34 (1985) Heft 7, Seite 348. [2] W. Müller, Elektronische Hiifsgeräte für das Fotolabor. Amateurreihe electronica Band 190, Seite 78 fT., Berlin 1981. [3] H. Jakubaschk, Elektronikbastelbuch für Foto- und Filmamateure. 2. Auflage, Seite 95 ff., Leipzig 1985. [4] Autorenkollektiv, Mikroelektronik in der Amateurpraxis. Seite 140ff., Berlin 1980. [5] K.Schienzig,/D.Jung, Neue Halbleiterbauelemente OPV. Berlin 1986. ELEKTRONIK-SPLITTER NF-Vorverstärker mit Operationsverstärker ln der NF-Verstärkerpraxis vielseitig eingesetzt werden kann die untenstehende Schal¬ tung eines NF-Vorverstärkers, die als aktives Bauelement einen Operationsverstärker enthält. Die Spannungsverstärkung ist etwa F„ = 15,7, so daß mit einer NF-Eingangs- spannung von 100 mV etwa 1,55 V NF-Ausgangsspannung zur Verfügung stehen. Der Eingangswiderstand beträgt etwa 85 kO, der Übertragungsbereich ist für ± 1 dB 10 Hz bis 35 kHz bei einem Klirrfaktor von kleiner 0,01%. Zur Stromversorgung wird eine Betriebsspannung von ± 15 V benutzt. Die Spannungsverstärkung K u ist durch Ände¬ rung des Wertes von RI möglich. Dafür gilt folgender Zusammenhang: R1 + Ä2 “ RI Mit den angegebenen Werten ist K„ = (6.8 kO + 100 kO)/6,8 kO «= 15,7, Literatur electrotehnicar, Heft 1/1984, Seite 21. K. H.S 256 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Schaltungsrevue für Anfänger Einkreis-Geradeausempfänger Anfänger scheuen es meist, Rundfunkempfangsschaltungen nach Superhet¬ empfängerprinzip aufzubauen. Solche Schaltungen erfordern den Abgleich von Eingangskreis und Oszillatorkreis, wobei ein bestimmter Gleichlauf zwischen beiden Frequenzen erforderlich ist, sowie den Abgleich des Zwi¬ schenfrequenzverstärkers. Dafür stehen meist der Prüfgenerator für den Ab¬ gleich und die notwendigen Erfahrungen nicht zur Verfügung. In solchen Fällen hat der Geradeausempfänger durchaus noch seine Berechtigung, wenngleich auch HF-EingangsempFmdlichkeit und Trennschärfe zu wün¬ schen übriglassen. Die HF-Eingangsempfindlichkeit kann durch einen ver¬ lustarmen HF-Schwingkreis und die Antennenanlage verbessert werden. Die Trennschärfe wird bestimmt vom verlustlosen Schwingkreis (hohe Güte) und von der Ankoppelspule 12, deren Windungszahl man so gering auslegt, wie es die HF-Eingangsempfindlichkeit gestattet. Nachfolgend werden moderne Einkreis-HF-Schaltungen vorgestellt, die im wesentlichen aus HF-Schwingkreis, HF-Verstärkerstufen und HF-De- modulator bestehen, so daß am Ausgang das demodulierte NF-Signal zur Verfügung steht. Nachzuschalten wäre ein NF-Verstärker. Das kann ein transistorisierter Kopfhörerverstärker sein, ein Transistor-NF-Verstärker für Lautsprecherbetrieb oder ein NF-Verstärker mit dem NF-Verstärker-Schalt- kreis A 211 D, so daß eine NF-Ausgangsleistung von etwa 1 W zur Ver- R8 7 00 Bild 1 Eingangsteil eines Geradeausempfängers mit 3stufigem HF-Verstärker (VT1 bis VT3 - SC 236c) [1] 257 i'ügung steht, was für solche Einsatzfälle ausreicht. Zur Transistorbestü¬ ckung der HF-Schaltung (VT1 bis VT3) sollte man keine Silizium-HF- Transistoren (SF- Typen) verwenden. Durch die hohe Transistorfrequenz und die hohe Verstärkung kommt es zu Schwingneigungen, die sich kaum beherrschen lassen. Günstiger sind Silizium-NF-Transistoren der SC-Reihe (SC 236c o. ä.), deren Transitfrequenz für diesen Einsatzfall völlig ausrei¬ chend ist. Im Stromlaufplan Bild 1 wird ein 3stufiger HF-Verstärker verwendet, wo¬ bei die Verstärkung der 1. Stufe durch die Rückführung einer Gleichspan¬ nung aus dem Demodulator geregelt wird. Die Gesamtverstärkung kann durch geeignete Wahl der Basis-Vorwiderstände Rl/R3/R6eingestellt wer¬ den. Als Drehkondensator CI eignen sich alle Typen mit Kapazitäten von 140 bis maximal 500 pF (aus alten Rundfunkempfängern). Von der Kapazi¬ tät abhängig ist die Windungszahl der Schwingkreisspule LI auf einem Fer¬ ritstab (8 bis 10 mm Durchmesser, 60 bis 120 mm lang). Für den Mittelwel¬ lenbereich (MW) sind das etwa 75 Wdg., HF-Litze; für den Langwellenbe¬ reich (LW) etwa 220 Wdg., 0,15-mm-CuL. Die Koppelspule hat bei MW etwa 2 bis 6 Wdg., bei LW etwa 4 bis 12 Wdg. 0,2-mm-CuL. RH Bild 2 Eingangsteil eines Geradeausempfängers mit Kollektorbasis-Eingangsstufe (VT1/ VT2 - SC 307c) [2] R51k Bild 3 Eingangsteil eines Geradeausempfängers mit 2stujigem HF-Verstärker (VT1/VT2 - SC 306c) [3] 258 Die Schaltung in Bild 2 ist 2stufig, wobei die 1. Stufe in Kollektorbasis¬ schaltung arbeitet. Da pnp-Transistoren verwendet werden, sind als Transi¬ storen z.B. der Typ SC 307c einsetzbar. Bild 3 zeigt eine Geradeausempfän¬ gerschaltung mit 2stufigem HF-Verstärker. Eine Außenantenne ist bei allen 3 Schaltungen möglich, die Ankopplung geschieht über eine kleine Kapazi¬ tät (10 bis 100 pF) an den Schwingkreis. Durchgangsprüfer mit Tonausgabe In der Bastelpraxis ist es oft erforderlich, an Bauelementen, Bauteilen und Schaltungen Prüfungen auf Durchgang vorzunehmen. Flandelsübliche Durchgangsprüfer (Kfz-Handel) arbeiten mit einer kleinen Glühlampe, so daß nur sehr niederohmige Messungen möglich sind. Ein Durchgangsprüfer kann aber auch wie ein Ohmmeter aufgebaut werden, allerdings ist dann auch ein Meßwerk erforderlich, das man beim Prüfvorgang beobachten muß. Günstig ist ein Durchgangsprüfer mit akustischer Anzeige, weil man sich dann voll auf den Prüfvorgang konzentrieren kann. Bild 4 zeigt dafür einen Stromlaufplan, der mit dem TTL-Schaitkreis D 100 D arbeitet. Der lo¬ gische Ausgangspegel von Dl.l steuert den Tongenerator Dl.2 bis Dl.4, das NF-Signal wird durch VT1 verstärkt und über BL abgestrahlt. Zur Tonab¬ gabe eignet sich ein Kleinlautsprecher 8 Q oder eine Kopfhörerkapsel bzw. Fernsprechhörerkapsel. Die Tonhöhe wird von CI und R4 bestimmt. An den Eingangsbuchsen werden 2 Prüfschnüre zur Durchgangsprüfung ange¬ schlossen. Als Bauelemente eignet sich für VT1 der Typ SF 126, VD1 ist eine Z-Diode 3 V, die in der DDR nicht hergestellt wird. Dafür setzt man 3 bis 4 in Flußrichtung geschaltete Siliziumdioden, z.B. SZX 18/1, SY 345/05 o. ä. ein. Einfacher Transistorprüfer Bei der Prüfung des Stromverstärkungsfaktors von Siliziumtransistoren kann man den Reststrom des Transistors vernachlässigen. Im Stromlauf¬ plan Bild 5 werden mit den Einsteliwiderständen R2 und R3 (umschaltbar 259 RI 100k Bild 5 Stromlaufplan zur Stromverstärkungsmes¬ sung bei Siliziumtransistoren [5] mit S2) die Basisströme 100 und 10 jjA eingestellt. Das 1-mA-Meßwerk wird mit dem als Shunt wirksamen Einstellwiderstand ZU auf einen End¬ ausschlag von 10 mA eingestellt. Damit sind die Gleichstrom-Stromverstär¬ kungsfaktoren bis 100 bzw. 1000 direkt ablesbar. Mit dem Umschalter S1 wird die Zonenfolge des zu prüfenden Transistors bestimmt. Der verstärkte Strom wird einmal im Kollektorkreis (npn) oder im Emitterkreis (pnp) ge¬ messen. Zum Anschluß des zu prüfenden Transistors sind 3 Buchsen vorge¬ sehen. Die Einstellwiderstände RI und R3 können nach Abgleich der Schaltung auch ausgemessen und durch Festwiderstände ersetzt werden. Einfaches FET-Voltmeter Mit dem Einsatz des Feldeffekttransistors lassen sich relativ hochohmige Schaltungen realisieren. Bild 6 zeigt ein Beispiel für ein einfaches Voltme¬ ter für Gleichspannungsmessungen. Der Eingangswiderstand ist etwa 1 Mfl/V, so daß Meßobjekte kaum belastet werden. Durch die Ergänzung mit einem Tastkopf sind auch HF-Spannungsmessungen möglich. Die Meßbereiche sind 2 und 20 V. Um genaue Messungen zu erhalten, sind die Widerstände RI bis R4 auf 1 bis 2% Genauigkeit auszusuchen bzw. abzu¬ gleichen. Bild 6 Stromlaufplan für ein einfaches Gleich- und HF-Spannungsmeßgerät [6] 260 Die Nullpunkteinstellung bewirkt RIO, wofür ein Potentiometer vorgese¬ hen wird. Mit dem Einstellwiderstand R8 wird der Skalenendausschlag fest¬ gelegt. Als FET eignet sich der sowjetische Typ KP 303, als Demodulator¬ diode der Typ GA 100 o. ä. Das Meßwerk PM hat eine Stromempfindlich¬ keit im Bereich von 50 bis 100 pA. Oft sind lO-Mil-Widerstände schwer beschaffbar, so daß man in der Schaltung auch kleinere Werte in Reihen¬ schaltung einsetzen kann. Die Bauelemente für den Tastkopf werden zur Abschirmung in ein kleines Metallgehäuse (z.B ein Stück Rohr) eingebaut mit isolierter Tastspitze. Die Verbindung zum FET-Gleichspannungsmes- ser geschieht mit abgeschirmter Leitung. Sonden zur HF-Spannungsanzeige Beim Experimentieren mit Oszillatorschaltungen und in der Amateurfunk¬ praxis ist ein schneller Nachweis von HF-Energie bzw. HF-Spannungen er¬ forderlich. Meist verwendet man daAir bei geringen HF-Energien bzw. HF- Spannungen hochohmige Voltmeter mit einem HF-Tastkopf. Für über¬ schlägige Prüfungen eignet sich nach Bild 7 auch eine Leuchtdiode, der man eine HF-Demodulatorschaltung vorsetzt. Mit der einfachsten Schal¬ tung nach Bild 7a können HF-Spannungen ab etwa 1 V nachgewiesen wer¬ den. Als Dioden eignen sich GA 100 o.ä., für die LED kann ein beliebiger Typ verwendet werden. Verstärkt man den aus der Demodulation gewonne¬ nen Strom (Bild 7b), so kann man schon ab etwa 0,2 V HF-Spannungen an- zeigen. Bis zu einer HF-Empfindlichkeit von 80 bis 100 mV gelangt man, wenn wie in Bild 7c die ßarfmg/on-Schaltung VT1/VT2 vorgesehen wird. Dabei sind die Dioden VD1/VD2 über einen Spannungsteiler R2/R3 vorge¬ spannt. Als Transistoren eignet sich der Typ SC 236e. Die HF-Sonden las¬ sen sich bequem in Prüfstiften einbauen. VTV VT2 * KC 503 I/Dl/ VD2 = GA 205, GA 100 VD3 ' LQ110 Bild 7 HF-Spannungsanzeigen unter¬ schiedlicher HF-Empfmdlich- keit (a - IV HF, b - 0,2 V HF, c - 80 bis 100 mV HF) [7] 261 Metallsuchgerät Für das Aufspüren von vergrabenen Metallgegenständen, von metallenen Leitungen oder Rohren setzt man ein Metallsuchgerät ein. Das Prinzip be¬ steht meist aus 2 Oszillatorschaltungen, wovon eine mit der Suchspule LI bestückt ist. Beide Oszillatorschwingungen werden gemischt, die entste¬ hende Schwebungsfrequenz wird verstärkt und abgehört. Beim Suchvorgang stimmt man vorher beide Oszillatoren auf Schwebungsnull ab. Kommt die Suchspule in die Nähe von Metall, so verstimmt sich diese Frequenz, so daß ein niederfrequenter Schwebungston zu hören ist. Bild 8 zeigt eine moderne Schaltung für ein Metallsuchgerät unter An¬ wendung von CMOS-Schaltkreisen. Mit der Suchspule LI ist der Suchoszil¬ lator (oben) aufgebaut, der etwa im Frequenzbereich 80 bis 120 kHz schwingt. Die Suchspule LI in Ringform hat einen Holzring als Spulenkör¬ per, Durchmesser 180 mm, 50 Wdg., 0,5-mm-CuL. Die Suchoszillatorschal¬ tung wird über den Stiel mit einem abgeschirmten HF-Kabel angeschlos¬ sen. Der 2. Oszillator ist fest im Gerät installiert und arbeitet mit einer ZF- Spule im Frequenzbereich 320 bis 480 kHz. Beide Oszillatorfrequenzen werden an den D-Flip-Flop V 4013 D zusammengeführt, die Suchfrequenz liegt am Takteingang, während sich die höhere Festfrequenz am Informa¬ tionseingang befindet. Nach einem Grobabgleich auf Schwebungsnull mit CI folgt der Feinabgleich mit dem Potentiometer RI, das die Betriebsspan¬ nung für den Festoszillator einstellt. Die entstehende Schwebungsfrequenz wird über Kopfhörer abgehört. R3 262 Bild 9 Anzeigeschaltungen zur Temperaturiiberwachung: a - mit LED-Anzeige, b - mit Ton¬ ausgabe, c - mit Relaissteuerung [91 Prüfschaltungen für Erwärmung Die Reihenschaltung eines Festwiderstands und eines Thermistors (Hei߬ leiter) wirkt wie ein temperaturabhängiger Spannungsteiler. Legt man den Festwiderstand verstellbar aus, kann man für eine bestimmte Temperatur eine Steuergleichspannung einstellen, bei der ein Schaltvorgang durch An¬ sprechen der Schaltung ausgelöst werden soll. In Bild 9 werden solche Steu¬ erschaltungen gezeigt, dabei a mit Signalisierung durch eine Leuchtdiode, b mit Tonausgabe und c mit Relais-Auslösung. Die Ansprechempfindlich- keit der Schaltung kann man variieren, wenn für RI ein Einstellwiderstand 1,5 kfl vorgesehen wird, den man nach Ausmessen durch einen Festwider¬ stand ersetzt. Als Transistoren eignen sich für VT1 und VT3 der Typ SC 236e, für VT2 der Typ SC 307e. Als Dioden VD1/VD3 verwendet man Sili¬ zium-Gleichrichterdioden wie ST 345/05 o. ä., für VD2 eine beliebige Leuchtdiode. Zur Tonausgabe ist eine Fernsprech-Hörerkapsel oder ein Summer einsetzbar, das Relais ist für 6- oder 12-V-Betrieb ausgelegt. Die Schaltungen eignen sich zur Temperaturüberwachung beim Motorblock des Kfz, beim Aquarium usw. 263 Bild 10 Stromlaufplan einer Re- laisschaltung mit Komple¬ mentär-Multivibrator zur mehrfachen Gongauslö¬ sung beim Betätigen des Klingelknopfes [10] Automatische Gongschaltung Der in vielen Wohnungen angebrachte Türgong anstelle einer Klingel hat den Nachteil, daß er bei Betätigung des Klingelknopfes nur einmal ertönt, unabhängig davon, wie lange der Druck auf den Klingelknopf ausgeübt wird. Mit einer komplementären Multivibratorschaltung, entsprechend Bild 10, kann man den Gong bei Betätigen des Klingelknopfes mehrmals ertö¬ nen lassen. Die Folgefrequenz läßt sich mit den Einstellwiderständen f?l/ R2 festlegen. Die Anschaltung des Gongs an den Klingeltransformator KT wird über einen Relaiskontakt vorgenommen, das Relais liegt dazu im Kol¬ lektorkreis von VT1. Geeignete Transistoren für diese Schaltung sind VT1 = KF 517, SF 116, SD 336 o,ä. und VT2 = SC 236, SF 126 o. ä., als Diode VD1 ist der Typ SY 345/05 o. ä. möglich. Zum Schutz gegen induk¬ tive Spannungsspitzen sollte man parallel zum Relais und zum Gong je¬ weils eine Diode SY 345/05 in Sperrichtung schalten. KT ist der in der Wohnung installierte Klingeltransforniator. Das Relais ist ein 6-V-Typ. Fahrrad-Rücklichtumschaltung Wenn man im Dunkeln mit dem Fahrrad unterwegs ist, bedeutet vor allem das Rücklicht Sicherheit. Steigt man aber an einer Kreuzung vom Fahrrad, setzt die Beleuchtung aus, weil der Fahrraddynamo nicht mehr angetrieben wird. Nun könnte man zwar mit einem Schalter auf Batteriebetrieb um- Dynamo 6V/3W 4 -X- Scheinwerfer Rücklicht VD1 - SY34S/05 VD2 = VQA 13 o. ä. Bild il Automatische Relaisschal¬ tung zur Umschaltung des Fahrrad-Rücklichtes von Batterie- auf Dynamobe¬ trieb [11] 264 schalten, aber leicht vergißt man das, eine automatische Umschaltung ist daher wesentlich sicherer. Bild 11 zeigt eine dafür geeignete Relaisschaltung. Im Ruhezustand des Relais liegt die Rücklichtlampe HL2 über den Schalter S1 an der Batterie, mit der Leuchtdiode VD2 wird die eingeschaltete Batterie signalisiert. Ar¬ beitet während der Fahrt der Fahrraddynamo, so zieht das Relais k an und schaltet das Rücklicht an den Dynamo. Um das Relais betreiben zu kön¬ nen, ist die Dynamospannung mit VD1 gleichzurichten und mit dem Elek¬ trolytkondensator CI die entstandene Gleichspannung zu glätten. Als Re¬ lais eignet sich ein 6-V-Typ, VD1 ist eine Silizium-Gleichrichterdiode SY 345/05, VD2 eine beliebige Leuchtdiode, die mit dem Vorwiderstand RI betrieben wird. Die erforderliche Batterie (3 bis 4 Zellen R20) bringt man in einem Plastrohr unter (ebenso die kleine Schaltung), das man am Fahrrad¬ rahmen befestigt. Literatur [1] B.Sergejew, 200 Empfänger «Junost-105». RADIO, Heft 8/1987, Seite 49/51. [2] I. Cencinger, Empfänger für Kinder. Amaterske Radio - A, Heft 4/1987, Seite 126/127. [3] X. Biikop, Miniatur-Rundfunkempfänger. Radio-Fernsehen-Elektronik (VRB), Heft 5/1987, Seite 33/35. [4] I.Kononow, Durchgangsprüfer mit Tonanzeige. RADIO, Heft 9/1987, Seite 55. [5] J. Winters, Universal-Prüfgerät. electron, Heft 6/1987, Seite 295/296. [6] K.L., Einfache Meßschaltung. Radiotechnika, Heft 8/1987, Seite 409/411. [7] P. Matuska, Sonden zur Anzeige von HF-Spannungen. Amaterske Radio - A, Heft 5/1987, Seite 191/192. [8| A. Bojukliski/P. Dragonow, Metallsuchgerät. Radio-Fernsehen-Elektronik (VRB), Heft 11/1986, Seite 27/29. [9] J. Kavalir, Messung der Motorerwärmung. Amaterske Radio - A, Heft 7/1987, Seite 246/247. [10] o.V., Automatischer Bim-Bam-Gong. Radiotechnika, Heft 4/1987, Seite 200/201. [11] K. L., Fahrrad-Rücklichtumschaltung. Radiotechnika, Heft 9/1987, Seite 472/ 474. 265 Nach einem Jahr schon 2500 Mitglieder Computersport - jüngste Wehrsportdisziplin Dipl.-Journ. Harry Radke der GST Gespräch mit Dieter Sommer, Y22AO, Präsident des Radiosportverbandes der DDR und Leiter der Abteilung Nachrichtenausbildung im Zentralvorstand der GST, sowie mit Herbert Hahn, Y57HD, Leiter des Referats Wettkämpfe der Kommission Computersport im Radiosportverband der DDR und Leiter der Sek¬ tion Computersport am Bezirksausbildungszentrum «Ernst Schneller» der GST in Potsdam. Bild l Herbert Hahn, Y57HD, mit Computersportneulingen im üST-Computerkabinett im Be¬ zirksausbildungszentrum «Ernst Schneller» in Potsdam 266 Genosse Sommer, der Radiosport hat in der DDR eine lange Tradition; der Amateurfunksport ist gar eine der ältesten Wehrsportdisziplinen, die in der GST betrieben werden. Doch wie es das Beispiel Computersport als jüngstes beweist, hat sich der Radiosport der GST immer den Aufgaben der Zeit an¬ gepaßt, hat sich neuen Anforderungen gestellt. Was ist mit dem Computer¬ sport beabsichtigt? Dieter Sommer: Sie haben völlig recht - der Amateurfunksport war in den Anfangsjahren der GST die einzige radiosportliche Disziplin. Sie wissen si¬ cher, daß im Juli 1953 die ersten 16 Funkamateure der GST ihre Geneh¬ migung erhielten. Und wie es die gesellschaftlichen Entwicklungsbedingun¬ gen verlangten, hat sich der Radiosport etappenweise erweitert, sind der Funkpeilsport, der Funksport und der Fernschreibsport hinzugekommen. Die technische Entwicklung, besonders auf dem Gebiet der Nachrichten¬ technik und der Elektronik, sowie die bedeutenden gesellschaftlichen Ver¬ änderungen in unserem Land haben der Entwicklung des Radiosports im¬ mer wieder starke Anreize gegeben, der so auch einen großen Zuspruch von technisch und sportlich Interessierten fand. Und mit dem Computersport ist es genauso. Eingeordnet in das gesamt¬ gesellschaftliche Anliegen der Informatikausbildung und des Einsatzes von Computern in der DDR wurde der GST durch die Partei der Arbeiterklasse Mitte 1986 die Aufgabe gestellt, auf dem Gebiet der Informatik und der Be¬ schäftigung mit Kleincomputern einen eigenständigen Beitrag zu leisten. So kam es Ende 1986 zur Bildung der ersten Sektionen Computersport, und, lassen Sie mich das gleich sagen, nach rund einem Jahr hatten die unter¬ dessen 110 Sektionen Computersport schon mehr als 2 500 Mitglieder. Das ist eine beeindruckende und sehr rasche Entwicklung, die belegt, daß die GST mit dem Computersport sowohl auf individuelle als auch auf gesellschaftli¬ che Interessen rechtzeitig reagiert hat. Die GST verfügt dazu über eigene Computerkabinette, die mit jeweils 10 Kleincomputern KC 85/3 ausgerüstet sind. Diese Technik ist für die Ausbildung ideal. Auf der Grundlage örtli¬ cher Vereinbarungen nutzen unsere Sektionen aber auch Computerkabi¬ nette der Berufsbildung. Die GST beschreitet im Computersport also keine schmalen Pfade ... Dieter Sommer: ... sondern verbündet sich mit vielen Partnern und wendet sich an alle, die an einer Ausbildung an und der Nutzung von Kleincompu¬ tern interessiert sind. Wie breit wir unsere Straßen angelegt haben, um in Ihrem Bild zu bleiben, bewies auch der Computersportfernwettkampf, der von März bis September 1988 ausgetragen wurde. An dem konnten sich nicht etwa nur GST-Mitglieder beteiligen. Herbert Hahn: Der GST-Bezirksorganisation Potsdam ist die Aufgabe übertragen, ein Führungsbeispiel für die Entwicklung des Computersports der GST zu schaffen, und dabei spielt die Breite auch eine große Rolle. So gibt es schon enge Verbindungen zur Berufsausbildung und zur Kammer der 267 Technik , die 1988 übrigens einen Computersommer hier in unserer Bezirks¬ stadt ausrichtete, an dem sich unsere GST-Sektionen nicht nur beteiligten, sondern dort auch viele nützliche Erfahrungen aufnahmen. Was ist der Computersport der GST? Dieter Sommer: Zunächst einmal ist der Computersport der GST als techni¬ sche Wehrsportdisziplin darauf gerichtet, Kenntnisse, Fähigkeiten und Fer¬ tigkeiten auf dem Gebiet der Bedienung und Programmierung von Klein¬ computern zu erwerben. Auf ansprechende Weise werden vielfältige Inter¬ essen auf wissenschaftlich-technischem Gebiet erfüllt. Dabei geht von Wettkämpfen und Leistungsvergleichen auch ein sportlicher Reiz aus. Ziel¬ gerichtet wird im Computersport Wissen und Können vermittelt, das letzten Endes auch für die Meisterung der hohen Anforderungen auf dem Gebiet der Informatik und des Computereinsatzes im Militärwesen nützlich ist. Der Computersport der GST hilft, daß sich die Kameraden mit der Bedeu¬ tung der Computertechnik bei der Realisierung der Beschlüsse des XI. Par¬ teitages der SED vertraut machen. Ihnen wird ein Überblickswissen über die Bestandteile und die Arbeitsweise von Kleincomputern vermittelt. In der Einstiegsphase werden mit vorhandener Software Spiele und Übungen absolviert. Wichtigster Bestandteil der Ausbildung ist es, die Programmier¬ sprache BASIC sowie die Technologie der Softwareerarbeitung zu vermit¬ teln. Dann schließt sich dieser Ausbildungsphase eine - nennen wir das mal so - Weiterbildungsphase an, in der jeder Computersportler nach sei¬ nen Neigungen und Interessen tätig werden kann. Es sind also beispiels¬ weise Computergrafik, Computersimulation, Computersound, Computer¬ spiele, Softwareentwicklung u.a. mögliche Spezialisierungsrichtungen. Bild 2 Abgucken erwünscht! 268 In dieser sogenannten Weiterbildungsphase lernt jeder Kamerad, Pro¬ gramme zu erarbeiten, weil dieses eine Voraussetzung ist, um an Leistungs¬ vergleichen und Wettkämpfen teilzunehmen. Wir berücksichtigen bei der inhaltlichen Profilierung des Computersports natürlich die aktuelle Situation, d.h. etwa solche Tatsachen, daß die Infor¬ matikausbildung in der Berufsbildung und im Hoch- und Fachschulbereich geschieht oder daß künftig auch in der Volksbildung der Informatikausbil¬ dung steigende Aufmerksamkeit gewidmet wird. Zur Zeit aber konzentrieren,wir uns darauf, den Kameraden ohne Vor¬ kenntnisse das Grundlagenwissen zu vermitteln - dafür sind 60 Ausbil¬ dungsstunden vorgesehen -, damit sie mit der Programmiersprache BASIC am Computer arbeiten und kleinere oder zergliederte Programmieraufgaben lösen können. Auch Computerspiele sind zur Herausbildung von Interessen nützlich. Für fortgeschrittene Computersportler steht im Vordergrund, Pro¬ gramme zu erarbeiten und sich an Wettkämpfen zu beteiligen. Diese Aufgaben stehen aber etwas im Gegensatz zu der angestrebten Breite. Was ist denn mit den Interessen¬ ten, die über andere Geräte als den KC 85/3 verfügen können oder die eine andere Programmiersprache als BASIC brauchen oder schon beherrschen? Herbert Hahn: Das ist keinesfalls ein Widerspruch. Unser Schwerpunkt liegt auf BASIC und dem KC 85/3, und das ist gut so, weil wir damit durchaus auf Breite zielen. Zugleich aber werden beispielsweise bei uns hier in Pots¬ dam von unserer Fortgeschrittenengnippe Programme, die für die KC 85/3 erarbeitet wurden, kompatibel gemacht für die Geräte, zu denen die Kame¬ raden auch Zugriff haben. Dieser Service gehört doch zum Computersport dazu! Und außerdem wendet sich unsere Fortgeschrittenengruppe - vor nunmehr fast 2 Jahren hatten die ersten Kameraden mit der Ausbildung be¬ gonnen - schon spezielleren Aufgaben zu, die über BASIC hinausgehen. Dieter Sommer: Ich will es noch einmal deutlich sagen. Das Computern ist uns nicht Selbstzweck, sondern ein GST-Computersportler soll in der Lage sein, mit der Computertechnik Probleme aller Art rationell und effektiv zu lösen - für sich, für die GST, für andere Anwender. Dabei dürften natürlich jetzt erst einmal Programmier¬ aufgaben im Mittelpunkt stehen, die aus den vielfälti¬ gen Bereichen der GST-Arbeit selbst erwachsen. Liegen da schon Ergebnisse vor? Dieter Sommer: Ja. Aber noch ein Wort zuvor zur Programmierausbildung. Wir legen Wert darauf, daß die Kameraden die Technologie der Software¬ entwicklung beherrschen. Sie sollen also nicht etwa nur ein Programm in der Computersprache kodieren können, sondern befähigt werden, das Pro- 269 blem zu analysieren, den Algorithmus zu finden, eine computergerechte Lösung anzubieten. Herben Hahn: Das möchte ich aus der Praxis unterstreichen. Ende 1987 veranstalteten wir einen Testwettkampf im Computersport, als Direktver¬ gleich angelegt, an dem Kameraden mit unterschiedlichstem Kenntnisstand teilnahmen. Dennoch war zu verzeichnen, daß nach dem Startkommando erst einmal alle Teilnehmer auf die Tastatur hämmerten und das Nachden¬ ken erst begann, als das Menü stand. Für das Programmieren aber reicht es nicht, die Befehle und Anweisungen in BASIC zu kennen, sondern die Pro¬ blemanalyse muß in einen gedanklichen Grobablaufplan münden, der dann zu einer computergerechten Lösung führt. Dieter Sommer: Ich schulde noch die Antwort, welche Programme bereits zum GST-Computersportfundus gehören. Eine Zahl kann ich da aber nicht nennen, weil sie sich ständig erhöht. Aber einige Beispiele kann ich anfüh¬ ren, die auch den Schwerpunkt der gegenwärtigen Programmentwicklung deutlich machen. Uns liegt ein Programm vor zum Erlernen des Hörens von Morsezeichen in der Telegrafieausbildung, das 1988 in allen GST-Bezirksorganisationen verbindlich wurde. Sein entscheidender Vorzug ist, daß es jedem Teilneh¬ mer an der Ausbildung das individuelle Training je nach Können erlaubt. Es läßt den Betreffenden auch jene Zeichen häufiger üben, die ihm am schwersten fallen. Die Geschwindigkeit und die Tonhöhen können variiert Bild 3 Ausbildungshilfen für den GST-Computersport 270 Bild 4 Einer der ehrenamtlichen Übungsleiter der Potsdamer Computersportsektion ist Helga Voigt, Berufsschullehre¬ rin für Grundlagen der Auto¬ matisierung werden. Schon bei der Erprobung des Programms konnten spürbare Effekti¬ vitätsgewinne und eine deutlich höhere Ausbitdungsqualität verzeichnet werden. Auch für die Auswertung von Wettkämpfen haben wir schon eine Reihe von Programmen, die die Kampfrichter entlasten, das Ergebnis objektivie¬ ren und die Zeit der Auswertung bedeutend verkürzen. ' Und schließlich sind bereits Programme in der Anwendung, die die Rou¬ tine-Verwaltungsarbeit innerhalb unserer Organisation rationalisieren hel¬ fen. Aus diesen 3 Bereichen vergeben wir auch weitere Aufträge zur Software¬ entwicklung an unsere Computersportler. Wie wird bei den so entwickelten Programmen gewähr¬ leistet, daß die Rechte des oder der Urheber gewahrt bleiben? Herbert Hahn: Dafür gibt es Festlegungen entsprechend den aktuellen staat¬ lichen Verordnungen. So gehört zu einem Programm ein Kommentar, der Daten des Urhebers nennt, und eine Programmdokumentation, die weitere Auskünfte gibt. Vorhin wurde ein Testwettkampf erwähnt. Wie sehen die Vorstellungen über Inhalte und Bewertungskriterien von Computersportwettkämpfen gegenwärtig aus? Dieter Sommer: Das ist bekanntlich Neuland, und wir haben auch internatio¬ nal kaum Vorbilder. Bei unserer tchechoslowakischen Bruderorganisation 271 mm. v » Uj. i.W K i* hi i h h listalir-. ,$£$1 ..'Miä* i^rw^^s . V . « »>( itwr^ylri.lt.ir.■-: r'^fwJr' ■ wgnr •■<•;*. •r.^ujprfv^! Bild 5 Ausdruck eines Programms #** COMPUTERS PORT *** c O MP tf % 9 i-1 6 C h n » k i M Frs i ze i tliert ä ch — L6 i Si U Pt 'S S V e S" y.i ? i'C h © ^ "1 i.f *r S" Sj* — We Hk tt* mj* ■¥ 6 - SVAZARM hatte ich Gelegenheit, das 1987 zum fünften Mal veranstaltete Finale der gesamtstaatlichen Meisterschaft im Programmieren zu verfolgen und dabei viele Erfahrungen aufzunehmen. Es gibt übrigens Vorstellungen, daß in den 90er Jahren die sozialistischen Wehrorganisationen auch inter¬ nationale Wettkämpfe im Programmieren austragen könnten. Bislang haben wir Fernwettkämpfe aus Anlaß des VIII.Kongresses der GST und des 70. Jahrestages der Großen Sozialistischen Oktoberrevolution durchge¬ führt. Die Aufgaben - auch bei dem 1988 ausgetragenen Fernwettkampf- waren an ein Thema gebunden und in der Anfangsphase auf Computergra¬ fik gerichtet. Diese auf Kassetten gespeicherten Programme wurden von einer Fachjury bewertet. Hierbei sowie bei dem erwähnten Test-Direktwettkampf, bei dem die Teilnehmer innerhalb von 5 Stunden eine vorgegebene Programmierauf¬ gabe zu bewältigen hatten, handelt es sich natürlich um erste Versuche - daraus leiten wir jetzt Erfahrungen für die weitere Profilierung eines Wett¬ kampfsystems ab. Herbert Hahn: Während bei Fernwettkämpfen jeder mit seiner Technik teilnehmen kann, wenn er die Bedingungen der Ausschreibung zu erfüllen in der Lage ist, sind Direktwettkämpfe — das sind erste Erkenntnisse — nur mit einheitlicher Technik möglich. Und nach unserem gegenwärtigen Er¬ kenntnisstand können bei einem Direktwettkampf wohl nur Probleme aus den exakten Naturwissenschaften gestellt werden, um sowohl gleiche Bedin¬ gungen als auch eine gerechte Auswertung zu ermöglichen. Und noch eines ist sicher: Der Wettkampfreiz bei Programmieraufgaben stellt sich erst ein, wenn ein hoher Schwierigkeitsgrad der Problemstellung gegeben ist. Des¬ halb ist wohl eine Klasseneinteilung nach dem Kenntnisstand der Teilneh¬ mer bei Direktwettkämpfen unerläßlich - wie das aussehen kann, müssen wir noch überlegen. Als Bewertungskriterien wollen wir solche heranziehen wie die benötigte Zeit (mit Zeitgutschriften bei vorzeitiger Beendigung), die Programmeffek¬ tivität (Quotient aus Datenblöcken und Programmzeilen), Laufzeit des Pro- 272 gramms, Speicherplatzbedarf, Exaktheit der verwendeten Formeln und Lö¬ sungswege, Exaktheit der Tabellen, Listen, grafischen Darstellungen, die allgemeine visuelle Bilddarstellung (Flächenausnutzung und Anordnung, Textanordnung, Farbeinsatz), die Bediensicherheit gegenüber Fehlbedie¬ nungen und Eingabe unrealer Werte, Eingabe- und Bedienoperationen nach einheitlichen Regeln, Übersichtlichkeit und Struktur des Programms und der verwendeten Algorithmen, Arbeit mit Unterprogrammen. Zum Schluß: In der jüngsten Wehrsportdisziplin der GST werden ja mit sprunghaft steigendem Bedarf Übungsleiter und Kampfrichter allerorts benötigt. Wo¬ her kommen die, wie werden sie qualifiziert? Dieter Sommer: Da gibt es - wie immer schon im Radiosport der GST - zwei Möglichkeiten. Zum einen ist in unserer Organisation, speziell im Radto¬ sport, eine große Zahl von Kameraden aktiv, die durch ihre berufliche Tä¬ tigkeit bereits viele Voraussetzungen für solche ehrenamtlichen Funktionen mitbringen — Herbert Hahn ist das beste Beispiel. Er hat viele Jahre die Sek¬ tion Radiosport hier am Potsdamer Bezirksausbildungszentrum geleitet, und weil er über hervorragende berufliche Kenntnisse als Programmierer und ehemaliger Leiter eines Datenverarbeitungszentrums verfügt, stieg er bereit¬ willig von Beginn an in den Computersport ein, konnte Verantwortung über¬ nehmen für die Entwicklung des Computersports insgesamt. Dieser Weg schließt natürlich zugleich ein, daß solche Kameraden gleichermaßen GST- Weiterbildungslehrgänge besuchen. Zum anderen bilden wir auch aus den Reihen der jungen aktiven Com¬ putersportler «eigenen» Nachwuchs an Übungsleitern und Kampfrichtern aus. Der Ausbildungsbereich Nachrichtenausbildung an der Funktionär¬ schule Heinz Hoffmann der GST in Blankenburg im Harz bot beispielsweise im Jahre 1988 allein 3 Lehrgänge für Übungsleiter Computersport an. Aber dennoch legt Ihre Frage den Finger auf die Wunde: Der Bedarf ist groß, und wir bieten jedem die Perspektive, als Übungsleiter oder Kampfrichter wesentlich zur weiteren Entwicklung des Computersports, der jüngsten Wehr¬ sportdisziplin der GST, beizutragen. 273 Stabsoberfähnrich Günther Büch: Heißt Techniker Oberstleutnant Dipl.-Journ. Klaus König Und ist doch keiner Einer, der schon über 30 Jahre seinen Dienst im Artillerieregi¬ ment Rudolf Gyptner versieht Einer, der vom Pflug, über das Geschütz an leistungsstarke Nachrichtenmittel wechselte Einer, der im Computereinsatz Möglichkeiten für intensivere Ar¬ beit sieht Vielversprechend klingt die Bezeichnung seiner Dienststellung: Techniker für Nachrichtenausrüstung. Wer sie jedoch allzu wörtlich nimmt, geht leicht in die Irre. Sein Platz ist an keiner Funkstation, in keiner Werkstatt, in keinem Materiallager. Wer zu Stabsoberfähnrich Günther Büch will, muß schon einige Treppen steigen. Ins Stabsgebäude des Artillerieregiments Ru- Bild 1 Zur Kontrolle der Nachrichtentechnik gehört auch das Prüfen der Sicherheitsgurte (Foto: König) 274 dolf Gyptner. Am Ende eines langen Ganges liegt sein Dienstzimmer. Ein Raum wie jeder andere. Nüchtern, sachlich, zweckmäßig eingerichtet. Nichts von wegen Meßgeräte, Oszillograph, Abgleichbesteck oder gar Spe¬ zialwerkzeug. Statt dessen lange Reihen von Ordnern, stapelweise Kartei¬ karten, Kataloge sowie Handbücher. Und Kugelschreiber und Taschenrech¬ ner sind seine unverzichtbaren Arbeitsmittel. Ökonom eines kleineren Betriebs, so ließe sich seine Dienststellung um¬ schreiben. Was das mit Nachrichtenausrüstung zu tun hat? Viel, sehr viel, weil ohne sein Zutun auf der Nachrichtenstrecke nichts laufen würde. Warum? Weil bei ihm die sprichwörtlichen Fäden zusammenlaufen. Als Techniker Nachrichtenausrüstung weist er nach, plant und beschafft Ersatz¬ teile. Mehr noch. Er zeichnet verantwortlich für die Lagerhaltung, für die Instandsetzung. Und er verwaltet die Finanzen. Eine breite Palette von Auf¬ gaben. Und eine jede von ihnen muß vorausschauend, verantwortungsbe¬ wußt, mit Sachkenntnis wahrgenommen werden. Wie das einer schafft, der Techniker heißt und doch keiner ist? Stabsoberfähnrich Günther Büch, in über 30 Jahren mit dem Rudolf-Gyptner- Regiment eng verwachsen, gab Aus¬ kunft auf diese Frage und Einblick in sein Leben. Stationen im Telegrammstil Geboren 1939 im Kreis Gnesen, Besuch der allgemeinbildenden Ober¬ schule. Beruf: Genossenschaftsbauer. NVA seit 1957. Heranbildung zum Geschützführer 1958 auf der Kommandoschule der Division. Vorzeitig zum Feldwebel befördert, wegen herausragender Leistungen im Jahr 1959. Im Jahr 1960 einen Hauptfeldwebellehrgung besucht und Oberfeldwebel gewor¬ den. Ab 1961 Feuerzugführer in einer Artilleriebatterie. Nach einiger Zeit erneutes Lernen als Nachrichtenzugführer. Neun Jahre insgesamt. Danach Lagerverwalter Nachrichten bis 1972. Seit 1973 Techniker für Nachrichten¬ ausrüstung. So in etwa würde sich die Kurzform seiner Entwicklung lesen. Doch halt, der Reihe nach. Jede einzelne Station stellte an Günther Büch ihre eigenen Anforderungen, hielt Bewährungssituationen bereit. Keine leichten. Von einigen berichtete er ausführlicher. Da wäre als erstes die Sache mit den rückwärtigen Diensten, so macht er verschmitzt lächelnd neugierig. Daß er 1957 dem FDJ-Aufgebot Folge leistete, das stand für ihn fest. Als FDJ-Se- kretär im Kreis Malchin konnte er schlecht andere überzeugen und selbst abseits stehen. Da mußte er schon mit gutem Beispiel vorangehen. Doch hatte er so seine eigenen Vorstellungen vom Wehrdienst. Aufmerksam hatte er den Erlebnissen Gedienter gelauscht, ihr Urteil eingeholt, ihren Rat gehört. Noch heute halten das die jungen Wehrpflichtigen nicht anders.» Nach diesem Exkurs in Sachen Armee stand für ihn lest: Dienst bei den Rückwärtigen. Und: 4 Jahre und nicht länger. «Alles klar!» dachte Günther Büch. Wie widersprüchlich das Leben allerdings sein kann, erfuhr er bereits während seiner ersten Tage im Rudolf-Gyptner- Regiment. «Rückwärtige Dienste?» fragten die verantwortlichen Gen'ossen den jungen Genossen- 275 schaftsbauern, blätterten in den Unterlagen, tauschten vielsagende Blicke. Sie offenbarten ihm dann: «Dein Platz ist am Geschütz!» Sie brauchten den jungen Günther Büch nicht lange zu agitieren. Was sie ihm zu sagen hatten, betreffs ihrer Entscheidung, war einleuchtend genug. Also hieß es für ihn fortan: Holme spreizen, Teilring, Aufsatz ... Handfeste militärische Tätigkeiten, die mathematische Kenntnisse ver¬ langten und auch kräftige Hände. Durchaus auch nach dem Geschmack von Günther Büch. So sehr, daß er von seinem anfänglichen Standpunkt «4 Jahre und keinen Tag länger» mehr und mehr abrückte. Wie er diese Zeit heute sieht? Er erinnert sich gern, es wäre seine schönste Zeit gewesen. Und wenn er einmal ins Erzählen kommt, mit jungen Genossen zum Bei¬ spiel, dann hat er dieses oder jenes Erlebnis parat. Er muß dann aufpassen, daß er die Zeit nicht verplaudert. Wenn er von Manövern berichtet, von Mi¬ litärparaden oder ganz einfach aus dem Alltag. Ein Erlebnis ist ihm bis heute tief im Gedächtnis geblieben. Seine Geschützbedienung war mit an¬ deren auserwählt worden, anläßlich der Trauerfeierlichkeiten für den ersten Arbeiterpräsidenten der DDR, Wilhelm Pieck , Salut zu schießen. In seinen Gesprächsrunden schwelgt er jedoch nicht nur in Erinnerungen an die schöne alte Zeit. Manche noch heute nützliche Erfahrung aus sei¬ nem Leben wechselt da auch den Besitzer. Zum Beispiel die. Individuell fordern und detailliert kontrollieren Es war 1967, als der Oberfeldwebel Günther Büch die Artillerie auf Anraten der Ärzte indirekt verlassen mußte. Er übernahm den Nachrichtenzug. Eine Aufgabe, für die er keine Vorkenntnisse besaß, die ihn aber reizte. Hatte er bisher in der Batterie die Fäden für das Feuer in der Hand gehalten, so zeichnete er jetzt verantwortlich für die Nachrichtenverbindung einer gan¬ zen Abteilung. Und ohne die war kein wirksames Feuer möglich, das wußte Günther Büch nur allzugut. Wollte er bestehen, gab es nur eins: Lernen, ler¬ nen und ... Also erarbeitete er als erstes mit seinem Vorgesetzten einen Plan zur Qualifizierung in der Dienststellung. Dann schleppte er Fachlitera¬ tur heran. Er kniete sich in die Grundlagen der Elektrotechnik. Er lernte in Stromlaufplänen lesen wie andere in Zeitungen. Und er beschäftigte sich mit der Funktionsweise seiner Technik: der Station 105 D. der 108 Mund der R 125. Dienstschluß war zu dieser Zeit für Günther Büch des öfteren 2 oder 3 Stunden später. Denn, und diesen Standpunkt hat er noch heute, zwei Stunden intensives Lernen in der Dienststelle bringen mehr als ein halber Tag zu Hause. Und noch etwas offenbarte er, augenzwinkernd aller¬ dings: Die Vorgesetzten damals hätten viel Verständnis und Fingerspitzen¬ gefühl gehabt. Er will das auf seinen Offizier Nachrichten bezogen wissen. Der hatte ihn alle 14 Tage hart geprüft, in Semiharen auf der Grundlage des gemeinsam erarbeiteten Studienplans. Der wäre auch plötzlich ins Zimmer gekommen, hätte einen Stuhl verkehrt herum auf den Tisch geschoben und gefordert: «So, Genosse Büch \ Zeigen Sie mir einen Abbund!» Nicht außer- 276 Bild 2 Kontrollierender und Truppführer testen die Einsatzbereitschaft der FF mit der Klingel¬ probe (Foto: König) Bild 3 Stabsoberfähnrich Büch prüft mit kritischem Auge und Ohr. von Sprechgarnitur bis zu den Akkumulatoren, alles, was die Einsatzbereitschaft der Funkstation gewährleistet (Foto. König) 277 gewöhnlich wäre auch gewesen, daß er des öfteren hinzubefohlen war, wenn sein Vorgesetzter in anderen Nachrichteneinheiten Lehraufgaben über¬ prüfte. Aus gutem Grund, wie sich meistens zwei oder drei Tage später her¬ ausstellte. Denn dann wäre für seinen Zug plötzlich Alarm ausgelöst wor¬ den. Und unter gefechtsmäßigen Bedingungen hätten er und sein Kollektiv die gleichen Aufgaben lösen müssen. Und an noch eine «Förderungsma߬ nahme» erinnert sich Günther Büch heute gern. An solche Einlagen während der Ausbildung oder im dicksten Übungstrubel wie «Zug- oder Truppführer ausgefallen!». Ob er wollte oder nicht, er hatte immer einspringen müssen, unter den kritischen Augen seines Vorgesetzten oder denen der Kontrollof- fiziere. Mancher Fluch war ihm damals über die Lippen gekommen. Machte Luft, bevor er sich in das Unvermeidliche schickte. «Eine lehrrei¬ che Schule», sagt Stabsoberfähnrich Günther Büch heute über jene Praktiken seines Fachvorgesetzten. Schon nach einem halben Jahr war er so schlie߬ lich als Nachrichtenzugführer sattelfest geworden. Etwas Unzufriedenheit schwingt in seinen Worten mit, als er nachsinnend, mehr zu sich selbst ge¬ wandt, sagt: «Manch junger Ausbilder heute sollte sich solch alter Erfahrun¬ gen bedienen.» Hürde auf Bestenkurs: Eskaladierwand Nach diesen Worten verstummt er, blickt überlegend aus dem Fenster in Richtung Exerzierplatz. Dort ist Nachrichtentechnik zur Kontrolle aufge¬ fahren. Minuten verstreichen, bis er den Gesprächsfaden wieder aufnimmt und zum sozialistischen Wettbewerb kommt. «Dreimal ausgezeichnet mit dem Leistungsabzeichen», gibt der Stabsoberfähnrich einsilbig Auskunft und weist zurückhaltend auf seine Uniformjacke. Die Medaille für ausge¬ zeichnete Leistungen, die Verdienstmedaille der NVA in Bronze, Silber "und Gold registriere ich. Und Bestentitel? An die genaue Zahl erinnert er sich nicht mehr. Einige! Auf jeden Fall. Und sein Kollektiv? Ausgezeichnet vom Chef des Militärbezirks. Der Titel aus der Hand des Ministers scheiterte, sprichwörtlich in letzter Minute, an der uneflaubten Entfernung eines sei¬ ner Soldaten. Darüber kann er sich noch heute ärgern. Auch über ein per¬ sönliches Mißgeschick. Das war am Ende des Ausbildungsjahres 1968/69, als der Regimentskommandeur die Anwärter auf den Bestentitel persönlich überprüfte. An diesen Tag erinnert er sich noch wie heute. Ein Montag. Und dichtes Schneetreiben. Normabnahme Sturmbahn. Die Eskaladier¬ wand wurde da für ihn sozusagen zur Scheidewand. Zwei Anläufe brauchte er bis zum Überwinden. Wertvolle Zeit verging so, die ihm am Ende fehlte. Er ahnte in diesen Sekunden, was das bedeutete. Dennoch holte er alles aus sich heraus. Lief und lief. Wollte die verschenkte Zeit wieder einholen. Es reichte nicht. Der Bestentitel war knapp verfehlt. Da half auch nicht, daß er diese Hürde sonst im ersten Anlauf nahm. Um so schmerzlicher traf es ihn schließlich, als sein Zug zur Auszeichnung beim Divisionskommandeur an¬ getreten war und sein Vorgesetzter das Kollektiv mit den Worten vorstellte «Ein Bester Zug mit Zugführer ohne Bestentitel.» Als der ihn durchdrin- 278 Bild 4 Ein Blick in die nahe Zukunft: Dieser Computer A 5130 soll dem Techniker für Nach¬ richtenausrüstung künftig helfen, die Arbeit effektiver und intensiver zu gestalten. Die dafür notwendige Software ist bereits in Arbeit (Foto: König) gend ansah und nachdenklich den Kopf schüttelte, wäre er am liebsten tief im Boden versunken. Und er schwor sich, daß sich so etwas nicht wiederho¬ len dürfe. Hat sich auch nicht, soviel kann der heutige Stabsoberfähnrich mit ruhigem Gewissen von sich behaupten. In den weiteren acht Jahren als Zugführer holte er Bestentitel für Bestentitel. Und sammelte Erfahrungen. Positive als auch negative. Positive machte er zum Beispiel mit seinem Gruppentagebuch. Den Anfängen des heutigen sozialistischen Wettbe¬ werbs, wie er es selbst zeitlich einordnet. Er führte es über das gesamte Aus- bildungsjahr. Vermerkte darin, was er von seinen Unterstellten wissen mußte. Angaben zur Person, die Persönlichkeitsentwicklung, Wettbewerbs¬ vorhaben, wöchentliche Auswertungen und Einschätzungen. Auch Aufga¬ benstellungen, versteht sich, zugeschnitten auf den einzelnen Mann. Und, und, und. Positiv, weil er so jeden in seinem Kollektiv zielstrebig und ganz individuell zum Bestentitel fuhren konnte. Eine einfache, doch wirksame Methode. Sicher, auch für die Ausbilder von heute läßt sich aus dieser Er¬ fahrung von Günther Büch lernen. 279 Bewegung ist alles Erneut dazulernen mußte Günther Büch 1971. Da sollte er vom Nachrich¬ tenzug ins Nachrichtenlager wechseln. Hätte er die Wahl zwischen beidem gehabt, er wäre lieber Zugführer geblieben. Aber so ist es nün einmal im Leben. Die, Dinge entwickeln sich weiter, schnell mitunter. Schließlich ist Bewegung alles, Stillstand nichts. Also zog Günther Büch insgeheim Bilanz. Wie das Nachrichtenwesen im Truppenteil funktioniert, das hast du von Anfang an selbst erlebt, rechnete er sich vor. Du kennst die Technik und die Ausrüstung. Und mit Problemen der Nachweisführung hast du dich schon als Hauptfeldwebel herumschlagen müssen. In all den Jahren der Verantwortung für hohe materielle Werte hast du nur einmal 30,-M Re¬ greß zahlen müssen. 30,-M für 2 Kompasse und ein Quentchen Gutmütig¬ keit, die andere ausnutzten. All das zählt, so sagte er sich, und übernahm das Nachrichtenlager. Mit der ihm eigenen Akribie. Die erste Amtshandlung war der Einbau neuer Türschlösser. Die zweite das Einrichten der Räume nach seinen Vorstellungen - sortimentsgerecht. Nach Funkausrüstung, Fernsprechtechnik, Aggregaten. Ein numerischer Katalog Nachrichtenausrüstung folgte. Die Fächer wurden nach und nach beschriftet. Karteikarten angelegt. All die Arbeiten gingen ihm relativ glatt von der Hand. Was nicht ohne Schwierigkeiten lief, war folgendes. Kamen die Instandsetzer und verlangten spezielle Teile, brauchte es mitunter lange Erklärungen und mehrere Wege, bis er die richtigen gefunden hatte. Denn jedes einzelne Teil aus dem Inneren der Nachrichtentechnik, das hatte er bis dahin nicht kennen müssen. Schon gar nicht die Spezialnamen, mit de¬ nen die Instandsetzer um sich schmissen. Günther Büch wußte aber auch da Abhilfe. Fortan hatten die Instandset¬ zer ein altes Teil abzugeben, bevor er ihnen ein neues aushändigte. Man¬ cher murrte damals anfänglich, aber es half nichts. Günther Büch hielt hart¬ näckig an dieser Forderung fest. Nur für alt gab es bei ihm neu. So bürgerte sich diese Verfahrensweise ein, und Günther Büch lernte schnell alle Teile exakt zu bezeichnen. Übrigens, was damals hoch mit einem gelegentlichen Murren kommentiert wurde, ist heute längst gang und gäbe. Inzwischen sind es Tausende von Teilen, die ein Lagerverwalter kennen müßte. Und natürlich dient auch diese Verfahrensweise dazu, die Forderung der Partei, daß jeder Militär auch ein guter Ökonom ist, zu verwirklichen. Schwierig und anspruchsvoll zugleich Als Militär - sprich Techniker Nachrichtenausrüstung - ein guter Ökonom zu sein, darum bemüht sich Stabsoberfähnrich Günther Büch auch in seiner heutigen Dienststellung. Oder besser: erst recht. Etwa 75 % seiner Dienstzeit bringt er am Schreibtisch zu. Vor den langen Reihen mit Ordnern, den Sta¬ peln Karteikarten, den Katalogen, den Handbüchern. Über ellenlange Li¬ sten und über den Taschenrechner gebeugt. Gut vorstellbar ist, daß in naher Zukunft an seinem Arbeitsplatz auch ein Computerbildschirm flimmert. 280 Bild 5 Stabsoberfähnrich Günther Büch kann sich auf umfangreiche Erfahrungen als Haupt¬ feldwebel, Zugßhrer sowie Lagerverwalter stützen. Ebenfalls zählen seine Mitarbeit in Partei¬ leitungen seil 1959 sowie die 14jährige Tätigkeit als Militärschöffe (Foto: König) Der dazugehörige Drucker wird dann all die Listen und Schriftstücke aus- drucken. Günther Büch weiß um diese Zukunftspläne und erklärt, ein Com¬ puter sei auch für seine Tätigkeit anwendbar. Noch fehle aber das richtige Programm - die Software. «Noch», sagt er. Und darin klingt Zuversicht, als ob er schon morgen meint oder übermorgen ... «Ach so», sagt er dann entschuldigend, «damit kein falscher Eindruck ent¬ steht. Der Schreibtisch hier ist nur das eine.» Und: Er habe es sich noch nie nehmen lassen, an die Basis zu gehen. Basis klingt gewaltig. Er meint damit die 25% seiner Dienstzeit und mitunter noch einige Zeit mehr, die er im Lager, in der Werkstatt und in den Batterien zubringt. Mit Kontrollen, Fachdisputen, persönlichen Gesprächen oder ganz praktischer Hilfe an der Technik. Wofür er schließlich auch verantwortlich zeichnet, sind die Voll¬ zähligkeit, die Sauberkeit und Einsatzbereitschaft der Nachrichtenausrü¬ stung des Regiments. Seine Verpflichtung und seinen Ehrgeiz sieht er darin, keine Durchsicht der Nachrichtengeräte unter der Note 2 zu beste¬ hen. Die, die sich im Artillerieregiment Rudolf Gyptner im Metier ausken¬ nen, behaupten anerkennend: Das ist der erste Grundstein für den Titel Be¬ ster Truppenteil. Und das ist schwierig und anspruchsvoll genug! 281 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR Weit über 200000 Besucher hatte diese Jubiläums-MMM, nämlich die 30. in Folge seit dem Jahr 1958, zu verzeichnen. Und auch Huggy ließ es sich nicht nehmen, diese Leistungsschau der jungen Generation zu besuchen; denn was hier geboten wurde, zeigte, welche rasante Entwicklung die MMM-Bewegung während dieser 30 Jahre genommen hat. 1958 beteiligten sich etwa 800 Aussteller, die 5000 Mitglieder aus 312 Klubs junger Techniker vertraten, heute dagegen sind es 2545 Klubs. An der MMM-Bewegung des Jahrgangs 1986/87 nahmen mehr als 1242000 Jugendliche - somit Drei¬ viertel aller jungen Werktätigen, Lehrlinge und Studenten der DDR - teil. Die Jugendforscherkollektive erreichten eine Anzahl von 5400, wobei na¬ hezu jede Jugendbrigade eine MMM-Aufgabe bearbeitete. 2 545 junge Neuerer stellten mehr als 4600 Exponate vor, bei denen Leistungen zur Entwicklung sowie zur ökonomischen effektiven Anwendung von Schlüssel¬ technologien wie der Mikroelektronik, der Rechentechnik, der flexiblen automatischen Fertigung, der Biotechnologie, der Lasertechnik und neuer Bearbeitungsverfahren und Werkstoffe im Mittelpunkt standen. Weiterhin waren auf der MMM 656 Jugendbrigaden und 604 Jugendforscherkollektive der FDJ vertreten, 256 Studenten und junge Wissenschaftler stellten 2 100 Exponate vor. Insgesamt wurden für 720 Exponate Patente angemel¬ det. Dreiviertel aller Exponate der Hoch- und Fachschulen entstanden in Gemeinschaftsarbeit mit Partnern aus der Volkswirtschaft, was die enge Verbindung von Wissenschaft und Produktion dokumentiert. Von den Exponaten waren 2 125 Bestandteil der Pläne Wissenschaft und Technik und davon wiederum 329 erfüllte Staatsaufträge. 1,92 Milliarden Mark beträgt der Gesamtnutzen der 30. Zentralen Messe der Meister von morgen. Auf der Auszeichnungsveranstaltung anläßlich der 30. Zentralen Messe der Meister von morgen und der 10. Zentralen Leistungsschau der Studenten und jun¬ gen Wissenschaftler sagte Egon Krenz , Sekretär des ZK der SED und Stellver¬ treter des Vorsitzenden des Staatsrates der DDR: «Die ausgestellten Expo¬ nate und die sehr aufgeschlossenen Gespräche in den Messehallen bezeu¬ gen, mit wieviel Sachkenntnis, mit welcher schöpferischen Unrast, mit welch beeindruckender staatsbürgerlicher Verantwortung ihr euch den Her¬ ausforderungen stellt, die vor uns bei der Verwirklichung der Beschlüsse des XI. Parteitages der SED stehen.» 282 Auch die jungen Neuerer, Rationalisatoren und Erfinder in Uniform do¬ kumentierten auf dieser Jubiläumsmesse ihre hervorragenden Leistungen mit zahlreichen Exponaten. In einem Interview der Zeitschrift militärtechnik mit dem Genossen Oberst Dipl.-Ing.-Päd. H.- W. Weber sagte dieser: «Entsprechend unserer militärspezi¬ fischen Aufgabenstellung sind die gezeigten Leistungen vorrangig auf die weitere Intensivierung der Führungs-, Ausbildungs- und Sicherstellungspro¬ zesse gerichtet. Hier ist es gelungen, die Vorzüge der Mikroelektronik, ins¬ besondere der modernen Rechentechnik, verstärkt und mit hoher Effektivi¬ tät zu nutzen» ... «Insgesamt kann man sagen, daß die jungen Neuerer, Ra¬ tionalisatoren und Erfinder in Uniform mit Spitzenleistungen in Wissenschaft und Technik wirksam zur Erhöhung von Kampfkraft und Ge¬ fechtsausbildung beitragen und dabei hohes persönliches Engagement ent¬ wickeln. Dafür sprechen die Leistungen der 6 Jugendforscherkollektive der FDJ, der 73 Jugendneuererkollektive, der 16 Kollektive mit MMM-Auftrag und der 5 Einzelneuerer, die mit ihren Leistungen auf der 30. Zentralen MMM einer breiten Öffentlichkeit Einblick in Inhalt und Breite der Bewe¬ gung MMM in der Nationalen Volksarmee und in den Grenztruppen der DDR gewährt haben.» Für einen weiteren Leistungsanstieg gilt es künftig das Niveau der Aufga¬ benstellung an die Neuerer, Rationalisatoren und Erfinder zu erhöhen. Darüber hinaus sollten durch noch konkretere Verpflichtungen im sozia¬ listischen Wettbewerb die schöpferischen Aktivitäten der Neuerer, Rationa¬ lisatoren und Erfinder in Ziel und Richtung beeinflußt werden. Und «... nicht zuletzt geht es uns aber auch darum, die erbrachten Lei¬ stungen sehr schnell praxiswirksam zu machen. Das gelingt nur, wenn ad¬ ministrative Hemmnisse bereits im Vorfeld ausgeschaltet, Überleitung und Benutzung schnell und zielstrebig geführt werden. Das erfordert eine ver-. antwortungsbewußte und unbürokratische Arbeitsweise der Neuereraktivs in den Truppenteilen, aber auch in den Führungsorganen«, sagte Oberst We¬ ber. Nachstehend nun wieder eine kleine Auswahl von Exponaten sowie die Anschriften der Dienststellen, die Nachnutzern von Neuerervorschlägen weitere Auskünfte erteilen. Dabei ist unbedingt zu beachten, daß Dienst¬ stelle und Registriernummer des Neuerervorschlags übereinstimmen. Nationale Volksarmee Postfach 13 313/H Leipzig 7022 Registriernummern 10000 bis 19999 und 73900 bis 74899 Nationale Volksarmee Postfach 15 513/V Neubrandenburg 2040 Registriernummern 20000 bis 29999 283 Nationale Volksarmee Postfach 14 413/6 Strausberg 1260 Registriernummern 30000 bis 39999 Nationale Volksarmee Postfach 18 815/B Rostock 2500 Registriernummern 40000 bis 49999 Grenztruppen der DDR Postfach 16 613 N Königs Wusterhausen 1600 Registriernummern 50000 bis 69999 Nationale Volksarmee Postfach 11 113 A Wildpark-West/Potsdam 1501 Registriernummern 70000 bis 70999 und 75000 bis 76999 Nationale Volksarmee Postfach 98 421 Strausberg 1260 Alle übrigen Registriernummern Ausgewählte Exponate 1. Grafikfähige Bildschirmanzeige (Bild 1, Reg.-Nr.: 70 525/85) Jugendneuererkollektiv: Leutnant Walter, Lutz Trainer für die Ausbildung zur Erlangung von Fertigkeiten in der Geräte¬ bedienung. Bei Frontplattendarstellung auf dem Bildschirm und ihrer Manipulierbarkeit mit Lichtgriffel wird ein Gerätemodell eingespart, und der Trainer ist durch Änderung der Software auf andere Geräte übertrag¬ bar. Erhöhung der Effektivität der Ausbildung. 2. Funkcomputer FC 86 (Bild 2, Reg.-Nr.: 33 961/85) Jugendneuererkollektiv: Major Ringeltaube, Detlef Mikrorechnergestütztes Ausbildungsmittel für Tastfunker, kombinierbar mit Funkpult. Variierbare Hörtempi und Elementelängen innerhalb der Zeichen, Vergleich von Gebetexten. Auswertung und Ausdruck von Ge¬ bebesonderheiten. Intensivierung der Ausbildung. 284 Bild 1 Graßkfähige Bildschirmanzeige mit Lichtgriffel Bild 2 Funkconfputer FC 86 285 Bild 3 Rechnergestütztes Diagnosegerät für Funkempfänger 3. Rechnergestütztes Diagnosegerät für Funkempfänger (Bild 3, Reg.-Nr.: 10 401/87) Jugendneuererkollektiv: Hauptmann Schauhl, Dietmar Mikrorechnergestützter Meßplatz zur Normwerterfassung von Funkemp- fängern R-155 P/U. 16 Meßstellen werden erfaßt und 3stellig auf einem Bildschirm ausgewiesen. 4. Transportables SV- und Prüfgerät für Einschübe der Richtfunk-Gestelle R-401, R-403 und R-405 (Bild 4, Reg.-Nr.: 29 158/86) Jugendneuererkollektiv: Stabsfähnrich Leunig, Heinz-Gerd Instandsetzungen und Überprüfungen auf mobilen Nachrichtenwerkstät- ten in hoher Qualität an Einschüben der Richtfunkstellen aller Spezifika¬ tionen. Unterschiedliche Prüfvarianten, die eine schnelle Information über Funktionen ermöglichen, die im Zusammenhang mit anderen Ein¬ schüben ausgelöst werden. Erhöhung der Effektivität der Instandsetzung der Nachrichtentechnik. 5. Prüfgerät für Fernsprechendgeräte (Bild 5, Reg.-Nr.: 02/87) Jugendneuererkollektiv: Oberfähnrich Baumann, Jürgen Diagnosegerät für die Feststellung des technischen Zustands von Fem- sprechapparaten mit Nummernschaltern und Tastwahlblöcken am Ort ihrer Aufstellung. Das Gerät ist für die Fehlersuche bei defekten Fern- sprechendgeräten im mobilen Einsatz geeignet. Erhöhung der Qualität der Instandsetzung und Wartung von Fernsprechendgeräten. 286 Bild 4 Transportables SV- und Prüfgerät für Einschübe der Richtfunk-Gestelle R-401. R-403 und R-405 Bild 5 Prüfgerät für Fernsprechendgeräte 287 6. Simultananlage (Bild 6, Reg.-Nr.: 29 116/86) Neuerer: Stabsfeldwebel Ising, Heinz Die Simultananlage ist für 2 Fremdsprachen und 40 Teilnehmer ausge¬ legt. Auf Grund der geringen Gehäuseabmessungen kann diese ein¬ schließlich des Zubehörs in 2 Transportkoffem befördert werden. Verbes¬ serung der Führungstätigkeit und Rationalisierung der Stabsarbeit. 7. Sicherungseinrichtung für Nachrichtenstellen (Bild 7, Reg.-Nr. 06/85) Jugendneuererkollektiv: Oberfeldwebel Mann, Lutz Einsatz als operatives Gerät mit Wachtposten zur Sicherung der Aufbau¬ plätze von Nachrichtenstellen bzw. von Abschnitten bei Nebel, Dunkel¬ heit und unübersichtlichem Gelände. Erhöhung der Einsatz- und Ge¬ fechtsbereitschaft. Interface -Schottky -TTL - IS DS 8216 D 0E\n Y1 E2 bi H5 -47 C 4 Y2C5 B2 ce A2C 7 M C 8 a i * rfr Dü« □ fl//? K, 2 =- □ K4 □ 54 & 7 -r □ -44 Y z 5~rh □ V5 □ 55 -t. □ -45 lUMäsiii DS 8205 D l ifji üiii KÜiiiS DS 8212 D ISBN 3-327-00551-8 ISSM 0424-3578