f'°OCT)|CoC>>-| Ö.J3 i 5S SG a SG CN s cr> ^ k 1 1 C\| *0 Lo Co QO 202 A6 SV lü x — AZ A3 AO CNJ - 1 CNJ ^— c\ er Cvj Al 1 CSJ Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1988 Herausgeber: Obering. Karl-Heinz Schubert Y21XE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1988 Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik Schubert, Karl-Heinz: Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1988. - Berlin: Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik, 1987. - 288 S.: 264 Bilder - (Jahrbücher) ISSN 0424-8678 ISBN 3-327-00358-0 1. Auflage, 1987 © Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB) - Berlin, 1987 Lizenz-Nr. 5 Printed in the German Democratic Republic Lichtsatz: INTERDRUCK Graphischer Großbetrieb Leipzig - m/18/97 Druck und buchbinderische Weiterverarbeitung: Karl-Mant-Werk Pößneck V15/30 Lektor Wolfgang Stammler Zeichnungen: Heinz Grothmann Illustrationen: Harri Förster Typografie: Ingeburg Zoschke Redaktionsschluß: 15. Februar 1987 LSV 3535 Bestellnummer. 746 934 0 00780 Inhaltsverzeichnis Leipziger Frühjahrsmesse 1987 Schlüsseltechnologien bestimmen technischen und sozialen Fort¬ schritt . 9 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE High Technology - Kampffeld imperialistischer Technologiezentren . 21 Wissenswertes über moderne Technik Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Die Anwendung von elektromagnetischen Wellen mit zirkularer Pola¬ risation . 30 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann ■Opto-Datenplatten für Großrechner und Kleincomputer. 41 Dipl.-Ing. Gerd Thiele Digitale Halbleiterspeicher. 53 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Neuere Formen der Dateneingabe in EDVA und Kleinrechnern .... 66 Dipl.-Ing. Gustav Westphal Neue Übertragungsverfahren im Flugfunk. 72 Neue Bauelemente der Elektronik Dipl.-Ing. Jifi Tomkovic Neue integrierte Schaltkreise von TESLA/ÜSSR. 80 Dipl.-Ing. Steffen Würtenberger Die LS-TTL-Schaltkreise aus dem Kombinat Mikroelektronik . 89 Dipl.-Ing. Frank Roscher Erste Bekanntschaft mit HaW-Generatoren .100 5 Moderne Technik für den Funkamateur Walter Koch Anspruchsvolles Netzteil für den Amateurfunkempfänger AFE 12 ... 110 Ing. Frank Sichla - Y51UO Für QRP-Sender: Aktives Reflektometer .115 Dr. Walter Rohländer - Y220H Kleine QRP-Schule des Kurzwellenamateurs.120 Ing. Olaf Oberrender - Y23RD Empfangsantennen für Kurzwelle - Starthilfe für den jungen Hörama¬ teur .132 Dr. Walter Rohländer - Y220H Blick in den Antennenwald. 142 Walter Koch UKW-Dipmeter für 80 bis 325 MHz.153 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y2 IXE Internationale Schaltungsrevue «Amateurfunk» .161 Siegmar Henschel - Y22QN Selektivfilter für das 2-m-Band ..171 Ing. Frank Sichlo - Y51UO Morsetongeneratoren mit integrierten Schaltkreisen.174 Bauanleitungen für Elektro nik er HS-Ing. Wolfgang Kleber Kombinierter Empfangsumsetzer für AM-und FM-Empfang.178 Gisbert Holz Mehrkanalpegelprüfer in TTL-Technik.184 Reiner Müller Dichtemeßgerät für das Fotolabor.188 Wolf gang March - Y23WG Voltmeter mit A 2 77 D . .192 Siegmar Henschel - Y22QN Breitbandverstärker mit konstantem Eingangswiderstand .196 Walter Koch Verbessertes Netzteil und Tongenerator für die AG-Arbeit.201 Siegmar Henschel - Y22QN Verstärkerschaltungen für den Fernsehempfang.208 Ing. Dieter Müller Elektronische Kfz-Kontrollgeräte mit LED-Anzeige.219 6 Öbering. Kart-Heinz Schubert - Y21XE Schaltungsrevue für den Anfänger.235 Ing. Frank Sichla - Y5IU0 Elektronikschaltungen für Spiel, Spaß und Unterhaltung.246 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Dipl.-Joum. Harry Radke Das Haus am Platze Haus des Radioklubs der DDR hatte Jubiläum.264 Oberstleutnant Dipl.-Joum. Klaus König Computer in der Ausbildung bei der Nationalen Volksarmee .272 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR.280 Huggy an seine Leser.286 7 ■« D 2 D 2 “»”«0202 »<«^02 02 1988 JANUAR 4 11 18 25 5 12 19 26 6 13 20 27 7 14 21 28 1 8 15 22 29 2 9 16 23 30 3 10 17 24 31 4 11 18 25 5 12 19 26 6 13 20 27 7 14 21 28 1 8 15 22 29 2 9 16 23 30 3 10 17 24 4 11 18 25 5 12 19 26 6 13 20 27 7 14 21 28 1 8 15 22 29 2 9 16 23 30 3 10 17 24 31 OKTOBER — 3 10 17 24 3t 4 11 18 25 5 12 19 26 6 13 20 27 7 14 21 28 1 8 15 22 29 2 9 16 23 30 FEBRUAR MÄRZ 1 8 15 22 29 7 14 21 28 2 9 16 23 1 8 15 22 29 3 10 17 24 2 9 16 23 30 4 11 18 25 3 10 17 24 31 5 12 19 26 4 11 18 25 6 13 20 27 5 12 19 26 7 14 21 28 6 13 20 27 MAI JUNI 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 AUGUST SEPTEMBER 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 7 14 21 28 4 11 18 25 NOVEMBER DEZEMBER 7 14 21 28 5 12 19 26 1 8 15 22 29 6 13 20 27 2 9 16 23 30 7 14 21 28 3 10 17 24 1 8 15 22 29 4 11 18 25 2 9 16 23 30 5 12 19 26 3 10 17 24 31 6 13 20 27 4 11 18 25 Leipziger Frühjahrsmesse 1987 Schlüsseltechnologien bestimmen technischen und sozialen Fortschritt Die Beschlüsse des XI. Parteitags der SED leiteten einen qualitativ neuen Abschnitt bei der weiteren Gestaltung der entwickelten sozialistischen Ge¬ sellschaft in der DDR ein. Sie beeinflussen tiefgreifend das gesamte Leben des Volkes. Die entstehende Masseninitiative führte im sozialistischen Wettbewerb dazu, daß die übernommenen Verpflichtungen erfüllt und'huf wichtigen Gebieten überboten wurden. Deshalb kann man sagen, das Jahr des XI. Parteitags wurde zum Jahr der höchsten Leistungen. Darin spiegelt sich auch das tiefe Vertrauensverhältnis zwischen der Partei der Arbeiter¬ klasse und dem Volk wider. Dynamik und Effektivität der Volkswirtschaft der DDR wurden auf dem Wege der umfassenden Intensivierung weiter beschleunigt. Es gelang zu¬ nehmend, die Vorzüge des Sozialismus mit den Errungenschaften der wis¬ senschaftlich-technischen Revolution zu verbinden, so daß die ökonomi¬ sche Strategie der SED mit dem Blick auf das Jahr 2000 erfolgreich verwirklicht wird. Von außerordentlicher Bedeutung für das dynamische Wirtschaftswachstum ist ein hohes Tempo bei der Vorbereitung und der Anwendung der Schlüsseltechnologien. Die Mikroelektronik, die moderne Rechentechnik, die computergestützte Konstruktion, Projektierung und Steuerung der Produktion bestimmen immer mehr das Leistungsvermögen der Volkswirtschaft der DDR. Daran beteiligt sind aber auch wichtige Teil¬ gebiete, wie Informatik, flexible automatische Fertigungssysteme, neue Be¬ arbeitungsverfahren und neue Werkstoffe, die Lasertechnik, die Kernener¬ gie und die Biotechnologie. Wie der Minister für Elektrotechnik und Elektronik, Felix Meier, vor der Leipziger Frühjahrsmesse 1987 feststellte, realisierte der Industriebereich 1986 eine über dem Durchschnitt liegende Leistungsentwicklung bei der Verwirklichung der Beschlüsse des XI. Parteitags der SED. Vielfach wurden 2stellige Zuwachsraten erreicht. So stieg die Nettoproduktion, verglichen mit dem Jahr 1985, auf 113,4% und die Arbeitsproduktivität auf 113,6%. Der Emeuerungsgrad der Produktion betrug über 33%. Vor allem, bei der Entwicklung, Produktion und breiten Anwendung der Schlüsseltechnolo¬ gien wurden bedeutende Ergebnisse für die Erhöhung der volkswirtschaftli¬ chen Leistungskraft erzielt. Durch die Einführung hocheffektiver technologischer Ausrüstungen konnte die mikroelektronische Basis mit neuen Schaltkreisen und Mikro- 9 Prozessoren weiter verbreitert werden. Um 28% wuchs das Produktionsauf¬ kommen bei monolithisch integrierten Schaltkreisen und um 20 % bei opto¬ elektronischen Bauelementen. Auf da» Dreieinhalbfache erhöhte sich die Produktion von Lichtleiterkabeln. Eine große Anzahl der in allen 15 Kom¬ binaten neu in die Produktion übergeleiteten Erzeugnisse sind Spitzenlei¬ stungen und entsprechen den Erfordernissen der wissenschaftlich-techni¬ schen Revolution. Das Ausstellungsprofü des Industriebereiches Elektrotechnik und Elek¬ tronik war geprägt von moderner elektronischer Rechentechnik und CAD/ CAM-Systemen, aktiven und passiven Bauelementen der Mikroelektronik, Erzeugnissen des wissenschaftlichen Gerätebaus, anwenderbezogenen Lö¬ sungen zur Prozeßautomatisierung und flexibel automatisierter Fertigungs¬ technik, Kommunikationssystemen, Erzeugnissen der Elektrotechnik und der medizinischen Elektronik sowie einem breiten Sortiment elektroni¬ scher, elektrischer und fotooptischer Konsumgüter. Kunden und Interessen¬ ten fanden im Exportangebot viele Neuheiten und ein breites Feld von an- wönderbezogenen Rationalisierungs- und Automatisierungslösungen. Das gleiche trifft auf das Gebiet der immateriellen Leistungen und auf das Li¬ zenzangebot zu. Besonderes Augenmerk fand auch die Offerte umfangrei¬ cher Software, in der die weitreichenden eigenen Erfahrungen und Erkennt¬ nisse bei der hocheffektiven Anwendung der Schlüsseltechnologien kundenbezogen enthalten sind. Bauelemente der Mikroelektronik Mit über 59000 Werktätigen in 22 Betrieben und Einrichtungen gehört der VEB Kombinat Mikroelektronik zu den größten Industriekombinaten der DDR und ist vor allem verantwortlich für die bedarfsdeckende Bereitstel¬ lung von mehr als 1400 Grundtypen aktiver elektronischer Bauelemente für die Anwenderindustrie der DDR und für den Export. Zum vielgestaltigen Produktionsprogramm gehören Mikroprozessorsysteme mit Verarbeitungs¬ breiten bis 16 bit, Einchipmikrorechner, hochintegrierte Speicherschalt¬ kreise, Analog-Schaltkreise für industrielle und Konsumgüterelektronik, diskrete Bauelemente wie Dioden und Transistoren, optoelektronische Bau¬ elemente und CCD-Sensorschaltkreise, Bauelemente für die Lichtleiter¬ nachrichtentechnik, weiterhin modernste Inline-Farbbildröhren, Röntgen- und Spezialröhren. Das Fertigungsprofil des Kombinats bestimmen aber auch Finalerzeugnisse und Konsumgüter wie Uhren, Taschenrechner, Ta¬ schenradios und Radio-Wecker-Kombinationen, Schachcomputer, Klein¬ computer, Kopiergeräte und auch Heißwasserspeicher mit. Dem wachsenden Bedarf der Volkswirtschaft Rechnung tragend, realisie¬ ren die Forscher, Technologen und Facharbeiter des Kombinats auch 1987 beträchtliche Zuwachsraten in Produktion und Absatz. So wird sich die Nettoproduktion auf nahezu 126% entwickeln und die gesamte industrielle um mehr als 15% ansteigen. Bei unipolaren Schaltkreisen zeichnet sich eine Zuwachsrate auf über 150 % ab. Die Lieferungen an den größten und 10 wichtigsten Außenhandelspartner UdSSR werden um weit mehr als die Hälfte des Volumens des Vorjahrs erhöht. . Die Ergebnisse aus Forschung und Entwicklung des Kombinats sowie die in die Praxis überführten Forschungsergebnisse der Universitäten und Hochschulen und der Akademie der Wissenschaften der DDR - sie arbeiten mit mehr als 30 wissenschaftlichen Einrichtungen zusammen - sind dar¬ über hinaus Grundlage für den Export wissenschaftlich-technischer Ergeb¬ nisse und die Vergabe von Nutzungsrechten am Know-how und an Paten¬ ten der Betriebe des VEB Kombinats Mikroelektronik in andere Länder. Nachfolgend werden neue Schaltkreise und Halbleiterbauelemente des VEB Kombinat Mikroelektronik vorgestellt. CMOS-Logikbaureihe U 74 HCT XX DK Dem internationalen Trend folgend wurde im Stammbetrieb, dem VEB Mi¬ kroelektronik Karl Marx Erfurt, mit der Entwicklung einer neuen LS-TTL- kompatiblen CMOS-Logikbaureihe begonnen. Die wichtigsten Eigenschaf¬ ten sind: - volle Kompatibilität zur internationalen CMOS-Baureihe 74 HCTXX, t- extrem niedrige Leistungsaufnahme bis etwa 10 MHz, - hohe Schaltgeschwindigkeit wie etwa LS-TTL-Schaltkreise, - breiter Betriebsspannungsbereich, 4,5 bis 5,5 V, - großer Betriebstemperaturbereich, -40 bis + 85 °C, - hohe sta^sche Störsicherheit. Auf Grund der LS-TTL-kompatiblen technischen Daten dieser Logikbau¬ reihe ist eine direkte Verkopplung mit TTL-Schaltkreisen gegeben. Auch besteht die Möglichkeit des Austauschs gegen funktionsgleiche LS-TTL- Schaltkreise. Das derzeitige Typenspektrum umfaßt: U 74 HCT 00 DK - 4 NAND-Gatter mit je 2 Eingängen U 74 HCT 02 DK - 4 NOR-Gatter mit je 2 Eingängen U 74 HCT 04 DK - 6 Inverter, U 74 HCT 74 DK - 2 D-Flip-Flop, U 74 HCT 86 DK - 4 Exklusiv-OR-Gatter mit je 2 Eingängen, U 74 HCT 138 DK - l-aus-8-Dekoder/Demultiplexer, U 74 HCT242 DK - 4-bit-Bus/Transceiver, invertierend, U 74 HCT243 DK - 4-bit-Bus/Transceiver, nichtinvertierend, U 74 HCT373 DK - 8-bit-Transparentlatch mit Tristate-Ausgängen, U 74 HCT 533 DK - 8-bit-Transparentlatch mit invertierten Tristate-Aus- gängen, U 74HCT374DK - 8-bit-D-Flip-Flop mit Tristate-Ausgängen, U 74 HCT 534 DK - 8-bit-D-Flip-Flop mit invertierten Tristate-Ausgän¬ gen. Emchipmikrorechner U 8611DC 08/UL 861108 Der U 8611DC08 ist mit 8 bit Verarbeitungsbreite und einer internen ROM- Kapazität von 8 KByte ausgerüstet. Bei der Bondversion UL 8611DC08 ermöglicht ein Batterieanschluß den Datenerhalt sämtlicher Register bei Betriebsspannungswegfall. - 4t Befehlstypen, - 4 Ein/Ausgabe-, 124 Mehrzweck-, 16 Status/Steuerregister, 11 *r 32 Ein/Ausgabeleitungen (4 Ports mit je 8 bit), - Vollduplex-UART, , - 2 programmierbare Zähler/Zeitgeber mit Vorteiler, - 6 Interrupts aus 8 Interruptquellen, - externe Adressierung von 120-KByte-Speicherbereich. Graflk-Display-Controller U82720D Das ist ein Steuerschaltkreis für den Einsatz in Mikrorechner angepaßten Rastergrafik- bzw. alphanumerischen Displays. Er ermöglicht den Aufbau hochauflösender grafischer Displays mit dem Prinzip der Bilddarstellung im Rasterdarstellungsverfahren und verfügt über Zeichnungsalgorithmen und einen effektiven Kommandosatz. Das ermöglicht mit geringem Auf¬ wand die Steuersoftware zum Zeichnen grafischer Darstellungen zu erarbei¬ ten. LCD-Matrixschaltkreis U714P Der universelle LCD-Ansteuerschaltkreis ist für alle üblichen regulären An¬ steuerverfahren mit bis zu 6 Spannungspegeln geeignet. Er enthält 2 bidi¬ rektionale Serien-Parallel-Wandlerblöcke (45 bit und 10 bit) mit getrennt herausgeführten Ein/Ausgängen. 6fach-Analogwertspeicher und D/A-Wandler V804 D Enthalten sind beide Systeme für 6 Analogfunktionen mit je 6 bit Auflö¬ sung. Über einen seriellen Datenkanal, den CBUS, können bis zu 4 parallel¬ betriebene Schaltkreise adressiert und gesteuert werden. PLL-Synthesizer U1056D Zusammen mit einem diodenabgestimmten Tuner, einem HF-Vorteiler, einem Loop-Filter sowie einer elektronischen Steuereinheit kann mit dem U1056 D ein komplettes Synthesizersystem für HF-Empfänger gebildet werden. Der CMOS-Schaltkreis benötigt Betriebsspannungen von 9 und 5 V, um ihn mit TTL-Signalen ansteuern zu können. Bei einer maximalen Eingangsfrequenz von 4 MHz sind vom Anwender 4 unterschiedliche Fre¬ quenzraster programmierbar. Dynamischer 16-Kbit-RAM U256D Der dynamische Schreib/Lesespeicher hat die Organisation 16 384 x 1 bit mit wahlfreiem Zugriff. Durch die zeitmultiplexe Eingabe über 7 Adre߬ bus konnte der Schaltkreis in einem löpoligen Gehäuse untergebracht wer¬ den. Bauelemente in SMD-Technik Kleinste Bauelemente in Chipform, reduzierte Leiterplatten und automati¬ sche Bestückungstechnik sind die Grundlagen der zukunftsweisenden SMD-Technik (Surface Mounted Devices). Bauelemente in SMD-Technik besitzen geringere geometrische Abmessungen als DIL- oder QIL-Gehäuse, niedrige Induktivitäten und Kapazitäten durch geringe Anschlußlängen und ermöglichen auf Leiterplatten eine beidseitige Bestückung. Aus dem Typenspektrum werden folgende Schaltkreise in SMD-Technik geliefert: CMOS-Baureihe V4001S - V401 VS - V4013S - V4023S - V4028S - V4030S - V4042 S - V4044S- V4050S - V4066S - V4093S. 12 Bild 1 Moderne Schaltkreise, wie 8- und 16-bit-Mikroprozessor, Einchipmikrorechner, Spei¬ cherschaltkreise usw., aus dem VEB Kombinat Mikroelektronik (Foto: RFT-Presse- dienst) \ Einchipmikrorechner UB 8810 P - UB 8811P - UB 8830 P - UB8831P - UC8830P - UC 88 31P - UB 8860 P - UB 8861P - UD8860P - UD 8861 P. Industrielle und Konsumgüterschaltkreise U713P - U 714 P - A290S - B 0605 - B 0665 - B 306 S - B 625 S. B 865 S und 9 Typen LS-TTL-Grundgatter der DL-Baureihe. Auch neue Transistoren werden in SMD-Technik hergestellt, die aber auch in der Hy¬ bridtechnik eingesetzt werden können. Si-npn-NF-Leistungstransistoren SCE 535/537/539 Si-pnp-NF-Leistungstransistoren SCE 536/538/540 Diese komplementären Transistoren werden jeweils gepaart und nach Stromverstärkungsgruppen selektiert geliefert. Die wichtigsten Werte sind: U CB0 = 45/60/100 V - / c = 1A - P tot = 1W. Si-npn-Epitaxie-Planar-NF-Transistoren SSE 200/201/202 Die wichtigsten Werte sind: U CB0 = 70/100/120 V - / c = 30 mA - P tot = 150 mW. Neue Analog-Schaltkreise Stereosteller A 1524 D - für Lautstärke, Höhen, Tiefen und Balance, phy¬ siologische Lautstärkeregelung, erhebliche Verringerung der externen Be¬ schaltung gegenüber A 273/274 D. Drehzahlregler B 4211D - universell verwendbarer Schaltkreis für Phasen¬ anschnitt-Steuerschaltungen, besonders für Universalmotoren. 4fach-Präzisions-Spannungsquelle B 584 X - Chip-Bauelement für den vor¬ zugsweisen Einsatz in hochauflösenden D/A- und A/D-Wandlersystemen. 13 12fach-Präzisions-Stromquelle B 7240X - Chip-Bauelement für den vor¬ zugsweisen Einsatz in hybriden A/D- und D/A-Wandlersystemen mit Ge¬ nauigkeiten größer 14 bit Auflösung. 8-bit-D/A-Wandler C 560 D - dient der Umsetzung eines 8 bit breiten digi¬ talen Eingangsignals in einen analogen Ausgangsspannungswert (max. Feh¬ ler 0,4 % vom Endwert). 12-bit-A/D-Wandler C574C - enthält Mikroprozessor-Interface, was zur Einsparung von Schaltkreisen und externer Beschaltung fuhrt. 16-bit-Serien-Parallel-Wandler D718D - kann eine 16-bit-Information Zwischenspeichern und besitzt einen seriellen Datenausgang zur Kaskadie- rung. //«//-Tasten-Schaltkreise B 451/452/453 G - diese magnetisch betätigten, kontaktlosen Schalter haben 2 statische, gleichphasige Ausgänge. Initiatorschaltkreis B 306 S - findet Anwendung für induktive, kapazitive und fotoelektrische Initiatoren, Anschlüsse für Hybrid- oder SMD-Technik ausgelegt. SLIC-Schaltkreise B 384/385/386/387 D - realisieren die Funktionen für den Anschluß von Standardtelefonapparaten an elektronische, digitale Ver¬ mittlungszentralen der Orts- und Nebenstellentechnik (SLIC - Teilnehmer¬ leitungsanschlußschaltung) . Neue Leistungstransistoren SU311 - Darlington- Transistor Andere Gehäusevariante zum SU 111, vorzugsweise für elektronische Batte¬ riezündanlagen von Benzinmotoren, z. B. Motorräder, Bootsmotoren; TO- 21 8-Gehäuse, 400 V - 7 A. SU 386 bis SU390 - Leistungsschalttransistor Andere Gehäusevariante zu SU 186 bis SU 190, geeignet für schnelles und Bild 2 Leistungsschalttransistoren für Sperrspannungen bis 450 V und Kollektorströme bis 10A, P„ = 150 W (Foto: RFT-Pressedienst) 14 Bild 3 Neue optoelektronische Bauelemente, u. a. J'iir die Lichtleiternachrichtenübertraguni:, aus dem Werk für Fernsehelektronik Berlin (Foto: RFT-Pressedienst) verlustarmes Schalten, z. B. bei getakteten Stromversorgungen, in Motor¬ steuerungen und beim Schalten induktiver Lasten; TO-218-(SOT-93)-Ge- häuse, t/cEo = 125/200/250/400/450 V - / Csll 5/8/10/10/8 A, Neue optoelektronische Bauelemente Das Lasermodul VQ 150 (Bild 3 oben) ist für die Lichtieiternachrichten- übertragung über größere Entfernungen vorgesehen, es wandelt digitali¬ sierte Informationsimpulse in modulierte Infrarot-Laserstrahlen um, die in die Glasfaser eingekoppelt werden. Die Übertragungsgeschwindigkeit ist maximal 34 Mbit/s. Mit diesem Lasermodul wird der internationale wissen¬ schaftlich-technische Höchststand mitbestimmt. Für die ftleß-, Steuer- und Regelungstechnik bestimmt, besonders zur Kantenführung, Weg- und Winkelantastung, sind die positionsempfindli¬ chen Fotodiodenchips. SP 118/119 XM sind nichtunterteilte Fotodioden¬ chips, die als Empfänger mit höchster Auflösung für Strahlungsflecke belie¬ biger Intensitätsverteilung innerhalb der Abmessungen der strahlenemp¬ findlichen Fläche im Dunkel- bzw. Hellfeld verwendet werden. SP 116/117 XM und SP 123/124 XM sind unterteilte Fotodiodenchips, die zur Lösung von hochpräzisen Positionieraufgaben in kleineren Bereichen mit symmetrischer Intensitätsverteilung des Lichtflecks oder der Hell-Dun- kel-Grenze im Strahlengang verwendet werden. Das Bild 3 zeigt auch den neuen optoelektronischen Koppler MB 106 mit Galliumarsenid-Lumineszenzdiode als Strahler und einem Silizium-Foto¬ transistor als Empfänger. Links im Bild 3 die neuen Lichtemitterdioden VQA 102 (Rot) bzw. VQA 202 (Grün) piit schwach eingefärbter Allplastlin¬ senverkappung und hohen Lichtstärkewerten. 15 Neue Geräte Das batteriebetriebene (6 x R6 ) Multimeter G-1007.500 der Genauigkeits¬ klasse 0,5 ist besonders für den Einsatz im Labor, Handwerk, Service und für Heimwerker geeignet. Es hat eine 3'/ 2 stellige LCD-Anzeige und ist zur Messung von Gleich- und Wechselspannung im Bereich von 100 pV bis 1000 V, von Gleich- und Wechselstrom im Bereich von 100 nA bis 10 A so¬ wie von Widerständen zwischen 100 mO und 20 MD vorgesehen. Der neue Schachcomputer CMC Diamond hat alle Vorzüge des bekannten Chess Master. Ergänzt wurde ein Steckplatz für eine Programmkassette zur Repertoireerweiterung. Die Zugeingabe geschieht wie beim Chess Master automatisch über Sensorfelder. Der Speicherbereich verfügt über ein 16-KByte-ROM und ein 3-KByte-RAM. Ein 4stelliges alphanumerisches LED-Display gestattet die Ausgabe der Zeit und der Anzahl der Züge so¬ wie die Anzeige der Stellungsbewertung und des Dialogbetriebs bei Ein¬ gabe der Betriebsarten. Über Multifunktionstasten lassen sich Farbwechsel, Stellungsveränderung und Partiewiederholung anwählen. Der Computer er¬ ledigt Zugzeitmessung, Summenzeitmessung, Count-down-Zeitmessung und Zugzählung auf Wunsch automatisch. 8 Spielstufen unterschiedlicher Schwierigkeitsgrade, 2 Analysestufen und 4 Mattstufen gestatten anspruchs¬ volle, dem Niveau des Spielers angepaßte Matchverläufe und Übungen. Bild 4 Der neue Schachcomputer a CMC Diamond» mit al¬ phanumerischem LED-Dis- play und Erweiterungssteck¬ platz (Foto: RFT-Presse- dienst) Der weiterentwickelte Kleincomputer KC 85/3 enthält nun einen ROM- BASIC-Interpreter und ist durch seine Eigenschaften und sein modernes Konzept sehr vielseitig einsetzbar, z. B. - als Rechner und Entscheidungshilfe in Konstruktionsabteilurigen, - zur Rationalisierung der Büroarbeit durch Anwendung eines Schreibsy¬ stems oder einer Datenbank, - zur Steuerung von Prozessen im Laborbetrieb, - aß Arbeitshilfsrhittel im Hoch- und Pachschulbetrieb und in der For¬ schung, - in der Volksbildung als Hilfsmittel zur optimalen Stoffvermittlung, - im Computersport der GST und in Arbeitsgemeinschaften. 16 Bild 5 Der neue Kleincomputer «KC 85/3» mit eingebautem ROM-BASIC-Interpreter ist vielseitig einsetz bar (Foto: RI1-Pressedienst) Rundfunk und Fernsehen Im Mittelpunkt des Angebots elektronischer Konsumgüter des VEB Kombi¬ nat Rundfunk und Fernsehen stand eine Reihe neu- und weiterentwickelter Erzeugnisse, die die Kontinuität der RFT-Forschung überzeugend doku¬ mentieren. Dominierend ist eine Anzahl neuer Transistortaschenempfän¬ ger, die von mehreren am Konsumgüterprogramm beteiligten Kombinaten entwickelt wurden. VEB Stern-Radio Berlin ist der Produzent des als Souvenier-Gerät anlä߬ lich der 750-Jahr-Feier von Berlin konzipierten UKW-Taschenempfängers Nante - SR 10. Dieses Gerät besticht durch seine attraktive Gestaltung, die Bild 6 Das abgerüstete Multimeter «G-1007.500» mit Sfstelli- ger LCD-Anzeige ist auch für den Elektronikamateur als Meßmittel geeignet (Foto: RFT-Pressedienst) 17 Bild 7 Der Stereoheimempfänger «SR 2401 Clock» hat ein zusätzliches Timermodul zur Zeitanzeige und als pro¬ grammierbarer Einschalter bzK. Wecker (Foto: RFT- Pressedienst) Bild 8 Der HiFi-Plionoautomat «PA 1205» ist das Spitzen¬ erzeugnis einer neuen Gerä¬ tefamilie aus dem VEB Phonotechnik Pirna/Zittau (Foto: RFT-Pressedienst) Bild 9 Die Audioahlage «Combi- Box» (2 X 30 VA) mit Mischeinrichtung, Kasset¬ tenteil und Lautsprecher kann bei Vorträgen und Lehrveranstaltungen einge¬ setzt werden (Foto: RFT- Pressedienst) 18 Bild 11) Mil 50 VA belastbar sind die neuen Baßreflexboxen «K23» (links und Mille, 2-Wege-System) und «K 33», wahlweise als 2- oder 3-Wegesystem (Foto: RFT-Pres- sedienst) besonders bei Jugendlichen großen Anklang finden wird. Der Empfänger kann, mit einer ansteckbaren Box versehen, als Tischgerät mit monofoner Wiedergabe oder bei Anschluß des Stereo-Kopfhörers DMK 85 als Walk¬ man-Gerät betrieben werden. Die Schnur des Kopfhörers wirkt hierbei als Antenne und gewährleistet einen guten Stereorundfunkempfang. Die Stromversorgung ist für 4,5 V ausgelegt. Als Weiterentwicklung des UKW-TT-Empfängers LTR 10 ergänzt der LTR21 in verbesserter Gestaltung und mit zusätzlichem Mitlelwellenbe- reich das Angebot. Als Nachfolgegerät des MW-Empfängers G 1000 er¬ scheint mit zusätzlichem Kurzwellenbereich (49-m-Band) und neuer Ge¬ staltung der TT-Empfänger G1020. Durch den VEB Mikroelektronik Anna Seghers Neuhaus und den VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) werden wei¬ tere TT-Empfänger angeboten. Die Erzeugnisse sind teilweise mit LCD- Quarzuhr bzw. als Kombination mit einem Anaiog-Quarzwecker gestaltet. Neu ist der TT-Empfänger TR 2021 mit UKW/MW-Bereich, LED-Abstim- mung, Schlummerautomatik und einer Ausgangsleistung von 200 mW. Als Spitzengerät der neuen hochwertigen Phonogeneration mit Tangenti¬ alarm und Direktantrieb wurde durch'den VEB Phonotechnik Pirna/Zittau erstmals die HiFi-Phonozarge PA 1205 ausgestellt. Ein Mikrorechner steu¬ ert alle Gerätefunktionen, er realisiert auch eine Titelvorwahl. Die Program¬ mierung und die einzelnen Betriebszustände werden auf einem LED-An- zeigedisplay angezeigt. Verwendet wird ein Einchipmikrorechner. Einge¬ baut sind ein magnetisches Abtastsystem und ein Entzerrerverstärker. 19 Basisgerät für den Stereoheimempfänger SR 2401 Clock ist das Gerät SR 2400, wobei zusätzlich ein Timermodul integriert wurde. Dieses Timer¬ modul realisiert folgende zusätzliche Gebrauchswerte: - beleuchtete LCD-Quarzuhr, - Sleep-Timer, programmierbar in Minutenschritten, - je eine programmierbare Einschalt- und Weckzeit, - Wecken wahlweise mit Radio bzw. Summton über Lautsprecher, - Wecken bei Stromausfall garantiert. Für den Einsatz bei Vorträgen und Lehrveranstaltungen vorgesehen ist die Audio-Anlage Combi-Box, die Entwicklung basiert auf Baugruppen der HiFi-Kömponentenanlage HMK100 und des Stereoradiokassettenrekorders SKR 700. Kassettenteil und NF-Stereoverstärker (2 x 30 VA an 4 O) sind mit einem Lautsprecher in einem Gehäuse zusammengefaßt. Für Stereobe¬ trieb kann ein zusätzlicher Lautsprecher angeschlossen werden. Der An¬ schluß externer Signalquellen, die gemischte Wiedergabe und eine Ketten¬ schaltung von mehreren Anlagen sind möglich. Zusammengestellt von Obering. K.-H. Schubert 20 Hjgh Technology - . „ , „ . „ 1 , Kampffeld imperialistischer Obenng. Karl-Heinz Schubert - Y 2 ixf Technologiezentren Was sind Hochtechnologien? «High Technology» - Hochtechnologie - ist eine wissenschaftsintensive Technologie und damit bestimmend für den wissenschaftlich-technischen Fortschritt der Gegenwart. Nach einer in den USA gebräuchlichen Defini¬ tion zählen zur Hochtechnologie solche Bereiche, bei denen auf 1000 Be¬ schäftigte 25 oder mehr Wissenschaftler und Ingenieure in Forschung und Entwicklung entfallen und die Ausgaben für Forschung und Entwicklung mindestens 3,5 % des Nettoumsatzes ausmachen. Eine weitere Definition besagt: «... als Hochtechnologieerzeugnisse werden solche Warengruppen bezeichnet, bei denen der Forschungs- und Entwicklungsaufwand (FuE- Aufwand) 5% und mehr des Produktionswerts ausmacht.» [1] Zur Hoch¬ technologie gehören u. a. solche Bereiche wie - Mikroelektronik, - Informationstechnologie, - flexible automatisierte Fertigungssysteme, - Biotechnologie, - Werkstofftechnologie, - Energietechnologie. Diese Hochtechnologien, bei uns meist Schlüsseltechnologien genannt, gliedern sich in unterschiedliche Teilbereiche, so z.B. bei der Infonnations¬ technologie in - Daten-/Rechentechnik, - CAD/CAM-Technik, - Bürotechnik, - Nachrichtentechnik, u. a. Im Bereich der Hochtechnologie haben sich in der kapitalistische» Welt 3 Zentren herausgebildet: USA - Japan - Westeuropa, in denen die tech¬ nologische Entwicklung im Imperialismus im wesentlichen mit staatsmono¬ polistischer Hilfe bestimmt wird. Etwa 75 % des - Hochtechnologiemarkts im Kapitalismus werden von diesen 3 Technologiezentren beherrscht. Aber diese technologische Entwicklung verläuft nicht im Gleichklang. «Zwischen den großen Monopolen und den kapitalistischen Ländern, den drei Hauptzentren des tnödemen Imperialismus, USA, Westeuropa und Japan, tobt eine, wie es bürgerliche Politiker nennen, «gigantische technologische Schlacht». Dabei erweitern sich die wissenschaftlich-techni¬ schen Potentiale teilweise beträchtlich. Zugleich türmen sich neue Wider- 21 Spruche auf, die zu massiven Störungen in der kapitalistischen Weltwirt¬ schaft führen [2].» Schon W. I. Lenin hatte das Gesetz der ungleichmäßigen ökonomischen und politischen Entwicklung der Länder im Stadium des Imperialismus for¬ muliert und dazu festgestellt: «... es gibt zwei Tendenzen: die eine, die ein Bündnis aller Imperialisten unvermeidlich macht, die andere, die die einen Imperialisten den anderen entgegenstellt - zwei Tendenzen, von denen keine auf einer festen Grundlage beruht [3].» Darunter zu verstehen sind die zentripetale Tendenz (Tendenz des Zusammenwirkens) und die zentri¬ fugale Tendenz (Tendenz der Rivalität). Das Technologiezentrum USA. Vor allem aggressive Kräfte des Militär-Industrie-Komplexes und das Mo¬ nopolkapital der USA versuchen mit dem Konfrontations- und Hochrü¬ stungskurs das annähernde militärstrategische Gleichgewicht zwischen So¬ zialismus und Imperialismus zu zerstören und durch Forcierung des wissenschaftlich-technischen Fortschritts militärische Überlegenheit zu er¬ langen. So ist besonders im Hinblick auf die «Stemenkriegs-Pläne» (SDI) zu erkennen, daß die USA mit staatsmonopolistischer Unterstützung die Forschung und Entwicklung im Hochtechnologiebereich vor allem einseitig für die Rüstung vorantreiben. Aber waren die USA in den 60er Jahren im technologischen und militärischen Bereich die unangefochtene imperiali¬ stische Führungsmacht, so muß sie sich heute, wie der Imperialismus insge¬ samt, neuen Existenzbedingungen stellen. Diese ergeben sich vor allem aus - dem veränderten internationalen Kräfteverhältnis, - der Verschlechterung der Reproduktions- und Wachstumsbedingungen des Imperialismus, - dem Kampf imperialistischer Länder um ökonomische und politische Vormachtstellung durch staatsmonopolistische Nutzung des wissen¬ schaftlich-technischen Fortschritts, - dem Interesse an einer funktionsfähigen Weltwirtschaft angesichts der engen ökonomischen Verflechtung und Abhängigkeit der imperialisti¬ schen Technologiezentren, - dem gegen die aggressivsten Kräfte des Imperialismus gerichteten Kampf zur Sicherung des Friedens und zur Verhinderung eines Nuklearkrieges. Unangefochten sind die USA die militärische Führungsmacht des Imperia¬ lismus, wie auch die Tabelle 1 für die Rüstungsausgaben zeigt. Für 1986 sind Rüstungsausgaben von 285,7 Mrd. Dollar, für 1987 fast 300 Mrd. Dol¬ lar vorgesehen. Das entspricht etwa 30 % des USA-Bundeshaushalts. Diese parasitäre Entwicklung trägt wesentlich zur Vertiefung der Disproportionen der amerikanischen Wirtschaft bei. John Bardeen, einer der Erfinder des Transistors und Nobelpreisträger von 1956, stellte dazu fest, daß die USA zwar in der Lage sind, diese gewaltigen finanziellen Mittel für das SDI-Pro¬ gramm aufzubringen, aber der Verlust der Köpfe ist für die amerikanische Wirtschaft von unersetzlichem Schaden. 22 Tabelle 1 Rüstungsausgaben (in Mrd. Dollar) USA Westeuropa (NATO) Japan 1980 114 108 9,8 1982 196 144 11,2 1984 237 176 12,7 Im politischen, ökonomischen und wissenschaftlich-technischen Bereich sind zwar die USA den beiden anderen Technologiezentren überlegen, aber deutlich schwächer als in früheren Jahren. Den Konfrontations- und Aufrü¬ stungskurs nutzt sie deshalb auch zur politischen Disziplinierung ihrer Ri¬ valen als Garant der «gemeinsamen Sicherheitsinteressen» bei gleichzeiti¬ ger aggressiver Außenwirtschaftspolitik mit Hilfe der Leitwährung «Dollar» zur internationalen Umverteilung gewaltiger ökonomischer Ressourcen im Interesse der USA-Monopole.' Trotz gewaltiger Fortschritte Japans und Westeuropas im wissenschaftlich-technischen Bereich halten die USA die Führungsrolle. Das vor allem durch die Aufwendungen für Forschung und Entwicklung (1985: USA 107 Mrd. Dollar, Westeuropa 60 Mrd. Dollar, Ja¬ pan 30 Mrd. Dollar), den wesentlich größeren Eigenmarkt in Amerika, die enge Verknüpfung von Universitäten und Industrie sowie durch rigorose Schritte, um auf administrativem Wege auf die Rivalen einzuwirken (Pro¬ tektionismus). Trotzdem haben die USA in einigen Bereichen der Hochtechnologie ihre Vormachtstellung vor allem gegenüber Japan eingebüßt, so in der Stahlin¬ dustrie, der Autoindustrie, der Pharmaindustrie, bei der Konsumgüterelek¬ tronik u. a. Auch in Teilbereichen der Mikroelektronik, der die USA im Streben nach militärstrategischer Überlegenheit besondere Bedeutung bei¬ messen, hat Japan die USA vom 1. Platz verdrängt. Das Technologiezentrum Japan Wenn heute Japan unter den kapitalistischen Technologiezentren den 2. Platz einnimmt, so hat das viele Ursachen. Unter den Rivalen weist Japan eine höhere ökonomische Entwicklungsdynamik auf, die vor allem darauf basiert, daß in enger Verflechtung von Konzernen und Staat zielgerichtet wirkungsvolle Innovationsstrategien entwickelt und durchgesetzt werden. Eine führende Rolle spielte dabei das MITI (Ministry of International Trade and Industry - Ministerium für Internationalen Handel und Indu¬ strie), das keine allgemeine Entwicklung der japanischen Industrie an¬ strebte, sondern vor allem sektorspezifische Förderungsmaßnahmen for¬ cierte. So wurden nacheinander unterschiedliche Industriezweige entwik- kelt, bis sie den Rivalen ebenbürtig oder sogar überlegen waren. Das war z. B. der Fall bei der Stahlindustrie, der Textilindustrie, der Autoindustrie, 23 dem Schiffbau, der Chemieindustrie, der Konsumgüterelektronikindustrie u. a. Gegenwärtig konzentriert man sich vor allem auf die Mikroelektronik, Computertechnik, Robotertechnik, Nachrichtentechnik und Biotechnolo¬ gie. Künftig zu entwickelnde Industriesektoren sind Flugzeugbau und Raumfahrt, neue Materialien, Computer-Software u. a. Jährlich veröffent¬ licht das MITI Listen für Forschungsthemen und Produkte, die durch Kre¬ dite und Steuerbegünstigungen unterstützt werden. Im Ergebnis einer sol¬ chen Technologiepolitik ist Japan heute die zweitstärkste Industrienation in der kapitalistischen Welt. Aber wenn man vom «technologischen Wunder Japan» spricht, darf man nicht übersehen, daß auch dieses Land mit allen Erscheinungen und Wi¬ dersprüchen des Kapitalismus behaftet ist. In Fragen von Wissenschaft und Technik ist Japan weiter von den USA abhängig, da Japan nur etwa 25% der FuE-Mittel aufwenden kann, wie sie die USA aufbringen. Nur etwa 10% der Produktion Japans sind seinen Rivalen ebenbürtig bzw. überlegen. Der schwache Binnenmarkt verschräft ständig die Außenmarktabhängig¬ keit. Japan ist stark abhängig von Importen (Rohstoffe, Energieträger, Nah¬ rungsmittel). Wenig entwickelt sind der Wohnungsbau, die soziale Infra¬ struktur und die soziale Wohlfahrt. Das alles wird sicher die weitere ökonomische Entwicklungsdynamik abschwächen. Das Bestreben Japans, entsprechend seiner ökonomischen Stärke auch eine Rolle in der Weltpolitik zu spielen, hat es zum verläßlichsten Bündnis¬ partner des USA-Imperialismus werden lassen, besonders für die Einfügung des asiatisch-pazifischen Raumes in die militärstrategischen Pläne des Pen¬ tagon. Andererseits erfordert die weltpolitische Profilierung für Japan auch ein bestimmtes Niveau in den politischen und ökonomischen Beziehungen zu den sozialistischen Staaten. Das Technologiezentrum Westeuropa Der Hauptnachteil'Westeuropas gegenüber seinen Rivalen besteht vor al¬ lem in der uneinheitlichen politischen und ökonomischen Struktur sowie in der Zersplitterung der Wirtschaften und des Binnenmarkts. Dazu kommt ein erheblicher Rückstand im Bereich der Hochtechnologien gegenüber den USA und Japan. Obwohl erhebliche Anstrengungen europäischer Kon¬ zerne mit starker staatsmonopolistischer Unterstützung in Milliardenhöhe unternommen werden, hemmen die vorgenannten Gründe das Tempo der Innovationen. Die Europäische Gemeinschaft (EG) versucht zwar Aktivitä¬ ten für die politische und ökonomische Entwicklung Westeuropas voranzu¬ treiben, stößt jedoch auf Grenzen durch die Macht- und Profitinteressen zwischen den Mitgliedsländern. Westeuropa ist von den 3 Rivalen am stärksten mit der Weltwirtschaft verbunden, wie die Zahlen für Warenexport/-import (Tabelle 2) zeigen. Au¬ ßerdem erkennt man deutlich die Zunahme des Außenhandelsdezifits der USA, das 1986 auf etwa 170 Mrd. Dollar angestiegen ist. In einigen Kenn¬ ziffern konnte Westeuropa stark aufholen, so in der Pro-Kopf-Kapitalinve- 24 Tabelle 2 Anteil am kapitalistischen Welthandel (ln Mrd. Dollar) 1960 1970 1980 * 1985 Warenexport USA 20,4 43,2 220,8 213,1 (26,6%) (15,5%) (12,2%) (12,5%) Japan 4,0 19,3 129,8 177,2 (5,2%) (6,9%) (7,2%) (10,4%) Westeuropa 46,6 136,2 796,1 752,1 (60,8%) (48,8%) (44,1 %) (44,0%) Warenimport USA 15,1 39,9 257,0 361,6 (19,0%) (13,8%) (13,9%) (20,0%) Japan 4,5 18,9 140,5 131,3 (5,7%) (6,5%) (7,6%) (7,3 %) Westeuropa 51,9 148,4 898,2 769,8 (65,4%) (51,1 %) (48,5%) (42,6%) stition, in der Grundfonds- und Kapitalausstattung sowie im Kapitalexport. Aber insgesamt besteht für Westeuropa in den meisten Bereichen der Hoch¬ technologie eine starke Abhängigkeit von den USA und Japan. Das trifft in besonderem Maße zu für Großrechner, CAD/CAM-Anlagen, Roboter, Pro¬ duktionsanlagen für die Halbleiterindustrie und auch für Bauelemente der Mikroelektronik. Das ist auch aus Tabelle 3 zu erkennen. Um Rückstände und Abhängigkeiten abzubauen, entwickelte Westeuropa die wissenschafts¬ strategischen Programme ESPRIT und EUREKA, die den wissenschaftlich- technischen Fortschritt in Westeuropa zwar beschleunigen werden, aber aus vielen Gründen kaum den Abstand zu den Rivalen verringern werden. Tabelle 3 Kapitalistischer Halbleitermarkt 1983 USA Japan Westeuropa Bevölkerung (Mio Einwohner) 234,5 119,3 353,0 Bruttoinlandsprodukt (Mrd. DoUar) 3 275,7 1156,0 2 895,7 BIP je Einwohner (in Dollar) 13 969 9693 8 203 Halbleitermarkt (in Mio Dollar) 7 700 5 600 3 200 Anteil am kapitalistischen Weltmarkt (%) 42,3 30,8 17,6 Halbleitermarkt je Einwohner (in Dollar) 32,8 46,9 9,1 Halbleitermarkt je 1000 Dollar BIP (in Dollar) 2,35 4,85 1,10 25 Rivalitäten im Mikroelektronikbe/eich Wenn es im Bericht des ZK der SED an den XI. Parteitag der SED heißt, daß zwischen den 3 imperialistischen Technologiezentren eine «gigantische technologische Schlacht» tobt, so trifft das auf den Bereich der Mikroelek¬ tronik voll zu. Es geht um Spitzenstellungen, um Marktanteile, um bessere Verwertungsbedingungen für das Monopolkapital, die jeder der 3 Rivalen für sich beanspruchen möchte. Mit staatsmonopolistischen Förderprogram¬ men zivilen und militärischen Charakters werden Forschung, Entwicklung und Produktion im Hochtechnologiebereich vorangetrieben. Besonders hart umkämpft ist der kapitalistische Halbleitermarkt (Inte¬ grierte Schaltkreise und diskrete Bauelemente), da mikroelektronische Bau¬ elemente die wesentliche Voraussetzung zur breiten Durchsetzung der Mi-, kroelektronik sind. Westeuropa ist fast hoffnungslos hinter seinen Rivalen zurückgeblieben. Vom Halbleitervolumen 1984 produzierte Westeuropa nur etwa 8% (USA 61%, Japan 29%). Fast 60% des Eigenbedarfs an ME- Bauelementen muß Westeuropa aus den USA und aus Japan einführen. Die USA sind zwar noch der größte Halbleiterhersteller dem Volumen nach, aber bei strategisch wichtigen Bauelementen wie Mikroprozessoren und Speicherschaltkreisen haben japanische Konzerne die Spitzenposition übernommen. So konnte 1985 der japanische Konzern Nippon Electric (NEC) den jahrelangen amerikanischen Marktführer Texas Instruments (TI) von der Spitze verdrängen (Tabelle 4). Infolge der entwickelten Innova¬ tionsstrategien ist der Bedarf an Speicherschaltkreisen rapide angestiegen. Die japanischen Konzerne hatten sich mit staatsmonopolistischer Unter¬ stützung darauf vorbereitet und mit erheblicher Fertigungsausweitung mit dem 64-Kbit-DRAM und dem 256-Kbit-DRAM fast 90% des USA-Marktes erobert (Tabelle 5 bis Tabelle 8). Mit dem Überangebot durch falsche Be- Tabelle 4 Die 10 bedeutendsten kapitalistischen Halbleiterhersteller 1985 Rang Firma Land Umsatz Mrd. Dollar Markt¬ anteil % 1984 1985 2 1 NEC Japan 1,95 9,1 1 2 TI USA 1,83 8,5 3 3 Motorola USA 1,73 8,0 4 4 Hitachi Japan 1,69 7,8 5 5 Toshiba Japan 1,37 6,4 9 6 Philips/ Signetics Nieder¬ lande/ USA 1,04 4,9 7 7 Intel USA 1,0 4,7 6 8 Natioaal Semiconductor USA 0.985 4,6 8 9 Fujitsu Japan 0,911 4,2 10 10 Matsushita Japan 0,870 4,1 Tabelle 5 Kapitalistischer MOS-Speiehermarkt 1980 1984 1985 1986 Gesamt in Mrd. Dollar Anteil in % 2,5 6,5 3,9 5,1 USA 74 44 35 - Japan 24 51 60 + Westeuropa 2 5 4 " — Tabelle 6 Hersteller von MOS-Speichem 1984 Weltrang¬ platz Firma Land Umsatz MOS-Speicher in Mio Dollar 1 Hitachi Japan 897 2 NEC Japan 713 3 TI USA 654 4 Fujitsu Japan 512 5 Toshiba Japan 396 Tabelle 7 Preise je bit, in Millicent / 1983 1984 1985 1986 1987 64-K-DRAM 6,2 7,4 4,5 3,6 3,3 128-K-DRAM 13,9 9,0 3,1 2,3 1,6 256-K-DRAM 40,6 14,6 2,5 1,7 1,2 512-K-DRAM - 41,0 16,7 6,6 3,0 Tahelle 8 Umsatzentwicklung nach Speicherarten, in Mio Dollar 1980 1984 1989 DRAMs 1029 3519 5 523 SRAMs 491 1187 1810 EPROMs 529 1192 2 069 ROMs 322 467 844 EEPROMs 45 156 695 Andere 45 50 80 Gesamt 2 471 6531 11021 27 darfseiiuchätzung verfielen innerhalb eines Jahres die Preise der DRAMs, so von 3,5 Dollar auf 70 Cent (64 K) und von 25 Dollar auf 2,5 Dollar (256 K). Inzwischen bieten japanische Konzerne 1-Mbit-DRAMs aus der Serienproduktion an ünd Muster des 4-Mbit-DRAMs. Die ursprünglich mit 4 Jahren angesetzte Lebensdauer einer Speicherge¬ neration hat sich damit wesentlich verkürzt, so daß die sehr hohen Investi¬ tionskosten für eine leistungsfähige VLSI-Chipherstellung sich kaum amor¬ tisieren lassen. Die amerikanische Firma Intel schätzt deshalb ein, daß von den 280 amerikanischen Halbleiterfirmen künftig nur noch wenige kapital¬ kräftige Firmen bestehen bleiben. Die amerikanische Zeitschrift Business Week vom 11. März 1985 spricht schon von einer Krisle der elektronischen Industrie Amerikas, die einer raschen Erosion auf allen Elektronikmärkten unterliege. So ist das Dezifit der USA im amerikanisch-japanischen Elek¬ tronikhandel schon größer als im Automobilhandel. Der 1985/86 geführte Halbleiterkrieg zwischen USA und Japan, in dem die USA Dumpingverfahren gegen japanische Konzerne und Strafzölle ver¬ hängten, wurde durch Einlenken Japans beigelegt. Im Juli 1986 kam es zu einem Halbleiterabkommen, das die Wogen scheinbar glättete, aber die westeuropäischen Rivalen benachteiligte. Und schon ist die nächste, wahr¬ scheinlich umfangreichere Auseinandersetzung vorprogrammiert. Die USA beherrschen etwa 80% des kapitalistischen Computermarkts. Westeuropa versucht dagegen mit dem Programm ESPRIT anzugehen. Weitgesteckter sind die Ziele des MITI und der japanischen Konzerne, die mit einem auf¬ wendigem Programm an der 5. Computergeneration arbeiten. Anfang der 90er Jahre soll ein japanischer Computer fertiggestellt sein, der über eine hohe Intelligenz verfügt, leicht zu nutzen ist, weite Spftwarekomponenten hardwaremäßig realisiert und in der Rechenleistung die leistungsfähigsten USA-Modelle um das Zehnfache übertrifft! Literatur [1] R. Gündel, Imperialistische Rivalen im «technologischen Krieg», Einheit 42 (1987), Heft 2, Seite 156 bis 161. [2] Bericht des Zentralkomitees der Sozialistischen Einheitspartei Deutschlands an den XI. Parteitag der SED, Berichterstatter Genosse Erich Honecker, Dietz-Ver- lag, Berlin 1986, Seite 12. [3] W.I. Lenin, Werke, Band 27, Seite 363. ' [4] A. Schwarz, Staatliche Förderung der Mikroelektronik im Rüstungsbereich der USA, IPW-Berichte 15 (1986), Heft 7, Seite 30 bis 35. [5] W. Kudrow, Die drei Zentren des Imperialismus - neue Aspekte ihrer wider¬ sprüchlichen Beziehungen, Sowjetwissenschaft - Gesellschaftswissenschaftliche Beiträge, 39 (1986), Heft 2, Seite 133 bis 142. [61 W. Kudrow, Rivalität der drei Zentren des Imperialismus, Sozialismus: Theorie und Praxis (STP), 14 (1986), Heft 11, Seite 103 bis 107. weiterführende Literatur: [7] W. D. Hartmann/W. Stock, Japans Wege in den Weltmarkt, Akademieverlag, Ber¬ lin 1984. 28 [8] W. Stock, High Technology und imperiale Strategie der USA, Verlag Die Wirt¬ schaft, Berlin 1985. (9] H. Hummel, Strategie der Haie, Urania-Verlag, Leipzig-Jena-Berlin 1986. [10] W. Rügemer, Neue Technik - alte Gesellschaft, Verlag Die Wirtschaft, Berlin 1986. [11] G.Basler, Bündnis- und Rivalitätsverhältnis USA-Westeuropa, IPW-Forschungs- hefte, 21 (1986), Heft 3. [12] Autorenkollektiv, Staatsmonopolistischer Kapitalismus - neue Tendenzen und Widersprüche, IPW-Forschungshefte, 21 (1986), Heft 1. [13] Autorenkollektiv, Wissenschaftlich-technischer Fortschritt im Imperialismus von heute, Wiss. Zeitschrift der Humboldt-Universität zu Berlin, Gesellschaftswissen¬ schaftliche Reihe, 35 (1986), Heft 2. [14] D. Klein/G. Krause, Imperialistische Anpassungsstrategien in der Gegenwart als Reaktion auf kapitalistische Krisenprozesse, Wirtschaftswissenschaft, 34 (1986), Heft 7, Seite 1014 bis 1037. [15] U.Hofmann/V.Kempe, Die 5.Rechnergeneration, Akademie-Verlag, Berlin 1986. 29 Die Anwendung von elektromagnetischen Wellen Dipi.-ing. Heinz Bergmann mit zirkularer Polarisation Die zirkulare Polarisation elektromagnetischer Wellen hat in letzter Zeit ah Interesse gewonnen, so daß mehrere Neuerungen benutzt bzw. in ihrer An¬ wendung erprobt werden. Der folgende Beitrag gibt dazu eine Übersicht. Einige Grundlagen Die elektromagnetische Strahlung der Frequenz / kann sowohl als eine elektromagnetische Weile, die sich im freien Raum mit der Lichtgeschwin¬ digkeit c ausbreitet und eine Wellenlänge X (X = elf) hat, als auch als Quan¬ tenstrom der Energie W (W= h f) betrachtet werden. Die Betrachtungs¬ weise als Welle oder Quant ist abhängig von der jeweils vorliegenden Frequenz. Je niedriger die Frequenz ist, um so besser läßt sich die Wellen¬ darstellung anwenden, was auf die nachrichtentechnisch benutzten Fre¬ quenzbereiche zutrifft. Eine elektromagnetische Welle baut sich auf gegenseitig hervorrufenden elektrischen (E-Feld) und magnetischen (H-Feld) Feldern gleicher Fre¬ quenz mit einem sinusförmigen Verlauf auf. Es besteht eine Ortsabhängig¬ keit des Phasenwinkels, wobei sich ein Feldzustand mit einem bestimmten Phasenwinkel mit der Phasengeschwindigkeit (K ph ) ausbreitet. Unter Grup¬ pen- oder Signalgeschwindigkeit versteht man die Geschwindigkeit, mit der sich die Phase der Amplitudenfunktion einer modulierten elektromagneti¬ schen Welle ausbreitet. Für die Ausbreitung im freien Raum (Vakuum) sind Gruppen- und Phasengeschwindigkeit gleich und entsprechen der Lichtgeschwindigkeit. Elektromagnetische Wellen umfassen Frequenzen von Größenordnungen 0 I Qwrzstabilisierte C- UhrmitUTC (Weltzeit) . AnschluBteil HF-System l£> Bordnetz *7/51'' T^Stromversargung _J j^ag ufferte Bgtterie)_ _ JL ______ AnschluBteil d *- . ft» “** HRVSBSa VHF-System Speicher¬ block Bild 2 Aufbau eines Datensteuergeräts 2 f> . HF ~ ‘System I 1/WF- Jv —System I I I chend programmmiert ist, dann lösen auch Signale aus Flugzeugsystemen automatische Datenübertragungen aus. Im Terminal oder Drucker können die ankommenden Daten sichtbar gemacht werden. Das Datensteuergerät kann auch die Aufgabe übernehmen, einen Sprechpartner am Boden über einen Datenkode rufen zu lassen und bei bereitstehender Verbindung den Sprechkanal durchzuschalten. Bild 2 vermittelt einen Einblick in ein Da¬ tensteuergerät und klärt auch, warum sich ein solches Gerät für die Luft¬ fahrt nur mit Mikroelektronik realisieren läßt. Der weitaus größte Aufwand für Netze der beschriebenen Art ist am Bo¬ den zu treiben. Es sind Netze zu schaffen, die eine kontinuierliche Verbin¬ dung zwischen den Zentralen der Luftverkehrsunternehmen oder ihren Ver¬ tretungen in anderen Ländern und den Luftfahrzeugen an beliebigen Orten im Luftraum bieten, Vermittlungs- und Speicherkapazität zu bilden und das Zusammenwirken so zu organisieren, daß alle Informationen sicher übertragen werden (Bild 3). Die einzelnen Segmente dieses Systems bilden eine sichere Kette für die Übermittlung von Informationen, mit denen die zivile Luftfahrt sicherer, zuverlässiger und. ökonomischer gestaltet werden kann. Es sind sehr große Investitionen erforderlich, doch der Rationalisie¬ rungseffekt ist nicht zu verkennen. Die für die genannten Systeme geltenden Vorteile legen den Gedanken an eine militärische Nutzung nahe. Die Verwendung beliebiger Kodes im vorgegebenen Koderahmen gestattet die Übermittlung von Meldungen mit relativ hoher Geheimhaltung. Damit ist aber lediglich eine der Forderungen für militärische Nachrichtenverbindungen erfüllt. Eine weitere Forderung 76 ff VHF-Station Ermitt¬ lungs- Computer Sprachverbindungs-Netz Ermitt¬ lungs- Computer Ermitt¬ lungs- Domputer Datenverbindungs-Netz Ermitt¬ lungs- Computer HF-Station 1 - HF-Bordanlage 2 - VHF -Bordanlage 3 - Datensteuergerät 4 - Datenbediengerät 5 - Terminal/Drucker 6 - Sprechgeschirr Bild 3 Schema der Organisation der Verbindungen für Daten- und Sprachübertragungen ist die Sicherheit. Die Führung verlangt ununterbrochene Verbindungen. Das können Systeme der beschriebenen Art unter kritischen Bedingungen nicht bieten. Die bekannten Übertragungsfrequenzen können gestört wer¬ den; die Netze sind international vermascht und unterliegen damit mögli¬ chen gewaltsamen Beeinflussungen. Aus diesen Erkenntnissen heraus ist ein Verfahren entwickelt worden, das die Sprachübertragung sowohl unge¬ stört als auch abhörsicher ermöglichen soll. \ 1 □ B UTE OUT VHFl van m vm FLT MO und ADR wmmmBH m SSL ETA wes WSCNäEM? 0 aa BMHMPT l»l mul Bild 4 Mögliche Frontplatte eines Datenbediengeräts 77 HF (Spei.) VHF UHF Die Erhaltung einer Funkverbindung unter Erfüllung der militärisch ge¬ forderten Bedingungen setzt einen erheblichen Aufwand voraus. Neben ho¬ her Disziplin und Qualifikation des Personals sind Manöver mit Technik und Frequenzen sowie auch die Funktäuschung erforderlich. Es ist mit ho¬ her Wahrscheinlichkeit zu erwarten, daß eine als vom Gegner genutzt er¬ kannte Frequenz überwacht und bei Unergiebigkeit gestört wird. Das erwogene Verfahren will sowohl dem einen als auch dem anderen Einfluß entgehen. Es soll das Springfrequenzverfahren angewendet werden. Dazu wird eine zu übertragende gesprochene Nachricht durch eine Zeittei¬ lerschaltung mit Matrix in Segmente aufgeteilt und diese systematisch ver¬ teilt und auf unterschiedlichen Frequenzen ausgestrahlt. Die Abstände der ausgestrahlten Trägerfrequenzen (also die Frequenzsprünge) können so groß sein, daß ursprünglich nebeneinanderliegende Segmente bei der Aus¬ strahlung in unterschiedlichen Frequenzbereichen (HF, VHF, UHF) gesen¬ det werden. Die Länge der Nachrichtensegmente wird sowohl vom Krite¬ rium der Auswertbarkeit durch den Gegner (also so kurz wie möglich) als 78 auch vom Einschwingverhalten der Funkkanäle (so lang, daß keine Verfäl¬ schung eintritt) bestimmt. In Bild 5 ist ein erprobtes System mit der Emp¬ fangsseite ausschnittsweise dargestellt. Es wird durch Zusatzmodul und be¬ reits an Bord vorhandenen Funkempfangseinrichtungen gebildet. Aus dem Schema läßt sich bereits erkennen, daß eine hohe Synchronisation zwi¬ schen Sender und Empfänger erforderlich ist, um eine brauchbare Übertra¬ gung zu gewährleisten. Durch die Art der Teilung der Nachricht wird prak¬ tisch ein «quasi-digital»-Verfahren angewendet. Der Aufwand ist relativ groß, aber ein Abhören oder Stören weitgehend ausgeschlossen. Störungen durch Störsender bedingen das Besetzen ganzer Frequenzbereiche und sind (auch im Interesse der Funkverbindungen des Störers) unpraktikabel. Der Zweck der Einrichtung wird also, wenn auch mit hohem technischem Auf¬ wand, erreicht. Die Entwicklungen sowohl im zivilen als auch im militärischen Bereich mobiler Verbindungen, speziell zu Luftfahrzeugen, sind in Bewegung gera¬ ten. Die Entwicklungen der nächsten Jahre lassen interessante Lösungen er¬ warten, dabei wird die Konkurrenz zwischen bodengestützten und satelli¬ tengestutzten Systemen großen Raum einnehmen. Hydridsysteme werden wohl die günstigste Lösung bieten. Mit dem Übergang von der Analogübertragung zur Digitalisierung scheint sich ein Kreis zu schließen, der beim Übergang vom Telegrafiever- fahren nach Morse als einer Form der Digitalübertragung zum Ferhspre- chen als Analogübertragung begonnen hat. 79 Neue integrierte Schaltkreise von TESLA/CSSR Dipl.-Ing. Jifi Tomkovic Ein interessanter Schaltkreis, der von TESLA für das Jahr 1987 angekün¬ digt wurde, ist der MDA 1533. Diese integrierte Schaltung ist zur Drehzahl¬ regelung von Gleichstromkleinstmotoren auf dem Prinzip einer PLL- Schleife in HIFI-Kassetten-, Spulenmagnetgeräten und Schallplattenspie¬ lern bestimmt. Sie enthält 1 quarzgesteuerten Referenzoszillator, 1 vorein¬ stellbaren Teiler zur Drehzahlfeineinstellung im Bereich bis +10% der Nenndrehzahl, 2 Operationsverstärker, 1 für einen Tachogenerator be¬ stimmten Verstärker und Begrenzer, 1 Phasendetektor mit Zustandsindika¬ tor und 1 programmierbaren Teiler zur sprunghaften Drehzahleinstellung. Der MDA 1533 wird in einem 18poligen DIL-Gehäuse gefertigt. Die pin-Be- legung ist in Bild 6a ersichtlich, Bild 1 zeigt den Übersichtsschaltplan. Die Betriebsspannung kann höchstens 12 V, die Gesamtverlustleistung 1 W und der Betriebstemperaturbereich 0 bis 70 °C betragen. Der Zähler- Steuereingang am pin 5 ist ein tri-state-Eingang. Ist der Eingang offen, so wird der Zähler blockiert, bei L-Pegel zählt der Zähler vorwärts bis maximal 1099, bei H-Pegel rückwärts bis minimal 901. Mit kurzen H- bzw. L-Impul- Bild 1 Übersichtsschaltplan des MDA 1533 80 sen kann der Zählerstand und damit das Teilerverhältnis sprunghaft verän¬ dert werden. Beim Zuschalten der Betriebsspannung wird das Teilerverhält¬ nis auf 1000 eingestellt. Der Ausgang des Phasendetektors am pin 9 ist ebenfalls ein tri-state-Ausgang, dessen Zustand von dem jeweiligen Phasen¬ unterschied des Referenz- und des Tachosignals abhängt. Bei Synchronisa¬ tion wird der Ausgang hochohmig. Auch die Steuereingänge des program¬ mierbaren Zählers sind als tri-state-Eingänge ausgeführt. Das Teilerverhält¬ nis kann wie folgt eingestellt werden: Teilerverhältnis pin 14 pin 15 2 F L Pegel: 4 F F L bis 0 V 8 F H H bis 4 V bis U cc 10 L H F bis offen (0,7 V) 20 L L 40 L F 54 H F Bei H-Pegel am pin 14 und L-Pegel am pin 15 kann pin 2 als Testeingang für einen externen Taktgeber benutzt werden, in allen anderen Fällen (au¬ ßer H/H am pin 14/15) kann man am pin 2 die entsprechend geteilte Refe¬ renzfrequenz messen. Mit H am pin 16 läßt sich der Zähler zurücksetzen und damit das Teilerverhältnis 1000 einstellen. Die nichtinvertierenden Eingänge der beiden Operationsverstärker liegen auf l/ cc /2. Die Ausgänge am pin 10 und pin 13 sind offene Kollektorausgänge. Die Eingangswechsel¬ spannung des Tachoverstärkers muß größer als 10 mV sein, die Frequenz des quarzgesteuerten Oszillators <5 MHz. Für die NF-Technik wurden die Doppel-NF-Leistungsverstärker MDA 2005 A und MDA 2005 B vorgestellt. Der MDA 2005 A wird als Stereover¬ stärker mit einer NF-Ausgangsleistung von maximal 2 x 10 W empfohlen, der MDA 2005 B ist für Brückenschaltungen mit einer Ausgangsleistung von maximal 20 W bestimmt. Beide Schaltkreise sind weitgehend identisch und pin-kompatibel mit dem TDA 2005 bzw. dem A 2005 V, der in der DDR-Fachliteratur ausführlich beschrieben wurde [2], .Deshalb werden an dieser Stelle lediglich die beiden Meßschaltungen mit einigen charakteristi¬ schen Daten angegeben. Der MDA 2005 A weist in der angegebenen Schaltung (Bild 2a) mit einer Betriebsspannung von 13,2 V eine Ausgangsruhespannung von typ. 6,6 V (6,0 bis 7,2 V), einen Eingangsruhestrom von typ. 62 mA (maximal 120 mA) und bei /= 1 kHz im Ausgangsleistungsbereich von 0,05 bis 5 W einen Klirrfaktor von typ. 0,3% (<1%) auf. Die Verstärkung ist mit 1,2 kO und 3,3 fl auf etwa 50 dB eingestellt. Bei der Brückenschaltung (Bild 2 b) mit dem MDA 2005 B wird eine Aus¬ gangsspannungsdifferenz am pin 8/10 von <150 mV garantiert. Der Ein¬ gangsrahestrom beträgt typ. 70 mA (< 150 mA), der Klirrfaktor bei 81 Bild 2 MDA 2005 A als Stereo-NF-Verstärker (a) und mit MDA 2005 B als Brückenverstär¬ ker fiir doppelte NF-Leistung (b) /= 1 kHz und P„ = 0,05 bis 13 W ist <1%. Die Schleifenverstärkung ist ebenfalls auf etwa 50 dB eingestellt. Zu den hochwertigen IS gehört zweifellos der MDAC565. Es handelt sich um einen schnellen 12-bit-D/A-Wandler mit einer Setzzeit von typ. 200 ns. Der MDAC 565 hat ein 24poliges DIL-Plastgehäuse, die Typen MDAC 565 C und MDAC 565 JC ein Keramikgehäuse. Der D/A-Wandler enthält 12 ge¬ naue, sehr schnelle bipolare Stromschalter, eine hochstabile Referenzspan¬ nungsquelle 10 V ± 1 %, einen Operationsverstärker mit Dünnschichtwider¬ standsnetzwerk und Rückführungswiderstände. Sie können in Verbindung mit einem externen Operationsverstärker als Strom-Spannungswandler be¬ nutzt werden oder zur Beschaltung als A/D-Wandler auf dem Prinzip der sukzessiven Approximation wirken. Die Digitaleingänge sind TTL-, DTL- und CMOS-(+5 V-)kompatibel. Der MDA 565 ist funktions- und pin-kom¬ patibel mit dem C565 D aus der DDR-Produktion. Die Betriebsspannung beträgt maximal +18 V, die Spannung am Wand¬ lerausgang pin 9/12 minimal -3 V, maximal +12 V, die Referenzeingangs¬ spannung am pin 5/6 minimal -12 V, maximal +12 V, die Spannung am pin 8/12 und pin 10/12 minimal -12 V, maximal +12 V und am pin 11/12 minimal -24 V, maximal +24 V. Die Zahl nach dem Schrägstrich deutet auf die Bezugsmasse hin. Die Referenzspannungsquelle ist kurzschlußfest gegen Masse bzw. kurzzeitig kurzschlußfest gegen die positive Betriebs¬ spannung. Die Gesamtverlustleistung beträgt 1 W, der MDA 565 C ist für den Betriebstemperaturbereich von -55 bis +125°C bestimmt, die Typen MDA 565 und MDA 565 JC für einen Betriebstemperaturbereich von 0 bis 70 °C. Bild 3 zeigt die Grundschaltung für eine Ausgangsspannung von 0 bis 10 V, Bild 4 für eine Ausgangsspannung von +5 V, Bild 6b gibt die pin- Belegung wieder. 82 Bild 3 Grundschaltung des MDAC 565 für den A usgangsspannungsbereich 0 bis 10 V Bild 4 Grundschaltung des MDAC 565 für den Ausgangsspannungsbe¬ reich ±5 V Bei der Einstellung der Ausgangsspannung auf 0 V werden alle Digit-Ein¬ gänge auf L gelegt, und mit dem Einstellregler PI wird die Ausgangsspan¬ nung auf 0,000 V (1 LSB = 2,44 mV) eingestellt. Ist das nicht erforderlich, so legt man pin 8 auf Masse. Der Maximalwert wird erreicht, indem alle Di¬ git-Eingänge auf H geschaltet werden und mit dem Einstellregler P2 die Ausgangsspannung auf 9,9976 V eingestellt wird. Analog läßt sich auch die Ausgangsspannung der bipolaren Schaltung auf -5,000 V und +4,9976 V einregeln. Durch die Parallel- bzw. Reihenschaltung der beiden Rückfüh¬ rungswiderstände kann der Ausgangsspannungsbereich von 5 bzw. 20 V er¬ reicht werden. Der unipolare Offset ist typ. ±0,01 % FS (< +0,05 % FS) und der bipolare Offset typ. +0,05% FS (< ±0,25%). Die integrale Nichtlinearität wird mit typ. ±0,25 LSB (< ±0,5 LSB) angegeben sowie die differentielle Nichtli¬ nearität mit typ. +0,5 LSB (< ±0,75 LSB). Diese Daten beziehen sich auf eine Betriebsspannung von ±-15 V und eine Umgebungstemperatur von 25 °C. 83 Funktionstabelle: Gfj A0&; AI 42g 43g 44g "O- ®-Ji ]fam\do «H »H 77 Sg , Dotän^m m-f -tm MUcc ED Mrd/wr Ü49 3] 48 3347 g)48 53 45 Betriebsart Eingänge Ausgang DO D D blockieren n H n Z schreiben L L L L z schreiben H L L H z lesen L H X V Bild 5 12-pin-Belegung und Funktionslabelle fir den MH 93425 bzw. MH 93425 A Bei dem MDAC566 handelt es sich ebenfalls um einen 12-bit-A/D- Wandler, der allerdings keine interne Referenzspannungsquelle aufweist. Die Grenz- und Kenndaten sind identisch mit dem MDAC 565. Für die Mikrorechentechnik ist der statische 1-Kbit-RAM-Speicher MH 93425- bzw. MH 93425 A entwickelt worden. Es ist ein bipolarer Spei¬ cherbaustein mit einer Zugriffszeit von s30 ns bei MH 93425 bzw. s45 ns bei MH 93425 A in einem 16poligen DIL-Gehäuse. Der Grenzwert der Be¬ triebsspannung liegt im Bereich von -0,5 bis +7 V und der Eingangs- bzw. Ausgangsspannung im Bereich von -0,5 bis +5,5V. Bei einer Betriebs¬ spannung von 5,25 V hat der Speicherbaustein eine Stromaufnahme von 130 mA. In Bild 5 sind pin-Belegung und Funktionstabelle dargestellt. Da¬ bei bedeuten in Bild 5: D - Dateneingang, WR - Schreiben (L-aktiv), RD - Lesen (L-aktiv), G - Chipauswahl, A0 bis A9 - Adreßeingänge, Z - Ausgang hochohmig, V - gültige Information am Ausgang, X - H oder L. Die Reihe der Kundenschaltkreise in der I 2 L-Technik ist um weitere Typen ergänzt worden. Der MH 103 A ist ein Tastatur-Steuerschaltkreis im 40poli- gen DIL-Gehäuse zur Datenverarbeitung von Sensortastaturen mit einer Anschlußmöglichkeit von 120 Hall-Tasten des Typs MH3SS2 und MH3SD2. Die Funktionen sind das Kodieren, Speichern und Bestätigen der gültigen Daten; der Controller enthält 1 Dekoder, 1 Zeitgeber und die Steuerlogik. Der Schaltkreis verfügt über Treiberausgänge mit offenem Kollektor. Eine Art Uhrenschaltkreis für industrielle Anwendungen stellt der MH 106 dar. Er ist für Betriebskontrolluhren bestimmt und enthält außer der Uhren- und Kalenderfunktion, der Stop-Schaltuhr und einem Intervallschalter auch die Steuerung der horizontalen und vertikalen Druckposition für Kon¬ trollkartendrucker. Neben dem Siebensegmentausgang zur Ansteuerung von LED-Anzeigen im Multiplexbetrieb weist der Schaltkreis auch einen 84 TTL- und CMOS-(+ 5V-)kompatiblen BCD-Datenausgang auf. Die in¬ tegrierte Schaltung verfügt wiederum über Ausgänge mit offenem Kol¬ lektor. Der MH 107 ist ein 16-bit-Vor/Rückwärtszähler mit Steuerlogik zur Ko¬ ordinatenmessung mit fotoelektrischen Rotationsgebem (IRC) oder induk¬ tiven linearen Positionsgebem (IML). Der Schaltkreis kann aber auch nur als 16-bit-Vor/Rückwärtszähler oder zur Phasendifferenzmessung verwen¬ det werden. Anschluß an Datenbus eines Mikroprozessorsystems ist mög¬ lich. Bild 6d gibt die pin-Belegung an, es bedeuten: DO bis D7_- bidirektionaler Datenbus, KD, WR, CS - Datenbus-Steuereingänge, D/S - Adreßeingang DATA/STATUS, CL - Takteingang, V/Fl, G/Fl - Zählereingang bei MOD0 oder MODI bzw. Betriebsspan¬ nungsausgang für IML bei MOD2, NI/X - Zählerrücksetzeingang, Signaleingang bei Phasenmessung, Üflz/R - Eingangfehlermeldung, Referenzphasenein/ausgang, MD - Eingang Registersteuerung. Durch entsprechende Informationen am bit D4 (IRC) und bit D3 (IML) im Steuerbyte kann die Betriebsart festgelegt werden: MODO (IRC = L, IML = L) bedeutet die Funktion eines 16-bit-Vor/Rückwärtszählers, MODI (IRC = H, IML = L) aktiviert zusätzlich die Auswertelogik für Lagegeber IRC und MD-Eingang, MOD2 (IRC = L, IML = H) aktiviert im Vergleich zu MODO zusätzlich die Betriebsversorgung, die Auswertelogik des indukti¬ ven Positionsgebers und den MD-Eingang. Die Ein- und Ausgänge sind TTL-kompatibel, die Taktfrequenz am pin 20 kann maximal 2,5 MHz be¬ tragen, der Strombedarf dieser Schaltung wurde nicht angegeben. Eine breite Anwendung in der Amateurpraxis, z.B. in PLL-Schaltungen, könnte der programmierbare Teiler MH 112 mit einstellbarem Teilerver¬ hältnis 1 bis 1023 finden. Das Teilerverhältnis wird im Binärkode an den Dateneingängen Dl und D10 eingestellt und mit L-Pegel am Eingang L wirksam. Der Eingang Dl hat die kleinste Wertigkeit 2°, der Eingang D10 die größte 2 9 . Zum Einstellen des maximalen Teilerverhältnisses werden alle Dateneingänge auf H gelegt. L-Pegel an allen Dateneingängen verur¬ sacht das Blockieren der Ausgänge Ql, Q2. Die Impulsbreite am Ausgang Q2 ist identisch mit der Impulsbreite des Eingangssignals, am Ausgang Ql kann dann die durch 2 geteilte Frequenz von Q2 im Tastverhältnis 1:1 ab¬ genommen werden. Mit der L/H-Flanke am L-Eingang wird die synchrone Arbeitsweise unterbrochen und Ql auf L gesetzt. Während des H-Pegels am L-Eingang wird der Ausgangsimpuls auf Q2 unterdrückt, und es erfolgt die Voreinstellung des neuen Teilerverhältnisses. Dieses wird mit der ersten H-Flanke des Eingangssignals aktiviert, die der HL-Flanke am L-Eingang folgt. Den Betriebsstrom kann man im Bereich von 2 bis 30 mA wählen. Be¬ kanntlich besteht zwischen der Gatterverzögerung und dem entsprechenden Betriebsstrom ein fester Zusammenhang. Somit beträgt die maximale Ein¬ gangsfrequenz bei einem Strom von 3 mA maximal 650 kHz, bei 10 mA aber schon 1,3 MHz. Der Schaltkreis befindet sich in einem löpoligen DIL- 85 Gehäuse, die Ein- und Ausgänge sind TTL- und CM0S-(+5 V-)kompati- bel. Die Ausgänge mit offenem Kollektor sind mit einem Strom von Iol = Icc belastbar. Die pin-Belegung läßt sich aus Bild 6c ersehen, es be¬ deuten: C - Frequenzeingang, Dl bis D10 - Dateneingänge, Ql, Q2 - Ausgänge, L - Eingang der asynchronen Voreinstellung. Der programmierbare Tastatur-Controller MH 113 ist ein Ein-Chip-Mikro- prozessor, der 2,0 V H-Ausgangsstrom ~/ 0H <0,4 mA L-Ausgangsstrom 7 01 8mA Betriebstemperatur 8„ (l/ 0L = 0,35 V) 4mA (1/ol = 0,25 V) 0 bis 70 °C LS-TTL ersetzt ohne größere Schwierigkeiten die bisher verwendeten Standard-TTL-Schaltkreise und ergänzt das Sortiment an CMOS-1S der Se¬ rie V4000 vorteilhaft (s. dazu Bild 3 zur dynamischen Stromaufnahme). Bis zur Verfügbarkeit der HCMOS-Schaltkreisreihe bilden sie also ein reiches Betätigungsfeld für Elektronikamateure. Wie bereits erwähnt, sind einige LS-IS als Standardtypen nicht produziert worden. Deshalb sollen allgemein interessierende LS-Schaltkreise mit ihren wichtigsten Parametern vorge¬ stellt werden. AND-Gatter Neben den bekannten NAND-Gattern werden auch 3 Schaltkreise mit Gat¬ tern, die eine UND-(AND-)Funktion realisieren, gefertigt. Prinzipiell ha¬ ben diese IS die gleichen Anschlußschaltungen wie ihre «Verwandten» - die NAND-Gatter (DL 008 äs DL 000, DL 011 S DL 010; DL 021 ö DL 020). Zu beachten ist die andere logische Funktion (Bild 4). Unter Umständen läßt sich mit AND-Gattem eine Schaltzeitverkürzung erreichen, indem bis¬ her notwendige nachfolgende Negationsstufen entfallen können. Wahrheitstabelle A _ 8c B __r Y-AB A B Y 0 0 0 0 1 0 7 0 0 1 1 7 Bild 4 Logiksymbol und Wahrheitstabelle der AND-Funktion (DL 008 D) 91 EXOR-Gatter Die logische Funktion Exklusiv-ODER wird relativ häufig benötigt. Sie läßt sich nur sehr umständlich mit Standardgattem realisieren. Mit dem DL 086 D steht eine IS zur Verfügung, die 4 solche EXOR-Gatter enthält. Bild 5 zeigt die logische Innenschaltung eines solchen Gatters. Die logische Funktion läßt sich wie folgt beschreiben: Y = Al +AB. Es gilt die Wahrheitstabelle (Tabelle 2). Der Ausgang Y hat also genau dann L-Potential, wenn beide Eingänge A und B gleiches Potential anneh¬ men bzw. H-Potential, wenn A und B unterschiedliche Potentiale haben. Bild 5 Logische Ersatzschaltung der EXOR-Funk- tion TabeUe2 Wahrheitstabelle der EXOR- Funktion A B Y L L L H L H L H H H H L Zähler Das Angebot wurde gegenüber der Standardreihe verdoppelt. Bei Zählern (wie bei allen komplexen IS) macht sich besonders die Reduzierung der Leistungsaufnahme bemerkbar. 0,5 W bei den Zählern der Standardreihe D192 D/D193 D zu 0,1 W bei den LS-Typen DL 192 D/DL193 D. Zu diesen beiden in der DDR schon hergestellten und bekannten IS kommen 2 Bau¬ steine, die bisher nur aus Importen erhältlich waren. Der DL 090 D wurde Mindest¬ wert Nennwert DL 194 D 25 47 DL 295 D 20 27 DL 164 D 25 35 DL 090/DL 093 C*—Q„ 32 45 Cb * Öb 16 25 DL 192/DL 193 D 25 29 DL 374 D 35 40 DL 175 D 30 40 DL 112 D 30 45 DL 074 D 25 36 alle Frequenzangaben in MHz TabeUe3 Taktfrequenzen / T der Schiebe¬ register, FUp-FIop und Zähler aus der Low-Power-SWionfcy- TTL-Reihe 92 0 —► 7 —► 2 —3 —4 DL 090 D ti fl 75 5 ti ti 74 5 ti ti 73 7 ti ti 17--*11 10 ^ 9 -^L 8 DL 193 D 0 7 2 -► 3 —-4 t i 75 5 t i 74 6 t i 73 7 t i 72 -*— 77 ■*—10 •*— 9 8 DL093D —► Vorwärtszählen •* - Rückwärtszählen Bild 6 Zähldiagramme der IS DL 192 D, DL 193 D. DL 090 D und DL 093 D dabei an unterschiedlichen Stellen schon ausführlich beschrieben (z. B. MH 7490). Beim DL 093 D handelt es sich um einen 4-bit-Binärzähler, der ähnlich wie der DL 090 D betrieben wird. Im Gegensatz zum DL 192/DL 193 D können die DL 090/DL 093 D nur vorwärts zählen. Bild 6 stellt das an Hand der Zähldiagramme sehr anschaulich dar. Über die un¬ terschiedliche Betriebsweise von asynchronen und synchronen Zählerstufen wird auf [5] verwiesen. Aus Tabelle 3 können die möglichen Taktfrequen¬ zen ersehen werden. Schieberegister Diese Gruppe an IS hat mit dem Übergang zur LS-Technik einen großen Zuwachs an neuen, interessanten Bausteinen erfahren. Der bisher verwen¬ dete D195 D läßt sich durch den DL 295 D (4-bit-SR mit Tri-state) ersetzen, wenn die Takteingänge T2 und TI der D195 D-Schaltung verbunden sind und mit einer Taktimpulsfolge betrieben werden. Beim Einsatz des DL 295 D ist diese Verbindung aufzutrennen und T2 mit U cc zu verbinden 93 Bild 7 Logische Schaltung des DL 2 95 D - eine der 4 Flip-Flop- Stufen [6]. Es ist die geänderte Anschlußbelegung zum D 195 D zu beachten! Der DL 295 D kann auf Grund seiner Tri-state-Ausgänge Busleitungen oder große kapazitive Lasten treiben, der Eingang OE beeinflußt nur die Aus¬ gangsstufen, nicht die Registeroperationen (s. Bild 7 und Tabelle 4). Ein weiteres Schieberegister mit 4-bit-Wortbreite ist der DL 194 D. Er stellt ein bidirektionales Schieberegister für universelle Anwendungen dar. Es sind folgende Betriebsfälle einstellbar: - Linksschiebebetrieb, - Rechtsschiebebetrieb, - paralleles Einlesen einer 4-bit-Information, - passiver Zustand (zuletzt eingeschriebene Information bleibt erhalten). In Bild 8 ist eines der 4 taktflankengesteuerten RS-Flip-Flop dargestellt. Die Betriebsart wird mit den Steuereingängen S 0 und S] eingestellt (Ta¬ belle 5). Bei CLR = «L» nehmen alle Ausgänge «L» an. Das 8-bit-Universal- schieberegister DL 299 D gestattet die folgenden Betriebsarten: Einschrei¬ ben, Speichern, Links- bzw. Rechtsschieben sowie Rücksetzen. Für die dazu notwendige Einstellung dieser Betriebsarten und der sich daraus erge¬ benden Ausgangspegel ist eine Wahrheitstabelle am anschaulichsten (Ta¬ belle 6). . Speziell für Serien-Parallel-Umsetzung eignet sich das 8-bit-Schieberegi- ster DL 164 D. Solche Umsetzer werden z. B. in Mikrorechnerschaltungen benötigt. Der DL 164 D verfügt dazu über 2 UND-verknü|fte, serielle Ein¬ gänge, die mit einem Takt de n en tsprechenden parallelen Ausgängen zu¬ ordnen. Der Rücksetzeingang CLk ermöglicht ein definiertes Starten. 94 Tabelle 4 Funktionstabelle des DL 295 D co >* N X T3 TJ X >" X NX o X X X X s N^xi x X x >? 4> 00 =9 00 o £ .2 g < >< N X « X X X Q X X -o -o X X X .U XX o X X X X 09 X X JO X X X X < XX w X* XXX W c« XXXXXXJ s- H X X —.X — Q o s X X X X _1 -J J 00 I , oo c w w o J X X X X X X J X -a X _ X -1 X o X > ►J X X> X X ^ © — 5 *J cd ^ ^ X X -o X X X XX u X X X XXiXXX XX «XXX X X X „ X X X X X X - X XXÄIJJ x x x j a j J X X X X X 95 2 ( 1 - 1 ) 1 3 (t-l) Das Sortiment umfaßt weitere interessante IS, wie Multiplexer, Demulti¬ plexer, Komparatoren, Taktgeneratoren u. a. Die Busleitungstreiber DL 540 D/DL 541D ermöglichen in Mikroprozessorsystemen den stromspa¬ renden Ersatz der Schottky-Treiber DS 8286 D/DS 8287 D (max. .55 statt 160 mA!). Allerdings sind auch in diesem Fall die unterschiedlichen An¬ schlußbelegungen zu beachten. ÜLR s, s 2 CLK Funktion L X X X Asynchrones Reset, ß A . . Qh = L H H H Paralleles Laden, Q„(t-1)—► Q„(t) H L H Schieben rechts H H L Schieben links H L L X Speichern Tabelle 6 Wahrheitstabelle des DL 299 D 96 Zusamnjenschalten mit anderen TTL-Familien, CMOS und nicht TTL-gerechten Lasten Die Zusammenschaltungsbedingungen der TTL-Familien können aus Ta¬ belle 7 ersehen werden. Die Lastfaktoren geben darüber Auskunft, wie viele Oattereingänge sich an einen Gatterausgang einer bestimmten Schaltkreis¬ familie anschließen lassen. Dazu ist im allgemeinen Kenntnis darüber not¬ wendig, welchen Eingangsstrom / IL der anzusteuemde Gattereingang hat. An Hand eines Grundgatters DL 000 D soll das demonstriert werden: I IL = 0,4 mA, /p L = 8 mA. Es können also 20 Eingänge DL 000 D (20 • 0,4 mA = 8 mA) an einen DL 000 D-Ausgang angeschlossen werden. Der Wert 0,4 mA wird als 1 Ein¬ gangslastfaktor definiert. Eingänge von Flip-Flop, Zählern u. a. können auch größere Eingangsströme als 0,4 mA erfordern; entsprechend größer ist ihr Eingangslastfaktor (z. 8. haben beim DL 074 D die Eingänge R und S einen Lastfaktor von 2). Beim Ansleuem von CMOS-IS mit 5-V-Betriebsspannung muß ein soge¬ nannter Pull-up-Widerstand nach + U cc geschaltet werden. Der obere Wert dieses Widerstands berechnet sich zu R = ( Ucc ~ HihcmosVIoh- CMOS-Gatter können ohne weitere Bedingungen mindestens 1 LS-TTL- Gatter ansteuem. Bei allen anderen Lastfällen ist auf die Begrenzung der Ausgangsströme / 0 h = 8 mA und -/ 0L = 15 mA zu achten. Tabelle 7 Zusammenschaltungsbedingungen für TTL-Familien Treibendes Gatter Zahl der getriebenen Lasten D10 D20 MH74S DL D10 10 8 8 20 D10 (Leistungsgatter) 30 24 24 60 D20 12 10 10 50 D20 (Leistungsgatter) 37 30 30 75 MH74S 12 10 10 50 MH74S (Leistungsgatter) 37 30 30 150 DL 5 4 4 20 DL (Leistungsgatter) 15 12 12 60 Einsatzhinweise Es gelten prinzipiell auch die für die D-10 -Serie gegebenen Hinweise. Auf Grund ihrer Hochohmigkeit sind Ein- und Ausgänge der Low-Power- Schottky -IS störempfindlicher; unbenutzte Eingänge werden daher mit U cc oder Mrfsse verbunden: - AND und NAND (L-aktive Eingänge) über einen Widerstand oder direkt mit U cc , - OR und NOR (H-aktive Eingänge) mit Masse, 97 - unbenutzte Eingänge sollten nicht mit benutzten desselben Gatters par¬ allelgeschaltet werden (Verschlechterung des Störabstandes und Verrin¬ gerung der Schaltgeschwindigkeit), - gegen NF-Störungen sollte ein Elektrolytkondensator 10 pF zwischen U cc und Masse unmittelbar am Beginn der in die Schaltung führenden Versorgungsleitung angeordnet werden, - jeder 3. Schaltkreis (Zähler und schnelle Flip-Flop möglichst jeder!) sollte gegen höherfrequente Störungen mit einem Keramikkondensator (10 bis 100 nF) zwischen U cc und Masse unmittelbar am IS geschützt werden, - bei Signalleitungen länger als etwa 20 cm sind Reflexionen zu befürch¬ ten. Es sind entsprechende Treiber einzusetzen, oder es ist mit dem Wel¬ lenwiderstand abzuschließen. Tabelle 8 Übersicht der LS-JTL-Schaltkreise des VEB Kombinat Mikroelek¬ tronik (Stand: Dez. 1986) Typ Funktion DL 000 D DL 002 D DL 003 D DL 004 D DL 008 D DL 010 D DL011D DL 014 D DL 020 D DL 021 D DL 030 D DL 032 D DL 037 D DL 038 D DL 040 D DL 051 D DL 074 D DL 083 D DL 086 D DL 090 D DL 093 D DL 112 D DL 123D Dl 132 D DL 155 D DL 164 D DL 175 D DL 192 D DL 193 D DL 194 D DL251D 4 NAND-Gatter mit je 2 Eingängen 4 NOR-Gatter mit je 2 Eingängen 4 NAND-Gatter mit je 2 Eingängen, o. K. 6 Inverter 4 AND-Gatter mit je 2 Eingängen 3 NAND-Gatter mit je 3 Eingängen 3 AND-Gatter mit je 3 Eingängen 6 invertierende ScAm/ft-Trigger 2 NAND-Gatter mit je 4 Eingängen 2 AND-Gatter mit je 4 Eingängen 1 NAND-Gatter mit 8 Eingängen 4 OR-Gatter mit je 2 Eingängen 4 NAND-Leistungsgatter mit je 2 Eingängen 4 NAND-Leistungsgatter mit je 2 Eingängen, o. K. 2 NAND-Leistungsgatter mit je 4 Eingängen 2 AND/NOR-Gatter mit 2x2 bzw. 2x3 Eingängen 2 positiv-flankengetriggerte d-Flip-Flop 4-bit-Volladdierer 4 EXOR-Gatter mit je 2 Eingängen Dezimalzähler 4-bit-Binärzähler 2 JK-Flip-Flop, HL-flankengesteuert 2 rücksetzbare Monoflop mit Rückstelleingang 4 NAND-ScAm/H-Trigger mit je 2 Eingängen 2 2-bit-Binärdekoder/Demultiplexer (2 zu 4) 8-bit-Schieberegister 4-bit-D-Auffang-Register mit Rückstellung (Latch) Synchroner programmierbarer Vorwärts-/Rückwärts-Dezimalzähler mit Rückstellung , Synchroner programmierbarer Vorwärts-/Rückwärts-4-bit-Binärzähler mit Rückstellung Bidirektionales 4-bit-UniversaIregister 8-auf-l-Multiplexer, Tri-state DL 253 D DL 257 D DL 295 D DL 299 D DL 374 D DL 540 D DL 541D DL 2631 D DL 2632 D DL 8121 D DL 8127 D 2 4-auf-l-Multiplexer, Tri-state 4 2-auf-l-Multiplexer, Tri-state 4-bit-Rechts-/Links-Schieberegister, Tri-state 8-bit-Universalschieberegister, Tri-state 8 D-Flip-Flop (Latch), Tri-state 8 invertierende Bus-Leitungstreiber, Tri-state 8 Bus-Leitungstreiber, Tri-state 4 Leitungssender für DifTerenzsignale, Tri-state 4 Leitungsempfänger für Differenzsignale, Tri-state 8-bit-Komparator Systemtaktgenetator für 16-bit-Systeme o. k. = open collector (offener Kollektoranschluß) Literatur [1] E. Fehse, LS-TTL - eine leistungsarme Schottky-TTL-Logikserie für allgemeine Anwendungen, 10. Halbleiterbauelemente-Symposium, Frankfurt (Oder) 1983. [2] E. Fehse/E. Seeling, Erweitemng der leistungsarmen Logikreihe in Schottky-TTL- Technik, ll.Halbleiterbaueiemente-Symposium, Frankfurt (Oder) 1985. [3] E. Kühn, Handbuch TTL- und CMOS-Schaltkreise, Berlin 1985. [4] K. Schlenzig/D. Jung, Neue Halbleiterbauelemente - Operationsverstärker und Low-Power-Schottky-Reihe, Berlin 1986. [5] A. Hertzsch, Elektronische Zähler Teil 1 und Teil 2, Amateurreihe electronica Band 191 und 192, Berlin 1981. [6] S.Löbbicke, Integrierte Low-Power-Schottky-TTL-Schaltung DL 295 D, radio fem- sehen elektronik, 35 (1986) 9, Seite 580 bis 582. 99 Erste Bekanntschaft mit /fa//-Generatoren Dipl.-Ing. Frank Roscher Schon geraume Zeit werden Fühler für magnetische Felder produziert, die zunehmend in der Steuer- und Regeltechnik an Bedeutung gewinnen. Der¬ artige Halbleiterbauelemente mit speziellen Eigenschaften.sind in der Pra¬ xis des Elektronikamateurs gegenwärtig noch nicht aktuell. Dennoch lohnt es, sich einmal damit zu befassen. Für den folgenden Beitrag wurde der Hall-Generator als ein Beispiel ausgewählt. Es werden wesentliche Grundla¬ gen sowie einige Anwendungen von Hall -Generatoren behandelt. Auf phy¬ sikalische Grundlagen wird nur soweit eingegangen, wie das zum Verständ¬ nis notwendig ist. Einfache Versuchsschaltungen sollen neben der Theorie einen ersten experimentell-praktischen Bezug hersteilen. Magnetfeldabhängige Halbleiterbauelemente Bei den magnetfeldabhängigen Halbleiterbauelementen wird der galvano¬ magnetische Effekt ausgenutzt. Unter dieser Bezeichnung sind Erscheinun¬ gen zusammengefaßt, die in einem stromdurchflossenen Leiter unter dem Einfluß eines Magnetfelds auftreten. Technische Bedeutung haben erlangt die - Haü-Generatoren, - Feldplatten, - Magnetdioden, - Magnettören (Magnettransistoren). Die Feldplatte ist ein magnetisch steuerbarer Halbleiterwiderstand mit le¬ diglich 2 Anschlüssen für den sie durchfließenden Strom. Die Stromrich¬ tung ist beliebig. Der Widerstandswert von Feldplatten nimmt mit steigen¬ der magnetischer Flußdichte zu. Das gilt für beide Polaritäten des die Feldplatte durchdringenden Magnetfelds. Für jede eingestellte magnetische Flußdichte ergibt sich zwischen Strom und Spannung eine lineare Abhän¬ gigkeit, d. h. Feldplatten verhalten sich wie ohmsche Widerstände. Die Magnetdiode wirkt wie ein Magnetwiderstand mit Ventildiode. Es handelt sich also um eine «echte» Diode mit Durchlaß- und Sperrichtung, wobei letztere nicht genutzt wird. Der Magnettransistor weist Basis-, Emitter- und 2 Kollektoranschlüsse auf. Unter der Einwirkung einer magnetischen Flußdichte entsteht eine 100 Spann urig« zwischen beiden Kollektoren. Diese Spannung ist ein Maß für die Stärke des magnetischen Feldes. Hall-Generatoren und Feldplatten haben technisch die größte Bedeutung erlangt und werden heute vielfältig eingesetzt. Magnetdioden wurden als Kleinserie von der japanischen Sony Corporation gefertigt. Von Magnettran¬ sistoren existierten eine Reihe von Labormustem. Zu einer breiten Indu¬ strieanwendung beider Bauelemente ist es bisher noch nicht gekommen. Der interessierte Leser kann sich über Magnetdioden und -transistoren nä¬ her in [3] informieren. Kennzeichen eines Hall-Generators Der Hall- Generator ist ein Halbleiterplättchen mit 2 einander gegenüberlie¬ genden Steuerstromanschlüssen und 2 - ebenfalls einander gegenüber - an den anderen beiden Bauelementseiten angebrachten Hall- Spannungsan¬ schlüssen. Wird das Plättchen von einem Strom (hier Steuerstrom genannt) durchflossen und dabei von einem Magnetfeld durchdrungen, so tritt zwi¬ schen den Ha//-Spannungsanschlüssen eine Spannung auf. Zu beachten ist, daß sich die Polarität der Hall-Spannung U a nach den Richtungen des Steu¬ erstroms und des das Plättchen durchdringenden Magnetfelds richtet. Das einwirkende Magnetfeld wird im Zusammenhang mit Hall-Generatoren oft als Steuerfeld bezeichnet. Bild 1 zeigt das Schaltsymbol. Vielfach wird auch der Kreis weggelassen. Um in Stromlaufplänen eindeutige Zuordnung der Anschlüsse zu gewähr¬ leisten, wurden in Bild 1 die Anschlüsse für Steuerstrom /j, und Hall- Span¬ nung U H gekennzeichnet. Ist Uh Bild 1 Schaltzeichen eines Hall-Generators . Prinzipielle Funktionsweise Ein magnetisches Feld übt auf strömende Elektronen Kräfte aus. Diese Tat¬ sache wird bekanntlich bei der Femsehbildröhre ausgenutzt. Die Richtung des Elektronenstrahls - und damit sein Auftreffen auf dem Leuchtschirm - wird durch einen Elektromagneten (Ablenkspulen) auf dem Bildröhrenhals beeinflußt. Bild 2 zeigt das Prinzip. Beim Hall- Effekt wird dieser Effekt ebenfalls genutzt. In Bild 3 ist das Prinzip dargestellt. Ein leitendes Plätt¬ chen aus geeignetem Material wird von einem Strom durchflossen, der für die Arbeitsweise notwendig ist. Fehlt die Magnetfeldeinwirkung, so ist ent- 101 abgelenkter Elektronenstrahl Bild 2 Elektronenstrahl-Ablenkung bei Femseh bildröhren durch einen Elektromagneten (Ablenkspule) B*0 Bild 3 Prinzip des Entstehens einer Hall-Spannung sprechend Bild 3 links das Strömungsfeld homogen. Die Strömungslinien verlaufen geradlinig von einer Elektrode zur anderen. Ist aber das Plättchen von einem Magnetfeld durchsetzt, so wird auf die strömenden Elektronen eine Kraft ausgeübt (Lorentz -Kraft). Die Elektronen werden nach einer Seite gedrängt; es entsteht in der linken Randzone ein Elektronenüberschuß, in der rechten ein Elektronenmangel. Zwischen den beiden Randzonen herrscht also eine elektrische Spannung. Diese Erschei¬ nung wird Hall-Effekt genannt (nach dem amerikanischen Physiker Edwin Herbert Hall, der diese Erscheinung 1879 entdeckte). Die entstehende Hali-Spannung wird um so größer, je dünner das Plättchen ist. Sie ist außer¬ dem um so größer, je höher Stromstärke und magnetische Flußdichte sind. Sehr stark Aängt die Größe der entstehenden Spannung vom Werkstoff des Plättchens ab. Es gilt die Beziehung: U„ = Rh~^\ (1) R h - Hall- Konstante, / s , - Steuerstrom^' B - magnetische Flußdichte, d - Dicke des Plättchens. Die Werkstoffeigertichaften werden durch die Hall-Konstante R u erfaßt. Zu den Eigenschaften ist die Anzahl der freien Ladungsträger je Volumen¬ einheit sowie die Ladungsträgerbeweglichkeit zu zählen. Bei Metallen ist 102 Ä H ■** 10" 9 m 3 /As. Die in Metallen entstehenden Hall-Spannungen sind ge¬ ring. Große Haff-Konstanten ergeben sich für bestimmte Halbleiterwerk¬ stoffe wie Indiumarsenid (InAs): R H 120 • 10 ~ 6 m 3 /As, Indiumantimonid (InSb): R H 240 • 10' 6 m 3 /As. Aufbau von //«//-Generatoren Bild 4 zeigt den Aufbau eines Hall-Generators, das rechteckige Halbleiter¬ plättchen mit den 4 Anschlüssen. Bild 5 veranschaulicht eine praktische Ausführung eines modernen Haff-Generators. Die meisten Haff-Generator¬ plättchen haben eine längliche Form entsprechend Bild 5. In Bild 6 werden andere übliche Plättchenformen gezeigt. Das Haff-Plättchen soll grundsätz¬ lich dünn sein. Die Halbleiterwerkstoffe werden auf ein Trägermaterial'auf¬ gedampft, wobei man Schichtdicken von nur wenigen Mikrometern wählt. Das Trägermaterial wird im Betrieb ebenfalls vom magnetischen Feld durchsetzt. Es ist daher für viele Anwendungsfälle günstig, ein magnetisch leitfähiges Trägermaterial zu verwenden. Weichmagnetische Ferrite sind als Trägermaterial gut geeignet. Zum Schutz gegen mechanische Beschädigun¬ gen ist das elektrische System meist von einem Mantel aus Gießharz umge¬ ben. Steuerstrom Bild 4 103 Begriffe und Kennwerte Nachfolgend werden wichtige Grenz- und Kennwerte von Haß-Generatoren genannt. Höchstzulässiger Steuerstrom Ist tau Das ist der größte Strom, der fließen darf, ohne daß der Hall -Generator durch zu starke Erwärmung zerstört wird; übliche Werte: etwa 600 mA. Nenn-Steuerstrom / stN An die Steuerelektroden wir^der Steuerstrom angelegt. Die Datenblätter enthalten den Nennwert. Mit Rücksicht auf die Verlustwärme im Bauele¬ ment sollte der Datenblattwert nicht überschritten werden; übliche Werte: 10 bis 500 mA. Leerlauf-Hall-Spannung Uno Das ist der Nennwert der Haß-Spannung für unbelasteten Haß-Generator. Da die Haß-Spannung von der magnetischen Induktion und dem Steuer¬ strom abhängt, gilt diese Kenngröße für den Steuerstrom-Nennwert / stN und einen bestimmten Nennwert des Steuerfelds Bn; übliche Werte: 50 bis 400 mV. Innenwiderstand des Steuerkreises R ist Das ist der Innenwiderstand zwischen den Steuerelektroden; übliche Werte: etwa 3 fl. Innenwiderstand des Hall-Kreises R m Der Haß-Generator hat, wie jeder Spannungserzeuger, einen Innenwider¬ stand. Seine Größe ist von den Abmessungen der Halbleiterschicht und von d«r magnetischen Flußdichte abhängig; übliche Werte: 1 bis 4 fl. Hallspannungs^Temperaturbeiwert TK H Dieser Wert charakterisiert die Temperaturabhängigkeit der Hall- Span¬ nung. Mit TK h kann die Änderung der Haß-Spannung bei Temperaturände¬ rungen bestimmt werden. Es gilt: AI/„=f/„ 20 -TK„Ar; (2) A(/ h - Änderung der Haß-Spannung, Umo - Haß-Spannung beKRaumtem- peratur (+20 °C), A T - Temperaturänderung. Kennlinien von tfaW-Generatoren Wie bei jedem Bauelement können Eigenschaften mit Kennlinien veran¬ schaulicht werden. Bild 7 veranschaulicht die Abhängigkeit der Hall- Span¬ nung von der magnetischen Flußdichte - bei konstantem Steuerstrom von 400 mA - und unterschiedlichen Lastwiderständen R L . Bei linearer Haß-Spannung U H = f{ B) muß mit dem Widerstand R LL abgeschlossen wer¬ den. Bild 8 zeigt den Linearisierungsfehler F in Abhängigkeit vom Ab¬ schlußwiderstand R l . Der in den Datenblättern angegebene Innen\?iderstand des Steuer- und des Haß-Kreises erhöht sich bei ansteigender magnetischer Flußdichte B, wie das Bild 9 darstellt. Je nach Halbleitermaterial kann die Erhöhung des 104 6 Bild 7 Bild 8 Abhängigkeit der Hall-Spannung von der Linearisierungsfehler als Funktion des magnetischen Flußdichte bei unterschiedli- Lastwiderstands chen Belastungswiderständen (Steuerstrom konstant) ' b) 0 0,2 0 « 0,6 08 Iß 0 0,5 7,0 7,5 2,0 2,5 B in T B in T Bild 9 Bild 10 Relative Änderung des steuerseitigen (a) Änderung des steuerseitigen Innenwider- und des hall-seitigen Innenwiderstands als Stands mit unterschiedlichen Halbleiterma- Funktion der magnetischen Flußdichte terialien 105 steuerseitigen Innenwiderstands sogar beträchtlich sein. In Bild 10 ist die Änderung von R st -'bezogen auf 1 Q - bei Ha//-Generatoren aus 3 unter¬ schiedlichen Halbleitermaterialien dargestellt. Hall -Generatoren in der Schaltung Da aus fertigungstechnischen Gründen der Hall-Spannung noch ein kleiner Ohmscher Spannungsanteil überlagert ist, hat die Ausgangsspannung bei einem Steuerfeld B = 0 nicht den Wert 0. Es'gilt I^HRo = Ro ' ist; , (3) Urne ~ ohmsche Nullspannung in V, R 0 - ohmsche Nullkomponente in V/A, i st - Steuerstrom in A. Durch eine Kompensationsschaltung entsprechend Bild 11 kann diese ohmsche Nullspannung aufgehoben werden. Übliche Größenordnungen von U H ro sind 0,5 bis 30 mV. Die Kompensation der ohmschen Nullspan¬ nung wird mit R 2 beeinflußt. Die Temperaturabhängigkeit der Hall-Spannung läßt sich durch Kon¬ stanthaltung der Steuerspannung U st kompensieren. Das ist z. B. möglich durch Parallelschaltung eines Widerstands zu den Steuerstromanschlüssen und einer entsprechenden Erhöhung des gesamten Steuerstroms (RI, R2 und R3 nach Bild 11). Der steuerseitige Innenwiderstand hängt vom Steu¬ erfeld B ab. Um einen möglichst eingeprägten Steuerstrom zu erhalten, wird den Steuerstromanschlüssen ein Widerstand R, vorgeschaltet, der so groß ist, daß die Widerstandsänderung des Hall-Generators kaum mehr ins Gewicht fällt. Werden Hall-Generatoren mit Wechselfeldem betrieben, so entsteht auch bei einem Steuerstrom von l st = 0 durch die induktive Nullkompo¬ nente bereits eine kleine Hall-Spannung. Diese induktive Nullkompo¬ nente A wird in Datenblättern in cm 2 angegeben. Als mathematische Bezie¬ hung gilt: Ühbo-^-10- 1 ; (4) A - Induktive Nullkomponente in cm 2 , U HBo in V. Bei A handelt es sich um die Angabe der Schleifenfläche zwischen den Hall-Spannungsanschlüssen (s. Bild 12). Im folgenden werden nun einige Schaltungsbeispiele beschrieben, Da wäre zuerst eine einfache Versuchsschaltung gemäß Bild 13 anzugeben. Mit einem Vielfachmesser (Meßbereich 1 bis 1,5 V) wird die Hall-Spannung ge¬ messen. Beim Annähem eines Dauermagneten an den Hall-Generator steigt die Hall-Spannung. Je nachdem, ob es sich dabei um den Süd- oder Nordpol handelt, ist die Hall-Spannung unterschiedlich gepolt. Bei Ände¬ rung des Steuerstroms über den Einstellregler R1 ändert sich die Hall-Spannung ebenfalls. 106 Bild 11 Kompensationsschaltung ßr die ohmsche Nullspannung BZ Bl Bild 13 Einfache Versuchsschaltung mit Hall-Gene¬ rator Bild 12 Schleifenfläche, von der die induktive Null¬ komponente abhängt Bild 14 Die kleine Hall-Spannung muß verstärkt werden, wozu OPV gut geeignet sind (Prin¬ zipschaltung) Der Steuerstrom wird meist von der Betriebsgleichspannung über einen Vorwiderstand gewonnen (s. Bild 13,. R2 und R3). Da die erzeugte Hall-Spannung von einigen Millivolt allgemein zur Ansteuerung nachfol¬ gender Leistungsbauteile nicht ausreicht, müssen dem Hall -Generator meist Verstärker nachgeschaltet werden. Dafür geeignet sind Operationsver¬ stärker, wie das mit Bild 14 gezeigt wird. Die praktische Anwendung dieser Grundschaltung wird mit einem Appli¬ kationsbeispiel nach Bild 15 veranschaulicht. Es handelt sich um einen Pol¬ prüfer mit Hall-Generator. Ohne Steuerfeld B wird der Einstellregler P so eingestellt, daß beide LED nicht leuchten. Je nachdem, welcher Magnetpol dem Hall-Generator genähert wird, leuchtet VD1 oder VD2 auf. Die Zuord¬ nung der Polarität ist mit einem Dauermagneten vorzunehmen, dessen Nord- und Südpol bekannt sind. 107 2k ft gpv HB =SBV566 (Siemens), A = TDA 32.5A (BE25D); VD1 = LED rot, VD2 - LED grün, VD3,R =SAY30o.ä. Bild 15 Einfacher Polprüfer mit Hali- Generator Anwendungsbereiche von Hall -Generatoren Abschließend sollen kurz einige Anwendungsbereiche des Hall -Generators angeführt werden. Da die Äa//-Spannung vom Steuerstrom und dem Ma¬ gnetfeld abhängig ist, kann der Hall -Generator im geschlossenen Magnet¬ kreis als Multiplikator I • B eingesetzt werden. Somit ist durch Produktbil¬ dung von Verbraucherstrom und Verbraucherspannung eine Leistungsmes¬ sung möglich. Bild 16 zeigt eine Anordnung zur Leistungsmessung. Ringaus ferromagnetischem lstkonst stromdurchflossener Leiter Bild 17 Anordnung zur Gleichstrommessung mit Hall-Generator 108 Cpie Anordnung des Ha//-Generators im geschlossenen magnetischen KrtSts erschließt weitere Anwendungsgebiete. Auf dem Umweg über ein Ma¬ gnetfeld können z.B. Gleichströme gemessen werden. Bild 17 zeigt eine sol¬ che Anordnung. Die Summe der beiden Hall-Spannungen ist der Strom¬ stärke proportional. Die Summenspannung ist hierbei unabhängig von der Lage des stromdurchflossenen Leiters im Fenster. Ein wichtiges Einsatzgebiet für Hall-Generatoren bildet die Verwendung als Indikatoren für Magnetfelder. Wird beispielsweise ein Dauermagnet am Hall-Generator vorbeigeführt, so entsteht eine Hall-Spannung. Eine Dreh¬ zahlmessung läßt sich auf diese Weise einfach durchführen. Bild 18 zeigt das Prinzip. Der Hall-Generator kann auch als Modulator eingesetzt werden. Wird er in einer mit Wechselstrom erregten Feldwicklung angebracht und ein zu verstärkendes Signal als Steuerstrom zugeführt, so entsteht eine Hali-Wech¬ selspannung, deren Amplitude dem Steuersignal proportional ist. ^ stkonst: Bild 18 Prinzip der Drehzahlmessung mit Hall-Ge¬ nerator Literatur [1] K.-H. Rumpf, Bauelemente der Elektronik, lO.Aufl., Kapitel 15, Berlin 1980. [2] K. Hamaerak: Der Hallgenerator, ein elektronisches Bauelement mit vielseitigen technischen Einsatzmöglichkeiten, Elektronik : Anzeiger 2 (1970), Heft 10, Seite 188 bis 191. [3] G. Stürmer, Magnetfeldabhängige Bauelemente, radio fernsehen elektronik 20 (1971), Heft 12, Seite 381 bis 383. [4] G. Stürmer, Einige Anwendungen magnetfeldabhängiger Bauelemente, radio fem- sehen elektronik 20 (1971), Heft 20, Seite 656 bis 659. > [5] H.-G. Steidle, Magnetisch steuerbare Halbleiterwiderstände, Siemens-Zeitschrift 45 (1971), Heft 9, Seite 607 bis 613. 109 Walter Koch Anspruchsvolles Netzteil für den Amateurfimkempfänger AFE12 Das vorgestellte Netzteil für den Amateurfunkempfänger AFE 12 soll fol¬ gende Bedingungen erfüllen: lj Bereitstellung einer ausreichend gesiebten Gleichspannung (Restwellig¬ keit <60 dB). 2) Gewinnung einer stabilisierten Gleichspannung zwischen 9 und 14 V. 3) Notstromversorgung über eingebaute Akkumulatoren für Netzausfall oder Mobilbetrieb (Betriebszeit etwa 10 h). 4) Pufferung der Akkumulatoren bei Netzbetrieb. 5) Tiefentladungsschutz für die Akkumulatoren bei Batteriebetrieb. Schaltungstechnische Realisierung der Bedingungen 1 und 2 Die aus einem Netztransformator M42 gewonnene Wechselspannung von 17 V wird mit einem Selengleichrichter VI bis V4 gleichgerichtet und mit den Kondensatoren CI und C2 ausreichend vorgesiebt. Eine weitere elek¬ tronische Herabsetzung der Restwelligkeit geschieht im IS Al. Mit ihm wird die Gleichspannung auf elektronischem Weg auch stabilisiert [1], [3]. Die Einstellbarkeit der stabilisierten Gleichspannung muß feinfühlig mög- Bild 1 Gesamtstromlaufplan des Netzteils lieh sein, da sie gleichzeitig die Aufladeschlußspaänung für die Akkumula¬ toren (6x Kleinakkumulatoren 0,5 Ah) ist. Daher wurde auf einen großen Regelumfang zugunsten der feinen Einsteilbarkeit verzichtet und der regel¬ bare Parallelwiderstand zu C4 in R3 + R4 aufgeteilt. Die Beschaltung des IS Al mit Kondensatoren (C3, C4, C6, CS - MKT) wird nach Industrieangaben [1] vorgenommen. Zur Gewährleistung eines technisch geforderten, minimalen Laststroms von mindestens 4 mA emp¬ fiehlt es sich, parallel zu C5 einen Widerstand von etwa 2,7 kfl zu schalten. Dieser ist auf der Leiterplatte nicht vorgesehen (Bild 2 und Bild 5) und in der Sehaltung nicht ausgewiesen (Bild 1). Der IS Al wird mit 2 Kühlble¬ chen gekühlt (Bild 4). Schaltungstechnische Realisierung der Bedingungen 3 und 4 Der Einbau der Kleinakkumulatoren (6 x 2 V, 0,5 Ah) ist für Mobilbetrieb oder Netzausfall gedacht. Die Aufladeschlußspannung wird bei Netzbetrieb dem IS Al entnommen, von diesem konstantgehalten und mit R4 auf 12,8 V eingestellt. Gegen Ende des Ladevorgangs ni mm t die Differenz zwi¬ schen eingestellter Aufladeschlußspannung und Spannung am Akkumula¬ tor ab, so daß auch der Ladestrom abnimmt. Das kommt einer gewünschten geringeren Gasentwicklung in den Akkumulatorzellen entgegen. Auch wurde die Aufladeschlußspannung bewußt etwas niedriger gewählt, um mit Sicherheit eine Überladung und damit Gasentwicklung in den Kleinakku¬ mulatoren zu vermeiden. Der Ladestrom wird am Anfang des Ladevorgangs mit R5 fest eingestellt (etwa 30 mA). Die Diode V6 verhindert eine Rückentladung des Akkumula¬ tors über Bauelemente vor V6, falls das Netz abgeschaltet ist. Die Differenz zwischen Netz- und Batteriebetrieb ist dann niedrig, wenn die Auflade¬ schlußspannung für die Akkumulatoren gering gehalten wird. Schaltungstechnische Realisierung der Bedingung 5 Die Betriebsspannung wird bei Netzbetrieb vom IS Al über die Diode V7 und bei Batteriebetrieb von den Akkumulatoren über den Längstransistor V10 bereitgestellt. V7 verhindert bei Batteriebetrieb die Entladung der Ak¬ kumulatoren durch Bauelemente vor V7. V10 verhütet bei Netzbetrieb die unkontrollierte Aufladung der Akkumulatoren und ist Schalter für den Tiefentladungsschutz. Der Tiefentladungsschutz vermeidet bleibende Schä¬ den in den Akkumulatoren bei Entladung unter die vorgeschriebene Entla¬ deschlußspannung. Sie liegt bei den Kleinakkumulatoren bei 1,8 V je Zelle; sollte also insgesamt 10,8 V betragen. Die Z-Diode V8 muß daher auf eine geeignete Z-Spannung ausgesucht werden. Schaltungstechnisch muß sie kleiner als die Entladeschlußspannung sein und betrug beim Mustergerät 111 Bild 2 Leilungsführung der Leiterplatte für die Schaltung nach Bild 1 9,6 V, damit der Transistor V10 bei 10,8 V die Akkumulatoren vom AFE12 abschaltet. Der Z-Strom wird mit RI auf etwa 2,5«nA begrenzt. Der Tiefentladungsschutz läßt sich über den Schalter S2 abschalten; sonst würden bei längeren Betriebspausen (etwa 200 h) die gefüllten Akku-' mulatoren über V10, R6, RI, V8 mit etwa dem Z-Strom durch die Z-Diode V8 entladen. Der Tiefentladungsschutz wird ohnehin nur bei Batteriebe¬ trieb benötigt und kann dann zugeschaltet werden. Die geringe Spannungsdifferenz zwischen Netzbetrieb und Batteriebe¬ trieb ist bedeutungslos, da im AFE 12 die Betriebsspannung von etwa 12 V nochmals zur weiteren Stabilisierung herabgesetzt wird. Bei Umschaltung von Netz- auf Batteriebetrieb und umgekehrt ist während eines SSB-QSOs keine Frequenzverwerfung hörbar; lediglich die Hängerregelung im AFE 12 spricht an. 112 Kühtbfech 47 1 p C2 Gl\ Bild 5 Bestückungsplan für die Leiterplatte nach Bild 1; Lötstützpunkte 1-2 ~ Wechsel¬ spannung 17 V vom Netztransformator, 3-3 Leuchtdiode VI1, 5-6 - Schalter S2, 6-7 - Akkumulatoren, 8-9 - Betriebsspannung für AFE 12 Praktischer Aufbau Die Schaltung wird auf einer Leiterplatte (Bild 2 und Bild 5) aufgebaut. Die Leiterplatte ist an Winkelblechen auf der linken Seitenfläche des Geräts senkrecht montiert. (Bild 3). Die Akkumulatoren stehen in einem Kästchen (aus kupferkaschiertem Halbzeug gelötet), dessen etwas größere Grundflä¬ che mit den Blechwinkeln der Grundfläche vom AFE 12 verschraubt wird. Der Schalter S2 kann in die Rückwand des AFE 12 (hinten links) montiert werden. Das Netzkabel wird durch eine Gummisicherung durch die Rück¬ wand des AFE 12 geführt. Der Netztransformator steht auf einem Blechwin¬ kel der Grundfläche des AFE 12 (hinten rechts). Die Leuchtdiode Vll zeigt den Netzbetrieb an. Man ordnet sie links ne¬ ben dem S-Meter an. Dazu wird das S-Meter nicht mittig in den Ausschnitt der Frontplatte montiert, sondern weitestgehend rechts. Die Plastblende läßt sich jetzt für die Aufnahme von Vll aufbohren. 113 Bild 3 Kühlbleche für den A 3170 D SZ Akkumulator Netzschnur Skalenlampen Bild 4 Einbauskizze für das Netzteil in den AFE12 Der AFE12 Wurde außerdem mit einer Skalenbeleuchtung ausgestattet (2 Stück Kleinglühlampen 4 V, 50 mA, mit Vorwiderstand). Der Skalen¬ strich wird nicht mit Tusche schwarz hinterlegt, sondern nur tief geritzt, so daß er auf Grund der speziellen Brechungsverhältnisse im Plast durch die Skalenbeleuchtung weiß aufleuchtet. Die Skalenbeleuchtung läßt sich ab¬ schalten. Selbstverständlich kann das Netzteil für den AFE 12 auch vereinfacht aufgebaut werden: 1) Wegfall der Notstromversorgung durch die Akkumulatoren. 2) Wegfall des Tiefentladungsschutzes (V9, V10, R6, R7, V8). 3) Wegfall der Netzanzeige (RI, Vll). Literatur [1] D. Jung/K. Schlenzig, Mikroelektronik für den Praktiker, Seite 335, Berlin 1985. [2] K. Schlenzig/W. Stammler, Elektronikbasteln im Wohnbereich, Seite 304, Berlin 1981. [3] K. Schlenzig, Bauplanbastelbuch Nr.2, Seite 363, Berlin 1985. [4] D. Müller, 'Netzteil für eine Quarzuhr mit digitaler Anzeige, FUNKAMATEUR, Heft 10/1978, Seite 496. ii4 Ing. Frank Sichla - Y51U0 Für QRP-Sender: Aktives Reflektometer Bei QRP-Sendem ist gute Antennenanpassung mindestens ebenso wichtig wie bei Sendern großer Leistung. Ist die Antenne fehlangepaßt, reduziert sich bei QRP spürbar das Angebot erreichbarer Stationen. Ein Reflektome¬ ter zum Ermitteln des Stehwellenverhältnisses sollte deshalb auch bei klei¬ nen Sendern vorgesehen werden, denn es bietet die sichere Basis, die Sta¬ tion auf maximale Strahlungsleistung abzustimmen. Sollen die bekannten passiven Reflektometeischaltungen für QRP eingesetzt werden, erweisen sich Empfindlichkeit und Innenwiderstand üblicher Drehspülmeßwerke aber als zu gering zur Auswertung der auftretenden kleinen Meßspannun¬ gen. Vom passiven zum aktiven Reflektometer An einer QRP-Endstufe brachte das Mickeymatch kaum auswertbare Ergeb¬ nisse. Als günstiger wird die Verwendung eines längeren Stücks Koaxialka¬ bel mit getrennten Meßleitungen angesehen [2], Ein etwa 35 cm langes Stück Koaxialleitung brachte an einer 4-W-Endstufe mit Absorber in der einen Richtung 95 mV/* 2 mV, in der anderen 93 mV/6 mV. (Dabei wurde sehr hochohmig gemessen; bei passiven Instrumenten sinkt die Richtgleich¬ spannung beträchtlich!) Durch Manipulation (z. B. Kürzen) der Meßleitun¬ gen kann man sehr einfach optimieren. Die Meßleitungen lassen sich be¬ quem anbringen, wenn man das Kupfergeflecht zunächst völlig abzieht. Soll die Anzeigespannung erhöht werden, kann man die Meßleitungen verlängern oder die Meßspannung verstärken. Der erste Weg scheidet aus (Platzbedarf), der zweite führt zu einer eleganten Lösung, wenn man konse¬ quent weiterdenkt und eine Schaltung findet, die sich aus der HF des Sen¬ ders speisen läßt und deshalb minimalen Eigenleistungsbedarf aufweisen muß. Für die Realisierung einer solchen Schaltung braucht man - ein Verstärkerelement und - eine Spannungsversorgungsschaltung mit jeweils geringem Eigenleistungsbedarf. Als Verstärker steht ein Sorti¬ ment brauchbarer Operationsverstärker zur Verfügung (Bild 1). Die Klein¬ leistungstypen B176/177D haben eine über R beeinflußbare Ruhestromauf- 115 ~UcC -ücc ~Ucc ~^cc B17SD Brno B060D B06JD B080D B081D Bild 1 Die zur Realisierung des aktiven Reflektometers einsetzbaren Operationsverstärker zum Reflektometer Bild 2 Stromlaufplan des aktiven Teils des Reflektometers nähme von minimal 20 pA. Die Typen B 060/061 D weisen etwa 200 pA (typ.) auf, B 080/081 D etwa 2 mA (typ.). Für die Stromversorgung wurde die Anordnung nach Bild 2 eingesetzt. Sie entstand durch folgende Überlegung: Will man eine Stabilisierung mit Z-Dioden vornehmen, müssen schon einige Milliampere Querstrom aufge¬ bracht werden, und das ist zu viel. Die Operationsverstärker sollen im Be¬ triebsspannungsbereich von ±5 bis ±18 V arbeiten. Welche Spannung er- 116 hält man nach Einweggleichrichtung bei Senderausgangsleistungen zwischen IW (an 50 fl) und 10 W (an 75 fl)? U ® U cfr /2 = {FR A = 1 W-50A /2 = 10V, Umax« 10 W • 75 fl A = 38,7 V. Teilt man die Gleichspannung und sorgt für eine Begrenzung, so daß ±18 V nicht überschritten werden können, lassen sich Sender im genann¬ ten Leistungsbereich zur Versorgung der Schaltung einsetzen. Dimensionierungshinweise Es ist sehr wichtig, spannungsfeste Bauelemente einzusetzen, damit die Schaltung die hohen Spannungen aushält, die bei versehentlichem Ab¬ klemmen der Antenne entstehen. Für VD1/2 eignen sich z. B. GAY64, GA 103/104, SAY12/73, SY345/1K oder SY345/1L, für VT1 SC307 (U CE o= -45 V), SF118 (-60V), SF1J9 (-80V), für VT2 SC237 (45V), SF128 (60 V) oder SF129 (80 V). Die Belastung für die Dioden ist Uspcn- = 2 • A Ueff! Bild 3 50 Bestückungsplan für die Leiterplatte HF PM Bild 4 Lcitungsführung gemäß Bild 3 (Schichtseite) 117 Bei Einsatz der Operationsverstärker B 176/177D kann der nichtinvertie¬ rende Eingang über 100 kO an Masse gelegt werden (geringere Driftauswir¬ kungen). Mit R = 1 MO liegt die Ruhestromaufnahme bei 100 pA, weniger ist nicht zu empfehlen, da das Driften dann zu stark wird. Die Leiterplatte (Bild 3, Bild 4) gilt für die BIFET-Typen. Soll ermittelt werden, wie hoch die prozentuale Leistungsentnahme ist, geht man von der niedrigsten HF-Spannung aus. Die abgegebene HF-Lei- stung steigt ja quadratisch mit dieser, die von der Schaltung aufgenommene Leistung aber nicht. Bestimmend ist die Operationsverstärker-Ruhestrom¬ aufnahme I cc : Py ~ 2 - U m • I cc . Man erhält für B 080/081 D: P v = 2 • 10 V • 0,2 mA = 4 mW. Nur etwa 4 % der Senderausgangsleistung werden von der Hilfsschaltung be¬ nötigt. Bei den anderen Operationsverstärkern liegt der Wert unter 1 %. Bild 5 Collins-Filter und Reflekto¬ meter wurden in ein gemein¬ sames Gehäuse eingebaut Bild 6 Die kleine Leiterplatte kann auch nachträglich überall eingebaut werden 118 Es sei noch erwähnt, daß mit der Band-gap-Referenzspannungsquelle B 589 N auch eine Stabilisierungsschaltung aufgebaut werden könnte, denn dieses Bauelement benötigt minimal 50 pA Querstrom. Die Fotos Bild 5 bis Bild 7 zeigen den Aufbau des Mustergeräts. Mindestens eine der Buchsen sollte isoliert montiert werden. Dann wird der Mantel des Koaxkabels nicht kurzgeschlossen. Damit sind Fehlmessun¬ gen bei Auftreten von Mantelwellen ausgeschlossen. Literatur [1] IC.Rothammel, Antennenbuch, lO.Aufl., Berlin 1984. [2] D.Lechner, P. Fink, Kurzwellensender, Berlin 1979. 119 Kleine QRP-Schule Dr. Walter Rohiänder - Y 220 H des Kurzwellenamateurs QRP-Defmition QRP ist die Betriebsdienstaufforderung «Vermindern Sie ihre Sendelei¬ stung», eine dem Funkamateur geläufige, internationale Q-Gruppe. Unter QRP-Station wird eine Funksendeanlage verstanden, deren Gleichstrom¬ eingangsleistung der Senderendstufe unter 10 W liegt. Bei einem größeren Input spricht man dann von einer QRO-Station. Contestausschreibungen ist zu entnehmen, daß der QRP-Input auch unterhalb 10 W noch weiter ge¬ staffelt sein kann. QRP-Motivation Es gibt zahlreiche Funkamateure, die eine QRP-Station erfolgreich betrei¬ ben. Ihre Anzahl steigt zusehends. Die Motivierung für den QRP-Betrieb ist vielschichtig. Ohne Wertung der Reihenfolge seien einige Beweggründe aufgelistet, deren Randbedingungen jedoch erst weiter unten geklärt wer¬ den: - sportliche Leistung im QRP-Betriebsdienst, - netzunabhängige, batteriegespeiste Portablestation, - verringerte Möglichkeit einer Funkstörung durch Nebenaussendungen, - Teilnahme an Contesten in der Kategorie «QRP». QRP - QRO, ein bildlicher Vergleich Die Standardfunkanlage der Amateurfunkklubstation in der DDR ist der Kurzwellentransceiver Teltow mit einem HF-Output von etwa 80 bis 40 W, je nach Band zwischen 80 und 10 m. Bei sorgfältiger Anpassung an eine gute Antennenanlage ist mit dieser Station jederzeit DX-Verkehr auch ohne Nachbrenner von etwa 250 W HF oder mehr (Sondergenehmigung) möglich. Eine Spitzenleistung im aktiven Contestgeschehen erlaubt der Standard-Teltow nicht, aber man kann sich eine Vielzahl sportlich hochwer¬ tiger Diplome kurzfristig erarbeiten. Der Kraftfahrer würde den Teltow als einen «Mittelklassewagen» bezeichnen, mit dem man jederzeit sein Ziel si- cher und zuverlässig erreicht. Er ist pflegeleicht und verbraucht relativ we¬ nig Benzin. Wie wäre es mit einem «Kleinwagen»? Er belastet die Umwelt weniger, benötigt noch weniger Benzin, und man erreicht auch fast jedes Ziel, zuverlässig - aber eben langsamer. Sicher hinken Vergleiche. Die QRP-Station ist jedoch der «Kleinwagen» des Funkamateurs. Die Umweltbelastungen, sprich Funkstörungsmöglich¬ keiten, sind beträchtlich herabgesetzt. Der Gleichstrominput ist klein, und langzeitiger Batteriebetrieb erscheint möglich. Der Kleinwagen ist leicht aufzubocken, die QRP-Station oft tragbar. Das Miniauto paßt bestimmt in eine kleine Parklücke, der 10-Watter vielfach in eine Aktentasche. Langsam erreichen beide fast jedes Ziel. QRP - QRO, ein Leistungsvergleich Eine S-Stufe am Antenneneingang eines Funkempfängers entspricht defini- tionsgemäß der doppelten bzw. halben Signalspannung, oder - besser - die Signalleistung ist’um den Faktor 4 größer bzw. 0,25 kleiner. Eine S-Stufe entspricht mithin einem Leistungsverhältnis von ±6 dB. Das Leistungsver¬ hältnis zwischen 100 W Output und 10 bzw. 1 W beträgt 10 bzw. 20 dB, An Stelle eines Rapports von S9 für 100 W Output erhält man günstigenfalls S6 für 1 W Output, an Stelle von ST dann S4, ein «befriedigendes Signal». Wann QRP? Ein für den «Normalverbraucher» lesbares Telegrafiesignal sollte wenig¬ stens 1 S-Stufe über QRM und/oder QRN liegen. Dabei beträgt (jie Lesbar¬ keit eines solchen Zeichens meist R4. Die Frage «Wann QRP?» kann damit leicht beantwortet werden: - Stationen mit Lesbarkeit R4 nur anrufen, wenn diese gleichfalls QRP-Be- trieb machen, - QSO mit S7- bis S9- und + +-Stationen sind jederzeit möglich. Eine ähnliche Aussage trifft auch für den J3E-(SSB-)Betrieb zu. Funkamateur und QRP . Erst der erfahrene Funkamäteur wird seine QRP-Station voll ausschöpfen und beachtenswerte Erfolge erzielen. Was zeichnet ihn aus? - Er besitzt eine Station mit sauberer CW-Tastung, möglichst für BK-Ver- kehr ausgerüstet, oder sprachbehandeltem SSB-Signal an einer für DX- Betrieb flachstrahlenden, verlustarm angepaßten, hochwertigen Sendean¬ tenne. - Er nutzt jede Chance,, die ihm die Gesetzmäßigkeit der Ausbreitung der Funkwellen für das betreffende Zielland bietet, z. B. die hohen Feldstär¬ ken kurz nach Bandöffnung oder kurz vor Bandschließung, arbeitet +30 min bei Sonnenauf- bzw. -Untergang entlang der sogenannten 121 «Grauen'Linie» (Großkreis mit gleichzeitigem Sonnenauf- und -Unter¬ gang) DX auf 80 m. - Er nutzt die höherfrequenten Kurzwellenbänder, da sich in diesem Fall die Signalpegel von QRO und QRP nivellieren, beeindruckend auf 10 m, ohne Bedeutung auf 80 m, - Er beherrscht ausgezeichnet den Betriebsdienst, hört viel und schlägt im rechten Moment zu, gibt sauber CW bzw. spricht deutlich möglichst in den geläufigen Weltsprachen Englisch,' Französisch, Russisch, Deutsch u. a. - Er besitzt Geduld (das wirkt nebenbei auch erzieherisch). Der QRP-Amateur liebt diese Betriebsart, betrachtet sie als echtes* Hobby von hohem sportlichem Wert. Die meisten Funkamateure gelangen zum QRP über eine langjährige QRO-Erfahrung, oft auch aus dem Wunsch her¬ aus nach einer portablen Kleinstation für Mobilbetrieb oder einem 2. ge¬ nehmigten Standort, nicht zuletzt auch für den Urlaub. QRP, gesetzliche Regelungen, Funkstörungen und Nebenaussendungen Es gibt einen wichtigen Grund, QRP und nur QRP zu arbeiten. Als eine Ur¬ sache für Funkstörungen anderer Dienste ist überwiegend die Tatsache an¬ zusehen, daß ein leistungsstarkes Nutzsignal vorliegt. Allein die Umwelt zur Sendeantenne mit ihren hunderten pn-Übergängen, mit oft schlecht ab¬ geschirmten, wenig übersteuerungsfesten Funkempfangsanlagen oder ande¬ rer hochfrequenzempfindlicher Technik der Konsumgüterelektronik kann unter Umständen ein gut nachbarschaftliches Verhältnis trüben. Dieses Problem Wird bei verminderter Sendeleistung (QRP) in fast allen Fällen ge¬ genstandslos, d. h. gelöst. QRP-Stationen sind vorwiegend volltransistori¬ siert. Sind die Endstufen kostengünstig mit Bipolartransistoren ausgerüstet, so ist diesen eine bessere Oberwellensiebung nachzuschalten als bei Röh¬ renendstufen, will man den technischen Bedingungen für den Amateur¬ funkdienst genügen. Dazu ein kleines Rechenexempel. Oberhalb 3,5 MHz sind auf Kurzwelle 'Gleichstromeingangsleistungen der Senderendstufe von 500 W zugelassen. Das entspricht vereinfacht einem HF-Output von 250 W. Es bedeutet, daß Nebenaussendungen unter 25 mW unterhalb 40 MHz und unter 0,25 mW oberhalb 40 MHz zugelassen wären. Folgt man formal den gesetzlichen Be¬ stimmungen, so wären dafür bei 5 W Input und 2,5 W HF-Output (QRP) <250 pW bzw. <2,5 pW zugelassen. Hier wirft sich eindeutig die Frage auf, warum sollen in einem konkreten Fall die Nebenaussendungen der QRP- Station 20 dB unterhalb der einer QRO-Station liegen, deren viele mit ihrer Umwelt in gutem Einvernehmen leben? Gleitende Dämpfungsmaße für Ne¬ benaussendungen in Abhängigkeit von der Gleichstromeingangsleistung kämen den QRP-Amateuren zugute. Der Aufwand für die Verminderung der Nebenaussendungen, sprich Selektionsaufwand nach einer QRP-End- stufe, Wäre vorteilhaft geringer. Diese Meinung vertritt der Autor. 122 QRP im Contest Viele Funkamateure vertreten die Meinung: QRP und Funkwettkämpfe ver¬ tragen sich nicht miteinander. Das Gegenteil ist der Fall. Viele Conteste werten eine Einzel-OP-Allband-QRP-Kategorie extra. In diesem Fall kämpft man also gegen andere QRP-Stationen. Da die QRP-Station relativ kostengünstig errichtet werden kann, sind höhere Investitionen in die Sen¬ deantenne möglich, entscheidend für den Contester. Dennoch seien einige Hinweise zu beachten: - Am Anfang des Contestes arbeite die stärksten Stationen und progressiv dann die schwächeren. - Rufe höchstens 2- bis 3mal eine Station, später nach dem Pile-up wird sie schon antworten. Eine Ausnahme ».bildet in diesem Fall das Ende des Contestes, wenn diese Station einen Multiplikator bedeutet. - Drehe immer über das Band in nur einer Richtung. Auf diese Weise wird das Band kaum «austrocknen». - Arbeite stets auf der höchsten Frequenz, die in der gewünschten Rich¬ tung offen ist (MUF-Regel). Dieses Vorgehen bietet die geringste Lei¬ stungsdämpfung auf dem Übertragungsweg. - Arbeite am Anfang des Contestes die am leichtesten erreichbaren Rufzei¬ chengebiete, die schwierigen in der 2. Contesthälfte (alles unter Berück¬ sichtigung der Ausbreitungsbedingungen). - Erarbeite Deinen Contestschlachtplan an Hand des Studiums der Aus¬ breitungsvorhersagen, eigener Beobachtungen 8 Tage" vor dem Wett¬ kampf, d. h. den Zeit-Frequenz-Rufzeichengebiet-(Teilerdteil-)Fahrplan, nach dem man sich Stunde für Stunde in etwa richtet. - Vermeide Doppel-QSOs, sie sind unproduktiv. - Werde nie ungeduldig. Hören und Zuschlägen sei Strategie. QSO-Num- mem von QRO-Stationen sind kein Beispiel, sollen nicht «nervös» ma¬ chen. Du arbeitest gegen QRP-Stationen. QRP im QSO Der Nachbrenner fehlt bei QRP. Man vergesse den eigenen CQ-Ruf, son¬ dern rufe nur an 'und hänge gegebenenfalls an das eigene Rufzeichen/QRP an. Bei einem ungünstigen Rapport sei das QSO nur kurt 1 (RST, Name, QTH, QSLL?, TNX, 73 usw.). Man muß stets damit leben, daß Stationen die Frequenz belegen, wenn man nicht gehört wird. Das ist dann oft das Ende eines QSOs. Oberhalb 14 MHz liegen die beliebtesten- QRP-Bänder. 160 bis 40 m sind saisonabhängig und stark mit QRM und QRN belastet. Gelegentliche Erfolge gibt es jedoch dort jederzeit, vorwiegend im Winter und zu Zeiten geringer Sonnenfleckenaktivitäten. QRP-Betrieb findet vor¬ wiegend 40 bis 60 kHz von der unteren Bandgrenze in CW statt. Und, wie schon gesagt: Geduldig Hören - die Erfolgschance prüfen - dann zuschla¬ gen! Im QRP-Betrieb hat man heute noch den höchsten QSL-Rücklauf. 123 Die QRP-Station Die Zahl der Veröffentlichungen auf dem Gebiet der QRP-Technik von Kurzwelle bis UKW wächst mehr und mehr. Sieht man allein -die Literatur des Militärverlages der DDR der letzten 10 Jahre durch, so findet der Leser unter [1] bis [18] für den Kurzwellenamateur eine Fülle bewährter Schal¬ tungstechnik vom Ein- bis zum Mehrbandsender und -transceiver für CW und SSB sowie vom einfachen bis zum komplexen Gerät. Der Anfänger auf diesem Gebiet, und für diesen ist dieser Beitrag vorwie¬ gend gedacht, möchte unter Umständen schnell QRV sein. Nahezu pro¬ blemlos bietet sich in diesem Fall der Bau eines Ein- oder MeHrbandtele- grafiesenders an, da aus der früheren Hörertätigkeit fast immer ein eigener Kurzwellenempfänger vorhanden ist., Einbandsender können nach Vorbe¬ reitung ein Wochenendprojekt sein. Zum Bau einer Mehrbandstation benö¬ tigt man schon längere Zeit. Im folgenden wird ein Vierband-KW-QRP- Sender für CW fast in Baugruppentechnik angeboten. Bei der Auswahl der Einzelbaustufen wurde davon ausgegangen, daß im experimentierfreund¬ lich eingerichteten Shack einzelne Baustufen auch für Sonderzwecke einge¬ setzt werden können, z. B. der Exciter als Signalgenerator, der Breitband¬ senderkonverter als normaler Verdoppler im KW-Bereich usw. Da die HF-Selektion gleichfalls als Baugruppe geschaltet wird, kann bereits mit der Breitbandtreiberstufe QRPP-Betrieb (etwa ISO mW Output) gemacht oder wahlweise eine QRP-Endstufe (etwa 1,5 W Output) angesteuert werden. An¬ regungen zum Bauprojekt wurden [19] bis [22] entnommen. Vierband-QRP-Telegrafiesender für Kurzwelle Der im folgenden in Baugruppenform vorgestellte Sender für die Bänder 80, 40, 30 und 20 m ist nicht gerade ein Wochenendprojekt, jedoch eine lei¬ stungsfähige QRP-Sendetechnik, die vielen Ansprüchen des QRP-Amateurs genügt. Auf den ersten Blick erscheint der Aufwand sehr erheblich. Aber es wurde von der Tatsache ausgegangen, daß eine Einbandversion nur für eine gewisse Zeit der QRP-Tätigkeit befriedigt, dann jedoch vielfach der Wunsch entsteht, auf mehreren Bändern QRV zu sein. Im Mehrbandsender ist der mechanische Aufwand sehr hoch, da nicht nur der VFO umgeschaltet wer¬ den muß, sondern auch die der Senderendstufe nachgeschaltete HF-Sie- bung viel konstruktives Fingerspitzengefühl erfordert. Auf die Beschreibung einer Transceivervariante mit integriertem Direktmischempfänger wurde verzichtet. Die VFO-Pufferstufe hat jedoch einen getrennten Ausgang zur Ansteuerung eines Balancemischers. Semi-BK-Verkehr ist möglich. Vierband-VFO mit Puffer- und Taststufe In Bild 1 ist diese Baugruppe dargestellt. Es handelt sich um einen 2mal ge¬ pufferten Serien-Co/pte-VFO für die Bänder 80, 40, 30 und 20 m. Am Aus- 124 VD10Z SZX2V9 cm cti 3 cm JÜl/i TÖn£_~j2X>n ~R103TT M09 BSD 1 47 !0,5W uoi bisLKV, tecwTT.TT VT101 KP303E, BF245 VT102.VT103 2N2222, SF137, KT928 VT 109, VT 105 2N2307, SFT17, SC307 cm±sioi/ 70nJ X Taste K103 Bild 1 Simmlaufplan des Vierband-VFO für die KW-Amateurbänder 80/40/30/20 m. Wi¬ derstände ohne zusätzliche Angabe 1/10W; C101 bis CI0S/C107 bis CI II kerami¬ sche Rohrkondensatoren mit positivem TK oder Styroflex-Kondensatoren gang stehen an 100 fl bereits 10 bis 15 mW HF zur Verfügung. Der Oszilla¬ tortransistor VT101 belastet seinen frequenzbestimmenden Abstimmteil nur gering. Seine Speisespannung wird durch VD102 stabilisiert. Beruhi¬ gend auf die HF-Amplitude wirkt die Kombination R101/VD101, d.h., das OsziUatorsignal ist relativ oberwellenfrei. Für die Frequenzstabilität günstig ist die sehr schwache Ankopplung des l.Pufiertransistors VT102 an den Os¬ zillator über /f 102 (lOkfl). Die Kollektor-Basis-Schaltung von VT102 ver¬ bessert die Entkopplung weiterhin. Bemerkenswert ist die Taststufe mit den pnp-Transistoren VT104 und VT105. Der VFO läuft ständig durch. Bei offener Taste ist VD103 in Durch¬ laßrichtung gesättigt, schaltet somit CI 11 voll der Abstimmeinheit zu, die VFO-Frequenz wird dadurch versetzt und fällt nicht mehr in den Emp¬ fangskanal. Die RC-Beschaltung von VT104 verzögert jedoch diese Fre¬ quenzumtastung um Sekunden, d. h., während der Tastung bleibt das Oszil- 125 latorsignal chirpfrei unverändert konstant. Die Tastung des Senders wird allein in der Treiber/QRPP-Endstufe vorgenommen, was bei dieser kleinen Sendeleistung durchaus üblich ist. Über den Ausgang K101 kann ein Dop¬ pelbalancemischer eines Direktmischempfängers direkt angesteuert werden. In diesem Fall muß durch kapazitive Vorbelastung von VD103 mit einigen hundert Pikofarad (ausprobieren) auf den üblichen Offset von 500 bis 1000 Hz eingestellt werden. Über den Ausgang K102 kann der VFO nicht nur den Treiber ansteuem, sondern er läßt sich auch als Signalgenerator für Meßzwecke einsetzen. Wird der Schalter S101, ein feststellbarer Tastschalter, geschlossen, so ist das schwache VFO-Signal im Empfänger zu hören. VFO, Pufferstufen und Taststufen sind in 3 getrennte, geschirmte Boxen unterzubringen. Trenn¬ stellen zwischen VFO und Puffer sind C112/Ä103 und Drl01/7?102, zwi¬ schen VFO und Taststufe Drl02/Ä 111. Vor R104 werden aus einem nie¬ derohmigen Regelnetzteil +12V der Pufferstufe vor Ä113 der Taststufe zugefuhrt. Es fließt ein Strom von etwa 25 mA. Für CI 06 ist ein Fein trieb vorzusehen. Getasteter Treiber und/oder QRPP-Endstufe mit 150 mW Output Aus Bild 2 ist die Schaltung zu ersehen. Als Treiber ist für R203 der Wert von 47 fl zu verwenden. Dann stehen am Ausgang C204 (120 fl) maximal 70 mW an, ausreichend für die Ansteuerung der nachgeschalteten QRP- Endstufe. R203 kann jedoch bis auf 15 fl herabgesetzt werden, so daß durchaus an C204 auch 150 mW HF-Output möglich sind, ausreichend für QRPP-Betrieb, wenn der bezeichnete Tiefpaß zugeschaltet wird. Bei Trei- 0201 R201 Vn C203 0,1)2 R202* T Zk . TR201 C2D4 a *P nrYVvJ u 5201 R2 q5 20 _ LZ01D, CZ07D, LZOZD, CZ08D 22/0/5W x _ L201C, CZ07C, LZ0ZC, G208C ^_ L 201B, C207B, L 2028, C208B 30 —, LZ01A L202A »TlSFgrT 40/500 ~rZ00 — vwKIOZ BMI R20l\ R. 200 Y _L (nurfür80m!) VT 201 ZN2222, KTS2B,SFlß7 47 10,25 W (Treiber) 15/0,25 W(9RPP) K202A T 50 -S- \ Antenne BHd 2 Stromtaufplan für den getasteten Treiber und/oder QRPP-Endstufe, HF-Output etwa 150 mW VT 301 2*3553 2*386$ KT SOS A kt mm FP Ferritperle +12V cm, OH S301 20 - L301D, C307D, L302D, C308D, R303, 53020 Dr301 ®- Lm > C307C > L30ZC ’ C308C ■ H3 ° 3 K3m cm w>- cpjjs,. 4, UC305 4* 7TWI500 ■ L301B, C307B, L302B, C308B, R303.K302B L301A L302A K302A ' J 2ßpH 0306 -100 Treiber <»120S (Punkt A, Bild 2) VT301 V0301 SZX27/1B (2x in Serie) (nur für 80m!) Ti C307A - n '7670 ' ■ U C308A JR302 820J LI _1 50-ß- Antenne 070/0,25 W Bild 3 Stromlaufplan der QRP-Endstufe für 80 bis 20 m, HF-Output etwa 1,5 W berbetrieb ist mit R202 durch R203 (47 fl) ein Ruhestrom von 20 mA (ent¬ spricht +0,94 V) bei QRPP-Betrieb, durch R203 (15 fl) von 40 mA (ent¬ spricht +0,6V) einzustellen. Der Leser sollte sich nicht über den Breitbandübertrager TR201 wundem. Er setzt den Ausgangswiderstand des Transistors VT201 um den Faktor 4 auf etwa 1200 herab. Der Tiefpaß für QRPP-Betrieb ist entsprechend ausgelegt. An der Schnittstelle A kann die später beschriebene QRP-Endstufe zuge¬ schaltet werden. Zwischen Treiber und Endstufe wirkt sich jedoch eine Schirmung günstig aus, und ein 120-O-Durchbruch ist besser als ein höher- ohmiger. Die Stufentastung wird über TR201 vorteilhafter vorgenommen also direkt am Kollektor von VT201. Die getastete Treiberstufe ist grund¬ sätzlich in einer geschirmten Box unterzubringen. Durch A geht die Schirmwand, wenn der umschaltbare Tiefpaß für QRPP nachgeschaltet oder der Endstufentransistor zugeschaltet wird. Der Treibertransistor kann mit einer kleinen Kühlfahne versehen werden. QRP-Endstufe (1,5 W Output) ftir 80, 40, 30 und 20 m Bild 3 zeigt diese Baugruppe. Der Eingang ist breitbandig. Der 4:1-Übertra- ger setzt den Eingangswiderstand der Stufe von etwa 120 O (Treiber) auf 30 O passend für den verwendeten Transistor herab. Die Stufe arbeitet in C-Betrieb. Sie zieht bei 1,5 W Output 250 bis 300 mA Strom, je nach einge¬ setztem Transistor. Für R301 haben sich 33 Q am besten bewährt. Man kann den Stufenwirkungsgrad weiter erhöhen, wenn man R 301 etwas ver¬ größert. Bei Abstimmung ist dann jedoch mit Instabilitäten zu rechnen. Die geringe Vorbelastung der Stufe mit R302 wirkt sich in dieser Hinsicht gleichfalls positiv aus. VD301, 2 in Serie geschaltete 16-V-Z-Dioden, schüt¬ zen den Endstufentransistor gegenüber Kollektordurchbruchspannungen. Der Endstufentransistor verträgt einen kräftigen Puff, übersteht selbst eine am Ausgang fehlende Antenne (totale Fehlanpassung). Sollten bei Ab- 127 Stimmung Instabilitäten auftreten (kein Ton 9 bzw. Selbsterregung), so muß man die Windungszahl auf Dr301 geringfügig erhöhen, die Windungsab¬ stände am heißen Ende sind zu vergrößern, gegebenenfalls ist zwischen Kollektor und Basis ein kleines Abschirmblech zu setzen (TR301 und Dr301 sollten sich nicht «sehen»). Auf Kosten einer größeren Ansteue¬ rungsleistung kann auch R301 etwas verkleinert werden. Zwischen C304 und den nachgeschalteten Tiefpässen ist auf jeden Fall eine Abschirmwand zu setzen, d.h., die Tiefpässe müssen in eine separate Box (gilt immer!). Aufbauhinweise Unter Berücksichtigung aller Stabilitäts- und HF-technischen Gesichts¬ punkte (in erster Näherung starre, kurze Leitungsführung) ist der Aufbau unkompliziert. Die Schaltung kann man in freier Verdrahtung aufbauen, wie das z.B. nach [19] für eine Einbandsendervariante erfolgreich durchge¬ führt wurde. In die Boxen wird kupferkaschiertes Material als Chassis ein¬ gezogen und auf der Metallseite verdrahtet. Reichen die geerdeten Bauele¬ mente nicht als Stützstellen (Lötpunkte), so werden 1/4- oder 1/2-W-Wider- stände größer 200 kO einbeinig auf das Chassis gelötet und als Festpunkte verwendet. Die Doppellochkeme klebt man direkt auf und schiebt die Fer¬ ritperlen unmittelbar auf den Basisanschluß, usw. Diese Vorgehensweise wird von den Autoren als (ugly) «häßlich» bezeichnet. Aber sie hat sich be¬ währt. Für Schalter, HF-Buchsen, Drehkondensatoren usw. sind selbstver¬ ständlich noch Bohrarbeiten durchzuführen. VFO, Puffer, Taststufe, Treiber, PA und jeder einzelne Tiefpaß (je Band 1) sind in abgedeckte, geschirmte Boxen zu montieren. Luftspulen sind auf jeden Fall von jeder Metallwand mindestens 2 Spulendurchmesser entfernt zu befestigen. Kann man im Tiefpaß keine Pulvereisenkeme ver¬ wenden, so trifft das in diesem Fall besonders zu. Für Exciter und Treiber sollte man ein und für die Endstufe ein weiteres Netzteil aufbauen. Mit in¬ tegrierten Reglerschaltkreisen ist das einfach zu realisieren. Ohne weiteres kann man auch mit Primär- und/oder Sekundärbatterien arbeiten (Portable¬ betrieb). Eine voll geladene 12-V-Motorradbatterie steht einen 24-h-Contest immer durch, selbst bei Dauerstrich! Da die QRP-Station immer an einer hochwirksamen Antenne betrieben wird, ist QRP-mobil seltener gefragt. Ist das jedoch der Fall, so muß die VFO-Puffer-Tasteinheit mechanisch hochstabil aufgebaut werden. Hinweise zur Inbetriebnahme Setzt man nur hochwertige, geprüfte Bauelemente ein und ist die Verdrah¬ tung optisch überprüft, so werden die einzelnen Baugruppen auch arbeiten. Der VFO kann mit einem Digitalzähler an K102 eingestellt und kalibriert werden. Ein HF-Voltmeter an gleicher Stelle gestattet auch eine Output¬ messung. Es sollen 10 bis 15 mW an 100 ß sein (U^g = 1,0 bis 1,22 V). Wird 128 der Treiber einfach mit SO tl (induktionsfrei) abgeschlossen, so entsprechen 70 mW U* r= 1,87 V und 150.mW U eff = 2,74 V. Die QRP-Stufe gibt 1,5 W an 50 O ab = 8,66 V). Die Einstellwerte der Abstimmkondensatoren am Eingang der Tiefpässe werden bestimmt, indem man diese mit 50 0/2 W induktionsfrei abschließt und bei angeschlossenem HF-Voltmeter auf Optimum abstimmt. Die Ein¬ stellungen von 7? 110 und C205 bzw. C305 sind für jedes Band zu notieren und am Gerät zu markieren! Nur in diesen Einstellungen wird der Sender betrieben! Die Antenne wird stets über ein Anpaßgerät an den Senderausgang ange¬ schlossen! Und nur mit dem Anpaßgerät werden Reaktanzen am Fußpunkt der Speiseleitung weggestimmt und die Anpassung vorgenommen! Am be¬ sten wird dazu ein einfacher Feldstärkemesser nach [23] (Seite 131 und 136) abgeschirmt in den Eingang des Anpaßgeräts eingebaut (mit 2 kO zum heißen Meßpunkt) und zur Maximumabstimmung verwendet. Damit dürfte der Sender betriebsbereit sein. Zuvor wird aber mit einem Empfänger und bei angeschlossener 50-O-Kunstanteqpe der Ton des geta¬ steten TX abgehört. Senderkonverter 20/10 m (1W Ansteuerung, 1W Output) Dem QRP-Freund wird es keine Ruhe lassen, daß ihm nur die Bänder 80 bis 20 m geboten werden. Dem muß entgegengehalten werden, daß fre- quenzgeradeausbetriebene Sender vom VFO bis zur Endstufe an sich schon Probleme aufweisen, die unmittelbar mit dem Geradeausbetrieb Zusam¬ menhängen. Auf der anderen Seite sind VFO-Frequenzen oberhalb 15 MHz nur noch schwierig ausreichend stabil zu realisieren, meist nur bei großer praktischer Erfahrung. Deshalb wurde davon Abstand genommen. In diesem Fall bietet ein Senderkonverter nach Bild 4 für 20/10 m einen gewissen Ersatz. Er wird auf 14 MHz vom QRP-Sender angesteuert, das Si¬ gnal verdoppelt (TR401, VD401, VD402, R401) und die Oberwelle 28 MHz bei Unterdrückung der Grundwelle (R401) entnommen. Es werden dann der Oberwellenquellwiderstand auf 16:1 (TR402, TR403) reduziert und der Endstufentransistor angesteuert. Die Schaltung bringt bei einem 20-m-Ein- gangssignal von 1W auf 10 m einen HF-Output von mindestens 1W. Der 3gliedrige Tiefpaß ermöglicht es, den gesetzlichen-Bestimmungen bezüg¬ lich der Neben- und Oberwellenunterdrückung zu genügen. Bei sorgfälti¬ gem Aufbau der symmetrischen Verdopplerstufe kann das 20-m-Steuersi-, gnal gegenüber dem 10-m-Nutzsignal um mehr als 40 dB unterdrückt werden, wiederum den gesetzlichen Bestimmungen entsprechend. Den Abgleich nimmt man wie folgt vor: Bei Ansteuerung des 20/10-m- Senderkonverters wird mit angeschlossener 50-G-Kunstantenne das 10-m- Signal mit C407 optimiert und das 20-m-Signal an einem Abhörempfänger mit R401 minimiert. Der Senderkonverter kann linear aufgebaut werden. Zwischen R410/Dr401, C407/L401, C408/C409 und C410/L403 sind Ab- 129 VT W 2N38SS, KT606A, KTmAIB FP Ferritperle nmz «w Km VDWI SAY 77 -w 22fAu)rm LW1 LWZ LW3 W -w 28MHz vom SAY 77 40/60 730 770 720 770 6406 cm cm cm cm cm Bild 4 Stromlaufplan für den Senderkonverter 20/10 m zur Erweiterung des Telegrafiesen¬ ders für das 10-m-Band. Der HF-Output ist etwa 1 W bei einer HF-Eingangsleistung von etwa 1 W Schirmungen zu setzen. Bei auftretenden Instabilitäten muß Ä402 im Ohm- wert verringert und eine Schirmwand zwischen Kollektordrossel Dr402 und TR403 gesetzt werden. Instabilitäten verschwinden auch, wenn die An¬ steuerung herabgesetzt wird. Von dieser Schaltung sollte man nicht mehr als 1W Output verlangen. Bei einer guten Antenne und guten Ausbrei¬ tungsbedingungen, z.Z. nur Shortskip und wenig DX auf 10 m, gegen 1992 wieder mehr DX, kann man damit bereits viel erreichen. Vierband-VFO (Bild 1) L101 - 21,5 pH, 1102 - 7,7 pH, L103 - 3,9 pH, L104 - 1,8 pH, TR101 - Breitbandübertrager, 2 x 10 Wdg., bifilar, 0,3-mm-CuL, Doppellochkem Mf240 Getasteter Treiber (Bild 2) 40 m - L201B - 1,76 pH, L202B - 1,06 pH, C207B - 740 pF, C208B - 440 pF 30 m - /.201C - 1,22 pH, Z.202C - 0,76 pH, C207C - 520 pF, C208C - 310 pF 20 m - L201D - 0,88 pH, L202D - 0,53 pH, C207D - 370 pF, C208 D - 220 pF TR201 - wie TR101 QRP-Endstufe (Bild 3) 40 m - L301B - l.llpH, L302B - 1,06 pH, C307B - 870pF, C308B - 440 pF 30 m - Z.301C - 0,77 pH, L302C - 0,76 pH, C307C - 610 pF, C308C - 310 pF 20 m - 7.301D - 0,55 pH, L302D - 0,53 pH, C307D - 435 pF, C308D - 220 pF TR301 - wie TR101 Senderkonverter 20/10 m (Bild 4) TR401 - Breitbandübertrager, 3x8 Wdg., trifilar geflochten, 0,3-mm-CuL, Doppellochkem Mf240 TR402/TR403 - wie TR101 130 1 50-ä-Antenne Literatur [1] K.-H. Schubert, QRP-Senderschaltungen, Elektronisches Jahrbuch 1979, Seite 195 ff., Berlin 1978. [2] K.-H. Schubert, Der Minitransceiver - nicht nur für den Anfänger, Elektronisches Jahrbuch 1980, Seite 176ff, Berlin 1979. [3] B. Knapp, QRP-Telegrafie-Transceiver fiir das 80-m-Band, Elektronisches Jahr¬ buch 1981, Seite 109ff, Berlin 1980. [4] K.-H. Schubert, CW-Minitransceiver für das 80-m-Band, Elektronisches Jahrbuch 1984, Seite 227ff., Berlin 1983. [5] K.-H. Schubert, QRP-Sender für CW-Betrieb, Elektronisches Jahrbuch 1985, Seite 195ff., Berlin 1984. [6] K. Zschiesche, Ein SSB-Transceiver kleiner Leistung für das 80-m-Band, FUNK¬ AMATEUR 26 (1977), Heft 2, Seite 85 ff., Heft 3, Seite 138 ff., Heft 8, Seite 390. [7] R. Venzke, 5-W-Fuchsjagdsender für das 80-m-Band TX 80/75, FUNKAMA¬ TEUR 26 (1977), Heft 4, Seite 186 ff. [8] E. Schmidt, Einfacher SSB-QRP-Sender, FUNKAMATEUR 27 (1978), Heft 7, Seite 349ff. [9] S.-H. Steinweg, Minitransceiver für 80 m und 40 m FUNKAMATEUR 28 (1979), Heft 8, Seite 399ff., Heft 9, Seite 451ff., vgl. 30 (1981), Heft 9, Seite 450. [10] H. Seifert, Ein SSB/CW-Allband-Portabletransceiver nach dem Direktmischprin¬ zip, FUNKAMATEUR 28 (1979), Heft 10, Seite 500ff„ Heft 11, Seite 554ff, Heft 12, Seite 606ff. [11] L. Fischer, Schaltungsdetails für einen 10-m-Band-Transceiver, FUNKAMA¬ TEUR 29 (1980), Heft 3, Seite 141 ff., vgl. 30 (1981), Heft 3, Seite 139ff. [12] P. Viertel, 10-W-Telegrafiesender für 3,5 MHz, FUNKAMATEUR 29 (1980), Heft 9, Seite 449 ff., Heft 10, Seite 503 ff. [13] ... Ein optimierter 7-MHz-QRP-Transceiver für den Telegrafiefreund, FUNK¬ AMATEUR 30 (1981), Heft 10, Seite 496ff. [14] A. Hertzsch, 7-MHz-QRP-Senderbaustein als Zusatz zum Miniempfänger, FUNKAMATEUR 31 (1982), Heft 10, Seite 506ff. [15] A.Mugler/H.P.Tschantschala, Moderner Transceiver für das 80-m-Band, FUNK¬ AMATEUR 32 (1983), Heft 11, Seite 554ff, Heft 12, Seite 604ff„ 33 (1984), Heft 1, Seite 32 ff. [16] H. Seifert/T. Herrmann, «jena 85» - ein zum l,8-MHz/3,5-MHz-Transceiver er¬ weiterter «AFE12», FUNKAMATEUR 34 (1985), Heft 8, Seite 389ff., Heft 9, Seite 441 ff. [17] D. Lechner/P. Finck, Kurzwellensender, Seite 307 ff., Seite 309ff., Seite 328ff., Berlin 1979. [18] H. Brauer, Einseitenbandtechnik Seite 187ff. (vgl. [6]), Seite 195ff. (vgl. [15]), Seite 216 ff. (vgl. [9]), Berlin 1984. [19] R. Hayward/W. Hayward, The «Ugly Weekender», QST 65 (1981), Heft 8, Seite 18 ff. [20] D. DeMaw/B. Shriner, A Beginner’s 3-Band VFO, QST 64 (1980), Heft 1, Seite 19ff. [21] D.DeMaw, Simple QRP Gear Versus Good Performance, QST 69 (1985), Heft 1, Seite 22 ff. [22] J. Pitts, A QRP Transmitting Converter, QST65 (1981), Heft 4, Seite 35ff [23] W. Rohländer, Der Feldstärkemesser - ein vielseitig verwendbares Meßgerät, Elektronisches Jahrbuch 1987, Seite 131 ff, Berlin 1986. 131 Empfangsantennen für Kurzwelle - Starthilfe für den jungen Ing. Olaf Oberrender - Y23RD HÖramateUT Der «Newcomer» ist ein Neuling. Wenn er sich ernsthaft bemüht, Erkennt¬ nisse zu sammeln und Fertigkeiten anzueignen, dann ist er kein Dilettant. Viele Funkamateure haben genau so anfangen müssen. Für ihn sind in der Zeitschrift FUNKAMATEUR eine Vielzahl von Empfängerschaltungen mit praktischen Hinweisen veröffentlicht worden. Im Fachhandel ist der AFE12 als kompletter Gerätebausatz erhältlich. Von der Schaltungstechnik und den Bauelementen betrachtet, handelt es sich um kein einfaches Ba¬ stelgerät mehr. Will man die Qualität voll ausschöpfen, erhebt sich die Frage nach einer geeigneten Antenne. Das gilt für alle anderen Empfangs¬ geräte auch. Über die physikalische Funktion einer Antenne besteht wenig Klarheit. Viele sehen einfach aus, und dennoch kann man es falsch machen. Man¬ gelnde Empfangsqualität wird dann den Geräten angelastet. Andere be¬ trachten dieses Gebiet als etwas geheimnisumwittertes, das groBe Kennt¬ nisse der Physik und' Mathematik voraussetzt. Seriöse Fachbücher erwecken manchmal diesen Eindruck. Auch eine gute einfacher^ Literatur für den Funkamateur, wie das Antennenbuch aus dem Militärverlag der DDR, muß man vom Anfang an lesen und nicht nur irgendwo in der Mitte aufschlagen. Die folgenden Abschnitte sind daher für den Hörer als Einfüh¬ rung in dieses Gebiet gedacht. Antennentechnik und Praxis gehören mit zum Hobby. Wer es später besser machen will, kommt um die Lektüre des o. g. Antennenbuches von Y21BK nicht herum. Empfangsantennen können einfacher aufgebaut werden als Sendeanten¬ nen. Die physikalischen Betrachtungen sind bei sinnvoller Übertragung die gleichen. Fehlanpassungen richteii bei einem Empfangsgerät keinen Schaden an. Nach der Fertigstellung und dem Abgleich wird die Neugier siegen. Ein ge¬ rade greifbarer Draht wird in die Antennenbuchse gesteckt oder eine Lei¬ tung im Zimmer ausgespannt. Man kann sie auch einfach aus dem Fenster baumeln lassen. Manchmal bietet eine Verbindung mit der Zentralheizung oder der Gasleitung schon brauchbare Empfangsergebnisse. Man muß das probieren. Das oder der schnell gespannte Draht sind Kompromisse, und der Gerätebesitzer wird es nach den ersten Versuchen besser machen wol¬ len. Dann muß sachlich und exakt geplant werden, um entsprechend den örtlichen Gegebenheiten die bestmöglichen Ergebnisse zu erzielen. Eine 132 Ungünstige Lage kann den jungen Höramateut auch zur Bescheidenheit zwingen. , D$r noch «»sichere Neuling soll sich nicht durch Schwärmereien anderer Funkamateure oder Hörer beeindrucken lassen. Jeder schwört auf seine An¬ tennen. Nicht verblüffen lassen! Keine Wunderantenne hält einer exakten Nachprüfung stand! Auch DX-er wissen manchmal nicht genau, wohin ihre Antennen strahlen und warum überhaupt. Auch Formen mit phantasierei¬ chen Bezeichnungen sind häufig nur einfache, für den Fachmann leicht überschaubare Konfigurationen, die bei einem anderen Hörer nicht unbe¬ dingt auch gut funktionieren müssen. In vielen Beschreibungen werden Ab¬ messungen auf den Zentimeter genau angegeben. Das erweckt den An¬ schein großer Wissenschaftlichkeit. So etwas wird mit Sorgfalt nachgebaut und funktioniert dann trotzdem nicht. Das Ergebnis ist Unzufriedenheit und Ratlosigkeit. Jede Antenne muß abgestimmt werden; das muß die Deutsche Post bei ihren Antennen auch durchfuhren. Die Länge wird von vielen Einflußgrö¬ ßen bestimmt, die der Neuling nicht kennt und der Fachmann nur messen kann. 1 cm bei einem 3,5-MHz-Dipol (80 m) entspricht einer proportiona¬ len Frequenzänderung von 0,3 %. Das ist weniger als 1 kHz. Das Band ist aber 300 kHz breit. 0,5 m entsprechen gerade der Breite des CW-Bereichs (50 kHz). Ganz ohne Theorie und etwas Nachdenken geht es also nicht. Zufall und Gedankenlosigkeit sind schlechte Partner. Wenn überlegt und gezielt expe¬ rimentiert wird, bleiben noch genügend Freiräume und Überraschungen übrig. Alle weiteren Ausführungen beziehen sich auf einfache Linearanten¬ nen. Die Theorie ist auch nicht anders als für alle anderen und für Sende¬ antennen. Man muß dann nur mehr von den physikalischen Zusammen¬ hängen wissen. Drehrichtstrahlantennen sind der große Traum des DX-ers und sicher auch ein Reizwort für den Hörer. Typen wie HB9CV ., Cubical- Quad oder Tagi-Antennen sind vom Amateur auf den Bereichen 160 bis 40 m wegen der räumlichen Dimensionen kaum zu realisieren. Sie bringen meist nicht mehr Gewinn als eine S-Stufe, das entspricht 6 dB oder der dop¬ pelten Eingangsspannung. Sie haben aber auf den kürzeren Bändern (20 bis 10 m) noch aus anderen Gründen ihre unbestreitbaren Vorteile. Eine Antenne (lateinisch antenna = Segelstange, Rah) entnimmt ihrem Umfeld elektromagnetische Energie. Als Sendeantenne würde sie diese in den Raum abstrahlen. Sie empfangt nicht aus allen Richtungen gleich gut. Ursache ist die für Empfang und Abstrahlung gleiche Richtcharakteristik. Ein Leiter (Litze, Draht, bei kürzeren Wellen auch Rohr) bestimmt durch Anpassung, Länge und Anordnung im Raum (Lage zum Horizont) die dem Empfänger zugeführte Eingangsspannung. Das liegt an der Richtcharakteri¬ stik und der Polarisation der einfallenden Wellenfront. Auch das Umfeld (Topografie des Geländes und Bebauung) hat darauf einen Einfluß. Es kann also sein, daß 2 Empfangsstationen, die mit den gleichen Geräten und Antennen ausgerüstet sind, eine bestimmte Sendestation ganz unterschied¬ lich hören. Gleichzeitigkeit der Beobachtung muß vorausgesetzt werden, da die Ausbreitungsbedingungen von der Tageszeit abhängig sind v 133 Eine an einen Verbraucher «angepaßte» Antenne strahlt die Hälfte der aufgenommenen Energie wieder in den Raum zurück. Eine schlecht ange¬ paßte strahlt mehr, eine völlig fehlangepaßte (am Antenneaeingang offen oder kurzgeschlossen) die gesamte Energie zurück. Die Verluste, die immer in Wärme umgesetzt werden, sind bei dieser Betrachtung nicht berücksich¬ tigt worden. Eine Antenne muß nicht genau eine bestimmte Länge aufweisen, damit sie gut funktioniert. Der reelle, also ohmsche Eingangswiderstand (das ist der Punkt, an dem ihr die Energie entnommen wird), darf nur nicht durch größere Blindanteile verfälscht werden. Das hängt allerdings von der Länge ab. Nur deshalb wählt man eine solche, die in einem ganz bestimmten Ver¬ hältnis zur Wellenlänge steht. Bei geeigneter Dimensionierung (/ = A/4 und die Vielfachen davon) werden die Blindwiderstände klein oder verschwin¬ den ganz. Der Eingangswiderstand kann dann sowohl hochohmig wie nie¬ derohmig werden. Blindkomponenten lassen sich aber kompensieren. Dann spielt die genaue Länge keine bedeutende Rolle mehr. Das kann man mit einfachen Mitteln erreichen. Die Bauelemente sind zwar nicht verlustfrei, aber für den Empfangsbetrieb ist das von völlig untergeordneter Bedeutung. Eine kompensierte Antenne kann mindestens bis zur Hälfte ihrer ursprüng¬ lichen «Resonanzwellenlänge» gekürzt werden. Eine Antenne muß nicht genau waagerecht zum Horizont (horizontale Polarisation) oder senkrecht (vertikale Polarisation) gespannt werden. Schräg ansteigend oder abfallend bringt genauso gute Ergebnisse wie bei einem Durchhängen oder bei Winkeländerungen im gesamten Leitungszug. Die Richtdiagramme werden dadurch etwas beeinflußt, und es können sich Nullstellen (Richtungen mit stark geschwächten Empfangssignalen) auflul¬ len. Das ist eher ein Vorteil. Ein Dipol, dessen Schenkel rechtwinklig zuein¬ ander gespannt sind oder spitzwinklig in Form eines V, ist mit grober Annä¬ herung eine Rundempfangsantenne. Er würde sonst in Verlängerung der Drahtaohse nach beiden Seiten eine Nullstelle aufweisen. Die Empfangs¬ dämpfung kann in einem kleinen Winkelbereich erheblich sein und 5 bis 6 S-Stufen (30 bis 40 dB) betragen. Viele Randprobleme sind wichtiger als der Empfangsgewinn. Das muß man bereits dann wissen, bevor der Ärger oder der Schaden eingetreten ist. Der Funkamateur und Hörer baut seine Geräte und Antennen selbst. Auch die Antennen werden in Eigenleistung oder gemeinsam mit Freunden oder Nachbarn montiert. Von einem verantwortungsbewußten Bürger muß gefor¬ dert werden, daß er sich über gesetzliche Bestimmungen und Verordnungen unterrichtet und alle für die Sicherheit von Menschen und Objekten erfor¬ derlichen Maßnahmen trifft. Schon bei Unterdachantennen, für die kein besonderer Blitzschutz vorge¬ sehen ist, soll eine Antenne nicht zu nahe an der Dachhaut oder in der Nähe vorhandener Metallflächen oder Blitzschutzanlagen montiert werden. Besonders im Freien darf man die Drähte nicht so spannen, wie es eihem gerade paßt. Über die Ausführung von Antennen und Erdungsleitem, ihre Dimensionierung und Befestigung sowie den Blitzschutz, gibt es viele Vor¬ schriften (Gesetz- und Verordnungsblätter, Fachbereichstandards, Arbeits- 134 Schutzanordnungen), Eskönnen hier nur einige wichtige Auszuge wiederge- geben werden. Für eine Errichtung ist die Zustimmung des Vermieters oder seines Beauftragten einzuholen. Eine Befestigung von Seilen, Abspannun¬ gen oder Hilfsmasten an Einzelschornsteinen ist generell verboten. Bei grö¬ ßeren ist das nur zulässig, wenn die Abmessungen und der Zustand den zu erwartenden Beanspruchungen genügen. Anlagen über öffentliche Ver¬ kehrsflächen oder befahrenen Straßen dürfen nur mit Zustimmung der für die Verwaltung zuständigen Stellen errichtet werden. Das gilt auch für Über- und Unterkreuzungen elektrischer und Fernmeldeleitungen. Die Be¬ gehbarkeit von Zugängen, Leitern, Treppen und Laufstegen zur Kaminrei¬ nigung darf in keiner Weise eingeschränkt werden. Von Stroh-, Schilf- und Pappdächern muß der Abstand mindestens 1 m betragen. Alle Drähte, Seile, Antenne und Ableitung müssen einen Mindestdurchmesser von 1 mm aufweisen. In Schlaufen von Drähten und Seilen sind Kauschen ein¬ zuziehen. Die Prüflast (Zug- und Druckfestigkeit) der in den Zuleitungen und Abspannungen verwendeten Isolatoren muß der Zugfestigkeit der Drähte und Seile entsprechen. Bild 1 Praktische Ausßihrung einer Uarconi-Antenne und eines Hallmellen-Dipols; I Isola¬ toren (Keramik oder Kunststoff) oder Kauschen einbinden und mit Dederon-Seilen abspannen; I Antennenlänge - Marconi-Antenne bis zum Anschluß an das Gerät. Für das SO-m-Band l = 20 m oder weniger (s. Text), h/2-Dipol für das 80-m-Band, l=41m. Einzelheit bei X: Für die mechanische Befestigung der Dipoläste eventuell Kauschen einbinden. Kabel- innen- und Außenleiter (Schirm) mit je einer Dipolhälfte verbinden. Kabel bei + ge¬ gen eindringende Feuchtigkeit schützen (Cenusil, Vergußmasse) Werkzeuge und Montagehilfsmittbl (Leitern, Böcke, Gabelstützen) müs¬ sen sicher gehalten werden. Der Fallbereich ist abzusichem. Es sollte keiner glauben, daß nichts passiert! Eine Montage auf dem Dach, auf einer Leiter stehend, zwischen Baumästen oder auf einem Mast, sieht ganz anders aus als auf dem Erdboden. Nach Beendigung der Arbeiten sind der Arbeitsplatz und seine Umgebung wieder ordnungsgemäß adfzuräumen. Liegengelas¬ sene Drähte und Montageabfälle können, besonders auf Dächern, lebensge¬ fährliche Fußangeln oder Stolperstellen bilden. Sicherheit, Arbeits- und Gesundheitsschutz haben immer Vorrang! Daher noch einmal: Gut planen und alles sachlich und überlegt vorbereiten. Ältere Funkamateure, Ausbil¬ der der Gesellschaft für Sport und Technik und erfahrene Handwerker kennen viele Gefahren. Man sollte sie fragen oder um Unterstützung bitten. Häufig bietet es $ich an, die einfachste, in Bild 1 dargestellte Antennen¬ form. zu wählen. Es handelt sich um eine abgewandelte Afarcom'-Antenne. Der itcbienische Physiker hat sie bereits um die Jahrhundertwende beschrie¬ ben und für die erste drahtlose Verbindung zwischen England und dem Festland benutzt. In der Literatur findet man dafür den Begriff Viertelwellen¬ antenne (X/4) oder Groundplane. Physikalisch ein Monopol , ist sie eine homogene, am Ende offene elektri¬ sche Leitung, die man mit der Leitungstheorie berechnen kann (Bild 2 a). Ein Leiter A-C steht senkrecht auf einem idealleitenden Untergrund. V ist der Verkürzungsfaktor, der z.B. vom Schlankheitsgrad (Verhältnis von Lei¬ terdurchmesser d zur Antennenlänge) abhängt. Die Antenne wird immer et- A A Bild 2a- elektrische Leitung oder Antenne über ideal leitendem Untergrund, b - Dipol über Grund, U und I steilen Spannungs- und Stromverteilung dar. Beide Antennen sind vertikal polarisierte Rundstrahler. Wird der Dipol waagerecht gespannt, so ist er horizontal polarisiert und strahlt in Form einer Achtercharakteristik vorzugsweise quer zur Drahtache (s. Bild 1) 136 was kürzer werden als X/4. Die Wellenfront eines elektromagnetischen Fel¬ des, wie es von einefjlendeantenne abgestrahlt-wird, induziert in der Leitung A-C Spannungen und Ströme mit angenähert sinusförmiger Ver¬ teilung. Die größte Spannung ergibt sich bei jeder Antenne immer an ihrem Ende, hier bei A. Bei C ist sie durch den Kurzschluß mit dem Unter¬ grund 0. Die Stromverteilung ist genau umgekehrt, bei A 0 und bei C ein Maximum. Dem Empfänger muß aber eine Leistung zugeführt werden, Strom oder Spannung allein genügen nicht. Das bedeutet eine Spannung an einem Wi¬ derstand oder ein Strom, der durch ihn hindurchfließt. Durch die Strom- und Spannungsverteilung auf der elektrischen Leitung oder der Antenne er¬ gibt sich nach dem OAmschen Gesetz R = U/I über die gesamte Länge ein unterschiedlicher Widerstandsverlauf. A ist hochohmig und daher empfind¬ licher auf Umgebungseinflüsse als das kurzgeschlossene Ende bei C (R = 0, da U = O, U/I daher auch). Wird die Antenne bei C aufgetrennt (5 bis 50 cm), dann mißt man dort einen Wirkwiderstand von 30 bis 40 ß. Das läßt sich allerdings nicht mit üblichen Widerstandsmeßgeräten durchfüh¬ ren. Es ist die Summe von Strahlungswiderstand und Verlustwiderständen, die sich nur bei der Betriebsfrequenz wie ein reeller Widerstand verhält. Bei richtiger Antennenlänge oder Kompensation ergeben sich keine Blindan¬ teile. Wird der bei C unterbrochene Leiter direkt mit dem niederohmigen Empfängereingang (50 bis 75 ß) verbunden, dann ist die Leistungsübertra¬ gung schon fast optimal. Geringe Fehlanpassung ist ohne Bedeutung. In der Praxis gibt es den ideal leitenden Untergrund nicht. Er läßt sich auch nicht völlig nachbilden. Nähme man Blech oder ein Maschengeflecht, dann müßte die Flächenausdehnung bis zur Sendeantenne reichen. Nur im Dezimeter- und Zentimeterwellenbereich lassen sich über kleine Entfer¬ nungen solche Versuche im Labor durchfuhren. Salziges Meerwasser wäre noch der beste Leiter; es ist daher auch eine ideale Antenne für den Schiffs- funk. Der Hörer muß das Gegengewicht so gut wie möglich nachbilden, da¬ mit die Verschiebeströme einen gut leitenden Ausbreitungsweg finden. Da¬ bei muß man ein wenig probieren und alle in greifbarer Nähe vorhandenen Metallteile und -flächen mit der Erdbuchse des Empfängers verbinden. Es eignen sich z. B. Wasser- und Gasleitungen, Zentralheizungen, Blitzablei¬ ter, Dachbeschläge, Rinnen und Abfallrohre, sofern sie metallisch leitend sind. Bei Geräten mit Netzstromversorgung stützt sich die Antenne zum Teil auch über die Wicklungskapazität eines Netztransformators auf die In¬ stallation des Starkstromnetzes ab. Der Antenneneingangswiderstand steigt etwas an, was die Anpassung sogar noch verbessert. Diese Antenne beginnt schon am Empfängereingang. Alle Verbindungen bis zum Montagepunkt an der Hauswand, am Fenster oder zu einem Hilfs¬ mast zählen mit. Nun trifft niemand beim ersten Versuch gleich die rich¬ tige Länge. Besitzt der Hörer einen Resonanzfrequenzmesser (Griddipper),' so kann er das messen. Er bestimmt mit der Resonanzfrequenz der Antenne die Wellenlänge, bei der die Blindwiderstände 0 sind. Das ist das Kriterium für ihre Arbeitsfrequenz. Nach Bild 3A formt man mit der Zuleitung eine Schlaufe oder 1 bis 2 Wdg. und verbindet diese mit dem Gegengewicht. Die 137 RM Bild 3 Anschluß der Marconi-Antenne nach Bild 1 an ein Empfangsgerät; A - Meßanordnung zur Bestimmung der Resonanzwellenlänge mit einem Resonanzmesser RM (Griddip- ' per), B - direkter Anschluß ohne Kompen¬ sation der Blindanteile, C - elektrische Verkürzung einer Antenne mit einem Se¬ rienkondensator, D - elektrische Verlänge¬ rung einer Antenne mit einer Serienindukti¬ vität Meßspule des Dippers wird nur so weit eingetaucht, daß man eine Reso¬ nanz gut erkennen kann. Merke: Frequenz zu hoch, dann Antenne zu kurz; Frequenz zu tief, dann Antenne zu lang. Ist sie deshalb zu kurz, weil man sie nicht länger spannen konnte, dann wäre sie am fempfangereingang kapazitiv; wäre sie zu lang, dann induktiv. Ein gezieltes Experimentieren ist jetzt möglich. Entsprechend Bild 3C schleift man in die Zuleitung, direkt vor dem Empfänger, einen Drehkondensator ein. Geeignet ist ein Mittelwellenrund¬ funkdrehkondensator. Eventuell schaltet man beide Pakete parallel. Wird der Empfang beim Abstimmen besser, dann war die Antenne vorher zu lang. Die Serienkapazität an dieser Stelle (Strombauch) verkürzt sie. Weiß pian schon von vornherein, daß die Antenne zu kurz ausgefallen ist, oder lassen sich mit Vergrößerung der Kapazität oder mit ihrem Kurzschluß bes¬ sere Ergebnisse erzielen, dann wirkt sie kapazitiv und muß elektrisch durch eine Serieninduktivität verlängert werden. Bild 4 gibt Hinweise zum Selbst¬ bau einer solchen Induktivität. Ein Variometer wird der Hörer nicht besitzen. Aus 1 bis 2 mm dickem Draht (alter Transformator oder verzinkter Stahldraht) wird eine Spule ge¬ wickelt. Etwa 10 bis 15 Wdg. mit einem Durchmesser von 30 bis 40 mm ge¬ nügen erst einmal. Hartpapierstreifen halten sie in der Form. Eine Verkle¬ bung mit Hobbyplast, Mökodur oder Duosan ist möglich. Die Induktivität wird geändert, indem man mit einer Krokodilklemme einfach Windungen kurzschließt. Die Spulengüte soll gering sein. Das wird auch so bei einem Co/Zins-Filter durchgeführt. Merke: Je kürzer die Antenne im Verhältnis zu A/4, um so größer wird die Indukti¬ vität. Je länger die Antenne im Verhältnis zu A/4, um so kleiner ist die Ka¬ pazität. Wenn man nachstimmen kann, ist das ein Vorteil. Eine Drahtantenne hat z. B. keinen so großen Frequenzbereich, daß man damit das ganze Empfänger oErdbuchse I Erde oder | Gegengewicht ■ siehe Text 'veränderliche Induk- I tivitütz.B. Variometer | oder Eigenbau nach Bild 4 Durchführung durch Mauer, Fenster, Luke o.ä. Grundplatte z.B. Hartpapier, Hotz oder ähnliche Isolierstoffe Bild 4 Eigenbau einer veränderbaren Induktivität zur Kompensation kapazitiver Blindan¬ teile (Antenne zu kurz), Beschreibung siehe Text. Zur Verbesserung der mechani¬ schen Stabilität können auch noch an beiden Seiten Isolierstreifen aus dem gleichen Material oder aus Karton gegengeklebt werden. Spule: 10 bis 15 Wdg., 30 bis 40 mm Durchmesser, Cu-Draht 1 bis 2 mm Durchmesser 80-m-Band überstreichen könnte. Es wäre keinesfalls günstiger gewesen, an der Antenne herumzuschneiden. Eine Induktivität am Fußpunkt einer Antenne ergibt auch noch andere Vorteile. Eine etwa 20 m lange Antenne für das 80-m-Band kann mit einer genügend großen Serieninduktivität auch noch auf 160 m abgestimmt wer¬ den. Notfalls muß die Spula mit mehr Windungen aufgebaut werden, oder man nimmt nöoh eine dazu und schaltet sie mit in Serie. Die Antenne ist dann bei 160 m A/8 lang, aber das läßt sich noch vertreten. Mit einer 10 m langen Antenne hätte man es für die Bänder 80 und 40 m genau so ausfüh¬ ren können. Zweibandbetrieb ist immer möglich. Die Spulen werden dann etwas kleiner. Die elektrische Verkürzung einer Antenne ist in dem Umfang nicht'mög¬ lich wie die elektrische Verlängerung mit einer Induktivität. Eine 20 m lange Antenne weist bei 40 m (7 MHz)-auch Resonanz auf, aber ist dann an beiden Seiten hochohmig, weil es eine A/2-Antenne wurde. Hochohmiger Anschluß an das niederohmige Empfangsgerät ergibt eine große Fehlanpas¬ sung. Es ist aber eine Transformation mit einem Fuchs-Kieis möglich, der vor den Empfängereingang geschaltet wird. Bild 5 zeigt den Aufbau. Wie man die Spule aufbaut und welche Induktivität sie haben muß, ist nicht so kritisch. Der Schwingkreis muß auf der jeweiligen Betriebsfrequenz in Re¬ sonanz sein. Diese Anordnung engt die Bandbreite der Antenne noch wei¬ ter ein, und man muß hier öfter einmal nachstimmen. Es sollten auch meh¬ rere Anzapfungen vorgesehen werden. Das Verhältnis der Windungszahlen von Gesamtinduktivität zur Anzapfung ist maßgebend. Man wählt 1/3, 1/4, 1/5. Mit Fucfc-Kreisen, die auf die anderen Bänder abgestimmt werden, kann man mit einer 20 m langen Drahtantenne dann auf allen Bändern hö¬ ren. Fuchs-Kizise tragen auch mit zur Selektion bei. Es ist ja ein abge¬ stimmter Resonanzkreis vor dem Empfängereingang. Gerade dort ist es wichtig, unerwünschte Störsender oder starke Rundfunkstationen in der Umgebung fles Hörers auszublenden. 139 Bild 5 Fuchs-Kreise zur Widerstandstransforma¬ tion und Selektionsverbesserung. Die Spule muß mit der Kapazität (Drehkondensator) für das jeweilige Band einen Resonanzkreis bilden. Man kann dtrfür die Eigenbauin¬ duktivität nach Bild 4 verwenden und einen Rundfunkdrehkondensator (20 bis 500pF für das 80-m-Band) parallelschal¬ ten. Die Resonanzfrequenz kann mit einem Griddipper kontrolliert werden. Der Emp¬ fängeranschluß nach Bild 4 wird jetzt mit der Erdbuchse des Empfängers verbunden, und mit der Klemme (deren anderes zur Antennenbuchse führt) greift man von der Gesamtwindungszahl W a die für die Trans¬ formation erforderliche Windungszahl W A ab Der in Bild 2 dargestellte leitende Untergrund wirkt wie eine Spiegelflä¬ che. Ein Vergleich mit der Optik ist in diesem Fall erlaubt. Eine Stange im ruhenden Gewässer scheint für den Betrachter auch die doppelte Länge an¬ zunehmen. Ersetzt man den Untergrund durch einen gleichlangen 2.Mono¬ pol, so erhält man den symmetrischen Dipol, eine der gebräuchlichsten An¬ tennenformen (Bild 1, Bild 2 b). Diese Antenne wirkt unabhängig von der Leitfähigkeit des Untergrunds. Sie benötigt auch kein Gegengewicht, denn der 2. Antennenast stellt es dar. Die Stromverteilung ergibt sich entspre¬ chend der Darstellung in Bild 2 b. Maximale Spannung ist jetzt an beiden Enden vorhanden. Dort ist sie auch hochohmig und empfindlich auf Umge¬ bungseinflüsse. Die Energie entnimmt man genau in der Mitte, dort wo der Eingangswiderstand 60 bis 75 G beträgt. Sie kann mit einem beliebig lan¬ gen Koaxialkabel (z.B. 75-5 für UKW und TV) bis zum Empfängereingang geführt werden. Man kann dadurch den Antennenstandort etwas freier wäh¬ len. Sie selbst wird aber nun doppelt so lang. Solche drastischen Verkürzun¬ gen oder weitreichenden Abstimmvarianten sind jetzt am Kabelende im all¬ gemeinen nicht mehr möglich. Das läßt sich exakt nur im Strombauch der Antenne vornehmen, der hängt jedoch jetzt hoch in der Luft und ist nicht mehr zugänglich. Bei der Marconi-Antenne lag er direkt vor dem Empfan¬ gereingang. Auch ein Kabel transformiert, und da der Neuling die Zusammenhänge nicht kennt, ergeben sich für ihn keine Rückschlüsse auf die tatsächliche elektrische Länge der Antenne. Es kann sich auch alles ins Gegenteil ver¬ kehren, und eine zu kurze Antenne wird am Empfängereingang induktiv. Wenn sie in ganzer Länge (A/2 • V) gespannt werden kann, ist sie dennoch zu empfehlen. Der unsymmetrische Kabelanschluß stört nicht für den Emp¬ fang. Der symmetrische Dipol ist eine Halbwellenantenne. Entnimmt man die Energie unsymmetrisch, wie bei der in Bild 6 dargestellten Windom- An¬ tenne, dann bleiben alle Eigenschaften des Dipols erhalten. Durch die Spult mit zur Antenne .. Abgriffen jg Wr, - Dreh¬ kondensator Antennenbuchse Erdbuchse des Empfängers 140 Gesamtfänge - 0,5h ■ V 0,17h Drahtdurchmesser etwa 2mm Ableitung leitend mit Antenne^ verbunden. Diese ist dort nicht aufgetrennt! 'Durchmesser 1mm 10 bis 25 m lang zum Empfänger, bzw. Abstimmelement Bild 6 Windom-Antenne, eine mit einer Eindrahtableitung aufgebaute Halbwellenantenne. Die Eigenschaften sind die gleichen wie bei einem Halbwellendipol. 1 sind Isolatoren. Für das 80-m-Band wird die Gesamtlänge 41 m, und der Abgriff Hegt bei 13,5 m vom Ende der Antenne entfernt Wahl eines bestimmten Abgreifpunkts kann man die Ableitung mit einer Eindrahtleitung vornehmen. Diese ist aber hochohmiger (400 bis 600 O), und ein direkter Anschluß an einen niederohmigen Empfängereingang führt zu größeren Fehlanpassungen. Hier, wie in jedem anderen Fall, wird erst einmal ohne Zwischenglieder experimentiert, ehe man z. B. mit einem Fuchs-Kreis transformiert. Das Windungszahlverhältnis wird bei 1/2 liegen, d. h. Mittelabgriff der Spule. Man muß ein bißchen probieren, das war bei den anderen Antennen auch erforderlich. Besser wäre ein Breitbandtrans¬ formator, für dessen Beschreibung der Funktion und Ausführung an dieser Stelle kein Raum mehr ist. Im genannten Antennenbuch kann sich der Leser ausreichend informieren. Die Windom läßt sich für mehrere Bänder benut¬ zen; für den Empfang mit gewissen Kompromissen sicher für alle Bänder, wenn mit Fuchs- Kreisen transformiert wird. Eine Windom- Antenne, egal, ob sie 41 m oder 20,5 m lang ist, also für das 80-m-Band oder das 40-m-Band dimensioniert wurde, läßt sich bei genü¬ gend langer Ableitung (10 bis 30 m) auch auf das 160-m-Band abstimmen. Man benutzt die gleichen Abstimmelemente und verfährt ebenso wie bei der A/arcom-Antenne. Jetzt wird die Energie von der vertikalen Ableitung' aufgenommen, und der horizontale Leiter, also die eigentliche Windom, wirkt nur noch als kapazitive Kopflast, die eine elektrische Verlängerung er¬ gibt. Sie ist dann eigentlich eine mit Kopflast und Serieninduktivität im Strombauch verkürzte Marconi-Anttnne geworden. Sicher läßt sich das nicht in allen Fällen durchführen, aber es muß probiert werden. Eine solche Möglichkeit wird auch von Sendeamateuren häufig nicht erkannt und nicht genutzt. 141 Dr. Walter Rohländer - Y120H Blick in den Antennenwald Es sind inzwischen 4 Jahre vergangen, als der Verfasser seinen ersten Blick in den Antennenwald [1] gewagt hat. Das Echo der Leser war vielfältig, beson¬ ders, was die Auswahl betraf. Der «Top-Star» war allerdings hier nicht ange¬ sprochen. Vielmehr wurden einfache Antennenformen und -konstruktionen ausgewählt, die bei vergleichsweise guter Leistungsfähigkeit schnell zu rea¬ lisieren waren, und, was sehr wesentlich war, sich kostengünstig auf das chronische QSB in der Geldbörse des jungen Y2-Amateurs auswirkten. Es sind oft gut durchdachte, einfache Antennen, die dem Beam- und Quadbe- sitzer ein Kopfschütteln herauslocken, wenn ihm berichtet wird, daß mit einer solchen Antenne und 100 W Input in einer relativ kurzen Zeit das R150 S oder das DXCC gearbeitet wurde und daß man bei geschickter Be¬ triebstechnik jederzeit im DX-Pile-up erfolgreich tätig war. Quad- und Beam-Antennen sind sehr leistungsfähig, aber sie werden niemals die «Spielerei mit einfachen Antennenformen» verdrängen können. Diese wird stets als effektiv und kostengünstig ihre Daseinsberechtigung beweisen. Dieser Meinung ist nicht nur der Verfasser, sondern viele mit ihm. Im Zeitalter der CAD/CAM-Technik ist nicht nur die Industrie, sondern mehr und mehr auch der Funkamateur, der einen leistungsfähigen Compu¬ ter mit geeignetem Betriebssystem besitzt, in der Lage, jede Antennenform in ihrer Leistungsfähigkeit und räumlichen Richtcharakteristik vorauszube¬ rechnen. Das ist ein erheblicher qualitativer Sprung für die weitere Ent¬ wicklung. Aber dadurch kann und wird das Experiment, die praktische Be¬ währungsprobe niemals verdrängt werden. Aus der Praxis für die Praxis heißt das Motto, nach dem auch die weiteren Beispiele aus der internationalen Literatur ausgewählt wurden. Das Liegende Quad-Element oder «Loop Skywire» [2] Über die Ganzwellenschleife mit zur Erde senkrechter Ebene kann der Le¬ ser in Abschnitt 15. des Antennenbuches von K. Rothammel [3] ausführlich zur Theorie und Praxis nachlesen. Aber wie ein Geheimnis wird fast welt¬ weit der quadratische Ganzwellenstrahler parallel zur Erde in den bekann¬ ten Antennenbüchem gehütet («best kept secret in the amateur circle»). Dabei ist diese Antenne konstruktiv äußerst einfach. Sie benötigt nur 142 Bild l Liegende oder Horiiontal-Quad, Drahtlänge für Grundwelle siehe Text, Drahtemp- fehlung: 2-mm-Cu, thermoplastisch isoliert 4 Aufhängepunkte gleicher Höhe über Erde. Sie ist in schon relativ niedri¬ ger Höhe von ak/8 ein ausgezeichneter, flachstrahlender Rundstrahler und eine trapfreie Multibandantenne, d.h., sie arbeitet auf jeder Harmonischen zur Grundwelle. Die erforderliche Drahtlänge ergibt sich aus der Beziehung L = 306,3// (I in m, / in MHz). Die Antenne kann an jedem Punkt ihres Umfangs gespeist werden, auch ohne Balun, mit Koaxialkabel oder auch luftisoliertem Feeder bis zu 30 m Länge. Ihr Fußpunktwiderstand liegt bei etwa 100 fl. Bild 1 zeigt eine mögliche Lösung der Konstruktion, und Bild 2 bietet weitere Details. Die Aufhängung nimmt man an den 4 Ecken des Quadrats vor. An 2 diagonal gegenüber liegenden Ecken kann der Antennendraht im Isolator gleiten. An den beiden anderen Ecken ist er am Isolator zu befesti¬ gen. Die notwendigen Abspannkräfte sind weitaus geringer als bei einem Dipol. Von der berechneten Drahtlänge kann man ruhig ±lm abweichen, ohne daß unzulässige Stehwellen als Ursache von Speiseleitungsverlusten in der Feederleitung auftreten. Mit einem Anpaßgerät zwischen Sender und Feederleitungseingang erreicht man auf allen 9 Kurzwellenbändern eine hervorragende Anpassung. Liegt das Shack im Erdgeschoß, hängt die An¬ tenne hoch und wird die Feederleitung weitgehend senkrecht zum Anten¬ nenspeisepunkt geführt, dann kann die Horizontal-Quad, wie in Bild 3 ge¬ zeigt, auch als Vertikalstrahler mit Dachkapazität vorzugsweise auf der halben Auslegungsfrequenz (z. B. 80-m-Horizontalquad auf 160 m!) gegen eine gute Erde, mit allen Vor- und Nachteilen der Groundplane behaftet, betrieben werden. Obwohl sich das liegende Quad-Element für jedes Band dimensionieren läßt, haben sich 2 Varianten international durchgesetzt: - 80-m-Horizontal-Quad (80 bis 10 m+ 160 m Vertikal) Drahtlänge 83 m, 143 Bild 2 Details für Liegende Quad: A - Isolatorabspannung mit festgelegtem Antennen¬ draht, B - Isolatorabspannung mit gleitendem Antennendraht, C - Speisepunktan¬ schlußplatte. Material: z. B. Hartpapier, wasserabweisend imprägniert Bild 3 Liegende Quad für 80 m als Dachkapazität eines Vertikalstrahlers für 160 m - 40-m-Horizontal-Quad (40 bis 10 m + 80 m Vertikal), Drahtlänge 43 m. Die Aufhängehöhe sei vorzugsweise 12 m und höher parallel zur Erde und möglichst frei. Die 40-m-Horizontal-Quad ist bereits ein exzellenter DX- Strahler auf 40 bis 10 m auch in 6 m Höhe. Als Konstruktionsmaterial hat sich thermoplastisch isolierter Kupferdraht von 2 mm ausgezeichnet be¬ währt. Aber auch Bauformen mit 2-Draht-UKW-Flachkabel (Enden am Speisepunkt verlötet), leichtem Koaxialkabel (Mantel mit Leiter am Speise¬ punkt verlötet), Telefonbronze und selbst Stahldraht (!) sind bekannt gewor- 144 den. Die Horizontal-Quad ist breitbandiger als ein Dipol. Ein guter Blitz¬ schutz ist unbedingt erforderlich. Zum Schluß noch ein fast wörtlicher Kommentar von W8BO, der die Di¬ plome 5BWAS und 5BDXCC besitzt und mit der 40-m-Horizontal-Quad in 6 m Höhe arbeitet: «Überraschend ist die flache Abstrahlung. Die Horizon¬ tal-Quad arbeitet hervorragend DX. Sie ist eine Hintergarten-Antenne nicht nur für Orts-QSO, sondern auch für DX. Europa arbeite ich leicht mit 100 W auf allen Bändern. Auf 20,15 uitd 10 m ist der die Grenze. Während ihren Beam drehen, arbeite ich jederzeit über 360°. Man sieht fast bei ihnen die Tränen rinnen. Wenn eine Station in USA mich nicht hört, schaue ich sofort aus dem Fenster, ob die Antenne noch hängt. Ich besitze das 5BWAS und das 5BDXCC. Wenn ich sage, daß eine Antenne gut arbeitet, dann kann man es ruhig auch glauben.» Dipol für 2-m-Handfunksprecher [4] Die Anzahl der 2-m-Handfunksprecher erhöht sich in zunehmendem Maße. Doch wird eine Vielzahl der Geräte nur mit einem X/4-Stab als An¬ tenne ausgerüstet. Zunächst ist man auch mit der geringen Reichweite zu¬ frieden. Festinstallierte 2-m-Antennen am Wohnhaus oder Wochenend¬ haus sind schnell angeschlossen und vergrößern die Reichweite. Für den eigentlichen Portablebetrieb ist das jedoch keine Lösung. Eine simple Tat¬ sache wird häufig übersehen. Der X/4- oder auch 5/8X-Stab verlangt einerr idealen Erdreflektor, um die Leistungsfähigkeit voll auszuschöpfen. Der Handfunksprecher hat diesen natürlich nicht. Unter diesen Umständen wird die Leistung des X/4-Stabs beträchtlich geringer sein, im Normfall um 1 bis 2 S-Stufen (6 bis 12 dB). Ein X/2-Dipol mit Mittenspeisung würde diesen Effekt korrigieren. Bild 4 zeigt eine Möglichkeit dazu. Der findige Funkamateur wird leicht einen Zugang zur metallischen Schirmung der Koaxialbuchse des Antennenstabs finden und dort wie gezeigt, einen Metallstreifen befestigen können, der etwa 10 cm von der Buchse entfernt nach unten abgewinkelt ist. An dieser Stelle wird nun der Mantel (Schirmung) eines Stücks Koaxialkabels ange¬ lötet. Die Länge von Buchse über Metallstreifen bis Kabelende s$ll etwa 50 cm betragen. Den Dipolfeinabgleich kann man mit einem einfachen Feldstärkemesser vornehmen. Dazu wird die neue X/4-Länge zunächst mit 55 cm gewählt und unter Beachtung der angezeigten Feldstärke bis zu ihrem Optimum ge¬ kürzt. Während dieser Messung wird der Rufton eingeschaltet, und der Operateur hat stets die gleiche Entfernung zum Handfunksprecher einzu¬ halten. Man wird sich leicht an die Arbeit mit einem derart modifizierten Handfünksprecher gewöhnen. Das Zusatz-X/4-Stück sollte steif genug sein, um bei Wind nicht zu wedeln. Es sollte aber auch flexibel genug sein, um es nach dem Abbau aufgerollt verstauen zu können. Der Funkamateur wird seine Lösung finden. Es ist nicht einzusehen, warum die Zusatz-X/4-Ein- heit nicht ein Teleskopantennenstab sein sollte. Auf jeden Fall wird man 145 ein Zunahe an beiden Schenkeln der X/2-Antenne vermeiden. Dadurch wird die Antenne verstimmt, was sich auf Sendung und Empfang entspre¬ chend auswirkt. KD7MW hat Vergleichsmessungen mit und ohne X/4-Zusatzlänge durch¬ geführt. Es ergab sich durchweg eine Signalverbesserung um etwa 2 S-Stu- fen. Gegenüber der Normalausführung des Handfunksprechers mit X/ 4-Stab ohne Erdreflektor ist der vertikale Öffnungswinkel des senkrechten X/2-Dipols wesentlich kleiner und die Abstrahlung flacher. Beide Effekte tragen zu der gefundenen Signalverbesserung bei. Ein Relais in 100 km Entfernung konnte mit X/4-Antenne nicht geöffnet werden, während das mit dem X/2-Strahler stets zuverlässig gelang. Bereits dieser Erfolg hat die leicht realisierbare Veränderung des Handfunksprecher-Antennensystems gerechtfertigt. Der vorhandene X/4-Stab findet jetzt leicht sein sogenanntes Spiegelbild auch ohne Erdreflektor. Geneigte Ganzwellen-Delta-Loop bei geringer Höhe [S] Schon im Eingangsbeispiel «liegendes Quad-Element» wurde festgestellt, daß die guten Eigenschaften dieser Antenne auch schon bei relativ niedriger Aufhängehöhe (ä X/8) zum Tragen kommen. Das heißt, der geschlossene Ganzwellenleiter (kreisförmig, quadratisch, rechteckig, delta- oder dreieck- förmig) ist in seiner Flachstrahlung bezüglich der Erdentfernung weniger anspruchsvoll als der einfache Dipol, z. B. in seinen Varianten W3DZZ, In- verted-V u. a. Er ist eher vergleichbar dem Dipol mit Reflektor, der einfa- 146 eben Yagi, bei der die Aufhängehöhe gleichfalls niedriger als die eines Nor- maldipols sein kann, um bereits eine gute Flachstrahiung zu erhalten, Bekannteste Formen des geschlossenen Ganzwellenleiters sind Quad und Delta-Loop. Es ist erstaunlich, wie man das Quadrat oder Dreieck geome¬ trisch verformen kann und wie man vor der Lage im Raum keinen Respekt haben muß, ohne daß nicht wenigstens einige der bekannten guten Eigen¬ schaften der Ganzwellenschleife erhalten bleiben. So Ist es ganz natürlich, daß sich diese Antenne mehr und mehr als einfache Drahtantenne durch¬ setzt. Es bietet sich oft nicht die Möglichkeit, ein Quad-Element für 80 m mit 21,6 m Kantenlänge oder eine Delta-Loop für 80 m mit gleichlangen Schen¬ keln von 28,8 m parallel zur Erde zu spannen. Man findet nicht allzu oft die notwendigen 4 bzw. 3 Aufhängepunkte in einer Ebene. Aus diesem Grund wird nach [4] die geneigte Ganzwellen-Deita-Loop mit einer Gesamtdraht¬ länge für 80 m von 86,3 m in den Formen nach Bild 5 empfohlen. Bei nied¬ rigem Speisepunkt, von immer etwa 100 CI, sollten für die Form Bild 5 A we¬ nigstens 2 hohe Aufhängepunkte von 15 m und höher sowie für die Form Bild 5B ein hoher Aufhängepunkt von 15 m und höher genutzt werden. Dann kann man getrost die Antenne Bild 5 A in 2 m Höhe einspeisen und für die Antenne nach Bild 5 B einen Antennenschenkel in 2 m Höhe span¬ nen, vorzugsweise an Holzpfählen mit Isolator. Arbeitet man mit einer Lei¬ stung von über 10 W, so sind 3 m besser, da dann die Antenne außer Reich¬ weite von Personen ist. Bild 6 zeigt eine geneigte 80-m-Delta-Loop bei W1FB. Die Schenkel müssen nicht unbedingt gleiche Längen haben, lediglich die Gesamtdraht¬ länge muß für die Grundwelle ausgelegt sein. Der Spitzenwinkel des Drei¬ ecks sollte nicht unter 45° liegen. Die Antenne wird vom Sender her über ein Anpaßgerät und eine unabgestimmte «Hühnerleiter» gespeist. Übrigens beträgt die Summe der Höhen der 3 Aufhängepunkte für die 80-m-Loop mindestens 20 m, so ist mit fast gleich guten Ergebnissen wie bei der soge¬ nannten liegenden Delta-Loop zu rechnen. Wem die 80-m-Delta-Loop noch zu groß ist, sollte e? mit einer 40-m-Va- riante versuchen. In diesem Fall beträgt die Drahtlänge 43,65 m. Die Summe der Höhen der Aufhängepunkte sollte jedoch noch mindestens 15 m betragen. 80-m-Betrieb ist dann als Loop nicht mehr möglich. In die¬ sem Fall schließt man den Feedereingang kurz und betreibt die Antenne wie eine Groundplane gegen einen guten (!) Erder. Das gilt auch für die 80-m-Loop bei 160-m-Betrieb. W1FB , der zahlreiche Versuche mit der in Bild 6 gezeigten geneigten Delta-Loop unter der Speziallizenz KM2XQV durchführte, schreibt fus- Bild 5 Varianten einer Delta-Loop, A - Polarisa¬ tion horizontal, Strahlungswinkel etwa 45°, B - Polarisation vertikal. Strahlungswinkel etwa 10° 147 Bild 6 Geneigte Ganzwellen-Delta-Loop (Grundwelle 3.55 MHz) bei WIFB; Drahtempfeh- lung: 2-mm-Cu, thermoplastisch isoliert zugsweise: Die Loop ersetzt bei mir eine Inverted-V gleicher Aufhänge¬ höhe. Die Konfiguration entspricht der nach Bild 5 B. Sie ist auf 80 m ein guter Kompromiß für den Nahbereich und DX, da der Strahlungserhe¬ bungswinkel bei 10° liegt. Der Betrieb auf allen Harmonischen zur Grund¬ welle ist ausgezeichnet. Zeitweise wird ein 3-Band-Beam in 15 m Höhe in DX auf 20 und 15 m um bis zu 6 dB (1 S-Stufe) übertroffen. Beim Harmo- nischenbetrieb liegt die Strahlungsrichtung vorzugsweise in der Ebene der Loop. Nur die liegende Loop ist ein guter Rundstrahler. Das sollte man bei der Aufhängung berücksichtigen. Auch auf 40 m ist sie eine gute DX-An- tenne. Tests bei 18,1 und 24,9 MHz verliefen ausgezeichnet. Bei 80 m liegt die Bandbreite (SWV 2:1) bei 200 kHz. Keine Regel bestimmt die Form der Ganzwellenschleifenantenne. Kreis-, Quad- oder Rechteckformen sind gleichfalls üblich. Die Loop ist eine rauscharme, hervorragende Empfangs¬ antenne, oft sehr wichtig in dichtbebauten Wohngebieten! Bis auf 1871 MHz wurde immer ein Anpaßgerät zwischen Antennenfeeder und Sen¬ der benötigt. Halb-Delta-Loop-Praxis [6] Die Groundplane-Antenne ist von der Betrachtungsweise her ein senkrech¬ ter X/2-Dipol. Man kann auf einen Halbscbenkel verzichten, wenn zum 148 Senkrechten A/4-Strahler ein guter Flächenerder existiert. Das ist in jedem guten Antennenbuch, auch im Rothammel nachzulesen. Warum sollte nicht aus Analogiegründen eine Halb-Delta-Loop (s. Bild 7) ein guter Verti¬ kalstrahler sein, der noch dazu ohne Traps (Sperrkreise) den Multibandbe¬ trieb auf allen Harmonischen zur Grundwellenauslegung gestattet. Der Be¬ weis dafür wurde in [6] angetreten. Zunächst wurde die Antenne in einer 200-MHz-Variante modelliert und sorgfältig eingemessen. Danach wurden durch Maßstabsübertragung die erforderlichen Abmessungen für die ent¬ sprechende KW-Variante der Halb-Delta-Loop abgeleitet und diese An¬ tenne realisiert. Die Abmessungen 3 H = 172,5// (H in m, / in MHz) ent¬ sprechen der in Bild 7 gezeigten Halb-Delta-Loop bei W1FB. Er schreibt hierzu sinngemäß: Die Halb-Delta-Loop ist eine hervorra¬ gende DX-Antenne von 80 bis 10 m. Viele 599-Rapporte kamen aus Europa, Südamerika und Australien. Einige DX-Stationen meinten: Du hast das lauteste Signal aus USA. Bei Empfangstests wurde zunächst nach einem Fehler im RX gesucht. Das S-Meter zeigte auf 80 und 40 m kein Rauschen an, sonst S1 bis S3. Aber es waren auf dem Band neben der son¬ stigen Ruhe des Empfängers alle Stationen vorhanden, auch mit S9 und hö¬ her. Selbst sehr schwache Signale konnten sauber gelesen werden. Auf der Grundwelle ist die Antenne ein Rundstrahler. Im Harmonischen- betrieb ist die Vorzügsstrahlungsrichtung zweiseitig in Richtung des geneig¬ ten Schenkels. Die Bandbreite (SWV 1,5:1) beträgt auf 80 m 50 kHz, und sie steigt linear mit der Frequenz. Da der Realteil des Widerstands am An¬ tennenspeisepunkt stets über 500 liegt, konnte immer mit einem L-Netz- werk angepaßt werden. Der elektrisch leitende Mast besaß 16 vergrabene Radiais unterschiedlicher Länge zwischen 18 und 34 m sowie einen 2-m-Er- der. Am Antennenspeisepunkt befanden sich 4 miteinander verbundene 1,2-ra-Erder sowie 4 10 m lange und 2 20 m lange Radiais an der Oberflä¬ che. Dieser Aufwand erscheint für eine von einem Flächenerder abhängi¬ gen Sendeantenne gerechtfertigt. Ein Beam auf diesem Mast stört vollständig das Strahlungsfeld der An¬ tenne und verschiebt die Eigenresonanz stark zu niedrigen Frequenzen. Ein 149 Koax eingegraben Bild 8 Halb-Delta-Loop (Grundwelle 3,525 MHz) bei W1FB metallischer Teleskopmast ist nur geeignet, wenn alle Stoßstellen gut lei¬ tend verbunden sind. Ein Baum als Mast läßt sich ausgezeichnet verwen¬ den, wenn der senkrechte Antennenschenkel keine Baumteile berührt. Bemerkung von Y220H-. Von einem Flächenerder abhängige Antennen¬ formen benötigen vielfach eine große Anzahl an Radiais. Das trifft auch für die Halb-Delta-Loop zu. Dennoch entscheiden immer die örtlichen Gege¬ benheiten über die Leistungsfähigkeit der Antenne und den notwendigen Erderaufwand. In ständig feuchten Böden wird meist ein einfacher Erder , am Mast und am Speisepunkt ausreichen. Davon gehe man zunächst auch aus. Radiais lassen sich dann je nach Bedarf zunächst an der Oberfläche auslegen und später eingraben oder mit einem keilförmigen Hartholzstab mit Kammnut in den Boden (Rasen) drücken. Sie müssen nicht unbedingt vom Erdpunkt aus strahlenförmig Weggehen, sie können auch verschlungen sein, sollten aber auch alle unterflurliegenden, metallischen Versorgungslei¬ tungen und den Hauserder einbeziehen. Zunächst sollte man aber versu¬ chen, Mast- und Speisepunkterder mefallisch (Antennendraht) miteinander zu verbinden oder gar nur mit dieser Verbindungsleitung und ohne Erder arbeiten. Entscheiden muß der praktische Erfolg. Ürigens ist das 2H:H-Vei- hältnis nicht unbedingt exakt einzuhalten (s. auch Bild 8). Das Anpaßgerät muß nicht am Speisepunkt stehen; möglich ist auch eine «Hühnerleiter) bis zum Anpaßgerät im Shack. Eine Halb-Quad-Loop und eine Halb- Oblong-Loop sind gleichfalls möglich {7J. Die «unsichtbare» Antenne Es soll nicht Wenige Funkamateure geben, die auf Grund der von ihnen er¬ richteten Antennengehilde ständig den Argwohn des Nachbarn erregen. Das kann soweit gehen, daß jegliche Störung in Funk und Fernsehen auf die einfache Existenz dieser Antennen zurückgefiihrt wird, selbst wenn der Funkamateur nicht anwesend ist! Man kann deshalb oft mit der Nachbar¬ schaft nicht mehr in Ruhe un'd Frieden Zusammenleben, selbst nicht nach beharrlicher Überzeugungsarbeit und Demonstration. In allen Fällen ist es das sichtbare, ungewöhnliche Antennengebilde, das den Stein des Anstoßes ergibt. Es entspricht zwar dem Recht, ist aber unerwünscht. Soweit ein «Ammenmärchen». Oder? Angeregt aus [8] und aus Gesprächen möchte der Autor einige praktische Tips zur «Unsichtbaren» geben. Es handelt sich nicht in jedem Fall um Be¬ helfsantennen - aber wenn es gar nicht anders geht? Auf jeden Fall ist stets eines zu beachten: Errichte niemals eine Antenne, die. physikalisch oder elektrisch eine Gefahr für Mensch, Tier oder Gebäude bringt. Sicherheit geht stets vor! Damit wird die Drahtantenne unter 2 mm Drahtdurchmesser ausgeschlossen, da sie eine Gefahr für die Vogelwelt bedeutet. In manchen Gegenden sieht man Doppelwäscheleinen, z. B. vom Balkon ausgehend und über Rollen laufend (Bild 9). Isoliert man beide Aufhän¬ gungen und verwendet als Leine isolierte Kupferlitze bzw. ein korrosions¬ freies Stahlseil, so findet man immer eine Stelle für einen Klipp und kann mit einer verkürzten L-Antenne gegen eine gute Erde oder ein Gegenge¬ wicht arbeiten. Wäschepfähle aus Holz oder Beton mit Holzleinehalter kann man gut mit isolierter Kupferleitung bespannen - eventuell mit einer deformierten, liegenden Schleife - und diese über eine 2-Drahtleitung ins Shack leiten. Stimmt man dieses Antennengebilde mit dem Anpaßgerät ab, so wird man über die Leistungsfähigkeit dieser Antennenform besonders auf den höheren Kurzwellenbändern erstaunt sein. Hervorragend kann man eine liegende Loop ähnlich Ganzwellen-Quad innerhalb der Plastedachrinne eines Einzelhauses verstecken und über eine 151 «Hühnerleiter» speisen und abstimmen. Auf jedem KW-Band, bei dem die untergebrachte Drahtlänge größer A/2 ist, läßt sich erfolgreich arbeiten. Es gibt QSL aus DX, und keiner sieht diese Antenne. Es gibt auch Gegenden, in denen ein Fahnenmast nicht auffällt. Der fmdige KW-Amateur ist im¬ mer in der Lage, diesen in eine «unsichtbare» Groundplane umzustricken. Oder wie wäre es mit einer Fernsehantenne ohne Verstärker, aber mit länge¬ rer 2-Draht-Ableitung? Man schließe letztere am Eingang kurz und gehe über ein Anpaßgerät gegen ein Gegengewicht, Draht an Scheuerleiste min¬ destens A/4 lang, zum Sender. Man wird nicht nur an Ortsrunden teilneh¬ men können. Nicht erstaunt ist sicher der 2-m-Amateur, der einen Handfunksprecher besitzt und auf einer Reise den Versuch unternimmt, den Metallfensterrah- men'seines komfortablen Hotelzimmers als Skelettschlitzantenne zu betrei¬ ben. 2 Drahtanschlüsse und ein Gamma-Match sind schnell hergestellt. Der Schockdraht eines Tierferchs kann über einen Hochspannungskondensator, ä 5 kV und 1 nF, gegen einen Staberder betrieben werden und gegebenen¬ falls die Qualität einer Beverage-Antenne erreichen. Der Versuch lohnt sich jedenfalls, sofern die Irapulsspannungsversorgung keine allzu großen Ober¬ wellen produziert. Im übrigen ist jede größere Metallfläche, die eine einigermaßen gute elektrische Isolierung gegenüber der Umgebung aufweist, den Versuch wert, gegen ein Gegengewicht abgestimmt zu werden und als Sende- und/oder Empfangsantenne zu nutzen. Das kann also ein metallisches Balkongitter oder sogar die Sprungfedermatratze eines Bettes sein! Der Versuch lohnt wenigstens für eine Ortsrunde! Bei den «Unsichtbaren» ist die schöpferi¬ sche Phantasie des Funkamateurs gefragt, aber immer unter dem Aspekt: Sicherheit geht vor! Bei entsprechenden Ausbreitungsbedingungen kann man aber auch mit diesen Antennen erfolgreich sein. Literatur [1] W. Rohländer, Blick in den Antennenwald, Elektronisches Jahrbuch 1984, Seite 208ff., Berlin 1983. [2] D. Fischer, The Loop Skywire, QST69 (1985), Heft 11, Seite 20ff. [3] K. Rothammel, Antennenbuch, 10. Auflage, Seite 227 ff., Berlin 1984. [4] A. Klein, Dipoles For Hand-Held 2-M-Transceivers, QST70 (1986), Heft 1, Seite 48 ff. [5] D. DeMaw, L. Aurick, The Full-Wave Delta-Loop at Low Height, QST 68 (1984), Heft 10, Seite 24ff. [6] J. S. Beirose, D. DeMaw, The Half-Delta-Loop, A Critical Analysis and Practical Deployment, QST 66 (1982), Heft 9, Seite 28 ff. [7] J. Gunmar, The Half-Delta-Loop Goes Rectangular, QST68 (1984), Heft 7, Seite 26 ff. [8] D. DeMaw, Antennas For Those Who Can’t Have Antennas!, QST67 (1983), Heft 2, Seite 15 ff. UKW-Dipmeter fiu- 80 Walter Koch bis 325 MHz ' Der Umgang mit höheren Frequenzen erfordert geeignete Meßmittel mit ausreichender Genauigkeit, guter Nachbausicherheit und erträglichem Auf¬ wand. Daher wird ein Dipmeter vorgestern, das für mehrere Anwendungen eingesetzt werden kann: - Dipmeter - HF-Generator (unmoduliert) - Absorptionsfrequenzmesser - Bestimmen der Induktivität lOOOnH), - Bestimmen der Kapazität von Kondensatoren (5 bis 200 pF), - Bestimmen der Eigenresonanz von Kondensatoren mit ihren Anschlu߬ drähten (80 MHz bis 325 MHz). Dipmeter mit niedrigeren Arbeitsfrequenzen sind schon mehrfach vorge¬ stellt worden (f m „ etwa. 150 MH2). Qjpmeter mit höheren Arbeitsfrequen¬ zen verlangen einen durchdachten Aufbau sowie eine exakte Berechnung der Induktivitäten aller Zuleitungsdrähte und ihrer geeigneten Bemessung, so daß keine Fehldips durch innere Resonanzen bei der Handhabung des Geräts auftreten. | 80 bis 325 MHz, von Spulen und geraden Leitern (20 bis HF-Oszillator Die Grundschaltung für den HF-Oszillator (Bild 1) wurde [1] entnommen, korrigiert und mit einem UHF-Siliziumtransistor KT372 (f T = 3000 MHz) bestückt. Das erfordert eine positive Betriebsspannung gegen Masse; auch die Z-Diode VD1 (Typ unkritisch: U z etwa 5 V, P mn etwa 200 mW) muß entsprechend gepolt werden. Mit dem Steller R2 wird einmalig ein geeigne¬ ter Arbeitspunkt für VT1 eingestellt (Kollektorstrom <3mA). Der Dreh¬ kondensator C4 ist ein UKW-Doppeldrehkondensator (2x2 bis 12 pF) mit sehr stabilem Aufbau, von dem aber nur ein Drehkondensatorpaket einge¬ setzt wird. Die Bauelemente LI, CS, C6 (Tabelle 1) werden auf einen 9poli- gen Miniaturröhrensockel aufgelötet und über eine 9polige Miniaturröhren¬ fassung mit der Schaltung verbunden. Die Miniaturröhrenfassung muß extrem kurze Anschlüsse haben und wird auf die Gehäusefläche A (Bild 6) aufgelötet. Die Steckverbindung hat sich als kapazitäts- und induktivitäts- 153 Bildl Stromlaufplan des HF-Oszillators arm sowie mechanisch sehr stabil erwiesen. Die Reproduzierbarkeit der Frequenzen ist sehr gut. Vor dem Einbau in das Gehäuse betrug die höch¬ ste erreichbare Arbeitsfrequenz 342 MHz. Anzeigeverstärker Auf den Einsatz eines hochwertigen Anzeigeverstärkers wurde besonderer Wert gelegt, da das Gerät als Dipmeter einen deutlichen Dip und als Ab¬ sorptionsfrequenzmesser ausreichend empfindlich arbeiten soll. Die Schal¬ tung stammt aus [3], wurde mit deo Sfliziumtrapsistoren VT2, VT3 und VT4 bestückt (zufällig vorhandene SF150 mit niedriger Stromverstärkung ■s, 10) und mit einer positiven Betriebsspannung gegen Masse versehen. Um die Anzeigeschaltung sicher zu beherrschen, waren die Siliziumtransistoren mit niedriger Stromverstärkung gut geeignet. Mit dem Potentiometer R6 stellt man die Gesamtveistärkung des Anzei¬ geverstärkers und damit den Zeigerendausschlag des Meßgeräts (Grund¬ meßbereich 1mA) ein. Es hat sich gezeigt, daß es vorteilhaft ist, deta VTZ, VT3, Vn =SF150o.ä. (ß s 10) VDZ -SAY12 Bild 2 Stromlaufplan des Anzeigeverstärkers 154 Bild 3 Leilungsführung der Leiterplatte des Anzeigeverstärkers R6 R5 -0 R3 R8 * M D C ß c VT3 B m e E V72 B m UttF C7 1 7 ' VD2 Bild 4 Bestückungsplan der Leiterplatte nach Bild 3 Grundmeßbereich mit einem Shunt-Widerstand und zusätzlichem Schal¬ ter S (Bild 6, Gehäusefläche D) auf 3 bis 4 mA zu erweitern. Damit läßt sich der Dip im Groben schneller bestimmen. Die Feinmessung mit größerem Abstand zum Meßobjekt (geringere Belastung des HF-Oszillators und da¬ mit geringere Frequenzverwerfung) kann man dann im empfindlicheren Strommeßbereich bei geeigneter Einstellung von R6 vornehmen. Beim Aufbau wurde auch in diesem Fall auf eine sehr kurze Leitungsfüh¬ rung geachtet (Bild 3 und Bild 4). Die aufgebaute und überprüfte Schaltung wird mit 2 Schrauben auf der Gehäusefläche C an geeigneter Stelle befe¬ stigt (Bild 6). Spezielle Maßnahmen beim Entwurf Maßnahmen zum Erzielen einer möglichst hohen Arbeitsfrequenz: - Einsatz eines UHF-Transistors KT 372 (mit f T = 3 GHz) mit geringen in¬ neren Kapazitäten; - Verwenden eines stabilen Drehkondensators mit geringer Anfangskapazi¬ tät von etwa 2 pF; - kapazitätsarmer Aufbau durch Beseitigen der Massefläche um die Röh¬ renfassung auf der Gehäusefläche A (Bild 5 und Bild 6) und unterhalb des Drehkondensators C4 auf der Gehäusefläche C (Bild 6); - kürzeste Leitungsführung: Bauelemente werden mit kürzesten Anschlu߬ drähten angelötet; das gilt besonders für das Anlöten des Drehkondensa¬ tors an die Gehäusefläche A (Bild 5). 155 Maßnahmen zum Vermeiden von Fehldips: - HF-führende Leitungen sind extrem kurz auszuführen; - jede längere Zuleitung wird so berechnet, bemessen und kapazitätsarm verlegt, daß es im gesamten Arbeitsbereich zu keinen Fehldips kommen kann. Für die Induktivität eines geraden Leiters gilt näherungsweise für 0,5 mm £ d < 3 mm (nach [2]); L in nH, / in cm, d in cm. Beispiel: Die Zuleitung für die positive Betriebsspannung von der Gehäuse¬ fläche E nach C beträgt / = 7,5 cm bei d = 0,05 cm. Dieser gestreckte Leiter hat eine Induktivität von 81 nH. Um an diesem Leiter bis zu 350 MHz keine innere Resonanz mit Fehldip zu erhalten, darf die Kapazität beim Verlegen der Zuleitung nicht größer als 2,5 pF sein! Diese Zuleitung muß also äußerst kapazitätsarm, in entsprechender Entfernung von Masseflä¬ chen montiert werden. Aufbau Die angegebenen Abmessungen für Gehäuseflächen, Anordnung der Bau¬ teile, Länge von HF-Leitungen und gleichstromführenden Zuleitungen soll¬ ten zum Erzielen einer möglichst hohen Arbeitsfrequenz eingehalten wer¬ den. Beim Aufbau empfiehlt sich daher folgende Reihenfolge: - Montage der Bauteile auf Gehäusefläche A (Bild 5); - Gehäuseflächen A und C verlöten und Drehkondensator C4 an vorgese¬ hener Stelle (Bild 6) extrem kurz anlöten (Drahtlängen <5 mm); I Bild 5 Beschaltung der Gehäusefläche A für den HF-Oszillator 156 4 70mm r,° Ri x 47,5 mm 0,0 m °\ i Deckplatte F: IWmmx 70 mm, in Deckplatte F Bohrungen für Meß werk und. Drehkoachse D nZmmxKmm zusätzlich S für Stmmmesser (Text) Bild 6 Darstellung der Gehäuseflächen mit Abmessungen und Anordnungshinweisen - C4 wird mit dem auf der Gehäusefläche C senkrecht aufgelöteten Steg verschraubt; - Montage des fertigen Anzeigeverstärkers mit 2 Schrauben auf Gehäuse- flache C (Bild 6) und Verbindung des Anzeigeverstärkers über CI mit dem verwendeten Drehkondensatorpaket; 157 - Anlöten von Gehäusefläche B mit C und A und Montage des Schalters S1 und des Potentiometers R6; S1 offen: Absorptionsfrequenzmesser. S1 geschlossen: pipmeter/HF-Generator (unmoduliert); - Anlöten von Gehäusefläche D mit C und A und Montage des Zusatz¬ schalters S für den Shuntwiderstand des Meßwerkes; - Anlöten der Gehäusefläche E mit B, C und D und Montage einer Laut¬ sprechereinbaubuchse für die Zuführung der Betriebsspannung; - Deckel mit Bohrungen für Meßwerk und Drehkondensator versehen; es werden senkrecht auf den Deckel 5 kleine Streifen aufgelötet (mit ent¬ sprechendem Innengewinde), damit der Deckel mit den Gehäuseflä- ' chen A, B, D, E verschraubt werden kann. Für das Gehäuse wurde ausschließlich hochwertiges, einseitig kaschiertes Halbzeug verwendet. Schwierigkeiten gibt es bei der Anfertigung einer ge¬ eigneten Skale. Es stehen auf dem Gehäusedeckel 180° Anzeigebereich zur Verfügung, während der Drehkondensator C4 auf Grund seiner Unterset¬ zung 1:3 einen Drehwinkel von 3 x 180° hat. Auf dem Gehäusedeckel fer¬ tigt man einen passenden Winkelmesser von 0 bis 180°. Dazu gehört eine Meßtabelle (Tabelle 2) zur Bestimmung der Frequenz. Man kann auch lose den UKW-Präzisions-Frequenzmesser Typ 183 oder einen digitalen Fre¬ quenzmesser (z. B. Eigenbau) zur genauen Frequenzmessung ankoppeln. Tabelle 2 Meßtabelle zum UKW-Dipmeter (80 bis 325 MHz) Winkel in * Frequenz Bereich 1 in MHz Frequenz Bereich 2 in MHz Frequenz Bereich 3 in MHz 0 80,8 113,9 186,6 20 81,6 115,6 188,5 40 82,5 116,8 191,2 60 83,4 118,4 194 80 84,6 120 196,6 100 85,6 121,7 199,6 120 86,8 123,4 202,7 140 87,9 125,1 205,5 160 89 126,9 210,2 % 180 0 90,3 129 213,4 20 91,713 130,6 216,3 40 93,1 133,4 220,3 60 94,5 135,9 225,8 80 96 138,6 230,4 100 97,5 140,7 235,3 120 99,1 144 239,5 140 100,6 146,9 246 160 102,4 149,8 251,7 158 Winkel in” Frequenz Bereich 1 in MHz Frequenz Bereich 2 in MHz Frequenz Bereich 3 in MHz 0 180 104,3 153,2 257,6 20 106,2 156,8. 265,1 40 108,4 160,2 271,7 60 110,6 164 279,5 80 113,1 168,8 288 100 115,6 172,7 297 120 118,4 177,8 306,4 140 121,2 182,6 316 160 123,7 187 324 180 124,2 188 326 Ergebnisse Das Gerät erfüllt die gestellten Erwartungen für die Arbeit als Grid-Dip- Meter, Absorptionsfrequenzmesser und HF-Generator im gesamten Fre¬ quenzbereich von 80 bis 325 MHz. 350 MHz als oberes Ziel für die höchste Arbeitsfrequenz wurden nicht gsmz erreicht. Der Dip ist auf Grund des empfindlichen Anzeigeverstärkers' groß und noch auf erstaunliche Entfer¬ nung zum Meßobjekt nachweisbar. Der Absorptionsfrequenzmesser leidet nicht wie so oft an asthmatischer Unempfindlichkeit; das bewirkt ebenfalls der empfindliche Anzeigeverstärker. Über die Schwingkreisformel f - 1 und ihre Umstellungen jr- 1 , 253 10 5 4jt j p ■ C' L pc ’ c- 1 „ 253 10 5 4n 2 PL ' / in MHz, L in nH, C in pF, lassen sich Induktivitäten und Kapazitäten in den angegebenen Grenzen si¬ cher bestimmen. Das Dipmeter schließt damit eine Lücke bei der Ermitt¬ lung geringer Induktivitätswerte von Spulen im nH-Bereich. Schwingkreisdaten Alle Spulen haben einen Durchmesser von 17 mm, eine Spulenlänge von 8 mm und wurden aus versilbertem Kupferdraht von 1,5 mm Durchmesser hergestellt. Der Kondensator C5 für den höchsten Frequenzbereich wird di- 159 . rekt auf die Gehäusefläche A bzw. die Röhrenfassung gelötet. Die weiteren Kondensatoren C5/G6 für die niedrigeren Frequenzbereiche werden als Zu¬ satzkapazitäten auf die auswechselbaren Röhrensockel geschaltet. Tabelle 1 gibt Auskunft über die Größe der Bauelemente II, C5 und C6. Tabelle 1 Spulendaten für das UKW-Dip-Meter Frequenzbereich 11 in Wdg. C5 in pF C6 in pF 80 bis 125 2,8 + 8,2 4,7 114 bis 187 1,5 +4,7 2 186 bis 325 Drahtbrücke 2,7 Literatur (1] H.-U. Fprtier, Der Weg zum UKW-Amateurfunk, Der junge Funker, Band 30, 1. Auflage, Seite 83, 84, Berlin 1982. [2JK.K. Streng, UHF-Femsehempfang, Seite 121, Berlin 1963. [3] Autorenkollektiv, electronicum, 1. Auflage,' Seite 680, Berlin 1966. ELEKTRONIK-SPLITTER Quarzoszillator mit TTL-Gatterschaltkrels Digitale Schaltkreise lassen sich vielseitig in der elektronischen Schaltungstechnik einsetzen. Der untenstehende Stromlaufplan zeigt einen Quarzoszillator itait dem Gat¬ terschaltkreis D100D. Die Arbeitspunkte der Gatter D1.1/D1.2 lassen sich mit den beiden Widerstandskombinationen getrennt einstellen, so daß auch hochohmige Schwingquarze sicher zum Schwingen gebracht werden. Mit dem Trimmkondensa¬ tor C (10 bis 22 pF) kann der Quarz EQ auf seine Sollfrequenz gezogen werden. Die Gatter D1.3/D1.4 übernehmen die Pulsformung des Ausgangssignals,-wobei ein recht¬ eckförmiger Verlauf erstrenenswert ist (TTL-Signal). Die Schaltung eignet sich als Taktgeber für Uhren, Mikrorechner, Zähler und andere Anwendungen. K.H. S. C ffi 160 Internationale Schaltungsrevue Obering. Kart-Heinz Schubert - Y21XE «Amateurfunk» 5-MHz-VFO Konzipiert wurde der VFO vom Autor für einen KW-Empfänger, speziell für AlA-Bereiche der Amateurfunkbänder und einen für 20-m-CW-Sender. Daher wurde der Abstimmbereich von 4 975 bis 5 325 kHz festgelegt. Ange¬ strebt wurde eine hohe Frequenzstabilität, wobei vor allem im Drehkonden¬ sator, in der Schwingkreisspule und in der Temperaturkompensation mit fe¬ sten Schwingkreiskapazitäten die wesentlichen Einflußfaktofen gesehen wurden. Die Rotorachse des Abstimmdrehkondensators muß leicht drehbar sein und sollte an beiden Enden in Kugellagern ruhen. Für die Schwing¬ kreisspule darf kein HF-Abgleichkem verwendet werden, da das die Tempe¬ raturkompensation, erschwert. Die Windungen müssen mechanisch stabil festgelegt werden, daher verwendete der Autor als Spulenkörper ein Glaske¬ ramikmaterial mit einem sehr geringen thermischen Ausdehnungskoeffi¬ zienten. Bild 1 zeigt den Stromlaufplan des 5-MHz-VFO. C/a/jp-Oszillator und Pufferstufe sind mit den Feldeffekttransistoren VT1/VT2 in Drainschaltung (Sourcefolger) bestückt. Die nachfolgende Verstärkerstufe arbeitet mit dem bipolaren Transistor VT3 in Emitterschaltung. Im Ausgang liegt ein breit- 161 bandiges Filter (n-Schaltung), das die Ausgangsimpedanz des Transistors VT3 auf 500 transformiert. Die Temperaturkompensation des Schwing¬ kreises bewirken C3 und C4 (30 pF/N330 und 7,5 pF/N075). Eingebaut wurde der VFO in ein hochfrequenzdichtes Gehäuse aus 5 mm starkem Alu-Plattenmaterial (90 mm x 115 mm x 185 mm). Gegen¬ über der Platinenvariante des Autors ist eine freie Verdrahtung mit kerami¬ schen Lötstützpunkten vorzuziehen. Die Spule Z.1 (12,5 pH) hat 19,7 Wdg., 0,8-mm-Cul, Wdg. an Wdg., auf einem Spulenkörper 30 mm Durchmesser, 50 mm Länge, Glaskeramikmaterial Zerodur. Für LI (1,3 pH) wurde ein 9-mm-Stiefelkörper mit einem halbierten HF-Abgleichkem verwendet, 16 Wdg., 0,8-mm-CuL, Wdg. an Wdg. 13 und 14 (100 pH) und L5 (500 pH) sind HF-Drosselspulen. Als aktive Halbleiterbauelemente eignen sich BF245/KP 303 o.ä. (VT1/VT2), SF136 (VT3), SAY20 (VD1) und SZX 19/8,2 (VD2). Mini-CW-Sender 80/40 m In der QRP-Arbeit der Funkamateure werden oft einfache Schaltungen ver¬ wendet, die auf den G-QRP-Club zurückgehen. Bild 2 a zeigt einen quarz¬ gesteuerten CW-Sender für die Amateurbänder 80 m und 40 m. Die HF- Ausgangsleistung ist bei U a = 24 V etwa 1W, bei 12 V etwa 250 mW. Die Bandumschaltung geschieht mit Sl, mit dem Schalter S2 wird die Antenne zwischen Sender und Empfänger umgeschaltet. Um die Abstrahlung von harmonischen Frequenzen des einfachen Senders zu vermindern, wird zwi- 162 sehen Senderausgang und Antenne ein umschaltbares Tiefpaßfilter geschal¬ tet (Bild 2 b). Der PA-Kreis enthält für L3/L4 eine HF-Toroidspule, für die sich eventuell ein Doppellochkem eignet. Im Original wird ein Ringkem 50-2 (Amidon) verwendet, primär 20 Wdg., sekundär 13 Wdg. Auch die Tief- paßfilterspulen sind mit diesem Ringkem aufgebaut, LI etwa 13 Wdg., L8 etwa 18 Wdg. Für VT1 eignet sich der Typ SD 336 o. ä., für VD1 der Typ SY360/0,5. 20-m-CW-Sender Der in Bild 3 gezeigte QRP-Sender besteht aus den Stufen Quarzoszillator (VT1), Treiber (VT2) und PA-Stufe (VT4). Die Stufen sind über Toroidspu- len gekoppelt, wobei Ringkeme T50-6 (Amidon) verwendet werden. LI und 13 haben etwa 25 Wdg., L2 und L4 je 2 Wdg., 0,6-mm-CuL. Die n-Filter- spule LS hat etwa 12 Wdg., 0,6-mm-CuL, für L6 wird eine Drosselspule 500 pH verwendet. Mit dem Drehkondensator in Reihe zum Quarz EQ (14,06 MHz) kann die erzeugte Frequenz in geringem Bereich verändert werden. Als Transistoren eignen sich SF136 (VT1), SSY20 (VT2), SF116 (VT3) und SD 335 (VT4) o. ä. Die PA-Ausgangsleistung ist etwa 4 W. Einfacher 2-m-Sender Der einfache 2-m-Sender arbeitet mit Frequenzmodulation, kann aber auch für CW-Betrieb eingesetzt werden (Stufe mit VT1 abschalten, für VT3 am Emitter einen Tasteingang vorsehen). Die einfache Mikrofonverstärkerstufe VT1 arbeitet mit einem Elektret-Mikrofon. Die Quarzoszillatorstufe ist ein Verdreifacher, mit einer Quarzfrequenz von z.B. 48,18 333 MHz beträgt die Ausgangsfrequenz 144,550 MHz. Durch die Kapazität in Serie zum Quarz EQ kann die Frequenz geringfügig verändert werden. Zur Frequenz¬ modulation genügt eine einfache Si-Gleichrichterdiode, die als Kapazitäts- 163 diode betrieben wird. Als PA-Stufe arbeitet VT3. Die HF-Ausgangsleistung ist etwa 100 mW. Alle Schwingkreisspulen sind Luftspulen mit einem Durchmesser von 5 mm und 0,6-mm-CuL-Draht; LI hat 6 Wdg., L2 bis LA haben 4 Wdg. Die HF-Drosselspulen L5/L6 bestehen aus Doppellophker- nen mit je 4 Wdg., 0,6-mm-CuL. Als Transistoren eignen sich SC236 (VT1) und SF136/SF137 (VT2/VT3), für die Diode der Typ SY360/0,5. PA-Stufe für 80-m-QRP-Transceiver Die in BUd S vorgestellte PA-Stufe für 80 m ist für die Nachrüstung des 80-m-Minitransceivers Bartek vorgesehen. Dieser hat eine HF-Ausgängslei- stung von etwa 3 W, mit der beschriebenen PA-Stufe wird sie auf etwa 20 W erhöht. Die PA-Stufe wird über den HF-Übertrager TI angesteuert, der aus einem Doppellochkem mit 2x6 Wdg., 0,3-mm-CuL, bifilar gewickelt, be¬ steht. Für den PA-Ausgangskreis T2 werden 2 Doppellochkerne zusammen¬ geklebt, LI hat 3 Wdg., 0,6-mm-CuL, L2 hat 15 Wdg., 0,45-mm-CuL. Mit den Kapazitäten bildet L2 ein n-Füter, die Ausgangsleitung wird durch den Ferritkern von LS (3 Wdg., isolierter Schaltdraht) geführt, da die LS fol¬ gende Schaltung eine HF-Abstimmanzeige realisiert. Mit S1 kann man zwi¬ schen HF-Anzeige und Kollektorstrommessung umschalten. L3 und L4 sind HF-Drosselspulen auf einem 3-mm-Ferritkem; L3 mit 10 Wdg., 0,3-mm-CuL, L4 mit 10 Wdg., 0,6-mm-CuL. Die PA-Stufe wird mit den Re¬ lais K1/K2 eingeschaltet Für die PA-Transistoren eignet sich auch der Typ KV 605 o. ä., für VD1 wird eine Germanium-HF-Gleichrichterdiode ver¬ wendet. Um TVI-Störungen zu vermeiden, ist zwischen PA-Stufe und An¬ tenne ein Tiefpaßfilter vorzusehen. Eingangsstufe für Direktmischempfänger Der im Original beschriebene Kurzwellenempfänger besteht aus der Ein¬ gangsstufe, der 2 Bandpässe mit Operationsverstärkern und ein IS-bestück- 164 Bild 6 StromlaufpUm der Eingangsslgfe eines KW-Direkt mischempfangers [6] Tabelle 1 Bauelementewerte des Oszillatorschwingkreises (Bild 6) 80 m 40 m 20 m 15 m 10 m LI (Wdg.) 2 2 1 1 1 L2 (Wdg.) 60 30 15 10 8 C2 (pF) 56 56 27 27 27 C3(pF) 100 10 10 10 10 Für LI: 0,8-mm-CuL, für L2 - 80 m: 0,2-mm-CuL, für L2 - 40 m bis 10 m: 0,4-mm-CuL, Spulendurchmesser 8 mm. 165 ter NF-Verstärker folgen. In der Eingangsstufe wird ein Dualgate-MOSFET eingesetzt, für den sich auch der Typ KP 350 eignet. Das HF-Eingangs- signal wird über eine minimale Kapazität (CS/C6) direkt an das Oszil¬ latorgate gekoppelt. Der Oszillatorschwingkreis mit LI/L2 liegt ebenfalls an diesem Gate. Mit RP1 läßt sich der Schwingungseinsatz variieren, so daß man sich schwachen Signalen besser anpassen kann. Tabelle 1 enthält die Angaben für den Oszillatorschwingkreis für die einzelnen' KW-Amateur- bänder. Der HF-Siebung wurde besondere Aufmerksamkeit geschenkt (C7/C8/C10/C12). Für die HF-Eingangssignale ist es empfehlenswert, zwi¬ schen Antenne und Empfängereingang entsprechende HF-Bandfilter (fest abgestimmt) für die einzelnen KW-Amateurbänder vorzusehen. Multibandfilter für KW-Amateurbänder Um die Eingangsselektivität von Kurzwellen-Amateurempfängem zu ver¬ bessern, sollten am Empfängereingang entsprechende HF-Schwingkreise angeordnet werden. Weil die KW-Amateurbänder nur schmale Frequenzbe¬ reiche sind, bieten sich hochselektive HF-Bandfilterschaltungen besonders an, da sie festabgestimmt arbeiten können. Dabei ist eine Parallelschaltung 160 m 80 m 40 m 20 m 15 m 10 m Windungen 30 16 10 7 7 5 CuLmm 0,15 0,3 0,4 0,4 0,4 0,4 C1/C5 pF 68 82 22 18 12 • 15 C2/C4 pF 100 56 68 68 27 27 C3 pF 4,7 12 1,2 2,2 1,5 1,5 1-dB-Bandbreite in kHz 55 350 120 380 500 2 000 166 der HF-Bandfllter für die einzelnen KW-Amateurbänder möglich, Bild 7 zeigt dafür eine Schaltung mit 2kreisigen HF-Bandflltem. Die Dämpfung im Durchlaßbereich liegt zwischen 1 und 4 dB, während die nicht interes¬ sierenden Frequenzbereiche, vor allem die KW-Rundfunkbereiche, mit einer Dämpfung bis zu 30 dB unterdrückt werden. Für den Aufbau der Spu¬ len werden Schalenkeme 18 mm x 11 mm verwendet, für 160/80/40 m mit einem >4 L -Wert von 40 nH/w 2 , für 20/15/10 m mit einem A L -Wert von 25 nH/w 2 . Tabelle 2 gibt die Werte für Spulen und Kondensatoren an. HF-Fllter gegen BC-Störangen Starke Signale von Mittelwellensendem, vor allem, wenn man in Sender¬ nähe wohnt, können den Empfang der KW-Amateurbänder 160 und 80 m stark beeinträchtigen. Abhilfe schafft in diesem Fall eine HF-Filter-Anord- nung zwischen Antenne und KW-Empfängereingang, wie sie Bild 8 zeigt. C4 bis C6/L4 bis L6 stellen ein Hochpaßfilter für eine untere Grenzfre¬ quenz von 1,65 bzw. 3,0 MHz dar. Alle darüberliegenden Frequenzen ge¬ langen an den Empfängereingang. Die darunterliegenden Frequenzen wer¬ den von dem Hochpaßfilter reflektiert und durchlaufen deshalb das Tiefpaßfilter CI bis C3/I1 bis L3, das mit einem 50-ß-Widerstand belastet ist. Wenn also die Antenne alle Signale bringt, gelangen die erwünschten Signale an den Eingang des KW-Empfängers, die unerwünschten Signale «verwenden im 50-fl-Widerstand. Tabelle 3 gibt die Filterwerte für die bei¬ den Grenzfrequenzen an. Bild 8 HF-Filteranordnung zur Unterdrückung von BC-Störungen [8] 160 m 80 m CI in pF 3 385 1862 C2 in pF 2318 1275 C3 in pF 500 275 C4/5 in pF 1242 683 C6 in'pF 2 554 1404 Ll/2 in pH 7,5 4,1 L3 in pH 3,64 2,0 14 in pH 2,75 1,5 L5 in pH 4,01 2,2 L6 in pH 18,63 10,2 Tabelle 3 Werte der HF-FUter-Bauele- mentewerte (Bild 8) für die un¬ teren Grenzfrequenzen 1,65 bzw. 3,0 MHz 167 Ladderfilter mit 9-MHz-Quarzen Für die Selektion im Zwischenfrequenzbereich von KW-Empfängern sind Quarzfilter wegen der hohen Güte besonders geeignet. Die Ladderfilter stel¬ len vereinfachte spulenlose Quarzfilter dar, die sich einfach aufbauen las¬ sen (s. Elektronisches Jahrbuch för den Funkamateur 1982, Seite 171). Bild 9 zeigt ein Beispiel mit 3 Quarzen, Eingangs- und Ausgangsimpedanz betra¬ gen etwa 800 O. Die Schaltung stellt Mischstufe, Quarzfilter, ZF-Verstärker und Demodulator für einen einfachen, aber trennscharfen KW-CW-Emp- fanger dar. Die Quarze EQ1 bis EQ3 haben eine Frequenz von 9 001,50 kHz, für das obere Seitenband hat EQ4 = 8 998,50 kHz, für das un¬ tere Seitenband hat EQ4 = 9001,50 kHz. Für eine Bandbreite von 2 kHz ist CI = C4 = 12 pF und C2 = C3 = 22 pF. Bei einer Bandbreite von 1 kHz ha¬ ben CI bis C4 eine Kapazität von 82 pF, bei einer Bandbreite von 800 Hz eine Kapazität von 120 pF. Geeignet sind auch Oberwellenquarze im 27-MHz-Bereich. Als Transistoren eignen sich SF-Typen, für VD1 eine HF- Germaniumdiode. Passives NF-Filter Mit dem zunehmendem Einsatz des Operationsverstärkers sind für die Ein¬ engung des NF-Übertragungsbereichs in Kurzwellenempfängern heute ak¬ tive .RC-Filterschaltungen gegenüber passiven NF-Filtem populär gewor¬ den. Und das, obwohl aktive RC-Filter nicht problemlos sind. Sie erfordern 168 LI LZ l^ vvvv ^l 5002 = n i, ri Bild 10 = C7 C2 = |=C3 J C5=j = 500C Schaltung eines passiven NF-Filters (fo= 3 kHz) [10] Aufwand und Stromversorgung, produzieren Rauschen, werden durch stär¬ kere Signale übersteuert und lassen sich nicht für beliebig hohe Frequenzen dimensionieren. Solche Nachteile haben passive NF-Filter auf der Basis von Spulen und Kondensatoren nicht. Aber die Zusammenhänge beim Ent¬ werfen passiver NF-Filter (Selektivität, Spulengüte, Genauigkeitswerte, L- und C-Werte usw.) und die Abneigung gegen das Wickeln hochinduktiver Spulen haben zu unrecht diese Filter verdrängt. Bild 10 zeigt ein passives NF-Filter mit einer oberen Grenzfrequenz von 3 kHz, dessen Durchla߬ dämpfung etwa 1 dB beträgt, oberhalb von 3 kHz erreicht die Dämpfung Werte von etwa 50 dB. Die Bauelementewerte sind: L\ - 27 mH, L2 - 18 mH, CI - 0,22 pF, C2 - 22 nF, C3 - 0,27 pF, C4 - 68 nF, C5 - 0,18 pF. Dipmeterschaltung 1,8 bis ISO MHz Für Funk- und Elektronikamateure ist bei Arbeiten an HF-Schaltungen ein Dipmeter (Resonanzfrequenzmesser) ein nützliches Prüfmittel. Bild 11 zeigt den Stromlaufplan eines modernen Dipmeters, bestehend aus der Os¬ zillatorstufe VT1 und dem Anzeigeverstärker VT2. Die Schwingamplitude des Oszillators ist mit RP1 regelbar. Als Transistoren eignen sich für VT1 - BF245, KP 303 o. ä., für VT2 der Typ SC 307 o. ä. Als Dioden VD1/VD2 kann man den Typ SAY20 o.ä. einsetzen. Spulenwerte werden nicht ange¬ geben, weil sie vor allem vom verwendeten Drehkondensator abhängen. In der Originalarbeit werden zum Aufbau der 6 Steckspulen 3polige NF-Stek- ker benutzt. Bild 11 Stromlaufplan für ein Dipmeter mit FET-Oszillator [11] 169 Antenne für 160-m-Band Langdrahtantennen für die niederfrequenten KW-Amateurbänder sind lang, sie erfordern viel Platz beim Ausspannen. Bild 12 zeigt einen Halb¬ wellendipol für 160 m mit Koaxialspeisung, wobei die Ausspannlänge durch Falten verkürzt ist. Erforderlich sind mehrere Abstandshalterplatten und 2 Endplatten aus S mm starkem Plastmaterial, die Abmessungen sind in Bild 12 angegeben. Durch Kurzschlüsse an den Schleifenenden kann die Antenne im, 160-m-Band auf Resonanz abgestimmt werden. »‘tO.Sm 3 C “tr __ » _rv. — 8 wo ^_ zum Serutei' isoo Bild 12 Antenne für das 160-m-Band 112 ] Literatur [1] K G. Lickfeld, 5-MHz-VFO, DL-QTC, Teil 1 - Heft 6/19*6, Seite 325 bis 330, Teil 2 - Heft 7/19*6, Seite 385 bis 389. [2] P. Randlov, Piccolino-Sender, Zeitschrift «OZ», Heft 7/1986, Seite 410. [3] P. Randlov, 20-m-Sender, Zeitschrift «OZ», Heft 6/1986, Seite 346. [4] P.Randlov, Einfacher 2-m-Sender, Zeitschrift «OZ», Heft 12/1986, Seite 713/714. [5] A. Janaczek, Leistungsstufe für den Minitransceiver BARTEK, Radioelektronik (SP), Heft 1Ö/1986, Seite 19 bis 22. [6] H. Runter, Kurzwellenempfänger mit Steckspulen, DL-QTC, Heft 7/1986, Seite 392 bis 395. [7] D. W. Rollema, Reflexionen (Zeitschriftenschau), electron (PA), Heft 5/1986, Seite 210/211. [8] D. W. Rollema, Reflexionen (Zeitschriftenschau), electron (PA), Heft 1/1986, Seite 9. [9] N. lügen, Ladderfilter mit 9-MHz-Quarzen, DL-QTC, Heft 9/1986, Seite 530. [10] D. W. Rollema, Reflexionen (Zeitschriftenschau), electron (PA), Heft 3/1986, Seite 113 bis 115. [11] D. W. Rollema, • Reflexionen (Zeitschriftenschau), electron (PA), Heft 2/1986, Seite 57. [12] Anonym, Antenne für das 160-m-Band, RADIO, Heft 1/1986, Seite 58. 170 Siegmar Henschel - Y22QN Selektivfilter für das 2-m-Band Das 2-m-Bandpaßfilter in gedruckter Schaltung nach [1] bringt eine gute Selektionsverbesserung, ist jedoch vom Aufbau her nicht für Handfunk¬ sprechgeräte geeignet. Im folgenden soll ein Bandpaßfilter, das sich auch an Handfunkgeräten zwischen Antennenbuchse und Antenne anschließen läßt, erläutert werden. Bandpaßfilter mit schmalbandigen L/C-Kreisen sind zur Nebenwellen¬ dämpfung an Senderendstufen wenig geeignet. Da geringe Verstimmungen die Antennenanpassung sehr verschlechtern, ist die Gefahr der Zerstörung der Endstufe durch Fehlanpassung sehr groß. Niederohmige Bandpaßfilter mit etwa 10 MHz Bandbreite bringen wesentlich stabilere Arbeitsverhält¬ nisse. Ein halbes T-Glied, nach [2] berechnet, liefert in der nach Bild 1 aus¬ geführten Schaltung einen Dämpfungsverlauf gemäß Bild 2 a. Die Grund¬ dämpfung ist <1 dB, die Sperrdämpfung, z. B. bei 216 MHz, die vorrangig bei schlecht abgeglicheneri UFT-Handfunksprechem abgestrahlt wird, be¬ trägt mehr als 40 dB. Bei höherer Störstrahlung sollte ein Bandpaß in n-Schaltung nach Bild 3 eingesetzt werden. Bild 2 b zeigt seinen Dämpfungsverlauf. Mit diesem Fil¬ ter wird auch die 72, ... - MHz-Frequenz mit mehr als 60dB gedämpft. Bild 4 zeigt einen Aufbauvorschlag, wobei die Gehäusegröße hauptsächlich von den Steckverbindern bestimmt wird. Den Aufbau nimmt man in einem allseitig geschlossenen Metallgehäuse aus verzinntem Eisenblech (Wei߬ blech) oder Messingblech (Stärke 0,3 bis 0,5 mm) vor. Die Kondensatoren C2b sind Durchführungskondensatoren, sie ragen je¬ weils in eine Abschirmbox. Stehen keine Durchführungskondensatoren 68 pF zur Verfügung, kann auch ein kleinerer Wert eingesetzt werden, den man mit weiteren, so kurz als möglich eingelöteten Kondensatoren auf 68 pF ergänzt. Für HF-Sendeleistung bis 1W kann man für C2a einen kera¬ mischen Trimmer verwenden, bei größeren Leistungen sind Lufttrimmer er- Bild 1 Einfaches Bandpaßfilier für das 2-m-Band, Werte für L und C siehe bei Bild 3 171 DindB Bild 2 Dämpfungsverlauf der im Beitrag vorgestellten Bandpqßfilter, a - Bandpaßfilter Bild 1, b - Bandpqßfilter Bild 3 Bild 3 Bandpqßfilter mit erhöhter Sperrdämpfung: CI - 1,6 pF; C2a - Trimmer 10/40 pF; — C2b - Durchführungskondensator 68 pF; A LI - 10 Wäg.. 0,5-mm-CuL, auf Spulen¬ körper TI, Kemmaterial: Manifer 320; L2 - 0,5 Wäg., 0,5-mm-CuL; Spulen¬ durchmesser 5 mm Bild 4 Aufbauvorschlag für das Bandpqßfilter nach Bild 3 forderlich. Alle Zuleitungen sind so kurz wie möglich auszuführen. Es ist auf gute Masseverbindung der Eingangs- und Ausgangsbuchse zu achten. Zum Abgleich wird das Bandpaßfilter in die Antennenzuleitung zum Empfänger eingeschaltet und alle Kreise in Bandmitte auf Maximum abge¬ glichen. Anschließend wird es an den Senderausgang angeschaltet und vor¬ sichtig auf minimale Durchgangsdämpfung abgeglichen. Ist der Unter¬ schied der Ausgangsleistung des Senders mit und ohne Filter sehr groß, liegt entweder eine hohe Nebenwellenabstrahlung des Senders vor, oder das Filter ist nicht korrekt abgeglichen. 172 Literatur [1] S. Henschel, NebenweUenfilter für das 2-m-Amateurband, FUNKAMATEUR 1981, Heft 8, Seite 404. [2] K. Rothammel, Antennenbuch, Berlin 1979, 9. Auflage. ELEKTRONIK-SPLITTER Standardbeschaltung A 211D Der untenstehende Stromlaufplan zeigt die Standardbeschaltung für den NF-Verstär- ker-Schaltkreis A211D. Die Schaltung eignet sich für Batteriebetrieb, wobei der Laut¬ sprecher gegen Masse geschaltet ist. Mit einer Betriebsspannung von 9 V erreicht man eine NF-Ausgangsleistung von etwa 1W an 8 £1. Die eiforderliche NF-Eingangsspan- nung ist etwa 10 mV, die Stromaufnahme beträgt bei 1W etwa 160 mA. Günstig ist eine Kühlfläche von etwa 10 cm 2 Kupferfläche auf der Leiterplatte. Der Koppelkonden¬ sator am Eingang (2,2 pF) sollte kein Elektrolytkondensator sein. Zu vermeiden ist ein Kurzschluß zwischen Ausgang und Masse, da das zur Zerstörung des Schaltkreises führen kann. K.H.S. 173 Morsetongeneratoren mit integrierten ing. Frank sichia - Y5iuo Schaltkreisen Morsetongeneratoren werden in der GST-Arbeit immer wieder benötigt. Grundsätzlich sollten sie als Rechteckgeneratoren arbeiten, denn das er¬ möglicht maximalen Wirkungsgrad und saubere Tastung z.B. überdie Be¬ triebsspannung. Von Nachteil sind allerdings die Oberwellen bei langen und unabgeschirmten Zuleitungen, da sie den Rundfunk- und Fernsehemp¬ fang stören können. Morsetongeneratoren sollten heute mit IS bestückt sein, denn das bringt folgende Vorteile: - einfacher, raumsparender Aufbau möglich, - billig, da Anfalltypen einsetzbar, - weiter Betriebsspannungsbereich, - Frequenz ist unabhängig von Betriebsspannung und Last, - Frequenz und Tastverhältnis sehr gut reproduzierbar, - über Tastverhältniseinstellung Lautstärke beeinflußbar, ohne daß der Wirkungsgrad abnimmt. Im folgenden werden 6 Schaltungsvarianten vorgestellt, die mit unter¬ schiedlichen IS arbeiten. Die Stromergiebigkeit kann man z.T. durch Tran- *U CC CBZ IS OS 16 06 74 04 ) «4 II 01 12 . 0ZI3 03 -L llJliJLllLill±ll£JlZJl£j Bild 1 Telegraße-Tongenerator mit CMOS-Schaltkreis 174 sistorendstufen erhöhen [1]. Von Leiterplattenvorschlägen wurde abgese¬ hen, da die Vorstellungen zum Aufbau unterschiedlich sein werden. Bild 1 zeigt einen Tongenerator mit CMOS-Treiber. 2 Inverter bilden da¬ bei den Rechteckgenerator in bekannter Schaltungstechnik, während die anderen Inverter parallelgeschaltet sind und die Endstufe darstellen. Mit dem Einstellregler läBt sich die Frequenz variieren. Das Impuls-/Pausen- Verhältnis ist stets 1:1. Die Betriebsspannung darf im Bereich 3 bis 15 V lie¬ gen. Bild 2 zeigt, wie die Ausgangsspannung der 4 parallelgeschalteten In¬ verter vom Ausgangsstrom abhängt (typisch). Aus dieser Darstellung läßt sich ableiten, daß bei Lastwiderständen a200 fl der Schaltkreis im gesam¬ ten Betriebsspannungsbereich nicht überlastet werden kann (iVmu = 300 mW). Die Morsegeneratorschaltung nach Bild 3 wurde gemäß der in [2] angegebenen Beschaltung für den A910D entworfen. Der A910D ist ein Transistorarray mit komplementären Transistoren, die nur über die Plusleitung oder gar nicht miteinander verbunden sind. Mit dem Einstell- Btld 2 Ausgangsspannung in Abhängigkeit vom Ausgangs¬ strom für die Schaltung nach Bild 1 (U- o. m \ml i GA 100 fl ffU Spannungs¬ teiler Hin 11111 Bild 2 Stromlaufplan HF-Gleichrichtung des Volt¬ meters eingestellt (reduziert) werden. Im Mustergerät bleibt jedoch diese Möglich¬ keit ungenutzt, so daß die LED mit maximaler Helligkeit leuchten. Nähere Angaben zum A 211D findet der Leser in [1]. Bild 1 zeigt den Stromlaufplan des Voltmeters. Der A 211D wird durch die LED so beschältet, daß sich eine Leuchtbandanzeige ergibt, d. h., mit steigender Eingangsspannung steigt die Anzahl der leuchtenden LED. Eine stromgünstigere Punktanzeige ist möglich, aber nach Meinung des Autors für diesen Einsatzfall des A 211D ungünstig. Der interessierte Leser findet Aussage» zur Punktanzeige ebenfalls in [1]. Um einen hohen Eingangswiderstand zu erreichen, schaltet man dem A 211D einen SM 103 vor (VT1), der mit einer Gatevorspannung von 0 V betrieben wird. Beim SM 103 fließt dabei bereits ein Drainstrom, der am Sourcwiderstand (2,2 kO) einen Spannungsabfall hervorruft. Diese Span¬ nung wirkt bereits als Steuerspannung für den A211D, obwohl die Ein¬ gangsspannung 0 V ist. Mit dem Einstellregler t/ refmin stellt man am Stift 16 die Spannung auf denselben Wert wie an der Sourceelektrode von VT1 ein, dadurch erkennt der A211D seine Steuerspannung als OV an. Anschlie¬ ßend wird an das Gate von VT1 eine Spannung von 1,? V gelegt und mit dem Einstellregler I/„h, u die Spannung am Stift 3 so eingestellt, daß alle 12 LED des Anzeigebalkens leuchten. Mit dieser Einstellung erreicht man, daß einer LED 0,1V zugeordnet werden. Das entspricht der mit A211D realisierbaren Spannungsaufteilung bzw. Empfindlichkeit (allerdings bezo¬ gen auf den A211D, durch einen Vorverstärker läßt sich eine kleinere Spannung bzw. größere Empfindlichkeit erreichen). Sollte die Spannung über dem Sourcewiderstand bereits so groß sein, daß die beschriebene Einstellung nicht möglich ist, so muß man diesen unter Beachtung des maximalen Drainstroms verringern. Die Leuchtdioden VD21/VD23 erzeugen eine Vorspannung für die Refe¬ renzeingänge von etwa 6 V (gleichzeitig wird auch auf maximal 6 V be¬ grenzt). VD21/VD23 wirken dabei gleichzeitig als Betriebsanzeige des Volt¬ meters. Soll darauf verzichtet werden, so kann für VD21/VD23 eine 6,2-V-Z-Diode (z. B. SZX 19/6,2) eingesetzt werden. Die Dioden VD1 bis VD8 schützen den Eingang von VT1 gegen Überspannung. Für die volle Ausleuchtung der Skale werden am Gate von VT1 1,2 V be¬ nötigt. Um mehrere Meßbereiche zu realisieren, ist am Eingang ein um- schaltbarer Spannungsteiler vorgesehen, der in Bild 5 wiedergegeben wird. Auf der Leiterplatte (Bild 3) wurde ein Febanaschalter (klein, Fertigungs¬ programm II) angeordnet, an den man die einzelnen Widerstände direkt an- 193 Bild 3 Leitungrführung der Leiterplatte des Voltmeters lötet. Der Spannungsteiler läßt sich für jeden Anwendungsfall frei dimen¬ sionieren. Dazu ist die Berechnungsgrundlage für den interessierten Leser in [2] zu finden, falls nicht der Spannungsteiler des Mustergeräts verwendet werden soll. Da das Voltmeter vorwiegend für HF-Messungen eingesetzt werden sollte, wird ebenfalls eine HF-Gleichrichtung (Bild 2) auf der Leiterplatte mit vorgesehen, die aus [2] entnommen ist. Der Aufbau des Voltmeters ist sehr einfach, da die Leiterplatte in ein Gehäuse aus kupferkaschiertem Ma¬ terial eingelötet wird. Nach oben deckt man die Leiterplatte mit dünnem Alublech ab, in das die Öffnungen für die LED und-die FWxma-Schalter- achse eingebracht werden. Weiterhin kommen in die Seitenwände der Um¬ schalter für HF- und Gleichspannungsmessung sowie die Meßbuchsen. Die Spannungsversorgung nimmt man über eine 2adrige Verbindung aus einem Universalnetzteil vor. 194 I Bild 4 Bestückung der Leiterplatte nach Bild 3 [1] Autorenkollektiv, A277D, Mikroelektronik-Information, Heft 10, HFO und KdT-BV Frankfurt (Oder). [2] W. March, Transistorvoltmeter für den Funkamateur, FUNKAMATEUR, 29, Heft 9, Seite 446/448, Heft 10, Seite 490/491. 195 Breitbandverstärker mit konstantem Siegmar Henschei - Y 22 QN Eingangswiderstand Für unterschiedliche Anwendungsfälle wird ein Breitbandverstärker mit na¬ hezu konstantem Eingangswiderstand benötigt, so z. B. zum Abschluß von breitbandigen Diodenringmischem. Der Eingangswiderstand der vorgestell¬ ten Schaltung, die in Emitterschaltung mit kombinierter Strom-Spannungs¬ gegenkopplung arbeitet, ist bei geringer Verstärkung nahezu belastungsun¬ abhängig. Bild 1 zeigt die untersuchte Schaltung. Der Arbeitspunkt des Transistors wird mit Ä A eingestellt. Zur optimalen Stabilisierung des Arbeitspunkts ge¬ gen Temperatur- und Betriebsspannungsschwankungen sollte an Ry etwa die halbe Betriebsspannung abfallen. Die Spannungsgegenkopplung, die die Spannungsverzemmg vermindert, wird mit R K und dem Übersetzungsver¬ hältnis K des Übertragers festgelegt. Die Stromgegenkopplung, die das In¬ termodulationsverhalten mitbestimmt, wird durch R E eingestellt. Eine hohe Stromgegenkopplung verschlechtert aber das Rauschmaß der Schaltung. Die Dimensionierungsformeln nach Tabelle 1 liefern für Verstärkungsfakto¬ ren kleiner 10 ausreichende Näherungsergebnisse. Für einen möglichst konstanten Eingangswiderstand bei Lastschwankun¬ gen ist eine geringe Verstärkung (< 14 dB) und ein möglichst kleiner Strom¬ gegenkopplungswiderstand R b (<5 CI) zu wählen. Bei einer auf diese Weise L von n c bestimmt untere Grenz frequenz Bild 1 Breitbandverstärker mit kombinierter Strom- und Spannungsgegenkopplung 196 Tabelle 1 Dimensionierungsformeln für Breitbandverstärker nach Bild 1 mit einer Stufenverstirkung < 10 U\y —2 tfcEOopt. U b £ ^CEmax „ 0,5 • 14 fl b Äv j 'c K = — «c Z'~KR k + ^ z ~ — 4 * 2K V -7- 1 - - /max 0>1 /t(VT1) k( 1+ *0 V 2K Z.) Tabelle 2 Verstärkung»- und Rauschwerte eines Breitbandverstärkers nach Bild 1 Bauelementewerte: R K = 6S0C1\ Ä*=12 bis 200 kfl (l t - Einstellung); n b = 1 Wdg., 0,14-mm-CuL; n c = 8 Wdg., 0,14-mm-CuL; Doppellochkem 4,6 mm x 7,6 mm x 4 mm aus Manifer 330 (Typ 5171.3-1112.65) VTl / V F h Ä v Re Bemerkung in MHz in dB in dB in mA in kO in O KT 372 b 145 16 5,7 3,5 1,5 0 KT 371 145 15 5,0 4,5 1,2 0 KT 371 145 15 7,0 4,5 1,2 10 KT3101A-2 145 17,5 3,0 5,0 1,5 0 Dämpfungs¬ perle über Kollektor- anschluß BFY90 145 10 3,6 1,0 0 0 10 4,0 2,0 0 0 10 5,1 5,0 0 0 / T ist zu gering! SF 245 145 10 3,6 1,0 1,5 0 10 3,4 2,0 1,5 0 10 4,3 5,0 1,5 0 SF245 60 18 3,3 1,5 0.075 0 18 3,35 2,5 0,075 0 18 3,45 5,0 0,075 0 18 3,9 10,0 0,075 0 18 4,0 15,0 0,075 0 18 4,3 20,0 0,075 0 18 4,6 25,0 0,075 0 dimensionierten Schaltung bleibt der Eingangswiderstand bei Lastschwan¬ kungen zwischen 10 fl und 10 kfl auf etwa ± 1 dB konstant. Die untere Grenzfrequenz der Schaltung wird durch die Kollektorinduktivität von n c und durch die Koppelkondensatoren CI und C5 sowie den Kondensator C2 bestimmt. Die obere Grenzfrequenz hängt hauptsächlich von der Streuin¬ duktivität des Übertragers und der / T -Frequenz des Transistors ab. 197 Tabelle 3 Spulenwerte zu Bild 2 LI/L2 - HF-Übertrager mit Doppellochkem, Typ 5171.3-1112.65 1,1b -1 Wdg., 0,14-mm-CuL Llc - 5 Wdg., 0,14-mm-CuL L2b - 1 Wdg., 0,14-mm-CuL Llc - 3 Wdg., 0,14-mm-CuL V,FindB 198 Mit einer Meßschaltung nach Bild 1 wurden unterschiedliche Transisto¬ ren ausgemessen. Tabelle 2 zeigt einige ausgewählte Werte. Infolge der Stromgegenkopplung an R E tritt eine Verschlechterung des Rauschmaßes ein, wie am Beispiel mit dem KT371 gezeigt ist. Durch kapazitives Über¬ brücken von R E läßt sich das Rauschmaß bei höheren Frequenzen etwas verringern, wodurch sich ein konstantes Rauschmaß über einen größeren Frequenzbereich erreichen läßt (C// R E etwa 1 bis 20 pF). Schließt man R E kurz, so verringert sich der Eingangswiderstand geringfügig, und der lineare Aussteuerbereich wird durch das Fehlen der Stromgegenkopplung einge¬ engt. Diese Schaltungsart sollte nur für Vorstufen vorgesehen werden. Beim Transistor KT3101A-2 tritt leichte Schwingneigung auf, eine auf den Kol¬ lektoranschluß aufgebrachte Drosselperle vom Typ 5112.3-2116.66 (Dros¬ selperle 2 mm x 3 mm aus Manifer 360) bewirkt stabiles Arbeiten von VT1. Bei den Transistortypen BFY 90 und SF245 ist für eine Arbeitsfrequenz von 145 MHz die / T -Frequenz zu gering, wodurch die Verstärkung abfällt. Ein Verringern der Arbeitsfrequenz auf 60 MHz zeigt, daß der Verstärker den berechneten Daten nahe kommt. Auf Grund dieser guten Eigenschaf¬ ten wurde ein Breitbandmeßverstärker entwickelt, der rauscharm ist und einen möglichst großen, linearen Aussteuerbereich aufweist. Bild 2 zeigt den Stromlaufplan des 2stufigen Verstärkers. Beide Stufen sind nach Bild 1 aufgebaut und weisen keine Besonderheiten auf. Für eine minimale Rauschzahl hat VT1 keinen Emitterwiderstand. Bild 3 zeigt die erreichten Verstärkungs- und Rauschmeßwerte. Mit einem KT3101A-2 als VT1 ist mit etwa 1 dB schlechteren Rauschw&rten zu rechnen, was für einen Breitband¬ verstärker jedoch noch einen guten Wert darstellt. Zum Vergleich des Ein¬ flusses des Emitterwiderstands auf das Rauschmaß sind noch die Meßwerte für einen KT371 als VT1 in Bild 3 eingezeichnet. F in dB kvri invA Bild 4 Abhängigkeit des Rauschmaßes vom Emitterwiderstand und vom Arbeitspunkt von VT1 in einer Schaltung nach Bild 2 199 UtinmVfanTSQ) Die Abhängigkeit des Rauschmaßes von Ä E und vom Kollektorstrom bei einer Kollektoremitterspannung von 6 V ist für den BFT66 aus Bild 4 er¬ sichtlich. Bild 5 zeigt die Ausgangsspannung in Abhängigkeit von der Ein¬ gangsspannung. Der 1-dB-Kompressionspunkt liegt bei 650 mV Ausgangs¬ spannung an 75 fl Lastwideistand, was einer Aussteuerbarkeit von etwa 116 dBpV entspricht. Der lineare Aussteuerbereich geht bis etwa 114 dBpV. Literatur K. H. Eichel, Einfache Methode zur Erzielung eines konstanten Eingangswiderstands bei Breitbandverstärkern, Internationale Elektronische Rundschau 1973, Heft 2, Seite 45. 200 Verbessertes Netzteil Die Arbeitsgemeinschaft Elektronik/Nachrichtensport setzt für die experi¬ mentelle Tätigkeit der Teilnehmer das Baukastensystem Elektronik/Elek¬ trotechnik (Stufe S - Grundlagen der Elektronik und Stufe 6 - Angewendete Elektronik ) ein. Als Stromquellen werden aus Gründen der Wirtschaftlich¬ keit die Stromversorgungsgeräte SVG für Schülerexperimente aus der Lehr¬ mittelsammlung Physik verwendet. Bei einigen Experimenten aus den An¬ leitungsheften für die genannten Baukästen stört jedoch die hohe Restwelligkeit der vom SKG gelieferten Gleichspannung. Solche Experi¬ mente z.B. sind: NF-Technik, NF-Generatoren, Audion, Dämmerungs- Schalter und Meßbrücke. Auch wäre für einige Experimente eine stetig ein¬ stellbare und dann stabile Gleichspannung wünschenswert. In diesem Beitrag werden 2 Stabilisierungsschaltungen vorgestellt (Bild 1 und Bild 2), die die obigen Bedingungen erfüllen [1], [3]. Für Abgleicharbeiten an NF-Verstärkern (Einstellen der Arbeitspunkte, Messen des Verstärkungsfaktors), für Zähl- oder Frequenzteilerschaltungen ist außerdem ein stabiler Tongenerator erforderlich, dessen sinusförmige Ausgangsspannung klirrarm, ausreichend groß und stetig einstellbar sein muß. Bild 3 zeigt einen geeigneten RC-Phasenschiebergenerator mit einer Festfrequenz von etwa 1 kHz. StabiUsierungsschaltungen Bild 1 zeigt einen herkömmlichen Stromlaufplan, wie er in der Literatur schon oftmals beschrieben wurde [1]. Die aus dem SVG entnommene Gleichspannung (Einstellung 12 V liefert stets Spannungen von etwa 17 V) wird mit dem Kondensator CI geglättet. Die Z-Diode VI liefert eine ausrei¬ chend hohe Referenzspannung (die Z-Spannung muß etwa 1V höher sein als die gewünschte maximale Ausgangsspannung der Schaltung). Der Wi¬ derstand R 1 begrenzt den Z-Strom auf etwa 4 mA. Mit dem Potentiometer R2 (muß von außen zugänglich sein) wird, entsprechend der gewünschten Ausgangsspannung, ein Teil der Referenzspannung abgegriffen und den Transistoren V2 und V3 zugeführt. Für die in Bild 1 beschriebenen Aus¬ gangsspannungen und -ströme reicht es aus, den Längstransistor V3 ohne zusätzliche Kühlmaßnahmen direkt auf die Leiterplatte zu montieren. Fast 201 z szxjnv 4 Bild 1 Stromlaufplan der Stabilisierungsschaltung I alle Experimente des Baukastensystems (Stufen 5 und 6) arbeiten mit Span¬ nungen s6V. Die dabei auftretenden Ströme sind stets <200 mA. Bild 2 zeigt eine Schaltung für das Netzteil mit modernen Bauelementen. Die gestellten Forderungen werden ebenfalls erfüllt (elektronische Siebung, stetig einstellbare und stabile Ausgangsspannung). Der Fachhandel ( Elek¬ tronikversand Wermsdorf) bietet einstellbare integrierte Spannungsregler der Reihe B3170 bis B3371 (auch Amateurtypen R3170 bis R3371) an. Mit ihnen sind obige Probleme leichter lösbar! In [3] ist die ausführliche Beschreibung enthalten. Mit dem Potentiometer R 1 wird die Ausgangsspannung zwischen 1,2 und 10 V stetig eingestellt. Über den B 3370 (Negativregler) sollten an den An¬ schlüssen 3 und 2 etwa 4 V (mindestens) stehen; dieser Wert wird mit dem Stellwiderstand R 2 bei maximal eingestellter Ausgangsspannung eingere¬ gelt. Der Stellwiderstand R2 wird dann durch einen geeigneten Festwider¬ stand ersetzt und möglichst dicht bei dem B 3370 angeordnet. Die Konden¬ satoren CI und C2 sollten MKT-Ausführungen sein, die den Wert von 1 pF nicht überschreiten. Die thermischen Probleme werden mit einem kleinen Alu-Kühlblech gelöst, das mit der Kühllasche der IS verschraubt wird. Bild 2 Stromlaufplan der Stabili¬ sierungsschaltung 2 Tongenerator Der Tongenerator wird durch einen RC-Phasenschiebergenerator realisiert [2]. Die Schaltung wurde mit den Bauelementen RS/CS und R8/V3 erwei¬ tert, wodurch sich eine wesentlich größere Temperaturstabilität ergab. Die Bauelemente R 8 und V3 reichen allein für einen stabilen Betrieb nicht aus. Mit dem Transistor V2 wird eine Trennstufe eingefügt, um Rückwirkun¬ gen von der Experimentierschaltung auf den Tongenerator zu vermeiden. Der Arbeitspunkt des Transistors VI ist mit dem Stellwiderstand R6 auf si¬ cheren Schwingeinsatz und geringen Klirrfaktor einzustellen. Auch der Stellwiderstand R 6 wird danach in der Schaltung durch einen Festwider¬ stand ersetzt. Mit dem Trimmregler RI (kleine Ausführung) wählt man die abgegriffene Ausgangsspannung nur so groß, daß ein Übersteuern der Trennstufe mit Sicherheit vermieden wird. Der Arbeitspunkt des Transi¬ stors V2 ist mit dem Stellwiderstand R 9 einzustellen, den man dann eben¬ falls durch einen geeigneten Festwiderstand ersetzt. Eine stetige Einstell- barkeit der Ausgangsspannung von 0 bis 1,5 V (effektiv) ist mit dem Potentiometer R12 möglich, das von außen zugänglich sein muß. R8 330 Bild 3 Stromlaitfplan des RC-Phasenschleber-Tongenerators Aufbau des Geräts Leitungsführung und Bestückungsplan für die Schaltungen nach Bild 1, Bild 2 und Bild 3 sind aus Bild 4 bis Bild 9 zu ersehen. Die Leiterplatten sind so bemessen, daß sie senkrecht übereinander in ein Leergehäuse eines Stromversorgungszusatzgeräts SVZ montiert werden können (Bild 10). Die Plastfrontplatte kann durch Vorsetzen einer entsprechenden Blende (Bild 11) weiterverwendet werden; gleiches gilt für den Blechstreifen im Leergehäuse des SVZ zur Befestigung der Potentiometer R2 (Bild 1) bzw. R 1 (Bild 2) sowie R 12 (Bild 3). Die Steckerleiste auf der Rückseite des Leergehäuses SVZ läßt sich nicht zur Spannungszufuhrung nutzen, da man sonst die Anschlüsse auf der Buchsenleiste im SVG ändern müßte, und das sollte vermieden werden! 203 Bild 4 Leitungsführung der Leiterplatte für die Schaltung in Bild 2 Bild 5 Leitungsführung der Leiterplatte für die Schaltung in Bild 1 204 Bild 6 Bestückungsplan der Leiterplatte in Bild 4 205 Bild 8 Leitungsführung der Leiterplatte für die Schaltung in Bild 3 Bild 9 Bestückungsplan der Leiterplatte in Bild 8 Die erforderliche Gleichspannung (12 bis 17 V) wird daher vom SVG über getrennte Leitungen (außerhalb) den Buchsen 1 und 2 (Bild 1) zuge¬ führt. Damit kann man die elektronisch gesiebte, stetig regelbare und sta¬ bile Gleichspannung den Buchsen 3 und 4 sowie die NF-Wechselspannung von etwa 1 kHz den Buchsen 5 und 6 entnehmen. Die Betriebserfahrungen haben gezeigt, daß ein Sicherungselement 0,1 bis 0,2 A (F) für die Begrenzung des Ausgangsstroms (Buchsen 3) vorgese¬ hen werden sollte. Eine unbeabsichtigte Zerstörung des Längstransistors V3 (Bild 1) durch Kurzschluß in der Experimentierschaltung wird dadurch wei¬ testgehend vermieden. 206 Messer- leiste □ 1 1 RZ, BIZ | Leiterplatte — Bild 8 Leiterplatte Bild 6 Plastefrontplatte Blende originale Buchsenplatte Verschraubung (M3) x Leergehäuse Bild 10 Montageskizze für das Zusatzgerät SV Z Bu „ Ua 1...10V + °\(0,ZA) Bu Verschraubung mit , Plastefrontplatte und originaler Buchsehplatte Bu b 07 - j £ iz... m Bild II Skizze der Blende für die Plastfrontplatte Literatur [1] K.-H. Schubert, Das große Radiobastelbuch, 5. Auflage, Seite 223, Berlin 1980. [2] D. Müller, Einfache Meß- und Prüfgeräte für den Amateur, Elektronisches Jahr¬ buch 197b, Seite 213, Berlin 1975. [3] K.Schlenzig/D.Jung, Mikroelektronik für den Praktiker, Seite 335, Berlin 1985. 207 Siegmar Henschel - Y22QN Verstärkerschaltungen für den Fernsehempfang Für eine optimale Gestaltung einer Femsehempfangsanlage wird von der Industrie ein reichhaltiges Angebot von Antennenverstärkern, Filtern und Richtkopplern bereitgestellt, wodurch sich alle Anforderungen erfüllen las¬ sen. Für den experimentierfreudigen Empfangsamateur sollen nachfolgend einige einfache Verstärkerschaltungen vorgestellt werden, die durch den Aufbau auf einer Leiterplatte nachbausicher sind. Aber - beim Aufbau von Empfangsanlagen sind die gesetzlichen Bestimmungen zu beachten! Bild 1 zeigt eine Verstärkerschaltung nach [1] mit vorgeschalteten Fre¬ quenzweichen für das Femsehband I, das UKW-Rundfunkband und das Femsehband III. Das Hochpaßfilter vor dem Verstärkereingang verhindert ein Eindringen von starken Kurzwellensignalen in den Verstärker. Einzel¬ heiten zur Verstärkerschaltung sind in [1] enthalten. Durch das gute Großsi¬ gnalverhalten des Verstärkers können Eingangssignale bis 50 mV verarbei¬ tet werden. Derartige Feldstärken treten jedoch nur in Sendemähe auf. Mit 208 Tabelle 1 Verstärkung und Rauschmaß eines Verstärkers nach Bild 7 VTl VT2 V in dB F in dB Bemerkungen BFY90 KT 371 25 8 _ KT 372b KT 371 27 6,3 Drosselperle an K (VTl) KT 3101 A-2 KT 371 28 3,5 Drosselperle an K (VTl) der in Bildl angegebenen Halbleiterbestückung (VT1 = KT 371, VT2 = KT610a) ist mit einem Rauschmaß kleiner 6 dB zu rechnen, was auch von allen industriellen Verstärkern erreicht wird. Durch den Einsatz eines KT 3101A-2 für VT1 läßt sich das Rauschmaß auf etwa 3 dB über den gesamten Frequenzbereich verbessern. Diese Verminderung des Grundrau¬ schens um 3 dB ist etwa gleichzusetzen mit der Verdopplung des Antennen¬ aufwands. Mit beiden läßt sich das gleiche Signal/Rausch-Verhältnis am Verstärkerausgang erzielen. Bild 2 zeigt eine Verstärkerschaltung für den VHF-Bereich nach [2]. Die Einstellung der Arbeitspunkte für VT1 und VT2 nimmt man anders vor als in [2] angegeben, wodurch die Verstärkung spannungs- und temperatursta¬ biler ist. Die Schaltung baut man auf einer Leiterplatte nach Bild 3 auf, wo¬ bei die Leiterseite nach Bild 4 gestaltet wird. Alle Bauelemente sind so kurz wie möglich aufzulöten, die Kupferfläche der Rückseite wirkt als Masseflä¬ che. Alle Massepunkte auf der Leiterseite sind durchzukontaktieren. Mit der in Bild 2 angegebenen Halbleiterbestückung wurde ein Übertragungsbe¬ reich nach Bild S erzielt. Die maximale Ausgangsspannung beträgt etwa 106 dBpV (s. Bild 6). Bild 7 zeigt eine selektive Verstärkerschaltung für den VHF-Bereich (Ka¬ nal 5 bis Kanal 12). Um das Rauschmaß des Verstärkers nicht wesentlich zu verschlechtern, koppelt man über einen dämpfungsarmen Bandpaß (LI, CI bis C4) an einen in Emitterschaltung arbeitenden Verstärker an, dessen op¬ timaler Arbeitspunkt mit RI eingestellt wird. Über das Bandfilter (L2/C5 - Tabelle 2 Spulenwerte zu Bild 1 LI - 2,5 Wdg., 0,5-mnv-CiuL, auf Dorn 4 mm Durchmesser gewickelt L2 - 16 Wdg., 0,5-mm-CuL, auf Dom 6 mm Durchmesser gewickelt L3 - 16 Wdg., 0,5-mm-CuL, auf Dom 6 mm Durchmesser gewickelt L4 - 1 Wdg., 0,5-mm-CuL, auf Dom 4 mm Durchmesser gewickelt LS -10,5 Wdg., 0,5-ritm-CuL, auf Dom 4 mm Durchmesser gewickelt L6 - 10,5 Wdg., 0,5-mm-CuL, auf Dom 4 mm Durchmesser gewickelt L7 -12 Wdg., 0,5-mm-CuL, auf Dom 5 mm Durchmesser gewickelt L10/L20 sind HF-Übertrager mit Doppellochkem (Typ 5171.3-1112.65) LlOb - 1 Wdg., 0,14-mm-CuL; LlOc - 5 Wdg., 0,14-mm-CuL L20b - 1 Wdg., 0,14-mm-CuL; L20c - 3 Wdg., 0,14-mm-CuL 209 L3/C6) ist die 2. Verstärkerstufe angekoppelt. Die optimale Kopplung des kapazitiv gekoppelten Bandfilters geschieht über C K (etwa 1 pF bei Kanal 1Z und etwa 2,2 pF bei Kanal 5). Zur Auskopplung wird ein Bandpaßfilter (LAICI - L5/C8) eingesetzt. Tabelle 1 zeigt die erzielbaren Verstärkungs¬ und Rauschkennwerte. Für den Aufbau benutzt man eine Leiterplatte nach Bild 8. Die Bauele¬ mente CI, CA, LI, VT1, C K , VT2, LA und L5 sind auf der Leiteiseite, alle anderen auf der Bestückungsseite der Leiterplatte angeordnet (s. auch Bild 9). Beim Einbau in ein allseitig geschlossenes Metallgehäuse ist den Abschirmwänden besondere Beachtung zu schenken, sie sind allseitig zu verlöten. Bild 10 zeigt den Verstärker ohne Gehäuse. Den Abgleich nimmt man mit einem Selektografen auf optimale Bandbreite vor. LI ist abschlie¬ ßend auf optimales Rauschmaß abzugleichen. Bild 11 stellt einen Breitbandverstärker für den UHF-Bereich mit einer Verstärkung von etwa 24 dB dar. Über ein Hochpaßfilter wird die Anten¬ nenspannung dem in Emitterschaltung arbeitenden Transistor VT1 zuge¬ führt. Über eine Anpaßschaltung (L2, L3) wird VT2 angesteuert, der eben¬ falls in Emitterschaltung arbeitet. Zur Vermeidung von Schwingungen im oberen UHF-Bereich sind an beiden Transistoren über die Kollektoran¬ schlüsse Drosselperlen (Typ 5112.3-2116.66) aufgeschoben. Mit RI bzw. R2 werden die Arbeitspunkte von VT1 bzw. VT2 eingestellt. Bild 12 zeigt den Frequenzgang des Verstärkers, das Maximum der Verstärkung ist mit L2/L3 und L4/L5 auf die obere Hälfte des Femsehbands IV festgelegt. Das Rauschmaß liegt bei etwa 5 dB bei einer Meßfrequenz von 550 MHz. Die Schaltung baut man auf einer doppeltkaschierten Leiterplatte gemäß Bild 3 auf der Leiterseite mit der Bestückung nach Bild 13 auf. Die glatte Rückseite ist als Massefläche ausgebildet, alle Massepunkte sind durchzu¬ kontaktieren. Der Verstärker muß in ein allseitig schließendes Metallge¬ häuse eingesetzt werden. Wichtig ist der Einbau der Trennwände zwischen zur CI Antennen- °HI weiche nach ln BiU 1 LI SWdg. L2 13M&. Of-mm-CuL Dom 3 mm Durchmesser zum Empfänger mit RI RIO ZW ’CS \ 03 HHHH ln n lOn RTIlplOO VmA +19V mitRZ einstellen Bild 2 Breitbandverstärker für den Frequenzbereich von 10 bä 300 MHz, mit Anhebung der Verstärkung im Femsehband III 210 den einzelnen Stufen. Bild 14 gibt einen Verstärker ohne Gehäuse wieder. Aus Bild 15 ist das Zusammenschalten des VHF- und des UHF-Verstärkers an eine gemeinsame Zuleitung zum Empfänger ersichtlich. Der Selektivverstärker für den UHF-Bereich ist in konventioneller Tech¬ nik, d.h. ohne Leiterplatte aufgebaut. Bild 16 zeigt den Stromlaufplan. Um eine hohe Selektion zu erzielen, wird über ein induktiv gekoppeltes Bandfil¬ ter (LI, CI, L2, L3 und C2) an die in Emitterschaltung arbeitende Verstär¬ kerstufe VT1 eingekoppelt. Zur optimalen Anpassung des Transistors an den Ausgang ist zur Auskopplung ein n-Filter (C4, L4, C5) vorgesehen. Um den Einfluß der Kapazitäten von R 2 und Ä3 zu verringern, ist je 1 An¬ schlußdraht der Widerstände als Drossel auf einen Dorn mit 2 mm Durch¬ messer gewickelt. Der Windungsabstand entspricht etwa der Drahtstärke. 211 Bild 4 Bestückungsplan zur Leiterplatte nach Bild 3 für den VHF-Verstärker (Bild 2) V'miB U a inV B ild 6 Linearität der Ausgangsspannung des Ver¬ stärkers nach Bild 2 bei einer Meßfrequenz von 145 MHz Tabelle 3 Spulenwerte zu Bild 7 II - 5 Wdg., 0,5-mm-CuL, Spulenkörper Sl, Keramaterial: Manifer 320 12-3 Wdg., 1,0-mm-CuAg, Dom 5 mm Durchmesser, Spulenlänge 10 mm 13 - wie 12 14 - wie 12, Anzapfung 1 % Wdg. vom kalten Ende 15 - 3% Wdg., 0,5-mm-CuL, Spulenkörper Sl, Kemmaterial: Manifer 320 212 213 Bild 9 Bestückungsplan zur Leiterplatte nach Bild 8 Mit einem KT3101A-2 für VT1 wurden bei 550 MHz etwa 17 dB Verstär¬ kung bei einem Rauschmaß von 4,5 dB erzielt. Die -3-dB-Bandbreite be¬ trägt etwa 20 MHz. Bild 17 zeigt einen Aufbauvorschlag im Maßstab 2:1. Als Gehäusemate¬ rial läßt r sich Kupferblech oder verkupfertes oder versilbertes Messingblech einsetzen. Alle Bauelemente sind so kurz als möglich einzulöten. Beide Emitteranschlüsse von VT1 müssen mit der gesamten Länge gut aufgelötet sein. Bei Selbsterregung der Stufe ist auf den Kollektoranschluß von VT1 eine Drosselperle aufzuschieben. Obwohl die beschriebenen Verstärkerstufen geringes Rauschen und eine ausreichende Verstärkung erzielen, gilt auch im Femsehbereich, daß eine optimale Antennenanlage der beste HF-Verstärker ist. 214 KT 3101A-2 CB KT372b 0 1Q Bild 11 Breitbandverstärker für den UHF-Bereich Tabelle 4 Spulenwerte zu Bild 11 LI - 1,5 Wdg., 0,5-mm-CuL; L4 - 1,5 Wdg., 0,5-mm-CuL L2 - 1,5 Wdg., 0,5-tmn-CuL; LS - 4,5 Wdg., 0,5-mm-CuL L3 - 4,5 Wdg., 0,5-mm-CuL; alle über Dom 3 mm Durchmesser gewickelt (— terstärker nach l— BMI VHF- L1 - L2 3Wdg.fi5-mm-CuL, Dorn- L3 2filVdg.,0,5-mm-CuL, Dorn = 13mm UHF- Antenne - zum Empfänger Bild 15 Zusammenschaltung von VHF- und UHF-Verslärker an eine ge¬ meinsame Anlennenableitung 216 Bild 14 Ansicht des Laboraufbaus des UHF-Verstärkers Bild 16 Selektivverstärker für den UHF- Bereich Tabelle 5 Bauelementewerte zu Bild 16 VT1 - KT3101A-2 RI, Ri - 1,5 kO R2 - 270 kO (damit 7 e = 3 mA abgleichen) CI, C2 - Lufttrimmer 8205 (3 bis 12 pF) C3 - Scheibenkondensator 100 pF C4 - Trimmer 3 bis 12 pF CS - Trimmer 4 bis 20 pF C6, C7 - DurchführungsTonJensator 3,3 nF C8 - Scheibenkondensator 68 pF Bild 1 7 Außauvorschlag ßr einen UHF-Selektiv-Verstärker Tabelle 6 Spulenwerte zu Bild 17 LI - 1,5-mm-CuAg, 20 mm lang L2 - 1,0-mm-CuAg, 12 mm x 5 mm x 12 mm Li - 1,5-mm-CuAg, 17,5 mm lang L4 - 1,5-mm-CuAg, 20 mm lang Der Abstand vom Gehäuseboden ist 5 mm Anzapfung für LI bei etwa 7,5 mm L5/L6 siehe Text 217 Literatur [1] S. Henschel, Breitbandverstärker mit konstantem Eingangswiderstand, Elektroni¬ sches Jahrbuch 1988, Seite 000, Berlin 1987. [2] S. Henschel, Breitbandverstärker mit einstellbarer Bandbreite, Elektronisches Jahr¬ buch 1985, Seite 177, Berlin 1984. ELEKTRONIK-SPLITTER Überwachung des Akkumulatorladezustands Der untenstehende Stromlaufplan eignet sich zur Überwachung des Ladezustands einer Kfz-Akkumulatorenbatterie. Die Leuchtdiode VD2 leuchtet auf, wenn die Akku- mulatomennspannung unterschritten wird. Solange die Bätteriespannung größer ist wie die Durchbruchspannung der Z-Diode VD1, fließt ein ausreichender Strom zur Basisansteuerung von VT1, so daß VT2 sperrt, VD2 bleibt dadurch dunkel. Wird die eingestellte Nennspannung nur geringfügig unterschritten, reicht der Steuerstrom nicht mehr aus, VT1 sperrt, und VT2 geht in den leitenden Zustand über. Dadurch leuchtet die Leuchtdiode VD2 auf. Der Stromverbrauch der Schaltung beträgt nur we¬ nige Milliampere bei dunkler Leuchtdiode. ' K.H.S. 218 Ing. Dieter Müller Elektronische Kfz-Kontrollgeräte mit LED-Anzeige Beim Betrieb eines Kraftfahrzeugs ist die Kenntnis einiger physikalischer Größen von Bedeutung, die durch die Standardausrüstung des Fahrzeugs nicht oder nur unvollkommen kontrolliert und signalisiert werden. Mit rela¬ tiv einfachen Mitteln lassen sich die Motordrehzahl, Batteriespannung und -ladestrom sowie die Ströme einiger wichtiger Verbraucher messen und an- zeigen. Es genügt dabei eine relativ geringe Genauigkeit. Ein Messen des Ladestroms der Batterie, z.B. mit einer Genauigkeit von etwa 20%, wäre un¬ gleich genauer als die bloße Anzeige durch das Verlöschen der Ladekon¬ trollampe. Damit wird lediglich angezeigt, daß die Spannung der Licht¬ maschine annähernd die Höhe der Batteriespannung erreicht hat. Ein Ladestrom muß dabei aber durchaus noch nicht fließen. Als Anzeigeelemente könnten Drehspulmeßgeräte eingesetzt werden. Übliche Drehspulmeßwerke sind aber dem rauhen Betrieb im Kfz, beson¬ ders den Erschütterungen nicht gewachsen und fallen meistens nach kurzer Betriebszeit aus. Dieser Umstand und die geringe erforderliche Genauigkeit sprechen für den Einsatz von LED-Anzeigeelementen mit dem A 277D als Ansteuerschaltkreis. Drehzahlmesser mit LED-Leuchtbandanzeige wurden in [1] und [2] ausführlich beschrieben. Im vorliegenden Beitrag werden er¬ probte Schaltungen zur Messung der Batteriespannung und von Strömen behandelt. Dabei wird auch auf spezielle Probleme eingegangen, wie Be¬ trieb der verwendeten Schaltkreise mit niedriger Betriebsspannung, die z.B. beim Einsatz der Schaltungen in älteren Trabant-Modellen auftreten. Kontrollschaltung für die Betriebsspannung einer 12-V-Anlage Bild 1 zeigt eine einfache Schaltung zur Kontrolle der Batteriespannung einer 12-V-Anlage. Die Batteriespannung + U B wird der Schaltung bei ein¬ geschalteter Zündung (Klemme 15 des Kfz) zugeführt. Eine 15-V-Z-Diode VD1 begrenzt gemeinsam mit R7 die Betriebsspannung des A 277D auch bei extrem hoher Lichtmaschinenspannung. Mit VD2 wird die Referenz¬ spannung für den A277D von etwa 6,2 V erzeugt. Sie wird dem Anschluß 3 des IS für die maximale Referenzspannung direkt zugeführt. Der An¬ schluß 16 erhält die minimale Referenzspannung von etwa 3,4 V über den 219 R7 33/W Bild 2 Prinzipschaltung eines A 271D mit 12 angeschlossenen LEDs in Punktbetrieb. RI' kann entfallen, wenn die Z-Diodenspannung 6,2 V nicht übersteigt Spannungsteiler R2/R3. Die Spannungsdifferenz zwischen beiden Refe¬ renzspannungseingängen beträgt somit etwa 2,8 V. Die zu messende Span¬ nung + {/„ wird durch den Spannungsteiler R4/R5/R6 auf etwa 30% ihres Wertes heruntergeteilt und dem Steuereingang 17 zugeführt. Die Funktionsweise des A 277 D sei kurz erwähnt. Für weitergehende In¬ formationen wird auf die entsprechende Literatur verwiesen [3], Bild 2 zeigt die Prinzipschaltung eines A277D mit 12 Leuchtdioden im sogenannten Punktbetrieb. Wie bei den im vorliegenden Beitrag beschriebenen Schal- 220 tungen werden die Referenzspannungen t/ reftn „ und U refmin durch eine Z- Diode mit anschließendem Spannungsteiler aus der Betriebsspannung U B gewonnen. Die Spannung am Steueranschluß 17 wird mit den Referenz¬ spannungen [/ refin m und U„ ft,,* verglichen. Wird die Spannung am Steuer¬ eingang 17 von einem Wert, der etwa der minimalen Referenzspannung entspricht, bis auf die Größe der maximalen Referenzspannung erhöht, so leuchten nacheinander die mit den Anschlüssen 15 bis 4 des IS verbunde¬ nen Leuchtdioden Hl bis H12 auf. Die dabei zwischen den Anschlüssen 15 und 14 auftretende Spannung entscheidet über eine interne Kontrollschal- tung des IS, ob jeweils nur eine Diode leuchtet (Punktanzeige). Das ge¬ schieht, wenn die Spannung zwischen den Anschlüssen 14 und 15 kleiner als etwa 1V ist. Liegt diese über etwa 1,5 V, schaltet der IS auf «Bandbe¬ trieb». In diesem Fall leuchten entsprechend der Höhe der Steuerspannung mehrere (räumlich neben- oder übereinander angeordnete) Leuchtdioden auf. Bei Punktbetrieb und sofern entsprechend Bild 2 alle 12 möglichen LEDs angeschlossen sind, leuchtet jede Diode bei einer Steuerspannung (Anschluß 17) auf, die jeweils um etwa / n der Differenz A U von maximaler und minimaler Referenzspannung höher ist als die minimale Referenzspan¬ nung. Beträgt diese z. B. 2 V, die maximale 5,6 V, ergibt sich die Differenz¬ spannung A U zu: A U Lfefinax Urefinin» AU = 5,6-2 = 3,6 V. Daraus resultiert: AI/_3,6V 12 12 ’ Eine am Anschluß 15 angeschlossene LED leuchtet dann bei einer Steuer¬ spannung U Si von etwa 2 bis 2,3 V, die nächste, am Anschluß 14, bei etwa 2,3 bis 2,6 V usw. Durch Parallelschaltung von Ausgängen (Bild 1 und Bild 4) kann erreicht werden, daß die jeweils angeschlossene LED über mehrere Spannungsintervalle leuchtet. Bei 2 parallelgeschalteten Ausgän¬ gen würde dem Beispiel entsprechend die angeschlossene LED während eines Steuerspannungsintervalls von aufleuchten. In der Schaltung nach Bild 1 wird Punktanzeige mit teilweise parallelge¬ schalteten Ausgängen angewendet. Den Normalzustand der Batteriespan¬ nung in einem Bereich von 12,5 bis 14,3 V signalisiert die grüne LED H3. Dabei erreicht man den relativ breiten Bereich für die Anzeige durch die Parallelschaltung der Anschlüsse 11 und 12. Eine geringfügige Überspan¬ nung von 14,2 bis 15,2 V zeigt die gelbe LED H4 an, die nur durch den Ausgang 10 angesteuert wird. Spannungen über 15,2V meldet die rote LED H5, die durch die Ausgänge 5 bis 9 betrieben wird. Bei einer geringfü¬ gigen Unterspannung von 11,6 bis 12,5 V leuchtet die gelbe LED H2, die 221 U B ln V Bild 3 Größe des Stroms I„ durch die LEDs Hl bis HS in Abhängigkeit von der Höhe der kontrollierten Spannung (U t = 12 V), entsprechend der Schaltung Bild 1 nur mit dem Ausgang 13 verbunden ist. Spannungen von weniger als 11,6 V bis unter 10 V meldet die rote LED Hl, durch die Ausgänge 15 und 14 an¬ gesteuert. Bild 3 zeigt den Strom durch die LEDs Hl bis H5 in Abhängig¬ keit von der kontrollierten Batteriespannung U„ entsprechend Bild 1. Mit RS lassen sich die Anzeigebereiche der Leuchtdioden nach höheren oder niedrigeren Werten der zu kontrollierenden Spannung verschieben. Ebenso ist es möglich, Anzeigebereiche durch Parallelschaltung von weiteren LED- Ausgängen des A 277 D zu verbreitern. Aus Bild 3 ist zu erkennen, daß sich die Leuchtbereiche zweier benachbarter LEDs überschneiden. Es beginnt bei steigender Steuerspannung durch H2 schon ein Strom zu fließen, noch ehe Hl stromlos geworden ist. Der Grad der Überschneidung ist von der Größe der Differenz der beiden Referenzspannungen AU abhängig. Bei Werten von AU » 1,2 bis 2 V ist der Leuchtübergang fließend, bei größerem AU (a4 V) dagegen entsteht ein «springender» Leuchtübergang von einer Leuchtdiode zur nächsten. Ein fließender Leuchtübergang hat den Vorteil, daß mindestens eine Diode immer leuchtet und das gleichzeitige Leuchten zweier benachbarter Dioden einen Zwischenwert signalisiert, was einer Er¬ höhung der Anzeigegenauigkeit gleichkommt. Kontrollschaltung für die Betriebsspannung einer 6-V-Anlage Bild 4 zeigt eine Schaltung zur Kontrolle der Batteriespannung einer 6-V- Anlage. Bei prinzipiell ähnlichem Aufbau wie nach Bild 1 ergeben sich durch die niedrige Betriebsspannung einige Besonderheiten. Der A277D benötigt für den Punktanzeigebetrieb den Kenndaten nach eine-minimale 222 rt ge gn ge rt *3,1... 3.OV 4x$ZX2V1 Schaltung zur Kontrolle der Span¬ nung einer 6-V-Batterie mit LED- Anzeige in Punktbetrieb Hl fl H2 I H3 Hb | H5 Hot llßeto n Grün Gelb I Hot S 10 U B inV Bild5 Größe des Stroms /„ durch die LEDs Hl bis HS in Abhängigkeit von der kontrollierten Spannung (U t = 6 V), entsprechend der Schaltung Bild 4 Betriebsspannung von 5,5 V. Die maximale Referenzspannung soll um 3 V niedriger liegen, sie dürfte dann nicht größer als 2,5 V sein. Erfahrungsge¬ mäß sind diese Kenndaten mit großer Sicherheit angegeben und können, da sie nicht zu Überlastungen führen, geringfügig über- bzw. unterschritten werden. Erfahrungsgemäß arbeitet der A 277 D noch mit Betriebsspannun¬ gen, die knapp unter 5 V liegen sowie mit einer maximalen Referenzspan¬ nung, die nur um etwa 2 V kleiner ist. Im Mustergerät wird eine {naximale Referenzspannung von etwa 3 V verwendet, wofür «normale» Z-Dioden nicht zur Verfügung stehen. Dafür wird eine Reihenschaltung von 4 Z-Dio¬ den SZX21/1, die in Durchlaßrichtung betrieben werden, eingesetzt (VD1 bis VD4). Um eine hinreichende Stabilität zu erzielen, muß dabei ein we¬ sentlich größerer Strom durch die Dioden fließen als bei üblichen Z-Dio- den. Dabei ist die Spannung über VD1 bis VD4 in höherem Maß vom Diodenstrom abhängig als bei «echten» Z-Dioden. Ein Anstieg der Be¬ triebsspannung von 5,5 auf 8,5 V (entsprechend Bild 4) hat einen Anstieg des Diodenstroms von etwa 30 mA auf 60 mA zur Folge. Die Spannung über den Dioden steigt dabei von 3,1 V auf etwa 3,35 V. Die minimale Refe¬ renzspannung von etwa 1,1V wird durch den Spannungsteiler R2/R3 ge¬ wonnen. Da der A277D bei den kleinsten zu kontrollierenden Spannungen eine Betriebsspannung erhält, die schon unterhalb der zulässigen Mindest¬ größe liegt, kann die LED Hl nur durch einen Ausgang angesteuert werden. Beim weiteren Absinken der Batteriespannung unter 5 V leuchtet Hl noch so lange, bis bei etwa 4,2 V die Funktion des IS vollständig aussetzt. Da¬ durch ergibt sich für Hl auch bei Benutzung nur eines Ausganges des IS ein relativ breiter Anzeigebereich. Die übrigen Leuchtdioden sind ähnlich wie bei der 12-V-Version angeschlossen, nur um jeweils einen Ausgang ver¬ setzt. Bild 5 zeigt den Stromverlauf durch die Dioden Hl bis H5 in Abhän¬ gigkeit von der kontrollierten Batteriespannung. Bedingt durch di« niedrige Differenzspannung A U von nur 2 V ergibt sich ejn fließender Leuchtüber¬ gang zwischen den LEDs, der noch ausgeprägter ist als bei der 12-V-Anlage. Ein Betrieb des A 277 D knapp außerhalb der garantierten Kenndaten fin¬ det nur bei extrem niedrigen Batteriespannungen statt. Von 5,5 V an auf¬ wärts liegt sie schon im zulässigen Bereich. Ab 6 V werden auch die Grenz¬ werte bezüglich der maximalen Referenzspannung eingehalten. Gegebe¬ nenfalls kann diese durch Weglassen einer der Dioden (z. B. VD4) auf etwa 2,4 V verringert werden. Die Schaltung hält dann von einer Batteriespan¬ nung von 5,5 V an alle Daten ein. RI ist dabei auf 82 bis 100 fl zu vergrö¬ ßern. Die minimale Referenzspannung liegt bei 0,8 V. Daraus ergibt sich AI/ zu etwa 1,6 V, womit sich ein deutlich fließender Leuchtübergang ein¬ stellt. Für VD1 usw. kann an Stelle der SZX 21/1 nahezu jeder Typ der SI- Dioden verwendet werden, die einen Durchlaßstrom von 100 mA vertragen, wie die SAY12, SAY17, SAY18 usw. Reicht bei der Inbetriebnahme der Einstellbereich von R 5 nicht aus, um die gewünschten Anzeigebereiche der LEDs zu erhalten, sind gegebenenfalls die Spannungsteilerwiderstände RA bzw. R6 zu ändern. Das gilt sinngemäß für alle beschriebenen Schaltungen. Hinweise für den Aufbau Die Schaltung baut man zweckmäßig auf einer kleinen Universalleiterplatte auf, die mit entsprechenden Abstandsrollen hinter einer Frontplatte aus Hartpapier oder ähnlichem befestigt wird, durch die die LEDs hindurchra¬ gen. Bild 6 zeigt einen Vorschlag zur Anordnung der LEDs in der Front¬ platte. Bild 6 a gilt für den Aufbau mit den Typen VQA 13, VQA23 und VQA 33 mit rundem Gehäuse und 5 mm Durchmesser. Ein optisch günsti¬ ger Aufbau ergibt sich bei Verwendung der runden VQA 23 (grün) und der rechteckigen VQA 14 (rot) und der VQA 34 (gelb), siehe Bild 6b. Die in der Mitte befindliche (runde) grüne LED H3 zeigt den Normalzustand an. Die als «senkrechte Achtungszeichen» angeordneten gelben LEDs H2 und H4 224 IW 13-1 /4> . 5 $j^-H5,RafXnSt~ ; VQA n VQA 33 VQA3Q. VQA 23 (^y~~H3, 6rün—(^) VQA 23 VQA 33 | VQA 3* VQA13-1 Rot-vm VQA14 a) b) Bild 6 Anordnung der Anzeigeelemente Hl bis HS entsprechend den Schaltun¬ gen Bild 1 und Bild 4 in der Front¬ platte: a - bei Verwendung der LEDs VQA 13/23/33, b - bei Ver¬ wendung der LEDs VQA 14/23/34 signalisieren eine noch relativ ungefährliche Unter- bzw. Überspannung. Die als waagerechte «Sperrbalken» zu verstehenden roten LEDs zeigen an, daß die zulässige Batteriespannung merklich unter- bzw. überschritten wird und die Fahrt unterbrochen werden sollte. Kontrollschaltung für den Batterieladestrom bei einer 12-V-Anlage Mindestens ebenso wichtig wie die Kenntnis des Ladezustands der Batterie ist es, zu wissen, daß und in welchem Maß die Batterie während der Fahrt von der Lichtmaschine geladen wird. Bild 7 zeigt eine Schaltung zur Kon¬ trolle des Batterieladestroms bei einer 12-V-Anlage. Zur Anzeige verwendet man eine Schaltung mit dem A 277D in Bandanzeigebetrieb. Mit steigen¬ der Steuerspannung (Anschluß 17) werden, sobald diese die Größe der mi¬ nimalen Referenzspannung überschritten hat, die LEDs 'Hl bis H12, mit Hl beginnend, angesteuert. Zunächst leuchtet Hl, danach kommt H2 hinzu, ohne daß Hl verlischt, dann H3 usw. Die letzte Diode H12 leuchtet dann auf, wenn die Steuerspannung die Größe der maximaleg Referenz¬ spannung erreicht hat. Bei einer Anordnung der LEDs dicht beieinander in einer geraden oder z. B. auch kreisförmigen Linie entsteht der Eindruck eines leuchtenden Bandes, der der Schaltung den Namen gab. Der Anzeigeteil entspricht bis auf den vorstehend beschriebenen Bandanzeigebetrieb der Schaltung nach Büd 1. Damit können nur Spannungen in der Größe von einigen Volt ge¬ messen bzw. kontrolliert werden, deren Minuspol außerdem mit der Fahr¬ zeugmasse verbunden ist. Es soll aber ein Strom in der Plus-Leitung gemes¬ sen werden, die das extrem entgegengesetzte Potential gegenüber der Fahrzeugmasse führt. Zur Messung des Ladestroms wird der Spannungsabfall über dem Haupt¬ kabel zum Pluspol der Batterie ausgenutzt [1]. Der Leitungswiderstand die¬ ses Kabels, das normalerweise vom Anlasser zur Batterie führt, liegt bei einer 12-V-Anlage zwischen 1,5 und 2,5 mO. Bei einem Ladestrom von 225 +U S 8 + 5,7 V Bild 8 Hilfsschaltung zur Einstellung der Stromkontrolischaltungen nach Bild 7 und Bild 9 I j, = 30 A ergibt sich ein Spannungsabfall U L von 45 bis 75 mV. Zur Um¬ wandlung dieser relativ kleinen, quasi symmetrischen Spannung in eine we¬ sentlich größere, unsymmetrische Spannung, mit der der A 277 D ausge¬ steuert werden kann, wird ein Operationsverstärker (OPV) eingesetzt. Besonders geeignet sind die Typen mit herausgeführten Anschlüssen für die Offsetkompensation, wie die B 081D und B 061 D [4], die sich für den Ein¬ satz in der Schaltung Bild 7 eignen. Für die 6-V-Variante (Bild 8) kommt nur der B 061D in Frage. Die dem Ladestrom annähernd proportionale Spannung U L wird den bei¬ den Eingängen des OPV über die Spannungsteiler RI/R2, bzw. R4/R3 zu- gefuhrt. Die symmetrische Eingangsspannung U2/1 ergibt sich bei Ver¬ nachlässigung von RS mit U L = 45 mV zu: t/2/3 = U L - R2 + R3 R1 + R2 + R3 + R4 = 45 mV • 2,4 kO 7,2 kO 15 mV. Zur Aussteuerung des A277D wird eine Spannung benötigt, die etwa der Differenz A U von minimaler bis maximaler Referenzspannung entspricht, in der Schaltung Bild 7 etwa 2 bis 5 V. Die Eingangsspannung des OPV muß auf die Größe der Differenzspannung At/5V-2V = 3V verstärkt werden. Es ergibt sich eine benötigte Verstärkung K u des OPV zu K u ® AU 1/2/3 3 V 15 mV = 200 . In der Schaltung Bild 7 erhält man die Verstärkung angenähert aus R8 + R9 ^ R6 + (RI|| R2) ‘ 227 Mit Ri = 350 kn kann dieser Verstärkungsgrad realisiert werden ,, 220 kO + 350 kn 570 kn ... “ 2 kn + (2,4 kn II 1,2 kn) 2,8 kn Ist der Spannungsabfall U L auf Grund eines höheren Leitungswiderstands oder einer höheren Grenze des zu kontrollierenden Stromes größer, so muß man eine entsprechend kleinere Verstärkung wählen und gegebenenfalls für Ri einen Einstellregler von 250 kQ einsetzen. Prinzipiell ist einer kleineren Verstärkung der Vorzug zu geben. Dadurch erhöht sich die Stabilität der Schaltung, und die noch zu beschreibende Einstellung der Gleichtaktunter¬ drückung wird unkritischer. Über die Eingangsspannungsteiler R1/R2 und R4/R3 wird den Eingän¬ gen des OPV nicht nur der Spannungsabfall über dem Batteriekabel, son¬ dern auch die um ein Vielfaches größere Batteriespannung U B zugefühft. Betrachtet man eine Schwankungsbreite von U B von 11V bis 16 V, ergibt sich nach Abgleich mit R5 (1/2 = 173) eine Gleichtakteingangsspannung zu 172 = 1/3 = 17, = 11V R 2 R1+R2 1,2 kn 1,2 kO + 2,4 kO = n B R3 + R4 = 3,67 V. Bei 17 B = 16 V erhält man 1/2 = 173 = 5,33 V. Für den OPV B 081D gilt die Bedingung, daß die maximale Eingangsspan¬ nung 172 und 173 nicht größer sein soll als die positive Betriebsspannung + 17,, vermindert um 4 V {U2 mtx = +17,-4 V). Da die negative Betriebs¬ spannung -17, auf Massepotential des Fahrzeugs liegt, ist für +17, die Span¬ nung der Z-Diode VD1 von etwa 9,1 V einzusetzen: t72/3 MI = 9,lV-4V = 5,lV. Die minimale Eingangsspannung soll um 4 V über der negativen Betriebs¬ spannung -17, liegen (172/3 min = -17, + 4 V). Da -17, dem Massepotential des Fahrzeugs entspricht, ergibt sich 172/3 min = 4 V. Im betrachteten Batte¬ riespannungsbereich von 11 bis 16 V werden diese Grenzwerte mit 5,33 und 3,67 V nur imwesentlich über- bzw. unterschritten. Erfahrungsgemäß lassen sich die OPVs der BOSODrReihe mindestens bis zu Eingangsspannungs¬ werten von 172/3 min = -17, + 3 V bis 17273 m« = 17, - 3 V betreiben. Im vor- 228 liegenden Fall bedeutet das einen Arbeitsbereich von U ^2/3 mill = 3V bis (72/3 m „ = 6,1V. Damit ist ein Betrieb im Batteriespannungsbereich von etwa 9,5 bis 18 V möglich. Beim OPV B 061D liegen die entsprechenden garantierten Grenzwerte bei + U, - 2,5 V und -U, + 2,5 V, die im vorliegenden Fall mit Sicherheit eingehalten werden. Da die Schaltung zur Kontrolle des Ladestroms, nicht aber zur Span¬ nungsüberwachung eingesetzt werden soll, darf eine Änderung der Batterie¬ spannung keinen Einfluß auf die Anzeige haben. Eine gleichzeitige Ände¬ rung der Spannung an beiden Eingängen des OPV darf also keinen Einfluß auf den Ausgang haben. Ihrer inneren Schaltung nach sind die OPVs so aufgebaut, daß sie gleich große, gleich phasige Signale an beiden Eingängen nicht oder nur sehr wenig verstärken. In den Kenndaten wird als Maß für dieses Verhalten die Gleichtaktunterdrückung angegeben. Mit R 5 wird die Spannung an beiden Eingängen auf gleiche Größe eingestellt. Durch eine weitere Korrektur mit R5 läßt sich die verbleibende unerwünschte Gleich¬ taktverstärkung zumindest teilweise kompensieren. Zum Abgleich der Schaltung schaltet man entsprechend Bild 8 an Stelle des Leitungswiderstands Ä L einen Ersatzwiderstand Ä L ' von etwa 1 fl ein. Die schwankende Spannung der Kfz-Batterie wird durch eine veränderbare Spannungsquelle' U B von etwa 20 V nachgebildet, die man an die Span¬ nungsteilerwiderstände R1/R2 und R4/R3 legt. In den Widerstand Ä L ' wird von einer zweiten Spannungsquelle ein Strom I L ' eingespeist, der an R t ' einen Spannungsabfall U L ' von der gleichen Höhe erzeugt, wie er auch am Starterkabel zu erwarten ist. Der Einstellregler R 10 für den Offsetab- gleich steht zunächst in Mittelstellung. Mit RS optimiert man die Gleich¬ taktunterdrückung. Dabei wird RS so eingestellt, daß die Ausgangsspan¬ nung des OPV U A trotz Änderung von U B ' zwischen 11 und 16 V konstant bleibt. Dabei ist es unwichtig, welchen Wert U A hat. Mit RIO wird bei feh¬ lendem / L ' eine Ausgangsspannung U A eingestellt, die der minimalen Re¬ ferenzspannung, im vorliegenden Fall etwa 2 V entspricht. Dabei darf noch keine LED leuchten. Danach kontrolliert man die Gleichtaktunterdrückung durch Änderung von U B und korrigiert notfalls mit R5, worauf der Offset- abgleich nachgestellt wird. Ist die Gleichtaktunterdrückung hinreichend op¬ timiert (ein geringfügiger Einfluß der Batteriespannung von - die Anzeige kann in Kauf genommen werden), stellt man mit RS die Ver¬ stärkung des OPV ein. Erwartet man bei dem maximal zu messenden Lade¬ strom über das Batteriekabel einen Spannungsabfall U L von z. B. 45 mV, so wird dieser in der Schtltung nach Bild 8 durch einen Strom I L ' von 45 mA durch R l ' von 10 nachgebildet. Mit RS stellt man die Meßanordnung auf Vollausschlag ein, wobei die Ausgangsspannung UA' * 5 V betragen und alle 12 LEDs leuchten sollen. Wird der Strom I L ’ auf 22,5 mA verringert, dürfen nur noch 6 LEDs leuchten usw. Bei fehlendem Eingangssignal wer¬ den die Gleichtaktunterdrückung und die Ausgangsspannung U A des OPV kontrolliert und gegebenenfalls korrigiert. Nach Einbau in das Kfz kann die 229 Schaltung durch Messung des realen Ladestroms mit einem Vergleichsin¬ strument kontrolliert, und die Einstellungen können notfalls geringfügig korrigiert werden. Kontrollschaltung für den Batterieladestrom bei einer 6-V-Anlage Bild 9 zeigt eine Kontrollschaltung für den Ladestrom bei einer 6-V-Kfz- Anlage. Die Funktionsweise ist prinzipiell die gleiche wie bei der 12-V-An- lage (Bild 7). Es müssen nur, wie bei der Schaltung nach Bild 4, die mit der niedrigen Betriebsspannung zusammenhängenden Schwierigkeiten bewäl¬ tigt werden. Beträgt diese etwa 6 V, so kann mit dem A277D ein Bandan¬ zeigebetrieb mit 12 LEDs nicht realisiert werden, da bei einer Flußspan- nung der LEDs von U F *» 2 V an der Reihenschaltung von 4 LEDs etwa 8 V abfalien würden. Einen Kompromiß stellt die in [5] angegebene Schaltung für den Bandbetrieb bei niedrigen Spannungen dar. In dieser Schaltung sind jeweils 2 LEDs in Reihe geschaltet, die mit jeweils 2 parallelgeschalte¬ ten Ausgängen in Verbindung stehen. Auf diese Weise ergibt sich eine Leuchtbandanzeige mit 6 LEDs. Zur Sicherstellung des Bandbetriebs muß zwischen Anschluß 14 und 15 eine Spannung von 1,5 V bestehen. Diese wird durch 3 in Reihe geschaltete Dioden VD2 bis VD4 (z.B. SAY17) reali¬ siert. Eine Z-Diode VD1 liefert eine stabilisierte Spannung von nur 5,1 V als Speisespannung für den OPV, der deshalb ein B 061D sein sollte. Über den Spannungsteiler A 13/A 14/A 15 werden daraus die Referenzspannun¬ gen i/ refm „ «■ 3,4 V und (/«toi,,»1,8 V für den A 277D gewonnen. Die Span¬ nungsteilerwiderstände Al bis A4 sind wegen der niedrigeren Batteriespan¬ nung kleiner als bei der 12-V-Variante. Der oft kleinere Leitungswiderstand Ä L wird meistens durch den höheren Ladestrom ausgeglichen, so daß sich Leitungswidcrstand 1... 1,5mS U, *U„ 5,5.. ,3V Bild 9 Schaltung zur Kontrolle des Batterieladestroms bei einer 6-V-Kfz-Anlage mit LED- Anzeige in Bandbetrieb Überschlägig bei 4er 6-V-Anlage der gleiche Spannungsabfall U L über das Batteriekabel einstellt wie bei der 12-V-Anlage. Bei einem U L = 45 mV ergibt sich für 112/3 zwischen beiden Eingängen: um = R2 + R3 2 kfl Ul R1 + R2 + R3 + R4 45 5,6 kß 16,1 mV. Der A277D benötigt in der Schaltung nach Bild 9 eine Differenzeingangs¬ spannung AU von 3,4 V - 1,8 V = 1,6 V. Der OPV muß somit das Eingangs- 1,6 V Signal um V u = —- = lOOfach verstärken. Die gegenüber der 12-V-Vari- u,uiö v ante niedrigere Verstärkung resultiert hauptsächlich aus der kleineren Referenzspannung (AU). Die Oleichtakteingangsspannung beträgt bei einer minimalen Batterie¬ spannung von 5,5 V RI 1 kfl f/2/B min = 5,5 V - = 5,5 V - = i, 97 v - Bei £/ b max = 9 V wird 02,3 -“- 9V '2!sS- 5 ’ 2V Für den OPV B 061D ergibt sich bei einer Gesamtbetriebsspannung zwi¬ schen + U, und -U, von 5,1V ein zulässiger Aussteuerbereich von f/2/3 min = 2,5 V bis Um = 5,1 V - 2,5 V = 2,6 V. Dieser wird im be¬ trachteten Batteriespannungsbereich um etwa 0,6 V über- bzw. unterschrit¬ ten. Ähnlich wie beim B 081D sind auch diese Grenzen mit großer Sicher¬ heit angegeben, so daß ihre Überschreitung im angegebenen Umfang die Funktion nicht beeinträchtigt. Wegen der niedrigen Betriebsspannung sollten für Hl bis H6 nur solche Leuchtdioden verwendet werden, die eine kleine Durchlaßspannung U F auf¬ weisen, wie die (roten) VQA 13/ 13-1 und VQA 15. Da wegen der niedrigen Betriebsspannung das Leuchtband nur aus 6 LEDs besteht, ist die Anzeige¬ genauigkeit auch nur halb so groß wie bei der 12-V-Schaltung, gegenüber der herkömmlichen Anzeige mit der Ladekontrollampe aber ungleich ge¬ nauer. Das Einstellen der Empfindlichkeit, des Meßbereichs und der Gleicfataktunterdrückung geschieht sinngemäß wie bei der 12-V-Schaltung. Beide Schaltungen lassen sich auch zur Kontrolle anderer Ströme einset- zen. So kann z. B. R L ein Stück der Leitung sein, über die der Strom der Blinklampen an einer Fahrzeugseite fließt. Die Schaltung kann dann so eingestellt werden, daß der Strom nur einer Blinklampe (bei 6 V etwa 3,5 A) die l.LED zum Leuchten bringt, der Strom von 2 Lampen (7 A) die 2. auf- leuchten läßt und eine 3. Lampe bei Anhängerbetrieb eine 3. LED zuschal¬ tet. Um die Anzeigebereiche sicher gegeneinander abzugrenzen, kann man jede 2. LED, z. B. H2, H4 und H6, nach Bild 9 weglassen, zumal auch nur 3 Anzeigeelemente benötigt werden. Entsprechend läßt sich auch mit der Schaltung für 12 V verfahren. 231 Hinweise für den Aufbau der Schaltungen Der Betrieb von elektronischen Baugruppen im Kfz erfordert es, auf einige spezifische Besonderheiten Rücksicht zu nehmen. Bei einem eventuellen Kurzschluß von Teilen, die mit dem Pluspol der Batterie verbunden und nicht durch Sicherungen geschützt sind, können große Kurzschlußströme fließen, die zu Bränden und unter Umständen zum Totalschaden des Fahr¬ zeugs führen. Zum anderen können sich Zündimpulse sowie die Welligkeit und andere Störimpulse auf die Lichtmaschinenspannung störend auswir¬ ken. Bild 10 zeigt den zum sicheren und weitgehend störfreien Betrieb erfor¬ derlichen Aufwand, wobei normalerweise nicht alle eingezeichneten Kon¬ densatoren erforderlich sind. Der Schaltung nach Bild 10 ist die Stromkon- trollschaltung entsprechend Bild 7 zugrunde gelegt. Sie gilt sinngemäß für alle beschriebenen Schaltungen, wobei bezüglich Schaltungen nach Bild 1 und Bild 4 der Teil mit dem Operationsverstärker entfällt. Der strichpunk¬ tierte Teil befindet sich auf der Leiterplatte, gehört also unmittelbar zum Gerät, die übrigen Teile gehören zur Kfz-Anlage bzw. sind im Kfz anzu¬ bringen. Die Batteriespannung gelangt bei eingeschalteter Zündung (Klemme 15) über eine möglichst kurze Leitung (1,5 mm 2 ) und die Sicherung Fl mit möglichst kleiner Nennstromstärke zum Anschluß Xl/2 (Lötöse o, ä.) der Leiterplatte, wobei der Leitungsquerschnitt hinter der Sicherung kleiner sein kann. Die UKW-Drossel LI und der Kondensator CI sollen-Störungen von der Betriebsspannungsseite her femhalten. Der ohmsche Widerstand der Drossel sollte vemachlässigbar klein sein. Für nahezu alle Kondensato¬ ren gilt, daß sie einen hohen Isolationswiderstand aufweisen müssen. Ledig¬ lich C2, der nur bei 12-V-Schaltungen in Frage kommt, kann ein Elektrolyt¬ kondensator sein (falls überhaupt erforderlich).' Über die Spannungsteiler R1/R2 und R4/R3 fließt, wenn die Fahrzeug¬ batterie angeschlossen ist (Bild 7 und Bild 9), dauernd ein Strom von je¬ weils 2 bis 4 mA. Wird das Kfz täglich benutzt, könnte dieser in Kauf ge¬ nommen werden. Hat es einen Batteriehauptschalter, kann auch dieser Strom unterbrochen werden. Eine Möglichkeit, den Entladestrom zu ver¬ meiden bei gleichzeitiger Erhöhung der Sicherheit, bietet die Unterteilung der Spannungsteilerwiderstände RI und RA unter Zwischenschaltung eines Trennglieds X2 (Stecker oder Schalter). Die «obere» Hälfte von RI und R4 (9100 bzw. 1,2 kO) wird unmittelbar am Batteriekabel, normalerweise R4 am Anlasser und R1 an der Batterieklemme befestigt. Sollte ein Kurzschluß auftreten, so wird der Strom durch RI, bzw. R4 begrenzt. Bei (/ B = 12 V und RI = 1,2kO kann ein Strom von maximal 10mA fließen, der keine Gefahr darstellt. Die «untere» Hälfte von RI und R4 befindet sich auf der Leiterplatte. Die Verbindungsstelle X2 kann ein Stecker sein, der sich auch im Motorraum befindet oder ein Schalter auf der Leiterplatte. In jedem Fall muß die Kontaktgabe sicher und der Übergangswiderstand klein sein (meh¬ rere Kontakte parallelschalten). Die Kondensatoren C4 und C5 sollen Störungen vom Eingang des Ver- 232 stärkere femhalten. C6 läßt sich in den Gegenkopplungszweig des OPV schalten, und er verringert die Verstärkung bei hohen Frequenzen, wodurch an den Eingang gelangte Störimpulse gegenüber dem Gleichstromnutzsi¬ gnal abgeschwächt werden. Die Größen von C4, C5 und C6 sind durch Ver¬ such zu ermitteln, wobei C6 normalerweise nicht erforderlich ist. Im Be¬ darfsfall kann ein Siebglied R21/C7 vor den Steuereingang des A277D geschaltet werden. Bei den Schaltungen zur Spannungskontrolle nach Bild 1 und Bild 4 genügt CI. Außer dem Eingangsfilter Ll/Cl ist das die 233 einzige Schaltungsmaßnahme, die Störimpulse vom Steuereingang des A 277 D femhält. Der Spannungsabfall über R21 ist bei einem maximalen Steuerstrom von 2 pA nicht größer als 4 mV, er kann also vernachlässigt bzw. bei der Inbetriebnahme «eingeeicht» werden. Gegebenenfalls können die Referenzspannungen mit C8 und C9 entstört werden. Die Schaltung sollte man über Xl/1 mit der Fahrzeugmasse über eine möglichst kurze, dicke Leitung an einem günstigen Punkt, normalerweise mit dem Minuspol der Batterie, verbinden. Literatur [1] M. Rentzsch, Kfz-Elektronik, Amateurreihe electronica, Band 231, Berlin 1986. [2] H. Jakubaschk, Kraftfahrzeug-Drehzahlmesser mit Leuchtbandanzeige, radio fem- sehen elektronik 31 (1982), Heft 3, Seite 177 bis 179. [3] D. Dahms/H. Elschner/G. Rödig, LED-Ansteuerschaltkreis A277D, radio femse- hen elektronik 30 (1981), Heft 10, Seite 61S bis 618. [4] D. Müller, Moderne Operationsverstärker - einfacher Schaltungsaufbau, Elektroni¬ sches Jahrbuch 1987, Seite 181 bis 195, Berlin 1986. [5] D. Dahms/H. Elschner/G. Rödig, Spezielle Anwendungen der IS A 277 D, radio femsehen elektronik 31 (1982), Heft 3, Seite 174 bis 176. ELEKTRONIK-SPLITTER Einfache Testschaltung für Halbleiterdioden Der Stromlaufplan unten stellt einen einfachen Diodentester dar, mit dem Halbleiter¬ dioden schnell überprüft und ihre Anschlüsse ermittelt werden können. Leuchten beide Leuchtdioden VD1/VD2, dann hat die zu prüfende Diode einen Kurzschluß. Bei einer Unterbrechung in der Diode bleiben beide Leuchtdioden dunkel. Werden die Leuchtdioden VD1/VD2 beim Prüfgerät so angeordnet wie im Stromlaufplan, dann leuchtet immer die Leuchtdiode, die sich auf der Katodenseite der zu prüfenden Diode befindet. Als Transformator ist für die Prüfschaltung ein Klio'geltransformator geeignet. Der Vorwiderstand 200 fl begrenzt den Strom für die Leuchtdioden. K.fl.S. 234 Schaltungsrevue Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE fÜT den Anfänger Einfache AM-Eingangsschaltungen Die Elektronikpraxis zum Empfang der-Rundfunksender spielt sicher bei den meisten beginnenden Elektronikamateuren eine Rolle. Das hängt da¬ mit zusammen, weil Signale von Rundfunksendern ständig zur Verfügung stehen und die Ergebnisse des praktischen Schaltungsaufbaus sofort über den Ohrhörer, Kopfhörer oder Lautsprecher wahrnehmbar sind. Ein erstes Erfolgserlebnis stellt sich damit auch ein, und das ist für Anfänger beson¬ ders wichtig. Nun weist zwar die Superhettechnik wesentlich bessere Empfangsergeb¬ nisse auf, aber dafür ist sie auch komplizierter und erfordert Meßmittel. Die Geradeausempfängerschaltung ist wesentlich einfacher und bringt im Mit¬ telwellen- und Langwellenbereich einen brauchbaren Empfang der in der Nähe liegenden Rundfunksender. Eine Rückkopplung zur Entdämpfung des HF-Schwingkreises (zur Verbesserung der Trennschärfe des Empfän¬ gers) ist meist nicht erforderlich. Allerdings sollte man die Windungszahl der Spule L2 (Basiskoppelspule) so gering wie möglich auslegen, damit der HF-Schwingkreis durch die nachfolgende niederohmige Transistorschal¬ tung nicht zu stark bedämpft wird, was die Trennschärfe beeinträchtigt. Bild 1 zeigt eine moderne AM-Eingangsschaltung für den MW-Empfang in Geradeausschaltung, die aus dem HF-Schwingkreis, einem 2stufigen R6 270 Bild 1 Einfache AM-Eingangsschaltung für einen MW-Geradeausempfänger 11] 235 HF-Verstärker und dem nachfolgenden 2-Dioden-Demodulator besteht. Die Basisvorspannung für VT1 wird aus der Emitterspannung von VT2 ge¬ bildet, so daß sich ein stabiles Arbeiten des HF-Verstärkere ergibt. Die Schwingkreisspulen L1/L2 werden auf einen Ferritstab (8 mm Durchmes¬ ser, etwa 80 mm lang) gewickelt. LI hat etwa 80 Wdg., L2 etwa 3 bis 5 Wdg., wobei HF-Litze bei richtiger Verarbeitung günstiger ist als CuL-Draht. Als Drehkondensator kann man einen Typ aus einem alten Transistorsuper ver¬ wenden, die vorhandenen beiden Drehkondensatorpakete werden parallel¬ geschaltet. Am Potentiometer RP1, das als Lautstärkeregler wirkt, kann man über einen Elektrolytkondensator das NF-Signal auskoppeln. Nachfol¬ gend kann ein NF-Transistorverstärker für Kopfhörer- oder Lautsprecherbe¬ trieb angeordnet werden, eleganter ist der Einsatz eines integrierten NF- Verstärkers (A 211D oder A 210 D). Das Bild 2 zeigt eine Eingangsschaltung für den Empfang des Langwel¬ lenbereichs. Mit den Kondensatoren C2 und CS und den Spulen LI und L3 gleicht man die Schwingkreise z. B. auf 177 kHz ab (Sender Stimme der DDR, Oranienburg). Verwendet man für L1/L3 Spulen mit einer Induktivi¬ tät von etwa 850 pH, dann ist für 177 kHz C1/C5 etwa 1 nF (Kunstfoliekon¬ densator) einzusetzen. Die Windungszahlen für L2 sind 15 bis 25 Wdg., für L4 etwa 54 bis V* der Wdg. von L3. Als Spulendraht wird 0,1-mm- bis 0,15-mm-CuL verwendet. Soll der Langwellenbereich abstimmbar gestaltet werden (2fach-Dreh- kondensator, 2x500 pF), dann sind für L1/L3 Induktivitäten von etwa 2 mH vorzusehen. Die Spulen L1/L2 können auch auf einem Ferritstab un¬ tergebracht werden (LI etwa 220 bis 250 Wdg.). Für VT1 bis VT3 eignen sich SF225 o. ä., für VD1 der Typ GA 100, für VD2 der Typ SZX 18/8,2. Bild 3 zeigt den Stromlaufplan eines 2-Kreis-Geradeausempfängers für den MW-Empfang. Schwingkreis 1 liegt am Empfängereingang, Schwing¬ kreis 2 zwischen den beiden Transistorstufen VT1/VT2. Als Arbeitswider¬ stand der Transistorstufe VT2 wirkt eine HF-Drossel (L5). VT1/VT2 ar- Bild 2 Mit 2 abgestimmten Kreisen versehene AM-Eingangsschaltung für LW-Geradeaus- empfänger [2] 236 R3 Bild 3 Stromlau/plan für ein 2-Kreis-Geradeausempfänger-Eingangsteil [3] beiten als HF-Verstärker, mit VD1/VD2 wird die AM-Demodulation vorgenommen, so daß am Lautstärkeregler RP1 das NF-Signal ausgekoppelt werden kann. Für die Gennanium-HF-Transistoren (P 401) lassen sich auch Siliziumtypen ( SF225 o.ä.) einsetzen, die Betriebsspannung und die Dioden VD1/VD2 (GA 100) werden umgepolt. Mit höheren Werten für die Widerstände Ri und R5 stellt man die Kollektorströme auf 0,5 bis 0,7 mA ein. Die Abstimmung nimmt man mit einem 2fach-Drehkondensator vor, L1/L2 befinden sich auf einem Ferritstab, für L3/L4 wird ein HF-Kammer- spulenkörper mit HF-Abgleichkem verwendet. Je nach Ferritstab hat LI, etwa 80 bis 90 Wdg., L2 etwa 3 bis 5 Wdg. Anhaltswerte für L3 sind etwa 80 plus 40 Wdg., für L4 etwa 6 bis 10 Wdg., für LS wird ein HF-Schalenkem 18 mm x 11 mm mit 150Wdg., 0,1-mm-CuL, gewickelt (A L -Wert etwa 250 nH/w 2 ). Die Spule L3/L4 ist abzuschirmen, damit keine Rückkopplung zum HF-Eingangskreis besteht. Reflexempfänger für LW-Empfang Der Stromlaufplan in Bild 4 stellt einen Reflexempfänger in Geradeaus¬ schaltung dar, der mit 2stufiger HF-Verstärkung und mit 2stufiger NF-Ver- stärkung arbeitet. Das ist möglich, obwohl nur 2 Transistoren als verstär¬ kende Bauelemente vorhanden sind. Da der Frequenzabstand zwischen HF und NF sehr groß ist, können VT1/VT2 beide Frequenzen verstärken. Der Schwingkreis C1/C2/L1 wird fest auf einen Langwellensender (z. B. 177 kHz) eingestellt. Verwendet wird ein Ferritstab mit 8 mm Durchmesser und 50 mm Länge. LI hat etwa 220 Wdg., 0,15-mm-CuL, L2 etwa 15 Wdg., 0,15-mm-CuL. Im Kollektorkreis von VT2 befindet sich ein HF-Übertrager L4/L4, der günstig mit einem HF-Schalenkem aufgebaut wird (etwa 18 mm x 11 mm, ,4 L -Wert 40 nH/w 2 oder 63 nH/w 2 ). L3 hat 65 Wdg., 0,15-mm-CuL, LI 170 Wdg., 0,1-mm-CuL. Nach der HF-Demodulation gelangt das NF-Signal über R4/C4 an den Verstärkereingang zurück, wird verstärkt und durch den Ohrhörer BH wie- 237 Bild 4 Reflexempfänger für den d-W-Empfang [4] dergegeben. Zur Stromversorgung benutzt man eine Ä6-Batterie (1,5 V), der ein nur geringer Strom von etwa 1,5 mA entnommen wird. Mit R 1 wird für VT1 ein Kollektorstrom von etwa 0,5 mA, mit Ä3 wird für VT2 etwa 1 mA eingestellt. Als Transistoren eignen sich SF225’ o.ä., für VD1 wird der Typ GA 100 eingesetzt. UKW-Antennenverstärker Bei größerer Entfernung der UKW-Sender ist es angebracht, zwischen An¬ tenne und Antennenkabel zum UKW-Empfänger einen Antennenverstärker vorzusehen. Bild 5 zeigt eine geeignete Schaltung dafür. Am Eingang liegt das Symmetrierglied Ll/LT, so daß die UKW-Antenne direkt angeschlos¬ sen werden kann. Das anschließende Filter begrenzt den Übertragungsbe¬ reich von 65 bis 105 MHz. Mit dem SF245 wird eine Verstärkung von etwa 10 dB erreicht. Die Auskopplung ist unsymmetrisch aufgebaut, so daß als Antennenkabel Koaxkabel (75 O) verwendet werden kann. Die Stromversor¬ gung für den UKW-Antennenverstärker wird ebenfalls über das Koaxkabel geführt (9 V, etwa 3,5 mA). Entsprechende Trennglieder sind C6 und L6. 238 Ll/Ll, haben 2 x 8 Wdg., 0,5-mm-CuL, bifilar gewickelt auf ein Stück Plaststab mit 5 mm Durchmesser. L2 bis L4 sind Luftspulen mit 9 Wdg., 0,5-mm-CuL, Durchmesser 5 mm. Für L5/L5' sind bifilar 2x5 Wdg., 0,5-mm-CuL, auf einen 4-mm-Ferritstift zu wickeln. L6 hat 25 Wdg., 0,3-mm-CuL, auf einem 4-mm-Ferritstift. Konverter für OlkT/CCIR bzw. CCIR/OIRT Der in Bild 6 vorgestellte Konverter läßt sich in zweierlei Hinsicht Verwen¬ den. Man kann damit UKW-Rundfunksignale im Rundfunkband 65 bis 73 MHz (OIRT-Norm) aufnehmen und auf den UKW-Bereich nach CCIR- Norm umsetzen, weil der vorhandene Rundfunkempfänger den OIRT- UKW-Bereich nicht empfängt. Dazu entsprechend sind der Eingangs-, der Ausgangskreis und der Oszillatorteil zu dimensionieren. Da der OIRT-Be- reich nur 8 MHz breit ist (73 MHz - 65 MHz = 8 MHz), der CCIR-Bereich dagegen 87,5 bis 108 MHz umfaßt, ist eine Umsetzung auf den Bereich 100 bis 108 MHz günstig. Die dafür erforderliche Oszillatorfrequenz ist Tabelle Spulen- und Kondensatorwerte für den Konverter (Bild 6) Übertragungsrichtung . Bemerkungen nach CCIR nach OIRT LI 3 Wdg. 1,5 Wdg. 5 mm Durchmesser, Abgleich- kem Li 2x3 Wdg. 2x3 Wdg. Li neben LI Li 2X11 Wdg. 2 x 11 Wdg. 5 mm Durchmesser, Abgleich- kem L4 2x7 Wdg. 2x3 Wdg. L4 neben Li LS 10 Wdg. 10 Wdg. 5 mm Durchmesser, Abgleich- kem CI 15 pF 8,2 pF CI 1 pF 5,6 pF Als Spulendraht wird 0,3-mm-CuL bzw. CuLS verwendet. 239 100 MHz - 65 MHz » 35 MHz (bzw. 108 MHz - 73 MHz - 35 MHz). Der Schwingkreis mit LS muß also auf 35 MHz abgestimmt werden. Hat man einen Rundfunkempfänger für den OIRT-Bereich, so kann man nur einen Teil des CCIR-Bands umsetzen, bzw. muß den Oszillator um- schaltbar auslegen auf 2 bzw. 3 Frequenzen: 22,5 MHz, 30 MHz und 35 MHz. 87.5 MHz - 22,5 MHz = 65 MHz 95.5 MHz - 22,5 MHz = 73 MHz 95 MHz - 30 MHz = 65 MHz 103 MHz - 30 MHz - 73 MHz 100 MHz - 35 MHz = 65 MHz 108 MHz - 35 MHz = 73 MHz Bereich 1 Bereich 2 Bereich.3 Der verwendete Schaltkreis MA 3005/6 ist ein HF-Verstärker, der von der CSSR-Firma TESLA produziert wird. Die Tabelle gibt die Daten der Spu¬ len und der Kondensatoren C1/C2 an. Die Spulen L2 bis LA sind bifilar zu wickeln. Einfaches Musikinstrument «Termenvox» In den 20er Jahren begeisterte der sowjetische Physiker und Musiker 1. Ter¬ men das Publikum mit seiner «Ätherwellengeige» (Termenvox). Das Musik¬ instrument bestand aus 2 gleichen HF-Generatoren, die entstehende Schwebungsfrequenz wurde verstärkt und über Lautsprecher wiedergege¬ ben. Damit die hörbaren Schwebungsfrequenzen entstanden, war ein HF- Generator mit einer Antenne versehen, so daß durch Annäherung der Hände dieser HF-Generator verstimmt wurde. Bild 7 zeigt den Stromlauf¬ plan für ein einfaches Termenvox-Iastmment mit Einsatz von CMOS- NAND-Gatter-Schaltkreisen. Der Schaltkreis Dl bildet den beeinflußbaren HF-Generator, D2 den mit RP1 festabgestimmten HF-Generator. Die ent¬ stehenden Schwebungsfrequenzen werden von D3 verstärkt und über den Lautsprecher BL wiedergegeben. Die Stabantenne hat einen Durchmesser von etwa 6 mm und eine Länge von 300 bis 500 mm . Für die Stromversor¬ gung eignet sich eine 9-V-Batterie, die entnommene Stromstärke liegt im Bereich von 7 bis 10 mA. Als Schaltkreise lassen sich für D1/D2 der CMOS-Typ V4023D und für D3 der CMOS-Typ V401 ID verwenden. Auch der Einsatz des V4001D für D1/D2/D3 ist möglich. Bis auf die Antenne sind alle Bauelemente in einem abgeschirmten Ge¬ häuse unterzubringen. Vor Spielbeginn ist mit RP1 der Frequenznullab- gleich vorzunehmen. Mit dem Potentiometer RP2 kann während des Spie¬ lern die Lautstärke variiert werden. Spezielle Stromversorgungsschaltungen Erforderliche Betriebsspannungen im Bereich von 1,5 V lassen sich allge¬ mein mit Z-Dioden oder integrierten Spannungsreglern (Ausnahme: Band- 240 Bild 8 Stabilisierungsschaltung für kleine Betriebsspannungen (a) und Erzeugung symmetri¬ scher Betriebsspannungen (b) [8] gap-Referenzspannungsquelle) nicht stabilisieren. Bild 8 a zeigt eine geeig¬ nete Stabilisierungsschaltung mit Siliziumtransistoren. Als Transistoren eignen sich SC 236 (VT1/VT2) und SC 307 (VT3). Mit dieser Schaltung läßt sich z. B. eine Quarzuhr betreiben. Für die Stromversorgung von Operationsverstärkern werden 2 symmetri¬ sche Betriebsspannungen benötigt. Bild 8 b zeigt eine elektronische Schal¬ tungslösung, um eine vorhandene Gleichspannung in 2 symmetrische Span¬ nungen der halben Größe aufzuteilen. Werden Ausgangsströme von 100 mA und mehr gefordert, sind statt SF126 (VT1) und SF116 (VT2) Transistoren mit größeren Kollektorströmen einzusetzen, z. B. SD 335 (VT1) und SD 336 (VT2). Schaltungen mit dem Timer 555 Der Timerschaltkreis B555D (ajs B556D mit 2 Zeitgebern) ist ein sehr vielseitig ersetzbarer Schaltkreis, fylit einer ÄC-Beschaltung kann er als monostabiler oder astabiler Multivibrator arbeiten, aber auch als Flip-Flop, als Schwellwertschalter usw. Bild 9a zeigt einen Tongenerator für niedrige Frequenzen (0,1/1/10/100 Hz). Die entsprechende Berechnungsformel lau¬ tet: /= 1,44/(Ä1 + 2R2 ) • C, man erhält / in Hz, wenn R in MO und C in pF angegeben wird. Bild 9 b zeigt einen Zeitschalter mit Starttaste und zusätzlicher Stoptaste (um den Zeitablauf unterbrechen zu können). Das Relais K muß der Be¬ triebsspannung angepaßt sein. Zu beachten ist der Ausgang 3, dem nicht mehr als 200 mA entnommen werden dürfen. Als VD1 eignet sich der Typ SY 360/0,5. Die Haltezeit des Relais ist T = 1,1 R ■ C, T in s, R in MO, C in pF. Ob man einen astabilen oder monostabilen Multivibrator mit dem Ti¬ merschaltkreis vor sich hat, kann man aus Bild 9 wie folgt erkennen: astabiler MV - Widerstand R2 zwischen pin 6 und pin 7; monostabiler MV - zwischen pin 6 und pin 7 ein Kurzschluß. Bild 10 Stromlaufplan für eine ein¬ fache Melodieklingel mit Ti¬ mer-IS-Anwendung [8] 242 Bild 11 Tlmer-IS-Anwendung: Temperaturschalter (a) und Doppelblinkschaltung mit Leuchtdioden [9] Das erkennt man auch in Bild 10, mit Al arbeitet der astabile, mit A2 der monostabile Multivibrator. Die Schaltung stellt eine einfache Melodieklin¬ gel dar. Mit den Steilem kann man Tonfrequenzfolge und Lautstärke variie¬ ren. In dem preiswerten Halbleiter-Bastlerbeutel Nr. 11 (6 Stück Basteltyp R 555, Preis 7,80 M) sind im Begleitheft einige interessante Anwendungs¬ beispiele für den Timerschaltkreis enthalten. Bild 11a zeigt ein weiteres Einsatzgebiet der Timer-IS, den Schwellwertschalter, in dem das Schwell¬ wertverhalten über den Anschluß 2 ausgenutzt wird. In dem Spannungstei¬ ler am pin 2 können unterschiedliche Sensoren eingesetzt werden, in der Schaltung nach Bild 11a ist es ein Thermistor. Deshalb stellt diese Schal¬ tung einen Temperaturschalter dar. Bei Erreichen eines mit R 1 eingestell¬ ten Temperaturwertes wird das Relais K stromlos bzw. zieht an, wenn es zwischen pin 3 und Masse geschaltet ist. Als Diode VD1 eignet sich der Typ SAY17 o.ä. Bild 11b zeigt zum Abschluß einen Doppelblinker, der klein und leicht aufgebaut werden kann und sich für viele Zwecke einsetzen läßt. Die Diode VD1 entkoppelt Lade- und Entladezeit, so daß mit gleichen Wider¬ standswerten für RI und R2 die Leuchtzeiten der LED gleich sind. 1-Transistorschaltungen Schon mit einem Transistor kann der Elektronikanfänger interessante und vielseitig anwendbare Schaltungen realisieren. Daher wurde in Bild 12 eine Auswahl von solchen 1-Transistorschaltungen zusammengestellt, die un¬ kompliziert sind und schnell aufgebaut werden können. Bild 12 a zeigt die Möglichkeit, einen Lautsprecher BL als Mikrofon zu verwenden. Eine einfache Mischschaltung für 2 NF-Signale stellt Bild 12 b dar. Um Telegrafiesignale beim Kurzwellenempfang mit dem Rundfunk¬ empfänger aufnehmen zu können, ist ein ZF-Überlagerer (BFO) erforder¬ lich, der an die Demodulatjonsstufe gekoppelt wird. In der BFO-Oszillator- schaltung (Bild 12 c) wird für L1/L2/C ein ZF-Filter 455 kHz verwendet. 243 Will man die Skale eines Empfängers eichen, so ist ein genaues Eichmar¬ kensignal erforderlich. Bild 12 d zeigt einen 100-kHz-Quarzeichgenerator, der sich für Mefiaufgaben vielseitig einsetzen läßt. Wenn Femsteuer- oder Funkamateure ihre Sendersignale beobachten wollen, so ist ein Feldstärke¬ messer notwendig. Bild 12 e gibt die Schaltung eines selektiven Feldstärke¬ messers an, wobei LUC nach dem zu beobachtenden Frequenzbereich zu dimensionieren sind (L2 hat nur wenige Wdg.). Dagegen ist der Feldstärke¬ messer nach Bild 12 f aperiodisch, er kann im Frequenzbereich 3 bis 30 MHz eingesetzt werden. An der Buchse XB wird eine Stabantenne ange¬ schlossen. , Bild 12 g zeigt eine stromarme Indikatorschaltung, aa der Stromver¬ brauch nur 10 mA beträgt. Als Übertrager TI eignet sich der Ausgangsüber¬ trager eines alten Transistorempfängers, allerdings muß die Lautsprecher¬ wicklung eine Mittelanzapfung haben. "Unterbricht qian den Stromkreis für die Glimmlampe HL, dann kann man die Schaltung als hochohmigen Durchgangsprüfer einsetzen. Als Abschluß zeigt Bild 12 h die Realisierung eines einfachen Metallsuchgeräts, um z. B. Leitungen unter Putz zu finden. Dazu wird eine Oszillatorschaltung im MW-Bereich mit dem Koffersuper gekoppelt. Bei etwa gleicher Frequenz ergibt sich ein Pfeifton, der mit Ab¬ stimmung von CI zu 0 gemacht wird. Nähert sich jetzt die als Suchspule ausgebildete Oszillatorspule LI einem Metallgegenstand, so ist wegen der Verstimmung der Frequenz der Pfeifton wieder hörbar. Die Suchspule hat einen Durchmesser von etwa 100 mm und besteht aus 18 Wdg., 0,5-mm- CuL. Für alle Transistoren nach Bild 12 eignen sich Miniplasttransistoren SC236/SC23i, bei HF SF225 o.ä., als Dioden wird der Typ GA 100 einge¬ setzt. Literatur [1] P. Poucha, Rundfunkempfänger «Peter», Amaterske Radio - A, Heft 11/1986, Seite 425/426. [2] J.Chmela, LW-Autoempfänger, Amaterske Radio - A, Heft 11/1986, Seite 430. [3] S. Rosza, Transistorempfängerschaltungen II, Radiobibliothek, Band 82, MHSZ- Verlag, Budapest 1964. [4] B. Iwanow, Reflexempfänger, RADIO, Heft 9/1986, Seite 51/52. [5] M. Kolesar, UKW-Antennenverstärker, Amaterske Radio - A, Heft 1/1986, Seite 25/26. [6] F. Kovarik, Zweiseitiger Konverter für UKW, Amaterske Radio - A, Heft 11/1986, Seite 429. [7] I. Netschajew, Termenvox, RADIO, Heft 10/1986, Seite 49. [8] L. Kellner, Sammlung praktischer Schaltungen,. Amaterske Radio - B, Heft 6/1983, Seite 223 bis 231. [9] Anleitungsheft zum Halbleiter-Bastlerbeutel Nr. 11, VEB Halbleiterwerk Frank¬ furt (Oder). flOJ Anonym, 50 Schaltungsideen, Radio & Electronics World, Heft 10/1981, Seite 44 bis 49. 245 Ing. Frank Sichla - Y51U0 Elektronikschal tungen für Spiel, Spaß und Unterhaltung Elektronik ist zu einer Sache für viele geworden. Eine gegenwärtig durch geeignete integrierte Schaltkreise, wie OPV, die CMOS-Logiktypen oder Ti¬ mer, immer attraktiver werdende Richtung innerhalb der Hobbyelektronik sind «Spielschaltungen». In dieser Beitragsfolge sollen dem Anfänger einige für ihn sicher interessante Lösungen vorgestellt werden. Geschicklichkeitsspiele Los geht’s ganz, ganz einfach (Bild 1). Die aus Draht gebogenen Formen sollen mit dem Griffel mit Öse «abgefahren» werden, ohne daß der Draht berührt wird.,Leuchtet die Lampe, hat der Mitspieler verloren. Eventuell wirkungsvoller ist ein akustisches Signal (Gleichstromwecker). In Bild 2 sieht man das gleiche Spiel für 2 Spieler. Wer am schnellsten ist, gewinnt. Ergibt sich dabei ein Fehler, muß man zurück zum Start. Eine ein¬ fache Schaltung (Bild 3) bewirkt, daß keiner mogeln kann. Am Anfang und Ende der Drähte befmden sich separate Kontakte (Start/Ziel). Über diese und den Draht (Bahn) können die beiden Flip-Flops gesetzt bzw. rückge¬ setzt werden. Der Griffel hat Massepotential. Leuchtet vor dem Start des Spiels eine Lampe, ist sie durch Berühren des Startkontakts zum Verlö¬ schen zu bringen. Wird während des Spiels der Draht berührt, leuchtet die Lampe auf, und man muß zum Start zurück, um sie verlöschen zu lassen. Ist man glücklich am Ziel, kann man durch Berühren des Zielkontakts die Lo—ll—o— HL —6?)— Bild 1 Einfaches Geschicklichkeitsspiel, die Formen oben sind nur Vorschläge 246 Bild 2 Geschicklichkeitsspiel für 2 Per¬ sonen (Aufbau) Bild 3 Die Elektronik für das Geschicklichkeitsspiel Lampe des Partners einschalten und ihm auf diese Weise den eigenen Sieg demonstrieren. Zur Realisierung der RS-Flip-Flops verwendet man günstig den V4011 D\ U cc kann dann minimal 3 V betragen. Die Lampentypen sind entsprechend der Betriebsspannung auszuwählen. Die Glühlampen werden über Widerstände vorgeheizt, da der Kaltwiderstand unter 10 % des Wertes bei Nennspannung liegen kann. Die Transistoren sind somit geschützt. Einen Einschalter aber bitte nicht vergessen! Bauer, Wolf, Ziege und Kohlkopf Es ist folgende Aufgabe zu lösen: Ein Bauer, der einen Wolf, eine Ziege . und einen Kohlkopf besitzt, kommt an einen Fluß und will hinüber. Es gibt ein Boot, das nur ihn und ein Tier bzw. den Kohlkopf aufnehmen kann. Ließe der Bauer Wolf und Ziege ohne Aufsicht, wäre das das Ende der Ziege. Bliebe der Kohlkopf bei der Ziege, würde sie sich sofort über diesen 247 Silufjr Abfahrtsufir w IV | i b z ff 2) h _ u z b k k | k Bild 4 Diese Schaltung [l] ist nicht ganz optimal: Die Lampe leuchtet nicht, wenn b zunächst allein übersetzt, leuchtet aber, wenn sich b, z und w am Zielufer befinden (oben links) Bild 5 Kamaugh-Plan für das Spiel «Bauer, Wolf, Ziege und Kohl¬ kopf» (oben rechts) hermachen. Wie kommen alle ans andere Ufer? In eine Schaltung umge¬ setzt fand sich diese Aufgabe in [1] (s. Bild 4) - allerdings mangelhaft ge¬ löst und praktisch kaum brauchbar. Will man die Schaltung elektronisch perfekt lösen, sind Logikschaltkreise erforderlich. Es muß für jedes Ufer eine «Überwachung» vorhanden sein, und zwar nach folgendem Schema (s. Tabelle 1). Daraus ergibt sich die schaltalgebraische Formel X = wzkb + wzkb + wzkh als Ausgangspunkt für die zu entwickelnde Logikschal¬ tung. Das Kamaugh -Diagramm (Bild 5) bietet eine sichere Hilfe zur Mini¬ mierung der Formel. Die beiden letzten Ausdrücke können zu einem Block zusammengefaßt werden. Daher ergibt sich als minimierte Gleichung Tabelle 1 Schema der Überwachung Wolf Ziege Kohl¬ kopf Bauer X w z k b 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1 ' 0 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 0 0 1 0 1 0 0 1 1 0 1 0 1 1 1 0 1 0 0 0 0 1 0 0 1 0 1 0 1 0 0 1 Q 1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1 1 1 0 248 Bild 6 Logikschaltung zur Überwa¬ chung der Spielhandlungen (unten) X = wzkb + wzb. Soll die Schaltung einheitlich mit NAND-Gattern reali¬ siert werden, muß die ODER-Verknüpfung verschwinden. Nach 2maligem Negieren folgt X = wzkhwzb. Bild 6 zeigt die entsprechende Schaltung. Durch gedankliches Probieren kann man sich von ihrer Richtigkeit überzeugen. Sie wird - am besten un¬ ter Verwendung von je 1 V4011 D und V4012D - 2mal aufgebaut. In Bild 7 ist zu sehen, wie man dieses elektronische Spiel aufbauen kann. Sol¬ len 2 Figuren «übergesetzt» werden, sind sie gleichzeitig umzustecken. Alle Stecker sind mit der positiven Betriebsspannung verbunden. Bild 7 Aufbauvorschlag zum Spiel Elektrisierapp ar at Diese Schaltung (Bild 8) wird besonders Unbeteiligten „Spaß“ bereiten. Ein Timer erzeugt eine NF-Rechteckspannung. Mit einem Kleintransformator, der sicher in mancher Bastelkiste noch aufzutreiben ist, wird die Spannung hochtransformiert. Da der Timer-Ausgangsstrom nicht ausreicht, ist ein Transistor zwischengeschaltet. Der Aufbau ist einfach. Es wird z. B. eine Flachbatterie verwendet. Da 249 B 555 D mumm Klee DD IS OK IT 0 R LU UJ LU bJ Bild 8 Sorgt für Überraschung: Elektrisierappa¬ rat Stromverbrauch und Transistorbelastung hoch sind, wird der Elektrisierap¬ parat nur kurzzeitig Uber einen Taster eingeschaltet. Der Steller ist so ein¬ zustellen, daß die Frequenz etwa 15 kHz beträgt. Das läßt sich einfach ver¬ wirklichen, da vom Transformator ein entsprechender leiser Summton ausgeht. Die elektrisierende Spannung kann man an 2 aus Metall(rohr) ge¬ fertigte Handgriffe fuhren, wobei auf gute Isolation zu achten ist. Beim Be¬ rühren der Griffe wird man ein mehr oder weniger kräftiges Prickeln verspü¬ ren. Aber keine Angst - diese Schaltung garantiert absolute Ungefährlich¬ keit. Lichtgesteuerter Oszillator Es soll wieder der B 555 D (Bild 9) eingesetzt werden. Auch die astabile Grundbeschaltung wird beibehalten, jedoch ist die Anwendung außerge¬ wöhnlich. Mit dem Fotowiderstand - jeder Typ läßt sich einsetzen - ist Lichtabhängigkeit der Frequenz hergestellt. Wird er direkt dem Sonnen¬ licht ausgesetzt, ist sein Widerstand vemachlässigbar gering. Der Oszillator schwingt dann mit 7 kHz. In der Dämmerung rückt der Widerstandswert in den kfl-Bereich, und die Frequenz fällt merklich. Bei völliger Dunkelheit Bild 9 Lichtgesteuerter Generator mit Timer 250 beträgt die Frequenz ungefähr 1 Hz, daher die optische Zusatzanzeige mit der LED. Diese Schaltung kann als empfindlich eingeschätzt werden. Insbeson¬ dere, wenn die Lichtintensität nicht sehr hoch ist, werden kleinste Verände¬ rungen mit einer gut wahrnehmbaren Frequenzänderüng quittiert. Das läßt sich gut nachprüfen, wenn man sich mit dieser Schaltung auf einen abend¬ lichen Spaziergang begibt. Mit einer Taschenlampe kann man die Schal¬ tung auf größere Entfernung, z. B. 15 m, «betätigen». Es ergibt sich die Frage, ob eine solche Anordnung über die Grenze des Spielerischen hinaus¬ gehen und eine Hilfe für blinde Personen darstellen kann. Elektronische Kerze Das Thema «Licht» ist noch nicht abgeschlossen. «Es ist besser, eine Kerze anzuzünden, als über Dunkelheit zu klagen» hat einmal ein weiser Mann gesagt. Der Sinn dieser Worte läßt sich auch gleich direkt auf die Schaltung (Bild 10) übertragen: Sie ist zwar äußerst simpel, bietet aber im Endeffekt nicht nur dem Amateur Unterhaltung. Für den, dem beim Betrachten der Schaltung kein Licht aufgeht, hier die Funkjionserläuterung: Für den Ru¬ hezustand wird der Steller so eingestellt, daß die Lampe gerade noch nicht leuchtet (etwas abhängig vom Umlicht!). Bild io Diese elektronische Kerze benötigt weit weniger Bauteile als die Variante nach [2] und kann jederzeit ausgelöscht werden Es soll nun die Kerze mit einem Streichholz angezündet und die Flamme kurzzeitig vor den Fotowiderstand gehalten werden. Dieser wird dadurch sehr niederohmig, und der Transistor steuert durch, - die Kerze, sprich Glühlampe, brennt. Sie geht auch nicht wieder aus, denn der Fotowi¬ derstand wird ja weiter mit Licht versorgt. Diesem Zustand kann man ein Ende bereiten, indem die Kerze ausgepustet wird. Dazu bläst man kurz und kräftig seitlich gegen die Lampe, die dadurch von ihrer Position vor dem Fotowiderstand weggelenkt wird. Damit ist der Anfangszustand wiederher¬ gestellt. Bild 11 zeigt den Musteraufbau. Hinter der Lampe befindet sich in der Sperrholzwand eine Bohrung, an der der Fotowiderstand angeordnet ist. Der Abstand zur Wendel der Glühlampe darf maximal 15 mm betragen. Nach beendeter Vorstellung nicht vergessen, die Batterie abzuklemmen. 251 3-Ton-Generator Elektronische Tonerzeugerschaltungen an der richtigen Stelle eingesetzt, bringen auch einigen Spaß. Aufgabe der in Bild 12 gezeigten Schaltung ist es, auf einen Knopfdruck hin 3 harmonische Töne abzugeben. Diese sind in Frequenz und Dauer variierbar und erschallen lautstark. Werden die Punkte «A» und «B» verbunden, ergibt sich Dauerbetrieb. Den Mittelpunkt der Schaltung bilden die Doppeltimer B556D. 3 der enthaltenen Timer sind als Monoflop geschaltet. Diese sind dynamisch ge¬ koppelt. Beim Ausschalten des einen wird das nächste Monoflop getriggert. Der 4. Timer arbeitet als Tongenerator. Geht ein Monoflopausgang auf ho¬ hes Potential, schaltet er sich ein und erzeugt eine bestimmte Frequenz. Eine Besonderheit der Schaltung besteht darin, daß im Ruhezustand der Tongeneratorausgang auf hohem Potential liegt. Daher ist der Ausgangs¬ transistor ein pnp-Typ. Ist maximale Lautstärke gewünscht, muß der Lautsprecher bei gegebener Betriebsspannung (4,5 bis 16 V) einen Impedanzmindestwert aufweisen. Hat er diesen nicht, ist ein Vorwiderstand erforderlich (s. Tabelle 2). Die Vorwiderstände sollten - abhängig von ihrem Wert und (7 C c - mit 0,25 bis 2,5 W belastbar sein (besonders wichtig bei Dauerbetrieb). Die Lautspre¬ cherbelastbarkeit kann man mit 20% des Impedanzwerts ansetzen. Ist Z z.B. 12 ß, sollte die Belastbarkeit mindestens 2 W betragen. Das gilt nur für maximale Lautstärke, soll diese mit Vorwiderstand weiter reduziert werden, 252 nimmt die Belastung entsprechend ab, und man kann auch Kleinlautspre¬ cher verwenden. Bild 13 bis Bild 15 zeigen die Leiterplatte und den Musteraufbau. Die Töne können in Dauer und Frequenz wie folgt beeinflußt werden: Dauer Frequenz l.Ton Äl R4 2. Ton R2 RS 3. Ton RI R6 Werden «A» und «B» gebrückt, muß ST unbedingt entfallen. Man kann nach diesem Prinzip auch einen Melodiegenerator aufbauen! ’ Tabelle 2 Werte ffir Ucc, ^CC mix z 5 V 10V 15 V 40 2,2 0 6,8 0 12 0 80 - . 3,90 9,10 12 0 - ■ - 6,8 0 16 0 3,9 0 253 Bild 13 Bestückungsplan des 3-Ton-Generators 254 Bild 15 Ansicht des fertigen Musteraufbaus des 3-Ton-Generators Universelle Sirene In Bild 16 ist als nächste Variante für effektvolle Klangerzeugung eine mit 4 Operationsverstärkern bestückte Multi-Ton-Sirene gezeigt. Der B 084 D ist im Amateurhandel erhältlich. Durch die Schaltkreise mit ihren definier¬ ten Eigenschaften bleiben auch in diesem Fall hohe Nachbausicherheit und Reproduzierbarkeit des Verhaltens gegeben. Al, A2 und A4 arbeiten im Impulsbetrieb. Al stellt einen Rechteckgenerator dar. Seine Ein- und Aus- 255 schaltzeit kann mit R4/R5 eingestellt werden. In der eingetragenen Schal¬ terstellung wird über R 3 eine Rechteckspannung abgenommen und über A3 zur abrupten Beeinflussung des 2. Rechteckgenerators A2 genutzt. So¬ mit entsteht ein 2-Tonsignal. Über den Komparator A4 wird es ausgekop¬ pelt. Bringt man S in die andere Stellung, wird eine Dreieckspannung über A3 zur Beeinflussung genutzt. Der Tongenerator A2 erzeugt daher ein auf- und abschwellendes Signal. Er arbeitet als spannungsgesteuerter Oszillator. Mit R4 kann man den anschwellenden, mit R 5 den abschwellenden Ton zeitlich beeinflussen. Bild 17 und Bild 18 zeigen die Leiterplattengestaltung. R4/R5 sind lie¬ gende, R3/R6 stehende Schichtsteller. Bild 19 zeigt das Muster. Für U cc sind 9 bis 15 V optimal; ein gewisser Betriebsspannungseinfluß besteht. Steht S in der rechten Stellung, ist eine gute Imitation des 2-Tonsignals von Rettungsfahrzeugen möglich. R4/R5 bestimmen die Länge der Toninter¬ valle. Mit R 6 ist vor allem die Frequenz beeinflußbar, R 3 hat wenig Ein¬ fluß. Bringt man S in die linke Stellung, wird in Mittelstellung von R4/R5 ein auf- und abschwellender Sirenenton, wie er vom Rummel her bekannt ist, erzeugt. In Extremstellungen von R4/R5 entsteht ein Signal, das stark an das Vorbeifahren eines Rennwagens erinnert. Wird R 4 fast «zugedreht», und beläßt man R 5 etwa in Mittelstellung, ergibt sich ein sehr effektvolles, schwer zu beschreibendes Sirenensignal. Der Einfluß von R 3 ist auch in diesem Fall sehr gering. Die Schaltung kann mit einem mittel- bis hochoh¬ migen Kopfhörer getestet werden. Will man einen Verstärker ansteuern, ist die Ausgangsspannung zweckmäßigerweise zu teilen (100 kß/etwa 1 kß). Mit einer kleinen Komplementärendstufe [3] kann schon gehörige Laut¬ stärke erzeugt werden. Bild 17 Bestückungsplan für die Si¬ rene 256 Bild 18 Leitungsführung für Bild 1 7 Bild 19 Die Musterleiterplatte mit angeschlossener Hörkapsel Hautwiderstandsindikator Wem sind vor Aufregung nicht schon einmal die Hände feucht geworden? Die Haut hat die Fähigkeit, zu leiten. Im allgemeinen liegt der Hautwider¬ stand bei einigen hundert Kiloohm, er kann aber von Fall zu Fall stark streuen. In jedem Fall sinkt er aber, wenn die Person eine genügend große Aufregung oder Streßsituation erlebt. Mit einer einfachen Schaltung (Bild 20) läßt sich der Hautwiderstand überwachen. Die Elektroden schließt man z.B. an 2 Finger einer Hand an. Mit dem hochohmigen Potentiometer 257 Bild 20 Vielseitig einsetzbar: Hautwiderstands¬ indikator stellt man dann einen Grundzustand der Anzeige des Meßwerks ein. Mit dem anderen Potentiometer wird der Verstärkungsfaktor eingestellt. Kann der Grundzustand nicht erreicht werden (Hautwiderstand zu hoch), läßt sich ein Parallelwiderstand zuschalten. Relativ hohe Hautwiderstände lassen sich aber auch erfassen, wenn das Potentiometer «Null» an eine geteilte Spannung angeschlossen wird. Über- . haupt gibt es bei der Schaltung einige Modifikationen. So lassen sich bei entsprechender Speisespannung auch andere Operationsverstärkertypen (B 080 D/B 081D) einsetzen. Bei Typ und Anschaltung des Meßwerks gibt es viele Möglichkeiten. So kann sowohl ein Einbaumeßwerk (Nullpunkt links oder in der Mitte) als auch ein Vielfachmesser vorgesehen werden. Notfalls reicht auch eine LED! Und ganz interessant kann es werden, wenn durch die Ausgangsspannung ein VCO gesteuert wird, so daß eine Rück¬ kopplung zur Person besteht. Spaß und Unterhaltung kann diese Schaltung bringen, wenn man sie als «Lügendetektor» einsetzt. Eine andere Anwen¬ dungsmöglichkeit wäre die als «Amore-Meter»: der Versuchsperson werden andere Gäste vorgestellt, wobei das Signal des Geräts Sympathie oder Anti¬ pathie anzeigt. Klarer Fall, welche Gefühle vorliegen, wenn ein besonders niedriger Hautwiderstand signalisiert wird. 258 Zahl oder Wappen? Die Wahrscheinlichkeit, welche LED bei der Schaltung nach Bild 21 kurz nach Loslassen des Tasters leuchtet, beträgt 50 %. Erreicht wird das durch den Generator mit den beiden Gattern, der ein Impuls-/Pausen-Verhältnis von exakt 1:1 liefert, da Zeitkonstante und Schaltschwelle für L- und H- Zeit des Ausgangs gleich sind. Die Frequenz liegt bei 1 kHz. Etwa 1 s nach Loslassen des Tasters fällt die Entscheidung. Das D-Flip-Flop arbeitet als Frequenzteiler. Die Funktion verdeutlicht Bild 22. Der Pfeil gibt den Mo¬ ment an, in dem der Generator gestoppt wird. 2. Möglichkeit Bild 22 Taktdiagramm zu Bild 21 Schwebender Körper Bringt man einen kleinen Gegenstand aus Weicheisen von unten an einen Elektromagneten heran, so ist festzustellen, daß bei einer bestimmten Ent¬ fernung die Anziehungskraft des Magneten gerade das Gewicht des Körpers aufhebt. Jeder weiß aus Erfahrung, daß es dabei nie zu einem stabilen Schwebezustand kommt. Es sei denn, man steuert den Strom im Magneten immer so nach, daß jegliche Lageänderung wieder durch eine Änderung der Anziehungskraft ausgeglichen wird. Von Hand ist das wegen der Trägheit des menschlichen Organismus nicht möglich. Aber mit einer elektroni¬ schen Regelschaltung gelingt das scheinbar Unmögliche. Die folgenden bei¬ den Schaltungen sind der Literatur entnommen und wurden vom Autor die¬ ses Beitrags nicht praktisch erprobt. Die Funktionstüchtigkeit ist aber in beiden Originalveröffentlichungen mit Fotos belegt. Bild 23 zeigt eine Schaltungsvariante mit Transistoren nach [4]. «Die Reaktionsgeschwindig¬ keit der Schaltung wird besonders durch die Zeitkonstante der Magnetspule begrenzt, deren den Aufbau des Magnetfelds verzögert. Man muß daher eine Frequenzkombination vörsehen, mit der alle sehr ra¬ schen Änderungen etwas übertrieben verstärkt werden. (Die RC-Glieder 1 pF/390 O und 2,2 pF/3,3 kO verleihen dem Regler das gewünschte Pro- 259 250 B ild 23 Kompensation der Erdanzie¬ hungskraft mit optoelektroni¬ scher Regelschaltung Bild 24 Der Musteraufbau für die Schaltung nach Bild 23 (Skizze) 260 portional-Differential-Verhalten - d.Vetf.). Dadurch kann sich das Magnet¬ feld,'trotz der Verzögerung durch die Spule, bei raschen Änderungen ebenso gut an die geforderte Betriebsbedingung anpassen wie bei langsa¬ men. Ohne diese Kompensation würde ein dem Magneten genäherter Kör¬ per zunächst Schwingungen steigender Amplitude ausführen und dann den Regelbereich verlassen, also herunterfallen. Solche Schwingungen können auch auftreten, wenn der Arbeitspunkt der Schaltung nicht richtig gewählt wurdfe, oder wenn die Höhe des Lichtstrahls nicht richtig eingestellt wurde. Diese Einstellung hängt vom Gewicht des Körpers ab, auch von seiner Form, da sein Reibungswiderstand mit der Umgebungsluft zur Dämpfung eventueller Schwingungen beitragen kann. Die von der Schaltung gelieferte Nutzleistung beträgt etwa 15 W und reicht damit aus, einen Blechkörper von einigen Gramm Gewicht in einer Entfernung von 10 bis 15 mm vom Pol des Elektromagneten freischwebend zu halten. Da die erforderliche An¬ ziehungskraft mit dem Quadrat der Entfernung steigt, ist es recht schwierig, höhere Aufhängungsabstände zu erreichen». Zur Anfertigung des Elektro¬ magneten werden folgende Hinweise gegeben: «Die ... erforderlichen Ble¬ che können einem ausgeschlachteten Netztransformator entnommen wer¬ den. Es müssen £//-Bleche sein, benutzt werden nur die £-Teile (die Abmessungen des Originalpakets betragen 40 mm x 40 mm x 75 mm, der Wickelraum ist 12,5 mm breit - d. Verf.). Der Wickelkörper wird mit Lack¬ draht von etwa 0,5 mm Durchmesser vollgewickelt, das ergibt etwa 1000 Windungen bei einem Kupfergewicht von ungefähr 350 g. Transfor¬ matorbleche mit etwas größeren Abmessungen sind ebenfalls verwendbar, bei Verwendung etwas stärkeren Wickeldrahts kann dann sogar ein verbes¬ serter Wirkungsgrad erzielt werden. Der Nominalwert des Gleichstromwiderstands der Wicklung beträgt 15 n. Falls er, durch Unterschiede in den Blechen oder in der Bewicklung, anders ausfallen sollte, kann man durch entsprechend geänderte Wahl der Sekundärspannung des Netztransformators korrigieren. Bei einem Spulen¬ widerstand zwischen 10 uhd 12 G soll diese Spannung 12 V betragen, dann 1.5 V bis 17 G, weiterhin 18 V bis 25 G, danach 21V bis 36 G, schließlich 25 V bis 50 G.» Der Magnet wird durch ein in Bild 23 dargestelltes Gestell getragen, das aus einzelnen Rahmen zu fertigen ist. Es ist Winkeleisen zu verwenden, da¬ mit die Unterseite einen Gegenpol zum Magneten darstellt. Damit der frei- schwebende Körper weiter vom Magneten entfernt erscheint, wurde eine große Eisenmutter unter den Mittelteil des Magneten geklemmt. Die Lampe befindet sich links vom am Elektromagneten. Der Fototransistor wurde mit einer Anschlußlänge von 15 mm so auf der Leiterplattenrück¬ seite angebracht, daß sein Körper im Spalt zwischen den beiden Trägem er¬ scheint. Der Leistungstransistor wird durch Aufschrauben auf die Träger ge¬ kühlt. Der Fototransistor (TIL63) läßt sich durch den SP 201 ersetzen. Für VT2 (BC408) lassen sich NF-Miniplasttransistoren wie SC236 bis SC239, für VT3 (BC211) die Typen SF126 bis SF129 verwenden. Zum Vorabgleich der Anordnung: Die C-E-Spannung des 2 N 3055 ist auf 10 V einzustellen (Potentiometer). Dann wird versucht, sie durch Aus- 261 Bild 25 Schallungsvariante mit OPV zum Erhalt eines schwebenden Körpers richten des Fototransistors und des Reflektors der Lampe zu verringern. Nach Optimierung der optoelektronischen Übertragungsstrecke wird eine Spannung vo« 2 V eingestellt. ' «Nun kann man versuchen, verschiedene Objekte aus weichmagneti¬ schem Material (Eisenblech) in den Schwebezustand zu bringen. Wenn selbst leichte Körper zu schwer erscheinen, um vom Magneten gehalten zu werden, dann ist die Lampe in eine höhere Stellung zu bringen. Wenn der Körper ins Schwingen gerät, ist zunächst auch die Lampenhöhe zu verän¬ dern. Wenn das ohne Resultat bleibt, ist der Versuch mit einer leicht verän¬ derten Einstellung zu wiederholen. Die beste Stabilität wird erhalten, wenn bei Erreichung des Schwebezustands, die Spannung zwischen Emitter und Kollektor etwas weniger als die Hälfte der Betriebsspannung beträgt.» Zu vermeiden sind Körper mit stark glänzenden Oberflächen. Gegen Umlicht besteht wenig Empfindlichkeit. Schwierigkeiten gibt es bei Gegenständen, die kleiner sind als der Reflektor. Eine mit Operationsverstärkern aufgebaute Regelschaltung zur Kompen¬ sation der Erdanziehungskraft wurde [5] entnommen (Bild 25). Der Lage- rpgler mit Al ist auch in diesem Fall als Proportional-Differential-Regler ausgeführt (C, Richtwert 1 pF - d.Verf.). Mit den Potentiometern zum Ein-" stellen der Vorhajtzeit (2,2 kG) und der Verstärkung (4,7 kü) kann man ihn den Erfordernissen anpassen. Er gibt dem unterlagerten Stromregelkreis den Stromsollwert vor. Bei diesem handelt es sich um einen Proportional¬ regler mit der festen Verstärkung 100. Er hat die Aufgabe, das Verzöge¬ rungsverhalten des Magneten weitgehend zu kompensieren. Seinen Istwert bezieht er vom Widerstand 10 CI. Da jedoch der Spannungsabfall an diesem Widerstand nicht massebezogen ist, mußte ein Differenzverstärker A 3 in die Schaltung eingefügt werden. Der Leistungsverstärker VT (BD675A, 262 2 N 3055) arbeitet in Kollektorschaltung. Die Leistungsdiode VD (SY 345) wirkt als Freilaufdiode. Der Elektromagnet hat die besonders günstige Glockenform. Im Wickel¬ raum befindet sich eine Spule mit 1800Wdg., 0,7-mm-CuL-Durchmesser, deren Warmwiderstand etwa 15 fl beträgt. Der Strombedarf wurde durch eine gesplittete 30-V/1,5-A-Gleichstromquelle gedeckt. Die optische Strecke wurde horizontal angeordnet. Als Fotowiderstand (mit Tubus) dürfte jeder Typ geeignet sein. «Wenn der Regelkreis gut optimiert ist, kann man die Kugel ohne Schwierigkeiten in das Magnetfeld . Dort, wo sich auf Grund des eingestellten Sollwerts ihre Ruhelage befindet, rastet sie förmlich ein, als stieße sie gegen eine unsichtbare Wand.» Literatur [1] Autorenkollektiv, Bastelbuch für Modellelektronik, Berlin 1970. [2] F. Pöschl, Eine elektronische Kerze, FUNKAMATEUR 35 (1986), Heft 12, Seite 584. [3] F. Sichla, Der Timer B 555 D und seine Möglichkeiten der Tonerzeugung, FUNK¬ AMATEUR 35 (1986), Heft 1, Seite 14, Heft 2, Seite 66. [4] H. Schreiber, Hobby-Schaltungen-Radiopraktikerbücherei, München. [51 M.Zirpel, Operationsverstärker, (3. Auf!.), München 1981. 263 Das Haus am Platze Haus des Radioklubs der DDR Dipl.-Journ. Harry Radke hatte Jubiläum Funkamateure aus aller Welt und wohl ein jeder der GST hatte schon mit ihnen zu tun, doch die wenigsten wissen von ihnen: Rosemarie Ferner, Y21L0, und die Nicht-Funkamateurin voller Engagement für die Funkama¬ teure Renate Hesse. Beide arbeiten seit nunmehr 25 Jahren im Hause des Radioklubs der DDR, sind die guten Seelen des DDR-Amateurfunks. Rosi leitet das Y2 -Diplom-Büro, Renate das K2-QSL-Büro. Eine Arbeit, die Freude bereitet Anderthalb Millionen ein- und ausgehende QSL-Karten aus allen Konti¬ nenten nimmt Renate Hesse in jedem Jahr in die Hände, sortiert und ver¬ packt sie mit beeindruckender Schnelligkeit und Exaktheit und ist dabei die Ruhe selbst. Das muß sie wohl auch, nicht nur, weil die Postberge riesig sind, sondern auch, weil sich auf dem Schreibtisch die ganze Welt einfin- Bild 1 Rosemarie Perner, Y21LO, leitet seit 25 Jahren das Y2-Diplom-Büro und ist jetzt die dienstälteste Mitar¬ beiterin im Hause des Ra¬ dioklubs der DDR 264 Bild 2 So sieht es bei Renate Hesse im Y2-QSL-Biiro täg¬ lich aus det. Da gibt es größere Pakete aus der Sowjetunion, da gibt es dünne Briefe aus und in Richtung Swaziland und Nepal. Zweimal in der Woche geht’s zum Postamt - ohne Fahrzeug sind diese Transporte nicht zu bewältigen, denn QSL-Karten haben nicht nur ein sportliches Gewicht. «Mir macht die Arbeit Freude, und ich weiß, daß ich mit meiner Arbeit Freude mache. Wie sehnsüchtig wird so manche QSL-Karte erwartet, und deshalb geht es hier bei der Vermittlung zügig», sagt Renate Hesse. Im F2-Diplom-Büro bei Rosemarie Perner (sie ist mit dem Mitinitiator des CW-Diploms, Max, Y21UO, verheiratet) geht es beim Registrieren, Aus¬ stellen, Versenden, Bearbeiten nicht nur um Schnelligkeit und Exaktheit, sondern auch noch um Attraktivität. Das bezieht sich nicht nur auf Rosi selbst, die die dienstälteste Mitarbeiterin im Hause des Radioklubs der DDR ist, sondern auch auf die Diplome, die der Radioklub der DDR herausgibt. Denn ihre typografische Gestaltung zu beeinflussen, gehört zu den Aufga¬ ben des K-Diplom-Büros. Wenn Rosi gerade auf diesem Gebiet ihrer Tä¬ tigkeit mit besonderem Engagement arbeitet, dann vor allem deshalb, weil sie darin «eine bedeutungsvolle nationale und internationale Aufgabe zur Repräsentation des Amateurfunks der DDR» sieht. Diplomjäger sind Funkamateure mit besonderen Ansprüchen, und zu de- 265 Bild 3 Der Leiter des Hauses des Radioklubs der DDR, Wolf gang Bedrich, Y25ZO, leitet auch die Zentrale Rundspruchstation des Radioklubs der DDR, Y61Z - hier beim Bestätigungsverkehr an einem UKW-all-mode-Transceiver Bild 4 In dem nachrichtentechnischen Labor im Hause des Radioklubs der DDR. Olaf Hentschel, Y23FO, an «seinem» Amateurfunkcomputer für Y6IZ 266 neu gehört auch, daß sie auf ein ansprechendes «Gesicht» der Diplome Wert legen - viele Urkunden werden ja zum Raumschmuck (auch Rosi hat das 72-Diplom-Büro mit 2 von ihr erworbenen Diplomen geschmückt). Wie stark das Interesse an einem Diplom sein kann, bewies das mit dem Namen 750 Jahre Berlin - Hauptstadt der DDR, Stadt des Friedens, das der Magistrat der DDR-Metropole gestiftet hat. Bereits am zweiten Tag des Ausschreibungszeitraums hatten einige Funkamateure, darunter auch aus DX-Ländem, die Bedingungen erfüllt. Mancher Berliner GST-Funkama- teur war auf den Amateurfunkbändem so begehrter QSL-Partner, daß 3 QSQs in der Minute zu Anfang des Jubiläumsjahres keine Seltenheit wa¬ ren. . Im Jahre 1986 kamen von Funkamateuren der GST auf Rosis Tisch 1800 Dipiomanträge mit allen nötigen Unterlagen. Zwei Drittel davon wa¬ ren an Amateurfunkverbände sozialistischer Länder weiterzuleiten. Für Di¬ plome, die der Radioklub der DDR herausgibt, gingen im gleichen Jahr rund 2000 Anträge ein, sowohl von in- wie auch ausländischen Funkama¬ teuren, darunter solchen aus der UdSSR, Kanada, Frankreich, Indonesien^ Außerdem kamen für GST-Funkamateure in diesem Jahr etwa 3 000 Di¬ plome im Y2 -Diplom-Büro an, die nach Bearbeitung über die Bezirksdi¬ plombearbeiter an die Antragsteller weitergeleitet wurden. Einen großen Raum in Rosis Tätigkeit nimmt die Bearbeitung aller Con- testurkunden für in- und ausländische, Funkamateure ein. Rosi zeichnet auch mitverantwortlich für viele Arbeits- und Hilfsmittel, die der Radioklub der DDR unseren Funkamateuren zur Verfügung stellt: die Locator-Karten, die Amateurfunkweltkarte, die Diplomverzeichnisse, die Listen der interna¬ tionalen QSL-Bearbeiter. Auch mal individueller Service Im Hause des Radioklubs der DDR hat auch eine kleine, aber leistungsfä¬ hige Nachrichtengerätewerkstatt, der seit 1981 ein nachrichtentechnisches Labor angeschlossen ist, ihr Domizil. Hier arbeiten ein Funkmechaniker und ein Mechaniker sowie ein Laboringenieur. Ihre Aufgaben bestehen vor allem in der Instandhaltung von Nachrichtengeräten der GST aller Art - das reicht vom Megafon bis zum 'Amateurcomputer, und es werden zudem industriell gefertigte Nachrichtengeräte für den Funkamateurgebrauch um- gerüstet. Dabei ist vieles an Spezialtechnik für den Amateurfunk zu finden, was kommerziell nicht hergestellt wird. Für diesen speziellen GST-Bedarf an elektronischen und Nachrichtengeräten hat das Labor Entwicklungsauf¬ gaben mit Musterbau zu lösen. Das betrifft zum Beispiel Geräte zur Überwachung von größeren Funk¬ peilwettkämpfen, den Neubau von Funkpeilsendetechnik in kleineren Se¬ rien sowie von Sende- und Empfangstechnik sowie Hilfsmitteln für den Funkamateur. In dem Einmann-Labor arbeitet Olaf Hentschel, Y23FO, der für viele GST- Funkamateure seit Jahren auch noch individueller Rat- und Tatgeber ist, 267 und dessen große Hilfsbereitschaft ihm immer wieder die Freizeitstunden schmälert. Doch selbst wenn er hin und wieder aufstöhnt angesichts der Bit¬ ten und Hilfeersuchen - für Olaf gehören der Erfahrungsaustausch und Hinweise auf Bauanleitungen und Materialquellen noch immer zum Ama¬ teurfunk ... Seit dem Jahre 1964 arbeitet Olaf als Techniker, Funkmechaniker, Inge¬ nieur für Nachrichtentechnik im Hause des Radioklubs der DDR. Zwölf Jahre lang leitete er die damalige Nachrichtenwerkstatt. Der Techniker Olaf Hentschel hat seine Aufgabe auch immer darin gesehen, die ehrenamtlichen Reparaturkollektive des Nachrichtensports der GST in den Bezirken mit zu unterstützen. Auf eine Entwicklung im Amateurfunk der GST ist Olaf besonders stolz, weil er daran von der Idee bis zur ingenieurtechnischen und materiellen Realisierung durch ehrenamtliche Bau- und Entwicklungskollektive Anteil hat: das Relaisfunkstellennetz des Amateurfunkdienstes der DDR, das in¬ nerhalb der vergangenen 10 Jahre entstand. 15 Amateurfunk-Relaisstellen arbeiten gegenwärtig in der DDR, und Funkamateurkollektive begeistern Bild 5 Die Entwicklung von ganz spezifischer Nachrichtentechnik für den GST-Bedarf - hier ein Amateurfunkcomputer für Y6IZ - gehört zu den Aufgaben des nachrichten- technischen Labors, das der NachrichtengerätewerkstatI angeschlossen ist 268 Bild 6 ln der Nachrichtengeräte¬ werkstatt im Hause des Ra¬ dioklubs der DDR. Rolf Kausch, Y23IE, beim Mes¬ sen einer UFS 601 sich schon für dessen weiteren Ausbau. Seit unterdessen 20 Jahren kennen die Funkamateure der GST Olaf Hentschel auch als Sprecher und Operator an der Zentralen Rundspruchstation des Radioklubs der DDR , deren Sta¬ tionsraum sich ebenfalls hier im Hause befindet. Anziehungspunkt für viele Das Haus des Radioklubs der DDR ist seit nunmehr länger als 25 Jahren der Treffpunkt für Funkamateure der DDR. In diesem Objekt der GST finden regelmäßig Schulungen statt, zum Beispiel die der Bezirks-QSL-, Bezirks- Contest- und der Bezirks-Diplpm-Bearbeiter. Das Präsidium des Radio¬ klubs der DDR tagt hier ebenso wie seine Referate. Auch für die Vorsitzen¬ den der Kommissionen Nachrichtensport bei den Bezirksvorständen der GST sowie für ihre Referatsleiter Amateurfunk beispielsweise ist das Haus im traditionsreichen Berliner Arbeiterstadtbezirk Prenzlauer Berg ein Ort für den Erfahrungsaustausch. Jährlich im November ist das Haus Treffpunkt von GST-Funkamateuren mit besonderen Leistungen - feierlich werden die Sieger und Plazierten der DDR-Meisterschaft im Amateurfunk geehrt. Auch die Computerspezialisten der GST zieht das Haus des Radioklubs der DDR immer mehr an - hier tagt nicht nur die Arbeitsgruppe Mikroelek¬ tronik des Präsidiums des Radioklubs der DDR, sondern Spezialisten der Mi¬ kroelektronik im Amateurfunk veranstalten hier Treffen sowie Software- und Erfahrungsaustausche, und in absehbarer Zeit wird sich diese Tradition auf die Computersportler der GST insgesamt ausdehnen. Anziehungspunkt ist das Haus - es wurde in den Jahren 1975 bis 1978 von Grund auf rekonstruiert, wobei die rund 10 hauptamtlichen Mitarbeiter einen sehr hohen Anteil an Eigenleistungen erbrachten und sich sowohl de¬ ren Arbeits- und Lebensbedingungen als auch die für die Serviceleistungen des Hauses spürbar verbesserten - auch noch auf andere Weise. 269 Bild 1 Im Funkkabinett im Hause des Radioklubs der DDR üben auch Mitglieder der ' Grundorganisation der GST, zu der die Klubstation Y3/Z0 gehört, die Hans-Joa¬ chim Sinning (links), auch Y25XO, leitet Zum einen hat hier eine Grundorganisation der GST ihre Heimat, die sich natürlich dem Nachrichtensport verschrieben hat und zu der die Ama¬ teurfunkklubstation Y31Z0 gehört. Diese wird von Harts-Joachim Sinning , auch Y25XO, geleitet. Fast 50 Mitglieder gehören zu der Grundorganisa¬ tion, in der sowohl die Amateurfunkausbildung bis zur Stufe C als auch die Weiterbildung erfahrener Funkamateure Für den Erwerb weiterer Genehmi¬ gungsklassen gepflegt wird. Eine Gruppe von Funkamateuren dieser Grundorganisation mit ausge¬ prägten Contestinteressen hat 1984 begonnen, einen zweiten Standort der Klubstation - am Bezirksausbildungszentrum Egon Schultz der Berliner GST-Bezirksorganisation - baulich und technisch herzurichten. Mit dem Blick auf gute Plazierungen bei größeren Contesten wurde dieser am Rande der Stadt gelegene Standort ausgewählt, und die Funkamateure scheuten auch keine Mühen. Eine 2-Element-3-Band-Quad auf einem Gittermast so¬ wie ein Eigenbau-Contestcomputer gehören für sie dazu. Nicht zu vergessen, daß die jungen Mitglieder dieser Grundorganisation auf sicher einmalige Weise mit der Geschichte des GST-Amateurfunks ver¬ traut werden können, gehören doch solche Funkamateure zur Grundorgani¬ sation wie Karl Andre, Y21DO, Max Perner, Y21UO, Ulrich Hergelt, Y27RO - der Generalsekretär des Radioklubs der DDR. Zum zweiten ist das Haus jeden 1. und 3. Mittwoch im Monat ab 17.00 Uhr UTC Ausgangs- und Endpunkt des DDR-Rundspruchs des Ama¬ teurfunks der GST. Von der Zentralen Rundspruchstation des Radioklubs der DDR, Y61Z wird auf dem 80-m-Amateurfunkband sowie über die UKW- Amateurfunkkanäle R4 und R5 der Rundspruch ausgestrahlt sowie der Be¬ stätigungsverkehr abgewickelt. Stationsleiter ist Wolfgang Bedrich, auch 270 Y2SZ0, der zugleich der Leiter des Hauses des Radioklubs der DDR ist. Sein Harne dürfte vielen Nachrichtensportlem der GST und vielen Funkamateu¬ ren des Auslands gut bekannt sein, ist er doch seit dem Jahre 1973 erst als SWL, spSter als Mitbenutzer sehr aktiv. Das Haus in der Berliner Hose- matnstraße kennt der jetzt 36jährige spätestens seit 1976 - damals nämliclr gehörte er als SWL zu denen, die zur Ehrung der DDR-Meister im Ama¬ teurfunk in das Haus eingeladen waren. Heute ist Wolfgang ein begeisterter DX-Funkamateur, und obwohl oder gerade weil er als Leiter des Hauses ein vielbeschäftigter Mann und ein ge¬ fragter Gesprächspartner ist, läßt er auf seiner sportlichen Spezialstrecke nichts aus und gibt viele Informationen mit dem DX-QTC im FUNKAMA¬ TEUR weiter. Das Haus des Radioklubs der DDR ist eben für die Belange des Amateurfunks der GST die Adresse ... 271 Oberstleutnant DipL-Joum. Klaus König Faszination Computer Jugendneuererkollektiv Krüger des Ausbildungszentrums «Rudolf Egelhofer» bemüht die Unteroffiziers¬ schülerausbildung effektiver und intensiver zu gestalten «Genossen Unteroffiziersschüler! Vorliegendes Programm setzt die Kennt» Hisse über die Trägerfrequenz P303 voraus ...» Ruhig schwingt die Stimme von Kompaniechef Hauptmann Michael Krü¬ ger durch den Raum. In den Bankreihen, vor Bedienpulten und- Bildschir¬ men, Unteroffiziersschüler der Fachrichtung Nachrichten des Ausbildungs¬ zentrums Rudolf Egelhofer. Ein Frequenzschema erscheint auf allen Bildschirmen und dem Monitor des Ausbilders zugleich. Dazu verlangt die Frage des Computers nach den Kanalträgern Konzentration. Was auf diese Weise gegenwärtig in der Fachrichtung Nachrichten des Ausbildungszentrums vorerst noch erprobt wird, ist das Ergebnis einer im¬ mer engeren Verbindung von Wissenschaft und Technik im Militärwesen. Ein Weg, Ausbildungsprozesse zu intensivieren, wie von der XIV. Delegier¬ tenkonferenz der Parteiorganisationen in der NVA und den Grenztruppen der DDR gefordert. Die, die sich dieser Forderung mit Leib und Seele annahmen, sind ein Jugendneuererkollektiv. Kein unbeschriebenes Blatt, wie es so heißt, denn die Ergebnisse ihres Knobelns können sich sehen lassen. Beispielsweise die Wechselsprechanlage auf Netzbasis, ein Kanalsimulator, eine halbautoma¬ tische Vermittlung oder auch ihre Schablone zum Auswerten von Lei¬ stungskontrollen. Die unterschiedlichsten Diplome erhielten sie für ihre Ar¬ beiten. Die schmücken 'inzwischen die Wände des Dienstzimmers von Hauptmann Krüger, ihrem Leiter. Und sie künden von den Erfolgen. Wor¬ über sie jedoch nichts aussagen, das sind ihre ersten Schritte als Neuerer, ihre Nöte, ihre Mißerfolge. Und auch darüber geben Urkunden und Preise nur bedingt Auskunft: die Mikroelektronik hat sie gepackt - sie sind der Faszination Computer erlegen. Am Anfang: Spielereien am Computer Sie, das sind Kompaniechef Hauptmann Michael Krüger, Ausbilder Unterfeld¬ webel Steffen Otto und Unteroffiziersschüler Holger Hemmecke. 3, die hoch hin¬ aus wollen, die die Leistungsfähigkeit moderner Rechentechnik für inten¬ sive und effektive Ausbildung nutzen wollen. Eine ehrgeizige Zielstellung, die sie die völlige Ruhe und die Ungestörtheit lieben läßt - die Nacht. Be- 272 Bild 1 Zu den interessanten Beispielen der Anwendung von Computern für intensive und ef¬ fektive Gefechtsausbildung, optimaler Wartung und Instandsetzung sowie rationeller Verwaltungsarbeit auf der XIV. FDJ-Delegiertenkonferenz gehörte auch die rechner¬ gestützte Lehrklasse des Ausbildungszentrums «Rudolf Egelhofer». Generaloberst Horst Brunner (Bildmitte) im Gespräch mit den Vertretern des Jugendneuererkollekti¬ ves Hauptmann Michael Krüger (r.) mit Gefreiten Torsten Jänsch (l.), Foto: J. Tess- mer gönnen hat ihre Arbeit eigentlich im Jahre 1984. Da hatte Hauptmann Mi¬ chael Krüger im Rahmen einer Exkursion im VEB Kombinat Mikroelektro¬ nik Erfurt Gelegenheit, so richtig am Computer zu «spielen». Ein Spiel, das ihn packte. Seither kreisten seine Gedanken immer wieder darum, ihre Möglichkeiten für die Ausbildung zu nutzen. Und weil er ein Mann der Tat ist, mußte als nächstes ein Mikrorechnerbausatz Z 1013/202 her. Das war natürlich leichter gedacht als realisiert. Es dauerte jedoch nicht lange, schon nach dem nächsten Wochenendurlaub, legte Hauptmann Krüger die Leiterplatte nebst dazugehörigen Bausteinen auf seinen Schreibtisch. Das wiederum sprach sich in Bastlerkreisen der Kompanie schnell herum, lockte Interessierte an. Der erste, der neugierig zur Tür herein sah, war Holger Hemmecke. Ihm auf dem Fuß folgte Steffen Otto. 2, die blieben, sich enga¬ gierten. Aus Hartpapier fertigten sie ein Gehäuse für die Bauteile. Mit Me¬ tallsäge und Schlüsselfeilen. Sie bestückten die Leiterplatte mit zusätzli¬ chen Bauelementen und erarbeiteten schließlich ihr erstes Programm. Als dann die Neuererkonferenz des Ausbildungszentrums vor der Tür stand - auf ihr wollten sie ihre Arbeit vorstellen - hatten sie plötzlich Pro¬ bleme. Der Rechner sagte nämlich keinen Mucks mehr. 273 Der Untaft^bvebel hatte kurz zuvor* bei der Verkabelung einer neuen Lei¬ terplatte unsauber gearbeitet. Ein Tropfen Lötzinn war ins Gewirr gefallen, und aus war es. Black out! Holger Hemmecke kostete das 35 Stunden mühse¬ lige Fummelei, um dem Fehler am Rechner auf die Schliche zu kommen. Mit Oszillograf und TTL-Prüfstift checkte er die 40 Beinchen am Schalt¬ kreis immer wieder durch. Und so manches Mal schimpfte er dabei laut an den Computer gewandt: «Das kannst du doch nicht machen!» Schließlich aber zahlte^ich seine Geduld aus, und alles spielte wieder. Luftschlösser oder Realität? Beachtung fand ihr Produkt auf jener Neuererkonferenz. Doch auch Skepti¬ ker gab es genug. Zweifler, die zum Beispiel äußerten: «Das ist Spielerei! Computer können nur rechnen! Was soll das in der Ausbildung?» Entmutigen konnten Hauptmann Krüger und seine Mitstreiter solche Äu¬ ßerungen nicht. Auch nicht die Tatsache, daß so mancher ihrer Wünsche vorerst uneingelöst blieb. Der nach einem festen Arbeitsraum zum Beispiel, nach finanzieller Unterstützung oder auch einfach der, nach einem konkre¬ ten Auftrag. Das heißt: was sie, wie, bis wann für intensivere Ausbildung zu entwickeln haben. Trotz alledem, gleich kühnen Forschem, hatten sie und haben sie noch heute kühne Ideen. Kommen sie bei ihren nächtlichen Basteleien ins Ge¬ spräch, ins Fachsimpeln, kommen sie auch ins Schwärmen. Bisweilen se¬ hen sie sich als Ausbilder wie in einem Cockpit oder wie auf einem Befehls¬ stellwerk stehen. Sie sehen sich Knöpfe drücken, sehen Scharen von Schülern vor Monitoren sitzen und nach ihren Programmen arbeiten. Zu¬ kunftsmusik? Luftschlösser? Kaum! Hauptmann Krüger und seine Genossen haben die Zeichen der Zeit sehr wohl begriffen. Für sie ist ihre rechnerge¬ stützte Lehrklasse keine Utopie, kein Luftschloß, sondern greifbare Reali¬ tät. Sie haben für die Zukunft konkrete Pläne. Und die sehen ganz genau vor, wie sich ihr liebstes Kind - der Computer - entwickeln soll, entwik- keln im Interesse hoher Kampfkraft und Gefechtsbereitschaft, wie es die XIV. FDJ-Delegiertenkonferenz nachdrücklich forderte. Konkret sieht ihr ' Entwicklungsplan 4 Stufen vor. Wachstum - Schritt für Schritt Die erste: Bau des Herzstückes der Anlage - ein Hartpapier beplankter Ka¬ sten voller Mikroelektronik, so klein wie ein flacher Schuhkarton. Der Mi¬ krorechnerbausatz Z1013/203 mit erweitertem Grundspeicher, einer gro¬ ßen Tastatur und ergänzt durch zusätzliche Leiterplatten. Die zweite: Aufbau einer Lehrklasse mit einem Schüler- und einem Leh¬ rerarbeitsplatz. Dazu eine Speichererweiterung. Die dritte: Aufbau einer Lehrklasse mit 10 und mehr Arbeitsplätzen. Die vierte: Aufbau einer universellen Lehrklasse - für möglichst alle Fachrichtungen mit vielen und speziellen Programmen. 274 Bild 2 3, die nicht nur der Faszi¬ nation Computer erlegen sind, sondern für die Mikro¬ elektronik, brennen: Unter¬ feldwebel Frank Freitag, Hauptmann Michael Krüger und Gefreiter Torsten Jänsch (v.i.n.r.), Foto: K. König Bild 3 Unteroffiziersschüler Bernd Flemming bei der Arbeit mit dem Programm TFP 303, Foto: K. König Was kann nun ihre Lehrklasse? Vorläufig kann an 3 Schülerplätzen aus¬ gebildet werden. Hätten sie 10 Fernseher und 10 Tastaturen, wäre das Ler¬ nen auch an 10 Plätzen möglich. Einsetzbar ist die rechnergestützte Lehr¬ klasse schon heute für die Richtfunkausbildung, für die Nachrichtengeräte¬ lehre, für den Betriebsdienst, für die Hör- und Gebeausbildung und, und, und. Übrigens hat das Kollektiv auch Programme erstellt, um die Frontplatten von 10 unterschiedlichen Nachrichtengeräten zu simulieren. Die Schüler können auf diese Weise die Inbetriebnahme der Geräte wie an der Original¬ technik erlernen. Der Rechner läßt dabei die bei der jeweiligen Schallerbe¬ tätigung zu erwartenden Kontrollampen aufleuchten und die Zeiger aus- schlagen. Auch die Fehler registriert er individuell und speichert sie für die Auswertung des Ausbilders. Wie anfangs schon erwähnt, die 3 Neuerer haben ihren Computer vorerst noch versuchsweise in einer Lehrklasse aufgebaut, oder sie ziehen von Aus¬ stellung zu Ausstellung ... 275 Bild 4 Probeweiser Beirieb der rechnergestützten Lehrklasse mit 3 Arbeitsplätzen sowie einem Monitor für den Ausbilder, Foto: K. König Ihn offiziell in die Ausbildung zu integrieren, so meinen sie, sei lediglich eine Material- und Zeitfrage. Und weil sie sicher sind, daß der Tag nicht mehr fern ist, an dem die Entscheidung fällt, arbeiten sie fieberhaft an spe¬ ziellen Programmen - der Software. Nicht nur für die Fachrichtung Nach¬ richten. Interesse und Aufträge gibt es mittlerweile auch von anderen Fach¬ richtungen: den mot. Schützen, der Truppenluftabwehr, der Raketen- und Artillerie. Auch schenken sie beim Programmieren der methodisch-pädago¬ gischen Komponente mehr und mehr Aufmerksamkeit. Denn sie stellen in Rechnung, daß der Computer nur kann, was der Mensch ihm eingibt. Also konstruieren und programmieren sie immer wieder. Und das nun schon in 2. Generation. Computerknobler neuer Generation Unterfeldwebel Otto und Unteroffiziersschüler Hemmecke haben das Neuerer¬ kollektiv inzwischen verlassen. Nahtlos hat Hauptmann Kriiger neue Bastler um sich versammelt: Unterfeldwebel Frank Freitag und Gefreiten Torsten Jänsch. Torsten ist von Beruf Elektronikfacharbeiter. Seine ersten Kontakte mit der Elektronik knüpfte er schon als Jugendlicher. Fernseher, Lichtorgel, Verstärker, Diskoanlagen waren aus seiner Umgebung nicht wegzudenken. Sein Zimmer glich einer Bastlerstube. Bastler ist er noch heute aus Leiden- 276 Bild 5 Gefreiter Torsten Jänsch nutzt den Rechner bei Ar¬ beiten an der Vollgrafikpla- tine als digitales Frequenz¬ meßgerät. Foto: K. König Bild 6 Unterfeldwebel Frank Freitag bei Program¬ mierarbeiten mit dem Lerncomputer LC 80, Foto: K. König Schaft und mit Facharbeiterausbildung dazu. Ein Gewinn also, wenn er heute im Jugendneuererkollektiv Krüger mitarbeitet. Nur so selbstverständ¬ lich war sein Mittun jedoch nicht. Es dauerte, bis er seinen Weg in den Knoblerkeller fand. Hauptmann Krüger war es, der ihn 3 Tage vor der Zentra¬ len Messe der Meister von morgen in Leipzig überredete, zum Kollektiv zu stoßen und mit zur Ausstellung zu fahren. Um dort unter den vielen Fach¬ leuten zu bestehen, machte er sich mit ihrem Computer bekannt. Er besah Baugruppe für Baugruppe, untersuchte Schaltkreis für Schaltkreis und er¬ kundete die Speicherkapazität. So wußte er schließlich, was der Rechner kann und was er nicht kann. 277 Zurück aus Leipzig, tqit einem Messediplom und einem Beutel Schaltkrei¬ sen, stürzte er sich in die Arbeit, Er bestückte als erstes eine Vollgrafiklei" terplatternnd war fortan ifn Kollektiv verantwortlich für die Hardware. Zum Spezialist für die Software avancierte etwa zur gleichen Zeit Frank Freitag, Bei Arbeiten am SPW kam Hauptmann Krüger mit ihm ins Ge¬ spräch und lud ihn zu den Bastelabenden ein. Auch drückte er ihm ein Buch ln die Hand: Mikroprozessortechnik von Kieser/Meder, Frank Freitag vertiefte sich noch am Abend darin und beschrieb bis zum Morgen einen halben A4-Block mit Auszügen, Bei ihm hatte der Funke gezündet, Die nächsten Bücher und natürlich entsprechende Aufgabenstellungen des Hauptmanns zum Üben ließen dann nicht lange auf sich warten. Er erlernte auf diese Weise inzwischen die Programmiersprache «BASIC» und ist ge¬ genwärtig dabei, auch hinter die Geheimnisse der Maschinensprache zu kommen. Unbedingte Voraussetzung für einen, der wie besessen an der Herstellung der Software arbeitet und darüber sogar die Zeit vergißt. Tatsache bleibt: Die 3 sind sich einig. Ihre rechnergestützte Lehrklasse kann die Ausbildung intensivieren helfen. Vergleichbare Beispiele belegen, möglicherweise sogar um 50 %. Wie gesagt kann, wenn sie, von der probe¬ weise betriebenen, zur arbeitenden Klasse wird. Nichts wünschen sich Hauptmann Michael Krüger und seine Genossen sehnlicher. Nur allzu ver¬ ständlich, wie es scheint ... Wußten Sie schon? Die Bezeichnung Computer entstand aus dem lateinischen Wort putare - schnei¬ den. Daten wurden in der Frühzeit der Menschheit in Hölzer oder Steine geschnit¬ ten. Später wurde aus putare computare. Englisch heißt to computare soviel wie rechnen. Rechnen, das weiß heute jeder, können Computer unheimlich schnell. Nicht in Sekunden wird ihre Geschwindigkeit angegeben, sondern in Nanosekun- den (milliardstel Sekunden). Und auch das ist inzwischen bekannt. Computer sind nur so schlau, wie der Mensch selber. Sie berechnen, verarbeiten, vergleichen, ver¬ dichten und kombinieren alles, was wir exakt in Daten und Zahlen fassen können. Sie konstruieren, rechnen, drucken - bieten neue Lösungsvarianten an. Gegenwärtig gibt es in der DDR über 25 000 CAD/CAM-Stationen. An ihnen arbeiten mehr als 100000 Menschen. (Zitat) Den Wettlauf mit der Zeit gewinnen, verlangt auch in den Streitkräften die Potenz junger Hoch- und Fachschulabsolventen, ob junger Offizier oder dienender Di¬ plomingenieur, gezielter für die militärtechnische Forschung und Entwicklung, für die Meisterung der Revolution im Militärwesen einzusetzen. Unsere derzeit 63 Ju¬ gendforscherkollektive der FDJ sind wahrlich Vorreiter des Neuen - die auf unse¬ rer Konferenz ausgestellten Exponate sprechen anschaulich dafür. (Referat der XIV. Delegiertenkonferenz der FDJ-Organisationen in der NVA und den Grenztruppen der DDR) 278 (Zitat) Intensivierung «beginnt mit gründlichem Nachdenken, mit sorgßltiger Analyse der vielfältigen Aufwand-Nutzen-Beziehungen, mit fundierter theoretischer Arbeit und begründeten Entschlüssen. Es gehört zu den wichtigsten Aufgaben aller Chefs, Leiter und Kommandeure, die Schwerpunkte, Formen und Methoden der unfas¬ senden Intensivierung in ihrem Bereich exakt zu bestimmen. Überall werden Ideen und Tatkraft jedes einzelnen gebraucht, gilt es, die Armeeangehörigen, Grenzsoldaten und Zivilbeschäftigten dafür zu begeistern und zu gewinnen, sich mehr Gedanken um die Qualität der eigenen Tätigkeit zu machen und beharrlich nach revolutionierenden Veränderungen zu suchen. Eingeschlossen ist dabei die Aufgabe, die materiellen und finanziellen Fonds sinnvoll und sparsam einzuset¬ zen ...», (Aus der XIV. SED-Delegiertenkonferenz der Parteiorganisationen in der NVA und den Grenztruppen der DDR) 279 MMM-Kaleidoskop: Exponate 4er Nationalen Volksarmee un4 der Grenztruppen der DDR Wie in jedem Jahr, lenkte Huggy seinen Flügelschlag gen Leipzig, um sich auf der 29. Zentralen Messe der Meister von morgen über den Stand von Wis¬ senschaft und Technik, der Anwendung der Schlüsseltechnologien in der Deutschen Demokratischen Republik zu informieren. In Verwirklichung des FDJ-Auftrages XI. Parteitag der SED beteiligten sich über 1230 000 Jugendliche, 114 390 junge Neuerer mehr als im Vorjahr, an der MMM-Bewegung. Insgesamt arbeiteten 72,2 % aller Jugendlichen in der MMM-Bewegung. Dabei leisteten rund 4900 Jugendforscherkollektive einen wichtigen Beitrag bei der beschleunigten Anwendung der Schlüssel¬ technologien in der Volkswirtschaft. Zum Beispiel wurden in Verwirkli¬ chung der Wirtschaftsstrategie der SED 388 CAD/CAM-Lösungen mit ho¬ hem ökonomischem Nutzen vorgestellt, die das Wort der Jugend auf dem XI. Parteitag der SED CAD/CAM-Technik ist FDJ-Technik bekräftigten. Im Erfmderwettbewerb der Jugend wurden von den 11975 Erfindern 4736 Pa¬ tente angemeldet. Insgesamt wurden 231992 Aufgaben, über 70% davon aus den Plänen Wissenschaft und Technik, gelöst. Daraus ergibt sich ein volkswirtschaftlicher Gesamtnutzen von 1,8 Milliarden Mark. In Anerkennung der Leistungen der jungen Neuerer und Erfinder wurdq erstmals ein Ehrenpreis des Generalsekretärs des ZK der SED und Vorsitzenden des Staatsrates der DDR für hervorragende wissenschaftlich-technische Spitzenlei¬ stungen der Jugend verliehen. Diese hohe Auszeichnung wurde von Egon Krenz,. Mitglied des Politbüros des ZK der SED, an das Jugendforscherkol¬ lektiv Andrej Sokolov, Jenaer Glaswerk, Betrieb des Kombinats Carl Zeiss- Zena, an das Jugendforscherkollektiv der FDJ des VEB Chemieanlagenbau Leipzig/Grimma und an das Jugendforscherkollektiv CMOS-Gate-Array, Zentrum für Forschung und Technologie Mikroelektronik Dresden, Betrieb des Kombinats Oprl Zeiss Jena, überreicht. In seinem Schlußwort auf dem Er¬ fahrungsaustausch des Zentralrats der FDJ mit Jugendforscherkollektiven am 9.11.86 wies Egon Krenz daraufhin, daß sich die Jugendforscherkollek¬ tive der FDJ sehr bewußt den hohen Anforderungen in der qualitativ neuen Etappe der entwickelten sozialistischen Gesellschaft in der DDR stellen. Ihre Arbeitsergebnisse würden i mm er mehr zu einem Qualitätssiegel der wissenschaftlich-technischen Entwicklung in der DDR. Es sei beeindruk- kend gewesen mitzuerleben, wie die Mitglieder der Jugendforscherkollek¬ tive ihre zielstrebige Arbeit als persönlichen Beitrag im Kampf um den 280 Frieden verstehen. Diese Haltung habe angesichts des harten internationa¬ len Kampfes um jede wissenschaftlich-technische Spitzenleistung mit ho¬ hem ökonomischem Effekt um so mehr Bedeutung, da im Sozialismus die Entwicklung der Produktivkräfte ausschließlich der Sicherung einer friedli¬ chen Gegenwart und Zukunft diene (nach Junge Welt, Nr. 265 B, vom 10.11.86). i Die Neuerer, Rationalisatoren und Erfinder der Nationalen Volksarmee, der Grenztruppen der DDR und der Zivilverteidigung waren in diesem Jahr mit einem repräsentativen Ausstellungsteil auf der großen Lehr- und Lei¬ stungsschau der Jugend unseres Landes vertreten. Anschaulich demon¬ strierten sie, wie sie mit Schöpfertum und Initiative ihren persönlichen Bei¬ trag Unter der Losung Soldatentat XL. Parteitag. Jederzeit gefechtsbereit für Frieden und Sozialismus! zur Erhöhung der Gefechtsbereitschaft, leisten, um damit «dem Wesen unserer Gesellschaftsordnung» zu entsprechen, «daß all unser Tun dem Frieden verpflichtet ist und wir unter friedlichen Bedingun¬ gen die Voraussetzungen schaffen, den Sozialismus jederzeit erfolgreich zu verteidigen» (E. Honecker auf der Beratung des Sekretariats des ZK der SED mit den 1. Sekretären der Kreisleitungen am 6.2.87). Von dem Neuererkollektiv Winges wurde z.B. in nur 10 Mönaten ein uni¬ verseller Störkomplex für die Ausbildung und das Training von Bedienun¬ gen funkelektronischer Mittel der Truppenluftabwehr mit einer Kostenein¬ sparung von mehr als 800 000 M je Ausbildungsjahr entwickelt. Das Jugendforscherkollektiv unter der Leitung von Leutnant putz Walter stellte eine Lehrklasse für rechnergestützte Nachrichtenbetriebsausbildung vor, mit der die Anwendung von Schlüsseltechnologien zur Intensivierung der Gefechtsausbildung und der Rationalisierung der Wartung und Instand¬ setzung demonstriert wird. Bei 36 der verdienstvollen Neuerer- und Jugendkollektive wurden die Leistungen mit der Medaille für hervorragende Leistungen in der MMM-Bewe¬ gung, mit einer Urkunde der 29. Zentralen Messe der Meister von morgen und mit dem Titel Bestes Neuererkollektiv geehrt. Darüber hinaus erhielten das Jugendneuererkollektiv Heese den Ehrenpokal des Ministers für Nationale Ver¬ teidigung und das Neuererkollektiv Winges den Preis der Zeitschrift Ausbil¬ der. Nachstehend nun, wieder eine kleine Auswahl von Exponaten sowie die Anschriften der Dienststellen, die Nachnutzem von Neuerervorschlägen weitere Auskünfte erteilen. Dabei ist unbedingt zu beachten, daß Dienst¬ stelle und Registriemummer des entsprechenden Neuerervorschlags über¬ einstimmen. Nationale Volksarmee Postfach 13 313/H Leipzig 7022 Registriemummem 10000 bis 19999 und 73 900 bis 74899 281 Nationale Volksannee Postfach 15 513/V Neubrandenburg 2040 Registriemummem 20000 bis 29999 Nationale Volksannee Postfach 14413/6 Strausberg 1260 Registriemummem 30000 bis 39999 Nationale Volksannee Postfach 18 815/B Rostock 2500 Registriemummem 40000 bis 49 999 Grenztruppen der DDR Postfach 16 613 N Königs Wusterhausen 1600 Registriemummem 50 000 bis 69 999 Nationale Volksannee Postfach 11113 A Wildpark-West/Potsdam 1501 Registrieraumrilern 70000 bis 70999 und 75000 bis 76999 Nationale Volksannee Postfach 98421 Strausberg 1260 Alle übrigen Registriemummem Ausgewählte Exponate 1. Lehrklasse für rechnergestützte Nachrichtenbetriebsausbildung (Bild 1, Reg.-Nr.: 70 503/86) Jugendfprscherkollektiv: Leutnant Walter, Lutz Rechnergestützte Durchführung der Hör- und Gebeausbildung. Jeder Schülerplatz (maximal 32) kann als Funker-, Fernschreiber- oder Funk/ Femschreiberarbeitsplatz genutzt werden. Intensivierung der Ausbil¬ dung. Patentanmeldung. 282 Bild 1 Lehrklasse für rechnergestützte Nachrichtenbetriebsausbildung 2. Prüfgerät FU-/FI-Schutzschalter (Bild 2, Reg.-Nr.: 29153/86) Jugendneuererkollektiv: Zivilbeschäftigter Grossmann, Bodo Zur Revision und Instandsetzung von Fehlerspannungs- und Fehler¬ stromschutzschaltern geeignet. Ohne Meßschaltung kann in kürzester Zeit die Auslösespannung bzw. der Auslösestrom der Schalter festge¬ stellt werden. Einsparung von etwa 50 % der notwendigen Arbeitszeit. Bild 2 Prüf gern t FU-/FI-Sch u tzschalter 283 3. Rechnergestützte Diagnose an Funktionsgruppen (Bild 3, Reg.-Nr.: 38 372/86) Jugendneuererkollektiv: Oberstleutnant Urbschat, Manfred Beispiellösung für die rechnergestützte Funktions- und Fehlerdiagnose an Leiterplatten mit Rechner KC 85/1 und Polycomputer PC 880. Sen¬ kung der notwendigen Instandsetzungszeiten um 50 bis 80 %. Bild 3 Bild 4 Rechnergestützte Diagnose an Funktionsgruppen Endstellenkanalsimulator 284 fendstellenkanalsimulator (Bild 4, Reg.-Nr.: 02/85) Neuererkollektiv: Oberstleutnant Mohring, Volker Automatische Überwachung und Kontrolle von 4-Draht-Femsprechka- nälen. Einsetzbar als autonomer Antwortgeber, zur Kanalnachbildung oder als Pegelsender. 5. Erhaltungsladegerät für Akkumulatoren (Reg.-Nr.: 21206/86) Jugendneuererkollektiv: Major Thiemann, Jürgen Das Gerät ermöglicht es, die volle Kapazität der Akkumulatoren vom Typ AE-25 und 2 NKBN-1,5 zu erhalten. Es arbeitet automatisch. Eine ständige Kontrolle der Batterien auf Überladung entfallt. Durch dieses Gerät wird eine ständige Gefechtsbereitschaft der entsprechenden Ge¬ räte gewährleistet. 6. Rationalisierungsmittel für die Wartung und Instandsetzung Richtfunk¬ stelle R 404 M3/R 414 (Reg.-Nr.: 05/85) Neuererkollektiv: Stabsfeldwebel Baum, Raff Mit den Rationalisierungsmitteln werden Wartung und Instandsetzung von Baugruppen und Einschüben in kürzester Zeit mit erhöhter Sicher¬ heit durchgeführt. Dadurch ergibt sich eine schnellere Wiederherstel¬ lung der Einsatz- und Gefechtsbereitschaft, mit einer zusätzlichen Ein¬ sparung von Kraftstoff. 7. Demonstrationsmodell elektronische Femschreibmaschine Fl300 (Reg.-Nr.: 70548/84) Jugendforscherkollektiv: Oberst Kösling, Heinz Das Demonstrationsmodell der Femschreibmaschine ist als Lehr- und Lernmittel für die Ausbildung entwickelt worden. Es ermöglicht die an¬ schauliche Darstellung der Funktion einer elektronischen Femschreib¬ maschine. Im Original ’ablaufende Vorgänge werden zeitlich gedehnt dargestellt. Durch dieses Demonstrationsmodell lassen sich Anschau¬ lichkeit und Effektivität der Ausbildung erhöhen. 285 Huggy an seine Leser Huggy bittet den nebenstehenden Fragespiegel auf eine Postkarte zu kleben und mit den entsprechenden Kreuzchen versehen bis zum 31.3.1988 (Datum des Poststempels) an folgende Anschrift zu senden (bitte Alter und Beruf angeben): DRUCKSACHE Militärverlag der DDR Abteilung Technische Amateurliteratur Storkower Straße 158 Berlin 1055 Es werden wertvolle Preise verlostl TTL - Low - Power - Schottky - IS □% Äji -| Rbttl, Bl ~ J /W o- □W, *L □ 37 ätT DL 112 D DL 132D _r~L _£ 7 , ql, 02 (V—o DL 123D DL 155D BZ 7 ^Ts □ ü cc V 7 cr/o 7 OSC 2 15 3A o£_ 2 2 04C 3 n 3R „0. <9 5 ZRC 4 13 3ür zvz 5 1Z JÜR acz 6 77 3L ZW r QDZ 7 10 3C r R C M C 8 9 3D 7? fl «4 Qß 3g, flfl —~o UR DL 192D DL 193D