ELEKTRONISCHES JAHRBUCH 1987 CMOS-Schaltkreise Pf c r 16 3Uoo 2i 5 CT 03 c 2 15 3C 3 CI Biß 10/16 00 IP3 c 3 14 302 JO U/D 01 IPO c 4 13 3IP2 Jt IPO 02 ci c 5 12 3: pi 12 IP1 00 q 6 n 301 J1 IP2 03 CO c 7 10 30/D J_ ip' U a C 3 9 38/0 Pt CO V 4029 D 2 qs 4 y I« 7 8 CS TO V V 4034 D S 7 C J 86 C 85 84 C 83 C B2 C 07 C SOC 4f /S C 4/öC »□<*» 23 D47 22D46 2T3A5 20 3 A4 T9 U43 18 3 AZ 17 3AI 16 3A0 15 3 C 14 3 A/S 13 I|P/S oo df TICC R C J c /? c C C PISC7 UxCe WpM» V," 75 I]07 Jf’ 14 302 13 303 1231P3 31P2 31P1 31PO 3 sh 4 d J-IPO Si, PI P2 ]IP3 12 Jk — p/s ooK 01 15 02 p 03 Ä 04 Ql C 01 C Dl C C L P C D2C tfeC 3 77 9 3D2 -H&2 fl 352 02 «2 IT TT 01 02 05 07 C 00 C 02 C OfiC 07 C 6 03 C «J»C V 4013 D dT 75 3(7«, 75 3« 74 3C 70 3 C£ 72 3 CO 77 309 70 309 9 30ö 75 070 3 2 4 7 70 7 T js U 77 72 V 4017 D 02CT 02 C 2 C2C3 52C4 52C5 J2C6 52 C 7 Ojjtl 5 76 DO«, 75 307 74 35? 73 307 357 357 3J7 357 t 9_ KL % JL 12 7 £ £ ± JL ■Hc, TT TT 07 02 02 C 023C 072 C 077 C 070 C 57 C 277 C C AiC 30«, 302 352 □ 020 3 027-^ 3022 J- 3073 ^ 307 55 070 077 072 013 RG 021 0Z2 020^> OzA-^‘ V 4015 D 7S4C /43C2 703 C 3 77*2[I 4 7Ö2C 5 WTC# IB1 C 7 t/s5 C 8 16\3 U DD ,J_ ispm X~ »375 — 7S2 pTf 73D04 72 303 77D02 7 M4 1107 Usr pw Ära 07 02 03 04 70 , 72 y_ V 4019 D V 4027 D V 4028 D Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1987 Herausgeber: Obering. Karl-Heinz Schubert Y21XE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1987 Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik Schubert, Karl-Heinz: Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1987. - Berlin: Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik, 1986. - 288 S.: 243 Bilder - (Jahrbücher) ISSN 0424-8678 ISBN 3 - 327 - 00105 - 7 1. Auflage, 1986 © Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB) - Berlin, 1986 Lizenz-Nr. 5 Printed in the German Democratic Republic Lichtsatz: INTERDRUCK, Graphischer Großbetrieb Leipzig - III/l 8/97 Druck und buchbinderische Weiterverarbeitung: Offizin Andersen Nexö, Graphischer Großbetrieb, Leipzig, III/18/38 Lektor: Wolfgang Stammler Zeichnungen: Heinz Grothmann Illustrationen: Harri Förster Typografie: Ingeburg Zoschke Redaktionsschluß: 15. Februar 1986 LSV 3535 Bestellnummer: 746785 5 00780 Inhaltsverzeichnis Leipziger Frühjahrsmesse 1986 Für weltoffenen Handel und technischen Fortschritt. 9 Obering. Karl-Heinz Schubert «Silicon Valley» - das Chip-Traumland?. 24 Hans-Joachim Liesenfeld 35 Jahre Fernsehgeräteproduktion in der DDR. 27 VEB Kombinat Nachrichtenelektronik bietet komplexe Lösungen zu¬ kunftssicherer Nachrichtentechnik . 31 Wissenswertes über moderne Technik Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Neuerungen für den Fernsehempfang. 39 Dipl.-Ing. Gustav Westphal Elektronik in modernen Verkehrsflugzeugen . 61 Obering. Karl-Heinz Schubert Informationsdienst zur Mikroelektronik. 70 Neue Bauelemente der Elektronik Ing. Klaus K. Streng Neue Schaltkreise aus dem RGW-Bereich. 75 Ing. Klaus K. Streng ECL-Schaltkreise aus der UdSSR . 84 Dipl.-Ing. Frank Roscher Auswahl und Anwendung von Selenkleinstgleichrichtern . 97 5 Moderne Technik für den Funkamateur Siegmar Henschel - Y22QN Zählerbaustein mit digitaler Frequenzrastung für VFO.106 Ing. Hans-Uwe Fortier Linearverstärker für 432 MHz .119 Dr. Walter Rohländer - Y220H Der Feldstärkemesser - ein vielseitig verwendbares Meßgerät.131 Ing. Frank Sichla - Y51UO Digitales Ohmmeter mit automatischer Bereichswahl .139 Dr. Walter Rohländer - Y220H Der Ideenspeicher im Amateurfunk - Hilfsmittel für die Amateur¬ funkpraxis .147 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Internationale Schaltungsrevue «Amateurfunk» .158 Bauanleitungen für Elektroniker Dipl.-Ing. Klaus Weinhold Rauschminderungsschaltung für Stereobetrieb und universellen Ein¬ satz .167 Reinhard Dietrich PLL-Demodulator-Baustein für UKW-Empfänger .174 Ing. Dieter Müller Moderne Operationsverstärker - einfacher Schaltungsaufbau.181 Ing. Harro Kühne Extremwertspeicher für analoge oder digitale Thermometer.196 Ralf Männel Ein einfacher Synthesizer als elektronisches Musikinstrument.205 Ing. Egon Klaffke - Y22Fa Wissenstestgerät WTG 87 .. . 212 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y2IXE Schaltungsrevue für Anfänger .219 Dipl.-Ing. Frank Roscher Oberationsverstärker in NF-Steuerstufen .226 Ing. Frank Sichla - Y51UO CMOS-Melodiegenerator - geringer Aufwand und minimaler Ruhe¬ strom .239 Dipl.-Ing. Horst Weber Variaten einer Identifikationsbaugruppe.246 6 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Dipl.-Joum. Harry Radke Vor dem VIII. GST-Kongreß Amateurfunk mit Bild und Ton .254 Oberstleutnant Klaus König Reportage über eine Nachrichtenwerkstatt.262 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR.271 Tabellenanhang Neue Begriffe der Kommunikationselektronik (2).278 Tabellenteil zum Beitrag «Auswahl und Anwendung von Selenkleinst- gleichrichtem» (s. Seite 97 bis 105) . 282 7 1987 JANUAR FEBRUAR MÄRZ M 5 12 19 26 2 9 16 23 2 9 16 23 30 D 6 13 20 27 3 10 17 24 3 10 17 24 31 M 7 14 21 28 4 11 18 25 4 11 18 25 D 1 8 15 22 29 5 12 19 26 5 12 19 26 F 2 9 16 23 30 6 13 20 27 6 13 20 27 S 3 10 17 24 31 7 14 21 28 7 14 21 28 S 4 11 18 25 1 8 15 22 1 8 15 22 29 APRIL MAI JUNI M 6 13 20 27 4 11 18 25 1 8 15 22 29 D 7 14 21 28 5 12 19 26 2 9 16 23 30 M 1 8 15 22 29 6 13 20 27 3 10 17 24 D 2 9 16 23 30 7 14 21 28 4 11 18 25 F 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 19 26 S s 4 11 18 25 2 9 16 23 30 6 13 20 27 S 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 JULI AUGUST SEPTEMBER M 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 D 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 M 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 D 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 F 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 S 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 S 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 OKTOBER NOVEMBER DEZEMBER M 5 12 19 26 2 9 16 23 30 7 14 21 28 D 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 M 7 14 21 28 4 11 18 25 2 9 16 23 30 D 1 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 F 2 9 16 23 30 6 13 20 27 4 11 18 25 S 3 10 17 24 31 7 14 21 28 5 12 19 26 S 4 11 18 25 1 8 15 22 29 6 13 20 27 8 Leipziger Frühjahrsmesse 1986 Für weltoffenen Handel und technischen Fortschritt Unter diesem Motto stellten etwa 9 000 Aussteller aus allen Kontinenten in Leipzig aus. In 40 Branchen wurden Investitions- und Konsumgüter ange- boten, wobei in den Expositionen und im wissenschaftlich-technischen Veranstaltungsprogramm das Schwerpunktthema Hochproduktive material- und arbeitszeitsparende Ausrüstungen und Technologien des Maschinenbaus be¬ sondere Beachtung fand. Anwendungsbreite Automatisierungslösungen, die dem Trend des tech¬ nologischen Fortschritts in der metallverarbeitenden Industrie entsprechen, präsentierte der DDR-Werkzeugmaschinenbau zur diesjährigen Leipziger Frühjahrsmesse. Davon konnten sich Erich Honecker und die weiteren Mit¬ glieder der Partei- und Staatsführung in Halle 20 überzeugen, in der der tra¬ ditionelle Messerundgang begann. Die führenden Persönlichkeiten wurden vom Minister für Werkzeug- und Verarbeitungsmaschinenbau, Dr.Rudi Ge- orgi, im Namen der 135 000 Werktätigen des Industriebereichs herzlich will¬ kommen geheißen. Das WMW-Messeangebot, sagte der Minister, wider¬ spiegele die vielfältigen Initiativen, mit denen sich die Kollektive auf den XI. Parteitag der SED vorbereiten. v Den Mitgliedern der Partei- und Staatsführung wurde erläutert, daß die WMW-Ausstellung völlig neu gestaltet ist. Im Blickpunkt stehen flexible automatisierte Fertigungssysteme, die gegenüber Einzelmaschinen wesent¬ liche Vorteile für die Anwender bringen und zur Verbesserung der Arbeits¬ und Lebensbedingungen der Werktätigen beitragen. Diese zukunftsorien¬ tierte Technik ermöglicht dem Anwender eine hohe Produktivität und Ef¬ fektivität. Das kommt unter anderem zum Ausdruck in einer Erhöhung der Arbeitsproduktivität um mehr als 300 %, einer Verkürzung der Durchlauf¬ zeiten um 50 bis 70% und einer Erhöhung des zeitlichen Nutzungsgrads der Ausrüstungen um 40 bis 60%. Diese Effekte werden insbesondere er¬ reicht durch die Verknüpfung von numerisch gesteuerten Werkzeugmaschi¬ nen, Bearbeitungszentren und Fertigungszellen, ausgestattet mit den Steue-, rungsgenerationen CNC 600 und CNC 700, Palettentaktstationen und Portalrobotem, ebenso durch schienen- und leitliniengeführte Transport¬ fahrzeuge für die automatisierte Handhabung der Werkstücke, Werkzeuge und Vorrichtungen, des weiteren durch die entsprechende automatische Werkzeugbruchkontrolle und durch Meßsysteme sowie automatisierte La¬ gersysteme. 9 Unter dem Motto Flexible Automatisierung der Fertigung wurden mehr als 30 Moduln und Teilsysteme flexibler Fertigungssysteme sowie vollständige flexible Fertigungssysteme und kundenspezifische Lösungen auf Einzelma¬ schinen gezeigt, die alle den Bedürfnissen der Anwender entsprechen. Die Entwicklung derartiger Fertigungssysteme erfordert ein enges Zusammen¬ wirken mit Forschungseinrichtungen und Hochschulen. Das betrifft ebenso die Erarbeitung der Software. 80% der Messeexponate des Werkzeugma¬ schinenbaus sind Neu- oder Weiterentwicklungen. Durch den Einsatz der Schlüsseltechnologie Mikroelektronik konnte der Gebrauchswert der Er¬ zeugnisse wesentlich erhöht werden. Ihr Energieverbrauch sank, der spezifi¬ sche Materialeinsatz verringerte sich. Die DDR ist heute in der Welt der sechstgrößte Produzent und der drittgrößte Exporteur von Werkzeugma¬ schinen. Bisher wurden unter dem Zeichen WMW weit über 300 000 Werk¬ zeugmaschinen in mehr als 60 Länder geliefert. Dr. Rudi Winter stellte weiterhin eine CAD/CAM-Arbeitsstation zur rech¬ nergestützten Konstruktion, Fertigungsvorbereitung und -Steuerung vor. Auch in diese Station ist ein hohes Maß von wissenschaftlicher Arbeit ein¬ gegangen. Der Generaldirektor des Kombinates Robotron, Friedrich Wo- kurka, erläuterte die Geräte. Vom gedanklichen Entwurf eines Werkstücks bis zum fertigen Erzeugnis vergehen mit Hilfe derartiger CAD/CAM-Lö- sungen nicht mehr Tage, sondern nur noch wenige Stunden. Revolutionierende Veränderungen haben einen Ausgangspunkt stets in der Anwendung von Schlüsseltechnologien, hängen mit Fortschritten in der Elektrotechnik und Elektronik zusammen, vor allem in der Mikroelektronik und der modernen Rechentechnik. Aufschluß über deren erfolgreiche Lei¬ stungsentwicklung erhielt man sowohl in der Messehalle 18, in der die Elek¬ trotechnik ihr Domizil hat, als auch in der Halle 15, in der man von mi¬ kroelektronischen Schaltkreisen bis zu kompletten CAD/CAM-Arbeitsplät¬ zen und entsprechender Software alles fand, was für hochproduktiven technologischen Fortschritt bürgt. Bauelemente der Mikroelektronik Als Zentrum der Forschung, Entwicklung und Produktion für aktive mi¬ kroelektronische Bauelemente, technologische Spezialausrüstungen und elektronische Konsumgüter präsentierte sich der VEB Kombinat Mikroelek¬ tronik auf der Leipziger Frühjahrsmesse 1986 in der Halle 15 den Kunden und Besuchern. Im Innovations- und Applikationszentrum Mikroelektronik (Obergeschoß der Halle 15) wurden die volkswirtschaftliche Breite der An¬ wendung mikroelektronischer Bauelemente aus dem Kombinat und die zu erzielenden Effekte deutlich. Einen Schwerpunkt der vorgestellten wissen¬ schaftlich-technischen Leistungen bilden neue Entwurfstechnologien der Mikroelektronik wie die CMOS-Gate-Array-Technik und die integrierten Schaltungsanordnungen des ISA-Systems für digitale und analoge Anwen¬ dungen. Diese Schaltkreise für spezifische Anwendungsfälle, die auch eine rentable Klein- und Mittelserienfertigung erlauben und innerhalb kürzester 10 Zeit entwickelt werden können, führen zu einer Reduzierung des Volumens von Baugruppen um 30 bis 80%, einer Einsparung von 50% Leiterplatten¬ material und einer Verringerung des Bestückungs- und Prüfzeitaufwands um etwa 40%. So kann zum Beispiel ein Gate-Array-Schaltkreis des Sy¬ stems U 5200 aus dem VEB Kombinat Mikroelektronik bis zu 3 Leiterplat¬ ten mit 100 herkömmlichen integrierten Schaltkreisen, aktiven und passi¬ ven Bauelementen ersetzen. Ein Kleincomputerzentrum innerhalb des Messestands zeigte eine Aus¬ wahl von Mikrocomputern der DDR, die auf Mikroprozessorsystemen des Kombinats basieren. Neben anspruchsvollen kommerziellen Geräten sind hier Lemsysteme und Entwicklungssysteme für die Softwareerarbeitung zu finden. Anhand zahlreicher Applikationsbeispiele aus unterschiedlichen In¬ dustriezweigen bis hin zu modernen elektronischen Konsumgütem, insbe¬ sondere der Unterhaltungselektronik, wurden neue und weiterentwickelte Bauelemente aus der Produktion des Kombinats in ihrer Anwendung vorge¬ stellt. Dazu gehören 8- und 16-bit-Mikroprozessorsysteme, Einchipmikro¬ rechner, hochintegrierte Speicherschaltkreise, Schaltkreise für universelle und spezielle Anwendungen einschließlich Konsumgüterindustrie, opto¬ elektronische Bauelemente in großer Typenvielfalt und Präzisions-in-line- Farbbildröhren, Bauelemente für die Lichtleitemachrichtentechnik, Sensor¬ bauelemente sowie zahlreiche diskrete Bauelemente wie Transistoren und Dioden der Leistungselektronik. Der VEB Kombinat Mikroelektronik stellt auch Bauelemente für die SMD-Technologie bereit, die zu erheblicher Platzeinsparung auf den auto¬ matisch bestückten Leiterplatten durch hohe Packungsdichte führen. Dar¬ über hinaus bietet der VEB Kombinat Mikroelektronik eine Auswahl an Konsumgütem aus eigener Produktion wie Uhren, Taschenrechner, Radios, Schachcomputer u. a. an. Darunter befindet sich das zur Leipziger Herbst¬ messe 1985 mit dem Prädikat Gutes Design ausgezeichnete Taschenmultime¬ ter G-l 004.500 mit 3'/ 2 stelliger Anzeige und großem Meßbereich. Das Exportprogramm des Kombinats wird ergänzt durch Sondererzeug¬ nisse und Halbleitergrundmaterialien. Einen weiteren Schwerpunkt der in Leipzig angebotenen Leistungen bilden Lizenzen, Patente und Know- how’s. So das Know-how zur Herstellung modernster Bauelemente der Mi¬ kro-, Opto- und Leistungselektronik und zur Beherrschung von Basistech¬ nologien, erprobte Software zur Herstellung logischer Strukturen, Produktionslizenzen für technologische Spezialausrüstungen und praxiser¬ probte Bauelementeapplikationen. Dazu zählt auch die Produktionslizenz für einen Quantity Processing Computer zur gleichzeitigen Verarbeitung beliebiger Größen und Einheiten, für den Patente in zahlreichen Ländern erworben wurden. Die Struktur des durch den VEB Kombinat Mikroelektronik zur Verfü¬ gung gestellten Sortiments aktiver elektronischer Bauelemente ist bestimmt durch die Erfordernisse in der Anwenderindustrie, insbesondere der Re¬ chentechnik und Datenverarbeitung, der elektfonischen Nachrichtentech¬ nik, der Automatisierungstechnik sowie der Unterhaltungselektronik. Das gegenwärtige Sortiment von etwa 1400 Bauelementen wird bis 1990 auf bis 11 zu 2000 Grundtypen erweitert, wobei etwa die Hälfte Erzeugnisse des VEB Kombinat Mikroelektronik sind. Jährlich werden bis zu 100 Typen aktiver elektronischer Bauelemente in die Serienproduktion überführt. Bei der' dynamischen Leistungsentwicklung können sich die Forscher, Technologen, Konstrukteure, Entwicklungsingenieure und Facharbeiter des VEB Kombinat Mikroelektronik auf die solide Basis der langfristig entwik- kelten engen Zusammenarbeit auf wissenschaftlich-technischem Gebiet mit der UdSSR und den anderen Ländern des Rates für gegenseitige Wirt¬ schaftshilfe stützen. In einer Reihe von Regierungsabkommen, Ministerver¬ einbarungen und anderen zwei- und mehrseitigen Verträgen mit der UdSSR, der ÖSSR, der Ungarischen Volksrepublik, der Volksrepublik Bul¬ garien, der Volksrepublik Polen, der SRR und anderen Staaten sind die Wissenschaftspotentiale der beteiligten RGW-Partner eng verflochten und ergänzen sich zu gegenseitigem Vorteil sowie im Interesse des technischen Fortschritts. Die Verbindung mit dem leistungsstarken Mikroelektronikpo¬ tential der UdSSR ist Grundvoraussetzung und Garant für weiteren dyna¬ mischen Aufschwung auf lange Sicht. Mit dem vereinbarten langfristigen Programm zur Entwicklung der Zusammenarbeit der DDR und UdSSR auf dem Gebiet von Wissenschaft und Technik und Produktion bis zum Jahre 2 000 sind dafür neue Horizonte eröffnet worden. Wie im Regierungsab¬ kommen mit der UdSSR festgelegt, geht es dabei vor allem um moderne Bauelementetechnologien, neue hochintegrierte Schaltkreise und Mikro¬ prozessoren sowie technologische Spezialausrüstungen für die Mikro- und Optoelektronik. Gleichzeitig ist die UdSSR wichtigster Außenhandelspart- ijer des Kombinats. Nachfolgend werden neue integrierte Schaltkreise und Halbleiterbauele¬ mente des VEB Kombinat Mikroelektronik vorgestellt: Ansteuerschaltkreis B 4 002 für Leistungstransistoren - Schnittstelle zwischen Logikbaugruppen und Leistungselektronik; - eingangsseitig TTL- und CMOS-kompatibel; - ausgangsseitig kann direkt die Basis eines Leistungstransistors im Schal¬ terbetrieb optimal angesteuert werden; - Daten programmierbar; - interne Schubschaltungen; - Steuerung von Schaltleistungen bis 100 kVA; - Ablösung bisher nicht gleichwertiger diskreter Lösungen. Komplexer Analogschaltkreis A 321 G für den Einsatz in elektronisch ge¬ steuerten Kameras - Bereitstellung einer belichtungszeitproportionalen Impulsbreite in Ab¬ hängigkeit von Objektleuchtdichte, Blendenwert und Filmempfindlich- keit; - Blitzlichtinnenmessung zur Realisierung der Funktionen für eine Com¬ puterblitz-Steuerung; - Einsparung von Bestückungszeit bei Kamerahersteller; - höhere Zuverlässigkeit. 12 Schneller 12-bit-Analog/Digital-Wandler C573C - 2-Chip-A/D-Wandler mit Referenz und Takt; - sukzessive Approximationsverfahren; - vollständiges 8- oder 12-bit-Mikroprozessor-Interface; - geringe Zugriffszeit; - garantierte Linearität von 0 bis 70 °C; - interne 10-V-Referenz mit guter Stabilität; - leistungsarm: 390 mW; - keine Außenbeschaltung für Standardeinsatzfälle. 3'/ 2 -digit-CMOS-Analog/Digital-Wandler CT 136D - Zweiflankenintegrationsverfahren; - kompletter A/D-Wandler mit direkter LCD-Ansteuerung auf einem Chip; - nur etwa 10 passive Bauelemente als Außenbeschaltung; - geringe Stromaufnahme (typ. 100 pA); - geeignet für Batteriebetrieb; - Einsparung von 2 LSI-Schaltkreisen und etwa 50% Leiterplattenplatzbe¬ darf. Kurzschlußfester Leistungstreiber E 435 für den Einsatz in industriellen Steuerungen - Leistungstreiber für Ströme bis 400 mA; - langsame störsichere Logik; - Überlastschutz; - optische Kurzschlußanzeige; - Ablösung bisheriger diskreter Verstärkerschaltungen mit hohem Bauele¬ menteaufwand. Low-Power-SchottAy-TTL-Schaltkreise DL 032 D - 40R-Gatter mit je 2 Eingängen; DL 083 D - 4-bit-Binär-Volladdierer; DL 164 D - 8-bit-Schieberegister mit Parallelausgabe und Rückstellein¬ gang; DL 259 D - 8-bit-Latsch, adressierbar mit Enable und Clear; DL 299 D - 8-bit-Universal-Schieberegister; DL 374 D - 8fach-D-Flip-Flop mit Freigabe; DL 540 D -Bus-Leistungstreiber mit Tristate-Eingang, für 8-bit-Worte, invertierend; DL 541 D - Bus-Leistungstreiber mit Tristate-Eingang, für 8-bit-Worte, 'nichtinvertierehd; DL 26 31D - 4fach-Leitungssender; DL 26 32 D - 4fach-Leitungsempfänger. Dekoder-Schaltkreis U192 D - Beinhaltet Binär-Zeit-Segmentdekoder; 13 - zur direkten Ansteuerung von 1-bzw. l'/^stelligen LED-Anzeigen mit ge¬ meinsamer Katode; - Eingänge sind TTL-kompatibel. Taschenrechnerschaltkreis U82 7 D mit 24-Stunden-Uhrenbetrieb Die ständigen Funktionen sind mit dem U 825 G identisch, die «AM»- und «PM»-Taste wird nicht bewertet. Taschenrechnerschaltkreis U 828 G mit Zusatzfunktionen .Stoppuhr, Ereigniszähler und Speichern eines Rechnerergebnisses bei Stoppuhrenbetrieb bzw. Ereigniszählerbetrieb. Ergebnisse des Zähl- und Stoppuhrenbetriebes können in den Rechenbetrieb übernommen werden. Tastwahl-Schaltkreis U 713 D - Dient dem Aufbau eines vollelektronischen Tastwahlblockes; - arbeitet nach dem Impulswahlverfahren (IWV); - einsetzbar in alle Fernsprechendgeräte; - ermöglicht mit einem 3x4-Tastenfeld IWV-Tastwahl am Telefonnetz. PLL-Synthesizerschaltung U810F für die Abstimmung von HF-Empfän- gem - Enthält asynchrone Serienschnittstelle mit Formatkontrolle zur Selek¬ tion von 17-bit-Datenwörtern; - alle Steuerleitungen sind durch Pegelumsetzer TTL-kompatibel; - besitzt entkoppelten Ausgang zur externen Verwendung einer intern er¬ zeugten Oszillatorfrequenz; - Schaltung kann mit 5-V-Logiksignalen angesteuert werden. Elektrisch programmierbarer, UV-löschbarer Festwertspeicher U2732C (32-kbit-EPROM) - Speicherkapazität 32 kbit in einer Organisation von 4 k x 8 bit; - 12 Adresseneingänge zur Auswahl des Speicherinhaltes; - gefertigt mit Zugriffszeiten von 3 50, 450 und 550 ns. Bei Transistoren sind neu die HF-Transistoren SF816 ... SF819 (pnp- Typ) und SF826 ... SF829 (npn-Typ), die in Breitbandverstärkern und als mittelschnelle Schalter eingesetzt werden. Die Verlustleistung ist 735 mW, die Grenzfrequenz 60 MHz. Von den Miniplast-Transistoren gibt es neben den Ausführungen für die Hybridtechnik jetzt auch SMD-Transistoren. Diese Transistoren für die surface-mounted-devices-Technologie (SMD) sind elektronische Bauelemente im Miniaturgehäuse mit lötbaren Kontakt¬ flächen oder kurzen Anschluß-pins, die im Gegensatz zum herkömmlichen axial und radial bedrahteten Bauelementenplan auf der Leiterplatte oder entsprechenden Substraten fixiert und gelötet werden. Die daraus resultie¬ renden Vorteile, wie - geringer Platzbedarf, damit hohe Packungsdichte auf der Leiterplatte und Verkleinerung der Baugruppen und Geräte; - hohe mechanische Belastbarkeit; 14 - nahezu fehlerfreie Bestückung durch Einsatz von Automaten, dadurch Wegfall von Nacharbeit; - durchgängige Rationalisierung der Fertigung, damit Kostenreduzierung; - extrem hohe Zuverlässigkeitswerte; gestalten diese Bauelemente so anwenderfreundlich. Bei den npn-Leistungstransistoren sind neu- SU377 - 300 V/6 A/85 W; SU379 - 400 V/6 A/85 W; SU508 - 700 V/20 A/250 W; SU509 - 600 V/30 A/250 W; SU510 - 700 V/30 A/250 W. Superschnelle Bauelemente für die Leistungselektronik sind die Schottky- Leistungsgleichrichterdioden SY525/020 ... SY525/080 und SY526/020 ... SY526/045 sowie die Epitaxial-Leistungsgleichrichterdioden SY625/050 ... SY 625/200. Das Hauptanwendungsgebiet dieser superschnellen Gleichrich¬ ter besteht in dem stark zunehmenden Einsatz in getakteten Stromversor¬ gungseinrichtungen. Bei dieser Anwendung besteht das Ziel, höhere Ar¬ beitsfrequenzen zu verwenden. Durch eine Erhöhung der Arbeitsfrequenz können die Größen und das Gewicht der benötigten Bauteile, wie Transfor¬ matoren, Drosseln, Kondensatoren u.a., verringert werden. Das entspricht dem Trend der Leistungselektronik, eine immer bessere Realisierung der elektronischen Funktion zu finden, mit dem Ziel der Er¬ höhung der Wirtschaftlichkeit. Ebenso wichtig ist die Senkung des Energie¬ verbrauches, d. h. die Erhöhung des Wirkungsgrads. Leistungstransistoren und Transformatoren lassen sich mit einem Wirkungsgrad von 95% betrei¬ ben. Herkömmliche Gleichrichterdioden hingegen stellen eine Verlust¬ quelle dar, die den Gesamtwirkungsgrad herabsetzen und den Schaltfre¬ quenzen nur begrenzt folgen können. Silizium-Leistungsgleichrichterdioden SY 191. SY 192. SY 796 und SY197 Die Typen dieser neuen Diodenreihe lösen die bisher gefertigten Typen SY 180 und SY 185 ab. Die neue Typenreihe ist gekennzeichnet durch den Einsatz glaspassivierter, hinsichtlich der aktiven Chipfläche optimierter Diodenchips. Sie werden in international standardisierten Metallgehäusen gebaut. Anwendungsgebiete der Typen SY 191, SY 192 liegen in - Geräten und Anlagen bei Netzfrequenz; - der Antriebstechnik (Schiffsantrieb, Rrananlagen, Werkzeugmaschinen); - der chemischen Industrie (Elektrolyseanlagen). Die Typen SY 196 und SY 197 werden hauptsächlich zur Stromversor¬ gung in Geräten und Anlagen bei hoher Frequenz sowie in Netzteilen für die Rechen- und Meßtechnik eingesetzt. Auch bei den optoelektronischen Bauelementen gab es einige Neuerungen. Rechteck-LED VQA 101, VQA 201, VQA 301 Rot-, gelb- bzw. grünleuchtende Strichdioden (5 mm x 1 mm) für den Ein¬ satz als LED-Zeile in der Unterhaltungselektronik. 15 Si-pin-Fotodiode SP 106 Empfängerdiode für Infrarotfernbedienung mit bestrahlungsempfindlicher Fläche von 276 mm x 276 mm. Optoelektronischer Koppler MB 102 Der Koppler vereint eine Infrarot-Emitterdiode im Eingangskreis und einen Si-Fototransistor im Ausgangskreis. Er dient der galvanischen Trennung von Stromkreisen mit hohen Potentialdifferenzen (10 kV). Vorrangiger Ein¬ satz in der Meß-, Steuer- und Regelungstechnik. Lichtschachtbauelemente VQB16... VQB18 Rotstrahlende einstellige Lichtschachtbauelemente für Geräte und Anlagen mit digitaler Anzeige, Ziffernhöhe 20 mm. Alphanumerische Lichtschachtbauelemente VQB 200/201 Grünstrahlende, 12,7 mm hohe, einstellige alphanumerische Anzeigebau¬ elemente für den Geräte- und Anlagenbau mit 16 Segmenten. Rundfunk und Fernsehen Mit über 150 Exponaten waren der VEB RFT KombinafRundfunk und Fern¬ sehen und die am elektronischen Konsumgüterprogramm beteiligten Kom¬ binate sowie die Betriebe der bezirksgeleiteten Industrie zur Leipziger Früh¬ jahrsmesse 1986 vertreten. Das Produktionsprofil enthält Erzeugnisse der Fernseh-, Rundfunk-, Kassetten- und Phonotechnik, ergänzt durch ein brei¬ tes Sortiment von Lautsprecherboxen, Antennen und Antennenverstärkern. Alle Produkte werden unter dem bekannten Markenzeichen RFT angebo- ten, demonstrieren den hohen Leistungsstand der DDR-Heimelektronik. Überzeugend wird damit effektive Fertigungstechnologie, moderne Schal¬ tungstechnik und ein dem Weltmarkt entsprechendes Design vorgestellt. Beispiel dafür ist die neue Generation Phonogeräte mit Tangentialtragarm und Direktantrieb. Neu in der Fertigung der Farbfernsehempfänger ist der Colorlux 4226. Auf Basis des Colorlux 4010 und im Design ähnlich dem Ste- reo/Zwei-Kanalton-Farbfernsehempfänger Colorlux 4220 wird ein Gerät mit 67-cm-Bildröhre, Infrarotfernbedienung, 8fach-Stationstastenspeicher vor¬ gestellt. Eine deutlich verbesserte Tonwiedergabe wird durch den Einsatz von 4 integrierten Lautsprechern mit einer NF-Ausgangsleistung von 8 VA Sinus erreicht. Abgelöst werden auch die bereits mehrere Jahre für fembe- dienbare Farbfernsehempfänger produzierten Infrarotfembedienungen SOI und S 03. Die neue Variante zeichnet sich durch ein ansprechendes Design und eine neue Fertigungstechnologie aus, die eine breite Variantenbildung für Farbfernsehempfänger mit unterschiedlichem Ausstattungsgrad gewähr¬ leistet. Mit der Neuentwicklung des HiFi-Stereo-Receivers tonica RX 80 setzt der VEB Rundfunktechnik Rema Stollberg/Erz. seine langjährige Tradition in Entwicklung und Produktion von Hörrundfunkempfängem mit höchsten 16 Bild 1 Der Farbfernsehempfän¬ ger Colorlux 4 226 hat mit 4 Lautsprechern eine verbesserte Tonwiedergabe (VEB Fernsehgerätewerke Friedrich Engels Staßfurt) (Foto: RFT-Pressedienst) Bild 2 Eine Neuentwicklung vom VEB Rundfunktechnik REMA ist der HiFi-Stereo- Receiver tonica RX 80, der sich in das Komponentensystem des VEB Kombinat Rundfunk und Fernsehen einfügt (Foto: RFT-Pressedienst) Gebrauchswerten fort, tonica RX 80 übertrifft in Technik, Bedienkomfort und Design alle bisher angebotenen Receiver. Der Empfänger gestattet den Empfang auf allen 4 Wellenbereichen (U, K, M, L) und wurde besonders im UKW-Bereich mit vielen Extras ausge¬ stattet. Der Tuner, aufgebaut mit MOSFET-Halbleitern, kombiniert höch¬ ste Empfindlichkeit mit Übersteuerungsfestigkeit. Ein 14teiliger Programm¬ speicher erlaubt die frei wählbare Speicherung von 14 UKW-Programmen, die über Tipptasten abgerufen und durch LED angezeigt werden. Der Spei¬ chervorgang wird durch eine Leuchtdiodenkette unterhalb des LED-Zeigers wesentlich erleichtert, das Programm wird von der Hauptskale übernom¬ men. Das Zurückschalten auf die Hauptskale geschieht automatisch bei Be¬ rühren des Abstimmknopfs. Als Abstimmhilfe arbeitet eine öteilige LED- Kette. Mit 3 LED wird die UKW-Scharfabstimmung überwacht (Exakttu¬ ning), die schaltbare AFC hält die genaue Abstimmung fest. 2 Schubert, Eljabu 87 17 Im Niederfrequenzbereich garantiert die Ausgangsleistung von 2 x 25 VA Sinus (2 x 35 VA Musik) in Verbindung mit einer gehörrichtigen Lautstärkeregelung, Fächerentzerrem für Höhen und Tiefen sowie Pegelta¬ ste und Lineartaste volles Klangvolumen und individuelle Einstellmöglich¬ keiten. Zum Anschluß externer Geräte hat tonica RX 80 Buchsen für Plat¬ tenspieler, 2 x Magnetband (davon 1 x frontseitig), 2 Kopfhörer (frontsei¬ tig) und 4 Lautsprecherboxen. Letztere gestatten den Stereobetrieb in 2 Räumen oder Zusatzlautsprecherbetrieb in Nebenräumen. Die beiden Gruppen sind durch Tasten schaltbar, die Überlastung der Endstufen ver¬ hindert zuverlässig eine elektronische Übersteuerungsautomatik. Die Wahl der Abmessungen, die funktionsgerechte Anordnung der Be¬ dienteile und Anzeigeelemente sowie die farbige Gestaltung - vorzugs¬ weise dunkelbraun metallic mit eichenbraun kombiniert - verleihen dem Steuergerät Attraktivität und ästhetische Wirkung. Aus dem VEB Kombinat Elektro-Apparate-Werke Berlin-Treptow kommt der EAW AUDIO 113, ein leistungsstarker AM/FM-Reiseempfänger, der sich als Begleiter bei Reisen, in der Freizeitgestaltung sowie als Zweitgerät im Haushalt eignet. Das Gerät zeichnet sich durch folgende technische Da¬ ten aus: -Wellenbereiche UKW 87,5 bis 104 MHz (CCIR), MW 526,5 bis 1 606,5 kHz; - Bestückung 2 integrierte Schaltkreise, 3 Transistoren, 4 Dioden; - Anzahl der Kreise fest/variabel AM 6/2, FM 8/2; - Ausgangsleistung 0,8 W bei Batteriebetrieb, 1,0 W bei Betrieb über sepa¬ rates Netzteil 9 V; Bild 3 Ein kleiner Reiseempfänger ist der EAW AUDIO 113, der auch mit einem zu¬ sätzlichen Netzteil betrieben werden kann (VEB Kombinat Elektro-Apparate-Werke Berlin-Treptow) (Foto: RFT-Pressedienst) 18 Bild 4 Für eine zusätzliche Klangbeeinflussung gedacht ist der Stereo-Equalizer EQ 150 der PGH Fernseh-Radio Berlin (Foto: RFT-Pressedienst) - Stromversorgung Batterie 6 V (4 x R 14), separates Netzteil über Netz¬ buchse 6 bis 9 V; - Antennen UKW-Teleskopantenne, MW-Ferritantenne; - Anschlußmöglichkeiten: Ohrhörer, Stromversorgung über Netzteil; - Masse 0,8 kg mit Batterien; - Abmessungen 220 mm x 110 mm x 45 mm. Der Stereo-Equalizer FERA EQ 150 ist eine Entwicklung der PGH Fernseh- Radio Berlin. Er erweitert mit seinen technischen Möglichkeiten der zusätz¬ lichen Klangbeeinflussung sinnvoll den Anlagenkomplex FERA 150. An dem Gerät lassen sich je Kanal 10 Frequenzsteller im Oktavabstand von 32 bis 16000 Hz variieren. Der Pegelbereich je Frequenzsteller beträgt ± 10 dB. Die Vielzahl der Frequenzsteller ergeben sehr differenzierte Mög¬ lichkeiten der Klangbeeinflussung. Je nach individuellem Bedürfnis kann der Sound originalgetreu oder völlig extrem beeinflußt werden. Räumlich bedingte akustische Mängel lassen sich ausgleichen. Das Gerät läßt sich auch an anderen Gerätesystemen (Tuner, Verstärker usw.) betreiben. Trotz zunehmender Verkabelung von Städten und Ortschaften sowie Ge¬ meinschaftsantennenanlagen, besteht für Zimmerantennen immernoch ein bestimmter Bedarf. Ausschlaggebend für den Verkauf sind dabei die Form¬ gestaltung, die Leistung und die Empfangsbereiche der Antenne. Die neuen Zimmerantennen 4130 und 4140 des VEB Antennenwerke Bad Blankenburg weisen eine moderne Formgestaltung auf und fügen sich, trotz der Technik, harmonisch in jeden Wohnraum ein. Der Empfang des UHF-Bereichs er¬ folgt über eine kleine 5-Element- Yagi -Antenne mit einem Gewinn von etwa 6 dB. Der Reflektor ist flächenförmig ausgebildet. Der VHF-Bereich III wird über einen normalen Schleifendipol empfangen. Zur Einstellung auf optimale Bildqualität ist der VHF-Dipol um 90° drehbar, die UHF-Antenne horizontal und vertikal drehbar und schwenkbar. Die Ausführung 4140 hat, zusätzlich im Fuß eingebaut, einen rauscharmen Mehrbereichsverstärker einschließlich Netzteil, mit einer Verstärkung von 12 dB im UHF-Bereich und 14 dB im VHF-Bereich. 2 * 19 Bild 5 Die VHF/UHF-Fernseh-Zimmeranlenne 4 130 hat eine moderne Gestaltung, die Ausführung 4140 weist einen zusätzlichen Antennenverstärker (VEB Antennen¬ werke Bad Blankenburg) auf (Foto: RFT-Pressedienst) Diese neuen dynamischen Miniaturkopfhörer DMK 85 aus dem VEB Kombinat Keramische Werke Hermsdorf vervollständigen das umfangreiche Angebot der DDR-Heimelektronik bei Kopfhörern, die den unterschied¬ lichsten Ansprüchen gerecht werden. Die Neuvorstellung zeichnet sich durch eine extrem geringe Masse aus, was durch den Einsatz miniaturisier¬ ter Wandlersysteme möglich wurde. Ein hervorragendes Klangbild paart sich in diesem Fall mit ausgezeichneten Trageeigenschaften, die durch kon¬ sequenten Plasteinsatz am elastischen Bügel und Schaumstoffpolster sowie die geringe Masse realisiert werden konnten. Das nachgiebige Anschlußka¬ bel wird einseitig zugeführt. Infolge der hochwertigen akustischen Eigen- 1 schäften und des ausgezeichneten Tragekomforts ist der Kopfhörer ein Ge¬ rät für den HiFi-Freund, bedingt durch seine Robustheit besonders für Jugendliche geeignet. Auf Grund der minimalen Betriebsleistung treten Anpassungsprobleme nicht auf. Nachrichtenelektronik Das Leistungsangebot des VEB Kombinat Nachrichtenelektronik erhält sei¬ nen besonderen Akzent durch neue Lösungen für die digitale Vermittlung und Übertragung. So wurden im Anwenderkomplex Bürokommunikation, der über Möglichkeiten der Rationalisierung der betrieblichen Kommuni¬ kation mit RFT-Nachrichtentechnik in Verbindung mit Datentechnik des VEB Kombinat Robotron informiert, die digitale Nebenstellenzentrale NZ 400 D und die Kleinvermittlungsanlage UVA als Neuheiten vorgestellt. Die NZ400D ist eine speicherprogrammierte Femsprechnebenstellenan- lage mit einer Anschlußkapazität bis 128 Anschlußeinheiten. Mit ihr wird eine Vermittlungseinrichtung angeboten, die ein zeitgemäßes, komfortables Telefonieren gestattet und darüber hinaus auf die künftigen Anforderungen dienstintegrierter digitaler Nachrichtennetze ausgerichtet ist. 20 Unter den in die Anwenderlösung einbezogenen Fernsprechendgeräten befindet sich ein neues, nur aus einem Handapparat bestehendes Kompakt¬ telefon, zu dessen Vorzügen u.a. Tastwahl mit Wahlwiederholung, program¬ mierbare Wahlunterbrechungspause, elektronische Regelung der Hörlaut¬ stärke, elektronischer Tonruf mit einstellbarer Lautstärke und Lichtruf gehören. Neu ist der fernbedienbare und programmierbare Nachrichtenempfänger EKD500 für den Frequenzbereich von 14‘kHz bis 30 MHz. Durch Einbe¬ ziehung der Mikrorechentechnik in den EKD 500 ist die Systemfähigkeit des Empfängers für automatisierte Funkweitverkehrsnetze im Land- und Seefunkdienst gegeben. Durch eine große Aussteuerfähigkeit des Empfän¬ gereingangsteiles sind die Intermodulationsverzerrungen klein. Damit er¬ höht sich die praktisch nutzbare Empfindlichkeit des Gerätes. Beachtens- Bild 6 Der Fernsprechapparat Kompakt hat alle Funktionen elektronisch im Handapparat realisiert und kann als Fernsprechendgerät überall eingesetzt werden (VEB Kom¬ binat Nachrichtenelektronik) (Foto: RFT-Pressedienst) Bild 7 Der kommerzielle Nachrichtenempfänger EKD 500 (14 kHz bis 30 MHz) ist mit der Mikrorechnerintegration sehr flexibel einselzbar und über ein serielles Datenin¬ terface steuerbar (VEB Funkwerk Köpenick) (Foto: RFT-Pressedienst) Bild 8 Das tragbare Sende/Empfangsgerät UFT 727 ergänzt das U-700-System der VHF-Spreehfunktechnik des VEB Funk¬ werk Köpenick (Foto: RFT-Pressedienst) wert ist noch, daß die Funktionen Frequenz, Sendeart und Bandbreite als Daten für 100 Empfangskanäle gespeichert und aufgerufen werden können, ohne den aktuellen Empfang zu unterbrechen. Eine Erweiterung hat das UKW-Verkehrsfunksystem U 700 des VEB Kombinat Nachrichtenelektronik durch das tragbare Sende/Empfangsgerät UFT 727 erfahren. Es arbeitet im 2-m-Band mit 25 kHz Kanalabstand mit maximal 12 Kanälen. Als Betriebsart ist Einfrequenz- oder Zweif requönz- Simplex möglich. Die für die tragbare UKW-Technik von RFT übliche funktionelle und räumliche Aufteilung in Grundgerät und Bedienteil (durch Wendelschnur miteinander verbunden) wurde auch für die Neuent¬ wicklung beibehalten und ermöglicht damit die Nutzung des vorhandenen Zubehörsortiments der tragbaren U 700-Gerätetechnik. Die elektrischen Geräteparamter des UFT 727 erfüllen alle bekannten Vorschriften nationaler Zulassungsbehörden für UKW-Verkehrsfunkanla- gen. Zur Funknetzplanung werden für das Sende/Empfangsgerät UFT 727 mit 12 Kanälen innerhalb einer Schaltbandbreite von 1 MHz im Frequenz¬ bereich 146 MHz ... 174 MHz bei 25 kHz Kanalabstand eine HF-Sendelei- stung von 500 mW und eine Empfängerempfindlichkeit von 0,6 pV am 50-0-Antennenschluß garantiert. 22 Zu den Vorzügen des neuen Sende/Empfangsgerätes gehören der geringe Stromverbrauch durch Batteriesparschaltung (bei einem Sende/Empfangs¬ bereitschaftsverhältnis von 1:1:8 werden bei 2 Stück 4,8-V/500-mAh-Batte- rien mindestens 12 Stunden und bei einer 9,6-V/225-mAh-Batterie minde¬ stens 5,5 Stunden Betriebszeit gewährleistet), akustische Unterspannungs¬ signalisierung durch einen intermittierenden Aufmerksamkeitston, ab¬ schaltbare Sendesperre sowie Sendezeitbegrenzung. Letztere bietet erhöhte Sicherheit gegen eventuelle Kanalblockierung. Zusammengestellt von Obering. K.-H. Schubert ELEKTRONIK-SPLITTER Resonanzdetektor zur Schwingkreisprüfung Um die Resonanzfrequenz von Schwingkreisen festzustellen, genügt eine einfache Schaltung (a), wenn man einen Leistungs-HF-Generator zur Verfügung hat. Übliche HF-Prüfgeneratoren haben meist nur maximal 100 mV als Ausgangsspannung. Daher muß die aus der HF-Gleichrichtung gewonnene Gleichspannung verstärkt werden (b). Verwendet wird ein Operationsverstärker, wie z.B. der TESLA-Typ MAA 741. Am Ein¬ gang E ist der HF-Prüfgenerator anzuschließen, am Ausgang A ein hochohmiges Volt¬ meter (2,5-V-Bereich). Die Anschlüsse 1/2/3 sind Klemmkontakte. Schwingkreise wer¬ den an 1 und 2 angeschlossen. Bei X/4-Leitungen kommt das kurzgeschlossene Ende an 3, die beiden anderen an 1 und 2. Bei Koax-Stubs wird die Abschirmung an 1, der Innenleiter an 2 und das kurzgeschlossene Ende an 3 gelegt, Verkürzungsfaktor beach¬ ten. Ist bei Schwingkreisen die Kapazität bekannt, kann mit der Schwingkreisformel die Induktivität der Spule berechnet werden (und umgekehrt). Die Stromversorgung besteht aus 2 9-V-Batterien. Ohne Eingangsspannung wird mit dem Regelwiderstand 4,7 kü 0V eingestellt. K.H.S. Literatur R. E. Six, «Baue einen Resonanzdetektor», Zeitschrift «CQ», Heft 8/1983, Seite 40/41. 23 «Silicon Valley» - das Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Chip-Traumland? Wenn sich Fachleute der Mikroelektronik über die Fortschritte auf dem Gebiet der hochintegrierten Schaltkreise unterhielten, kam meist auch das «Silizium-Tal» südlich von San Francisco ins Gespräch. Dieses etwa 900 Quadratkilometer große Gebiet galt bis vor kurzem als das Traumland der Super-Chips und der Mikrocomputer, war Amerikas ehrgeizigstes Zen¬ trum auf dem Gebiet der Hochtechnologie. Mit dem Reizwort «High-Tech» beschwor 1982 Reagan die ökonomische Gesundung der USA. Immer mehr verblaßt nun diese Vision durch die harten Realitäten - der Mythos des Si¬ licon Valley als Mekka der Mikroelektronik ist im Schwinden. Dabei fing alles so gut an. 1962 wurde die erste integrierte Schaltung vor¬ gestellt, die 8 Transistoren auf einem Chip vereinigte. 1967 folgte der erste elektronische Taschenrechner und 1969 die erste vollelektronische Uhr. Im Silicon Valley waren damals (1970) etwa 85 Elektronik-Industrieunterneh¬ men ansässig, darunter auch einige Halbleiterfirmen wie Texas Instruments (TI), INTEL und andere. Die Firma Datapoint Corporation in San Antonio, Texas, hatte damals für ihre Rechnergeräte eine einfache Zentraleinheit entworfen. Mit den Firmen TI und INTEL schloß sie Verträge ab, die eine auf einem Chip integrierte Version der Zentraleinheit zum Inhalt hatten. INTEL war erfolgreich, aber der Chip führte die Befehle zu langsam aus, so daß Datapoint seine Zentraleinheit weiter mit vorhandenen Bausteinen auf¬ baute. So saß INTEL auf einem computerähnlichen Baustein, der hohe Entwicklungskosten verursacht hatte. Man nannte ihn 1972 Microcomputer INTEL 8008 - es war die Geburtsstunde des ersten programmierbaren Lo¬ gikschaltkreises, der heute den Namen Mikroprozessor hat. Findige Inge¬ nieure ergänzten mit weiteren peripheren Schaltkreisen den 8008 zu einem kompletten Mikrocomputer mit 8 bit Verarbeitungsbreite. Den eigentlichen Boom im Silizium-Tal löste dieser Mikrocomputer aus. Die Firma Micro Instrumentation and Telemetry Systems (MITS) in Albuquer- que verkaufte 1975 über 2 000 Mikrocomputer-Kits. Das Geld für den Be¬ ginn der Produktion holte man sich durch Werbung und Vorkasse beim Kunden. Wie Pilze nach einem warmen Regen schossen neue Mikrocompu¬ terfirmen im Silizium-Tal hervor, um am Boom teilzuhaben. Die Umsätze stiegen märchenhaft, die Gewinnchargen waren phantastisch. Radio Shack machte mit dem Mikrocomputer TRS-80 in 18 Monaten einen Umsatz von 100 Millionen Dollar, Commodore mit dem PET 50 Millionen Dollar. Inner- 24 halb kurzer Zeit entstanden aus kleinen Anfängen weitere große Firmen wie Atari - Apple - Casio - Intersil - Mattel - Signetics - Timex u. ä. Auch 4 die Großen des Marktes witterten Geschäfte, so IBM - Univac - Honey¬ well - NCR - Burroughs. Der riesige Bedarf erlaubte den Halbleiterfirmen großzügige Investitio¬ nen in Forschung und Produktion. Bereits 1975 hatten 2 INTEL-Ingenieure einen wesentlich verbesserten 8-bit-Mikroprozessor entwickelt, der über mehr Befehle verfügte und durch Integration weiterer Baustufen nur wenige zusätzliche Schaltkreise in der Konfiguration «Mikrocomputer» erforderte. Sie verließen mit diesem Wissen ihre Firma und gründeten mit dem Geld einer Erdölfirma das neue Unternehmen Zilog. Bekannt ist nicht, ob der vielzitierte Werbeslogan «Silicon Valley - wo der Tüchtige noch Erfolg hat» darauf zurückzuführen ist. Aber es war die Geburtsstunde des Mikro¬ prozessors Z 80, des weitverbreiteten Standardtyps des heutigen 8-bit-Mi- kroprozessors. Inzwischen gibt es Mikroprozessoren mit 16 und 32 bit Wort- breite, die die Komplexität von Großrechnern erreicht haben. Außerdem wurden alle Komponenten eines Mikrocomputers schon auf einem einzigen Chip vereinigt - das sind die Einchip-Mikrocomputer-Schaltkreise. So revolutionierend wie der Mikroprozessor die Mikroelektronik auch verändert hat, das große Geschäft wurde nicht mit ihm direkt gemacht. Vielmehr waren es die Speicherschaltkreise, die der Mikroprozessor als Pro¬ grammspeicher (ROM) und als Arbeitsspeicher (RAM) für die Datenverar¬ beitung im Mikrocomputer benötigt. Um einen Buchstaben zu speichern, sind 8 bit erforderlich. Eine Schreibmaschinenseite besteht aus etwa 2 000 Zeichen, benötigt also eine Speicherkapazität von 16000 bit = 16 Kbit. Und beim Konkurrenzkampf auf dem Mikrocomputer¬ markt war die Speicherkapazität das Hauptargument. Immer komfortablere Programme und Computerspiele erforderten immer mehr Speicherkapazität auf dem Halbleiterchip. Dem entsprachen die Halbleiterhersteller mit der schnellen Entwicklung von Halbleiterspeicherschaltkreisen. War es anfäng¬ lich der 1-Kbit-Speicher, so folgten der 4-Kbit-, der 16-Kbit-, der 64-Kbit- und der 256-Kbit-Speicherschaltkreis. Umfangreiche Fertigungskapazitäten wurden aus dem Boden gestampft, denn wer zuerst kam, schöpfte mit höhe¬ ren Preisen den Rahm ab. So entstanden Überkapazitäten, die heute den Weg in die Pleite einleiten. Denn inzwischen etablierten sich etwa 1950 Elektronikfirmen im Silicon Valley. Seit Herbst 1984 häufen sich die Alarmmeldungen aus dem Silicon Val¬ ley. Massenentlassungen bei Halbleiterfirmen und bei Computeruntemeh- men. Texas Instruments, weltgrößter Hersteller von Schaltkreisen, entließ 2 000 Beschäftigte, NSC 1 300, INTEL 950 Beschäftigte. Mostek ging Pleite mit einem Defizit von 328 Millionen Dollar, entließ 4 500 von 10000 Be¬ schäftigten. Der Computer-Branchenführer IBM erlitt einen Gewinnrück¬ gang von etwa 20%, Computer Vision einen Verlust von 19 Millionen Dollar und mußte Mitarbeiter feuern, Atari steht vor dem Konkurs. Apple hat sei¬ nen Umsatz um 500 Millionen Dollar reduziert, mehrere Werke geschlos¬ sen und 1600 Mitarbeiter entlassen. Und das Ende der Talfahrt ist noch nicht abzusehen. «Es pfeift ein eisiger Wind durch die amerikanische Com- 25 puterindustrie», schreibt das Handelsblatt (BRD). Dabei hatte «die Branche als Heilsbringer für die Wirtschaft des 21. Jahrhunderts mit ungetrübten Aussichten für Gewinne und Beschäftigung» gegolten. Nachdem sich nun die Pleite auszubreiten beginnt, werden viele Erklä¬ rungen abgegeben. Selbstverständlich trifft keine den Kern des Problems. Der wissenschaftlich-technische Fortschritt und immer produktivere Tech¬ nologien verschärfen im Kapitalismus die sozialen Konflikte, sie können die unüberwindlichen Widersprüche nicht lösen. Es gibt aber einige handfeste Gründe, die die Pleite auslösten und voran¬ treiben. Einsichtige Manager, wie John Young von Hewlett Packard, sehen die Folgen in dem riesigen Rüstungshaushalt der USA. Das hohe Defizit im Staatshaushalt und die dadurch hohen Zinsen verlangsamen den erhofften Wirtschaftsaufschwung. Besonders kraß ist der Rückgang des Heimcompu¬ termarktes in den USA. Die durch die Werbung hochgepeitschte Nachfrage ist jäh abgesunken. Die Euphorie zum Heimcomputer ist einer Ernüchte¬ rung beim Kunden gewichen, der ohnehin die technischen Möglichkeiten der Geräte nicht ausnutzen kann, und daher nicht bereit ist, weiteres Geld dafür aufzuwenden. Dazu hat man bis heute keine Normung auf diesem Gebiet erreichen können, so daß sich der Markt durch die unterschiedli¬ chen Systeme zersplittert. Die schwersten Auseinandersetzungen werden mit der japanischen Kon¬ kurrenz auf dem Halbleitermarkt geführt. Denn die japanischen Halbleiter- firmen (Toshiba, Hitachi, NEC, Fujitsu, Sharp, Sony, Mitsubishi ) nutzen kon¬ sequent die amerikanischen Schwächen und machen erfolgreich den USA den Platz 1 in der Welt auf dem Halbleitermarkt streitig. Experten betonen, daß die massiven Investitionen der japanischen Elektronikindustrie, die 1985 erstmals die der amerikanischen Konkurrenz übertrafen, sich bestens auszahlen. Von 1977 bis 1984 sei ihr Weltmarktanteil bei Halbleitern von 24 auf 39%, bei Speicherschaltkreisen von 24 auf 51% und in der Optoelek¬ tronik sogar von 17 auf 52 % gestiegen. Nach Meinung von Vertretern des französischen Industrieministeriums wird Japan in 2 bis 3 Jahren den ge¬ samten Halbleitermarkt beherrschen. Besonders deutlich wurde die erbitterte Konkurrenz beim 64-Kbit-Spei- cherschaltkreis, dessen Markt die Japaner eroberten. War der Preis dafür 1984 noch 45,00 DM, so bieten ihn heute die Japaner für 1,60 DM an. Der 256-Kbit-Speicher sollte den USA bessere Geschäfte bringen, aber die Japa¬ ner sorgten 1985 dafür, daß der Preisverfall 85,4% erreichte. Da trifft die USA-Halbleiterindustrie schon der nächste Schlag. Auf dem Pariser Bau¬ elementesalon im November 1985 vergab die Firma NEC Muster des 1-Mbit- Speicherschaltkreises, der 1986 in beliebigen Stückzahlen lieferbar ist. Das Rennen dürfte fast schon entschieden sein. Die japanische Halblei¬ terindustrie verfügt heute über modernere Fertigungstechnologien, eine hö¬ here Produktivität, eine ausgebaute Grundlagenforschung und über ausrei¬ chende Investitionstätigkeit trotz erheblicher Gewinnrückgänge. Als Fazit bleibt festzuhalten, daß selbst modernste Technologien die Krisenerschei¬ nungen und Widersprüche im Kapitalismus nicht aufzulösen vermögen, im Gegenteil, sie treiben sie voran. 26 35 Jahre Femsehgeräte- produktion Hans-Joachim Liesenfeld ill der DDR Im Elektronischen Jahrbuch 1986 wurde die Entwicklung der Fernsehemp¬ fangstechnik bis zum Einheitsfernsehempfänger Typ E1 dargestellt. Durch die Entfesselung des zweiten Weltkriegs durch den deutschen Faschismus kam es jedoch zu keiner Produktion. Erst nach der Zerschlagung des Fa¬ schismus konnte man nach Überwindung vieler Schwierigkeiten daran den¬ ken, das Massenmedium Fernsehen allmählich zu entwickeln. Ein schwerer Anfang Mit Hilfe der Sowjetunion wurde nach der Befreiung vom Faschismus unter schwierigen Bedingungen auch wieder die Produktion von Rundfunkgerä¬ ten, elektrischen Schaltgeräten, Motoren und Nachrichtengeräten der Richtfunktechnik im Sachsenwerk Radeberg aufgebaut. Der Belegschaft des Werkes gelang es, mit Unterstützung solch hervorragender sowjetischer Neuerer wie Pawel Bykow und Nina Naserowa , ein neues Arbeitsklima zu schaffen, das gleichzeitig neue Maßstäbe für eine Produktionsweise unter sozialistischen Verhältnissen schuf. Am 13. März 1950 fand unter Leitung des damaligen sowjetischen Gene¬ raldirektors Formin eine Aktivistenberatung mit allen gesellschaftlichen Or¬ ganisationen und der Betriebsleitung im Sachsenwerk Radeberg statt. Sowje¬ tische Spezialisten stellten den Anwesenden den sowjetischen Fernsehemp¬ fänger Leningrad T2 mit dem Ziel vor, noch im Jahr 1950 die Produktionsvorbereitung soweit zu organisieren, daß dann im Jahr 1951 mit der entsprechenden Serienproduktion von 30000 Fernsehgeräten begonnen werden konnte. Die Realisierung dieser Aufgabenstellung stellte sehr hohe Anforderun¬ gen nicht nur an das Sachsenwerk Radeberg, sondern auch an viele Betriebe des Bereiches Elektrotechnik, an die Vakuumindustrie sowie an eine große Anzahl Zulieferbetriebe. Besonders die erforderliche neue Meßtechnik stellte den Hersteller vor große Probleme. Aber mit Unterstützung sowjeti¬ scher Spezialisten wurden, besonders im Werk für Fernsehelektronik Berlin, wichtige Prüfmittel für die bevorstehende Serienproduktion von Fernsehge¬ räten gebaut. Die ersten 29 500 Fernsehempfänger Leningrad T2 (Bild 1) wurden 1951 in die Sowjetunion geliefert. 27 Bild 1 Am Beginn der Produk¬ tion von Fernsehemp¬ fangsgeräten in der DDR stand der in der UdSSR entwickelte Typ Leningrad T 2 - Baujahr 1950, Sachsenwerk Radeberg - (Foto: Liesenfeld) I Den Aktivitäten auf der Produktionsseite folgten Beschlüsse unserer Re¬ gierung, die vorsahen, die Sendetechnik für das Fernsehen zu entwickeln, in der DDR ein Fernsehsendernetz aufzubauen sowie Studio- und Übertra¬ gungseinrichtungen zu installieren. Am 21. Dezember 1952 nahm Berlin (Stadthaus) mit dem ersten Fernsehsender der DDR den Versuchsbetrieb auf. Mit der Inbetriebnahme der Sender Leipzig und Dresden und dem Aufbau des Fernsehzentrums in Berlin-Adlershof waren dann die notwendi¬ gen Voraussetzungen für das Fernsehen in der DDR geschaffen. 1952 wurden Fernsehemptänger vom Typ Leningrad T2 nach notwendi¬ gen Anpassungsarbeiten (entsprechend der geltenden OIRT-Norm wurden die Kanalfrequenzen auf vorhandene Sendefrequenzen abgestimmt) für den Bevölkerungsbedarf ausgeliefert. Dem Leningrad T2 folgte als erstes Fernsehgerät eigener Entwicklung der Rembrandt (Bild 2). Mit diesem Ge¬ rät gelang es ein Fernsehgerät zu entwickeln, das wegen seiner hohen Be¬ triebssicherheit und Lebensdauer noch heute in guter Erinnerung ist. Bild 2 Robust und zuverlässig war der Fernsehempfänger Rembrandt, der 1952/53 im Sachsenwerk Radeberg produziert wurde (Foto: Liesenfeld) 28 Rafena wurde VEB 1956 entstand nach Überführung des Werkes aus dem Status der sowjeti¬ schen Aktiengesellschaft ein volkseigener Betrieb, der 1960 den Namen RAFENA erhielt. Am 23. Oktober 1964 wurde in Radeberg bereits der 2 000 000. Fernsehempfänger produziert. Außer der Produktion in Radeberg wurden noch - in Staßfurt die Typen Iris, Patriot, - in Halle Nordlicht - in Berlin Weißensee, berolina und Alex gebaut. In allen diesen Geräten wurden Bildröhren mit 70°- und 90°-Äblen- kung eingesetzt. Der Einsatz von 110°-Bildröhren sowie von gedruckten Schaltungen war neben entwicklungsbedingten schaltungstechnischen Ver¬ änderungen im Sinne des technischen Fortschritts das wesentliche Merk¬ mal der Fernsehgeräte der Standardklasse I. Als Grundtyp sei der Fernseh¬ empfänger Start genannt. Staßfurt entwickelte sich In dieser Zeit entwickelte sich der VEB Stern-Radio Staßfurt, ein Betrieb der damaligen WB Rundfunk und Fernsehen, zum sozialistischen Großbe¬ trieb für die ausschließliche Fertigung von Fernsehempfängern. Heute be¬ kannt als VEB Fernsehgerätewerke Friedrich Engels Staßfurt. Am Anfang die¬ ser Entwicklung stand der Fernsehempfänger Iris (Bild 3). Danach wurden dann die Fernsehgeräte der Serien Ines und Stella gebaut. Diese Gerätety¬ pen waren Geräte der Standardklasse II. Die wesentlichen Veränderungen waren schaltungstechnische Verbesserungen durch neue Bauelemente, Trennung zwischen Bedienteil und Chassis, Zusammenfassung mehrerer Baugruppen auf einer Leiterplatte, der Einsatz servicefreundlicher Baugrup- Bild 3 Aus dem Baujahr 1958 stammt der Fernsehemp¬ fänger Iris 12, der damals im VEB Stern-Radio Staßfurt, heute VEB Fernsehgerätewerke Fried¬ rich Engels, gefertigt wurde (Foto: Liesenfeld) 29 Bild 4 Der erste Farbfernsehemp¬ fänger der DDR-Produk- tion, der Typ Color 20, erregte 1969 erhebliches Aufsehen, da er volltran¬ sistorisiert arbeitete (Foto: Liesenfeld) pen (steckbarer Zeilentransformator) bzw. Gesamtgestaltung des Geräts, der Einsatz implosionsgeschützter Bildröhren und die dadurch möglichen Ge¬ häusevarianten. In den Produktionszeitraum der Ines-Stella -Serie fiel die Einführung des II. Programms des Fernsehens der DDR. Die Geräte der Standardklasse II wurden serienmäßig mit Tunern zum UHF-Empfang ausgerüstet. Ältere Geräte wurden auf Wunsch durch die Werkstätten nachgerüstet. Und am 7. Oktober 1969, dem 20. Jahrestag der Gründung der DDR, wurde vom VEB Fernsehgerätewerke Friedrich Engels Staßfurt der erste Farbfernsehemp¬ fänger, der Color 20, der Öffentlichkeit vorgestellt (Bild 4). Die planmäßige Entwicklung neuer Bauelemente schuf die Voraussetzung für die Produk¬ tion einer neuen Generation von Fernsehempfängern der Standard¬ klasse III. Die gravierendsten Veränderungen waren die Verwendung von immer mehr Transistoren anstelle der Elektronenröhren und der Einsatz eines Ta¬ stenspeichers mit kapazitiver Abstimmung als Bereichs- und Senderwahlag¬ gregat. Inzwischen sind die mit integrierten Schaltkreisen bestückten Fern¬ sehempfänger immer mehr in den Vordergrund getreten. Spitzenmodelle sind heute z. B. - von ROBOTRON Radeberg das Farbfernsehkoffergerät RC 6052 mit und ohne Fernbedienung, -vom VEB Fernsehgerätewerke Friedrich Engels Staßfurt der Colorlux 4220, ein Farbfernsehempfänger mit Stereozweikanalton. 30 VEB Kombinat N achrichtenelektronik bietet komplexe Lösungen zukunftssicherer Obering. Karl-Heinz Schubert N achrichtentechnik Komplexe Lösungen der RFT-Nachrichtentechnik für international rele¬ vante Anwenderprobleme bilden den Beitrag des VEB Kombinat Nachrich¬ tenelektronik zur anerkannnten Wirtschaftskraft der DDR. So kann die nachrichtentechnische Industrie der DDR auf bedeutende Beiträge zur För¬ derung der weltweiten Kommunikation verweisen: In mehr als 30 Ländern Afrikas, Amerikas, Asiens und Europas wurden Kommunikationssysteme und Nachrichtennetze aufgebaut, erweitert oder modernisiert. Täglich wer¬ den viele Millionen Ferngespräche über RFT-Endgeräte sowie RFT-Ver- mittlungs- und Übertragungseinrichtungen geführt, mehrere hunderttau¬ send Nachrichten über RFT-Fernschreiber abgesetzt und ungezählte nationale, internationale und interkontinentale Funkverbindungen mit RFT-Kurzwellen-Sende- und -Empfangsanlagen schnell und zuverlässig hergestellt. Betriebsabläufe in Wirtschaft, Industrie und Verkehr vieler Län¬ der werden mit RFT-Kommunikationssystemen operativ gelenkt, koordi¬ niert und überwacht. Die Leistungen von RFT beim Ausbau des Weltnach¬ richtennetzes haben internationele Anerkennung und Wertschätzung gefunden und ihr einen Platz unter den führenden Exporteuren der Welt gesichert. Die Telekommunikation bietet gegenwärtig schon mehr als die Nutzung der Individualkommunikationsmittel Telefon, Telex, Kurzwellenfunk und Ultrakurzwellenfunk, sie ist bereits umfassender als die Konsumtion der Massenkommunikationsmittel Rundfunk und Fernsehen. Eine fast nicht mehr zu bewältigende Flut von Informationen dringt in alle Bereiche unse¬ res Lebens ein - doch schon jetzt wird die Mensch-Mensch-Telekommuni- kation (das Telefongespräch und das Fernschreiben) ergänzt durch die Mensch-Maschine-Kommunikation (die Kommunikation mit dem Compu¬ ter). Das zwingt zwar den Menschen, eine dem Computer verständliche Sprache zu erlernen und sich in ihr präzise auszudrücken; der Computer entlastet aber den Menschen, z. B. durch Konzentration und Verarbeitung der Informationen - der Daten - auf das Wesentliche und für den Men¬ schen Wichtige. Die Telekommunikation der Zukunft wird durch Maschine-Maschine- Telekommunikation mit schneller Datenübertragung von Computer zu Computer, durch Bewegtbildkommunikation und durch weitere Breitband¬ dienste gekennzeichnet sein. In der näheren Zukunft bleiben aber die 31 «klassischen» Dienste, die über das schmalbandige Fernsprechnetz abge¬ wickelt werden, sowohl nach der Anzahl der Teilnehmer als auch nach dem Verkehrsaufkommen der Schwerpunkt. Zu ihnen gehören u. a. Fernspre¬ chen, Fernschreiben, Femkopieren und langsame Datenübertragung. Die Telekommunikationssysteme der Zukunft müssen also für die Schmalband¬ dienste wirtschaftliche und einem Vergleich mit den herkömmlichen Fem- sprechvermittlungssystemen standhaltende Lösungen ermöglichen. Sie müssen aber auch offen sein für die Breitbanddienste, für die PCM-Über- tragungstechnik und für die Kommunikation über Lichtwellenleiter und Sa¬ telliten. Der VEB Kombinat Nachrichtenelektronik projektiert, fertigt, liefert, mon¬ tiert und wartet die dafür einsetzbaren modernen Telekommunikationssy¬ steme, die bereits jetzt die Forderungen von morgen erfüllen. Mit der Lei¬ stungskraft seiner 39 000 Wissenschaftler! Ingenieure, Techniker und Facharbeiter, dem breiten Einsatz der Mikroelektronik/Mikrorechentech¬ nik und der zunehmenden Anwendung digitaler Wirkprinzipien bietet der VEB Kombinat Nachrichtenelektronik komplexe Lösungen zukunftssicherer Nachrichtentechnik aus einer Hand. Die Schwerpunkte im Erzeugnisprofil liegen auf folgenden Gebieten der Nachrichtentechnik: - Endgerätetechnik für Fernsprechen und Fernschreiben, ü äa * 3 äitä 1 Bild 1 Zeit geteilte Telegrafie¬ übertragungseinrichtung SZT (Foto: Foto-Richter) 32 - analoge und digitale Vermittlungstechnik, - leitungsgebundene und drahtlose Übertragungstechnik, -KW- und VHF/UHF-Funktechnik, - angewandte Femsehtechnik, - elektroakustische Übertragungstechnik, - medizinische Elektronik, - Konsumgüter. An der Leipziger Frühjahrsmesse 1986 beteiligte sich der VEB Kombinat Nachrichtenelektronik mit effektiven Kommunikationssystemen für das Femmeldewesen zum Ausbau von regionalen, nationalen und internationa¬ len Nachrichtennetzen. Sein Leistungsangebot unter dem Motto RFT-Nach- richtenelektronik, die Verbindung mit Vernunft , war anwendungsbezogen in¬ nerhalb des Ausstellungsbereichs Daten- und Telekommunikation angeord¬ net. Die ausgewählten Exponate und immateriellen Leistungen der Kombinatsbetriebe und des Forschungszentrums dokumentierten den er¬ reichten hohen wissenschaftlich-technischen Leistungsstand der RFT- Nachrichtentechnik. Etwa 20 Neu- und Weiterentwicklungen belegten die Ergebnisse zielstrebiger Entwicklungstätigkeit und vielfältiger Initiativen der Werktätigen des Kombinats in Vorbereitung des XI. Parteitages der SED. Leistungsfähige Bürokommunikationssysteme Über den Auf- und Ausbau von Kommunikationsnetzen auf Betriebsebene, speziell über Möglichkeiten der Rationalisierung der betrieblichen Kom¬ munikation, informierte der Anwenderkomplex Bürokommunikation. Neu sind die Vorzimmeranlage UVAc und die Nebenstellenanlage. Es sind digi¬ tale Kleinvermittlungsanlagen mit Mikrorechnersteuerung bei analoger elektronischer Sprechwegedurchschaltung, mit denen sich viele Funktionen ausführen lassen. Diese Anlagen gewährleisten eine schnelle interne Tele¬ kommunikation sowie externe Verbindungsmöglichkeiten zum Netz, Kon¬ ferenzbetrieb ist ebenso möglich wie Rufweiterschaltung. Bild 2 Datenmodem VM 2400 zur Datenübertragung über Fernsprechkanäle 3 Schubert, Eljabu 87 33 Zu den in die Anwenderlösung einbezogenen Kommunikationsmitteln gehören neben Fernsprechendgeräten ein Fernsprechwählautomat, der die Kurzwahl von maximal 40 Zielen erlaubt, sowie das Datenmodem VM 2400 für den Anschluß von Datenendgeräten (Bürocomputer, Rechnerterminals, elektronische Schreibmaschine usw.) an betriebliche oder öffentliche Netze, und damit wird ihre Teilnahme am Datenaustausch über beliebige Entfernungen ermöglicht. Digitale Übertragungs- und Vermittlungstechnik Im Mittelpunkt stand das neue Nachrichtenübertragungssystem PCM120/480 zur Übertragung von 480 Telefoniekanälen wahlweise über Lichtwellenleiter oder symmetrische .S'ryro/Zex-isolierte Kabel. Es läßt sich in städtischen Netzen als Nahverkehrssystem bzw. im Fernverkehr bis 120 km einsetzen. Integrierte Überwachungssysteme und Signalisierungs- Bild 3 Tragbares Funksprechgerät UFT 727 mit 12 Kanälen im 2-m-Band (Foto: VEB Funk¬ werk Köpenick) 34 einrichtungen gewährleisten eine optimale Überwachung des PCM-480- Sy¬ stems. Das PCM-Übertragungssystem wurde mit dem Lichtleitertrakt DÜSLL 34 ausgestellt. Bei einem Lichtwellenleiterkabel mit einer Dämp¬ fung von 4 dB/km kann eine maximale Zwischenregeneratorfeldlänge von 8,4 km mit Laserdiode und von 4,9 km mit LED realisiert werden. Die Se¬ rienschaltung von 2 Leitungsendeinrichtungen und 12 Leitungszwischen- einrichtungen ermöglicht damit eine Streckenlänge von 109,2 bzw. 64 km. Zur Übertragung von Telegrafie- und langsamen Datensignalen steht die zeitgeteilte Telegrafieeinrichtung STZ im Angebot, die die Telegrafiekanäle je NF-Übertragungskanal erhöht und hohe Zuverlässigkeit und Wartungs¬ freiheit aufweist. Demonstriert wurde sie mit dem neuen mikroprozessorge¬ steuerten Fernschreiber F2000 für die Informationsübertragung bis 200 Baud. Zu den Vorteilen dieses bürofreundlichen Sende- und Empfangs¬ fernschreibers gehören elektronische Textspeicher, Kurzwahleinrichtung, Wiederholwahleinrichtung, Geheimsperre für unbefugtes Senden, Datensi¬ cherung für die Übertragung und eigene Fehlerdiagnose. Die neue digitale Nebenstellenzentrale NZ400D mit einer Anschlußka¬ pazität von 16 bis 64 Anrufeinheiten ist speicherprogrammiert und wird durch 2 miteinander gekoppelte 8-bit-Mikroprozessoren gesteuert. Diese Anlage bildet die Grundlage für den Aufbau dienstintegrierter Netze für Sprache, Daten und weitere Kommunikationsdienste im Nebenstellenbe¬ reich (Bürokommunikation). RFT-Technik für ländliche Gebiete Schwerzugängliche Gebiete, zu denen der Bau von Kabel- oder Freilei¬ tungsstrecken technisch nicht möglich oder zu teuer ist, können mit dem Radiotelefoniesystem in 0,7-m-Technik erschlossen werden, es gestattet den Anschluß von Fernsprechteilnehmern über Funkkanäle an das öffentli¬ che Netz. Zum Ausbau stehen die selbständige digitale Vermittlungszen¬ trale OZ100 D und die digitale Richtfunkeinrichtung PCM100-400/800 zur Verfügung. Bild 4 Fernsprechapparat «al - pha» mit Tastenwahl (Foto: VEB Fernmelde¬ werk Nordhausen) 3 ' 35 RFT-Nachrichtentechnik für Transport und Verkehr Die im Transport und Verkehr möglichen Rationalisierungseffekte durch die Nutzung moderner Nachrichtenmittel verdeutlichen Lösungen auf der Grundlage der Fernbeobachtungstechnik, der UKW-Verkehrsfunktechnik, der Kurzwellentechnik und der Wechselsprechtechnik. Ein Dispatcherar¬ beitsplatz, unter Einbeziehung der Femsprechendgerätetechnik und Kom¬ ponenten der Text- und Datenkommunikation, zeigte die flexible Anpas¬ sung an vielseitige Nutzerbereiche durch anwenderspezifische Hard- und Softwarelösungen. Neu im UKW-Gerätesystem U 700 sind die Motorradsta¬ tion und das Handfunksprechgerät UFT727 mit maximal 12 Kanälen im 2-m-Band. Bild 5 CCD-Zeilen fernsehkamera ZFK 1030 für Bilderken¬ nungssysteme (Foto: DE- WAG Berlin) Bild 6 Dynamisches HiFi-Mikro- fon DM 2000 für Ma¬ gnetbandgeräte (Foto: Foto-Richter) Technik für effektive Arbeitsprozesse Dazu gehören das Bilderkennungssystem BES 1000/BES 2000 für die Pro¬ duktionsautomatisierung, Qualitätskontrolle, für den Einsatz in der Robo- ter-/Handhabetechnik sowie zur Maschinenüberwachung. Grundlage bil- 36 den unterschiedliche CCD-Zeilenfemsehkameras wie ZFK1031 bzw. ZFK1040 u.a. Sie wandeln das aufgenommene optische Bild in elektrische Signale um, die vom Bilderkennungssystem ausgewertet werden. Beim BES 1000 wird ein Mikrorechner zusätzlich erforderlich. Dagegen ist das BES 2000 ein geschlossenes Mikrorechnersystem zur Lösung von Bilder¬ kennungsaufgaben mittlerer Kompliziertheit. Bild 7 HiFi-Lautsprecherbox «Capella» (B 9272), eine 12-l-Dreiwegebox (Foto: Foto-Krause) RFT-Patente, Lizenzen und, Know-how Es sei auch auf das weitreichende Angebot des VEB Kombinat Nachrichten¬ elektronik an immateriellen Leistungen hingewiesen, das die Erzeugnisof¬ ferte ergänzt. Es enthält neben Lizenzen für nachrichtentechnische Geräte und Anlagen sowie für Erzeugnisse der medizinischen Elektronik und dem damit verbundenen Know-how sowie Technologietransfer u. a. Konsulta¬ tionsleistungen, Beratertätigkeit und wissenschaftlich-technische Unterstüt¬ zung bei nachrichtentechnischen Vorhaben, die Bereitstellung von Soft¬ ware, den Entwurf und die Fertigung kundenspezifischer Schaltkreise, die Vermietung von Meßtechnik (Leasing) und nicht zuletzt die Aus- und Wei¬ terbildung von ausländischen Fachkräften. Gefragte Konsumgüter Obwohl der VEB Kombinat Nachrichtenelektronik vor allem ein Investitions- güter-Produzent ist, entwickelt er bedeutsame Initiativen zur Produktion von Konsumgütern. In seiner Messeofferte 1986 zeigte er interessante Kon¬ sumgüter, die von Lautsprecherboxen in HiFi-Qualität über Auto-Einbau- lautsprecher, Autoradio-Nachfolgeverstärker, Equalizer und Mikrofone bis zu Taschen- und Autoempfängern reichten. Neuheiten waren die Lautspre¬ cherbox B9272 , eine 12-1-Dreiwegebox mit 50 VA, der Stereoverstärker SV210 und die Stereophonoanlage PA 2040. Bild 9 Der Kassetten-Autoempfänger A 300 für Mittelwelle und UKW sowie Monowieder¬ gabe bespielter Magnetbandkassetten (Foto: RFT-Information, Morgenstern) Neuerungen für den Das Fernsehen hat mit dem Farbfernsehen einen hohen technologischen Stand erreicht. Es bietet dem Fernsehteilnehmer im Heim ein ansprechen¬ des Bild, das nicht zuletzt auch durch den Entwicklungsstand der Bildwie¬ dergabetechnik in Form der In-line-Farbbildröhre eine hohe visuelle Quali¬ tät aufweist. Moderne Halbleiterbauelemente und integrierte Schaltungen tragen zu hoher Zuverlässigkeit und geringer Leistungsaufnahme der Farb- fernsehgeräte bei. Dennoch ist die Entwicklung des Fernsehempfangs - und in diesem Fall speziell des Farbfemsehempfangs - nicht abgeschlossen, da eine Reihe Verbesserungen des Farbfernsehempfängers'das Ziel vielfältiger Bemühun¬ gen sind. Bei allen diesen Entwicklungen muß davon ausgegangen werden, daß durch die hohe Verbreitung des Fernsehens keine tiefgreifenden Ände¬ rungen an den bestehenden Fernsehnormen möglich sind. Das gilt nicht für das Fernziel: ein Fernsehen mit erhöhter Zeilenzahl und verändertem Bild¬ seitenverhältnis. Zielstellungen der weiteren Entwicklung Mit den sich bereits abzeichnenden und erreichten Neuerungen sowie der künftigen Weiterentwicklung der Fernsehempfangstechnik werden nachste¬ hende Hauptziele verfolgt, die zum Teil untereinander verknüpft sind: - Verbesserung der Tonqualität (Gewährleistung von Hi-Fi-Parametem, Stereoton); - Verbesserung der Bildqualität (Verminderung der Helligkeits-Farb-Über- sprecheffekte, Verminderung des Bildflimmems); - weitere Erhöhung der Zuverlässigkeit; - Rationalisierung von Fertigung und Service; - Erhöhung von Bedienkomfort und Gebrauchswert durch Erweiterung der Einsatzbreite (Heimcomputeranschluß, audiovisuelles Heimzentrum) so¬ wie durch Einbeziehen neuer Informations- und Kommunikationsdien¬ ste; - Erhöhung des Integrationsgrads, Verbesserung der analogen Signalverar¬ beitung und Einbeziehung digitaler Signalverarbeitungsprinzipien; - Gewährleistung einer Kompatibilität zu anderen peripheren Geräten und 39 veränderten Prinzipien der Fernsehprogrammverteilung (Kabelrundfunk, Breitbandkommunikation, Zusatzdienste); - Verbesserung der Bildwiedergabetechnik (flache Rechteckbildschirme bei Fernsehbildröhren, flache Bildwiedergabeeinrichtungen). Die genannten Ziele werden sich nicht alle auf einmal im Komplex reali¬ sieren lassen. Sie bilden eine stetige evolutionäre Weiterentwicklung auf diesem Gebiet, wobei im Laufe der Einführung einzelne Teilkomplexe mehr oder weniger als Schwerpunkt in den Vordergrund treten werden. Gegenwärtiger Entwicklungsstand (Überblick) Bereits heute sind bei der Weiterentwicklung des Femsehempf angs beacht¬ liche Erfolge erreicht worden. Dazu gehören neben der In-line-Bildröhre das Prinzip des Schaltnetzteils und leistungsfähige Ablenkkonzepte, die die Leistungsaufnahme eines Heimfarbfernsehempfängers unter 100 W gesenkt haben. Die Geräte lassen sich über (Kurzhub-) Tasten oder über eine Infra¬ rotfernbedienung betreiben, die neben der reinen Programmwahl (Kanal) auch andere Funktionen (Lautstärke, Helligkeit, Kontrast, Farbe) mit um¬ fassen kann. Die Kapazitätsdiodenabstimmung erhält ihre Abstimmspan¬ nungen über einstellbare Potentiometer oder eine synthetische Abstimm¬ spannungserzeugung, wobei mit der Frequenzsynthese die hochwertigste Abstimmform vorliegt, die mit Mikroprozessoren arbeitet. Unmittelbar mit der Abstimmung und Bedienung können auch Anzeigesysteme gekoppelt sein, die den gewählten Kanal visuell anzeigen. Neben Kapazitätsdioden bilden Dual-Gate-MOSFET (Großsignalfestig¬ keit), rauscharme Hochstromtransistoren und beginnend auch integrierte Schaltungen (IS) - zunächst für VHF - weitere moderne Tunerkomponen¬ ten. Der verbreitete Einsatz von IS konzentriert sich signalverarbeitungsmä¬ ßig ab Bild-ZF-Verstärker und weist unter Einbeziehung von Oberflächen- Bild 1 Mehrnormenfarbdekoder und Videoteil in IS-Technik 40 wellenfiltern und PLL-Demodulatoren unterschiedliche Lösungsvarianten auf. So enthalten z. B. Colortron/Colorett- Fernsehempfänger (4000er- Serie) fol¬ gende IS (ohne Berücksichtigung des Tonkanals): - Bild-ZF: A241D, A223D - Videoteil: MCA 660, A 232 D - Pal/Secam-Dekoder: MCA 640, MCA 650, MBA 540 -Horizontalteil: A 255 D -Vertikalteil: MDA2010 Kurz bevor stehen die Einbeziehung auch der Videoendstufen in die In¬ tegration und die Benutzung des Ladungsübertragungsprinzips für die Ver¬ zögerung. Mehrnormenfarbfemsehempfänger enthalten einen Mehrnor¬ menfarbdekoder (z. B. Pal/Secam, Bild 1), der auch in einer IS realisiert werden kann und nur eine geringe externe Beschaltung erfordert. Stereofoner und 2kanaliger Femsehbegleitton Die Verbesserung der Tonqualität im Fernsehempfänger hat als Ursache folgende Einflußgrößen: - die vom Hörrundfunk gewohnte Hi-Fi-Qualität; - den unzureichenden Fremdspannungsabstand am Tondemodulator durch den Einfluß des Bildkanals; - die relativ niedrige NF-Ausgangsleistung und Qualitätsprobleme beim Lautsprecher; - die Möglichkeit zur Übertragung und Wiedergabe eines Stereobegleittons und eines 2. Tonkanals. Von den Möglichkeiten zur Übertragung eines zusätzlichen 2. Tonkanals im Fernsehen für eine stereofone und 2kanalige Tonwiedergabe (fremdspra- Tabelle 1 Parameter des 2-Ton-Trägerverfahrens Parameter Wert NF-Bandbreite für beide Kanäle 40 bis 14 000 Hz NF-Inhalt des 1. Kanals l (L + R) NF-Inhalt des 2.Kanals R Akzentuierung in beiden Kanälen 50 ps Frequenz des 1. Tonträgers 5,5 MHz Frequenz des 2. Tonträgers 5,742 187 5 MHz maximaler Frequenzhub in beiden Kanälen von / (L + R) bzw. R ±30 kHz Frequenz des Kennungsträgers im 2. Tonkanal 54,687 5 kHz a 3,5 •/„ mittlerer Frequenzhub des 2. Tonträgers vom Kennungsträger ±2,5 kHz Kennfrequenzen (AM des Kennungs- 117,5 Hz (stereo) trägers) 274,1 Hz (2kanal) Modulationsgrad des Kennungsträgers 50% 41 Raumklang^UA Steller für chiger Begleitton) hat sich das 2-Ton-Trägerverfahren (Tabelle 1) als gün¬ stig erwiesen. Dazu wird im Kanalraster zwischen Tonträger und Nachbar¬ bildträger ein 2. Tonträger im Abstand von 5,742 187 5 MHz vom zugehörenden Bildträger eingefügt. Im Fall einer stereofonen Übertragung enthält der 1. Tonträger die NF-Information 54 (L + R), also die monofone Mitteninformation, und der 2. den rechten Tonkanal (R). Beim 2-Ton-Be- trieb erhält jeder Tonträger eine separate Tonmodulation (z. B. deutsch, fremdsprachig). Im 2. Tonkanal wird ein Kennungsträger (3,5 -/ H ) verwen¬ det, der mit AM Kennfrequenzen aufmoduliert (117,5 Hz Stereo; 274,1 Hz 2-Kanal-Betrieb) erhält. Über die Kennungen kann der NF-Kanal auf Ste¬ reo- oder 2-Ton-Betrieb automatisch umgeschaltet und eine Anzeige vorge¬ nommen werden. Zusammen mit dem 2-Ton-Trägerverfahren wird im Fernsehempfänger der Quasiparalleltonempfang (Bild 2) benutzt, bei dem nach der gemeinsa¬ men Umsetzung von Bild- und Tonträger in die Bild-ZF-Lage beide Träger getrennt verarbeitet werden. Damit lassen sich die ZF-Stufen und Filter besser den jeweiligen Forderungen anpassen. Der Störabstand kann da¬ durch gegenüber dem reinen Intercarrierverfahren um 8 dB verbessert wer¬ den und erreicht 45 dB. Weitere Verbesserungen sind mit Kompanderverfahren zur Störabstands¬ erhöhung und Hi-Fi-tüchtigen NF-Verstärkern zu erzielen. Bildwiedergabetechnik Die In-line-Farbbildröhre stellt zur Zeit den höchsten Entwicklungsstand der Bildwiedergabetechnik dar, und schon zeichnet sich durch die Flat- Square-Röhren ein neuer Trend ab. Die Flat-Square-Röhre (Bild 3) ist auch eine In-line-Röhre, die aber durch entsprechende Weiterentwicklungen fol¬ gende vorteilhafte Merkmale aufweist: - flacherer und rechteckigerer Bildschirm durch Vergrößerung des Krüm- Bild 3 Flat-Square-Röhre 43 Bild 4 Spezialröhre mit seitlichem Elektronenstrahlsy¬ stem mungsradius des Schirmglases (z. B. bei einer 66-cm-Röhre von 1 m auf 1,7 m) und damit Vergrößerung der Bildschirmoberfläche; - Lochmaskeneckenaufhängung und damit verbunden eine erhöhte ther¬ mische Stabilität; - integriertes Elektronenstrahlsystem mit verbesserten elektronenoptischen Eigenschaften (verbesserte statische Konvergenz); - Katode mit verringerter Heizleistung (Verringerung der Wärmeablei¬ tung); - Ablenkeinheit mit Doppelsattelspule in Strangwickeltechnik und hoher Ablenkempfindlichkeit; - Reduzierung des Halsdurchmessers der Bildröhre. Die genannten Maßnahmen führen u. a. auch dazu, die Leistungsauf¬ nahme um etwa 8 W zu reduzieren und den Bildeindruck noch attraktiver zu gestalten. Eine Reduzierung des 50-Hz-Großflächenflimmems bei großer Leucht¬ dichte und des 25-Hz-Flackerns an horizontalen Kanten ist mit einem Voll¬ bildspeicher möglich* in den ein komplettes Fernsehbild eingelesen und an¬ schließend schneller ausgelesen wird. Auf diese Weise ist die Bildfrequenz intern im Empfänger auf z. B. 75 Hz erhöhbar, wodurch ein besserer und flimmerfreier Bildeindruck entsteht. Die geometrisch benachbarten Zeilen aus den beiden gespeicherten Halbbildern werden aufeinanderfolgend aus¬ gelesen, so daß ein progressives Raster ohne Zeilensprung mit 75-Hz-Bild- frequenz entsteht. Minifernsehempfänger werden zunehmend mit flachen Bildwiedergabe¬ einrichtungen aufgebaut, für die Spezialbildröhren (auch für Farbe) mit seitlichem Elektronenstrahlsystem (Bild 4) und Flüssigkristallanzeigen (LCD, FK) vorgesehen sind. Bei dem kleinsten Empfänger in dieser Ent¬ wicklungsrichtung ist die LCD-Bildwiedergabe in ein Uhrenarmbandge¬ häuse eingebaut. Vorherrschend bei den Flachbildschirmen für Minifemsehempfänger ist der Flüssigkristallbildschirm, der bei geringer Leistungsaufnahme (Batterie¬ betrieb) eine gute Bildqualität liefert und eine kurze Ansprechzeit bereit¬ stellt. Die Bildpunktzahl ist noch relativ gering und liegt bei z. B. 19 200, 52 000 und 57 600 Bildpunkten. Die Bildschirme sind alle ähnlich aufge¬ baut, und bei ihnen wird das Prinzip der nematischen Drehzelle angewen- 44 det. Der Flüssigkristall befindet si'ch dazu zwischen 2 Substraten: oben ein durchsichtiges Substrat mit Dünnschichttransistoren zur Ansteuerung der Bildpunkte, unten ein Glassubstrat. Auf die Substrate folgen nach außen Polarisatoren. Ein Reflektor gestattet den Reflexionsbetrieb und reflektiert das Umgebungslicht an den vom FK auf Durchlaß geschalteten Bildpunk¬ ten. Eine Elektrode im Inneren der Drehzelle ist für die einzelnen Bild¬ punkte als gemeinsame Elektrode ausgeführt, die anderen Bildpunktelek¬ troden werden einzeln von den Dünnschichttransistoren angesteuert. Eine anliegende Elektrodenspannung hebt die Verdrillung der Flüssigkristalle auf, so daß die 90°-Polarisationsdrehung für einfallendes Licht entfällt und die Zelle lichtundurchlässig wird. Die Flüssigkristallanzeige ist auch für eine Farbwiedergabe (Bild 5) geeignet und muß dazu Farbpunkte der Bild 5 Flüssigkristallzelle (Prinzip) Tabelle 2 Kleine flache Femsehbildwiedergabeeinrichtungen Art des Bild- Anzahl der Bildschirmfläche Einsatz im schirms Bildpunkte Frontpolarisator oberes Substrat mit Farbfilter unteres Substrat mit Bildpunkt- (t t ) t t | ZSZT Fremdlicht Flüssigkristall, schwarzweiß (sw) Flüssigkristall sw Flüssigkristall sw Flüssigkristall sw Flüssigkristall sw Flüssigkristall Farbe Spezialbildröhre (10 cm x 5 cm) x 18 mm dick Flüssigkristall sw 220 x 240 = 52 800 5-cm-Diagonale 220 x 240 = 52 800 6 cm x 8 cm 210 x 152 = 31 920 17 mm x 25 mm 240 x 240 = 57 600 43,2 mm x 32,4 mm Taschenf ernsehempfän 1 ger von Suwa Seikosha 120x 160= 19 200 6,9-cm-Diagonale Taschenfernsehempfän¬ ger von Casio (11,8 cm x 8,0 cm x 2,6 cm) Taschenf emsehempfän- ger von Toshiba Taschenfernsehempfän¬ ger von Sanyo (25,3 cm x 11,3 cm x 3 cm) Armbanduhr-Display- Fernseher von Suwa-Sei- kosha 240 x 240 = 57 600 43,2 mm x 32,4 mm Taschenfarbfernsehemp¬ fänger von Suwa Seikosha 16 cm x 8 cm x 2,8 cm groß 7,5-cm-Diagonale Taschenf ernsehempfän- ger Microvision (Sin¬ clair) 160 x 120 = 19200 7,5-cm-Diagonale Taschenfernsehempfän¬ ger von Hitachi (148 mm x 95 mm x 30 mm) 45 3 Grundfarben aufweisen. Einen Überblick über bereits realisierte flache Bildwiedergabeemrichtungen für Taschenfernsehempfänger vermittelt Ta¬ belle 2. Die Anzahl der Bildpunkte in FK-Anzeigen wird sich im Lauf der Entwicklung erhöhen. Einführung der Digitaltechnik Die fortschreitende Verwendung der Digitaltechnik bei der Funktionsreali¬ sierung hat ausgehend von Bedien- und Anzeigefunktionen im Fernseh¬ empfänger auch die Signalverarbeitung erreicht. War die Digitaltechnik auf diesem Gebiet bisher hauptsächlich dem kommerziellen und Studiobereich Vorbehalten, so läßt sich der qualitative Fortschritt ihrer Realisierbarkeit durch die moderne Schaltungstechnik ermessen, wenn nunmehr auch Kon¬ zepte für die Signalverarbeitung im Fernsehempfänger auf der Basis von IS vorliegen. Stimulierend für diese Neuerungen wirken Vorteile, wie sie aus dem kommerziellen und EDV-Bereich bekannt sind (rausch- und störungsarme Übertragung, Regenerierbarkeit des Digitalsignals, hohe Zuverlässigkeit, Einsatz hochintegrierter Schaltungen), und weitere Vorzüge, die insbeson¬ dere die Empfangs- und Wiedergabequalität verbessern und sich mit der bisherigen Analogtechnik nicht oder nur schwer realisieren lassen: - weitere Reduzierung des Einsatzes diskreter Bauelemente und der damit verbundenen Verbindungstechnologie (Anzahl der Lötstellen wird ge¬ senkt); - geringe Toleranzen, keine Drift und Alterung; - programmierbare Signalverarbeitung und Bedienung; - neue Möglichkeiten für Abgleich- und Einstellvorgänge bei der Fertigung und im Service (Wirtschaftlichkeit); - Eignung auch für verschiedene Farbfemsehnormen mit Normerken¬ nung; - Leuchtdichtefilter mit veränderbarer Charakteristik (weich, scharf); - digitale Verzögerungsleitung (RAM-Strukturen); - Strahlstromüberwachung; - Erweiterung des Bedienungskomforts durch entsprechende Software; - Realisierung neuer und erweiterter Funktionen und Einbeziehung neuer Dienste: • Geisterbildunterdrückung, Bildflimmerreduzierung, • digitales Kammfilter zur Abtrennung des Leuchtdichtesignals, • direkte Verarbeitung digitaler Tonsignale, • Textverarbeitung (Bildschirmtext, Videotext), • Terminal für Heimcomputer, • Anpassung an neue Verteilernetzstrukturen (Glasfasernetze). Das Digital-TV-System DIGIT 2000, das repräsentativ für den Start der Digitaltechnik im Fernsehempfänger ist, ermöglicht eine digitale Signalver¬ arbeitung im i 46 1 ■ Farbdekoder, ■ Leuchtdichtekanal, ■ Ablenkteil und • Tonteil (Bild 6), da eine digitale Signalverarbeitung im HF- und Bild-ZF-Bereich zur Zeit noch nicht wirtschaftlich vertretbar vorzunehmen ist. Folgende IS werden dazu verwendet: MAA 2000 = Zentrale Steuerschaltung CCU MAA 2100 = Videocodec VCU MAA 2200 = Videoprozessor VPU MAA 2300 = Audio-A/D-Wandler ADC MAA 2400 = Audioprozessor APU MAA 2500 = Ablenkprozessor DPU MAA 2600 = Taktgenerator CG Der Übersichtsschaltplan (Bild 7) vermittelt einen Überblick über die Grundfunktionen. Da sich am analogen Charakter der Fernsehrundfunk¬ übertragung nichts geändert hat, bleibt der HF-Bereich in konventioneller Technik erhalten. Das HF-Teil enthält daher die beiden Tuner für VHF- und UHF-Empfang sowie die ZF-Stufen in konventioneller Weise. An sei¬ nen Ausgängen liefert es das demodulierte Videosignal (FBAS) und die bei¬ den DF-Träger 5,5 und 5,574 MHz für Stereo- oder 2-Kanal-Ton. Die DF- Träger werden im DF/NF-Modul demoduliert, und die L- bzw. R-Informationen gelangen zum Audiowandler (MAA 2300). Hier wird das Tonsignäl digitalisiert. Die Weiterverarbeitung geschieht im Audioprozes¬ sor, der die aufbereiteten Tonsignale ausgangsseitig wieder in Analogsi¬ gnale rückwandelt und sie über Endverstärker den Lautsprechern zuführt. Das FBAS-Signal wird dem Videocodec (MAA 2100) zugeführt und digi- Leistungsendstufen Bild 6 Digitalisierung im Tonteil und bei der Leuchtdichte- und Farbsignalverarbeitung so¬ wie im Ablenkteil I 47 Bild 8 Digitaltechnik im Videoteil talisiert (Bild, 8). Die weitere Signalverarbeitung wird anschließend im Vi¬ deoprozessor (MAA 2200) vorgenommen. Danach gelangt das digitale Videosignal wieder zurück zum MAA 2100, in dem mit getrennten D/A- Wandlern für den Y-Signalanteil sowie die beiden Farbdifferenzsignale in Analogsignale zurückgewandelt werden. Auf Grund der in der zentralen Steuereinheit (MAA 2000) abgelegten Einstelldaten werden ^urch Vergleich mit den augenblicklichen Werten auch alterungsbedingte Abweichungen, z. B. der Bildröhre, kompensiert, so daß ein entsprechender Nachabgleich nicht mehr erforderlich ist. Die digitale Steuerung der Bildröhrenablenkung wird mit dem MAA 2500 durchgeführt. Dazu erhält dieser das digitalisierte Videosignal vom Video¬ codec (MAA 2100). Der integrierte Ablenkprozessor enthält die Synchron¬ impulsabtrennung sowie die Ablenkfrequenzerzeugung und liefert an sei¬ nen Ausgängen die nach Zeile bzw. Bild synchronisierten Ablenksignale. Sie enthalten dabei bereits alle notwendigen Korrekturen wie Amplitude, Linearität usw. Zum Betrieb der Ablenkspulen sind extern lediglich noch die Leistungsendstufen erforderlich, wobei der Horizontalendstufe in be¬ kannter Weise die Gewinnung der Hochspannung für die Bildröhre und ei¬ niger Versorgungsspannungen zufällt. Die zur Steuerung der Wandler benötigte Taktfrequenz wird quarzstabili¬ siert (MAA 2600) erzeugt und steht an den entsprechenden Eingängen den IS zur Verfügung. Die Gesamtsteuerung und die Kontrolle der Signalverar¬ beitung sowie aller wichtigen Funktionen im Gerät fallen der zentralen Steuerschaltung (MAA 2000) zu. Sie steht über einen Datenbus mit den IS MAA 2300 , MAA 2200 und MAA 2500 in Verbindung. Alle Einstellfunktio¬ nen wie Helligkeit, Farbsättigung usw. werden über den Bus gesteuert. Um¬ gekehrt erhält die zentrale Steuerschaltung auch Daten von diesen Funk¬ tionseinheiten, z. B. über Einstell- und Zustandsgrößen. Sie übernimmt auch die Kontrolle der Tuner- und Anzeigenspeicherung von Kanaldaten, die Infrarotfernbedienung und die Netz-Ein-Ausschalt-Funktion. Im Gerät entfallt der Grundabgleich z. B. für Bildhöhe, Linearität usw. durch Ein¬ stellpotentiometer. An seine Stelle tritt die zentrale Steuereinheit, in der 4 Schubert, Eljabu 87 49 schon bei der Fertigung alle Abgleichdaten eingespeichert werden, die dann über den Bus bei jedem Einschalten des Geräts für die entsprechenden Funktionsbereiche neu aktiviert werden. Eine durchgängige digitale Signalverarbeitung mit allen aufgezeigten Möglichkeiten auf der Empfangsseite wird bis 1990 erwartet, wobei man eine schrittweise Erweiterung in unterschiedlichen Entwicklungsphasen vorsieht. So ist die stärkere Einbeziehung von Bildschirmtext und Video¬ text in die digitale Signalverarbeitung noch zu berücksichtigen, und es feh¬ len auch noch Halbleiterspeicher zur Aufnahme eines Vollbilds (Flimmer¬ unterdrückung). Das FBAS-Signal hat eine Bandbreite von 5 MHz und muß deshalb bei der Digitalisierung entsprechend dem Abtasttheorem mit minimal 10 MHz abgetastet werden. Man wählt die Abtastfrequenz so, daß sie ein Vielfaches des Farbträgerfrequenz ist, und kommt auf diese Weise zu einer Abtastfre¬ quenz von 17,7 MHz (= 4 x Farbträgerfrequenz). Eine Kodierung jedes er¬ haltenen Abtastwerts nach der Quantisierung (PCM-Technik) mit 8 bit lie¬ fert eine Auflösung von 256 Amplitudenwerten. Der sich ergebende serielle Datenfluß nimmt eine Größe von 17,7 MHz x 8 bit = 141,6 Mbit/s an. Da das FBAS-Signal insgesamt mit Leuchtdichte- und Farbsignalanteilen ko¬ diert wurde, spricht man auch von gemeinsamer oder geschlossener Kodie¬ rung. Die Abstrahlung von 140 Mbit/s für einen Femsehkanal ist über HF nicht möglich, so daß für die Verteilung digital kodierter Fernsehpro¬ gramme nur die Lichtwellenleitertechnik benutzt werden kann. Wendet man noch Maßnahmen zum Fehlerschutz an, so steigt der Datenfluß weiter an. Bei redundanzmindemden Verfahren läßt sich der Datenfluß auf rund 34 Mbit/s verringern, wobei jedoch der Aufwand auf der Empfangerseite er¬ heblich an steigt. Künftig ist neben einer digitalen Übertragung über Licht¬ wellenleiter auch eine digitale Speicherung von Femsehsignalen zu erwar¬ ten. Weiterentwicklung der analogen Schaltungstechnik Neben der digitalen Signalverarbeitung im Farbfernsehempfänger \yird auch an der Weiterentwicklung der analogen Schaltungstechnik gearbeitet, wobei das Ziel der Einchipaufbau ist, der die gesamte Signalverarbeitung =<] Bildröhre 0] Lautsprecher Bild 9 2-IS-Konzept (Prinzip) 50 zwischen Tuner und Endstufen enthält. Die Vorstufe für dieses Ziel bildet ein 2-IS-Konzept (TDA 4501 und TDA 3565 von Valvo). Eine IS enthält die ZF- und Tonverarbeitung, die Synchronisation und die Erzeugung der Ab¬ lenksignale (Bild 9). Die andere IS umfaßt den Farbdekoder und den Videoprozessor. Durch weitere IS läßt sich aus dem Konzept ein Mehrnor¬ menempfänger mit Videotext- und Bildschirmtextverarbeitung aufbauen. Hergestellt werden die IS in bipolarer Technologie (V-Groove- Prozeß). Die Weiterentwicklung der analogen Schaltungstechnik geht davon aus, daß die Einchiplösung für die Basisfunktionen eines Farbfernsehempfän¬ gers sehr ökonomisch ist. Diese Einchiplösung kann durch digitale Zusatz¬ funktionen für Bildschirmtext und Videotext relativ einfach erweitert wer¬ den. Neue Dienste der Kommunikationstechnik und Einsatzmöglichkeiten des Farbfernsehempfängers Die Optoelektronik mit ihrer Möglichkeit, große Datenmengen über Licht¬ wellenleiter zu übertragen, die moderne Datenverarbeitung und die inte¬ grierte Schaltungstechnik haben Voraussetzungen geschaffen, die es gestat¬ ten, über neue Informations- und Kommunikationsdienste sowie neue und veränderte Verteilstrukturen von Informationen mit dem Ziel ihrer effekti¬ ven Gestaltung nachzudenken. Die Ergebnisse zeigen sich nicht nur in Schlagworten wie Bildschirmtext, Videotext, Kabeltext, Kabelfemsehen, Satellitenfemsehen, ISDN-Netz u. a., sondern auch in Form entsprechend ausgereifter Vorschläge und Ansätze, die alle mehr oder weniger den Farb¬ fernsehempfänger als Endgerät im Heim in den Mittelpunkt stellen und ihn als Mittel zur Teilnahme an den Neuerungen werden lassen. Man unterscheidet hier - die Verwendung bestehender Verteilernetze (Fernsprechnetz, Femseh- netz) für neue oder verbesserte Kommunikationsdienste; - die Schaffung neuer Kommunikationsdienste in neuen Netzen. Bei beiden ist charakteristisch, daß digitale Verfahren zur Übertragung und Signalverarbeitung verwendet werden. Bildschirmtext, Videotext und die Verteilung von Kennsignalen im Femsehrundfunk gehören zur ersten Gruppe und greifen als Endgerät beim Teilnehmer auf den Farbfernseh¬ empfänger zurück. Beim Bildschirmtext wird als Übertragungsweg das Fernsprechnetz verwendet. Zwischen Fernsprechapparat und Fernsehemp¬ fänger befindet sich ein Modem. Im Fernsehempfänger ist ein Bildschirm¬ textdekoder notwendig, der durch gleichartige Prinzipien beim Textaufbau mit dem Videotextdekoder kombiniert werden kann. Es wird neuerdings nach dem CEPT-Standard gearbeitet, der eine Bildschirmwiedergabe mit 40/80 Zeichen in 1, bis 25 Reihen gestattet. Über das Fernsprechnetz ist ne¬ ben der Verbindung von der Zentrale zum Teilnehmer, die mit 1200 bit/s arbeitet, auch eine Verbindung vom Teilnehmer zur Zentrale (75 bit/s) möglich. Bestimmte Textseiten werden über den Fernsprechapparat oder eine Tastatur abgerufen. 4 * 51 Bild 10 Moderner Bildschirmtextdekoder (El!ROM SAA 5350) Die RGB-Signale zur Ansteuerung der Farbbildröhr^übernimmt in mo¬ dernsten Btx-Dekodern (Bild 10) ein Einchipprozessor-IS (EU&OM), der 512 alphanumerische und grafische Zeichen generiert. Besondere Zusatz¬ funktionen (Bildschirmattribute) sind u. a. einstellbare Vordergrund- und Hintergrundfarbe, Bildschirmfarbe, Blinken, Zeichengröße, Unterstreichun¬ gen, Abdeckungen und Invertieren. Der EUROM kann an Mikroprozesso¬ ren und Seitenspeicher angeschlossen werden. Bei Videotext wird als Übertragungsweg das Fernsehnetz benutzt, und es gestattet die Übertragung von Informationen in textlicher oder grafischer Form an die Teilnehmer. Es arbeitet ohne Rückkanal, d. h. ohne Verbin¬ dung vom Teilnehmer an die Informationszentrale, im Verteilerdienst (Massenkommunikation). Die digitalen Text- und Grafikzeichen werden innerhalb der Vertikalaustastlücke in bestimmten für den Teilnehmer nicht sichtbaren Zeilen übertragen. Zur Dekodierung und Aufbereitung der Si¬ gnale muß im Fernsehempfänger ein Videotextdekoder vorhanden sein. Der Videotextteilnehmer wählt über eine Tastatur eine bestimmte Seite aus einem Angebot vieler Seiten zur Darstellung auf dem Bildschirm aus. Der Videotextdekoder (Bild 11) trennt die Videotextsignale aus dem Fernsehsignal ab und übernimmt die Synchronisierung bei der weiteren Verarbeitung. Weiterhin bewirkt er spezielle Funktionen in Abhängigkeit vom Teilnehmerwunsch, z. B. die Einschaltung eines Zeicheinsatzes für eine bestimmte Sprache. Diese speziellen und variablen Funktionen laufen un¬ ter Regie eines Microcontrollers ab, der den entsprechenden Zeichengene¬ rator ansteuert. 52 TV-Signalverarbeitung [-- Abstimmung SAA 52 30 (SAB 3036) (VIP) (CCT) VIP =, Videoprozessor CCT = Computer Controlled Teletext (rechnergesteuerter Videotext) , Bfx-Dekoder - 1 I r-(EUROM) =± Bild 12 Fernsehempfänger mit Bildschirmtext- und Videotext-IS Ebenfalls im Fernsehsignal, diesmal in der Bildaustastlücke, läßt sich ein Signal einfugen, das auf der Empfängerseite Auskunft über die ausge¬ strahlte Programmart (Programmkennung), den empfangenen Sender u. a. (Uhrzeit) gibt. Über diese Kennung ist eine Programmierung von Farbfern¬ sehempfängern und Videorecordern (Zeitpunkt einer gewünschten Auf¬ zeichnung) möglich. Bei der Konzipierung neuer Kommunikationsdienste in neuen Netzen und Übertragungswegen braucht wie im Fall bestehender Netze auf die Übertragung des Hauptkanals (z. B. Fernsehsignal, Fernsprechsignal) keine Rücksicht genommen zu werden, so daß man auch neue und den jeweiligen Absichten angepaßte Übertragungsverfahren benutzen kann. Hierzu zählen Kabeltext, Bildfernsprechen, Bildabruf, Konferenzfernsehen, Breitbandbild¬ schirmtext sowie die Femsehprogrammverteilung über Kabel, Lichtwellen¬ leiter und Satelliten. Kabeltext benötigt einen kompletten Fernsehkanal in einem Kabelnetz und gestattet, rund 600 bis 1000 Text- oder Grafikseiten in einer Sekunde zu übertragen. Damit steht dem Teilnehmer ein wie bei Videotext perio¬ disch umlaufendes Angebot einer Vielzahl von Seiten zur Verfügung. Bild¬ fernsprechen und Konferenzfernsehen arbeiten ebenfalls breitbandig. Mit Bildabruf lassen sich Bilder, Filmsequenzen oder Filme mit und ohne Ton über Kabelnetze abrufen. Auch in diesem Fall ist eine breitbandige Über¬ tragung notwendig. Im Zusammenhang mit der Verteilung von Fernsehrundfunkprogram¬ men über Kabelnetze oder Satelliten sind neue Übertragungsverfahren ins Gespräch (z. B. Timeplex bzw. MAC ) gekommen, die durch die Nachteile der bisherigen Fernsehübertragung vermieden werden. Es handelt sich um Zeitmultiplexverfahren, die eine zeitlich getrennte Übertragung von Leuchtdichte- und Farbinformation gestatten und auf diese Weise das stö¬ rende Farbübersprechen vermeiden sowie den Störabstand verbessern. Bei Timeplex (Bild 13) wird das Leuchtdichtesignal in der üblichen Zei¬ lendauer übertragen, während die komprimierten Farbdifferenzsignale in der horizontalen Austastlücke untergebracht werden. Dazu werden aus den beiden simultan vorliegenden Farbdifferenzsignalen zeilensequentielle Si¬ gnale erzeugt und 5:1 komprimiert. Jeweils ein Farbdifferenzsignal gelangt nach einer Bandbegrenzung auf 1 MHz in ein CCD-Register, aus dem es nach Zeilenende mit der 5fachen Taktfrequenz wieder ausgelesen wird. Das so komprimierte jeweils eine Farbdifferenzsignal wird in die Austastlücke eingefügt. Es nimmt dort mit 10 ps mehr als das Doppelte der hinteren Schwarzschulter ein. Die Dekodierung geschieht in umgekehrter Reihen¬ folge. Da Timeplex mit einer Bandbreite von 5 MHz auskommt, ist es auch zur terrestrischen Fernsehübertragung geeignet. MAC (Bild 14) arbeitet mit einer Kompression von Leuchtdichte- und Farbdifferenzsignalen. Das L6uchtdichtesignal wird um den Faktor 3:2 komprimiert und nimmt danach eine größere Bandbreite als 5 MHz ein. Die zeilensequentiell übertragenen Farbdifferenzsignale werden mit 3:1 komprimiert. Beide Signale werden in einer Zeilendauer untergebracht. Durch die größere Bandbreite ist MAC bzw. C-MAC (digitale Tonübertra¬ gung in der Horizontalaustastlücke) nicht zur terrestrischen Übertragung geeignet, wohl aber zur Satellitenübertragung. Der Satellitenrundfunk (12-GHz-Bereich), der als Direktempfang einzel¬ ner Teilnehmer (90-cm-Parabolspiegelantenne) oder als Gemeinschafts¬ empfang und anschließender Verteilung über Kabel empfängerseitig reali¬ siert werden kann, stellt je Staat 5 Fernsehkanäle mit einer Bandbreite von jeweils 27 MHz bereit. Wahlweise lassen sich auch in einem Kanal 16 digi¬ tale Stereoprogramme unterbringen. In beiden Fällen sind anschließend an 55 12 GHz (FM) OutdoorUnit Ml 950 1 MHz\ (FM)\ -1 i -r i 1 1 FM Demo¬ dulator 1 , | m MHz (FM) 1 _ i 1 IndoorUnit FBAS-Ubertragung Tonträger Tonträger~\ 8,5MHz W®! • UHF/S-Kanat —^ träg erfs\ (FSB-AM) C-M AC-Übertragung C-MAC U/V Y kompri- kompm'A miert miert digital Ton/D aten "1 D e ~ —i multi- — \f)IA\\ digital Ton/ Daten I 5 4 •g.1 U/V Y 5:1 10k: 1 Y, U/V komprimiert Ton Kopfstelle für terrestische Verteilung \dTgital 1 Ton/ Daten Ü 0 Timeplex \ 5 6 MHz i f Bild 14 Vergleich von FBAS-, C-MAC- und Ti- meplex-Übertragung für die Anwen¬ dung beim Satellitenempfang II T I MAC Demulti¬ plexer Daten | j r c. £ diqitalerl Ton Konvertei _L £ i 5; 1—1« die Antennenanlage Signalaufbereitungen notwendig, um mit den bei den Teilnehmern vorhandenen Geräten einen Empfang zu ermöglichen. Zur analogen Fernsehübertragung von Satelliten zur Teilnehmerantenne wer¬ den neue Übertragungsverfahren (D2-MAC) konzipiert. Zusätzlichen Einfluß auf die Fernsehempfangstechnik wird künftig auch ein neues Kommunikationsnetz nehmen, das mit ISDN (Integrated Servi¬ ces Digital Network - diensteintregriertes Digitalnetz) abgekürzt ist und über das Schmalband-ISDN zum Breitband-ISDN führen soll. Das Schmal- band-ISDN umfaßt einen Teil der gegenwärtig schon bekannten und in na¬ her Zukunft zu erwartenden Dienste, zu denen - das Fernsprechen (mit Anzeige von Informationen auf einer Anzeige), - die Textübertragung (Fernkopieren), 56 - die Datenübertragung (bis zu n x 64 kbit/s), - die Festbildübertragung, - Bildschirmtext, - Fernmessungen und Fernsteuerungen (Zählerablesen, Heizung einschal¬ ten) gehören. Bei der Erweiterung auf Breitband-ISDN kommen neue Dien¬ ste - auch mit Merkmalen der Massenkommunikation wie das Fernse¬ hen - hinzu (Bild 15): - Bildfernsprechen, Bildkonferenz; - Bildabruf (Standbilder, Breitband-Btx, Filmabruf); - schnelle Datenübertragung; - Fersehprogrammverteilung (hohe Anzahl von Programmen, hohe Bild¬ qualität, Pay-TV, evtl. Fernsehen mit höherer Zeilenzahl); - Kabeltext; - Hörrundfunkprogrammverteilung (Vielzahl von Programmen, hohe Ton¬ qualität). Die Datenübertragungsrate für Breitband-ISDN liegt bei 140 Mbit/s (und höher) und läßt sich nur über Lichtwellenleiter (Glasfasern) übertragen. Dazu sind Gradientenfasern und bei noch größeren Raten (565 Mbit/s) Ein¬ modenfasern geeignet, die in ersten Versuchsstrecken erprobt werden. Bei Breitband-ISDN erhält der Fernsehempfänger im Heim eine Mittel¬ punktstellung (Heiminformationszentrum, Bild 16), da nur er als audiovisu- 58 eiles Terminal in Betracht kommen kann. Dieser Trend zeichnet sich heute schon durch das Zusammenwirken des Fernsehempfängers mit Videoka¬ mera, Bildspeichergerät und Heimcomputer ab. Weitere Entwicklungstrends Neben Breitband-ISDN zeichnen sich weitere Entwicklungstendenzen ab, die einen Einfluß auf die Fernsehempfangstechnik nehmen. Zu ihnen gehö¬ ren: - die flache und großformatige Bildwiedergabe; - das Hochzeilenfernsehen (1125 Zeilen, Bildseitenverhältnis 5:3 bis 2:1); - das 3dimensionale Fernsehen; - die elektronische Fotografie. Flache und großformatige Bildwiedergabeeinrichtungen für die Fernseh¬ empfangstechnik ließen sich bisher nur als Prototypen realisieren und wer¬ den .erst künftig an Bedeutung gewinnen. In diesem Fall müssen - um eine vergleichbare Qualität mit derzeitigen Farbbildröhren zu erzielen - 500 000 Bildpunkte vorhanden sein, die angesteuert werden müssen. Geeig¬ net dafür erwiesen sich bisher Matrixsysteme, die mit Gasentladung, Elek- trolumineszenz oder Flüssigkristallen arbeiten. Tabelle 3 Daten zum Kamerarecorder Bezeichnung Betamovie Camcorder Videomovie System Betamax (Kodak) 8-mm VHS-C maximale Auf¬ nahmedauer 3,5 h 2 h (NTSC) 0,5 h Kameraröhre /-Zoll- /-Zoll- /-Zoll- Trinicon Newvicon Saticon horizontale etwa 250 knapp 200 etwa 220 Auflösung Mindestbe- Zeilen Zeilen Zeilen leuchtung 35 Lux 20 Lux 15 Lux Weißabgleich automatisch kontinuierlich, automatisch automatisch Zoom 6fach 6fach 6fach Makro ja ja ja Autof okus passiv, aktiv, - 2 CCD Inf rarot Blende automatisch automatisch automatisch Wiedergabe über separaten über Sucher- über Sucher- Recorder monitor monitor Standbild - störf rei ja Memory Aufnahmedauer - ja ja mit 1 Akkumula¬ torladung 60 min 60 min 30 min Masse 3 kg 2,5 kg 2,5 kg 59 Mit dem Hochzeilenfernsehen (HDTV - High Definition TV) wird das Ziel verfolgt, durch eine erhöhte Zeilenzahl und eine vergrößerte Bildfre¬ quenz die Auflösung zu verbessern und das Bildflimmern zu unterdrücken. Weiterhin soll dabei auch das bisherige Bildseitenverhältnis von 4:3 auf 5:3 bis 2:1 verändert werden (ähnlich Breitwandfilm). Damit zwangsläufig ver¬ bunden ist eine Vergrößerung der Bandbreite in den Übertragungswegen. Da das Hochzeilenfernsehen eine radikale Abkehr von den gegenwärtigen Fernsehnormen bedeutet, gibt es auch Vorschläge für eine Kompatibilität, bei der die verbesserte Bildqualität durch einen «Zusatzkanal» übermittelt werden soll. Die elektronische Fotografie arbeitet mit einer elektronischen Bildauf¬ nahme über kleine Kameraröhren oder zunehmend mit Halbleiterflächen¬ bildsensoren und elektronischer Speicherung der Bilder auf Magnetplatten (Einzelbildspeicher, z. B. Mavica) oder Videomagnetband. Wegfall der Filmentwicklung und sofortige Wiedergabemöglichkeit nach der Aufnahme sind die Vorteile der Videokamera-Videorecorder-Kombinationen (Kame¬ rarecorder), die eine ernsthafte Konkurrenz zum Super-8-Filmprinzip dar¬ stellen. Kamerarecorder für den Amateurbereich existieren in unterschied¬ lichen Ausführungen (Betamovie, VHS-Videomovie, 8-mm-Video), und bei der Wiedergabe im Heim wird bei allen der Farbfernsehempfänger benutzt (Ta¬ belle 3). Literatur [1] H. Schönfelder, Möglichkeiten der Qualitätsverbesserung beim heutigen Fernse¬ hen, Fernseh- und Kinotechnik 37 (1983) 5, Seite 187 bis 196. [2] H. Schlesier, Probleme zum zweiten Tonkanal im Fernsehen, radio fernsehen elektronik 31 (1982) 9, Seite 559 bis 563. [3] Flat-Square-Röhren - ein neuer Trend der Bildwiedergabe, Fernseh- und Kino¬ technik 38 (1984) 10, Seite 444. [4] T. Fischer, Fernsehen wird digital, Elektronik 30 (1981) 16, Seite 27 bis 35. [5] W. Weltersbach/M. Jacobsen, Digitale Videosignalverarbeitung im Farbfernseh¬ empfänger, Fernseh- und Kinotechnik 35 (1981) 9, Seite 317 bis 323, 10, Seite 371 bis 379. [6] R. Suhrmann, Neue Empfänger-Konzepte, Funktechnik 39 (1983) 2, Seite 53 bis 57. [7] P. Draheim, Entwicklungsperspektiven in der analogen Farbfernseh-Signalverar- beitung, Elektronik 33 (1984) 10, Seite 65 bis 70. [8] L. Lutze, Videoprozessor für Bildschirmtext, Funkschau 57 (1985) 1, Seite 60 bis 62. [9] O. Beireuther, Bildfernsprechversuchsnetz - 140-Mbit/s-Verbindungsnetz der Bigfon-Projekte, Nachrichtentechnische Zeitung 38 (1985) 4, Seite 214, 216 bis 218. [10] S. Kent/T. Rau, Merkmale und Auswirkungen neuer Telekommunikationsdien¬ ste, Nachrichtentechnische Zeitung 38 (1985) 4, Seite 210, 211. [11] H. Armbruster, Stand und Tendenzen der Kommunikationstechnik, Nachrichten¬ technische Zeitung 36 (1983) 9, Seite 546 bis 552. 60 Elektronik in modernen Verkehrsflugzeugen Dipl.-Ing. Gustav Westphal Die Entwicklung der Elektronik von der röhrenbestückten Baugruppe über die gedruckte transistorbestückte Leiterplatte bis zum hochintegrierten Schaltkreis erbrachte alle Eigenschaften, auf die die Luftfahrtelektronik an¬ gewiesen ist: hohe Zuverlässigkeit, große Funktionsdichte, geringe Masse, geringen Leistungsbedarf. Die Miniaturisierung der elektronischen Bordausrüstung mit Röhren (furch die Anwendung von Halbleitern als diskrete Bauelemente hatte keine Zunahme der Verwendung elektronischer Systeme zur Folge. Zwar war mit der Steigerung der Zuverlässigkeit der aktiven Bauelemente von X = 0,5 ■ 10 ! h _1 für eine Triode auf X = 0,05 • 10 -5 h 1 Für einen Transistor ein Gewinn entstanden, doch wurde der durch die höhere Bauelementen- anzahl wieder aufgehoben. Trotzdem verbreiteten sich Halbleiterschaltun¬ gen in Bordausrüstungen von Luftfahrzeugen, denn der Übergang von den bisherigen Packungsdichten der klassischen elektronischen Gerätetechnik 61 (< 0,01) auf 1 bis 10 bot schon erweiterte Einsatzmöglichkeiten durch ge¬ ringeres Volumen, bessere thermische Eigenschaften und die einfachere Stromversorgung. Eine Entwicklung, die ohne Übertreibung als Revolution in der Flug- • Zeugausrüstung bezeichnet werden kann, trat aber erst ein, als die Vorteile der Mikroelektronik voll wirksam wurden. Begünstigt wird dieser Sprung in der Entwicklung der Bordausrüstung durch die Situation in der Flugzeug¬ entwicklung. Ein großer Teil der gegenwärtig betriebenen Verkehrsflugzeuge ist in den Jahren von 1955 bis 1960 entwickelt worden. Die Baugruppen der Ausrüstung dieser Flugzeuge entsprechen in ihren grundsätzlichen Wirkprinzipien mit geringen Ausnahmen dem Entwicklungsstand der 30er und 40er Jahre, wenn auch mechanische Anordnungen gegen elektri¬ sche, elektromechanische oder hydraulische «Mechanismen» ausge¬ tauscht wurden. Mit den Forderungen eines in den nächsten Jahren zu erwartenden Luftverkehrs, besonders der Effektivität, können diese Flug¬ zeugtypen nur bedingt Schritt halten. Die Ablösung gegen moderne Flug¬ zeugtypen ist unabdingbar und wird in den nächsten Jahren vollzogen werden. Die neuen Flugzeugtypen, die in einigen Ländern das Projektstadium be¬ reits überschritten haben, werden sich durch bessere Flugeigenschaften (neue aerodynamische Lösungen), effektivere Triebwerke und umfassenden Einsatz nichtmetallischer Werkstoffe zur Massenreduktion auszeichnen. Das bedeutendste Merkmal der neuen modernen Flugzeugtypen aber wird die geradezu drastische Anwendung der Elektronik an Bord sein. Die An¬ wendungsgebiete der Elektronik sind: Flugzeugführung, Flugzeugüberwachung, Flugüberwachung, Navigation, Sicherheitstechnik, Kommunikation. Diese Aufzählung ist insofern unvollkommen, als diese bisherige klare Unterscheidung und Gliederung durch den hohen Integrationsgrad der Mi¬ kroelektronik bei diesen Systemen untereinander künftig nicht mehr mög¬ lich sein wird. Als «separates» System besteht lediglich das Kommunika¬ tionssystem für die Verbindung Bord-Boden-Bord. Die Prinzipien eines solchen Kommunikationssystems können wohl bei den Lesern des «Elek¬ tronischen Jahrbuches» vorausgesetzt werden, so daß nur wenige technische Daten das Spezielle an dem System charakterisieren sollen. Im beweglichen Flugfernmeldenetz, wie man die Funkverbindung Bord- Boden-Bord amtlich nennt, wird keine Telegrafie mehr eingesetzt. Nur für die Kennungen von Navigationsfunkanlagen werden 3 oder 4 Telegrafiezei¬ chen neben der Navigationsinformation zur Unterscheidung ausgestrahlt. Für die Kommunikation werden Funkanlagen im UKW-Bereich (117,975 bis 136,975 MHz, J3E, Kanalabstand 25 kHz) und im KW-Bereich (mehrere Bänder im Bereich 2 850 bis 23 350 kHz) in der Sendeart A3E betrieben. Es 62 wird grundsätzlich Simplexbetrieb angewendet. Die Leistungen im UKW- Bereich sind so bemessen, daß der Funkhorizont (bei einer Flughöhe von 12 000 m etwa 400 km) sicher erreicht wird. Bei KW-Bordanlagen liegen die Leistungen meist um 100 W; die Reichweiten unterliegen den den Lesern bekannten Ausbreitungsbedingungen. Die KW-Verbindungen sind aber die einzige Möglichkeit für die Verbindung zum Heimathafen und der eigenen Fluggesellschaft, also auch einziges Mittel zur Disposition und zum ökono¬ mischen Einsatz des Flugzeugs. Wegen der «Unsicherheit» der KW-Verbin¬ dungen werden immer mehr Satelliten-Relais-Verbindungen in die Überle¬ gung einbezogen. Die bedeutendste Anwendung der Elektronik an Bord moderner Flug¬ zeuge ist bei der Einführung der rechnergestützten elektrischen Flugzeug¬ steuerung und der damit unmittelbar verbundenen völlig neuen Gestaltung des Cockpits moderner Verkehrsflugzeuge festzustellen. Obwohl die elektri¬ sche Signalübertragung von den Steuerknüppeln zu den hydraulischen Ser- voventilen an den Steuerflächen bereits große Vorteile bietet (wartungsarm, geringe Masse), liegt der Hauptvorteil in der Einbeziehung eines gesamten Systems von Rechnern und im generellen Übergang zur Digitaltechnik. Die Rechner geben die Signale vom Knüppel nicht direkt weiter, sondern verar- Bild 1 Blick in ein «elektronisches Cockpit» 63 beiten die Signale vom Luftdatenrechner, Autopiloten usw. nach vorgegebe¬ nen Regelgesetzen; sie steuern damit das Flugzeug in einer optimalen Flug¬ lage. Eine unmittelbare Verbindung zwischen Steuerknüppel und Steuerflächen besteht also nicht mehr. Um trotzdem die erforderliche Si¬ cherheit zu bieten (bei der mechanischen Steuerung ist die Ausfallwahr¬ scheinlichkeit X<1-10~ 12 , d. h. bei mehr als 1000 000 000 000 Flügen 1 Ausfall!), werden redundante Leitungen auf getrennten Wegen verlegt und mit Überwachungsadem versehen. Die Computer werden gedoppelt, wobei zum Ausschluß von systemtypischen Fehlern unterschiedliche Hard- und Software eingesetzt wird. Bild 1 zeigt, wie revolutionierend sich die konsequente Anwendung der Elektronik im Cockpit auswirkt. Der Instrumenten-«Dschungel» ist ver¬ schwunden; nur ein paar Not- und Havarieinstrumente liegen am Rande und haben großflächigen Farbbildschirmen Platz gemacht. Damit wird die Informationsdarstellung im Cockpit der Computertechnik angepaßt. Die Bildschirme sind voll farbtauglich und verfugen bei einer Größe von etwa 130 mm x 130 mm (Diagonale 184 mm = 7,25 Zoll) oder 185 mm x 185 mm (Diagnonale 262 mm = 10,3 Zoll) über die erforderliche Helligkeit, um auch bei sonnigem Cockpit in großen Höhen keine Erken¬ nungsprobleme aufkommen zu lassen. Die Bildpunktdichten beeinflussen das Auflösungsvermögen, doch ist der Wert von 192 Zeilen mit je 240 Bild¬ punkten ausreichend. Auf Wunsch des Nutzers können andere Bildpunkt¬ dichten vorgesehen werden. Bild 2 zeigt die mögliche Anordnung der Bild¬ schirme und ihre Aufgaben. Bild 3 und Bild 4 geben Beispiele für Bildschirmanzeigen wieder. Für Pilot und Kopilot sind jeweils 2 Bildschirme zur Darstellung von Symbolen für die Fluginformation und Navigation vorhanden (EFIS - Elektronisches Flug-Instrumenten-System). Für beide Piloten erkennbar sind im mittleren Bereich 2 weitere Bildschirme untergebracht, die dem keif bei Ausfällen von EC AM oder EFIS Bild 2 Anordnung der Bildschirme im Cockpit; EFIS - E lektronisches F lug-l nstrumenten- S ystem, PFD - Haupt-Flug-Display, ND - Navigations-Display, EC AM - Zen¬ trale elektronische Flugzeug-Überwachung, CTL - Control-Display 64 Bild 3 Anzeige auf einem Navigations-Display; I Eigener Standort, 2 - Nächster Weg¬ punkt (LMG), Kurswinkel dorthin (K) und Entfernung (93 nm = 172 km), 3 - Ge¬ schwindigkeit über Grund (GS - G round S peed) (448 kn = 830 kmh ') Wahre Geschwindigkeit gegenüber Luft (TAS - T rue Air Speed) (436 kn= 807 kmh '), 4 - Schlechtwettergebiet (Einblendung vom Wetterradar), 5 - Richtung der Flugzeuglängsachse (5°) ECAM-System zugehören (ECAM - Electronic Centralized Aircraft Moni¬ tor - Zentrale elektronische Flugzeug-Überwachung). Der erste Bildschirm des EFIS ist das Haupt-Flug-Display (PFD - Pri- mary Flight Display). Auf diesem Bildschirm sind alle Informationen zu¬ sammengefaßt, die bei den bisherigen Bordausrüstungen im «Instrumen¬ ten-!» zusammengefaßt wurden. In der Mitte des Blickfelds steht das übliche Bild des künstlichen Horizonts. Der 2. Bildschirm der EFIS-Ausrü- stung ist ein ND (ND = Navigations-Display). In dieser Anzeige wird ne¬ ben anderen Daten eine Flugweggrafik mit Kursen und Wegpunkten auf einer Kompaßrose mit dem Bild des Wetterradars kombiniert. Auf den 2 zentralen Bildschirmen des ECAM-Systems werden Informa¬ tionen über den technischen Zustand der Flugzeugsysteme zusammenge¬ stellt, dabei ist der obere Bildschirm den Angaben der Triebwerke Vorbehal¬ ten. Die Angaben über die Teilsysteme werden entsprechend den jeweiligen Flugphasen ausgewählt. Neben den Informationen über einen normalen Flugverlauf werden die ECAM-Bildschirme besonders bei technischen Stö¬ rungen eingesetzt. Bei Störungen an den Flugzeugsystemen wird auf den Bildschirmen im Klartext die Störung angegeben, auf die Folgen bei Wei¬ terbestehen des Fehlers verwiesen und in einer Checkliste eine Anweisung für die Beseitigung des Fehlers angegeben. Eine weitere, erhebliche Erleichterung für die Arbeit des Cockpitperso- 5 Schubert, Eljabu 87 65 Bild 4 Anzeige auf einem ECAM; I - Anzeigen für linkes Triebwerk, 2 - Anzeigen für rechtes Triebwerk, 3 - Anzeige über Kraftstoffvorrat linker Flächentank/Rumpf- tank/rechter Flächentank, Gesamtvorrat, 4 - Überwachungsangaben nals wird mit dem vollautomatischen Triebwerk-Regel-System erreicht. Das System ist für die elektronische Regelung der Triebwerke vorgesehen, die also nicht mehr mit hydraulisch-mechanischen Stellgliedern, sondern mit Digitalelektronik geregelt werden. Die Kopplung an die Digitalrechner er¬ möglicht es, für jeden Flugzustand in jeder Flugphase den optimalen Be¬ triebszustand der Triebwerke zu berechnen und auch einzuregeln. Die Stel¬ lung der Leistungshebel (Gashebel) wird für die jeweilige Flugphase (Rollen, Start, Steigflug, Reiseflug, Sinkflug, Leerlauf, Umkehrschub) fest¬ gelegt. Der Rechner ermittelt die Triebwerkleistungsdaten und stellt den er¬ forderlichen Schub ein. Eine Routineaufgabe für die Besatzung ist die Bedienung der Funk-Navi¬ gationsanlagen an Bord. Für jeden Streckenabschnitt sind dazu das geeig¬ nete Navigationssystem und die dazugehörende Bodenstation mit dem gün¬ stigsten Standort auszuwählen, die in den internationalen Veröffentlichun¬ gen genannten Frequenzen an den Bordgeräten einzustellen und die Meßergebnisse abzulesen. Aus den Meßdaten werden die Navigationsergeb¬ nisse (Kurs, Standort, Geschwindigkeit usw.) errechnet. Dieser Prozeß ver¬ läuft immer nach dem gleichen Algorithmus, er ist folglich automatisierbar. Die Entwicklung führt zum Navigations-Management-System (NMS), das alle genannten Aufgaben übernimmt. Ein modernes NMS, für das eine bo¬ dengebundene Datenbasis bestehen muß, kann 6 200 Navigationspunkte (geografische Länge, geografische Breite, Art des Navigationssystems, Fre¬ quenz) speichern. Daraus kann die Besatzung für den bevorstehenden Flug die erforderlichen Wegpunkte (bis zu 99) auswählen. Der eingebaute 66 RNAV-Rechner (RNAV - Ra^io Navigation) steuert die angeschlossenen Navigationsbordanlagen, wertet die Meßergebnisse aus und zeigt die Navi¬ gationsdaten ohne Zutun der Besatzung an. Er gibt gleichzeitig entspre¬ chende digitale Führungssignale an das Flugzeugführungssystem und an das Flug-Management-System. Das Flug-Management-System (FMS) bildet das Herzstück der gesamten Anlage. Mit diesem System wurde der Schritt von der Überwachung einiger Parameter zur komplexen Regelung aller für die Flugzeugführung bedeu¬ tenden Parameter vollzogen. Ursprünglich nur für das kraftstoffsparende Fliegen konzipiert, geht die Leistungsfähigkeit durch den Einsatz moderner Rechner und größerer Datenspeicher gegenwärtig weit darüber hinaus. Im einzelnen übernimmt das Rechnersystem folgende Aufgaben: 1) Aus den eingegebenen Flugzeugdaten, den aktuellen meteorologischen Angaben von der Strecke, dem beabsichtigten Streckenflugplan, den Be¬ ladedaten usw. sind die optimalen Parameter für den Gesamtflug (Start, Steigflug, Reiseflug, Sinkflug, Landung) vollautomatisch zu berechnen. Der Pilot entscheidet über die zu optimierenden Parameter (Flugzeitmi¬ nimum, Kostenminimum, minimaler Kraftstoffverbrauch usw.), die auch während des Fluges geändert werden können. Alle errechneten Werte werden sofort angezeigt. 2) Das FMS organisiert die Streckennavigation mit hoher Präzision und verarbeitet dazu die Werte des NMS. Zwischen FMS und NMS besteht eine gegenseitige Koordination. 3) Mit den aus allen Sensoren erhaltenen Daten wird der optimale Flugweg im Horizontal- und Vertikalprofil als Funktion der Zeit errechnet, und die notwendigen Ausgangs- und Steuerungsdaten werden bereitgestellt. Die Ausgangsdaten erreichen sowohl das Flugzeugführungssystem und bewirken die entsprechende Flugzeugführung im Raum als auch den Trieb- w'erk-Regel-Computer, der das situationsgerechte Regime an den Triebwer¬ ken einstellt. Über empfindliche und schnelle Sensoren folgen eine Daten¬ rückmeldung zum Computer und eine Einstellung des gesamten Flugzeugsystems auf den optimalen Zustand. Im FMS wird auch die Steue¬ rung der Bildschirmanzeigen im Cockpit initiiert. Neben den Systemen für die Flugzeugführung bestehen elektronische Anlagen für die Sicherheit, die weitgehend von den zentralen Anlagen un¬ abhängig gehalten werden. Das sind u. a. das Boden-Annäherungs-Warnsy- stem und das Kollisions-Warnsystem. Beide Systeme sind wegen der hohen Verknüpfung von Eingangsparametern erst mit der Mikroelektronik zuver¬ lässig realisierbar geworden. Die Analyse der Flugunfälle beweist, daß unabsichtliche Bodenberüh¬ rung einen großen Teil der Unfälle ausmacht. Unmittelbar nach dem Start oder kurz vor der Landung und bei geringen Flughöhen in bergigem Ge¬ lände treten diese Unfälle auf, die bei rechtzeitiger Warnung an den Piloten vermeidbar sind. Das GPWS (Ground Proximity Warning System) über¬ nimmt diese Warnfunktion. Die Mikroelektronik ermöglicht es, die vielfäl¬ tigsten Parameter des Flugzeugs zu überwachen, zu koordinieren, Korrela¬ tionen herzustellen und, wenn notwendig, zu warnen. Sinkt z. B. das 5* 67 Variometer Funk-Höhenmesser barometrischer Höhenmesser Bild 5 Schema eines GPWS (vereinfacht), das vor unabsichtlicher Bodenberührung warnt Flugzeug unter eine festgelegte Höhe über Grund, ohne daß die Landekon¬ figuration hergestellt ist (Fahrwerk und Landeklappen ausgefahren), was auch beim Horizontalflug über ansteigendem Gelände eintreten kann, er¬ tönt das Warnsignal. Alle zu Gefahren führenden Kombinationen werden überwacht, was visuell nicht fehlerlos möglich ist. Die fortwährend zunehmende Verkehrsdichte in den kontrollierten Luft¬ räumen führt mit steigender Häufigkeit zur Unterschreitung der Mindestab¬ stände zwischen den Luftfahrzeugen und folglich zu Gefährdungen. Im Ex¬ tremfall kommt es zu Zusammenstößen in der Luft, obwohl die Flugsicherung die Flugwege nur konfliktfrei festlegt. Die Verfolgung aller in der eigenen Umgebung fliegenden Flugzeuge ist bei den hohen Relativge¬ schwindigkeiten visuell nicht und mit Radar nur eingeschränkt möglich, denn die Situation im 3dimensionalen Luftraum wird auf dem Radar¬ schirm nur 2dimensional abgebildet. Das elektronische Kollisionswamgerät verfolgt nicht nur die Flugbahnen der in der Umgebung fliegenden Flug¬ zeuge, sondern nimmt auch die von ihnen ausgestrahlten Höheninformatio¬ nen auf. Durch Extrapolation der Flugbahnen werden Kollisionskurse er¬ kannt, Warnungen und Hinweise für Ausweichkurse gegeben. Welchen großen Rechneraufwand das erfordert, erkennt man auch daran, daß die Flugbahnen der anderen Flugzeuge fortwährend auf die eigene, meist nicht geradlinige Flugbahn zu beziehen sind; jedes Bewegungselement ist also kontinuierlich mathematisch 3dimensional zu transformieren. Die schnelle Entwicklung durch die Mikrorechentechnik und Mikroelek¬ tronik hat selbstverständlich auch auf den Bereich der Instandhaltung er¬ hebliche Auswirkungen. Am stärksten ist das bei den Selbst-Test-Systemen festzustellen, die in die Bordsysteme integriert sind. Die unter dem Begriff BITE (Built-In-Test-Equipment) bekannt gewordenen Einrichtungen ge¬ statten die Prüfung der Funktionsfähigkeit der Anlage und die Ermittlung fehlerhafter Baugruppen bis herab zur Leiterplatte mit einer Sicherheit von 80 bis 90% ohne Einsatz externer Tester oder Prüfanlagen. Die obere Grenze für die Feststellung des fehlerhaften Bauteils wird durch die Forde¬ rung gezogen, das Teil ohne Werkstattausrüstung im Flugzeug wechseln zu 68 können. Wie mit den fehlerhaften Baugruppen weiter verfahren wird, wirkt sich außerordentlich auf die personelle und materielle Basis aus. Werden die Leiterplatten beim Hersteller repariert, sind nur geringe Werkstattausrü¬ stung und gering qualifiziertes Personal erforderlich. Es ist aber ein hoher und gewiß nicht billiger Bestand von Austauschbaugruppen aller vorhande¬ nen Arten notwendig. Die Übernahme der Leiterplattenreparaturen durch die eigene Werkstatt des Luftverkehrsunternehmens spart zwar den Umlaufmittelbestand weitge¬ hend ein, setzt aber einen großen, an die Prüfausrüstung gebundenen Auf¬ wand an Hard- und Software und hochqualifiziertes Personal voraus. Diese aufwendige Prüfausrüstung steht in engem Zusammenhang mit dem gerin¬ gen Umlaufmittelbestand; die in die Werkstatt gegebenen fehlerhaften Bau¬ gruppen können im allgemeinen bereits am selben Tage wieder ausgeliefert werden. Die Entscheidung über das Verfahren ist damit ökonomisch sehr wirk¬ sam und hat unmittelbare Auswirkungen auf die Einsatzbereitschaft der Flugzeuge. Unmittelbar wirken die Anzahl der vorhandenen Anlagen, Häu¬ figkeit der Ausfälle, Dauer der Leiterplattenreparatur und des Transports u. a. auf diese Entscheidung ein. Auch die Bodenausrüstung in anderen Fachgebieten wird durch die mo¬ derne Elektronik beeinflußt. Mit weitergehender Entwicklung werden ver¬ breitet elektronische Speichermedien (Band, Kassette, Diskette u. a.) als Unterlagen eingeführt. Auf diese Weise ist es möglich, alle für die Flüge er¬ forderlichen aktuellen Daten in elektronischen Speichern bereitzuhalten, für den speziellen Flug von Computern ausgewählt und aufbereitet. Auf speziellen Speichern, meist eine Kassette, werden die Daten der Besatzung zur Verfügung gestellt, die damit unkompliziert und fehlergesichert die Bordcompüter «laden» kann. Der Automatisierungsgrad ist vom Betreiber zu bestimmen, und er entscheidet sowohl über die Kosten als auch über den personellen und materiellen Aufwand. Die Entwicklung der Elektronik läßt im Lufttransportprozeß eine Infor¬ mationskette entstehen, in die sich das «elektronische Flugzeug» nahtlos einpassen wird. Es wird eine interessante Entwicklung auf allen Ebenen und Teilgebieten zu verfolgen sein. Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Informationsdienst zur Mikroelektronik Die breiteste Anwendung der Schlüsseltechnologie Mikroelektronik ist heute ein unbedingtes Erfordernis bei der weiteren Durchsetzung der um¬ fassenden Intensivierung in unserer Volkswirtschaft. Die Halbleiterbauele¬ menteindustrie der DDR, vereinigt im VEB Kombinat Mikroelektronik, stellt dafür ein breites Spektrum an Bauelementen der Elektronik und Mi¬ kroelektronik bereit, das durch Halbleiterbauelemente aus der Produktion anderer RGW-Länder ergänzt wird. Zum Einsatz dieser Bauelemente benö¬ tigt man nicht nur technische Daten, sondern vor allem auch Applikations¬ hinweise und eine umfassende Beratung. Dafür hat der VEB Kombinat Mikroelektronik als Produzent mikroelek¬ tronischer Bauelemente eine besondere Verantwortung, der er u. a. 1980 durch die Bildung von Beratungs- und Informationsstellen Mikroelektronik (BIS) in allen Bezirken der DDR entsprach. Die koordinierende Anleitung dieser BIS nimmt der Kombinatsbetrieb VEB Applikationszentrum Elektro¬ nik Berlin (VEB AEB) wahr; auf die Aufgaben und einige Arbeitsergebnisse der BIS, die ab 1986 schrittweise in Ingenieurbetriebe für die Anwendung der Mikroelektronik (IfAM) umgewandelt werden, wird im nächsten Elektroni¬ schen Jahrbuch ausführlich eingegangen. In diesem Beitrag interessieren vor allem die Informationsleistungen des VEB AEB zur Entwicklung und zur Anwendung der Mikroelektronik und der entsprechenden Bauelemente. Der Informationsdienst Mikroelektronik beruht auf einem Ministerratsbe¬ schluß von 1979, die entsprechende Anordnung findet der Leser im Gesetz¬ blatt der DDR, Teil I - Nr. 22/1983. Damit werden erfaßt: - wissenschaftlich-technische und physikalische 'Grundlagen der Elektro¬ technik, Elektronik und Mikroelektronik; - wissenschaftlich-technische und ökonomische Informationen zur Erzeug¬ nisentwicklung, besonders Bauelemente und Baugruppen; - wissenschaftlich-technische Informationen zur Anwendung elektroni¬ scher und mikroelektronischer Bauelemente. Für die Erfassung und Auswertung der hierzu vorhandenen Fachliteratur wird das automatisierte Informationsrecherchesystem Elektronische Bauele¬ mente/Mikroelektronik auf der Grundlage des Programmiersystems AIDOS eingesetzt. D^s erlaubt, den sich ständig vergrößernden Gesamtfonds an Nachweisen (jährlich etwa 15000) auch selektiv zur Informationsgewin¬ nung und für Recherchen zu nutzen. 70 Umfassenden Überblick über diese Nachweise gibt die Bibliografie, die jährlich mit etwa 20 Heften erscheint. Ausgewertet werden etwa 300 Fach¬ zeitschriften sowie umfangreiche weitere Informationsquellen. Aus diesem Gesamtfonds werden thematische Recherchen und solche nach Quellen¬ nachweisen angefertigt. Für bestimmte Nutzerprofile bereitet man auch die Neuzugänge an Nachweisen ständig auf (selektive Informationsverbrei¬ tung). Diese Informationsleistungen sind eine wertvolle Hilfe bei der Erar¬ beitung von Weltstandsvergleichen, Pflichtenheften, Studien sowie für die gesamte Forschungs- und Entwicklungstätigkeit. Ein solcher Nachweis be¬ steht aus der entsprechenden Quellenangabe sowie inhaltlichen Angaben. Der 2., schwierigere Schritt ist dann die Anforderung der nachgewiesenen Originalquelle, damit sie ausgewertet werden kann. Eine vor allem volks¬ wirtschaftlich bedeutsame Informationsleistung stellt der Zentrale Nachweis¬ speicher Angewandte Mikroelektronik (ZNAM) dar, der ebenfalls EDV-ge- stützt arbeitet. Gegenwärtig sind etwa 1600 Anwendungsfälle der Elektronik/Mikroelektronik aus allen Bereichen der Volkswirtschaft der DDR im ZNAM nachnutzbereit gespeichert, vor allem solche zur Rationali¬ sierung der Produktionsprozesse. Dem Anwender stehen in den BIS/IfAM alle gespeicherten Lösungen als Kurzdokumentation (Anwenderbericht) zur Verfügung, die als Entscheidungshilfe für die Anforderung der vollständi¬ gen technischen Dokumentation beim Ursprungsbetrieb dient. Der Nutzer des ZNAM kann diese Berichte als Mikroplanfilm, Neueingänge in Kata¬ logform (jeweils etwa 200 Lösungen) und als Angebotsrecherche erwerben. Außerdem ist beim ZNAM die eigene Recherche in der zuständigen BIS/ IfAM möglich. Zahlreiche Informationsleistungen werden zu aktiven Halbleiterbauele¬ menten erbracht, die teilweise EDV-gestützt sind oder in Mikroplanfilmen und gedruckten Informationsmaterialien bereitgestellt werden. Einige die¬ ser Materialien sind vertraulich und hauptsächlich für Bauelementekonsu¬ lenten bestimmt. Dazu gehören die Richttypen- und Auswahltypenliste (RT-/AT-Liste), die Bauelementevergleichslisten und die Bauelemente¬ preisliste. Die nachfolgend dargestellten Leistungen sind ein kurzer Überblick zu Bauelemente-Informationen aus dem Gesamtbereich des KME: - Die Dateriblattsammlung Aktive elektronische Bauelemente (Informations¬ mittel des VEB AEB) enthält in einer Ausgabe ausführliche technische Daten zu neuen Bauelementen des VEB Kombinat Mikroelektronik, in einer 2. Ausgabe sind Daten ausgewählter Bauelemente des RGW-Sorti- ments enthalten. Eine technische Kurzübersicht zu Bauelementen der DDR-Produktion gibt das etwa 2-jährlich für das Inland erscheinende Ta¬ schenbuch Aktive elektronische Bauelemente (ebenfalls VEB AEB). - die Applikative Information (Informationsmittel des VEB AEB, NfD), die Erfahrungen von Anwendern neuer mikroelektronischer Bauelemente vermittelt sowie applikative Lösungen des verfügbaren BE-Sortiments vorstellt; - die Wissenschaftlich-technische und ökonomische Information (WTÖI) - VEB AEB, NfD -, die Informationen zum internationalen Trend der 71 Entwicklung und Anwendung aktiver elektronischer Bauelemente, zur Technologie, zu Ausrüstungen und zur Marktsituation enthält. Die nachfolgend dargestellten Informationsleistungen sind Bestandteil des Informationsdienstes ME, werden aber nicht vom VEB AEB vertrie¬ ben: - die Applikation Mikrorechner (Informationsmittel des VEB Mikroelektronik Karl Marx Erfurt) enthält die Anwendung von Mikroprozessorsystemen mit speziellen Angaben zur Hard- und Softwareentwicklung sowie Unter¬ lagen zu neuen unipolaren Schaltkreisen; - die Information - Applikation Mikroelektronik (Informationsmittel des Be¬ zirksvorstandes der KdT Frankfurt/Oder) enthält ausführliche Beschrei¬ bungen, technische Daten und Anwendungsbeispiele von ausgewählten aktiven elektronischen Halbleiterbauelementen der DDR-Industrie. Die komplette Übersicht über alle Informationsleistungen des Informa¬ tionsdienstes Mikroelektronik enthält eine kostenlose Übersichts-Broschüre des VEB AEB. Da Informationsleistungen entsprechend den staatlichen Anordnungen nach dem erforderlichen Arbeitsaufwand zu vergüten sind, sollte man bei solchem Bedarf die BIS/IfAM in dem jeweiligen Bezirk kon¬ sultieren. Dort kann man in die vorgestellten Informationsleistungen Ein¬ blick nehmen, sich zum Inhalt beraten lassen sowie Bestellungen aufgeben. Die Anschriften der BIS/IfAM in den Bezirken werden nachfolgend aufge¬ führt. Bestellanschrift für alle Leistungen, die der VEB AEB herausgibt: VEB Applikationszentrum Elektronik Berlin im VEB Kombinat Mikroelektronik 1035 Berlin, Mainzer Straße 25 Telefon: 5 800521 BIS/IfAM Telex: 011 2981 Bezirk Sitz Postanschrift Berlin Cottbus 1035 Berlin Grünberger Straße 49 Tel.: 5 89 38 57 5 80 02 61 1 7805 Großräschen Freienhufener Straße 58 Tel.: 5117 VEB AEB Direktorat IfAM 1035 Berlin Mainzer Straße 25 Beratungs- und Informa¬ tionsstelle Mikroelektronik im VEB Mikroelektronik «Robert Harnau» 7805 Großräschen Karl-Liebknecht-Straße 1 72 Bezirk Sitz Postanschrift Dresden 8021 Dresden Papstdorf er Straße 11 Tel.: 2 391070 IfAM Dresden 8021 Dresden Schlüterstraße 29 Erfurt 5010 Erfurt Juri-Gagarin-Ring 23/25 Tel.: 6 2102 IfAM Erfurt 5010 Erfurt Juri-Gagarin-Ring 25 Frankfurt 1200 Frankfurt (0.) IfAM Frankfurt (Oder) (Oder) Thälmannstraße 46 Tel.: 32 71 71 1200 Frankfurt (Oder) Thälmannstraße 46 Gera 6500 Gera Clara-Zetkin-Straße 9 Tel.: 2 20 95 Beratungs- und Informa¬ tionsstelle Mikroelektronik im VEB Elektronik Gera 6500 Gera Parkstraße 3 Halle 4250 Eisleben Geiststraße 2 Tel.: 54 84 Beratungs- und Informa¬ tionsstelle Mikroelektronik im Haus der Ing.-Schule für Elektrotechnik und Maschinenbau 4250 Eisleben Geiststraße 2 Karl-Marx- 9010 K.-M.-Stadt IfAM Karl-Marx-Stadt Stadt Wilhelm-Raabe-Straße 2 Tel.: 5 71 32 23 im VEB Robotron Bu¬ chungsmaschinenwerk 9010 Karl-Marx-Stadt Annaberger Straße 93 Leipzig 7010 Leipzig Neumarkt 8/10 Tel.: 29 2417 28 2010 Beratungs- und Informa¬ tionsstelle Mikroelektronik 7010 Leipzig Neumarkt 8/10 Magdeburg 3250 Staßfurt Löderburger Straße 94 Tel.: 4 25 05 Beratungs- und Informa¬ tionsstelle Mikroelektronik im VEB Fernsehgeräte¬ werk 3250 Staßfurt Löderburger Straße 94 Neubranden¬ 2000 Neubrandenburg Ingenieurbüro Mikroelek¬ burg Sponholzer Straße 9 Tel.: 4144 tronik Neubrandenburg Betriebsteil des VEB Elek¬ tromotorenwerk Eggesin 2000 Neubrandenburg PSF 513 73 Bezirk Sitz Postanschrift Potsdam 1500 Potsdam Leipziger Straße 57 Tel.: 2 2195 Beratungs- und Informa¬ tionsstelle Mikroelektronik 1500 Potsdam Leipziger Straße 57 Rostock 2500 Rostock Evershagen-Süd Messegelände Schutow Tel.: 8 22 40 Beratungs- und Informa¬ tionsstelle Mikroelektronik im VEB Datenverarbei- tungszentrum/EPMR 2500 Rostock Erich-Schlesinger-Straße Schwerin 2750 Schwerin Großer Moor 36 Tel.: 8610 34 86 4149 Applikationsstelle Mikro¬ elektronik im VEB Kabelwerk Nord 2700 Schwerin Sacktannen Suhl 6300 Ilmenau Straße der jungen Techniker 26 Tel.: 74217 Beratungs- und Informa¬ tionsstelle Mikroelektronik in der TH Ilmenau 6300 Ilmenau PSF 327 \ 74 Ing. Klaus K. Streng Neue Schaltkreise aus dem RGW-Bereich Dieser Beitrag gibt wieder einen kurzen Überblick über neuentwickelte IS, die in den Staaten des Rates für Gegenseitige Wirtschaftshilfe (RGW) produ¬ ziert werden. Neue IS sind ja ein wesentlicher Bestandteil der Mikroelektro- \ nik, die ein wesentlicher Schrittmacher in der industriellen Entwicklung ist. Es ist deshalb nicht verwunderlich, daß die Halbleiterbauelementeindustrie regelrecht «explodiert», die Wachstumsrate nimmt jedes Jahr zu. Das Er¬ gebnis sind zahlreiche neue Erzeugnisse und viele neue Anwendungen. Dieser Hinweis soll gewissermaßen eine Entschuldigung einleiten; es wird jedes Jahr schwieriger, einen vollständigen Überblick über die IS-Neuer- scheinungen im RGW zu geben. Deshalb muß eine Auswahl getroffen wer¬ den. Diese Auswahl bedeutet aber keinesfalls ein Werturteil. Maßgebend dafür ist die Überlegung, was der Elektronikamateur gebrauchen kann. Ob¬ wohl man bei dieser Einschränkung Überraschungen hinsichtlich dessen er¬ lebt, was Elektronikamateure so alles verwenden. Und man mußte sich auch auf jene IS beschränken, zu denen wirklich verläßliche Unterlagen Vorlagen. Zunächst zur IS-Fertigung der UdSSR. Zahlreiche LSI (z. B. Mikrocom¬ puter- und Mikroprozessorschaltkreise) [1] zeigen einmal mehr, daß in der Sowjetunion die wissenschaftlich-technische Revolution vorankommt. Neue Speicher-IS - es sei nur der P537PY2A genannt - tauchen im Amateurbedarfshandel der DDR auf. Nur selten werden auch die Daten mitgeliefert. Deshalb nochmals der Hinweis: Nur ein Bruchteil der IS aus der UdSSR sind in der DDR bekannt. Ein Beispiel kann für viele stehen: Der KP 541 PY 1A ist ein auch in der UdSSR relativ selten eingesetzter bipolarer Schreib-Lese-Speicher (RAM: 4096 • 1 bit). Seine wichtigsten Daten: U B = + 5 V, / B — 160 mA, t AA = 30 ns. Dieser IS in TTL-Technologie hat einen Tri-State-Ausgang. Bild 1 zeigt seine pin-Belegung. Auch bei pin-Belegungsangabe (des Herstellers, also bestimmt authentisch) sind noch Zeichnungen o. ä. für die jeweilige Appli¬ kationsschaltung erforderlich, will man sich des betreffenden LSI «bedie¬ nen». Das wird oft übersehen, d. h., erst gekauft und dann beginnt das Su¬ chen, hoffentlich mit Erfolg! Doch nicht etwa alle neuen IS aus der Sowjetunion waren LSI. Neu war z. B. auch der CMOS K 561 Jin 13 (Bild 2) [2]. Es ist ein Majoritätslogikgat¬ ter, das keinen pin-kompatiblen Ersatztyp außerhalb der UdSSR hat. Zur 75 Bild 1 pin-Belegung des sowjetischen Schreib- Lese-Speicher KP 541 Py 1 A Bild 2 pin-Belegung des sowjeti¬ schen 3-fach-Majoritätslo- gikgatters K 561 JIL113 n Frage: Was ist ein Majoritätslogikgatter (abgekürzt: Majoritätsgatter)? Die¬ ser Begriff tritt relativ selten auf: Ein Majoritätslogikgatter ist ein Gatter mit einer ungeraden Zahl gleichberechtigter Eingänge, bei dem der Ausgang den gleichen Zustand annimmt wie die Mehrzahl (Majorität) der Eingänge. Damit wird auch die ungerade Anzahl der Eingänge verständlich: Sie ge¬ währleistet, daß immer eine Mehrzahl L oder H hat. Denn bei einer gera¬ den Zahl wäre ja der Fall möglich, daß keine Majorität besteht. Auch andere CMOS der Reihe K 564 (elektrisch gleich der Reihe K 561 , aber mit Flat-pack-Gehäuse) erschienen erstmalig in der sowjetischen Fach¬ literatur des vergangenen Berichtsjahrs [3]. Ihre Daten und pin-Belegung sind mittlerweile auch in der Amateurliteratur unserer Republik zu finden [4]. Im Elektronischen Jahrbuch 1986 wurde das 3-fach-AND-OR-Gatter K176J1C1 erwähnt, das keinen pin-kompatiblen Ersatztyp außerhalb der UdSSR hat. Seine pin-Belegung war damals noch nicht bekannt, sie wurde in der Folgezeit widersprüchlich angegeben. Bild 3 gibt nun die gültige pin- Belegung an [5], Analoge IS: Noch wenig bekannt bei uns ist der Operationsverstärker KP544 yjj 2, den es in 3 Varianten gibt (s. Tabelle) [6]. Interessant bei die- Tabelle Operationsverstärker KP544 yjj 2 Typ KP 544 YJJ2 A KP 544 yjJ2B KP 544 yjJ2 B t/ B inV ±15 ±15 ±15 / B in mA 7 7 7 Offsetspannung U l0 in mV 30 50 50 TK von t/ IO in pV/K 50 100 100 Verstärkung u u in dB 86 80 86 Slew rate SR in V/ps 20 20 10 CMRR in dB 70 70 70 C„,„ in V ±15 ±15 ±15 76 Bild 3 pin-Belegung des sowjetischen 3-fach-AN D- OR-Gatter K 176 JIC1 n 7 +t/ B Bild 4 pin-Belegung des Operationsverstärkers KP 544 VA 2 aus der UdSSR +Ub Strobe A Bild 5 pin-Belegung des Dual-Komparators K 554 CA 1 aus der UdSSR sem BIFET ist u. a sein DIL-8-Gehäuse, da es bei sowjetischen IS bisher noch nicht vorhanden war. Bild 4 zeigt die pin-Belegung dieser Kombina¬ tion von bipolaren und unipolaren Verstärkerelementen [6]. Auch der seit langem gefertigte Komparator K 554 CA 1 ist zu nennen. Es stimmt nicht, daß dieser IS pin-kompatibel mit dem internationalen '711 ist, auch nicht mit dem sowjetischen K 521 CA 1. Bild 5 zeigt die pin-Bele¬ gung des im DIL-14-Gehäuse untergebrachten IS. Die eingeklammerten Zahlen bedeuten die pin-Belegung des funktionskompatiblen K 521 CA 1, der ein 12poliges metallisches Rundgehäuse hat (in der UdSSR mit 301.12-1 bezeichnet). Da von Irrtümem in bezug auf die pin-Kompatibilität die Rede ist, soll auch ein verbreiteter Irrtum aufgeklärt werden, dem mehrere Fachpublika¬ tionen zum Opfer fielen. Es blieb einem Elektronikamateur überlassen, dem die Sache auffiel, einen klärenden Anstoß zu geben. Gemeint ist der CMOS K 561J1H 2, der angeblich dem internationalen '4049 A äquivalent 77 sein soll. Das ist nicht der Fall, pin-kompatibel mit ihm ist der '4069 UB mit der pin-Belegung: 1 1A 14 +u, 2 TY 13 6A 3 2A 12 5Y 4 2Y 11 5A 5 3A 10 3Y 6 TY 9 4A 7 0 V, Masse 8 TY Das Gehäuse ist DIL-14 (im Unterschied zum '4049, der ein DIL-16-Ge- häuse hat), das 6 Inverter enthält. Nun zur IS-Fertigung der Halbleiterindustrie der DDR. Sie brachte im vergangenen Berichtsjahr nicht nur zahlreiche Neuerscheinungen bei IS, sondern verbesserte auch die Dokumentation über diese Neuerseheinun- gen - seltene Ausnahmen bestätigen die Regel [7], [8], Es seien genannt: Die Stereoleistungsverstärker A 2000 V [9] (Vergleichstyp TDA 4925 von Siemens, der aber nicht mit diesem pin-kompatibel ist) und A 2005 V (pin¬ kompatibel mit dem TDA 2005 von Ates), den rauscharmen Aufnahmewie¬ dergabeverstärker A1818D (pin-kompatibler Vergleichstyp LM 1818 von NSC); Bild 6 zeigt seinen Übersichtsschaltplan. Ferner: Die AM-FM-Emp- fängerschaltung A 4100D (= TDA 4100 von Siemens ) und den PLL-Stere- odekoder A 4510 D (= TDA 4500 von Siemens ). Die TTL wurden durch neue LS-Schaltkreise ergänzt: DL051D, DL086D, DL 155D, DL 175 D, DL 194D, DL 251D, DL253 D, DL 257 D und DL 295 D. Sie entsprechen in Daten und pin-Belegung voll den internationalen Low-power-TTL, die als bekannt vorausgesetzt werden dürfen [10]. Die gleichfalls neuen DL 8121 (8-bit-Komparator) und DL 8127 (Systemtaktgenerator) gehören nicht zur eigentlichen TTL-LS-Reihe. Ihre Vergleichstypen sind Am Z 8121 und Am Z 8127 von Analog Micro Devices. Auch bei den CMOS-Logikschaltkreisen gab es Neues: Die PLL-Schaltung V4046 D (= MHB 4046 von TESLA ), den 8-Kanal-Multiplexer/Demultiple- xer V4051 D (& MHB 4051 von TESLA), den bilateralen Schalter V4066D (& MHB 4066 von TESLA), den Dual-Binärzähler V4520D (& K561 HE 10 aus der UdSSR), den 13-bit-Paritätsprüfer V4531 D (= K 561 CA 1 aus der UdSSR), das Dual-Monoflop V4538D (kein pin-kompatibler Vergleichstyp im RGW) und den 4-bit-Komparator V4585 D (ebenfalls bis jetzt - 1985 - kein pin-kompatibler Vergleichstyp im RGW). Zahlreich sind auch die Neuerscheinungen bei MOS. Es sollen vor allem genannt werden: Die LSI mit den Typenbezeichnungen UL 721 ID und UP 7211 D. Sie enthalten jeweils einen kompletten 7-Segment-Dekoder- Treiber für 4 Dezimalstellen, das z. B. den sparsamen Aufbau von Digital¬ voltmetern ermöglicht. Deshalb wird in Bild 7 die pin-Belegung des UP 7211 gezeigt. Seine wichtigsten Daten: C/ DD =+5V; / Dmax = 40 pA; C; = 20 pF. Allerdings: Vorsicht! Zum eventuellen Aufbau eines Digitalvolt¬ meters - das war nur ein Beispiel - gehören noch wesentlich mehr Bauele¬ mente und Informationen, die nicht gegeben werden können! Neue Einchipmikrorechner sind die Typen UB8810D, UB8211D, 78 20 19 18 n 16 15 n 13 12 11 Bild 6 Übersichtsschalt plan des A 1818 D des VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder). Die Bedeutung der Zahlen in den «Kästchen»: 1 - Wiedergabevorver¬ stärker, 2 - Aufnahmevorverstärker, 3 - Monitorverstärker (2 Stück), 4 - Spannungsstabilisator, 5 - Umschal¬ tung Aufnahme/Wiedergabe, 6 - Au¬ tomatische Pegelregelung, 7 - Instru¬ mententreiber Bild 7 pin-Belegung des 7-Segment-Dekoder-Treiber für 4 Stellen (LED) UP 7211 D 1 UB 8820 M, UB 8821M, UB 8830 D, UB 8831 D, UB 8840 M und UB 8841 M. Neue Mikroprozessorschaltkreise sind U 8001 D, U 8002 D, komplettiert mit dem MMU (memory management unit) U 8010 C. Erwähnt werden soll schließlich der 16-bit-Arithmetik-Schaltkreis U 8032 C mit seinen Varianten U 8032 CI, U 8032 CM und U 8032 Cn, meh¬ rere neue Speicher-IS, die allerdings meist Varianten des statischen RAM U 224 (1024 • 4 bit) sind. Es gibt übrigens außerhalb der DDR keinen pin¬ kompatiblen Ersatztyp für sie. Beendet wird dieser Überblick mit den stati¬ schen ROM U 2364 D und U 2365 D (8 192 x 8 bit). Nochmals: Das ist nur ein Überblick, der keinen Anspruch auf Vollständigkeit erhebt! TESLA (CSSR) zeigt unter anderem [11] analoge IS: MDA 3505, eine Vi¬ deokombination für RGB-Endstufen, pin-kompatibel mit dem TDA 3505 (Valvo), MDA 3510, ein PAL-Dekoder mit Farbdifferenzausgängen, pin¬ kompatibel mit dem TDA 3510 (Valvo); MDA 3530, ein SECAM-Dekoder, ähnlich - aber nicht pin-kompatibel - mit dem TDA 3520 (Valvo). Die Zu¬ sammenschaltung der 3 genannten IS in einem Mehrnormenfarbfernseh- 79 Sandcastle - Impuls Bild 8 Übersichtsschallplan der neuen ISMDA 3505, MDA 3510 und MDA 3530 in einem Mehrnormenfarbfernsehempfänger empfänger ist in Bild 8 zu sehen. Der MAF115 ist ein «elektronisches Ta¬ chometer» für Kraftfahrzeuge; eine Erweiterung der ’ALS-TTL-Reihe (sie wurde im Elektronischen Jahrbuch 1985 kurz erwähnt) erfolgte durch die Ty¬ pen 'ALS 74, 'ALS 112, 'ALS 192 und 'ALS 193. Sie entsprechen dem be¬ kannten internationalen Stand [10]. TESLA Piestany übernahm mittlerweile einen großen Teil der Produk¬ tion von TESLA Roznov. Ein respektables Sortiment an diskreten Halblei¬ terbauelementen (bipolar und unipolar) wird in einem Katalog [12] vorge¬ stellt. Neben neuen Speicherschaltkreisen (s. weiter unten) fiel ein neuer CMOS-Logikschaltkreis auf: MHB 4032, pin-kompatibel dem internationa¬ len '4032 B oder dem sowjetischen K 561 HM 2. Er ergänzt die bisherige CMOS-Serien im RGW [13], Nicht alle heuen IS von TESLA konnten bisher beschrieben werden, so die bipolaren programmierbaren Lese-Speicher (PROM). Es werden ge¬ nannt: Der MHB 93448 C bzw. MHC 93448 C (Bild 9), ein PROM für 512x8 bit und MHB 93451C bzw. MHC 93451C, ein PROM für 1028 x 8 bit. Diese Speicherschaltkreise sind pin-kompatibel mit den '93448 und '93451 von Fairchild. Der wichtigste Unterschied zwischen den Varianten MHB... und MHC... ist die Zeit Ia*. Aber es gab auch neue unipolare Speicherschaltkreise, die Schreib-Lese- Speicher (RAM) MHB 6561 bzw. 6561 C (Kapazität 256 x 4 bit), die RAM MHB 5602 in 4 Varianten (1 024 x 1 bit) und den UV-löschbaren EPROM MHB 2716C (2 048 x 8 bit). Alle Speicher sind für nur eine Betriebsspan¬ nung von +5V ausgelegt. UNTTRA (VR Polen) zeigte ebenfalls viel Neues bei den IS [14], [15]. Es werden genannt: Neben den zahlreichen TTL der Temperaturklassen 64 und 74 - Standard- und H-TTL - besonders die neuen CMOS, von denen bereits berichtet wurde. Die bisherigen Typen wurden ergänzt durch 80 MCY 74007 N (& ’4007, enthaltend 2 komplementäre CMOS-Paare + Inver¬ ter), MGY 74008 N '4008, ein 4-bit-Volladdierer), MCY 74040 N (S '4040, ein 12-stufiger synchroner Binärzähler), MCY74046N '4046, eine Phase-Locked-Loop-Schaltung), MCY 74051N (= ’4051 , ein 8-Kanal-Multiplexer/Demultiplexer), MCY 74072 N (S '4072, ein Dual-OR- Gatter mit je 4 Eingängen), MCY 74073 N (ein 3-fach-AND-Gatter mit je 3 Eingängen), MCY 74077N (= '4077, ein Quad-EXNOR-Gatter mit je 2 Eingängen), MCY 74093 N (= 4093, ein Quad-NAND-Sc/im/M-Trigger mit je 2 Eingängen), MCY 74014 N (= '4725, ein statischer Schreib-Lese-Spei- cher für 4 x 16 bit), MCY 7451$ N (= 4518, 2 synchrone Dezimalzähler), MCY 74520 N (& '4520, 2 synchrone Binärzähler), MCY 74541N (ß '4541, ein programmierbarer Zeitgeber) und MVY 74724 N (S '4724, ein adressier¬ bares 8-bit-Latch). Alle angeführten CMOS entsprechen dem B-Standard, ihre Daten findet der Leser in [4], Die Zahl 74 in der Typenbezeichnung der CMOS darf nicht zu dem Schluß führen, es handle sich um TTL! Vielmehr gibt diese Zahl bei den IS von UNITRA nur die Temperaturklasse an (hier: 0 bis + 70°C). Mehrere MOS-Schaltkreise für Rechner, Uhren. Schieberegister und Speicher (RAM, ROM und EPROM), unipolare und bipolare Mikroprozes¬ sorschaltkreise der Reihen '7800, '8000, '8500 und andere zeigen, daß UNI¬ TRA bestrebt ist, dem neuesten Trend Zugfolgen [15]. An Neuheiten bei analogen (linearen) IS bietet UNITRA den UL 1204 N an, einem AM-Empfänger mit Demodulator (S TDA 1046 von Siemens). Bild 10 zeigt eine typische (vereinfachte) Applikationsschaltung für diesen IS. UL 1413 G ist ein NF-Leistungsverstärker (= TDA 2003 von Ates), Bild 9 pin-Belegung des programmierbaren Festwertspeichers MHB 93448 C bzw. MHC 93448 C von TESLA (CSSR) 4 csz _CS3 CS4 24 4 Ob 20 ' PROM fl« 7° 6° 5 * IfO 3 ° Z° 7° 23» oäL JL - -42 JL JL JL n A6 JL JL mm S 70 77 73 74 75 76 77 6 Schubert, Eljabu 87 81 + 18 V Unf UL 7501 N ist ein Spannungsregler ( &SFC2305 von Thomson-CSF). UL75N05L und UL75P05L sind ebenfalls Spannungsregler für positive und negative 5-V-Spannung. Diese Festspannungsregler gibt es auch für 6, 8, 12, 15, 18 und 24 V, positiv und negativ. Damit ist eine Lücke geschlos¬ sen. Weitere lineare IS von UNITRA sind: UL 1609 N, ein Stereodekoder für kleine Betriebsspannung (= MC 1309 von Motorola), dann noch Dual- und Quad-Operationsverstärker sowie LED-Treiber. IPRS Bänasea, der Produzent von Halbleiterbauelementen der SR Ru¬ mänien, zeigt ein von Jahr zu Jahr größeres Angebot an hauptsächlich line¬ aren IS. Es sind meist bekannte und bewährte Typen (Beispiele: ßM381, ßM 382 und ßM 387 , S LM 381, LM382 und LM 387 von NSC). Sie ergän¬ zen die «IS-Fülle» im RGW, denn der Bedarf an IS aller Art ist überall be¬ trächtlich. Allerdings ist die Halbleiterindustrie der SR Rumänien wohl we¬ nig auf den Export orientiert. Auch die technischen Unterlagen - soweit überhaupt zugänglich - sind lückenhaft. Auch Mikroelektronikai Vallalat (Ungarische VR) zeigte auf dem Halblei¬ tersektor große Aktivität - wie eigentlich immer. Früher war Tungsram die zuständige Firma, doch durch das ständig wachsende Sortiment wurden die Möglichkeiten dieser ehemaligen Glühlampenfabrik zu eng. Um so enttäu¬ schender war deshalb, daß über die IS-Neuentwicklungen trotz freundli¬ chen Verständnisses der ungarischen Kollegen einfach keine Unterlagen zur Veröffentlichung Vorlagen. Insgesamt ein erfolgreiches Jahr, auch auf dem Gebiet der Mikroelektro¬ nik. Wenn auf Grund der erfreulichen Vielfalt der neuen IS - hier wurden nur wenige ganz kurz gezeigt - eine Prognose gewagt werden darf: In näch- 82 ster Zeit wird der Schwerpunkt bei integrierten Schaltkreisen bei den LSI für Speicher und Mikrocomputer liegen. In diesem Fall macht sich übri¬ gens das Fehlen eines Datennachschlagewerks für Speicherschaltkreise sehr bemerkbar. Oft sind lange und zeitraubende Datenvergleiche notwendig, um schließlich festzustellen, daß ein angeblich neuer IS in Wirklichkeit pin-kompatibel ist mit einem «alten Bekannten». Diese Neuorientierung bei den IS wird für die meisten Elektronikamateure ein Umdenken, ein Umlemen erfordern. Auch in diesem Umschlag in eine neue Qualität zei¬ gen sich die Auswirkungen der wissenschaftlich-technischen Revolution als Beschleuniger des technischen Fortschritts. Literatur [1] ...: MHKPOIIPOECCHblE EHC CEPHft K 580, KP 580, Radio (Moskva) 61 (1984), 9 bis 12. [2] C. AJIEKCEEB, tpOPMHPOBATE JIHHrEHEPATOPbl HA MHKPOCXEMAX CTPYKTYPbl KMOn, Radio (Moskva) 62 (1985) 8, Seite 31 bis 35. [3] B. JIEKCHHbl/C. EEJIRKOB, UPHOP flJIB PETYflUPOBKH MTHHTOOO- HOB, Radio (Moskva) 62 (1985) 9, Seite 39 bis 42. [4] K. K. Streng, Daten digitaler integrierter Schaltkreise, CMOS-Schaltkreise, Berlin (erscheint voraussichtlich 1988). [5] ...: HHTErPAJIEHbl E MHKPOCXMb, PAflHO CBHA3H, Moskva 1984. [6] A. POrAJIEB/B. rOJIOBHHOB, OnEPAUHOHHEIE YCJ1HTEJIH CEPHH KP 544, Radio (Moskva) 61 (1984) 4, Seite 59 und 60. [7] ...: Katalog Halbleiter-Bauelemente, VEB Kombinat Mikroelektronik, Erfurt 1985. [8] ...: Kurzübersicht Neuheiten/Weiterentwicklungen Aktive elektronische Bauele¬ mente, VEB Kombinat Mikroelektronik, Erfurt 1985. [9] A. Blodszun/W. E. Schlegel, Bericht von der Leipziger Frühjahrsmesse 1985 (Bauelemente), radio fernsehen elektronik, Berlin 34 (1985) 6, Seite 344 bis 347. [10] K. K. Streng, Daten digitaler integrierter Schaltkreise, TTL-Schaltkreise, Ber¬ lin 1985. [11] ...: Aktivni polovodicove soucästky, novinky 1985, Tesla ES koncern Roznov. [12] ...: Sortiment vyrobkov 1985 1986, Tesla Pieütany, koncernovy podnik. [13] K. K. Streng, Neue Schaltkreise im RGW-Bereich, Elektronisches Jahrbuch 1986, Berlin 1985. [14] ...: Elementy pöprzewodnikowe 85/86, Unitra Cemi, Warszawa. [15] W. E. Schlegel, 57. Internationale Messe in Poznan, radio fernsehen elektronik, Berlin 34 (1985) 10, Seite 661 bis 664. 6 > 83 Ing. Klaus K. Streng ECL- S chaltkreise aus der UdSSR Nachdem im vergangenen Jahr die CMOS-Serie K 176 vorgestellt wurde [1], soll nun eine andere IS-Familie betrachtet werden. In diesem Fall ist die UdSSR der alleinige Hersteller im RGW: Die ECL-Serie (ausgeschrie¬ ben: Emitter Coupled Logic, emittergekoppelte Logik). Als einen der wich¬ tigsten Vertreter darf man die Serie K 100/K 500 nennen, die übrigens be¬ reits kurz im Elektronischen Jahrbuch 1985 [2] erwähnt wurde. Was ist das Besondere an ECL? Typisch ist die Kopplung der beteiligten Transistoren an ihren Emittern, die der Serie ja auch den Namen gab. Fer¬ ner sind die meisten Stufen als Differenzverstärker geschaltet. Das hat zur Folge, da je nach H- oder L-Potential am Eingang immer ein Transistor der Differenzstufe Strom führt, daß der Gesamtstrom des IS aus der Speise¬ spannungsquelle ziemlich konstant ist. Die Transistoren werden auch nicht bis zur Sättigung ausgesteuert. Im Endergebnis: Die ECL gelten als relativ «schnell», d. h., sie ermöglichen hohe Grenzfrequenzen bzw. kleine Verzögerungszeiten. Diesem großen Vorteil stehen aber auch Nachteile gegenüber: ECL neh- Tabelle 1 Gemeinsame Daten der K 100/K 500-Serie Parameter K 100/K 500 Im Vergleich: TTL-Standard CMOS-Standard u» 5,2 5,0 18 (maximal) V Um -0,81 2,0 ii V U, L * -1,85 0,8 4,0 V In* bei den Typen -1,6 0,1p mA unterschiedlich 40 p 0,1p mA ^OH -1,63 2,4 14,95 V U 0 L* -0,98 0,4 0,05 V loH nicht angegeben unterschiedlich -6,8" mA ^ OL* nicht angegeben 16 6,8» mA M, H 0,83 0,4 3,95 V M,L 0,87 0,4 3,95 V 11 mittlerer (typischer) Wert 84 Bild 1 Bild 2 Ursprünglicher Prinzipstromlaufplan eines Bei modernen ECL-Schallkreisen wird die ECL-Schaltkreises mit getrennter Referenz- Referenzspannung aus der Speisespannung Spannung abgeleitet (Prinzip) men relativ viel Strom aus der Speisespannungsquelle auf, ihr Störabstand ist der schlechteste aller bekannten digitalen IS-Serien (Tabelle 1). Ein weiterer Nachteil der ECL ist gegenstandslos geworden. Die ersten ECL benötigten 2 getrennte Speisespannungen, um aus einer davon die Referenzspannung für den «2. Halbzug» abzuleiten (Bild 1). Die modernen ECL-Serien gewinnen diese Referenzspannung mit stabilisierenden Dioden oder Regeltransistoren (Bild 2). Es sind zwar 2 Speisespannungsansclilüsse vorhanden, doch ist die getrennte Siebung von U B2 nur in den Fällen erfor¬ derlich, wenn geringste Welligkeit der Ausgangsspannung gefordert wird. Allgemein sind die Anschlüsse t/ B1 und U B2 miteinander verbunden und stellen den positiven Anschluß der Speisespannung dar (liegt an 0 V). In der UdSSR wurden seit langem ECL-Schaltkreise hergestellt [3], Be¬ reits 1977 findet man die Serien K 137, K 138 und K187. Sie sind veraltet. Für die Industrie haben sie keine Bedeutung mehr, obwohl ihre Daten teil¬ weise noch durchaus konkurrenzfähig sind. Man findet einige ihrer Vertre¬ ter gelegentlich im Amateurbedarfshandel. Eine andere ECL-Serie, die erwähnte Serie K 100/K 500, stammt zwar von 1976 [4], erlebte aber Ende der siebziger Jahre eine Renaissance. Die modernen Vertreter dieser Serie sind meist an der 3stelligen Ziffer in der Typenbezeichnung zu erkennen. Die älteren Vertreter der Serie K 100/K 500 haben eine 2stellige Ziffer. Im allgemeinen genügt es, vor diese eine «1» zu setzen, um den modernen Äquivalenztyp zu erhalten. So ist z. B. ein K 500IUI 07 der pin-kompatible Vorgänger des K 500J1J1107, ein K 500J1J110 der Vorläufer des K 500J1JI110 usw. Diese einfache «Um¬ rechnung» stimmt fast immer, aber es gibt auch Ausnahmen. Da diese Aus¬ nahmen jedoch kaum noch eine praktische Bedeutung haben, soll nicht weiter auf sie eingegangen werden. Wie bereits erwähnt [2], hat die Serie K 100 ein Flatpack-Gehäuse, die Serie K 500 ein DIL-Gehäuse. Beide Serien haben jeweils gleiche elektri¬ sche Daten, allerdings mit einer Einschränkung: Nicht alle K-500- Schalt¬ kreise gibt es auch in der Serie K 100. Die in der Tabelle 2 bei einigen Ty¬ pen vorhandenen Varianten M, T und ohne Zusatzbuchstaben haben für die elektrischen Parameter keine Bedeutung. 85 Die charakteristisch kurze Verzögerungszeit dieser Serie beträgt durch¬ schnittlich 4,2 ns. Mit diesem Wert liegt sie noch etwas unter der der TTL- ALS-Serie von TESLA. Standard-TTL haben eine Laufzeit von etwa 10 ns. Kühn [5] kommt zu einem ähnlichen Ergebnis. Damit ist die Serie K100/K500 die «schnellste» im RGW. Die Leistungsaufnahme: Durch¬ schnittlich wird aus der Speisespannung von 5,2 V ein Strom von etwa 25 mA aufgenommen. Der Vergleichswert liegt bei TTL geringer, bei den modernen Serien F, LS und ALS ist er sogar wesentlich kleiner. Im Gegensatz zu den TTL liegt bei der Serie K100/K 500 der positive Pol der Speisespannung an 0 V (Masse). In Bild 3 bis Bild 35 wird das deut¬ lich. Der pin 1 ist der positive Speisespannungsanschluß der Eingangsstu¬ fen der meisten IS. Oft liegt er (genau wie pin 16) direkt an 0 V. Nur in den Fällen, in denen auf größten Störspannungsabstand Wert gelegt wird, emp¬ fiehlt es sich, pin 1 durch ein RC-Glied (gegen 0 V) zu entkoppeln. Die ge¬ gensätzliche Polung der Speisespannungsquelle gegenüber TTL bedeutet Tabelle 2 IS-Typen der Serie K 100/K 500 Typ Funktion Äquivalent Bild K 500 HB 165 8-Eingang-Prioritätenkoder T0 165 3 K 500 Hfl 161 K 500 Hfl 161 M 8-Eingang-Dekoder, invertierend T0161 4 K 500 Hfl 162 K 500 Hfl 162 M 8-Eingang-Dekoder, nicht invertie¬ rend T0 162 5 ' K 500 Hfl 164 K 500 Hfl 164 M 8-zu-l-Multiplexer T0164 6 K 500 HE 136 V/R-4-bit-Binärzähler T0 136 7 K 500 HE 137 V/R-Dekadenzähler T0 137 7 K 500 HE 160 K 500 HE 160 T 12 -bit-Paritätsprüf er T0160 8 K 500 HM 180 K 500 HM 180 T Dual-2-bit-Addierer-Subtrahierer T0 180 9 K 500 Hü 179 K500HII179 T K 500 Hü 181 Übertragseinheit T0179 10 K500 Hn 181 T 4-bit-ALU T0181 11 K 500 HP 141 4-bit-Universalschieberegister T0141 12 K 500 Kü 174 K 500 Kn 174 M Dual-4-zu-l-Multiplexer T0 174 13 K100JIE106 K500JIE106M K500JIE106T 3-f ach-NOR-Gatter T0 106 14 86 Typ Funktion • Äquivalent Bild K 100 J1E 111 K 500 HE 111M K 500 HE 111 T K 500 HE 211 T Dual-NOR-Leitungstreiber ’lOlll 15 K 500JIE123 3-fach-NOR-Bustreiber '10123 14 K 100 JIK 117 K 500JIK117M K 500 JIK 117 T Dual-OR-AND-NOT-Gatter '10117 16 K 100JIK 121 K 500 JIK 121 K 500 JIK 121 M Quad-OR-AND/OR-AND-NOT- Gatter '10121 17 K 100 JIJI110 K 500JIJ1110 M K 500 JIJI 110T K 500 JIJI 210 Dual-OR-Leitungstreiber TO 110 18 K 100 JIM 101 K 500 JIM 101 K 500 JIM 101 T Quad-OR-NOR-Gatter TO 101 19 K 100 JIM 102 K 500 JIM 102 K500JIM102T Quad-NOR-Gatter TO 102 20 K 100 JIM 105 K 500 JIM 105 M K 500 JIM 105 T 3-fach-OR-NOR-Gatter TO 105 21 K 100 JIM 109 K 500 JIM 109 K 500 JIM 109 M Dual-OR-NOR-Gatter TO 109 22 K 100 Jin 107 K 500 Jin 107 K500JIII107 M 3-fach-EXOR/EXNOR-Gatter TO 107 23 K 500 Jin 114 3-fach-Leitungsempfänger TO 114 24 K 500 Jin 115 K 500 Jin 115 T Quad-Leitungsempfänger TO 115 25 K500JHI116 M K 500 Jin 116 T K 500 Jin 216 3-f ach-Leitungsempfänger TO 116 24 K 500 Jin 128 Dual-Leitungstreiber TO 128 26 K 500 Jin 129 Quad-Bus-Empfänger TO 129 27 K 500JIC118M Dual-OR-AND-Gatter TO 118 28 K500JIC119M Quad-OR-AND-Gatter TO 119 29 87 Typ Funktion Äquivalent Bild K 500 ny 124 K500ny 124 T TTL-ECL-Pegelumsetzer T0 124 30 K 500 ny 125 K500ny 125 T ECL-TTL-Pegelumsetzer T0125 31 K 500 ny 135 Dual-JK-Master-Slave-Flip-Flop T0135 34 K 100 TM 130 K 500 TM 130 K 500 TM 130 M Dual-D-Speicher-Flip-Flop T0130 33 K 100 TM 131 K 500 TM 131 M K 500 TM 131 T K 500 TM 231 K100TM133 K 500 TM 133 M Dual-D-Master-Slave-Flip-Flop T0131 33 K 500 TM 133 T Quad-D-Speicher-Flip-Flop T0133 32 K 100 TM 134 K 500 TM 134 K 500 TM 134 M Dual-Multiplexer mit Latch T0 134 35 nicht, daß ECL eine negative Logik haben! Da U IH bei den ECL positiver ist als U IL (das gleiche gilt für U 0H und U 0 lX liegt positive Logik vor. Der Störspannungsabstand beträgt 0,22 V im L-Zustand und 0,17 V im H-Zustand. Dazu auch der Vergleich mit TTL: 0,4 V in beiden Zuständen. Allerdings muß erwähnt werden, daß wegen der Niederohmigkeit von ECL- Eingängen und -Ausgängen die Gefahr einer kapazitiven Einstreuung von Störspannungen auf Zubringerleitungen wesentlich kleiner ist als bei TTL, und erst recht bei CMOS. Nach dieser allgemeinen Einschätzung der sowjetischen ECL-Serien soll nun die Serie K100/K 500 näher betrachtet werden. Es werden nur die Haupttypen genannt, die komplette Typenliste ist in Tabelle 2 zu finden. In alphanumerischer Reihenfolge enthält diese Serie [6], [7]: K 500 MB 165 - Ein Prioritätenkoder mit 8 Eingängen (Bild 3). Der K 500 Hfl 161 ist ein 3-bit-Dekoder mit invertierenden Ausgängen (Bild 4). Sein Gegenstück - ein 3-bit-Dekoder mit nichtinvertierenden Ausgängen - ist der K 500 Hfl 162 (Bild 5). K 500 Hfl 164 ist die Bezeichnung für einen 8-zu-l-Multiplexer mit Ausgangsfreigabe (Bild 6). Es folgen die Zähler K 500HE136, ein 4-bit-Binärzähler, und K 500HE 137, ein pezimalzähler. Beide Zähler sind für beide Zählrichtun¬ gen ausgelegt, lassen sich voreinstellen, haben Übertragsausgänge und eignen sich für die Zählung von Frequenzen bis etwa 150 MHz. Bild 7 zeigt ihre pin-Belegung. K 500 HE 160 ist nicht, wie die Bezeichnung vermuten läßt, ebenfalls ein Zähler, sondern ein 12-bit-Paritätsprüfer (Bild 8). Beim K500HM180 handelt es sich um einen Dual-2-bit-Addierer-Sub- 88 pin-Belegung des 'MB 165 pin-Belegung des ’MJl 161 pin-Belegung des ’Mff 162 MUX BL JL .42 in aSL U F = 2 • 1,1 V = 2,2 V. Hinzu kommt nun noch der Spannungsabfall an R s . Dieser Schutzwider¬ stand begrenzt den Einschaltstromstoß. Wird der Gleichrichter mit entlade¬ nem Kondensator C L an Wechselspannung gelegt, so stellt er zunächst prak¬ tisch einen Kurzschluß dar. Der Einschaltstrom wird nur noch von den Innenwiderständen des Netztransformators und des Gleichrichters be¬ stimmt. Um Schäden zu vermeiden, ist R s vorgesehen. Da man einen zuläs¬ sigen Stoßstromgrenzwert von maximal 10- / g annehmen darf, folgt für den Schutzwiderstand: Rs 10 I t R s = 8,33 fl. 25 V 3 A ’ Er muß einer Belastung von P RS = I] - R s = (0,3 A) 2 • 8,3 O, P rs = 0,74W, t/ RS = / g ■ R s = 0,3 A-8,3 ß = 2,5 V entsprechen. Gewählt wird ein Schichtwiderstand der Baureihe 25 mit 1 W Nennbelastung. Jetzt wird die erforderliche Transformatorsekundärspannung bei Nenn¬ last ermittelt: Urs = h' Rs = 0,3 A ■ 8,3 ü = 2,5V, U g = 25 V, t/ F = 2,2 V, U 2 = 0,77 (25 V + 2,2 V + 2,5 V), C/ 2 - 22,9 V. 103 Rechnet man mit etwa 10% Spannungsverlust im Transformator (1,1 ■ 22,9 V = 25,2 V), so folgt als höchste auftretende Leerlaufspannung: U x = V2 • U 2 = ^2 • 25,2 V, U 20 = 35,5 V. Dieser Scheitelwert der Transformatorspannung ist nach Tabelle 6 (s. Ta¬ bellenanhang) ebenso der zulässige Wert der Sperrspannung je Ventil. Bei der Festlegung von U Rraa> sollte er sicherheitshalber 10% über diesem Wert liegen. Der erforderliche Transformatorstrom folgt nach Tabelle 6 (s. Tabel¬ lenanhang) zu: I 2 * 1,9 • / g = 1,9 • 0,3 A, I 2 ® 0,57 A. Entsprechend Tabelle 6 (s. Tabellenanhang) gilt bei einem Stromflußwinkel von 90 bis 60° ein Bereich des Faktors von 1,57 bis 1,93. Man wählt meist den höheren Wert. Die Auswahl und die Auslegung des Netztransformators seien aus Platzgründen weggelassen. Der Leser sei u. a. auf die Veröffentli¬ chung [3] verwiesen. Bemessung des Gleichrichters Die Sperrbeanspruchung je Gleichrichterventil legt man mit einem Sicher¬ heitszuschlag wie folgt fest: IfW-U'tfjo=l,l-35,5 V, £4max - 39 V. Die einzelnen Gleichrichter werden bei Einwegschaltung mindestens für den vollen, bei Zweiwegschaltungen für den halben Nenngleichstrom I t ausgelegt. Nach Tabelle 6 (s. Tabellenanhang) läßt sich folgender mittlerer Gleichrichterdurchlaßstrom ermitteln: / FN ~ 0,5 • /, = 0,5 • 0,3 A, / FN = 0,15 A. Die maximale Nennanschlußspannung entspricht der Nennsperrspannung. In Sperrichtung wird jeder der 4 Gleichrichterzweige mit der vollen Trans¬ formatorspannung beansprucht. Somit fällt nach Tabelle 3 (s. Tabellenan¬ hang) die Wahl auf einen Selenkleinstgleichrichter in Brückenschaltung des Typs B40C250. Bemessung des Ladekondensators Die Brummspannung U B , soll laut Aufgabenstellung maximal 5 % von t/ g betragen. Es folgt somit (t/ Br = 0,05 -U g ): 104 2,2 •/ g _ 2,2 • 300 mA Cl ~ U b , 0,05 - 25 V ’ C L = 528 pF. Die Normreihe bietet 470 und 1 000 |iF. Man wählt den höheren Kapazi¬ tätswert, also C L = 1000 pF. Der Ladekondensator wird mit folgender Spannung beansprucht: üb-1,41-1/*, U c ~ 1,41 -35,5 V, U c - 49,7 V. Entsprechend den Normreihen wird C L festgelegt zu 1 000 pF/63 V. Die Spannung der Gleichrichterschaltung beträgt also im Leerlauf etwa 35 V. Sie sinkt bei Nennlast von 0,3 A auf etwa 25 V ab. Literatur [2] K.-H. Schubert, Wissenswertes über Selengleichrichter, Elektronisches Jahrbuch 1979, Seite 98 bis 114, Berlin 1978. [2] Selen-Kleingleichrichter, Herstellerinformation 44-80, VEB Gleichrichterwerk Großräschen. [3] Schuchardt/Sterzel, Dimensionierung von Netzgleichrichterschaltungen, FUNK¬ AMATEUR 19 (1970), Heft 7, Seite XXV bis XXVIII (Beilage). 105 Zählerbaustein mit digitaler Frequenzrastung Siegmar Henschel - Y22QN für VFO Das Problem einer guten Skale mit einer möglichst genauen und reprodu¬ zierbaren Frequenzanzeige steht bei fast allen Amateurfunk-Eigenbaugerä¬ ten. Mit entsprechend aufgebauten digitalen Frequenzzählern ist eine re¬ produzierbare Frequenzanzeige bei entsprechender Auflösung der Anzeige möglich. Für die Frequenzmessung im Kurzwellenbereich stehen TTL- Schaltkreise zur Verfügung. Die obere noch sicher meßbare Frequenz¬ grenze liegt bei etwa 100 MHz (MH 74 S 74 o. ä.). Mit ECL-Vorteilern läßt sich der noch meßbare Frequenzbereich bis etwa 1 GHz erhöhen. Der Nachteil von TTL-Schaltkreisen besteht im relativ hohen Stromverbrauch und im geringen Integrationsgrad, d. h., es müssen viele Bausteine einge¬ setzt werden, um einen Minimalzähler zu erzielen. Außerdem ist der Unter¬ drückung der Störstrahlung beim Einsatz in empfindlichen Empfängern be¬ sondere Beachtung zu schenken, aufwendige Abschirm- und Filtermaßnah¬ men sind erforderlich. Mit den neuen, höher integrierten Schaltkreisen sind relativ einfache und energiesparende Zählerschaltungen realisierbar. Der integrierte Schaltkreis U125 D erfüllt als universeller Zählerbaustein viele Anforderungen, die an eine digitale Frequenzanzeige gestellt werden. Außerdem ist es mit diesem Schaltkreis möglich, mit den in ihm integrierten Komparatoren eine digi¬ tale Frequenzregelung durchzuführen. Der Frequenzzählerbaustein U125 D Der Zählerbaustein U125 D wurde in [1] von der Industrie vorgestellt. Er ist ein universeller 4stelliger dekadischer Vor-/Rückwärts-Zähler mit program¬ mierbaren Betriebsarten. Über externe Ladeschaltungen läßt er sich vorein¬ steilen. Die Ausgangsinformation steht an entsprechenden Ein- und Aus¬ gängen im BCD-Format zur Verfügung. Externe Treiberstufen gestatten den Anschluß von 7-Segment-Bauelementen, die über eine interne Steuer¬ schaltung im Multiplexbetrieb angesteuert werden. Im Zählerschaltkreis sind noch 2 Datenspeicher sowie 1 Anzeigespeicher integriert. Zählerstand und Datenspeicherinhalt werden ständig verglichen, die Vergleichsergeb¬ nisse stehen an entsprechenden Ausgängen zur Verfügung. Außer der Be¬ triebsart «Zähler» gestattet der Schaltkreis noch die Betriebsarten 106 - 3fache Summerlbildung, - 2fache Differenzbildung, - Uhrenbetrieb in 4 Zählweisen. Bild 1 zeigt die Anschlußbelegung des U125 D. Die 4 Betriebsarten las¬ sen sich über die Programmiereingänge PI und P2 wählen, die Eingänge sind mit pull-up Widerständen versehen. Tabelle 1 zeigt die möglichen Be¬ triebsarten. Im vorliegenden Anwendungsfall wird der Schaltkreis im Solo¬ betrieb mit direktem Zählbetrieb eingesetzt. Eine Kaskadierung mehrerer Schaltkreise ist möglich. Die Multiplexfrequenz für die Anzeigesteuerung Vorrtullenunterdr. LZBUi «3 zo Nullausgang Synchronisiereingang SY \T\ Ml U 0DS gebutterte Betriebs- Takt-/Nulleingang Ci/Zi[J a u DD Spannung r D0 [4 |3 s/osc Vorzeichen-lTeilerausg. Digit- < Dl [5 g ins Vorzeicheneingang Ein-/Ausgänge D2 E 13 INI ) [ lD3 E M /2/P5 ? Zähleingänge ' ä E H 13 IT) 1 b E H PI 1 l Programmier- c g U125D H PZ J | ein gange Segment- Ausqänge 5 E 0 UD/PS e E 11 P3 1 f E H PA Steuer- lg H 13 LM 7 > eingänge 'A/LDeftS 25] LMZ) BCD- B/LDltfl U LC Setzeingang Ein-/Ausgänge > 0/LD2W. 2Äj RESET Rücksetzeingang ID/LD3W. S] EQUAL Koinzidenzausgang Komparatür - 13 CARRY Übertragungsausgang Ausgänge [DOMPl^ 53 ü ss Bild 1 Anschlußbelegung des Zählerschaltkreises U125 D Tabelle 1 Die 4 möglichen Betriebsarten des Schaltkrei¬ ses U125 D pi P2 Betriebsart H H direkter Zählbetrieb H L Summenzählbetrieb L H Diff erenzzählbetrieb L L Uhrenbetrieb 107 Tabelle 2 Mit dem V125 D einstellbare Anzeige- und Steuervarianten Steuereingänge Steuermöglichkeit i. LM1 LM2 P3 P4 Anzeige Abfragespeicher, der ständig den aktuellen Zählerstand übernimmt; BCD-Ausgänge 2. LM1 ER5 P3 P4 Anzeige Speicher 1; BCD-Ausgänge 3. rar LM2 P3 P4 Anzeige Speicher 2; BCD-Ausgänge 4. LMl LM2 P3 P4" Anzeige Abfragespeicher, Übernahme des aktuellen Zählerstands ist unterbrochen; 5. LM1 LM2 P3 P4_ | BCD-Ausgänge 6. LMl LM2 P3 P4 Das Ausgangssignal der S/D-Logik wird über den Aus¬ gang CARRY ausgegeben 7. LMl LM2 P3 P4 «blanking»-7-Segment-Ausgänge, BCD-Ausgänge und Vorzeichenausgang S/OSC sind offen 8. LMl LM2 P3 P4~ Digit-synchrone Dateneingabe über BCD-Eingänge; in Zähler 9. LMl LM2 P3 P4 Vorzeicheneingabe über INS — in Speicher 1 10 LMl LM2 P3 P4_ in Speicher 2 11. LMl LM2 P3 P4' dekadenweise Dateneingabe; Vorzeichenwechsel in Zähler 12. LMl LM2 P3 P4 durch L/H-Flanke über INS — in Speicher 1 13. LMl LM2 P3 P4_ in Speicher 2 14. LMl LM2 P3 P4 Anzeige Abfragespeicher, BCD-Ausgänge, Übernahme des Zählerstands in den Abfragespeicher ist unterbro¬ chen, Ml übernimmt Inhalt des Abfragespeichers 15. LMl LM2 P3 P4 analog der Programmierung 14, nur für M2 16. LMl LM2 P3 P4 keine Anzeige, 7-Segment-Ausgänge sind offen; BCD- Ausgänge, Ausgabe des Vorzeichens über S/OSC wird in einem internen Oszillator erzeugt, eine externe Steuerung ist mög¬ lich. Für ein sauberes Voreinstellen des Zählers hat sich eine Multiplexfre- quenz von etwa 30 kHz als günstig erwiesen, sie wird durch den Anschluß eines Kondensators von 330 pF zwischen den Eingang CI/ZI und U ss festge¬ legt. Die zu zählende Frequenz wird dem Eingang INI mit TTL-Pegel zuge¬ führt. Die garantierte maximale Zählfrequenz beträgt 2 MHz, lag jedoch bei allen ausgemessenen Mustern bei über 3,5 MHz. UD/P6 legt die Zählrich¬ tung fest, H = vorwärts, L = rückwärts. Die Programmierung des Zählum¬ fangs wird am Zähleingang I2/P5 vorgenommen. L-Pegel entspricht einem Zählumfang von ±9 999, H-Pegel entspricht 9 923. Am Ausgang S/OSC wird das Vorzeichen angezeigt. L = +, H = —. Die Steuerung der Datenein- und -ausgabe geschieht über die Steuereingänge P3, P4, LM1 und LM2. Es 108 lassen sich 16 Steuer- und Anzeigenvarianten ermöglichen, die in Tabelle 2 zusammengefaßt sind. Außerdem gestattet der H-aktive Reset-Eingang ein Rückstellen des Zählers auf «0000». Ein H-Impuls am LC-Eingang bewirkt die Übernahme des Speicher-2-Inhalts in den Zähler. Im Schaltkreis sind noch 2 Speicher für jeweils 4 Dekaden und das Vor¬ zeichen integriert. Ein zusätzlicher Abfragespeicher erlaubt es, bei weiter¬ laufendem Zähler den Zählerstand zum Ablesen anzuhalten. Eine Koinzi¬ denzlogik vergleicht den aktuellen Zählerstand (C) mit dem Speicherinhalt von Speicher 1 (Ml). Sind Zählerstand und Speicherinhalt identisch, zeigt der EQUAL-Ausgang H-Pegel an. Eine Komparatorlogik vergleicht laufend den Zählerstand mit dem Inhalt des Speichers 2 (M2). Über die beiden Ausgänge COMP 0 und COMP 1 wird das Vergleichsergebnis ausgegeben (s. Tabelle 3). Über den Eingang LZB ist eine Vornullenunterdrückung möglich, im vorliegenden Anwendungsfall wird davon jedoch abgesehen. Zum Voreinstellen des Zählers und der Speicher gibt es 2 Möglichkeiten. Bei der digitsynchronen Eingabe werden die Daten im BCD-Format an die Eingänge A/LD 0 bis D/LD 3 angelegt und multiplex in den Zähler oder einen Speicher übernommen. Der am Vorzeicheneingang INS anliegende Pegel (H= —, L= +) wird ebenfalls übernommen. Eine weitere Möglich¬ keit besteht in der dekadenweisen Eingabe der Daten, die für die Uhrenbe¬ triebsarten wichtig ist. Die Betriebsspannung des Zählerschaltkreises be¬ trägt 5 V, die mittlere Stromaufnahme liegt bei 40 mA. Alle Ein- und Ausgänge sind TTL-kompatibel. Tabelle 3 Ausgangssignal der Komparatoren beim Ver¬ gleich des Speicher-2-Inhalts mit dem Zähler¬ stand COMP 0 ' COMP 1 Vergleichsergebnis H L C > M2 L H C = M2 L L C < M2 Zählerbaustein mit digitaler Frequenzregelung Um es gleich vorwegzunehmen, mit dem vorgestellten Zählerbaustein mit einer integrierten DAFC kann man keinen VFO stabilisieren, der elektrisch oder mechanisch instabil ist. Eine DAFC ist eine relativ langsame Regel¬ schaltung, die beim VFO nur die sehr zeitaufwendige Temperaturkompen¬ sation erspart und den VFO an eine Quarzzeitbasis langzeitstabil «anbin¬ det». Mit dem VFO muß ohne Zählerbaustein und DAFC normaler Betrieb in der gewünschten Betriebsart möglich sein! Der Vorteil dieser Frequenz¬ regelung liegt in der losen Ankopplung an den VFO, so daß seine Eigen¬ schaften, hauptsächlich das Seitenbandrauschen, nicht verändert werden. Diese DAFC weist gegenüber anderen bekannten Schaltungen den Vorteil 109 110 auf, daß laufend das gesamte Meßergebnis verglichen wird und nicht, wie z. B. nach der Schaltung von DJ7VY , die in [2] veröffentlicht ist, nur die letzte Stelle vom Zählergebnis. Dazu kann durch den integrierten Speicher eine beliebige Frequenz, die man sich beim «übers Band drehen» merken möchte, zwischengespeichert werden. Dazu betätigt man aber nur bei der eingestellten Frequenz die Ta¬ ste «Laden M2», und das Zählergebnis von C wird in M2 übernommen. Soll nach dem «Bandabsuchen» diese Frequenz gerastet werden, zeigt man sie nach Drücken der Taste «Anzeige M2» kurz an und stimmt den VFO auf etwa diese Frequenz ab. Beim Betätigen der Taste «Rasten» wird die VFO- Frequenz mit der DAFC auf die in M2 gespeicherte Frequenz eingestellt. Weiterhin ist es möglich, diesen Baustein nur als Zähler mit Speicher zu benutzen. Bei einer anderen Programmierung der Steuereingänge ist auch Zählbetrieb mit 2 unabhängigen Speichern möglich (s. Tabelle 2). Mit enL sprechenden Vorteilern läßt sich ein universeller Zählerbaustein mit gerin¬ gem Aufwand realisieren. An Hand der Prinzipschaltung (Bild 2) soll die Ablaufsteuerung als Zäh¬ ler mit einem Speicher und DAFC näher erläutert werden. Das zu mes¬ sende Signal (fe) führt man über eine Verstärker- und Impulsformerstufe dem Meßtor (MT) zu, das durch die Zeitbasis gesteuert wird. Die Länge des Meßtakts richtet sich nach der gewünschten Auflösung des Zählers. Für eine «normale» Frequenzanzeige genügt eine Auflösung von 1 kHz, d. h., der Maßtakt muß 1 ms lang sein. Kritisch wird es jedoch, wenn im geraste¬ ten Zustand eine SSB- oder CW-Station gelesen werden soll. Für diesen Be¬ triebsfall muß der Meßtakt auf 10 ms, was einer Auflösung von 100 Hz ent¬ spricht, umgeschaltet werden. Für die Gewinnung des Meßtakts ist ein Uhrenschaltkreis U114 D (D8) eingesetzt worden, der bei einer Quarzfre¬ quenz von 2 048 kHz am Ausgang einen Meßtakt von 1 ms liefert. Ein nach¬ geschalteter Transistor (VT12) wirkt als Pegelwandler. Mit einem weiteren Teilerschaltkreis kann ein beliebiger Meßtakt eingestellt werden. Beim Mu¬ ster ist der in I 2 L-Technik hergestellte Teilerschaltkreis E 351 D eingesetzt J Meßtakt z.B. 1ms -»h JOps -11- Le:- II- Meßtakt von Zeitbasis Laden Ml and Tor k-Komparator Voreinstellen C2 bzw. Laden M2 Voreinstellen C bei Laden MZ Bild 3 Impulsdiagramm zur A blaufsteuerung des Zählerbausteins 111 worden, der sich durch seine vielen Teilervarianten und seine geringe Stromaufnahme gut in das Gesamtkonzept einfügt. Bild 3 zeigt die Impulsfolge für die Ablaufsteuerung. Die Rückflanke des Meßtakts steuert den monostabilen Multivibrator MMV 1, der einen etwa 20 ps langen Impuls zum Laden des Zählerstands in Ml über die Program¬ miereingänge P3, P4, LM1 und LM2 liefert. Zum Erreichen einer «ruhige¬ ren Anzeige» wird immer Speicher 1 angezeigt, während M2 als «Arbeits¬ speicher» arbeitet. Gleichzeitig wird mit der Übernahme der Information in Ml das Tor 4 geöffnet und die an den Komparatorausgängen COMP 0 und COMP 1 anliegende Information über die Zählerstände von C und M2 an die Ladepumpe weitergereicht. Die Rückflanke des Speicherimpulses steuert MMV2 an, der einen etwa 200 ps langen Impuls zur Aktivierung des Tores 3 zum Voreinstellen des Zählers liefert. Dieses Voreinstellen ist erfor¬ derlich, um im Zähler eine der Empfangsfrequenz entsprechende Anzeige zu erhalten. Mit diesem Impuls wird über Tor 1 das Tor 3 vorbereitet, der nächste eintreffende Steuerimpuls vom Digit-Treiber D3 setzt das Ladungs- Flip-Flop. Die Digit-Impulse steuern gleichzeitig die Diodenmatrix an. Das Ladungs-Flip-Flop öffnet Tor 5, und die in der Diodenmatrix eingestellte Information im BCD-Code wird digitsynchron in den Zähler gelesen. Mit der Rückflanke des Digit-D0-Impulses wird das Ladungs-Flip-Flop wieder rückgesetzt und Tor 5 geschlossen. Tor 5 besteht aus Inverterstufen, deren Ausgänge Tri-State-Verhalten aufweisen und im nichtaktivierten Zustand hochohmig sind. Mit Beginn des nächsten Meßtakts beginnt der Zähler ab der voreingestellten Information zu zählen. Soll ein Zählergebnis in M2 zwischengespeichert werden, so wird über die Handsteuerung Tor 1 geschlossen und Tor 2 geöffnet, und der Vorberei¬ tungsimpuls vom MMV2 gelangt zu den Programmiereingängen. Die Rück¬ flanke dieses Ladeimpulses steuert über MMV3 das Tor 3, das, wie oben er¬ läutert, das Voreinstellen des Zählers steuert. Soll der VFO an den Zähler «angebunden», d. h. die in M2 gespeicherte Frequenz festgehalten werden, so wird mit der Handsteuerung Tor 6 aktiviert und der VFO an die Lade- 8 Schubert, Eljabu 87 113 pumpe angeschaltet. Weicht das Zählergebnis in C von dem in M2 gespei¬ cherten Wert ab, dann liefert die Ladepumpe so lange positive oder nega¬ tive Impulse, bis über die Nachstimmspannung für die Kapazitätsdiode die VFO-Frequenz mit der gespeicherten Frequenz übereinstimmt. Die Anzeige des Zählers geschieht über 7-Segment-Bauelemente, die im Multiplexbetrieb angesteuert werden. Die Segmentausgänge des U 125 D dürfen nur mit etwa 1,8 mA bei Low-Pegel belastet werden, so daß Seg¬ menttreiber-Transistoren (VT1 bis VT7) erforderlich sind. Ebenso sind die Digit-Ausgänge nur mit 1 TTL-Last belastbar, nachgeschaltete Treiberstu¬ fen übernehmen die Ansteuerung der Anzeigebausteine. Durch eine an Stift 39 angeschlossene Spannungsquelle von größer als +2 V gegen U ss ist ein Datenerhalt von C und Ml sowie M2 bei Ausfall der Betriebsspannung möglich. Die Stromaufnahme beträgt etwa 2 mA. Den Stromlaufplan des Zählerbausteins zeigen Bild 4a und Bild 4b. Der gesamte Zähler ist mit CMOS-Schaltkreisen bestückt, so daß sich eine sehr geringe Stromaufnahme ergibt. Sie wird im wesentlichen von der Stromauf¬ nahme der Anzeigebauelemente bestimmt (/ ges etwa 120 mA), während der Zählerbaustein bei dunkelgetasteter Anzeige (Stift 1 von IS D3 auf H-Pe- gel) nur eine Stromaufnahme von etwa 40 mA aufweist. Bild 5 zeigt die De¬ tailschaltung der Diodenmatrix. Zum Voreinstellen des Zählers auf die ge¬ wünschte Zwischenfrequenz sind an den entsprechenden Kreuzungspunk¬ ten Dioden einzusetzen, wie am Beispiel für die Voreinstellung der 0500 gezeigt ist. Für die Realisierung der DAFC gibt es viele Varianten. An den Kompa¬ ratorausgängen COMP 0 und COMP 1 liegt je nach Speicher-2-Inhalt und Zählergebnis eine Information nach Tabelle 3 an. Die Aufgabe der Lade¬ pumpe ist es, bei Abweichungen des Zählergebnisses vom Speicherinhalt positive oder negative Impulse zu liefern, die die Spannung am Ladekon¬ densator C a (s. Bild 6) entsprechend verändern, so daß mit der Kapazitäts¬ diode eine proportionale Frequenzänderung eintritt und der Inhalt von C = M2 wird. Bei Gleichheit muß die Ladepumpe hochohmig sein. Der CMOS-Schaltkreis V 40098 D hat Ausgänge mit Tri-State-Verhalten, das D3 (IO 3 ) DZ(10 z ) DW0 1 ) Demo 0 ) 0 C B A 23 2 1 2 ° DZ Bild 5 C A z.B., Laden 0500 Diodenmatrix zur Voreinstellung des Zählers 114 ztevmsBD vzvwtw Vuvma&D Da.5 DB.2 D2.5 D2.B AU zur Kapazi¬ tätsdiode imVFO U*ca.*l5...+W 5P Bild 6 Funklionsprinzip der Ladepumpe für die Frequenzregelung mit CMOS-Schaltkreisen sich über die Freigabeeingänge (E en ) steuern läßt. Bei H-Signal an den E en - Eingängen ist der Ausgang hochohmig, bei L-Signal wird die Eingangsin¬ formation invertiert zum Ausgang übertragen. Tabelle 3 läßt erkennen, daß COMP 1 nur bei C = M2 H-Pegel führt, bei C =t= M2 ist COMP 1 Low. Diese Information wird über einen Inverter (D4.6) und Tor 4 (D6.1) dem Freigabeeingang (Stift 15) von IS D2.5 zuge¬ führt. Bei L am COMP-l-Ausgang ist IS D2.5 aktiviert, die Information von COMP 0 wird über den Inverter D 4.5 und Tor 4 (D 6.2) dem Eingang von IS D2.5 zugeführt. An seinem Ausgang steht dann ein positiver oder negati¬ ver Impuls zur Frequenzregelung zur Verfügung. Ein nachgeschalteter In¬ verter (D2.6) liefert eine negierte Regelspannung. Bei abgeschalteter Fre¬ quenzregelung (Relais A geschlossen) liegt an C a eine Spannung von 2,75 V an, die über das Siebglied R b , C b als Nachstimmspannung für den VFO zur Verfügung steht. Bei eingeschalteter Frequenzregelung (Relais A offen) wird C a entsprechend der Information aus dem Komparator über R a auf gela¬ den oder entladen. Dieser gesamte Regelkreis ist sehr hochohmig auszuführen. Für C a und C b sind nur hochwertige Kondensatoren und für Relais A eine Ausführung mit guter Isolation (Gefco-Relais) zu verwenden. D2 sollte eine getypte Aus¬ führung sein, Anfallbauelemente haben oft zu hohe Leckströme bei offe¬ nem Ausgang. R b und C b sind möglichst nahe der Nachstimmdiode im VFO anzuordnen, die Verbindung vom Zähler zum VFO ist über eine hochwer¬ tige, abgeschirmte Leitung auszuführen. Infolge der statistischen Schwan¬ kungen (±1 Digit) liefert bei ordnungsgemäßem Aufbau die Ladepumpe im eingerasteten Zustand gleich viele positive und negative Impulse über Ra an die Regelschaltung. Mit einem Oszillografen kann das einwandfreie Ar¬ beiten der Regelschaltung am Stift 11 oder Stift 13 der IS D2 kontrolliert werden. Der Auskoppelkondensator zum Oszillografen muß einen hohen Isolationswiderstand aufweisen, um die Regelschaltung nicht zu belasten. 115 Z.B. 21,56MHz n s 5 z.B. I32ß MHz Bild 7 Prinzipschaltung eines Rückmischoszillators zum Anschalten des Zählerbausteins an einen 2-m-Transceiver Gl - IBpF, C2 -68pF t C3 * ZlOpF f Vf0 -Vh,<<3-‘l5,1MHz CI 7pF, C2 = 22pF, C3 = 82pF * 133,3 - 135,3 MHz Bild 8 Stromlaufplan eines Rückmischoszillators mit VFO für einen 2-m-FM-Transceiver 116 Dieser Zählerbaustein arbeitet bis etwa 3,5 MHz Eingangsfrequenz. Die Eingangsempfindlichkeit liegt bei etwa 150 mV und läßt sich mit R21 ein¬ stellen. Für höhere Eingangsfrequenzen können Vorteiler (z. B. D 192 D) vorgeschaltet werden, wobei zu beachten ist, daß die Zeitbasis im gleichen Teilerverhältnis mit umgeschaltet wird. Für die Messung von Frequenzen im VHF-Bereich wurde eine Rückmischschaltung nach dem Prinzip in [3] gewählt. Bild 7 zeigt die Prinzipschaltung eines VFO mit DAFC für einen 2-m-FM-Transceiver. Der «untere Teil» der Schaltung mit VFO, Buffer¬ und Vervielfacherstufen ist im Transceiver vorhanden. Neu müssen ledig¬ lich ein frequenzstabiler Quarzoszillator mit anschließender Vervielfacher¬ stufe und ein Mischerbaustein gebaut werden. Wie aus Bild 7 ersichtlich, sind die Frequenzen für den Rückmischquarz frei wählbar, da mit der Vor¬ programmierung des Zählers der entsprechende Frequenzversatz korrigiert werden kann. Bei der Auswahl der Frequenzen ist lediglich zu beachten, daß keine Oberwelle von den durch die Mischung auftretenden Frequenzen in einen verwendeten ZF-Bereich oder die Empfangsfrequenz fällt. Bild 9 Ansicht des kompletten Zählerbausteines nach Bild 4die Diodenmatrix ist noch unbestückt 117 \ Bild 8 zeigt eine an einem Handfunksprecher nach [4] erprobte Schal¬ tung. Der VFO-Baustein weist keine Besonderheiten auf, die Kapazitäts¬ diode ist über 3,3 pF lose an den Schwingkreis angekoppelt, so daß die Ei¬ genschaften des VFO nicht verschlechtert werden. Aus der Vervielfacher¬ stufe wird eine Spannung von etwa 100 mV für den Rückmischer ausgekoppelt. Für den Rückmischquarz setzt man einen 26,56-MHz-Quarz ein, wie er in Fernsteuerempfängern verwendet wird (Kanal 6 oder Kanal 7). Um eine große Frequenzstabilität zu erreichen, arbeitet dieser Quarzoszil¬ lator auf 26,56 MHz. Die nachfolgende Verfünffacherstufe liefert etwa 800 mV auf 132,8 MHz an den Emitter des Mischtransitors. Am Kollektor von VT3 liegt eine ZF-Spannung von etwa 200 mV an, die dem Zählerbau¬ stein zugeführt wird. Bei einer VFO-Frequenz von 133,3 bis 135,3 MHz er¬ gibt sich eine Rückmischfrequenz von 0,5 bis 2,5 MHz, die der Zählerbau¬ stein problemlos verarbeitet. Bei der in Bild 4 angegebenen Dimensionie¬ rung der Siebglieder und der gegebenen Torzeit von 20 ps für Tor 4 wurde mit der vorgestellten Schaltung eine Frequenzkonstanz des 133,... - MHz- VFO von ±25 Hz bei einem Meßtakt von 1 ms gemessen. Der Haltebereich der DAFC liegt bei etwa ±25 kHz. [1] A. Junghans, Eigenschaften, Aufbau und Einsatzmöglichkeiten des Zählerschalt¬ kreises U 125 D, 10. Halbleiterbauelemente-SYMPOSIUM 1983, Frankfurt (Oder), Referate-Band 1. [2] D. Lechner/P. Fink, Kurzwellensender, Berlin 1979. [3] S. Henschel, VHF-Zählerbaustein mit MOS-Hochvoltschaltkreisen, FUNKAMA¬ TEUR 1985, Heft 7, Seite 339. [4] S. Henschel, 144-MHz-FM-Handfunksprechgerät mit Piezofiltern, FUNKAMA¬ TEUR 1984, Heft 7, Seite 330. 118 Ing. Hans-Uwe Fortier, Y2300 Linearverstärker für 432 MHz Die beiden im folgenden beschriebenen 2stufigen Linearverstärker sind in der 70-cm-Anlage des Autors eingebaut und zeigten bei guten Ausbrei¬ tungsbedingungen ausgezeichnetes Betriebsverhalten. Der Verstärker mit 2 x KT 610 A erzeugt bei einer Steuerleistung von 100 mW etwa 1,2 W Aus¬ gangsleistung. Das ist keine überwältigende Leistungsverstärkung, hat aber den Vorteil geringer Intermodulationsverzerrungen. Der 2. Linearverstärker erhält etwa 1 W Steuerleistung und gibt als Ausgangsleistung etwa 8 W HF an 50 fl ab. Auch in diesem Fall sind die Intermodulationsverhältnisse sehr gut. Im C-Betrieb könnten ohne weiteres die 12 W Ausgangsleistung, die der Typ CI2-12 nach dem Datenblatt abgeben muß, erreicht werden. Da die beiden Verstärker aber in SSB- bzw. ATV-Betrieb arbeiten, wurde aus¬ schließlich auf A-Betrieb Wert gelegt. Schaltungsbeschreibung des 1-W-Verstärkers Auf der Suche nach einem geeigneten Kleinleistungs-UHF-Transistor fiel die Wahl auf den KT 610 A. Dieser Transistor hat eine Transitfrequenz von 1 GHz und ist damit gut für die lineare Verarbeitung von Frequenzen um 400 MHz geeignet. Es gibt aus der Produktion der UdSSR für diese Fre¬ quenz besser geeignete Transistoren, sie waren leider nicht greifbar und be¬ nötigen auch höhere Betriebsspannungen, so daß der KT 610 A eingebaut wurde. Die Schaltung (Bild 1) wurde in X/4-Stripline-Technik entworfen. Dazu wurde Ceuausü-Leiterplattenmaterial, beidseitig beschichtet, eingesetzt. Die X/4-Kreise wurden ausgeätzt, dadurch ergibt sich eine relativ kleine Leiter¬ platte. Die Leitungsführung ist in Bild 2 wiedergegeben. Das Eingangssi¬ gnal gelangt über ein Transformationsglied C1/C2 auf den kapazitiv ver¬ kürzten X/4-Kreis, der durch die Basis-Emitter-Eingangskapazität und durch C3 belastet ist. Die Basisvorspannung gelangt über eine X/4-Drossel (LDr 1), die auf einen 10-kfl-Widerstand von 2 W Verlustleistung gewickelt wurde, an die Basis von VT1. Zur Verhinderung von parasitären Schwin¬ gungen sind noch zusätzlich 2 Kondensatoren (C4 und C5) zur Betriebs¬ spannungssiebung eingebaut. C5 sollte ein Tan?a/-Elektrolytkondensator sein, da er auch für hohe Frequenzen relativ geringen Verlustfaktor aufweist. 119 + 721 / Die Betriebsspannung für VT1 gelangt ebenfalls über ein hocheffektives Siebglied an den Kollektor. Das Siebglied besteht aus C8, LDr.2, C6, C7 und LDr.3. Dieses Siebglied muß parasitäre Schwingungen, aber auch Schwingungen im Niederfrequenzgebiet, die durch die Drosselinduktivitä¬ ten und Abblockkondensatoren entstehen können, verhindern. So manch ein Funkamateur kann ein Lied davon singen, was es für Mühe bereitet, die Ursachen eines Lattenzauns, der 100 kHz oder mehr (plus, minus) um die Nutzfrequenz liegt, zu finden und dann zu eliminie¬ ren. Schuld daran sind in den meisten Fällen falsch bemessene Siebglieder, die zwar ein Abfließen der Betriebsfrequenz verhindern, aber alle anderen Möglichkeiten unberücksichtigt lassen. Aus diesem Grund wurden für die Induktivitäten sehr stark bedampfte Ferritdrosseln eingesetzt, die auf diese Weise außerordentlich breitbandig und bis ins «NF-Gebiet» wirksam sind. C6 muß auch in diesem Fall ein Tantal -Typ sein. Das verstärkte Signal nimmt man über einen Trimmer C9, der auch hier Transformationseigenschaften hat, ab. Zwischen C9 und L 2 ist noch ein Schutzkondensator C18 eingefügt. Er verhindert, wenn der Trimmer C9 einen Schluß hat, daß VT2 durch die dann an der Basis anliegende hohe Spannung zerstört wird. C18 ist ein Scheibenkondensator, der mit einem Belag direkt auf den Leitungskreis gelötet wird. Auf dem anderen Belag wurde der Anschluß von C9 befestigt. Bei Abgleicharbeiten hat sich C18 mehrfach bewährt. L2 ist auch ein Stripline-Kreis, auf den der Basisanschluß von VT2 auf- 120 \ 121 HF- E ingang Bild 3 Bestückungsplan der Leiterplatte für den 1 -W-Ver stärker. Die Leiterplatte wird von der Leiterseite bestückt Bild 4 Abmessungen der Induktivitäten für den I-W-Verstärker (L4) sowie für den 8-W- Verstärker gelötet ist. Auch bei dieser Stufe sind die Basisvorspannung und die Be¬ triebsspannung genauso zugeführt wie bei der Stufe mit VT1, so daß sich hierzu weitere Ausführungen erübrigen. Der Ausgangskreis für VT3 bereitete einige Mühe in seiner Konstruktion. In diesem Fall ist ein Stripline-Kreis Li mit einer konzentrischen Indukti¬ vität vereint. Durch diese Anordnung von L3/C15 und L4/C16 ist eine aus¬ gezeichnete Transformation des Kollektorausgangsleitwerts zur Antennen¬ impedanz von 50 fl oder zu einer nachfolgenden Verstärkerstufe gegeben. Es gelang mit diesem Hybridkreis eine sehr gute Auskopplung der Energie, so daß der Wirkungsgrad dieser Stufe über dem Durchschnitt liegt. Vorspannungserzeugung Einige Mühe verursachte die Basisvorspannungserzeugung. Die Methode mit der vielfach in der Literatur angeführten Stromstabilisierung durch eine Diode versagte in diesem Fall völlig ihren Dienst. Beim Abgleich und in der Erprobung des Linearverstärkers'«starben» aus unerklärlichen Gründen mehrere KT 610 A. Bei der Suche nach der Ursache stellte sich die ungenü¬ gende Basisvorspannungsstabilität, die nur begrenzt impulsfest und strom¬ ergiebig ist, heraus. Weiter wurden Probleme mit der thermischen Arbeits¬ punktstabilität festgestellt. Aus diesen Gründen wurde nach einer anderen Art der Basisvorspan¬ nungserzeugung gesucht und ein Ausflug in die Gittervorspannungserzeu¬ gung von Gitterbasisstufen unternommen. Dabei brachte eine abgewan¬ delte Schaltung eines Parallelreglers die gewünschten Erfolge. Dieser Regler ist mit dem BSY 44 aufgebaut, der mit 12 V Betriebsspannung betrieben wird. Die Basisspannung ist durch VD1 auf 5,6 V stabilisiert und wird dann weiter durch die Vorspannung der in Reihe geschalteten Dioden VD2 bis VD4 auf 2 V begrenzt. In dem Emitter von VT3 liegen 2 parallelgeschaltete Steller. Über diese Steller werden die beiden Basisvorspannungen für VT1 und VT2 abgegriffen. Fortan gab es keinen Ärger mit «sterbenden» Transistoren. Der Gleich¬ stromarbeitspunkt ließ sich einwandfrei von C- bis in den A-Betrieb einstel¬ len. Weiterhin konnte eine gute thermische Arbeitspunktstabilisierung rea¬ lisiert werden. Dazu sind die 3 Dioden VD2 bis VD4 in unmittelbaren Wärmekontakt mit dem Transistor VT2 gebracht worden, indem die Dio¬ den mit 2-Komponenten-Kleber auf dem Transistor festgeklebt wurden. 123 Abgleich Der Abgleich dieses Linearverstärkers ist relativ unproblematisch. Hat man die Betriebsspannung angeschlossen - dabei empfiehlt es sich, in die Zulei¬ tung von U B eine Glühlampe als Strombegrenzung einzuschleifen muß der Ruhestrom von VT1 und VT2 eingestellt werden. Den Kollektorstrom von VT1 regelt man mit RP1 auf etwa 60 mA ein. Danach stellt man für VT2 mit R P2 einen Strom von etwa 75 mA ein. Nun muß an den Ausgang ein Abschlußwiderstand angelötet werden. Ist diese Arbeit beendet, kann der Linearverstärker angesteuert werden. Den Abgleich beginnt man mit einer geringen Steuerleistung (10 mW sind ausreichend). Parallel zum Abschlußwiderstand muß nun die HF-Spannung mit einem Tastkopf gemessen werden. Nun beginnt man, vom Eingang angefangen, mit dem Abgleich der Trimmer, dabei sollte man mit einem Absorptionsfre¬ quenzmesser die Frequenz kontrollieren. Abgeglichen wird auf maximale Ausgangsspannung bei ständiger Überprüfung der Frequenz. Diesen Ab¬ gleich muß man 2- bis 3mal wiederholen. Nun kann man die Eingangslei¬ stung erhöhen und einen Feinabgleich vornehmen. Dabei ist die Stellung der Trimmer nur leicht zu verstellen. Bei gutem Abgleich steigt der Kollek¬ torstrom von VT2 durch Aussteuerung auf etwa 150 mA. Nach beendetem Abgleich kann auch die Glühlampe der Strombegrenzung abgebaut und die Spannungszuführung direkt angeschlossen werden. Aufbauhinweise Die Leiterplatte (Bild 2) besteht aus doppeltkaschiertem Halbzeug. Die Rückseite wirkt als Massefläche. Um einen Kurzschluß zu vermeiden, müs¬ sen die Löcher auf der Rückseite freigelegt werden. Die Erdung bzw. Durchkontaktierung hat nur an den Emitteranschlüssen der Transistoren zu geschehen. Dazu ist eine sehr dünne Folie zwischen jeden Emitteranschluß und der Leiterplatte zu legen und dann zu verlöten. Die Folie muß in der Bohrung der Leiterplatte für den Transistor überstehen und wird umgebo¬ gen und mit der Massefläche verlötet. Nur dadurch wird gewährleistet, daß die-HF-Erdung der Leiterplatte exakt ist und Schwingungserscheinungen ausgeschlossen sind. Die Leiterplatte baut man am besten in eine Kassette ein. Die HF-Zu- und -Abführung geschieht über BNC-Buchsen. Die Span¬ nung muß über 2 Durchführungskondensatoren zugeführt werden. Zur Kühlung der Transistoren ist ein Kühlkörper vorzusehen, der den unteren Abschluß der Kassette bildet. Ohne ausreichende Kühlung dürfen die Tran¬ sistoren nicht betrieben werden. P M ist sehr rasch erreicht und führt zum Wärmedurchbruch der Basis-Emitter-Strecke. 124 Schaltungsbeschreibung des 8-W-Verstärkers Als Transistoren setzt der Autor in seinem Gerät die Typen C3-12 und C12-12 von CTC ein. Als Austauschtypen können die Transistoren der Ty¬ penreihe KT925 in Betracht gezogen werden. Es sind 12-V-Transistoren mit einer Transitfrequenz von 500 MHz. Ihr Wirkungsgrad dürfte aber bei 430 MHz geringer sein als die der CTC-Typen. Von seiner Grundkonzeption her gleicht dieser Verstärker dem 1-W-Ver- stärker. In Bild 5 ist der Stromlaufplan wiedergegeben. Aus Platzgründen wurden die Induktivitäten in Hybridtechnik ausgeführt. Die kapazitiv ver¬ kürzten X/4-Leitungskreise bestehen aus Stripline-Kreisen und Drahtschlei¬ fen, wie das im Stromlaufplan schon angedeutet ist. Der Signalverlauf gleicht dem des 1-W-Verstärkers. Auch haben die Abstimmelemente die Aufgabe, die richtige Frequenz und Anpassung bzw. Transformation zu be¬ wirken. Eine Besonderheit liegt bei den Schwingkreisen des Endstufentran¬ sistors vor. In diesem Fall wirkt als Basiskreis für VT2 der Basisanschluß in Verbindung mit dem Trimmer C14. Weiterhin ist die Realisierung der Kol¬ lektordrossel LDr5 interessant. Diese Drossel ist als X/4-Sperrkreis ausge¬ legt und besteht nur aus einer Drahtbrücke, die 5 mm über dem Leiterplat¬ tenmaterial geführt wird. Das war die wirksamste Methode. 125 Vorspannungserzeugung Es wird auch für diesen Verstärker die Parallelregelung mit einem Transi¬ stor herangezogen. Auf der Leiterplatte ist dieser Schaltungsteil ebenfalls mit untergebracht. Der Regeltransistor VT3 muß, da er an der Grenze sei¬ ner Verlustleistung betrieben wird, mit einem Kühlstem versehen werden. Auch in diesem Fall müssen die Dioden VD2 bis VD4 im Wärmekontakt mit VT2 stehen. Dabei ist es egal, ob die Dioden direkt auf den Transistor geklebt werden oder mit dem Kühlkörper in festem Kontakt sind. Bei Er¬ wärmung verringern sich die Durchlaßspannungen der Dioden VD2 bis VD4 und über den Transistor VT3 auch die Basisspannungen der HF-Tran- sistoren. Auf diese Weise werden die Kollektorruheströme, die ohne Kom¬ pensationsmaßnahmen sehr stark mit der Temperatur ansteigen würden, annähernd konstant gehalten. Abgleich Als erstes werden die Steller RP1 und RP2 auf Masseanschlag eingestellt. Danach legt man die Betriebsspannung an. Auch bei diesem Verstärker sollte man nicht vergessen, eine Strombegrenzung einzubauen. Nun kann der Kollektorruhestrom von VT1 und VT2 eingeregelt werden. VT1 wird mit 100 mA und VT2 mit 120 mA betrieben. Bei Ruheströmen über 150 mA können Kippschwingungen auftreten, daher ist es nicht ratsam, mehr als 150 mA einzustellen. Nach HF-Abschluß des Verstärkers mit einem 50-Q-Widerstand kann man mit dem HF-Abgleich beginnen. Es muß eine Steuerleistung von etwa 50 mW am Eingangsnetzwerk liegen. Die Kollektorströme werden durch Meßinstrumente überwacht. Man kann auch gleichzeitig durch das Anstei¬ gen der Ströme feststellen, ob die Transistoren angesteuert werden und ob Schwingneigung vorliegt. Die Ströme müssen bei Rücknahme der An¬ steuerleistung zurückgehen. Am Abschlußwiderstand mißt man die HF- Spannung. Durch Abstimmen der Trimmer werden, vom Eingang ausge¬ hend, alle Kreise auf Resonanz gezogen. Dabei steigt gleichzeitig der Kollektorstrom von VT1 auf etwa 120 mA. Der Strom von VT2 erreicht etwa 300 mA. Es ist aber auch die Frequenz des Verstärkers mit einem Resonanzfre¬ quenzmesser zu kontrollieren. Es müssen die Frequenzen (432 MHz), der Kollektorstrom beider Stufen und die Ausgangsspannung am Abschlußwi¬ derstand ein Maximum zeigen. Nun kann die Ansteuerleistung auf 200 bis 300 mW erhöht werden. Dabei steigen die Kollektorströme beträchtlich an. Die Endstufe (VT2) zieht dann etwa einen Strom von 1,3 A. Ein Gesamt¬ strom von 2 A bei einer Steuerleistung von 300 mW ist durchaus möglich. Das geht aber nur, wenn als Strombegrenzungswiderstand eine entspre¬ chende niederohmige Glühlampe verwendet wird. Sind die Abgleicharbei¬ ten beendet und ist der Leistungsverstärker optimal abgeglichen, kann die Strombegrenzung beseitigt und die Betriebsspannung direkt angeschlossen 126 werden. Dabei muß sich ebenfalls ein stabiles Arbeiten des Verstärkers ein¬ stellen. Für den praktischen Betrieb muß die Auskopplung, wenn eine Antenne angeschlossen ist, nochmals nachgeglichen werden, ln diesem Fall verwen¬ det man einen Stehwellenmesser, der zwischen Verstärker und Antenne ge¬ schaltet ist. Am Meßwerk stellt man durch Nachgleichen von C23 und C24 maximale Vorwärtsspannung ein. Damit ist der Verstärker auf besten Ab¬ schluß mit der Antenne gebracht. Im Linearbetrieb können bis 8 W HF aus¬ gekoppelt werden. Aufbauhinweise Auch dieser Verstärker ist in eine Kassette eingebaut. Die Spannungen wer¬ den über Durchführungskondensatoren geführt. HF-Ein- und -Ausgang ge¬ hen über BNC-Buchsen. Man beachte, daß dieser Verstärker nur auf einseitig kaschiertem Leiter¬ plattenmaterial aufgebaut ist (Bild 6). Der Kühlkörper, der die Abmessun¬ gen der Leiterplatte hat, bildet auch in diesem Fall den Boden der Kassette. Die Schäfte der Transistoren wurden mit Silikonfett bestrichen, um einen hocheffektiven Wärmekontakt mit dem Kühlkörper herzustellen. Erfahrungen Beide Verstärker können durch ihre geringen Intermodulationsverzerrun¬ gen in der Sendeart ATV betrieben werden. Der Autor konnte 1985 bei gu¬ ten Tropo-Bedingungen mit den zur Verfügung stehenden 8 W HF mehrere G- und GW-Stationen arbeiten. Die Stabilität ist ausgezeichnet. Der 8-W- Verstärker reicht weiterhin aus, um eine Röhrenendstufe mit der 4CX250B oder mit 2 bzw. 4 Stück HT 323 anzusteuern, schließt also die Lücke zwi¬ schen Steuerstufe und Hochleistungsröhrenendstufe. Die beiden Verstärker sind zusammen mit dem 2-m-/70-cm-Umsetzer in einem Gehäuse untergebracht. Dabei wurde auf eine ausreichende Wär¬ meentkopplung zwischen den Verstärkern und dem Umsetzer geachtet. Im Dauerbetrieb entsteht beträchtliche Verlustleistung, die in Wärme umge¬ setzt wird und das exakte Arbeiten des Umsetzers beeinträchtigen kann. Spulendaten für den 1-W-Verstärker LDrl, 4 LDr2, 3, 5 LDr6 L4 17 Wdg., 0,3-mm-CuL, auf lOkQ, 2-W-Widerstand 6 Wdg., 0,3-mm-CuNY, auf den Innensteg eines großen Doppellochkerns gewickelt A/4-Luftdrossel, 17 cm Draht, 1-mm-CuL, auf 5-mm-Dorn gewickelt 1 Wdg., 2-mm-CuAg, mit 9 mm lichtem Durchmesser (s. Bild 4) 127 128 Bild 6 Leitungsführung der Leiterplatte für den 8-W-Verstärker Zi/1 I L1A 9 Schubert, Eljabu 87 129 Bild 7 Bestückungsplan der Leiterplatte für den 8 -W-Verstärker. Die Leiterplatte wird von der Leiterseite bestückt Spulendaten für den 8-W-Verstärker LI - 1 Wdg., 2-mm-CuAg, mit 9 mm lichtem Durchmesser L3 - 1/2 Wdg., 2-mm-CuAg, mit 9 mm lichtem Durchmesser (s. Bild 4) L4 - 1/2 Wdg., 2-mm-CuAg, mit 9 mm lichtem Durchmesser (s. Bild 4) LDrl, 6 - 2 Wdg., 0,25-mm-CuAg, durch eine Ferritperle gezogen LDr2 - X/4-Luftdrossel, 17 cm Draht, 1-mm-CuL, auf 5-mm-Dorn gewickelt LDr3, 4 - 6 Wdg., 0,3-mm-CuNY, auf dem Innensteg eines großen Doppellochkerns gewickelt LDr5 - Drahtbrücke von 20 mm Länge aus 2-mm-CuAg Literatur [1] Autorenkollektiv, Amateurfunk. Ein Handbuch für den Funkamateur, 5., völlig überarbeitete Auflage, Berlin 1978, Seite 364. [2] G. Sattler, Zweistufiger Linearverstärker für 435 MHz. UKW-Berichte 16 (1976), Heft 2, Seite 74. [3] K. Hupfer, Ein 18-W-Transistorsendeverstärker für 432 MHz in geätzter Streifen¬ leitungstechnik. UKW-Berichte 11 (1971), Heft 3, Seite 130. [4] G. Freytag, Linear-Verstärker für das 70-cm-Band mit Transistoren. UKW-Be¬ richte 13 (1973), Heft 3, Seite 156. [5] H.-J. Brandt, Erkennen und Beseitigen von Störschwingungen in Transistorsen¬ dern. UKW-Berichte 16 (1976) Heft 2, Seite 109. 130 Der Feldstärkemesser - ein vielseitig dt. Walter Rohiänder - Y 220 H verwendbares Meßgerät Eines der ältesten Meßgeräte der Funkamateure ist der Feldstärkemesser (FSM). Sehr zu Unrecht verstaubt er bei vielen OM. Dabei war er in den Anfängen des Amateurfunks, als es noch keinen Stehwellenindikator gab, nahezu unentbehrlich bei der richtigen Abstimmung einer Antenne bzw. einer Amateurfunksendestelle. Die Neonlampe war seinerzeit in der Hand des Sendeamateurs der einfachste FSM für die Abstimmung der PA-Stufe. Viele der älteren Amateure werden sich noch dieser Zeit erinnern, denn einfacher ging es nicht. Bild 1 zeigt die Schaltung eines allein mit aperiodi¬ schen und passiven Bauelementen bestückten HF-Detektors. Eingebaut als Abstimmindikator, war er in fast jeder Sendestelle zu finden. Es handelt sich um den praktischen und einfachen aperiodischen FSM. Schaut man sich heute unter den Amateurfunksendestellen in der Welt um, so möchte man häufig vom sogenannten Steckdosenamateur sprechen, vom Funkpionierauftrag des Funkamateurs ist wenig zu spüren. Der Trans¬ ceiver mit Digitalskale wird gekauft. Wenn es hoch kommt, steht noch ein Eigenbauantennenanpaßgerät an der Station, und das war es dann schon. Oder sollte sich der Verfasser in dieser Feststellung grundsätzlich irren? Der moderne FSM mit aktivem Breitbandverstärker, Frequenzselektion, umschaltbaren Dämpfungsgliedem und Meßsonden für elektrische und ma¬ gnetische Wechselfelder ist für den Funkamateur ein vielseitiges, zuverläs¬ siges Meßgerät. Seine erfolgreichen Einsatzmöglichkeiten, sicherlich un¬ vollständig, aber den Wert des FSM aufzeigend, sind: - Abstimmung der Amateurfunksendestelle; - Vermessung von Antennenrichtdiagrammen; - Optimierung des Vor-/Rückwärts-Verhältnisses einer Antenne; Bild 1 Einfacher, aperiodischer FSM; VD: SAY17, IN 914, KD 514 A, HP 2800 o. ä. 9* 131 - Vielfältiger Einsatz als HF-«SchnüfTler», z. B.: • Lecksuche an Gehäusen aktiver HF-Generatoren • Neutralisation von Sendestufen, • Suche nach Ober- und Nebenwellen, • Abstimmung HF-führender Kreise. Diese Aufstellung mag zunächst genügen. Sie umreißt ausreichend, wel¬ chen Wert ein guter FSM für jeden praktisch arbeitenden Funksendeama¬ teur haben kann. Vom einfachen zum komplexen Feldstärkemesser Der FSM nach Bild 1 gibt die einfachste Form zur Messung einer hochfre¬ quenten Spannung oder - mit einer einfachen Sonde (Kurzantenne) am Eingang - zur Messung der Feldstärke in einem hochfrequenten elektro¬ magnetischen Feld wieder. Ein stromempfmdliches Gleichstrommeßwerk von etwa 100 pA Endausschlag ist erforderlich. Dieser FSM ist aperiodisch, unterscheidet also nicht zwischen HF-Feldern unterschiedlicher Frequenz¬ lage. Die Anzeige wird zumeist nicht kalibriert, da man in vielen Einsatz¬ fällen nur eine relative Maximummessung benötigt. Empfindlicher, aber auch selektiv ist der FSM nach Bild 2. Der Eingang ist hochohmig, für eine kurze, elektrische Potentialsonde geeignet und durch abstimmbare Parallelresonanzkreise selektiv. Der Anzapfung des Eingangskreises wird niederohmig das HF-Signal entnommen, in einer Spannungsverdopplerschaltung gleichgerichtet und das geglättete Gleich¬ stromsignal angezeigt. Ein empfindliches Gleichstrominstrument könnte man bereits in Punkt A anschließen. Besitzt man ein solches nicht, so kann man, wie gezeigt, einen Gleichstromverstärker verwenden, und es reicht ein Meßwerk mit einem Endausschlag von 1 bis 2 mA. Dieser FSM ist 5- bis L2...L5 Bild 2 Einfacher, selektiver FSM (1,5 bis 30MHz) mit Spannungsverdopplungsgleichrich¬ tung und Gleichstromverstärker; 160 m: Ll = 80pH, 80m: L2=28ßH; 40m: L3=5JßH; 20m: L4 = 1,3pH; 15/10m: L5 = 0,6ßH (Anzapfung bei 10 bis 25 % der Gesamtwindungszahl). Frequenzen sollen überlappen, Spulen hoher Güte einsetzen, möglichst mit HF-Lilze wickeln, wenig aufeinander koppelnd. Sl: kerami¬ scher Drehschalter; VD1, VD2: SAY17 o. ä. (s. Bild 1); VT1: SC236 o. ä. 132 Bild 3 Eingang für FSM nach Bild 2 mit Link¬ kopplung f ür niederohmige Magnetfeld¬ sonde; LI bis L5 wie Bild 2, Linkwicklung LIA etwa 10 bis 25% der Windungszahl von LI, über deren kaltes Ende gewickelt hochohmig 20mal empfindlicher als der nach Bild 1 und auch nur für relative Messun¬ gen gedacht. Mit Schottky-Dioden bestückt ist die Empfindlichkeit am größten. An Bild 2 läßt sich ablesen, daß es sich bei dem FSM um einen einfa¬ chen Detektorempfänger mit Indikatorinstrument handelt. Mit einem Kopf¬ hörer an Stelle dieses Meßwerks und einer etwas längeren Sonde am Ein¬ gang ist auf Kurzwelle bereits ein Chaos von Signalen zu hören. Aber vergessen wir diesen Effekt. Der FSM wird zur Vermessung von HF-Signa- len aus dem Shack des Funkamateurs eingesetzt. Bild 3 zeigt eine modifizierte Form der Eingangsschaltung nach Bild 2. Auf LI ist eine Link-Kopplung LIA mit 10 bis 25 % der Windungszahl von LI über das kalte Ende aufgebracht. Das ermöglicht die Einkopplung nie¬ derohmiger Sonden, spezieller magnetischer HF-Feldsonden (z. B. Bild 4) zur quasipunktformigen Messung an Oszillatorspulen bis hin zu einer Lei¬ stungsendstufe, also ein typischer HF-«Schnüffler». Interessant ist die Zuschaltung eines ümschaltbaren Kettendämpfungs¬ glieds nach Bild 5 vor den niederohmigen Eingang in der Schaltung ent¬ sprechend Bild 3. Mit ihm können die Eingangssignale in Stufen von 0, 10, 20, 40 dB verringert werden. Ein- und Ausgang dieses Dämpfungsglieds sind für 50 fl ausgelegt. Es ermöglicht die Vermessung von Großsignalen sowie die gezielte Kalibrierung des FSM in dB bzw. pV (mV). 2 interessante Schaltungen für FSM fand der Verfasser in [1], Beim Ar¬ beiten im Anlauf strombereich der Gleichrichterdioden ist die Instrumen¬ tenkalibrierung stark nichtlinear. Die Linearisierung verlangt den Betrieb im Großsignalbereich. Das ermöglicht ein 1- bzw. 2stufiger Breitbandver¬ stärker für den KW-Bereich zwischen 1,8 und 30 MHz. Bild 6 zeigt die Variante einer Schaltung nach [1], Zwischen Selektion und Gleichrichtung befindet sich ein einfacher Breitbandverstärker. Es wird ein stromempfindliches Meßwerk eingesetzt. Die Zusatzverstärkung beträgt Bild 4 Niederohmige Magnetfeldsonde (HF-«Schnüffler») Koax ~ 50 cm L etwa 4 INdqn-, 0,6mmCuL, in Ölschlauch : etwa 25mmt für Ringwicklung 133 I Dämpfung (dB) Bild 5 Dämpfungskettenglied (0, -10, -20, -30, -40 dB Dämpfung) mit 50-ü-Ein- und Ausgang; Schichtwiderstände 1 W; Toleranz ± 1 %; S1A, S1B: keramischer Dreh¬ schalter mit 2 Ebenen, Leitungsführung so kurz wie möglich Bild 6 Selektiver FSM mit 1 stufigem Breitbandverstärker von etwa 10 dB für 1,8 bis 30 (...144)MHZ; BÜ: Breitbandübertrager, 2x10 Wdg., 0,4-mm-CuL, bifilar, ver¬ drillt, 3 Drehungen auf 1 cm, Wickelsinn beachten, auf Doppellochkern aus MJ'240; VD1, VD2: SAY17 o. ä. (s. Bild 1); VT1: 2 N 5170, SF137 o. ä. Bild 7 Hochwertiger, aperiodischer, empfindlicher FSM mit 2stufigem Breitbandverstärker (etwa 20dB) für 1,8 bis 30 (...144) MHz, kalibrierbar; LI: 15 Wdg., 0,4-mm-CuL, auf Doppellochkern aus Mf240; TI; wie BÜ in Bild 6; VD1, VD2: SAY 17 o. ä. (s. Bild 1); VT1: MPF102, KP 303 E o. ä.; VT2, VT3: 2 N 5179, SF 245 o. ä. 134 zwischen 1,8 und 30 MHz nahezu konstant etwa 10 dB. Den Transistor 2 N 5179 in der Originalschaltung kann man mit gutem Erfolg durch den SF137 ersetzen. Der Kollektorstrom soll mindestens 20 bis 25 mA betra¬ gen. Dieser FSM ist selektiv, die Dämpfungskette nach Bild 5 läßt sich un- geändert vorsetzen. Weitere Breitbandverstärker sind in [2] (Seite 203, Bild 5a und b) beschrieben und lassen sich einfach aufbauen. Die Ein- und Aus¬ gangskapazitäten sind lediglich auf 100 nF hochzusetzen. Stören speziell bei Antennenmessungen keine starken kommerziellen Si¬ gnale, so muß der FSM nicht unbedingt selektiv sein. Die Schaltung (Bild 7), gleichfalls nach [1], hat einen niederohmigen Eingang für die elek¬ trische bzw. magnetische Sonde. Sie ist geeignet für eine dB- bzw. pV-Kali- brierung und weist 2 Breitbandverstärker auf (etwa 20 dB ±1 dB, 1,8 bis 30 MHz). Der 2 N 5179 arbeitet bis 1000 MHz, so daß dieser FSM mit et¬ was verminderter Empfindlichkeit auch noch bei 144 MHz eingesetzt wer¬ den kann. Mit dem SF245 erhält man nahezu gleich gute Ergebnisse. Dem Eingang E2 kann die Dämpfungskette (Bild 5) vorgeschaltet werden. An der Trennstelle Tst läßt sich die in Bild 3 gezeigte Selektion direkt zuschalten. Der niederohmige Eingang muß jedoch an den Sourcepunkt von VT1 mit 100 nF angeschlossen werden. Ein externes Indikatorinstrument ist gele¬ gentlich von Vorteil. Der aufmerksame Leser wird erkannt haben, daß der Verfasser in der Wahl der Schaltungsbeispiele besonderen Wert darauf gelegt hat, daß ge¬ wisse Schaltungsdetails wie Dämpfungskette, Selektionskreise, Breitband¬ verstärker, Verdopplergleichrichtung immer wieder und unverändert ver¬ wendet werden. Der Leser soll dadurch in die Lage versetzt werden, eigene FSM-Varianten abzuleiten. Die Arbeit mit dem Feldstärkemesser Überall dort, wo stärkere HF-Felder und/oder Streufelder zwischen 1,8 und 30 MHz auftreten, kann man mit einem FSM arbeiten. Je nach Verwen¬ dung der elektrischen Sonde (Kurzantenne 30 bis 50 cm) oder der Magnet¬ feldsonde (Bild 4) wird in diesen Feldern der elektrische oder magnetische Vektor des Wechselfelds ausgewertet. An Hand einiger ausgewählter Bei¬ spiele sei auf Fälle des praktischen Einsatzes eingegangen. Abstimmung einer QRP-Station auf Kurzwelle In diesem Fall reicht bereits die einfache FSM-Variante nach Bild 1. Sie ist aperiodisch und muß nur auf ein Nutzsignal ansprechen. Der Sender gebe ein SSB-2-Ton- oder CW-Signal von 1 W an 50 G ab, sei ober- und neben- wellenfrei, gegen Fehlanpassung geschützt und im Ausgang gleichstromfrei. Es wird bei den Messungen Schritt für Schritt vorgegangen: - Senderausgang mit 50-G-Kunstantenne abschließen. - FSM-Erder kurz mit TX-Erder verbinden und den FSM-Sondeneingang über 1000 G direkt an den heißen Senderausgang anschließen. - TX auf FSM-Maximalausschlag abstimmen und diesen notieren. - Kunstantenne entfernen und Sender über Anpaßgerät mit Antenne ver¬ binden. - Nur (!) mit Anpaßgerät die Antenne abstimmen, bis das notierte Maxi¬ mum der FSM-Anzeige erneut oder genähert erreicht wird. Man könnte jetzt diese Abstimmung mit einem Stehwellenmesser kon¬ trollieren und würde nur feststellen, daß sie optimal durchgeführt wurde. Geht es noch einfacher? Dieser einfache FSM, in einen TX eingebaut, stellt eine gute Lösung dar. Der komplizierte und in der Anzeige oft falsch ver¬ standene Stehwellenmesser ist nur ein guter «Modeartikel». Achtung! Bei höheren Sendeleistungen ist in dieser einfachen Meßschal¬ tung bereits auf Berührungsschutz zu achten! Auf Oberwellen- und Nebenwellensuche mit dem Feldstärkemesser Mit jedem selektiven FSM, der mit eingeschaltetem Dämpfungsglied nach Bild 5 bei -40 dB Dämpfung noch für das Nutzsignal des Senders einen guten Indikatorausschlag aufweist, kann man auf Ober- und/oder Neben¬ wellensuche auf Kurzwelle gehen. Die Arbeitsweise verlaufe z. B. nach fol¬ gender Checkliste: - Sendernutzsignal und Antennensystem abstimmen. - FSM kurz mit Sendererder verbinden und Sondeneingang mit heißem TX-Ausgang über 2 nF (HF-spannungsfest) und 1 kG in Serie ankoppeln. - Dämpfung -40 dB einschalten, FSM auf Nutzsignal abstimmen und In¬ dikator auf Maximalausschlag einstellen (oder mögliches Maximum). - FSM-Frequenzabstimmung verdrehen, O-dB-Dämpfung einschalten. - FSM frequenzmäßig durchstimmen auf vermutete Ober- oder Neben¬ welle (Achtung in Nähe des Nutzsignals!). - Bis 30 MHz darf kein Indikatorausschlag mehr den Vollausschlag (oder vornotiertes Maximum bei Nutzsignal) erreichen. Diese Art vorzugehen, liefert nur einen genäherten Hinweis auf die Größe einer Neben- oder Oberwelle im Vergleich mit dem Nutzsignal. Bei gleichem Ausschlag (Nutzsignal bei -40 dB und Oberwelle bei OdB) be¬ trägt der Meßfehler maximal ±6 dB, die Oberwellendämpfung kann also zwischen -34 und -46 dB kleiner als das Nutzsignal sein. Man kann je- 136 doch sicher das Verhalten der Ober- und/oder Nebenwelle gegenüber jeder am TX vorgenommenen Änderung (Abstimmung, Schaltungsänderung usw.) verfolgen. Man ist also in der Lage, sich zumindest bis 30 MHz auf die Postüberprüfung vorzubereiten. Der FSM als HF-«Schnüffler» Äußerst vielseitig ist der FSM als HF-«SchnüfTler» einzusetzen. Ein emp¬ findliches Gerät mit Selektivität, Dämpfungsglied und niederohmiger Spu¬ lensonde erweist sich als sehr vorteilhaft. So ist es möglich, die Funksende¬ anlage auf der Grundwelle nach vagabundierender HF an der Netzleitung, der Tastleitung, dem Mikrofonkabel, an Öffnungen im Sendergehäuse wie Belüftungsschlitzen, Instrumentenöffnungen usw. abzusuchen. Weiterhin gestattet es, in offenen Oszillatorschaltungen (Sender, Empfänger) und den Folgestufen das Streufeld der Einzelkreise zur Vermessung des Grundwel¬ len- und Harmonischengehalts zu nutzen, um diese Kreise abzustimmen oder Maßnahmen gegen die Harmonischen zu ergreifen. Man kann sogar die Mantelwellen auf dem Koaxialsendekabel registrieren und den Erfolg von Gegenmaßnahmen verfolgen. Vermessung der horizontalen Charakteristik eines drehbaren Senderbeams mit dem FSM Bild 8 zeigt eine mögliche Meßanordnung [1], Es wurde ein FSM nach Bild 7 verwendet. Meßdipol (etwa 2 x 2 bis 5 m) und Kabelableitung zum FSM sollten nicht resonant sein. Der FSM ist zu kalibrieren (s. u.). Wird ein externes Indikatorinstrument eingesetzt, so muß seine Zuleitung zum FSM gegenüber diesem entkoppelt werden (mehrere Windungen auf geeig¬ netem Toroidkern aus Manifer oder Pulvereisen). Der FSM sollte einen ei¬ genen Erder haben. Gemessen wird das Vor-/Rückwärts-Verhältnis oder Vor-/Seitwärts-Verhältnis [in bezug auf Hauptstrahl- (Vorwärts-) Richtung]. Kalibrierung eines FSM in dB und/oder gV (mV) Jeder FSM mit aperiodischem Eingang und fixierbarer Einstellung des In¬ dikatorpotentiometers kann mit einem guten kommerziellen Signalgenera¬ tor in pV bzw. mV kalibriert werden. Die Spannungsverhältnisse sind dann leicht in dB für Leistungsverhältnisse umzurechnen. Sinnvoll erscheint diese Kalibrierung nur für hochwertige FSM, z. B. nach Bild 7. Output-kali- brierte Sender kann man in der Meßschaltung nach Bild 8 gleichfalls zur FSM-Kalibrierung einsetzen. Man verwendet starke Eingangssignale, um aus dem Bereich des unteren Knicks der Gleichrichterdioden herauszukom¬ men. Auf die Frequenzabstimmskale des FSM sind leicht die Frequenzen eines guten Meßsenders zu übertragen. 137 Testantenne Referenzdipol b) Bild 8 Anordnung zur Vermessung des horizontalen Antennenrichtdiagramms (A) und Ein¬ satz des externen Indikatormeßinstruments (B); LI ist unmittelbar am FSM-Ausgang zu installieren und hat 5 bis 10 Wdg. der Leitung auf geeignetem Ferritringkern, Lei¬ tungsführung am Boden. LI bewirkt die Entkopplung des FSM gegenüber Mantel- und/oder Gleichtaktwellen Abschließende Hinweise Für nur wenige Anwendungsfälle besteht die Notwendigkeit der FSM-Kali- brierung. Zumeist reichen Maximum- oder Minimummessungen aus. Die bewußte Beschränkung auf Kurzwellen-FSM wurde in Kauf genommen. Ty¬ pen bis zu einigen hundert Megahertz sind jedoch bekannt. Das Gerät wird stets in einem «wasserdichten» Metallgehäuse aufgebaut. Die interne Leitungsführung sei so kurz wie möglich (hochfrequenzmäßiger Aufbau). Eine massive Erdklemme am Gehäuse ist wichtig. Falls erforder¬ lich, sollte ein FSM mit Batterie betrieben werden. Im übrigen kann auch ein Amateurempfänger, dessen Regelspannung meßbar ist, als FSM einge¬ setzt werden. Andere Frequenzbereiche kann man mit Konverter einmi- schen. Es war das Anliegen des Verfassers, den Feldstärkemesser mit seiner ge¬ samten Einsatzbreite wenigstens teilweise aus der Vergessenheit herauszu¬ reißen. Wie heißt es doch zutreffend? Man muß nicht immer mit Kanonen nach Spatzen schießen! Literatur [1] D. DeMaw, W1FB, Learning to Use Field-Strength Meters, QST 69 (1985) Heft 3, Seite 26 bis 30. [2] W. Rohländer, Y220H, Universell verwendbarer Kurzwellenkonverter, Elektroni¬ sches Jahrbuch 1985, Seite 199 bis 208, Berlin 1984. 138 Digitales Ohmmeter mit automatischer Bereichswahl Ing. Frank Sichla - Y5IUO Das digital anzeigende Ohmmeter kann Widerstandswerte im Bereich von etwa 100 O bis 999 kG genau erfassen und wählt den günstigsten Anzeige¬ bereich selbst. Die Signalisierung des Bereichs geschieht durch Umschalten des Dezimalpunkts: 999 kO 99.9 kn 9.99 kn 0.999 kn Man kann daher bequem und eindeutig ablesen. Die digitale Anzeige und die automatische Bereichswahl sind Vorteile, die der Praktiker zu schätzen weiß. Denn ddn Farbkode für Widerstände hat man kaum sicher «im Kopf», und es dauert eine bestimmte Zeit, ehe man den Wert aus der Kode¬ tabelle rekonstruiert hat (besonders, wenn man diese erst suchen muß). Bei dem Gerät genügt es, den unbekannten Widerstand an die Eingangsklem¬ men zu halten, und schon kann der Wert, z. B. auf 1 %, genau abgelesen werden. 1 Konzeption Das Hauptaugenmerk bei der Schaltungsentwicklung gilt dem Analogteil, da dort hauptsächlich die Meßfehler entstehen. Mit Aufkommen der Opera¬ tionsverstärkertechnik ist zur linearen Messung von Widerständen das Prin¬ zip nach Bild 1 bekannt geworden. R x repräsentiert einen Gegenkopplungs¬ widerstand des invertierenden Verstärkers, für den bekanntlich gilt: Dieses Prinzip weist einige Vorzüge auf und hat sich daher in der Meßpra¬ xis durchgesetzt. Es bildet auch die Grundlage des zu beschreibenden Ohmmeters. Die Beziehung zwischen R x und C/ A wird durch die Offset des OPV ge¬ stört. Man unterscheidet zwischen Stromoffset und Spannungsoffset. Der OPV ist im Grund ein Spannungsverstärker. Der Ausgangsspannungsfehler 139 Bild 1 Grundprinzip der linearen Widerstandsmes¬ sung wird daher durch die Fehlspannungen, die sich infolge des Stromoffset an den Beschaltungswiderständen ergeben, und die Offsetspannung bestimmt. Der Fehler durch Stromoffset könnte weitgehend kompensiert werden, wenn in der Schaltung nach Bild 1 ein Widerstand der Größe R || R x vom Pluseingang gegen Masse geschaltet wäre. Wegen der Variabilität von R 5 ist das aber nicht möglich. Im geplanten Betriebsfall, bei dem in den niedrigen Meßbereichen sehr kleine Ausgangsspannungen auftreten, da R seinen Wert stets beibehält, wäre bei Verwendung von OPV mit bipolarer Ein¬ gangsstufe und entsprechend hohen Eingangsruheströmen der Fehler nicht mehr akzeptabel. Einen Ausweg bieten BIFET-OPV, bei denen der Stromoffset gänzlich vernachlässigt werden kann. Es bleibt daher nur die Störwirkung der Offset¬ spannung. In Bild 2 ist das Meßprinzip des Ohmmeters dargestellt, wobei die OPV als ideal anzusehen sind und die Offsetersatzspannungsquellen ex¬ tern eingezeichnet wurden. Al ist der Widerstandsspannungswandler. Die Ausgangsspannung U M wird von einer Komparatorkette ausgewertet, die den Meßbereich wählt. f/ A1 beträgt maximal /15 V/ (R t = 999 kC2). Für R % = 999 CI (Endwert im kleinsten Bereich) folgt: U Al = /15 mV/. Der Nachteil, den die einfache automatische Bereichsumschaltung mit sich bringt, wird somit sichtbar: Will man mit akzeptablem Fehler messen, muß die Anzahl der Meßdekaden eingeschränkt bleiben, da die technischen Be¬ dingungen entsprechend dem zu messenden Wert (nieder- oder hochoh¬ mig) nicht optimiert werden können. Eine für jeden Meßbereichsendwert gleiche Ausgangsspannung wird erst durch den Meßverstärker A2 be¬ reitgestellt, dessen Verstärkung die Komparatoranordnung programmiert. 140 Es gilt: Die Offsetspannungen U 0 1 und U 02 sind betragsmäßig zu sehen. Der Aus¬ druck in der eckigen Klammer ist - U M . U 0 1 und U 02 bilden zusammen mit den Ausdrücken in den runden Klammern Fehlerglieder. Der Zusammen¬ hang zwischen U/a und R x ist auch bei Vorhandensein dieser Fehlerglieder linear. Man kann deshalb an einem beliebigen Punkt in bekannter Weise für R x = 0 den Offsetabgleich durchfuhren, der zu U ^ = 0 führt. Danach kann der Endwertabgleich vorgenommen werden. Ändert man jedoch da¬ nach die Verstärkung bei A2, wird für R x = 0 dann =t= 0. Da im vorliegenden Fall R2 je nach Meßbereich umgeschaltet wird, würde in den höheren Bereichen ein Meßfehler entstehen. Um diesen zu vermeiden, müssen beide Fehlerglieder verschwinden. Es sind daher U 0 1 und U 02 zu 0 zu kompensieren, woraus für R x = 0 auch U Al = U A2 = 0 wird. Dieser Zustand bleibt auch bei Änderungen von R2 bzw. R 3 bestehen. Schaltung In Bild 3 ist die praktische Schaltung des Analogteils und der Komparator¬ anordnung dargestellt. Der Offsetabgleich wird mit R 10 für Al und mit Rll für A5 vorgenommen. Die Komparatoren reagieren auf Eingangsspan¬ nungen von -15 mV (A2), -150 mV (A3) bzw. -1,5V (A4). Beträgt die Spannung an den Pluseingängen 0 bis -15 mV (R x = 0 bis 999 0), sind die Komparatorausgänge positiv und Kl bis K3 stromdurchflossen. Die Verstär¬ kung von A5 beträgt dann etwa -67. Liegt die Spannung im Bereich -15 bis -150 mV (R x = 1 bis 9,99 kO), fällt Kl ab, und die Verstärkung bei A5 geht auf -6,7 zurück. Im nächsten Meßbereich fällt zusätzlich noch K2 ab. A5 dämpft dann mit V = -0,67. Im Bereich 100 bis 999 kQ entsprechend einer Eingangsspannung von -1,5 bis -15 V sind alle Relais abgefallen, und A5 arbeitet mit V = -0,067. Da Brummspannungen, die auf unterschiedlichen Wegen in die Schal¬ tung gelangen, zu einer unsteten Anzeige bzw. zu unsicherem Schalten an den Bereichsgrenzen führen können, sind in Form der Tiefpässe R X IC 1, R17/C2, R26/C7 sowie R27/C8 Unterdrückungsmaßnahmen vorgesehen. XB1 ist handempfindlich. Beim Messen den Widerstand daher nur an einem Anschluß anfassen (das auch, um den Einfluß des Hautwiderstands auszuschalten) und diesen an XB2 anschließen. XB1 und XB2 können auch (zusätzlich) als kleine Metallplatten ausgebildet werden, auf die man R x dann aufsetzt. Muß die Verbindung mit Meßkabeln hergestellt werden, soll¬ ten diese kurz sein. Die Leitung an XB1 eventuell abschirmen. 141 Bild 3 Schaltung des Analogteils einschließlich Komparatoranordnung zur Umschaltung der Meßbereiche Die Eingangsspannungen für die OPV müssen laut Herstellerforderung um 4 V unter der Betriebsspannung bleiben. Die Eingänge sind daher mit VD1/VD5/VD9 geschützt, VD2/VD3/VD4 sichern die B-E-Strecken der Transistoren vor zu hoher Sperrspannung. Auf einen Eingangsspannungs¬ schutz für den C520D kann man verzichten, da bei R *—►» die Eingangs¬ spannung kaum höher als 1 V wird. Die OPV sind vom Hersteller noch spezifiziert (z. B.: D, Dt, Dm). Bezüg¬ lich des Kriteriums in dieser Schaltung, des TK der Offsetspannung, sind alle Arten gleich (typisch 10 pV/K). Bei Einsatz des B 080 muß mit etwa 100 pF frequenzkompensiert werden. Die Offsetkompensation geschieht ex¬ tern, wodurch sich der TK nicht verschlechtert [1]. Wird ein 100-D-Wider- 142 stand gemessen, ergibt sich laut eingangs aufgestellter Gleichung ein Fehler von 1,3 %/K v.M. bei gleicher Richtung der Offsetspannungsdrift. Bei unter¬ schiedlicher Richtung tritt eine gute Kompensation ein. Eine diesbezügli¬ che Untersuchung des fertigen Geräts wird sich lohnen. Vergrößert man R x , nimmt der Fehler entsprechend -ab. Er wird in den höheren Bereichen durch die Toleranz des «Eich»-Widerstands bestimmt. Die Schaltung des A/D-Wandlers mit dem C520D wurde nicht darge¬ stellt. Sie ist schon vielfach veröffentlicht worden. Es sei deshalb nur auf [2] und [3] verwiesen. Für den vorliegenden Einsatzfall kann der Schichtdreh¬ regler für den Endwertabgleich entfallen (Ersatz durch Festwiderstände). Bild 4 zeigt die Beschaltung der 7-Segment-Anzeige sowie die Kontaktbele¬ gung der Relais. Somit ergeben sich die eingangs angeführten Zustände, die den Bereich eindeutig erkennen lassen. Stehen einzelne Anzeigen zur Ver¬ fügung, kommt man auch mit 3 Stück aus, da die Darstellung der 0 vor dem Komma im kleinsten Bereich nicht unbedingt erforderlich ist. Zur Stromversorgung der Schaltung werden 5 Spannungen benötigt: 1) ± 18 V, stabilisiert für die OPV; 2) = +24 V für die Relais; 3) +5 V, stabilisiert für C520D plus Dekoderschaltkreis; 4) = +12 V für die 7-Segment-Anzeigen. 1 — “° ^ L_ O— - 1 15 T T 1 —o 77 H-o 72 o— 5 1 (2,3 frei) 7 Bild 4 Verdrahtung der 7-Segment-Anzeigen und Kontaktbelegung der verwendeten Relais 143 Die Leistungsaufnahme der Schaltung ist überschlagsmäßig maximal 7 W. Bild 5 zeigt, wie die Spannungen bereitgestellt werden können. Es ist nur eine Sekundärwicklung ohne Anzapfung erforderlich. Zur Versorgung der Segmente wird die Rohspannung von = +12 V benutzt, die die Eingangs¬ spannung für die einfache 5-V-Stabilisierungsschaltung darstellt. Die =» +24V für die Relais entstehen ebenso wie die negative Rohspannung durch eine Fi7/ard-Schaltung (Spannungsverdopplung, d.h. U t = U e -2 J 2~). Im Hinblick auf die Stabilisierung der Spannungen ± 18 V hat man Alter¬ nativen. Welche Schaltung gewählt wird, richtet sich wohl letzten Endes nach den verfügbaren Bauelementen. Der MAA 723 [4] dürfte die kostspie¬ ligste Lösung sein. Die damit erreichbare Temperaturstabilität und Stabili¬ tät gegen Eingangsspannungsschwankungen ist nicht unbedingt erforder¬ lich. Eine relativ gute Stabilität erreicht man auch mit der Steuerung der bei¬ den B 761 D. Der TK der SZX21/6,2 beträgt nur -0,01 bis +0,06%/K [5], Der Vorwiderstand ist an die Ausgangsspannung angeschlossen, so daß Ein¬ gangsspannungsschwankungen ohne Einfluß auf den «Arbeitspunkt» der Z-Diode bleiben. Offsetdriften der OPV sind zu vernachlässigen. Am ein¬ fachsten geht es mit den neuen ßbeinigen Spannungsreglern B 3170/B 3370 des VEB Halbleiterwerk Frankfurt/Oder (NSW-Vergleichstypen: LM317, LM337). Der SF126 beim 5-V-Stabilisator ist mit einem Kühlstem zu versehen. Weitere Wärmeableitmaßnahmen sind nicht notwendig. Bei Einweggleich¬ richtung mit einem Stromflußwinkel (2 a) von 40 bis 50° beträgt der effek¬ tive Transformatorsekundärstrom ungefähr das 2,5fache des dem Gleich¬ richter entnommenen Gleichstrommittelwerts [6]. Das heißt im vorliegen¬ den Fall 1,5 bis 2A. Der Nenndurchmesser des Cu-Drahts der Sekundärwicklung sollte daher >0,95 mm sein. Beim Selbstwickeln maxi¬ malen Drahtdurchmesser, d. h. volle Auslastung des vorhandenen Wickel¬ raums, anstreben! Geeignetes Kernmaterial ist z. B. M55 oder EI54 bis EI66. Die +18 V sind Grenzwerte für die OPV-Betriebsspannungen. Sollte die Stabilisatorausgangsspannung höher liegen, muß man Wertänderungen an RI bis R4 vornehmen. Die positive Spannung ist weniger kritisch (z. B. auch +15 V bei Ä1 = 1MQ möglich). Die negative Spannung sollte -17,5 bis -18 V betragen, damit der Ausgangsspannungshub von -1-5 V von Al noch geschafft wird. Die genannten Operationsverstärker haben bei 1/ S =±15V einen entsprechenden Ausgangsspannungshub von typisch 25 V bzw. minimal 20 V. Abgleich Den Abgleich nimmt man nach 10 min Einlaufzeit vor. Bedingt durch die thermische Zeitkonstante dauert es eine bestimmte Zeit, bis die Offsetspan¬ nung ihren endgültigen Wert annimmt. Die Schleifer von RVRS/R9 befin- 10 Schubert, Eljabu 87 145 den sich am «heißen» Anschlag. Der Meßgeräteeingang ist kurzgeschlosen. Es sind folgende Abgleichschritte durchzuführen: 1) Kurzschluß des Ausgangs von A5 und Einstellen des Nullpunkts (An¬ zeige 0.000) mit dem Schichtdrehwiderstand am A/D-Wandler. 2) Aufheben des Kurzschlusses und Kurzschließen des Ausgangs von Al (bzw. XB2), danach erneutes Einstellen des Nullpunkts mit Rll (C/a2 = 0). 3) Aufheben des Kurzschlusses und nochmaliges Einstellen des Null¬ punkts mit RIO (l/ A1 = l/ A2 = 0). 4) Anschalten eines bekannten Widerstands von 68 bis 91 fl und «Endwert- abgleich» mit R22. 5) Anschluß eines Einstellreglers 220 fl und Einstellen auf 0.999 kfl. 6) Mit RI Umschalten auf höchsten Bereich bewirken. Kurzschluß heißt in diesem Fall Verbinden mit Masse. Den Abgleich der höheren Bereiche bzw. die Justage der Komparatorumschaltpunkte nimmt man analog zu Punkt 4/5/6 vor. Der Abgleich wird im 1-M A-Bereich ana¬ log zu Punkt 4 beendet. Widerstände >1 Mfl bewirken die Überlaufanzeige des C520D. Sollte diese nicht kommen, gerät Al zu früh in die Begren¬ zung, und RI muß dann etwas im Wert erhöht werden. Literatur * [1] G. Skribanowitz, Offsetkompensation des BIFET-Operationsverstärkers B 080, ra- dio-fernsehen-elektronik 31 (1982), Heft 7, Seite 432. [2] B. Kahl, A/D-Wandler C 520 D, radio-fernsehen-elektronik 31 (1982), Heft 6, Seite 377 ff. [3] K Schlenzig, Einsatzbeispiele für den C 520 D, Amateurreihe «electronica», Band 221, 1. Aufl., Berlin 1985. [4] H. Jungnickel, Anwendung integrierter Spannungsregler, radio-femsehen-elektro- nik 27 (1978), Heft 2, Seite 85 ff. [5] Halbleiter-Bauelemente 1981, Katalog RFT (Herausgeber HFO). [6] E. Balcke/H. Krause, Grundlagen der analogen Schaltungstechnik, l.Aufl., Ber¬ lin 1981. 146 Der Ideenspeicher im Amateurfunk Hilfsmittel für die Dr. Walter Rohländer - Y220H Amateurfunkpraxis Im Grundsatzdokument über den Amateurfunk in der Gesellschaft für Sport und Technik vom 4. 8. 1975 heißt es u. a. im Kapitel Grundsätze, Ziele und Aufgaben des Amateurfunks unter Punkt 1.1.4.: «... Der Amateurfunk ent¬ wickelt und fordert Interessen, Kenntnisse sowie Fertigkeiten und Fähigkei¬ ten, die für den modernen Produktionsprozeß nützlich sind. ... Er fordert die Erziehung und Bildung sozialistischer Persönlichkeiten sowie deren po¬ lytechnische Bildung ...» Diese beiden Sätze im Grundsatzdokument besa¬ gen nichts anderes, als daß der praktizierende Funkamateur in der Gesell¬ schaft für Sport und Technik auch verpflichtet ist, seine Kenntnisse, Fertigkeiten, Fähigkeiten allgemein im gesellschaftlichen Interesse weiter¬ zuentwickeln und zugängig zu machen. Das bedeutet aber auch für ihn, daß er z. B. den FUNKAMATEUR, das Elektronische Jahrbuch, die Ama¬ teurreihe electronica sowie weitere Publikationen, Amateurfunkfachtagun¬ gen und andere Möglichkeiten nutzt, sein Wissen sowie seine Erfahrungen weiterzureichen und allgemein zugänglich zu machen. Nicht zu Unrecht gilt auch heute noch die große Lebensweisheit: Wissen ist Macht. Was dieses für unsere sozialistische Gesellschaft bedeutet, braucht nicht erst auseinandergesetzt zu werden. Wissen muß aber auch je¬ derzeit verfügbar sein. Unser Alltag ist zu vielfältig, um das immer zu ge¬ währleisten. Vieles kann daher unter Umständen verlorengehen, dem aktu¬ ellen Gedächtnis entschwinden. Daher erscheint es nützlich, ein «papiernes Gedächtnis» als Hilfsmittel heranzuziehen, um viele, besonders einfache, nützliche Ideen systematisch zu speichern. Jeder Funkamateur hat seine Bastelkiste, nur wenige ihre «Ideenkiste», also einen Ideenspeicher, jeder¬ zeit griffbereit, aufbereitet und verfügbar. Der kleinste, einfache Ideenspeicher ist auf jeden Fall schon von mehr Nutzen als gar keiner. Dabei scheue der Leser nicht vor der Arbeit zurück, die möglicherweise ein solcher Wissensspeicher erfordert. Dem Verfasser reicht bereits die Zeit, in der eine Fachzeitschrift durchgearbeitet wird, um sich auf einer Karteikarte eine Idee, ein Schaltungsdetail zu skizzieren, mit oder ohne Quellenangabe. Aber doch stets so ausführlich, daß man bei Nut¬ zung des Speichers die Originalquelle nicht mehr zu Rate ziehen muß, eine der wichtigsten Voraussetzungen des Wissensspeichers. Diese Karteikarten werden unter nur wenigen Schlagworten abgestellt. Für die Grobregistrie¬ rung der übrigen Literatur reicht dann bereits das Inhaltsverzeichnis von 10 ' 147 Fachzeitschriften aus. Der Verfasser nutzt diese Art der Wissens- und Ideenspeicherung aus dem Bereich des Amateurfunks seit vielen Jahren für die Vorbereitung von Veröffentlichungen mit bestimmter Zielstellung, von Vorträgen für Amateurfunkfachtagungen, für die Ausbildung junger Kame¬ raden als Ausbilder Amateurfunk, bei der Entwicklung bestimmter Baupro¬ jekte usw. Man muß sich nicht immer gleich eine Kartei anlegen. Es genügt auch die Buchform mit Griffecken entsprechend der wenigen Schlagworte. Man kann den Speicher in Mußestunden durchblättem und wird stets aufs neue staunen, was bereits alles in Vergessenheit geraten ist, was man ganz aktuell wieder ausgraben kann, um es sofort zu nutzen, nicht nur im Amateurfunk, sondern z. B. auch für das QRL.' Dem Verfasser sind die folgenden 10 Schlagworte seit Jahren ausrei¬ chend: Empfangstechnik KW, Sendetechnik KW, Transceivertechnik, An¬ tennentechnik, Mobilfunk, VHF/UHF, Meßtechnik, BCI/TVI, Werkstatt- kniffe sowie Extras. Nachfolgend seien dem Leser einige mehr oder weniger bekannte Ideen und Schaltskizzen aus dem Ideenspeicher des Verfassers unterbreitet, jedoch in einer etwas ausführlicheren Darstellung als in den Aufzeichnungen vorhanden. Breitbandvorverstärker 10 bis 200 MHz (Empfangstechnik KW) Bild 1 enthält einen einfachen HF-Vorverstärker zur Empfindlichkeitsstei¬ gerung einfacher und älterer Funkempfangsgeräte für den Bereich 10 bis 200 MHz, je nach eingesetztem Transistor auch höher. Die untere Grenzfre- ~5m4 +3 V Bild 1 HF-Vorverstärker 10 bis 200 MHz; * be¬ zeichnet Widerstand zur Arbeitspunktein¬ stellung. VT1 - BFY90, SF 245 o. ä. 148 quenz kann herabgesetzt werden, wenn man alle 3 Kondensatoren gemein¬ sam vergrößert, z. B. auf 10 oder 100 nF. Auf Kurzwelle erreicht die Verstär¬ kung etwa 20 dB, bei 144 MHz noch etwa 15 dB. Achtung! Breitbandverstär¬ ker sind offen wie ein «Scheunentor». Deshalb kann unter Umständen die Vorschaltung von Selektionsgliedem erforderlich sein, z. B. ein Saugkreis für einen empfindlichen Störer. Konverter 10 kHz bis 200 MHz mit Grid- oder Transdipper als Oszillator (Empfangstechnik KW) Glücklich sollte sich der schätzen, der in seinem Shack noch einen voll funktionsfähigen Grid- oder Transdipper besitzt. Ist das Dippersignal stabil, brummfrei und leicht einstellbar, so läßt sich nach Bild 2 ein nützlicher, ex¬ trem einfacher Konverter aufbauen. Als Diode eignet sich gut die SAY17 oder besser die Schottky- Diode KD 514 A o. ä. Der Empfänger wird als ab¬ stimmbarer ZF-Kanal genutzt. Die Oszillatorfrequenz sollte stets oberhalb der Empfangsfrequenz liegen, da das Tr-Filter im Eingang ein Tiefpaß ist und das Oszillatorsignal nicht über die Antenne abgestrahlt werden darf. 1 bis 2 Koppelwindungen auf Hartpapierrohr mit geeignetem Innenmaß über die Dipperspule geschoben, sind zur Oszillatorankopplung bereits ausrei¬ chend. Achtung! 2-m-FM-Empfang mit Dipperfrequenz bei 50 MHz und FM-RX als Nachsetzer (UKW-Radio) nur mit Hochpaß (f e , über 100 MHz) betreiben, z. B. für die Relaisbeobachtung. Ant. (Ä Pi-Filter VD1 - K 3- -@RX 0 Dipperoszillatür f ff Bild 2 Einfacher Universalkonverter mit Grid-/Transdipper als Mischeroszillator (10 kHz bis 200MHz); VD1 - SAY 17, KD 515 A o. ä., R Kohleschichtpotentiometer, opti¬ miert Arbeitspunkt von VD1, n-Filter = Tiefpaß entsprechend Antennenerfordernis¬ sen ausgelegt, Jt-Filteraus gang etwa 100 CI. Ein ungewöhnlicher HF-Verstärker in C-Betrieb (Sendetechnik KW) Die Fehlabstimmung der Transistorendstufe einer QRP-Station kann leicht zur Zerstörung des oft teuren Transistors führen. Die Schaltung nach Bild 3 bietet einen gewissen Schutz dagegen. Solange auf der Nutzfrequenz der Saugkreis LI bis L3 + C nicht in Resonanz ist, reicht die Gegenkopplung 149 Bild 3 QRP-Senderendslufe in C-Betrieb 80 bis 10 m; bei Fehlabstimmung durch Gegen¬ kopplung geschützt. VT1 - 2 N 3053, KT 606 A o. ä„ L - Spulenkörper 8 mm Durchmesser (s. auch Text) aus, so daß nur ein minimaler Kollektorstrom fließt. L besteht aus 30 bis 40 Wdg., 1-mm-CuL, mit einer Anzahl Abgriffen. S1 und S2 sind kerami¬ sche Drehschalter. LI bis Li sollten nicht aufeinander koppeln. Die Aus¬ kopplung des Signals ist aperiodisch. Einer Transistorendstufe sollte immer eine gute Harmonischenunterdrückung folgen. 1-W-Transistorendstufe für 3 bis 30 MHz (Sendetechnik KW) Die in Bild 4 dargestellte Transistorkaskodeendstufe hat einen Output von 1 bis 1,5 W bei einer Eingangsleistung von nur 1 bis 2 mW. Die Wider¬ stände R2 und R3 dienen der Arbeitspunkteinstellung (A-Betrieb 80 bis 90 mA, AB-Betrieb 20 bis 30 mA). Der Eingangswiderstand liegt bei 75 CI. Es ist ein Vorteil dieser Schaltung, daß der Ausgangswiderstand einige hun¬ dert Ohm beträgt, sich also übliche Tr-Filter direkt nachschalten lassen. Die Kaskodeschaltung zweier Transistoren ermöglicht eine höhere Versorgungs¬ spannung und vermindert damit den notwendigen Siebaufwand in der Stromversorgung. Die Stufen Verstärkung beträgt etwa 32 dB, selbst bei 250 MHz noch 20 dB. Eine Röhrenendstufe, z.B. mit der GU 70 B , kann di¬ rekt angesteuert und auch fast voll ausgesteuert werden. Drahtantennen müssen nicht ausgemessen werden (Antennentechnik) Für den Funkamateur ist nach wie vor der einfache symmetrische Dipol, ge¬ rade oder im Winkel verspannt, die beste Antenne. Dabei gilt als 1. Regel: so hoch wie möglich, auf jeden Fall höher als X/4 über Normalgrund (virtu¬ elle Schicht hoher Grundleitfähigkeit), um aus dem Bereich der Steilstrah¬ lung in die Flachstrahlung zu gelangen. Darüber ist genügend in Antennen¬ handbüchern nachzulesen. Die 2. Faustregel besagt: eine symmetrische, luftisolierte «Hühnerleiter», soweit wie möglich senkrecht vom Dipol weg- 150 +50V Bild 4 1-W-Transistorkaskode-Endstufe 80 bis 10m; VT1, VT2 - KT606A o. ä. geführt, ist die beste Speiseleitung, nahezu ohne Verluste auch bei hohem Stehwellenverhältnis auf der Leitung. Unter gewissen Voraussetzungen sollte man von der Verwendung diskre¬ ter Dipollängen abweichen und als 3. Faustregel formulieren: Man mache den symmetrischen Dipol so lang wie möglich und hänge ihn so kurz wie möglich abgespannt an seinen Aufhängepunkten auf. Das heißt, die mecha¬ nische Länge des symmetrischen Dipols spielt keine Rolle, sie sollte nur so lang wie möglich, aber stets größer als X/4 der Betriebswellenlänge sein. Zusammengefaßt: Dipol so hoch wie möglich und so lang wie möglich (>A/4), luftisolierte Hühnerleiter senkrecht zum Dipol bis zum Anpaßgerät mit symmetrischem Eingang, kapazitätsarme Zink-Kopplung und kurze Koaxialleitung zum TX oder TRCVR. Vorteile - Vergrößerung der geometrischen Abmessungen des Strahlungsfelds; - Verbesserung der Rundstrahlcharakteristik (meist wird nur ein Dipol auf¬ gehängt). Nachteil - Antennenanpaßgerät, kapazitätsarm, symmetrisch-unsymmetrisch, ist Bedingung. Letzteres ist eine einmalige Investition und bei Multibandbetrieb einer Antenne sowieso erforderlich. Selbst unsymmetrische Drahtantennen sollte man so lang wie möglich zuschneiden, den Rest erledigt das Anpaßgerät. Einen Schönheitsfehler behalten jedoch alle Dipole, ob mit diskreten oder beliebigen Abmessungen. Mechanische Drahtlängen, gemessen als Länge eines Antennenschenkels plus Speiseleitungslänge, von X/2-und X- Vielfache sind nach wie vor zu meiden. Sie führen zur Spannungskopplung am Anpaßgerät, und es können sich gefahrvolle Gleichtaktwellen aufschau¬ keln. 151 BC- BC- RX Ant. 2 m TRCVR Bild 5 Diplexer für BC-RX und 2-m-Sende/Emp- fangsbetrieb an der gleichen Autoantenne BC-Empfang und 2-m-Mobilfunk über Diplexer (Mobilfunk) Wer nicht unnötig Löcher in sein Auto bohren will, aber schon eine Auto¬ antenne besitzt (meist 1 cm lang), kann mit einer einfachen Weiche (Diple¬ xer) nach Bild 5 diese Antenne für den Rundfunkempfang und den 2-m-Be- trieb verwenden. Der gesamte Diplexer paßt in eine Metallbox 60 mm x 60 mm x 60 mm, muß also vollständig hochfrequenzdicht sein. Der Sperrkreis wird vor dem Einbau in die Abschirmbox mit einem Dipme¬ ter auf 145 MHz abgeglichen. C2 sollte vor Schließen der Box mit ange¬ schlossener 2-m-Station und Antenne auf maximale Empfangsempfindlich¬ keit abgeglichen werden. Antennen dieser Länge weisen eine induktive Reaktanz auf, die mit C2 weggestimmt wird. i—yy-yy-yy—i H CI 1/iop cz 5/25p Aktive und passive Frequenzvervielfachung (VHF/ UHF) Bild 6 zeigt einen einfachen aktiven Verdreifacher vom Prinzip her. Gegen¬ über der herkömmlichen Schaltung mit Emittereingangswiderstand gegen Masse und Anschluß des Transistors am heißen Ende des 3/-Schwingkrei- ses, ist in diesem Fall das 3/-Ausgangssignal gegenüber dem /-Eingangssi¬ gnal in der Leistung stets größer. Bei festem Eingangssignal ist das Aus¬ gangssignal durch Veränderung der Anzapfung am 3/-Kreis zu optimieren. Der Diodenvervielfacher nach Bild 7 weist im Ausgang einen höheren Harmonischengehalt auf als ein solcher ohne die RC-Kombination. C muß induktionsarme Verbindung zur Masse haben (Klebekondensator oder Bild 6 Aktiver Frequenzverdreifacher 152 Bild 7 Passiver Diodenvervielfacher mit Arbeits- ' punkteinslellwiderstand n-f Durchführungs-C). Bei konstanter Eingangsleistung muß R für die ge¬ wünschte Harmonische optimiert werden. Dieser Widerstand bestimmt den Arbeitspunkt der Diode bei Ansteuerung. 50-Hz-Rauschquelle (Meßtechnik) Für viele Empfindlichkeitsabgleicharbeiten erscheint ein Rauschgenerator äußerst nützlich. Ist das Rauschen moduliert, so erleichtert sich seine ge¬ hörmäßige Identifizierung. Bild 8 bietet eine einfache Schaltung. Mit der verwendeten Dezimeterdiode IN23c beträgt die Rauschleistung bis 300 MHz etwa 18 dB. Wird die Emitter-Basis-Diode eines UHF-npn-Si- Transistors, z.B. 2 N 918, SF245 u.a. eingesetzt, so ist ein starkes Rauschen noch bis 1 GHz zu hören. + 721 / Kurvenschreiber für Halbleiter (Meßtechnik) Mit einem NF-Oszillografen und der in Bild 9 gezeigten Schaltung ist die Überprüfung von Einzelhalbleitern und diskreten Halbleiterbauelementen in einer Schaltung möglich. Erfahrungswerte für die Diagnose muß sich der Anwender selbst schaffen. Sicher festzustellen sind u. a. Sperrschichtfehler (Kurzschluß oder offen) sowie die unterschiedlichsten Diodenkennlinien mit und ohne ohmsche Belastung. Das einfache Gerät ist gut für Ausbil¬ dungszwecke in Arbeitsgemeinschaften und an Schulen geeignet (Demon¬ stration). 153 Bild 9 Halbleiterkurvenschreiber Einfache Messung der VFO-Stabilität (Sendetechnik KW Meßtechnik) Das NF-Mischprodukt eines quarzstabilen Signals (Eichpunktgeber) mit der VFO-Frequenz in einem Amateurempfänger wird oszillografisch mit der 50-Hz-Netzfrequenz verglichen (Bild 10). Auszuwerten sind die Lissa- jous- Figuren. Beim 50-Hz-Vergleich sollte man mit dem Y-Verstärker einen Kreis einstellen. Bis 750 Hz, der 14. Harmonischen von 50 Hz, ist eine gute Auswertung möglich. Voraussetzung zur Anwendung dieser Technik ist eine gewisse Langzeitstabilität der Netzfrequenz. Ohne Digitalzähler be¬ sitzt man in diesem Verfahren eine alternative Möglichkeit zur Einschät¬ zung der VFO-Stabilität. Achtung! Berührungsschutzmaßnahmen beachten! Oszillograph Bild 10 Meßanordnung zur Bestimmung der VFO-Stabilität in Auswertung der Lis- sajous-Figuren auf einem Oszillogra¬ fenschirm Instrument mit unterdrücktem Nullpunkt (Meßtechnik) Lade- und Entladespannungen von Sekundärbatterien zeigen im allgemei¬ nen einen nur flachen, zeitlichen Spannungsverlauf, den man mathema¬ tisch wie folgt darstellen kann: t/ Bal = U 0 + SU, in V. Dabei umfaßt SU den Spannungsbereich zwischen geladenem und fast entladenem Zustand, eigentlich genauer den Sicherheitsspannungsbereich, in dem die Batterie ohne Schaden zu nehmen betrieben werden kann. Für eine Autobatterie von 12 V liegt dieser Bereich grob genähert zwischen 10 und 15 V. Sinnvoll zur Überwachung wäre nun ein Spannungsmesser für den gespreizten Be- 154 Bild 11 Spannungsmessung mit un¬ terdrücktem Nullpunkt Batterie 12 V (T5,5...10,5V) Rp - 1,25 kS, R s + R; = 250kS s Vielfachmesser 2,üV-IOOkS/V reich 10 bis 15 V. Mit einer Schaltung nach Bild 11 läßt sich diese Aufgabe einfach lösen. In erster Näherung bleibt der Spannungsabfall der Serien¬ schaltung von Z-Diode und 3mal SAY17 (8,4 V + 3mal 0,7 V = 10,5 V) zwi¬ schen 0 und 2 mA konstant gleich 10,5 V. Im Meßbereich 2,5 V eines Viel¬ fachmessers mit 100 kfl/V wird bei einem R ? von 1,25 kO die Eingangsspannung von 10,5 bis 15,5 V angezeigt. Es ist jedoch empfehlens¬ wert, die Instrumentenskale einmalig zu Anfang mit einer bekannten, ver¬ änderlichem Eingangsspannung zu kalibrieren. Strommessung in Batteriestromkreisen (Meßtechnik) Wird die Stromversorgung von Transistorgeräten der Sende- und/oder Emp¬ fangstechnik durch einen Stapel (Serienschaltung) von Rundbatterien reali¬ siert, so ist die Stromentnahme und ihre Veränderung während der Einstell¬ arbeiten in einer Anordnung gemäß Bild 12 meßbar. Ein Streifen 2seitig kaschiertes Leiterplattenmaterial mit angelöteter Stromableitung zu einem Vielfachmesser, zwischen 2 Batterien geschoben, ist dafür gut geeignet. Bild 12 Strommessung in Batteriestrom¬ kreisen A - mA-Messer • 4m. Sonde aus 2-seitig kaschiertem Leiterptottenmatenat Herstellung einer Anzapfung an kleinen Spulen (Werkstattkniffe) Das Anbringen von Anzapfungen an mit dünnen Drähten (CuL) bewickel¬ ten Spuleninduktivitäten ist nicht sehr einfach. Grill- oder Verpackungsalu¬ miniumfolie leistet gute Dienste. Ein unter die betreffende Drahtwindung geschobenes Folienstück erleichtert die Lötarbeiten. Die Folienfahnen lei¬ ten die Wärme gut ab, so daß Nachbarwindungen nicht beschädigt wer¬ den. 155 Bohren und Fräsen an Leiterplattenmaterial (Werkstattkniffe) Abgebrochene Nähnadeln eignen sich nach einseitigem Schrägschliff auf einem Ölstein sehr gut für Bohrarbeiten an kaschiertem Leiterplattenmate¬ rial. Leicht stumpfe Zahnbohrer sind gut für Fräsarbeiten an Leiterplattenma¬ terial geeignet. Dazu ist selbstverständlich eine Bohrmaschine mit feststell¬ barem Bohrständer erforderlich. Bohrer und plangeschliffener Bohrtisch werden in einen Abstand gebracht, so daß der Zahnbohrer gerade die Kup¬ ferschicht vom Leiterplattenmaterial abträgt. Die zu fräsenden Isolierbah¬ nen sind zuvor mit Bleistift auf der Kupferseite vorzuzeichnen. Unikate von Leiterplatten für einfache Schaltungen lassen sich auf diese Weise ohne Ätzarbeiten herstellen. Wegwerffarbbehälter (Werkstattkniffe) Kleinere Anstricharbeiten sind in jedem Amateurshack wiederholt notwen¬ dig. Einen Wegwerffarbtopf fertigt man sich wie folgt: Man drücke in eine Tasse Aluminiumhaushaltfolie, gieße die Farbe ein, führe die Arbeit durch, gieße die Farbe aus der Folie wieder zurück und werfe die verschmutzte Fo¬ lie weg. Einen ähnlichen Behälter für Gipsarbeiten stellt man sich aus Plastfolie, z. B. Haushalthaftfolie her. Quelle für Abstandsringe (Werkstattkniffe) Defekte oder abgebrochene Teleskopantennen vom Auto- oder Kofferradio werfe man nicht weg. Zersägt auf erforderliche Länge, plangeschliffen und entgratet, besitzt man einen guten Vorrat an Abstandshülsen oder -ringen, die dazu noch verchromt sind. Spiegelfrequenzdipper (KW-Empfangstechnik) Nicht jedes NF-Signal aus dem Lautsprecher oder Kopfhörer des Amateur¬ empfängers ist ein Signal, das aus der Nutzfrequenz gebildet wurde. Beson¬ ders bei Empfängern mit niedriger 1. ZF und ohne einen guten Preselektor können starke Signale auf der Spiegelfrequenz stören, oder die ZF schlägt durch. Ein guter, abstimmbarer Saugkreis (Bild 13) in der Antennenzulei¬ tung zum RX leistet in diesem Fall gute Dienste. Ausgediente Oktalröhren¬ sockel liefern die Spulenkörper für die benötigten Steckspulen. Mit einem Allwellenempfänger ist der Spiegelfrequenzdipper leicht zu kalibrieren. Die Verwendung dieses Dippers ergibt folgende Vorteile: - Verbesserung der ZF-Festigkeit durch Abstimmung auf die ZF; 156 Bild 13 Spiegelfrequenzdipper zur Feststellung ein¬ deutiger Verhältnisse auf dem Amateur¬ band - Erhöhung der Spiegelfrequenzfestigkeit durch Abstimmung auf die Spie¬ gelfrequenz; - Eingangssignalabschwächung durch Abstimmung auf Nutzsignalfre¬ quenz. Pfeifstellen aus der Eigenproduktion des Empfängers bleiben bei Durch¬ stimmung des Dippers unverändert in ihrer Signalstärke. Literatur Für den Ideenspeicher wurden vom Verfasser folgende Zeitschriften ausgewertet: FUNKAMATEUR (DDR), RADIO (UdSSR), Radiotechnika (VRU), Amaterske Ra¬ dio (CSSR), QST (USA), Old Man (Schweiz). 157 Internationale Schaltungsrevue Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE «Amateurfunk» Mischstufe für Direktmischempfänger Der Direktmischempfänger erfreut sich vor allem bei jungen Funkamateu¬ ren großer Beliebtheit, da er unkompliziert in der Schaltung und damit im Aufbau ist. Für die Mischstufe eignen sich passive und aktive Mischer¬ schaltungen. Dabei ist auf eine ausreichende AM-Unterdrückung zu ach¬ ten-, so daß Balancemischerschaltungen bevorzugt angewendet werden. Ak¬ tive Schaltungen können mit Bipolartransistoren oder FET aufgebaut werden, geeignet sind auch die Mischstufen von Empfängerschaltkreisen (A 244 D, A 283 D). Passive Mischschaltungen können mit 2 Dioden in Bal¬ anceschaltung arbeiten, oder man wendet das Mischprinzip nach Poljakow an, bei dem die beiden Dioden antiparallel zusammengeschaltet sind. Bei letzterer Schaltung besteht der Vorteil, daß die Oszillatorfrequenz nur halb so groß ist wie die Empfangseingangsfrequenz, was der Oszillatorstabilität entgegenkommt. Meist wird als Mischstufe der Balanceringmodulator mit 4 Dioden beim Direktmischempfänger eingesetzt, wie er aus der SSB-Technik bekannt ist. Bild 1 zeigt ein Beispiel. Erforderlich sind 2 HF-Übertrager T1/T2 und 4 Dioden mit etwa gleicher Kennlinie. Es eignen sich schnelle Schaltdioden (GAZ- bzw. SAF-Typen, z.B. GAZ 16/SAY17), beste Ergebnisse werden mit sogenannten «Hot-Carrier-Dioden» erreicht. Auf Grund der geringeren Schwellspannung erfordern Germaniumdioden eine kleinere Oszillatoram¬ plitude. Die HF-Übertrager haben ein Übersetzungsverhältnis von 1:2. Da¬ her können die Wicklungen n \ bis n 3 zur Erreichung einer guten Symme¬ trie aus 3 verdrillten Drähten trifilar gewickelt werden. Die Wicklungen n2/ni sind dann miteinander zu verbinden, in Bild 1 geben die Punkte den Wicklungsanfang an. 158 Bild 1 Schaltung eines Ringmo¬ dulators, der sich als Ba¬ lancemischstufe auch für Direktmischempfänger eignet In den zahlreichen Veröffentlichungen werden zu den Windungszahlen unterschiedliche Angaben gemacht. So liegen die Windungszahlen im Be¬ reich von 6 bis 20Wdg., wobei nl = n2 = n3 = 15 Wdg., 0,2 bis 0,3-mm- CuL, ein guter Kompromiß sind. Abhängig sind für eine Schaltungsopti¬ mierung die Windungszahlen vom Frequenzbereich und vom /t L -Wert des HF-Übertragerkerns. Bei höherem /t L -Wert und bei höherer Frequenz kann die Windungszahl geringer sein. Als HF-Übertragerkern eignen sich gut die UKW-Doppelloch-Ferritkerne, wobei die Windungen auf den inneren Steg gewickelt werden. Alle Bauelemente kann man auf einer kleinen Leiterplatte anordnen, so daß der Ringmodulator eine kompakte Baugruppe bildet. Es empfiehlt sich, die Wicklungen durch Lack festzulegen. Übrigens gibt es im Ausland sol¬ che Ringmodulatoren als kompakte, abgeschirmte Baugruppe. HF-Schaltung für Direktmischempfänger Für 5 Kurzwellenamateurfunkbänder ausgelegt ist die in Bild 2 gezeigte Schaltung des Eingangsteils eines Direktmischempfängers, die aus der HF- Eingangsstufe (VT1) und der Oszillatorstufe (VT2) besteht. Als Mischstufe arbeitet die 2-Dioden-Schaltung nach Poljakow, an die die HF-Vorstufe über einen HF-Übertrager TI angekoppelt ist. Für TI wird ein UKW-Dop- pellochkern verwendet, auf den 3x7 Wdg., 0,3-mm-CuL, trifilar aufgewik- kelt werden. Die Oszillatorstufe VT2 wird kapazitiv angekoppelt. Wichtig ist dazu die Sperrwirkung der Drosselspule L4, für die man einen Schalen¬ kern mit hohem zt L -Wert (also ohne Luftspalt) verwenden muß (160 bis 200 Wdg., 0,15-mm-CuL, zl L -Wert etwa 3 900 nH/w 2 ). Die HF-Eingangskreise L1/L2 sind als festabgestimmtes Bandfilter auf¬ gebaut. Die Oszillatorstufe ist eine SeiVer-Schaltung mit kapazitiver Rück¬ kopplung, die Kollektorspannung wird mit der Z-Diode VD3 stabilisiert. Für den Nachbau eignen sich als Transistoren VT1/VT2 - SF-Typen, für VD1/VD2 - GAZ16, SAY17 o. ä, VD3 - SZX 19/7,5 o. ä. In der Tabelle sind die Spulen- und Kondensatorenangaben für die 5 KW-Bänder (80/40/20/15/10 m) zusammengefaßt. Man beachte, daß die Oszillatorfre¬ quenz nur halb so groß ist wie die HF-Eingangsfrequenz. Am Lautstärke¬ regler R wird ein rauscharmer NF-Kopfhörerverstärker angeschlossen, der eine hohe NF-Spannungsverstärkung hat. Eine hohe Verstärkung ist erfor- 159 Tabelle Spulendaten für den Direktmischempfanger in Bild 2 o o o o o oo m oo */-> © so m —< —< —« rsi G rH (N VO «/l V© «/■> I O G G O O O O OO ^ (N M O 'ö CO cs •—I *—I I Tf C>l CvJ t'' vo n H in Tf Tt ri *-T o ö" «/-> m rs IT) Os «/■> •—I r~- oo P" i/-> o «/■> o i »-T cn p«T ©" N '— 1 o G G G G G 160 derlich, damit eine ausreichende HF-Eingangsempfindlichkeit der Empfän¬ gerschaltung erreicht wird. Die Empfangseigenschaften des Direktmisch¬ empfängers werden verbessert, wenn man die NF-Bandbreite durch passive oder aktive Filterschaltungen für den CW- bzw. SSB-Empfang begrenzt. Direktmischempfänger mit Empfänger-IS r Für den Empfang im 20-m-Band ausgelegt ist der in Bild 3 gezeigte Direkt¬ mischempfänger, bei dem als aktives Bauelement in der HF-Eingangsschal- 11 Schubert, Eljabu 87 161 +5... 15 V Bild 3 Direktmischempfänger mit dem Empfängerschaltkreis A 244 D [2] tung der Empfängerschaltkreis A 244 D eingesetzt wird. Geht man von der Innenschaltung des A 244 D aus, so werden die HF-Verstärkerstufe, die Misch- und die Oszillatorstufe normal verwendet. Der ZF-Verstärker arbei¬ tet als hochverstärkender NF-Verstärker, der von Hand über pin 9 geregelt werden kann. Gleichzeitig wird die HF-Vorstufe über pin 3/pin 10 geregelt. Die hohe NF-Verstärkung erlaubt es, den nachfolgenden NF-Verstärker mit einem Schaltkreis (z.B. A 211 D) aufzubauen. Eingeengt wird die NF-Band- breite durch TtC-Tiefpässe (CI = 47 nF und C2 = 0,1 pF). Der HF-Eingangskreis mit LI ist fest abgestimmt, eine bessere Selektivi¬ tät bringt der Einsatz einer HF-Bandfilterschaltung (s. Bild 2). Der Oszilla¬ torkreis mit L2 wird elektronisch durch eine Kapazitätsdiode VD1 (BB105 B o. ä.) abgestimmt, die Abstimmspannung gewinnt man aus der mit VD2 (SZX 19/5,6) stabilisierten Spannung. FürLl/L2 werden Schalen¬ kerne 14 mm x 8 mm aus Manifer 343 verwendet, der ,4 L -Wert soll 40 nH/w 2 sein. Dann ergeben sich etwa folgende Spulendaten: LI — «1 = 7 Wdg., An¬ zapfung lWdg. von Masse; n2 = 2,5Wdg.; L2-nl = 6Wdg., Anzapfung 2,5 Wdg. von Masse; n2 = 1 Wdg.; Spulendraht etwa 0,2-mm-CuLSS. Kopfhörerverstärker für Direktmischempfänger Bei Direktmischempfängern wird meist die Wiedergabe über Kopfhörer be¬ vorzugt, so daß einfache NF-Verstärkerschaltungen ausreichen. Allerdings sollte die NF-Spannungsverstärkung wenigstens 40 dB (lOOfach) betragen, da davon die HF-Eingangsempfindlichkeit des Direktmischempfängers ab¬ hängt. Bild 4a zeigt eine Schaltung mit komplementären Transistoren, für die eine Verstärkung von 40 dB angegeben wird. Der Kondensator C 162 100 220k 270 Bild 4 NF-Verstärkerschaltungen für Kopfhörerbetrieb, geeignet für Direktmischempfänger [31 (20 nF) begrenzt die NF-Bandbreite durch Abschneiden der oberen NF- Frequenzen. Als Transistoren eignen sich für VT1 - SC239d , für VT2 - SC 309d. Für die Schaltung nach Bild 4b wird eine Verstärkung von 50 dB (etwa 300fach) angegeben, wobei die Eingangsschaltung hochohmig (200 kfl), die Ausgangsschaltung niederohmig (etwa 1 kfl) ist. Als Transistoren eignen sich SC239e. Besonders günstig ist die Schaltung nach Bild 4c, die eine Verstärkung von 100 dB (lOOOOOfach) aufweist. Der Ausgang ist für hoch¬ ohmige Kopfhörer ausgelegt. Bei dieser hohen Verstärkung muß vor allem bei der Siebung der Betriebsspannung ein höherer Aufwand getrieben wer¬ den. Als Transistoren verwendet man für VT1/VT2 - SC239e , für VT3 - SC237/SC238e. 7-MHz-VFO Bild 5 zeigt die Schaltung eines im Frequenzbereich 7,0 bis 7,1 MHz ab¬ stimmbaren stabilen VFO. Man verwendet die C/app-Schaltung, wobei mit C6 durch Verändern der Rückkopplung abgestimmt wird. C1/C2/C4/C5 sind Kunststoffoliekondensatoren (Styroflex), C 3 ist ein Keramikkonden¬ sator mit positivem Temperaturkoeffizienten zur Temperaturkompensation ir 163 Bild 5 Stabile VFO-Schaltung für das 40-m-Band [4] des Oszillatorschwingkreises. Für LI wird eine Induktivität von 6 pH ange¬ geben, die Drosseln L haben eine Induktivität von 100 pH. Als Transistoren VT1/VT2 eignen sich FET-Typen wie BF 244/BF 245 o. ä., für die Dioden VD1 - GA 101, VD2 - SZX 19/9,1. Zur Dimensionierung der Oszillator¬ schaltung bei anderen Frequenzen werden für die nachfolgenden Bauele¬ mente die Impedanzwerte (L=X L /2n-f und C = 1/2 tt-/- X c ) angege¬ ben: X u = 265 0 Jr C 4= 33 0 X L =44000 X c5 = 480 X a = 690 O X c6 = 303 O Xq2 = 690 0 X C1 = 690 O X C3 = 2 275 O VFO für 7 und 14 MHz In der Oszillatorschaltung (Bild 6) wird die Co/p/tM-Schaltung verwendet, als FET VT1 eignet sich der Typ BF 244/BF 245. Die Betriebsspannung ist stabilisiert (VD1 - GA 101, VD2 - SZY 19/8,2). Abstimmbar ist der VFO im Bereich 7,0 bis 7,175 MHz (wegen des 20-m-Bands, aber 40-m-Band nur von 7,0 bis 7,1 MHz!). Für die Spule LI wird ein L-Wert von 1,5 pH ange¬ geben. Nachzuschalten ist der Oszillatorstufe VT1 auf jeden Fall eine i Bild 6 Oszillatorstufe des VFO für 7/14 MHz [51 + 12V Bild 8 Schaltung zur Frequenzverstimmung des VFO 7/14 MHz bei Empfang und bei Senden [5] 10k 10k tin 10k Trennstufe. Dieser entspricht die Transistorstufe VT2 nach Bild 7, die eben¬ falls mit einem FET bestückt ist. Nach der Trennstufe wird einmal das 7-MHz-Signal kapazitiv ausgekoppelt, zum anderen steuert das 7-MHz-Si- gnal über den HF-Breitbandübertrager L2/L3 die Frequenzverdopplerstufe VT3/VT4 an. Am Schwingkreis mit L4 wird kapazitiv das 14-MHz-Signal ausgekoppelt. Für L2 werden 2,3 pH und für Z.4 0,8 pH angegeben. L2/L3 sind als Toroidspule ausgebildet, z. B. UKW-Doppellochkern, L2 - 23 Wdg., 13 - 2 x 10 Wdg., 0,4-mm-CuL. Als Transistoren eignen sich für VT2 - BF 244/BF 245, für VT3/VT4 - SC 236, SF136 o.ä. Einfacher 2-m-FM-Sender Steht ein 48-MHz-Quarz zur Verfügung, so läßt sich der im Bild 9 gezeigte 2-m-FM-Sender schnell aufbauen. Die Kapazitätsdiode VD1 (BB 105 o.ä.) wird mit der Mikrofon Verstärkerspannung angesteuert und erzeugt die Fre¬ quenzmodulation. L2/C2 und L3/C3 werden auf 145 MHz abgestimmt. Die 165 Auskopplung des 2-m-Signals geschieht über ein rr-Filter mit L4. Als Tran¬ sistoren VT1/VT2 können SF136, SSY20 o.ä. verwendet werden. Die Spu¬ lenwerte sind LI - 6 Wdg., L2/L3/L4 - 4Wdg., 1-mm-CuAg, 5 mm Durch¬ messer. Für die Drosseln L wickelt man 4 Wdg., 0,6-mm-CuL, auf kleine Ferritstifte 5 mm Durchmesser. Bild 10 zeigt die Schaltung eines geeigneten Mikrofonverstärkers für den 2-m-FM-Sender. Der Eingang ist ausgelegt für ein mittelohmiges, dynami¬ sches Mikrofon. Der Frequenzgang kann für die Sprachübertragung einge¬ engt werden, so vor allem durch die Kondensatoren C1/C3/C4 (Höhen) und CI (Tiefen). Literatur [1] A. Janeczek, KW-SWL-Empfänger, Radioelektronik (SP), Heft 4/1985, Seite 13 bis 14. , [2] G. Hoffschildt, 14-MHz-Empfänger, cq-DL, Heft 11/1978, Seite 492 bis 494 bzw. electron (PA), Heft 2/1979, Seite 87 bis 88. [3] A. Basso, Amateurschaltungen, Radiotechnika (HA), Heft 1/1981, Seite 38. [4] A. Basso, Amateurschaltungen, Radiotechnika (HA), Heft 6/1985, Seite 18. [5] A. Basso, Amateurschaltungen, Radiotechnika (HA), Heft 7/1985, Seite 15. [6] F. Priem, Mentor - für den Anfänger, electron (PA), Heft 9/1985, Seite 426. [7] F. Priem, Mentor - für den Anfänger, electron (PA), Heft 5/1985, Seite 221. 166 Rauschminderungsschaltung für Stereobetrieb Dipl.-Ing. Klaus Weinhold und universellen Einsatz In den vergangenen Jahren ist die Qualität der Tonsignalübertragung, Ton¬ signalspeicherung und Tonwiedergabe entscheidend verbessert worden. Während gegenwärtig solche Parameter wie zu übertragender Frequenzbe¬ reich, Klirrfaktor und Übersprechdämpfung relativ gut beherrschbar gewor¬ den sind, gibt es jedoch bei der Realisierung eines entsprechenden Dyna¬ mikumfangs und bei der weiteren Verringerung des Rauschens größere Schwierigkeiten. Im folgenden Beitrag wird ein stereotüchtiges dynami¬ sches Rauschfilter vorgestellt. Die Schaltung wird ausschließlich wiederga¬ beseitig eingesetzt. Ihre universelle Konzeption gestattet den Anschluß un¬ terschiedlicher Tonquellen wie Magnetband, Schallplatte, Rundfunk usw. Bei der Verarbeitung von Stereosignalen bleibt dabei das Klanggleichge¬ wicht zwischen beiden Stereokanälen erhalten. Für den Elektronikamateur ergibt sich mit einer optimalen Bauelemente¬ auswahl und dem damit verbundenen einfachen Schaltungskonzept der Vorteil einer hohen Nachbausicherheit bei minimalem Material- und Me߬ mittelauf wand. Funktion der Schaltung Das Rauschen nimmt man subjektiv nur bei geringen Signalpegeln (z. B. leise Musik) wahr. Bei mittleren und großen Signalpegeln wird die Rausch¬ spannung vom Nutzsignal überdeckt. Das störende Rauschen tritt dabei vor Bild 1 Übersichtsschaltung des dynamischen Rauschfilters 167 allem in höheren Frequenzbereichen auf. Die Möglichkeit, Rauschsignal¬ spannungen durch Einengung des Übertragungsbereichs abzuschwächen in Verbindung mit dem Verdeckungseffekt, wird in vorliegender Schaltung ge¬ nutzt. Bild 1 zeigt die Prinzipschaltung. Die Eingangssignale für den linken und den rechten Kanal gelangen jeweils auf einen steuerbaren Tiefpaß. Gleich¬ zeitig werden die oberen Frequenzanteile beider Kanäle jeweils verstärkt und zu einem Signal vereint. Das auf diese Weise gewonnene Summensi¬ gnal wird nach entsprechender Verstärkung und Gleichrichtung für die Be¬ einflussung der steuerbaren Tiefpässe herangezogen. Bei sehr niedrigen Eingangspegeln sind die steuerbaren Tiefpässe voll wirksam. Bei Vergröße¬ rung des Eingangspegels wird durch die Steuerung die Übertragungsband¬ breite vergrößert. Mit dem 19-kHz-Filter werden Pilottonreste wirksam unterdrückt. Diese würden sonst die Arbeitsweise des Systems negativ beeinflussen. Dadurch ist ein universeller Einsatz der Schaltung, z. B. in einem Stereoverstärker oder einem Mischpult, möglich. Schaltungsbeschreibung Für diese dynamische Rauschminderungsschaltung bietet sich der Klangre¬ gelschaltkreis A274D an. Dieser Baustein enthält 4 elektronisch regelbare Verstärker. Die Regelung wird jeweils mit einer variablen Gleichspannung für 2 Kanäle gleichzeitig vorgenommen. Für die steuerbaren Tiefpässe setzt man das übliche Bauelementenetz¬ werk zur Höhenregelung am A274D mit leicht veränderter Dimensionie¬ rung ein. Durch Variation der Gleichspannung an pin 12 kann somit eine Höhenregelung der NF-Eingangsspannung synchron für beide Kanäle vor¬ genommen werden. Das Ausgangssignal läßt sich an pin 11 bzw. pin 13 ab¬ nehmen. Die Eingänge der übrigen 2 Verstärker werden über den Hochpaß 2,2 nF/12 kC2 mit dem jeweiligen Eingangssignal angesteuert. Bei der ange¬ gebenen Beschaltung arbeiten diese Verstärker frequenzmäßig linear. Eine Verstärkungsregelung dieser Stufen wird durch Gleichspannungsvariation an pin 4 mit RI erreicht. An pin 3 bzw. pin 5 stehen die verstärkten Eingangssignale zur weiteren Verarbeitung bereit. Über die Kombinationen 1 kfl/47 nF wird daraus ein Summensignal gebildet. Das sich anschließende 19-kHz-Filter wird durch den Parallelschwingkreis Z.1/C1 gebildet. Der Regelverstärker wurde mit dem Operationsverstärker B 861 D realisiert. Er arbeitet mit einer Verstär¬ kung von 60 dB. Bei der angegebenen Kompensation tritt keine Schwing¬ neigung auf. Die nachfolgende Spannungsverdopplerschaltung erzeugt die Regelgleichspannung für pin 12. Mit VD3 und der Basis-Emitter-Diode von VT1 wird ihr Wert auf etwa 6 V begrenzt. Eine einfache Anzeigeschaltung mit VT1, VT2 und VT3 ermöglicht die Kontrolle der Grundbetriebszustände des dynamischen Rauschfilters. VD5 leuchtet bei maximaler Höhendämpfung (U CI < 0,7 V), VD4 wird bei voll 168 mk m aufgeregeltem Tiefpaß angesteuert. Diese einfache Kontrolle des Eingangs¬ pegels ist sinnvoll, aber nicht unbedingt notwendig. Soll die Anzeigeschal- tung entfallen, sind VD3, R2 und CI parallelzuschalten. Durch Schließen von S1 wird das dynamische Rauschfilter abgeschaltet. Die Tiefpässe blei¬ ben damit ständig aufgeregelt, und VD4 zeigt in diesem Fall Dauerbetrieb an. Aufbau und Inbetriebnahme Die Schaltung wurde auf einer Leiterplatte 70 mm x 100 mm untergebracht (Bild 3/Bild 4). Der Aufbau ist unkritisch. Die Werte der in der Schaltung angegebenen passiven Bauelemente sind vor allem bei frequenzbestimmen¬ den Gliedern und im Regelkreis exakt einzuhalten. Bild 5 zeigt die be¬ stückte Leiterplatte der Rauschminderungsschaltung. Für LI wurde ein Bild 3 Leiterführung der Leiterplatte für die Rauschminderungsschaltung 170 Bild 4 Bestückungsplan für die Leiterplatte der Rauschminderungsschaltung Schalenkern der Nenngröße 11x6 verwendet. Der Schwingkreis in Verbin¬ dung mit C2 wird auf eine Resonanzfrequenz von 19,0 kHz abgestimmt (L-Wert etwa 10 mH). Nach Anlegen der Betriebsspannung (Stromaufnahme kontrollieren) sind mit einem Sinusgenerator über die verbundenen Eingänge 3 mV/10 kHz einzuspeisen. Danach wird die Verstärkung mit R 1 so eingestellt, daß VD5 gerade verlischt. Bei Wegfall der Anzeigeschaltung entspricht das einer Span- 171 Bild 5 Ansicht der bestückten Leiterplatte für die Rauschminderungsschaltung nung von etwa 0,7 V über CI. Die Schaltung ist somit einsatzfähig. Wenn kein Sinusgenerator vorhanden ist, kann man 771 auch im Betriebszustand mit der Anzeigeschaltung genau einstellen. VD5 muß in den Musikpausen und VD4 bei mittleren und lauten Musikpassagen aufleuchten. Hinweise und Erfahrungen Die vorgestellte Rauschminderungsschaltung wurde nach Einbau in einen Heimstereoverstärker praktisch erprobt. Beim Einfügen der Rauschminde¬ rungsschaltung in die Gesamtkonzeption des Verstärkers sind die vorgege¬ benen Anschlußbedingungen wie Pegelverhältnisse, Ein- und Ausgangswi¬ derstand, Stromversorgung usw. zu berücksichtigen. Die Werte dazu sind aus den technischen Daten zu ersehen. Weiterhin muß man darauf achten, daß die Plazierung der betreffenden Schnittstelle für den Einbau der Schal¬ tung vor dem Lautstärkesteller liegt. Aus den am Versuchsmuster gemessenen technischen Daten ist weiter¬ hin zu ersehen, daß sich bei mittleren und großen Eingangspegeln eine leichte Höhenanhebung von 1,6 dB einstellte. Dieser Wert ist abhängig von der maximal auftretenden Regelspannung über CI und wird durch die Z- Spannung von VD3 festgelegt. Typische Werte für ein lineares Übertra¬ gungsverhalten des A 274 D liegen bei Regelspannungswerten zwischen 5,2 bis 5,8 V an pin 12. Bei Bedarf kann diese Höhenanhebung noch bis etwa 16 dB erweitert werden. Der größere Regelbereich wird dann z. B. durch Einsetzen einer Z-Diode SZX 21/6,8 realisiert. 172 Die Wirksamkeit der Rauschunterdrückung ist deutlich hörbar. Eine Ver¬ ringerung der oberen Grenzfrequenz bei sehr geringen Eingangspegeln wurde dabei kaum als störend empfunden. Dagegen muß die leichte Hö¬ henanhebung bei mittleren und großen Eingangspegeln eher positiv beur¬ teilt werden. Es wurde eine hörbare Verbesserung des Dynamikumfangs er¬ reicht. Der Vorteil des vorgestellten dynamischen Rauschfilters liegt in seiner universellen Einsetzbarkeit. Magnetbandgeräte, Tuner, Verstärker, Platten¬ spieler, Stereosteuergeräte, Mischpulte usw. können damit ausgerüstet wer¬ den. Das MPX-Filter ist dabei nicht für jeden Anwendungsfall notwendig (z. B. Plattenspieler). Weiterhin besteht die Möglichkeit, ein universelles Zusatzgerät aufzubauen. Dieses kann bei Bedarf zwischen Tonträger und Verstärker geschaltet werden. Beim Bau eines solchen Zusatzgeräts sind Eingangsimpedanzwandlerstufen vorzusehen. Mehrere umschaltbare Ein¬ gänge und eine Regelmöglichkeit des Eingangssignals sind dann sinnvoll. Technische Daten der Rauschminderungsschaltung Betriebsspannung 13,5 bis 16,5 V Stromaufnahme *=40 mA Eingangsimpedanz 15 kG Ausgangsimpedanz 4,7 kO maximale Ausgangsspannung C/ 0 etr IV Verstärkung bei Grundfrequenz 1 kHz 0 dB Höhenabsenkung bei U, < 3 mV 15,2 dB (10 kHz, bezogen auf 1 kHz) Höhenanhebung bei U { > 15 mV 1,6 dB (10 kHz, bezogen auf 1 kHz) Übersprechdämpfung (17 0 = U t = 1 V) 68 dB Klirrfaktor nach [3] {U 0 = U- t = 1 V) 0,06 % obere 3-db-Grenzfrequenz (MPX-Filter gebrückt) bei (/i < 3 mV 1,5 kHz Ui = 10 mV 8,6 kHz Ui > 20 mV >30 kHz untere 3-dB-Grenzfrequenz <20 Hz Literatur [1J'H. Bergmann, Verfahren zur Rauschminderung bei der Tonsignalverarbeitung, ra- dio-femsehen-elektronik 31 (1982) Heft 11, Seite 731 bis 735. [2] K. Sittig, Rauschminderungsschaltung nach dem DNL-Prinzip, FUNKAMA¬ TEUR 31 (1982) Heft 9, Seite 435 bis 437. [3] P. Edelmann, Integrierte Lautstärke- und Klangeinsteller A273 und A274, radio- fernsehen-elektronik 28 (1979) Heft 12, Seite 751 bis 757. 173 PLL-Demodulator - Baustein für Reinhard Dietrich UKW-Empfänger In diesem Beitrag wird eine Schaltung beschrieben, die das FM-Signal eines Stereotuners mit einem PLL-Demodulator (PLL = Phase Locked Loop) demoduliert. In der beschriebenen Schaltung werden Bauelemente und Schaltkreise der DDR-Produktion verwendet, um einer großen Anzahl von Interessenten den Nachbau zu ermöglichen. Gegenüber dem Quadra¬ turdemodulator bzw. dem Ratiodetektor ergeben sich einige Vorteile, die den zusätzlichen Aufwand rechtfertigen. Der entscheidende Vorteil besteht in der Vergrößerung des Fremdspannungsabstands, was besonders bei schwach einfallenden Sendern von Nutzen ist, da sich dadurch die Qualität der Stereowidergabe wesentlich verbessert. Zum anderen hat der PLL-De¬ modulator eine fast lineare Durchlaßkurve, so daß der Klirrfaktor sehr ge¬ ring bleibt [1]. Die Anwendung dieser Schaltung ist nicht nur auf die Unter¬ haltungselektronik beschränkt, sondern kann auch dem UKW-Funkama- teur von Nutzen sein. Ergänzt wird der Demodulator durch einen PLL-Stereodekoder, der den üblichen Standarddekoder der D1 ablösen kann. Damit wird auch die Ste¬ reowiedergabe verbessert. Schaltungsbeschreibung Eine PLL-Schaltung besteht in der Grundausführung aus einem Phasenver¬ gleicher (PV), einem Tiefpaß (TP) und einem spannungsgesteuerten Oszil¬ lator (VCO), siehe Bild 1. Der VCO schwingt zunächst auf seiner Eigenfre¬ quenz / 0S2 . Diese Frequenz und die frequenzmodulierte, begrenzte Eingangsfrequenz / e gelangen zum Phasenvergleicher PV. Aus der Fre- 174 Bild 1 Prinzip der PLL-Schaltung Bild 2 Darstellung des Haltebereichs einer PLL- Schaltung quenzdifferenz beider Frequenzen entsteht am PV-Ausgang eine Regel¬ spannung, die über den Tiefpaß TP den VCO nachstimmt, bis es zum Ein¬ rasten kommt. Beide Frequenzen sind nun absolut gleich, jedoch in ihrer Phasenlage zueinander unterschiedlich. Dieser Rasterzustand bleibt bestehen, solange sich der Phasenwinkel zwischen 0 und 180° bewegt. Man nennt das den Haltebereich. Wird der Phasenwinkel kleiner als 0° bzw. größer als 180°, kommt es zum Ausrasten der PLL, siehe Bild 2. Da die Regelspannungsänderung innerhalb des Haltebereichs proportio¬ nal der Eingangsfrequenzänderung verläuft, stellt sie ein haargenaues Ab¬ bild der Modulationsspannung dar, mit der die f e moduliert ist. Der TP am Ausgang des PV hat die Aufgabe, hochfrequente Mischprodukte des PV zu unterdrücken, jedoch die Regelspannung t/ R passieren zu lassen. Erprobte PLL-Schaltungen Als besonders brauchbar für diesen Anwendungsfall erwies sich der inte¬ grierte Schaltkreis R 244 D, der zum Preis von nur 1,65 M in den RFT- Amateur-Filialen angeboten wird. Er verfügt über einen Doppelgegentakt- mischer, der als Phasenvergleicher PV eingesetzt wird, einen Oszillator, der als VCO wirkt, und einen Vorverstärker, der die ZF-Eingangsempfindlich- Bild 3 Stromlaufplan des PLL-Demodulators mit dem Schaltkreis R 244 D 175 Bild 4 Haltebereich bei Anwendung des Schaltkreises R 244 D Bild 5 Stromlaufplan des PLL-Stereo- dekoders mit dem Schaltkreis A 290 D LZ 19 Wdg. LI 9 Wdg. Bild 6 Oszillatorspule für den PLL-Demodulator (mit FM-ZF-Filter- kreis) keit auf 50 mV steigert (Bild 3). Der PV hat 2 Gegentaktausgänge. Bei einer Betriebsspannung von 12 V und Arbeitswiderständen von 4,7 kfl stellen sich die optimalen Arbeitspunkte von 7,5 V ein. Der Aussteuerbereich be¬ trägt für jeden Ausgang ±2 V um einen Arbeitspunkt. Deshalb muß der VCO so dimensioniert werden, daß er bei 7,5 V ± 2 V eine Frequenz von 10,7 MHz ± 150 kHz erzeugt (Bild 4). Das entspricht der für Stereowiedergabe erforderlichen Bandbreite. Die Linearität der Demodulationskennlinie wird durch den VCO, letzten Endes durch die C-Diodenkennlinie bestimmt. Durch Messungen konnte nachge¬ wiesen werden, daß die Abweichung von der Linearität von untergeordneter Bedeutung war. Der TP besteht aus den beiden Arbeitswiderständen 4,7 kfl und dem Kondensator C*. 176 Mit diesem PLL-Demodulator wurde der REMA-Stereotuner umgerüstet. Gleichzeitig wurde der Originalstereodekoder SD 1 durch einen modernen PLL-Stereodekoder mit dem Schaltkreis A 290 ersetzt (Bild 5). Beide Schal¬ tungsteile fanden auf einer Leiterplatte Platz, die die Abmessungen der SD 1 -Leiterplatte aufweist. Damit läßt sich die neue Schaltung problemlos einbauen. Mechanischer Aufbau Die Leiterplatte (Bild 7, Bild 8) wurde aus doppeltkaschiertem Leiterplat¬ tenmaterial aufgebaut. Die Bestückungsfläche bildet die Masseleitung. Alle Bohrungen, die nicht Masseverbindung haben dürfen, werden von oben mit .12 Schubert, Eljabu 87 177 einem 3-mm-Bohrer freigesenkt. Als Oszillatorspule wird ein FM -Va- ganr-ZF-Filter eingesetzt, Bild 6 zeigt Wickeldaten. Die ZF-Eingangsspannung für den R 244 D wird aus dem 1. Filter des Ra¬ tiodetektors des FM-ZF-Verstärkers ausgekoppelt, indem man eine Koppel¬ wicklung von 3 Wdg. aufbringt. Da der Ratiodetektor im REMA-Tuner all¬ seitig abgeschirmt ist, muß seitlich durch das Alu-Gehäuse ein kleines Loch gebohrt werden, durch das eine verdrillte Leitung herausgeführt wird (Bild 9). 178 Bild 9 Aus dem geöffneten Ratiofilter im REMA-Tuner führt durch eine angebrachte Boh¬ rung die verdrillte Leitung zur Ankopplung der PLL-Schaltungen Inbetriebnahme und Abgleich Die Leiterplatte wird entsprechend Bestückungsplan sauber bestückt und verdrahtet. Da der Ratiodetektor funktionstüchtig bleibt, sucht man zum Abgleich einen stark einfallenden FM-Sender und stellt auf Feldstärkema¬ ximum ein (abzulesen am eingebauten Instrument). Nun wird der Kern der VCO-Spule so weit eingedreht, bis die PLL einrastet. Die Mitte des Halte¬ bereichs ist erreicht, wenn an den beiden Gegentaktausgängen A und B eine Differenzspannung von OV entsteht. Am Stereodekoder A290D wird der Steller 5 kCi so weit verstellt, bis die Stereoanzeigelampe HL aufleuchtet (Voraussetzung: Der Sender sendet stereofon). Damit ist die Schaltung voll¬ ständig abgeglichen und arbeitet einwandfrei. Betriebserfahrung Mit diesen neuen Schaltungen ist eine spürbare Qualitätsverbesserung zu erreichen. Es wurde die Trennschärfe verbessert (durch selektiven Charakter der PLL von 300 kHz). Die Demodulationssteilheit ist bei allen Sendern konstant, so daß auch schwach einfallende Sender mit großem NF-Pegel er¬ scheinen. Spürbar war auch die Verbesserung des Signal/Rausch-Verhält¬ nisses. Der Dekoder A 290 D vergrößerte die Übersprechdämpfung gegen- 179 Bild 10 Anschlußschaltungen an FM-ZF-Verstärker für den beschriebenen PLL-Demodula- torbauslein über dem SD 1 -Dekoder. Es soll aber nicht unerwähnt bleiben, daß das Zwischensenderrauschen deutlich stärker ist. Gegebenenfalls kann es durch dieses Rauschen zum Flackern der Stereoanzeigelampe kommen. Um das zu vermeiden, fügt man den Widerstand R x (etwa 20kfl) ein, mit dem die Pilottonempfindlichkeit herabgesetzt wird. Auch wirkte sich die nichtstabi- lisierte Betriebsspannung von +14 V nachteilig aus. Da der Innenwider¬ stand der Betriebsspannung relativ hoch ist, wurde direkt parallel zu t/ B eine z-Diode SZ600/12 geschaltet, womit die Betriebsspannung hinrei¬ chend stabilisiert wird. Dieser PLL-Demodulatorbaustein läßt sich prinzipiell an jeden FM-ZF- Verstärker anschließen. Bild 10 zeigt dafür einige Anschlußschaltungen. Literatur [1] G. Marschalak, FM-ZF-Verstärker mit PLL-Demodulator, Elektronisches Jahr¬ buch 1980, Seite 229 ff., Berlin 1979. [2] H.-E. Krobel, Integrierter PLL-Stereo-Dekoder A 290 D, radio-fernsehen-elektro- ' nik, Heft 8/1978, Seite 495. [3] H. Züngling, Der A244 D, ein AM-Empfängerschaltkreis, KDT-lnformation-App¬ likation Mikroelektronik, Heft 5, Seite 7 bis 32. 180 Moderne Operationsverstärker - einfacher Ing. Dieter Müller Schaltungsaufbau Zu den ersten integrierten Analogschaltkreisen zählen die Operationsver¬ stärker, deren erster in der DDR produzierter Typ der A 109 D bzw B 109 D war, der zu einer international weit verbreiteten Schaltkreisfamilie gehört. Der AI09D ist ein weitgehend universell einsetzbares Bauelement, das durch geeignete Außenbeschaltungen an den jeweiligen Anwendungsfall angepaßt werden kann. Später wurden Analogschaltkreise anwendungsbezo¬ gen gezielt entwickelt, z. B für NF- oder ZF-Verstärker. Die weitere Ent¬ wicklung von Operationsverstärkern verlief in unterschiedlichen Richtun gen. Es wurden sogenannte «billige», schnelle, programmierbare (relativ universelle) Operationsverstärker, solche mit hohem Eingangswiderstand und für höchste Ansprüche (Präzisionsoperationsverstärker) entwickelt. Den beschriebenen Neuentwicklungen ist gemeinsam, daß die äußere Be¬ schaltung vereinfacht und die Abhängigkeit von Speisespannungs- und Temperaturschwankungen gegenüber dem Universaltyp A I09D entspre¬ chend verringert wurde. Aus dem Fertigungsprogramm des VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) gehört die Schaltkreisfamilie B 761/B 2761 in die Gruppe der relativ un¬ komplizierten Operationsverstärker; die Typen B 080 bis B 084 und B 060 bis B 066 zeichnen sich durch einen entsprechend hohen Eingangswider¬ stand aus. Vergleich der Schaltkreisfamilien Neuentwickelte elektronische Bauelemente werden mit ihren Vorläuferty¬ pen, im Fall der Operationsverstärker mit dem A 109 D verglichen. Für den Elektronikamateur sind besonders die Verstärkung, das Frequenzverhalten, der Eingangswiderstand, die Forderungen an die Stromversorgung und der Für die Außenbeschaltung erforderliche Aufwand von Interesse Ein Ver¬ gleich der mit den Standardschaltungen als invertierender bzw. nichtinver¬ tierender Verstärker mit unterschiedlichen Bauelementen erreichbaren Da¬ ten und dem dazu erforderlichen Aufwand soll dem Amateur als entspre¬ chende Entscheidungshilfe bei der Auswahl des zweckmäßigsten Schalt¬ kreistyps dienen. 181 Der OPV A 109 D/B 109 D Eigenschaften und Anwendung des A I09D wurden schon ausführlich be¬ schrieben [1]. Einige Daten, die bei der Schaltkreisauswahl von Interesse sind, seien zum Vergleich mit den modernen Typen herangezogen. Bild 4a zeigt die Schaltung eines A 109 D als invertierender Verstärker mit Offset¬ kompensation. Nur der Vollständigkeit halber sei daran erinnert, daß infolge von Un¬ symmetrien innerhalb des OPV, aber auch in der Außenbeschaltung bei fehlender Eingangs- (Nutz-) Spannung, die Ausgangsspannung von 0 ab¬ weichen kann. Ist die Abweichung besonders groß oder stören, z. B. bei Gleichspannungsverstärkern, auch schon kleine Werte, so muß die Abwei¬ chung durch eine Offsetkompensationsspannung an einem der Eingänge in der Größenordnung von einigen Millivolt beseitigt werden. Die Spannungsverstärkung V v der Schaltung nach Bild 4a ergibt sich zu: R 2 1000 kfl R 1 10 kn lOOfach. Der entsprechende Frequenzgang, Bild Sa, gestrichelte Linie, zeigt, daß mit dem A 109 D Frequenzen bis über 100 kHz ohne Abfall verstärkt werden können. Bei 1 OOOfacher Verstärkung (RI - 1 kn, R2 = 1000 kn) wird der gleiche Frequenzbereich überstrichen (strichpunktierte Linie in Bild 5a). Auch bei einer auf V L , = 10 verkleinerten Verstärkung verändert sich der übertragene Frequenzbereich kaum. Er ist geradezu unabhängig vom Ver¬ stärkungsgrad, solange eine Größe von Ku=« 2000 nicht wesentlich über¬ schritten wird Bei = 10000 dagegen ist schon überhalb von 20 kHz mit einem Verstärkungsabfall zu rechnen. Ursache Für dieses Verhalten sind die für entsprechende Gegenkopplungsgrade erforderlichen unterschiedlichen Frequenzkompensationsglieder CI, C2 und Ä4 [1], [2| und die dadurch er¬ zielten Kennlinienverläufe bei hohen Frequenzen. Ist eine Offsetkompensation erforderlich, verwendet man dafür zweckmä¬ ßigerweise den nichtbenutzten Eingang, an den eine Widerstandskombina¬ tion Äll bis R 15 angeschlossen wird. Als Betriebsspannung t/ s sind für den A 109 D ± 15 V vorgesehen. Bei einem Abfall der Speisespannung auf ±9 V sinkt die Spannungsverstärkung auf etwa die Hälfte ab. Aus der Innenschaltung des A 109 D [1] ist zu erken¬ nen, daß nur die Eingangsstufe mit einem durch relativ einfache Mittel er¬ zeugten Konstantstrom gespeist wird Der A 109 D ist sehr empfindlich ge¬ genüber Speisespannungseinflüssen, er kann mit Spannungen, die wesentlich unter 9 V liegen, nicht betrieben werden. Die Operationsverstärkerfamilie B761 D/B2761 D Bild 1 zeigt die Innenschaltung der Grundvariante eines Operationsverstär¬ kers der Familie B 761 D [3]. Die Transistoren VT1 und VT2 bilden die 182 Bild I Innenschaltung eines OPVB 761/B 861 bzw. eines Kanals des B 2761/B 4761 Zu¬ sätzlich eingezeichnel sind der äußere Lastwidersland R L und der Kondensator C, zur Frequenzkompensation für die Typen B 761/B 861. Die Hauptfunklionsgruppen Ein¬ gangsstufe. Zwischenverstärker. Endstufe und Stabilisierungsschahung sind durch strichpunktierte Linien getrennt DifTerenzeingangsstufe, die durch VT3 mit einem Konstantstrom gespeist wird. In der anschließenden Zwischenverstärkerstufe (VT4 und VT6), deren Kollektorströme durch VT5 bzw. VT7 stabilisiert sind, wird das Eingangs¬ signal weiter verstärkt. Durch die Ansteuerung an der Basis von VT4 bzw. am Emitter von VT6 ist die Invertier- bzw. Nichtinvertiercharakteristik des OPV realisiert. Die anschließende Endstufe (VT8 und VT9) ist im Gegen¬ satz zu den sonst bei OPV üblichen Gegentaktendstufen als Darlingion-Ein- taxtendstufe in open-collektor-Schaltung ausgeführt und muß mit einem Außenwiderstand R t nach +l/ s (als Richtwert 2 kO) abgeschlossen werden. Die Transistoren VT10 bis VT14 bilden eine Konstantspannungsquelle für eine Ausgangsspannung von etwa 0,6 V. Diese wird den Basisanschlüs¬ sen von VT3, VT5 und VT7 zugeführt und erzeugt in Verbindung mit ihren Emitterwiderständen konstante Kollektorströme und damit konstante Be¬ triebsströme in den Verstärkerstufen. Von den insgesamt 14 im Schaltkreis integrierten Transistorfunktionen werden allein 8 für die Stabilisierung der Arbeitspunkte eingesetzt. Das hat zur Folge, daß der OPV weitgehend un¬ empfindlich gegen Speisespannungsschwankungen ist und auch noch mit sehr kleinen Spannungen betrieben werden kann. In den Datenblättern ist für die Grundschaltung (Bild 1) eine minimale Betriebsspannung von ±1,5V angegeben. Als maximaler Ausgangsstrom sind bei entsprechend verkleinertem R L 70 mA erlaubt. 183 Der Typ B2761 D stellt einen 2-fach-OPV auf einem Chip dar, bei dem die Konstantspannungsquelle VT10 bis VT14 für beide Verstärker benutzt wird. Der B2761 D ist mit einer festen inneren Frequenzkompensation aus¬ gestattet (CI ■» 20 pF). Damit ergibt sich bei einer Schaltung nach Bild 4b ein Frequenzgang der Verstärkung nach Bild 5b, linke Kurve. Bei lOOfacher Verstärkung (strichpunktierte Linie) beginnt der Abfall oberhalb von 10 kHz, bei 1 OOOfacher über 1000 Hz (gestrichelte Linie), während bei lOfacher Verstärkung 100 kHz überschritten werden. Bei den Typen B 761, B 861 und B 631 fehlt CI. Dafür kann ein äußerer Kondensator C K von mindestens 3 pF zur Frequenzkompensation ange¬ schlossen werden. Mit C K = 3 pF ergeben sich entsprechend Bild 5b, rechte Kurve, etwa um den Faktor 10 höhere Grenzfrequenzen, mit C K -=20pF werden ähnliche Werte erreicht wie mit dem B 2761 . Zur Schaltkreisfamilie gehören u a die Typen B611, B621 und B631, deren Eingangsstufen in Durfmgron-Schaltung ausgelegt sind, woraus sich höhere Eingangswider¬ stände ergeben. Die minimale Betriebsspannung liegt mit ±2 V etwas hö¬ her. Der B63I kann durch C* extern frequenzkompensiert werden, die Ty¬ pen B611 und B 621 dagegen nicht. Sie lassen sich daher nicht mit starker Gegenkopplung betreiben. Da keiner der Schaltkreise einen gesonderten Anschluß zur Offsetkom¬ pensation aufweist, muß diese, falls erforderlich, ähnlich wie beim A 109 D an einem (nichtbenutzten) Eingang vorgenommen werden. Der Vollstän¬ digkeit halber sei noch vermerkt, daß die Typen B611 und B 621 eine ab¬ weichende Ausgangsschaltung (keine Darlington -Schaltung, TTL-kompati- bel) aufweisen [3], [7). Eine Verdopplung des 2-fach-OPV B2761 stellt der 4-fach-OPV B4761 dar. Mit den beschriebenen Operationsverstärkern der B 76/-Familie können relativ unkomplizierte Schaltungen für ein Einsatzgebiet von Gleichspan¬ nung bis zu mittleren Frequenzen mit einem breiten Betriebsspannungsbe¬ reich aufgebaut werden, die durchaus auch vom Elektronikamateur zu reali¬ sieren sind [11], [12], [13], zumal als preisgünstige materielle Basis im Bastelbeutel 13 des VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) entsprechende Ba¬ steltypen angeboten werden. Die BIFET-Operationsverstärker B080D bis B084D BIFET-Operationsverstärker haben, wie ihre Bezeichnung sagt, ein Feldef¬ fekttransistorpaar, das in der symmetrischen Eingangsstufe eingesetzt ist. Bild 2 zeigt die Schaltung eines Verstärkerkanals der OPV-Familie B 080 bis B084. Ein Vergleich mit dem SU-Schaltkreis K 140 VD 8 [6] läßt einen ähnlichen Aufbau erkennen. Wie alle modernen OPV, die aufwendigeren Präzisionstypen ausgenommen, bestehen auch die B080 bis B 084 aus den Funktionsgruppen: Eingangs-, Treiber- und Endstufe sowie der Stabilisie¬ rungsschaltung. In Bild 2 wie auch in Bild 1 und Bild 3 sind diese Stufen durch strichpunktierte Linien abgegrenzt. Die Sperrschicht-FET der Eingangsstufe VT2 und VT3 werden über VT1 184 Bild 2 Innenschaltung eines OPV B 080/B 081 bzw. eines OPV der Typen B 082 bis B 084. Zusätzlich eingezeichnet sind die Widerstände zur Offsetkompensation Rll für B 081/B 083 bzw. RI3 und R14 sowie C, zur Frequenzkompensation beim B 080, entsprechend Bild 4c und Bild 4d mit einem Konstantstrom gespeist. Als Arbeitswiderstand für VT2 und VT3 wirken die als Stromspiegel [8] geschalteten Transistoren VT4, VT6 und VT7. Die Treiberstufe VT5/VT8 wird schon mit einem unsymmetrischen Signal angesteuert. VT9 speist VT8 mit einem konstanten Kollektorstrom und stellt gleichzeitig durch den Spannungsabfall über die als Dioden ge¬ schalteten VT10 und VT11 den Ruhestrom der Komplementärendstufe VT12 und VT13 ein (AB-Betrieb). VT14 bis VT16 erzeugen in Verbindung mit der Z-Diode VD2 eine konstante Steuerspannung für VT1 und VT9, von denen die konstanten Betriebsströme für die Vor- und die Treiberstufe geliefert werden. y Ähnlich wie bei der B 76/-Familie gibt es bei den ß80-Typen 1-fach- (B080. B 081), 2-fach- (B082, B083) und 4-fach-OPV. (B084), solche mit interner Frequenzkompensation (B 081 bis B084), aber nur einen Typ für äußere Kompensation durch C K (B080). Als Vorteil gegenüber den B 761 usw. sind die speziellen Anschlüsse zur Offsetkompensation bei den Typen B080. B08I und B083 zu werten. Beim B081 und B083 werden die Enden eines Potentiometers Äll mit den Emitteranschlüssen von VT6 und VT7 verbunden. Der mit - U % ver- 185 186 bundene Schleifer kann dann so verstellt werden, daß bei fehlendem Ein¬ gangssignal die Ausgangsspannung zu 0 wird. Beim B 080 wird die OfTset- kompensation durch ein Potentiometer R 13 erreicht, dessen Zweige den FET-Stufen VT2 und VT3 parallelgeschaltet sind, von der positiven Be¬ triebsspannungsseite aus. Die Widerstandswerte von R 13 und R 14 liegen wegen der Höhe der Betriebsspannung im Mfl-Bereich. Für besonders hohe Anforderungen an die Temperaturunabhängigkeit wird in [9] eine Schal¬ tung angegeben, bei der die OfTsetkompensation auch beim B080 über den invertierenden Eingang geschieht. Die spezifische Besonderheit der BIFET-OPV, deren extrem hoher Ein¬ gangswiderstand, kann nur in der Schaltung als nichtinvertierender Verstär¬ ker genutzt werden. Bild 4c/d zeigt die prinzipielle Schaltung eines nichtin¬ vertierenden Verstärkers, dessen Verstärkung sich zu ergibt, mit dem B 081/B 083 (Bild 4c) und dem B 080 (Bild 4d) mit den Schaltungsteilen zur Offsetkompensation. Ist diese nicht erforderlich oder nicht möglich wie bei den Typen B082 und B084, so entfallen Äll bis R14. Bild 5c zeigt den Frequenzgang der Verstärkung bei interner Fre¬ quenzkompensation (Bild 4c) bzw. mit C K *= 20 pF (Bild 4d). Auffallend ist die hohe offene Verstärkung von über 100000 bei sehr niedrigen Frequen¬ zen, die es gestattet, gegengekoppelte Verstärker mit Fu = 10000 aufzu¬ bauen, sofern der zu übertragende Frequenzbereich unter 100 Hz bleibt. Eine Verkleinerung der Verstärkung durch Gegenkopplung auf 1/10 erhöht die Grenzfrequenz auf das lOfache. Ursache dafür ist der durch die (innere) Frequenzkompensation verursachte Verstärkungsabfall von 20dB/Dekade nach hohen Frequenzen hin. Bei besonders starker Gegenkopplung kann sich diese infolge Phasendrehung bei hohen Frequenzen in eine Mitkopp¬ lung verwandeln und die Schaltung zu Eigenschwingungen anregen. Die Typen B 081 bis B 084 mit interner Frequenzkompensation arbeiten auch bei sehr kleiner Verstärkung (Fu = 1) stabil. Beim B080 geschieht die Frequenzkompensation durch einen äußeren Kondensator C K . Durch klei¬ nere Werte von C K als 20 pF kann die Grenzfrequenz nach oben verschoben werden, wobei die Sicherheit gegen Selbsterregung bei kleinen Werten von F„ abnimmt. Durch größere Werte von C K wird die Sicherheit gegen uner¬ wünschte Selbsterregung der Schaltung vergrößert, die obere Grenzfre¬ quenz aber gleichzeitig nach unten verschoben. Die obere Grenzfrequenz kann beim invertierenden Verstärker durch die sogenannte Vorwärtskom¬ pensation (Bild 6) weitergehend verschoben werden, als das durch Verklei¬ nern von C K möglich ist. Ihre Anwendung ist jedoch nicht problemlos. Der unkomplizierteste und risikoloseste Schaltungsaufbau aber ergibt sich bei Verwendung von OPV mit interner bzw. standardisierter äußerer Frequenz¬ kompensation. Die Innenschaltung (Bild 2) läßt einen ähnlich hohen Stabilisierungsauf¬ wand wie bei den_OPV der B 76/-Familie erkennen, der einen ähnlich wei¬ ten zulässigen Betriebsspannungsbereich zur Folge hat. Wegen der gleich- 187 R2 Bild 4 Schaltungen einfacher invertierender bzw. nichtinvertierender Verstärker mit Offset¬ kompensation; a invertierender Verstärker mit dem A 109 D. frequenzkompensiert für V L , - 1 000, b invertierender Verstärker mit dem B 7 61/B 861 bzw. B 2761, bei Betriebsspannungen U, von kleiner als ± 12 V sind RII und R14 so zu verringern, dqß der Spannungsteilerstrom etwa I mA beträgt, c - nichtinvertierender Verstärker mit den OPV B 081/B 083 bzw. B Obl/B 066. R L - 2 kfl (B 080/B 083). R, = 10 kl) (B 061, B 066), d nichtinvertierender Verstärker mit den OPV B 080 bzw. B 060 B080 B060 2 kfl 10 kO 2 MO 1 MO 1 MO 20 MO (bei V,± 15 V) 5 MO (bei U s ±3 V) strommäßigen Hintereinanderschaltung mehrerer Transistoren in einigen Stufen sollte eine Betriebsspannung von ±3 V nicht unterschritten werden. Der hohe Eingangswiderstand, die Möglichkeit, eine OfTsetkompensation mit einfachen Mitteln zu erzielen, und die interne Frequenzkompensation (außer B 080) mit der daraus resultierenden hohen Stabilität der Schaltung bei allen denkbaren Gegenkopplungsgraden, ihrem relativ einfachen Auf¬ bau und der (leider) relativ niedrigen Grenzfrequenz machen die OPV der BOSO-Familie zu einem idealen Verstärker für Gleichspannungen und Niederfrequenz. Für eine Anwendung durch den Elektronikamateur spricht weiter der breite Betriebsspannungsbereich. Die Operationsverstärker B 060 D bis B 066 D Die Operationsverstärker B 060 bis B 066 sind Weiterentwicklungen der Ty¬ pen B 080 bis B 084, deren besonderes Merkmal der äußerst geringe Lei¬ stungsbedarf ist. So beträgt die Stromaufnahme nur noch etwa 250 pA ge¬ genüber etwa 2,5 mA bei der B080- Serie. Weitgehende Übereinstimmung hingegen besteht in den meisten übrigen Daten. So gibt es analog zum 189 Rild 5 Frequenzgang der Verstärkung V v der Schaltungen nach Bild 4; a - mit dem OPV A 10V D, entsprechend Bild 4a, frequenzkompensiert für V v ~ JO. 100 und ! 000, b mit den OPV B 761/B 861 bzw. B 276I/B 4761 mit C K *■ 20pF (intern oder ex¬ tern) bzw. C A 3 pF (nur extern), entsprechend Bild 4b, c - mit den OPV B 081 bis B 084 mit interner Frequenzkompensation (entsprechend Bild 4c) oder B 080 mit C K 20 pF. entsprechend Bild 4d, d mit den OPV B061 bis B 066 mit interner Frequenzkompensation (entsprechend Bild 4c) oder B 060 mit C**° 10 pF (entspre¬ chend Bild 4d) 190 "3pF RI Bild 6 Prinnpschalluny der « Vorwärtskompcnsa - lion», nur anwendbar bei den Typen B OSO und BObO B 080 den B 060 mit Anschlüssen zur OfTset- und äußeren Frequenzkom¬ pensation bei völliger Übereinstimmung der Anschlußbelegung (pin-Kom- patibilität, Bild 4d). Gleiche Übereinstimmung besteht bei den Typen B 061 und B 081 (Bild 4c). Der B 062 ist ein 2-fach-OPV wie der B 082 , und der B 064 stellt wie B084 seine Verdopplung dar. Abweichend von der B080- Serie, gibt es keinen Doppel-OPV mit Anschlüssen zur OfTsetkom- pensation wie den B083. Der Typ B066, der dem B061 entspricht, aber einen zusätzlichen Anschluß zur Steuerung der Leistungsaufnahme auf¬ weist (Bild 3 und Bild 7), ergänzt die Serie. Die Innenschaltung (Bild 3) zeigt in den Verstärkerstufen einen ähnli¬ chen Aufbau wie die SOSO-Serie (Bild 2). Die symmetrische FET-Ein- gangsstufe (VT2 und VT3), deren Außenwiderstand die Stromspiegelschal¬ tung VT6 und VT7 bildet, steuert die Treiberstufe VT5 mit einem Eintaktsignal an. VT10 und VT11 erzeugen die Basisvorspannung für die Komplementärendstufe VT12 und VT13. Der Ausgangsstrom wird durch VT8/Ä7 und VT4/Ä5 begrenzt. Ein unzulässig hoher positiver Ausgangs¬ strom bewirkt einen Spannungsabfall über R 7, so daß VT8 leitet und damit VT12 den Basissteuerstrom entzieht, wodurch der Kollektorstrom von VT12 gesperrt oder vielmehr begrenzt wird. Bei zu großem negativem Ausgangs¬ strom durch VT13 fließt auch ein zu großer Basisstrom durch VT13, den der Treibertransistor VT5 liefert. Dieser erzeugt über R5 einen Spannungs¬ abfall, der VT4 aufsteuert und das Eingangssignal von VT5 kurzschließt, so daß der Kollektorstrom von VT13 gesperrt bzw. begrenzt wird. Die Strombe¬ grenzungsschaltung schützt den OPV bei zu kleinen Außenwiderständen R l vor Überlastung und macht ihn zumindestens kurzzeitig, bei kleinen Be- Bild 7 Schaltung eines B 066 mit Widerstand Rrs zur Steuerung der Leistungsaufnahme 191 triebsspannungen auch dauernd, kurzschlußfest (sofern eine Verlustlei¬ stung von 680 mW nicht überschritten wird). Eine umfangreiche Schaltung erzeugt die konstanten Betriebsströme für die Eingangs- und die Treiberstufe. Der Einfluß der Betriebsspannung und auch der Temperatur auf wesentliche Kenndaten wurde gegenüber der B080 -Serie weiter verringert. Das hat zur Folge, daß die Schaltkreise der ß060-Serie mit Betriebsspannungen bis unter ±2 V betrieben werden kön¬ nen. ln Verbindung mit dem minimalen Stromverbrauch eignen sie sich be¬ sonders auch für Batteriebetrieb. Wie bei allen modernen Doppelschaltkrei¬ sen wird der größte Teil der Stabilisierungsschaltung (außer VT1, VT9 und VT21) für beide OPV gemeinsam genutzt. Bild 5d zeigt die Frequenzabhän¬ gigkeit der Verstärkung von intern frequenzkompensierten Typen der ßO60-Serie. Gegenüber der ßOSO-Serie fallt die kleinere offene Verstär¬ kung von knapp lOOOOfach auf und die bei 1 MHz liegende niedrigere /1-Frequenz. Berücksichtigt man weiter die sehr guten statischen Parame¬ ter, so sollte ihr Anwendungsgebiet vorwiegend im Gleichspannungsbereich und bei sehr niedrigen Frequenzen liegen. Für spezielle Anwendungen lassen sich analog zum B 080 mit dem B 060 durch Optimierung der äußeren Frequenzkompensation größere Bandbrei¬ ten oder besonders stabile Schaltungen erreichen. Als Richtwert für C K (Bild 4d) ist von der Größe des internen Kondensators CI von etwa 10 pF auszugehen. Die Besonderheit des BO 66, einen Anschluß zur Steuerung der Leistungsaufnahme, gestattet es, durch einen Widerstand /? us von eini¬ gen Kiloohm zur negativen Betriebsspannung - l/ s (Bild 3 und Bild 7) die Stromaufnahme des Schaltkreises weiter zu verringern |5). Gleichzeitig wer¬ den dadurch die Grenzfrequenz und die offene Verstärkung herabgesetzt. Einsatzmöglichkeiten der unterschiedlichen OPV-Familien Aus den Eigenschaften der beschriebenen Operationsverstärker ergeben sich vielfältige Anwendungsmöglichkeiten. Auf einige wird im vorliegenden Beitrag eingegangen, andere können nur angedeutet bzw. durch Hinweise auf entsprechende Literaturstellen erwähnt werden. Zur Messung und Verstärkung von Gleichspannungsgrößen eignen sich besonders die Typen mit FET-Eingang und Anschlüssen zur Offsetkompen¬ sation \B061, B066. B 060, B081. B 083 und B 080). Um das Meßobjekt möglichst wenig zu belasten, sollte dabei die Schaltung als nichtinvertieren¬ der Verstärker angewendet werden. Ein Beispiel dafür zeigt in Bild 8 die Schaltung eines einfachen Gleichspannungsvoltmeters mit hochohmigem Eingang ähnlich [10]. Sie besteht aus einem als nichtinvertierender Verstär¬ ker geschalteten B061 bzw. B08I mit vorgeschaltetem Eingangsspannungs¬ teiler R21 bis R 29. Am Ausgang wird ein Gleichspannungsmeßwerk mit einem Vollausschlag von 1 V und einem Innenwiderstand von wenigstens 1 kO angeschlossen. Da der Zeigerausschlag bei fehlender Meßspannung 0 sein soll, ist eine OfTsetkompensation erforderlich. Wird an Stelle der in 192 KV TOM myi—| Eingang Bild 8 Schaltung eines einfachen hochohmigen Voltmeters mit Blh'ET-OPV als Verstärker 1 + IV (?) Vott- ausscfilag Bild 8 eingezeichneten Typen B08I/B061 der Typ B 080 oder B 060 einge¬ setzt, ist die Offsetkompensation entsprechend Bild 4d zu ändern. Die Ver¬ stärkung des OPV ergibt sich zu: Vv- Rl +1 loo kn 5,263 kO + 1 = 20 . Der Spannungsteiler muß damit so ausgelegt werden, daß bei Vollausschlag des Meßwerks von 1 V eine Eingangsspannung am Verstärker von 0,05 V er¬ forderlich ist. Beim kleinsten Meßbereich von 0,1 V verbleibt somit ein Vor¬ widerstand Ä21 von 10 MO vor dem Eingang des OPV, der diesen vor unzu¬ lässig hohen Spannungen bei Bedienungsfehlem schützt. Der Kondensator CI soll störende Wechselspannungen vom Eingang femhalten. Der Span¬ nungsteiler hat einen Gesamtwiderstand von 20 MO, mit dem das Meßob¬ jekt belastet wird. Mit dem Stufenschalter legt man den Eingang des Ver¬ stärkers an den jeweiligen Meßbereichsabgriff. Da der Eingangswiderstand des OPV in der Größenordnung von mindestens 100000 MO liegt, wird der Spannungsteiler nicht belastet. Mit der angegebenen Spannungsteilerkette erhält man die Meßbereiche: 0,1 V; 0,3 V; 1 V; 3 V; 10 V; 30 V; 100 V und 300 V. Für die Widerstände R 21 bis R 29 ergeben sich ziemlich «krumme» Werte. Bei einer anderen Stufung von 0,1 V; 0,25 V; 1 V; 2,5 V; 10 V; 25 V; 100 V und 250 V erhält man «runde» Widerstandswerte (in Bild 8 in Klam¬ mern), die aber auch in keiner genormten Reihe mehr zu finden sind. In je¬ dem Fall müssen die Widerstände wegen der geforderten Genauigkeit einen kleinen Temperaturbeiwert aufweisen und auf mindestens ±1%, besser ±0,5%, ausgemessen oder aus mehreren Werten dieser Genauigkeitsklasse zusammengesetzt werden. Steht für R I nicht der genaue Wert von 5,26 kO zur Verfügung, kann man R 1 etwas kleiner wählen (z. B. 5,1 kfl) und die da¬ durch etwas größer ausfallende Verstärkung durch einen einstellbaren Vor- 13 Schubert, Eljabu 87 193 widerstand R 3, der höchstens 10% des Innenwiderstands des Meßwerks ha¬ ben sollte, wieder ausgleichen. Die Betriebsspannung ± U s soll mindestens um 2 bis 2,5 V höher gewählt werden als die Ausgangsspannung, Im vorlie¬ genden Fall ergäbe sich ein Betriebsspannungsbereich von I/ s = ±4 V bis ± 15 V. Mit einem Stromverbrauch von etwa 3 mA beim Einsatz eines ent¬ sprechenden Operationsverstärkers B 081 (erst recht bei der B 061 -Variante mit etwa 0,4 mA) ist ein vorteilhafter Batteriebetrieb (z.B. 2 Flachbatterien) möglich. ' Allgemein kann gesagt werden, daß sich in nahezu allen Schaltungen, in denen OPV der ß080-Reihe vorgesehen sind, die entsprechenden pin-kom¬ patiblen B 060 -Typen einsetzen lassen. Eine Ausnahme stellen die Fälle dar, bei denen eine sehr hohe gegengekoppelte Verstärkung (Ku“ 1000) verlangt wird. Auffallende Vorteile der ß060-Serie sind der geringere Stromverbrauch und eine weitgehende Kurzschlußfestigkeit. Beachten muß man die veränderten Werte der äußeren Beschaltung bei der Offset- und Frequenzkompensation sowie die entsprechend geringfügig niedrigere /1-Frequenz. Wenn auch die Domäne der BIFET-OPV-Schaltungen mit sehr hohem Eingangswiderstand die Gleichspannungsverstärkung ist, so lassen sie sich auch als invertierender Verstärker mit kleinen Eingangswiderständen im kO-Bereich und mit sehr kleinen Verstärkungsgraden (Fu= 10) für Fre¬ quenzen bis in das Gebiet über 50 kHz einsetzen 112], [13). Die OPV der Reihen B080 und B060 lassen sich bei einem Nachbau älterer Schaltun¬ gen dann mit Aussicht auf Erfolg an Stelle des A 109 D verwenden, wenn sie zur Verstärkung von Gleichspannung oder niedrigen Frequenzen einge¬ setzt werden oder eine starke Gegenkopplung eine niedrige Verstärkung K c ergibt. Zur Entscheidungsfindung über die Ersetzbarkeit sollte man Bild 5 zu Rate ziehen. Bei höheren Anforderungen an Frequenz und Verstärkung kann bei Ver¬ zicht auf hohe Eingangswiderstände die Reihe B 761/B2761, besonders die Typen mit äußerer Frequenzkompensation B 761/B 861, eingesetzt werden. Gegenüber dem A 109 D besteht zumindestens der Vorteil der niedrigeren erforderlichen Betriebsspannung, die auch den Betrieb mit Taschenlampen¬ batterien zuläßt, und des relativ einfachen Schaltungsaufbaus, ln der Ama¬ teurliteratur haben Anwendungsbeispiele dieser OPV wie auch die entspre¬ chenden Bastlertypen R761/R2761 schon eine ziemliche Verbreitung gefunden [11), [12], [13]. Generell gilt für die modernen OPV, daß die Betriebsspannung zwar recht klein sein darf, sie muß aber in beiden Polaritätsrichtungen um etwa 2 bis 2,5 V größer sein als die geforderte Ausgangsspannung. Darüber hinaus sollten die Stützkondensatoren C3 und C4 in der Schaltung nach Bild 4 und Bild 8 an den Betriebsspannungsanschlüssen nicht vergessen werden, wenn das auch nicht in jedem Anwendungsfall nötig ist. ln einigen wenigen Fällen, wenn z. B. bei einer relativ hohen Frequenz eine hohe Verstärkung gefordert wird (z. B./= 100 kHz, V v = 1000), sind die beschriebenen mo¬ dernen Schaltkreise überfordert, und man muß auf den A 109 D zurückgrei¬ fen. 194 Literatur [1] K. H. Schubert, Der Operationsverstärker und seine Anwendung Elektronisches Jahrbuch 1974, Seite 129 bis 140, Berlin 1973. [2] K E Knopke, Frequenzkompensation des Operationsverstärkers A 109 D radio- fernsehen-elektronik 23 (1974), Heft 18, Seite 595 bis 598. [3] E. Kulla, Neue Operationsverstärker, Mitteilung aus dem VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder), radio-fernsehen-elektronik 31 (1982), Heft 3, Seite 145 bis 149 (4| S. Kowalewski/L. P Richter, BIF'ET Operationsverstärkerschaltkreise B 080 bis B084, Mitteilung aus dem VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder), radio-fernse- hen-clektronik 32 (1983), Heft 3, Seite 165 bis 168. (5) D. Dahms, Leistungsarme Operationsverstärkerder Reihe B060 B066, Vortrag, gehalten auf dem 11. Mikroelcktronik-Bauelemente-Symposium 1985 in Frank¬ furt (Oder). |6| D. Müller, Integrierter Verstärker mit hochohmigem FET-Eingang Elektroni¬ sches Jahrbuch 1980, Seite 110 bis 116, Berlin 1979. (7| Taschenbuch Aktive elektronische Bauelemente 1984/1985, Teil 1, VEB Kombi¬ nat Mikroelektronik. [8] Grundsätzliche Schaltungskonzepte monolithisch integrierter Linearschaltungen, Funktechnik 30 (1975), Heft 10, Seite 278 bis 284, Heft 11, Seite 308 bis 311. [9] G. Skribanowitz, Offsetkompensation des BIFET-Operationsverstärkers B080, ra¬ dio-fernsehen-elektronik 31 (1982), Heft 7, Seite 432. [10] H. Schreiber, Voltmeterschaltung mit BIFET-Operationsverstärker, Funktech¬ nik 34 (1979), Heft 7, Seite T 332 bis T 334. [ 111 D. Kauka, Funktionsgenerator mit OPV aus dem Bastelbeutel 13, FUNKAMA¬ TEUR 34 (1985), Heft 9, Seite 455. [12] F. Sichla, Meßgeräteschaltungen und -baugruppen für den Funkamateur, Elektro¬ nisches Jahrbuch 1986, Seite 118 bis 133, Berlin 1985. [13] W Witas/F Zimmer/P Wiese, Vorsatzgerät zum Digitalzähler «Polydigit», FUNKAMATEUR 34 (1985), Heft 7, Seite 353 bis 356. / 13* 195 Extremwertspeicher für analoge oder digitale Ing. Harro Kühne Thermometer Elektronische Temperaturmeßgeräte mit analoger oder digitaler Meßwert¬ darstellung sind Instrumente, die von Elektronikamateuren mit relativ ge¬ ringem Aufwand gebaut werden können. Seit kurzer Zeit stehen für die ko¬ stengünstige Temperaturerfassung mit den integrierten Schaltkreisen BSII :V Sensoren bereit, die zudem noch die Schaltungstechnik der elek¬ tronischen Thermometer vereinfachen. Die Einsatzmöglichkeiten dieser Geräte erweitern sich beachtlich, wenn die elektronischen Thermometer über sogenannte Extremwertspeicher verfügen. Sie speichern vom Beginn des Rücksetzens bis zum Zeitpunkt des Ablesens die höchste und die nied¬ rigste gemessene Temperatur dieses zeitlichen Abschnitts. Das Gerät ist dann sozusagen das elektronische Gegenstück zu den sogenannten Maxi¬ mum-Minimum-Thermometern. Bei diesen U-förmigen Quecksilberther¬ mometern verschiebt die sich mit der Temperatur ändernde Quecksilber¬ säule 2 Stifte aus Eisen, deren Positionen den Extremwerten der Temperatur entsprechen. Nach dem Ablesen führt eine Einrichtung die Stifte wieder auf den momentanen Istwert der Temperatur zurück, und es beginnt ein neuer Speicherzyklus. Der nachstehende Beitrag erläutert Aufbau und Wirkungsweise von 2 Ex¬ tremwertspeichern für elektronische Thermometer. Die Konzeption der Ex¬ tremwertspeicher wurde so gewählt, daß eine Nachrüstung vorhandener Thermometer meist einfach möglich ist. Eingangssignal der Extremwert¬ speicher ist eine der gemessenen Temperatur proportionale Gleichspan¬ nung von ± U e = 1 V. Eine Umdimensionierung auf einen anderen Ein¬ gangsspannungsbereich bereitet keine größeren Schwierigkeiten. Die Extremwertspeicher reproduzieren die innerhalb eines Meßzeitraums ermit¬ telte maximale bzw minimale Eingangsspannung als vorzeichenbehaftete Gleichspannung; sie sind deshalb auch in elektronischen Thermometern mit analoger Meßwertverarbeitung und -anzeige verwendbar. In beiden Schaltungsversionen stehen für den Maximal- und den Minimalwert ge¬ trennte Speicher zur Verfügung, deren Speicherbereich bei -U c = 1 V bzw. U e = 1 V beginnt und bei U t = 1 V bzw. -U e = IV endet. Die Auflösung und damit der Speicherfehler ist vom Aufwand in den Extremwertspeichern abhängig. Nähere Angaben dazu findet der Leser am Ende der Beschrei¬ bung der jeweiligen Schaltungsvariante. Bild 1 stellt den Stromlaufplan eines Extremwertspeichers vor, der die 196 197 Bild I Siromlaufplan eines Extremwertspeichers mit CMOS-D/A - Wandler vorgenannte Aufgabe mit 6 Operationsverstärkern und 2 asynchronen Bi¬ närzählern in CMOS-Technik erfüllt. Zur Stromversorgung sind 2 stabili¬ sierte Speisespannungen von f/ ccl = ~Ucci= 5 V erforderlich. Die Opera¬ tionsverstärker Nl/1 N2/1 und N2/3 sowie der Frequenzteiler Dl realisieren den Speicher für die maximale Eingangsspannung, während die Operationsverstärker Nl/2, N2/2, N2/4 und der Frequenzteiler D2 den Speicher für die minimale Eingangsspannung verwirklichen. Dabei arbeiten die Operationsverstärker Nl/1 und Nl/2 als Komparatoren, die über die Dioden VI und V2 die Taktgeneratoren mit den Operationsverstärkern N2/1 und N2/2 starten und stoppen können. Die asynchronen Binärteiler Dl und D2 wirken zusammen mit den Operationsverstärkern N2/3 und N2/4 als einfache D/A-Wandler. Zu diesem Zweck sind die Ausgänge Q3 bis Ql 1 der Binärteiler jeweils mit einem sogenannten Ä/2R-Netzwerk ver¬ bunden. das die Zählerstände in ihnen proportionale Spannungen bzw. Ströme umwandelt. Die Versorgungsspannungsanschlüsse Uon und U ss der Binärteiler Dl und D2 sind mit t/ ct , bzw - l/ CC3 verbunden L-Potential an den Ausgän¬ gen von Dl oder D2 bedeutet deshalb eine auf das Massepotential bezo¬ gene Spannung von U C ci “5 V. Führen die Ausgänge von Dl oder D2 da¬ gegen H-Pegel, so entspricht das einer auf das Massepotential bezogenen Spannung von U C c i = 5V Mit hinreichender Genauigkeit wird diese Ei¬ genschaft dadurch gesichert, daß für die Binärteiler Dl und D2 CMOS-IS verwendet wurden, deren Ausgangspotentiale in den beiden möglichen Schaltzuständen nahezu den betreffenden Versorgungsspannungen entspre¬ chen. Die obige Aussage trifft nur zu, wenn die von den Ä/2R-Netzwerken be¬ wirkte Belastung der Ausgangsstufen der Binärteiler Dl und D2 vemachläs- sigbar gering ist. Deshalb wurde für den Widerstand R der Wert von R = 60 kO festgelegt. Es ergibt sich dann ein Widerstand von 2 R = 120 kO, der den typischen Ausgangswiderstand, er liegt je nach Schaltzustand zwi¬ schen R, = 100 fl und R, = 200 0, der betreffenden Stufe erheblich über¬ steigt. Beide R/2R -Netzwerke bestehen ausschließlich aus identischen Wi¬ derständen. Ihr Absolutwert ist unkritisch. Vielmehr sollten die Widerstände nur eine geringe Relativtoleranz aufweisen. Es ist deshalb not¬ wendig, aus einer größeren Zahl von Widerständen solche Exemplare aus¬ zuwählen, die untereinander möglichst wenig abweichen, jm Erprobungs¬ aufbau wurden für R13 bis R 64 Exemplare mit einer maximalen Relativtoleranz von ±0,3% benutzt. In dem Speicher für die maximale Eingangsspannung schließen die Wi¬ derstände R 65 und R66 das R/2R-Netzwerk ab. Sein Innenwiderstand be¬ trägt R j = 60 kO, so daß die Eingangsspannung des als Folger betriebenen Operationsverstärkers N2/3 t/ eN2/) = -1,05 V beträgt, wenn der Frequenz¬ teiler Dl mit der Taste Ta zurückgesetzt wurde. Erhält anschließend der Frequenzteiler Dl Taktimpulse, so Führt der sich dann fortlaufend erhö¬ hende Zählerstand zu einer treppenförmig ansteigenden Spannung am Aus¬ gang des Operationsverstärkers N2/3. Der Spannungsanstieg endet, wenn alle benutzten Teilerstufen von Dl an ihrem Ausgang auf H-Potential um- 198 geschaltet haben. Die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers N2/3 hat dann den Maximalwert von = 1,05 V erreicht. Dabei ist die An¬ zahl der möglichen Spannungspegel identisch mit der Anzahl der Zählerzu¬ stände, die hier 2 9 = 512 betrug. Zwischen den beiden schon genannten Endwerten liegen also noch 510 mögliche Spannungspegel. Damit ergibt sich eine Stufenhöhe von etwa U s , = 4,12 mV, die gleichzeitig der Auflö¬ sung des Extremwertspeichers entspricht. Der Ausgang des R/2J?-Netzwerks des Speichers für die minimale Ein¬ gangsspannung wurde direkt mit dem Summationspunkt des invertierenden Verstärkers mit dem Operationsverstärker N2/4 verbunden. Die in dessen Gegenkopplungszweig liegenden Widerstände R61 und R 68 sind wert¬ gleich mit R 65 und R 66, so daß sich bei dem Rücksetzen des Binärzählers D2 eine positive Ausgangsspannung von t/ lN 2 i*~ 1,05 V ergibt. Sie verrin¬ gert sich treppenformig dann, wenn der Zähler D2 Taktimpuls erhält. Der Spannungsendwert von -U M n = 1.05 V wird dann erreicht, wenn alle Stu¬ fen des Binärzählers auf H-Pegel an ihrem Ausgang umgeschaltet haben. Damit entspricht die Auflösung bzw. Stufenhöhe den schon oben angegebe¬ nen Werten. Die Taktimpulse für die Binärzähler Dl und D2 erzeugen 2 identisch aufgebaute Taktgeneratoren, deren Funktion am Beispiel des Taktgenera¬ tors für Dl erläutert werden soll. Der Operationsverstärker N2/1 arbeitet als Schmitt -Trigger mit großer Hysterese, die die positive Rückkopplung mit dem Spannungsteiler aus den Widerständen Ri und R9 verursacht Posi¬ tive Spannung am Ausgang von N2/1 Führt über die Widerstände R4 und RS zum Aufladen des frequenzbestimmenden Kondensators C4. Dieser Zy¬ klus endet, wenn die Spannung über C4 den im positiven Spannungsbe¬ reich liegenden Schaltpunkt des Scfimiw-Triggers erreicht. Er kippt in seine 2. stabile Lage. Die jetzt negativ gepolte Ausgangsspannung des Operations¬ verstärkers N2/1 Führt zu einer Ent- bzw. Umladung von C4. Dieser Ab¬ schnitt endet mit dem Erreichen des im negativen Spannungsbereich lie¬ genden Schaltpunkts des Sc/im/rr-Triggers. Er schaltet in die zu Beginn angenommene Lage zurück, und die erläuterten Vorgänge beginnen von vorn. Das Ergebnis dieser Arbeitsweise ist eine nahezu symmetrische Recht¬ eckspannung, deren Frequenz bei der in Bild 1 angegebenen Dimensionie¬ rung /= 20 kHz betrug. Der Taktgenerator läßt sich stoppen, wenn die Ka¬ tode der Diode VI negatives Potential Führt. Der Kondensator C4 kann sich dann nicht auf eine positive Spannung aufladen, so daß die Schwingungen abreißen und der Ausgang des Operationsverstärkers N2/1 permanent H- Potential Führt. Erst ein positiver Spannungspegel an der Katode von VI schaltet den Taktgenerator wieder ein, dessen Arbeitszyklus dann mit der Aufladung von C4 in positiver Richtung beginnt, so daß nach der Freigabe die erste Taktflanke am Ausgang von N2/1 negativ gerichtet ist. Jetzt läßt sich das Zusammenwirken der einzelnen Baugruppen des in Bild 1 vorgestellten Extremwertspeichers leicht erläutern. Grundsätzlich be¬ ginnt ein Erfassungszyklus mit dem Rückstellen der beiden Speicher mit der Taste Ta. Unmittelbar nach dem Loslassen der Rückstelltaste erhalten 199 200 Bild 2 Stromlaufplan eines Extremwertspeichers nach dem Tastverhältnis-Verfahren die Binärzähler Dl und D2 Taktimpulse, weil die Komparatoren mit Nl/1 und Nl/2 die Taktgeneratoren freigeben, wenn die Eingangsspannung in¬ nerhalb des Speicherbereichs bei z. B, t/ c = 0,5 V liegt. Die Komparatoren vergleichen nun ständig die Eingangsspannung mit den Ausgangsspannun¬ gen der beiden Extremwertspeicher. In dem Moment, in dem die Kompara¬ toren Spannungsgleichheit melden, stoppen die Taktgeneratoren, und die Binärzähler bleiben auf dem dann eingenommenen Stand stehen. Im Bei¬ spiel ist das dann der Fall, wenn die Ausgangsspannung des Operationsver¬ stärkers N2/3 von zu Beginn - l/, N2 ;j = 1,05 V bis auf l) lN2} 0,5 V hoch¬ gelaufen ist, wobei gleichzeitig die Ausgangsspannung von N2/4 von zunächst l/ lN2 « = 1,05 V auf t/, N2/< = 0,5 V absinkt. Vergrößert sich jetzt die Eingangsspannung, so gibt der Operationsverstärker Nl/1 nur den Taktge¬ nerator mit N2/1 frei. Der Binärzähler Dl arbeitet dann wieder so lange, bis erneut Spannungsgleichheit vorliegt. Im entgegengesetzten Fall bewirkt das Absinken der Eingangsspannung ausschließlich einen entsprechenden Spannungsverlauf am Ausgang des Operationsverstärkers N2/4, weil in die¬ sem Fall nur der Taktgenerator mit N2/2 arbeiten kann. Zum Ablesen der Extremwerte am Ende des gewählten Erfassungszeit¬ raums schaltet man mit dem Umschalter S1 den gewünschten Pegel an den Eingang des Anzeigeinstruments, das sonst die momentane Eingangsspan¬ nung darstellt. Voraussetzung für eine der Auflösung entsprechend korrekte Arbeitsweise ist die sorgfältige Kompensation der Offsetspannungen der als Komparatoren verwendeten Operationsverstärker mit den Einstellpotentio¬ metern R2 und R 3. Sie sind bei nach Massepotential kurzgeschlossenen Eingängen der betreffenden Operationsverstärker so einzustellen, daß die Ausgangsspannung dieser Verstärker gerade zwischen ihren beiden Extrem¬ werten hin- und herschaltet. Bei dem Erprobungsmuster betrug die größte Abweichung zwischen dem tatsächlichen und dem gespeicherten Extrem¬ wert ± U = 5 mV, eine Genauigkeit, die für viele praktische Fälle als ausrei¬ chend zu erachten ist. Bild 2 zeigt den Stromlaufplan eines Extremwertspeichers, der ohne ein engloleriertes K//?-Netzwerk auskommt. Das grundsätzliche Arbeitsprinzip dieser Version unterscheidet sich nur unwesentlich von dem oben erläuter¬ ten. Auch in diesem Fall vergleichen die Komparatoren Nl/1 und Nl/2 die Ausgangsspannungen t/. N2 ,, bzw. t/, N2 , 2 der beiden Extremwertspeicher mit der momentanen Eingangsspannung. Erreicht diese innerhalb des Speicher¬ bereichs von ± l/ t = 1 V eine/t neuen Extremwert, so bewirkt der aktivierte Komparator das Nachsteuern des entsprechenden Extremwertspeichers, dessen Ausgangsspannung sich auf den geänderten Extremwert einstellt. Gespeichert werden die ermittelten Extremwerte als Gleichspannung. Sie wird allerdings durch Integration aus einer rechteckformigen Spannung ge¬ wonnen, deren Tastverhältnis der darzustellenden Gleichspannung propor¬ tional ist. Der Aufbau und die Funktionsweise der Speicher für die maximale und die minimale Eingangsspannung sind weitgehend identisch. Beide Einrich¬ tungen unterscheiden sich nur in der Betriebsweise der EXCLUSIV-OR- Gatter D8/3 und D8/4, die als invertierender bzw. als nichtinvertierender 201 Puffer arbeiten. Startet man mit der Taste Ta einen Speicherzyklus, dann springt der Pegel am Ausgang des Gatters Dl/4 auf L-Potential. Dieser Pe¬ gel setzt die 3 Frequenzteiler D5 bis D7 in ihre Nullage, bei der alle Teiler¬ ausgänge H-Potential aufweisen. Gleichzeitig stoppt der Taktgenerator aus dem Gatter Dl/1. Mit dem Loslassen der Taste schwingt der Generator an und liefert eine weitgehend symmetrische Rechteckspannung mit einer Fre¬ quenz von / = 100 kHz. Der genaue Wert der Taktfrequenz ist unkritisch, solange die Frequenzteiler D5 bis D7 diese verarbeiten können. Über das Gatter Dl/2 erreichen die Taktimpulse den Takteingang I T , des Referenz¬ teilers D5. Er ist so verdrahtet, daß sich vom Eingang I T1 zum Ausgang 0 H ein Teilerverhältnis von 2 400:1 ergibt. In gleicher Weise wurden auch die Frequenzteiler D6 und D7 verschaltet, die ihre Taktimpulse über die Gatter D4/1 bzw. D4/2 erhalten. Die EXCLUSIV-OR-Gatter D8/1 und D8/2 vergleichen die an den Aus¬ gängen 0 H der Frequenzteiler D6 und D7 liegenden symmetrischen Recht¬ eckspannungen mit der am Ausgang 0 H des Referenzteilers anstehenden Rechteckspannung gleicher Frequenz. Kurz nach dem Rücksetzen besteht zwischen den miteinander verglichenen Spannungen keine Phasenverschie¬ bung, so daß entsprechend Bild 3 die Ausgänge von D8/1 und D8/2 L-Po¬ tential führen. Am Ausgang des Gatters D8/3 ergibt sich H-Pegel, der sei¬ nerseits am Ausgang des integrierten Verstärkers mit dem Operationsver- H D5 Ausgang % L H DS Ausgang Oh 08/1 05 Ausgang 0 H I I 05 Ausgang 0» D8/1 05 Ausgang Oh h 05 Ausgang % DB/1 Bild J Spannungswrläufe an den Eingängen und am Ausgang eines EXCLUSIV-OR-Gal- ters 202 stärker N2/1 eine Spannung von - U,nm ~ 1,15 V verursacht. Das Gatter D8/4 fuhrt im geschilderten Fall auch L-Potential an seinem Ausgang. Der integrierende Verstärker mit dem Operationsverstärker N2/2 weist aus die¬ sem Grund eine Ausgangsspannung von t/, N2 ,j = 1,08 V auf. Die genannten Ausgangsspannungen der beiden Extremwertspeicher schalten die Kompa¬ ratoren Nl/1 und Nl/2 ausgangsseitig auf H Potential, wenn die Eingangs¬ spannung vereinbarungsgemäß innerhalb des Speicherbereichs bei z. B. U' = 0.5 V liegt. Die beiden D-Flip-Flop D2/1 und D2/2 realisieren zusammen mit dem Gatter D3/1 eine Anordnung, mit der nach einem Startsignal Impulse aus¬ blendbar sind. Als Startsignal wirkt ein Spannungssprung von L- in Rich¬ tung H-Pegel am Eingang D von D2/1. Im inaktiven Zustand führt der Aus¬ gang von D3/1 H-Potential. Damit weist der Ausgang des als Inverter betriebenen Gatters D3/2 L-Pegel auf, der seinerseits die Ausgänge der Gat¬ ter D3/3 und D3/4 auf H-Potential schaltet. Dieser Pegel gibt die beiden Tore mit den Gattern D4/1 und D4/2 für die Taktimpulse des Generators frei. Die an den Takteingängen 1 T , der Frequenzteiler D5 bis D7 anliegen¬ den Taktimpulse sind zueinander in Phase. Der Referenzteiler D5 liefert an seinem Ausgang Q F nach jeweils n = 2 400 -6 Taktimpulsen einen Pegel¬ wechsel von L- in Richtung H-Potential. Dieser Pegelwechsel geschieht auf Grund der Laufzeiten in dem Teilerschaltkreis nicht synchron mit der aus¬ lösenden Taktflanke, eine Tatsache, die funktionell ohne Bedeutung ist. Mit der nächstfolgenden positiv gerichteten Taktflanke am Ausgang des Gatters Dl/1 übernimmt das D-Flip-Flop D2/1 das H-Potential vom Aus¬ gang Qi des Frequenzteilers D5. Zu diesem Zeitpunkt führt der Ausgang 0 des D-Flip-Flop D2/2 noch H-Pegel, so daß jetzt beide Eingänge des Gat¬ ters D3/1 dieses Potential aufweisen. Der Ausgang von D3/I schaltet des¬ halb auf L-Pegel. Dieser Wechsel führt, wenn die als Komparatoren verwen¬ deten Operationsverstärker Nl/1 und Nl/2 ausgangsseitig H-Potential aufweisen zu L-Pegel an den Ausgängen der Gatter D3/3 bzw. D3/4. Damit sperrt, wie man auch aus dem Impulsplan (Bild 4) ersieht, daß jeweils be¬ troffene Tor für die Dauer eines Zählimpulses. Das Ergebnis der Impulsaus¬ blendung ist eine Phasenverschiebung zwischen den Ausgangsrechteck¬ spannungen des Referenzteilers D5 und des jeweils betroffenen Teilers D6 oder D7 um den Phasenwinkel qp = rr/l 200. Die zueinander veränderte Phasenlage der Eingangsspannungen der EX- CLUSIV-OR-Gatter D8/1 und D8/2 führt an deren Ausgängen zu einer Rechteckspannung mit entsprechendem Tastverhältnis. Die Integration die¬ ser Rechteckspannungen mit den Operationsverstärkern N2/1 und N2/2 und den diesen nachgeschalteten passiven ÄC-Gliedern ergibt über den Kondensatoren CIO und CI 1 Gleichspannungen, die sich so lange in Rich¬ tung der nach dem Zurücksetzen der Speicher vorliegenden Eingangsspan¬ nung bewegen, bis die Komparatoren Nl/1 bzw. Nl/2 ansprechen. Ihr Aus¬ gangspotential kippt dann auf L-Pegel, der die Impulsausblendung des betreffenden Extremwertspeichers unterbindet, so daß dann die Phasenlage der Ausgangsspannungen von D5 und D6 bzw. D5 und D7 konstant bleibt. Je nach Richtung der anschließenden Eingangsspannungsänderung ge- 203 om Dia D 5 Ausgang Of L 1 D2/1 Ausgang ä L J DIJ2 Ausgang Q I D3/1 D3I2 Hl/1 Hin D3I3 D3/A Dk/1 Dd/2 unmrwu juuuljuui ■ r . 'i _ r ■ n - . u jinji_juui JUUULJUin Bild 4 Impulsplan zu Bild 2 schieht eine erneute Impulsausblendung im Minimum- oder Maximumex¬ tremwertspeicher, dessen Ausgangsspannung dann der Eingangsspannung folgt. Zu beachten ist, daß die Extremwertspeicher nur langsamen Änderungen der Eingangsspannung folgen können. Bei Thermometeranwendungen ist das meist gesichert. Für einen vollständigen Durchlauf des Speicherbe¬ reichs werden immerhin n = 1 200 • 2 400• 6 Taktperioden benötigt. Das er¬ gibt bei der Taktfrequenz von /= 100 kHz eine Durchlaufzeit von I = 172,8 s. Für Anwendungen mit schnellen Änderungen der Extremwerte ist diese Lösung weniger geeignet. Kürzere Durchlaufzeiten erreicht man mit einer erheblich höheren Taktfrequenz, die allerdings dann auch Teiler¬ schaltkreise bedingt, die diese Frequenzen verarbeiten können. Die Zahl der möglichen Spannungsstufen an den Ausgängen'der Maximum- bzw. Minimumspeicher ist vom Teilerverhältnis der Frequenzteiler D5 bis D7 abhängig und gleich dem mit dem Faktor 0,5 multiplizierten Teilerverhält¬ nis. Vergrößert man diese, so läßt sich nahezu jede beliebige Auslösung er¬ reichen. 204 Ralf Männel Ein einfacher Synthesizer als elektronisches Musikinstrument Aus der gegenwärtigen Musik sind elektronische Musikinstrumente nicht mehr wegzudenken. Für den Elektronikamateur sind jedoch die von der In¬ dustrie hergestellten Geräte meist zu aufwendig und zu teuer. Es bestand deshalb die Aufgabe, ein einfaches und damit preiswertes Gerät zu entwer¬ fen, das mit handelsüblichen Bauelementen bestückt ist. Übersichtsschaltplan Die verwendeten Baugruppen sind vom Synthesizer her bekannt. Das Key¬ board (Tastenfeld) ordnet einer gedrückten Taste des Manuals eine be¬ stimmte Spannung zu, die die Tonhöhe repräsentiert. Diese Spannung wird in der Sample-and-Hold-Schaltung (S & H) abgespeichert, wobei die Auslö¬ sung des Speichervorgangs mit dem Tastendruck geschieht. Auf die S & H- Schaltung folgen 2 VCO (Voltage Controlled Oscillator, spannungsgesteuer¬ ter Oszillator), die die Spannung in eine Tonfrequenz umsetzen. Durch den Einsatz von 2 VCO lassen sich Schwebungen oder Intervalle einstellen. Die Ausgangssignale der VCO gelangen auf einen VCA (Voltage Controlled Amplifier, spannungsgesteuerter Verstärker), der in Verbindung mit dem Konturgenerator eine Steuerung der Hüllkurve des Tonsignals, d. h. Steue¬ rung der Anstiegs- und Nachhallzeit, ermöglicht. Danach folgt eine Filter- Büd I Übersichtsschaltplan des einfa¬ chen Synthesizers 205 imm\ n»->L hv) t khv 206 Bild 2 Stromlauf plan des einfachen Synthesizers Schaltung (Bandpaß), mit dem die Klangfarbe beeinflußt werden kann. Wei¬ terhin ist ein LFO (Low Frequency Oscillator, Niedrigfrequenzoszillator) vorhanden, mit dem eine Frequenzmodulation (Vibrato) möglich ist. Keyboard und S & H-Schaltung Für die Erzeugung der Steuerspannung wird ein einfacher Spannungsteiler mit Steller zur Stimmung eingesetzt. Der Relaiskontakt kl bewirkt die Zu¬ schaltung der Eingangsspannung auf den Speicherkondensator C2 während eines Tastendrucks. Das abschaltbare RC-Glied R 1/CT realisiert den Glis- sando-EfTekt, einen gleitenden Übergang der Frequenz von Ton zu Ton. Der nachfolgende OPV Al wirkt als Impedanzwandler. Es sind nur Typen mit SFET-Eingang verwendbar, um vernünftige Speicherzeiten (für Nach¬ hall) zu erreichen. Dem OPV folgt ein Widerstandsnetzwerk zur Steuerung der VCO. Dabei lassen sich mit R 3 die Frequenzen beider VCO verschie¬ ben, mit RA nur die von VC02. R2 entkoppelt den Ausgang von Al, um die Vibratospannung vom LFO einspeisen zu können. Mit RS läßt sich Stärke und mit R6 Tempo des Vibratos einstellen. VCA und Filter Am Eingang des VCA ist ein Überblendregler (R 7, R 8, R 9) angeordnet, mit dem sich die Ausgangssignale der beiden VCO mischen lassen. Der VCA selbst besteht aus einem A273D, dessen Außenbeschaltung auf ein Mini¬ mum reduziert wurde. Die Steuerspannung von C3 im Konturgenerator wird auf pin 13 geführt. Das Ausgangssignal durchläuft einen Bandpaß, des¬ sen Mittenfrequenz mif R12 einstellbar ist. Mit S1 läßt sich dieses Filter abschalten. RIO und Rll bewirken eine Pegelanpassung, um ein Übersteu- Bild J VCO-Schaltunn. die doppelt ausxefuhrt wird Ad - MAA 7dloä. Di • A302 207 raste (ruchtgedrückt) * n - Massekontakt « □ Kegboardkontakt ' Tonschattkontakt Bild 4 Anordnung der Kontakte des Keyboards ern des Filters zu verhindern. Eventuell müssen ihre Werte geändert wer¬ den. Dem Filter folgt ein einfaches Mischpult, mit dem die Lautstärke des In¬ struments verändert wird und eine äußere Quelle eingemischt werden kann. taste (gedrückt)^- Tonauslösung und Konturgenerator Für die Tonauslösung ist ein weiterer Schaltkontakt nach Masse erforder¬ lich, der beim Tastendruck erst nach dem Kontakt der Keyboard-Schaltung einschalten darf. Um das einfach zu erreichen, wurden die Kontakte gemäß Bild 4 angeordnet. An den Tonschallkontakt ist das Relais der S & H-Schallung angeschlos¬ sen. Da dieses bei jedem Tastendruck schaltet, sollte ein geräuscharmer Typ eingesetzt werden. Der ebenfalls von diesem Kontakt gesteuerte Negator Dl lädt C3 über R 17 (Anstiegszeit) und entlädt ihn wieder über ft 16 (Nach¬ hallzeit). Die Größe von C3 kann durch Probieren optimiert werden vco Diese 2fach vorhandene Baugruppe stellt im Prinzip einen A/D-Wandler nach [1] dar, in der auch eine nähere Beschreibung zu Finden ist. Mit ft 18 läßt sich die Umsetzrate des Wandlers verändern. An C4 liegt eine Säge- Bild 5 Draufsicht; es ist die An¬ ordnung der Bedienele¬ mente erkennbar 208 Zahnspannung, die über A5 hochohmig entkoppelt wird. Um eine genügend hohe Linearität auch im unteren Frequenzbereich zu erreichen, sollte für A5 ein SFET-Typ eingesetzt werden. Stromversorgung Die Stromversorgung ist sehr einfach, die Spannungen + 15 und -5 V wer¬ den durch Festspannungsregler stabilisiert. Beim Mustergerät ist das Netz¬ teil als zusätzliches Gerät realisiert worden. Abgleich Der Abgleich des Geräts beschränkt sich auf die Stimmung der Klaviatur und den Offsetabgleich der OPV A4 in den VCO. Für diesen Abgleich wird der Eingang des VCO an Masse geschaltet und mit Ä19 die Spannung über R 18 aufOV eingestellt. Für die Stimmung bieten sich 3 Varianten an. Die 1. ist ein Vergleich mit einem schon gestimmten Instrument, was jedoch Zeit und ein gutes Gehör erfordert. Die 2. Variante bedingt ein Digitalvoltmeter, mit dem die für eine temperierte Stimmung erforderlichen Ausgangsspannungen des Keyboards eingestellt werden. Diese Spannungen bilden eine geometrische Folge mit dem Faktor 'V7, d. h., es muß zuerst die linke Taste gedrückt werden, die Spannung an Al (Ausgang!) gemessen und mit '^1 multipli¬ ziert werden. Die auf diese Weise erhaltene Spannung wird am 1. Steller für die 2. Taste eingestellt, wieder multipliziert usw. Die 3. Variante hat den gleichen Ablauf, jedoch wird mit einem Frequenzzähler die Ausgangsfre¬ quenz eines VCO gemessen. Mechanischer Aufbau Bei derartigen Geräten der Musikelektronik nimmt der mechanische Auf¬ bau einen sehr wichtigen Platz ein. Speziell das Manual bereitet dem Elek¬ tronikamateur Probleme. Der Autor verwendet eine Eigenbauklaviatur, für die das Holz aus Reißbrettern (A4) mit der Laubsäge in die entsprechende form gebracht wird. Die Tasten werden nach dem Spachteln, Verschleifen und Grundieren lackiert. Als Federn benutzt man Plastklammern, die Rea¬ lisierung der Anschläge ist aus Bild 6 ersichtlich. Es läßt sich auch eine in¬ dustrielle Klaviatur verwenden. Für die Kontakte werden Relaiskontakte eingesetzt Die Anordnung der ßedienelemente sollte man strukturiert und übersichtlich vornehmen. Bild 5 gibt dazu eine Anregung. Für die Herstel¬ lung des Frontplattenbilds wird ein Negativ mit Typufix auf durchsichtiger Folie angefertigt, das man auf das Fotopapier legt. Nach Belichten, Entwik- keln und Fixieren erhält man auf diese Weise sehr dekorative Frontplat¬ ten. 14 Schubert, Eljabu 87 209 Bild 6 Tastatur; die Kontakte wurden auf einem Alu-Profil montiert, als Zwischenlagen wurde Leiterplattenmaterial verwendet. Das obere Alu-Profil wirkt als Anschlag und als Hubbegrenzung. Nach unten schließt sich direkt die Leiterplatte mit den Stellern zur Stimmung an, um unnötige Kabel zu ver¬ meiden Bild 7 Rückansicht; die als Fe¬ dern eingesetzten Klam¬ mem sind auf 2 Alu-Bän- der geschraubt. Die gute Zugänglichkeit der Fe¬ dern ermöglicht ein einfa¬ ches Nachstellen der Fe¬ derkräfte nach längerem Betrieb. Rechts neben dem Hauptschalter befin¬ det sich die Buchse zur (Nieder-) Spannungszu¬ führung Bild 8 Gesamtansicht; das Bild vermittelt einen Gesamt¬ eindruck der Gehäusege¬ staltung. Die mechanische Stabilität des flachen Ge¬ räts (390 mm X 260 mm X 85 mm) garantieren die Seitenteile aus Spanplat¬ ten in Verbindung mit den Alu-Bändern des Ma¬ nuals und dem Boden¬ blech 210 Erweiterungen Die Erweiterungsmöglichkeiten sind vielfältig. Zu nennen wären der Ein¬ satz eines VCF (Voltage Controlled Filter, spannungsgesteuertes Filter), z. B. nach [2], eines Rauschgenerators oder auch die Ansteuerung der Schal¬ tung mit einem Mikrorechner zur Melodiegenerierung. Bemerkungen Das vorgestellte Gerät ist im Prinzip ein kleiner Synthesizer, der bereits einen beachtlichen Umfang an Klängen erzeugen kann. Für die Ausnut¬ zung aller Funktionen ist ein Verständnis der technischen Zusammenhänge unentbehrlich. Obwohl dieser Beitrag an sich eine komplette Bauanleitung darstellt, soll er doch auch eine Anregung für eigene Experimente auf die¬ sem interessanten Gebiet der Elektronik sein. Literatur [ 1 ] H Kühne, Applikationsbeispiele mit dem Schwellspannungsschaltkreis A 302 D, Amateurreihe electronica, Band 207, Seite 79, Berlin 1983. |2| C. Kühnel/U. Postei, Der elektronische Synthesizer, radio-fernsehen-elektronik 28 (1979) Teil 1, Heft 2. Seite 119 bis 125. Teil 2, Heft 3, Seile 184 bis 189. 14' 211 / Wissenstestgerät Ing. Egon Klaffka - Y22FA WTG87 In diesem Beitrag werden Kontruktion und Bau des Wissenstestgerätes WTG 87 beschrieben, das sich für Arbeitsgemeinschaftsteilnehmer der Mit¬ tel- und Oberstufe (Klassen 4 bis 10) eignet. Der AG-Leiter erhält zugleich Anregungen für die Erweiterung der Schaltung und die Anwendung auf an¬ deren Gebieten. Mit dem WTG 87 soll folgendes erreicht werden: - Unterstützung des logischen Denkens; - Umsetzung der Binärentscheidungen in Kontakt- und kontaktlose Schal¬ tungen; - Verwendung handelsüblicher Bauelemente und der in den Schulen vor¬ handenen Baukästen Elektrotechnik/Elektronik, ELEKTRONIK 5 und des Baukastensystems POLYTRONIC für die individuelle Freizeitgestal¬ tung; - Entstehung eines Trainers, der sich in allen Wissensgebieten einsetzen läßt. Aufgabe Aus einer Vorgabe von 8 Objekten (Bildern, Thesen, Zahlen u. ä.) ist 1 Ob¬ jekt zu merken. Durch 3 Testfragen, die nur mit JA oder NEIN zu beant¬ worten sind, muß beim Drücken der Ergebnistaste S3 das ausgewählte Ob¬ jekt angezeigt werden. Das setzt voraus, daß der Spielteilnehmer über sichere Kenntnisse verfügt oder sie mit diesem Gerät erwirbt oder festigt. Das erfordert aber beim AG-Leiter ein hohes Allgemeinwissen über die Konstruktion. Da bei der Konstruktion Binärentscheidungen verwendet 212 werden, verringert sich bei jeder Entscheidung der Wissensvorrat genau um die Hälfte des vorhergehenden Vorrats. Und das ist bei nur 3 Testfragen schon recht kompliziert. Nach Erfahrungen, die der Autor selbst in Arbeits¬ gemeinschaften der 9. und 10. Klassen gesammelt hat, ist Unterstützung unangebracht. Ausgangspunkt Man beginnt mit der Auswahl eines geeigneten Themas. Um eine einfache und überschaubare Erklärung geben zu können, wird ein Beispiel aus der Mathematik gewählt. Aus den Zahlen 0 bis 7 ist eine zu merken. Nach rich¬ tiger Beantwortung von 3 Fragen zeigt das Gerät die gemerkte Zahl an. Da¬ mit ist der Entscheidungsbaum nach Bild 1 vorgegeben. NEIN I I I I — 4 —° I I l JA Gntscheidungsbaum Die 3 Testfragen müssen 1. so gestellt werden, daß die Anzahl der Zahlen nach jeder Beantwortung halbiert wird, und sind 2. in eine geeignete Reihenfolge zu bringen. Solche Fragen können in dem Beispiel sein: 1. Ist die gedachte Zahl größer als 3 (n > 3)? Damit erhält man bei NEIN die Gruppe 0 bis 3. Bei JA erhält man die Gruppe 4 bis 7, also eine Hal¬ bierung des Wertevorrats, der nun durch die 2.Frage wieder halbiert wer¬ den muß (s. Tabelle 1). 2. Dividiere die Zahl durch 4! Bleibt ein größerer Rest als 1 (n : 4, r > 1)? Es wird nur mit ganzen Zahlen gerechnet, z. B.: 3:4 = 0 Rest 3. Bei NEIN erhält man nun aus der Gruppe 0 bis 3 die Zahlen 0 und 1. 3. Ist die Zahl ungerade (n = ungerade)? Bei NEIN bleibt aus der Gruppe 0 und 1 die 0. 213 Tabelle I Konstruktlonshilfc Zahl 1.Frage n > 3? 2. Frage n : 4, r > 1? 3. Frage n = ungerade? 0 0 0 0 1 0 0 i 2 0 i 0 3 0 i i 4 1 0 0 5 1 0 i 6 1 , 1 o 7 1 1 i Logischer Wert: 0 = NEIN S L-Pegel 1 = JA * II-Pegel Tabelle 1 faßt diese Ergebnisse in einer elementaren Form als Konstruk¬ tionshilfe zusammen. Darin bedeutet n die gemerkte Zahl. Kontaktpyramide Die auf diese Weise erarbeiteten Entscheidungen sind in einer Kontaktpy¬ ramide zu erfassen (Bild 2). Dazu geht man von einer einheitlichen Schal¬ terstellung aus. Im Beispiel bedeutet die Schalterstellung nach links NEIN. Bei Verwendung von Drucktasten empfiehlt es sich, der nichtgedrückten Taste den Zustand NEIN zuzuordnen. Realisierung durch Schalter Bild 2 zeigt die Realisierung mit Schaltern. Es werden benötigt: 1 2poliger Umschalter, 1 4poliger Umschalter, 1 8poliger Umschalter und 1 Taster als Ergebnistaste. Baut man diese Schaltung mit dem ELEKTRONIK- oder PO- LYTRONIC-Syslem auf, können die Umschalter durch Relais ersetzt wer¬ den. Die Entscheidungstasten schalten in diesem Fall die Betriebsströme für die Relaisspulen. Die Relaiskontaktp schalten die Signalwege (Bild 3). Zuordnungsschaltung Sobald die AG-Teilnehmer genügend Fertigkeiten im Einbau von Schalt¬ kreisen besitzen, ist der Aufbau des WTG 87 eine lohnende Aufgabe. Das Entwerfen der Schaltung sollte dabei unbedingt in die AG-Tätigkeit mit einbezogen werden. Dazu wird eine Zuordnungsschaltung nach Bild 4 ent¬ wickelt. Voraussetzung ist eine Zuordnungsmatrix nach Tabelle 2. 214 HL0...HL7 (Anzeige 0...7) Bild 2 Kontaktschaltung (Schalter S2 ist ein Apoliger Umschalter) KO... KB geschaltet Bild 3 Relaisschaltung Tabelle 2 Zuordnungsmatrix Zahl Fragen Lampen n > 3? n:4, r> 1? n = ungerade? 0 1 2 3 4 5 6 7 *0 X, *i y. y. yj yj y« y* y» y 7 0 L L L H L L L L L L L 1 L L II L H L L L L L L 2 L H L L L H L L L L L 3 L H H L L L H L L L L 4 H L L L L L L H L L L 5 H L H L L L L L H L L 6 H H L L L L L L L H L 7 H H H L L L L L L L H 215 X 0 X; X 2 Ml MH' -IT '-Z —">5 --3h' MH- Bild 4 Zuordnungsschallung Bild 5 Stromlaufplan des HTG 87 aus NAND-Gat¬ tern und Baukastenteilen des POl.YTRONIC Beim Entwurf der Zuordnungsmatrix geht man von den geplanten Ver¬ knüpfungen und den dazu erforderlichen Gattern und Pegeln aus. Es gilt: 1. An jedem Eingang x 0 bis x, kann wahlweise L- oder H-Pegel liegen, aus¬ gelöst durch Umschalter SO bis S2. 2. Die Verknüpfung geschieht über AND-Gatter. Da die Ergebnislampen über H-Pegel angesteuert werden sollen, muß man beachten, daß ein AND-Gatter nur dann H an y hat, wenn alle x H-Pe¬ gel führen. Es wird daher notwendig, einige Eingänge zu invertieren. Nun beantwortet man der Reihe nach für jede Anzeige die 3 Eingänge und setzt bei NEIN L- und bei JA H-Pegel an. Um zur Schaltung zu gelan¬ gen, ist daran zu denken, daß durch die Schalter SO bis S2 bereits L- oder H-Pegel an die Schaltung gelegt wird, das gewünschte Gatter aber H an y abgeben muß. Auf diese Weise entsteht Bild 4. Unter Verwendung von DL 004 (enthält 6 Inverter), DLOll (enthält 3 3-fach-AND) sowie eines Transistoranz.eigeverstärkers an jedem y 0 bis y 7 ist die Schaltung nachbaufähig. NAND-Schaltung Die Schaltung aus NAND-Gattern weist keine Besonderheiten auf. Sie ist mit Bauteilen aus den ELEKTRONIK- und POLYTRONIK-baukäslen der 216 217 Tabelle 3 Bauelemente für Bild S Bezeichnung Gatter Bauelement Stück Bemerkung Dl D12 12 mal ' D 100 4 D 100 D 3 aus Bastler- D13 DIO 8 mal y D 110 D 110 D 3 beute! 8 o. ä. D21. D28 8 mal -7 D 100 D 100 D 2 Typ RI . R 8 1,5 KD 8 aus Baukasten- VT 1 VT 8 - SC 236 8 System HLO HL7 - 4 V/0,05 A 8 POLYTRONIC GB 4,5 V 1 Flachbatterie Schulen nachgebaut worden. Die Dimensionierung entspricht den Original¬ steckbauelementen. Die Schaltkreise wurden auf Grundplatten aufgelötet, deren Anschlüsse an Schrauben M3 x 10 geführt wurden, die als An¬ schlüsse für die Kontaktklemmen der Verbindungskabel aus den Baukästen dienen. Sicher gibt es noch andere Schaltungsvarianten, auch unter Einsatz anderer IS. Diese vorgestellte Schaltung hat sich wegen ihres gleichmäßigen Aufbaus aber bewährt, sie ist leicht verständlich. Dadurch werden die AG- Teilnehmer an das Lösen eigener Konstruktionen herangeführt. Erweiterung Statt 0 bis 7 und der 3 dafür gewählten Fragen ist es nun möglich, auch an¬ dere Wissensgebiete und Schwierigkeitsgrade zu gestalten. Beispiel Fahrzeuge: 1. Schienenfahrzeug? 2. Fremdantrieb? 3. Zweiradfahrzeug? Nun müssen 8 Fahrzeuge gefunden werden, die sich begrifflich einordnen lassen, also 4 Schienenfahrzeuge. Von jeder Gruppe muß nun jeweils die Hälfte Eigenantrieb oder Fremdantrieb aufweisen, von den jetzt verbleiben¬ den 4 Zweiergruppen muß je 1 Fahrzeug 2 und eins mehr Räder haben. Man versuche es einmal! Diese Methode läßt sich auf alle Wissensgebiete, auch auf die Elektro- und Funktechnik ausdehnen. Es ist zweckmäßig, ein Grundgerät zu bauen, auf das die für jedes Gebiet zusammengestellten Fragen und Bilder als Schablone aufgelegt werden können. Literatur |l| E. Oberst, Entwurf von Kombinationsschaltungcn, Reihe Automatisierungstech¬ nik, Band 123. Berlin 1972. [21 S. Pilz, Theorie der digitalen Schaltungen, Taschenbuch Elektrotechnik, 1. Auf¬ lage, Band 2, Seite 602 ff., Berlin 1977. |3) E Kühn, Handbuch TTL- und CMOS-Schaltkreise, 1 Auflage, Berlin 1985 |4] M Novacs. Rechenautomaten und logische Spiele, Budapest 1971. 218 Schaltungsrevue für den Anfänger Obering. Karl-Heinz Schubert - Y2IXE Miniempfänger mit 1,5 V Mit einer Betriebsspannung von nur 1,5 V arbeitet der Miniempränger, des¬ sen Stromlaufplan Bild 1 zeigt. Die Schaltung besteht aus den beiden HF- Verstärkerstufen VT1/VT2, dem Diodendemodulator mit VD1 und der NF- Verstärkerstufe ^13. Zur Wiedergabe (BH) wird ein hochohmiger Kopfhörer oder Ohrhörer verwendet Der Schwingkreis besteht aus einer Rahmenspule L und einem Miniaturdrehkondensator aus einem alten Ta¬ schensuper, beide Drehkondensatorpaketteile parallelgeschaltet. Das in der Originalbeschreibung verwendete Gehäuse mit den Abmessungen 60 mm x 60 mm x 20 mm legt die Abmessungen der Rahmenspule (L = 330 pH) fest, die aus 39 + 3 Wdg., 0,2-mm-CuLS, besteht und mit den Abmessungen 56 mm x 56 mm quadratisch gewickelt ist. Durch Anzapfung an der 3. Wdg. vom masseseitigen Ende wird die HF-Verstärkerstufe VT1 ausgekoppelt. Die fertige Rahmenspule wird mit Bindfaden abgebunden und erhält durch Bestreichen mit farblosem Lack Festigkeit. Sie liegt innen im Gehäuse. In der Schaltung eingesetzt werden Siliziumtransistoren vom pnp-Typ, z. B. SC308/SC309e o. ä., VD1 ist eine HF-Diode GA 100. Die Stromver¬ sorgung besteht aus einer 1,5-V-Rundzelle R6. Empfangen wird der Mittel¬ wellenbereich. 219 Bild 2 Stromlaufplan einer FET-Empfanttemchallunn mit Reßexsiufe [2! Reflexaudion mit FET-Bestückung Die HF-Eingangsempfindlichkeit einfacher Empfängerschaltungen läßt sich durch die Anwendung der veränderlichen Rückkopplung wesentlich verbessern. Das gelingt bei hochohmigen Schaltungen unproblematisch, so daß sich der Einsatz des Feldeffekttransistors lohnt. Bild 2 zeigt eine Schal¬ tung, die aus einer unabgestimmten HF-Vorstufe VT1 und der Mehrfunk¬ tionsstufe VT2 besteht. Letztere arbeitet einmal als HF-Verstärker mit Rückkopplung (über Z.2), dann geschieht die HF-Demodulation mit VD1, außerdem wird die gewonnene NF-Spannung mit VT2 verstärkt. Daher sind als HF-Sperren die HF-Drosseln LJ und L4 erforderlich (etwa 1 mH, 250 Wdg., 0,1-mm-CuL, HF-Spule 7 mm Durchmesser). Eine solche mehr¬ fache Arbeitsweise eines aktiven Bauelements bezeichnet man als Reflex- scha/tung, VT2 verstärkt ja HF- wie auch NF-Frequenzen. Soll bei Mittelwelle ohne die HF-Vorstufe VT1 gearbeitet werden, wik- kelt man zur Ankopplung der Antenne etwa 20 Wdg., 0,2-mm-CuL, auf die Spule LI. In der Originalschaltung sind für die Schwingkreisspulen Steck¬ spulen vorgesehen. Dazu werden Plastrohrstücke (etwa 30 mm Durchmes¬ ser, etwa 50 mm lang) mit Stiftsockeln von alten Elektronenröhren verse- Bild .1 Spulendaten für die FET-Empfän- gerschaltung 220 Tabelle Spulendaten zu Bild 3 Luftspulen auf Plastrohr, etwa 30 mm Durchmesser M ittelwelle 500 1 600 kHz LI - 220 pH, 95 Wdg., 0.2-mm-CuLS L2 - 20 Wdg , 0,2-mm-CuLS Kurzwelle I 5,8 11,0 MHz LI - 5,2 pH, 13 Wdg , 0,5-mm-CuLS L2 - 3 Wdg , 0,5-mm-CuLS 80-m-Amateurfunkband .3,5.. 3,8 MHz Spulendaten wie bei KW I. nur mit anderer Kondensalorbeschaltung hen. Bild 3 zeigt die Spulenbeschaltung Tür Mittelwelle und für 2 verkürzte Kurzwellenbereiche. Die Wickeldaten der Spulen enthält die Tabelle, Die Stromversorgung geschieht aus 4 in Reihe geschalteten Flachbatte¬ rien 4,5 V. Die Rückkopplung wird mit einem Drehkondensator (200 pF) variiert, ebenso die Anpassung der erforderlichen Drahtantenne (100 pF). Für VT1/VT2 eignen sich die FHT BF245, KP 303 o. ä., für VD1 - GA 100 o. ä. Aktive Rahmenantenne Die Anwendung aktiver Antennen wurde an gleicher Stelle im Elektroni¬ schen Jahrbuch 1985 dargestellt (da hat sich im Bild 2 ein Fehler einge¬ schlichen: Der Widerstand 33 kQ liegt parallel zum Elektrolytkondensator 4,7 pF im Basisteil von VT1, das untere Ende des Widerstands 47 kO befin¬ det sich am Verbindungspunkt von 470 kfl/33 kß/4,7 pF!). Bild 4a zeigt die Schaltung einer aktiven Antenne mit Richtwirkung. Erreicht wird diese Richtwirkung durch die Rahmenantenne, die mit der Spulenwicklung LI verbunden ist. Diese Rahmenantenne besteht aus 6 mm starkem Alu-Draht, der mit einem Durchmesser von 650 mm zu einem offenen Kreis gebogen ist. L1/L2 befinden sich auf einem UKW-Doppelloch-Ferritkem, LI - 221 3 Wdg., L2 - 6 Wdg., 0,3-mm-CuL. Für VT1 eignet sich der Transistor SF245. Die Ausgangsspule Li besteht aus 15 Wdg., 0,3-mm-CuL, HF-Spu- lenkörper 8 mm Durchmesser. Die Anzapfung liegt an der 5. Wdg. vom masseseitigen Ende. Eingesetzt werden kann die Schaltung bis etwa 20 MHz, die Verstärkung ist etwa 15 bis 20 dB. Die Stromversorgung wird über das 75-fl-Kabel ent¬ sprechend Bild 4b/4c vorgenommen; L ist eine HF-Drossel 1 bis 5 mH. Die Rahmenantenne flanscht man am Gehäuse der aktiven Antenne an, über Lötösen wird die Verbindung zu LI hergestellt. Einfacher Equalizer Bisher vorgestellte Equalizerschaltungen erforderten einen größeren Auf¬ wand an aktiven Bauelementen, z. B. Transistoren oder Operationsverstär¬ ker. Die in Bild 5 vorgestellte Equalizerschaltung verzichtet auf diesen Auf¬ wand, über Entkopplungswiderstände sind die frequenzbestimmenden RC-Glieder parallelgeschaltet. Der Regelumfang beträgt daher nur ± 12 dB, was aber für viele Anwendungen ausreicht. Als Transistoren eignen sich rauscharme Si-NF-Typen, z.B. SC237/SC238 o. ä. Bild 5 Stromlaufplan eines einfachen Equalizers für 5 Frequenzen [4j Blinktaschenlampe Durch eine multivibratorgesteuerte Zusatzschaltung kann man eine Ta¬ schenlampe zur Blinklampe umfunktionieren. Bild 6 zeigt diese Zusatz¬ schaltung. Der Multivibrator erzeugt etwa 90 ±30 Impulse je min und steuert damit die Schaltstufe VT3. Die Anschlüsse 1 und 2 der Schaltstufe werden in den unterbrochenen Lampenstromkreis geschaltet. Lötet man diese Anschlüsse an ein Stück doppeltkaschiertes Leiterplattenmaterial, so kann man das schnell durch Einstecken an geeigneter Stelle in der Ta- 222 Bild 6 Zusatzschaltunit für eint Blinktaschenlampe 15 / sChenlampe in den Lampenstromkreis schalten, die Taschenlampe arbeitet dann als Blinklampe. Bei Taschenlampen mit Flachbatterie ist meist noch der Platz vorhanden für die kleine Leiterplatte mit der Zusatzschaltung. Die Transistoren sind VT1/VT2 - SC 236, VT3 - SFI26 o. ä. Autoblinklampe Als Wamgerät muß eine Blinklampe mit größerer Leuchtkraft arbeiten, so daß meist nur der Betrieb aus dem Autoakkumulator in Frage kommt. Bild 7 zeigt eine Bliflkschaltung Für eine Lampe HL, die bei 12 V eine Lei¬ stung von 15 W aufnimmt. Dabei wird die Schaltstufe VT3 mit einer sym¬ metrischen Multivibratorschaltung angesteuert (VT1/VT2). Ausgelegt ist die Schaltung für etwa 60 Impulse je min (0,5 s Hellzeit - 0,5 s Dunkelzeit). Die Transistoren sind VT1 - SC307, VT2 - SFII6 und VT3 - KT802A, SD 345 o. ä. Die Lampe HL wird mit einer orangefarbenen Abdeckung ver¬ sehen. Bild 7 Strvmlaufplan für eine Blinklampe größerer Leistung [b] Transverter für 8-W-Leuchtstofflampe Für eine batteriebetriebene Leuchtstofflampe eignet sich der NARVA-Typ LS-8, ein 8-W-Typ. Allerdings muß die Lampenspannung mit einer Trans¬ verterschaltung aus der Batteriespannung gewonnen werden. Bild 8 zeigt eine Schaltung dafür. VT2 bildet mit dem Übertrager T den eigentlichen Transverter, der mit einer Frequenz von etwa 30 kHz schwingt. Dabei wird der Basisstrom mit VT1 festgehalten. Die Grundeinstellung nimmt man mit R2/R3 so vor, daß der Lampenstrom etwa 175 mA beträgt. Die Stromauf- 223 r Bild 8 Transverterschaltunn für eine S-W Mini-Leuchtstoff¬ lampe NARVA LS-817/ nähme bei 15 V ist dann etwa 0,8 A. Mit dem Potentiometer Ä1 kann die Helligkeit der Leuchtstofflampe HL variiert werden. Für den Übertrager T ist ein Ferritschalenkern 26mmxl6mm {A L =■ 630nH/w 2 ) vorgesehen. Die Windungszahlen sind LI - 32 Wdg., 0,5-mm-CuL; L2 - 10 Wdg , 0,5-mm-CuL; L3 = L5 - 6 Wdg., 0,2-mm-CuL; L4 - 155 Wdg., 0,2-mm- CuL. Die Transistorbestückung in der Originalschaltung ist VT1 - KF 506 (SFI26) und VT 2 - KD 602 (SD601). Einfacher HF-Prüfstift Mit Gatterschaltungen aufgebaut ist die in Bild 9 gezeigte Schaltung für einen HF-Prüfstift. Die Gatter Dl. 1/Dl 2 erzeugen NF-Impulse (etwa 1 kHz), die über den Kondensator 0,33 pF ausgekoppelt werden können. Gleichzeitig modulieren sie die HF-Impulsgeneratorschaltung, die mit den Gattern Dl 3/Dl.4 arbeitet. Im Rückkopplungszweig befinden sich dafür Serienschwingkreise, die für die AM-Zwischenfrequenz (450 bis 470 kHz) und die FM-Zwischenfrequenz (10,7 MHz) dimensioniert sind und mit S umgeschaltet werden können. Über den Kondensator 33 pF werden die mo¬ dulierten HF-Impulse für Abgleichzwecke ausgekoppelt. Als Schwingkreise verwendet man entsprechende ZF-Filter, wobei die Parallelschaltung in eine Serienschaltung zu verändern ist. Bei den angege¬ benen Kapazitätswerten hat LI etwa 73pH (etwa 55 Wdg., 0,1-mm-CuL) und L2 etwa 1,4 pH (etwa 14 Wdg., 0,3-mm-CuL). Die Stromversorgung wird aus einer Flachbatterie 4,5 V vorgenommen. Bild 9 Einfacher Prüf Stift für NF- und HF- Anwendung 181 224 Sirene mit Gatterschaltungen Bei einer elektronischen Sirene steuert ein Tieftongenerator einen Tonge¬ nerator höherer Frequenz, so daß ein sirenenähnlicher Klang erzeugt wird. Da Schaltungen mit Transistoren bekannt sind, zeigt Bild 10 eine Sirenen¬ schaltung mit TTL-Schaltkreis, die als akustischer Signalgeber vielseitig eingesetzt werden kann. Die Gatter Dl.1/Dl.2 erzeugen ein Tieftonsignal unter 1 Hz, das die 2. Generatorschaltung mit Dl.3/Dl.4 steuert. Die Fre¬ quenz ist beim 2. astabilen Multivibrator etwa 1 kHz. Über eine Transistor¬ stufe VT1 mit einer Hörkapsel im Kollektorkreis wird der sirenenähnliche Ton abgestrahlt. Der in der Originalschaltung verwendete Transistor KC508 kann durch den Typ SF136 o. ä. ersetzt werden. \ Bild 10 Stromlaufplan für eine elek¬ tronische Sirene mit TTL- Schaltkreis {9/ 1k +5V Literatur (1) ÖRR, Lehrgang Radiotechnik, Radiotechnika (VRU). Heft 4/1981, Seite 186 bis 188. [2) ÖRR, Lehrgang Radiotechnik, Radiotechnika (VRU), Heft 9/1981, Seite 445 bis 446. |3] ÖRR, Lehrgang Radiotechnik. Radtotechnika (VRU), Heft 4/1984, Seite 42 bis 43. |4] J. Klika, Einfacher Equalizer für 5 Frequenzen. Amaterske Radio (CSSR), Heft A4/1985, Seite 128. |5] M. und W Nowakowscy, Taschenlampe als Blinker, Radioelektronik (VRP), Heft 5/1985, Seite 24. |6) ÖRR, Lehrgang Radiotechnik, Radiotechnika (UVR), Heft 4/1983, Seite 47 bis 48. |7| J.Velan, Helligkeitsregler für Miniatur-Leuchtstofflampe, Amaterske Radio (CSSR), Heft Al/1985, Seite 8. [8) A. Janeczek, Einfacher Generatorpriifstift, Radioelektronik (VRP), Heft 10/1985, Seite 12 bis 13. (9) O. Lubovsky, Akustischer Signalgeber, Amaterske Radio (ÖSSR), Heft A4/1985, Seite 130. 15 Schüben, F.ljabu 87 225 Dipl.-Ing. Frank Roscher Operationsverstärker in NF-Steuerstufen Betrachten wir zuerst den Übersichtsschaltplan eines Stereovollverstärkers (nur 1 Kanal), Bild 1 zeigt eine heute übliche Variante. Dort findet man je 1 Vorverstärker für Mikrofone und magnetische Tonabnehmer, die die ge¬ ringen Quellenspannungen von etwa 2 bis 7 mV beider elektroakustischer Wandler entsprechend verstärken. Da Rundfunktuner und Magnetbandge¬ räte NF-Signalspannungen von etwa 200 mV liefern, können diese direkt an den Steuerverstärker angeschlossen werden. Dieser besteht aus den Stufen gehörrichtige Lautstärkeregelung, getrennte Höhen- und Tiefeneinstellung sowie Balanceregelung. Daneben können noch Rausch- und Rumpelfilter sowie Stereobasisbreitenregler vorgesehen sein. Alle vorgenannten Stufen lassen sich mit Operationsverstärkern (OPV) realisieren. Nur ist das bei hochwertigen Verstärkern nicht zu empfehlen, weil die preiswerten OPV-Universaltypen einen nicht zu unterschätzenden Nachteil aufweisen: das relativ hohe Eigenrauschen. Ebenso muß beachtet werden, daß der Klirrgrad wesentlich vom eingestellten Verstärkungsgrad des OPV abhängt. Bei der Planung von Eigenbaustereoverstärkern muß man also abwägen, wann der Einsatz von OPV sinnvoll ist. Zudem sollten die einzelnen Verstärkerstufen nicht durchweg mit sehr hoher Verstärkung betrieben werden, da sonst Klirrgrad und Rauschen schnell ansteigen kön¬ nen. Trotz manchem Für und Wider werden nachfolgend einige Einsatzmög- Steuerverstärter Vorverstärker TBfWieXrgatefl magn vj TA S\ 'versrumr , , — — T verstörter . »2 7 mV €5 r Rundfunk P Laut¬ stärke Mono/Stereo Höhen Tiefen 1 Balance Bild I übersichisschaltplan eines Stereoverstärkers (nur ein Kanal dargestellt) 226 lichkeiten für OPV in NF-Steuerverstärkern beschrieben. Die Schaltbei¬ spiele stellen entsprechende Anregungen für den interessierten Elektronika¬ mateur dar. Hochohmige Eingangsstufen ln der NF-Technik sind vielerlei Anpassungsfragen zu klären. Allgemein sind Vorverstärker mit hohem Eingangs- und niedrigem Ausgangswider¬ stand erforderlich. Bild 2 zeigt eine Schaltung, die in [4] bereits vorgestellt wurde. Es handelt sich um eine Bootstrapschaltung, die eine hohe Ein¬ gangsimpedanz gewährleistet. Die Spannungsverstärkung der Schaltung er¬ gibt sich zu: R2 + R i R2 (1) , 7SV _ Bild 2 Wechselspannungsverstdrker mit hoher Eingangsimpedanz 9 m Bild 3 Hochohmiger Vonerstärker. dessen Ausgangswiderstand durch Nachschalten eines Emitterfolgers nochmals verringert wird 15' 227 Mit der angegebenen Bemessung folgt nach Gl. (1) eine Spannungsverstär¬ kung von 10. Die Eingangsimpedanz erhöht sich mit der über R 1 bewirkten Mitkopplung. Um den relativ niedrigen Ausgangswiderstand noch weiter herabzuset¬ zen, kann man dem OPV eine Emitterfolgerstufe nachschalten, wie das in Bild 3 gezeigt wird. Als OPV ist der neue Typ B 861 D zugrunde gelegt. Die¬ ser lineare Vorverstärker weist neben dem hochohmigen Eingang einen sehr niederohmigen Ausgang auf. Diese Schaltung kann man vornehmlich dann einsetzen, wenn lange Tonfrequenzleitungen anzupassen sind. Da beide Schaltungen prinzipiell nichts Neues darstellen, mögen diese Hinweise ge¬ nügen. Vorverstärker für dynamische Mikrofone ln der Heimelektronik dominiert das dynamische Mikrofon. Kristallmikro¬ fone sind kaum noch üblich, Kondensatormikrofone scheiden auf Grund des hohen Anschaffungspreises meist aus. Aus diesen Gründen sollen nur Vorverstärker für dynamische Mikrofone beschrieben werden. Mikrofonvorverstärker werden bei Eigenbaugeräten allgemein als sepa¬ rate Baugruppe vorgesehen. Es besteht aber auch die Möglichkeit, einen Entzerrervorverstärker ebenso als Mikrofonvorverstärker mitzubenutzen. Das ist aus folgender Überlegung heraus möglich: Die Signalspannungen von magnetischen Tonabnehmern und dynamischen Mikrofonen liegen in etwa der gleichen Größenordnung. Man muß lediglich die frequenzabhän¬ gige Gegenkopplung des Entzerrers abschaltbar auslegen, da Mikrofone einen linearen Frequenzverlauf aufweisen (siehe Vorbemerkungen zum Thema Entzerrervorverstärker). Solche Konzeptionen sind durchaus denk¬ bar. Dynamische Mikrofone geben eine relativ geringe Signalspannung ab. Bei hochohmigen Ausführungen liegen diese bei etwa 2 mV/Pa Diese ge¬ ringe Quellenspannung reicht nicht aus, um Steuerverstärker direkt anzu¬ steuern. Ihr Eingangsspannungsbedarf liegt üblicherweise bei 200 bis 300 mV Also ist eine entsprechende Signalverstärkung notwendig. Zunächst sollen einfache Überlegungen an einer Schaltung angestellt werden, wie sie in Bild 4 gezeigt ist. Signalquelle soll ein dynamisches Mi- Bild 4 Mikro/onvorverstärker für dy¬ namische Mikmfone 228 0 krofon sein, das 3 mV NF-Spannung abgeben kann und einen Innenwider¬ sland R, von 500 0 hat. Da der Steuerverstärker - angenommen - 300 mV Eingangsspannung benötigt, bedarf es also einer lOOfachen Verstärkung. Die Gleichung für die Spannungsverstärkung lautet, auf Bild 4 bezogen: Da in Reihe mit R2 noch der Mikrofoninnenwiderstand R, liegt (CI ver¬ nachlässigt), ergibt sich Für Gl. (2): RI R2 ’+ R| ’ (3) RI kann relativ frei gewählt werden. Bei beispielsweise 220kO ergibt sich durch Umstellung von Gl. (2): _ RI 220 kO R2 ~ ^ lOÖ ’ R 2 = 2,2 kO. Unter Berücksichtigung des Innenwiderstands wird der tatsächliche Wert für R2’: R2'=R2-Ri (4) = 2 200 0-500 0, R2’= 1,7 kO, (Normwert: 1,8 kO). Die Kapazität des Koppelkondensators CI wird mit folgender Beziehung bestimmt: C1 “ TJfji~Tn r + R ,)' (5) / u - untere Grenzfrequenz. Soviel zu vereinfachten Überlegungen an Hand einer einfachen Verstär¬ kerschaltung. Für hochwertige Stereomikrofone muß schaltungstechnisch etwas mehr Aufwand betrieben werden, um die Qualität der Mikrofone entsprechend auszunutzen. Die einfache Lösung gemäß Bild 4 hat einen Nachteil: Bei Verwendung von OPV-Universaltypen - z. B A 109 D - werden zwar die Forderungen nach linearem Frequenzgang und geringen Verzerrungen in etwa erfüllt, aber das bereits erwähnte Rauschen des OPV kann störend wir¬ ken. In der Amateurpraxis schaltet man deshalb dem OPV eine rauscharme Transistorstufe vor. Bild 5 zeigt eine dementsprechende Schaltung. Dieser Vorverstärker ist für dynamische Mikrofone geeignet, die Quellenspannun¬ gen von 0,1 bis 1,5 mV abgeben. Mit Transistor VT1 ist die rauscharme Vorstufe realisiert, wobei man einen rauscharmen Transistor einsetzl. Darauf folgt eine Art Universalbau- 229 SC 239 D SC 237D JT ir _ o 7 [y asymmetrisch Symmetrisch T |l — - r . r- Rtlri h r Ij Asymmetrisch und sympie - JL _L irisch geschaltetes Mikrofon gruppe mit dem OPV A 109 D. Dieser wiederum ist ein Emitterfolger nach- geschaltet, dessen niederohmiger Ausgang bewirkt, daß keine rückwirkende Belastung durch den Lautstärkesteller entsteht. Die Speisespannung sollte 34 V betragen. Beim Einsatz dieser Baugruppe in Mischpulten kann noch ein Pegelsteller R, vorgesehen werden. Abschließend zum Thema der Mikrofonvorverstärker eine etwas unge¬ wohnte Lösung. Im professionellen Bereich werden dynamische Mikrofone vielfach symmetrisch angeschlossen, vor allem dann, wenn Kabellängen von mehr als 10 m notwendig sind. Hierzu soll Bild 6 verglichen werden. Im Heimsektor ist das asymmetrisch geschaltete Mikrofon üblich. In diesem Fall führt eine Ader das Tonfrequenzsignal, während die andere zusammen mit der Abschirmung an Masse liegt. Daneben ist in Bild 6 der symmetri¬ sche Anschluß gezeigt. Bei großen Kabellängen wirken stets noch Störfelder selbst auf eine abgeschirmte Leitung ein. Diese Störungen haben aber auf beiden Adern die gleiche Phasenlage und können demzufolge mit einem Differenzverstärker weitgehend unterdrückt werden. Somit wird eine 2ad- rige Signalleitung zu einem Verstärker geführt, während die Abschirmun¬ gen beider Adern mit dem Massepunkt des Vorverstärkers zu verbinden sind. Bild 7 veranschaulicht eine für diesen Fall geeignete Schaltung. Sie ist für mittel- und hochohmige Mikrofone ausgelegt. Als OPV wurde der intern frequenzkompensierte TESLA-Typ MAA 7 41 230 gewählt, der als DifTerenzverstärker beschältet ist Danach folgt eine Transi¬ storstufe mit VT1. Über den Lautstärkesteller /?, gelangt das Signal zu einem Emitterfolger mit VT2, wodurch sich wieder ein niederohmiger Aus¬ gang ergibt. Mit dem RC-Glied Rl-Cl wird die Speisespannung entkop¬ pelt, die im Bereich von 12 bis 24 V liegen darf. Die Schaltung liefert eine effektive Ausgangssignalspannung von etwa 1 V. Die Ausgangsimpedanz beträgt annähernd 200 fl. Entzerrervorverstärker für magnetische Tonabnehmer ln der HiFi-Technik werden magnetische Tonabnehmersysteme bevorzugt. Obwohl die entsprechenden Fonozargen den Entzerrer als Baugruppe ent¬ halten, ist es bei Eigenbauverstärkern durchaus möglich, den Entzerrer im Steuerverstärker vorzusehen. Die recht niedrige Quellenspannung magneti¬ scher Tonabnehmer - sie liegt meist bei 2 bis 7 mV - erfordert einen Vor¬ verstärker, um die Mindesteingangsspannung von rund 200 mV für den Steuerverstärker zu gewährleisten. Neben dieser Aufgabe der Signalverstär¬ kung ist noch eine zweite wesentliche zu übernehmen - die Frequenzgang¬ entzerrung. Wird'eine Schallplatte mit einem magnetischen Tonabnehmer abgeta¬ stet, werden entsprechend der genormten Schneidkennlinie die tiefen Fre¬ quenzen zu Schwach, die hohen zu stark wiedergegeben. Um nun einen li¬ nearen Wiedergabefrequenzgang zu erhalten, muß der Frequenzgang des Vorverstärkers spiegelbildlich zur Schneidkennlinie verlaufen. Es muß also eine «Entzerrung» erfolgen, d. h., die Bässe müssen angehoben und die Hö¬ hen abgesenkt werden. Um Mißverständnisse auszuschließen: Magnetische Tonabnehmer wei¬ sen an sich einen linearen Frequenzgang auf. Magnetische Systeme sind Schnelleempfänger, deren Ausgangssignal der Auslenkgeschwindigkeit pro- 231 [ 04>OO 3X0 xo 57V W 10 XI 57V — »■ Y1 21 X2 57V Y2 22 X3 S7V Y3 23 V 4531D D2C r 16 3 OpQ AZC 2 15 3/73 A’BC 3 19 3 D3 A>BC 9 13 3 A>B A0 '-IA-B -2-M«« Z4| 26 C Y C Z7C 25 C 2EC OffE cyifl HOq o 22 321 3Z0 323 1 3A0 3A1 JA2 77 J2| J. >^ZE MX Y 20 27 22 23 ZU 25 26 27 V 4051D C77cT C12C 2 OIOC 3 077C« 072C5 013CS R1C7 tbC8 -^077 '■^C12\ cri6 RI 16 31h, 15 3R2 n 3023 13 3022 , 12 3027 ^ n 3020 10 3022 9 3021 ~$C2ä 15 n OTC^ 021 022 020 12 [So 023f—i V 4520D CX7cf~ ACX7C 2 V 4538D /2 C 2 ETC3 BlC 9 HC 5 13 C 6 IOC 7 OsjE« 75 305 1U 307 13 301 12 302 J- 9 305 IO DC 01 n 02 12 03 a nu LT 05 ot BI 07 LE V 4585 D V 40511 D TTL-Low-Power-Schottky-IS 47C7 S7C2 YTC3 A2[ C4 52 C 5 Y2Z 6 MC 7 »□«te 73 354 72 344 77 3K4 70 3 53 5 DA? 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