16-W-NF-Verstärker A 2030H , 5,0 _ 10,7 A2030V " M _ 10,7 1A 03, 9 (X \ 1°2 3 4- 5 1.7 JA 5 Hall-Schaltkreis Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1986 Herausgeber: Obering. Karl-Heinz Schubert Y21XE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1986 Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik Schubert, Karl-Heinz: Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1986. - Berlin: Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik, 1985. - 304 S. : 365 Bilder - (Jahrbücher) ISSN 0424-8678 1. Auflage, 1985 (c) Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB) - Berlin, 1985 Lizenz-Nr. 5 Printed in the German Democratic Republic Gesamtherstellung: Offizin Andersen Nexö, Graphischer Großbetrieb, Leipzig III/18/38 Lektor: Wolfgang Stammler Zeichnungen: Heinz Grothmann Illustrationen: Harri Förster Typografie: Ingeburg Zoschke Redaktionsschluß: 15. Februar 1985 LSV 3535 Bestellnummer: 746688 7 00780 Inhaltsverzeichnis 30 Jahre Nationale Volksarmee Major Dieter Menzel «Streng, aber mit Herz».5. 10 Leipziger Frühjahrsmesse 1985 Leistungsstarke Mikroelektronik beeinflußt technische Entwicklung 16 Dr.-lng. Herbert Börner Vorfahren unserer Fernsehempfänger. 28 Wissenswertes über moderne Technik Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Rauschminderung von Tonsignalen. 39 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Neue Möglichkeiten der Kommunikationstechnik . . . . 61 Dipl.-Ing. Gustav Westphal Funksysteme für Ortung und Navigation in der Zivilluftfahrt. 72 Obering. Karl-Heinz Schubert Der Schachcomputer und seine Arbeitsweise. 87 Neue Bauelemente der Elektronik Ing. Klaus K. Streng Die sowjetische CMOS-Serie K 176 . 93 Ing. Klaus K. Streng Neue Schaltkreise im RGW-Bereich.105 Moderne Technik für den Funkamateur Ing. Frank Sichla - Y51UO Meßgeräteschaltungen und-baugruppen für den Funkamateur .... 118 5 Dipl.-Phys. Detlef Lechner - Y21TD Einfacher Zählempfangsfrequenzmesser.134 Wolfgang Kuchnowski - Y35UO AM-Prüfgenerator 400 kHz bis 30 MHz.139 Dipl.-Ing. Werner Hegewald - Y25RD/Wittold Schütze - Y48XL «k»-Automatik mit CMOS-Schaltkreisen.146 Olaf Oberrender - Y23RD Einfache Empfangsantennen für das VHF-Amateurfunkband.150 Dr. Walter Rohländer - Y220H Praktische Nutzung des Avalancheeffekts eines Halbleiter-pn-Über- gangs.158 Obering. Karl-Heinz Schubert Internationale Schaltungsrevue «Amateurfunk» .168 Ing. Dieter Müller Schaltnetzteile ohne Netztransformator.174 Dr. Walter Rohländer - Y220H Der Kurzwellenhörer und das Top-Band 160 m.194 Bauanleitungen für Elektroniker Ing. Frank Sichla - Y51UO Digitales Fernthermometer.203 Detlef Kroll Kombinierter Belichtungszeit-und Lichtmengenschalter .221 Dipl.-Ing. Klaus Deistung Frequenzmeßzusatz für den Vielfachmesser.231 Siegmar Henschel - Y22QN Pegeltester mit akustischer Anzeige.235 Studienrat Ing. Egon Klaffke - Y22FA Für Arbeitsgemeinschaften - Elementare Zuordnungsschaltung . . . 241 Norbert Woytkowiak Ein universeller Lauflichtgenerator .247 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Schaltungsrevue für den Anfänger.253 Ing. Dieter Müller Schaltnetzteile - Schaltregler mit Impulsdauermodulator.259 6 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Dipl.-Joum. Harry Radke. Der Ton macht die Musik Elektronische Tasteninstrumente aus dem oberen Vogtland.274 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR.280 Tabellenanhang Neue Begriffe der Kommunikationselektronik .287 Schlagwortverzeichnis für die Jahrbücher 1984, 1985 und 1986 .... 299 1986 JANUAR FEBRUAR MÄRZ M 6 13 20 27 . 3 10 17 24 3 10 17 24 31 D 7 14 21 28 4 11 18 25 4 11 18 25 M 1 8 15 22 29 5 12 19 26 5 12 19 26 D 2 9 16 23 30 6 13 20 27 6 13 20 27 F 3 10 17 24 31 7 14 21 28 7 14 21 28 S 4 11 18 25 1 8 15 22 1 8 15 22 29 S 5 12 19 26 2 9 16 23 2 9 16 23 30 APRIL MAI JUNI M 7 14 21 28 5 12 19 26 2 9 16 23 30 D 1 8 15 22 29 6 13 20 27 3 10 17 24 M 2 9 16 23 30 7 14 21 28 4 11 18 25 D 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 19 26 F 4 11 18 25 2 9 16 23 30 6 13 20 27 S 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 s 6 13 20 27 4 11 18 25 1 8 15 22 29 JULI AUGUST SEPTEMBER M 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 D 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 M 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 D 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 F 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 S 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 S 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 OKTOBER NOVEMBER DEZEMBER M 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 D 7 14 21 28 4 11 18 25 2 9 16 23 30 M 1 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 D 2 9 16 23 30 6 13 20 27 4 11 18 25 F 3 10 17 24 31 7 14 21 28 5 12 19 26 S 4 11 18 25 1 8 15 22 29 6 13 20 27 S 5 12 19 26 2 9 16 23 30 7 14 21 28 8 30 Jahre Nationale Volksarmee Major Dieter Menzel «Streng, aber mit Herz» Oberst Günter Rozinat, Kommandeur der Militärtechnischen Schule der Nachrichtentruppen Herbert Jensch , sorgt sich um die Erziehung und Aus¬ bildung zukünftiger Ausbilder von N achrichteneinheiten Der Tagesdienst für Oberst Günter Rozinat und seine Stellvertreter beginnt mit der täglichen Frühbesprechung. Eröffnet wird sie mit dem Rapport des Diensthabenden Offiziers, der über den Tagesdienst der letzten 24 Stunden berichtet. An diesem Morgen meldet er dem Kommandeur außer vielen De¬ tails über die gute Dienstdurchführung in den Einheiten auch eine Unkor¬ rektheit bei der Erfüllung der Dienstpflichten des GOvD. Ein Signal zur Überprüfung der Gefechtsbereitschaft wurde durch den Gehilfen um Minu¬ ten verzögert. Zornesfalten bilden sich auf dem Gesicht des Kommandeurs. Der OvD versucht zu erklären ... «Da gibt es keine Entschuldigung», be¬ lehrt ihn Oberst Rozinat. «Stellen Sie sich vor, es wäre nicht nur eine Über¬ prüfung gewesen. Sie wissen selbst, welche Folgen nur eine Minute Verzö¬ gerung beim Herstellen einer Nachrichtenverbindung haben kann.» Der OvD senkt den Kopf. Er darf wegtreten. Der Stabschef fordert die diszipli¬ näre Ahndung dieser Nachlässigkeit. Die anderen Stellvertreter des Kom¬ mandeurs stimmen zu. «Jawohl, aber ich werde mit ihm sprechen», bricht 10 der Oberst die Diskussion ab. Wir waren uns einig, daß es einfach wäre, einen Genossen lediglich zur Verantwortung zu ziehen, aber vor allem gehe es darum, die Ursachen für fehlerhaftes Verhalten der Menschen zu ergrün¬ den, um ihnen zu helfen, daß Ähnliches nicht wieder passiert. Die Bera¬ tung, der Gedankenaustausch, die kollektive Erfahrung, der gefaßte Ent¬ schluß und die erteilten Weisungen verschmelzen auf diese Art zu einem schöpferischen Führungsstil. Eine halbe Stunde dauert die Frühbesprechung. Ihr folgt die notwendige Arbeit am Schreibtisch. Pläne werden bestätigt, Befehle unterzeichnet, Analysen geprüft, Vorlagen begutachtet. Diese Arbeit ist nicht schlechthin das Bewegen von Papier, sondern geschieht immer unter dem Gesichts¬ punkt, die Angehörigen der Militärtechnischen Schule der Nachrichten¬ truppen, künftige Nachrichtenspezialisten, zu befähigen, ihren militäri¬ schen Klassenauftrag vorbildlich zu erfüllen. Charakteristisch für die Arbeit von Oberst Rozinat ist dabei das enge Zu¬ sammenwirken mit seinen Stellvertretern. «Jede Entscheidung», so seine Meinung, «berührt Menschen.» Deshalb verlange sie hohes politisches Ver¬ antwortungsbewußtsein, solides Fachwissen, kollektive Beratung und ein¬ deutige Entscheidung. Als die Militärtechnische Schule die Aufgabe erhielt, Fähnriche, also Nachrichtenspezialisten, im Fachschulstudium heranzubilden, hatte man¬ cher eben noch nicht begriffen, daß die Fachschulausbildung wesentlich höhere Anforderungen an die Lehre stellt, als das bei der Ausbildung von Unteroffizieren der Fall war. Im Stabsgebäude wurde oft gestöhnt, «der ist ja mit nichts zufrieden». Die Maßstäbe setzt der Kommandeur der Schule. Und wie die Ausbildungsergebnisse belegen, richtige und notwendige For¬ derungen. Gewürdigt wurden diese Anstrengungen aller Angehörigen der Ausbildungsstätte mit dem Vaterländischen Verdienstorden in Gold anlä߬ lich des 35. Jahrestages unserer Republik. «Man muß sich eben täglich die Frage stellen, ob die gegenwärtigen An¬ strengungen ausreichen, um die Aufgaben zu lösen», sagt mir Genosse Ro¬ zinat. Gerade in jener Zeit der Umstrukturierung und des Umdenkens reichten die Arbeitsergebnisse, gemessen an den Erfahrungen gleichartiger sowjetischer, polnischer und tschechoslowakischer Bildungseinrichtungen, nicht aus. «Deshalb war es einfach notwendig, immer wieder neue Impulse zu ge¬ ben, um möglichst rasch das geforderte Niveau in der Ausbildung zu errei¬ chen.» Und nicht wenige Anregungen erhielt der Kommandeur durch Er¬ fahrungsaustausche mit den Waffenbrüdern. Unser Gespräch wird durch das Klingeln des Telefons unterbrochen. Oberst Rozinat ist sichtlich erfreut über den Anruf. Er antwortet in Russisch. «Der Kommandeur vom sowjeti¬ schen Partnertruppenteil», gibt er mir zu verstehen. An der Gesprächsfüh¬ rung erkenne ich, daß es sich um alte Bekannte, ja Freunde handeln muß. Ein Termin für eine gemeinsame Nachrichtenausbildung wird abgestimmt und ein Treffen der beiden Familien der Kommandeure vereinbart. Schließlich noch Grüße an die Ehefrauen und die Offiziere der beiden Truppenteile. 11 Bild 1 Zum 35. Jahrestag der Gründung der Deutschen Demokratischen Republik wird die Militärtechnische Schule «Herbert Jensch» mit dem Vaterländischen Verdienstorden in Gold ausgezeichnet. Generalleutnant W. Paduch bringt die Schleife an der Trup¬ penfahne an Vom Leiter der Politabteilung, Oberstleutnant Dieter Semmelmann, hatte ich schon Stunden vorher erfahren, daß Oberst Rozinat sehr enge Beziehun¬ gen zu dem Kommandeur eines sowjetischen Nachrichtentruppenteils pflegt. Durch seine sehr guten russischen Sprachkenntnisse, erworben wäh¬ rend eines 5jährigen Studiums an der Militärakademie der Nachrichten¬ truppen in Leningrad, hatte der Oberst immer auf enge partnerschaftliche Beziehungen gedrängt, ja seine Stellvertreter dazu angehalten, sich eben¬ falls ein Minimum an Sprechfertigkeiten anzueignen. Heute unterhalten fast alle Stellvertreter des Kommandeurs mit ihren so¬ wjetischen «Fachkollegen» Partnerschaftsbeziehungen. Stolz zeigt mir Oberst Rozinat die sowjetische Klassifikation in der Stufe eines Meisters der Nachrichtentechnik, die er 1976 von seinem älteren Freund und Lehrer, Oberstleutnant Nikolai-Wassiljewitsch Mjagkow, einem Teilnehmer des Gro¬ ßen Vaterländischen Krieges, überreicht bekam. Kommt doch auch durch diese Gestfe die Achtung gegenüber dem sozialistischen Waffenbruder zum Ausdruck. Und wie für uns alle die Freundschaft zur Sowjetunion zur Herzenssache wurde, so ist sie es ganz speziell bei ihm auch im privaten Leben: die Ehe mit seiner Frau Swetlana. Auf eine sehr wichtige Funktion, die aus dem Leben des Genossen Rozinat nicht mehr wegzudenken ist, muß man besonders aufmerksam machen. Er ist seit Jahren Mitglied der Parteikontrollkommission eines Politorgans. Aus dieser Tätigkeit hat er sehr viel für die eigene Arbeit, den Erzie¬ hungsprozeß von Fähnrich- und Unteroffiziersschülern zu leiten, gelernt. Ein sehr wichtiger Grundsatz seiner Führungstätigkeit ist: mit den Men¬ schen und für die Menschen zu entscheiden. Später erzählte mir der Leiter der Politabteilung eine Begebenheit, die diesen Grundsatz des Kommandeurs belegt. In der FDJ-Massenkontrolle wurde von FDJ-Mitgliedern die Frage ge¬ stellt, ob man nicht für den Kontroll-Durchlaßposten am Tor zur Dienst¬ stelle einen Wetterschutz bauen könnte. Im Stab wurde darüber diskutiert, Vorschriften wurden gewälzt. Doch ohne Erfolg. Als eines Morgens der Oberst bei strömendem Regen das Tor passierte und vom völlig durchnä߬ ten Posten eine exakte Meldung erhielt, gab es Minuten später bei der Frühbesprechung Krach. Und siehe da, Stunden später begannen die Hand¬ werker, den Wetterschutz zu bauen. «Eine von vielen solchen Geschichten, die man über ihn erzählen könnte», meint Oberstleutnant Semmelmann, «er ist eben streng, aber mit Herz.» Am Nachmittag bei einer Tasse Kaffee erfahre ich an Hand vieler Fotos und Dokumente mehr aus dem Leben des Genossen Rozinat. Geboren wurde er in Borken, einem Ort in Westfalen, vor mehr als 50 Jahren als Sohn einer Arbeiterfamilie. Sein Wunsch, den Beruf eines Radiomechanikers zu erlernen, ging damals nicht in Erfüllung. Deshalb Bild 2 Treffen mit sowjetischen Waffenbrüdern sind an der Ausbildungsstätte eine gute Tra¬ dition 13 Bild 3 Auszeichnung des Komman¬ deurs der Mililärtechnischen Schule durch sowjetische Waf¬ fenbrüder wurde er in einer Privatfirma Elektromonteur. Am 7. Oktober 1949, dem Gründungstag unserer Republik, trat er der FDJ bei. 1950 besuchte er für 3 Wochen die Bezirksjugendschule in Gardelegen und wurde erstmalig überhaupt mit den Gesellschaftswissenschaften konfrontiert. «In diesen 3 Wochen wurden die Weichen für mein ganzes Leben gestellt», erzählt mir Oberst Rozinat. «Hier merkte ich nicht nur gefühlsmäßig, daß ich mich für den richtigen Staat entschieden hatte.» Da Genosse Rozinat ein Faible für die Elektrotechnik hatte, entschied er sich 1952, hauptamtlich eine Arbeits¬ gemeinschaft Elektrotechnik im Haus der Pioniere in Salzwedel zu leiten. Nach dem Besuch der ABF von 1953 bis 1956 wurde er Offiziersschüler in Plauen. Der Chef Nachrichten der NVA, der heutige Generalmajor a. D. G.Reymann, suchte damals künftige Nachrichtenoffiziere. Mit vielen sprach er seinerzeit in Plauen, nur nicht mit dem Offiziersschüler Rozinat. Genosse Rozinat wollte aber unbedingt Nachrichtenoffizier werden, und deshalb bat er um eine Aussprache. Er wurde angenommen; zur Ausbildung an der da¬ maligen Nachrichtenschule Döbeln. Als Funkzugführer R 125 verdiente er sich seine ersten Sporen, arbeitete dann als Bataillonsnachrichtenoffizier. Verantwortlich war er damals für wenige Funkgeräte R 105, einige FF und einige Trommeln LFK. Ab 1963 studierte er 5 Jahre in Leningrad. Seit 1973 ist er Kommandeur der heutigen Militärtechnischen Schule Herbert Jensch und .mitverantwort¬ lich für den Nachwuchs der Nachrichtentruppen. ♦ Hobbys hat Oberst Rozinat eigentlich 3, genaugenommen aber nur 2, denn die wöchentlich mehrmaligen Ausdauerläufe sind Bestandteil seines Tages¬ ablaufs. Ja, und die klassische Musik und die Elektronik sind die eigent- 14 liehen Hobbys. Er sei «nur» Bastler und schiebt mir dabei schmunzelnd einen NF-Verstärker über den Tisch. Auch eine Lichtschranke für den 12jährigen Sohn habe er gebaut. Und dann meint er, und die Leser des Jahrbuches sollten ihm deshalb nicht böse sein: «Ein Bastler, so wie ich, baut eben mit völlig untauglichen Mitteln Dinge, die niemand braucht.» Und daß die übrige Familie auch mit der Elektronik zu tun hat, davon zeugt: Frau Swetlana ist Ingenieur im Halbleiterwerk Frankfurt (Oder), Tochter Ingrid wird Elektronikfacharbeiterin, und Sohn Michael hat sich noch nicht entschieden, er bastelt noch mit Vati. Wie weit diese «elektroni¬ sche» Leidenschaft geht, bekomme ich dann demonstriert. Eins der ersten mikroelektronischen Telefone, die in der Sowjetunion gebaut wurden, steht auf seinem Schreibtisch. Etwa 150 Rubel habe es vor Jahren gekostet. Damit kann man 32 bis 20stellige Rufnummern speichern, so daß auf Knopfdruck eine Verbindung zustande kommt, z.B. zum Vorgesetzten oder zum Kommandeur des sowje¬ tischen Partnertruppenteils. * Seit fast 30 Jahren ist Oberst Rozinat nun schon Nachrichtenoffizier unserer Nationalen Volksarmee. Mit Strenge, aber mit Herz sorgt er sich heute um den Nachwuchs der Nachrichtentruppe. Nicht wenige Nachrichtenspeziali¬ sten werden auch künftig an der Militärtechnischen Schule Herbert Jensch das 1 x 1 des Nachrichtensoldaten erlernen. 15 Leipziger Frühjahrsmesse 1985 Leistungsstarke Mikroelektronik beeinflußt technische Entwicklung Etwa 9000 Aussteller aus aller Welt präsentierten auf der Leipziger Früh¬ jahrsmesse 1985, die unter dem Leitthema Rohstoffe, Brennstoffe, Energie - effektiv gewinnen, veredeln, anwenden stand, in 41 Technik- und Konsumgü¬ terbranchen ihre Erzeugnisse. Der traditionelle Rundgang der Partei- und Staatsführung der Deutschen Demokratischen Republik begann diesmal in der Halle 15, in der DDR-Kombinate anwendungsbereite Komplexlösungen für den Einsatz der Mikroelektronik vorstellten. Im Namen der 490000 Werktätigen des Bereiches Elektrotechnik und Elektronik wurde sie von Minister Felix Meier herzlich willkommen geheißen. Auf die 1977 ge¬ faßten Beschlüsse zur beschleunigten Entwicklung, Produktion und Anwen¬ dung der Mikroelektronik verweisend, stellte der Minister fest, daß sich die¬ ser jüngste Industriezweig seitdem äußerst dynamisch entwickelt hat und in besonderer Weise die weitsichtige Politik zum Wohle des Volkes widerspie¬ gelt. Die Verwirklichung der Wirtschaftsstrategie, die Fortschritte bei der umfassenden Intensivierung werden heute bereits mehr und mehr von der Mikroelektronik getragen. So verwies Professor Dr. Heinz Wedler, Generaldirektor des Kombinats Mi¬ kroelektronik, auf das breite Angebot zur Verfügung stehender mikroelektro¬ nischer Bauelemente. Mit den 104 Neuentwicklungen stehen den Anwen¬ dern damit 1360 Grundtypen derartiger Bauelemente zur Verfügung. Das Kombinat wird 1985 durch weitere Intensivierung, durch neue Technolo¬ gien und mit einer wesentlich verbesserten Ausbeute die Fertigung von uni¬ polaren Schaltkreisen auf 173 % steigern. Einen großen Schritt zur effekti¬ veren Anwendung der Mikroelektronik demonstrierte das Kombinat mit der Entwicklung neuer Technologien für kundenspezifische Schaltkreise. Sie gestatten die Herstellung maßgeschneiderter Bauelemente für die vielfältig¬ sten Anwendungen. Auf der Basis von standardisierten Grundelementen kann der Anwender die Entwicklung seiner gewünschten Schaltkreise selbst vornehmen, kleineren Betrieben steht dafür das Applikationszentrum Mikro¬ elektronik des Kombinats mit Betriebsteilen in allen Bezirken zur Seite. Beeindruckend der Nutzen des Gate-Array-Systems: Neben wesentlich verkürzter Entwicklungszeit und Senkung der dafür anfallenden Kosten um durchschnittlich 50 % erhöht sich die Zuverlässigkeit der Bauelemente um 20 bis 70%. Am Beispiel einer Leiterplatte des Mikrorechners K 1520 und des Prototyps eines kundenspezifischen Schaltkreises demonstrierte der Ge- 16 Bild 1 Der Arbeitsplatz für Konstrukteure und Technologen robotron A 6454 ist ein CAD/ CAM-System für die rechnergestützte Vorbereitung der Produktion (Foto: RFT-Pres- sedienst) neraldirektor die Vorteile der neuen Technologie: Die Funktion einer 400 cm 2 großen Leiterplatte mit 140 aktiven und passiven Bauelementen, darunter 33 integrierte Schaltkreise, übernimmt künftig ein einziger Schalt¬ kreis. In den Ausstellungskomplexen Bürokommunikation, Datenkommunikation, Telekommunikation, Fertigungsautomatisierung, Technische Vorbereitung der Produktion und Prozeßautomatisierung demonstrierten die Kombinate der DDR-Elektronik neueste Ergebnisse der Forschung und Produktion. Her¬ ausragend der neue 16-Bit-Arbeitsplatzrechner A 7 100 von ROBOTRON, der vor allem zur Rationalisierung und Automatisierung ingenieurtechni¬ scher Arbeiten eingesetzt wird. Zweifache Leistungssteigerung, achtfache Bild 2 Der neue Fernschreiber F 2000 ist mikroprozes¬ sorgesteuert und hat einen Textspeicher für 8000 Zeichen bei 99 ver¬ schiedenen, abrufbaren Texten (Foto: RFT-Pres- sedienst) 2 Schubert, Eljabu 86 17 Bild 3 Der Arbeitsplatzcomputer robotron A 7 100 enthält das neue 16-bit-Mikro- prozessorsystem und eine Disketteneinheit mit 2x 500 kByle Speicherka¬ pazität (Foto: RFT-Pres- sedienst) Speicherkapazität und ein um 20 % geringerer Stromverbrauch zeichnen diesen Rechner aus, der auch als universelles Mikrorechnermodulsystem MMS 16 geliefert wird. Beispiele, wie Produzenten ihre eigenen Anstren¬ gungen zur Erneuerung der Produktion mit höheren Eigenleistungen zur Entwicklung spezifischer Schaltkreise verbinden, stellte das Kombinat Nachrichtenelektronik Leipzig vor. Generaldirektor Hans-Eberhard Herzog er¬ läuterte, daß die herkömmliche Nachrichtentechnik heute zunehmend durch Digitaltechnik ersetzt wird. Sie gestattet es, auf rationelle Art und Weise Sprache, Daten und Bilder zu übertragen. Dem trug das Kombinat mit der Entwicklung einer vollelektronischen Femsprechnebenstellenan- lage Rechnung, die 16 bis 64 Teilnehmer vereinen kann. Die platzsparende Anlage NZ 400 D ist ein Alleskönner im besten Sinn des Wortes: Verbin¬ dungen werden automatisch aufgebaut, Gebühren registriert, der Ruf wird selbständig weitergeschaltet, sie vermittelt Konferenzschaltungen, «klopft» beim besetzten Teilnehmer an, übernimmt selbsttätig den Rückruf - das ist nur ein kleiner Auszug aus ihrem Gebrauchswertumfang. Ein Mikrorechnersystem enthält auch der neue Sende- und Empfangs¬ schreiber F 2000. Er nimmt dem Bediener Routinearbeiten ab und bietet hohen Funktionskomfort. Neu ist auch der vorhandene Textspeicher, der etwa die Zeichen von 4 A4-Seiten aufnimmt und sich beliebig korrigieren läßt. Auf Ruf des Partners wird gesendet. An den Erzeugnissen des Kombinats Automatisierungsanlagenbau Berlin wird besonders deutlich, wie entscheidend die Mikroelektronik die Ent- 18 Bild 4 Der Personalcomputer ro- botron PC 1715 ist mit einem 64-kByle-Speicher ausgerüstet, er kann mit bis zu 4 Diskettenlaufwer¬ ken ergänzt werden (Foto: R FT-Pressedienst) Wicklung automatisierter Arbeitsmittel beeinflußt. Generaldirektor Heinz Brandt stellte den Gästen neue Generationen von Steuerungen vor. Jahre¬ lange Erfahrungen aus Forschung und Produktion flössen in dem elektroni¬ schen System 7 00 zusammen, das mit der numerischen Steuerung CNC 700 für Werkzeugmaschinen bzw. der Industrierobotersteuerung IRS 7 00 beson¬ ders augenfällig seine Leistungsfähigkeit unter Beweis stellt. Letztere ist in der Lage, gleichzeitig bis zu 16 Roboter in allen Bewegungsabläufen zu steuern. Der modulare Aufbau der Steuerungen dieses Kombinats hat den Vorzug, sich mit großer Flexibilität den unterschiedlichen Anwenderbedin¬ gungen anzupassen. In allen Industriezweigen vollziehen sich mit zunehmender Geschwin¬ digkeit Emeuerungsprozesse bei Erzeugnissen und Technologien. Immer dringlicher wird deshalb die Notwendigkeit, durch rechnergestützte Geräte¬ systeme die Produktionsvorbereitung bis hin zur Fertigung selbst zu ratio¬ nalisieren. Diese sogenannten CAD/CAM-Systeme werden zu einer ele¬ mentaren Voraussetzung moderner und ökonomisch effektiver Produktion. Dafür bietet ROBOTRON den Arbeitsplatz für Konstrukteure und Techno¬ logen A 6454 an, der aus einem Digitalisiergerät mit Spracheingabe, einem Plotter, einem Hardcopy-Drucker und einem Rastersichtgerät besteht. Derartige Technik soll die Arbeit von Entwicklungsingenieuren, Kon¬ strukteuren und Technologen in den kommenden Jahren grundlegend ver¬ ändern. Der Computer wird Herzstück ihres Arbeitsplatzes, der Bildschirm tritt an die Stelle des Reißbretts. Mit der Einführung von derartigen CAD/ 2 * 19 CAM-Systemen verkürzen sich die Entwicklungs- und Überleitungszeiten bedeutend, die Reaktionsfähigkeit auf Anforderungen des Marktes erhöht sich. Entwicklungszeiten und -kosten konnten bis zu 80 % bzw. bis zu 50 % gegenüber herkömmlichen Methoden gesenkt und bis zu 90 % kann Ar¬ beitszeit der Technologen eingespart werden. Genosse Erich Honecker sprach für die im Anwenderzentrum Mikroelek¬ tronik ausgestellten wissenschaftlich-technischen Leistungen den Dank und die Anerkennung der Partei- und Staatsführung aus. Er wünschte den Werktätigen dieses Bereiches neue Erfolge bei ihrem Bemühen, in Vorbe¬ reitung des XI. Parteitags der SED die Mikroelektronik in der DDR noch bedeutend schneller zu entwickeln und ihre Anwendung noch umfassender zu organisieren. Bauelemente der Elektronik Die DDR mit ihrem gegenwärtigen Produktions- und Leistungspotential auf dem Gebiet der Mikroelektronik hat einen am internationalen Niveau gemessen hohen Stand erreicht. Der hohe und ständig steigende Bauele¬ mentebedarf der Anwenderindustrie der DDR kann zu 80 % aus eigenem Aufkommen gedeckt werden. Gleichzeitig wird die Produktion von zum Beispiel unipolaren integrierten Schaltkreisen sowie von Bauelementen der Leistungselektronik um über 70 % erhöht. Die beschleunigte Entwicklung, zuverlässige Produktion und umfassende Anwendung der zukunftsträchtigen Mikroelektronik wurde zu einem we¬ sentlichen Kriterium des raschen Leistungswachstums und der Exportkraft der DDR-Industriekombinate. So wuchs im Jahr 1984 die Nettoproduktion allein im Bereich der Elektrotechnik/Elektronik um 15,8 %. Das ist unter anderem der Tatsache zu verdanken, daß die Bereitstellung von integrierten Festkörperschaltkreisen um nahezu ein Viertel erhöht werden konnte. Bei der dynamischen Leistungsentwicklung können sich die Forscher, Technologen, Konstrukteure, Entwicklungsingenieure und Facharbeiter des VEB Kombinat Mikroelektronik auf die solide Basis der langfristig entwik- kelten engen Zusammenarbeit auf wissenschaftlich-technischem Gebiet mit der UdSSR und den anderen Ländern des Rates für gegenseitige Wirt¬ schaftshilfe stützen. In einer Reihe von Regierungsabkommen, Ministerver¬ einbarungen und anderen zwei- und mehrseitigen Verträgen sind die Wis¬ senschaftspotentiale der beteiligten RGW-Partner eng verflochten und ergänzen sich zu gegenseitigem Vorteil und im Interesse des technischen Fortschritts. Die Verbindung mit dem leistungsstarken Mikroelektronikpo¬ tential der UdSSR ist Grundvoraussetzung und Garant für weiteren dyna¬ mischen Aufschwung auf lange Sicht. Dabei geht es vor allem um moderne Bauelementetechnologien, neue hochintegrierte Schaltkreise und Mikro¬ prozessoren sowie technologische Spezialausrüstungen für die Mikro- und Optoelektronik. Gleichzeitig ist die UdSSR wichtigster Außenhandelspart¬ ner des Kombinats. 20 Semi-Kundenschaltkreise International haben Produktion und Einsatz von kundenspezifischen inte¬ grierten Schaltkreisen sehr schnell an Bedeutung gewonnen. Diesem Trend wird im VEB Kombinat Mikroelektronik mit der Entwicklung von Gate-Ar- rays (Standardzellen-Schaltkreisen) sowie dem länger vorhandenem ISA- System (Integrierte Schaltungs-Anordnung) entsprochen. Das Gate-Array- System U 5200 auf der Basis der CMOS-Technik ermöglicht der Anwenderindustrie die Lösung anstehender Forderungen und Aufgaben mit höherintegrierten, dem Problem angepaßten Schaltkreisen. Die Vorfer¬ tigung von Standardanordnungen ermöglicht dabei, Musterbauelemente in wenigen Monaten zu entwickeln und dem Anwender bereitzustellen. Die wichtigsten technischen Merkmale sind: - niedrige Leistungsaufnahme durch CMOS-Technik, - Betriebsspannung +5V, - 10 MHz als maximale Systemtaktfrequenz, - 56 I/O-Ports sind TTL-kompatibel, - das Gesamtgatteräquivalent ist 3000, - das Gehäuse ist ein 64poliges Chip-Carrier-Gehäuse. Für die Umsetzung der Aufgabenstellung in die integrierte Schaltung steht ein Systemsoftwarepaket sowie eine Zellenbibliothek zur Verfügung. Das Haupteinsatzgebiet der Gate-Arrays ist der Ersatz von Schaltungskom¬ plexen, die bisher mit Standard-Logikschaltkreisen konzipiert und aufge¬ baut sind. 16-bit-Mikroprozessorsystem Die Mikroprozessorschaltkreise UB 8001 C und UB 8002 D sind leistungsfä¬ hige 16-bit-Mikroprozessoren, die sowohl in Systemen der Steuer- und Re¬ geltechnik als auch in Multiprozessorsystemen und Parallelrechnern einge¬ setzt werden können. Zum System gehört der MMU-Schaltkreis UB 8010 C, der für den UB 8001 C den 8 MByte großen Adreßraum verwaltet. Beim UB 8002 D ist der adressierbare Speicherbereich nur 64 kByte. Einchip-Mikrorechner (EMR) Diese Einchip-Mikrorechner-Schaltkreise ermöglichen auf kleinstem Raum eine große Anzahl von Funktionen, die mit herkömmlichen Mikroprozes¬ sorsystemen nur durch die Verwendung mehrerer Bausteine realisiert wer¬ den können. Ihr wesentlicher Vorteil liegt daher im geringen Hardwareauf¬ wand, wodurch sich ein Einsatz besonders bei kleinen Systemen anbietet. Die bisherigen Typen werden ergänzt durch UB 8840/41 M und UB 8860/61 D. Der neue EMR-Schaltkreis U 8041 ist ein maskenprogram¬ mierbarer IS mit 4 bit Verarbeitungsbreite, der in CMOS-Technik herge- 21 stellt wird. Typische Einsatzgebiete sind Steuerungs- und Zeitgeberaufga¬ ben in der Nachrichtentechnik, Automatisierungstechnik, Unterhaltungs¬ elektronik, Spielzeuge, Haushaltsgeräte u.v. a. m. Der interne Datenspeicher läßt sich extern durch maximal 15 IS des Typs U 8246 C erweitern. Speicherschaltkreise Der Schaltkreis U 2164 CID ist ein dynamischer Schreib-Lese-Speicher (dRAM) mit wahlfreiem Zugriff. Die Speicherkapazität beträgt 64 kbit, sie ist bitorientiert (65 536 x 1 bit). Die neuen maskenprogrammierten Fest¬ wertspeicher U 2364/65 D haben ebenfalls eine Speicherkapazität von 64 kbit, sie sind byteorientiert (8192 x 8 bit). Die neuen 16-kbit-Speicher sind unterschiedliche Festwertspeicher. Der U 2316 D ist maskenprogram¬ miert (2048 x8 bit) und der U 2616 D herstellerprogrammiert (PROM). Elektrisch programmierbar und mit UV-Licht löschbar ist der U 2716 C (EPROM). Der statische Schreib-Lese-Speicher U 8246 C (sRAM) ist für die 4-bit-Version der Einchip-Mikrorechner-IS vorgesehen, kann aber auch als selbständiger IS eingesetzt werden (Speicherkapazität 1 kbit; 256 x 4 bit). Bild 5 Die selbstkonvergierende, mit Schlitzmaske versehenen Präzisions-In-Line-Farbbildröh- ren werden mit den Schirmdiagonalen 67 cm, 51 cm und 42 cm gefertigt (Foto: RFT-Pressedienst) IS für PCM-Nachrichtentechnik Für die digitale Nachrichtenübertragung werden die Schaltkreise U 1001 D, U 1011 D und U 1021 D in CMOS-Technik hergestellt. Der U 1001 D ist ein NF-Tiefpaßfilter-Schaltkreis für das Sprachsignalband, er enthält sowohl Sende- als auch Empfangsfilter. Der U 1011 D ist e.in PCM-CODEC-Schalt- kreis (Pulse-Code-Modulation-Coder-Decoder), der im wesentlichen aus dem Sender (Coder), A/D-Wandler für die Wandlung des NF-Signals in die PCM-Codewortfolge, dem Empfänger (Decoder) und D/A-Wandler für die Wandlung der PCM-Codewortfolge in amplitudenmodulierte NF-Signale 22 besteht. Die Zeitlagensteuerung dieser Schaltkreise übernimmt der U 1021 D mit 4 Kanälen. CMOS-Logikschaltkreise Die CMOS-Reihe wird erweitert durch die Schaltkreise V 4046 - PLL-Schaltung (Phasenregelkreis) V 4051 D - 8-Kanal-Analog-Multiplexer/Demultiplexer V 4066 D - 4 bilaterale Schalter V 4520 D - 2 binäre 4-bit-Vorwärtszähler V 4531 D - 13-bit-Paritätsprüfer V 4538 D - 2faches Monoflop V 4585 D - 4-bit-Größenkomparator Neu- und weiterentwickelte bipolare IS Für batteriebetriebene Kassettenrekorder ist der A 1818 D ein rauscharmer Aufnahme-Wiedergabe-Verstärker, der durch eine innere Logik nur einen lpoligen Umschalter erfordert. Neu sind auch die Doppel-NF-Leistungsver- stärker A 2000 V(2 x 5 W an 4 O) und A 2005 V (2 x 10 W an 2 O). Für Kof¬ ferempfänger gedacht ist der A 4100 D, eine AM-FM-Kombischaltung, die schon mit einer Batteriespannung von 4,5 V arbeitet. Der A 4510 D ist ein neuer Stereodekoder in I 2 L-Technik, der im Zeitmultiplex-(Schalter-) oder Frequenzmultiplex-(Matrix-)Betrieb arbeiten kann. Der B 087 D ist ein Präzisions-Operationsverstärker mit FET-Differenz- eingangsstufe. Neues gibt es auch bei den Wandlerbausteinen, z. B. den C 565 D, ein D/A-Wandler mit 12 bit Genauigkeit, der sich als Interface für Mikrorechnersysteme in Geräten höherer Genauigkeit einsetzen läßt. Die A/D-Wandler haben eine Auflösung von 8 bit (C 570 D) und 10 bit (C 571 D), sie sind für den Einsatz im wissenschaftlichen Gerätebau, in der Medizintechnik und in numerischen Steuerungen vorgesehen. Die D/A- Wandler C 5650 D (Genauigkeit 10 bit) und C 5658 D (Genauigkeit 8 bit) haben als Einsatzgebiet die MSR-Technik. Die Reihe der Low-Power-Sc/iottky-TTL-IS wurde mit folgenden Typen erweitert: DL 051 D - 2 AND-NOR-Gatter mit 2x3 bzw. 2x2 Eingängen DL 086 D - 4 Exklusiv-OR-Gatter mit je 2 Eingängen DL 155 D - 2 x 2-bit-Binärdekoder/Demultiplexer DL 175 D - 4fach-D-Flip-Flop DL 194 D - 4-bit-Rechts-Links-Schieberegister DL 251 D - 8-auf-l-Multiplexer DL 253 D - 2fach-4-auf-l-Multiplexer DL 25 7 D - 4fach-2-auf-l-Multiplexer DL 295 D - 4-bit-Rechts-Links-Schieberegister DL 8121 D - 8-bit-Komparator DL 8127 D - Systemtaktgenerator für 16-bit-Mikroprozessorsysteme 23 Neue Transistoren Für die Leistungselektronik entwickelt wurden die Silizium-Epibasis-Tran- sistoren SD 401/403/405/407 (npn-Typ) und SD 402/404/406/408 (pnp-Typ), die für einen Kollektorstrom von 10 A ausgelegt sind (P c = 90 W). Sie eig¬ nen sich als Schalt- und Regeltransistoren sowie für NF-Leistungsverstär- ker. Die Vergleichstypen sind BDT 91 bis BDT 96. Mit größerer Gleich¬ stromverstärkung und robuster gegenüber dem zweiten Durchbruch sind die 10-A-Silizium-Epibasis-Dar/mgton-Transistoren entwickelt worden, die es ebenfalls mit Komplementärtypen gibt. Die Vergleichstypen sind BDT 63 und BDT 62. Die npn-Transistoren heißen SD 451/453/455/45 7, die pnp-Ty- pen SD 452/454/456/458. Bei den Hochvolt-Leistungsschalttransistoren sind hinzugekommen die npn-Typen SU 178 (800V/6A) und SU 179 (1000V/6A). Für Schaltnetz¬ teile die npn-Typen SU 378 (700 V/6 A) und SU 380 (850 V/6 A). Multimeter G-1004.500 Eine Neuentwicklung des VEB Kombinat Mikroelektronik ist das batteriebe¬ triebene, digital anzeigende Vielfachmeßgerät Multimeter G-1004.500 mit den Meßbereichen Gleich-/Wechselspannung 100 pV bis 1000 V Gleich-/Wechselstrom 100 nA bis 10 A Widerstand 100 mfl bis 20 MG Die Anzeige ist 3 l/2stellig. Durch die einfache Handhabung, das Ausschal¬ ten von analogen Ablesefehlern und die vielfältigen Betriebsarten ist das neue Multimeter in der Industrie, im Handwerk, in der Schule und für den Elektronikamateur ein unentbehrliches Meßgerät. Bild 6 Eine Neuentwicklung des VEB Kombinat Mikro¬ elektronik ist das Digital- Multimeter G-1004.500 (Foto: RFT-Pressedienst) 24 Bild 7 Eine mittlere Leistungs¬ aufnahme von nur 40 VA hat der neue S/W-Fern- sehempfänger Debüt 1001 (Foto: RFT-Pressedienst) Rundfunk und Fernsehen Das Angebot an Neu- und Weiterentwicklungen war zu dieser Messe ge¬ ring, da zahlreiche Spitzengeräte bereits produziert und auch exportiert werden. Die ausgestellten Exponate dokumentierten den hohen Leistungs¬ stand der Konsumgüterelektronik der DDR und die sich vertiefende Koope¬ ration mit den Partnerkombinaten in der DDR und im RGW. Der S/W-Fernsehempfänger Debüt 1001 mit 50-cm-Bildröhre ist eine Weiterentwicklung des VEB Fernsehgerätewerke Friedrich Engels Staßfurt. Das ansprechende Gerät enthält ein neues Einplatinenchassis mit Schalt¬ netzteil. Die von der NF-Stufe bereitgestellte NF-Leistung von etwa 2,5 W wird von einem Breitbandlautsprecher frontseitig abgestrahlt. Mit der mitt¬ leren Leistungsaufnahme von 40 W ergibt sich eine bemerkenswerte Lei¬ stungseinsparung gegenüber Vorgängertypen. REMA modus RX 42 ist ein Stereosteuergerät der Mittelklasse mit 2 Bo¬ xen. Die Weiterentwicklung des Typs marcato RX 41 besteht in der gestalte¬ rischen und maßlichen Anpassung an das Stereokassettendeck GC 6031 des VEB Elektronik Gera. Neu ist der Mischer mit Equalizer SM 3000 (VEB RFT-Kombinat Nachrichtenelektronik Leipzig), der für den Einsatz in Heim¬ anlagen entwickelt wurde und sich besonders zur Komplettierung des Mipi- komponentensystems S 3000 eignet. Der SM 3000 ermöglicht die Mischung von 5 Eingangssignalen mit anschließender Klangbeeinflussung in 5 Fre¬ quenzbereichen (63 Hz, 250 Hz, 1 kHz, 4 kHz und 10 kHz), sowohl im Mono- wie auch im Stereo-Betrieb. Für den Anschluß an Autosuper wurden die Nachfolgeverstärker NV 10-mono bzw. NV 20-stereo entwickelt (VEB Fernmeldewerk Arnstadt). Mit diesen NF-Leistungen können Hochleistungslautsprecher auch im Fahrzeug ihre Qualitäten voll zur Geltung bringen. Ein/Aus-Schaltung so¬ wie Lautstärken- und Klangeinstellung werden durch den Autosuper vorge¬ nommen. Der Monoverstärker hat eine Musikleistung von 10 W, der Stereo¬ verstärker weist 2 x 10 W Musikleistung auf, beide an je 4 D. 25 11 (mm^öhTT ** 1 «**^»» 26 Bild 8 Der Mischer mit Equalizer SM 3000 hat 5 mischbare Eingänge (links) und 5 verän¬ derbare Frequenzbereiche (rechts). Eine LED-Kette zeigt den Ausgangspegel an (Foto: RFT-Pressedienst) Bild 9 Der Nachfolgeverstärker NV 20-stereo ermöglicht mit dem Anschluß an den Autosu¬ per eine Erhöhung der NF-Musikleistung auf 2 x 10 W (Foto: RFT-Pressedienst) Bild 10 Zur Messung an Antennenanlagen läßt sich das HF -Signalpegelmeßgerät SPM 84 des VEB RFT-Antennenwerke Bad Blankenburg einsetzen (Foto: RFT-Pressedienst) Als HF-Meß- und Prüfgerät für die Projektierung, Einpegelung und War¬ tung von Antennenanlagen entwickelte der VEB Antennenwerke Bad Blan¬ kenburg das HF-Signalpegelmeßgerät SPM 84. Das handliche Gerät kann aus dem Netz oder mit Batterien betrieben werden. Der Meßbereich umfaßt die CCIR-Frequenzbereiche I, III, IV/V und UKW. Die Pegelanzeige ist di¬ gital und in 2 Bereichen von 20 bis 100 dBpV direkt ablesbar. Die akusti¬ sche Wiedergabe wird über einen eingebauten Lautsprecher vorgenommen, Stereosignale lassen sich mit Stereokopfhörer bewerten. Ein Peilgenerator erleichtert das optimale Ausrichten von Antennen oder das Einstellen von Sperrkreisen und Filtern. Obering. K.-H. Schubert ELEKTRONIK-SPLITTER Einfaches Mischpult Der Stromlauf plan zeigt ein einfaches Mischpult, mit dem man Rundfunkaufnahmen und Magnetbandaufnahmen mischbar überspielen kann. An die Eingänge E1/E2 schaltet man die Überspielausgänge eines Rundfunkempfängers und eines Magnet¬ bandgeräts. Am Ausgang A liegt der Aufnahmeeingang eines zweiten Magnetbandge¬ räts. R 1 und R2 sind die Kanalregler (Schieberegler), R3 ist der Summenregler (Po¬ tentiometer) für die Aufnahme. Die Schaltung verstärkt etwa lOfach, die Stromaufnahme beträgt etwa 1 mA. K. H. S. 27 Dr.-Ing. Herbert Börner Vorfahren unserer Fernsehempfänger Vier historische Fernsehempfänger aus dem Postmu¬ seum der DDR in Berlin M'pfcow-Scheibenfemsehgerät von 1930 Als im letzten Drittel des vorigen Jahrhunderts das Telefon erfunden war und seinen Siegeszug um die Welt antrat, fragte sich so mancher findige Kopf: Wenn das Fernhören möglich ist, warum nicht auch das Fernsehen ? Eine ganze Reihe sinnreicher Einrichtungen wurde vorgeschlagen, aber ihre Verwirklichung scheiterte an den unzulänglichen Mitteln, die zu jener Zeit zur Verfügung standen, insbesondere am Fehlen eines elektrischen Verstär¬ kers. Dieser Verstärker wurde erst um 1910 mit der Elektronenröhre erfunden, die man sogleich in der Fernsprech- und Funktechnik einsetzte. Gewisser¬ maßen als Kombination dieser beiden Techniken entstand der Rundfunk, der ab 1922 Millionen begeisterter Anhänger in aller Welt fand. Und schon tauchte wieder die Frage auf: Wenn es möglich ist, in jedes Haus drahtlos Wort und Musik zu übertragen, warum sollte es nicht mög¬ lich sein, Bilder zu senden und zu empfangen? Aber bei näherer Betrach¬ tung stellte sich heraus, daß trotz der bis zur Mitte der zwanziger Jahre we¬ sentlich verbesserten technischen Basis noch eine Menge Probleme ihrer Überwindung harrten, ehe an ein Fernsehen zu denken war. Die Hauptschwierigkeit war, das zu sendende Bild geschickt in einzelne Elemente zu zerlegen und diese so schnell zu übertragen, daß - wie beim Film - der Betrachter den Eindruck eines einheitlichen, bewegten Bildes bekommt. Das Vorbild des Auges mit seinen Hunderttausenden von Seh¬ zellen und Nervenbahnen war für eine technische Realisierung untauglich. Am aussichtsreichsten erschien der Vorschlag, den sich schon 40 Jahre zu¬ vor der junge Student Paul Nipkow patentieren ließ: die Benutzung einer Spirallochscheibe, die dann einfach als Nipkow- Scheibe bezeichnet wurde. Auf ihr sind spiralförmig Löcher angeordnet, die jeweils nur einen Bild¬ punkt freigeben und beim Drehen der Scheibe das Bild zeilenweise abtasten , also auf diese Weise das uns bekannte Fernsehraster erzeugen. Der Vorteil dieses Verfahrens war, daß zu jedem Zeitpunkt nur der Hel¬ ligkeitswert eines Bildpunkts zu übertragen war bzw. in zeitlicher Folge die 28 Helligkeitswerte einer Zeile und zeilenweise die des gesamten Bildes. Es wurde demzufolge (im Gegensatz zum Auge) nur ein Übertragungskanal (Rundfunksender!) benötigt. Dem standen hauptsächlich zwei Nachteile ge¬ genüber. Erstens galt es einen Kompromiß zwischen Bildhelligkeit und Bildschärfe zu schließen, denn je kleiner die Löcher in der Scheibe waren (um eine bessere Bildschärfe zu erzielen), um so lichtschwächer wurde das Bild. Zweitens war es erforderlich, die Bildabtastung sehr schnell vor sich gehen zu lassen, um unter Ausnutzung der Trägheit des Auges ein flimmer- freies Bild zu erhalten. Je schneller aber die Abtastung war (Erhöhung der Drehzahl der Spirallochscheibe), um so höher wurden die Modulationsfre¬ quenzen für den Sender (erforderliche Bandbreite). Unter Beachtung dieser und weiterer Randbedingungen wurden Ende der zwanziger Jahre Versuchsfernsehempfänger gebaut und getestet. Um den unterschiedlichen Femsehlabors eine einheitliche Grundlage zu geben, ver¬ kündete 1929 die Post folgende erste Fernsehnorm: Zeilenzahl: 30, Bildwechselzahl: 12,5/s, Bildgröße: 30 mm x 40 mm, höchste Modulationsfrequenz: 7 875 Hz, Positivmodulation, AM-Zweiseitenband. An Hand von Bild 1 soll nun gezeigt werden, wie ein solcher Empfänger betrieben wurde. «1» bezeichnet einen Rundfunkempfänger, der mit An¬ tenne und Erde den Fernsehsender empfängt (Mittelwelle!). Zur richtigen Empfängereinstellung dient der Lautsprecher «3» (Hörbarmachen des Bild 1 Prinzipdarstellung des Fernsehempfangs mit Spirallochscheibe 29 Videosignals, das ja im NF-Bereich liegt). Danach wird der Umschalter «2» in die andere Stellung gebracht. Das Videosignal gelangt jetzt über den Transformator «4» an die Flächenglimmlampe «5», die aus dem Gleichrich¬ ter «15» mit einer Vorspannung versorgt wird. Die Vorspannung bewirkt, daß die flächenförmige Anode der Glimmlampe gleichmäßig rötlich leuch¬ tet (Grundhelligkeit, einstellbar mit Potentiometer «19»). Das Videosignal überlagert sich dieser Vorspannung und bewirkt je nach Polarität eine Hel¬ ligkeitserhöhung oder -Verringerung. Aus der Netzspannung (Netzschalter «18») wird der Motor «11» betrie¬ ben, dessen Drehzahl mit dem Potentiometer «17» so eingestellt wird, daß die Scheibe «6» ungefähr die richtige Umdrehungszahl (12,5 U/s x 60 s= 750 U/min) erhält. Die Löcher der Nipkow-Scheibe tasten die kleine Glimmfläche ab (entsprechend der Skizze entgegen der üblichen Richtung von oben nach unten!). Eine Lupe «7» läßt das Bild im Bildrah¬ men «8» vergrößert erscheinen. Ein weiteres, ganz wesentliches Problem, auf das bisher noch nicht einge¬ gangen wurde, ist das der Synchronisation. Als Gleichlaufzeichen wurde in der ersten 30-Zeilen-Norm eine Dunkeltastung der letzten beiden Bild¬ punkte jeder Zeile vereinbart. Diese Impulse gelangen an den Sinusgenera¬ tor «14», der auf der Zeilenfrequenz (30 Zeilen x 12,5 Bildwechsel/s = 375 Hz) schwingt und durch die Gleichlaufimpulse synchronisiert wird. Eine Leistungsröhre verstärkt die Zeilenfrequenz und erregt damit einen Synchronmotor, der aus den Spulen «10» und dem Zahnrad «9» besteht. Um das auf diese Weise synchronisierte Bild im Bildrahmen in seiner Lage korrigieren zu können, sind die Statorspulen beweglich (Phaseneinstellung). Nach dieser etwas langen Einleitung ist es nun nicht schwer, den Nipkow- Scheibenempfänger des Postmuseums zu erklären (Hersteller: Femseh-A. G., Typ: Normalfernsehempfänger, s. Bild 2). Auf der Frontplatte befinden sich Bild 2 Normalempfänger der Fernseh-A.G. (1930), Au¬ ßenansicht 30 Bild 3 Chassisansicht des Emp¬ fängers mit Spiralloch¬ scheibe 4 Bedienungsorgane. Die unteren beiden Knöpfe gestatten die genaue Fre¬ quenzeinstellung des Zeilensynchrongenerators. Der Knopf rechts oben be¬ wirkt die Phaseneinstellung (Bildlage). Links oben ist eine Kurbel zu sehen. Mit ihr wird der Synchronmotor in Tritt gebracht. Ein Hilfsmotor, entspre¬ chend Bild 1 («11»), ist bei diesem Fernseher nicht vorhanden. Unten in der Mitte liegt der Netzschalter, darunter im Gehäuse ein Hebel, der eben¬ falls für die Synchronisation notwendig ist. Die Chassisansicht (Bild 3) läßt die ausgesparte Spirallochscheibe mit der dahinterliegenden Flächenglimmlampe erkennen. Rechts steckt die Gleichrichterröhre (Netzteil), die übrigen 3 Röhren sind für die Synchroni¬ sation erforderlich (Gleichlaufimpulsabtrennung, Sinusgenerator, Lei¬ stungsverstärker). Das mit diesem Gerät erzeugte Bild hatte die Abmessungen 27 mm x 36 mm, das mit einer Lupe auf eine scheinbare Größe von 60 mm x 90 mm vergrößert wurde. Die Außenabmessungen des Geräts be¬ tragen: Breite 39,5 cm, Tiefe 30 cm, Höhe 44 cm. Die Versuche mit solchen Empfängern ergaben 1929/30 entmutigende Ergebnisse. Die Bilder waren lichtschwach und unscharf. Grobe Strukturen (z. B. Kreuze, große Buchstaben) waren gut erkennbar, dagegen Details (z. B. Gesichter) nur mit Mühe. An eine Übertragung, z.B. von Filmen, war nicht zu denken. Außerdem fehlte der Ton, da ja der MW-Rundfunksender mit den Bildsignalen moduliert war. Das Ergebnis dieser ersten öffentlichen Fernsehversuche, an denen auch etliche Bastler teilnahmen, war: Ein niederzeiliges, primitives Fernsehen, das den Fernsehempfänger als Zusatzgerät zum Rundfunkempfänger auf¬ faßte, war unbrauchbar. Es mußten völlig andere technische Wege einge¬ schlagen werden, um zu einem «Heimkino» zu gelangen. 31 Femsehtischgerät mit Katodenstrahlröhre (1935) Weitsichtigen Technikern war zu Beginn der dreißiger Jahre klar: Um einen befriedigenden Bildeindruck zu erhalten, mußten die Bilder größer, heller und schärfer werden. Neue mechanische Bildzerleger wurden entwickelt, von denen unter anderem das Spiegelrad und die Spiegelschraube eine ge¬ wisse Bedeutung erlangten. Aber um eine bessere Bildschärfe zu erhalten, mußten die Zeilenanzahl auf weit über hundert erhöht werden, und da kam die feinmechanische Präzision an ihre Grenzen. Schon 1906 war vorgeschlagen worden, die bislang nur zu Meßzwecken benutzte Katodenstrahlröhre (nach ihrem Erfinder Prof. Ferdinand Braun oft als ßraunsche Röhre bezeichnet) für Fernsehzwecke zu verwenden. Aber ein brauchbares System mit dieser Röhre war bis 1930 noch nicht entwik- kelt worden. Dieser Aufgabe widmete sich der junge Manfred von Ardenne, der sich aus eigenen Mitteln ein hochfrequenztechnisches Laboratorium eingerichtet hatte. Er verbesserte in sehr kurzer Zeit die Katodenstrahlröhre wesentlich (Bild 4), entwickelte die erforderlichen Zeilen- und Bildablenk- geräte, Videoverstärker und Hochspannungsteile und konnte den damit ausgerüsteten Empfänger Ende 1931 einem kleinen Kreis staunender Fach¬ leute vorfuhren. Aber nicht nur das, er entwickelte noch einen elektroni¬ schen Bildsender, der unter Benutzung einer Katodenstrahlröhre Stand- und Filmbilder abgeben konnte. Damit war erstmals in der Welt ein prakti¬ kables, vollelektronisches Fernsehsystem geschaffen worden. Nachbildun¬ gen dieser Apparaturen befinden sich im Museum für Deutsche Geschichte in Berlin, Unter den Linden. Die Firma Loewe, mit der Manfred von Ardenne über viele Jahre eng zu¬ sammenarbeitete, stellte den Empfänger mit Katodenstrahlröhre 1932 zur Funkausstellung aus. Dort bewies dieses erste Entwicklungsmuster im di¬ rekten Vergleich mit allen anderen Fernsehempfängern auf mechanischer Bild 4 Manfred von Ardenne mit einer von ihm entwickel¬ ten Fernsehbildröhre 1934 32 Bild 5 Der Loewe-Fernsehemp- fänger Typ FE B von 1935/36 Basis seine Überlegenheit. Den damit gewonnenen Entwicklungsvorteil konnte die Firma Loewe jedoch nicht nutzen, da die anderen Konzerne ( Te- lefunken, Bosch u. a.) die Einführung des Fernsehens so lange zu verzögern wußten, bis sie eigene elektronische Fernsehempfänger entwickelt hatten. Im März 1935 wurden die ersten regelmäßigen Versuchssendungen in Deutschland aufgenommen. Sie e^rfolgten nach einer neuen Fernsehnorm: Zeilenzahl: 180, Bildwechselzahl: 25/s, Videobandbreite: 500 kHz, Positivmodulation, Synchronisation mit Austastlücken, getrennte Sender für Bild und Ton (beide AM), Übertragungsfrequenzen im UKW-Bereich (40 bis 55 MHz). Ein typischer Vertreter für den Entwicklungsstand der Fernsehempfänger 1935/36 ist der Typ FE ßvon Loewe. Sein Äußeres zeigt Bild 5, sein Inneres Bild 6. Der Aufbau ist kompakt, es werden überwiegend die für Loewe cha¬ rakteristischen Mehrfachröhren verwendet. Der Empfänger arbeitet nach dem Superprinzip, der Bild-ZF-Verstärker ist 3stufig, aus dem 2. ZF-Filter wird die Ton-ZF ausgekoppelt (Paralleltonverfahren). Als Sägezahngenera¬ toren für Bild- und Zeilenkipp arbeiten Thyratrons. Die Bildröhrenhoch¬ spannung (2 kV) wird aus dem Netz über ein Hochspannungsnetzteil ge¬ wonnen. Der Empfänger ist insgesamt mit 14 Röhren bestückt. Die Bildschirmdiagonale beträgt 25 cm, die Bildgröße 16 cm x 19 cm (auf Grund der runden Bildfläche nur noch ein Seitenverhältnis von 4:5 statt 3:4!). Die Bedienung ist stark vereinfacht: Mit dem linken Knopf wird die Empfängerfeinabstimmung vorgenommen, der rechte ist als Doppelknopf ausgebildet und beeinflußt Lautstärke und Helligkeit. Die Abmessungen des Geräts betragen: Breite 59 cm, Tiefe 67 cm, Höhe 54 cm. 3 Schubert, Eljabu 86 33 Bild 6 Innenaufbau des Loewe- Empfängers Typ FE B Die mit der 180-Zeilen-Norm erzielte Bildqualität war schon bemerkens¬ wert. Ein Zeitgenosse charakterisierte das damals so: «Die Fernsehtechnik hat in den letzten Jahren erhebliche Fortschritte gemacht. Während es noch vor einigen Jahren einer regen Phantasie bedurfte, um auch bei einfachen Bildern zu erkennen, was auf der kleinen Bildfläche eigentlich dargestellt werden soll, kann heute auch ein böswilliger Zuschauer nicht mehr leug¬ nen, daß am Empfänger tatsächlich ein Bild erscheint. Demjenigen, welcher diese mühsame Entwicklung der Fernsehtechnik miterlebt hat, kann die Güte der heutigen 180zeiligen Fernsehbilder sogar befriedigend erscheinen. Wenn man jedoch die Erfahrungen berücksichtigt, die auf dem Gebiet der Kinematographie in bezug auf die Wirkung von Bildern auf unbefangene Zuschauer gesammelt werden konnten, dann erscheinen die heutigen be¬ sten Fernsehbilder als das Mindeste, was vielleicht Aussicht auf einigen Er¬ folg hat» [1]. Fernsehstandgerät von 1938 Wenn man auch an der Weiterentwicklung der Bildröhren ständig arbeitete, so wurden doch nur langsam Fortschritte erzielt. Die Ablenkwinkel konn¬ ten einerseits wegen der Implosionsgefahr, andererseits wegen der Bildver¬ zeichnungen nicht wesentlich über 45 ° gesteigert werden. Das bedeutete, daß eine Vergrößerung der Bilddiagonale mit einer entsprechenden Verlän¬ gerung des Bildröhrenkolbens einherging. Eine 35-cm-Bildröhre hatte eine Länge von 70 cm und war demzufolge in einem Tischgerät nicht mehr un¬ terzubringen. Deshalb ging man 1937/38 dazu über, die Bildröhre stehend einzubauen und zur Betrachtung einen geneigten Spiegel anzubringen. Ein derartiges Standgerät vom Typ DE 6 der ehemaligen Fernseh-A. G. ist im 34 Postmuseum Berlin zu sehen (Bild 7). Das Gerät arbeitete nach der 1938 eingeführten 441-Zeilen-Norm, deren wesentliche Merkmale waren: Zeilenzahl: 441, Bildwechselzahl: 25/s mit Zeilensprung (50 Halbbildwechsel je s), Videobandbreite: 2 MHz, Positivmodulation, Synchronisation mit Austastlücken, Abstand Bild-Ton- träger 2,8 MHz (beide AM), UKW-Bereich 40 bis 55 MHz. Einige technische Daten des Empfängers DE 6, die typisch auch für an¬ dere Geräte dieses Baujahres sind, gehen aus Bild 8 hervor. Die 40-cm-Bild- röhre liefert ein Bild der Größe 27 cm x 32 cm. Die Hochspannung von 10 kV wird aus dem Netzteil gewonnen. Der Bild-ZF-Verstärker ist 3stufig, der Ton-ZF-Verstärker lstufig (Paralleltonverfahren). Außer in der Zeilen¬ endstufe werden gewöhnliche Rundfunkempfängerröhren mit dem damals üblichen sogenannten Außenkontaktsockel verwendet (Gesamtzahl: 20 Stück). Die Abmessungen betragen: Breite 68 cm, Tiefe 53 cm, Höhe 108 cm. Die Bildqualität des 441-Zeilen-Bilds könnte man etwa mit der unseres heutigen 625-Zeilen-Bilds vergleichen, wenn ein Breitwandfilm gezeigt wird (Ausblendung des oberen und unteren Bildrands). Vom technischen Entwicklungsniveau her stand also einer allgemeinen Einführung des Fern¬ sehens in großem Maßstabe nichts mehr im Wege. Aber wer konnte sich da- Bild 7 Fernsehstandgerät der Fernseh-A. G. Typ DE 6 3 * 35 Bildverstärker Amplitudensieb ZF- Durchlässigkeit 5,5!).. 565 MHz ZF~ Bandbreite 100 kHz Bild 8 Prinzipschaltung des DE 6 NF-Bandbreite 10kHz mals eigentlich Fernsehgeräte zu Preisen zwischen 2000 und 3 000 Mark kaufen? « Im selben Jahr 1938 wurde ein neuer, noch weiter verbilligter «Volks¬ empfänger» (DKE) zum Preis von 35 Mark auf den Markt gebracht. Dazu wird in einer zeitgenössischen Veröffentlichung vermerkt: «Die deutsche Einkommensstatistik zeigt, daß nur noch 2 Millionen Haushaltungen von den dem Rundfunk noch fernstehenden 9 Millionen Haushaltungen finanziell so stark sind, daß sie unter den heute entstehen¬ den Kosten Rundfunkteilnehmer werden können ... Weiteren 6 bis 8 Mil¬ lionen deutscher Haushaltungen, die zu den einkommensschwachen gehö¬ ren, muß durch die neuen Maßnahmen Gelegenheit, Rundfunkteilnehmer zu werden, gegeben werden» [2]. Bei 18 Millionen Haushalten im Deutschland des Jahres 1938 waren also etwa 7 Millionen - das sind immerhin 40 %! - so verarmt, daß sie noch nicht einmal einen «Volksempfänger» zum damals schon von 76 auf 65 Mark herabgesetzten Preis unterhalten konnten. Allein unter diesem Blickwinkel betrachtet, war trotz der bestechenden Propagandamöglichkei¬ ten, die das Fernsehen der faschistischen Führung bot, an eine allgemeine Einführung des Fernsehens kaum zu denken. Der Einheitsfemsehempfänger von 1939 Zehn Jahre lang hatten die an der Femsehentwicklung beteiligten Funkfir¬ men hohe Entwicklungskosten aufgebracht, die nun endlich in Profite um- 36 Bild 9 Der Einheilsfernsehemp¬ fänger Typ E 1 gemünzt werden sollten. Das Femsehgeschäft konnte aber nur gewinnbrin¬ gend werden, wenn so viele Geräte absetzbar waren, daß sich eine Großserienfertigung lohnte. Dazu durfte der Preis eines Fernsehgeräts den eiiies Spitzenrundfunkempfängers nicht überschreiten. Dieser Einsicht nachgebend, einigten sich die Femsehfirmen darauf, einen Femseh-«Volksempfänger» herauszubringen. Er sollte - ähnlich wie der «Volksempfänger» der Rundfunkindustrie - einheitlich in den ver¬ schiedenen Werken nach demselben Konzept gebaut werden. So erhielt er die Bezeichnung Einheitsfemsehempfänger. Eine Serienproduktion kam aber nicht mehr zustande, da der deutsche Faschismus 1939 den zweiten Welt¬ krieg entfesselte und nun auch die letzten Fabriken in die Rüstungsferti¬ gung einbezogen wurden. Eins der wenigen Exemplare der Nullserie besitzt das Postmuseum der DDR (Bild 9). Die äußeren Abmessungen - Breite 65 cm, Tiefe 38 cm, Höhe 37 cm - zeigen, daß es sich um ein Tischgerät handelt, das nicht voluminöser als ein damaliger Spitzensuper ist. Die Chassisansicht (Bild 10) läßt einen klaren, modernen Aufbau erken¬ nen. Der Empfänger iät mit 15 Röhren der 1938 neu herausgekommenen Bild 10 Chassisansicht des E 1 «harmonischen Serie» (Stahlröhrenserie) bestückt. Er arbeitet nach der 441-Zeilen-Norm. Im Bild-ZF- und Videoverstärker wird eine besonders steile HF-Röhre verwendet (EF 14). Für die Ablenkteile wurde eine Spezial¬ röhre entwickelt (ES 111), die in sich Synchronimpulsverstärker, Kippgene¬ rator und Leistungsstufe vereinigt. Auch die Bildröhre war eine Neu¬ entwicklung. Hervorzuheben ist die erstmalige Verwendung eines Rechteckbildschirms. Bei einer 30-cm-Diagonalen wird eine Bildgröße von 19,5 cm x 22,5 cm erzielt. Der Ablenkwinkel liegt bei 75 °, wodurch die Länge der Bildröhre nur noch 38,4 cm beträgt. Als weitere Neuerung ist die Hochspannungsgewinnung (6 kV) aus dem Zeilenkippteil zu erwähnen. Mit den 4 Bedienknöpfen lassen sich Lautstärke, Schärfe, Helligkeit und Kon¬ trast (v. 1. n. r.) einstellen. Dieser Empfänger stellte seinerzeit eine technische Spitzenleistung dar, an die erst 10 Jahre später, nach der Zerschlagung des Faschismus und der Überwindung der ersten Nachkriegsnot, wieder angeknüpft werden konnte. 1949 begannen noch vor der Gründung der Deutschen Demokratischen Re¬ publik erste Arbeiten zur Entwicklung eines demokratischen Fernsehens, die dazu führten, daß am 21. Dezember 1952 der damalige Fernsehfunk der DDR in Berlin-Adlershof seinen offiziellen Betrieb aufnehmen konnte. Literatur [1) R. Thun, Gewinnt die Liniensteuerung an Bedeutung? Fernsehen und Tonfilm 5 (1934), Heft 4, Seite 46/47. [2] H. Schaefer, Rundfunk in Zahlen. Handbuch des deutschen Rundfpnkhandels 3 (1938/39), Seite 11 bis 19. 38 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Rauschminderung von Tonsignalen Vorwiegend zur Verbesserung der Wiedergabe von auf Magnetband (Kas¬ setten) und Schallplatten gespeicherten Tonsignalen wurden in den vergan¬ genen Jahren eine Reihe unterschiedlicher und zueinander nicht kompati¬ bler Rauschminderungsverfahren mit Systemcharakter entwickelt. Die elektroakustische Übertragung In Bild 1 ist das Prinzip der elektroakustischen Übertragung dargestellt. Als Quelle von Schallereignissen der interessierenden Form treten die mensch¬ liche Stimme, Musikinstrumente und andere Schallquellen auf. Die Senke - also der Verbraucher - ist das menschliche Gehör. Zwischen bei¬ den liegt die elektroakustische Übertragung, die vielfältige Formen anneh¬ men kann. Sender und Empfänger enthalten elektroakustische Wandler, Verstärker und Signalverarbeitungseinrichtungen. Als Kanal kommen un¬ terschiedliche Übertragungswege, z. B. Tonleitung, Hörrundfunkabstrah- lung oder Speichermedien (Magnetband, Schallplatte, Lichttonspur), in Be¬ tracht. Engpaß der gesamten Übertragung bildet vornehmlich der Kanal, an dessen Eigenschaften die Übertragung angepaßt werden muß. Wichtige Kanaleigenschaften sind dabei Bandbreite mit unterer und obe¬ rer Frequenzgrenze sowie Aussteuerbarkeit mit Grenzen nach unten (Rau¬ schen) und nach oben (Übersteuerung, Sättigung). Kanalspezifische Stö¬ rungen verursachen Brummen, Verzerrungen, Dropouts, Knacken, Kratzer u. a. Durch diese Einschränkungen und Störungen ist deT Dynamikbereich oder der Dynamikumfang für die Übertragung und Speicherung des Ton¬ signals begrenzt. Störung, Rauschen Bild 1 Prinzip der elektroakustischen Übertragung 39 Dynamikumfang Unter Dynamikumfang (oder kurz: Dynamik) versteht man das Lautstärke¬ verhältnis zwischen lautesten und leisesten Stellen eines originalen Schall¬ ereignisses. Je nach Schallquelle ist der Dynamikumfang unterschiedlich. Der gesprochene Text umfaßt einen Dynamikumfang von 23 dB, ein Sym¬ phonieorchester dagegen hat einen Dynamikumfang von 70 bis 100 dB, der - abgesehen von der digitalen Tonspeicherung - über einen normalen Kanal nicht übertragen werden kann. Der FM-Rundfunk nimmt eine Ein¬ schränkung auf 40 dB vor. Spulenmagnetbandgeräte verarbeiten einen Dy¬ namikumfang von 60 bis 70 dB, Kassettenrekorder 50 bis 55 dB, und gute Schallplatten können einen Dynamikumfang bis zu 75 dB aufweisen. Die menschliche Wahrnehmbarkeitsgrenze für den Dynamikumfang beträgt da¬ gegen 120 dB. Vor der Übertragung bzw. Speicherung muß also der Dynamikumfang verringert, d. h. komprimiert werden. Dabei werden Pianostellen des origi¬ nalen Schallereignisses lauter und Fortestellen geringer ausgesteuert. Die vorgenommene Dynamikbegrenzung gewährleistet es, daß leise Passagen des Schallereignisses nicht im Rauschen (Übertragung, Speicherung) unter¬ gehen, laute Passagen nicht zu Übersteuerungen oder Sättigungen führen. Das Ergebnis ist eine verringerte Dynamik gegenüber der des originalen Schallereignisses. Die Grenzen des Dynamikumfangs werden vorgegeben: • bei der Übertragung durch die Aussteuerbarkeit des Übertragungskanals (Sender); • bei der Magnettonspeicherung durch die Aussteuerbarkeit des Magnet¬ bands nach oben (Sättigung) und durch das Rauschen nach unten (Rauschbeitrag durch das Magnetband infolge ungleichmäßiger Vertei¬ lung der Elementarmagnete); • bei der Schallplattenspeicherung durch die Aussteuerbarkeit nach oben (Rillenauslenkung) und durch den Rauschbeitrag (Unebenheiten in Rille und Rillenführung) des Speichermediums; • beim Lichtton durch die Körnung des Filmmaterials, durch Staub und Kratzer. Einteilung der Rauschminderungsverfahren In Abhängigkeit davon, ob die Rauschminderung nur auf der Empfänger¬ seite, d.h. hinter dem Kanal (Bild 1), oder auch auf der Senderseite arbeitet, unterscheidet man nichtkomplementäre und komplementäre Verfahren. Ein weiteres Unterscheidungsmerkmal ist das Vorhandensein oder Fehlen einer Dynamikbeeinflussung. Auf Grundlage dieser Merkmale erhält man die in Tabelle 1 dargestellten 4 Verfahrensklassen, deren Kompliziertheit und Qualitätsverbesserung von links oben nach rechts unten (Pfeil) ansteigen. Unter komplementären Rauschminderungsverfahren versteht man Ver¬ fahren, die das Tonsignal vor der Aufnahme oder Übertragung nach einer 40 Tabelle 1 Klassifizierung von Rauschminderungsverfahren nicht komplementär komplementär (einseitig) (zweiseitig) ohne Dynamikbeeinflussung Klangblenote (Höhen Pre -una/Deemphasis bedämpfung (UKW-Rundfunk) N mit Dynamikbeeinflussung dynamische Rauschfilter Kompander bestimmten Vorschrift verändern und diese Veränderungen bei der Wieder¬ gabe oder nach der Übertragung wieder rückgängig machen. Nichtkomple¬ mentäre Verfahren sind nur bei der Wiedergabe wirksam. Komplementäre Verfahren setzt man für eine hohe Wiedergabegüte ein, da das Tonsignal wieder in seinen ursprünglichen Zustand vor seiner Verarbeitung zurück¬ versetzt wird. Die höchste Stufe nehmen komplementäre Verfahrei} mit Dy¬ namikbeeinflussung ein, die mit Kompression bei der Aufnahme (Kompres¬ sor) und Expansion (Expander) bei der Wiedergabe arbeiten. Kompression und Expansion werden auch mit Kompandierung (Kompander) bezeichnet. Nichtkomplementäre Verfahren - dynamische Rauschfilter Diese nur auf der Wiedergabeseite verwendeten Verfahren können ohne oder mit Dynamikbeeinflussung arbeiten. Im einfachsten Fall, d. h. ohne Dynamikbeeinflussung, sind es Filter, die eine Höhenbedämpfung bei star¬ kem Rauschen vornehmen. Allerdings wird dadurch auch das Nutzsignal beeinträchtigt. Mit dynamischen Rauschfiltern verfolgt man das Ziel, das störende Rau¬ schen, das vor allem bei höheren Frequenzen auftritt, zu verringern. Dazu benutzt man den Verdeckungseffekt des menschlichen Gehörs, wonach große Tonsignalpegel ein vorhandenes Rauschen überdecken,' während das Rauschen bei niedrigen Tonsignalpegeln hörbar wird. Man leitet dazu aus den höherfrequenten Tonsignalen ein Steuersignal ab, das zur Steuerung der Rauschminderung verwendet wird. Dynamische Rauschfilter enthalten dazu im Prinzip einen Tiefpaß, des¬ sen obere Grenzfrequenz dynamisch dem im Tonsignal vorhandenen Fre¬ quenzspektrum und dem Pegel des Tonsignals angepaßt wird. Sie bilden eine relativ einfache Maßnahme zur Rauschminderung und lassen sich auch nachträglich in Kassettenrekorder einbauen. Sie ergeben einen Infor¬ mationsverlust, wenn Tonsignal und Störung (Rauschen) nicht in getrenn¬ ten Bereichen liegen. Die erreichbare Rauschminderung ist stark begrenzt. 41 Bild 2 DNL-Verfahren (Prinzip) Für den Aufbau von dynamischen Rauschfiltern gibt es unterschiedliche Vorschläge, über die ein Überblick gegeben werden soll. Sie sind relativ ein¬ fach aufgebaut. Auch wurden einige spezielle integrierte Schaltungen (IS) entwickelt, die ihren Einsatz erleichtern. Das DNL-Verfahren arbeitet als frequenz- und signalpegelabhängiges Rauschfilter und senkt die höherfrequenten Tonsignale ab 4 bis 5 kHz bei kleinen Pegeln ab (Bild 2). Das Eingangssignal [/, gelangt im Hauptzweig über einen Allpaß, der das gesamte NF-Spektrum passieren läßt, auf eine Additionsstufe. Im Nebenzweig wird der niederfrequente Anteil im NF- Spektrum mit einem Hochpaß ausgesiebt. Dem Verstärker folgt ein varia¬ bler Abschwächer, dessen Dämpfung durch die Amplitude des Eingangs¬ signals dieser Stufe bestimmt wird. Der nachgeschaltete festeingestellte Abschwächer stellt lediglich einen definierten Ausgangspegel her. Der Ne¬ benzweig liefert nur dann eine Spannung größer als 0 V (die konstant ist), wenn Frequenzteile oberhalb von 4 bis 5 kHz mit einer Amplitude von mehr als 38 dB unter dem Bezugspegel vorhanden sind. In diesem Fall sind das Ausgangssignal U2 des Nebenzweigs und der Anteil des Nutzsignals über 5 kHz, der im wesentlichen aus Rauschanteilen besteht, gleich groß, jedoch entgegengesetzt in der Phasenlage. Damit werden die Rauschanteile im Ausgangssignal U 0 (unabhängig von der Amplitude der Tonsignale unter 5 kHz) unterdrückt. Die Rauschminderung beträgt etwa 3 dB. Bild 3 zeigt einen dynamisch gesteuerten Tiefpaß, dessen Grenzfrequenz durch eine Verkleinerung des Längswiderstands erhöht werden kann. Der Längswiderstand besteht in einer Ausführung z.B. aus der Parallelschaltung eines ohmschen Widerstands mit einem in Abhängigkeit von der Ampli¬ tude höherer Frequenzen im NF-Band gesteuerten Widerstand, der durch u ; C Bild 3 Dynamisch gesteuerter Tiefpaß 42 Bild 4 Dynamisches Rausch filter (Prinzip) Bild 5 Ausgeführtes Beispiel eines dynamischen Rauschfilters [4] die Source-Drain-Strecke eines Sperrschicht-FET dargestellt wird. Die Steuerspannuhg wird an der Eingangsspannung über einen Hochpaß abge¬ leitet. Bild 4 zeigt ein dynamisches Rauschfilter in Form eines spannungsge¬ steuerten Tiefpasses, bei dem die Source-Drain-Strecke des SM 104 als spannungsgesteuerter Widerstand wirkt, der den RC-Tiefpaß in Abhängig¬ keit von der Steuerspannung U St überbrückt. Der Tiefpaß befindet sich in der einsatzfertigen Schaltung (Bild 5) zwischen 2 Impedanzwandlern. VT1 wirkt dabei gleichzeitig als Verstärker zur Erzeugung der Steuerspannung, die über einen Spannungsverdoppler gewonnen wird. Da die obere Grenz¬ frequenz nur bei höherfrequenten Tonsignalen vergrößert werden soll, wird U St über C2 frequenzabhängig gemacht. Mit einem sich verringernden Ton¬ signalpegel nimmt somit auch die Grenzfrequenz des Rauschfilters ab. Eine verbesserte Variante dieses Rauschfilters wird in [5] beschrieben. In Bild 6 ist die Realisierung eines dynamischen Rauschfilters mit mo¬ dernen IS dargestellt. Die Steuerung der Bandbreite eines spannungsge¬ steuerten Filters verändert die obere Grenzfrequenz der Übertragung in Ab¬ hängigkeit von der Amplitude der oberhalb von 6,6 kHz vorhandenen Tonsignalspannung. Die Bandbreite des Filters wird dabei innerhalb einer Anstiegszeit von 1 ms erhöht bzw. innerhalb der Abfallzeit von 50 ms ver- 43 + > HP f„ = 6,6 KHz Steuersignal Bild 6 Dynamisches Rauschfilter mit IS (Prinzip) ringert. Die Anstiegszeit entspricht dabei der Ansprechzeit des menschli¬ chen Ohres auf eine plötzliche Lautstärkeerhöhung. Die Abfallzeit ist der Erholzeit des Ohres nach großen Lautstärken angepaßt. Bild 7 zeigt den Gesamtstromlauf plan des Rauschfilters. Der Steuer¬ signalzweig wird durch 2 LM 38 7 N repräsentiert, der Hauptsignalzweig mit dem Filter durch den LM 13600. Die Rauschunterdrückung beträgt 14 dB. 2x LM387N LM 13600 Bild 7 Dynamisches Rauschfilter mit IS (ausgeführtes Beispiel [6]) Komplementäre Verfahren - Kompander Komplementäre Verfahren nehmen eine zueinander entsprechende Beein¬ flussung auf der Sender- oder Aufnahmeseite und auf der Empfänger- oder Wiedergabeseite vor, so daß das Tonsignal wieder unbeeinflußt zur Verfü¬ gung steht. Ohne Dynamikbeeinflussung arbeitet die Preemphasis/Deemphasis beim UKW-Rundfunk, bei der man durch die Anhebung der Höhen auf der Sen¬ derseite und ihre Absenkung auf der Empfängerseite zu einer Störabstands¬ verbesserung insgesamt kommt. Es ergibt sich auf diese Weise ein einfaches Verfahren zur Rauschminderung. Durch die empfängerseitige Deemphasis (Absenkung) der höheren Frequenzen wird auch das nach der senderseiti¬ gen Preemphasis im Kanal hinzugekommene Rauschen mit verringert. Den höchsten Entwicklungsstand bei den Verfahren zur Rauschminde¬ rung stellen Kompander dar (Bild 8). Kompander sind komplementär, d.h. auf nähme- und wiedergabeseitig aufeinander abgestimmte Rauschminde¬ rungssysteme mit Dynamikbeeinflussung, mit denen bei der Aufnahme oder am Sendeort eine Kompression der Dynamik (Bild 9) und bei der Wie¬ dergabe oder am Empfangsort eine gleichwertige Expansion der Dynamik vorgenommen werden. Ein Signal, das Kompander und Expander durch¬ läuft, bleibt insgesamt unverändert. Signale, die nur eine Komponente durchlaufen, erfahren eine Verände¬ rung. Das betrifft die Rauschstörung, die sich im Speichermedium oder Übertragungskanal dem Nutzsignal überlagert und nur den Expander durchläuft, bei der Expansion also abgesenkt wird. So kann z.B. eine Origi¬ naldynamik von 80 dB um einen Kompressionsgrad (-faktor) von 2:1 auf den nutzbaren Dynamikbereich eines Speichermediums oder eines Über- trägungskanals von 40 dB komprimiert werden. Auf der Wiedergabeseite Kompression Übersteuerung / Sättigung ///// Expansion 77777 Pauschen 7777 , 7777 / Rauschen Aufnahme —Wiedergabe Übertragung Bild 9 Dynamikverhältnisse des Kompanders 45 wird eine Expansion von 1:2 vorgenommen, so daß man wieder 80 dB an Dynamik erhält. Das durch den Speichervorgang hinzukommende Rau¬ schen (z. B. Bandrauschen) wird bei der Expansion verringert und damit die erwünschte Rauschminderung erzielt. Bei der Kompression werden kleine Signalpegel angehoben, große dagegen nahezu unverändert gelassen oder auch abgesenkt. Bei der Wiedergabe wird die Anhebung bzw. Absenkung rückgängig gemacht. Die Abhängigkeit des Ausgangspegels vom Eingangssignal bei Kompres¬ sor und Expander wird mit der Frequenz als Parameter in Pegeldiagram¬ men dargestellt, wobei die Steigung der Pegelkennlinie den Kompressions¬ grad oder -faktor angibt. Je größer der Kompressionsgrad ist, um so wirksamer ist die Rauschminderung, um so kritischer sind aber auch mögli¬ che Verzerrungen. Die Kompression kann nur mit endlicher Geschwindig¬ keit vorgenommen werden, da sich Schallereignisse (Sprache, Musik) nicht beliebig schnell ändern können. Auch auf Grund der Bandbegrenzung be¬ nutzter Kanäle kann die Kompression nicht zu rasch geschehen. Die Kompandierung wird bei den meisten Rauschminderungsverfahren im Prinzip ähnlich, aber in den Parametern und Zielstellungen unterschied¬ lich vorgenommen, wobei zur Optimierung Kompromisse erforderlich sind. Da der Kompander seine Verstärkung pegelabhängig verändert, stellen sich für diese Veränderung je nach Verfahren unterschiedliche Zeitkonstanten ein, d. h. Anstiegs- und Abfallzeiten, bis die Wirkung von Kompression oder Expansion eingesetzt hat bzw. unwirksam wird. Da diese Zeiten nicht beliebig kurz gemacht werden können, treten störende Nebeneffekte wie «atmendes» Hintergrundrauschen (Rauschmodulation) auf. Bei zu kleinen Werten für die Zeitkonstanten machen sich Verzerrungen bei tiefen Fre¬ quenzen bemerkbar. Deshalb wurden unterschiedliche Rauschminderungs¬ verfahren entwickelt, bei denen • eine Aufteilung des NF-Bereichs in Teilbereiche und ihre möglichst opti¬ male Verarbeitung (verschiedene Zeitkonstanten), siehe Tabelle 2; • eine pegelsprungabhängige Zeitkonstante bzw. eine automatische Zeit- konstantenumschaltung; • die Beschränkung der Kompanderwirkung auf den Hochtonbereich; • eine pegelabhängige untere Frequenzgrenze (Sliding-Bandkompander); bzw. entsprechende Kombinationen angewendet werden. Tabelle 2 Einteilung von Kompandem nach Verarbeitung des NF-Bands • Breitbandkompander: breitbandiges NF-Band mit festem Kompandierungsgrad • Zweibandkompander: Aufteilung des NF-Bands in 2 Teilbereiche • Mehrbandkompander: Aufteilung des NF-Bands in mehrere Teilbereiche (professio¬ nelle Anwendungen) • Sliding-Bandkompander: veränderliche untere Frequenzgrenze des NF-Bands Der Unterschied zwischen Sliding-Band- und Breitbandkompandern (Ta¬ belle 2) läßt sich in vereinfachter Form auch am Pegeldiagramm (Bild 10) anschaulich darstellen, wobei die einzelnen Kennlinien für monofrequente Meßsignale gelten. Man sieht, daß sich die Kompandierung beim Sliding- 46 Bandkompander auf mittlere und höhere Frequenzen beschränkt, während bei tiefen Frequenzen (z. B. 50 Hz) keine Kompandierung vorliegt. Die Pe¬ geländerungen bei Kompression und Expansion erreichen einen Grenzwert. Dadurch ist zur Vermeidung von Frequenzgangfehlern eine genaue Kali¬ brierung notwendig. Breitbandkompander in ihrer reinen Form nehmen nur eine Pegelverän¬ derung entsprechend dem Kompressionsgrad unabhängig von der Fre¬ quenz, d. h. für alle Frequenzen, vor. Werden in einem Breitbandkompan¬ der noch zusätzlich eine Höhenanhebung im Kompressor und eine entspre¬ chende Höhenabsenkung im Expander eingesetzt, so erscheinen die Pegel¬ kennlinien für verschiedene Frequenzen gegeneinander verschoben. Im Tonstudio werden die Vierbandkompander (Vierkanalkompander) Dolby A und Telcom verwendet. Auch im Konsumbereich gibt es Mehrband¬ kompander, nämlich die Zweibandkompander ( High-Com II und Super D ). Einkanalige Breitbandkompander mit veränderlichem Hochpaß sind Dolby B, Dolby C, ANRS und ADRES. Weiterhin gibt es Kompander, die nur bei der Gewinnung der Steuergröße für den zur Kompandierung benutzten breitbandigen regelbaren Verstärker eine spektrale Wichtung vornehmen ( High-Com, dbx und CX). Tabelle 3 vermittelt einen Überblick über unter¬ schiedliche Verfahren zur Rauschminderung. Bild 11 zeigt ihre Pegelkenn¬ linien. Dolby B Das Dolby ß-System ist aus dem kommerziellen Dolby A-System abgeleitet, das das älteste Kompanderverfahren darstellt. Dolby B nimmt eine Kom¬ pression des Tonsignals bei niedrigem Pegel in einem Frequenzbereich vor, dessen Bandbreite sich pegelabhängig verschiebt (Sliding-Band). Man er¬ hält damit pegel- und frequenzabhängige Parameter. Zur Signalverarbei¬ tungwird das Signal in einen Hauptkanal ohne Signalbeeinflussung und in den Nebenkanal aufgeteilt, der als dynamisches Hochpaßfilter wirkt (Bild 12). Über eine weitere Stufe führt man das Signal vor der eigentlichen Aufnahme zusammen. Das Filter im Nebenkanal wird durch das jeweils vorhandene Signal entsprechend gesteuert, so daß sich der gewünschte Kompressionseffekt ergibt (Bild 13). Die Expansion verläuft analog, wobei aus ökonomischen Gründen einige Baustufen der Kompression wieder ein¬ gesetzt werden. Dadurch läßt sich auch eine völlig komplementäre Wir¬ kungsweise von Kompression und Expansion erzielen. Die erzielbare Rauschminderung beträgt 8 bis 10 dB. Dolby B beschränkt sich bei der Kompandierung auf den Bereich der hö¬ heren Frequenzen im NF-Band, da in diesem Fall das Rauschen gehörmä¬ ßig am störendsten in Erscheinung tritt. Die tiefen und mittleren Frequen¬ zen werden nicht bzw. wenig beeinflußt, so daß Störungen nicht unterdrückt werden. Je nach Pegel verschiebt sich die Grenze zwischen dem beeinflußten und dem nichtbeeinflußten Bereich automatisch mehr zu tieferen oder höheren Frequenzen (Sliding-Band), so daß eine genaue Pe- 48 4 Schubert, Eljabu 86 Ausgangspegel in dB Ausgangspegel in dB Ausgangspegel in dB Ausgangspegel in dB Tabelle 3 Verfahren für Rauschminderung (Überblick) C ^ .S* S o _2“ O u iH u G C ■—' 'fl C ■—' tß Ct-i c oo £ oo ?3 oojSx: oo^ oo cdOeö-^Ocö-CocOpcd S D.S V3 o. S c/5 J S 0$ S V V V } X u X) u X) <*- 3 3 3 •- 3 : £ < £ < £ < c 00 -o S C C/O 2 «n iS . aä ö g 1 « 'Z “ 3 » !• < ^ Ö .S • „ t: a tj > u X) ü ^ e a s X3 «- £2 ü B ü fl “ c •o c Q. X 3 C/3 :3 •O " P 3 5 D 4> O > S X X K X U 51 Nebenkanal Hauptkanal (zur Aufnahme) Bild 12 Dolby B (Aufnahmeprinzip) 10 2 IO 3 10 * f m Hz —*■ Bild 13 Dolby B (Aufnahmecharakteristik) gelkalibrierung erforderlich ist. Pegelunterschiede zwischen Aufnahme und Wiedergabe führen zu Frequenzgangveränderungen. Für Dolby B gibt es be¬ reits IS in der zweiten Generation. Zum Aufbau einer Do/fcy-Schaltung ist auch der sowjetische Hybridschaltkreis K 2 CC 842 A geeignet [21]. Dolby C Dolby C ist ein Sliding-Bandverfahren und lehnt sich in seinen Haupteigen¬ schaften stark an Dolby B an. Das Frequenzband, in dem die Rauschminde¬ rung stattfindet, wird in diesem Fall um 2 Oktaven nach unten erweitert. Neben einer Rauschminderung von insgesamt nunmehr 20 dB bleiben die Eigenschaften der Dolby-Systeme wie Pump- und Atmungsfreiheit der Si¬ gnalverarbeitung erhalten. Die relativ hohe Kompression und Expansion während der Aufnahme und der Wiedergabe werden durch 2 in Reihe ge¬ schaltete Verarbeitungsstufen (Bild 14) erzielt, wobei jede Stufe einen An¬ teil von 10 dB liefert und bei einem unterschiedlichen Pegel anspricht. Die 1. Stufe arbeitet beim gleichen Signalpegel wie Dolby B, während die 2. Stufe bereits bei einem niedrigeren Signalpegel betrieben wird. Da beide Stufen in Reihe wirken, multipliziert sich ihr Einfluß. Durch die Verwen- 52 nung Bild 14 Dolby C (Aufnahmeprinzip) düng von 2 voneinander unabhängigen Stufen werden Probleme vermieden, wie sie bei einer 20-dB-Stufe auftreten. Dolby C läßt sich durch eine einfa¬ che Umschaltung auch als Dolby B betreiben und kann mit 2 Dolby B -IS aufgebaut werden. Weiterhin besteht eine gewisse Kompatibilität zwischen C-do/hysierten Aufnahmen, die auf Dolby ß-Geräten abgespielt werden. Neu ist weiterhin ein Antisättigungsnetzwerk, durch das unerwünschte Nebenef¬ fekte (Kodier- und Dekodierfehler, Bandsättigung bei höheren Frequenzen, Intermodulation) unterdrückt werden. Dolby HX Dieses Verfahren arbeitet nur auf der Aufnahmeseite und nimmt eine ver¬ besserte Aufzeichnung für höherfrequente Signale mit hohem Pegel vor, wirkt also durch eine Erweiterung der oberen Aufzeichnungsgrenze. Bei großen höherfrequenten Signalpegeln wird die Vormägnetisierung automa- tisch'verringert. Durch die automatische Regelung des Vormagnetisierungs¬ stroms in Abhängigkeit von der jeweiligen spektralen Energieverteilung des NF-Signals erhält man eine dynamische Arbeitspunktverschiebung. Weiter¬ hin wird auch die Vorverzerrung verändert. Durch Dolby HX kann mit einem höheren Pegel bei der Aufzeichnung gearbeitet werden, so daß sich eine Verbesserung des Rauschabstands von etwa 10 dB ergibt. Telcom c 4 Telcom c 4 ist ein Vierbandverfahren für kommerzielle Anwendungen, bei dem das NF-Band in 4 Teilbereiche (35 bis 215 Hz, 215 bis 1450 I^z, 1450 bis 4800Hz und 4800 bis 16000Hz) aufgeteilt wird. Durch diese schmal- bandigen Teilbereiche lassen sich rascher wirkende Verstärkungsänderun¬ gen bei schnellen Pegeländerungen erreichen, wobei auch im schmalbandi- gen Teilbereich die akustische Verdeckung des Rauschens durch ein großes Nutzsignal erhalten bleibt. Durch die Frequenzaufteilung wird ein Rausch¬ atmen verhindert. Weiterhin können optimale Parameter bei ansteigenden und abfallenden Signalpegeln angewendet werden. Die Rauschminderung beträgt bis zu 30 dB. 53 Kompressor Expander Bild 15 High-Com-Kompander High-Com High-Com ist ein Breitbandkompanderverfahren, bei dem die notwendigen Einrichtungen zur Kompression und Expansion pegelunabhängig arbeiten (Bild 15). Die Kompression des Signals wird mit einem 2stufigen Kettenver¬ stärker vorgenommen, dessen Ausgangspegel eine Regelschaltung konstant¬ hält. Um Bandübersteuerungseffekte bei hohen Frequenzen zu vermeiden, werden Höhenabsenkungen vorgenommen. Kompressor und Expander be¬ wirken eine Absenkung der mittel- und höherfrequenten Rauschanteile, wenn das Nutzsignal für eine Verdeckung des Rauschens zu gering ist. Die Rauschminderung beträgt bis zu 20 dB. Unempfindlichkeit gegen Pegel- und Frequenzgangfehler sind unter anderem neben einem günstigen Auf¬ bau (IS) die Vorteile dieses Verfahrens. High-Com II High-Com II ist ein Zweibandkompander und aus telcom c 4 abgeleitet. Das NF-Band wird in 2 Teilbereiche aufgeteilt, die unabhängig mit optimalen Zeitkonstanten kompandiert werden. High-Com II erzielt bei einem Kom¬ pressionsgrad von 2:1 eine Rauschverbesserung von etwa 20 dB. Bei sehr niedrigen Signalpegeln ist der Kompressionsgrad nur 1:1. High-Com II liegt auch in einer für den Einsatz bei der FM-Übertragung geeigneten Form vor. 54 Pegelsensor Kompressor Expander Bild 16 dbx-Kompander dbx dbx ist ein Breitbandkompanderverfahren, das sich für Magnetband und Schallplatte in seiner Grundkonzeption eignet. Um Beeinträchtigungen der Wiedergabe durch Rauschmodulation und Pumperscheinungen bei schnel¬ len Ein- und Ausschwingvorgängen zu vermeiden, wird mit einem speziel¬ len Effektivwertpegelsensor gearbeitet, dessen Ausgangssignal Einfluß auf die Verstärkung des spannungsgesteuerten Verstärkers nimmt (Bild 16). Vor dem Verstärker liegt noch eine (feste) Preemphasis, die die höherfre- quenten Signalpegel (ab 1600 Hz) anhebt. Es wird eine dB-lineare Kom¬ pandierung vorgenommen. Der Kompressionsgrad beträgt 2:1. Das Verfah¬ ren liegt in einer professionellen und in einer Konsumgüterversion vor. Das Verfahren ist im Gegensatz zu Dolby B weniger kritisch gegenüber Pegel¬ einstellungen. Exko Exko ist ein Breitbandkompander, der frequenzunabhängig arbeitet. Da Exko eng mit der Signalelektronik in Kassettenrekordern verknüpft ist, kön¬ nen eine bausteinmäßige Trennung und Darstellung schwer vorgenommen werden. Tonsignale mit kleinem Pegel werden angehoben. Neben der Dyna¬ mikregelung durch den Signalpegel übt auch die Aufnahmeentzerrung durch Einbeziehung in die Regelschleife einen Einfluß mit aus. Kernstück von Kompressor und Expander bildet ein gesteuerter Spannungsteiler, der aus einem Widerstand und aus den differentiellen Widerständen zweier Dioden besteht. Die Rauschminderung beträgt 9 dB. Super D Super D ist ein Zweibandkompanderverfahren mit einer Rauschminderung von 40 dB und einem Kompressionsgrad von 2:1. Durch die Aufteilung des NF-Bands in 2 Teilbereiche, deren Übergangsfrequenz bei 4,8 kHz liegt, kann eine optimalere Anpassung der Parameter vorgenommen und das 55 Rausch'atmen stark verringert werden. Die Kompandierung geschieht unab¬ hängig vom Signalpegel. Durch die Verwendung von 2 Teilbereichen wird vermieden, daß Lautstärkeveränderungen im unteren Frequenzbereich Ein¬ fluß auf die Signalverhältnisse im oberen Frequenzbereich (Rauschatmen) nehmen. ANRS ANRS ist ein Sliding-Bandkompander (ähnlich Dolby B ), bei dem die Si¬ gnalverarbeitung im Signalpfad selbst und nicht wie bei Dolby B über einen Nebenpfad vorgenommen wird. Damit entfallen Probleme bei der gegen- phasigen Addition von Signalen, wobei Phasenverschiebungen auftreten können. Bild 17 zeigt das Aufnahmeprinzip von ANRS. Ein in seiner Ver¬ stärkung veränderbarer Verstärker wird von einer Steuerschaltung beein¬ flußt, die das Ausgangssignal zur Auswertung zugeführt erhält. Genau wie bei Dolby werden höherfrequente Signale bei der Kompression um so mehr angehoben, je kleiner ihr Pegel ist. Die Komponenten A und B sind so aus¬ gelegt, daß sie auch bei entsprechender Umschaltung zur Wiedergabe be¬ nutzt werden können. Die frequenzmäßige Beeinflussung des Signals ge¬ schieht oberhalb von 500 Hz. Ein gäng\ > L2 U L Steuerung j*»- Bild 1 7 ANRS (Aufnahmeprinzip) Super ANRS Super ANRS ähnelt Dolby HX, indem auch die Aussteuerbarkeit des Magnet¬ bands für größere Signalpegel bei höheren Frequenzen verbessert wird. Da¬ mit werden Beeinträchtigungen durch Bandsättigungen bei großen Signal- pegeln und höheren Frequenzen vermieden, die ja durch die bei der Tonspeicherung übliche Vorverzerrung bei Kassettenmagnetbandgeräten (geringe Bandgeschwindigkeit) stärker angehoben werden. Dabei wird zur üblichen ANRS-Schaltung eine Stufe mit veränderlicher Impedanz zuge¬ schaltet, die bei großen Signalpegeln zusätzlich eine Höhenabsenkung (Kompression) vor der Aufzeichnung vomimmt und damit eine Sättigung verhindert. Bei der Wiedergabe wird eine entsprechende Expansion ange¬ wendet (Bild 18). Die zusätzliche Kompression liegt bei 6 dB für ein 10-dB- Signal bei 10 kHz. 56 Bild 18 Kompandierungsgrad bei Super-ANRS ADRES ADRES ist ein Sliding-Bandkompander mit einem Kompressionsgrad von 1:1,5. Es wird wieder eine pegelabhängige Anhebung vorgenommen, wobei schwache Signale angehoben, starke Signale sogar abgesenkt werden. Bei der Aufnahme wird ein Bewertungsnetzwerk angesteuert, das über einen Pe¬ gelsensor und einen Begrenzer auf den Signalverstärker einwirkt. Seine Ver¬ stärkung wird in Abhängigkeit vom vorhandenen Signalpegel beeinflußt. Die Rauschverbesserung beträgt bis zu 30 dB. Rauschminderungsverf ahren für die Schallplattentechnik Angesichts der Einführung der rauscharmen Digitalschallplatte fehlt es nicht an Versuchen, die bisherige analoge Schallplatte durch Verbesserun¬ gen in Richtung einer Rauschminderung weiterhin vorteilhaft zu halten. dbx wird in einer Modifizierung auch bei der Aufzeichnung und Wieder¬ gabe von Schallplatten eingesetzt, wobei sich eine Rauschminderung bis zu 25 dB ergibt. Die Schallplatten werden dabei mit einem geringeren Signal¬ pegel geschnitten, so daß sich auch durch die kleineren Rillenabstände eine größere Spielzeit erzielen läßt, dbx arbeitet in der Schallplattentechnik mit den gleichen Hauptkomponenten wie in der Magnettontechnik: spannungs¬ gesteuerter Verstärker, Effektivwertpegelsensor und Bewertungsnetzwerk. Eine dfcx-Schallplatte benötigt bei ihrer Wiedergabe einen Dekoder. We¬ gen der Preemphasis und dadurch notwendigen Deemphasis kann der De¬ koder auch unter Verzicht auf die Rauschminderung nicht entfallen (nicht¬ kompatibles Verfahren). Speziell zur Rauschverbesserung bei Schallplatten wirkt das Rauschmin¬ derungssystem CX (compatible expansion), das ein kompatibles Kompan¬ dersystem ist, d. h., die komprimierten Aufnahmen lassen sich auch ohne 57 § 0 &-20 t„ & ^-so -120 -WO -80 -60 -W -20 0 Bild 19 Eingangssignalpegel mdB Kompandierungsgrad bei CX Dekoder (Expander), allerdings ohne Rauschverbesserung, abspielen. Dabei wird das Ziel verfolgt, die von Digitalmagnetbändern bereitgestellten Stör¬ abstände von 80 dB und die dadurch mögliche große Dynamik auch beim Überspielen auf die Schallplatte zu erhalten. Die Kompression (Bild 19) er¬ reicht einen Kompressionsgrad von 2:1, bei sehr niedrigem Signalpegel (ab -40 dB) nur 1:1. Die Rauschverbesserung beträgt 20 dB. Zur Unterdrük- kung des Rauschatmens wird neben einem Hauptzeitkonstantenkreis noch ein Nebenzeitkonstantenkreis mit 4 Einzelzeitkonstanten eingesetzt. Die Rauschminderung soll bei Schallplatten vorteilhafterweise über das gesamte NF-Band gleichmäßig wirken, um einerseits die bei Schallplatten auftretenden Störungen bei niedrigen und höheren Frequenzen zu reduzie¬ ren, andererseits aber die höhere Ohrempfindlichkeit für mittlere Frequen¬ zen (und damit auch für Störungen) zu berücksichtigen. Deshalb stellen Rauschminderungsverfahren wie Dolby B, die das Rauschen speziell bei hö¬ heren Frequenzen mindern, dafür keine optimale Variante dar. CX ist ein Breitbandkompander, der im Gegensatz zu dbx ohne Pre- und Deemphasis arbeitet. Bild 20 zeigt den Übersichtsschaltplan des Expanders auf der Wiederga¬ beseite. Der Hauptzeitkonstantenkreis ist auf eine Ansprechzeit von 1 ms und eine Abfallzeit von 10 ms ausgelegt und wirkt damit schnell. Allein Bild 20 CX-Expander 58 würde dieser Kreis zu Rauschatmen und Verzerrungen führen; darum wer¬ den noch 4 Nebenzeitkonstanten benutzt. Rauschminderungsverf ahren für die Lichttonspeicherung Die Anwendung des Dolby -Systems (Dolby A) in der Lichttonspeicherung (Kinematographie) gestattet eine qualitative Verbesserung der Tonwieder¬ gabe im Kino, da neben einer Rauschverminderung auch lineare und breit- bandigere Frequenzgänge bei Aufnahme und Wiedergabe erzielt werden können. Dadurch kann die mögliche Bandbreite von 10 kHz bei Lichtton¬ kopien besser ausgenutzt werden. Auf diese Weise läßt sich der Nachteil der Lichttonspur gegenüber einer Magnettonspur, nämlich schlechtere Rauscheigenschaften, stark verringern. Die Rauschminderung liegt in der Größenordnung von 10 dB. Rauschminderungsverfahren im FM-Rundfunk Der Einsatz des Dolby B -Systems bei der FM-Rundfunkübertragung ver¬ folgt - abgesehen bei schwacheinfallenden Sendern - weniger das Ziel, das Rauschen zu verringern, da bei guten FM-Rundfunkempfängern und aus¬ reichender Feldstärke der Signal-Rausch-Abstand der Empfänger (z. B. 70 dB) über dem des vorwiegend zur Verfügung stehenden Programmate¬ rials liegt. Durch die im FM-Rundfunk verwendete Preemphasis (50 ps) müssen auch bei höherfrequenten Signalen die Modulationsspitzen be¬ grenzt (Kompressoren, Begrenzer) werden, damit der Hub nicht überschrit¬ ten wird. Durch diese Maßnahme wird die Dynamik der Übertragung ver¬ ringert. Diese Maßnahme ist notwendig, da sich seit der Festlegung der verwendeten Preemphasis der Anteil größerer Pegel im Bereich der höheren Frequenzen des NF-Bands erhöht hat. Ursache dafür sind neue Aufnahme¬ techniken (Mikrofon, Mehrspurverfahren) und die Veränderung von Musik¬ stilarten. Durch diese Entwicklung ergeben sich Übersteuerungsprobleme, die zur Zeit mit dynamikbeeinflussenden Begrenzungen gelöst werden. Mit einer Verringerung der FM-Preemphasis auf 25 ps und Einsatz des Dolby ß-Verfahrens kann diese Dynamikeinschränkung entfallen, ohne daß dadurch der Rauschabstand verschlechtert wird. Dafür sind auf der Emp¬ fängerseite eine"Deemphasis von 25 ps und ein Do/by-Dekoder erforderlich. Die Rauschminderung liegt in der Größenordnung von 10 dB. Das Verfah¬ ren ist auch für den Femsehton geeignet. Neben Dolby B sind auch Untersuchungen bekannt, bei denen das High- Com-Verfahren zur Rauschminderung im FM-Rundfunk verwendet wird. Die Rauschminderung beträgt in diesem Fall 10 dB. Die Grenzempfindlich¬ keit für den Stereoempfang konnte mit High-Com von zur Zeit 20 auf 6 pV gesenkt werden. Auf die volle Nutzung der Rauschminderung des High-Com von 20 dB wird auch aus Kompatibilitätsgründen verzichtet. Umschaltbare 59 Dekoder für FM- High-Com und Band-H/gft-Com in IS-Technik bewirken eine Stimulanz auf die Einführung des Verfahrens. Rauschminderungen sind auch im Sprechfunk interessant. In diesem Fall ist es das Super-Com-Kompanderverfahren, das mit einem Kompres¬ sionsgrad von 1:2 eine Rauschminderung bei der Sprachübertragung gestat¬ tet. Literatur [11 H. Bergmann, Verfahren zur Rauschminderung bei der Tonsignalverarbeitung, ra- dio fernsehen elektronik 31 (1982) 11, Seite 731 bis 736. [2] Rauschunterdrückung bei Tonübertragungen. Funkschaü 50 (1978) 2, Seite 61 bis 64, 4, Seite 145 bis 146. [3J G. Laeske, Einige Probleme zu Rauschminderungsverfahren für auf Magnetband aufgezeichnete Musiksignale, radio fernsehen elektronik 24 (1975) 21, Seite 697, 698, 22, Seite 729, 730. [4] B. Fischer, Dynamische Rauschfilter - eine Möglichkeit zur Rauschverminde¬ rung beliebiger NF-Quellen. radio fernsehen elektronik 26 (1977) 2, Seite 56 bis 58. [5] R. Radandt, Dynamisches Rauschfilter, radio fernsehen elektronik 27 (1978) 11, Seite 725 bis 726. [6J U.Mengele, Adaptiver Rausch-Prozessor. Funkschau 51 (1979) 25,.Seite 1451 bis 1464. [7] K. F. Ziegahn, Kompander, HiFi-Stereophonie 20 (1981) .7, Seite 743 bis 744. [8] L. Feldmann, New Dolby noise reduction System. Radio Electronics 52 (1981) 5, Seite 70 bis 72. [9] L. Feldmann, Dolby HX - new noise reduction System. Radio Electronics 50 (1979) 12, Seite 58 bis 60. [10] G. Dickopp/E. Schröter, Der Telefunken-Kompander. Rundfunktechn. Mitteilun¬ gen 22 (1978) 2, Seite 63 bis 74. [11J L.Feldmann, Better thän Dolby B. Radio-Electronics 51 (1980) 9, Seite 61 bis 62, 104. [12] H. Shinohara n. a., The development of bipolar ICs for dbx noise reduction Sy¬ stem. IEEE Trans. CE-28 (1982) 4, Seite 253 bis 261. [13] E. Stetter, Die Verwendung des Dolby-B-Verfahrens bei der FM-Rundfunküber- tragung. Rundfunktechnische Mitteilungen 22 (1978) 1, Seite 32 bis 38. [14] Noise reduction System: three methods to hush audio hisses and boos. J. of the Electronics Industry 25 (1978) 11, Seite 30, 32, 34, 35. [15] J. M. Gorin, Hi-Fi noise filter/range expander. Radio Electronics 52 (1981) 3, Seite 41 bis 44, 110. [16] C. Reuber, Hörrundfunk in Zukunft: Erst High-Com, dann digital. Funktech¬ nik 38 (1983) 3, Seite 98 bis 100. [17] D.L. Harrison, Wideband noise reducer. Wireless World 84 (1978) 1515, Seite 54 bis 58. [18] J.M. Gorin, Noise reduction techniques. Radio Electronics 52 (1981) 1, Seite 61 bis 63. [19] W. Ratzki, Einbau eines Kompanders, Funkschau 54 (1982) 16, Seite 57 bis 59. [20] V. Buravlev, Sumopodavitel dolbi na mikroscheme. Radio (1978) 3, Seite 37 bis 39. 60 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Neue Möglichkeiten der Kommunikation stechnik Kommunikation wird laut [1] mit Verbindung, Zusammenhang, Verkehr übersetzt und stellt den Austausch von Nachrichten und Informationen zwischen Menschen und neuerdings auch zwischen dynamischen Systemen dar. Kommunikation ist stets an einen gemeinsamen Zeichenvorrat der teil¬ nehmenden Individuen oder der Systeme geknüpft. Die Kommunikation als Informationsaustausch zwischen den Menschen ergibt sich als Notwen¬ digkeit aus der gesellschaftlichen Produktion und ist damit auch als ein Grundbedürfnis der Menschen eng mit der Entwicklung der menschlichen Gesellschaft verbunden. Hierbei sei an die Kommunikation über die Spra¬ che (Gespräch, Boten), die Schrift (Brief), optische Zeichen (Rauchsignale, optische Elemente wie Flaggen u. a.) oder an akustische Zeichen (Trom¬ meln) erinnert, die Kommunikationsformen ohne große technische Voraus¬ setzungen darstellen. Später sind als technisch orientierte Kommunika¬ tionsformen das Fernsprechen, die Telegrafie und die Funktelegrafie, der Hörrundfunk sowie das Fernschreiben (Telex) und erst in jüngster Zeit das Fernsehen hinzugekommen. Alle diese Kommunikationsformen entwickelten sich mehr oder weniger individuell und voneinander losgelöst bzw. mit nur gering verknüpften ge¬ meinsamen Komponenten. Die weitere Entwicklung sieht vor allem die In¬ tegration unterschiedlicher Kommunikationsformen vor, um eine rationelle und möglichst vielseitige Kommunikation zur Befriedigung dieses Grund¬ bedürfnisses zu ermöglichen. Mit der modernen Datenverarbeitung gelang es, eine Kommunikation zwischen Mensch und Maschine bzw. zwischen Maschinen herzustellen und somit einen neuen qualitativen Stand der Kommunikation zu errei¬ chen. Im Laufe der Entwicklung spielten die Entfernungen zwischen den teilnehmenden Partnern der Kommunikation eine nicht mehr dominie¬ rende Rolle, so daß mehr und mehr auch von Telekommunikation, d. h. Kommunikation über größere Entfernungen, gesprochen wird. Maßgebliche Faktoren, die gegenwärtig die Telekommunikation in ihrer technischen Realisierung und Wirkungsweise beeinflussen, sind: - das Kommunikationsbedürfnis der Menschen, - die technische Realisierbarkeit auf Grundlage des Standes der Technik, - der Umgang der Teilnehmer mit den technischen Einrichtungen, - die kommunikationsstrukturellen Verhältnisse. 61 Am Kommunikationsvorgang selbst sind als Hauptkomponenten beteiligt: - die Kommunikationsteilnehmer (Mensch, Maschine), - die Kommunikationswege (innerbetrieblich, außerbetrieblich), - die Kommunikationsmedien (Übertragungsweise), - die Kommunikationsformen (Sprache, Text, Daten, Bilder), - die Kommunikationsinhalte. Massen- und Individualkommunikation Ein nicht unwesentlicher Einflußfaktor auf die technische Realisierung einer Kommunikationsform ist die Art und Weise, wie die einzelnen Teil¬ nehmer miteinander kommunizieren bzw. erreicht werden. Wird die Infor¬ mation an alle Teilnehmer verteilt, so spricht man von einer verteilten Tele¬ kommunikation oder Massenkommunikation. Wird dagegen die Informa¬ tion nur an bestimmte (berechtigte) Teilnehmer verteilt, so liegt eine vermittelte Telekommunikation oder Individualkommunikation vor. Bei der verteilten Telekommunikation (Massenkommunikation) werden die Informationen von einer Zentrale aus allen Teilnehmern gleichzeitig angeboten. Dabei besteht nur eine Verbindung von der Zentrale zum Teil¬ nehmer (Einwegkommunikation). Eine Auswahl bestimmter Informationen bzw. das Weglassen nichterwünschter Informationen ist möglich. Beispiele dafür sind der Hör- und der Fernsehrundfunk bzw. der neue Teletextdienst (Videotext), der eine Auswahl gewünschter Informationen aus einem In¬ haltsverzeichnis gestattet. Die vermittelte Telekommunikation (Individualkommunikation) gestat¬ tet durch eine Zweiwegkommunikation neben einem Verkehr zwischen Zentrale und Teilnehmer auch eine Verbindung zwischen Teilnehmer und Zentrale. Die gewünschten Informationen werden auf Abruf bereitgestellt, eine Eingabe von Informationen durch den Teilnehmer ist möglich. Die Struktur hat in diesem Fall nicht ausschließlich Verteilungscharakter, son¬ dern ist hierarchisch aufgebaut. Eine Erweiterung dieser Telekommunika¬ tionsform bildet die Verbindung zwischen den Teilnehmern ohne Einschal¬ tung einer Zentrale. Dabei bleibt die Informationsinhaltsgestaltung den Teilnehmern überlassen. Beispiele für diese vermittelte Telekommunika¬ tionsform sind das Fernschreib- und Fernsprechnetz und neuerdings auch der Bildschirmtext. Für kommerzielle Zwecke hat die vermittelte Telekommunikation die größte Bedeutung, wobei kommerzielle Einrichtungen wie Betriebe, Institu¬ tionen, Büros u.a. als Sender und Empfänger von Informationen auftreten. Dabei werden das Fernsprechen, das Fernschreiben und die Datenkommu¬ nikation angewendet, ständig erweitert und verbessert. Die Übertragung von Text (Textkommunikation) wird vorzugsweise über das Fernschreibnetz (Telex) und neuerdings auch über Datennetze abgewickelt. Man rechnet damit, daß künftig auch der traditionelle Brief innerhalb einer Textkommu¬ nikation in einer rationellen Verfahrensweise unter Einbeziehung grafi¬ scher Zeichen durch eine neue Textkommunikationsform abgelöst werden 62 kann, der die Bezeichnung Bürofernschreiben zugeordnet wird. Bild 1 und Tabelle 1 vermitteln einen Überblick zur Textkommunikation. Tabelle 1 Ausgabekriterien der Textkommunikation Textkommunikation vorwiegend vorwiegend papiergebunden bildschirmgebunden Telex (Fernschreiben) Bildschirmtext Telefax (Fernkopieren) Videotext Teletex (Ferntexten) Kabeltext Textkommunikation Informations- Bild 1 Möglichkeiten der Textkommunikation 63 Stand und weitere Entwicklung der T elekommunikation Wenn bei der Einschätzung des Standes und der weiteren Entwicklung der Kommunikation der Begriff der Telekommunikation verwendet wird, so soll das nur auf die großen Übertragungsentfernungen hindeuten, die gegenwär¬ tig mit den unterschiedlichen Kommunikationsformen in hoher Übertra¬ gungsqualität möglich sind. Dabei nehmen besonders die neuen Basistech¬ nologien einen Einfluß, zu denen die Mikroelektronik zur Realisierung und Steigerung der Leistungsfähigkeit der Kommunikationseinrichtungen, die Optoelektronik mit der Lichtwellenleitertechnik, die Datenverarbeitung und die Speichertechnik gehören. Bild 2 zeigt eine Klassifizierungsmöglich¬ keit der Telekommunikation. Bild 2 Klassifizierung der Telekommunikationsdienste Das Fernsprechen stellt mit zur Zeit rund 550 Millionen Teilnehmerstel¬ len und mehr als 60 Milliarden Gesprächen je Jahr das am weitesten ver¬ breitete Telekommunikationsnetz dar, das mehr und mehr mit automati¬ scher Vermittlung arbeitet. Die Zuwachsraten liegen bei jährlich 6 bis 7 %. Das Fernsprechnetz entwickelt sich in Richtung der Einführung elektroni¬ scher Wählsysteme und digitaler Sprachübertragung (PCM). Weitere tech¬ nische Verbesserungen führen zu einer höheren Sprachqualität, Wahl mit Tasten, Kurzrufnummern oder automatischer Wahl gespeicherter Rufnum¬ mern häufiger Gesprächsteilnehmer, Einzelgebührennachweis beim Teil¬ nehmer, Freisprechmöglichkeit, «Anklopfen» beim besetzten Teilnehmer u. a. 64 Das nunmehr 50 Jahre alte Fernschreiben (Telexdienst) gestattet die schnelle Übertragung schriftlicher Nachrichten (Textkommunikation) und umfaßt gegenwärtig etwa 1,5 Millionen Teilnehmer in aller Welt. Der Telex¬ dienst ist vorwiegend im kommerziellen Bereich angesiedelt und weist im Weltmaßstab jährliche Zuwachsraten von 10% auf. Die Übertragung wird mit 50 bit/s in einem eigenen entsprechenden Netz vorgenommen und kann auch mit im integrierten Text- und Datennetz (IDN-Netz) abgewickelt werden. Beim Fernkopieren (Telefaxdienst) werden über das Fernsprechnetz Text- und Bildvorlagen übertragen. International sind 3 Übertragungsgruppen festgelegt. Die Gruppe 2 arbeitet mit 3 min Übertragungszeit für eine A4-Vorlage, die Gruppe 3 mit 1 min und die für die Zukunft konzipierte Gruppe 4 mit 10 s in einem 64-kbit/s-Kanal. Das Bürofernschreiben (Teletex) ist ein neuer Kommunikationsdienst, der elektronische Speicherschreibmaschinen oder Textsysteme miteinander verbindet. Bei einer Bitrate von 2 400 bit/s wird der Text einer Schreibma¬ schinenseite in 5 bis 10 s übermittelt. Neben dem üblichen Zeichenvorrat einer üblichen Schreibmaschine kann man auch unterstreichen, tabellieren und unterschiedlich anordnen. Ankommende Teletexnachrichten unterbre¬ chen die eigene Textherstellung im Textsystem nicht, sondern werden zwi¬ schengespeichert und zum geeigneten Zeitpunkt ausgedruckt. Auch in diesem Fall greift man auf das IDN-Netz zurück. Ein Zusam¬ menarbeiten mit herkömmlichen Fernschreibern ist möglich. Als Weiter¬ entwicklung wird die Kombination von Text- und Faksimileübertragung in Hinblick auf die Übertragung kompletter Briefe mit Briefkopf, von Formu¬ laren, Grafiken oder Unterschriften auch in Farbe konzipiert. Das Bürofemschreiben umfaßt folgende Hauptmerkmale: - vereinheitlichter Prozeß von Textniederschrift, Textbearbeitung (Korrek¬ tur) und Textübertragung zum Empfänger; ^ - Möglichkeit einer Zwischenspeicherung beim Sender und/oder Empfän¬ ger; - größere Übertragungsgeschwindigkeit als beim Fernschreiben; - größerer Zeichenvorrat als beim Fernschreiben; - Abspeichern der Niederschrift zur Archivierung oder Wiederauffindung. Das Bürofernschreiben weist in einer Erweiterung auch auf die private Nutzung in Richtung einer elektronischen Briefübermittlung, die weg von Papier zu immateriellen Medien führt und neue Organisationsformen erfor- 5 Schubert, Eljabu 86 65 dert, so z. B. öffentliche Eingabegeräte für die elektronische Briefübermitt- lung (elektronischer Briefkasten). Die jüngste Form der bestehenden Telekommunikationsformen ist die Datenkommunikation, bei der Zeichen eines definierten Zeichenvorrats übertragen werden. Die Nachrichten sind dabei nicht unmittelbar für eine drucktechnische Ausgabe vorgesehen, sondern zur weiteren Verarbeitung in einer Rechenanlage. Deshalb ist die Benutzung der entsprechenden Geräte auch relativ kompliziert. Zur Übertragung von Daten ist das Fernschreib¬ netz geeignet, das Übertragungsgeschwindigkeiten bis zu 50 bit/s gestattet. Höhere Datenübertragungsraten sind mit speziellen Datennetzen möglich. Die Entwicklung läuft hier ebenfalls in Richtung eines integrierten Fern¬ schreib- und Datennetzes (IDN), das auch die Anforderungen einer Daten¬ übertragung besser berücksichtigt. Mit der Zunahme des Datenverkehrs, bei dem vielfach auf kurze Nach¬ richten längere Pausen folgen, bekommen paketvermittelnde Verfahren eine größere Bedeutung. Dabei werden «Informationspakete» mit Empfän¬ ger- und Absenderkennzeichnung gebildet und auf geeigneten, auch wech¬ selnden Wegen übertragen. Als Eingabeeinrichtungen in den Endgeräten der Daten- und Textkommunikation beim Teilnehmer wirken vor allem eine alphanumerische Tastatur mit hohem Komfort und Softwareunterstüt¬ zung. Weitere Verbesserungen sind die Schreibmarkenführung auf dem Bildschirm (Maus), Berührungs- oder Kontakt-Bildschirm und beginnend auch die Spracheingabe. Bei den Ausgabegeräten herrschen Drucker in un¬ terschiedlichen Formen (Laserdruck) und auch in Farbe vor. Dabei ist der vielfältige Geräteanschluß sowie das Zusammenwirken mit (optischen) Speichereinrichtungen (Archivierung) vorgesehen. Neben der Erweiterung der Möglichkeiten der Textkommunikation wird auch daran gearbeitet, bewegte Bilder in Kommunikationsnetzen in Form des Bildfernsprechens (Videotelefon) oder der Bildschirmkonferenz zu übertra¬ gen. Diese Übertragung ist jedoch nur in breitbandigen Netzen möglich und wird auch mit Breitbandkommunikation (Tabelle 2) bezeichnet. Das Bildtelefon besteht dabei aus einer Kombination von Fernsehkamera, Fern- Tabelle 2 Schmalband- und Breitbanddienste Bereitstellung im Dialog oder ein¬ seitig gerichtet Bereitstellung auf Abruf Bereitstellung mit Verteilungs¬ charakter Schmalbandige Femsprechen Bildschirmtext Hörrundfunk Dienste Fernkopieren Fernschreiben (Telex) Teletex Daten¬ kommunikation Videotext Breitbandige Bildfernsprechen Bildabruf Fernsehrundfunk Dienste Bildkonferenz Kabeltext i-- 7 200 bit/s I |-- 75 bit/s - Teilnehmerbereich »j Bild 3 Bildschirmlext-Teilnehmereimichümg (Prinzip) Sprecher und Tischgerät mit Bildschirm. Bei der Bildschirmkonferenz wer¬ den im einfachsten Fall die Bildtelefone mehrerer Teilnehmer zusammen¬ geschaltet. Bildschirmtext ist ein Textkommunikationsdienst, bei dem über das Fernsprechnetz aus einer Bildschirmtextzentrale Text- oder Grafikinforma¬ tionen auf Abruf durch den Teilnehmer auf dem Bildschirm des Teilneh¬ merfernsehempfängers dargestellt werden. Der Teilnehmer hat die Möglich¬ keit, die Zentrale anzurufen und die gewünschten Informationen entsprechend einem Inhaltsverzeichnis abzufordern. Über ein Modem ist mit dem Fernsprechnetz beim Teilnehmer ein Fernsehempfänger (Bild 3) verkoppelt, auf dessen Bildschirm nach entsprechender Aufbereitung mit einem Bildschirmtextdekoder die abgerufenen Informationen visuell als Text erscheinen. Die Informationen werden von der Zentrale zum Teilneh¬ mer mit 1200 bit/s und vom Teilnehmer zur Zentrale mit 75 bit/s übertra¬ gen. Die Übertragung einer vollständigen Bildschirmtextseite von der Zen¬ trale an den Teilnehmer dauert etwa 6 s. Durch die Anwählbarkeit des Informationsangebots und durch den Zugriff auf jede beliebige Stelle dieses Angebots kann der Teilnehmer auf eine sehr hohe Informationskapazität (Seitenkapazität) zurückgreifen. Dem neuen CEPT-Standard entsprechend, wird das Bild auf dem Bild¬ schirm in 20 und 24 Reihen (Textzeilen) zu je 40 Zeichen dargestellt. Der Zeichenvorrat enthält 335 Zeichen (Textzeichen), 151 Mosaik- und andere Zeichen für grafische Darstellungen, bis zu 94 bzw. 84 frei definierbare Zei¬ chen und ein Ersatzzeichen. Als sogenannte Attribute sind für eine Darstel¬ lung in unterschiedlichen Varianten 32 Vordergrund- und 32 Hintergrund¬ farben, 4 Zeichengrößen, Bildfenster, Unterstreichungen, Verdecken und Wiederaufdecken von Zeichen, Vertauschen von Vordergrund- und Hinter¬ grundfarbe, Blinken, Markieren von Zeichen u. a. möglich. Bildschirmtext eignet sich unter anderem für folgende Anwendungsge¬ biete: - Informationen für alle Teilnehmer. Hierunter fallen Nachrichten und Wetterberichte, Informationen über Institutionen und Verzeichnisse, 5 * 67 Bild 4 Videotext-Teilnehmereinrichtung (Prinzip) Reise- und Verkehrsinformationen, Informationen über kulturelle und andere Veranstaltungen sowie über Haushalt und Hobby; - Abrufinformation an bestimmte Teilnehmergruppen (Berufe); - Dialog mit der Zentrale; - Mitteilungsdienste an andere Bildschirmtextteilnehmer; - Informationsbereitstellung aus Speichern mit Nachschlagecharakter (Le¬ xika, Verzeichnisse), wobei eine Suchbaumstrategie angewendet wird. Ein anderer Textkommunikationsaienst benutzt die Auslastlücken im Fernsehsignal zur Übertragung dieses Zusatzsignals und wird mit Videotext bezeichnet. Der Abrufdialog findet in diesem Fall nicht individuell mit der Zentrale wie bei Bildschirmtext statt, sondern im Endgerät (Fernsehemp¬ fänger) des Teilnehmers (Bild 4). Die Videotextzusatzinformation wird des¬ halb zyklisch insgesamt ausgestrahlt (d. h., alle Seiten werden nacheinander übertragen). Aus einem Verzeichnis wählt der Teilnehmer eine gewünschte Seite aus, die dann im Empfänger aus dem zyklischen Informationsangebot ausgewählt und auf dem Bildschirm dargestellt wird. Auch hier wendet man den CEPT-Standard an, so daß sich günstige Voraussetzungen für die Teil¬ nahme am Bildschirm- und Videotext (Videotextdekoder, Bild 5) ergeben. Videotext konzentriert sich auf die Übertragung allgemein interessieren¬ der Informationen an einen breiten Teilnehmerkreis. Dazu gehören: Pro¬ grammvorschau (Fernsehen, Theater, Kino, Veranstaltungen) und -ände- rungen, Nachrichtenmeldungen, Wetterbericht, Straßenzustands- und Verkehrsberichte, Umleitungsmeldungen, allgemeine Warnungen, Unterti¬ tel für Hörgeschädigte und bei fremdsprachigen Filmen u.a. (Tabelle 3 gibt eine Übersicht über Bezeichnungen für Bildschirm- und Videotext). Beim Kabeltext wird als Übertragungsweg an Stelle der Auslastlücken ein kompletter Fernsehkanal verwendet, so daß eine größere Übertragungsband¬ breite zur Verfügung steht und 600 bis 1000 Text- und Grafikseiten/s über¬ tragen werden können. Die angebotenen Seiten laufen ebenfalls zyklisch um. Damit wird Kabeltext besonders in Kabelfemsehanlagen interessant, in denen ein größeres Kanalangebot zur Verfügung steht. 68 Übertragung Land Institution in den Austast¬ lücken des Fernsehsignals über das Fern¬ sprechnetz Internationale Festlegungen CCIR CCITT, CEPT Teletext Broadcast Videotex Interactive Videotex Großbritannien Broadcast Teletext Teletext (Ceefax, Orade) Interactive Teletext (Viewdata) Prestel BRD Videotext Teletext Bildschirmtext Frankreich Kanada Antiope-Didon Broadcast Telidon Antiope-Titan Interactive Telidon 69 Mit zur Telekommunikation gehörend sind auch der als Verteildienst wirkende Hör- und Fernsehrundfunk zu betrachten. Beide haben eine große Verbreitung mit hohen Ausstattungsraten erfahren. Dabei zeigt der Fern¬ sehrundfunk in bezug auf die Nutzung des Teilnehmerendgeräts «Fernseh¬ empfänger» (Tabelle 4) auch für Bildschirm- und Videotext ein hohes Inno¬ vationsverhalten, das durch einen zweiten Tonkanal (stereofon, zweispra¬ chig) und die Diskussion um hochauflösende Fernsehsysteme noch unterstrichen wird. Kabel- und Satellitenrundfunk sind weitere künftige Neuerungsansätze. Tabelle 4 Künftige Nutzung des Fernsehempfängers im Zusammenwirken mit einem Kommunikationsnetz unabhängig vom v Kommunikationsnetz • Fernsehrundfunk • Bildschirmspiel (Videospiel) • Kabelfernsehen • Videorekorder • Satellitenfernsehen • Bildplattenspieler • Videokamera • Bildschirmtext (Fernsprech¬ • Heimcomputer apparat + Modem) (Drucker, Speicher) • Videotext • Film- und Diaüberspielung Weitere Entwicklung Die weitere Entwicklung ist durch eine kombinierte Nutzung und eine Inte¬ gration der Kommunikationsdienste gekennzeichnet, die gegenwärtig ent- wicklungs- und anwendungsbedingt noch für viele und spezielle Nutzungs¬ bereiche konzipiert, optimiert und angewendet werden und durch unterschiedliche technische Realisierungen (Netze, Endgeräte beim Teil¬ nehmer) zum Teil nicht kompatibel sind. Im kommerziellen Bereich bedeutet das, das angebotene Spektrum der Sprach-, Bild-, Text- und Datenkommunikation sinnvoll zu kombinieren und dabei auch lokale Funktionen mit einzubeziehen, wozu das Schreiben (Textherstellungssystem), das Kopieren und Archivieren gehören. Dazu wurde das Konzept des diensteintegrierenden digitalen Netzes unter der Be¬ zeichnung ISDN (Integrated Services Digital Network) konzipiert, das alle beim Teilnehmer entstehenden Signale digital über eine Teilnehmeran¬ schlußleitung überträgt und vermittelt. Je Teilnehmeranschluß stehen dazu in jeder Richtung zwei 64-kbit/s-Kanäle und ein unabhängiger 16-kbit/s- Kanal für Wähl-, Hör-, Anzeige- und andere Signale bereit. Dieses Netz kann auch in den Heimbereich wirken. ISDN ist noch ein Schmalbandnetz. Erst mit einem Breitbandnetz, das mit Lichtwellenleitern arbeitet, läßt sich auch die Übertragung bewegter Bilder (Bildfernsprechen, Abruf von Bildern und Filmen neben dem Fernsehen) realisieren, wobei sich als weiteres Ziel ein Gesamtsystem «Information und Kommunikation» ableiten läßt. 70 Literatur [1] Philosophisches Wörterbuch, Leipzig 1974. [2] H.Armbrüster, Stand und Tendenzen der Kommunikationstechnik. NTZ 36 (1983) 9, Seite 546 bis 552. [3] J. Gabel u. a., Der CEPT-Standard als Grundlage für den Bildschirmtext-Dienst. NTZ 37 (1984) 4, Seite 214 bis 220. [4] H. Wagner, Systeme zur Zusatzinformation im Fernsehsignal, radio fernsehen elektronik 31 (1982) 12, Seite 756 bis 761. [5] K.Konov u.a., Bultext-System zur Übertragung von Zusatzinformationen im Fern¬ sehsignal. radio fernsehen elektronik 32 (1983) 8, Seite 497 bis 499. [6] H. Lohr, Informationsverarbeitung im Büro von Morgen. Umschau 83 (1983) 8, Seite 244 bis 250. [7] H. Bergmann, Textübertragung via Femsehsignal und Femsprechleitung. Bild und Ton 34 (1981) 7, Seite 207 bis 211. ELEKTRONIK-SPLITTER Quarzoszillator für 3. Oberton Obertonquarze können je nach Ausführung und Frequenzbereich für den 3., 5. oder 7. Oberton ausgelegt sein. Das ist bei der Auswahl und der Dimensionierung der Quarzoszillatorschaltung zu berücksichtigen. Die Schaltung erregt den 3.Oberton. Sol¬ che Obertonquarze liegen etwa im Frequenzbereich 15 bis 65 MHz. Den L-Abgleich nimmt man auf die exakte Frequenz bzw. auf eine minimale HF-Spannung über den Quarz vor. Es gelten etwa folgende Anhaltswerte: / MHz CI pF C2 pF C3 pF C4 pF LI 15 bis 20 100 100 68 33 12 Wdg. 20 bis 26 100 100 68 33 8 Wdg. 25 bis 31 100 68 47 33 8 Wdg. 30 bis 43 100 68 47 33 6 Wdg. 42 bis 55 100 68 47 33 5 Wdg. 48 bis 65 68 33 15 15 5 Wdg. Spulenkörperdurchmesser = 8 mm, Draht 0,5-mm-CuL. K.H.S. 71 Dipl.-Ing. Gustav'Westphal Funksysteme für Ortung und Navigation in der Zivilluftfahrt Einführung Die Anwendung von Funksystemen in der Zivilluftfahrt führt zur weitge¬ henden Unabhängigkeit von Wetterbedingungen sowie von der Tages- und Nachtzeit. Diese Systeme steigern die Sicherheit, Zuverlässigkeit und Plan¬ mäßigkeit im Luftverkehr. Beginnend mit Systemen für die Kommunika¬ tion (im Anfang nur Telegrafie) in der Zeit des ersten Weltkriegs, dehnte sich diese Technik frühzeitig auf die Standortbestimmung durch Fremd- und Eigenpeilung aus. Heute sind viele Systeme vorhanden, die den unter¬ schiedlichen Forderungen in allen Phasen des Fluges wie Start, Strecken- flug über Land und See, Landung und auch bei Ausnahmesituationen ge¬ recht werden. So vielfältig die Forderungen an die Funktechnik, so variabel die technischen Lösungen. Alle diese Lösungen jedoch müssen internatio¬ nalen Normen entsprechen, da sie entweder auf die Zusammenarbeit mit den entsprechenden Diensten oder zumindest auf die staatliche Zuweisung der Betriebsfrequenzen angewiesen sind. Nur die Einhaltung der internatio¬ nalen Empfehlungen, die durch die staatlichen Luftaufsichtsbehörden zu Gesetzen erhoben werden, ermöglichen grenzüberschreitenden internatio¬ nalen Luftverkehr mit der erforderlichen Koordinierung und Sicherheit. Entsprechend dem Charakter des Elektronischen Jahrbuches werden die technischen Aspekte der vorgestellten Systeme den Vorrang vor den fliege¬ rischen haben; diese sind nur, soweit erforderlich, behandelt. Die Ausbrei¬ tungskenntnisse in den unterschiedlichen Frequenzbereichen werden bei den Lesern vorausgesetzt. Nur Besonderheiten einzelner Systeme und die Nutzung spezieller Effekte werden erklärt. Die in der Überschrift genannte Unterscheidung von Ortung und Navigation bedingt eine entsprechende De¬ finition: - Navigation ist die sichere Führung eines Luftfahrzeugs von einem Start- zu einem Zielflughafen auf dem vorgeschriebenen Wege. - Ortung bezeichnet die Standortbestimmung des Luftfahrzeugs nach geo¬ grafischer Breite, geografischer Länge und Höhe. Die Ortung ist also ein engerer Bestandteil der Navigation, sie kann in einzelnen Phasen des Fluges (z.B. Landeanflug) auch eigenständige Bedeu¬ tung erhalten. Zur weiteren Kennzeichnung der Systeme werden die Begriffe aktives Sy- 72 stem und passives System eingeführt. Aktive Systeme senden von Bord, pas¬ sive vom Boden. Es ist auch eine räumliche Trennung eines Systems zwi¬ schen Bord und Boden möglich (kooperative Systeme). Senden beide Teilsysteme elektromagnetische Wellen aus, wird der auslösende Teil als aktiv bezeichnet. Obwohl die Navigation in der Luftfahrt, und hierbei besonders die Lang¬ streckennavigation, räumliche Aufgaben behandelt, wird bewußt verein¬ facht und auf die Ebene bezogen. 1. Grundverfähren Ausgehend von der Verwendung elektromagnetischer Wellen, lassen sich alle Systeme und Verfahren auf einige wenige Grund verfahren reduzieren, die die Messung elektrischer Größen der Ausstrahlung beschreiben und mehr oder weniger modifiziert immer wieder eingesetzt werden. Die für die Funkortung zu messenden Größen sind nachstehend genannt. 1.1. Frequenz Bei diesem Verfahren kann sowohl die absolute Frequenz als auch die Fre¬ quenzänderung zur Meßgröße werden. So hat sich die Messung der Fre¬ quenzänderung (der Dopp/er-Verschiebung; Doppler, Christian, 1803 bis 1853, österreichischer Physiker, erklärte den nach ihm benannten Effekt) für das Maß der relativen Geschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger (oder der Rückstrahlfläche) allgemein durchgesetzt. Dabei ist die Frequenzänderung f D einer vom Sender ausgestrahlten Fre¬ quenz f 0 am Empfangsort f D =±--v c + für Annäherung von Sender und Empfänger, - bei Entfernung voneinander. Für die Ausbreitungsgeschwindigkeit c der elektromagnetischen Wellen gilt der international vereinbarte Wert für die Ausbreitung im Vakuum c= 299 792,50kms“ 1 . 1.2. Amplitude Die Amplitude einer Schwingung wird durch eine (ggf. oszillografische) Spannungsmessung erfaßt, häufig ist auch die relative Auswertung der Am¬ plitude durch Vergleich oder Minimierung. So wird z.B. bei der Peilung das Minimum einer empfangenen Spannung eingestellt und daraus die Rich¬ tung zum Sender ermittelt. 73 1.3. Laufzeit Unter der Voraussetzung, daß sich die elektromagnetischen Wellen unge¬ hindert und ohne Reflexion ausbreiten können, ist aus ihrer Laufzeit zwi¬ schen Sender und Empfänger die Entfernung, also die zurückgelegte Strecke r, nach der Beziehung zu ermitteln. Die Orte gleicher Laufzeit bilden Kreise, in deren Mittelpunkt der Sender steht. Diese Kreise sind Standlinien für die entsprechende Navi¬ gation. Das Problem bei diesem Meßverfahren ist die exakte Bestimmung des Sendezeitpunkts t 0 am Empfangsort. Diese Aufgabe löst man dadurch, daß ein Zweiwegeverfahren (Echoverfahren, häufig mit Antwortsender) ange¬ wendet wird. Die Standlinien sind dann ebenfalls Kreise, haben aber den Antwortsender als Mittelpunkt. 1.4. Laufzeitdifferenz Dieses Verfahren beruht auf der Messung der Zeitdifferenz zweier von 2 unterschiedlichen Sendern zu definierten (meist gleichen) Zeiten ausgesen¬ deten Signalen. Die entstehenden Navigationsstandlinien sind Hyperbeln (Bild 1) und setzen sich aus den Orten gleicher Laufzeitdifferenz Ar zusam¬ men. Es ist: Ar = r A ~ r B c worin A und B die Brennpunkte der Hyperbel, also die Standorte der am Verfahren beteiligten Sender sind. Der Abstand der beiden Sender vonein¬ ander wird als Basis d bezeichnet, wobei die 3 Möglichkeiten d>X d = X und d X/2 der Phasenwinkel

+n ■ 360° gemessen werden kann. Diese Mehrdeutigkeit muß mit anderen Verfahren aufgelöst werden. So wird die Phasenmessung als Feinmessung im Grobverfahren der Laufzeit¬ messung eingesetzt. 1.6. Phasendifferenz Wird vorausgesetzt und gesichert, daß die Sender A und B phasensyn¬ chrone Signale aussenden, so kann man die am Empfangsort gemessene Phasendifferenz dieser beiden Signale zur Standlinienbestimmung (Hyper¬ beln) verwenden. Die Messung ist sehr genau, setzt aber voraus, daß die Si¬ gnale getrennt empfangen werden. Dazu werden die Verfahren der Zeitstaf¬ felung mit Speicherung des 1. Signals oder der Frequenzstaffelung mit Phasenvergleich auf einer gemeinsamen Harmonischen angewendet. Die Entscheidung für oder gegen die Anwendung des einen oder anderen Verfahrens oder Systems wird in der zivilen Luftfahrt unter Berücksichti¬ gung von Sicherheit, Zweckmäßigkeit und Ökonomie getroffen. Die kombi¬ nierte oder alternierende Nutzung von Verfahren und Systemen ist in Ab¬ hängigkeit von den Navigationsaufgaben möglich. Die nachfolgenden Darstellungen beschränken sich auf die wesentlichsten gegenwärtig einge¬ setzten Systeme. 2. Kooperative Systeme Die Kooperation bezieht sich darauf, daß eine an Bord verfügbare Naviga¬ tionsanlage nicht ohne Zusammenwirken mit funktechnischen Einrichtun¬ gen am Boden ihre Aufgaben erfüllen kann. Es ist dabei nicht bestimmend, ob sich der aktive Teil des Systems an Bord oder am Boden befindet. 75 Dieses Verfahren stützt sich auf Bodensender mit ungerichteten Aussen¬ dungen (NDB) im Lang- und Mittelwellenbereich. Das für dieses Verfahren empfohlene Frequenzband liegt zwischen 190 und 1750kHz (2 = 1578,9 bis 171,4 m). An Bord befindet sich ein Empfänger mit Richtantenne, mit der die Richtung zum Sfender gepeilt werden kann. Das Ergebnis ist doppeldeu¬ tig und wird durch Seitenbestimmung mit einer ungerichteten Hilfsantenne im Abstand d 3000Hz > r p Mil Stil Xfh ife L M J,th > HS'H > 7. ZF 7. Oszillator uni Kanal¬ wähler 2. ZF Demodu¬ lator 2. Oszillator Hoch- Begren Diskri- paß zer mina- tor Band -1 pal 1 Kennung "“(Sprache) 300... 3000 Hz - 30Hz Tief¬ paß Bild 4 Übersichtsschaltplan eines VOR-Bordempfängers Phasen bräche 30 Azimut (von der VOR- Bodenanlage!) 2.3. DME (Distance Measuring Equipment) Als Meßgröße des DME-Systems wird die Laufzeit eines Impulses und der Impulsantwort genutzt. An Bord des Flugzeugs sind ein Abfragesender und ein Antwortempfänger mit Auswerter installiert. Die Bodenstation besteht folgerichtig aus Abfrageempfänger und Antwortsender. Das System arbeitet im Frequenzband von 960 bis 1215 MHz, wobei der Abstand der 126 Ka¬ näle 1 MHz beträgt; zwischen Sende- und Empfangsfrequenz besteht kon¬ stant ±63 MHz Abstand. In Bild 5 ist der Übersichtsschaltplan von Bord- und Bodenstation wiedergegeben. Die Bordanlage sendet kontinuierlich im Abstand von 6,5 bis 40 ms Im¬ pulspaare mit einer Dauer von 3,5 ± 0,5 ps je Impuls und variablem Impuls¬ abstand auf dem Kanal der ausgewählten Bodenstation aus. Die Bodensta¬ tion empfängt die Impulspaare, entschlüsselt sie und löst den Impulsformer und den Antwortsender aus. Ein Verzögerungsglied dehnt den Abstand zwi¬ schen Empfangs- und Sendeimpuls auf die definierte Zeit von 50 ps aus, die bei der Messung eliminiert werden kann. Es wird damit die Entfernung s: [(fe ~ ( a) ~ 60 ps] • c S 2 t E - Zeit des Empfangs des Antwortimpulses an Bord, t A - Zeit der Aussen¬ dung des Abfrageimpulses von Bord, c - 299792,50 km s _1 . Die Halbierung ist erforderlich, da die Messung sowohl die Laufzeit für den Hin- als auch für den Rückweg erfaßt. Die gemessene Entfernung ist die Schrägentfer¬ nung, was man bei geringen Entfernungen und großen Flughöhen beachten muß. Die Horizontalentfernung beträgt z. B. bei einer Flughöhe von 10000 m und einer DME-Anzeige von 20 km nur 17,32 km. 78 Former Modulator Bordanlage Fntschlütl/er Bild 5 Übersichtsschaltplan des DME-Syslems (Entfernungsmessung) 2.4. ILS (Instrument Landing System) Aus der Bezeichnung geht hervor, daß in diesem Fall eine Landehilfe ange- boten wird. Das System gibt Führungsinformationen über die Position des Flugzeugs im Raum während des Landeanflugs. Bei entsprechend hohen Forderungen gestatten diese Systeme die automatische Führung des Flug¬ zeugs und bei einigen Typen auch die automatische Landung. Der Auf¬ wand steigt jedoch mit den Forderungen stark an. Da eine erfolgreiche Landung 2 grundsätzliche Führungsgrößen (Kurs¬ weg und Gleitweg) erfordert, werden auch 2 Teilanlagen, die weitgehend 79 Bordinstrument (Kreuzzeiger) Bild 6 Auflauschema des ILS-Systems (Instrumentenlandehilfe) analog sind, am Boden aufgestellt (Bild 6). Der Kurswegsender strahlt über die Kurswegantenne im Frequenzband 108 bis 111,975 MHz auf 20 einstell¬ baren Kanälen, der Gleitwegsender über die Gleitwegantenne im Frequenz¬ band 328,6 bis 335,4 MHz die Führungsinformation ab. Die Kanäle der Kurs- und Gleitwegfrequenzen sind fest gepaart. Die sehr scharf bündelnde Kurswegantenne sendet 2 Strahlungskeulen längs der SLB-Mittellinie aus, die sich etwas überdecken. Die (in Anflug¬ richtung) linke Keule ist mit 90 Hz, die rechte mit 150 Hz amplitudenmo¬ duliert. Gleiche Modulationsgrade bei beiden Keulen und Symmetrie in den Ausstrahlungen vorausgesetzt, bildet sich auf der gemeinsam überstri- chenen Mittellinie eine Linie gleicher Modulationsstärken, die als Füh¬ rungsgröße verwendet werden kann. Abweichungen des Luftfahrzeugs links vom Kursweg lassen den Anteil von 90 Hz, rechts vom Kursweg den Anteil von 150 Hz überwiegen. Beide Abweichungen werden meßtechnisch erfaßt und auf dem Vertikalzeiger des Kreuzzeigerinstruments angezeigt. In gleicher Weise wird die Gleitwegführungsinformation erzeugt. Die Gleitwegantenne (neben dem Aufsetzpunkt aufgestellt) sendet vertikal übereinanderliegende Keulen mit den Modulationsfrequenzen 90 Hz für die obere und 150 Hz für die untere Keule aus. Auch in diesem Fall bildet sich in dem gemeinsam überdeckten Gebiet eine Linie gleicher Modula¬ tionswerte (der elektronische Gleitweg) aus. An Bord wird die Lage zum Gleitweg auf dem horizontalen Zeiger des Kreuzzeigerinstruments ange¬ zeigt. Die Meßwerte von Kurs- und Gleitweg können auch auf die Flug¬ zeugführungsanlage geschaltet und das Flugzeug dadurch automatisch auf Kurs und Gleitweg gehalten werden. Für die Entfernungsinformation während des Landeanflugs strahlen 2 Markersender auf der Frequenz 75 MHz senkrecht nach oben gerichtete Keulen, deren Durchfliegen an Bord sowohl optisch als auch akustisch si¬ gnalisiert wird. Es stehen damit 2 punktförmige Entfernungsangaben zur Verfügung. Zur Verbesserung des Landeanflugs durch kontinuierliche Ent¬ fernungsangaben kann neben der Gleitwegantenne eine DME-Bodenanlage aufgestellt werden. Die Reichweite der ILS ist so bemessen, daß sich der Kursstrahl mehr als 40 km vor dem Flughafen empfangen läßt. Der Gleitstrahl steht beim Ein¬ flug in den Gleitweg während des Sinkflugs zur Verfügung. 2.5. Navigationssystem OMEGA Die Aufgabenstellung, ein Navigationssystem mit weltweiter Bedeckung und geringstem Senderaufwand zu schaffen, führte zu Ausbreitungsunter¬ suchungen, bei denen sich Frequenzen um 10 kHz als besonders geeignet erwiesen. Die Modellvorstellung, daß sich zwischen 2 Kugelschalen ein Hohlleiter bildet, der mit geringen Leistungen angeregt werden kann, macht die Reichweiten verständlich. Dabei werden die Erdoberfläche und die in etwa 70 km Höhe befindliche D-Schicht als Kugelschalen angenom¬ men. Mit einer Strahlungsleistung von 10 kW erreicht man in Abhängigkeit 6 Schubert, Eljabu 86 81 von den Ausbreitungsrichtungen folgende Reichweiten: Nord 8 100 nm = 15000 km, Ost 11300 nm = 20900 km, Süd 8 100 nm = 15000 km, West 4900 nm= 9100 km. Das aufgebaute System untersteht der USA-Kriegsmarine und war ur¬ sprünglich für Überwasserschiffe bestimmt, ist jedoch auch bis zu einer Wassertiefe von 15 m nutzbar. Die Verwendung für die Luftfahrt begann später. Sie hat aber gegenwärtig einen wesentlich höheren Automatisie¬ rungsgrad als die der Seefahrtanlagen erreicht. Bei diesem System wird das Phasendifferenzverfahren angewendet. Orte gleicher Phasendifferenz bilden nach i p = -j- (r A - r B ) = constant Hyperbeln. In Abhängigkeit von der Wellenlänge ergeben sich im gesamten Ausbreitungsbereich Wiederholungen von Orten gleicher Phasendifferen¬ zen, also Vieldeutigkeiten. Bei der Grundfrequenz des OMEGA-Systems von fl = 10,2 kHz (2 = 29412 m) betragen die Wiederholabstände 14,7 km. Mit den Hilfsfrequenzen J2 = 13,6 kHz (2 = 22059 m) und ß = 11,33 kHz (2 = 26478 m) und den aus den 3 Frequenzen entstehenden Differenzfre¬ quenzen 3,4 sowie 1,13 kHz lassen sich die Wiederholabstände der Vieldeu¬ tigkeiten auf 44 und 133 km vergrößern, die dann durch andere Naviga¬ tionsmittel aufgelöst werden können. Bei den genannten Reichweiten bietet die Stationierung von 6 Bodensta¬ tionen Ge 1 am Nord- und Südpol, 4 mit 90° Abstand über dem Äquator) eine völlige Überdeckung; sie läßt sich aber nicht realisieren. Die Stationie¬ rung wurde deshalb für 8 Anlagen nach Bild 7 vorgenommen. Bild 8 zeigt die von den Sendern ausgestrahlten Impulse und ihre Organi¬ sation. Die Impulssender sind fest nach der Weltzeit UTC-2 synchronisiert. 82 Impulsdauer 0,9 1,0 1,1 1,2 1,1 0,9 7,2 10 0,9 ifl 1,2 Pausendauer 0,2 0,2 0,2 0,2 0,2 0,2 0,2 0,2 0,2 0,2 0,2 Station Sendefrequenzen Norwegen A 10,20 13,60 11,33 10,20 13,60 HßO Liberia B 10,10 13,60 11,33 10,10 13,60 11,33 Hawaii C 10,20 13,60 11,33 10,20 13,60 USA D 10,20 13,60 11,33 10,20 Madagaskar E 10,20 13,60 11,33 Argentinien F 10,20 13,60 11,33 Australien G 10,20 13,60 11,33 Japan H 10,20 13,60 11,30 10s Infor/nationszyklus Frequenzen in Kilohertz Zeiten m Sekunden Bild 8 Impulsschema der Aussendungen der OMEGA-Bodenstationen Die Grundfrequenz wird in jeder Bodenstation aus der Zerfallsfrequenz von 4 Cäsiumatomfrequenznormalen durch Mittelwertbildung erzeugt. Alle be¬ nötigten frequenzabhängigen Größen werden daraus durch Teilung oder Vervielfachung gewonnen. Wie streng die Forderungen sind, zeigt die nach¬ stehende Festlegung: Die Station A beginnt mit dem Nulldurchgang des po¬ sitiven Anstiegs der 1. Schwingung der Grundfrequenz /= 10,2 kHz um 00.00.00 Uhr UTC-2. Um die erzeugte Sendeenergie mit erträglichem Wirkungsgrad abstrahlen zu können, muß ein erheblicher technischer Aufwand getrieben werden. Al¬ lein schon die Antennenanpassung ergibt bei diesen Wellenlängen und rea¬ lisierbaren Antennenabmessungen große Probleme. Es mußten Antennen¬ masten bis zu Höhen von 365 und 460 m errichtet und ausgedehnte Gegengewichtsfelder verlegt werden. An anderen Stellen wurden in günstig gelegenen Tälern Antennenfelder gespannt, die diese Täler als Reflektoren nutzen. Die Sender sind über aufwendige Anpassungsaggregate mit den An¬ tennen verbunden. Die Anpassungsmittel haben nicht nur die Aufgabe, die Anpassung für die 3 Frequenzen zu realisieren, sondern auch die Verände¬ rungen in den geometrischen Abmessungen der Strahler bei erheblichem Temperaturgang und damit eintretender Fehlanpassung abzufangen. Trotz dieses Aufwands werden von der vom Sender erzeugten Leistung von etwa 120 bis 130 kW nur 10 kW über die Antenne abgestrahlt. Obwohl auch beim Ausfall eines Senders das gesamte System voll funk¬ tionsfähig bleibt, werden die Sender gegen Ausfall weitgehend gesichert. Mit besonderen Maßnahmen (Notstrom, heiße Reserve mit ultraschneller Umschaltung u.a.) wird eine Betriebszuverlässigkeit von 99,5 % angestrebt. Die genannten Reichweiten sind relativ unabhängig von Tages- und Jah¬ reszeit. Die Phasengeschwindigkeit dagegen ist Änderungen in Abhängig¬ keit von der Tages- und Jahreszeit auf dem Ausbreitungsweg unterworfen und beeinflußt die Navigationsgenauigkeit. Es werden deshalb Korrektur¬ werte ermittelt, deren Voraussagen von den Bordrechnern berücksichtigt 6 * 83 werden. Die unter Beachtung der Korrekturwerte von sehr guten Anlagen erreichbaren Genauigkeiten sind: Tag: CEP = 1,5 km, Nacht: CEP = 1,8 km, Übergang Tag/Nacht: CEP = 2,4 km; CEP - Circular Error Probality -wahrscheinlicher Fehlerkreisradius. Die Phasenmessung zwischen 2 Sendern ergibt lediglich eine Standlinie, die theoretisch durch eine unendliche Zahl von Orten erfüllt wird. Durch die Einbeziehung eines 3. Senders (C) werden weitere Hyperbelscharen ge¬ bildet, die über die Kreuzung der Standlinien den Standort ergeben. 3. Autonome Systeme Diese Systeme sind dadurch gekennzeichnet, daß sie ihre Navigationsauf¬ gabe ohne aktive Mitwirkung anderer Objekte lösen. Diese Systeme können sowohl boden- als auch bordgebunden sein. Bei den beschriebenen Syste¬ men wird das Reflexionsverfahren benutzt. 3.1. Funkhöhenmesser Der Funkhöhenmesser ist ein flugzeugautonomes System. Dafür wird die Laufzeit eines hochfrequenten, zur Erdoberfläche ausgesendeten und von dort passiv reflektierten Impulses zur Höhenmessung genutzt. Während in der Reiseflughöhe barometrische Höhenmesser eingesetzt werden, die den Forderungen bei einem vertikalen Abstand der Flugwege von 300 m genügen, sind in geringen Flughöhen (Landeanflug, nach dem Start, Tiefflug) absolute Höhen über Grund erforderlich, um Bodenberüh¬ rungen und dadurch Unfälle auszuschließen. Funkhöhenmesser arbeiten bei Frequenzen von 440, 1630 oder 4300 MHz mit Leistungen von wenigen Watt. Bei Flughöhen von 0 bis 600 m, wofür Funkhöhenmesser häufig ausgelegt sind, beträgt die Impuls- FM- Modu/ator Sender Mischer und FM- HF-Ver- Begreif- Anzeige- Demodulator stärker zer Zähler Verstärker Höhe steigen Keflekt/on sinken zur Erd- von der Oberfläche Erdoberfläche Bild 9 Übersichtsschaltplan des Funkhöhenmessers 84 lauf zeit für den Hin- und Rückweg maximal 2 jus, was mit den herkömmli¬ chen Mitteln unter den Bedingungen an Bord kaum mit der erforderlichen Genauigkeit zu messen ist. Man bedient sich deshalb einiger Hilfsverfah¬ ren. So kann an Stelle des Impulses ein Dauerstrich gesendet werden, der in definierter Form frequenzmoduliert ist. Die Frequenzdifferenz zwischen Sendefrequenz und Echofrequenz ist dann ein unmittelbares Maß für die Flughöhe. Auch die Phasendifferenz eines entsprechend modulierten Si¬ gnals kann zur Höhenmessung verwendet werden. Zu beachten ist, daß bei Schräglagen des Flugzeugs um 30° Fehler bis zu 15 % auftreten. An den Funkhöhenmessern können Warnhöhen eingestellt werden, die dem Piloten das Erreichen dieser Höhe beim Sinkflug mit optischem und akustischem Signal anzeigen. Bild 9 zeigt den Übersichtsschaltplan eines Funkhöhenmessers. 3.2. Doppler -Navigator Der Doppler -Navigator ist ein autonomes Bordsystem. Dafür wird die Dopp¬ ler-Verschiebung (s. Abschn. 1.1.) von scharf gebündelten Mikrowellenab¬ strahlungen genutzt, die vom Flugzeug schräg nach unten gerichtet sind und vom Erdboden reflektiert werden. Diese Anlagen sind im Prinzip Ra¬ dargeräte (aus denen hervorgegangen), bilden aber nicht die Erdoberfläche auf einem Bildschirm ab, sondern messen die Geschwindigkeit des Flug¬ zeugs über Grund. Die anderen Fahrtmesser zeigen die Geschwindigkeit gegenüber der umgebenden Luft an. Für das Verständnis des Funktionsprinzips reicht die Betrachtung eines nach vorn unten gerichteten Mikrowellenstrahls, von dem eine diffuse Rückstrahlung zur Empfangsantenne gelangt. Da jedoch die Bewegungs¬ richtung über Grund nur selten mit der Flugzeuglängsachse übereinstimmt, muß auch der Bewegungsanteil erfaßt werden, der als Abdrift bezeichnet wird. Dazu werden 4 Strahlen (manchmal 3) unter festgelegten Winkeln ab¬ gestrahlt (Bild 10). Aus der (vereinfachten) Beziehung _ 2/ s • v ■ cos

1 , Zeilenablenkteil; K 174 A

l/-> o 1 fN o o o © © © tt r- t" r- >H >H >H u u u S S S hH cN O o o o Ö © © rr tT CQ CQ M K K ffi sn o o o ^ ^ ^ r-~ r-~ r— >H >H >H u u u 222 oa oa oa K ffi ffi 222 Q Q Q V S u 5 oa ffi S oa ffi S oa ffi S ^ 1/1 \0 r —I 1 Cpjuohc2 tj t; S t; S r- oo fN < < £ t=i &? h Oh s U4 s u w t: s O Q\ W < K t; U U U Oh Oh Oh oa oa oa r- oo Os fN rj M O O O ■'T ^ ■'3' < < < < < < < < u u u u u u u u S ■S 222 s s s ZZZ ZZZ z z z ZZZ u S w «=: r- oo os H >H u u u 222 oa X S Q Q Q r- oo tN (N < u oa X Q Q ■'T >/i CI CI O O TT > > sO Os Oh Oh S Oh H H U Oh U 03 Oh D 03 Os © TT 1/1 O O tj- u u CU 0h 03 03 i/l so i/l i/i O O •'T T ^ z z vo r- ■'T -»t o o •'f •'f 1/1 1/1 < < U U Z u so r- TT TT o o ■'T Tj- 03 03 X K s s z z <05 o TT «/I o o •’T T 5‘ r~~ r- >H >H u u , a\ O c fN Pi tj- m m m i/i O O O O O 03 03 03 03 03 X MH ►yH MH M MH MH MH MH s s s s s TT i/-i'«or-ooT—•rsi'/‘i'Oasc**>T5-i/'i'Or-~ooc?\rsi 50 r— t— r— t— r^t^i^r^oocooocoooONi?No OOOOOOOOOOOOOOOOOOOOO^ 112 '4503 MHB 4503 '4504 '4505 '4508 4508 BPC '4510 4510 BPC Grundtyp Elorg (UdSSR) 11 RFT(DDR) TESLA (CSSR) Unitra-Cemi (VR Polen) 11 MEV (VR Ungarn) Cl> ’S 3t n •'T 03 X m ^ TT ^ •'T ^ 03 X 03 X •'f r- U £ a> 00 in LninininininininininLninin 3 V s 10 V Bei U, > 10 V £ 30 V Bei Ui > 30 V sind alle CPV-Ausgangsspannungen negativ (Be¬ reich 3 V). ist I/ oA2 positiv (Bereich 10 V). sind U oA2 und I/ oA3 positiv (Bereich 30 V). sind l/ oA2 , I/ oA3 und U oM positiv (Bereich 100 V). Entsprechend den Komparatorausgangszuständen schatten VT1 bis VT3 durch, und die LED signalisieren in Form einer Minileuchtzeile den einge¬ schalteten Bereich. Der 2. Meßverstärker A5, ebenfalls in invertierender Grundschaltung, ver¬ arbeitet das durch Al gedämpfte Signal weiter. An seinem Ausgang sollen 118 bei maximaler Eingangsspannung für jeden Bereich 10 V erscheinen. Daher sind Verstärkungswerte von -33, -10, -3,3 und -1 zu realisieren. Das wird durch Umschalter der zwischen Minuseingang und Ausgang liegen¬ den Gegenkopplungswiderstände erreicht. R25 und R26 sind ständig ange¬ schaltet (3-V-Bereich). Es gilt für die Zuschaltung: + R27/R30 :K1 v K2 (10-V-Bereich), + R28/R31: (Kl v K2) a Kl (30-V-Bereich), + R29/R32 : (Kl v K2) a Kl a K2 (100-V-Bereich). Es ist somit möglich, die 4 Meßbereiche durch nur 2 Relais zu realisieren (2 2 = 4). Die Relais müssen allerdings entsprechend angesteuert werden. Dazu werden die Komparatorausgangssignale durch eine Kombinatorik D1/D2 umgesetzt (s. Tabelle). Nun zur praktischen Seite. Durch den hohen Eingangswiderstand ist die Anordnung in allen Bereichen recht brummempfindlich. Das Meßwerk un¬ terdrückt zwar Brummspannungen, da es den arithmetischen Mittelwert (=0) anzeigt, jedoch kann es an den Bereichsgrenzen zum «Flattern» eines Relais kommen. Um dem Meßsignal überlagerte oder kapazitiv eingekop¬ pelte Brummspannungen zu reduzieren, ist die Vorstufe Al als 2,5-Hz-Tief- paß ausgebildet (26 dB Unterdrückung für 50 Hz). Der Minuseingang von Al ist der für Brumm «empfängliche» Punkt. R2, R 12 und CI sind daher so dicht wie möglich dort anzuordnen, und die Eingangsleitung muß abge¬ schirmt werden. Die nichtbenutzten 4 CMOS-Eingänge sind auf definiertes Potential (z. B. Masse) zu legen. Für PM kommen DS-Einbauinstrumente 100 pA bis 3 mA in Betracht, die durch R24 zum Voltmeter 10 V werden. Infolge dieses hohen Span¬ nungswerts kann man für die Berechnung von R24 den Innenwiderstand des Instruments vernachlässigen. Da der OPV nur wenig über 10 V aussteu- ern kann, besteht gleichzeitig ausreichende Überlastungssicherheit für PM. Der Eingang des Meßgeräts wird durch VD1/VD2 zuverlässig geschützt. Die die Verstärkung des Meßsignals bestimmenden Widerstände sollten im Interesse hoher Langzeitkonstanz 0,25 bis 0,5 W Belastbarkeit aufweisen. Bild 2 zeigt das Netzteil für das automatische Voltmeter. Verwendet wird ein Klingeltransformator KT 08 (Leerlaufausgangsspannung etwa C/ eff = 12 V). Negative und positive Rohspannung für die Relais und die Z- Diodenstabilisierung werden durch Villard -Schaltung (Spannungsverdopp- lerschaltung) erzeugt. Das relativ große Verhältnis von Roh- zu Z-Dioden- spannung erlaubt hohe Vorwiderstände, so daß Brummanteile und Tabelle Relaissteuerung (K1/K2) a b c Q, Q: eingeschalteter Meßbereich L L L L L 3-V-Bereich H L L H L 10-V-Bereich H H L L H 30-V-Bereich H H H H H 100-V-Bereich 120 CJ...C3 070/25 CO. 05 «70/40 M77...5 SY3S0/0.5 SY320I0.75 VDS, 7 OZX 79/73 W? 30 Hz C/iefr = 272' 10 ° MA ' Ä18//Ä19 ' Die Schaltung zeigt also Gleichspannungen, unabhängig von ihrer Polari¬ tät, und den Effektivwert von Wechselspannungen an. Gleiches gilt für Ströme. R18 und R19 werden so eingestellt, daß bei jeweils 100 mV Eingangs¬ spannung Vollausschlag erreicht wird. Höhere Eingangsspannungen werden durch den Teiler R\ bis R6 reduziert. Bei einem Querwiderstand von 100 kO kann man davon ausgehen, daß sich für Frequenzen < 30 kHz die kapazitiven Nebenschlüsse sowie für den vorliegenden Fall die Eingangska¬ pazität der eigentlichen Anzeigeschaltung vernachlässigen läßt. Das Muster zeigte in allen Bereichen bei Frequenzen zwischen 30 Hz und 30 kHz Line¬ aritätsabweichungen <2%. Die -3-dB-Grenzfrequenzen lagen bei 5 Hz bzw. 250 kHz. 122 Mit S2 können Gleichanteile bei Strom- und Spannungsmessung abge¬ trennt werden. S1 ist der Umschalter für Strom oder Spannung. Bei Span¬ nungsmessung liegt ein konstanter Eingangswiderstand von 100 kfl für alle Bereiche vor; der Spannungsabfall bei Strommessung beträgt 100 mV. Bei Wechselstrommessung wird der Eingangsruhestrom für den Pluseingang über fl 13 zugeführt. VD1 und VD2 bewirken den Eingangsschutz. Sie be¬ grenzen bei zu hoher Eingangsspannung (z. B. durch Fehlschaltung) die Differenzeingangsspannung für den OPV. Der Strom wird dabei durch f?21 begrenzt. Eine zu hohe Gleichtaktspannung kann wegen der Begrenzerwir¬ kung der Brückenschaltung nicht auftreten. PM ist durch VD7 geschützt. Da der Pluseingang gegen Masse mit einer Kapazität von etwa 15 pF behaf¬ tet ist, dürfen für R21 Werte >40 kfl nicht eingesetzt werden, wenn der li¬ neare Gang bis 30 kHz erhalten bleiben soll. Es sind dann dauernd maxi¬ mal 150 V Überspannung zulässig (=680 mW an f?21). Kurzzeitige Fehlspannungen können höher sein, wenn H21 die entsprechende Grenz¬ spannung aufweist. Zur Stromversorgung setzt man zwei 9-V-Transistorbatterien ein, die mit etwa 5 mA belastet werden. Die Z-Dioden zur Stabilisierung weisen sehr ge¬ ringen r z und TK auf, so daß die Nullpunktabweichungen der Schaltung bei Temperaturschwankungen um ± 10 K und Absinken der Betriebsspannung um 0,5 V vernachlässigt werden können. Der Nullpunktabgleich wird mit 1116 und Ä24 wechselseitig vorgenommen. f?16 bewirkt dabei den Nullwert der Eingangsleerlauf Spannung (s. o.). Im Muster konnte R24 entfallen, für die Einstellung war die Einstellschraube am Meßwerk ausreichend. Schirmung der Eingangsleitung ist bei dieser Schaltung angebracht. Für S1 und S2 sind 2 gleich aussehende Druckschal¬ ter am besten geeignet. S4 kann ein kleiner keramischer Stufenschalter sein. Im Grundbereich stellt man bei 100 mV Gleichspannung am Eingang mit /? 19 auf Endausschlag ein. Danach wird für U elt = 100 mV Wechselspan¬ nung diese Einstellung mit J118 vollzogen. Der Abgleich des Teilers beginnt bei R2 und endet bei R6 mit definierten Gleichspannungen. Da gegensei¬ tige Beeinflussung besteht, muß mehrmals «durchgefahren» werden, bis al¬ les stimmt. Danach werden die Strommeßbereiche mit RI bis H12 abgegli¬ chen. Bei dieser Schaltung ist der Einsatz von Dickschichtreglern mit Fein¬ trieb zu empfehlen. Wechselspannungsvorverstärker für Vielfachmesser In Bild 4 und Bild 5 sind die typischen Frequenzkennlinien einiger Viel¬ fachmeßgeräte dargestellt. Es zeigt sich, daß man weit über den in den tech¬ nischen Unterlagen angegebenen Frequenzbereich ohne Linearitätsfehler messen kann, wenn kleine Bereiche, bei denen die vorgeschalteten Wider¬ stände gering sind, benutzt werden. Es gibt aber trotzdem noch nachste¬ hend genannte Probleme. 123 V (~'-3dB) W 1 10 z 7 D 3 f in kHz 10 * Bild 4 Frequenzgänge des Vielfachmessers Z 4313 (UdSSR) - Der untere Meßbereich beim Vielfachmesser ist oft nicht ausreichend. Unter 1,5 V zu gehen ist bei der passiven Schaltung nicht möglich, da der durch den bei niedrigen Spannungswerten nicht völlig konstanten Durch¬ laßwiderstand der Meßgleichrichter entstehende Fehler zu groß werden würde. - Der Eingangswiderstand ist meist zu gering. - Bei höheren Bereichen sinkt die obere Grenzfrequenz; die Nutzrand¬ breite wird in jedem Fall geringer. - Nichtlinearer Skalenverlauf, daher ist genaues Ablesen im Anfangsbe¬ reich nicht möglich. Die Schaltung nach Bild 6 hilft, diese Mängel zu beseitigen. Sie kann die Meßspannung vorverstärken oder dämpfen und weist höhere Eingangswi¬ derstände auf als passive Meßschaltungen. Der Frequenzgang ist in jedem Bereich zwischen 10 Hz und 100 kHz auf ± 2 % linear. Gleichspannungen - sie dürfen maximal 40 V betragen - werden abgetrennt. Die Schaltung läßt sich bis C/efc = 4 V im gesamten Frequenzbereich verzerrungsfrei aussteuem. Der lineare Gang bis 100 kHz bei unterschiedlichen Verstärkungswerten ist selbstverständlich nur durch Erreichen der oberen -3-dB-Grenzfre- quenz (beim A 109 D theoretisch 1 MHz) möglich. Nun ist das eigentlich 124 bei der angepaßten Frequenzgangkompensation des A 109 D nur für einen bestimmten Verstärkungswert möglich. Wird dieser überschritten, so sinkt die Grenzfrequenz. Beim Unterschreiten kann es dagegen zur Selbsterre¬ gung kommen. Unter bestimmten Bedingungen kann man aber die Fre¬ quenzgangkompensation für g K Umax auslegen und den Verstärker bei klei¬ neren Verstärkungswerten am Schwingen hindern. Damit läßt sich bei jedem Verstärkungswert die maximale Bandbreite ausnutzen. Der Trick be¬ steht darin, den OPV als Addierer zu schalten und in einem Zweig eine Verstärkung zu programmieren, die der Frequenzgangkompensation bei Ausnutzung der gesamten möglichen Bandbreite entspricht. Die Eingangs¬ spannung für diesen Zweig beträgt 0 (Eingang auf Masse). Im anderen Zweig können dann kleinere Verstärkungswerte vorliegen, wobei die obere Grenzfrequenz erhalten bleibt und kein Schwingen auftritt. In der gezeigten Schaltung wird R13 so eingestellt, daß gerade kein Schwingen auftritt. Über die 6 Eingänge lassen sich dann die angegebenen Verstärkungs- bzw. Dämpfungswerte realisieren. Bei dem Zweig x 0,1 ist für Kl ein Widerstand kleiner Bauform nicht geeignet, da die parasitäre Paral¬ lelkapazität ab etwa 80 kHz die Verstärkung beeinflußt (steigt an). Es wird empfohlen, z.B. zwei 390-kfl-Widerstände in Reihe zu schalten. Nach oben hin ist somit diese Grenze gesetzt. Eine Grenze nach unten ergibt sich we¬ gen des dann zwangsläufig nachlassenden Eingangswiderstands. R14 kann nicht wesentlich erhöht werden, da parasitäre Kapazitäten die obere Grenz¬ frequenz herabsetzen würden. Eine Betriebsspannung von mindestens +9V ist wegen der Speisespan¬ nungsabhängigkeit der Verstärkung (begründet durch Nachlassen der Schleifenverstärkung) Voraussetzung. Die Betriebsverstärkung würde sonst bei hohen Frequenzen abnehmen. Da die Offsetstromdrift beim A 109 D re¬ lativ groß ist, wurde C9 zur galvanischen Trennung eingesetzt. VD1/VD2 schützen den Differenzeingang. Die maximal zulässige Gleichtaktspannung beträgt für den A 109 D ±10 V und liegt damit über der Betriebsspannung. Fehlschaltungen führen also nicht zur Beschädigung des Schaltkreises. W echselspannungsmilli Voltmeter In Bild 7 ist ein Wechselspannungsvoltmeter mit 12 Bereichen von 1 mV bis 300 V dargestellt, das prinzipiell die Schaltungslösung nach Bild 6 ent¬ hält. Der Frequenzbereich reicht von 10 Hz bis 100 kHz, der Linearitätsfeh¬ ler beträgt maximal ±3 %. Das Eingangssignal kann durch einen frequenz¬ kompensierten Teiler 1:1000 geteilt werden. Mit S1 wird so umgeschaltet, daß sich von den mV-Bereichen zu den V-Bereichen ein «nahtloser» Über¬ gang ergibt. In Stellung «mV» ist der Eingangswiderstand 1 MO//=40 pF, in Stellung «V» beträgt er 1 MO// = 10 pF. Das Signal gelangt zum Spannungsfolger Al. Den Eingangsspannungs¬ schutz bewirken VD1 bis VD4. Wegen des internen 128-O-Widerstands in der Ausgangsleitung des B 080 ist kein Vorwiderstand für VD3/VD4 nötig. Da der Eingang etwa 30 pF Parallelkapazität aufweist, muß der Strombe- 126 grenzungswiderstand R4 so dimensioniert werden, daß (für linearen Verlauf bis 100 kHz) ein 1-MHz-Tiefpaß entsteht. Sein Wert ist daher auf <5kfl begrenzt. Für 20 mA Diodenstrom darf somit - in Stellung «mV» - die ma¬ ximale Eingangsspannung C/ efr =65V betragen (1,2 W an R4). Kurzzeitig dürfen aber weit höhere Spannungen auftreten. Bei der nachfolgenden Verstärkerschaltung ist gegenüber der Schaltung nach Bild 6 eine Stellung für = 40 dB Verstärkung hinzugekommen. Ein Standard-OPV mit angepaßter Frequenzgangkompensation erreicht damit, was die vorliegende Schaltungsart betrifft, die Grenze seiner Möglichkeiten. Denn bei 40 dB ergeben sich aus unterschiedlichen Gründen schon kriti¬ sche Zustände. Zunächst einmal ist festzustellen, daß die schaffbare obere Grenzfrequenz bei größer werdender Verstärkung leicht abfällt. Erklären läßt sich das damit, daß der Gegenkopplungswiderstand für den Signalweg mit dem an Masse liegenden 2. Gegenkopplungswiderstand bezüglich des Wertes der für die obere Grenzfrequenz geltenden Verstärkung parallelge¬ schaltet betrachtet werden muß. Diese wird, da sich bei größter Verstärkung der kleinste Parallelwiderstand ergibt, maximal, und die obere Grenzfre¬ quenz nimmt entsprechend ab. 100 kHz waren aber bei 3 % Abfall zu schaf¬ fen. Ab einer gewissen Grenze übt weiterhin die Stellung des Schleifers von R\1 einen Einfluß auf die Betriebsverstärkung aus. Schließlich sind bei 40 dB ab etwa 50 kHz amplitudenunabhängige Signalverzerrungen zu er¬ kennen, deren Einfluß auf die Meßgenauigkeit allerdings nicht nachgewie¬ sen werden konnte. Da wegen VD1/VD2 die Eingangsspannung für den A 109 D nur [7^= maximal 500 mV betragen kann, entfallen besondere Schutzmaßnah¬ men. An den Spannungsverstärkern schließt sich ein in bekannter Schal¬ tungstechnik aufgebauter Präzisionsgleichrichter an. Die Verwendung eines Doppel-OPV erlaubt eine besonders einfache Lösung. Die BIFET-OPV sind zudem so driftarm, daß auch bei dem kleinen Meßsignal von 30 bis 100 mV keine erheblichen temperaturbedingten Nullpunktabweichungen auftreten. Die Stufe mit A4 kann einerseits als Tiefpaß, andererseits für Frequenzen fi 10 2-R.X-, als fehlerlos arbeitender Integrierer [1] aufgefaßt werden, so daß für die Schaltung des Präzisionsgleichrichters mit den angegebenen Werten (Wi¬ derstände möglichst 5 %) gilt: U„ 2 yi Das heißt, am Ausgang liegt eine Gleichspannung an, die dem arithmeti¬ schen Mittelwert der gleichgerichteten Halbwellen der Eingangsspannung entspricht. Für [/ omax = 100 mV muß demnach der A 109 D mit Verstärkun¬ gen zwischen 0,37 und 110 arbeiten. Zum Schutz des Meßgeräts ist üblicherweise nur eine Diode notwendig. Da sich beim Abschalten der Betriebsspannung infolge unterschiedlicher 128 Entladezeitkonstanten (Glättungskondensatoren) aber in beiden Richtun¬ gen starke Spannungssprünge ergeben können, wurde das Diodenpaar vor¬ gesehen. Der Betrieb dieser Schaltung erfordert eine gut stabilisierte Spannung von ± 10 bis ± 15 V; der Stromverbrauch ist gering. Für PM eignen sich DS- Einbauinstrumente 100 pA bis 3 mA mit einem Spannungsverbrauch von 100 mV (z. B. 1 mA/1 kfl). Selbstverständlich kann man auch einen Viel¬ fachmesser über Buchsen anschließen. Ist der für Vollausschlag erforderli¬ che Spannungswert eventuell kleiner, kann die Verstärkung beim A 109 D gesenkt werden. C3 sollte aus Gründen der Temperaturstabilität ein Styro- y7ex-Kondensator sein. RI und R2 sollten sich hoch belasten lassen, da die Langzeitkonstanz dann besser ist. RI benötigt 350 V Grenzspannung. Rll ist aus zwei 330-kfl-Widerständen zu kombinieren. Für S2 läßt sich ein be¬ liebiger Stufenschalter verwenden. Es ist zu empfehlen, den Aufbau schrittweise vorzunehmen und die Funktion der einzelnen Stufen zu kontrollieren. Ein Oszilloskop sollte dazu herangezogen werden. Der Eingang ist gut zu schirmen. Beim Eingangskurzschluß nimmt man mit R26 den Ausgangsnullab- gleich vor. In Stellung «mV» werden die Endwerte der Bereiche mit R5 bis RIO abgeglichen. R3 gleicht man bei einer definierten Spannung von 100 Hz im V-Bereich ab. Das Trimmen auf Linearität in den V-Bereichen geschieht bei höheren Frequenzen mit C2. Dieser Abgleich ist recht «spitz»; Abgleichstift verwenden! Abschließend soll noch auf die grundsätzlich bestehende Möglichkeit der Erweiterung zum Digitalvoltmeter auf der Basis des C 520 D hingewiesen werden. Zu diesem Zweck ist die Ausgangsspannung auf 1 V anzuheben. Es muß daher durch Al eine Vorverstärkung von 20 dB erbracht werden. Dazu ist er als nichtinvertierender Verstärker zu schalten. Die Schutzdioden VD3/VD4 befinden sich dann parallel zu dem an Masse liegenden Gegen¬ kopplungswiderstand. Die Schutzwirkung wird in keiner Form beeinträch¬ tigt. Allerdings ist das mit der Frequenzgangkompensation (3 MHz Transit¬ frequenz, bei 20 dB etwa 300 kHz -3-dB-Grenzfrequenz, für linearen Gang aber / oou tz 0 0,l/ o _ 3dB erforderlich) etwas kritisch. Man muß darum C6 so weit senken, daß der lineare Gang bis 100 kHz ohne Selbsterregung ge¬ schafft wird. Der B 081 sollte also nicht verwendet werden. In [2] wird be¬ schrieben, daß man bei einer ähnlichen Schaltung bei = 30 dB mit C K = 10 pF linearen Verlauf bis 100 kHz erreicht. Der Einsatz von nur 2 Wi¬ derständen für die Ausbildung von Al zum Verstärker mit V~ 3 dB lohnt sich auch für U 0raax = 100 mV, da man dann bezüglich des A 109 D weiter auf die sichere Seite rückt. Da der C 520 D leider nicht integrierend wirkt, sollte die bei der unteren Nutzfrequenz auftretende Restwelligkeit (Spitze-Spitze-Wert) viel kleiner als der Spielraum für das letzte Digit (1 mV) sein. Die Restwelligkeit wird von C16 bestimmt. Sie beträgt bei 50 Hz und l/i=lV etwa £/„ = 10 mV. Wird C16 erhöht, verschlechtert sich das Anstiegsverhalten (Anzeige benö¬ tigt zu lange, um «auszurollen»). Man muß daher vor den Eingang des AD- Wandlers einen Doppeltiefpaß (2x5 Hz) schalten [3], der die Welligkeit um 9 Schubert, Eljabu 86 129 etwa 40 dB reduziert, das Verhalten im Zeitbereich aber nicht entscheidend verschlechtert. Elektronischer Strommesser Bild 8 zeigt die Schaltung eines Amperemeters mit hinsichtlich der Auswir¬ kung auf die Fehlertoleranz vernachlässigbarem Spannungsabfall bzw. In¬ nenwiderstand. Bei Gleichstrom wird der Betrag, bei Wechselstrom der arithmetische Mittelwert vom Betrag der Halbwellen angezeigt. Das Gerät kann als Zusatz zu einem vorhandenen Vielfachmesser aufgebaut werden, oder es erhält ein eigenes Meßwerk. Im ersten Fall muß man den bei sinus¬ förmigem Eingangsstrom angezeigten Wert mit 1,11 multiplizieren, um den Effektivwert zu erhalten. Im zweiten Fall kann das Einbauinstrument so geshuntet werden, daß sich Effektivwertanzeige für Sinus ergibt. Der Grundmeßbereich läßt sich dann allerdings nicht nutzen. Die Vorteile ge¬ genüber passiver Messung sind: - Realisierbarkeit sehr kleiner Bereiche möglich; - kein Meßfehler durch Spannungsabfall. Der Innnenwiderstand passiver Mittelwertgleichrichter ist nicht linear. Er wird bei kleinen Spannungen sehr hoch. Daher kann bei Wechselstrommessung aus Quellen mit klei¬ ner Amplitude (z. B. Transformatorsekundärstrom) der Meßstromkreis empfindlich gestört werden, und es treten Fehler auf, die nicht mehr ak¬ zeptabel sind; - linearer Skalenverlauf. Bild 8 Elektronischer Strommesser ohne Spannungsabfall 130 Aus dem Meßstromkreis wird keine Leistung entnommen. Die an der Gleichrichterbrücke auftretende Leistung stammt aus der Stromversorgung der Schaltung. Der Meßstromkreis schließt sich über 2 Dioden der Brücke, PM, die K-E-Strecke eines Transistors und den Innenwiderstand einer Spannungsquelle. Welches Bauelement den Strom führt, hängt von dessen Richtung ab. Der Eingang ist durch VD3/VD4 für zu hohe Stromwerte geschützt. Da die Aussteuerung des OPV auf Grund des kleinen Spannungsverbrauchs von PM und des niedrigen Betrages der Diodenflußspannungen - wegen der Stromunabhängigkeit dieser Größen in allen Bereichen - gering ist (± C/omax “2 V) und der Strom die Endtransistoren durchfließt, muß man im Interesse einer geringen Verlustleistung für diese U s gering wählen. Deshalb wird auch ein OPV mit geringem Betriebsspannungswert eingesetzt. Es gilt für gegen Masse negative Stromrichtung (VT2 sperrt) Pvvti = (/ UJ - //,/ R,-2 U F ) /IJ. R t ist der Innenwiderstand von PM. Bei gegen Masse positiver Stromrich¬ tung tritt die gleiche Verlustleistung an VT2 auf (VT1 sperrt). In diesem Fall ergibt sich eine noch etwas größere Gesamtverlustleistung, da der OPV-Ausgang negativ wird und daher die Werte des Querstroms durch R6 sowie den OPV-Ausgangstransistor höher werden. Bei Wechselstrom gilt für jeden Transistor: Pv~ 0,5/j erf (/UJ — / iefT - R, — 2 t/p). Die Endstufe ist zur Realisierung höherer Meßbereiche also unbedingt er¬ forderlich. Für R6 ist die untere Grenze durch die maximale Ruheleistungs¬ aufnahme der Schaltung gegeben. Sie beträgt 120 mW. Man kann bezüglich der Transistorverlustleistung die Schaltung überschlagsmäßig auch wie eine übliche Endstufe auffassen. Die Last liegt ja ebenfalls - wenn auch virtu¬ ell - an Masse, und es gilt: P WT 1 ~ PvvT 2 ~ 0,3 P 0 . P 0 ist die Leistung an der Brücke. Po ~ littt 2 ' Ri + 2 C/p • Ii e f r , Po ~ 1,5 V Iiea, PvVTl ~ PvVTl ~ 0,5 V- I it ff . Diese Betrachtungsweise bedingt, daß /UJ nur unwesentlich größer ist als die Spannung an der Brücke (nichtlineare Lastkennlinie!). Der Strommesser wird mit 2 RZP-Bleiakkumulatoren und damit «schwimmend» betrieben. Mit R3 wird bei Eingangskufzschluß der Strom nulliert (Offsetabgleich). Wegen des ruhestromlosen Endstufenbetriebs än¬ dern Temperaturschwankungen nichts an dieser Einstellung. Auch bei Leerlauf des Eingangs bleibt der Nullwert erhalten, da der Minuseingang auch dann Massepotential aufweist. Das Muster arbeitete bis 10 kHz linear. Bei 10 Hz läßt sich das Vibrieren des Zeigers kaum erkennen. Bei 500 mA ist die Grenze für diese Schaltung 9' 131 erreicht. Für Gleichströme ergaben sich beim Muster 1,42 bzw. 1,38 W Ein¬ gangsleistung (Input) bei 900 mW Leistung an der Brücke. Ein gewisser Nachteil der Schaltung besteht darin, daß Gleichstrom nicht durch galvani¬ sche Trennung an den Meßgeräteeingangsklemmen vorbeigeführt werden kann, so daß bei Mischströmen stets der arithmetische Mittelwert «über al¬ les» angezeigt wird. Verstärkender Vollwegpräzisionsgleichrichter Läßt man in der Schaltung nach Bild 7 C16 fort, so ändert sich an der An¬ zeige nichts (außer eventueller leichter Vibration bei Frequenzen <30 Hz). PM zeigt ja bei ungeglätteter Spannung ebenfalls den arithmetischen Mit¬ telwert an. Diese Form des Vollwegpräzisionsgleichrichters wurde in der Fachliteratur mit der grundsätzlichen Dimensionierung gemäß Bild 7 schon oft beschrieben. Die Eigenschaften dieser Variante - linearer Gang bis =250 kHz und so geringer temperaturbedingter Nullpunktfehler, daß theo¬ retisch mit C/eff = 10 mV Eingangsspannung bei akzeptablem Fehler gearbei¬ tet werden könnte - legen aber den Gedanken nahe, der Schaltung eine / Verstärkung zu verleihen. Das ist sehr gut möglich. Der Zusammenhang zwischen negativen Eingangsspannungs-Augenblickswerten und den zuge¬ hörigen Ausgangsspannungswerten ist für die Schaltung nach Bild 9 da der Einweggleichrichter (1. OPV) auf negative Spannungen nicht re¬ agiert. Für positive Eingangsspannungs-Augenblickswerte gilt: (R3-R5 R5\ U ° U ‘\R1R4 R2J' Da die Verstärkung für positive und negative Halbwellen gleich sein soll, ist gemäß erster Gleichung das Verhältnis R5/R2 die Verstärkung der Schal¬ tung. Sieht man u t nur betragsmäßig, können beide Formeln gleichgesetzt werden. Wird durch Dimensionierung von R3 und R5 die Verstärkung K u festgelegt, so kann man nach den unbekannten Widerständen auflösen und erhält: RIR4 R5 R2 R3 2 V u 2 ' Diese Widerstände lassen sich dann nach praktischen Gesichtspunkten re¬ lativ frei wählen. So wähle man z.B. kl a R2, um den Eingangswiderstand nicht wesentlich herabzusetzen. Die Schaltung nach Bild 9 arbeitet mit V a = 10; dieser Faktor ist dann in die entsprechende Gleichung zu Bild 7 einzufügen, damit Gültigkeit für Bild 9 besteht. Bei einer Eingangsspannung von 110 mV wurde linearer Ver¬ lauf bis 30 kHz erreicht, die -3-dB-Grenzfrequenz betrug 300 kHz. Die Ge¬ samtverstärkung muß ja vom 2. OPV aufgebracht und kann leider nicht auf 132 RZ 10k R5 7 00k beide OPV «verteilt» werden, was der Frequenzlinearität zugute käme. Die ermittelten Daten stimmen somit exakt mit den theoretisch zu erwartenden überein. An dieser Stelle soll darauf hingewiesen werden, daß sich der Ad¬ dierer auch grundsätzlich entsprechend der Schaltung nach Bild 6 mit dem A 109 D realisieren läßt. In [4] wurde dieses Präzisionsgleichrichterschaltungsprinzip als «aufwen¬ dige Möglichkeit» bezeichnet und eine verstärkende Vollweggleichrichter¬ schaltung mit nur einem OPV vorgestellt. Bei dieser wurde aber bei der for¬ melmäßigen Beschreibung nicht berücksichtigt, daß die Eingangsspannung zunächst die Schwellspannung je einer Diode überwinden muß. Damit haf¬ ten der Schaltung ähnliche Nachteile an wie passiven Gleichrichtern, und die bezüglich des Prinzips nach Bild 9 gemachte Bemerkung dürfte nicht gerechtfertigt sein. Literatur [1] F. Bergtold, Schaltungen mit Operationsverstärkern, Band 1, 2. Auflage, Mün¬ chen-Wien 1975. [2] H. Kühne, Schaltungspraxis für Meßgeräte, 1. Auflage, Berlin 1984. [3] B. Kahl, AD-Wandler C 520 D. radio fernsehen elektronik 31 (1982), Heft 6, Seite 377 bis 382. [4] H.Hiller, Operationsverstärker - Schaltungen und Anwendungen, 1. Auflage, Ber¬ lin 1982. 133 Einfacher Zählempfangs¬ frequenzmesser Dipl.-Phys. Detlef Lechner - Y21TD Die beschriebene Schaltung eignet sich zum Messen der Frequenz eines empfangenen Signals mit Schwingquarzgenauigkeit. Die Arbeitsfrequenz fux, auf die ein Empfänger äbgestimmt ist, zeigt sie mit vier 7-Segment- Leuchtdioden-Displays und 100 Hz Auflösung digital an. Die 4 Ziffern be¬ deuten «100 Hz», «1 kHz», «10 kHz» und «100 kHz». Die Ziffern «1 MHz» und «10 MHz» sind vom Bandschalter anzuzeigen. Die Schaltung ist für einen Empfänger gedacht, der die Zwischenfrequenz / z als Differenz von Oszillatorfrequenz / osz und Empfangsfrequenz /rx bildet: / z =/ osz _ /rx- Dann gilt /rx = /osz - /z- Das Oszillatorsignal (Mnemonic CTUP) ist (nach Puffe¬ rung) über dünnes Koaxialkabel an den Vorwärtszähleingang XB1, das Schwebungsoszillator- (BFO-) Signal an den Rückwärtszähleingang XB2 zu legen (Bild 1). Der vorgestellte Zählfrequenzmesser eignet sich selbstver¬ ständlich auch zur Messung der Sendefrequenz eines Amateurfunk- oder Fernsteuersenders. 134 135 Bild 1 Zählfrequenzmesser für Superhetempfänger mit U 126 D Seit 1983 wird der monolithisch integrierte Schaltkreis U 126 D produ¬ ziert. In ihm sind die digitalen Funktionen für ein 3 1/2- oder 4stelliges Di¬ gitalvoltmeter nach dem Zweirampen- (Dual-Slope-) Prinzip integriert. Der U 126 D wird in n-Kanal-Silizium-Gate-Technologie hergestellt. Er erfor¬ dert nur eine Versorgungsspannung (U cc = 5 V ± 0,25 V). Da in dem U 126 D zum überwiegenden Teil die von einem Zählfrequenzmesser benö¬ tigten Funktionen integriert sind, werden der Stromlaufplan und der Auf¬ bau der Schaltung so vereinfacht, daß auch der Anfänger in der Digitaltech¬ nik den Nachbau vollziehen kann. Ein Fortgeschrittener kann die Schaltung so kompakt aufbauen, daß sie sich nahezu in jeden Empfänger nachträglich einfügen läßt. Beim Neubau eines Transceivers läßt sie sich an Stelle der Analogabstimmskale einbauen. V 126 D - Zählerteil Die Funktion des integrierten Schaltkreises U 126 D kann man in Steuerteil (entsprechend Bild 1 links) und Zählerteil (rechts) unterteilen. Pin 15 ist der Vorwärts- und pin 14 der Rückwärtszähleingang des Zählerteils. Der Hauptzähler CT10 4 zählt dekadisch und hat einen Zählumfang (modulo) von 10 4 . Der Hersteller garantiert, daß Impulse mit 50 % Tastverhältnis und maximal 0,8 MHz Folgefrequenz sicher gezählt werden. Der Hauptzähler¬ stand wird beim Anlegen eines Speicherübemahmeimpulses STORE(H) an pin 16 in den Speicher (Latch) übernommen. Der Multiplexer tastet die Stellen des Speichers mit der Rate f cn = / cl /64 = 871 Hz ab und gibt ihren Inhalt nacheinander (zeitseriell) im NBCD-Kode (normally coded binary decimal) auf die Ausgänge pin 21 bis pin 24. Die Stellenausgänge pin 37, pin 38, pin 19 und pin 20 sind Aktiv-High- TTL-Gegentakt- (totem-pole-) Ausgänge mit dem Ausgangslastfaktor 1 (I/ol = 0,8 V bei / 0 = 1,6 mA). Das heißt, wenn z. B. gerade die nullte Stelle (10°) des Hauptzählerstandes an pin 21 bis pin 24 liegt, ist pin 37 High und pin 38, pin 19 sowie pin 20 Low. Der Dekoder kodiert den NBCD-Kode in den 7-Segment-Kode um. Die Segmentausgänge (pin 25 bis pin 32) sind Aktiv-High-Stromausgänge. Sie liefern bei C/ o = 0,7V nur -/ 0H = 0,25 bis 5 mA Strom, z.B. in die Basis eines npn-Bipolar-Silizium-Transistors, des¬ sen Emitter geerdet ist. Bei dieser Stromstärke leuchten LED nicht. Die Stromverstärkung bewirken die npn-Emitterfolger in D2 und D4 (D 491 D). Ihre Kollektoren liegen über 220 fl an +12 V. Man kann diesen Widerstandswert verkleinern, um mit einer Versorgungsspannung U cc = 5 V für den gesamten Zählfrequenzmesser auszukommen. Wenn z. B. das Seg¬ ment g der letzten Stelle (10°) leuchten soll, sind pin 37 und pin 32 gleich¬ zeitig High. Pin 1 von D 3.1 ist Low, die Diode 2g von Hl zieht Strom und leuchtet. 136 V 126 D - Steuerteil High-Potential am pin 4 läßt den Steuerteil von Dl in der Betriebsart «Digi¬ talvoltmeter» arbeiten, bei der die Folge RESET, Eichzyklus, Meßzyklus, STORE abläuft. (Bei Low-Potential am pin 4 ist die einfache Betriebsart «Zähler» programmiert.) Der Impuls RESET(H) stellt de n Inha lt des Hauptzählers 10 4 auf 0. Wäh¬ rend des Eichzyklus ist der Eich-Meß-Ausgang (pin 9) High, pin 10 von D 5.3 hat Low und sperrt Dl, so daß die BFO-Impulse von D 6.2 nicht zum Rückwärtszähleingang von Dl.2 gelangen können. Die Oszillatorimpulse FX+(H) erreichen den Eingang TXI(L) (pin 3) des Zähltors. Während der Torzeitdauer ( Tor = 100-100// C2 = 0,32 s ist das• Zähltor geöffnet. Während des Eichzyklus schaltet die Umsteuerung im U 126 D diese Impulse auf den Vorwärtszählausgang TVO(L) (pin 2). Sie werden vom Hauptzähler CT10 4 vorwärtsgezählt, aber nicht von Hl und H2 angezeigt. Am Ende der Torzeit schließt das Zähltor. Der Hauptzähler bleibt stehen, wird aber nicht ge¬ löscht. Es folgt der Meßzyklus. Pin 9 ist Low. D5.3 gibt das Rückwärtszähl¬ tor D5.1 frei. Während das Signal TORZEIT(H) aktiv ist, dekrementieren (zählen zurück) die BFO-Impulse FX_(H) den Hauptzähler über den Rück¬ wärtszähleingang (pin 14). Am Ende der zweiten Torzeit hat der Hauptzäh¬ ler den Zählerstand (/ osz _ /bfo)' ho,432 = (f osl -/ BFO )/100 Hz erreicht. Das 4-Bit-Schieberegister im Steuerteil gibt den Impuls STORE(H) ab. Der Speicher speichert den Hauptzählerstand und gibt ihn an den Multiplexer. Hl und H2 zeigen ihn an, bis nach etwa 0,65 s der nächste STORE(H)-Im- puls eventuell einen neuen Hauptzählerstand in den Speicher lädt. Eingänge Der Schmitt-Trigger Dil formt aus den angelegten Sinusschwingungen Rechtecke. Um die benötigte Mindesteingangsamplitude von 1,7 auf 0,4 V zu verringern, kann man von beiden Eingängen je einen Widerstand von etwa 22 kfl nach + 5 V einbauen, der das Eingangsruhepotential auf den Mittelwert (+1,3V) von positiver und negativer Eingangsschwellenspan¬ nung einstellt, und mit einem 0,1-pF-Koppelkondensator das Gleichpoten¬ tial abtrennen. Zeitbasis Der Referenzfrequenzoszillator VT1 schwingt quarzgesteuert auf 10 MHz. Die Trennstufe VT2 wird übersteuert und erzeugt am Ausgang TTL-Pegel. D8 teilt f cf zunächst durch 2 und anschließend durch f Dl2.1 durch 2 und D... durch 10. Vom nichtbenutzten CMOS-D-Flip-Flop D12.2 legt man die Eingänge (pin 8 bis pin 11) an Masse. RI, R2 und R3 heben das Ausgangs- High-Potential U 0H des Bipolar-TTL-IS SN 7 493 AN (K 155 NE 5, DL 093 D ) sicher über die H-Schwelle U m des CMOS-IS CD 4013 BE 137 (K 4013 D). Der 31,2-kHz-Takt, den D7 erzeugt, wirkt als Eingangssignal C2 für die Zeitbasis und Eingangssignal CI für den Displayzeitmultiplexer. Eingangsteiler Um die Empfangsfrequenz richtig anzuzeigen, müssen / osz ,/ B fo und/ ref bis auf Potenzen von 10 um den gleichen Faktor geteilt werden. Damit Dl auch hohe Eingangsfrequenzen zählt, ist es günstig, wenn seine Eingangs¬ signale FX+(H) und FX_(H) ein Tastverhältnis von 50 % aufweisen. Das be¬ wirken die Binärteiler D6.1 und D6.2. D10 bzw. D9 erhöhen die obere Zählfrequenzgrenze auf typisch 32 MHz. Das Mustergerät (Bild 2), das mit nichtausgesuchten Exemplaren aufgebaut wurde, zählte auf Anhieb bis 38 MHz. Bild 2 Musteraufbau des Zählfrequenzmessers auf eine Leiterplatte Literatur TGL 38 6 06: Unipolarer Zählerschaltkreis U 126 D; Technische Bedingungen (Entwurf 1.83) 138 Wolfgang Kuchnowski - Y35UO AM-Prüfgenerator 400 kHz bis 30 MHz Der in [1] beschriebene Prüfgenerator hat auf Grund seiner Schaltungstech¬ nik einige Nachteile, die sich in einer ungenügend stabilen Oszillatorfre¬ quenz und einer nichtsinusformigen Modulationsfrequenz zeigen. Auch ist die Kalibrierung des Modulationsgrads ohne einen AM-Modulationsmesser nicht möglich. Da noch nicht viele Schaltungen für einen AM-Prüfgenera¬ tor veröffentlicht wurden, will ich nachfolgend eine von mir entwickelte Schaltung vorstellen, bei der die obengenannten Nachteile vermieden wer¬ den. Schaltungsbeschreibung Bild 1 zeigt die Schaltung des AM-Prüfgenerators. In einem Gegentaktos¬ zillator (VT1/VT2) wird der Frequenzumfang 0,4 bis 30 MHz in 5 Berei¬ chen aufbereitet. VT3 arbeitet als AM-Modulatorstufe. VT6 stellt in einer Phasenschieberkettenschaltung eine Modulationsfrequenz von etwa 1 kHz über eine niederohmige Auskoppelstufe VT7 an die Modulationsstufe VT3 bereit. Mit R20 wird bei maximaler Amplitude, zu messen an Pkt. P der Mo¬ dulationsgeneratorleiterplatte, Sinusform eingestellt. VT4 ist eine Trenn¬ stufe, an deren Ausgang über XB1 ein Frequenzzähler angeschlossen wer¬ den kann. VT5 ist ebenfalls eine Trennstufe, an deren Ausgang sich über XB2 niederohmig die HF-Ausgangsspannung abnehmen läßt. Mit R 9 wird die HF-Ausgangsspannung an XB2 fein und mit S2 grob eingestellt. Der Ausgangswiderstand an XB2 beträgt etwa 50 ü. Mit R30 wird der Modula¬ tionsgrad (0 bis 50 %) nach Tabelle 4 eingestellt. Das Netzteil weist keine Besonderheiten auf, zur Einschaltkontrolle wurde die Leuchtdiode VD2 vorgesehen. Tabelle 1 Frequenzbereich Bereich Frequenz des AM-Prüfgenerators 1 10,5. . 30,0 MHz 2 4,2. . 10,5 MHz 3 1,8. . 4,2 MHz 4 0,7. . 1,8 MHz 5 0,4. . 0,7 MHz 139 (auf Lötanschlüsse gesehen1 Bild 1 Stromlaufplan des beschriebenen AM-Prüfgenerators Oszillator/ Modulator- Leiterplatte ..E D Trenn- + stufen Leiterpl. \a c : Sputen - Leiterplatte 5132 1 S1 Drehkondensator Modulations¬ generator - Leiterplatte l Metz teil - Leiterplatte L- Bild 2 Prinzip der Leiterplatlen- anordnung auf dem Chas¬ sis Tabelle 2 Windungszahl für Oszillatorspulen u. a. Bereich Spule Windungen Drahtdurchmesser i L 3 14 0,50-mm-CuL 2 L 4 40 0,35-mm-CuL 3 L 5 100 0,22-mm-CuL 4 L 6 210 0,18-mm-CuL 5 LI 600 0,10-mm-CuL L1/L2 = 260 Wdg., 0,2-mm-Cul, 400 pH, HF-Kern voll eingedreht. Die Spulenkörper mit 5 mm Durchmesser und HF-Abgleichkern. Mechanischer Aufbau Bild 2 zeigt einen Vorschlag zur Anordnung der Leiterplatten auf einem Chassis. Die Leiterplatten Oszillator, Trennstufen, Spulen sowie S1 und C6/C7 sind in einem aus Leiterplattenmaterial gefertigten Gehäuse einge¬ baut. Die stabilisierte Plusspannung von 12 V vom Netzteil wird über einen Durchfuhrungskondensator 3 nF zugeführt. Der Netztransformator (M42) wurde unter dem Chassis montiert. Um weitgehend unerwünschte HF-Abstrahlung des AM-Generators zu vermeiden, wird die gesamte Schaltung in ein Gehäuse aus Eisenblech ein¬ gebaut. Auf die Gestaltung einer Skale soll nicht eingegangen werden, das bleibt jedem Amateur nach seinen Möglichkeiten Vorbehalten (Kreis- oder Linearskale). C6/C7 ist ein Zweifachdrehkondensator 2 x 500 pF mit einem Feintrieb 1:1,5, so daß bei Vorhandensein eines anschließbaren Frequenz- 141 Zählers eigentlich keine Skale notwendig wird. Alle vorhandenen Spulen¬ körper wurden aus Femseh-ZF-Filtem gewonnen. Bild 3 bis Bild 12 zeigen die Leitungsführungen und die Bestückungs¬ pläne der verwendeten Leiterplatten für die einzelnen Baustufen. Tabelle 3 HF-Spannungen an XB1/XB2 XB1 - HF-Verlauf-Spannung etwa 2,5 V (0,5 V an 50 Q) XB2 - mit S2 einstellbar, Feinregelung mit R9 auf Rechtsanschlag stellen Bereich 1: 1 etwa 1,5 V 1: 10 etwa 150 mV 1:100 etwa 15 mV Tabelle 4 NF-Spannung am Pkt. C der Oszillatorplatine Lpl (Messung mit NF- Millivoltmeter) Modulationsgrad NF-Spannung an C 5% 110 mV 10% 240 mV 15% 380 mV 20% 520 mV 30% 800 mV 40% 1,05 V 50% 1,45 V Zur Modulationsgradeichung R30 mit Skale ver¬ sehen. 142 oi o ox 0 0 0 +0 J]0_ C13 . CTI RS C12. RS 2 o t b 0 R? 0 Bild 4 Bestückungsplan der Leiterplatte Lpl Bild 5 Leitungsführung der Leiterplatte Lp2-Trennstufen (57 mm x 29 mm) 0 J-0 O C77 S73 RIO Xo _ C75 —ER — oc | co R11 «n C74-1 B o | Qhmbmr Od 1 L CTS „ E ° CIS ±0 o A k 5 Bild 6 Bestückungsplan der Leiterplatte Lp2 Tabelle 5 Gleichspannung in V an Transistorelektroden VT3 VT4 VT5 VT6 VT7 c 6,5 6,5 7,6 7,3 12,0 B 1,0 2,1 1,1 1,7 9,9 E 0,4 1,4 1,1 1,0 9,2 Gegen Masse gemessen mit Vielfachmesser 20k£}/V. 143 Bild 9 Leitungsführung der Leiterplatte Lp4-Netzteil (83 mm x 53 mm) 144 Bild 10 Bestückungsplan der Leiterplatte Lp4 Bild 11 Leitungsführung der Leiterplatte Lp5-Spu- lenaufbau (44 mm x 45 mm) Literatur [1] J. Uhlig, Transistorisierter Prüfgenerator Heft 5/1979, Seite 228 bis 231. Bild 12 Bestückungsplan der Leiterplatte Lp5 100 kHz ... 20 MHz. FUNKAMATEUR, 10 Schubert, Eljabu 86 145 Dipl.-Ing. Werner Hegewald - Y25RD/ Wittold Schütze - Y48XL «k»-Automatik mit CMOS-Schaltkreisen In [1] wurde eine interessante Schaltung für ein automatisch gebildetes Morsezeichen «k» als .Roger-Piep nach [2] beschrieben, die vorrangig zur Nachrüstung in UKW-Transceivem gedacht ist. Diese Schaltung hat jedoch folgende Nachteile, die ihre Brauchbarkeit wesentlich einschränken: - Über den verwendeten Schaltkreis 7 492 (K 155 1E4) kann der Funkama¬ teur nur bedingt verfügen. - Der Stromverbrauch dieser nicht unbedingt funktionsnotwendigen «tech¬ nischen Spielerei» ist für batteriebetriebene Funksprechgeräte (Hand¬ funksprecher u. ä.) bereits unvertretbar hoch (etwa 60 mA). Bild 1 Stromlaufplan der «k»-Automatik mit stromarmen CMOS-Schaltkreisen 146 - Die Stromversorgung erfordert eine Spannung von 5 V, die in batteriebe¬ triebenen Geräten oftmals nicht zur Verfügung steht und daher zusätz¬ lich bereitgestellt werden müßte. Nachfolgend wird eine Schaltung gleicher Funktion vorgestellt, die auf in der DDR handelsüblichen CMOS-IS (2 xU 4001 D,lxU 4015 D ) aufbaut, zwischen 3 und 15 V betriebsfähig ist und sich durch einen sehr geringen Ruhestrombedarf auszeichnet. Die Schaltung (Bild 1) besteht aus dem Tongenerator D2.3/D2.4, dem Taktgenerator D2.1/D2.2, dem aus Dl und D3 gebildeten Steuerwerk sowie der Schaltstufe VT1. Die Funktion des Steuerwerks stellt eine interessante Anwendung des 4-bit-Rechtsschieberegisters U 4015 D (zur Funktion siehe z. B. [3]) dar und es soll zum besseren Verständnis kurz an Hand des Takt¬ schemas (Bild 2) beschrieben werden. Denkt man sich zunächst den Ausgang Al des 1. Schieberegisters Dl.l nur negiert an seinen Eingang E S1 zurückgeführt, so entsteht nach Anlegen eines Taktes ein Signal an Dl, das bis auf den Takt 8 (in Bild 2 mit Raster Takt-Nr —- ö|/|2|3|4|^|fi|7|fl|5| _n_mTJTJTJT_rLrLTui_ ci Dl= TZ Bild 2 Taktschema der «k»-Automatik 10 * 147 Bild 3 Leiterseile der Leiterplatte «k»-Automatik Bild 4 Bestückungsseite der Leiterplatte «k»-Auto¬ matik dargestellt) bereits unmittelbar zur Steuerung des Tongenerators nutzbar wäre. Damit im Takt 8 der 2. Strich des «k» nicht unterbrochen wird, muß jedoch verhindert werden, daß beim Übergang zum Takt 5 ein logisches H über E S1 in das Schieberegister gelangt. Das läßt sich durch eine NOR-Ver- knüpfung von Al mit einem im Takt 4 anliegenden H-Signal erreichen (dieses H-Signal muß dann auch noch im Takt 5 wirksam sein, damit das «k» nicht schon im Takt 9 abbricht). Zufällig ergibt sich die Möglichkeit, mit den L/H-Flanken des Ausgangs Dl das 2. Schieberegister Dl.2 zu tak¬ ten und seinen Ausgang A2 an seinen Eingang E S 2 zurückzuführen, so daß A2 genau im 4. und 5. Takt auf H liegt und damit für obengenannte NOR- Verknüpfung mit Al benutzt werden kann. Damit läßt sich dann auch der Ausgang C2, der nach Aussendung des «k» von L auf H geht, zur Steuerung des S/E-Relais Kl und des Taktgenerators heranziehen. Ein Drücken der PTT-Taste S2 bewirkt zunächst «Reset» (Takt 0) und läßt Kl anziehen. Beim Loslassen von S2 nach Beendigung der Sendung geht der Ausgang von D3.1 wieder auf L-Potential und gibt damit den Ton- und Taktgenerator frei, wobei letzterer mit einer L/H-Flanke anschwingt und damit gleichzeitig Dl.l in den Takt 1 überführt. Nach beendetem «k» fällt Kl ab, und die Schaltung verharrt im Zustand 10, wobei Ton- uncj Taktgenerator gesperrt sind. R7/C6 bewirken, daß D3.4 erst etwa 2 s nach dem Einschalten freigegeben wird, da sonst ein mit dem Einschalten er¬ zeugtes «k» ausgesendet würde. Bei der Erprobung der Schaltung erwiesen sich C3 zur Bereinigung un¬ sauberer Schaltflanken von D2.2 und C5 zur Unterdrückung äußerer Stör¬ impulse auf der PTT-Leitung als unbedingt notwendig. Ferner bewirken VD1 bzw. VD2 eine sichere Sperrung der Gatter D2.1 bzw. D2.3 im Emp- 148 _ fi VTlty fl« , -« 5 —m TT DZ —RI —Ri Al TT “CT ! r i D3 Dl 1 *7 CB 1 er c CS PTT Bild 5 Bestückungsplan der Leiterplatte «k»-Auto¬ matik, von der Bestückungsseite aus gesehen fangsfall (bei einigen Mustern traten ohne diese wilde Schwingungen der Gatter auf, die den Ruhestrom von normal 20 pA auf 12 mA erhöhten). Mit dem Umschalter S1 kann wahlweise die PTT-Leitung direkt zum S/E-Re- lais durchgeschleift werden, damit wird die «k»-Bildung unwirksam. Eine Abrüstung der Schaltung unter Mitbenutzung des in FM-Geräten vorhan¬ denen Ruftongenerators ist nicht sinnvoll, da seine Tonhöhe nicht mehr als angenehm empfunden wird. Optimal sind etwa 800 bis 1000 Hz, einstellbar mit C2 oder R4. Im interessierenden Spannungsbereich zwischen 8 und 15 V arbeitet die «k»-Automatik auch mit Schaltkreisen der K 1 76-Serie zu¬ verlässig. Bei der Inbetriebnahme der Schaltung sind C4/R5 den Gegebenheiten des verwendeten Modulators anzupassen. Zur Unterdrückung von HF-Ein- streuungen sind gegebenenfalls individuelle Abblockungsmaßnahmen zu ergreifen. Ferner war es bei einem Muster erforderlich, zur Vermeidung von unerwünschten Verkopplungen über die Betriebsspannung die gesamte «k»-Automatik über eine in Reihe gelegte Si-Diode (SzlT 30 o. ä.) zu spei¬ sen. Literatur [1] G.Hoffmann, Schlußzeichen-«k»-Automatik. FUNKAMATEUR 33 (1984), Heft 9, Seite 441. [2] W. Gorschenin, Einfache Bildung des Buchstabens «k». RADIO 60 (1983), Heft 6, Seite 21. [3] Autorenkollektiv, Mikroelektronik in der Amateurpraxis, Band 2, Berlin 1984. 149 Einfache Empfangsantennen für das oiaf obenender - y23rd VHF-Amateurfunkband Die VHF- und UHF-Amateurfunkbänder haben sich in den internationalen Frequenzbandplänen feste Plätze erobert. Anfängliche Voreingenommen¬ heiten sind weitestgehend abgebaut worden. Die Technik ist durch die Ent¬ wicklung auf den Gebieten des UKW-Rundfunks und des Fernsehens in den Bändern III bis V zum Allgemeingut der HF-Praxis geworden. Das gilt auch für die Antennenanlagen. Man findet heute fast nur noch längsstrah¬ lende Systeme, die nach dem Tagi-I/da-Prinzip aufgebaut sind. Sie bieten bei einem Minimum an Materialaufwand ein Optimum an Qualität. Es ist der gleiche Maßstab, den auch der VHF-UHF-Funkamate'ur anlegt, und so findet man auch bei ihm vorzugsweise diese Antennenformen als Einzel¬ strahler oder als Gruppenantennen. Dabei muß viel beachtet werden. Es kann nicht empfohlen werden, damit zu beginnen. Der interessierte VHF-Höramateur kann zum Einstieg in diese Technik die Abwicklung des Amateurfunk-Betriebsdienstes auf den Relaisfunkstel¬ len verfolgen und die Bezirksrundsprüche abhören. Mit einem etwas geän¬ derten Rundfunk-UKW-Tuner aus dem Bastlerangebot der RFT-Fachge- schäfte ist das schon möglich. Wenn sein Interesse erst einmal geweckt ist, wird er seine Kenntnisse und seine Anlage erweitern wollen. Die Klubsta¬ tionen der Gesellschaft für Sport und Technik werden ihm dabei behilflich sein. Es gibt auf der gesamten Welt viele VHF- und UHF-Höramateure, die passiv am Funkverkehr zwischen den Funkamateuren aus allen Kontinen¬ ten teilnehmen. Sie verfugen zum Teil über eine hervorragende Stations¬ ausrüstung und über gewaltige Antennenanlagen. Für diesen Kreis sind die folgenden Ausführungen nicht bestimmt. Es sollen einige einfache Kon¬ struktionen für den experimentierfreudigen Nachwuchs beschrieben wer¬ den; also z. B. auch für Arbeitsgemeinschaften Junger Pioniere, die ja auch Peilempfänger bauen und an Peilwettkämpfen teilnehmen. Die Antennen¬ technik für alle Bereiche der Hochfrequenztechnik ist sachlich, klar und frei von Emotionen. Es gelten immer die gleichen physikalischen Gesetz¬ mäßigkeiten. Es gibt keine Wunderantennen, keine Tricks und keine über¬ ragenden Gewinne. Nur zu leicht fallen auch alte Hasen auf sensationelle Propagandawerte herein und ordnen Erfolge sowie Mißerfolge einzig und allein der Qualität ihrer Antennen zu. Bei Relaisfunkstellen und mobilen Funkstellen (Kfz, Handfunksprechge- 150 räte) wird die vertikale Polarisation angewendet. Die Antennen dafür sind mit ihrer Achse senkrecht zum Horizont orientiert. Die Strahlungscharakte¬ ristik in ihrem Umfeld ist dann ein konzentrischer Kreis um die Antennen. Theoretisch ist also ein gleichmäßig guter Empfang aus allen Richtungen möglich. In der Praxis wird das Rundstrahldiagramm aber durch die Umge¬ bung beeinflußt, z. B. durch die Topografie des Geländes und metallisch lei¬ tende Teile in der Nähe des Antennenstandorts, also auch durch die Befe¬ stigung an einem Metallmast oder durch ein an der Antenne herabhängendes Kabel. Alles, was in unmittelbarer Umgebung parallel zur Antennenachse verläuft, stört am meisten, senkrecht dazu am wenigsten. Bei der Befestigung an einem Träger soll eine vertikal polarisierte An¬ tenne durch einen Ausleger möglichst weit von der leitenden Umgebung femgehalten werden, für den hier behandelten Bereich mehr als 1 m. Mit diesem kann man sie dann an einem Mast befestigen, sje seitlich aus dem Fenster oder über die Brüstung eines Balkons halten oder sie wie eine Fahne anbringen. Der Ausleger kann aus Metall sein, aber auch aus Isolier¬ material (Holz mit Fimisanstrich). Der Querschnitt ist unkritisch (quadra¬ tisch, rund, rechteckig). Das Antennenkabel muß am Ausleger entlangge¬ führt werden (rechtwinklig von der Antenne weg) und dann am Mast senkrecht nach unten. Die Antenne ist ein Faltdipol und wird aus Alumi¬ nium, Kupfer, Messing oder aus verzinktem Stahldraht gebogen. Blanker Stahl muß lackiert werden. Es kann Vollmaterial oder Rohr sein (Durch¬ messer 5 bis 12 mm). Die Abmessungen und die Gestaltung sind aus Bild 1 zu ersehen. Entscheidend ist die Länge L, die man 2 bis 3 % kürzer auslegt als die halbe Empfangswellenlänge, in diesem Fall also 980 bis 1000 mm. Die Materialstärke, die Öffnung A (Abstand der beiden Leiter voneinander) und die Ausbildung der Randbogen sind von untergeordneter Bedeutung für die elektrische Funktion als Empfangsantenne. Die Endstücke könnten auch kantig ausgeführt werden. Wenn man eine alte UKW-Antenne ausschlachten kann, dann ist man gut dran. Man findet alles, was man braucht. Man schneidet den zu langen Faltdipol in der Mitte auf, kürzt alles auf die richtige Länge und verbindet beide Hälften wieder durch ein in die Rohrstücke passendes Rundmaterial oder schiebt ein Rohrstück darüber. Der elektrische Kontakt muß gewähr¬ leistet sein, also klemmen, vernieten oder verschrauben, nicht kleben. Die restlichen Teile der ausgedienten Antenne können auch noch gut verwen¬ det werden. Antennenanschlußdose «Elementhalter» (Krallen) und Befesti¬ gungselemente lassen sich mit einer Stahlbürste reinigen und mit Schutz¬ lack oder -wachs konservieren. Ein Faltdipol hat einen Eingangswiderstand von 240 bis 300 CI. Das ist der HF-Widerstand, den man an der Einspeisestelle der Antenne mißt, dort, wo die Energie abgeführt und das Kabel angeschlossen wird. Wenn al¬ les stimmt, verhält sich die Antenne wie ein ohmscher Widerstand der obengenannten Größe. Bei der Verwendung eines Faltdipols kann man die handelsübliche Rundfunk- oder TV-Flachbandleitung verwenden, die es in jedem entsprechenden Fachgeschäft zu kaufen gibt. Rundfunk- und Fern¬ sehantennen sind meist für diesen Eingangswiderstand ausgelegt. Man 151 Bild 1 Faltdipol für das 144-MHz-Amateurfunkband kann auch einen handelsüblichen Symmetrier- und Breitbandübertrager in die Antennenanschlußdose einsetzen und dann für die Energieableitung von der Antenne zum Empfangsgerät ein ebenfalls handelsübliches 75-Q-Kabel verwenden. Ordnet man im Abstand 2/4 (500 mm) hinter dem Faltdipol einen 2., et¬ was längeren Antennenstab parallel zu diesem an, so erhält man bereits eine Richtantenne mit einer Vorzugsrichtung auf einer Seite und einer Dämpfung zur anderen hin. Die in Bild 2 dargestellten Pfeile geben die Richtung an, aus der besser oder schlechter empfangen wird. Obwohl dieses 2. Antennenelement nicht angeschlossen ist, übt es durch die Strahlungs¬ kopplung eine Wirkung aus. Es empfängt ebenso wie der Faltdipol das Si¬ gnal, strahlt aber dieses wieder ab, und bei richtiger Dimensionierung ver¬ stärkt es die Eingangsspannung, oder es schwächt sie ab. Dieser Fall ist hier 152 gegeben, und man kann mit dieser Antenne peilen und die Richtung eines Sendestandorts bestimmen. An der Dimensionierung des Dipols ändert sich nichts. Das passive Antennenelement erhält eine Länge von 1050 bis 1100 mm. Wenn dieses zwischen der Antenne und der Befestigungsebene liegt, dann schirmt der Reflektor den Faltdipol nach hinten ab, und man kann mit diesem jetzt bis auf 600 mm an den Mast oder die Hauswand her- angehen. Will man sich auf feste Funkstellen orientieren, so ist eine solche Anord¬ nung zu empfehlen, wenn die Empfangslage und die Umstände es zulassen. Am besten ist es, wenn man sich vorher vergewissert, wo der Standort des Befestigung. ebene (Haus-A\ wand, Bohr) A y, Leitungs- /) Zuführung Faltdipol mit Reflektor für das 144-MHz- Amateurfunkband nächstgelegenen Relais ist. In den Ballungszentren einer Großstadt wird man auch immer andere Stationen hören können, die einen direkten Funk¬ kontakt miteinander haben. Ähnliche Eigenschaften wie dieser Faltdipol mit Reflektor hat die nach dem Rufzeichen des Schweizer Funkamateurs R. Baumann genannte HB9CV- Antenne. Sie besticht durch die kurze Baulänge (Ä/8, also nur 250 mm!) und ist daher eine beliebte Antenne für Peilwettkämpfe (Fuchs¬ jagd) geworden. Ihr Aufbau ist komplizierter und für den Start in diese Technik völlig ohne fremde Hilfe oder mit nur geringen technischen Vor¬ aussetzungen nicht zu empfehlen. Wer sich jedoch orientieren möchte, dem wird ein Blick in das Antennenbuch von K. Rothammel, Y21BK, aus dem Militärverlag der DDR empfohlen. Dort werden auch die Probleme einfacher Antennen behandelt, und es wird sowohl dem Neuling als auch dem versierten Funkamateur ein guter Einblick in diese Technik geboten. Es steht viel darin, was man wissen sollte. Man muß es nur sorgfältig lesen. Dieses Buch gehört auch zum Sortiment der Bibliotheken. Ein Dipol als Antennenelement benötigt kein Gegengewicht. Anders ver¬ hält es sich bei Monopolen. Das ist eine Antennenform, bei der eine Dipol¬ hälfte durch einen gut leitenden Untergrund ersetzt wird. Dieser wirkt als Spiegelfläche, und der Vergleich aus der Optik ist zulässig. In einem stillen Gewässer scheint eine aus dem Wasser ragende Stange auch die doppelte Länge zu haben. Den ideal leitenden Untergrund gibt es aber nicht, die Flä¬ che müßte für diese Wellenlänge viele tausend Quadratmeter groß sein, und das Blechdach eines Kfz ist nur ein Kompromiß und viel zu klein. Solche Formen (als XI 4- oder 5/8-ä-Antennen im Sprachgebrauch üblich) können in ihren Eigenschaften recht unterschiedlich sein. Werden solche Antennen auf einem Mast montiert, so fehlt das Gegengewicht völlig. Man bildet dieses durch Radiais nach. Das sind 3 bis 5 elektrisch 2/4 lange Spei¬ chen, die entweder radial (90°) oder in einem stumpfen Winkel zur An¬ tenne angeordnet werden (>90°). Eine solche Konfiguration bildet elek¬ trisch eine Dipolcharakteristik nach, und die Antenne hat auch sehr ähnliche Rundempfangseigenschaften. Handfunksprechgeräten mit 2/4-An- tennen oder Gummiwendelantennen (diese sind elektrisch verkürzt und ha¬ ben einen schlechten Wirkungsgrad) fehlt das notwendige Gegengewicht, das in diesem Fall nur durch die Hand- und Körperkapazität gebildet wird. Der Funkamateur VE 2 CV hat daher eine J-Antenne vorgeschlagen, die 154 Bild 3 Einfache Bandleitungsantenne für das 144-MHz- Amateurfunkband aus TV-Flachbandleitung besteht (aus QST, Heft 4/82). Sie läßt sich zu¬ sammenrollen und leicht transportieren. Sie ist für Empfangszwecke gut ge¬ eignet wie jede andere Sendeantenne auch. Im Gegensatz zu einem 2/4-Stab ohne Gegengewicht stellt diese Antenne ein komplettes System dar wie ein Dipol. Bild 3 zeigt den praktischen Aufbau. Oberhalb des 2/4-Stubs wird ein kleines Stück von einem der beiden parallelen Leiter her¬ ausgeschnitten. Etwa 30 mm vom unteren Kurzschluß öffnet man die Iso¬ lierung und verbindet den Außenleiter eines Kabels (50 bis 75 ü.) mit dem kurzen Leiter und den Innenleiter mit der gegenüberliegenden Seite. Oben und unten werden beide Leiter der Bandleitung kurzgeschlossen. Einfache Bandleitung ist flexibler und eignet sich besser als die ausgeschäumte mit ovalem Querschnitt. Die Antenne kann an einem Baum, an einem Ast oder an einem Fenster befestigt werden, wobei sie an einem Bindfaden herunter- 155 baumeln darf. Wie jede andere Antenne auch, muß man sie vor metallisch leitender Umgebung fernhalten. Elektrisch handelt es sich um eine Viertelwellenparalleldrahtleitung, die an einem Ende kurzgeschlossen ist und auf die man ein 2/2-langes Anten¬ nenelement aufgesetzt hat. Eigentlich ist es ein U mit einem am Ende ver¬ bundenen Halbwellenantennenelement. Mit etwas Phantasie wird daraus ein J, und unter dieser Bezeichnung sind solche Formen in der Amateur¬ funkliteratur bekannt geworden. Der 2. Leiter der aufgesetzten Antenne könnte auch aus der Bandleitung herausgetrennt werden. Er verleiht der Konstruktion eine bessere mechanische Festigkeit. Eine einseitig kurzge¬ schlossene 2/4-Leitung ist am offenen Ende hochohmig. Das ist die 2/2-An- Durch Bandage festlegen n % & , Kabetaußcnisotie- rung (PVC,PE) . Kabelautlenleiter (Geflecht) / Dielektrikum (PE) _ Aabe/mnenleiter Bild 4 Einfache Koaxialantenne für das 144-MHz-Amaleurfunkband (Schnitt¬ darstellung) 156 tenne an beiden Seiten auch. Man kann sie daher auf die Transformations¬ leitung aufsetzen und auf diese Weise physikalisch richtig anpassen. Das Kabel kann nach unten oder rechtwinklig zur Antenne geführt werden. Einfacher, voll funktionsfähig und physikalisch noch akzeptabel kann man eine Antenne kaum noch aufbauen. Nur noch die vereinfachte Ko¬ axialantenne nach Bild 4 käme ihr gleich. Man stellt sie aus einem Stück Koaxialkabel her oder nimmt gleich das eine Ende einer größeren Länge. In so einfacher Form geht das nur, wenn der Außenleiter des Kabels gefloch¬ ten ist. Bei dem handelsüblichen TV-Kabel muß man eine Folie über die äußere PE-Umhüllung wickeln oder ein Rohr darüberschieben, das an der Stelle A mit dem Kabelaußenleiter (Folie) verbunden wird. Es entsteht ein Sperrtopf, der die Mantelwellen unterdrückt. An der oberen Seite wird der Kabelinnenleiter vom Dielektrikum freigelegt. Er stellt einen Monopol dar. Das Außenleitergeflecht wird nicht abgeschnitten, sondern nach Entfernen der Kabelaußenisolierung umgestülpt und zurück über das Kabel gezogen. Alles kann bandagiert werden, damit man eine gute mechanische Festigkeit erhält. Eine Lackierung ist auch zu empfehlen. Besonders geschützt werden muß die Stelle bei A. Man nimmt dazu Cenusil, Lack oder Harz. Der umge¬ stülpte Außenleiter mit der elektrischen Länge einer Viertelwellenlänge (er muß wegen des Dielektrikums mechanisch verkürzt werden) wirkt wieder wie eine Koaxialleitung, die bei A kurzgeschlossen ist. Am anderen Ende bei B ist sie aber hochohmig und sperrt wieder die Mantelwellen, die sich durch den aufgesetzten Monopol ergeben, der ja unsymmetrisch ist. Alles stellt auch nur eine Variante eines Dipols dar, und auch in diesem Fall sind die Eigenschaften wieder ähnlich. Wenn der Innenleiter zu dünn ist und mechanisch nicht stabil genug, dann kann man ihn an.einem Isolierstab festbinden, der an der unteren Seite am Kabelmantel anliegt und sich mit dem Geflecht zusammen auf¬ binden läßt. Es läßt sich dafür ein Stück Fenstergardinenstange aus Poly¬ ester-Glasfaser, eine Kunststoffstricknadel oder ein Stück Holz, solange es trocken bleibt, verwenden. Wenn man die Antenne waagerecht hält, dann kann man sie auch für den Empfang horizontal polarisierter Signale einset- zen. Das gilt auch für die anderen beschriebenen Antennen. / 157 Praktische Nutzung des Avalancheeffekts eines Dr. Walter Rohiänder - Y 220 H Halbleiter-pn-Übergangs 1922 entdeckte ein Mitarbeiter des Lenin-Laboratoriums in Nishegorodsk, O.W.Losjew, die Möglichkeit, mit einem Detektorkristall hochfrequente Schwingungen zu erzeugen. Wie in [1] nachzulesen ist, wurde diese Entdek- kung im In- und Ausland stark beachtet, der sogenannte Kristadynverstär- ker jedoch durch die Röhrenverstärker verdrängt und vergessen. Dem expe¬ rimentierfreudigen Funkamateur wird eine Schaltung des Kristallverstär¬ kers in Bild 1 vorgestellt. Seinerzeit konnte diese Entdeckung noch nicht theoretisch erklärt werden. Immerhin konnte O.W.Losjew schon Signale bis zu etwa 12 MHz verstärken bzw. CW-Signale hörbar demodulieren. Als be¬ ste Detektormaterialkombination erwies sich nach vielen Untersuchungen die Zusammenstellung Stahlstift-Zinkit (kristallines Zinkoxid). Wichtig war auch bereits Losjews Erkenntnis, daß nur solche Kristalldetektoren ver¬ stärkend wirken, deren Strom-Spannungs-Kennlinie einen Bereich negati¬ ver Steigung (negativer differentieller Widerstand) aufweist. Erst lange Zeit später, Anfang der 60er Jahre, als man mit Begriffen der Halbleiterterminologie wie pn-Übergang, Sperrschicht, Raumladungszone, Drift- oder Laufzeit, Avalanche- oder Lawinendurchbruch experimentell und theoretisch gesichert umgehen konnte, mußte man feststellen, daß 0. W.Losjew rein experimentell die Avalanchelaufzeitdiode entdeckt hatte. Sie gehört zu den aktiven Zweipolen, den Laufzeitdioden (s. auch [2]). Was versteht man unter dem Avalancheeffekt? Vergrößert man an einer Halbleiterdiode die Spannung in Sperrichtung, so werden zunächst sämtli¬ che freien Ladungsträger aus einer Zone am pn-Übergang abgezogen, es fließt nur noch ein minimaler Reststrom. Der Transport der Ladungsträger ist energiearm. Die geometrische Dicke dieser Sperrschicht ist klein, so daß Bild 1 Schaltschema eines Krisladynempfängers nach Losjew aus [ 1 ], Im rechten Teil der Schaltung liegt die Avalanchelaufzeitdiode, seinerzeit ein Zin- kitkristall mit Stahlstift. Sie entdämpft den Schwingkreis bis zum Schwingungseinsatz. Es können CW-Signale empfangen werden 158 bereits bei kleinen Sperrspannungen hohe lokale Feldstärken auftreten kön¬ nen. Erreichen diese Werte über 10 5 V/cm (äquivalent 10 V an 0,1 pm), so erfahren die Ladungsträger eine kinetische Beschleunigung, deren Energie ausreicht, bei Kollision mit Gitterbausteinen Ladungsträger- (Elektron- Loch-) Paare zu bilden. Die Erscheinung setzt sich wie eine Kettenreaktion fort. Man nennt sie Avalanche- oder Lawineneffekt. Es ergibt sich eine un¬ geheure Stromvervielfachung. Je nach Dotierungsverlauf im Bereich des pn-Übergangs schließt sich der Avalanchezone, in der es allein zur Ladungsträgerbildung kommt, eine Zone geringerer Feldstärke an, in der sich eine Raumladung ausbildet und in der das Ladungsträgerplasma mit Sättigungsgeschwindigkeit transportiert wird oder driftet (Drift- oder Laufzeitzone). Im Avalanchebetrieb bleibt die Diodenspannung oberhalb der Durchbruchspannung bei weiter steigendem Strom konstant (Z-Diode), oder die Spannung am pn-Übergang wird wieder kleiner, es tritt in der Kennlinie ein negativer differentieller Widerstand auf (Avalanchelaufzeitdiode). Halbleiterbauelemente, hier sind auch Transisto¬ ren eingeschlossen, die in der Kennlinie einen Avalanchebereich aufwei¬ sen, sind wegen eines möglichen thermischen Durchschlagens (Zerstörung) stets aus einer Konstantstromquelle zu speisen, bzw. die Stromaufnahme ist entsprechend der zulässigen Verlustleistung nach oben zu begrenzen. Im Handel werden Halbleiterbauelemente angeboten, die unter bestimm¬ ten Einsatzparametem einen Avalanchelaufzeiteffekt aufweisen. Der Her¬ steller hat sie für diesen Einsatz nicht entwickelt. Dennoch kann sie der Funkamateur für interessante Schaltungen der Meß- und Regeltechnik, der NF- bis SHF-Technik u. a. verwenden. Es ergeben sich oft ungewöhnliche Einsatzfälle in verblüffend einfacher Schaltungstechnik, die eine wesentli¬ che Bauelementeeinsparung bieten, ohne daß ein Abstrich an der zu errei¬ chenden Zielgröße zu machen wäre. Dioden und Transistoren mit Avalanchelauf zeiteffekt sind aktive Bauele¬ mente, die als schnelle Schalter und Verstärkerelemente sowie in Oszillato¬ ren eingesetzt werden können. Im folgenden sind zunächst die Kennlinien dieser Bauelemente beschrieben. Anschließend wird auf einfache Schaltun¬ gen der internationalen Schaltungstechnik hingewiesen, die dem Autor bei grober Literaturdurchsicht bekannt geworden sind. Abschließend werden dann noch zusammenfassende Hinweise für Arbeitsgemeinschaften, aber auch für den HF-Spezialisten gegeben, die sich ernsthaft mit dem wenig entwickelten Gebiet der Avalanchelaufzeitbauelemente beschäftigen wol¬ len. Kennlinien und Arbeitspunkte In [3] wurde vom Autor bereits vor mehr als 10 Jahren ein UHF-Eichpunkt- geber mit Avalanchetransistor besprochen, der in [4] zu finden war. In [4] ist auch das Kennlinienfeld I c =f (U CE ) einschließlich des Avalanchebereichs dargestellt, das man in den Datenblättern der Hersteller kaum findet. Es gilt für npn-Transistoren und ist in Bild 2 wiedergegeben. 159 r c \ , i g >o — j— -i B 70pF) aber kapazi¬ tiv. Die Z-Dioden VD1 werden für eine optimale Rauschanpassung ausge¬ sucht, als Transistoren eignen sich Silizium-HF-Transistoren wie SF 225 o.ä. 7 50 Bild 11 HF-Meßbrücke mit 3stußgem Rauschgenerator und Möglichkeit der Messung des Blindanteils [7] Literatur [1] P. Hawker, Schaltungstips. Radio Communication, Heft 9/1983, Seite 804. [2] D. W. Rollema, Schaltungstips, electron, Heft 10/1983, Seite 517 bis 519. [3] P. Hawker, Schaltungstips. Radio Communication, Heft 5/1983, Seite 427. [4] P. Hawker, Schaltungstips. Radio Communication, Heft 9/1980, Seite 903. [5] V. S. Evans, TR 7010-CW-Sidetone- und Morseoszillator. Radio Communication, Heft 11/1980, Seite 1 152/1 153. [6] P. Hawker, Schaltungstips. Radio Communication, Heft 9/1972, Seite 598/599. [7] H. Schifferdecker, Messung und Abstimmung von Antennen mit der Rausch¬ brücke. Old Man, Heft 5/1980, Seite 12 bis 15. 173 Schaltnetzteile ohne N etztransformator Ing. Dieter Müller In den Beiträgen [1] und [2] wurden Schaltnetzteile mit Netztransformator behandelt. Im vorliegenden Beitrag werden einige Probleme «echter» Schaltnetzteile - ohne Netztransformator - beschrieben, bei denen die in [2] genannte Ansteuerschaltung mit dem B 260 D als Pulsbreitenmodulator angewendet wird. Der Beitrag soll Anregung geben, sich mit einigen wichti¬ gen Fragen dieser wohl anspruchsvollsten Variante des Schaltnetzteils ver¬ traut zu machen. Eine Bauanleitung für ein nachbaufähiges Gerät würde den Rahmen dieses Beitrags überschreiten und soll einem späteren Beitrag Vorbehalten bleiben. Gleichspannungswandler mit Transistoren Vorläufer der heutigen Schaltnetzteile sind die aus den ersten Jahren der Transistortechnik bekannten Gleichspannungswandler, auch Transverter genannt. Sie lösten bis dahin übliche Schaltungen mit elektromechani¬ schen Zerhackern ab, die relativ niedrige Batteriespannungen in Anodenbe¬ triebsspannungen für netzünabhängige, röhrenbestückte Geräte wie Auto¬ empfänger usw. verwandelten. Während mit mechanischen Zerhackern Schaltfrequenzen von nur etwa 100 Hz möglich waren, erreichten die mit den ersten Transistortypen (OC 810 ... OC 823) ausgerüsteten Transverter Schwingfrequenzen von einigen Kilohertz, die es gestatten, wesentlich klei¬ nere Übertrager als bei ihren Vorgängern zu verwenden. Heutige Schalt¬ netzteile arbeiten mit Frequenzen, die mit 18 bis 20 kHz über dem hörba- T1 174 Bild 1 Grundschaltung eines fremdgesteuerten Transistoreintaktspannungswandlers Ul { (Bild3) c) Bild 2 Spannungskurven an Transistorspannungswandlern; a - Steuerspannung l/ st und Kollektorstrom / L der Schaltung Bild 1, b - Ausgangsspannung U 2 der Schaltung Bild I, c - Gleichgerichtete Impulsspannung U L der Schaltung Bild 3, d - Ausgangs¬ spannung f/ A der Schaltung Bild 3 ren Bereich liegen und Übertrager mit Ferritkernen erfordern, die in ihren Abmessungen weiter verkleinert werden konnten. Das Prinzip aller Wandlerschaltungen besteht darin, daß ein Transistor VT1 (Bild 1) mit einem Übertrager im Kollektorkreis durch eine Rechteck¬ spannung angesteuert wird. An der Sekundärseite des Transformators ent¬ steht dann im Leerlauffall eine Spannung mit einer Kurvenform entspre¬ chend Bild 2 b. Während der positiven Steuerimpulse U Sl fließt ein Kollektorstrom I c durch VT1 und die Primärwicklung des Übertragers. An der Sekundärseite entsteht eine angenäherte Rechteckspannung, die sich aus der Größe der Rohspannung U E und dem Übersetzungsverhältnis des Transformators ergibt: Wird der Transistor gesperrt, fällt der Kollektorstrom auf nahezu 0 ab. Das Magnetfeld des Übertragers bricht zusammen. In der Sekundärwicklung 175 Bild 3 Prinzipstromlaufplan eines Eintaktdurchflußwandlers wird eine Impulsspannung induziert, deren Höhe im Leerlauffall von der Windungszahl der Sekundärwicklung und der Geschwindigkeit A

700 V vertragen. Für solche Einsatzbedingungen wurden spezielle Hochspannungsschalttransistoren, z.B. die Typen SU 167/SU 169, entwickelt. Während der Leitendphasen soll der Transistor bis in die Sätti¬ gung aufgesteuert werden. Dabei treten nur sehr geringe Durchlaßverluste auf. Zwischen dem Sättigungszustand, bei dem die Kollektorspannung nur etwa 3 V beträgt, / c aber bis zu einigen Ampere, und dem Sperrzustand, in dem Uce mehrere hundert Volt groß werden kann, wird der Transistor im Takt der Schaltfrequenz ein- und ausgeschaltet. Der sichere Arbeitsbereich SO AR Für Hochspannungsschalttransistoren, wie sie in Schaltnetzteilen einge¬ setzt werden, teilweise auch schon für «normale» Leistungstransistoren wie die CSSR-Typen KD 501 bis KD 503, wird ein erweiterter sicherer Arbeits¬ bereich (SOAR = safe operating area) angegeben [5], der die von herkömm¬ lichen Leistungstransistoren bekannten Grenzdaten von Kollektorstrom und -Spannung und Verlustleistung überschreitet. Am übersichtlichsten läßt sich dieser Bereich mit dem SOAR-Diagramm darstellen, das in Bild 7 für die Leistungsschalttransistoren SU 167 und SU 169 [6] dargestellt ist. Der Arbeitsbereich I, von herkömmlichen Leistungstransistoren bekannt, wird durch die Maximalwerte von I c , U CE0 und der Verlustleistung be¬ stimmt (schräge, mit DC gekennzeichnete Linie). Die Verhältnisse bei Schaltnetzteilen erfordern es, daß dieser Bereich zeitweilig überschritten wird. Bei Überschreitung der maximalen Verlustleistung besteht die Gefahr des 2. Durchbruchs [5]. Der 2. Durchbruch stellt eine örtliche Überhitzung im Transistorkristall dar, der diesen auch bei niedrigen Gehäusetemperatu¬ ren, also ausreichender Kühlung, augenblicklich zerstört. Er tritt mit größer werdenden Kollektorspannungen schon bei kleineren Verlustleistungen auf, bei kurzzeitigen Impulsbelastungen dagegen wird er nach höheren Verlust¬ leistungen hin verschoben. 12 ’ 179 Beim Betrieb des Transistors mit entsprechend kurzen Impulsen wird sein Arbeitsbereich durch den Bereich II erweitert. Dieser gestattet den Im¬ pulsbetrieb mit dem etwas höheren Kollektorstrom / CM bei kurzzeitigen Im¬ pulsen (< 0,5 mS) und eine von der Impulsdauer abhängige, höhere Ver¬ lustleistung (schräge Linien in Bild 7). Im Arbeitsbereich II sind höhere Spannungen als I/ CE o (325 bzw. 400 V) nicht zugelassen. Bei gesperrter Ba- 180 sis tritt der Effekt des 2. Durchbruchs verschärft auf. Eine Überschreitung von U cEomax gestatten bei Einhaltung bestimmter Bedingungen die Arbeits¬ bereiche III und IV. Der Bereich IV wird beim Ausschalten erreicht. Seine Grenzen besagen, daß die Kollektorspannung erst dann auf Werte über U C eo ansteigen darf, wenn I c kleiner als 3 mA und die Basis-Emitter-Strecke negativ vorgespannt ist. Entsprechend Bild 8 beschreibt der Arbeitspunkt des Transistors beim Ein- und Ausschalten unterschiedliche Kurven, was zum Teil durch Schaltungsmaßnahmen erzwungen wird. Der Bereich III wird während der Einschaltphase genutzt. Er muß beim SU 167/SU 169 in maximal 0,6 ps durchlaufen werden, wenn man die Gefahr des 2. Durch¬ bruchs vermeiden will. Der wohl kritischste Zeitpunkt im Arbeitszyklus des Schalttransistors ist der Ausschaltzeitpunkt. Erhält der Transistor ein Sperrsignal, beginnt der Kollektorstrom zu fallen. Die Kollektorspannung steigt infolge der Übertra¬ gerinduktivität rasch an und erreicht Werte über der zulässigen Kollektor¬ spannung I/ CE0 , noch ehe der Strom bis in das Reststromgebiet abgefallen ist. Um das zu vermeiden und den Arbeitspunkt über die in Bild 8 gezeigte Ausschaltkurve in den Arbeitsbereich IV «einzuleiten», ist am Kollektor ein SOAR-Glied (R3, C3 und VD3 entsprechend Bild 3, Bild 4 und Bild 15) angeschlossen. Beginnt die Spannung am Kollektor mit einsetzender Sper¬ rung des Transistors zu steigen, fließt ein Strom über VD3 und lädt C3. Der Spannungsanstieg wird dadurch verlangsamt, und das um so mehr, je größer C3 ist. Leitet der Transistor wieder, wird C3 über R3 entladen. Die Entla¬ dung muß beendet sein, bevor der nächste Befehl zum Sperren kommt. Für Schaltnetzteile kleiner bis mittlerer Leistung (< 100 W) können die in Bild 15 angegebenen Werte für das RCD-Glied eingesetzt werden. Eine Op¬ timierung nach [7], [8] führt meistens zu kleineren Werten von C3 und zu größeren von R3, wodurch die Verluste verringert werden. Ic Bild 8 Ortskurve des Arbeitspunkts eines Schalt¬ transistors beim Ein- bzw. Ausschalten im SOAR-Diagramm entsprechend [5] 181 Die Basisansteuerung des Leistungsschalttransistors Im Gegensatz zu NF-Endverstärkern, bei denen die Transistoren wegen der angestrebten Verzerrungsfreiheit nicht bis in das Reststrom- oder Sätti¬ gungsgebiet ausgesteuert werden dürfen, soll der Arbeitspunkt des Lei¬ stungsschalttransistors im Rhythmus der Schaltfrequenz möglichst schnell von der Sättigung zum Reststromgebiet und umgekehrt wechseln. Dem Wunsch nach sehr kurzen Schaltzeiten stehen die physikalischen Eigen¬ schaften des Transistors entgegen. Innere Ladungs- und Umladungsvor¬ gänge begrenzen die Umschaltgeschwindigkeit. Der vorliegende Beitrag be¬ schränkt sich auf die schaltungstechnischen Konsequenzen. Für weiterge¬ hende Information, auch über die physikalischen Zusammenhänge, wird auf die entsprechende Literatur verwiesen [7], [8], [9], [10], [11], Der Einschaltvorgang Wird ein Transistor an der Basis mit einem rechteckförmigen Basisstrom angesteuert, so folgt der Kollektorstrom nach Ablauf der Einschaltverzöge¬ rungszeit ( d dem Basisstromanstieg nur verzögert (Bild 10 und Bild 11) mit exponentiellem Verlauf ähnlich der Ladung eines Kondensators. Der Grund dafür ist, daß der Basiszone (Basis-Emitter-Kapazität) erst die für den jeweiligen Kollektorstrom erforderliche Anzahl von Ladungsträgern zu¬ geführt werden muß. Die Zeit, in der der Kollektorstrom das 0,9fache seines Endwerts erreicht, ist die Anstiegszeit Durch einen größeren Basisstrom, als er zur Aussteuerung bis in die Sättigung erforderlich wäre, kann die An¬ stiegszeit verkürzt werden. Wird der Basisstrom z. B. verdoppelt, ergäbe sich auch ein etwa doppelt so großer Kollektorstrom I C2 (gestrichelte Linie). Die¬ ser Strom kann jedoch nicht fließen, weil die Kollektorspannung schon beim Erreichen einer Größe, die dem Endwert von 7 C i entspricht, über dem Außenwiderstand bis auf die Restspannung abgefallen ist. Die Größe von 0,9 x / C1 wird dabei in einer wesentlich kürzeren Anstiegszeit t, 2 erreicht. Der Basisstrom wird am einfachsten durch eine Treiberschaltung mit Trans¬ formator (Bild 9a) erzeugt. Wegen der angestrebten Stromeinspeisung soll die Steuerspannung U st bei entsprechendem Vorwiderstand R B möglichst groß sein (Bild 9a). So günstig sich die beschriebene Übersättigung auf den Einschaltvorgang auswirkt, so nachteilig ist sie beim Ausschalten. Um kurze Ausschaltzeiten zu erreichen, ist es vorteilhaft, wenn sich der Transistor kurz vor dem Aus¬ schaltbefehl nur «so gerade noch» in der Sättigung befindet. Wird ein soge¬ nannter Speed-up-Kondensator (C B entsprechend Bild 9 b) eingefügt, so ent¬ steht zu Beginn des Einschaltsignals ein Basisstromimpuls, der abklingt, wenn C B aufgeladen ist. Dann fließt nur noch der Basisstrom, der durch die Größe von R B bestimmt wird. Der Basisstromimpuls ruft einen Kollektor¬ stromimpuls I C ] (Bild 11) hervor, der einen ähnlich steilen Anstieg wie der doppelt so große Basisstrom zur Folge hat. Gegenüber letzterem besteht der Vorteil, daß die Übersättigung nach der Ladung von C B aufgehoben wird. 182 Bild 9 Basisansteuerschaltungen für Leistungstransistoren in Schaltnetzteilen; a - mit Trei¬ bertransformator und Vorwiderstand R B , b - wie Bild 9a, mit zusätzlichem Speed- up-Kondensator, c - wie Bild 9 a, mit zusätzlicher Seriendrossel Lß, d - wie Bild 9 b, mit zusätzlicher Seriendrossel Lß, e - transformatorlose Ansteuerschaltung, f - wie Bild 9e, aber mit zusätzlichem Serienwiderstand R$, Seriendrossel wahlweise im Ba¬ siskreis Lß oder im Emitterkreis Lß (des Treibertransistors), g - wie Bild 9e, aber mit zusätzlicher Diode VD1 im Basiskreis und Begrenzungsdiode VD2 183 Bild 10 Die Schaltzeiten des Transistors; t A - Einschaltverzögerungszeit, t, - Anstiegszeit, t s - Speicherzeit, t f - Fallzeit Bild 11 Einschaltverhalten des Transi¬ stors mit der Treiberschaltung nach Bild 9 a (7 C , und I C2 ) und nach Bild 9 b (1 CJ ) mit Speed- up-Kondensator Der Ausschaltvorgang Das Ausschaltverhalten des Transistors wird durch die Speicherzeit t, und die Fallzeit tf charakterisiert. Die Speicherzeit t, (Bild 10) ist die Zeit vom Beginn des Sperrsignals, mit dem der Basisstrom zu fallen beginnt, der Kol¬ lektorstrom aber noch einige Zeit nahezu konstant bleibt, bis zu seinem Absinken auf 90% seiner ursprünglichen Größe. Sie beträgt für den SU 16 7/SU 169 maximal 4 ps bei 7 C = 8 A und einem negativen Basisstrom -f B = 2,5A. Die Fallzeit tf schließt sich unmittelbar an die Speicherzeit an und endet mit dem Absinken des Kollektorstroms auf 10 % seiner ursprüng¬ lichen Größe. Für den SU 167/SU 169 wird diese mit sl ps angegeben. Die minimale Impulsdauer wird durch die Speicherzeit bestimmt. Eine 184 Bild 12 Ausschaltverhalten des Transistors mit der Ansteuerschaltung nach Bild 9a extrem kleine Speicherzeit ist nur dann erforderlich, wenn auch sehr schmale Impulse gefordert sind. Da der Transistor während der Speicherzeit noch in der Sättigung betrieben wird, sind die Verluste gering. Während der Fallzeit dagegen läuft der Arbeitspunkt des Transistors vom Zustand der Sättigung bis in das Reststromgebiet. Eine große Fallzeit ff, ein relativ fla¬ cher Abfall der Kurve in Bild 10, ergibt eine hohe Verlustleistung während der Fallzeit. Um diese möglichst klein zu halten, darf der Basisstrom nach dem Ausschaltbefehl nicht zu schnell abfallen, damit die Basis-Emitter- Strecke nicht gesperrt wird, ehe die Ladung der Basiszone «ausgeräumt» ist. Bild 12 zeigt das Ausschaltverhalten der einfachsten Ansteuerschaltung (Bild 9a). Nach dem Ausschaltsignal beginnt der Basisstrom annähernd li¬ near zu sinken. Kollektorstrom und Basisspannung U BE bleiben annähernd unverändert, auch wenn der Basisstrom negative Werte annimmt. Ist die Speicherladung abgeflossen (Ende der Speicherzeit), sinkt der negative Ba¬ sisstrom oder, anders gesagt, er steigt in Richtung 0 an. Der Kollektorstrom sinkt, die Fallzeit beginnt. Wegen des bei dieser Schaltung üblichen Über¬ sättigungsbetriebs lassen sich nur mäßig kurze Speicherzeiten und damit nur mäßig schmale Impulse, wohl aber kurze Fallzeiten und damit geringe Ausschaltverluste erreichen. Das gegenteilige Verhalten zeigt die Schaltung mit Speed-up-Kondensa- tor (Bild 9b). Während der Durchlaßphase wurde C B aufgeladen. Wird die Steuerspannung U St negativ, addiert sich die Kondensatorspannung zu I/ Sl . Die Folge ist ein schneller Abfall des Basisstroms und sein rascher Anstieg auf negative Werte (Bild 13). Die Basis-Emitter-Diode wird gesperrt. Der Emitterstrom wird zu 0. Der Kollektorstrom fließt nur über die Basis. Der Transistor arbeitet wie eine langsame Diode während der Rückwärtserhol¬ zeit. Die Restladung der Basis-Kollektor-Zone kann nur langsam durch Re¬ kombination abgebaut werden; genauso langsam sinkt der Kollektorstrom. Es entsteht ein «Stromschwanz». Da während dieser Zeit die Kollektorspan¬ nung schon erheblich angestiegen ist, ergeben sich gefährlich hohe Verlu- 185 ste. Durch geeignete Schaltungsmaßnahmen kann dieser Betriebszustand vermieden werden. Der Vorteil dieser Schaltung sind entsprechend kurze Speicherzeiten. Günstig beeinflußt werden kann das Ausschaltverhalten durch eine Se¬ riendrossel L s (Bild 9 c). Der mit Beginn des Sperrsignals einsetzende Abfall des (positiven) Basisstroms wird durch die Induktivität verlangsamt. Zu dem Zeitpunkt, wenn der negative Basisstrom zu fallen beginnt, wird eine Spannung U L induziert, die sich zur negativen Abschaltspannung addiert. Die Folge ist, daß die Basis-Emitter-Diode kurzzeitig eine Spannung erhält, die die Basis-Emitter-Durchbruchspannung f/ (Br)EB0 überschreitet (Bild 14). Der dabei fließende Strom begrenzt diese Spannung ähnlich wie bei einer Z-Diode (etwa 8 V beim SU 167/SU 169) und führt zu einer raschen Beseiti¬ gung der Restladung. Mit der Serieninduktivität lassen sich besonders kurze Fallzeiten und damit geringe Ausschaltverluste realisieren. Mit einem Speed-up-Kondensator kombiniert, können dessen Nachteile durch die Seriendrossel zumindest verringert werden (Bild 9d). Während ein Treibertransformator ein negatives Steuersignal zum Sper¬ ren des Transistors liefert, kann das von transformatorlosen Treiberschal¬ tungen gelieferte Sperrsignal nur etwa Nullpotential erreichen. Die zum si¬ cheren Sperren des Transistors erforderliche negative Spannung muß bei diesen Schaltungen (Bild 9e bis Bild 9g) allein von C B geliefert werden. Die Zeitkonstante r B = C B - R B ist dabei meistens größer als bei Schaltungen mit Transformator. Durch einen zusätzlichen Serienwiderstand R s (Bild 9f) kann der Basisstrom begrenzt und durch eine Drossel L B die Fallzeit ähn¬ lich wie nach Bild 9d verkürzt werden. Die Induktivität im Basiskreis be¬ wirkt auch eine unerwünschte Verlangsamung des Basisstromanstiegs beim Einschalten. Wird die Drossel in die Emitterleitung des Treibertransistors 186 Bild 14 Ausschaltverhalten des Transi¬ stors mit der Ansteuerschal¬ tung nach Bild 9c, mit Spei¬ cherdrossel gelegt (jL e entsprechend Bild 9f), so ist sie nur noch beim Ausschaltvorgang wirksam. Durch'eine entsprechend Bild 9g eingefügte Diode VD1 lassen sich Ein- und Ausschaltvorgang weiter optimieren. Solange eine positive Steuerspan¬ nung £/ St ansteht, ist VD1 in Durchlaßrichtung gepolt. Der (positive) Basis¬ strom wird durch R B bestimmt. Wird f/ st zu 0, so verbleibt die Spannung am Kondensator, und VD1 sperrt. Die Ladung von C B kann nicht über R B , son¬ dern im wesentlichen als (negativer) Basisstrom durch den Transistor abflie¬ ßen. Dadurch gelingt es, die Entladung von C B und damit das Verschwinden des negativen Sperrsignals bis über das Ende der Fallzeit zu verzögern. Durch eine zusätzliche Diode VD2 lassen sich die Basisspannung U BE und somit der Basisstrom während der Durchlaßphasen begrenzen (Bild 9g). Die Spannung U Sl kann dabei nicht größer werden als die Summe der Kollektorsättigungsspannung f/ CEsat des Transistors und der Durchla߬ spannung U \ 0 2 der Diode VD2. Der Transistor benötigt zur Aussteuerung bis in die Sättigung eine Basisspannung U B Esat . Am Punkt X ist dann eine Spannung U st erforderlich, die um die Durchlaßspannung von VD2 größer sein muß: U st = U BEsat + U VD 2 - Da Uycn und U VD2 etwa gleich groß sind, steht am Transistor eine Basisspannung U BE von der Größe der Kollektorsätti¬ gungsspannung f/cEsnt- Diese reicht aus, den Transistor mit Sicherheit bis in die Sättigung aufzusteuern, vermeidet aber eine größere Übersättigung. Die Ladung der Basiszone ist dadurch nur wenig größer, als die Aufrechterhal¬ tung des Sättigungsstroms benötigt. Beim Sperrvorgang braucht dann nur eine minimale Ladung ausgeräumt zu werden, wodurch ein schneller An¬ stieg des negativen Basisstroms zulässig ist. Die Schaltung ergibt besonders kurze Speicher- und Fallzeiten, sie kann durch eine Seriendrossel noch komplettiert werden. 187 Weitere Probleme beim Schaltnetzteil Bisher wurden vorwiegend mit dem Leistungsschalttransistor zusammen¬ hängende Fragen behandelt. Der Grund dafür ist, daß dieses Bauelement seine Funktion unter den im Schaltnetzteil ausgesetzten extremen Bela¬ stungen nur unter Einhaltung einer Vielzahl von Bedingungen erfüllen kann. Andere Fragen, die das Schaltnetzteil aufwirft, erscheinen dagegen gering, unbedeutend sind sie aber keineswegs. An Hand des Prinzipschaltstromlaufplans eines einfachen Durchflu߬ wandlers sollen die wesentlichsten Teilfunktionen des Schaltnetzteils und die damit zusammenhängenden Probleme behandelt werden (Bild 15). Die von der Brückenschaltung VD5 bis VD8 erzeugte Betriebsspannung von etwa 310 V gelangt über den Leistungstransformator TI und über die Primärwicklung des Übertragers T3 (meistens nur 1 Wdg.) zum Kollektor von VT1, der mit der SOAR-Beschaltung R3, C3, VD3 versehen ist. Die Spannung an der Sekundärseite von VT3 wird durch die Größe des Kollek- 188 tor- (Impuls-) Stroms bestimmt. Mit K13 einstellbar, wird diese dem Strom¬ begrenzungseingang 11 des B 260 D zugeführt und löst bei Überschreitung eines Grenzwerts eine Sperrung der Steuerimpulse für VT1 aus [2]. Der Leistungstransformator TI hat eine zusätzliche Wicklung W3. Da der Transformator beim Durchflußwandler während der Sperrphasen von VT1 nicht belastet wird, ergäben sich beim Abschalten ähnlich hohe Ausschalt¬ spitzen wie nach Bild 2 b, die, auch an der Primärwicklung wirksam, den Transistor zerstören würden. Die Ausschaltspannung wird auch in die Wicklung Wi induziert, die die gleiche Windungszahl hat wie HT, aber dünneren Draht. Eine Spannungsspitze kann aber nicht entstehen, da die frei gewordene Energie über VD4 in die Netzgleichrichterschaltung zurück¬ fließt, wodurch der Transformator auch in der Sperrphase belastet ist. Für den Leistungsübertrager eignen sich Ferritkerne aus Manifer 1 63, Ma¬ nifer 164 und Manifer 183 der Größen EE42 und EE55. Damit lassen sich Leistungen von weit über hundert Watt erreichen. Kleinere Kerne kommen wegen des erforderlichen Wickelraums kaum in Frage. Trotz der relativ kleinen Windungszahlen - bei einem zl L -Wert von 4000 nH/w 2 werden für die Primärwicklung weniger als 200 Wdg. benötigt - bestimmt der Wickel¬ raum die Kerngröße mehr als die zu übertragende Leistung. Die Wicklungs¬ isolation muß ja für Spannungen von 1000 V ausgelegt sein. Um die Streu¬ induktivität klein zu halten, die insbesondere beim Sperrwandler zu Ausschaltspitzen an der Primärwicklung führt, werden die Wicklungen HT und W2 jeweils zur Hälfte unter und über W3 gewickelt. Zusätzliche Schirmwicklungen zwischen Primär- und Sekundärwicklung erfordern wei¬ tere Isolationsschichten. Die Netztrennung Im Schaltnetzteil nach Bild 15 haben die Transformatoren TI bis T4 nicht nur die Aufgabe, Spannungen bzw. Ströme zu transformieren; sie trennen auch den Teil der Schaltung, der auf Netzpotential liegt (oberhalb der strichpunktierten Linie), von dem, der vom Netz getrennt ist. Bei der in Bild 15 dargestellten Variante stehen nur die unmittelbar mit dem Lei¬ stungstransistor zusammenhängenden Bauelemente mit dem Netzpotential in Verbindung. Erkauft wird dieser relativ berührungssichere Aufbau mit dem Einsatz von 4 Transformatoren, von denen TI und T2 für Spannungen von 1000 V isoliert sein müssen, T2 und T4 nur für Netzspannung. Für T2 kann ein Kern EE30 oder ein Ferritschalkern, beides möglichst mit Zwei¬ kammerkörper, und für T3 ein Doppellochkern verwendet werden. Bei allen anderen denkbaren Schaltungsvarianten, so auch bei den übertragerlosen Treiberschaltungen (Bild 9e bis Bild 9 g), haben größere Teile der Schaltung mit Netzpotential Verbindung. Das geht bei einfachen Schaltungen (Bild 16) so weit, daß außer den Wicklungen W2 und W) mit Gleichrichter für die Ausgangsspannungen alle Schaltungsteile auf Netzpotential liegen. Bild 16 zeigt den Übersichtsschaltplan eines einfachen Sperrwandlers. Im Gegensatz zum Durchflußwandler, mit dem normalerweise nur eine Span- 189 Bild 16 Vereinfachter Prinzipstromlauf plan eines Sperrwandler schaltnetzteils mit zusätzli¬ cher Wicklung zur Gewinnung des Istwertsignals Optokoppler Bild 17 Prinzipstromlaufplan eines Sperrwandlerschaltnetzteils. Das Istwertsignal wird durch den Optokoppler V01 übertragen 190 nung erzeugt werden kann, von der auch der Istwert für die Regelung ge¬ wonnen wird (entsprechend Bild 15 über R2), lassen sich bei einem Sperr¬ wandler an getrennten Wicklungen von TI unterschiedliche Spannungen entnehmen. Von diesen wird nur die richtig geregelt, von der man auch den Istwert abnimmt. Bei geringen Ansprüchen an die Regelgenauigkeit, beson¬ ders an die Lastunabhängigkeit, kann die Istwertspannung von einer geson¬ derten Wicklung WA gewonnen werden. Da die komplette Schaltung auf Netzpotential liegt, erübrigt sich auch ein Transformator zur Erzeugung der Betriebsspannung (T4 entsprechend in Bild 15). Diese wird in der Anlauf¬ phase direkt über R5, C5 und VD13 aus der gleichgerichteten Netzspan¬ nung gewonnen. Arbeitet das Schaltnetzteil stabil, liefert eine zusätzliche Wicklung von TI die Betriebsspannung für die Regelschaltung (Bild 16). Zur Übertragung von Signalspannungen zwischen solchen Teilen der Schaltung, die Netzspannung führen, und solchen, die frei von Netzspan¬ nung sind, setzt man auch optoelektronische Koppler ein. Bei der einfach¬ sten Ausführung wird ein der Ausgangsgleichspannung entsprechendes Ist¬ wertsignal durch den Koppler übertragen (Bild 17). Bei dieser Schaltung wird durch den Optokoppler VOl ein analoges Signal übertragen, was den Nachteil zur Folge hat, daß der Temperaturgang sowie die Alterung des Kopplers eine Verfälschung des Istwerts ergeben und dadurch die Regelei¬ genschaften des Netzteils verschlechtert werden. Von Vorteil ist, daß ein «langsamer» Koppler wie der MB 101 verwendet werden kann. Günstiger ist eine in [13] vorgeschlagene Schaltung (Bild 18), bei der die Ausgangsimpulse des B 260 D durch einen Optokoppler VOl zum Eingang eines als Treiberstufe eingesetzten integrierten NF-Verstärkers A 211 D übertragen werden. Die Schaltung hat den Vorteil, daß ein digitales Signal, der in der Breite veränderte Impuls, übertragen wird und der Schaltungsteil mit dem B 260 D vom Netz getrennt ist. Das erfordert einen «schnellen» Optokoppler, möglichst den Typ MB 104. Dioden in Schaltnetzteilen Die in Schaltnetzteilen eingesetzten Dioden müssen, sofern sie nicht zur Gleichrichtung von Netzfrequenzspannungen benutzt werden (VD5 bis VD12 entsprechend Bild 15) «schnelle» Dioden sein und möglichst soft-re- covery-Verhalten aufweisen. Für kleinere Ströme g 1 A kommen dafür die Typen SY 345/1 bis SY 354/10 in Frage und für Ströme bis 3A die Ty¬ pen SY 356/1 bis SY 356/10. Bei größeren Lastströmen muß für VD1 und VD2 auf «schnelle, normale» Typen wie SY 185/1 (25 A) oder KD 213 (10A) mit entsprechenden Kühlkörpern zurückgegriffen werden. Die Dio¬ den für die SOAR-Beschaltung (VD3 entsprechend Bild 15) und für die Ab¬ leitung des Entmagnetisierungsstroms (VD4) müssen für eine Spannungsfe¬ stigkeit von 800 bis 1000 V ausgelegt sein. Ähnlich hohe Spannungen müssen die Netzgleichrichter VD5 bis VD8 vertragen. Entsprechend den gewünschten Ausgangsspannungen genügen für VD1 und VD2 meistens 100-V-Typen, ebenso für VD9 bis VD13. 191 Schlußbetrachtungen Im vorliegenden Beitrag wurden wesentliche Probleme netztransformatorlo¬ ser Schaltnetzteile behandelt. Breiter Raum wurde den mit dem Leistungs¬ schalttransistor zusammenhängenden Fragen gewidmet. Dem liegt die Er¬ fahrung zugrunde, daß dieses relativ wertvolle Bauelement nur bei Einhaltung aller Grenzwerte und entsprechender Dimensionierung der Schaltung vor dem Zerstören bewahrt werden kann. Ähnlich große Sorgfalt 192 ist beim Aufbau des Leistungsübertragers und bei allen anderen mit der Netztrennung in Zusammenhang stehenden Fragen aufzuwenden. Die Schaltung des Pulsbreitenmodulators ist in [2] ausführlich behandelt, weshalb auf weitere Ausführungen verzichtet wurde. Die Beschreibung einer nachbaufähigen Schaltung eines solchen Schaltnetzteils soll einem späteren Beitrag Vorbehalten bleiben. Von vornherein muß dazu gesagt wer¬ den, daß für den Selbstbau von Schaltnetzteilen größere Erfahrungen und auch mehr Meßmittel erforderlich sind als bei den in [1] und [2] beschriebe¬ nen Schaltreglem mit Netztransformator. Literatur [1] D. Müller, Schaltnetzteile - auch für den Amateur interessant. Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1984, Seite 191 bis 205, Berlin 1983. [21 D. Müller, Schaltnetzteile - Schaltregler mit Impulsdauermodulator. Elektroni¬ sches Jahrbuch für den Funkamateur 1986, Seite 259, Berlin 1985. [3] K. Rieche, Autosuper «Schönburg T» mit Transistorendstufe und Transistor¬ gleichspannungswandler. radio und femsehen 9 (1960), Heft 13, Seite 413 bis 414. [4] Der Kofferempfänger Stern 1. radio und femsehen 8 (1959), Heft 4, Seite 118 bis 119. [5] M. Kunert/R. Schröder, Sicherer Arbeitsbereich (SOAR) für Leistungstransisto¬ ren. radio femsehen elektronik 27 (1978), Heft 2, Seite 75 bis 79. [6] L. Erhardt, Leistungsschalttransistoren SU 167 und SU 169. Mitteilung aus dem VEB Gleichrichterwerk Stahnsdorf, radio femsehen elektronik 31 (1982), Heft 7, Seite 439 bis 440. [7] H. Jungnickel, Moderne Stromversorgungstechnik. Fortsetzungsreihe, radio fem¬ sehen elektronik 29 (1980), Heft 8, Heft 9, Heft 19. [8] H.Prochnow, SU 165 in Sperrwandler-Schaltnetzteilen, radio femsehen elektro¬ nik 29 (1980), Heft 10, Seite 667 bis 670. [9] Das Schaltverhalten von Transistoren. Elektronik-Arbeitsblatt Nr. 112, Elektronik 1978, Heft 8, Seite 87 bis 88, Heft 9, Seite 113 bis 116. [10] K. Rischmüller, Basisansteuerung von Hochvolttransistoren. Elektronik 1977, Heft 11, Seite 55 bis 58. [11] K. Rischmüller, Verbesserte Basisansteuerung vereinfacht transistorisierte Lei¬ stungsumrichter. Elektronik 1981, Heft 18, Seite 75 bis 80. [12] K. R. Fink/R. Tscharr, Steuer- und Regelschaltung für Gleichspannungswandler, radio femsehen elektronik 33 (1984), Heft 7, Seite 424 bis 427. [13] W. Schuster, Der Einsatz des Ansteuerschaltkreises B 260 in Gleichspannungs- wandlem, Schaltnetzteilen und Schaltreglern. Vortrag 9. Halbleiterbauelemente¬ symposium 1981 in Frankfurt (Oder), Band 1, Seite 125 bis 138. 13 Schubert, Eljabu 86 193 Der Kurzwellenhörer und das Dr. Walter Rohländer - Y220H Top-Band 160 Hl Mit der Anordnung Nr. 2 über den Amateurfunkdienst - Amateurfunkord¬ nung - vom 27. April 1983 wurden 4 neue Kurzwellenbänder dem Funk¬ amateur der DDR geöffnet. Darunter befindet sich das 160-m-Band (1,81 bis 1,95 MHz), das z. B. in der CSSR schon lange ein beliebtes Band für den Anfänger unter den Sendeamateuren war. Dem Kurzwellenhörer (SWL) ist also dieses Band eigentlich nicht unbekannt. Dennoch gibt es viele Besonderheiten, wenn man als SWL auf diesem Band erfolgreich tätig sein will. Es gilt hier nicht die Tatsache, daß die Sendeantenne auch die be¬ ste Empfangsantenne sein muß. Vielmehr ist häufig festzustellen, daß man nach einem CQ-Ruf meist von mehr Stationen gerufen wird, als man mit der Sendeantenne selber hören kann. Aus diesem Grund haben sehr viele DX-Sendeamateure auf dem 160-m-Band meist eine separate Empfangsan¬ tenne. Die Tatsache, daß in der DDR der Amateurfunkempfänger AFE 12, aus¬ gelegt für die Kurzwellenbänder 160 und 80 m, erhältlich ist, wirft sofort folgende Frage auf: Inwieweit ist der SWL mit diesem Gerät auf dem 160-m-Band in der Lage, einen möglichst hohen Länderstand zu erreichen? Welche Voraussetzungen müssen geschaffen werden, daß dieser Empfänger auf dem 160-m-43and seine optimale Leistungsfähigkeit entfalten kann? Ohne solche Voraussetzungen wird sich der Länderstand vorwiegend auf Europa beschränken, und DX-Länder werden nur sehr langsam, schritt¬ weise hinzukommen. Auf 160 m DX-Stationen zu hören ist wesentlich schwieriger als auf dem 80-m-Band! Aber man muß deshalb nicht auf DX verzichten! Übrigens, die QSL-Ausbeute für 160-m-DX-Berichte gehört mit zu der höchsten! Zur Ausbreitung der Funkwellen im Top-Band Das 160-m-Band läßt sich nachts vorzugsweise im Winterhalbjahr für DX nutzen. Die Tagesdämpfung ist entschieden höher als beim 80-m-Band. Tagsüber kann man nur Verbindungen über die Bodenwelle bis etwa 150 km hören. Das Top-Band ist gut zu den Zeiten, bei denen die relative Zahl der Sonnenflecken sehr niedrig liegt, also Mitte des 11jährigen Zyklus der Sonnenfleckenmaxima. Dann kann man gelegentlich auch am Tage 194 Stationen aus Europa hören. Aber im wesentlichen bleibt auch in diesem Fall die tages- und jahreszeitliche Abhängigkeit erhalten. Mehr und mehr hört man auf dem Top-Band, wenn die Sonne untergeht. Mit zunehmender Dunkelheit steigen die Feldstärken und die Reichweiten. Hier verhalten sich 160 und 80 m ähnlich. Mit steigenden Reichweiten nimmt aber auch das QRN (atmosphärische Störungen usw.) zu, oft über S9. In diesem Fall ist also das Top-Band wesentlich «rauschender» als das 80-m-Band. Der 160-m-DXer kennt aber noch ein weiteres Phänomen, den sogenannten Sonnenuntergangs- und Sonnenaufgangsskip. Dabei steigen DX-Signale kurzzeitig auf relativ hohe Feldstärken an. Die mögliche DX- Ausbreitung läuft entlang der sogenannten «Grauzone», nämlich der Linie, bei der zu gleicher Zeit die Sonne untergeht bzw. aufgeht, und gelegentlich auch entlang dem Längengrad nach Nord oder Süd. Im übrigen ist das 160-m-Band wenig vorhersagbar. Es gilt auch in diesem Fall die Aussage wie auf den anderen Kurzwellenbändern, man muß hören, wann gute DX- Bedingungen herrschen. QRM (Störungen durch andere Funkdienste) auf dem 160-m-Band Das Top-Band ist für den Funkamateur kein-Exklusivband. Er muß dieses mit anderen Funkdiensten teilen. Aber es gibt noch ein anderes Problem. Der SWL kann das 160-m-Band zwischen 1,8 und 2,0 MHz nutzen. Aber in der Nähe dieses Bandes liegt die Mittelwelle zwischen 0,6 und 1,6 MHz mit einer auch in Europa hohen Dichte an leistungsstarken Rundfunksendern. Es können nun zwei Probleme auftreten. Erstens wird eine Oberwelle von 900 bis 1000 kHz stark im 160-m-RX gehört - dagegen gibt es kein Mittel, außer einer guten Selektivität oder einem Peilrahmen -, zweitens wird der Empfängereingang durch äußerst starke Grundwellensignale vollständig übersteuert, und im unmittelbaren Nahfeld eines Mittelwellensenders kann sogar das starke Seitenbandrauschen des Trägers zum Problem werden. Da¬ bei ist das gesamte 160-m-Band durch Heulen und Jaulen belegt, Tag und Nacht, gelegentlich auch nur nachts. In diesem Fall helfen nur noch Saug¬ kreise, Sperrkreise, Hochpässe oder Bandsperrpässe. Empfänger mit einem großen dynamischen Umfang vertragen das besser als einfache Empfangsge¬ räte, zu denen auch der AFE 12 zählt. Antennen für den 160-m-DX-SWL Für den Empfang schwacher DX-Signale im 160-m-Band ist der verwende¬ ten Antenne große Aufmerksamkeit zu schenken. Der bekannte 160-m- DXer W9UCW hat in jahrelangem Literaturstudium, durch eigene, sehr in¬ teressante Antennenexperimente und in Auswertung der Korrespondenzen mit über hundert führenden 160-m-DXem der gesamten Welt eigene Leitli¬ nien zum Antennenproblem ausgearbeitet, die repräsentativ für den Top- 13 * 195 Band-Sende- und -empfangs-Amateur sein dürften. Die 4 in [1] genannten Punkte seien in freier Übersetzung zitiert: 1) Vertikalantennen sind auf 160 m sehr effektiv. Sie strahlen flach ab (gut für DX), und sie «hören» gut. Aber sie «hören» auch das Rauschen (QRN) sehr gut (meist den vertikal polarisierten Anteil), und schwache Signale, die man hören möchte, sind nicht mehr lesbar. 2) Lange, endgespeiste Drahtantennen «hören» besser als Vertikalanten¬ nen, nicht, weil die Signale stärker sind (sie sind es nicht), sondern hori¬ zontale Antennen nehmen weniger «Rauschen» auf als vertikale Anten¬ nen. Unter -1/4 hoch hängende, horizontale Langdrähte verhalten sich beim Senden fast wie ein Belastungswiderstand (kaum strahlend). 3) Horizontale Halbwellendipole «hören» aus den bereits in 2) angegebe¬ nen Gründen besser als Vertikalantennen und endgespeiste, horizontale Langdrahtantennen. Hängt ein derartiger Grundwellendipol mehr als -1/4 über Grund, so ist er für Sendung und Empfang gleich gut geeignet. Niedriger hängende Dipole kann man sendeseitig nur für den Nahbe¬ reich bis etwa 1000 km einsetzen. 4) Ist der mittengespeiste Grundwellendipol nur für den Empfang vorgese¬ hen, so hängt man ihn möglichst tief (2 m über Grund oder tiefer). Mit Verlängerungsspule verkürzte Dipole in dieser Höhe sind gleichfalls ge¬ eignet. Sie sind für den Empfang bezüglich der Unterdrückung des QRN Vertikalantennen und endgespeisten Langdrähten auf jeden Fall überle¬ gen. Unter «Rauschen» sei stets QRN verstanden. Elektrische Entladungen jeder Art sind in allen Wohn- und Industriegebieten in hoher Konzentration vor¬ handen; es gibt dort aber auch elektrische, atmosphärische Entladungen in großer Vielfalt. Der elektrische Vektor dieser Art QRN ist vorwiegend verti¬ kal polarisiert. Vertikalantennen «hören» daher dieses QRN besonders gut und strahlen es auch wieder ab! Niedrig hängende Horizontalantennen «hö¬ ren» dieses QRN nahezu kaum noch, sie nehmen noch Funkwellen im Ver¬ gleich dazu gut auf, d. h., der Signal/Stör-Abstand ist bei diesen Antennen sehr gut. Vor dem Empfänger ist dann jedoch meist eine gute HF-Verstär- kerstufe erforderlich. Die Beverage-Antenne In [1] wird als beste Empfangsantenne für das 160-m-Band die Beverage- Antenne bezeichnet. W9UCW beschreibt dort sehr ausführlich zahlreiche, erfolgreich getestete Varianten. Leider sind auch in der jüngsten Auflage des Antennenbuches von K. Rothammel [2] die Ausführungen zu diesem An¬ tennentyp sehr knapp. Die erforderliche, niedrig und geradeaus gespannte Drahtlänge von mehr als einer Wellenlänge ist für fast jeden Funkamateur ein Hinderungsgrund, diese Antenne für den 160-m-DX-Empfang einzuset¬ zen. Wer sich jedoch mit der Beverage-Antenne beschäftigen will, sollte im Elektronischen Jahrbuch 1979 nachlesen. 196 Bewährte, niedrig hängende Drahtantennen für 160 m In [1] wird bereits auf die vielfältigen Untersuchungen von W1FB zu 160-m- DX-Empfangsantennen hingewiesen. In der Tat, die veröffentlichten expe¬ rimentellen Untersuchungen und Erfahrungsberichte sind es wert, zusam¬ mengefaßt dargestellt zu werden. Sie erfassen nahezu lückenlos die Probleme der 160-m-DX-SWL. Der Fülle praktischer Konstruktionsdetails wäre nur noch wenig hinzuzufügen. Die schon erwähnte Beverage ist ein gerader, niedrig hängender endge¬ speister Langdraht von mindestens einer Wellenlänge. Das Ende ist durch einen Schluckwiderstand von 50 bis 300 D abgeschlossen und mit einem Erderradialsystem oder einem guten Staberder verbunden. Die Länge wird in einer Höhe von etwa 2 m aufgehängt. Es sind aber auch gut arbeitende Varianten bekannt, bei denen die Gesamtlänge auf Grund aufliegt oder so¬ gar eingegraben (!) wurde. Hauptempfangsrichtung besteht zum Schluckwi¬ derstand hin. Es wären also mehrere Beverage-Antennen erforderlich, um die Haupt-DX-Empfangsrichtung des 160-m-Bands abzudecken. Diese An¬ tenne konnte sich nur dort durchsetzen, wo sehr viel Platz zur Verfügung steht. In [3] experimentiert W1FB zunächst mit niedrig hängenden Drahtanten¬ nen wie: A - 61-m-Draht in 2 m Höhe, am entfernten Ende isoliert (Bild 1); B - wie A, jedoch am entfernten Ende mit Staberder direkt verbunden; C - 61-m-Draht in 2 m Höhe als geschlossene Schleife; D - 2mal 36-m-Draht als geöffneter Rhombus (Bild 2). Es erwiesen sich die Antennen A und D als ausgezeichnete DX-Emp- fangsantennen mit einem sehr guten Signal/Stör-Abstand und Rundemp¬ fangscharakteristik. DX-Stationen, die bei Empfang mit der Sende-Ground- plane total im QRN lagen, wurden einwandfrei mit QSA 5 gelesen. Antenne B, auch als Baby-Beverage bezeichnet, empfängt beidseitig aus Bild 1 Niedrig hängende Drahtantenne für I60m mit Fuchs-Kreis (Parallelresonanzkreis mit Anzapfungen) und kapazitätsarmer Link-Kopplung. Getrennte Erdsysteme für Antenne und Empfänger. LI etwa 40 pH, L2 etwa 1/6 der Windungszahl von LI. Wird in Abstand über kaltes Ende von LI gewickelt. Selbsttragende Luftspulen oder auf Keramikkörper, wie in Antennenkopplern üblich. Drahtstärke generell 1 bis 2 mm 197 Bild 2 Offene Rhombusantenne für 160 m. Umfang etwa A/2. Getrennte Erdsysteme für An¬ tenne und Empfänger, symmetrischer Antennenkoppler. LI etwa 50 pH mit symme¬ trisch zur Mitte liegenden Anzapfungen. L2 etwa 1/6 der Windungszahl von LI, wird in Abstand über Mitte von LI gewickelt. Weiter entsprechend Bild 1 Bild 3 Hochpaßfilter >1,8 MHz (a) und Mittelwellenbandsperrfilter 0,55 bis 1,6 MHz (b) für 160 m mit 50-Cl-Ein- und -Ausgang Drahtspannrichtung. Antenne C ist eine Rundempfangsantenne. Für guten DX-Empfang waren jedoch die Antennen B und C wenig geeignet. Man beachte in Bild 1 und Bild 2 die Ankopplung der Antenne an den Empfänger. Das Erdsystem der Antenne ist durch eine kapazitätsarme Aus¬ führung der induktiven Kopplung vom Erdsystem des Empfängers (Chassis) getrennt! Das schränkt bereits weitgehend das Problem starker Mittelwel¬ lensender im Nahfeld ein. Treten in dieser Hinsicht weitere Probleme auf, so muß man ein Hochpaßfilter (Bild 3, A) oder gar ein Bandsperrfilter (Bild 3, B) vor den Empfängereingang schalten. Niedrig hängende Drahtantennen verlangen auf jeden Fall einen HF- Vorverstärker (Verstärkung etwa 20 dB) auch vor dem AFE 12. Die Breit¬ bandverstärker, wie sie z. B. im Elektronischen Jahrbuch 1985 [4] auf Seite 203 beschrieben sind, eignen sich vorzüglich. Bei den beschriebenen Antennen wird das gute Signal/Stör-Verhältnis unter anderem auch durch relativ kleine Antennennutzsignalspannungen erkauft. Man muß sich vor dem Empfänger eine sogenannte aktive Antenne aufbauen. 198 Bild 4 Geschirmte Peilrahmenantenne für 160 m mit Vorverstärker (A), Stromversorgung über Speisekabel (B), zur Richtcharakteristik (C). R ist der Arbeitswiderstand der Kaskode und verhindert den Kurzschluß der HF über die Stromversorgung, C2 schützt den Empfänger gegenüber der Versorgungsspannung, CI ist ein Glimmerkom¬ pressionstrimmer «Rauscharmer» Peilrahmen für den 160-m-DX-Emp- fang Schon 1974 konnte in [5] W1FB die hervorstechenden guten Eigenschaften des geschirmten Peilrahmens für den 160-m-DX-Empfang nachweisen. Der Autor von [1] konnte das bestätigen und beschreibt eine verbesserte Va¬ riante (Bild 4). Eine geschirmte Windung entnimmt das HF-Signal aus¬ schließlich aus dem Magnetfeld des Nutzfelds. Die Schirmung ist auf dem halben Umfang des Rahmens bei strenger Symmetriewahrung zu unterbre¬ chen. Der Rahmen ist Teil eines abgestimmten Parallelresonanzkreises. Peilrahmenabmessungen und Kabeltyp entsprechen den Angaben von W1FB. Im Durchmesser stärkere Kabel mit geringeren dielektrischen Verlu¬ sten geben einen schärferen Resonanzpunkt, was sich positiv auf die Lei¬ stung auswirkt. Ein gleiches bewirkt auch ein vergrößerter Rahmendurch¬ messer. Die Antenne wird durch einen Transistorkaskodevorverstärker «aktiv». Seine Stromversorgung nimmt man über das Speisekabel vor. Der Arbeitswiderstand der Kaskode (R= 1000D) befindet sich in der Nähe der Stromversorgung und des Empfängers, Der Rahmen kann an einem günstigen Punkt wenige Meter über Grund aufgestellt werden. Die Rahmenebene weist in die Hauptempfangsrichtung. Abgestimmte Groundplane-Antennen oder resonante Antennenmasten sollten in der Nähe des Rahmens vermieden werden. Sie empfangen hervor- 199 ragend den «Störnebel» und strahlen diesen wieder ab. Gegebenenfalls ist dann die Senkrechte der Rahmenebene auf die Quelle zu richten (Stör- nebelausblendung). Einfache aktive Ferritantenne für den 160-m-DX-Empfang Eine aktive Ferritantenne, wie sie auch von W1FB [3] erprobt wurde (Bild 5), eignet sich gleichfalls als gute 160-m-DX-Empfangsantenne. Der gezeigte Verstärker (etwa 25 dB) ist für einen empfindlichen Nachsetzemp¬ fänger ausreichend. Er kann durch die Transistorkaskode ersetzt werden, wenn man die Punkte A entsprechend Bild 4 und Bild 5 als Trennstellen verwendet. Weniger empfindlichere Nachsetzempfänger benötigen einen weiteren Vorverstärker (insgesamt bis 40, besser 50 dB Verstärkung). Dicke Ferritstäbe (oder dünne gebündelte) von 15 bis 20 cm Länge ergeben ausge¬ zeichnete Resultate. Die Hilfsantenne ist auf ein gutes Vor/Rückwärts-Ver- hältnis der kardoidförmigen Charakteristik abzugleichen. Ohne Hilfsan¬ tenne ist die Richtcharakteristik eine Acht wie beim hoch hängenden Grundwellendipol. Die aktive Ferritantenne kann wassergeschützt durch einen Plastsack oder auch direkt in der Wohnung betrieben werden. Das Signal/Stör-Ver- hältnis ist auf 160 m ausgezeichnet. Bild 5 Ferritempfangsantenne für 160 m mit Zusatz-HF-Verstärker. LI - 48 Wdg., 1,6-mm-CuLL, verteilt über 12 cm Länge in der Mitte des Ferritstabs, L2 - 6 Wdg., über LI (Mitte). L4 und L5 gewickelt auf Pulvereisenkern mit 0,4-mm-CuLL, etwa 50 pH, L3 und L6 mit 6 Wdg., als Link-Kopplung über L4 und L5 gewickelt. Kurze Verbindung zwischen LI und CI, C2 und C3 sind Glimmerkompressionstrimmer 200 3,0m nirnnriTTTT)) nnnmrrnTn PVC- oder Polyäthylen- Rohr 40 mm 0 je 300mm . Koax zum RX je 300mm Bild 6 Kurzer Wendelgrundwellendipol für 160 m (s. Text). Drahtstärke 1 bis 2 mm Cu (thermoplastische Isolation). Drahtkreuz aus 3 bis 6 mm starkem Cu-Draht oder -Rohr, auch Messing ist geeignet, Länge von Kreuzmitte etwa 30 cm Der kurze Wendelgrundwellendipol für 160 m[3] Eine weitere Empfangsantenne für 160 m mit nur geringer QRN-Neigung stellt der 160-m-Grundwellendipol (Drahtlänge etwa 2mal 84 m) dar, der als Wendel mit äquidistantem Abstand zwischen den Windungen auf einem 3-m-Trägerrohr aus PVC oder Polyäthylen von 4 cm Durchmesser aufgewik- kelt ist (Bild 6). Das Drahtkreuz am Ende der Leiter bewirkt die kapazitive Belastung sowie die Verringerung der Resonanzschärfe und bietet neben der Veränderung der Windungszahl auch eine Abgleichmöglichkeit. Den Frequenzabgleich der Antenne nimmt man mit dem Dipmeter vor. Dazu wird die Antenne am künftigen Standort auf gehängt (2 m Höhe rei¬ chen aus). Am Ende der Speiseleitung wird zwischen Kabelseele und Schir¬ mung eine Koppelschleife mit 2 Wdg. und 30 mm Durchmesser angebracht und das Dipmeter eingekoppelt. Bei Fertigung der Antenne, wie beschrie¬ ben, ist ein Dip zwischen 1,7 und 1,8 MHz zu erwarten. Andere Dippunkte bei höheren Frequenzen sind nicht zu verwenden. Man nimmt jetzt auf bei¬ den Seiten Windungen herunter, verbindet wieder mit dem Drahtkreuz und mißt erneut die Resonanz, die nun bei einer höheren Frequenz liegt. Das wird so lange wiederholt, bis die Abgleichfrequenz von etwa 1,81 MHz er¬ reicht ist. Diese Antenne sollte in niedriger Höhe horizontal oder auch vertikal be¬ trieben werden. Sie ist DX-fähig und wenig empfindlich gegen den QRN- Störnebel. Die Resonanzschärfe ist sehr groß, weshalb sie auf das DX-Fen- ster abgeglichen werden sollte. Hinweis: Der kurze Wendelgrundwellendi¬ pol benötigt etwa die doppelte Drahtlänge gegenüber dem normalen Grundwellendipol. Nachwort Der vorliegende Beitrag orientiert vorwiegend auf DX-Empfangsantennen für das in Y2 neue 160-m-Band. Dazu ist in der deutschsprachigen Ama¬ teurliteratur bisher nur wenig zu finden. Die niedrigen Langdrähte sind in 201 den Abmessungen unverändert auch für das 80-m-Band zu verwenden. Es ist nur die Resonanz des Koppelkreises auf das 80-m-Band zu orientieren: Ein gleiches gilt für den geschirmten Peilrahmen und die Ferritantenne. Beim kurzen Wendeldipol ist die aufgebrachte Drahtlänge etwa zu halbie¬ ren und auf 3,51 MHz abzugleichen. Das Empfangsantennenproblem tritt vorwiegend im 160-m-Band auf. Ein 2 x 40-m-Dipol, höher als 40 m über Grund, steht dem Amateur kaum zur Verfügung, so daß für den DX-Sendebetrieb vorwiegend Groundplane-Va- rianten verwendet werden, die für den Empfang von DX-Signalen aus den schon angeführten Gründen nicht geeignet sind. Der Stömebel ist ja vor¬ wiegend vertikal polarisiert. Niedrig hängende Horizontalantennen, Dipole, Langdrähte, Loop, Peilrahmen u. a. werden von diesem kaum beeinflußt. Die gewonnene Signalfeldstärke ist bei diesen Antennen jedoch gering, so daß man sie durch einen HF-Verstärker «aktiv» machen muß. Folgt man den im Text oft nur in einem Satz gegebenen Hinweisen - sie sind oft entscheidend -, so wird sich bei Einsatz der beschriebenen Anten¬ nen mit Erdsystemtrennung, Bandsperren oder Tiefpässen und Vorverstär¬ ker der DX-Empfangserfolg auch auf 160 m einstellen. Dazu wurde auch der Empfänger AFE 12 geschaffen. Der 160-m-Sendeamateur, der für Sen¬ dung und Empfang getrennte Antennen verwendet, muß unbedingt bei Sen¬ debetrieb den Empfängereingang über ein Sende/Empfangs-Relais kurz¬ schließen. Schutzdioden sind nicht ausreichend! Von einem an der Klubstation hörenden SWL muß das unbedingt beachtet werden. Die Errichtung von Antennen außerhalb der Dach- und Hausaußenhaut unterliegt gesetzlichen Vorschriften bezüglich des Blitzschutzes u. a. Jeder interessierte SWL kann sich bei der nächstgelegenen Amateurfunkklubsta¬ tion beraten lassen. Literatur [1] B. Boothe, W9UCW, Weak-Signal Reception on 160 - Some Antenna Notes. QST 61 (1977), Heft 6, Seite 35 bis 39. [2] K. Rothammel, Y21BK, Antennenbuch, 10. Auflage, Berlin 1984. [3] D. DeMaw, W1FB, Low-Noise Receiving Antennas. QST 61 (1977), Heft 12, Seite 36 bis 39. [4] W.Rohländer, Y220H, Universell verwendbarer Kurzwellenkonverter. In: Elektro¬ nisches Jahrbuch für den Funkamateur 1985, Berlin 1984. [5] D. DeMaw, W1CER, A Receiving Loop for 160 Meters. QST 58 (1974), Heft 3, Seite 38 bis 39. 202 Ing. Frank Sichla - Y5IU0 Digitales Fernthermometer In [1] und [2] wurden digitale Temperaturmeßgeräte mit 3stelliger Anzeige vorgestellt, die infolge des mit Einzel-IC aufgebauten A-D-Wandlers auf¬ wendig sind. Unter Verwendung des Bausteins C 520 D wird die Schaltung für ein solches Gerät weitaus einfacher. In der in Bild 1 gezeigten Variante wurde vorzeichenrichtige Anzeige sowie eine 2. Meßstelle vorgesehen, so daß z.B. die Innen- und die Außentemperatur abgefragt werden können. Es sei erwähnt, daß sich bei Einsatz eines temperaturabhängigen Widerstands (z.B. Pt 100 mit fast linearer Temperatur-Widerstands-Kennlinie) noch weit einfachere Schaltungslösungen ergeben [3]. Doch wurde hier als Tempera¬ turaufnehmer ein Transistor benutzt, um Beschaffungssorgen auszuschal¬ ten. Halbleiterfühler sind zudem mit einer Einstellzeit von einigen Sekun¬ den den Widerstandsfühlem klar überlegen und erleichtern auf diese Weise das Messen bzw. ermöglichen überhaupt erst die Realisierung bestimmter Meßaufgaben. Fehlereinflüsse Bei einem Si-Transistor beträgt der Temperaturkoeffizient (TK) der Basis- Emitter-Spannung (B-E-Spannung) -2 mV ± 20 %/K. Diese Abhängigkeit wird bei der vorliegenden Schaltung ausgenutzt. Das Meßergebnis kann durch folgende Einflüsse verfälscht werden: 1. Langzeitliche Änderung des Absolutwerts der B-E-Spannung (Null- punktfehler). 2. Temperatur- und Kollektorstromabhängigkeit des TK der B-E-Span- nung (Linearitätsfehler). 3. Temperaturabhängigkeit der elektronischen Schaltung (Nullpunktfeh¬ ler) sowie Fehler bei der A-D-Wandlung (Linearitätsfehler). 4. Justiergenauigkeit (Nullpunkt- und Endwertfehler). Dazu heißt es in [3]: «Soll eine Temperaturmessung mit 0,1 °C Genauigkeit erfolgen, so wird häufig das Eichproblem unterschätzt, da Eiswasser nur in Meeresspie¬ gelhöhe 0°C (und siedendes Wasser die 100 °C ebenfalls nur in dieser Höhe) aufweist. Um systemeigene Fehler einzueichen, ist es dabei oft sinnvoll, Null- und Endwertabgleich an anderen Punkten der Kennlinie vorzunehmen, um die Fehler in einem bestimmten Kennlinienbereich 203 zu minimieren. Diese Temperaturen sind dann aber mit möglichst noch höherer Genauigkeit zu messen. Spätestens hier fehlen dann die ent¬ sprechenden Eichnormale.» 5. Genauigkeit der Temperaturaufnahme beim praktischen Messen (End¬ wertfehler). «Eine weitere Fehlerquelle ist der Wärmewiderstand des PrüfObjekts. So treten trotz der geringen Verlustleistung der Fühler von 204 etwa 0,6 mW zwischen Messungen in ruhender Luft und an sehr gut wärmeleitenden Materialien Anzeigedifferenzen bis zu 0,5 K auf.» [4] Der TK der B-E-Spannung weist hohe Langzeitstabilität auf und ist als Fehlerquelle für den vorliegenden Anwendungsfall nicht relevant. Im Zu¬ sammenhang mit der Schaltungsbeschreibung wird auf einige Einflußgrö¬ ßen noch näher eingegangen, doch soll jetzt schon festgestellt werden: Im gesamten praktisch ausnutzbaren Temperaturbereich von -50 bis 100 °C läßt sich ein Fehler von ±1 K erreichen. In einem engeren Bereich - z. B. von 28 bis 45 °C für Körpertemperaturmessung - kann der Fehler auf ±0,1 K minimiert werden. Si-Transistor als Temperaturfühler Die folgenden Betrachtungen beschränken sich auf die Temperatur- und Kollektorstromabhängigkeit des TK der B-E-Spannung (2.), wobei I/ C b = 0 vorausgesetzt ist. In der Umgebung der Zimmertemperatur gilt für die Tem¬ peraturabhängigkeit: ATK = - n k,< ' ln — (7 C = const.); 71 c ATK - absolute TK-Änderung in V/K, n - Faktor, hauptsächlich vom Tem¬ peraturgesetz der Diffusionskonstanten der Minoritätsträger in der Basis ab¬ hängig; ist für alle Transistoren desselben Typs etwa gleich, k - Boltz¬ mann sehe Konstante in J/K, q - Elementarladung in As, TI - Temperatur vor der Änderung, T2 - Temperatur nach der Änderung. Daraus folgt, daß der TK von der Temperatur nach einer logarithmischen Funktion abhängig ist und mit steigender Temperatur wächst. In erster Nä¬ herung kann man annehmen, daß der TK temperaturunabhängig ist. Für die Kollektorstromabhängigkeit gilt: ATK = - ln ( 7 = const.); Q lei I C i - Kollektorstrom vor der Änderung, l a - Kollektorstrom nach der Än¬ derung. Daraus folgt, daß Abhängigkeit nach einer logarithmischen Funktion be¬ steht, wobei der TK mit steigendem Strom fällt. Entsprechend [4] wurde ein als Diode geschalteter Transistor mit einem Vorwiderstand von 6,8 kfl an 9 V Betriebsspannung betrieben. Der Fehler wurde mit nur 1 % angegeben, da sich die Einflüsse angeblich gegenseitig kompensieren. Nach [2] wurde dagegen mit konstantem Emitterstrom gearbeitet (SF 216 D). Entsprechend [1] wurde ein SF 240 mit konstanter Kollektorspannung betrieben. Zu dieser Veröffentlichung folgende Anmerkung: Der TK für den SF 240 wurde mit — 1,2 mV/K angegeben. Dieser Wert ergibt sich auch aus 2 Kennlinien in [5]. Dieser außergewöhnlich niedrige Wert veranlaßte den Autor zu eigenen Untersuchungen. Dabei wurden die Kennlinien von 5 X-SF 240 im Bereich von -10 bis 120 °C (Tiefkühlschrank bzw. Ölbad) aufgenommen, wobei ein 205 industrielles Meßgerät mit Halbleitertemperaturaufnehmer verwendet wurde. In allen Fällen ergab sich ein TK von -1,6 mV/K. Die absoluten Werte der B-E-Spannung fielen sehr gut zusammen - im Gegensatz zu un¬ terschiedlichen NF-Miniplasttransistoren je eines Typs. Eine Wertung der obengenannten unterschiedlichen Betriebsweisen vorzunehmen ist nicht Absicht dieses Beitrags. In [1] wird von «nur unerheblich schlechterer Linearität» anderer Mini¬ plasttypen {SS 216 u. ä.) gegenüber dem SF 240 gesprochen. Von der Theo¬ rie her dürfte kein Unterschied bestehen. Bei den Versuchen des Autors la¬ gen die Linearitätsabweichungen bei allen Exemplaren innerhalb der Fehlertoleranz der Meßanordnung. Es soll daher kein spezieller Typ emp¬ fohlen werden. Bild 1 zeigt den Übersichtsschaltplan des digital anzeigen¬ den Thermometers. Temperatur-Spannungs-Wandler Die Schaltung (Bild 2) wurde prinzipiell aus [1] übernommen. Sie ist ein¬ fach bei hoher Nullpunktkonstanz. Damit liegt die Betriebsweise für den Fühlertransistor mit C/ce = 2 V const. und I c = 450 pA const. fest. Gegen¬ über [1] wurde ein driftärmerer OPV verwendet und mit RI bis R9 eine Ver¬ stärkung von 4 bis 7 bewirkt, so daß sich U 0 mit -10 mV/K ändert. Mit R4 wird am Pluseingang von N ein Potential eingestellt, das [U B e] bei 0°C Kri¬ stalltemperatur entspricht. Am Mimiseingang liegt der Emitter. Den TK dieser Schaltungsanordnung bestimmt die Offsetspannungsdrift des OPV (typisch 16 pV/K). Er beträgt für U 0 etwa 100 pV/K entsprechend einer Fehlanzeige von ±0,1 K bei 10 K Abweichung von der Bezugstempe¬ ratur. Dieser sehr geringe Wert stellt auch den einzigen relevanten Null¬ punktfehler (3.) dar. Bild 3, Bild 4 und Bild 5 zeigen die Leiterplatte. In [1] wurde als Schutz gegen HF-Selbsterregung an der Zuleitung zu VT das Aufziehen von Ferrit- Bild 2 Schaltung des Tempera- tur-Spannungs-Wandlers c u 0 b Bild 4 Leitungsführung für Bild 3 perlen auf Basis- und Emitteranschluß bzw. das direkte Anlöten von UKW- Entstördrosseln empfohlen. Im Muster wurde aber auch an einer 10 m lan¬ gen Zuleitung bei den verwendeten NF-Transistoren kein Schwingen festgestellt und daher auf diese Maßnahme verzichtet. Brummspannungen ließen sich in dieser Anordnung mit dem Oszilloskop (10 mV/cm) auch ohne C3 nicht feststellen. Als Zuleitung fand Klingeldraht (unabgeschirmt) Verwendung. 207 Bild 5 Der fertige Temperatur-Spannungs-Wandler •■72V über R13.. R79 je ~330 an VQE24 C520D +5V+5V+5V+5V Bild 6 Schaltung des A-D-Wandlers D147D A-D-Wandler Die Schaltung nach Bild 6 entspricht - bis auf den 5-Hz-Eingangstiefpaß - der «Ur»-Variante nach [6]. Andere BCD-zu-7-Segment-Dekoder gestatten noch einfachere Lösungen. Mit R 3 ist bei kurzgeschlossenem Eingang der 208 5LSj o <* CS.CjO-Ci>£5 ~h Bild 9 Ansicht des fertigen A-D-Wandler-Bausteins 210 Nullpunktabgleich durchzuführen; R 5 kann auch durch einen Festwider¬ stand 10 kfl ersetzt werden, da der Endwertabgleich vom Temperatur-Span- nungs-Wandler aus vorgenommen wird. Diese Schaltung ist mit einem Li¬ nearitätsfehler von ±1 digit entsprechend ±0,1 K behaftet (3.). Die Leiterplatte ist in Bild 7 bis Bild 9 dargestellt. Bild 10 und Bild 11 zeigen eine Leiterplatte für die Anzeigeelemente nebst Vorwiderständen nach Bild 2. Dazu ist anzumerken, daß das 3. Element (VQE 24) nur zur Darstellung der Einheit benutzt wird und aus Preisgründen auch entfallen kann. Komparator Der Komparator nach Bild 12 schaltet bei negativen Temperaturen (U 0 des Temperatur-Spannungs-Wandlers positiv) das Relais ein und polt damit die Eingangsspannung für den A-D-Wandler um. Gleichzeitig werden die bei¬ den Segmente zur Realisierung des senkrechten Plusbalkens bei dem ersten Anzeigeelement VQE 32 ausgeschaltet, so daß ein negatives Vorzeichen entsteht. K ist über VT an die positive Rohspannung gegen Masse ange¬ schlossen, während der OPV ± 15 V stabilisiert erhält. R5 legt den Um¬ schaltpunkt fest. Die Gesamtverstärkung ist so hoch, daß auch bei schlei¬ chenden Temperaturänderungen eindeutig umgeschaltet wird. Bild 13 und Bild 14 zeigen die Leiterplatte, Bild 15 zeigt ein Vormuster undfBild 16 die Anschlußbelegung bei K. i 212 Bild 18 Leiterplattenbestückung für ±15 und 22 V Stromversorgung In Bild 17 ist das komplette Stromversörgungsteil dargestellt. Durch Span¬ nungsverdopplung wird mit CI bis C4 und VD1 bis VD4 eine Rohspannung von etwa ±22 V gewonnen. Die positive Spannung wird durch NI in nicht¬ invertierender Grundschaltung, die negative Spannung durch N2 in inver¬ tierender Grundschaltung stabilisiert. VD6 erzeugt für beide OPV die Refe¬ renzspannung. Die Ausgangsspannungen werden durch RI, R3, R6 und R8 bestimmt (±1V zulässig, gegebenenfalls korrigieren). I Q J Bild 16 V (2,3 frei) 1 Anschlußbelegung für K nach Bild 12 214 r + O QC | f .. sl Die Rohspannung 12 V zur Versorgung der Segmente und die mit VD7 und VT1 stabilisierten 5 V (mit Rll einstellbar) werden aus einer 2. Trans¬ formatorwicklung erzeugt. Das ist durch die Forderung nach 2 separaten Massen notwendig. Die Stromversorgung baut man auf den beiden gleich großen Leiterplatten auf, die in Bild 18 bis Bild 23 dargestellt sind. 30. O O T O O O O F O O Komparator O O o o o Temperatur- Spannungs- Wandler ; o darunter AD-Wandler o o o o o o Stromversorgung ± 15 V, darunter +5 / + 72/ o o 160 Bild 24 Skizze zum Gesamtaußau des Funktionsmusters 218 Aufbau Bild 24 enthält Aufbauskizzen für das in Bild 25 und Bild 26 wiedergege¬ bene Funktionsmuster. Das U-förmige Gehäuseunterteil besteht aus 2 mm starkem Aluminium, für den Gehäusedeckel genügt 1-mm-Aluminium. Die Leiterplatten sind auf Senkkopfschrauben M3x35 gestapelt, wobei Hartpa¬ pierröhrchen (3 bzw. 20 mm hoch) zwischengesetzt sind. Es wurden 2 Transformatoren LL 30/1 (23 mm x 40 mm x 50 mm) verwendet, da ein Transformator mit zwei 8-V-Wicklungen fehlte. Die Fühler (Miniplasttypen mit möglichst hoher Stromverstärkung) wurden über Diodenstecker ange¬ schlossen, wobei die Buchsen zur Platzersparnis etwas versenkt angeordnet sind. Bild 25 Blick in das fertig verdrahtete elektronische Thermometer Bild 26 Außenansicht des digitalen Fernthermometers 219 Bei der Verdrahtung ist unbedingt darauf zu achten, daß keine Verbin¬ dung zwischen den beiden Massen (Masse 1: ± 15 und 22 V Rohspannung; Masse 2: 5 und 12 V Rohspannung) zustande kommt. Eine solche besteht nur bei der Anzeige negativer Temperaturen durch die Relaiskontakte Kl und K2. Mit S2 läßt sich die letzte Stelle wegschalten. Justage Nach Einstellen des Nullpunkts am A-D-Wandler und der stabilisierten Spannung 5 V nimmt man den Abgleich auf 0 °C mit R4 vor, wobei der Fühler in mit Eisstücken durchsetztes Wasser zu tauchen ist. Durch Mes¬ sen der eigenen Körpertemperatur oder Eintauchen des Fühlers in kochen¬ des Wasser (Vergleichsthermometer, etwa 98 °C) wird dann mit R8 der End¬ wert abgeglichen. Es wird empfohlen, das T bis 2mal zu wiederholen, da die Einstellung - je nach Stromverstärkung des Fühlertransistors - nicht absolut rückwirkungsfrei ist. Bei 0°C wird der Komparator auf den Um¬ schaltpunkt justiert. Beim Muster wurden beide Fühler thermisch verbun¬ den, und es wurde ein größerer Temperaturbereich durchfahren, wobei die Abweichungen der Kanäle voneinander maximal 0,3 K betrugen (2.). Bei Anschluß des Geräts an ein 2-Phasen-Netz (kein Nulleiter vorhan¬ den) trat am Eingang des A-D-Wandlers eine Störspannung auf, die das ordnungsgemäße Arbeiten verhinderte (unruhige Anzeige). Literatur [1] H. Jakubaschk, Lineares elektronisches Thermometer pnit digitaler Anzeige, radio fernsehen elektronik 27 (1978), Heft 5, Seite 328 ff. [2] P. Witthauer, Digitales Temperaturmeter DTM 1. radio fernsehen elektronik 28 (1979), Heft 5, Seite 290ff. [3] ..., A-D-Wandler C 520, Heft 14 (Applikationshefte HFO). [4] G. Riva, Siliziumtransistoren als Temperaturaufnehmer. Elektronik 16 (1967), Heft 10, Seite 317 ff. [5] ..., Hochfrequenz-Transistoren SF 240, SF 245. VEB Röhrenwerk Anna Seghers, Neuhaus (Datenblatt). [6] B. Kahl, AD-Wandler C 520 D. radio fernsehen elektronik 31 (1982), Heft 6, Seite 377 ff. 220 Detlef Kroll Kombinierter Belichtungszeit- und Lichtmengenschalter Zu diesem Thema wurden in- der Fachliteratur viele Varianten veröffent¬ licht. Diese Schaltungen haben meist einen für den eigentlichen Zweck zu hohen Materialaufwand, sind nur für eine Betriebsart ausgelegt und haben bei der Verwendung eines Thyristorlastschalters Netzpotential. Der Nach¬ bau wird für den Fotoamateur, als unerfahrenen Elektroniker, zu einem Problem in Sachen Kosten, einwandfreier Funktion und Sicherheit. Die vorgestellte Schaltung ist einfach im Aufbau, bietet die Funktionen eines Lichtmengenschalters (LMS) sowie eines normalen Zeitschalters (ZS) an und hat einen hohen Bedienkomfort. Die ermittelten Zeittoleranzen von weniger als 1 % genügen für alle anfallenden Fotoarbeiten. Das moderne Kleinleistungsrelais vom Typ GBR 10.2-11.06 gestattet eine Schaltleistung bei 220 V von 2,2 kW! Schaltgeräusche sind kaum wahrnehmbar. Somit kann der Aufbau einer teuren Thyristor- oder Triacschaltung umgangen werden. Der'Kostenaufwand beträgt bei der Verwendung von Bastlermate¬ rial nicht mehr als etwa 50,- M. Schaltungsbeschreibung Die Funktion des Gesamtgeräts ist aus dem Übersichtsschaltplan Bild 1 er¬ sichtlich. Kernstück ist ein Zeitschalter unter Verwendung des A 301 D. Er stellt eine Abwandlung zweier in [1] vorgestellter Schaltungen dar. Von au¬ ßen angeschlossen ist eine einfache Fernbedienung mit Start- und Stopta- ste, 2 Potentiometer zur Einstellung des Zeitablaufs, 2 Umschalter zur Be¬ triebsarten- und Zeitvorwahl, der Fotowiderstand (FW) für die Lichtmes¬ sung, LED für Signalisationen sowie als besonderer Komfort eine Taktanzeige nach Bild 3. Das Gerät wird über einen Netzteil mit stabilisier¬ ter Spannung versorgt. Zeitbaustein (Bild 2) In [1] und auch in [2] und [3] findet der Leser Einzelheiten der Schaltung. Hier soll nur auf die Zeitbeziehung der ßC-Kombination hingewiesen wer¬ den. An Hand nachfolgender Formel kann für PI (Bild 1) ein Stufenschal- 221 XS7 Fernbedienung Bild 1 Übersichtsschalt plan 222 ter mit entsprechenden Widerständen, vorteilhaft sind Einstellregler, aufge¬ baut werden: /= 0,71 C-i?; (in s, C in pF, R in MO. VT2 wurde erforderlich, um einen genügend hohen Schaltstrom für das Relais K (100 mA) und die Anzeige-LED bereitzustellen. C4 an Anschluß 9 und Anschluß 12 des A 301 D verhindert weitestgehend Fehlstarts. Mit ST2 ist ein vorzeitiger Zeitabbruch möglich. Mit der Anordnung einer weiteren Taste von Masse zu Anschluß 13 des A 301 D würde sich bei Kurzschluß der Zeitablauf stoppen lassen, der bei der Freigabe dann bis zum gewünsch¬ ten Ende fortläuft. Mit S1 ist die Funktion Lichtmengenschalter (LMS) oder Zeitschalter (ZS) wählbar. S2 legt den Zeitbereich grob fest. Taktgeber mit Umlaufanzeige (Bild 3) Durch den parallel zu Relais K geschalteten Taktgeber läßt sich auf einfa¬ che Art die Länge des Zeitablaufs darstellen. Der Taktgeber eignet sich zur Eichung der Zeitskale von PI und zur Kontrolle des Ablaufs in der Be¬ triebsart LMS. Die Schaltungsteile entsprechend [2] wurden auf einer Lei¬ terplatte zusammengefaßt. Der Takt wird durch eine Multivibratorschaltung (Dl), bestehend aus den Gattern eines D 100 D, erzeugt. Den genauen Frequenzabgleich auf 1 Hz nimmt man mit RI über Vergleichsmessungen vor. Bei stabilisierter Spannung und etwa konstanter Temperatur ist eine sehr genaue Takterzeu¬ gung möglich. Der Ausgang von Dl.4 liefert eine HL-Flanke an cp des Flip-Flop 1 Bild 3 Taktgeber mit Anzeige 223 (D2.1) eines D 174. Der eingehende Sekundenimpuls wird 2:1 geteilt; die Q-Ausgänge schalten abwechselnd die Segmente AC-BD der VQB 7-3. Das Flip-Flop 2 (D2.2) teilt den Impuls nochmals 2:1, und seine Q-Ausgänge schalten durch VT1 und VT2 die Anoden wechselseitig an +5V. Durch diese Schaltungsweise bekommt immer nur ein Balken der VQB 73 Poten¬ tial, und es entsteht der Eindruck eines umlaufenden Zeigers. Für VT las¬ sen sich problemlos preiswerte Ge-pnp-Transistoren einsetzen. Anschluß 7 und Anschluß 14 beider IS erhalten Stützkondensatoren. Netzteil (Bild 4) Auf Grund der relativ kleinen Leistung wurde ein Netzteil mit einem SF 126/SF 128 (mit Kühlstem) als Z-diodengesteuertem Längstransistor ge¬ wählt. Die am Kollektor liegende Diode bewirkt die Leistungskompensa¬ tion. Als Gleichrichter genügen Plastdioden (SAY 12) mit genügend hohem Stromfluß. Als Netztransformator wurde ein 6,3-V-Heiztransformator ver¬ wendet. 224 Schaltungsaufbau Den Gesamtaufbau nimmt man in einem Gehäuse 100 mm x 100 mm x250 mm vor. Der elektronische Teil wurde auf 3 Leiterplatten aufgebaut: Zeitbaustein, siehe Bild 5/Bild 6, Taktgeber, siehe Bild 7/Bild 8, Netzteil, siehe Bild 9/Bild 10. Er ist völlig unkritisch im Aufbau, Abgleicharbeiten sind nur für die Zeit¬ eichung erforderlich. Der Baustein des Taktgebers war für einen anderen Zweck entworfen wor¬ den; er hat eine 12polige Steckleiste, die fortgelassen werden kann. Wird dieser Baustein nicht mit aufgebaut, besteht keine Notwendigkeit eines ge¬ regelten Netzteils. Es genügen dann Gleichrichter und ein Ladeelektrolyt¬ kondensator 1000 pF. Je nach Relaistyp kann die Spannung bis 27 V betra¬ gen. Wird das Relais GBR 10.2 wie angegeben in die Leiterplatte integriert, ist auf eine sichere Isolation des Netzpotential führenden Umschalters kl mit seiner RC-Entstörkombination zu achten! In den Deckel des Gehäuses werden 2 Unterputzsteckdosen für Dunkel¬ kammerleuchte und Vergrößerungsgerät mit den dazugehörigen Schaltern eingebaut. Alle anderen Bedien- und Anzeigeelemente sind in die Front¬ platte installiert. Der FW wird über 2adriges Diodenkabel sowie UKW-An- tennenbuchse und -Stecker angeschlossen. Die Taster mit den LED werden in einem kleinen, handlichen Gehäuse untergebracht, 5adriges Diodenka¬ bel stellt die Verbindungen her. Inbetriebnahme Mit PI und P2 nimmt man den Feinabgleich des Zeitablaufs vor. Der Be¬ trieb in Funktion ZS wird über Wahl von CI oder C2 über S2 und der ge¬ eichten Skale von PI problemlos realisiert. In der Funktion LMS sind fol¬ gende Punkte bei der Bedienung zu beachten. S2 ermöglicht wieder eine grobe Anpassung an die verwendete Papiersorte. Im allgemeinen wird aber nur mit der Stellung auf CI gearbeitet. Mit P2 ist in Abhängigkeit der Pa¬ piersorte eine einmalige Einstellung notwendig. Durch Versuche kann P2 auf die unterschiedlichen Papiersorten von weich bis extra hart festgelegt werden. Optimal eingestellt ist der LMS, wenn bei normalen Negativen und gebräuchlichem Maßstab eine Belichtungszeit von 5 bis 10 s erreicht wird. Die Zeitdehnung (vorgewähltes Produkt aus Lichtstärke und Belichtungs¬ dauer) sollte bei dünnen Negativen oder kleinem Maßstab mindestens 1 s und bei dichten Negativen oder großem Maßstab maximal 2 min betragen. Der FW ist seitlich neben dem Objektiv anzuordnen und gegen Streu¬ licht abzuschirmen. Der einmal als günstig ausprobierte Punkt ist beizube¬ halten. Die Blendenwahl hat ebenfalls Einfluß auf den Zeitablauf. Mit eini¬ gen Probebelichtungen hat man sich schnell auf die Arbeitsweise des Geräts eingestellt. Die Anzeige-LED haben allgemein keinen Einfluß auf den Kopierprozeß. Versuche entscheiden wieder, ob die Vorwiderstände ge¬ gebenenfalls auf über 400 0 erhöht werden müssen. 15 Schubert, Eljabu 86 225 Bild 5 Leiterplatte Zeitbaustein 226 9 3SX Bild 7 Leiterplatte Taktgeber 228 Bild 8 Bestückungsseite Taktgeber 229 Bild 9 Leiterplatte Netzteil Bild 10 Bestückungsseite Netzteil Betriebserfahrungen Das Gerät hat sich im ständigen Gebrauch bewährt. Dauergebrauch ist pro¬ blemlos und führt zu keinerlei Wärmeentwicklung. Gelegentliche Fehl¬ starts, durch Einflüsse von in der Nähe geschalteten Leuchtstofflampen, können mit ST2 sofort gestoppt werden und beeinträchtigen die Arbeit kaum. Literatur [1] H. Jakubaschk, Elektronikbastelbuch für Foto- und Filmamateure, Leipzig 1981. [2] H. Jakubaschk, Das große Schaltkreisbastelbuch, Berlin 1983. [3] W. Müller, Elektronische Hilfsgeräte für das Fotolabor, electronica Band 211, Ber¬ lin 1983. [4] K. Schlenzig/W.. Stammler, Elektronikbasteln im Wohnbereich, Berlin 1983. 230 Frequenzmeßzusatz für den Vielfachmesser Dipl.-Ing. Klaus Deistung Frequenzmesser sind aus der modernen Technik - zur Kontrolle und zum Abgleich - nicht mehr wegzudenken. Durch Anwendung des Frequenzzei¬ gerprinzips lassen sich sehr einfache Geräte zur Frequenz- und Drehzahl¬ messung aufbauen, wie sie besonders für Übersichtsmessungen benötigt werden [1]. Frequenzzeiger sind leicht zu bedienen, schnell betriebsbereit, haben einen breiten Frequenzbereich (etwa 5 Hz bis 300 kHz), aber eine re¬ lativ hohe Meßunsicherheit von einigen Prozent [2]. Der vorgeschlagene Frequenzmesser kann als Zusatzgerät für den Vielfachmesser (Endaus¬ schlag 50, 100 oder 200 pA) mit entsprechend unterschiedlichen Meßberei¬ chen verwendet werden, siehe Tabelle. Es ist aber auch möglich, den Fre¬ quenzmesser mit eigenem Meßwerk und Batteriebetrieb als Einzelgerät aufzubauen. Dem Prinzip nach handelt es sich um ein analoges Frequenz¬ meßgerät. Tabelle Frequenzbereiche nach Meßwerk Frequenzbereiche nach Meßwerk Kondensator 50 pA 100 pA 200 pA 1 pF 5 ... 50 Hz 10... 100 Hz 20... 200 Hz 0,1 pF 50 ... 500 Hz 100... 1000 Hz 200...2000 Hz 10 nF 0,5... 5 kHz 1 ... 10 kHz 2 ... 20 kHz 1 nF 5 .. . 50 kHz 10... 100 kHz 20... 200 kHz Schaltung des Frequenzmessers Über 2 Buchsen (XB1 - TTL-Eingang, XB2 - Wechselspannung) wird die zu messende NF-Spannung mit einem Pegel von 0,5 bis 20 V an das Me߬ gerät gelegt (s. Bild 1). Der Pegelregler R2 paßt das Eingangssignal dem Ver¬ stärker an. Er wird so weit aufgedreht, bis das Meßgerät anzeigt. Damit ist auch der Eingangswiderstand (Belastungswiderstand für NF-Spannungs- quelle) möglichst hochohmig. Eine weitere Erhöhung des Pegels-am Ein¬ gang des Verstärkers führt zur Begrenzung (positive Amplitude durch den Transistoreingang, negative Amplitude durch die Diode, ein beliebiger Typ). Die Verstärkerstufe VT1 verstärkt kleine Signale und paßt den nach- 231 folgenden Trigger an den hochohmigen Eingang an. Der Trigger formt aus einer beliebigen Kurvenform ein Rechtecksignal, das der monostabile Mul¬ tivibrator mit den Kondensatoren C3 bis C6 in den Meßstrom umwandelt. Lineare Skale Die Stromimpulse werden einem den Mittelwert messenden Strommesser zugefuhrt (Drehspulmeßwerk). Die Abhängigkeit des Drehwinkels a läßt sich nach Gl. (1) angeben: ' a = konst j, j i (t) dt. (1) t„ Da der Wert des Integrals konstant und frequenzunabhängig ist, gilt nach [1] auch: a = konst, j,= konst,/. (2) Der Zusammenhang kann auch wie folgt dargestellt werden. Nach Gl. (3) mit Gl. (4) und Gl. (5) ergibt sich Gl. (6): / = — = —, (3) R X c ii (4) 10 = 2nf (5) 1= 2nUf= konst /. (6) Damit besteht ein linearer Zusammenhang zwischen dem Meßwerkstrom und der anliegenden Meßfrequenz. 232 V 50/iA oo WOfiA 2kS 200/uA 66 71? U„ - 100mV Bild 2 Shunt-Beschallung für das Meßwerk des UNI 7 Erweiterungen Die Anzahl der Meßbereiche hängt vom Meßbedarf und den Möglichkeiten ab. Für einen Kfz-Drehzahlmesser genügen 2 Bereiche, aber ein Frequenz¬ messer sollte 3 bis 5 Bereiche haben. Es können vom Meßbereich her aber auch Zwischenwerte im Interesse einer höheren Meßgenauigkeit realisiert werden. Dazu sind zusätzliche Kondensatoren mit Zwischenwerten einzu¬ bauen. Eine weitere Möglichkeit besteht in der Shunt-Beschaltung des Meßwerks mit einer 3. Schalterebene. Dabei bleiben für 2 Meßbereiche die¬ selben Ladekondensatoren, während die Einstellregler umgeschaltet werden müssen (s. Bild 2). Damit verdoppelt sich die Anzahl der Meßbereiche (außer beim 200-pA-Meßwerk). Abgleich Die Genauigkeit ist nicht schlechter als ± 10 %, sie kann bei getrenntem Abgleich der Bereiche bei etwa ± 5 % liegen. Es müssen aber hochwertige Kondensatoren verwendet werden. Wenn keine Meßtechnik zum Abgleich zur Verfügung steht, kann man mit nur einem Einstellregler nach der Netz¬ frequenz seinen Frequenzmesser abgleichen (nicht in der Spitzenbela¬ stungszeit): -niedrigsten Meßbereich einschalten; -vom Netztransformator etwa 4 V (6,3 V) an Buchse XB2; -Pegelregler so weit aufdrehen, daß der Meßbereich sicher anzeigt; -mit Einstellregler Anzeige auf 50 Hz stellen. Damit sind dann alle Bereiche «geeicht». Um den Meßfehler nicht über ±10% steigen zu lassen, sollten Kondensatoren (C3 bis C6) der Toleranz ±5 % oder besser ausgewählt werden. Wer einen geeichten Generator zum Abgleich verwendet, stellt die höch¬ ste Bereichsfrequenz ein und gleicht jeden Meßbereich mit einem Einstell¬ regler R6 bis R9 einzeln ab. Damit werden auch die Kondensatortoleranzen kompensiert. Bei einem 200-pA-Meßwerk mit einer Skaleneinteilung bis 5 gleicht man den Endausschlag besser bei 250 Hz usw. statt 200 Hz ab. 233 UNI 7 SZX 19/5,1 Bild 3 Zusammenschaltung mit Stromversorgungsvarian¬ ten Stromversorgung Zur Stromversorgung werden +5V, stabilisiert, benötigt. Die Schaltung, die nach [3] und [4] zusammengestellt wurde, arbeitet stabil im Bereich +4,75 bis +5,25 V. Es muß aber die beim Abgleich des Frequenzmessers verwendete Betriebsspannung anliegen, da sonst ein zusätzlicher Fehler von etwa ± 10 % auftritt (eine höhere Spannung treibt einen höheren Strom durch das Meßwerk und umgekehrt). Man sollte unbedingt bei einer Strom¬ versorgungsvariante bleiben (s. Bild 3). An Stelle von 4x1,5 V können auch 3 Bleiakkumulatoren 2 V- 0,5 Ah eingesetzt werden. Die Schaltung nach Bild 1 nimmt etwa 9 mA bei 5 V auf. Zusammenfassung Die Schaltung stellt einen den Ansprüchen anzupassenden NF-Frequenz- messer dar. Durch Erweiterung des Eingangsverstärkers läßt sich die Span¬ nungsempfindlichkeit verbessern und der Eingangswiderstand erhöhen. Eine Leiterplatte kann mit Schalter und Potentiometer klein gehalten wer¬ den (etwa 40 mm x 90 mm). Sie ist nach den vorgesehenen Meßbereichen und den vorhandenen Bauelementen aufzubauen. Die Funktion der Schal¬ tung wurde mit einem Oszillografen überprüft und mit entsprechender Meßtechnik abgeglichen. Literatur [1] U. Frühauf, Grundlagen der Elektronischen Meßtechnik, Leipzig 1977. [2] G. Gubsch/K. Dörrer/D. Klimant, Elektronische Meßtechnik, Berlin 1980. [3] B. Sergeow, Selbstbaugeräte junger Radioamateure. RADIO (1983), Heft 11, Seite 49/50. [4] N. Drobiza, Elektronischer Frequenzmesser. RADIO (1974), Heft 6, Seite 49. 234 Siegmar Henschel - Y22QN Pegeltester mit akustischer Anzeige Bei der Wartung und Prüfung von Geräten, in denen digitale Signale über¬ prüft werden sollen, sind 2 Pegel («H» und «L» bzw. Hoch und Tief) zu kontrollieren, wobei ein zwischen beiden Pegeln liegender «verbotener Be¬ reich» besonders anzuzeigen ist. Bekannte Pegelprüfer arbeiten mit opti¬ scher Anzeige. Bei größeren bzw. komplizierten Schaltungen ist es oft schwierig, den Stromlauf plan, die Schaltung und die Anzeige «im Auge» zu haben. Das Gehör hat dabei noch nichts zu tun. Wird die Pegelanzeige aku¬ stisch vorgenommen, so kann man sich mit dem Auge auf Schaltung und Stromlaufplan konzentrieren. Außerdem lassen sich dynamische Pegel¬ sprünge bis zu einigen zehn Hertz verfolgen. Der als Prüfstift ausgeführte Pegelprüfer unterscheidet z. B. für TTL-Si- gnale: Eingang akustische Anzeige optische Anzeige 1. offen kein Ton alle LED dunkel 2. «L» (0 bis 0,8 V) tiefer Ton (etwa 150 Hz) LED «L» leuchtet 3. «H» (2,0 bis 5,5 V) hoher Ton (etwa 2 kHz) LED «H» leuchtet 4. Verbotener abwechselnd LED «verbotener Bereich hoher und Bereich» (0,8 bis 2 V) tiefer Ton leuchtet Mit einer etwas umfangreicheren Schaltung läßt sich ein Prüfstift umschalt- bar für Eingangs- und Ausgangspegel mit akustischer und optischer An¬ zeige realisieren. Bei beiden Schaltungen wird eindeutig «Eingang offen» angezeigt. Bild 1 zeigt den Übersichtsschaltplan des Pegeltesters. Bei offenem Ein¬ gang ( U c ) sind beide Schwellwertschalter (SWI + SWII) und der Spannungs/ Frequenz-Wandler ([///-Wandler) gesperrt. Im Hörer (H) ertönt kein Signal. Wird an U e eine Spannung zwischen 0 V und einer einstellbaren unteren Schwelle angelegt, so schwingt der [///-Wandler auf einer tiefen Frequenz. 235 Überschreitet die Eingangsspannung den unteren Schwellwert (SWI), wird der steuerbare Generator aktiviert. Seine Ausgangsrechteckimpulse gelan¬ gen über das Tor zum [///-Wandler, der bei hoher Eingangsspannung einen hohen Ton und bei niedriger Eingangsspannung einen tiefen Ton erzeugt. Die Umschaltfrequenz zwischen tiefem und hohem Ton entspricht der Ge¬ neratorfrequenz. Bei weiterer Erhöhung der Eingangsspannung über einen von SWII einstellbaren Wert wird dieser aktiviert und sperrt das Tor, so daß an seinem Ausgang «H»-Pegel anliegt, der [///-Wandler erzeugt einen ho¬ hen Ton. Bild 2 zeigt eine erprobte Schaltung für dieses Prinzip. Das Eingangs- 236 Signal gelangt über die Einstellregler PI bzw. P2 an die Schwellwertschal¬ ter I und II. Die Eingangsstufe der Schmitt -Trigger wurde, um einen hohen Eingangswiderstand zu erzielen, mit einem bipolaren Transistor bestückt. Die Schalthysterese der aus VT1 und Dl.l bzw. VT2 und Dl.2 bestehenden Schaltung liegt bei 50 mV. Im Ruhezustand (Eingang offen) haben beide Ausgänge der Sc/wuft-Trigger «L»-Pegel, der steuerbare Impulsgenerator, bestehend aus D2.1/D2.2, ist über den 2.NAND-Eingang von D2.1 gesperrt. Sein Ausgang hat ebenfalls «L»-Pegel. Über ein zwischengeschaltetes NAND-Gatter erscheint am Eingang 1 von der Torstufe «H»-Pegel. Der Ausgang vom Schmitt -Trigger 2 weist ebenfalls «L»-Pegel auf, über ein zwi¬ schengeschaltetes NAND-Gatter gelangt auf den Eingang 2 der Torstufe «H»-Pegel, und am Ausgang von D2.3 erscheint «L»-Pegel. Zur sicheren Sperrung des spannungsgesteuerten Oszillators bei offenem Eingang wird eine geringe negative Vorspannung benötigt. Ein Impulsgene¬ rator (Dl.4/Dl.5) erzeugt Rechteckimpulse, die mit VD3/VD4 gleichgerich¬ tet werden und eine negative Spannung von etwa -3V liefern. Die vom spannungsgesteuerten Oszillator (VT3, VT4) erzeugte Frequenz wird mit RI, R2 und C2 festgelegt, sie ist von der Höhe der Basisspannung an VT3 abhängig. Ein nachgeschalteter Transistor (VT5) liefert den Treiberstrom für den Ohrhörer KM04. Der spannungsgesteuerte Oszillator (VT3 bis VT5) läßt sich vorteilhaft auch durch den Zeitgeberbaustein B 555 D ersetzen. Der Abgleich des Pegeltesters ist einfach. An + U b wird eine Betriebsspan¬ nung von +4,75 V (entsprechend f/ brain ) angelegt, die Stromaufnahme ist kleiner als 50 mA. P3 wird bei offenem Eingang so verstellt, daß man im Ohrhörer keinen Ton hört. Die Betriebsspannung wird für die weiteren Ab¬ gleicharbeiten auf + 5 V erhöht. Beim Kurzschließen des Eingangs nach Masse ist ein tiefer Ton (etwa 150 Hz) hörbar. Anschließend wird an den Eingang eine Spannung von +2 V angelegt und P2 so variiert, bis sich ein hoher Ton (etwa 2 kHz) einstellt. Beim Absenken von U c unter 2 V stellt sich ein Wechselton (150 Hz/2 kHz) im Rhythmus der Schaltfrequenz des Bild 3 Funktionsmuster der Schaltung nach Bild 2 mit Leiterplattenvorschlag 237 + 10MV 238 Bild 4 Pegeltester für Eingangs- und Ausgangspegel von TTL-Schalt kr eisen mit optischer und akustischer Anzeige Tabelle 1 Bauelementeangaben zu Bild 4 VD1 - SAY 30 VD2 - SZX 21/6,8 VD6 - SAY 30 VT1 - SS 108e VT2 bis VT4, VT7 - SC 308 VT5 - SMY 51 VT6 - SS 218b, c VT8 - SS 108 b, c Anzeige «L»: VD3 - VQA 33 (gelb) Anzeige «verbotener Bereich»: VD4 - VQA 13 (rot) Anzeige «H»: VD5 - VQA 23 (grün) S1 - Umschalter für Eingangs- (=E) bzw. Ausgangspegel (= A) von TTL-Schaltkrei- sen Generators 1 ein. Bei U c = 0,8 V wird PI so variiert, daß sich ein tiefer Ton ergibt. Bild 3 zeigt den Probeaufbau der Schaltung nach Bild 2. Dieser einfache, aus der Stromversorgung der zu untersuchenden Schaltung zu speisende PrüfStift ist ein gutes Servicehilfsmittel für logische Eingangspegel. Die zu testende Schaltung wird mit einem Lastfaktor < 1 belastet. Zum Testen von logischen Eingangs- und Ausgangspegeln muß der Schwellwertschalter umfangreicher ausgeführt werden. Dafür bietet sich der Schaltkreis A 211 D an, er enthält mehrere Komparatoren, deren Ansprech¬ schwelle sich mit 2 Referenzspannungen einstellen läßt. In Bild 4 ist eine Schaltung zur Prüfung logischer Eingangs- und Ausgangspegel dargestellt. Um bei offenem Eingang keine Anzeige einer LED oder eine akustische Anzeige, jedoch bei U t = 0 V bzw. Eingang an Masse eine eindeutige An¬ zeige zu erhalten, muß der Schaltkreiseingang negativ gegen Stift 1 vorge¬ spannt werden. Die Konstantspannungsquelle (VT1, VD1 und RI) gibt eine nahezu stromunabhängige Konstantspannung von etwa 1,35 V ab und hebt das Massepotential um diese Spannung an. VD2 liefert die Referenzspan¬ nung für U refmin (PI) und t/ refmax (P2). Der A 211 D ist auf Punktbetrieb geschaltet. Durch entsprechende An¬ schaltung der LED läßt sich jede Eingangsspannung am Ausgang signalisie¬ ren. Die in Bild 4 gezeigte Beschaltung gilt für TTL-Pegel. Mit Sla und Slb kann zwischen Eingangs- und Ausgangspegeln umgeschaltet werden. Je nach aktivierter LED werden die Schalttransistoren VT2 bis VT4 durchge¬ steuert und liefern den Steuerstrom für den spannungsgesteuerten Oszilla¬ tor VT6/VT7 bzw. schalten im «verbotenen Bereich» den Impulsgenerator für den Wechselton (VT5) ein. Ein spannungsgesteuerter Oszillator VT6 bis VT8 erzeugt die Tonfrequenz. Für ihn läßt sich vorteilhaft der Zeitgeber¬ schaltkreis B 555 D einsetzen. Mit dem im Schaltkreis A 211 D eingebauten Präzisionsspannungsteiler ist die Eichung sehr einfach. Bei kurzgeschlossenem Eingang bzw. U e = 0 V wird die untere Schwelle mit PI so eingestellt, daß VD3 gerade aufleuchtet, bei offenem Eingang verlischt sie wieder. Nach Anlegen einer Gleichspan¬ nung von +2 V an den Eingang wird P2 so variiert, daß die Anzeige «verbo¬ tener Bereich» bei Schalterstellung «E» = Eingangspegel gerade verlischt und der «H»-Bereich (VD5) aufleuchtet. Analog zu dieser optischen An- 239 zeige findet die akustische Anzeige wie bei dem zuvor beschriebenen Pegel¬ tester statt. Der kombinierte Pegeltester stellt für die zu testende Schaltung eine Belastung <0,05 TTL-Lasteinheiten dar, womit auch mit CMOS- Schaltkreisen bestückte Schaltungen getestet werden können. Die Stromversorgung wird aus einer externen Spannungsquelle vorge¬ nommen, deren Spannungsbereich zwischen 10 und 16 V liegen kann. Das Funktionsmuster nach Bild 5 erhält die Spannung aus einem Transverter entsprechend Bild 6, der aus der 5-V-Spannung der zu prüfenden Schaltung gespeist wird. Der Einsatz eines Schaltreglers nach [3] verbessert den Wir¬ kungsgrad des Transverters und erhöht die Anzeigegenauigkeit. Bild 5 Funktionsmuster des Pegeltesters nach Bild 4 mit Stromversorgung nach Bild 6 Tabelle 2 Angaben zum Transverterübertrager in Bild 6 Verwendet wird ein Mani/er-Schalenkern 14 x 8,5 mit einem T L -Wert = 160. W R = 9 Wdg., 0,1-mm-CuL U e >4,5V SAY12 W p = 18 Wdg., 0,75-mm-CuL Ws = 62 Wdg., 0,25-mm-CuL Bild 6 Sperrwandler zum Betreiben der - Schaltung nach Bild 4 aus der WOfi 5-V-Betriebsspannung von TTL- Schaltkreisen _ Bild 7 Aufbaumuster des Pegel¬ testers nach Bild 2 Literatur [1] E. Kühn/H. Schmied, Handbuch integrierte Schaltkreise, Berlin 1978. [2] RFT-Information-Applikation Mikroelektronik, Heft 10: LED-Ansteuerungsschalt- kreis A 277 D (D. Dahms, H. Elschner, G. Rödig), VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder), 1982. [3] S.Henschel, Zusatzschaltung für 2-m-FM-Geräte. Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1984, Berlin 1983. 240 Studienrat Ing. Egon Klaffke - Y22FA Für Arbeitsgemeinschaften - Elementare Zuordnungs Schaltung In der elementaren Elektro- und Funktechnik geht es bei den drahtgebun¬ denen Modellen für die Arbeitsgemeinschaften, besonders ab 6. Schuljahr, immer wieder darum, einen möglichst umfangreichen Betrieb in der Signal¬ übertragung zu simulieren. Das läuft darauf hinaus, daß man mit wenig Übertragungsleitungen viele Anzeigen erreichen möchte, um viele Informa¬ tionen zu übermitteln. Die Arbeit mit Schaltkreisen ist in diesen Arbeitsge¬ meinschaften noch recht problematisch wegen der sehr geringen Leiter¬ bahnabstände. Man muß also zwangsläufig auf Verarbeitungstechniken zurückgreifen, die im Werkunterricht bereits vermittelt wurden. Anders sieht es ab Klasse 8 aus, bei der entsprechend dem Fach Einführung in die sozialistische Produktion Schaltkreise verwendet werden können. Überlegenswert sind auch die Vorleistungen, die durch das beschriebene Modell im Hinblick auf die Verwendung des Taschenrechners im Unter¬ richt erzielt werden. So lassen sich bei der Erklärung, dem Bau und der An¬ wendung dieser Zuordnungsschaltung neben der Festigung des elektrotech¬ nischen Wissens Grundlagen über das Dualsystem und seine Anwendung vermitteln und üben. Spielend wird gelernt, Grundkenntnisse und Fertig¬ keiten für die weitere Betätigung im Nachrichtensport werden erworben. Der künftige Elektronikamateur und Computerfreund findet eine elemen¬ tare Darstellung einiger Grundfragen. Zuordnen - Kodieren Der praktische Ausgangspunkt und die Wünsche der AG-Teilnehmer beste¬ hen darin, ein umfangreiches Bedienfeld haben zu wollen, aber nur wenige Leitungen verlegen zu müssen. Bei einem Bedienfeld mit 6 Eingangstasten (TT-Tastenpult) und 3 Ausgaben (Glühlampen) erreicht man tatsächlich die Übertragung dieser 6 Signale auf elementare Weise auf nur 3 Leitun¬ gen. Wurden bisher 6 Leitungen und 1 Rückleitung, also insgesamt 7 Lei¬ tungen benötigt, sind bei Anwendung der Zuordnungsschaltung nur 3 Lei¬ tungen und 1 Rückleitung, insgesamt also 4 Übertragungsleitungen erforderlich. Das ist für die AG-Teilnehmer überschaubar, leicht zu ver¬ wirklichen und erbringt eine Einsparung von 50 % beim Verlegen der Lei¬ tungen. Daraus ergibt sich der Übersichtsschaltplan nach Bild 1. 16 Schubert, Eljabu 86 241 Aus Bild 1 ist zu erkennen, daß den 6 Eingaben 3 Ausgaben zugeordnet werden müssen. Wird nun eine Menge Zeichen einer anderen Menge von Zeichen eindeutig zugeordnet, so nennt man das Kodieren. Damit ist über die Art und Weise des Kodierens zunächst nichts ausgesagt. Genau wie in der Mikroprozessortechnik werden bei diesem Modell das Dualsystem und die Digitaltechnik zugrunde gelegt. Für jedes der Signale 1 bis 6 stehe» die 3 Anzeigen in der Ausgabe zur Verfügung. Beim Drücken einer der Tasten werden in der Ausgabe 1, 2 oder 3 Felder aufleuchten. Das entspricht einer der Zahlen 1 bis 6 der Eingabe. Die Zuordnung wird mit dem Dualsystem vorgenommen. Dazu werden die Dezimalzahlen im Dualsystem nach der Tabelle dargestellt. Der Anfänger mache sich noch einmal klar, daß 2° = 1 ist und daß sich die Dezimalzahlen durch Addition der Zweierpotenzen zurückgewinnen lassen, z. B. 2 2 + 2 1 = 4 + 2 = 6. Tabelle Kodierung der Dezimalzahlen im Dualsystem 22 2 ' 2 ° 1 0 0 L 2 0 L 0 3 0 L L 4 L 0 0 5 L 0 L 6 L, L 0 Für die Stellen 2 2 , 2 1 und 2° wird je eine Glühlampe eingesetzt. Soll sie leuchten, ist das durch L in der Tabelle ausgedrückt. Damit sind die 6 Zah¬ len dem Dualsystem zugeordnet, also kodiert. Die beschriebene Zuord¬ nungsschaltung ist somit ein elementarer BCD-Kodierer, d. h.: Binär, Co¬ dierte Dezimalziffer. 242 ( 2 °) ( 2 1 ) ( 23 ) AI Al A3 Bild 2 Diodenmatrix (elementare Zuordnungs¬ schaltung) VD1/VD9 Bild 3 Stromlaufplan für 1 Station Schaltungsentwurf Die Kodierung nimmt man über eine Diodenmatrix nach Bild 2 vor. Die Eingaben El bis E6 entsprechen den Dezimalzahlen 1 bis 6 und die Ausga¬ ben Al bis A3 den im BCD-Kode angezeigten Dezimalzahlen. Bild 3 zeigt den Stromlaufplan für eine Station. Es sei an dieser Stelle bereits darauf hingewiesen, daß beim Zusammenschalten der Stationen die Fernleitungen nicht vertauscht werden dürfen. Während das Kodieren die Diodenmatrix bewirkt, die als separater Baustein aufgebaut wird, ist die Umwandlung in eine Dezimalzahl, das Dekodieren, beim Ablesen als «Kopfrechnen» durch¬ zuführen. Realisierung Der Aufbau ist einfach. AG-Teilnehmer, die bereits löten können, löten die Diodenmatrix auf eine Leiter- oder Lötösenplatte. Die Diodenmatrix läßt sich aber auch auf einer Hartfaser- oder Plasteplatte mit Schraubverbindun- i 16 - 243 gen (M2 oder M3) aufbauen. Das Versuchsgerät wurde unter Verwendung von Lüsterklemmenleisten ausprobiert. Ein 2. Modell wurde aus Teilen des Polytronik-ABC-Baukastens hergestellt. Da in der AG oftmals mehrere Elektronikbaukästen vorhanden sind, ist auch das möglich. Empfohlen wird den Anfängern der Brettaufbau. Verwendete Teile: Be¬ dienfeld ist ein TT-Tastenpult, Glühlampen 3,8 V/0,07 A mit Plaste- oder Stegfassung E10, Dioden GA 100 o.ä. Verbindungen für die Fernleitungen mit 4poligen Lüsterklemmenleisten hersteilen. Anwendung Im Mittelpunkt der Anwendung stehen: - das Erkennen von dualen Anzeigen und ihre Umwandlung in Dezimal¬ zahlen, - die Verwendung von Tabellen aus dem Funkbetriebsdienst, - Möglichkeiten für die Freizeitgestaltung. Die Ausgabefelder wurden daher so geschaltet, daß beim Aufbau von Funk¬ richtungen und Funknetzen alle beteiligten Stationen die gesendeten Zei¬ chen mitlesen können. Die Kodierung der Zahlen 1 bis 6 erlaubt das Entwerfen von Tabellen mit 36 Feldern. Damit ist es möglich: - die Buchstaben des Alphabets und die Zahlen 0, 1 bis 9 in einer Tabelle zu erfassen; - eine Tabelle für den diensthabenden Funker mit 36 Parolen zu entwer¬ fen; - Spiele mit einem Spielfeld von 36 Feldern mit der Fernübertragung zu spielen. Dabei bedeutet die 1. gesendete Zahl die Zeile und die 2. die Spalte (Bild 4). Bild 4 Reihenfolge der Zeichenübermittlung Anwendungen für den Funkbetriebsdienst und für das Pioniermanöver dürften den AG-Leitern geläufig sein. Zur Auflockerung der AG-Tätigkeit, für die Freizeitgestaltung im Ferienlager, für Gruppennachmittage und für zu Hause sei auf 2 Varianten hingewiesen. Gespielt wird auf 36 Feldern. Jeder Spieler verfügt über 4 Panzer zu je 2 Feldern und 2 Schützenpanzerwagen zu je 1 Feld. Es müssen zur Aus¬ schaltung des Gegners 10 Treffer erzielt werden. Die Ziele werden nach ei¬ genen Vorstellungen in den Plan eingetragen, Beispiel nach Bild 5. Ab¬ wechselnd wird geschossen, indem man die Zielkoordinaten übermittelt: A B 1 . 1,1 Prüft und stellt keinen Treffer fest. 4,1 2. Prüft und stellt Treffer fest. Er gibt an B Trefferanzeige 6, 6, 6, dann 3,1 usw. Jeder Teilnehmer markiert sich auf seinem Spielfeld die Schüsse und auch Treffer des Gegners sowie seine eigenen. Dazu Zeichen als Punkte, Kreuze, Kreise o.a. eintragen oder Farbstifte verwenden. Das Spiel ist been¬ det, wenn ein Teilnehmer 10 Treffer erzielt hat. Da mehrere Geräte zum Funknetz zusammengeschaltet werden können, kann man sich auch andere Varianten ausdenken, z. B. mit Teilstreitkräften, unterschiedlichen Kom¬ mandostäben usw. Bild 6 Spielfeld «Mini-Mühle» «Mini-Mühle» 7 2 3 7 O X O 2 O X 3 O X Das ist ein altes Gesellschaftsspiel, es wird auf einem 9feldigen Quadrat ge¬ spielt (Bild 6). Jeder bekommt 3 Steine. Abwechselnd wird je 1 Stein auf das Spielfeld gesetzt. Die Koordinaten der Felder werden übermittelt. Als Mühle zählen 3 Steine einer Farbe in waagerechter, senkrechter oder diago¬ naler Reihung. Wer zuerst eine Mühle hat, ist Sieger. Jeder Teilnehmer trägt die Zeichen auf seinem Spielfeld ein. Es können auch Spielsteine oder Spielmarken gesetzt werden. • Beispiel A (Kreise) B (Kreuze) 1. ) 1,1 2,3 2. ) 2,2 3,3 3. ) 1,3 1,2 4. ) 3,1 Sollte durch das Setzen noch keine Mühle erreicht worden sein, wird ge¬ sprungen. Dazu sind die Signale vom Ausgangsfeld zum Zielfeld zu über¬ mitteln. Will also z. B. A von 1,2 nach 3,3 springen, so muß man senden 1,2; 3,3. Der Spielstein ist bei beiden Spielern zu versetzen. Die Antwort von B ist nun ebenfalls eine 4stellige Angabe. Ausblick Die Schaltung läßt sich beliebig erweitern. So erhält man bei 12 Eingaben (2 TT-Tastenpulten) die Dezimalzahlen 1 bis 12. Kodieren muß man nun 2 3 , 2 2 , 2 1 und 2°. Das sind bei Verwendung von 4 Exponenten n=4, 2”-l = 2 4 -l Dezimalzahlen, also die Zahlen 1 bis 15. Ab der Zeile 16 wird die Potenz 2 4 benötigt. Die Ausgabe wird über nur 4 Felder und 5 Lei¬ tungen, also nur 1 Leitung mehr als im beschriebenen Modell, vorgenom¬ men. AG-Teilnehmer ab Klasse 9, die bereits mit Schaltkreisen arbeiten können, stehen für diese Geräte Möglichkeiten des Dekodierens (MH 7 442) zur Verfügung, so daß wieder direkt im Dezimalsystem abgelesen werden kann. Die beschriebene Schaltung des elektronischen Modellbaus bietet ausge¬ zeichnete Möglichkeiten, die AG-Teilnehmer und Schüler an die Grundla¬ gen der Konstruktion einfacher, vielseitig verwendbarer Geräte und den Schaltungsentwurf digitaler Schaltungen heranzuführen. 246 Norbert Woytkowiak Ein universeller Lauflichtgenerator Leuchtende Lauflichtketten erfreuen sich großer Beliebtheit, vor allem in der Diskothek oder an Demonstrationsobjekten. Dafür wird ein Schaltungs¬ konzept vorgestellt, bei dem der Elektronikamateur viele Kombinations¬ möglichkeiten hat. So besteht z.B. die Möglichkeit, die Laufrichtung in der Lichtkette nach einer bestimmten Zeit automatisch umzukehren. Die Schaltung ist so ausgelegt, daß unterschiedliche Lampenspannungen ange¬ wendet werden können. Die Laufgeschwindigkeit in der Lichtkette läßt sich durch einen regelbaren Impulsgenerator in weiten Grenzen verändern. Zur Realisierung eines Lauflichtgenerators gibt es unterschiedliche Schaltungsvarianten, genannt seien nur Ringzähler, Schieberegister und Mehrphasengeneratoren. Bei der vorgestellten Schaltung handelt es sich um eine sehr funktionssichere, auf Digitaltechnik basierende Variante nach dem Zählprinzip. Der Lauflichtgenerator arbeitet mit 4 nacheinander an- und ausgeschalteten Thyristorschaltstufen. Zwar tritt der Effekt des Lauf- lichts schon bei minimal 3 nacheinander geschalteten Lampen auf, mit Vie¬ rergruppen jedoch können die Laufrichtungsumkehr und einige Zusatzef¬ fekte besser gesteuert werden. Der Mehraufwand beschränkt sich lediglich auf eine Schaltstufe und etwas mehr Verdrahtungsaufwand für die Lampen. Schaltungen Die Schaltung in Bild 1 besteht aus einem 2-bit-Binärzähler, das sind die beiden D-Flip-Flops D 174 D (D2.1/D2.2), die von einem Impulsgenerator getriggert werden. Der Impulsgenerator ist mit einem D 120 D (D1.1/D1.2) und dem Transistor VT1 aufgebaut. Er liefert mit CI (5 pF) und R2/R2 (100 kfl) Impulszeiten von 50 bis 500 ms. Der Vorteil dieses Impulsgenera¬ tors besteht darin, daß er durch Vergrößern der Kapazität von CI auch län¬ gere Taktzeiten ermöglicht. Der Taktgenerator kann mit S1 gesperrt wer¬ den. Die Ausgänge des 2-bit-Binärzählers können nicht direkt zur Ansteue¬ rung der Schaltstufen verwendet werden. Das würde ein wirres Durcheinan¬ derblinken der Lampen verursachen. Aus diesem Grund muß man die Aus¬ gänge Ql/Ql und Q2/Q2 so dekodieren, daß die Schaltstufen VT2 bis VT5 nacheinander geöffnet und wieder geschlossen werden. Der Dekoder nach 247 VT1-.SC23BC Dl: D120D D2: DmD Bild 1 Stromlaufplan des Taktgenerators (Dl) mit 2-bit-Binärzähler (D2) des Lauflichtge nerators 01 Ql Q2 Q2 - VT3/VTh2 — m/vm D3U VT5-i— —1— D3: D100D VT 2/ 5: SC 23BC VT hl IQ: ST 103/1.../ß HL=Lampenanschlu/l Bild 2 Stromlaufplan des Dekoders (D3) mit den Thyristor-Schaltstufen (VT/VTh) des Lauflichtgenerators Bild 2 (D3.1 bis D3.4) besteht aus den NAND-Gattern eines D 100 D, er verknüpft die Ausgänge des 2-bit-Binärzählers nach folgenden Funktionen: Y1=Q1Q2 Y2 = Ql Q2 Y3Q1Q2 Y4Q1Q2 In der Tabelle sind die logischen Pegel der Q-Ausgänge des Zählers und die daraus resultierenden Y-Ausgänge des Dekoders dargestellt. Daraus ist ersichtlich, daß die Schaltstufen nach geordneter Reihenfolge angesteuert werden können. Die Umkehr der Zählfolge erreicht man durch Umschalten des Takteingangs von D2.2 mit S2 von Ql auf Ql. Dadurch zählt der 2.Flip-Flop entgegengesetzt, und der Dekoder dekodiert die Schaltfolgen in die andere Richtung. Der Richtungswechsel erfolgt übergangslos ohne Un¬ terbrechung des Lauflichteffekts. Tabelle Logische Pegel der Q-Ausgänge und daraus resultierende Y-Ausgänge des Dekoders (Bild 2) Ql Ql Q2 Q2 * YT Y2 Y3 Y4 H L H L L H H H L H L H H L H H H L L H H H L H L H H L H H H L Ein weiterer Effekt wird durch die Unterbrechung der Taktverbindung von D2.2 mit S3 erreicht. Der Dekoder arbeitet dann zur Hälfte, er läßt nur noch 2 Lampen abwechselnd blinken. An Stelle des Taktgenerators kann vor den Binärzähler auch ein Trigger geschaltet werden, der das Baßsignal von Musikfrequenzen in Taktimpulse umformt. Die Lichtkette schaltet durch diese Maßnahme im Takt der Musik. Bild 2 zeigt auch den Aufbau der Schaltstufen. Die Lampen HL werden über Thyristoren gesteuert, die direkt in einem Wechselstromkreis liegen. Da die Ausgänge des Dekoders den L-Pegel als Information bereitstellen, muß ein zusätzlicher Transistor (VT2 bis VT5) nachgeschaltet werden. Bei H-Pegel am Dekoder öffnet der Transistor, eine Zündung der Thyristoren ist nicht möglich. Bei L-Pegel ist der Transistor gesperrt, und der Thyristor zündet mit einem Strom über den Widerstand R v . Liegt wieder H-Pegel am Dekoderausgang, so öffnet der Transistor, und der Zündstrom wird nach Masse abgeleitet. Mit dem nächsten Nulldurchgang der Wechselspannung wird dann der Thyristor abgeschaltet. Die Lampenwechselspannung kann zwischen 6 und 220 V frei gewählt werden (bei entsprechender Wahl des Thyristortyps). Sie muß jedoch über einen Trenntransformator zugeführt werden. In Bild 3 ist die gesamte Stromversorgung dargestellt. Diese Schaltung ist nur ein Beispiel, sie läßt sich in weiten Grenzen verändern. Sämtliche Spannungen können auch aus einem Transformator mit getrennten Wicklungen gewonnen werden. Der Strom, den der Transformator T2 abgeben muß, wird nach der Anzahl und dem Stromverbrauch der verwendeten Lampen bestimmt. Dabei ergibt sich der Vorteil, daß von 4 Lampen immer nur 1 eingeschaltet ist und man den Strom nur dementsprechend berücksichtigen muß. Sollen die Lampen direkt aus dem Netz gespeist werden, sind die Thyri¬ storen aus Sicherheitsgründen mit Optokoppler vom Steuerteil zu trennen! Schaltungen dazu wurden in der Fachliteratur schon oft veröffentlicht. An Stelle der Thyristoren lassen sich auch Schaltstufen mit Transistoren für die Aussteuerung der Lampen einsetzen. Bild 4 zeigt diese Möglichkeit. Bei einer größeren Lampenzahl sind die Lampen über den Widerstand R ? vor¬ zuheizen, da der niedrige Kaltwiderstandswert der Lampen im Einschalt¬ moment den Transistor gefährdet. Relaisschaltstufen können ebenfalls ein¬ gesetzt werden, nur sind die Schaltgeräusche erheblich und stören. Die Schaltung in Bild 5 zeigt die Realisierung einer automatischen Lauf¬ richtungsumkehr. Dazu wird der Wechselschalter S2 (Bild 1) zwischen den o+5l/ Bild 3 Stromtaufplan der Stromversorgung für den Lauflichtgenerator +51/ +U b Bild 4 Schaltstufe mit Leistungstransistor zur Lampensteuerung; R wl „ ist der Warm¬ widerstand der parallelgeschalteten Lampen HL; U b richtet sich nach der Lampenspannung D-Flip-Flops durch eine elektronische Torschaltung ersetzt. Diese besteht aus 2 NAND-Gattern D 103 D, die zu einer Wired-NOR-Verbindung zu¬ sammengeschaltet sind. Mit den Ausgängen der Gatter D3.1 und D3.2 sind der gemeinsame Lastwiderstand R 11 und der Takteingang von D4.2 verbun¬ den. t Der Ausgang Ql von D4.1 wird auf einen Eingang von D3.1 gelegt, der Ausgang Ql auf einen Eingang von D3.2. Die Taktimpulse können nur das Gatter passieren, an dem der 2. Eingang auf H-Pegel liegt. L-Pegel an den Steuereingängen sperrt die Gatter für die Taktimpulse. Gesteuert werden die Gatter durch ein einfaches Trigger-Flip-Flop, bestehend aus den Gat¬ tern D3.3 und D3.4. Der D 103 D enthält 4 NAND-Gatter mit offenem Kol¬ lektorausgang, der Ausgang muß daher mit den Lastwiderständen R9/R10/R11 jeweils beschältet werden. Mit einem Impulsgenerator (D2.1/D2.2), der dem Taktgenerator Dl.1/Dl.2 entspricht, wird das Trig- ger-FF angesteuert. Die Impulszeit kann mit C2/R6 vom Sekundenbereich bis in den Minu- 250 07 +5 V Bild 5 Lauflichtgeneratorsteuerung mit automatischem Richtungswechsel und zusätzlicher Schaltstufe VT3; nachzuschalten ist der Dekoder mit den Schaltstufen (Bild 2) tenbereich verändert werden. Bei jeder negativen Impulsflanke am Eingang des Trigger-FF nehmen die Ausgänge einen neuen stabilen Zustand ein. Dadurch ist gewährleistet, daß die Steuereingänge der Torschaltung immer mit unterschiedlichen logischen Pegeln angesteuert werden, die Torschal¬ tung also immer sicher umschaltet. Die Ausgänge des Trigger-FF (D3.3/D3.4) können auch noch zu anderen Steuerzwecken ausgenutzt werden. Die Schaltstufe mit VT3 und Relais Kl stellt nur ein Beispiel dar. Damit sind zusätzliche Lichteffekte möglich. An Stelle der Relaisschaltstufe ist auch eine Thyristorschaltstufe möglich. Den Ausgängen Ql, Ql, Q2, Q2 in der Schaltung nach Bild 5 sind der Dekoder und die Thyristorschaltstufen (Bild 2) nachzuschalten. Für den Aufbau der Schaltungen eignen sich Universalleiterplatten. Die Thyristoren können so¬ wohl auf der Leiterplatte wie auch bei größerer Erwärmung getrennt auf den Kühlkörper montiert werden. Erfahrungen Die beschriebenen Schaltungen wurden mehrfach aufgebaut und getestet, wobei keine Störungen und Ausfälle auftraten. Das Steuerteil wurde an un- 251 terschiedlichen Objekten und mit unterschiedlicher Lampenzahl betrieben. Der Lampentransformator T2 sollte von vornherein möglichst für eine große Strombelastbarkeit ausgewählt werden. Man muß aber noch berück¬ sichtigen, daß Thyristoren nur eine Halbwelle der Wechselspannung passie¬ ren lassen. Dadurch werden die Lampen nicht mit der vollen Nennspan¬ nung betrieben. Man sollte daher eine um ein Drittel der Lampenspannung höhere Transformatorsekundärspannung verwenden. Werden dagegen Triacs für VThl bis VTh4 eingesetzt, entfällt dieses Problem. Die Transfor¬ matorsekundärspannung kann dann der Lampenspannung entsprechen. Mit einem Transformator, dessen Sekundärwicklung die Daten 24 V/ 2,5 A hat, kann eine Lauflichtkette mit 100 Lampen 24 V/0,1 A aufgebaut werden. Mit dem Lampentyp 24 V/0,05 A lassen sich dann 200 Lampen an¬ schalten. Mit dieser Lampenanzahl können attraktive Figuren dargestellt werden. Durch die Laufrichtungsumkehr und die zusätzliche Schaltstufe (VT3 entsprechend Bild 5) kann ein optisch sehr belebtes Bild erzeugt wer¬ den. Die gezeigten Schaltungsvarianten geben daher nur eine Anregung, ei¬ gene Ideen auf diesem Gebiet zu verwirklichen. Literatur [1] A. Hertzsch, Elektronische Zähler. Teil 1. Broschürenreihe «electronica», Band 191, Berlin 1981. [2] K. Kühner, Schalten von Glühlampen durch Transistoren. FUNKAMATEUR 23 (1974), Heft 12, Seite 590. ELEKTRONIK-SPLITTER 1 Wicklung - 2 Gleichspannungen Oft besteht für den Elektronikamateur das Problem, aus einer Gleichrichterschaltung oder Transformatorwicklung 2 Gleichspannungen zu gewinnen. Das Bild links zeigt eine Schaltung, bei der die Gleichspannungen U und 2 U zur Verfügung stehen. Die rechte Schaltung ergibt eine positive und eine negative Gleichspannung gegenüber Massepotential. Damit ist diese Schaltung besonders gut geeignet zur Stromversor¬ gung von Operationsverstärkern oder integrierten Leistungsverstärkem. Die Sieb- bzw. Stabilisierungsschaltungen müssen für jede Spannung getrennt vorgesehen werden. K.H.S. 252 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Schaltungsrevue für den Anfänger Miniempfänger MW/LW Vor allem die Anfänger unter den Elektronikamateuren bevorzugen zum Einstieg in die Hochfrequenztechnik einfache Schaltungen zur Empfangs¬ technik. Das hängt damit zusammen, daß die Geradeausempfängerschal¬ tung übersichtlich ist und keine umfangreichen Abgleicharbeiten erfordert. Hat man in der näheren Umgebung einen Ortssender oder Bezirkssender im Mittelwellen- oder Langwellenbereich, so kann man auch mit einfachen Schaltungen solche Rundfunksender gut empfangen. Bild 1 zeigt die Schaltung eines AM-Geradeausempfängers, der sehr klein als Taschenempfänger aufgebaut werden kann. L1/C1/C2 stellen den HF-Eingangsschwingkreis dar, der auf den zu empfangenden Sender fest abgestimmt wird. Der Transistor VT1 (SF 225 o. ä.) verstärkt das von der Ferritantenne aufgenommene HF-Sendersignal, als Arbeitswiderstand wirkt die Drosselspule L2. Das HF-Signal wird mit der Diode VD1 (GA 100 o. ä.) demoduliert. Der anschließende Transistor VT2 (SC 236 o. ä.) verstärkt das aus der Demodulation gewonnene NF-Signal. Im Kollektorkreis liegt der Ohrhörer BH, der eine Impedanz von 50 O oder größer haben sollte. Zur Stromversorgung wird eine Mignonbatterie (R6) 1,5 V verwendet. Die Stromaufnahme der Schaltung ist etwa 7 mA. Die Stromversorgung wird über den 3. Kontakt des Steckers zum Anschluß des Ohrhörers BH einge¬ schaltet. Für den Schwingkreis wird ein Stück Ferritantenne (8 mm Durchmesser, 50 mm lang) als Spulenkörper verwendet. Zum Empfang der Mittelwelle werden für LI 50 Wdg.' 0,25-mm-CuL, aufgebracht, für den Langwellen¬ empfang hat LI 100 Wdg., 0,15-mm-CuL. Die Kondensatoren CI und C2 Bild 1 Stromlaufplan für einen AM- Geradeausempfänger (1-V-l) Hl 253 bilden nicht nur die Schwingkreiskapazität, sondern zugleich einen kapazi¬ tiven Spannungsteiler zur niederohmigen Anpassung an den nachfolgenden Transistoreingang. Dazu ist C2 etwa 20 x CI. Je nach Senderfrequenz liegt im Mittelwellenbereich CI zwischen 100 und 800 pF, bei Langwelle im Be¬ reich von 1 bis 3 nF. Die Drosselspule L2 hat 50 Wdg., 0,15-mm-CuL, die auf einen kleinen Ferritringkern gewickelt werden. AM-Kleinempfänger Bild 2 zeigt einen weiteren Stromlaufplan für einen einfachen AM-Gerade- ausempfänger. Allerdings wird mit VT1/VT2 ein 2stufiger HF-Verstärker verwendet und mit VD1/VD2 eine wirksamere Demodulationsschaltung, so daß sich die Empfangsleistungen verbessern. Allerdings wird die Trenn¬ schärfe nicht günstiger, da zur Selektion nur ein Schwingkreis vorhanden ist, der mit dem Schalter S1 zwischen Mittelwelle (LI) und Langwelle (LI + L2) umgeschaltet werden kann. Die Stromversorgung nimmt man aus 3 Mignonbatterien ( R6 ) 1,5 V in Reihenschaltung vor. Die Ruhestromauf¬ nahme (ohne Sender) beträgt etwa 3 mA. Bild 2 Stromlaufplan für einen AM-Geradeausempfänger (2-V-l) [2] , Den HF-Schwingkreis stimmt man mit einem Drehkondensator C ab, die Ferritantenne der Schwingkreisspule hat 8 mm Durchmesser und ist 85 mm lang. Für LI sind 65 Wdg., 0,25-mm-CuL, aufzubringen, für L2 210 Wdg., 0,15-mm-CuL. Die Ankoppelspule L3 besteht aus 12 Wdg., 0,25-mm-CuL, wovon 6 Wdg. über LI und 6 Wdg. über L2 zu wickeln sind. Als Transisto¬ ren eignen sich für VT1/VT2 der Typ SF 225 o.ä., für VT3 der Typ SC 236 o.ä., die Stromverstärkung sollte etwa lOOfach sein. Die Dioden VD1/VD2 sind Germanium-HF-Dioden GA 100 o.ä., der Ohrhörer BH hat eine Impe¬ danz von 50 CI oder größer. Transverter mit B 555 D Um aus einer vorhandenen Gleichspannung eine höhere Gleichspannung zu gewinnen, wendet man das Transverterprinzip an. Bild 3 zeigt einen ein- 254 Bild 3 Transverter Schaltung mit dem Zeitgeberschaltkreis B 555 D [3] fachen Transverter, der mit dem Zeitgeberschaltkreis B 555 D arbeitet. Das ist möglich, wenn bei niedrigem Strom eine Batteriespannung nur etwa ver¬ doppelt werden soll. Der Zeitgeberschaltkreis arbeitet als astabiler Multivi¬ brator bei einer Frequenz von etwa 8 kHz. Die Ausgangswechselspannung wird mit einer Spannungsverdopplerschaltung gleichgerichtet. Damit die Spannungsverluste gering sind, müssen für die Dioden VD1/VD2 Germa¬ niumgleichrichterdioden verwendet werden. Eine solche Schaltung ist z. B. erforderlich, wenn man einen 12-V-Akkumulator aus einer 12-V-Autobatte- rie aufladen will, da ja die Ladespannung größer als 12 V sein muß. Einstellbarer Spannungsregler Die bisher üblichen Dreipunktspannungsregler waren sogenannte Festspan¬ nungsregler in den Spannungsabstufungen 5/6/8/9/10/12/15/18/24 V. Bild 4a zeigt die Einsatzschaltung für den CSSR-Typ MA 7812 für eine sta¬ bilisierte Spannung von 12 V. Die neue Generation der Dreipunktspan¬ nungsregler ist über einen Spannungsteiler aus 2 Widerständen einstellbar, so daß Spannungen beliebig eingestellt und stabilisiert werden können. Vom VEB Kombinat Mikroelektronik Erfurt werden produziert: Positivspannungsregler B 3170 U D = 40V, {/„= 1,2 bis 37V; (maximal 1,5 A) B 3171 U D = 60V, U 0 = 1,2 bis 57 V; Negativspannungsregler B 3370 (7 D =-40V, U 0 = - 1,2 bis -37 V; (maximal 1,5 A) B 3371 U D = -50 V, U 0 = - 1,2 bis -47 V. Bild 4b zeigt die Anwenderschaltung für den Positivspannungsregler (beim MA 7812 B 3171V a) b) Bild 4 Anwenderschaltung f ür Dreipunktfestspannungsregler (a) und für einstellbaren Posi- tivspannungsregler (b) 255 Negativspannungsregler sind die Anschlüsse 2 und 3 zu vertauschen). Für die Dimensionierung gilt: U tc ,= 1,25 V (typ.), U 0 = U n 1 + R 2 RI - L, ■R 2; /einst-100 pA für Positiv-, / einst - 100 pA für Negativspannungsregler. LED-Schaltungen Verwendet man eine Lichtemitterdiode (LED) in einem Batteriegerät zur Anzeige, so kann der Stromverbrauch der LED im Bereich 10 bis 20 mA lie¬ gen. Ist eine stromarme Anzeige (z.B. bei CMOS-Schaltungen) erforderlich, so kann man die in Bild 5 gezeigte Schaltung verwenden. Die Lichtemitter¬ diode VD1 wird mit der komplementären Multivibratorschaltung VT1/VT2 als Blinklicht geschaltet, also nur mit Impulsen angesteuert. Die Stromauf¬ nahme der Schaltung beträgt dann nur etwa 0,5 mA. Mit RI wird die Blink¬ zeit, mit R2 die Leuchtstärke der LED variiert. Als Transistoren eignen sich SC 307 (VT1) und SC 236 (VT2). Wegen des Reststroms müssen CI und CI Tantalausführungen sein. Um bei netzbetriebenen Geräten den eingeschalteten Zustand anzuzei¬ gen, verwendete man früher eine kleine Glimmlampe mit Vorwiderstand. Bild 6 zeigt, wie man dafür eine LED einsetzen kann. Der größte Teil der Wechselspannung fällt über dem Kondensator C ab, der wenigstens mit 300 V Wechselspannung belastbar sein muß. Die Strombegrenzung beim Einschalten bewirkt der Widerstand R, ein 0,5-W-Typ. Die Diode VD1 (SY 360 o. ä.) bewirkt, daß die Spannung in Sperrichtung für die LED VD2 nicht zu groß wird. . . 256 Bild 7 Einfaches Meßprinzip zur Bestimmung der HF-Eigenschaften von Transistoren [6] HF-T ransistorprüf er Um aus Basteltransistoren geeignete Exemplare für die HF-Verstärkung auszusuchen, kann man ein einfaches Meßverfahren (Bild 7) unter Anwen¬ dung eines Dipmeters anwenden. Erforderlich ist ein LC-Schwingkreis, der sich mit einem Dipmeter auf 30 MHz abstimmen läßt (ohne angeschlosse¬ nen Prüftransistor VT). Nach Anschluß des Transistors VT (mit den An¬ schlüssen Basis und Kollektor) verstimmt die Basis-Kollektor-Kapazität des Transistors den 30-MHz-Schwingkreis nach tieferen Frequenzen hin. Mit dem Dipmeter wird nun diese neue Frequenz bestimmt. In der Originalar¬ beit werden die Transistoren wie folgt nach der neuen Frequenz sortiert: 25 MHz und größer - VHF-Anwendung, 20 bis 25 MHz - HF-Anwendung, 15 bis 20 MHz - FM-ZF-Anwendung, 10 bis 15 MHz - AM-ZF-Anwendung, 10 MHz und tiefer - NF-Anwendung. Dieses Meßverfahren kann nur bei Kleinleistungstransistoren angewen¬ det werden. Die Spule L hat 14 Wdg., 0,5-mm-CuL, auf Spulenkörper 25 mm Durchmesser, 50 mm Spulenlänge. Einfaches Dipmeter Mit dem Dipmeter wird die Resonanzfrequenz von aktiven und passiven Schwingkreisen bestimmt. Dabei wird der Resonanzpunkt durch eine Zei¬ gerausschlagsänderung angezeigt. Die Schaltung in Bild 8 zeigt eine Oszil- Bild 8 Stromlaufplan für ein einfaches Dip¬ meter [7] 17 Schubert, Eljabu 86 257 latorschaltung mit VT1 und dem frequenzbestimmenden Schwingkreis L-C. Die Schwingspannung wird über eine kapazitiv angekoppelte Anzeige¬ schaltung mit dem Meßwerk PM angezeigt. Als Transistor VT1 eignet sich der Typ SF 225 o. ä., die Dioden VD1/VD2 sind HF-Gleichrichterdioden GA 100 o. ä. Um das Dipmeter bequem an Resonanzkreise ankoppeln zu können, werden die Spulen L der Frequenzbereiche als Steckspule am Dip¬ metergehäuse ausgeführt. Die Meßbereiche sind: I 0,35 bis 1,0 MHz L= 170 Wdg., 0,1-mm-CuL, Anzapfung 40. Wdg. von Masse; II 1,0 bis 3,5 MHz L= 50 Wdg., 0,2-mm-CuL, Anzapfung 15.Wdg. von Masse; III 3,5 bis 12 MHz L= 14 Wdg., 0,5-mm-CuL, Anzapfung 5.Wdg. von Masse; IV 12 bis 35 MHz L= 5 Wdg., 0,8-mm-CuL, Anzapfung 2. Wdg. von Masse; V 35 bis 100 MHz L=1 Wdg., 1,0-mm-CuAg, Anzapfung einstellen nach maximaler Schwingspannung. Passive Schwingkreise werden mit aktivem Dipmeter (Schalter S ge¬ schlossen) gemessen. Im Resonanzfall entzieht der passive Schwingkreis dem angekoppelten Dipmeter HF-Energie, so daß der Zeigerausschlag der Schwingspannungsanzeige des Dipmeters zurückgeht. Bei der Messung an aktiven (erregten) Schwingkreisen arbeitet das Dipmeter als Absorptionsfre¬ quenzmesser (Schalter S offen). Bei Resonanz entzieht der Dipmeter¬ schwingkreis dem aktiven Schwingkreis Energie, die als Schwingspannung von der Dipmeteranzeigeschaltung als Zeigerausschlag erkenntlich ist. Dazu ist die Anzeigeschaltung auf höchste Stromempfindlichkeit einzustel¬ len. Literatur [1] P. Zeman, L. Skapa, Miniempfänger «Knour». Amaterske Radio, Ausgabe A, Heft 7/1984, Seite 252 bis 256. [2] I.Pjatniza, 2-V-l mit 3 Transistoren. RADIO, Heft 6/1984, Seite 49/50und IV.Bei¬ lagenseite. [3] D. W. Rollema, Schaltungstips. Electron, Heft 8/1978, Seite 468/469. [4] D.W. Rollema, Schaltungstips. Electron, Heft 11/1978, Seite 679. [5] D.W.Rollema, Schaltungstips. Electron, Heft 1/1980, Seite 18/19. [6] W.P. v. Oeveren, Sortieren von Transistoren. Electron, Heft 1/1979, Seite 30. [7] A. Jäneczek, Frequenzmesser-Generator. Radioelektronik, Heft 7/1984, Seite 9 bis 11 . 258 Ing. Dieter Müller Schaltnetzteile - Schaltregler mit Impulsdauermodulator In [1] wurden einige prinzipielle Betrachtungen zu Schaltnetzteilen ange¬ stellt. Ausführlich wurde auf Schaltnetzteile mit Netztransformator - allge¬ mein Schaltregler genannt - in der Ausführung als selbstschwingender Reg¬ ler eingegangen. Der gesamte Umfang an Vorteilen, die Schaltnetzteile gegenüber stetig geregelten Netzteilen bieten, besonders der bessere Wir¬ kungsgrad und die kleinere Masse, kann aber nur beim Schaltnetzteil ohne Netztransformator genutzt werden. Diese werden überwiegend mit Impul¬ sen gesteuert, die ein Taktgenerator fester Frequenz erzeugt und deren Dauer in Abhängigkeit von der Soll-Ist-Wert-Differenz der Ausgangsspan¬ nung des jeweiligen Netzteils verändert wird. Auch Schaltregler mit Netztransformator lassen sich nach dem Prinzip der Impulsdauermodulation konzipieren. Gegenüber der selbstschwingen¬ den Schaltung sind sie aufwendiger und komplizierter. Dagegen steht der Vorteil, daß sie annähernd den gleichen Schaltungskomplex zur Erzeugung und Dauer- bzw. Breitenmodulation aufweisen wie «echte» Schaltnetzteile. Somit können die beim Aufbau eines fremdgesteuerten Schaltreglers (Bild 3/Bild 4) gewonnenen Erfahrungen auch für «echte» Schaltnetzteile genutzt werden. Die hierbei zusätzlich auftretenden, nicht geringen Pro¬ bleme, die sich aus der relativ hohen Betriebsspannung von etwa 300 V und der Schaltfrequenz von etwa 20 kHz besonders für den Leistungstransistor und Übertrager ergeben, sind einem weiteren Beitrag Vorbehalten. Integrierte Ansteuerschaltungen für Schaltnetzteile Für die Erzeugung der zur Ansteuerung von Leistungstransistoren in Schaltnetzteilen benötigten veränderbaren Impulse wurde eine Vielzahl von z. T. komplizierten Schaltungen entwickelt. Diese basieren vorwiegend auf integrierten Spezialschaltkreisen. In sehr vielen Schaltungen wird der MAA 723 (CSSR) bzw. nA 7 23 eingesetzt, um die Funktion des Impuls¬ dauermodulators zu realisieren. Für die Erzeugung der Impulse und weitere Zusatzfunktionen ist je nach gewünschtem Komfort eine mehr oder weniger große Anzahl von zusätzlichen diskreten Bauelementen oder Schaltkreisen erforderlich. Selten geworden sind Schaltungen mit ausschließlich diskreten Bauele- 17 * 259 menten, wie die in [2] beschriebene Doppelkippschaltung. Der integrierte Schaltkreis B 260 D vom VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) bzw. der Äquivalenttyp TDA 1060 [2], [4], [5] enthält alle Funktionsgruppen, die zur Steuerung eines Schaltnetzteils benötigt werden. Es sind nur relativ wenige Bauelemente zur Anpassung an den speziellen Anwendungsfall als äußere Beschaltung erforderlich, um die Funktionen Impulserzeugung und Brei¬ tenmodulation, Begrenzung des maximalen Tastverhältnisses und Schutz gegen Überlastung zu realisieren. Schaltungen mit dem B 260 D sind über¬ sichtlich und auch für den Selbstbau entsprechender Schaltnetzteile und Schaltregler geeignet. Der vorliegende Beitrag orientiert daher auf den Ein¬ satz des B 260 D. Der integrierte Ansteuerschaltkreis B 260 D für Schaltnetzteile Den vereinfachten Übersichtsschaltplan des B 260 D nach [8], der um einige Einzelheiten erweitert wurde und mit einigen Bauelementen der äußeren Standardbeschaltung versehen ist, zeigt Bild 1. Über die Anschlüsse 12 (Masse) und .1 (+ U s ) wird die Betriebsspannung von 10 bis 18 V bei Span¬ nungsspeisung zugeführt. Die innere Spannungsversorgung bereitet daraus eine stabilisierte Spannung von etwa 8,7 V, die über den Anschluß 2 -auch nach außen geführt wird, sie kann mit maximal 5 mA belastet werden. Über einen Vorwiderstand kann der IS auch mit Stromeinspeisung betrieben wer¬ den, wobei die Stromaufnahme 30 mA nicht übersteigen darf. Ein in Bild 1 nicht dargestellter Unterspannungsschutz sperrt die Ausgangsstufe des IS, wenn die Betriebsspannung einen Wert von etwa 9,5 V unterschreitet. Der Sägezahngenerator weist 3 nach außen geführte Anschlüsse auf. Die Schwingfrequenz des Generators wird durch die äußeren Bauelemente RI und C8 bestimmt (Anschlüsse 7 und 8). Als Standardbeschaltung kann für eine Frequenz von etwa 19 kHz RI mit 20 kO und C8 mit 3,3 nF gewählt werden. Größere Werte für RI und C8 ergeben kleinere Frequenzen und umgekehrt. Höhere Frequenzen als 20 kHz kommen wegen der höheren Anforderungen an die Bauelemente für den Elektronikamateur kaum in Frage, eher solche wesentlich unter 20 kHz. Für 10 kHz, die allerdings schon im hörbaren Tonbereich liegt, erhält man für RI etwa 40 kfl und für C8 etwa 2 nF. Über den Anschluß 9 kann der Sägezahngenerator mit einer etwas niedrigeren Frequenz, als sich durch R7 und C8 ergibt, fremdsynchro¬ nisiert werden. Eine innere Referenzspannungsquelle liefert eine hochkonstante Gleich¬ spannung von etwa 3,6 V. Diese wird als Sollwert dem nichtinvertierenden Eingang des Regelverstärkers zugeführt. Der an den Anschluß 3 geführte in¬ vertierende Eingang erhält den Istwert der geregelten Ausgangsspannung des Netzteils normalerweise über einen einstellbaren Spannungsteiler (R17 bis R20, Bild 3). Der Verstärkungsgrad des Regelverstärkers wird durch einen Gegenkopplungswiderstand R4 zwischen den Anschlüssen 3 und 4 der IS eingestellt. Ein Kondensator C4 am Ausgang des Verstärkers (An- 260 261 Bild 1 Innenschaltung des B 260 D, vereinfacht dargestellt, mit eingezeichnet sind die wichtigsten Bauelemente der äußeren Standardbeschaltung 0 7 2 3 4 5 V 6 U^,U 5 .U e -- Bild 2 Kennlinie des Pulsdauer- modulators des B 260 D, Abhängigkeil des Tastver¬ hältnisses V T von der kleinsten der Spannun¬ gen U4, U5 oder U6 Schluß 4) von 1 bis 10 nF unterdrückt eventuelle Schwingneigungen. Das Ausgangssignal des Regelverstärkers, das sich aus der Abweichung von Soll- und Istwert der Ausgangsspannung des Schaltnetzteils ergibt, wird dem Pulsdauermodulator zugeführt, ebenso die Ausgangsspannung des Säge¬ zahngenerators. Im Pulsdauermodulator werden mit der Sägezahnspannung Rechteckimpulse von der Frequenz der Sägezahnspannung erzeugt, deren Dauer bzw. Breite durch die Ausgangsgleichspannung des Regelverstärkers bestimmt wird. Die Impulsbreite kann durch 3 gleichberechtigte Eingänge - Anschluß 4, zugleich Ausgang des Regelverstärkers, sowie Anschlüsse 5 und 6 - beein¬ flußt werden. Und zwar bestimmt die jeweils niedrigste Spannung die Im¬ pulsbreite bzw. das Tastverhältnis V T (Bild 2). Offene Eingänge, z. B. An¬ schluß 5, beeinflussen das Tastverhältnis nicht. Wird z. B. an Anschluß 6 eine feste Spannung angelegt, so ergibt sich daraus entsprechend Bild 2 eine bestimmte Impulsbreite bzw. ein bestimmtes Tastverhältnis. Ist die Ausgangsspannung des Regelverstärkers (Anschluß 4) kleiner als die Span¬ nung an Anschluß 6, so wird auch das Tastverhältnis verringert; ein größe¬ rer Wert von V T aber, als durch die Spannung an Anschluß 6 bestimmt, kann durch eine größere Ausgangsspannung des Regelverstärkers nicht be¬ wirkt werden. Üblich ist eine Begrenzung des Tastverhältnisses über An¬ schluß 6. Entsprechend Bild 2 ist für ein maximales Tastverhältnis von E t = 0,5 eine Spannung U6 von etwa 3,4 V erforderlich, für K T = 0,9 etwa 5,3 V. Eine Begrenzung des Tastverhältnisses ist vor allem bei Durchflu߬ wandlern auf einen Wert von V T = 0,5 erforderlich, um eine Sättigung des Übertragers zu vermeiden. Auch bei Sperrwandlern wird das Tastverhältnis zweckmäßigerweise auf 0,5 begrenzt. Bei Schaltreglern dagegen sind grö¬ ßere Werte (etwa 0,9) möglich. Entsprechend Bild 1 kann die Spannung U6 zur Einstellung des maximalen Tastverhältnisses über einen Spannungstei¬ ler R2/R6 aus der inneren Versorgungsspannung U2 gewonnen werden. Die 262 Spannung am Anschluß 6 läßt sich für den Normalfall errechnen nach: U 6= U2- R6 R2 + R6' Liegt die Eingangsspannung des Regelverstärkers (Anschluß 3) unter 0,5 V, dieser Fall tritt ein bei einem Kurzschluß der Ausgangsspannung des Schaltnetzteils bzw. Reglers, so wird durch den Komparator CI des IS der Transistor T42 in den leitenden Zustand geschaltet und somit der interne 1-kfl-Widerstand dem Widerstand R6 am Anschluß 6 parallelgeschaltet. Normalerweise würde der Impulsdauermodulator, wenn die Istwertspan¬ nung an Anschluß 3 weit unter der Sollwertspannung, d. h. unter der inter¬ nen Referenzspannung liegt, die maximal mögliche Impulsbreite über die Ausgangsstufe an den Schalttransistor (Bild 4) ausgeben. Im Fall eines Kurzschlusses würde das zu seiner Zerstörung führen. Durch die Parallel¬ schaltung des inneren 1-kfI-Widerstands zu R6 verringert sich aber die Spannung am Anschluß 6 stark, so daß das Tastverhältnis auf einen wesent¬ lich niedrigeren Wert begrenzt wird, als sich aus dem leerlaufenden Span¬ nungsteiler R2/R6 ergeben würde. Das verringerte maximale Tastverhältnis, auch häufig als K Tm j n bezeichnet, wird allgemein zu etwa 0,1 = 10 % der Pe¬ riodendauer gewählt. Aus den in [6] ausführlich dargestellten Zusammen¬ hängen zwischen den Spannungsteilergrößen und dem Tastverhältnis K Tmax bzw. K Tmin wurden für die geläufigsten Größen für V Tmax die Werte für R2 und R6 bei Timin^O,! ermittelt und in der Tabelle zusammengefaßt. Tabelle Größen für V T und die entsprechenden Werte für R2 und R6 ^Tmax 0,5 0,7 0,9 R2 6,7 7,5 8,2 kO R6 3,3 7,5 12 kO Ein parallel zu R6 geschalteter Kondensator C6 (10 bis 50 pF) bewirkt ein langsames Anlaufen des Pulsmodulators. Beim Einschalten stellt sich die Spannung an Anschluß 6 nicht sofort auf den Wert ein, der sich durch das Teilerverhältnis R2/R6 ergibt, sondern steigt entsprechend einer durch R2, R6 und C6 bestimmten Zeitkonstanten an. In gleichem Maß steigt auch das Tastverhältnis auf die Größe an, die dem stabilen Betriebszustand ent¬ spricht. Von größerer Bedeutung ist dieser «Langsamanlauf» im Zusam¬ menwirken mit T38 und dem mit Logikschaltung bezeichneten Schaltungs¬ komplex. Beim Ansprechen einer der 3 Funktionsgruppen - Fernbedienung, Anschluß 10, 1/10 < 0,8 V, - Strombegrenzung, Anschluß 11, C/l 1 > 0,6 V, - Unterspannung, Ul < 9,7 V, wird die Ausgangsstufe gesperrt und C6 über T38 entladen. Ist die Span- 263 nung an Anschluß 6 auf etwa 0,5 V abgefallen, wird die Logikschaltung durch den Komparator C4 zurückgesetzt und die Sperre der Ausgangsstufe aufgehoben. Nach einer Totzeit wird der Kurzschluß durch T38 aufgeho¬ ben. Die Spannung an C6 steigt nach der Zeitkonstanten (R2, R6, C6) an, und die Schaltung gibt wieder mit steigender Spannung U6 breiter wer¬ dende Impulse ab. Ist die Ursache für die Auslösung der Sperrfunktion noch nicht aufgehoben, läuft dieser Vorgang wiederholt ab. Über den An¬ schluß 10 «Fernbedienung» kann das Schaltnetzteil abgeschaltet werden, wenn dieser auf Massepotential gelegt wird. Die Schutzfunktion gegen Un¬ terspannung der Betriebsspannung t/ s läßt sich von außen nicht beeinflus¬ sen. An den Eingang «Strombegrenzung», Anschluß 11, kann eine Spannung angelegt werden, die, z.B. als Spannungsabfall an einem Widerstand gewon¬ nen, dem Laststrom proportional ist. Übersteigt die Spannung an An¬ schluß 11 einen Wert von etwa 0,4 V, so wird die Ausgangsstufe über den Komparator C2 für mindestens eine Impulsdauer gesperrt. Erst wenn C/l 1 die Grenze von etwa 0,6 V übersteigt, wird über den Komparator C2 die Sperrung der Endstufe über die Logikschaltung mit nachfolgendem Langsamanlauf ausgelöst. Die Ausgangsstufe besteht im wesentlichen aus einem (nicht eingezeich¬ neten) Steuer-Flip-Flop, das im Takt der Impulse und in Abhängigkeit von deren Dauer umgeschaltet wird, und dem nachgeschalteten Ausgangstransi¬ stor. Da sowohl der Kollektor (Anschluß 15) als auch der Emitter (An¬ schluß 14) des Ausgangstransistors herausgeführt sind, ist es möglich, die Kollektor- oder die Emitterschaltung anzuwenden. Eine integrierte Diode schützt den Transistor vor Überspannung und verhindert, daß die Span¬ nung am Kollektor die Betriebsspannung übersteigen kann. Über den Eingang «Überspannungsschutz» (Anschluß 13), der über einen entsprechenden Spannungsteiler mit der geregelten Ausgangsspan¬ nung des Netzteils verbunden wird (Bild 3), kann die Ausgangsstufe bei einer unzulässigen Überhöhung der Ausgangsspannung sofort gesperrt wer¬ den. Alle nichtbenutzten Eingänge, die durch eine Spannung zum Anspre¬ chen gebracht werden können, sozusagen «high-aktiv» sind, sollte man mit Masse verbinden. Dazu zählen die Anschlüsse 11, 13 und 16. Auf die über Anschluß 16 mögliche zusätzliche Beeinflussung des Tastverhältnisses wird nicht weiter eingegangen. Bei Bedarf wird auf die entsprechende Literatur verwiesen [5], [6], Alle übrigen, nichtbenutzten Eingänge, die durch annä¬ herndes Massepotential zum Ansprechen gebracht werden können («low- aktiv»), bleiben unbeschaltet (Anschlüsse 5, 9 und 10). Schaltregler mit dem B 260D als Impulsdauermodulator Bild 3 zeigt die Schaltung eines praktisch aufgebauten, relativ einfachen Schaltreglers mit dem Ansteuerschaltkreis B 260D als Impulsdauermodula¬ tor. Die Standardbeschaltung des IS entspricht weitestgehend Bild 1, auch 264 Bild 3 Schaltung eines Schaltreglers mit dem Ansteuerschaltkreis B 260 D zur Impulsdauer¬ modulation wurden die gleichen Kurzzeichen für die Bauelemente wie in Bild 1 ge¬ wählt. Mit C7/R8 ergibt sich eine Schaltfrequenz der Sägezahnspannung von etwa 20 kHz, mit R2 = 8,2 kfl und R6 = 12 kO ein maximales Tastverhältnis von etwa 90 % (K T = 0,9 V). Für die gewünschte Ausgangsspannung von 12 bis 15 V muß die Eingangsspannung größer als 20 V sein. Da die Betriebs¬ spannung des IS bei Spannungseinspeisung 18 V nicht überschreiten darf, darf auch der Speisespannungsanschluß 1 nicht direkt mit der Rohspan¬ nung t/ E verbunden werden. Um eindeutige Verhältnisse bei der Stromver¬ sorgung des IS zu erhalten, ist es zu mindestens für erste Versuche ratsam, die Spannungsspeisung mit einer vorstabilisierten Speisespannung anzu¬ wenden. Das trifft besonders dann zu, wenn wie in der Schaltung entspre¬ chend Bild 3 die Ausgangsstufe in Kollektorschaltung betrieben wird und der Kollektor (Anschluß 15) mit der Speisespannung (Anschluß 1) verbun¬ den ist. Damit wird automatisch die Bedingung eingehalten, daß die Span¬ nung am Kollektor des Ausgangstransistors die Speisespannung nicht über¬ schreitet. Beim Mustergerät (Bild 3 und Bild 4) wird die Speisespannung mit 2 in Reihe geschalteten Miniplast-Z-Dioden von 2 x 6,8 V vorstabili¬ siert. Der Vorwiderstand RI ist so ausgelegt, daß bei fehlender Belastung durch den IS ein Z-Strom von 25 bis 30 mA durch die Dioden fließt. Durch die Reihenschaltung ergibt sich für jede Diode eine Verlustleistung von etwa 200 mW, die sich bei angeschlossenem IS noch verringert. Prinzipiell ist auch die Anwendung der Stromeinspeisung möglich. Auch dabei sollten die Anschlüsse 1 und 15 direkt verbunden werden. Wird RI (D2 und D3 entfallen) so dimensioniert, daß der Gesamtstrom durch RI einen Wert von 30 mA nicht überschreitet, dann ist eine Überlastung des IS mit Sicherheit ausgeschlossen. 265 Bild 4 Gegenüber Bild 3 vereinfachte Schaltung eines Schaltreglers, Innenschaltung des B 260 D stark vereinfacht dargestellt Wirkungsweise des Schaltreglers mit Impulsdauermodulator Die Wirkungsweise des Schaltreglers mit Impulsdauermodulator stimmt mit der selbstschwingenden Ausführung [1] bis auf die Art der Beeinflus¬ sung der Steuerimpulse überein. Zum besseren Verständnis der Wirkungs¬ weise dient die vereinfachte Schaltung nach Bild 4. Alle für das prinzipielle Verständnis unwichtigen Details wurden weggeblasen, dafür aber die In¬ nenschaltung stark vereinfacht mit dargestellt. Es sei angenommen, daß die Rohspannung U, angelegt wird. Über RI wird der IS mit Speisespannung versorgt und ist betriebsbereit. Da T3 noch gesperrt ist, erhält der Regelver¬ stärker auch keine Eingangsspannung Iß. Er gibt an den Impulsdauermo¬ dulator eine hohe Steuerspannung U 4 ab, der daraus die maximal mögliche Impulsbreite herleitet und die entsprechenden Impulse an die Ausgangs¬ stufe weitergibt. Das maximale Tastverhältnis V T wird, wie schon beschrie¬ ben, durch die Spannung am Anschluß 6 begrenzt, bei einer Eingangsspan¬ nung von U3 < 0,5 V über T42 und den 1-kfl-Widerstand parallel zu R6 auf etwa 10 %. Der positive Steuerimpuls gelangt über R14 zur Basis von TI, dem 1. Transistor der Treiberschaltung für den Leistungstransistor T3, die nahezu unverändert von der in [1] beschriebenen Schaltung übernommen wurde (Bild 5 und Bild 6 in [1]). Über T2 wird T3 für die Dauer eines Im¬ pulses aufgesteuert. Am eingangsseitigen Ende der Drossel steht nahezu die gesamte Rohspannung C/ E . Durch die Drossel beginnt ein Strom I L zu flie¬ ßen, der angenähert der Funktion 266 ( 1 ) 4. = (1 - e' ,T ) «L folgt. Hierin ist T die Zeitkonstante der Schaltung, die sich errechnet nach: L T=- Rl Gl. (1) gilt hinreichend genau nur für den 1. Impuls, wenn noch keine Aus¬ gangsspannung U A vorhanden ist. Mit steigender Spannung U A wird die an der Drossel zur Verfügung stehende Spannung I/ L kleiner (U L =* U E - U/J und damit auch die Steilheit des Stromanstiegs durch die Drossel. Ist der schmale Anfangsimpuls zu Ende, fließt der Strom, ständig fallend, über die Freilaufdiode Dl weiter, bis der nächste Impuls folgt. Der Unterschied zum selbstschwingenden Regler besteht darin, daß Be¬ ginn und Ende eines Stromimpulses bei letzterem durch das Über- oder Unterschreiten des Sollwerts ausgelöst werden, während beim Impulsdauer¬ modulator eine Impulsflanke fest durch die Sägezahnspannung und die an¬ dere im wesentlichen durch die Soll-Ist-Wert-Abweichung bestimmt wird. Ist diese nur sehr klein, besteht in Abhängigkeit vom mit R4 einstellbaren Verstärkungsgrad des Regelverstärkers ein annähernd linearer Zusammen¬ hang zwischen Soll-Ist-Wert-Abweichung und Impulsbreite. Liegt der Ist¬ wert wesentlich unter dem Sollwert, so wird die Impulsbreite durch das Tei¬ lerverhältnis R2/R6 begrenzt, beim Mustergerät auf etwa 90%. Hat sich C6 noch nicht aufgeladen, liegt sie noch darunter. Bei sehr kleiner Spannung, t/3 s 0,5 V, wird das Tastverhältnis auf etwa 10 % begrenzt. Bedingt durch die schmalen Impulse, steigt auch der Mittelwert der Aus¬ gangsspannung U A nur langsam an (Langsamanlauf). Die Steilheit des An¬ stiegs während einer Impulsdauer, wie auch der Anstieg der mittleren Aus¬ gangsspannung über mehrere Schaltperioden, wird wesentlich durch die Induktivität der Drossel bestimmt - Gl. (1). Eine zu kleine Induktivität er¬ gibt einen raschen Anstieg und auch Abfall und kann zu lückenhaftem Drosselstrom führen. Das heißt, der Strom kann bis auf 0 abfallen, ehe ihn der nächste Impuls wieder ansteigen läßt. Das ergibt ein schlechtes Leer¬ laufverhalten. Bei einer zu großen Induktivität steigt und fällt der Drosselstrom so lang¬ sam, daß auch die Ausregelung einer Störung (einer Netzspannungsschwan¬ kung) zu langsam vonstatten geht. Der letztgenannte Fall ist zumindest für den Elektronikamateur der unkritischere. Zwischen beiden Extremwerten, der zu kleinen und zu großen Induktivität, besteht aber ein relativ weiter Spielraum, einer der Vorteile gegenüber dem selbstschwingenden Regler. Hinweise zur Dimensionierung der Drosselinduktivität folgen im nächsten Abschnitt. Ist die mittlere Ausgangsspannung so weit angestiegen, daß am Abgriff des Istwertspannungsteilers R17 bis R20 eine Spannung (73 > 0,5 V auftritt, wird der interne 1-kO-Widerstand über T42 abgeschaltet. C6 kann sich dann auf einen Wert aufladen, der dem Verhältnis des Spannungsteilers R2/R6 entspricht. Das Tastverhältnis steigt auf F Tmax , im vorliegenden Fall 267 auf 90 % an, solange U 3 noch wesentlich kleiner als die Referenzspannung von 3,6 V ist. Nähert sich die Ausgangsspannung U A dem Sollwert, so wird das Tastverhältnis verringert, bis es bei mittlerer Belastung annähernd die Größe erreicht. ( 2 ) Speicherdrossel beim Schaltregler mit Impulsbreitenmodulator Während die Größe der Speicherdrosselinduktivität beim selbstschwingen¬ den Schaltregler die Schaltfrequenz beeinflußt und daher relativ eng tole¬ riert sein muß, genügt es beim Schaltregler mit Impulsbreitenmodulator, wenn bestimmte Grenzwerte eingehalten werden. Die Mindestinduktivität der Speicherdrossel ergibt sich nach [4] zu: . Vk (1 ~ r Tm J T 2 f A ma> (3) Für eine Ausgangsspannung t/ A =15V, ein minimales Tastverhältnis F Tm in = 0,l, eine Periodendauer der Schaltfrequenz von T=50-10~ 6 s und einen Strom / Amax = 1 A errechnet sich: _ 15 V-(1 - 0,1) • 50 • IO“ 6 s Kin 2 A Lmm = 337,5 • IO" 6 Vs/A = 337,5 pH. Der zulässige Höchstwert der Drosselinduktivität wird durch die ge¬ wünschte Regelgeschwindigkeit begrenzt. Dafür wurde in [4] folgende Be¬ ziehung angegeben: t/A-tR / ^Tm„ A / A ms» \ min •(4) Außer den schon erwähnten Größen ist hierin t R die Zeit, in der der Einfluß einer Änderung des Laststroms A/ a auf die Ausgangsspannung ausgeregelt sein soll. Setzt man für f R = 0,1 ms, das entspricht der Zeitdauer von 2 Im¬ pulsfolgen, und für A/ Ä den Gesamtstrom von 1 A, so erhält man: 15 V-0,1 • 10 " 3 s (0j9 \ Lmax ~ 1A V 0,1 V’ L m „ = 12-10" 3 Vs/A = 12 mH. Gl. (3) gilt genaugenommen nur für den Vollastfall. Im idealen Leerlauffall würde / Amax gegen 0 gehen, was eine annähernd unendlich große Induktivi¬ tät erforderte. Außer daß eine solche Drossel nicht zu realisieren wäre, 268 spricht auch die durch Gl. (4) ausgedrückte Forderung nach einer Begren¬ zung der Induktivität dagegen. Ein Schaltregler wird jedoch nie völlig leer¬ laufend betrieben. Schon die Spannungsteilerwiderstände R17 bis R20 (Bild 3 und Bild 4) stellen eine gewisse Vorlast dar. Bei einer Ausgangs¬ spannung von 15 V ergibt sich ein Spannungsteilerquerstrom von etwa 20 mA, der etwa 2 % des maximalen Laststroms von 1 A entspricht. Man kann davon ausgehen, daß Schaltregler mit mindestens 10% der Maximal¬ last betrieben werden. Setzt man folgerichtig in Gl. (3) für A/ Araax die Größe 0,1/Ama* ein, so erhält man: 15 V-0,9-50-10~ 6 s _ 2-0,1 A = 3,375 mH. Es ergibt sich, wie zu erwarten, ein lOmal höherer Wert für die Mindestin¬ duktivität. Das Mustergerät erhielt versuchsweise die gleiche Drossel, die bei dem in [1] beschriebenen Schaltregler verwendet wurde (Induktivität etwa 2,5 mH). Da dieser Wert noch unter den errechneten 3,8 mH liegt, wurde zur Verbes¬ serung des Leerlauf Verhaltens die Drosselinduktivität vergrößert. Mit einem Schalenkern 36 x22 mit Luftspalt und einem A L -Wert von 1000nH/n 2 wurde (mit 70 Wdg., 0,8-mm-CuL) eine Induktivität von etwa 5 mH er¬ reicht. Die vereinfachte Versuchsschaltung Für erste Versuche mit dem Impulsdauermodulator ist es zweckmäßig, zu¬ nächst die vereinfachte Schaltung nach Bild 4 aufzubauen. Zum prakti¬ schen Kennenlernen der Funktion des B 260 D sollte mit dem auf Bild 5 dargestellten Teil der Schaltung begonnen werden. Nach erfolgreicher Er= probung kann diese Schaltung entsprechend Bild 3 oder Bild 4 erweitert werden. Bild 5 zeigt die eigentliche Ansteuerschaltung für ein Schaltnetzteil oder einen Schaltregler mit Impulsdauermodulator in der einfachsten Ausfüh¬ rung. Sie enthält alle dafür erforderlichen Schaltungsteile, die mit denen in Bild 1, Bild 3 und Bild 4 übereinstimmen. Dagegen fehlen alle Bauteile, die die Ausgangsleistung unmittelbar steuern, wie der Leistungstransistor mit Treiberschaltung, die Speicherdrossel und die Freilaufdiode. Mit dem Wi¬ derstand R4 von 100 kG wird der Verstärkungsgrad des Regelverstärkers be¬ stimmt. Er ergibt sich angenähert aus dem Verhältnis von R4/R21. Der Kondensator C4 sollte in der Kapazität so klein wie möglich gehalten wer¬ den, aber er muß doch entsprechend so groß sein, daß der Regelverstärker nicht schwingt (Kontrolle mit dem Oszilloskop am Verstärkerausgang, An¬ schluß 4). Zur ersten Erprobung wird an Stelle des Istwertspannungsteilers ein 1-kO-Drehwiderstand entsprechend Bild 5 angeschlossen. Zunächst wird der Schleifer auf Massepotential gestellt. An den Schleifer von R14 schließt man ein Oszilloskop an. Wird die Speisespannung t/ E angelegt, steht am 269 Bild 5 Schaltung zur Erprobung der Grundfunktionen des B 260 D mit stark vereinfacht dargestellter Innenschaltung Eingang (Anschluß 3) zunächst eine Spannung von OV. Die Impulse an R14 haben dabei ein Tastverhältnis von etwa 0,1. Mit einem Spannungs¬ messer (20kfl/V) kann am Anschluß 6 festgestellt werden, daß die Span¬ nung wesentlich kleiner ist als die etwa 5 V, die sich aus dem Teilerverhält¬ nis R2/R6 ergeben würden. Durch Verstellen von R17 wird die Eingangsspannung 1/3 erhöht, bis sie die Ansprechschwelle des Kompara¬ tors CI (etwa 0,5 V) überschreitet. Die Spannung an Anschluß 6 steigt auf über 5 V, und das Tastverhältnis springt auf etwa 90 %. Bei weiterer Erhö¬ hung der Eingangsspannung 1/3 ändert sich so lange nichts, bis sie sich der Größe der Referenzspannung von etwa 3,6 V nähert. Die Impulsbreite ver¬ ringert sich in diesem Bereich bei kleinen Änderungen von 1/3 sehr stark. Wird die Größe der Referenzspannung wesentlich überschritten, nimmt die Impulsbreite ihren kleinstmöglichen Wert von etwa 5 % der Periodendauer an. Nachdem die Funktionen der Schaltung nach Bild 5 überprüft wurden, kann diese entsprechend Bild 4 zum Schaltregler mit Impulsdauermodula¬ tor erweitert werden. Hierzu wird an den Impulsausgang (An¬ schluß 14 -R14) die Treiberschaltung mit dem Leistungstransistor T3 ange¬ schlossen. Um Überbelastung von T3 bei der Inbetriebnahme auszuschlie¬ ßen, wird in dessen Kollektorschaltung ein Schutzwiderstand R v von etwa 10 Q eingeschaltet, der eine Belastbarkeit von mindestens 10 W haben und 270 induktionsarm sein sollte. Entweder fertigt man dafür einen bifilar gewik- kelten Drahtwiderstand an, oder es werden z. B. 10 Stück Schichtwider¬ stände 100 0/1 bis 2 W parallelgeschaltet. Die Speicherdrossel LI und die Freilaufdiode Dl komplettieren die Schaltung. Für Dl sollte, nicht zuletzt wegen geringer Störspannungen, ein «schneller» Typ mit Soft-recovery-Ver- halten [1], [4] (wie die SY 345/lk oder SY 356/lk) verwendet werden. Vor der Inbetriebnahme der Schaltung nach Bild 4 wird Rll auf etwa 1/3 vor dem oberen Anschlag eingestellt, 1114 auf Mittelstellung. Mit 1114 regelt man die Größe der Steuerimpulse so ein, daß T3 sicher durchschaltet. Da¬ bei ist eine Kontrolle mit einem Oszilloskop an Basis und Emitter von T3 zweckmäßig. Mit H17 wird die gewünschte Spannung eingestellt. Der Last¬ widerstand H L sollte so gewählt werden, daß die Schaltung mit etwa 50 % des Nennstroms belastet wird. Der Laststrom sollte unter Berücksichtigung der noch zu beschreibenden Überstromschutzfunktion des IS den Nennstrom der Diode nicht überschreiten, auch nicht bei einem relativ großen Tastver¬ hältnis F t [1], Liegt die Eingangsspannung C E wesentlich über der Aus¬ gangsspannung C/ A , so kann das maximal mögliche Tastverhältnis durch Änderung des Spannungsteilers R2/R6 verkleinert werden. Dadurch wird auch eine gewisse Begrenzung der Belastung erreicht. Ist die Eingangsspan¬ nung U E mehr als doppelt so groß wie t/ A , kann auf F Tmax = 0,7 begrenzt wer¬ den ( R2 und R6 je 7,5 kC2), bei f/ E >3x[/ A auf V Tmax = 0,5 (R2=6,7kQ, R6 = 3,3kfl). Arbeitet die Schaltung nach Bild 4 zur Zufriedenheit, wird der Schutzwiderstand entfernt und die Schaltung entsprechend Bild 3 kom¬ plettiert. Die komplette Schaltung des Schaltreglers (Bild 3) Gegenüber Bild 4 wurde der Istwertspannungsteiler aufgeteilt. Mit R 18 kann eine Feineinstellung der Ausgangsspannung vorgenommen werden. An R20 wird die Eingangsspannung für den Überspannungsschutz abge¬ nommen (Anschluß 13 der IS). Mit dem Schleifer von R 20 läßt sich der Auslösepunkt für den Überspannungsschutz auf wenig mehr als die Nenn¬ spannung einstellen. Zu Beginn dieser Einstellung befindet sich der Schlei¬ fer von R20 am Masseanschlag. Das Siebglied R22/C13 verhindert die Aus¬ lösung durch überlagerte Störspitzen. Gegebenenfalls ist CI 3 zu vergrößern. Am induktionsarmen Widerstand 1111 wird eine Spannung abgenom¬ men, die dem Laststrom proportional ist. Rll kann z. B. durch das Parallel- schalten von 9 Schichtwiderständen 4,7 fl/1/8 W hergestellt werden. R23 und Cll unterdrücken auch dabei die Störspitzen. Steigt die Spannung über Rll auf eine Größe von über 0,4 V an, so wird mindestens ein Aus¬ gangsimpuls gesperrt, der darauffolgende aber wieder durchgelassen. Ist der Strom dann immer noch oder wieder zu groß, wiederholt sich der Vorgang. Erst wenn die 2. Ansprechschwelle von etwa 0,52 V erreicht wird, erfolgt eine längere Sperrung der Ausgangsstufe mit anschließendem Langsaman¬ lauf. Da bei einem relativ langsamen Anstieg des Laststroms zunächst der untere Grenzwert von etwa 0,4 V erreicht ist, spricht zuerst die Einzelim- 271 pulssperre an, und zwar so schnell, daß der obere Grenzwert von etwa 0,52 V unter Umständen nicht erreicht wird. Da beim Ansprechen des 1. Schwellwerts der mittlere Laststrom noch re¬ lativ groß sein kann, ist es angebracht, T3 bzw. sein Kühlblech, die Draht¬ stärke von LI und möglichst auch Dl und die nicht mit eingezeichnete Gleichrichterschaltung reichlich zu dimensionieren. Cll sollte so klein wie möglich gewählt werden, um den Spannungsanstieg an Anschluß 11 bei plötzlich auftretender Überlast nicht unnötig zu verflachen und auf diese Weise das Ansprechen der 2. Grenze des Überlastschutzes zu ermöglichen. Durch zusätzliche Maßnahmen [5] kann man sicherstellen, daß bei jeder Überschreitung eines vorgegebenen Maximalstroms ein steiler Abschaltim¬ puls erzeugt und damit die 2. Ansprechschwelle sicher erreicht wird. Die Größe von All kann auf Grund der Toleranzbreite der Ansprechgrenzen von Eingang 11 (395 bis 455 mV und 495 bis 588 mV) variieren, sie muß ge¬ gebenenfalls abgeglichen werden. Funkentstörmaßnahmen Auf Funkentstörmaßnahmen wurde bereits in [1] hingewiesen. Erinnert sei an ein abgeschirmtes Gehäuse, den zentralen Erdungspunkt und die Netz¬ verdrosselung des Netztransformators. Zusätzlich sollte man in die Zulei¬ tungen für die Rohspannung U E je eine Wicklung einer Stabkerndrossel in der Weise vorsehen, daß sich die Gleichstromvormagnetisierung aufhebt (stromkompensierte Drossel). Parallel zur Eingangsspannung U E sollte ein MKT-Kondensator von etwa 1 pF geschaltet werden. Auf die Zweckmäßig¬ keit des Einsatzes einer Freilaufdiode mit Softrecovery-Charakteristik wurde bereits hingewiesen. Schlußbetrachtungen Es wurde ein erprobter Schaltregler mit Impulsdauermodulator beschrie¬ ben. Gegenüber der in [1] vorgestellten Variante des selbstschwingenden Reglers weist der Schaltregler den Vorteil einer größeren Leerlaufstabilität sowie eine größere Betriebssicherheit durch unterschiedliche Schutzfunk¬ tionen auf. Trotz eines relativ hohen Komforts der Schaltung bleibt sie auf Grund des Einsatzes des B 260 D sehr übersichtlich und eignet sich auch für den Nachbau. Die mit dieser Schaltung gewonnenen Erfahrungen im Umgang mit dem B 260 D und der Anpassung der äußeren Beschaltung an die jeweiligen Schaltungsparameter stellen Grundkenntnisse dar, die beim Aufbau von Schaltnetzteilen ohne Netztransformator, die in einem weite¬ ren Beitrag behandelt werden (Seite 174), von Nutzen sein können. 272 Literatur [1] D. Müller, Schaltnetzteile - auch für den Amateur interessant. Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur, Berlin 1984, Seite 191, Berlin 1983. [2] ..., Schaltungstechnik moderner Netzgeräte. Funktechnik 37 (1982) Heft 10, Seite 437 bis 439, Heft 11, Seite 481 bis 483. [3] H. B. Bemmann/R. Schüppler, Spannungsgesteuerte Pulsdauermodulatoren für Schaltnetzteile, radio-femsehen-elektronik 31 (1982), Heft 2, Seite 84 bis 89. [4] H. Jungnickel, Moderne Stromversorgungstechnik, radio-femsehen-elektronik 29 (1980), Fortsetzungsreihe Heft 7 bis Heft 12. [5] W. Schuster, IS B260D in geschalteten Stromversorgungen, radio-fernsehen-elek- tronik 31 (1982), Heft 2, Seite 75 bis 79. [6] H. H. Krüger, Der Schaltnetzteilansteuerschaltkreis IS B 260 und seine Einsatz¬ möglichkeiten. Vortrag 9, Halbleitersymposium 1981 in Frankfurt (Oder), Band 1, Seite 33 bis 49. [7] R. Wagner, B 260 D - monolithisch integrierter bipolarer Ansteuerschaltkreis für Schaltnetzteile, radio-fernsehen-elektronik 31 (1982), Heft 2, Seite 99 bis 102. [8] Integrierter Ansteuerschaltkreis für geregelte Sperrwandler- und Durchflußwand¬ ler-Schaltnetzteile. Firmenschrift VEB Halbleiterwerk Frankfurt(Oder). ELEKTRONIK-SPLITTER Einfache HF-Leistungsmessung Die HF-Leistungsmessung nimmt man meist an einem Belastungswiderstand von 50 O vor. Wird die daran abfallende HF-Spannung gleichgerichtet und die entstehende Gleichspannung hochohmig gemessen, so kann unter Berücksichtigung des verwende¬ ten Diodentyps VD1 zur Leistungsbestimmung eine der beiden nachfolgenden For¬ meln verwendet werden: Germaniumdiode ([/+ 0,25) 2 100 ’ Siliziumdiode (u+ojy. 100 ’ P in W, U in V. Die Schaltung besteht aus 2 Widerständen 0,5 W, der Diode VD1 und einem Kon¬ densator, die dicht an die Koaxbuchse angebaut sind. Geeignet ist die Schaltung zur Messung von HF-Leistungen von 0,1 bis 2 W bei Frequenzen bis etwa 500 MHz. VOM K.H.S. 18 Schubert, Eljabu 86 273 Der Ton macht die Musik Elektronische T asteninstrumente aus dem oberen Dipl.-Journ. Harry Radke Vogtland Ein Traumberuf! Steffen Müller beginnt jeden Arbeitstag mit einem Ständ¬ chen, und bei dem einen bleibt es nie, gleich, ob in der Früh- oder in der Spätschicht. Zwar kommt Steffen über einige mühsam gespielte Takte des «Hänschen klein» nie hinaus - er hatte aus ihm heute selbst nicht mehr be¬ greiflichen Gründen das Angebot ausgeschlagen, während seiner Lehrzeit als Elektromechaniker im VEB Klingenthaler Harmonikawerke kostenlos auf elektronischenTasteninstrumenten spielen zu lernen -, wohl aber kann er seine einfachen Melodiebögen wie auf einer Zigeunergeige zirpen, wie auf einer Konzertvioline schmeicheln oder wie bei einer Jazzsession quetschen lassen. Das muß er auch, denn der Jungfacharbeiter Steffen Müller wurde gleich in der Endprüfung der Synthesizer- und Stringsproduktion einge¬ setzt, wofür ihn weniger seine musikalischen, denn seine berufspraktischen Kenntnisse prädestinierten. Denn anders als die meisten derer, die ein elek¬ tronisches Tasteninstrument perfekt zu spielen verstehen, kann er solche zum Spielen bringen. Qualität gehört zum guten Ton Auch wenn Steffen die Qualität der kompletten, fertigen Keybords (Sam¬ melbegriff für elektronische und elektromechanische Tasteninstrumente; key - Taste, bord - Pult) mit seinen Ohren prüft - sein Arbeitsplatz, eine helle, schallisolierte, moderne Kabine, ist auch mit einer Vielzahl von spe¬ ziellen Prüf- und Meßgeräten ausgestattet, die nicht nur unbestechlicher als das menschliche Gehör sind, sondern die auch die Fehlersuche wesentlich erleichtern. «Ich kriege jedes Gerät hin», verkündet Steffen stolz und ist sich dabei auch der Qualität und des musikalischen Werts der elektronischen Tasteninstrumente aus dem oberen Vogtland bewußt, die weltweit aner¬ kannt sind - der Bedarf im In- und Ausland ist da ein sicherer Gradmesser. Steffen, der Elektroniker, ist nicht nur die letzte Station einer umfangrei¬ chen technologischen Kette, sondern auch der Spezialist, der alle elektri¬ schen und elektronischen Details der Geräte aus dem Effeff beherrscht. Und doch ist das nur ein Teil an Wissen und Können, die in einem solchen Gerät stecken. Für die Herstellung eines elektronischen Tasteninstruments werden über- 274 Bild 1 Gewissenhaftes Arbeiten ist bei der Tastsystemmontage erforderlich (Foto: Presse¬ stelle VERMONA) aus vielfältige Techniken eingesetzt und Technologien angewendet. Holz, Plaste, Metall, Textilien werden verarbeitet, Oberflächen sind galvanisch zu bearbeiten (z. B. das Versilbern der Kontaktwalzen), die Tastaturen muß man sowohl mechanisch als auch elektronisch her- und einstellen, Leiter¬ platten muß man fertigen, bestücken, löten, komplizierte Kabelbäume ver¬ legen, Geräte montieren und durch Register, Manuale und Pedale komplet¬ tieren. Der Betrieb hat auf diese Weise überaus umfangreiche Kooperationsbeziehungen, und in allen Phasen der Montage wird gründlich geprüft. Deshalb hat Steffen in den meisten «Versager»fällen «nur» noch Masseschlüsse zu finden und zu beseitigen und bei wiederkehrenden Feh¬ lern die Produktionsabteilungen zu informieren. Seit 1985 wird die 7. Generation von Keybords seit dem EMP 1 der Jahre 1956/58 aufgelegt, weniger als 2 Jahre nach der Vorgängergeneration. Das Gerät wird in digitaler Technik und polyphon ausgeführt. Für die Elektro¬ mechaniker, Elektronikfacharbeiter, für die Musikinstrumentenbauer, die Montierer, Prüfer, Technologen, Meister eine anspruchsvolle Aufgabe, die neu- und umlernen bedeutet. Ein Reich der Töne Hatte Steffen Müller während seiner beiden Elektromechaniker-Lehrjahre nur 3 Mitlehrlinge, wurde schon 1 Jahr später begonnen, 10 Mädchen und 18 ' 275 Jungen zu Elektronikfacharbeitern auszubilden (und der Bedarf wird weiter wachsen), die in der Fertigung der elektronischen Tasteninstrumente einge¬ setzt werden - die digitale Technik verlangt diesen Zuwachs an Quantität und Qualität in der Bildung, haben sich die Musikinstrumentenbauer doch vorgenommen, die Qualität ihrer Produktion weiterhin zu erhöhen sowie bedarfsdeckend zu produzieren. Bereits 1984 wurde gegenüber dem Vorjahr eine reale Steigerung der Wa¬ renproduktion auf diesem Sektor auf 115 % erreicht, obwohl die neue, nach modernsten Gesichtspunkten ausgestattete Produktionsstätte noch nicht ihre volle Kapazität erreicht. Übrigens ist in den Betriebsteilen, die elektro¬ nische Tasteninstrumente produzieren, der Anteil der Jugendlichen bis 25 Jahre deutlich höher als in jenen, in denen die Akkordeons, Konzerti¬ nas, Bandoneons, Mundharmonikas entstehen. Das ist kein Zufall. Denn obgleich auch auf dem traditionellen Musikinstrumentenbaugebiet zuneh¬ mend moderne Technik Einzug hält, bleiben bei dieser Produktion aus Jahrhunderten überlieferte Erfahrungen, Handarbeit und handwerkliches Geschick Trumpf, braucht es viele Jahre Berufserfahrung, um Spitzenpro¬ dukte zu erzeugen. Demgegenüber ist die Produktion elektronischer Ta¬ steninstrumente nicht an die 300jährige Musikinstrumentenbautradition im oberen Vogtland gebunden; die Produktion kann weitgehend mit mo¬ dernsten Mitteln vorgenommen werden - bis hin zum Einsatz von Indu¬ strierobotern - und nach modernsten Technologien wie der Nestfertigung. So war und ist für die Musikinstrumentenbauer die Produktion von elektro¬ nischen Tasteninstrumenten immer wieder Neuland, und das zieht viele Bild 2 Endmontage der VERMONA-Tasteninstrumente (Foto: Pressestelle VERMONA) Bild 3 Während der Endprüfung werden die Tastenkon¬ takte sorgfältig justiert (Foto: Pressestelle VER- MONA) junge Menschen an. Wer also an der Elektronik Interesse hat, wen Musikin¬ strumente reizen, wer die Berge liebt, gern Ski fährt - im oberen Vogtland kann er all das haben und Unterkunft oder Wohnung auch. Anziehungspunkt für Menschen von nah und fern ist auch das neue, mehrstöckige Produktionsgebäude, das in den letzten Jahren unweit Klin¬ genthals in Schöneck, einer der höchstgelegenen Städte der DDR, entstand. So unglaublich es sich auf den ersten Blick liest: Da oben auf dem Berge wurden Berge versetzt. Die Musikelektronik hat die wirtschaftliche Struktur eines ganzen Landstrichs verändert. Viele der Facharbeiter und der ange¬ lernten Arbeiterinnen und Arbeiter drehten noch vor wenigen Jahren vor¬ wiegend in Heimarbeit Zigarren der Marke Weiße Elster. Ihre Fingerfertig¬ keit, ihr Interesse an neuer Technik, ihre Begeisterung für die Elektronik, ihr Wissen auf dem neuen Arbeitsgebiet, die Wirkungen der industriellen Produktionsbedingungen erweisen sich längst als eine gute Grundlage für Können und Erfahrung, was sich im Umfang und in der Güte der Produk¬ tion niedergeschlagen hat. Keine Frage, daß die neue Produktionsstätte in Schöneck auch hinsicht¬ lich der Arbeits- und Lebensbedingungen keinen Wunsch offenläßt - Lob in den höchsten Tönen. Service mit dem richtigen Ton Über die eigene Lehrausbildung hinaus werden beim VEB Klingenthaler Harmonikawerke , Betrieb des Kombinats Musikinstrumente Markneukirchen/ 277 Bild 4 Sandy ist das jüngste Kind der VERMONA-Ta- steninstrumentefamilie, ein Gerät für den Anfän¬ ger (Foto: Pressestelle VERMONA) Klingenthal, auch Mechaniker für Musikinstrumente, Fachrichtung Elek¬ tronik/Funk, aus- und weitergebildet, die im Kundendienst für elektroni¬ sche Tasteninstrumente arbeiten (was auch nebenberuflich möglich, ist), sowie Fachverkäufer geschult. Ersatzteil- und Werkstattprobleme für diese Instrumente gibt es (fast) nicht. Darüber hinaus sind in den Vertragswerk¬ stätten die Schaltungsunterlagen einsehbar - für alle, die sich selbst versu¬ chen wollen (wovon der Hersteller allerdings abrät). Der Betrieb hilft auch direkt, wenn einmal Not am Instrument ist. Auf längere Sicht - solange der Bedarf an elektronischen Tasteninstru¬ menten nicht gedeckt ist - nicht helfen kann der überaus servicefreundli¬ che Betrieb allerdings all jenen, die sich in den Kopf gesetzt haben, ein sol¬ ches Instrument selbst zu bauen oder aus Bausätzen selbst zu montieren, und die dafür spezielle Bauteile beziehen wollen, beispielsweise eine kom¬ plette Tastatur. So hat die der Formation I z. B. 61 Tasten, von denen jede 6 Nadelkontakte trägt. Die Tastaturen setzen eine aufwendige und vielge- Bild 5 Das VERMONA-Piano- Strings vereinigt 2 Instru¬ mente. Mit dem Percus¬ sionsregister klingt es wie ein Piano, Klavichord, Spinelt - mit dem Stringsregister wie eine Violine, Viola oder ein Cello (Foto: Pressestelle VERMONA) 278 staltige Fertigung und Justierung voraus, die sich nur im Finalprodukt in Gewinn umschlägt. Selbst ein Fachmann wie Steffen Müller hat keine Ambitionen, einen Syn¬ thesizer oder ein Strings selbst zu bauen. «Unsere Instrumente sind im mu¬ sikalischen Wert, in der Formgestaltung innen und außen, in der Qualität so gut, daß ein Amateur selbst mit großen Fachkenntnissen dieses Niveau kaum zu erreichen vermag.» Kein Wunder, denn hinter dem Betrieb steht nicht nur ein leistungsfähiges Institut für Musikinstrumentenbau, das auch auf dem Gebiet der elektronischen Tasteninstrumente den wissenschaft¬ lich-technischen Vorlauf garantiert, sondern der Betrieb verfugt in der eige¬ nen Entwicklungsabteilung über eine große Anzahl von gut ausgebildeten und erfahrenen Ingenieuren und Technologen. Möglicherweise hat das Steffen zu dem Schlußkommentar veranlaßt: «Große Töne spucken kann jeder, ein Instrument selbst zu bauen und aus ihm schöne, volle Töne herauszuholen, verlangt jedoch mehr, viel mehr.» Bild 6 Zu den größeren Tasten¬ instrumenten zählt die VERMONA-Formation 2 mit dem vollen Sinus- Sound elektronischer Or¬ geln (Foto: Pressestelle VERMONA) MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR Vom 12. bis 23. November 1984 fand in Leipzig die XXVII. Zentrale Messe der Meister von morgen statt. Huggy hat wieder einiges Mitteilungswürdiges bei seinem Messehallenrundflug registriert. Die Lehr- und Angebotsschau auf dem Gelände der Technischen Messe gab 2 344 der besten schöpferischen Leistungen dieses 84er MMM-Jahr- gangs wieder. Daran waren 2 700 junge Neuerer und Rationalisatoren unse¬ res Landes beteiligt. 98,3 % aller Jugendbrigaden arbeiteten an MMM-Auf- gaben. Die erarbeiteten Exponate waren meist Bestandteil der Pläne Wissenschaft und Technik, so daß diese erfolgreichen Leistungen helfen, die Intensivierung und die sozialistische Rationalisierung weiter durchzu¬ setzen, die Arbeitsproduktivität überdurchschnittlich zu steigern und die Qualität der Erzeugnisse weiter zu erhöhen. Das Patentrecht wurde für 389 Exponate angemeldet. Viele Exponate wurden ausschließlich mit elek¬ tronischen Bauelementen aus der DDR-Fertigung hergestellt. Einen besonderen Einfluß auf die hervorragenden Ergebnisse dieses MMM-Jahrgangs hatte die Zusammenarbeit mit der UdSSR. Dadurch konnten wissenschaftlich-technische Spitzenleistungen in kürzesten Fristen mit hohem Effekt erreicht werden. Insgesamt ist das Ergebnis der XXVII. Zentralen Messe der Meister von mor¬ gen ausgezeichnet: Es wurde ein Nutzen von über 500 Millionen Mark er¬ reicht, es gelang, 2703 Arbeitskräfte für andere Tätigkeiten freizustellen, rund 1434000 Stunden Arbeitszeit und 18 811 Tonnen Material konnten eingespart werden. Auch die Neuerer- und MMM-Bewegung der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR erbrachte im Jubiläumsjahr unserer Repu¬ blik den bisher größten Leistungsanstieg. Die Armeeangehörigen und Zivil¬ beschäftigten reihten sich damit würdig in die Leistungen unseres Volkes zur allseitigen Stärkung und zum zuverlässigen Schutz der DDR und des Friedens ein. «Die Leistungen unserer Neuerer sind Ausdruck ihrer tiefen Verbundenheit mit der Politik der SED, ihres Schöpfertums und ihrer Be¬ reitschaft, zur Erhöhung der Kampfkraft und Gefechtsbereitschaft unserer Armee beizutragen. Die Neuerer- und MMM-Bewegung in unseren Streit¬ kräften ist zu einem festen Bestandteil des sozialistischen Wettbewerbs, der Arbeit der FDJ und der Gewerkschaft geworden. Sie ist eine starke gesell¬ schaftliche Kraft, die fest im Leben unserer sozialistischen Armee verwur- 280 zeit ist», sagte der Stellvertreter des Ministers für Nationale Verteidigung, Generaloberst Fleißner, auf der Auszeichnungsveranstaltung anläßlich der XXVII. Zentralen Messe der Meister von morgen in Leipzig am 16.11.1984. Die Neuerertätigkeit wurde in ihrer Wirksamkeit beträchtlich erhöht durch die beschleunigte Nutzung des wissenschaftlich-technischen Fort¬ schritts und durch das hohe wissenschaftlich-technische Niveau. Zum Bei¬ spiel werden 32 % der Exponate für die Ausbildung genutzt, und bei 22 % wird die Mikroelektronik eingesetzt. Im Rahmen des Erfinderwettbewerbs der FDJ wurden 25 wissenschaftlich-technische Leistungen zum Patent an¬ gemeldet. Insgesamt wurde neben den militärischen Wirkungen ein militär¬ ökonomischer Nutzen von etwa 11 Millionen Mark erwirtschaftet. Auch im Jahr 1985 ist die Arbeit mit Menschen von entscheidender Be¬ deutung. «Ihre Erziehung und Ausbildung, ihre politische und moralische Haltung, ihr Leistungsvermögen sind wichtige Voraussetzungen auch für ihr aktives Mitwirken in der Neuerer- und MMM-Bewegung», sagte General¬ oberst Fleißner. Durch anspruchsvolle wissenschaftlich-technische Leistungen ist ein ho¬ her militärischer und ökonomischer Nutzen zu erreichen. Des weiteren sind bis Ende 1985 40% Mehrfachnutzung zu erzielen. Für das Jahr 1985 ergeben sich darüber hinaus folgende Aufgaben: • Beseitigung unbegründeter Niveauunterschiede in Breite und Wirksam¬ keit der Neuerer- und MMM-Bewegung zwischen vergleichbaren Verbän¬ den, Truppenteilen und Einrichtungen. • Noch stärkere Konzentration der verfügbaren Kräfte und Mittel auf die Intensivierung der Gefechtsausbildung, auf die Ausbildung an der Tech¬ nik sowie auf die Rationalisierung der Wartung und Instandsetzung. • Weitere Erhöhung der Anzahl der Jugendkollektive. • Noch planmäßigere Bereitstellung der Kapazitäten in Truppenwerkstät- ten für die schnelle Realisierung von Neuerungen. • Zielstrebige Organisation und Führung von Leistungsvergleichen und Erf ahrungsaustauschen. Generaloberst Fleißner sagte: «Es gilt, die Breite und Wirksamkeit der Neuererarbeit zu vergrößern, stets beste Bedingungen für das Lösen der Neuereraufgaben zu schaffen sowie regelmäßig und öffentlich den soziali¬ stischen Wettbewerb zu führen. Dabei sind die besten Erfahrungen schnel¬ ler zu verallgemeinern, individuelle Hilfe und Unterstützung zu geben und noch wirksamer die Massenkontrollen der FDJ und die Arbeit der Gewerk¬ schaftsorganisationen zu gestalten.» Nachstehend nun wieder eine kleine Auswahl von Exponaten sowie die Anschriften der Dienststellen, die Nachnutzern von MMM-Exponaten wei¬ tere Auskünfte erteilen. Dabei ist zu beachten, daß Dienststelle und Regi¬ striernummer des entsprechenden MMM-Exponats übereinstimmen. Nationale Volksarmee 7022 Leipzig Postfach 13 315/H Registriernummern 10000 bis 19900 und 73900 bis 74899 281 Nationale Volksarmee 2040 Neubrandenburg Postfach 15 515/W Registriernummern 20000 bis 29999 Nationale Volksarmee 12 60 Strausberg Postfach 14 413/6 Registriernummern 30000 bis 39 999 Nationale Volksarmee 2500 Rostock Postfach 18 815/B Registriernummern 40000 bis 49999 Grenztruppen der DDR 1600 Königs Wusterhausen Postfach 16 613 N Registriernummern 50000 bis 69999 Nationale Volksarmee 1501 Wildpark-West 2/Potsdam Postfach 11 11 3 A Registriernummern 70000 bis 70999 und 75000 bis 76999 Nationale Volksarmee 1260 Strausberg Postfach 98 421 Alle übrigen Registriernummern Ausgewählte Exponate 1. Mobiles Telegrafieprüfgerät (Bild 1, Reg.-Nr.: 74445/83) Neuererkollektiv: Zivilbeschäftigter Rudolph, Andreas Die Neuerung gestattet das Messen der wichtigsten technischen Parame¬ ter von Fernschreibmaschinen, Lochstreifensendern und Fernschreiblei¬ tungen auf große Entfernungen. Sie ist bei Instandsetzungen von FSG einsetzbar. Eine Ferndiagnose bei Störungsmeldungen sowie die Fehler¬ beseitigung sind ohne Einsatz von Wartungstrupps möglich. 2. Prüfgeräte Kabelverlegungstechnik (Bild 2, Reg.-Nr.: 11 123/83) Neuererkollektiv: Oberleutnant Simon, Rüdiger Der Komplex Prüfgerät ermöglicht im einzelnen: - die Überprüfung der Ausrüstung des Kabelverlegegerätesatzes sowie seiner Elektronikteile, - die Überprüfung von Feldfern- und Feldverbindungskabeln während des Einsatzes und der wichtigsten Parameter. 282 Bild 2 Prüfgeräte Kabelverlegetechnik ___ gra, il j i I Ö 0 j 3. Kapazitätsmeßgerät für Akkumulatoren (Bild 3, Reg.-Nr.: 29157/82) Neuererkollektiv: Oberfähnrich Fratzke, Achim Die Neuerung realisiert eine verbesserte Meßmethode zur Bestimmung der Kapazität von Akkumulatoren mit automatischer Beendigung des Meß- und Entladevorgangs sowie direkter Anzeige in Prozent. 283 Bild 3 Kapazitätsmeßgerät für Akkumulatoren Bild 4 MWT-Funktionsmodell 4. MWT-Funktionsmodell (Bild 4, Reg.-Nr.: 75069/82) Neuererkollektiv: Oberstleutnant Fischer, Detlef Das Funktionsmodell ist ein Beitrag zur effektiven Gestaltung der Aus¬ bildung. Im Fach Nachrichtengerätelehre können am Übersichtsschalt¬ plan des Modells Aufbau und Zusammenwirken erläutert, kann der Si¬ gnaldurchlauf demonstriert und die Funktionskontrolle für einen Kanal trainiert werden. 284 5. Trainer R-130 (Bild 5, Reg.-Nr.: 11/84) Neuererkollektiv: Major Werner, Claus-Dieter Durch den Einsatz des Trainers wird die Ausbildung von Telefonie- und Telegrafiefunkern intensiviert. Trainiert werden können die Vorberei¬ tung des Funkgeräts für den Betriebsdienst sowie die abstrahlungsfreie Verbindungsaufnahme und der Betriebsdienst in einer Funkrichtung. Bild 6 Elektronische Schaltuhr 285 6. Elektronische Schaltuhr (Bild 6, Reg.-Nr.: 11815/82) Neuererkollektiv: Oberstleutnant Weber, Frank Auf der Basis des Kleinrechners K 1520 entstand eine quarzgesteuerte Schaltuhrkonzeption, die sich beliebig bei allen elektronischen Schaltsy¬ stemen anwenden läßt. Eine Fehlererkennung wertet Bedienfehler sofort aus. Es können 100 Zeitpunkte auf 20 Schaltkanälen frei programmiert und im Wochenzyklus organisiert werden. Die Schaltuhr läßt sich in al¬ len stationären und fahrbaren Empfangsanlagen zum Abhören von Rundfunk- und Fernsehsendungen einsetzen. 7. Gerät und Verfahren zur Regenerierung handelsüblicher Primärele¬ mente (Reg.-Nr.: 10106/83) Neuererkollektiv: Oberstleutnant Donath, Roland Das Gerät hat eine bisher nicht gebräuchliche Schaltung für die Regene¬ rierung handelsüblicher Primärelemente aller Typen. Diese übernimmt die Regenerierung (Laden) der Elemente bis zu 40mal, überwacht den Ladevorgang und schaltet erforderlichenfalls den Ladestrom elektro¬ nisch zu bzw. ab. Das Gerät eignet sich vorrangig für Großverbraucher von Primärelementen. ELEKTRONIK-SPLITTER Einfache Verzerrerschaltung Der Stromlauf plan zeigt eine sogenannte Verzerrerschaltung (Fuzz-Booster), wie sie in der Musikelektronik vor allem bei Gitarren angewendet wird. Die Schaltung ist zwi¬ schen Gitarre und NF-Verstärkeranlage zu schalten, sie ermöglicht es, den Oberwel¬ lengehalt der Gitarrenklänge zu erhöhen. Erreicht wird das durch die Verlagerung der Arbeitspunkte der Transistorstufen in den gekrümmten Kennlinienbereich. Einstellbar ist der Grad der Verzerrung mit den Widerstandsreglern RI und R2. Mit dem Um¬ schalter S kann zwischen verzerrter und unverzerrter Wiedergabe gewählt werden. Als Transistoren VT1/VT2 eignen sich SC 237 bis SC 239 d. K.H.S. 286 Tabellenanhang Neuere Begriffe der Kommunikation s- Dipl.-Ing. Heinz Bergmann elektronik (1) Die Entwicklung von Wissenschaft und Technik führt zwangsläufig auch zur Heraus¬ bildung neuer Begriffe oder Begriffsinhalte. Für die die Leser des Elektronischen Jahr¬ buchs interessierenden Fachgebiete wird eine Auswahlzusammenstellung neuer und neuerer Begriffe und ihrer Erklärungen vorgelegt, wobei - schon allein aus Platzgrün¬ den - kein Anspruch auf Vollständigkeit erhoben werden kann. Bei einigen bereits ge¬ läufigen Begriffen werden in den Begriffsdarstellungen neuere Entwicklungsergebnisse aufgenommen. aktive Lautsprecherbox - Lautsprecherbox mit einem oder mehreren Lautsprechern und mit verstärkenden Baugruppen (meist Endverstärker und Netzteil) audiovisuelle Einrichtungen - Geräte zur Vermittlung von Informationen durch die gleichzeitige Wiedergabe von Bild und Ton zum Zweck der Unterhaltung, Unterrich¬ tung, Ausbildung und Erziehung. Dazu gehören unter anderem als wichtigste neuere Komponenten Farbfernsehempfänger, Videorekorder und Videokamera Aussteuerungsanzeige - Anzeigeeinrichtung in unterschiedlichen Realisierungsvarian¬ ten für die Größe der in einem Übertragungsweg herrschenden Aussteuerung von Bau¬ gruppen, Stufen oder Geräten bei der Aufnahme oder Wiedergabe von Tonsignalen. Die A. wird in jedem Übertragungskanal (bei Stereobetrieb 2 Anzeigen) vorgenommen und kann mit Zeigerinstrumenten, Lichtzeigerinstrumenten, Bildschirmen und Leuchtdiodenanordnungen vorgenommen werden. Mit der A. erhält man Informatio¬ nen über die im Übertragungsweg an kritischen Stellen herrschende Aussteuerung, um rechtzeitig durch Betätigen von Einstellern (Lautstärkeeinstellung, Regeleinsteller) Übersteuerungen und damit störende Beeinträchtigungen bei der Aufnahme (Magnet¬ bandgerät, Kassettenbandgerät) oder Wiedergabe zu vermeiden. A. tragen meist opti¬ sche Markierungen für den günstigen Aussteuerungsbereich (qualitative Anzeige) oder auch für professionelle Zwecke Möglichkeiten zur quantitativen Anzeige (dB-Skale). Mit optoelektronischen Bauelementen (Leuchtdioden, Flüssigkristall-Display) ist es möglich, neuartige Aussteuerungsanzeigen mit Lichtband (verschiedenfarbig) oder wanderndem Lichtpunkt aufzubauen Autofocus - automatische Scharfeinstellung von Objektiven in Fernsehkameras, Film¬ kameras und Kleinbildkameras Auto-Stop - automatisches Abschalten des Antriebs in Spulen- oder Kassettenmagnet¬ bandgeräten beim Erreichen des Bandendes Auxiliary - zusätzlicher (hochpegeliger) Reserveeingang von NF-Verstärkern oder Hörrundf unkempfängern 287 AV-Buchse - Anschluß an einem Farbfernsehempfänger zum Einspeisen eines Bild- und eines Tonsignals z. B. von einer Farbvideokamera Beta (Betamax) - Videokassettenrekordersystem von Sony Betacam - Kombination aus einer kleinen Fernsehkamera und einem kleinen Beta-Vi- deorekorder in einer kompakten Einheit (Kamerarekorder) Bigfon - Breitbandiges Integriertes Glasfaser-Fernmelde-Ortsnetz zur Übertragung von Femsprech-, Daten- und Textinformationen sowie auch von Bildinformationen (Fernsehen, Hörrundfunk) über ein Glasfasemetz Bild-im-Bild - Wiedergabeart im Fernsehen, bei der im Bild des eingestellten Fernseh¬ programms ein stark verkleinertes Bild eines anderen Fernsehprogramms gezeigt wird. Die Wiedergabeart B. läßt sich auch zum Verfolgen eines 2.Programms oder zur Beob¬ achtung des Kinderzimmers bei angeschlossener Fernsehkamera benutzen Bildschirmterminal - Endgerät in einer Daten- oder Informationsübertragungskette, das als Datensichtgerät durch neue Zusatzdienste immer mehr Eingang in den Heimbe¬ reich findet. So wird ein Farbfernsehempfänger bei Videotext und Bildschirmtext zum B. im Heim Bildschirmtext - Kommunikationsform zur Verbreitung von Nachrichten oder Infor¬ mationen (Texte, Daten, bildhafte Darstellung), die dem Teilnehmer (Benutzer) in einer über das Fernsprechnetz erreichbaren B.-Zentrale zur Verfügung stehen und von denen er die gewünschten Angaben zur Darstellung auf einem Bildschirm im Dialog mit dieser Zentrale auswählt. B. benutzt als Übertragungsweg das Fernsprechnetz und als Teilnehmergerät (Terminal) den Fernsehrundfunkempfänger. B. ist ein Informa¬ tionsdienst, der auf Abruf durch einen Teilnehmeranruf mit dem Fernsprechapparat oder einer Spezialtastatur über das Fernsprechnetz an die B.-Zentrale Informationen bereitstellt, die wieder über Fernsprechnetz geleitet werden und auf dem Bild des Fernsehrundfunkempfärigers erscheinen. Beim Teilnehmer müssen zusätzlich ein Mo¬ dem zur Verbindung von Fernsprechapparat und Fernsehrundfunkempfänger und ein B.-Dekoder vorhanden sein C-MAC - MAC-Verfahren mit digitaler Tonübertragung Casseiver - Gerätekombination, die aus einem Hörrundfunkempfänger mit Kassetten¬ magnetbandgerät in einer Baueinheit besteht und vorzugsweise für den Einsatz im Heim gedacht ist. Der Anschluß eines separaten Niederfrequenzverstärkers kann erfor¬ derlich sein CD-4-Quadrofonie - Quadrofoniesystem für die Schallplatte, bei dem neben den bei¬ den Stereokanälen zusätzlich 2 weitere Kanäle, kodiert oberhalb 15 kHz, auf die Schallplatte eingeschrieben werden. Für die Abtastung ist ein spezielles Abtastsystem (20 Hz bis 45 kHz) erforderlich Cosvicon - Einzollbildaufnahmeröhre vom Vidikontyp mit 2 Streifenfiltersätzen für Gelb und Cyan, die durch absorptionsfreie Streifen voneinander getrennt sind Cross Color (Farbübersprechen) - Störung bei der Wiedergabe von Farbfernsehbildern durch ein Übersprechen des Farbartsignals in den Leuchtdichtekanal, das insbeson¬ dere an Schwarzweißkanten und feinen Bilddetails ein farbiges Störmuster hervorruft 288 Cursor - Schreibmarkierung auf dem Bildschirm eines Datensichtgeräts oder Bild¬ schirmterminals Digitalfernsehen (digitales Fernsehen) - möglichst umfassende Anwendung digitaler Verfahren der Nachrichtentechnik auf die Signalverarbeitung im Fernsehen sender¬ und empfängeiseitig. Die Großintegration in der Mikroelektronik gestattet, in ökono¬ misch und technisch vertretbarer Weise digitale Verfahren (z. B. Pulskodemodulation) auch im Farbfernsehempfänger einzusetzen, durch digitale Verfahren neue Dienste und Möglichkeiten (Videotext, Bildschirmtext) zu benutzen und eine verbesserte Bild¬ wiedergabe bereitzustellen. Das D. bekommt damit Systemaspekte. Technologisch er¬ geben sich auch in der Fertigung Vorteile durch abgleichbare und in ihrer Funktion programmierbare Baugruppen, die sich mit wenigen hochintegrierten Schaltungen un¬ ter Einsatz einer minimalen Anzahl äußerer Bauelemente und einer Reduzierung des Verbindungsaufwandes realisieren lassen dreidimensionales Fernsehen (Stereofemsehen) - Verfahren zur Übertragung dreidimen¬ sionaler Bilder. Das d.F. lehnt sich aufnähme- und wiedergabeseitig an das menschli¬ che Sehen mit 2 Augen an, erfordert neue technische Lösungen besonders für die Bild¬ wiedergabe und bei Anwendung der Holografie eine größere Bandbreite. Das d. F. arbeitet einmal mit 2 übertragenen und den beiden Augen zugeordneten (links und rechts) Bildern, die sich durch ihre Farbe (Anaglyphenverfahren), ihren Polarisations¬ zustand (Polarisationsverfahren) oder ihre Richtung bei der Betrachtung unterschei¬ den und eine entsprechende farbige Brille, eine Polarisationsbrille oder eine Prismen¬ brille auf der Wiedergabeseite erfordern. Weiterhin können die beiden Bilder den beiden Augen mit einer Zylinderlinsenanordnung (ähnlich Stereopostkarten) oder durch ein teilweise stufenweises Abdecken (Bildtrennung durch Raster) zugeordnet werden, wobei keine Brille erforderlich ist. Die höchste Stufe bildet das ebenfalls ohne Spezialbrille auskommende holografische Verfahren, für das eine neue Bildwiederga¬ bemöglichkeit erforderlich ist. Geeignet dafür erscheint die Bildwiedergabe mit Laser und einem fotochromen Bildschirm Dynamik - Bereich zwischen minimal und maximal auftretenden Signalpegeln inner¬ halb einer Übertragungskette. Der Begriff der D. wird vor allem bei der Tonsignalverar¬ beitung und -Übertragung angewendet. Die D. wird dabei in dB angegeben und in Bau¬ gruppen und Geräten durch die maximal verarbeitbare Spannung einerseits und durch die bereits ohne Signal vorhandene Fremdspannung (Rauschen) andererseits begrenzt, so daß für einzelne Teile der Übertragung typische Dynamikwerte bestehen Elektretmikrofon - Kondensatormikrofon, bei dem die Membran aus einer vorbehan¬ delten Plastfolie (Elektret) besteht, die permanent Ladungen ohne äußere Vorspan¬ nung enthält elektronische Bildberichterstattung (ENG, Electronic News Gathering) - Bildjoumalis- mus, bei dem der Bildreporter eine kleine kompakte Fernseh- oder Farbfernsehkamera zusammen mit einem ebenfalls kleinen kompakten Videorekorder in einer netzunab¬ hängigen Einheit wie eine Filmkamera benutzt elektronischer Sucher - kleine Femsehbildröhre in Fernsehkameras oder Farbfemsehka- meras zusammen mit den notwendigen elektronischen Schaltungen, auf der das aufge¬ nommene Bild meist in Schwarzweiß für den Kameramann zur Beobachtung und Ver¬ folgung der aufgenommenen Szene und zur Einstellung von Kameraparametern sichtbar wird. Auch Farbvideokameras können über einen e. S. verfugen 19 Schubert, Eljabu 86 289 Equalizer (Frequenzgangentzerrer) - Gerät zum Beeinflussen des gesamten niederfre¬ quenten Übertragungsbereichs einer Wiedergabeanlage. Der E. wird zwischen Vorver¬ stärker und Leistungsverstärker bzw. zwischen Vorstufen und Endstufe eingefügt und nimmt eine Aufteilung des niederfrequenten Übertragungsbereichs in z. B. 10 oder mehr Teilbereiche vor, die individuell bezüglich Klang und Lautstärke mit dem Ziel beeinflußt werden können, die Wiedergabe auf die Eigenschaften des Wiedergabe¬ raums abzustimmen, um auf die Weise eine optimale bzw. bestimmten Wünschen ge¬ recht werdende Wiedergabe zu ermöglichen Farbstreifenfilter - streifenförmige Farbfilteranordnung unmittelbar vor der Bildauf¬ nahmeröhre einer Farbvideokamera, die die Farbzerlegung in die 3 Grundfarben Rot, Grün und Blau vomimmt. Das F. besteht aus zueinander parallel verlaufenden Farb¬ streifen in festgelegter und sich wiederholender Reihenfolge (z.B. R, G, B) und erzeugt durch seine farbselektive Durchlässigkeit 3 unterschiedliche Ladungen auf der Halb¬ leiterspeicherschicht der Bildaufnahmeröhre, die beim Abtasten durch den Elektro¬ nenstrahl zu den Farbwertsignalen führen. Bei Verwendung der Zeitmultiplextechnik stehen die Farbstreifen senkrecht. Zusammen mit einem schwarzen Streifen jeweils zwischen einem Farbtripel erhält man nacheinander (sequentiell) das R-, G- und B,-Si- gnal. Die 3 Signale müssen zeitlich wieder zusammengesetzt werden. Bei Verwendung der Frequenzmultiplextechnik neigt man die Farbstreifen unterschiedlicher Farben zueinander entgegengesetzt um einen bestimmten Winkel aus der Senkrechten und verändert die Farbdurchlässigkeit (Rotstop- und Blaustopfilter). Man erhält eine Trä¬ gerfrequenz, die mit einer Phasenverschiebung doppelt moduliert ist Farbvideokamera - kleine handliche Farbfemsehkamera für den halbkommerziellen oder Heimeinsatz. Die F. enthält vorzugsweise nur eine Bildaufnahmeröhre oder ist bereits mit einem Halbleiterbildsensor bestückt. Bei der Einröhren-F. wird die Auftei¬ lung des einfallenden Lichtes in 3 Lichtwege mit Spiegel und Filter durch ein Farbfil¬ ter ersetzt, das zur Bildaufnahmeröhre gehört und als Farbstreifenfilter mit hoher Ge¬ nauigkeit ausgeführt ist FBAS-Signal - elektrisches Signal des Farbfernsehens, das alle zur Wiedergabe des Farbfernsehbilds notwendigen Informationen aufweist und abhängig vom verwendeten Farbfernsehsystem unterschiedlich auf gebaut ist. Das F. enthält die auf dem Farbträ¬ ger modulierten Farbdifferenzsignale und das Bild-, Austast- und Synchronsignal. Weiterhin sind im F. auch Prüfsignale (Prüfzeile) vorhanden Fernsehstereoton - Bereitstellung einer stereofonen Tonwiedergabe für den zum Fern¬ sehbild gehörenden Begleitton. Der F. wird innerhalb des Fernsehkanals nach dem so¬ genannten Zweisenderverfahren übertragen, dem neben dem 1. Tonträger noch ein 2. Tonträger zugeordnet ist. Beide erhalten in geeigneter Weise die beiden Stereo¬ kanäle aufmoduliert. Daneben ist auch eine Zweitonübertragung (2 Sprachen) mög¬ lich Frequenzsynthese - Ableitung von Schwingungen mit hoher Frequenzkonstanz durch Vervielfachung oder durch Teilung aus einem quarzkonstanten Oszillator. Die F. wird zur Abstimmung von z.B. Hörrundfunkempfängem im Synthesetuner angewendet Gemeinschaftsantennenanlage (Abk.GA)- Empfangsantennenanlage, die aus Empfangs¬ antennen, Verstärkern, einem Netz von Antennenleitungen und Anschlußmöglichkei¬ ten für Hör- und Fernsehrundfunkempfängem besteht und für mehrere Teilnehmer (Haus, Wohnblock, Gebäudekomplex, kleinere Siedlung) gedacht ist. Je nach Größe und Umfang der G. werden einige ausgewählte Rundfunksender oder Frequenzberei¬ che empfangen oder auch alle örtlich vorhandenen Empfangsmöglichkeiten benutzt. Große G., die die Versorgung ganzer Wohngebiete, Stadtteile oder Ortschaften über- 290 nehmen, werden mit Großgemeinschaftsantennenanlagen (GGA) bezeichnet. Eine GGA verfugt über ein weitverzweigtes Netz von Teilnehmern, wobei auf den Strecken zwi¬ schen der eigentlichen Empfangsanlage (KopfStation) und den Teilnehmern weitere Verstärkerstellen mit Verzweigungen eingefügt sind. Die Kopfstation kann hierbei schon weit außerhalb des Siedlungsgebiets, z. B. auf einem Berg, stehen. Die weitere Entwicklung führt zum Kabelrundfunk geschlossener Kopfhörer - Kopfhörer, der ohrmuschelumschließend ausgeführt ist und mit einem Plastpolster eine möglichst gute Abdichtung erzielt, so daß eine Schall¬ dämpfung gegen Umweltgeräusche erreicht wird Halbleiterfernsehbildaufnahmeeinrichtung - flächenhafter Bildsensor mit einzelnen licht¬ empfindlichen Halbleitersensoren, die zeilen- und spaltenförmig angeordnet sind und als pn-Dioden und MOS-Kondensatoren realisiert werden. Beide arbeiten nach dem Prinzip der Ladungsspeicherung. Die über ein Objektiv auf die Bildsensoren proji¬ zierte Bildvorlage ruft entsprechend ihrer Leuchtdichteverteilung Ladungen in den Bildsensoren hervor. Die Ladungen werden nach unterschiedlichen Prinzipien ausge¬ lesen, zu denen xy-Adressierung, CID-Sensor (Charge Injection Device) und CCD- Sensor (Charge Coupled Devices) mit Zeilen- oder Bildübertragung gehören. Halblei¬ terbildaufnahmeeinrichtungen sollen eine möglichst große Anzahl an Bildsensoren enthalten und werden zusammen mit ihren Ansteuerschaltungen als eine integrierte Schaltung aufgebaut. Ein farbtüchtiger Bildsensor enthält zur Farbentrennung ein Fil¬ termosaik vor den Bildsensoren Heim-Bus-System - System zur Verbindung und Bedienung unterschiedlicher Geräte der Unterhaltungselektronik, das mit genormten Schnittstellen (Steckverbindungen, Signalpegel, Anschlußparameter) zwischen den einzelnen Geräten zur Übertragung der Ton- und Bildinformation und der Steuerbefehle arbeitet und erweiterbar auf die Einbeziehung weiterer Informationsdienste ist. Die Verbindung kann auch mit Licht¬ leitfasern und Prinzipien der Optoelektronik vorgenommen werden Hochzeilenfernsehen (HDTV, High-definition television) - Fernsehen, das zur Verbes¬ serung der Bildqualität mit einer höheren Zeilenzahl arbeitet als heute verwendete Femsehübertragungen. Neben einer Erhöhung der Auflösung wird dabei auch ein ver¬ ändertes Bildseitenverhältnis zugunsten einer größeren Bildbreite wie beim Breitwand¬ film angestrebt. Eine Möglichkeit besteht z. B. darin, eine Zeilenzahl von 1125 und eine Halbbildwechselfrequenz von 60 Hz zu verwenden Joystick - als Stab oder Knüppel ausgeführtes Bedienungselement, z.B. in Videospiel¬ geräten Kabelrundfunk (Kabelfemsehen) - Verteilung von Programmen des Hör- und Fern¬ sehrundfunks über ein Kabelnetz (ähnlich Großgemeinschaftsantennenanlage) an eine große, in einem ausgedehnten Gebiet (Stadt, Land) befindliche Teilnehmerzahl, wobei neben den am Empfangsort empfangbaren Programmen auch weitere, am Ort nicht empfangbare und/oder lokal produzierte Programme zusätzlich eingespeist und ver¬ teilt werden können. Die zusätzlichen Programme lassen sich auch über Richtfunk¬ oder Satellitenverbindungen (Satellitenempfang) heranführen. Findet nur eine Vertei¬ lung von Programmen in Richtung von der Zentrale (Kopfstelle) zu den Teilnehmern statt, so liegt ein Einwegkabelrundfunk vör, der mit einem Rückkanal (Antwortkanal) vom Teilnehmer zur Zentrale zum Zweiwegkabelrundfunk erweiterbar ist. Beim K. wird das Zukunftsziel verfolgt, durch eine entsprechende Gestaltung der Verkabelung (Breitbandigkeit) eine Erweiterung auch auf andere Zielstellungen und Übertragungs- 19' 291 möglichkeiten (Datenübertragung, Bildfernsprecher, Verkehr zwischen Teilnehmer und Teilnehmer) zu gewährleisten. Die Verbindung zwischen Stadtteilen oder Städten wird künftig auch über verlustarme Lichtleitfasern erfolgen Kabeltext - Kommunikationsform zur Verbreitung von Nachrichten oder Informatio¬ nen (Texte, Daten, bildhafte Darstellung), die über ein Kabelnetz (Kabelrundfunk) zyklisch ausgesendet werden und aus denen der Teilnehmer (Benutzer) die gewünsch¬ ten Angaben zur Darstellung auf dem Bildschirm eines Fernsehrundfunkempfängers bringen kann. K. steht ein separater Kanal zur Übertragung zur Verfügung Kabeltuner - Kanalwähler für Farbfernsehempfänger zum zusätzlichen Empfang der beim Kabelfemsehen vorhandenen Fernsehkanäle. Beim Kabelfemsehen können nach Aufbereitung der empfangenen Signale in der Kopfstelle Femsehsignale in den Fem- sehfrequenzbereichen und in den Sonderkanälen im Kabelfernsehen übertragen wer¬ den. Es handelt sich dabei um die Frequenzbereiche von 47 bis 68 MHz (Band I) und 118 bis 300 MHz (Band III) Kamerarekorder - kompakte Baueinheit aus Fernsehkamera und Videorekorder als Al¬ ternative zur Super-8-Filmkamera Kompander - Geräte zur Rauschminderung, die die Kompression und Expansion der Signale vornehmen. K. stellen die höchste Stufe der Rauschminderungseinrichtungen dar und werden bei aufnahme- und wiedergabeseitig aufeinander abgestimmten Rauschminderungsverfahren mit Dynamikbeeinflussung angewendet, die bei der Auf¬ nahme oder am Sendeort eine Kompression der Dynamik und bei der Wiedergabe oder am Empfangsort eine gleichwertige Expansion der Dynamik vornehmen. Ein Si¬ gnal, das Kompressor und Expander durchläuft, bleibt insgesamt unverändert. Signale, die nur eine Komponente durchlaufen, so z. B. die Rauschstörung, werden bei der Ex¬ pansion abgesenkt Konferenzfernsehen - Zusammenschaltung der Videotelefone mehrerer Bildfemsprech- teilnehmer zum Zwecke des gegenseitigen konferenzähnlichen Informationsaus¬ tauschs Kopfstelle - Empfangsstelle einer (Groß-) Gemeinschaftsantennenanlage oder einer Kabelrundfunkanlage, an der auch regional erzeugte Programme eingespeist werden können Kunstkopfstereofonie - kopfbezogene Stereofonie, die bei der Aufnahme mit einem Kunstkopf (Mikrofonanordnung ähnlich der Ohranordnung am menschlichen Kopf) arbeitet und bei der Wiedergabe Kopfhörer erfordert MAC (Multiplexed analogue component) - Zeitmultiplexübertragung von Leuchtdichte- und Farbsignal, wobei Leuchtdichte- und Farbdifferenzsignale komprimiert werden: das Leuchtdichtesignal um den Faktor 3:2, die zeilensequentiellen Farbdifferenzsi¬ gnale um 3:1. Damit stehen von der effektiven Zeilendauer von 52 ps dem Leuchtdich¬ tesignal 35 ps und jeweils einem Farbdifferenzsignal 17,5 ps zur Verfügung. Das Leuchtdichtesignal nimmt eine größere Bandbreite ein, paßt jedoch in einen Satelli¬ tenübertragungskanal (8,4 MHz) hinein. Durch die getrennte Übertragung entfallen Interferenzen zwischen Leuchtdichte- und Farbsignalen Mehrwegebox - Lautsprecherbox mit 2 oder mehreren Filtern, die das Übertragungsfre¬ quenzband in mehrere Bereiche (Wege) entsprechend der günstigsten Abstrahleigen¬ schaften der Lautsprecher (Hoch-, Mittel -, Tieftonlautsprecher) aufteilen 292 Mehrwegeempfang (Multipath) - Empfang von elektromagnetischen Wellen eines Sen¬ ders, die auf unterschiedlichen Wegen beim Empfänger eintreffen und dort auf Grund der durch die unterschiedlichen Laufzeiten bedingten Phasenunterschiede Störungen (Interferenzen) hervorrufen. Mehrwegeempfang tritt besonders häufig durch Reflexio¬ nen in dicht und mit hohen Häusern bebauten Ballungszentren auf MPX-Filter (Multiplexfilter, Seitenbandfilter) - Filter/das beim Empfang stereofoner Hörrundfunksendungen eingesetzt wird und alle Frequenzen oberhalb 53 kHz stark bedämpft, das Multiplexsignal dagegen weitgehend unbeeinflußt läßt. Durch das M. werden Störungen durch benachbarte Sender beim Stereoempfang unterdrückt MTG-Anschluß - Möglichkeit zum Anschluß eines Magnetbandgeräts oder eines Kas¬ settenrekorders an einen Farbfernsehempfänger über eine normgerechte Buchse offener Kopfhörer - Kopfhörer, der mit einem schalldurchlässigen Schaumstoffpolster versehen und ohrmuschelaufliegend ist. Die Schallabstrahlung geschieht in Ohrrich¬ tung und auch durch schalldurchlässige Öffnungen in der Rückseite des Hörergehäu¬ ses nach außen orthodynamischer Kopfhörer - Kopfhörer, bei dem die Schwingspule als gedruckte Schaltung auf der Fläche der Plastmembran aufgebracht ist, die sich zwischen Magnet¬ platten befindet. Durch diesen Aufbau wird die Membran gleichmäßig über ihrer gan¬ zen Fläche angetrieben, so daß unerwünschte Partialschwingungen vermieden werden passive Lautsprecherbox - Lautsprecherbox mit einem oder mehreren Lautsprechern, die über Filter zusammengeschaltet sind. Die p.L. enthält keine aktiven Bauelemente PCM-Schallplatte (Digitalschallplatte) - (optische) Schallplatte mit digital gespeicher¬ ten Tonsignalen, die geringe Verzerrungen und einen weiten Dynamikbereich sowie keine Gleichlauf Schwankungen bereitstellt Preceiver - Gerätekombination aus Tuner und Vorverstärker in einer Baueinheit, die durch einen Leistungsverstärker und Lautsprecherboxen ergänzt werden muß Projektionsfernsehempfänger - Farbfernsehempfänger mit durch Projektion vergrößerter Bildwiedergabe des Bildes auf einer Bildwand. Sie enthalten spezielle Projektionsröh¬ ren an Stelle der Farbfemsehbildröhre, Projektionsoptiken und eine Bildwand. Der Ei- dopher-P. hat die zur Zeit größte Leuchtdichte. Dabei trifft ein modulierter Elektro¬ nenstrahl auf eine Ölschicht, die elektrostatisch aufgeladen und deformiert wird. Durch die Deformation wird eine Fremdlichtquelle über eine Schlierenoptik gesteuert. Als Fremdlichtquelle wirkt dabei eine lichtstarke Xenonlampe. Der P. läßt sich auch als kleines, aktentaschengroßes Gerät mit entsprechend kleiner Bildwand aufbauen und als Datensichtgerät einsetzen. Eine andere Möglichkeit für den Aufbau von P. bie¬ tet sich mit der Rückprojektion an, wobei der P. einteilig ist. Das Bild erscheint auf einer Mattscheibe und wird von seitlich in P. angeordneten Projektionsröhrchen proji¬ ziert. Die Lichtstrahlen werden entsprechend umgelenkt und von hinten auf die Matt¬ scheibe geworfen Pseudoquadrofonie - Verfahren zur Aufbereitung von 2kanaligen Stereosignalen, wobei man ein aus den beiden Stereosignalen A und B (links und rechts) gewonnenes und Rauminformationen enthaltenes Differenzsignal S = L - R an 2 hinter dem Zuhörer befindliche zusätzliche Lautsprecher als S und -S zufuhrt 293 Quadrofonie (Vierkanalstereofonie) - Verfahren zur Aufnahme, Übertragung (Speiche¬ rung) und Wiedergabe von Schallereignissen, das mit 4 Kanälen arbeitet. Die Q. stei¬ gert das Hörerlebnis durch Vergrößerung des Informationsinhalts über das Original¬ schallereignis, in dem neben den 2 Stereokanälen der Zweikanalstereofonie mit vor¬ zugsweise Richtungsinformationen über 2 zusätzliche Kanäle auch Rauminformatio¬ nen übermittelt werden. Auf der Wiedergabeseite sind dazu 4 Lautsprecher notwendig Quasi paralleltonverfahren - Verfahren zur Bild-ZF-Signalverarbeitung in Fernsehemp¬ fängern, wobei die Bild-ZF (38,9 MHz) und die Ton-ZF (33,4 MHz) getrennt hinter der gemeinsamen Mischstufe verstärkt werden. Die Ton-DF wird jedoch nach dem In¬ tercarrierverfahren gebildet. Das Q. ist insbesondere beim Zweikanalfernsehton inter¬ essant geworden Rauschminderung - Verfahren zur Minderung der Rauschbeeinträchtigung bei der Übertragung und Speicherung von Tonsignalen. Die R. hat in unterschiedlichen Va¬ rianten ihrer Realisierung und in ihren erzielbaren Parametern (Rauschunterdrückung in dB) bei Kassettenrekordern eine große Bedeutung erlangt. Sie kann aber auch in der Schallplattentechnik, bei der Hörrundfunkübertragung, im Sprechfunk und bei Licht¬ ton angewendet werden. Die R. verfolgt das Ziel, die nachteiligen Einflüsse einer un¬ zureichend beherrschten Dynamik und des Rauschens zu verringern. Die Verfahren bzw. Möglichkeiten zur R. lassen sich einteilen in: • Verfahren, die komplementär und nichtkomplementär arbeiten; • Verfahren mit und ohne Beeinflussung des Dynamikumfangs. Unter komplementären Verfahren versteht man solche, die das Tonsignal bei der Auf¬ nahme oder vor der Übertragung nach einer bestimmten Vorschrift verändern und die Veränderung bei der Wiedergabe oder am Ende der Übertragung wieder rückgängig machen. Nichtkomplementäre Verfahren sind nur bei der Wiedergabe wirksam. Diese Prinzipien ergeben 4 Möglichkeiten, wobei die komplementär arbeitenden Verfahren in Systemen mit hoher Übertragungsgüte angewendet werden, da sich das Signal wie¬ der in seinen ursprünglichen Zustand wie vor seiner Verarbeitung zurückversetzen läßt. Die höchste Stufe dabei stellen komplementäre Verfahren mit Dynamikbeeinflus¬ sung dar, die auch als Kompander (Kompression bei der Aufnahme, Expansion bei der Wiedergabe) bezeichnet werden. RGB-Signal - Bezeichnung für die 3 Farbwertsignale des roten, grünen und blauen Farbauszugs einer farbigen Bildvorlage beim Farbfernsehen, die von einer Farbfem- sehkamera gebildet werden, bei der Übertragung in Farbdifferenzsignale überfuhrt, auf den Farbträger aufmoduliert und empfängerseitig wieder zur Ansteuerung der Farb- fernsehbildröhre verwendet werden. Das R. entspricht den Anteilen der 3 Grundfarben in der Bildvorlage Receiver - Gerät, das aus Tuner und Niederfrequenzverstärker in einer Baueinheit be¬ steht. R. ist eine modernere Bezeichnung für Hörrundfunkempfänger im Sinne eines kompletten Geräts zum Empfang und zur Wiedergabe von Toninformationen, an das Lautsprecherboxen anzuschließen sind 294 Schlagwortverzeichnis für die Jahrbücher 1984, 1985 und 1986 (Die Zahl vordem Schrägstrich gibt jeweils das Jahrbuch an, die Zahl nach dem Schrägstrich die Seite.) Abhörverstärker 85/238 Abkürzungen und Begriffe der Elektro¬ nik 85/293 ff. Abschwächer 85/202 Absorptionsfrequenzmesser 48/183 f. abstimmbarer Hauptoszillator 84/64 Abstimmungsautomatik, Funkgerät R-130, Prüfgerät 84/301 ADRES 86/57 A-D-Wandler 86/208 Akkumulator, Kapazitätsmeßgerät 86/283 aktive Antenne 85/246, 247 - Ferritantenne, 160-m-DX-Empfang 86/200 aktiver RC-Cauer-Tiefpaß 6. Grades 84/140 ff. aktives MPX-Filter 9.Grades 84/274ff. - RC-Filter 84/140ff - RC-Universalfilter 84/148 ff. - Stereoseitenbandfilter 84/274 ff. aktivierbare Primärzelle 85/83 akustischer Schalter 84/266 akustoelektronisches Oberflächenwellen¬ filter 85/58 ff. alkalische Zink-Braunstein-Zelle 85/78 Amateurfunkband, 1,3-GHz-, Bau¬ gruppe 85/158 ff. Amateurfunksatellit, sowjetischer 84/91 ff. Amateurfunksendestelle im Wohngebiet 84/178 ff. AM-Kleinempfänger 86/254 AM-Prüfgenerator, 400 kHz bis 30 MHz 86/139ff. Analoganzeige, LED-Leuchtband- Leuchtpunkt 84/109ff. Analoguhr, funkgesteuerte 85/179ff. Anfangstemperatur 85/110 Anfangswiderstand 85/110 ANRS 86/56 Ansprechtemperatur 85/110 Ansteuerschaltkreis B 260 D 86/260ff. Ansteuerschaltung, Schaltnetzteil 84/196 86/259 Anstiegsgeschwindigkeit des Durchla߬ stroms 84/132 Antenne, aktive 85/246, 247 Antennenanpaßgerät für Kurzwellenbän¬ der 84/213 Antennenverstärker, 2 m bzw. 70 cm 85/193 Antennenwald 84/208 ff. AOW-Filter 85/58 ff. Arbeitsgemeinschaft, Schaltung für 86/241 ff. Arbeitsplatzcomputer robotron A 7 100 86/18 Arbeiter-Radio-Bewegung 84/41 ff. 85/26 ff. Arithmetikschaltkreis 85/18 asymmetrische Störung 84/89 auf gleicher Wellenlänge, Bericht 85/286ff. automatische Telefonzentrale, Fehler¬ analyseprüfgerät 85/287 Autovoltmeter 85/252 Avalancheeffekt, praktische Nutzung 86/158 Baby-Beverage 86/197 Bandleitungsantenne, 144-MHz-Ama- teurfunkband 86/155 Basisbreitenregler mit A274 D 85/231 ff. Baugruppentest, 80-m-Bandempfänger 85/131 Begriffe und Abkürzungen der Elektro- . nik 85/293 ff Beifallmesser 84/273 295 Belichtungszeit- und Lichtmengenschal¬ ter 86/221 ff. Beverage-Antenne 86/196 BFO für Transistorsuper 84/206 BFO, 80-m-Band-Empfänger 85/130 BIFET-Operationsverstärker 85/303 Bildfernsprechen 86/66 bipolarer Schaltkreis 86/23 Bleiakkumulator 85/84 Blinker für Taschenlampe 84/304 Blinklichtgeber 86/164 Blinkschaltung 85/120 Blockierkennlinie 84/131 Blumentopf Wächter 85/254 Boden-Segment 85/50 Bordpeilverfahren 86/76 Bordspannungskontrolle, 12-V-Kfz 84/117, 120 Breitbandverstärker, einstellbare Band¬ breite 85/177 ff. -, großsignalfester, UKW 85/135 ff. Brennstoffzelle 85/87 BR 25, HiFi-Zwei-Wege-Baßreflexbox 85/25 Bürofernschreiben 86/65 B 260 D, Ansteuerschaltkreis 86/260 ff. Capelia, HiFi-Drei-Wege-Box 85/25 Cauer-Tiefpaß 6. Grades, aktiver 84/140 ff. Chess Master, Schachcomputer 85/21 86/87ff. CMOS-Logikschaltkreis 85/18 86/23 CMOS-Serie K 176 86/93 ff. CMOS, sowjetische,Vergleichsliste 84/105 Colorett 4006, Farbfernsehempfänger 84/34 Colorvergrößerung, Dichtemesser 84/254ff. Combo 923, Stereoanlage 84/39, 40 Concert 2030, Stereoanlage 84/38, 40 CW-Betrieb, QRP-Sender 85/195 CW-Minitransceiver für 80-m-Band 84/227 CW-Mithörgenerator 86/171 CW-Monitor 84/240 Czochralski-Verfahren 84/13 Dauergrenzstrom 84/131 dbx 86/55 Debüt 1001 86/25 Dekoder-Schaltkreis 84/32 Dichtemesser, Colorvergrößerung 84/254 ff. digitales Fernthermometer 86/203 ff. Diodenmatrix, elektronischer Modellbau 85/255 ff. Diode, Prüfgerät für 85/280 Dipmeter 86/257 Direktmisch-CW-Transceiver nach der 3. Methode 84/57 ff. Distance Measuring Equipment 86/78 DME 86/78 DNL-Verfahren 86/42 Dolby B 86/48 Dolby C 86/52 Dolby HX 86/53 Doppel-Zepp für 2-m-Band 84/218 Doppler-Navigator 86/85 Dotierungsverfahren 85/11 Drahtantenne, 160 m 86/197 Drehrichtungs-Steuerung, Kleinmotor 85/106 Drehzahlmesser mit LED 84/125 Dreieckschwingung, Funktionsgenerator 84/245 ff. Dreipunktfestspannungsregler 86/255 Drei-Wege-Box 85/25 Drossel, 80-m-Band Empfänger 85/128 Durchlaßkennlinie 84/130 Durchlaßspannung 84/132 Durchlaßstrom, Anstiegsgeschwindigkeit 84/132 Dynamikumfang 86/40 dynamisches Rauschfilter 86/41 ECL-Schaltkreis, K 500er-Reihe, Ver¬ gleichsliste 85/297 Ein/Aus-Steuerung, Kleinmotor 85/106 Einchip-Mikrorechner 85/17 86/21 Eingangsteiler 86/138 Einheitsfernsehempfänger 86/36 Eintaktdurchflußwandler 86/176 Eintaktsperrwandler 86/177 elektroakustische Übertragung 86/39 elektrochemische Spannungsreihe 85/71 Elektroenergieverbrauch, Femmeßgerät 84/301 elektromagnetisches Zählwerk 84/301 Elektronik, Abkürzungen und Begriffe 84/293 ff. Bauelement 84/26ff. 85 /16ff. 296 Elektroniktips, Pionierhaus Prag 84/268 ff. elektronischer Modellbau, Diodenmatrix 85/255 ff -, Würfel 85/261 ff. elektronische Schaltuhr 86/286 elektronisches Relais 85/103, 104 Empfängerabgleich, 80-m-Band-Emp- fänger 85/132 Empfänger-HF-Teil 84/61 Empfänger ohne Spule 84/273 Empfangsantenne, VHF-Amateurband 86/150ff. Empfangskonverter 432 MHz/144 MHz 84/185 ff. EMR 85/17 Endstufe 85/220 Endtemperatur 85/110 Endverstärker, A2030 85/240 - großer Leistung 85/242 -, 2 x A210K 85/239 Endwiderstand 85/110 Entkopplungssiebglied 85/143 Entladeschlußspannungskontrolle, Nik- kel-Kadmium-Akkumulator 84/173 Entstörfilter für Kleinmotor 84/87 EPROM 84/32 Equalizerschaltung 84/263 Erhaltungsladegerät, Kfz-Akkumulator 84/242 ff. Exko 86/55 Experimentierleiterplatte 84/116 Faltdipole, 144-MHz-Amateurfunkband * 86/152 Farbfernsehempfänger Colorett 4006 84/34 Farbfernsehempfänger Novatron 6000/1 84/35 Feederleitung 85/148 Fehleranalyseprüf gerät, automatische Telefonzentrale 85/282 Feldeffekttransistor, Prüfgerät 85/280 Feldstärkeanzeige 84/118/ 120 Fembediengerät, stationärer KW-Sender 84/298 Femkopieren 86/65 Fernmeßgerät für Elektroenergiever¬ brauch 84/301 Femmodulationsgerät, Sender KNIE 85/284 Fernschreiber F 2000 86/17 Fernsehantennenverstärker 85/247 Fernsehempfänger, Vorfahren 86/28 ff. Fernsehen 84/34 ff. 85/23 ff. Fernsehsystem mit erhöhter Auflösung 84/47 ff. Fernsprechnetz, Signalkontrolle an Taktschaltung 85/282 Fernthermometer, digitales 86/203 ff. Ferritantenne, aktive, 160-m-DX-Emp- fang 86/200 FeStfrequenzkonverter, UHF-Empfang 85/209 ff. Festkörperelektrolyt-Zelle 85/83 Festwertspeicher-Schaltkreis 84/32 Feuchtesensor, kapazitiver 85/38 Filter, mechanisches, Quarzfrequenz 85/194 -, 80-m-Band-Empfänger 85/128 Floating-Zone-Verfahren 84/13, 14 FM-Empfänger, S-Meter 84/175 fortschreitende Welle 85/150 Freilaufdiode 84/196 freilaufender RC-Relaxationsoszillator 86/163 Freiwerdezeit 84/132 Frequenzaufbereitung für 384 MHz 85/161 Frequenzmeßzusatz für Ohmmeter 84/207 -, Vielfachmesser 86/231 ff. Frequenzteiler 84/66 Frequenzverdoppler 14/28 MHz 85/195 Fühlerform, Kaltleiter 85/115 Füllstandsmelder 85/120 Funkentstörung, Schaltnetzteil 84/203 Funkgerät R-130, Prüfgerät für Abstim¬ mungsautomatik 84/301 funkgesteuerte Analoguhr 85/175 ff. Funkhöhenmesser 86/84 Funksystem, Ortung und Navigation, Zivilluftfahrt 86/72 ff. Funktionsgenerator für Sinus-, Recht¬ eck-, Dreieckschwingung 84/245 ff. Funkzugführer 84/285 ff. galvanische Zelle 85/68 ff. Geracord GC 6031, Kassettengerät 85/24 geschlossener Optokoppler 85/100 gezogener Quarzoszillator, Abstimmung des UKW-Amateurfunkgeräts 84/157 ff. 297 Gitarre, Wah-Wah-Schaltung 84/265 Gleichspannung, maximale 85/111 Gleichspannungsvoltmeter, automati¬ sches 86/118 f. Gleichspannungswandler mit Transistor 86/174 ff. Gleichstromübertragungsverhältnis 85/102 Grenzfrequenz 85/102 Grenzlastintegral 84/132 großsignalfester Breitbandverstärker, UKW 85/135ff. Großsignalverstärker, Linear- 86/166 Grund-L-Netzwerk 84/214 G 1000, MW-Taschenempfänger 84/37 Halbleitermarkt, kapitalistischer 84/21 Halbleitertemperatursensor 85/36 Hall-Effektsensor 85/39 Halogen-Metall-Akkumulator 85/86 Haltestrom 84/132 Hauptoszillator, abstimmbarer 84/64 Hauptverstärker 85/237 Havarie- (Not-) Funkbaken 85/45 ff. HC 900, Heimcomputer 85/22 HD-TV-Signal-Übertragung 84/54 Heimcomputer HC 900 85/22 HF-Breitbandverstärker 85/203 HF-Meßbrücke mit Rauschgenerator 86/179 HF-Reflekto-Wattmeter 85/156 HF-Signalpegelmeßgerät SPM 84 86/27 HF-Störung, Ursache und Abhilfe 84/75 ff. HF-Teil, Störung 84/81 HF-Transistorprüfer 86/257 HF-Verstärker, UKW-Empfang 84/260 HiFi-Drei-Wege-Box Capella 85/25 HiFi-Komponentenanlage S 3900 85/23 HiFi-Minikomponentensystem S 3000 84/36, 37 HiFi-Phonoautomat SP 3000 84/38 HiFi-Zwei-Wege-Baßreflexbox BR 25 85/25 High-Com 86/54 High-Com II 86/54 High-Definition Television 84/47 Hochleistungs-NF-Verstärker 85/219ff. hochohmiges Voltmeter 84/257 Hochpaßfilter 86/198 Hochzeilen-Fernsehen 84/49 ILS 86/79 Impedanz, Oberflächenweilenfilter 85/59 Imperialismus, Mikroelektronik und 84/17 ff. Impulsdauermodulator, Schaltregler mit, Schaltnetzteil 86/259 ff. Impulsgeber, synchronisierter 86/165 Impulsgenerator, B 555 D 85/248 Impulszündung, Thyristor 84/133 Individualkommunikation 86/62 INMARSAT 85/54ff. Instrument Landing System 86/79 integrierter Schaltkreis, Scheibenprozeß, Herstellung 85/9ff. —, Umsatz 84/22 internationale Schaltungsrevue 84/221 ff. 85/190ff. 86/168ff. Intervallschalter, B 555 D 85/285 Ionenimplantationsanlage 85/13 IS-Entstörung 84/85 Isolationsspannung 85/102 Kabelinstandsetzungseinrichtung FFK 250 84/297 Kabelprüf pult 85/281 Kabelverlegungstechnik, Prüf gerät 86/282 Kaltleiter 85/109ff. Kaltwiderstand 85/111 Kapazitätsmeßgerät, Akkumulator 86/283 kapazitiver Feuchtesensor 85/38 kapazitive Überkopplung, Oberflächen- wellen-Filter 85/65 kapitalistischer Halbleitermarkt 84/21 Kaskadierung, Schaltkreis A277 84/122 Kassettengerät Geracord GC6031 85/24 Kassettenrekorder SKR 501 84/37 k-Automatik mit CMOS-Schaltkreis 86/146 ff. Kennlinie, PTC-Thermistor 85/1 llf. Kfz-Akkumulator, Erhaltungsladegerät 84/242 ff. Kfz, Bordspannungskontrolle 84/117,120 -, Voltmeter 85/252 Klangregelschaltung 84/261 Kleinmotor, Drehrichtungs- und Ein/ Aus-Steuerung 85/106 -, Entstörfilter 84/87 Klingenthaler Harmonikawerke, Bericht 86/2 7 4 ff. 298 Klubstation, Bericht 85/270ff. Knopfzelle 85/74 Koaxialantenne, 144-MHz-Amateur- funkband 86/156 - für 1296 MHz 85/171 Kommunikationselektronik, Begriffe 86/2 8 7 ff. Kommunikationstechnik 86/61 ff. Kompaktkassetten-Frontladegerät Gera- cord GC 6031 85/24 Kompander 86/4 5 ff. Komparator 86/212 komplementäres Verfahren 86/45 ff. Konverter für 160-m-Band 84/221 Kraftfahrzeug, Entstörung des Rund¬ funkempfangs 84/86 -, Störquelle 84/87 Kristadynempfänger 86/158 Kurzwellenhörer, Top-Band 160 m 86/194 ff. Kurzwellenkonverter, universell ver¬ wendbar 8 5 /19 9 ff. KW-Amateurbereich, Preselektor 84/224 KW-Einfachsuper 85/122 ff. KW-Empfang, HF-Verstärker 84/260 KW-Konverter, WARC-Band 86/170 KW-Sender, stationärer, Fernbedienge¬ rät 84/298 K 176, CMOS-Serie 86/93 ff. ladegekoppelte Sensorzeile 85/21 Ladegerät, Thyristorsteuerung 85/266ff. Langdrahtantenne für 2 m, 70 cm, Fem- sehband IV 84/215 Lauflichtgenerator 86/247 ff. Lauflichtkette mit Thyristorleistungs¬ schalter 84/119, 121 LCD-Ansteuerschaltkreis 85/18 Leclanche-Zelle 85/77 LED-Leuchtband-Leuchtpunkt-Analog- anzeige 84/109ff. LED-Schaltung 86/256 Leipziger Frühjahrsmesse 1983 84/24 ff. Leipziger Frühjahrsmesse 1984 85/15 ff. Leipziger Frühjahrsmesse 1985 86/16ff. Leistungsanpassung, Oberflächenwellen¬ filter 85/59 Leistungselektronik, Entstörung 84/88 Leistungsmesser, Reflektometer 85/153 Leistungsschaltstufe mit Diac/Triac 85/105 Leistungsschalttransistor 86/179 Lesefrequenz-Phasenschieberoszillator 84/63 Lese-Schreib-Speicher, statischer 84/33 Leuchtdiode 84/30, 31 Leuchtdiodenmatrix 84/127 Leuchtstoffröhre, Transverter 85/250 Lichtemitteranzeige 85/303, 304 Lichtmengenschalter 86/221 ff. Lichtmusikanlage 85/251 Lichtschlauch, Steuerelektronik 85/224ff. Lichttonspeicherung, Rauschminde¬ rungsverfahren 86/59 Linear-Großsignalverstärker 86/166 Lithium-Chalkogen-Akkumulator 85/87 Lithium-Zelle 85/80 L-Netzwerk-Variation 84/215 Low-power-Schaltkreis, TTL-Serie, Ver¬ gleichsliste 85/298 f. Low-power-Schottky-Schaltkreis 84/27 Luftfahrt, Satellitensystem 85/44 fT. Luftsauerstoff-Eisen-Akkumulator 85/86 Luftsauerstoff-Kadmium-Akkumulator 85/86 Luftsauerstoff-Zink-Akkumulator 85/86 Magnetbandgerät, Schaltgerät für auto¬ matischen Start/Stopp 85/285 Magnetbandkanal 85/237 maximale Gleichspannung 85/111 Maximaltemperatur 85/111 Massenkommunikation 86/62 mechanisches Filter, Quarzfrequenz 85/194 Meßgeräteschaltung für Funkamateur 86/118 ff. Meßtechnik, Oberflächenwellenfilter 85/67 Metronom 86/163 -, B 555 D 85/249 Mikroelektronik, Silizium, wichtiger Werkstoff 84/11 ff. - und Imperialismus 84/17 ff. mikroelektronisches Bauelement, Ver¬ wendungsstruktur 84/22 Mikrofonkanal 85/236 Mikroprozessorsystem 85/17 Miniempfänger MW/LW 86/253 Minimalwiderstand 85/110 Mini-Mühle 86/246 Minivielfachmesser 86/121 f. Mischer 84/66 86/25 299 Mischoszillator mit Pufferstufe 85/205 SSB-Trägerfrequenz 85/194 Mischstufe 85/204 Mithörgenerator 84/70 85/197 Mittelwellenbandsperrfilter 86/198 MMM-Kaleidoskop 84/294 ff. 85/277 ff. 86/2 8 Off. Modellbau, elektronischer. Diodenma¬ trix 85/255 ff. Modulator 84/62, 63 Monoheimempfänger Strelasund 84/36, 37 Morseumsetzer 84/298 Morse- und Mithörgenerator 85/197 MPX-Filter 9. Grades, aktives 84/274ff. MR 510, Taschenrechner 84/33 Multimeter G-1004.500 86/24 Multivibrator, Kaltleiter zum Rückkop¬ peln 85/120 MW-Taschensuper 84/37 MWT-Funktionsmodell 86/284 Nachrichtenbetriebsdienst, beweglicher Arbeitstisch für 85/283 Natrium-Schwefel-Akkumulator 85/87 Navigationssystem OMEGA 86/81 NAVSAT, Erdfunkstelle 85/52 NAVSTAR (GPS) 85/50 ff. Nenntemperatur 85/110 Nennwiderstand 85/110, 111 Netzfilter 84/90 Netzteil, NF-Verstärker 85/222 -, 80-m-Band-Empfänger 85/133 Netztrennung, Schaltnetzteil 86/189 Netzwerk 84/214 ff. Neubeginn mit Bewährtem, Bericht 84/279ff. NF-Endverstärker 85/240 -, großer Leistung 85/244 NF-Spannungsmesser, logarithmischer 84/176, 177 NF-Teil, Störung 84/81 NF-Verstärker 84/70 -, Hochleistungs- 85/219ff. - mit Rauschblende 84/62, 63 NF-Verstärkerstufe 30 dB 85/157 - 40 dB 85/189 NiCd-Knopfzelle 85/85 nichtkomplementäres Verfahren 86/41 ff. Nichtstartspannung 84/132 Nickel-Eisen-Akkumulator 85/85 Nickel-Kadmium-Akkumulator 85/85 -, Entladeschlußkontrolle 84/173 Nickel-Wasserstoff-Akkumulator 85/86 Novamat 4004/5 84/35 Novamat 6006/7 84/37 Novatron 6000/1, Farbfernsehempfänger 84/35, 37 NV 10-mono 86/25 NV 20-stereo 86/25 oberer Zündstrom 84/132 obere Zündspannung 84/132 Oberflächenwellenfilter, akustoelektroni- sches 85/58 ff. offener Optokoppler 85/101 Ohmmeter, Frequenzmeßzusatz 84/207 OMEGA Navigationssystem 86/81 Operationsverstärker 84/101 85/303 Optokoppler 85/99ff. Optosensor 85/40 Orgeloszillator 85/57 Oszillator-Frequenzaufbereitung für 1152 MHz 85/158 Panzerschlacht 86/245 PCM-Nachrichtentechnik 86/22 Pegeltester mit akustischer Anzeige 86/235 ff. Peilrahmenantenne, 160-m-DX-Emp- fang 86/199 periodischer Spitzenstrom 84/131 periodische Spitzenblockierspannung 84/131 - Spitzensperrspannung 84/131 Personalcomputer robotron PC 1715 86/19 Phasenumkehrstufe 85/220 Piezosender 85/36 Portable-Groundplane für 20, 15 und 10 m 84/211 Positionsspannungsregler 86/255 Postselektor 85/205 Preselektor 85/202 -, KW-Amateurbereich 84/224 -, 40-m-Band 85/191 Primärbatterie 85/72ff. Primärelement, Gerät zur Regenerie¬ rung 86/286 Primärknopfzelle, Abmessung 85/82 Primärzelle 85/72 ff. -, aktivierbare 85/83 300 Prüfgerät für Abstimmungsautomatik, Funkgerät R-130 84/301 - Kabelverlegungstechnik 86/282 Prüfschaltung 84/116 Prüfstift, VHF/UHF-Bereich 84/25Off. PTC-Thermistor 85/109ff. Quarzfrequenz, mechanisches Filter 85/194 Quarzoszillator 86/168 gezogener, für Abstimmung des UKW-Amateurfunkgeräts 84/157 ff. -, Thermostat 84/303 Quarzprüfer 85/197 QRP-Sender, CW-Betrieb 85/195 Radio 1 und 2, Versuchssatelliten 84/91 RauSchblende, NF-Verstärker mit • 84/62, 63 Rauschfilter, dynamisches 86/41 Rauschgenerator, HF-Meßbrücke mit 86/172 Rauschminderungsverfahren 86/40 ff. Rauschminderung von Tonsignalen 86/3 9 ff. RC-Cauer-Tiefpaß 6. Grades, aktiver 84/140ff. RC-Filter, aktives 84/140ff. RC-Relaxationsoszillator 86/163 RC-Universalfilter, aktives 84/148 ff. Reaktanzsensor 85/37 Rechteckschwingung, Funktionsgenera¬ tor 84/245 Reflektometer, Arbeitsweise 85/148 ff. Reflexkoppler 85/101 Reflex-Optokoppler MB 125 84/30, 31 Reflexschaltung, Superhet 84/258 Regenerations-Störung, Unterdrückung, Oberflächenwellenfilter 85/62 Reisesuper SOUND clock 85/24 Relais, elektronisches 85/103, 104 Relaxationsoszillator, freilaufender 86/162 REMAmodus RX42 86/25 REMA-Tuner 830, Stereodekoder 84/235 ff. RGW-Bereich, Schaltkreis 84/100 ff. 85/88 ff. 86/105 ff. Rhombusantenne für 70 cm, Femseh- band IV 84/218 -, offene 86/198 Richtkoppler 85/151 robotron A6454 86/17 robotron A7100 86/18 robotron PC 1715 86/19 Rohsilizium, Herstellung 84/12 Rumpelfilter, umschaltbares 85/269 Rundfunk 84/34ff. 85/23 ff. Rundfunkempfänger, Einstrahlung 84/80 Rundfunkempfang, im Kraftfahrzeug, Entstörung 84/86 SARSAT/KOSPAS 85/44 Satelliten-Segment 85/48 Satellitensystem, Luft- und Seefahrt 85/44 ff. Satellitenübertragung 84/53 Schachcomputer 86/87, 91 - Chess Master 85/21 Schallplattentechnik, Rauschminde¬ rungsverfahren 86/57 Schalter, akustischer 84/266 Schaltgrenztemperatur 85/111 Schaltkreis A 277, Kaskadierung 84/122 Schaltkreis, integrierter Scheibenprozeß, Herstellung 85/9 ff. -, Umsatz 84/22 -, RGW-Bereich 84/100ff. 85/88ff. 86/105 ff. Schaltnetzteil 84/191 ff. - ohne Netztransformator 86/174ff. -, Schaltregler mit Impulsdauermodu¬ lator 86/2 5 9 ff. Schaltregler mit Impulsdauermodulator, Schaltnetzteil 86/2 59 ff. -, Speicherdrossel 86/268 Schaltuhr, elektronische 86/286 Schaltungsrevue, Anfänger 84/258ff. 85/246ff. 86/253 ff. -, internationale 84/221 ff. 85/190ff. 86/190 ff. scheibenförmiger Kaltleiter 85/114 Scheibenprozeß, integrierter Schaltkreis, Herstellung 85/9 ff. Schmitt-Trigger-Schaltkreis 84/32 v Schottky-Schaltkreis, TTL-Serie, Ver¬ gleichsliste 85/301 Schreib-Lese-Speicher, statischer 84/32 Schuldiskothek 85/235 ff. Schwebezonenverfahren 84/14 Seefahrt, Satellitensystem 85/44 ff. Seitenbandschalter 84/62, 63 301 Sekundärzelle 85/84ff. selektiver UKW-Vor Verstärker 85/213 ff. Semi-Kundenschaltkreis 86/21 Sender 84/72 Sender KNIE, Fernmodulationsgerät 85/284 Sendermischer mit SAZ 61 85/167 Senderverstärker 84/65 Sensor 85/31 ff. Sensorzeile, ladegekoppelte 85/21 Sensorzelle SP 105 84/30, 31 Serenade MA 523, Stereoanlage 84/39, 40 Seriennetzwerk 84/217 Signalfrequenz 85/102 Signalkontrolle, Taktschaltung des Fern¬ sprechnetzes 85/282 Silber-Wasserstoff-Akkumulator 85/86 Silber-Zink-Akkumulator 85/86 Siliziumabscheidung 84/12 Silizium, Eigenschaft 84/15 -, wichtigster Werkstoff der Mikroelek¬ tronik 84/11 ff. Sinusfestfrequenzoszillator 86/164 Sinusschwingung, Funktionsgenerator 84/245 ff. SKR 501, Kassettenrekorder 84/37 S-Meter, FM-Empfänger 84/178 SM 3000 86/25 SOAR 86/179 SOUND clock, Reisesuper 85/24 sowjetische CMOS, Vergleichsliste 84/105 sowjetischer Amateurfunksatellit 84/91 ff. Spannungsfestigkeit 85/102 Spannungsregler, einstellbarer 86/255 Spannungsreihe, elektrochemische 85/71 Spannungsstabilisator 84/67 Speicherdrossel 84/194 -, Schaltregler 86/268 Speicherschaltkreis 86/22 Speiseleitung 85/148 Sperrkennlinie 84/131 Spitzenblockierspannung, periodische 84/131 Spitzensperrspannung, periodische 84/131 Spitzenstrom, periodischer 84/131 Sprungtemperatur 85/110 Spule, 80-m-Band-Empfänger 85/128 SP 3000, HiFi-Phonoautomat 84/38 SSB-Trägerfrequenz, Mischoszillator 85/194 stabiler VFO 85/146 Starterspannung 84/132 Starterstrom 84/132 Start/Stopp, automatischer, Schaltgerät für Magnetbandgerät 85/285 stationärer KW-Sender, Fembediengerät 84/298 statischer Lese-Schreib-Speicher 84/33 - Schreib-Lese-Speicher 84/32 stehende Welle 85/150 Stehwellenverhältnis 85/151 -, Messen 85/153 Stereoanlage Combo 923 84/39, 40 - Concert2030 84/38, 40 - Serenade MA523 84/39, 40 Stereobasisbreitenregler mit A 274 D 85/231 ff. Stereodekoder für REMA-Tuner 830 84/235 ff. Stereoseitenbandfilter, aktives 84/274 Steuerelektronik, Lichtschlauch 85/224 ff. Steuerverlustleistung 84/132 Störaustastschaltung 84/71 Störaustastung 84/64 Störquelle 84/78 - in Kraftfahrzeug 84/87 Störung, Klassifizierung 84/76 -, Maßnahme zur Verringerung 84/97, 82 Störungserscheinung 84/79 Störungsunterdrückung, Maßnahme 84/82 Störungsuntersuchungsschritt 84/84 Störursache 84/78, 79 Stoßstrom 84/131 Strahlschranke 85/101 Strelasund, Monoheimempfänger 84/37 Streng, aber mit Herz, Bericht 86/10ff. Strommesser, elektrischer 86/130f. Stromsparschaltung 84/61 Stromversorgung, Konverter 85/207 Stummschaltung 84/62, 63 Summierwandler 86/177 Super ANRS 86/56 Super D 86/55 Superhet mit Reflexschaltung 84/258 SWV 85/151 symmetrische Störung 84/89 synchronisierter Impulsgeber 86/165 302 S 3000, HiFi-Minikomponentensystem 84/36, 37 S 3900, HiFi-Komponentenanlage 85/23 Tachometer mit B 555 D 84/102 Taktgeber 86/163 - mit Umlaufanzeige 86/223 taktiler Sensor 85/43 Taktschaltung des Fernsprechnetzes, Si¬ gnalkontrolle 85/281 Taschenlampe, Blinker 84/304 Taschenrechner, Impulse zählen 84/2 3 2 ff. - MR 510 84/33 Tastschaltung 84/67 Tastung 84/59 Telcom c4 86/53 Telefaxdienst 86/65 Telefon, lautstarkes 84/268 Telefonzentrale, automatische, Fehler¬ analyseprüfgerät 85/282 Teiegrafieprüfgerät 86/282 Telekommunikation 86/62, 64 Telex 86/65 Temperaturbeiwert 85/111 Temperaturfühler 86/205 Temperaturregler 20 bis 70°C 85/98 Temperatur-Spannungs-Wandler 86/206 Temperaturüberwachungseinrichtung 85/120 TESLA-Thyristor, Daten 84/138 Textkommunikation 86/62 Textkommunikationssystem 86/69 Thermostat für Quarzoszillator 84/303 Thyristoreigenschaft 84/128 Thyristoreingangskennlinienbild 84/132 Thyristor, Funktionstester 84/136 -, Kennlinie, Kennlinie 84/129fT. Thyristorladegerät 85/266fT. Thyristor, Prüfen 84/135 Thyristorsteuerung, Ladegerät mit 85/266 ff. Thyristor, Wissenswertes 84/128 fT. Tiefpaßparameter, normierte 84/153 Tiegelziehanlage 84/13 T-Netzwerk 84/216 Tongenerator 1000 Hz 85/253 - 0,5 bis 1000 Hz 86/163 Ton macht die Musik, Bericht 86/274ff. Tonsignal, Rauschminderung 86/39fT. Top-Band 160 m, Kurzwellenhörer 86/194ff. Trägergas-DifTusion 85/12 Trainer für Nachrichtenbetrieb und Ge¬ rätebedienung 84/301 Trainer R-130 86/285 Transistor 86/24 Transistor-Dipmeter 84/40 Transistoreintaktspannungswandler 86/174 Transistorprüfer 85/108 Transistorverdreifacher 85/163 Transverter, LeuchtstofTröhre 85/250 - mit B 555 D 86/254 - 12 V/14 V mit Potentialtrennung 84/170f. Treiber-Schaltkreis 84/32, 33 TschebyschefT-Hochpaß 3. Grades 84/155 Tschebyscheff-Tiefpaß 3.Grades 84/153, 155 Überkopplung, kapazitive, Oberflächen¬ wellenfilter 85/65 UHF-Fernsehempfang, Festfrequenz¬ konverter 85/209 ff. UKW-Amateurfunkgerät, gezogener Quarzoszillator für Abstimmung 84/157 fT. UKW-Antennenverstärker 85/216 UKW, großsignalfester Breitbandverstär¬ ker 8 5 /13 5 ff. UKW-Vor Verstärker, selektiver 85/213 ff. umschaltbares Rumpelfilter 85/269 Umschlagtemperatur 85/110 untere Schaltgrenztemperatur 85/111 U126D-Steuerteil 86/137 U 126 D-Zählerteil 86/136 Vergleichsliste, ECL-, Low-power-, Schottky-Schaltkreis 85/297ff. Verkürzungsfaktor 85/149 VERMONA-Tasteninstrument 86/278 Vertikal-V-Antenne für 15 m 84/208 VFO, Konstruktionshinweis 85/144 ff. VHF-Amateurband, Empfangsantenne 86/150ff. VHF Omnidirectional Radio Range 86/76 VHF/UHF-Bereich, Prüfstift 84/250fT. Vielfachmesser, Frequenzmeßzusatz 86/231 ff. Wechselspannungsvorverstärker 86/123 303 Vollwegpräzisionsgleichrichter, verstär¬ kender 86/132 Voltmeter, hochohmiges 84/257 -, Kfz 85/252 VOR 86/76 Wah-Wah-Schaltung für Gitarre 84/265 WARC-Band, KW-Konverter 86/170 Warmwiderstand 85/110 Wechselspannungsmillivoltmeter 86/127 ff. WechselspannungsVorverstärker, Viel¬ fachmesser 86/123f. Weitabselektion 85/59 Wellenmesser mit LED-Anzeige 84/230 wellenoptischer Sensor 85/43 Wellenwiderstand 85/149 Wendelgrundwellendipol, 160 m 86/201 Widerstandssensor 85/35 Wiegand-Sensor 85/40 Würfel, elektronischer 85/261 ff. Zähler U 125 D 84/28 Zählfrequenzmesser 86/134 Zählrichtungslogik, CMOS-IS 85/107 Zählwerk, elektromagnetisches 84/301 Zeitbasis 86/137 Zeitbaustein 86/221 Zelle, galvanische 85/68 ff. ZF-Filter 85/125 Ziehschaltung 84/158 ff. Zink-Braunstein-Zelle 85/77 -, alkalische 85/78 Zink-Luftsauerstoff-Zelle 85/79 Zink-Quecksilberoxid-Zelle 85/79 Zink-Silberoxid-Zelle 85/79 Zivilluftfahrt, Funksystem für Ortung und Navigation 86/72 ff. Zonen-Floating-Verfahren 84/14 ZS6U-Minishack-Spezial 84/210 Zuordnungsschaltung, elementare 86/241 ff. Zwei-Wege-Baßreflexbox 85/25 7r-Netzwerk 84/216 lstufiger Breitbandverstärker 85/137 1,3-GHz-Amateurfunkband, Baugruppe 85/158 ff. 2-m-Band, Antennenverstärker 85/193 -, Doppel-Zepp 84/218 2-m-Direktmischempfänger 84/222 2-m-FM-Funkgerät, Zusatzschaltung 84/170ff. 2-m-FM-Sender 84/227 2-m-Konverter 84/223 3. Methode, Direktmisch-CW-Transcei- ver nach 84/57 ff. 12-V-Kfz, Bordspannungskontrolle 84/117, 120 16-bi-Mikroprozessorsystem 86/21 40-m-Band, Preselektor 85/191 70-cm-Band, Anfängerschaltung 84/18 3 ff. -, Antennenverstärker 85/193 70-cm-Vorverstärker 84/189 80-m-Band, CW-Minitransceiver 84/227 -, Empfänger, Tips für Anfänger 85/122ff. 80-m-Direktmischempfänger 85/190 80-m-Kleinsuper mit Quarzfilter 84/225 144-MHz-Amateurfunkband, Bandlei¬ tungsantenne 86/155 -, Faltdipol 86/152 -, Koaxialantenne 86/156 160-m-Band, Konverter 84/221 -, QRM 86/195 160 m, Drahtantenne 86/197 160-m-DX-Empfang, alctive Ferrit¬ antenne 86/200 -, Peilrahmenantenne 86/199 160-m-DX-SWL, Antenne 86/195 160 m, Wendelgrundwellendipol 86/201 400 kHz bis 30 MHz, AM-Prüfgenerator 86/139ff. 1125-Zeilen-Femsehsystem 84/49, 54 Optoelektronische Koppler Anode -O— Kollektor TH Katode ^ j 07 o Eingangsseite Emitter MB 101 MB 125 ä-ßmax. <5 0,3 i T 4S —iztn l£ D—rrrn— m 7t\ w VI7 Sender Anode Empfänger Kollektor Sender-Katode Empfänger - Emitter 7 Z 3 d O CMOS -Schaltkreise iC?i ml I72Ü2 01 C 3 02 CO WC 5 I22C 6 Oss C 7 W D Oj)D is □ m 123!m n300 10303 3 3 HZ 83131 cJo JL Ö—O 10 , 1! V 4001 D oi cT in c. me¬ ine - 2 3 « me 5 i.v.e s o ss e 7 n □ U D1 1> J 133 02 ^ 72U/Z« ^ 77P/Z? g 103122 J0_ 3 3121 JL 83i. V. JL & & V 4012 D /77P^~ uz e 2 01 P 3 02 CO I21C5 I22C 6 % P ^ n 3 u DD 133102 123101 113 oo 10 3 03 J_ 3 3132 6 3131 =7 =7 =7 =7 10. TL V 4030 Q men me 2 oi e 3 02 Co 122 c 5 I21C 6 Uss e 7 1_ 'm Um 5 3U nr 11301 j_ 10303 'jl 3 3132 JL m 112 ST 01 121 122 ST 02 131 132 ST 03 101 102 ST 00 V 4093 C men me 2 oie\3 02 Co 121C 5 me 6 UssC 7 ~-^^DD 3102 8 3 m 11300 10303 3132 3131 JL Jl 01 12 > 02 13 > 03 10 > 00 15 0 05 16 [> 06 15. V 4050 D no 3 77 CEO P ■— 16 ne 2 15 07 e 3 n i 2 e 4 13 02 e 5 12 13 e 6 11 03 e 7 10 %p 8 9 153 CE 2 ‘ U DD 306 0^16 JL J5 m 01 ' 023-^> JL p—o ,o-j2o Jlo V40098D