ELEKTRONISCHES JAHRBUCH 1985 BIFET-Operationsverstärker -o Ausgang Offsetkompensation B 081/B 083 8 7 6 5 n r~i n r~i U u U u 7 2 3 4 B080... B084 Erklärung siehe Seite 303, 304 74 73 72 77 7 0 9 8 nnnnnnn u u u u u u u 12 3 4 5 6 7 -fQ Operationsverstärker Herausgeber: Obering. Karl-Heinz Schubert Y21XE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1985 Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik ISSN 0424-8678 1. Auflage, 1984 © Militärverlag der Deutschen Demökratischen Republik (VEB) - Berlin, 1984 Lizenz-Nr. 5 Printed in the German Democratic Republic Lichtsatz: INTERDRUCK Graphischer Großbetrieb Leipzig - III/18/97 Druck und buchbinderische Weiterverarbeitung: Offizin Andersen Nexö, Graphischer Großbetrieb, Leipzig III/18/38 Lektor: Wolfgang Stammler Zeichnungen: Heinz Grothmann Illustrationen: Harri Förster, Hans-Joachim Purwin Fotos: Archive der Verfasser, Werkfotos, Militärbilddienst, ADN Typografie: Ingeburg Zoschke Redaktionsschluß: 15. Februar 1984 LSV 3535 Bestellnummer: 746 589 2 00780 Inhaltsverzeichnis Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Scheibenprozesse zur Herstellung integrierter Schaltkreise. 9 Leipziger Frühjahrsmesse 1984 Leistungsdemonstration mit angewandter Mikroelektronik. 15 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Die Anfänge der Arbeiter-Radio-Bewegung in Deutschland (2) .... 26 Wissenswertes über moderne Technik Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Sensoren - Bindeglieder zur Umwelt . 31 Ing. Gustav Westphal Satellitensystem im Dienste der Luft- und Seefahrt. 44 Dr.-Ing. Klaus Kobitzsch Praktische Erfahrungen zu äkustoelektronischen Oberflächenwellen- filtern . 58 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Galvanische Zellen. 68 Neue Bauelemente der Elektronik Ing. Klaus K. Streng Neue Schaltkreise aus dem RGW-Bereich. 88 Ing. Winfried Müller Der Optokoppler und seine Einsatzmöglichkeiten . 99 Dipl.-Ing. Frank Roscher Wissenswertes über PTC-Thermistoren (Kaltleiter).109 5 Moderne Technik für den Funkamateur Günter Siegel - Y2-16156/M39 80-m-Band-Empfänger - Tips für den Anfänger .122 Dipl.-Ing. Frank Gärtner - Y27QL Großsignalfeste Breitbandverstärker für UKW-Anwendungen.135 Siegmar Henschel - Y22QN Konstruktionshinweise zum Aufbau eines VFO.144 Dr. Walter Rohländer - Y220H Zur Arbeitsweise des Reflektometers.148 Ing. Hans-Uwe Fortier - Y2300 Baugruppen für das 1,3-GHz-Amateurfunkband .158 Siegmar Henschel - Y22QN Breitbandverstärker mit einstellbarer Bandbreite.177 Franz-Otto Westphal Funkgesteuerte Analoguhr.179 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Internationale Schaltungsrevue «Amateurfunk» .190 Dr. Walter Rohländer - Y220H Universell verwendbarer Kurzwellenkonverter.199 Bauanleitungen für Elektroniker Dieter Kauka Festfrequenzkonverter für UHF-Fernsehempfang.209 Peter Lange Selektiver UKW-Vorverstärker in geschirmter Technik.213 Udo Kleinert Hochleistungs-NF-Verstärker in Brückenschaltung . 219 Dietmar Kinalzyk Steuerelektronik für einen Lichtschlauch.224 Erhard Lotta Stereobasisbreitenregler mit Schaltkreis A 274 D .231 Udo Kleinert Aufbau einer Schuldiskothek.235 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Schaltungsrevue für den Anfänger. 246 6 Ing. Egon Klaffke - Y22FA Diodenmatrix für den elektrotechnischen Modellbau.255 Andreas Geigenmüller Elektronischer Würfel mit Ausrolleffekt.261 Reinhard Messal Ladegerät mit Thyristorsteuerung .266 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Dipl.-Joum. Harry Radke Die Klubstation mit dem echten Lange.270 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR.277 Hauptmann Dieter Menzel Zu Besuch in einer Nachrichtendiensteinheit der LSK/LV.286 Tabellenanhang Neuere und interessante Abkürzungen und Begriffe.293 Vergleichstabellen für RGW-Schaltkreisserien.298 Erklärungen zu Operationsverstärkern und Lichtemitteranzeigen . . . 303 7 1985 JANUAR FEBRUAR MÄRZ M 7 14 21 28 4 1 1 18 25 4 11 18 25 D 1 8 15 22 29 5 12 19 26 5 12 19 26 M 2 9 16 23 30 6 13 20 27 6 13 20 27 D 3 10 17 24 31 7 14 21 28 7 14 21 28 F 4 I 1 18 25 1 8 15 22 1 8 15 22 29 S 5 12 19 26 2 9 16 23 2 9 16 23 30 S 6 13 20 27 3 10 17 24 3 10 17 24 31 APRIL MAI JUNI M 1 8 15 22 29 6 13 20 27 3 10 17 24 D 2 9 16 23 30 7 14 21 28 41118 25 M 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 19 26 D 4 1 1 18 25 2 9 16 23 30 6 13 20 27 F 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 S 6 13 20 27 4 1 1 18 25 1 8 15 22 29 S 7 14 21 28 5 12 19 26 2 9 16 23 30 JULI AUGUST SEPTEMBER M 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 D 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 M 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 D 4 1 1 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 F 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 S 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 S 7 M 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 OKTOBER NOVEMBER DEZEMBER M 7 14 21 28 4 11 18 25 2 9 16 23 30 D 1 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 M 2 9 16 23 30 6 13 20 27 4 11 18 25 D 3 10 17 24 31 7 14 21 28 5 12 19 26 F 4 1 1 18 25 1 8 15 22 29 6 13 20 27 S 5 12 19 26 2 9 16 23 30 7 14 21 28 S 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 Scheibenprozesse zur Herstellung integrierter ' Obering. Karl Heinz Schubert - Y21XE Schaltkreise Der gesamte Herstellungsprozeß von integrierten Schaltkreisen verläuft in der DDR-Halbleiterindustrie in 4 Zyklen (Bild 1). Die im Elektronischen Jahrbuch 1984 beschriebenen technologischen Verfahrensschritte von der Herstellung höchstreinen Siliziums bis zur fertigen Siliziumscheibe gehö¬ ren zum Zyklus 0. Zu diesem Zyklus 0 zählen aber auch die technologi¬ schen Verfahrensschritte, die vom Schaltungsentwurf bis zur fertigen Be¬ lichtungsmaske reichen. Diese Arbeiten werden heute meist rechnerunter¬ stützt (CAD - Computer Aided Design) ausgeführt bis zur Digitalisierung der Daten zur Herstellung des Musterlayouts. Am Beginn der Maskenherstellung stehen mit digitaler Positionierungs¬ steuerung im Maßstab 200:1 bis 1000:1 vergrößerte Fotovorlagen, meist als Muster in Doppelfolie geschnitten (Cartimat), oder mit dem Mustergenera¬ tor in einem kleineren Maßstab (10:1) direkt belichtete Fotoplatten. Bei der Fotovorlage muß mit einer Reduktionskamera eine Verkleinerung auf 10:1 auf einer Fotoplatte vorgenommen werden. Um zu den endgültigen Belich¬ tungsmasken zu kommen, ist eine weitere Verkleinerung auf den Maßstab 1:1 erforderlich, wobei gleichzeitig die Muster schachbrettartig vervielfältigt werden. Das geschieht mit einer Step-and-Repeat-Kamera (Fotorepeater), an die man höchste Präzisionsanforderungen stellt. Die Schrittgenauigkeit auf 100 mm Kantenlänge ist +0,25 pm, die Positioniergenauigkeit beträgt ±0,1 pm. Mit der auf diese Weise entstandenen Muttermaske fertigt man Kopien an (Tochter- oder Arbeitsmasken); das können Silberbromid-Fotomasken oder kratzfestere Metallmasken (Chromschicht auf Glassubstrat) sein. Je nach Herstellungstechnologie sind für die Schaltkreisstrukturierung bis zu 10 Belichtungsmasken erforderlich. Die hohen Anforderungen, wie sie an die Reinheit des Siliziums und die Genauigkeit und Übereinstimmung der Arbeitsmasken gestellt werden, set¬ zen sich auch im Zyklus 1 fort. Dieser Zyklus I enthält die kollektive Struk¬ turierung und Bearbeitung von vielen tausend Transistorchips bzw. mehre¬ ren hundert Schaltkreischips bei einem Scheibenprozeß. Gemessen wird der erfolgreiche Verlauf des Scheibenprozesses an der Ausbeute. Das ist der prozentuale Anteil der aus der Endfertigung kommenden funktionstüchti¬ gen Bauelemente. Darauf haben viele Faktoren Einfluß 9 Zyklus 0 Bild 1 Übersicht über die Her- stellungsprozesse bei der Schaltkreisfertigung Eine wesentliche Rolle spielt der Mensch und sein Arbeitsvermögen. Ge¬ fragt sind Arbeitsdisziplin, Umsicht und Zuverlässigkeit. Da dem Men¬ schen in einem solchen Arbeitsprozeß Grenzen gesetzt sind, wird die Ent¬ wicklung in Richtung einer vollautomatisierten Fertigung mit Prozeßsteue¬ rung gehen. Ein weiterer, wichtiger Aspekt ist die Reinheit während des Arbeitsprozesses. Die Fertigung kann nur in einem »Cleanroom« (Reinst- raüm) vorgenommen werden. Hat normale Luft in jedem Liter viele zehn¬ tausend Staubteilchen, dürfen es in einem »Cleanroom« maximal 3 bis 4 Staubteilchen bis zu einer Größe von 0,5 pm in 11 sein. Das gilt für die gegenwärtig angewendeten Verfahren bei den Schreibenprozessen. Künftig, bei immer kleiner werdenden lateralen Schaltkreisstrukturen, ist die Luft- t 10 reinheit noch mindestens um den Faktor 10 zu verbessern. Diesen Bedin¬ gungen muß sich der Mensch anpassen, durch Hygiene, staubfreie Klei¬ dung, Mundschutz, Passieren von Schleusen und entsprechendes Verhalten am Arbeitsplatz. Weitere Faktoren zur Beeinflussung der Ausbeute sind auch die Reinheit der eingesetzten Chemikalien, die Einhaltung der vorgegebenen Parameter (Positioniergenauigkeit der Belichtungsmasken, Dotierungstechniken usw.), aber auch der Einsatz neuer Fertigungstechnologien, größerer Scheiben¬ durchmesser und Ablösen der' chemischen Verfahren durch physikali¬ sche. Die Arbeitsprozesse im Zyklus I beginnen mit der Epitaxie, damit wird auf der Siliziumscheibe in der Gasphase (etwa 1200°C) 1 kristallines Sili¬ zium abgeschieden. Anschließend wird bei gleicher Temperatur ein Sauer¬ stoffstrom darübergeführt, damit eine festhaftende, schwerdurchdringbare Schutzschicht aus Siliziumdioxid entsteht. Damit ist die Siliziumscheibe für die einzelnen Arbeitsschritte präpariert. Mit diesen Arbeitsschritten nimmt man eine kollektive Bearbeitung aller integrierten Bauelemente für alle Schaltkreise vor, die sich auf der Siliziumscheibe befinden werden. Bei Halbleiterbauelementen geschieht die Stromleitung durch Elektro¬ nen (n-Leitung) oder durch Löcher (p-Leitung). Deshalb müssen mit der Dotierung im Silizium Gebiete mit definierter Leitfähigkeit geschaffen wer¬ den. Die wichtigsten Dotierungsverfahren sind die Diffusion und die Im¬ plantation. Das Einbringen von Fremdstoffen (Dotierung), z. B. Phosphor, erzeugt n-leitende Gebiete, von z. B. Bor p-leitende Gebiete. Damit die Fremdstoffe eindringen können, müssen in die Schutzschicht entsprechende Fenster eingeätzt werden. Dazu erhält die Siliziumscheibe in einer Zentrifuge eine lichtempfindliche Schicht, z. B. Negativfotolack. Nach einer Trocknung wird fotolithographisch durch die vorher justierte Arbeitsmaske die Lackbelichtung vorgenommen. Der nichtbelichtete Lack wird bei der Entwicklung entfernt, so daß die gewünschten Fenster auf der Siliziumdioxidschicht entstanden sind (Bild 2). Jetzt muß durch ein Ätz¬ verfahren die Oxidschicht im Fenster weggeätzt werden. Meist benutzt man dazu naßchemische Verfahren. Da chemische Verfahren aber einige Nach¬ teile haben, geht der Trend zu den physikalischen Verfahren wie Plasmaät- Diffusion Implantation ^1 Y7777\ Dotierstoff Borionenstrahl TZZ& _ WZSt- Si 0 2 ^ "n-Si " Bild 2 . Darstellung der Dotierungsverfahren; mit der Ionenimplantation werden we¬ sentlich genauere Strukturbereiche do¬ tiert 11 Hauptofen Bild 3 Prinzip der Trägergas-Diffusion mit festen Dotanden, die im Vorofen verdampft wer¬ den Heizofen Dotierstoff a=gasförmig b=flüssig Bild 4 Prinzip der Trägergas-Diffusion mit gasförmigen (a) oder flüssigen (b) Do¬ tanden zen und Ionenätzen. Diese Verfahren lassen sich leichter automatisieren, da Gaszusammensetzung bzw. Ionenstrahl und Temperatur leicht zu steu¬ ern sind. Außerdem wird die Herstellungszeit kürzer, da Reinigungspro¬ zesse entfallen. In die nun geöffneten Fenster können die Dotanden bei der Diffusion bzw. Ionenimplantation einwirken. Die Siliziumscheiben kommen dazu in den Diffusionsofen, die Dotandenquelle kann fest (Bild 3), flüssig oder gas¬ förmig sein (Bild 4). Feste Dotanden werden in der Verdampferzone ver¬ dampft, so daß sie der Trägergasstrom mitführen kann. Gasförmige Dotan¬ den werden dem Trägergas zugemischt, bei flüssigen Dotanden wird ein Teil des Trägergasstroms zur Dotandenaufnähme durchgeleitet. Die Diffu¬ sion der Dotanden in die Siliziumschicht nimmt man bei Temperaturen von 1000 bis 1200°C vor. Die Vorgänge Aufbringen der Fotolackschicht - Maskenbelichtung - Entwicklung - Ätzen - Diffusion werden mehrfach ausgeführt, wobei auf unterschiedliche Gebiete der Siliziumscheibe einge¬ wirkt wird. Die Diffusion ist mit einigen unerwünschten Nebenerscheinungen ver¬ bunden (Bild 2), die die Ausbeute und bestimmte Bauelementewerte nega¬ tiv beeinflussen. Deshalb wurden Dotierungsverfahren entwickelt, die eine 12 (Massentrenner) Bild 5 Prinzip der Dotierung mit einer Ionen¬ implantationsanlage; 1 - Beschleuni¬ gungselektrode, 2, 4 - elektrische Lin¬ sen, 3 - Beschleunigungsstrecke, 5 - Ablenksystem, 6 - Abfangelektrode, 7 - Siliziumscheibe bessere Steuerung der Dotierung und eine günstigere Verteilung der Dotie¬ rungsstoffe ermöglichen. Ein solches Verfahren ist die Ionenimplantation, bei der beschleunigte ionisierte Dotierungsatome in die Siliziumschicht eingepflanzt werden. Infolge der hohen Einschußenergie wird die Kristall¬ struktur gestört, was aber durch eine Temperaturnachbehandlung beseitigt werden kann. Der in der Implantationsanlage beschleunigte und fokussierte Ionenstrahl wird zeilenweise über die Siliziumscheibe geführt und kann in den Fensteröffnungen einwirken. Die auf die Siliziumdioxidschicht auftref¬ fenden Ionen werden abgebremst. Weil sich eine Dosierung wesentlich ge¬ nauer als bei der Diffusion vornehmen läßt, ist die Vertikalstruktur der akti¬ ven Bauelemente wesentlich sicherer im Herstellungsprozeß zu beherr¬ schen. Bei höherer Einschußenergie sind allerdings Wechselmasken mit Schwer- metallfilm erforderlich, da die Oxidschicht keinen ausreichenden Schutz bietet. Die Fokussierung des Ionenstrahls ist bis zu einem Strahldurchmes¬ ser von <1 pm möglich, so daß sich künftig eine maskenlose Feinstrahldo¬ tierung mit rechnergeführter Strahllenkung anbietet. Mit den letzten Arbeitsschritten im Zyklus I werden die elektrischen Ver¬ bindungen aller entstandenen Bauelementeanschlüsse hergestellt, damit eine funktionsfähige Schaltung entsteht. Dazu kommen die an Schaltpunk¬ ten angeschlossenen Bondinseln, die später mit Drahtbrücken an den Ge¬ häuseanschlüssen liegen. Zunächst müssen alle Bauelementeanschlüsse auf fotolithographischem Weg mit nachfolgender Ätzung ein sogenanntes Kon¬ taktfenster erhalten. Dann wird die gesamte Siliziumscheibe mit einer Alu¬ miniumschicht bedampft. Nach einem erneuten fotolithographischen Pro¬ zeß sind die vorgesehenen Leiterbahnen mit Fotolack abgedeckt. Das nichtbelichtete Aluminium kann nun durch Ätzen entfernt werden. Eine Wärmebehandlung läßt den ohmschen Kontakt an den Übergängen Al-Si entstehen. Auf der Siliziumscheibe (Wafer) sind jetzt alle Schaltkreise fertiggestellt. Mit einem Vielfachsondentester werden alle Schaltkreise überprüft, die funktionsuntüchtigen gleich mit roter Tinte markiert. Der Vielfachsonden¬ tester hat entsprechend angeordnete feine Meßspitzen, die auf die Bondin¬ seln abgesenkt werden. Der Meßtisch, auf dem die Siliziumscheibe justiert 13 aufliegt, wird exakt so gesteuert, daß sich nacheinander alle Schaltkreise automatisch und schnell messen lassen. Der gesamte Meßvorgang wird rechnergestützt vorgenommen, so daß schnell Rückschlüsse bei Unregelmä¬ ßigkeiten im Herstellungsprozeß gezogen werden können. Bei diesem soge¬ nannten Wafertest werden meist nur Gleichspannungsmessungen ausge¬ führt, so daß sich Fehler im dynamischen Verhalten oder im Toleranzbereich nicht erkennen lassen. Mit dem Wafertest ist der Zyklus I der Herstellung von integrierten Schaltkreisen abgeschlossen. Der Integrationsgrad bei den Halbleiterschaltkreisen steigt ständig an. Waren es anfangs nur wenige Bauelemente auf einem Chip, so sind es ge¬ genwärtig bei modernen Speicherschaltkreisen 100000 und mehr aktive Bauelemente, die sich auf einem Chip funktionstüchtig befinden. Dabei ist die Vertikalstruktur (Tiefenstruktur) bei Anwendung der Ionenimplantation gut zu beherrschen. Die Erzeugung der Lateralstruktur (Horizontalstruktur oder Flächenstruktur) ist dagegen in der Entwicklung der Integrationstech¬ nik zu einem Kernproblem geworden. Die Chipfläche kann man wegen der Störstellen nicht beliebig vergrößern. Also bleibt vorwiegend nur der Weg der Flächenverringerung der aktiven Bauelemente. Das bedeutet, daß die Lateralstrukturbreiten immer kleiner werden. Die bisher üblichen lichtoptischen Lithographieverfahren versagen, wenn die Strukturbreiten in die Nähe der verwendeten Lichtwellenlängen kom¬ men (400 bis 800 nm). Daher arbeiten moderne Anlagen mit fernem Ultra¬ violettlicht (UV: 200 bis 300 nm), so daß sich Lateralstrukturen bis etwa 1 pm beherrschen lassen. Für kleinere Strukturen sind dann nur noch Elek¬ tronenstrahlen (2=0,1 nm), Röntgenstrahlen (2=0,5 bis 2 nm) und Ionen¬ strahlen (2 im Femtometerbereich; 1 fm = 10“ 15 m) einsetzbar. Mit Elektro¬ nenstrahlanlagen erreicht man Lateralstrukturbreiten von 0,1 gm. Bei Röntgenstrahlanlagen mit Drehanode sind Stukturbreiten von etwa 0,3 gm und mit der Synchrotonstrahlung 0,1 gm zu erreichen. Im Laborversuch wurden mit der Ionenstrahl-Lithographie Lateralstrukturbreiten von 0,05 pm erzielt. Da sich Elektronen- und Ionenstrahlen sehr fein bündeln lassen, kann man damit die Lateralstrukturen auch direkt auf der Silizium¬ scheibe belichten, so daß die teure und komplizierte Maskentechnik ent¬ fällt. Im folgenden sojlen die Zusammenhänge an einem Beispiel demonstriert werden: Der 64-Kbit-Speicherschaltkreis ist mit der lichtoptischen Litho¬ graphie noch herzustellen, der 256-Kbit-Speicher noch bei Ausnutzung der maximalen Möglichkeiten. Allerdings sinkt die Ausbeute rapide. Da aber der Bedarf an Speicherschaltkreisen enorm wächst und deshalb eine mög¬ lichst hohe Ausbeute erreicht werden muß, ist die Anwendung der Elektro¬ nenstrahllithographie sicher der künftige Weg. 14 Leipziger Frühjahrsmesse 1984: Leistungsdemonstration mit angewandter Mikroelektronik Im 35. Jahr des Bestehens der Deutschen Demokratischen Republik erwies sich die Leipziger Frühjahrsmesse 1984 für rund 9000 Aussteller sowie für Be¬ sucher aus etwa 100 Ländern erneut als traditionelles Zentrum des Ost- Westhandels. Unter dem Motto Für weltoffenen Handel und technischen Fort¬ schritt war die Messe eine Stätte reger internationaler kommerzieller Tätigkeit und Forum für den Leistungsvergleich und wissenschaftlich- tech¬ nischen Informationsaustausch. Die repräsentative internationale Beteili¬ gung ist Ausdruck für das weltweite Interesse an gegenseitig nutzbringen¬ den Handels- und Wirtschaftsbeziehungen, die einen wichtigen Faktor für die Erhaltung des Friedens darstellen. Der Besuch durch herausragende po¬ litische Persönlichkeiten des Auslands zeigte aber auch, daß die Volkswirt¬ schaft der Deutschen Demokratischen Republik ein interessanter Handels¬ partner im Welthandel ist, der mit Spitzenleistungen in Wissenschaft und Technik aufwarten kann. International wird das Tempo des technischen Fortschritts wesentlich vom Niveau der Entwicklung, der Produktion und der Anwendung der Mi¬ kroelektronikbestimmt. In dieser auch für unsere Volkswirtschaft wichtigen Schlüsseltechnologie haben wir große Fortschritte erreicht, nicht zuletzt durch die auf Regierungsabkommen basierende langjährige Zusammenar¬ beit mit der UdSSR und den anderen Ländern im Rat für Gegenseitige Wirtschaftshilfe (RGW). Zahlreiche Exponate unserer Kombinate demon- strierten die weitgehende Anwendung der Mikroelektronik auf der Basis eines ausgewogenen Sortiments an mikroelektronischen Bauelementen, die der VEB Kombinat Mikroelektronik produziert. Das starke Interesse am Ein¬ satz der Mikroelektronik in fast allen Industriezweigen hatten die Kammer der Technik und das Leipziger Messeamt veranlaßt, in das wissenschaftlich- technische Veranstaltungsprogramm auch etwa 70 Fachvorträge zum Thema Angewandte Mikroelektronik aufzunehmen, die 6 Themengebieten zugeordnet waren: 1 Mikroelektronische Bauelemente der DDR als Basis für moderne Geräte¬ konzepte. 2 Elektronische Datenverarbeitung für Rationalisierung und Automatisie¬ rung. 3 Nachrichtenelektronik im Einsatz für Automatisierungsaufgaben der Volkswirtschaft. 15 4 Der Beitrag des wissenschaftlichen Gerätebaus für Automatisierungsauf¬ gaben. 5 Applikation Mikroelektronik in der Automatisierungstechnik. 6 Ergebnisse der Rationalisierung und Automatisierung. Bauelemente der Elektronik Die Deutsche Demokratische Republik hat mit ihrem gegenwärtigen Pro¬ duktions- und Leistungsumfang auf dem Gebiet der Mikroelektronik einen international beachtlichen Stand erreicht. Die Entwicklung, Produktion und umfassende Anwendung dieser zukunftsbestimmenden Technik wurde zu einem wesentlichen Kriterium des raschen Leistungswachstums und der Exportkraft der volkseigenen Industriekombinate der DDR. Der VEB Kom¬ binat Mikroelektronik ist das Zentrum industrieller Forschung, Entwicklung und Produktion für Bauelemente der Mikroelektronik und Halbleitertech¬ nik, technische Spezialausrüstungen, Uhren sowie andere hochwertige Kon¬ sumgüter in der DDR. Tausende hochqualifizierte Forscher, Entwicklungsingenieure, Technolo¬ gen und Facharbeiter arbeiten zielstrebig an der planmäßigen Erweiterung und ständigen Modernisierung des Bauelementesortiments und der Erhö¬ hung der Stückzahlen. Sichtbarer Ausdruck dafür ist, daß sich im gegenwär¬ tigen Fünfjahrplan die Produktion hochintegrierter Schaltkreise verdrei¬ facht und die Zahl der Basistechnologien verdoppelt. Gleichzeitig nimmt der VEB Kombinat Mikroelektronik eine international anerkannte Stellung auf dem Gebiet der Entwicklung und Produktion hochmoderner technologi¬ scher Spezialausrüstungen zur Herstellung mikroelektronischer Bauele¬ mente ein, die es ermöglicht, komplette Halbleiterfabriken aufzubauen. Zum VEB Kombinat Mikroelektronik gehören heute 23 Betriebe und Ein¬ richtungen mit etwa 60000 Beschäftigten. Zum Kombinat gehören unter anderem ein Zentrum für Forschung und Technologie mit dem Charakter eines wissenschaftlichen Industriebetriebes, ein Projektierungsbetrieb, ein Außenhandelsbetrieb zur Wahrnehmung der Export- und Importaufgaben des Kombinats sowie ein Applikationszentrum Elektronik mit spezifischen Aufgaben zur Steuerung des Einsatzes der Mikroelektronik bei den Anwen¬ dern in der DDR, besonders zur effektiven Rationalisierung in Klein- und Mittelbetrieben. Der VEB Kombinat Mikroelektronik stellt eine leistungsstarke Wirt¬ schaftseinheit dar, in der sich jahrzehntelange Traditionen und Erfahrun¬ gen auf den Gebieten der Mikroelektronik, des Präzisionsmaschinenbaus, der Hochvakuumtechnik, der Uhrenherstellung, des wissenschaftlichen Ge¬ rätebaus und anderer mit den neuesten Forschungsergebnissen der Wissen¬ schaftler und Ingenieure verbinden. Das Produktionsprogramm umfaßte 1984 mehr als 500 Grundtypen von Bauelementen der Mikroelektronik, Leistungselektronik sowie Optoelektronik, Grundmaterialien, Halbzeuge und Spezialausrüstungen der Mikroelektronik, Anlagen der Hochvakuum- 16 10^ Hß Bild 1 Das Produktionsprogramm des VEB Kombinat Mikroelektronik wird vor allem durch Schaltkreise mit hohem Integrationsgrad erweitert technik, Roboter, Konsumgüter (Uhren, Taschenrechner, Taschenradios, Videospiele und Schachcomputer), eine große Reihe anderer Erzeugnisse der Elektrotechnik und Elektronik (Röntgenröhren, Reedkontakte, Meßge¬ räte, Elektroweidzäune u. a. m.). Mikroelektronische Bauelemente bzw. Mikroprozessorsysteme des Kom¬ binats bewähren sich beim Einsatz in den unterschiedlichsten Industrie¬ steuerungen ebenso wie im wissenschaftlichen Gerätebau und in der Robo¬ tertechnik, in der Daten- und Nachrichtentechnik, im Transport- und Verkehrswesen und in der Kfz-Technik, in der Medizintechnik, in der Land-, Forst- und Nahrungsgüterwirtschaft, in der Haushaltsgerätetechnik und in der Konsumgüterelektronik. Nachfolgend wird eine Auswahl der im VEB Kombinat Mikroelektronik neuentwickelten mikroelektronischen Bauelemente vorgestellt. Mikroprozessorsystem Das Mikroprozessorsystem U 880 wird durch eine Reihe neuer Schaltkreise komplettiert. So werden die bereits bekannten Typen durch Bauelemente mit erweitertem Temperaturbereich bzw. mit erweiterter Taktfrequenz (4 MHz) angeboten. Ein völlig neues Bauelement im System U 880 ist der DMA-Controller U 858 D. Einchip-Mikrorechner (EMR) Das Sortiment an Mikrorechnerschaltkreisen wird durch die neuentwickel¬ ten EMR-Schaltkreise ergänzt: Diese Einchip-Mikrorechner enthalten ne¬ ben der ZVE die wesentlichen peripheren Schaltungselemente. Das neue Sortiment umfaßt: UB8810D - 8-bit-EMR mit internem ROM; UB 8811 D - 8-bit-EMR mit internem ROM, power down Option; UB 8820M - 8-bit-EMR mit externem ROM; 2 Schubert, Eljabu 85 17 UB8821 M - 8-bit-EMR mit externem ROM, power down Option; UB8830D - 8-bit-EMR mit Bootstraplader und BASIC-Interpreter; UB 8831 D - 8-bit-EMR mit Bootstraplader und BASIC-Interpreter, power down Option. CMOS-Logikschaltkreise Das Sortiment der bekannten CMOS-Logikbaureihe wird durch weitere 7 Typen ergänzt: V4007D - 2 komplementäre Transistoren/1 Inverter; V 4017 D - dekadischer Zähler/Teiler; V4019D - 4 AND/OR-Auswahlgatter; V4029D - 4-bit-Vor-/Rückwärtszähler; V4034 D - 8stufiges bidirektionales Schieberegister (Busregister); V4044D - 4 RS-Flip-Flop; V 4048 D - Multifunktionsgatter. LCD- Ansteuer Schaltkreis Erstmalig wird die direkte Ansteuerung von Flüssigkristallanzeigen möglich durch den LCD-Ansteuerschaltkreis U 7211 D. Arithmetikschaltkreis Der 16-bit-Arithmetikschaltkreis U 832 C ist für den Einsatz als schnelle Zusatzarithmetik für die Mikrorechentechnik vorgesehen. Die Verarbei¬ tungsbreite kann durch eine Kaskadierung von bis zu 4 Schaltkreisen er¬ höht werden. - Ausführung der 4 Grundrechenarten mit vorzeichenbehafteten Binärzah¬ len einschließlich Multiplikation mit anschließender Addition; - Festkommaformat (1 bzw. 2 Schaltkreise U 832 C) und SKR-Gleitkom- maformat (2 bzw. 4 Schaltkreise U 832 C); - Konvertierung von Gleit- in Festkommaformat und umgekehrt; - Sonderbefehle für Vergleichs-, Verschiebe- und Suchoperationen; - Steuerung des 16-bit-Mikrobefehlsbus; - TTL-kompatibel, asynchrone Arbeitsweise, Betriebsspannung 5 V +5%. Neu- und weiterentwickelte Schaltkreise A224D FM-ZF-Verstärker und Demodulator mit zusätzlichem geregelten und un¬ geregelten NF-Ausgang sowie NF-Eingang für den Anschluß von Videore¬ kordern. ZF-Eingang und Demodulator sind speziell für den Betrieb mit ke¬ ramischen Filtern ausgelegt (Vergleichstyp: TBA 120 T). B 060 D... B066D Einfach-, Doppel- und Vierfach-BIFET-Operationsverstärker kleiner Lei¬ stung, mit hohem Eingangswiderstand, kleinen Bias- und Offsetströmen, in¬ terner Frequenzkompensation (außer B060D), geringer Leistungsaufnahme und Latch-up-Schutz (Vergleichstyp: TL 060... TL 066). 18 B 165 H/B 165 V Leistungsoperationsverstärker für horizontale und vertikale Montage, hohe Verstärkung, hohe Brummspannungs- und Gleichtaktunterdrückung, in¬ terne Frequenzkompensation, interne Schutzschaltung gegen thermische Überlastung, interne Ausgangsstrombegrenzung (Vergleichstyp: L165H/ L165V). B303D Integrierter Initiatorschaltkreis mit antivalenten Ausgangsstufen, einstellba¬ rer Hysterese, interner Spannungsstabilität, Wärmeschutzschaltung, ge¬ steuerten Konstantstromquellen, Tristate-Programmiereingang und TTL- kompatibel (Weiterentwicklung des TCA 205 A). B 511D Integrierter Temperatursensor, dessen Ausgangsstrom der zu messenden Temperatur direkt proportional ist (ähnlicher Typ: AD 590). B 589 D Integrierte temperaturkompensierte Zweipol-Bandgap-Referenzspannungs- quelle mit einer typischen Spannung 1,235 V für Eingangsströme 50 pA bis 5 mA, niedriger Ausgangsimpedanz, geringer Verlustleistung, Einsatz in Verbindung mit dem Temperatursensor-IS B 511 D (Vergleichstyp: AD 589). B 3170H/B 3171 H/B 3 3 70 H/B 3371H Programmierbare Floating-Positiv- und Negativ-Spannungsregler für Ströme bis 1,5 A und Ausgangsspannungen von 1,2 V bis 57 V, mit Über¬ stromschutz, thermischem Überlastungsschutz und hoher Temperaturstabi¬ lität durch Bandgap-Referenzquelle (Vergleichstyp: LM 317/317 HV, LM337/337HV). C 500 D BIMOS-Analogprozessor mit einer Genauigkeit von 14 bit (Vergleichstyp: TL 500C). C 501D ' BIMOS-Analogprozessor mit einer Genauigkeit von 11 bit (Vergleichstyp: TL 501Q. C502D I 2 L-Digitalprozessor, 4% Digit-ADU mit 1-Segment-Ausgabe (Vergleichs¬ typ: TL 502 C). C504D I 2 L-Digitalprozessor für 14 bit breite BCD-Ausgangsinformation und Zu¬ satzfunktionen. E345D... E348D BCD-zu-7-Segment-Dekoder/Treiber mit Konstantstromausgangsstufen und erweitertem Temperaturbereich (-25... + 85°C), Konstantstromwert bei E 346/348 D extern bis 40 mA programmierbar, bei E 345/347 D intern 2 * 19 fest eingestellt, Nutzung der Pseudotetraden zur Zeichendarstellung. Ge¬ genüber dem Vorgängertyp E 146/147D (90 mA) geringer Eigenstromver¬ brauch von 20 mA. D716X Thermodrucker-Ansteuerchip mit Serien-Parallelwandlung und Zwischen¬ speicherung einer 16-bit-Information, direkter Ansteuerung der Heizwider¬ stände, kaskadierbar, Realisierung der Logikfunktionen durch I 2 L-Schal- tungen. Die Eingänge sind ansteuerbar von CMOS und sämtlichen TTL-Serien. E310D Kfz-Blinkgeberschaltkreis für Bordnetze 12 und 24 V, Mehrkreisbetrieb bis zu 4 Lampen je Fahrtrichtung, Lampenausfall-Kontrolle. Neue Transistoren SU 110/SU 111 Silizium-npn-Leistungstransistor in monolithischer Form. SU 112 Darlington-T ransistor für elektronische Zündanlagen in PKW. SU 189/SU 190 Silizium-npn-Leistungstransistor für Schaltnetzteile und Motorsteuerung. Silizium-Gleichrichter B 250/220-20 Si Silizium-Brückengleichrichter 220V/20A in kleinem Gehäuse, Einsatz in hochwertigen Konsumgütern, z. B. in Waschvollautomaten. B 80/70 - 84 SY Siliziumgleichrichter in Freiflächenbauform einer neuen Leistungsreihe, Energiebedarfreduzierung um / gegenüber Selengleichrichtem, maximale Leistungsausschöpfung durch Fremdkühlung. Opto-Bauelemente VQ130 - GaAs-Hochleistungs-Infrarotemitterdiode SP 104 - Silizium-Lawinen-Fotodiode Bestimmt für den Einsatz in der Lichtleitemachrichtenübertragung mit gro¬ ßen Reichweiten. Emission und Empfindlichkeitsbereich sind aufeinander abgestimmt. Sie sind mit Lichtwellenleiter und Stecker versehen. VQ170 - GaALAs-Infrarotemitterdiode SP 107 - Silizium-Fotodiode Bestimmt für den Einsatz in der Lichtleiter-Kurzstreckenübertragung (bis 3000 m). Emission und Empfmdlichkeitsbereich sind aufeinander abge- 20 Bild 2 Die ladegekoppelte Sensorzeile L 133 C ist ein monolithischer selbstabtastender Lichtempfän¬ ger mit 1024 Elementen (VEB Werk für Fernsehelektronik Berlin) stimmt. Die Bauelemente sind in Buchsenform ausgeführt. Der Anschluß an LWL-Kabel erfolgt durch lösbare Steckverbindungen. L133C CCD-Zeile als monolithischer selbstabtastender Lichtempfänger mit 1024 zeilenförmig angeordneten strahlungsempfindlichen Elementen. Dazu Übertragungsgate, Schieberegister, Ladungsdetektoren, Ausgangsverstärker, Takttreiber-, Dunkel- und Hellfrequenzschaltung. Schachcomputer Chess Master Als neues Finalprodukt der Kosumgüterproduktion zeigt der VEB Mikro¬ elektronik Karl Marx Erfurt den Schachcomputer Chess Master , der neben vielen Funktionen einen hohen Bedienkomfort bietet. Dazu weist er ein Sensorbrett auf, das eine automatische Figurenerkennung über Identifika¬ tionsfelder ermöglicht. Dadurch wird das Ausfuhren und das Umstellen von Figuren auf dem Schachbrett des Chess Master problemlos. Bild 3 Neuentwickelt wurde vom VEB Mikroelektronik «Karl Marx» Erfurt der Schachcom¬ puter «Chess Master» 21 Bild 4 Mil abgesetzter Tastatur arbeitet der Heimcomputer «HC 900» (VEB Kombinat Mi¬ kroelektronik) Der Schachcomputer beherrscht alle Schachregeln, erkennt Matt- und Patt¬ situationen. In seiner Bibliothek ist ein umfangreiches Eröffnungsrepertoire abgespeichert. Der Chess Master kann mit weißen und schwarzen Figuren spielen, jederzeit Spielfarbe und Position tauschen, gegen sich selbst spie¬ len, als Schiedsrichter fungieren und Züge vorschlagen. Die Zugberech¬ nung ist jederzeit unterbrechbar. Der Schachcomputer verfügt über S unter¬ schiedliche Spielstufen (Bedenkzeit zwischen 3 s und maximal 12 h je Zug) und 4 Zufallsstufen, die abwechslungsreiche Spielverläufe gewährleisten. Heimcomputer HC 900 Der Heimcomputer HC 900 basiert auf dem Schaltkreissystem U 880. Er hat einen für den Anwender nutzbaren Schreib-/Lesespeicher (RAM) von 20 kByte und einen Displayspeicher (ROM) von 12 kByte. 320 x 256 Bild¬ punkte können einzeln programmiert und dargestellt werden. Für den ebenfalls ausgestellten Lerncomputer HC 80 waren keine Unterla¬ gen erhältlich. Ein weiterer Heimcomputer Z 9001 wurde vom VEB Kombi¬ nat ROBOTRON vorgestellt, der über ein 4-kByte-ROM und ein 16 kByte- RÄM verfügt. Zum Zubehör gehören 2 Steuerhebel für Spiele, vorgesehen sind ansteckbare Zusatzmoduln. 22 Rundfunk und Fernsehen Mit einigen Neu- und Weiterentwicklungen und über 130 Exponaten doku¬ mentierte die RFT-Heimelektronik ihren hohen Entwicklungsstand. Die Ausstellung wurde vom VEB Kombinat Rundfunk und Fernsehen gemeinsam mit den Partnerkombinaten Elektroapparatewerke, Elektronische Bauelemente , Mikroelektronik, Nachrichtenelektronik und ROBOTRON sowie weiteren Fi¬ nalproduzenten gestaltet. Das Angebot umfaßte neben Fernsehempfängern, Hörrundfunkempfängern, Reise-, Kassetten- und Phonogeräten sowie An¬ tennentechnik und Zubehör auch Lizenzangebote sowie komplette Ferti¬ gungsanlagen und Serviceeinrichtungen. Moderne integrierte Schaltungs¬ technik, effektive Fertigungstechnologien und abgestimmte Gestaltungsli¬ nien sind Hauptmerkmale des Angebots. Im Mittelpunkt standen Komplexangebote, die für den Kunden komplettierte, im Design und in den technischen Parametern aufeinander abgestimmte Erzeugnisfamilien enthalten. Bei Färb- und S/W-Fernsehempfängern gab es keine Veränderungen im bekannten Erzeugnisprogramm. Neu im Angebot ist das HiFi-Komponentensystem S3 900 aus dem VEB Stern-Radio Sonneberg. Es baut auf der Technik des Gerätesystems S3000 auf, hat aber eine Gehäusebreite von 390 mm. Damit ist eine Anpassung an Bild 5 Im hochmodernen Design präsentiert sich die HiFi-Komponentenanlage «S 3 900» (VEB Stern-Radio Sonneberg) Bild 6 Ausgerüstet mit einer Quarz¬ uhr mit LCD-Anzeige ist der Reisesuper «SOUND clock» (VEB Elektro-Apparate-Werke Berlin-Treptow) den ebenfalls 390 mm breiten HiFi-Plattenspieler SP 3000/SP 3001 gege¬ ben. Zum Gerätesystem S3 900 gehören außerdem der HiFi-Stereotuner ST3900, der HiFi-Stereo-Vollverstärker SV 3 900, das Frontlade-Stereokas- settengerät SK 3 900 und die HiFi-Baßreflexboxen B3010. Vom VEB Kombinat Elektro-Apparate-Werke wurde als Weiterentwick¬ lung der SOUND-Serie der Reiseempfänger SOUND clock vorgestellt. Das Gerät ist mit einer quarzgesteuerten Digitaluhr mit LCD-Anzeige ausgerü¬ stet, die auch als Radiowecker genutzt werden kann. Die Uhr wird aus einer separaten, nicht abschaltbaren Batterie betrieben. Die Kassettengeräte der Geracord- Serie werden erweitert durch das Kom- paktkassetten-Frontladegerät Geracord GC 6 031. Es entspricht in seinen technischen Parametern dem GC6030, ist aber als Frontlader und auf Bild 7 Die Kassettengeräte der «Geracordn-Serie werden durch den Frontladertyp «GC 6031» erweitert (VEB Elektronik Gera) 24 Bild 8 Studioqualität weisen die HiFi-Zwei- Wege-Baßreflexbo- xen «BR 25» mit je 8,51 Ko¬ mmen auf (VEB STATRON Fiirstenwalde) Grund seiner Abmessungen von 390 mm Breite mit anderen HiFi-Geräten kombinierbar. Vom VEB Funkwerk Leipzig ist die HiFi-Drei-Wege-Box Capella und vom VEB STATRON Fürstenwalde die HiFi-Zwei-Wege-Box BR 25 neu im Angebot. Die Baßreflexbox BR 25 ist nach den Prinzipien eines Studiolaut¬ sprechers konzipiert und erreicht einen Übertragungsbereich von 50 bis 16000 Hz bei einer Kennempfindlichkeit von etwa 85 dB. Die Nennbelast¬ barkeit ist 25 VA bei einem Nennscheinwiderstand von 4 fl. Die Box mit 8,5 1 Nettovolumen kann durch die eingebaute Schutzschaltung auch an Verstärkern höherer Ausgangsleistung unbedenklich betrieben werden. Keine Veränderungen gab es im Produktionsbereich der Phonogeräte. Obering. Karl-Heinz Schubert 25 Die Anfänge der Arbeiter- Radio-Bewegung Obering. Karl Heinz Schubert - Y21XE in Deutschland (2) Der 29. Oktober 1923 kennzeichnet den Beginn des Rundfunks in Deutsch¬ land, als vom Berliner Vox-Haus um 20.00 Uhr die erste Ausstrahlung mit einem Konzert begann. Schon wenige Wochen danach organisierten sich in einigen Großstädten Arbeiter-Radio-Klubs, die von Anfang an zwei Ziele verfolgten. Einmal ging es darum, durch politische Arbeit Einfluß zu gewin¬ nen, damit die gesellschaftlichen Interessen der Arbeiterklasse in der Pro¬ grammgestaltung Berücksichtigung fanden. Zum anderen war das die Be¬ schäftigung mit der sich stürmisch entwickelnden Radiotechnik. Der erste Beitrag (Elektronisches Jahrbuch 1984) behandelte die Entwicklung der Ar- beiter-Radio-Bewegung bis zu dem Zeitpunkt, als 1929 fortschrittliche und revolutionäre Mitglieder des Arbeiter-Radio-Bundes Deutschlands e. V. (ARBD), der der versöhnlerischen reformistischen Spalterpolitik der rech¬ ten SPD-Führung folgte, aus dem ARBD ausgeschlossen wurden. Es war vor allem die fortschrittliche Berliner Bezirksorganisation, gegen die der Bundesvorstand des ARBD den Hauptschlag führte. Nachdem einige gewählte Bezirksvorstandsmitglieder ausgeschlossen waren, wurde am 16. Juni 1929 durch Beschluß einer erweiterten Bundesvorstandssitzung der Berliner Bezirksgruppe untersagt, sich Bezirksgruppe des ARBD e. V. zu nennen. Dazu wurde noch eine gerichtliche einstweilige Verfügung be¬ müht. In der später folgenden Berufungsverhandlung geschah es, daß ein bürgerliches Gericht zugunsten der Kommunisten urteilen mußte. Die Ber¬ liner Bezirksorganisation leistete eine umfangreiche politische Arbeit und unterstützte vielseitig' die technischen Interessen der Arbeiter. Daher stan¬ den auch die meisten Mitglieder hinter den fortschrittlichen Bestrebungen ihrer Bezirksorganisation. Je, Cr ,,r ...11. J.. V-j.-i h neiofc» Berlin. Druck haoadruokvu •v *er Indio lindes Bezirk »rlln. Bild 1 Titelkopf des von der Ber¬ liner Bezirks gruppe im ARBD herausgegebenen Mitteilungsblattes 26 UNX Preis 10 Pfg. ORGAN DER BERLINER RUNDFUNKHÖRER GochMlMRHc: btrfln 80 IK *d«lbf«Wt. «0 _ ilmlesi der Zwölftausend Bild 2 Titelkopf der Monatszeit- schrif t der Berliner Be¬ zirksgruppe im ARBD, die später die Zeitschrift des FRBD wurde 1928 publizierte die Berliner Bezirksorganisation zur Unterstützung ihrer Arbeit ein hektographiertes, monatlich erscheinendes Mitteilungsblatt mit dem Titel Der aktive Radiogenosse. Dieses Mitteilungsblatt konnte ab Januar 1929 als gedruckte Monatszeitschrift Unser Sender herausgegeben werden. Der Titel dieser Zeitschrift symbolisierte das Bemühen der Arbeiterklasse um einen eigenen Sender, der allerdings im bürgerlichen Klassenstaat der Weimarer Republik nicht zu realisieren war. Im Januar 1930 wandelte der Freie Radio-Bund Deutschland& (FRBD) diese Monatsschrift unter dem Titel «Arbeiter-Sender» in eine Wochenschrift um, die zeitweise eine Auflagen¬ höhe bis zu 2 Millionen Exemplaren erreichte. Auf Beschluß der Berliner Bezirksgruppenleiter wurde am 11. September 1929 der Freie Radio-Bund Deutschlands (FRBD) gegründet. Ihm schlossen sich viele der gemaßregelten Ortsgruppen und auch Mitglieder des ARBD an. Sehr schnell entwickelte sich der FRBD auf Grund seiner klareren poli¬ tischen Haltung und größeren Aktivität, während der ARBD das Opfer sei¬ ner eigenen Spalterpolitik wurde. Er hatte nach 1930 keinen großen Einfluß mehr, bis er von den Nazis aufgelöst und verboten wurde. Da half ihm auch die Katzbuckelei gegenüber den Nazis nicht, die vor allem in seiner Zeitschrift Volksfunk (vorher hieß sie noch Arbeiterfunk\ ) 1932/33 betrieben wurde. Auf der 1. Reichskonferenz des FRBD wurde am 31. Oktober/1. Novem¬ ber 1930 eine Resolution angenommen, in deren Abschnitt VI die nächsten Aufgaben des FRBD festgelegt wurden, die einem konkreten Arbeitspro¬ gramm entsprachen. In den fünf Punkten ging es um den beschleunigten Aufbau des FRBD, um eine verstärkte Massenarbeit, um eine verstärkte re¬ volutionäre Oppositionsarbeit im ARBD, um fachtechnische Aufgaben und um die Festigung der zentralen Leitung. Besonders der dritte Punkt führte zu einer linksradikalen Praxis, wodurch die Orientierung des ZK der KPD und besonders Ernst Thälmanns , ein kameradschaftliches Verhältnis zu den sozialdemokratischen Arbeitern zu schaffen, gröblichst verletzt wurde. Bei den fachtechnischen Aufgaben spielten vor allem der Bau von Moskau- Empfängern und von Kraftverstärkeranlagen sowie die praktische Kurzwel¬ lentätigkeit eine Rolle. Zu den ständigen Maßnahmen des FRBD gehörte der organisierte Emp- 27 Bild 3 Titelseite des Wochenblat¬ tes «Arbeiter-Sender» des FRBD, das bis zu 56 Sei¬ ten stark war und Aufla¬ genhöhen von 2 Millionen Exemplaren erreichte fang des Moskauer Rundfunks als hervorragendes politisches Kampfmittel gegen die stärker werdende Antisowjethetze. Solche Hörabende trugen bei zur Verbreitung der Wahrheit über den ersten Arbeiter-und-Bauern-Staat der Welt. Dazu wurden die Sendezeiten der deutschsprachigen Sendungen des Moskauer Rundfunks im Arbeiter-Sender veröffentlicht. Empfangen wur¬ den damals der Gewerkschaftssender WCSPS (Wellenlänge 938 m), der Komintern-Sender (Wellenlänge 1481 m) und der Kurzwellensender Mos¬ kau (Wellenlänge 50m). 1931 begann der FRBD mit der Herausgabe einer Broschürenreihe Arbeiter-Radio-Bibliothek, die schnell starke Verbreitung fand. Der erste Titel Wie kam ich Moskau empfangen? stammte von Ing. Paul Jansen , der den Technikteil des Arbeiter-Senders betreute. Weitere Broschü¬ ren in dieser Zeit waren die des Chefredakteurs des Arbeiter-Senders Klaus Neukrantz (Für Deine 2 Mark) und des Vorstandsmitglieds und späteren 1. Vorsitzenden des FRBD Hans Georg Kahle (Funk in Fesseln), der auch den \ 28 Verlag des Arbeiter-Senders leitete. Von Ing. Paul Jansen erschienen noch die Broschüren Der Krieg im Äther und Moskauempfang auf kurzen Wellen. Zur Vorbereitung der 2. Reichskonferenz des FRBD am 10./II. Oktober 1931 wurden in allen Sendebereichbezirken Bezirkskonferenzen und Unter¬ bezirkskonferenzen unter der Losung Bahn frei für den roten Funk organi¬ siert. Auf der 2. Reichskonferenz analysierte man zwar die mit Fehlern und 1 Schwächen behaftete Arbeit in der Organisation und beschloß Maßnahmen zu ihrer Verbesserung. Aber einige der Einschätzungen trugen nicht dazu bei, in der Frage einer antifaschistischen Einheitsfront voranzukommen. Zum 1. Vorsitzenden des FRBD wurde Hans Georg Kahle gewählt, der bishe¬ rige Sekretär der Berliner Bezirksorganisation. Höhepunkte in der Arbeit des FRBD waren große Kundgebungen in al¬ len Reichsgebieten. Auf einer Großkundgebung am 22. April 1932 in Berlin sprachen sich die Teilnehmer gegen Zensur und Antisowjethetze im Rund¬ funk aus. Am 24. Juli 1932 organisierte der FRBD in Leipzig einen Funktag der Werktätigen, die damals größte Rundfunkkundgebung der Welt mit 20000 Teilnehmern im Leipziger Sportstadion. Eine Protestresolution ge¬ gen die Rundfunkpolitik und gegen das Ausschalten des Führers der deut¬ schen Arbeiterklasse Ernst Thälmann bei den Wahlsendungen wurde ange- Bild 4 Mit dieser Titelseite als einzelnes Blatt erschien das Wochenblatt «Arbei¬ ter-Sender» qm 24. Fe¬ bruar 1933 letztmalig 29 nommen. Vor allem die Berliner Bezirksorganisation war bekannt für ihre gutbesuchten Ausstellungen. Allein 1931 wurden vier Ausstellungen aufge¬ baut, unter anderen die Radio-Phono-Buchausstellung im Arbeiterviertel Moabit, auf deren Abschlußveranstaltung Ernst Schneller sprach. Ein besonderes Kapitel in der Arbeit des FRBD war der Kampf um die Teilnahme der Arbeiter am Amateurfunkverkehr. Nur die Mitglieder der bürgerlichen Funkvereine hatten bisher die Möglichkeit, daran teilzuneh¬ men. Im FRBD gab es als Kurzwellenarbeitsgemeinschaft seit August 1932 den Arbeiter-Empfangs-Dienst (AED), dessen Mitgliederstand nach Geheim¬ berichten auf etwa 350 Mitglieder geschätzt wurde. Über die Arbeit des AED ist bis heute wenig bekannt geworden. Aber aus der Literatur zum an¬ tifaschistischen Kampf ergibt sich, daß viele Anhänger des FRBD sich in die vorderste Front des Widerstandskampfes gegen den Faschismus einreih¬ ten. Auf seiner letzten Reichsleitungssitzung am 3. Dezember 1932 bereitete sich der FRBD bereits auf den illegalen Kampf vor. Die letzte reguläre Aus¬ gabe des Arbeiter-Senders erschien am 24. Februar 1933. Gleichzeitig kam noch eine bloße Titelseite heraus mit der amtlichen Mitteilung des Erschei¬ nungsverbots bis zum 22. März 1933. Aus diesem befristeten Verbot wurde jedoch ein Dauerverbot, weil die Nazis am 26. Februar 1933 den Freien Ra¬ dio-Bund Deutschlands verboten hatten. Unter den ersten Opfern des Naziterrors waren auch leitende Mitarbeiter des FRBD zu Beklagen, so unter anderen die Chefredakteure Rudolf Scheffel (Der aktive Radiogenosse/Unser Sender) und Klaus Neukrantz (Arbeiter-Sender). Hans Georg Kahle emigrierte in die Schweiz, arbeitete als Journalist dort und in Frankreich. 1936 ging er nach Spanien und wurde Kommandeur in den Internationalen Brigaden. Nach der Niederlage der spanischen Volks¬ frontregierung war er in Frankreich und England in der antifaschistischen Bewegung deutscher Emigranten tätig. Nach seiner Rückkehr wurde er 1946 Chef der Volkspolizei im Land Mecklenburg. Am 1. September 1947 verstarb er in Ludwigslust. Literatur H. Mrowetz, Aus der Geschichte des Arbeiter-Radio-Bundes. FUNKAMATEUR, Heft 5/1962 bis Heft 9/1962. E.Zeisler, Der Rundfunk dem Volke! FUNKAMATEUR, Heft 7/1979 bis Heft 1/1980. U. Brurein, Zur Geschichte der Arbeiter-Radio-Bewegung in Deutschland. Beiträge zur Geschichte des Rundfunks, Heft 1/1968 und Heft 2/1968. 30 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Sensoren - Bindeglieder zur Umwelt Sensoren lassen sich in ihrem Grundprinzip auf die elektronische Messung nichtelektrischer Größen zurückfuhren, die seit langem bekannt ist und auf vielen Gebieten von Wissenschaft und Technik eingesetzt wird. Heute ha¬ ben Sensoren in Form von Meßwertaufnehmern, Meßfühlern, Fühlelemen¬ ten, Meßwandlern und Meßgrößenumformern als Bindeglied zwischen Um¬ welt und technischen Systemen eine große Bedeutung erlangt, so daß man sie auch als Sinnesorgane der Mikroelektronik bezeichnet. Sie dienen da¬ mit zur Informationsgewinnung über die Umwelt oder zu speziellen Proze߬ größen, sie stellen die Komponenten eines Gesamtsystems dar, die die In¬ formation aus dem Prozeß und seiner Umwelt aufnehmen und sie der eigentlichen Informationsverarbeitung erst zugänglich machen. Für die breite Einführung von Sensoren haben Halbleitertechnik, inte¬ grierte Schaltungstechnik und Optoelektronik die Notwendigkeit für ihren Einsatz und die technologischen sowie verfahrenstechnischen Vorausset¬ zungen für ihre Herstellung geschaffen. Dabei steht die Entwicklung im Wandel zum Halbleitersensor, der mit der Halbleiter-, Dünnschicht- und Dickschicht- bzw. Folienschicht-Technologie hergestellt werden kann. Hohe Zuverlässigkeit, geringes Volumen und geringe Masse, geringe An¬ sprechzeit, breiter Betriebstemperaturbereich sowie eine Vielzahl zu ermit¬ telnder Größen sind die Vorteile, die besonders im Zusammenwirken mit integrierten Schaltungen und Mikroprozessoren Bedeutung haben. Einteilung und Grundaufbau von Sensoren Ein Sensor besteht im Grundaufbau aus dem eigentlichen Elementarsensor , der auch als primärer Sensor oder Meßfühler bezeichnet wird, und einer an¬ schließenden Signalverarbeitungselektronik, die in unterschiedlicher Weise mit dem Sensor gekoppelt sein kann (Bild 1). Mit dem Elementarsensor ist auch eine Umformung der oftmals mechanisch vorliegenden Meßgröße in eine elektrische Größe verbunden (Bild 2). Die Signalverarbeitung nimmt im einfachsten Fall nur eine Verstärkung der elektrischen Größen bzw. eine Anpassung an weiterfolgende Stufen vor. Hier kann auch eine beeinflus¬ sende Steuerung vorgenommen werden. Aktive Sensoren arbeiten ohne 31 Bild 1 Sensorgrundau fbau Elementarsensor Umformer Wandler Eingangs¬ größe mechanisch/ mechanisch mechanische mechanisch/ elektrisch elektrische zB. Druck Druck y' wy Membran- yS dehnung Größe Membran- . dehnun^JSy jfi'wderstands- änicrung SröDc Bild 2 Umformprinzip im Sensor (Beispiel: Drucksensor) Bild 3 Analoger Sensor (Prinzip) Hilfsenergie, passive Sensoren erfordern eine Hilfsenergie (Betriebsspan¬ nung). Eine weitere Unterscheidung ist nach der Art der Vorbehandlung bzw. Darstellung des Sensorausgangssignals möglich, wobei digitale Verar¬ beitungsprinzipien mit im Vordergrund stehen: - Analoge Sensoren bilden eine nichtelekrische Meßgröße als ein amplitu¬ denanaloges elektrisches Signal ab und arbeiten mit linearer oder nichtli¬ nearer Umsetzung, Temperaturkompensation und Linearisierung (Bild 3). - Digitale Sensoren (Bild 4) setzen die nichtelektrische Meßgröße in ein di¬ gitales Ausgangssignal um (direkt oder indirekt über ein analoges Aus¬ gangssignal). - Frequenzanaloge oder pseudodigitale Sensoren (Bild 5) bilden die Me߬ größe in der Frequenz bzw. Periodendauer des Ausgangssignals ab (auch hier direkte oder indirekte Umwandlung). Elementarsensor Signatverarbeitung 32 - Binäre Sensoren melden das Erreichen eines vorgegebenen Schwellwerts (Grenzwerts). - Multisensoren (Mehrelementesensoren) erfassen gleichzeitig mehrere Me߬ größen. - Intelligente Sensoren (Bild 6) übernehmen bereits selbst einen Teil der Meßwerteverarbeitung (Korrektur von Nullpunkt, Nichtlinearitäten und Temperaturfehler, Vergleich mit einem Vorgabewert, Verkopplung mit Aktuatoren). Den höchsten Entwicklungsstand haben intelligente Sensoren, die zusam¬ men mit einem Mikroprozessor in einer Baueinheit oder in einem Gehäuse vereint sind. Vereinfachung von Programmierung, Test und Betriebsweise, Datensicherung durch Einfügung von Redundanz, Vorverarbeitung und Aufbereitung der Meßsignale, Vielseitigkeit und Modifizierbarkeit sind die Hauptvorteile eines derartigen Sensors, der Spezialanwendungen Vorbehal¬ ten bleibt. Bild 7 gibt einen Überblick über die Entwicklungsstufen zum in¬ telligenten Sensor. Direktdigitalisierung Indirektdigitalisierung Bild 4 Digitaler Sensor (Prinzip) x O- Ausgangs- stgnal Ausgangs¬ signal direkte Signalumsetzung indirekte Signalumsetzung Bild 5 Frequenzanaloger Sensor Bild 6 Intelligenter Sensor 3 Schubert, Eljabu 85 33 34 Bild 7 Entwicklungsstufen von Sensoren Hauptanforderungen an Sensoren Neben spezifischen, auf die jeweilige Aufgabenstellung bezogenen Anfor¬ derungen werden an Sensoren folgende Hauptforderungen gestellt, die je nach verwendetem Wirkprinzip und Sensoraufbau unterschiedlich erfüllt werden: - lineare Umwandlung der zu erfassenden Größe in ein auswertbares Si¬ gnal, - große Empfindlichkeit, - Überlastbarkeit, - geringe Temperaturempfindlichkeit, - breiter Einsatztemperaturbereich, - hohe Temperaturwechselfestigkeit - hohe Korrosionsresistenz, - hohe Zuverlässigkeit, - Aufbau mit geringen Abmessungen, geringer Masse und Anpaßbarkeit am Meßort, - geringe Störbeeinträchtigung durch äußere Störungen, - hohe Wirtschaftlichkeit, - keine Beeinträchtigung der Meßgröße (berührungsloses Erfassen), - großer Bereich der erfaßbaren Meßgröße. Wirkprinzipien Bei der Realisierung des Gesamtkomplexes der Hauptanforderung und der Lösung der spezifischen Meßaufgabe benutzt man unterschiedliche Wirk¬ prinzipien und physikalische Effekte, deren Umfang in letzter Zeit be¬ trächtlich erweitert werden konnte. Dabei ließen sich auch die wirksamen Vorgänge verfeinern und ausbauen. Anfangs benutzte man vorwiegend eine Widerstandsänderung eines Leiters in Abhängigkeit von der Temperatur, die kapazitive oder induktive Beeinflussung oder den Piezoeffekt. Eine Er¬ weiterung der Meßaufgaben ließ sich mit dem Halleffekt, dem Wiegand-Ef¬ fekt oder mit optoelektronischen Wirkprinzipien erzielen. Den höchsten Stand verkörpern visuelle oder taktile Sensoren, wie sie bereits in Industrie¬ robotern der 2. Generation und in modernsten Fertigungsanlagen zu finden sind. Widerstandssensoren Widerstandssenoren sind relativ weit verbreitete Meßwertaufnehmer (Wheatstone-Erücke), die auch im Zeitalter der Mikroelektronik noch Be¬ deutung haben. Entsprechend der Beziehung für den Widerstand 3 * 35 können alle 3 Größen (spezifischer Widerstand ß, Länge / und Querschnitt A) der rechten Seite von der zu messenden Größe abhängen, wobei der spe¬ zifische Widerstand weiterhin von Elementarladung, Trägerbeweglichkeit und -konzentration beeinflußt wird. Damit können meßtechnisch mit dem Widerstandssensor 2 geometrische Größen (Länge, Querschnitt) und 2 Ma¬ terialparameter (Trägerbeweglichkeit und -konzentration) erfaßt werden, wodurch sich eine Vielzahl von Größen messen läßt wie Temperatur, me¬ chanische Beanspruchung (Dehnungsmeßstreifen), Feuchte, Magnetfeld, Position, Längenänderung u. a. Sehr verbreitet sind Dehnungsmeßstreifen (DMS), die auf der mechani¬ schen Deformation eines Leiters beruhen. Neben DMS aus Metall verwen¬ det man neuerdings auch DMS aus Silizium (poly- oder einkristallin), das zur Bestimmung kleiner Kräfte und Drücke (0,1 N/0,01 MPa) bevorzugt wird. Die Temperaturabhängigkeit eines Leiterwiderstands wird in Heiß- und/ oder Kaltleitem zur Temperaturerfassung bzw. -messung ausgenutzt. Neu ist ein Halbleitertemperatursensor, der die Veränderung des Aus¬ breitungswiderstands (spreading resistance) einer definierten Kontaktzone (Bild 8) ausnutzt. Dabei nimmt die Beweglichkeit freier Ladungsträger im Medium mit steigender Temperatur ab. Der spezifische Widerstand des Sensors wächst. Die Elektrodengeometrie und die Geometrie des elektri¬ schen Strömungsfelds können durch die Fotolithografie genau eingehalten werden. Der Linearitätsfehler ist im Bereich von -40 bis + 130°C kleiner als 0,6 K. Über eine Widerstandsänderung sind auch Beschleunigungen meßbar. Ein derartiger, mit der IS-Technik herstellbarer Beschleunigungssensor be¬ steht aus einer Glas-Si-Glas-Schichtstruktur, wobei sich eine kleine, einsei¬ tig eingespannte Zunge aus Silizium zwischen 2 Glasbedeckungen bewegt. Der Zungenwiderstand ändert seinen Widerstandswert in Abhängigkeit von der Beschleunigung. Die Auswertung nimmt man über eine Widerstands¬ brücke mit Temperaturkompensation im Sensor vor. Der erfaßbare Meßbe¬ reich beträgt 0,001 bis 50 g. Ein Widerstandselement, dessen Widerstandswert sich in Abhängigkeit von einer beaufschlagten Feuchtigkeit ändert, ist zum Aufbau eines Feuch- Ti Pt Au Si0 z AuAs Bild 8 Halbleitertemperatursensor 36 tigkeitssensors geeignet, der aus Zinkoxid, Chromoxid und Lithiumoxid be¬ steht. Die Bestandteile verbäckt man zu'feiner Keramik, und sie werden mit Goldelektroden zu einem Widerstandselement, das im Bereich von 30 bis 90% relativer Feuchtigkeit arbeitet. Modern sind organische Feuchtesensoren (Hygrometersensoren), bei de¬ nen angelagerte Wassermoleküle durch Lockerung von Ionen in der Ober¬ fläche eines Polymerisaten (z. B. auf Styrolbasis) den Schichtwiderstand verringern. Entsprechend gewählte Materialien führen zu recht großen Wi¬ derstandsänderungen, z. B. von 10 MO bei einer relativen Feuchte von 10% auf etwa 1 kO bei rund 100% relativer Feuchte. Auch Magnetfelder lassen sich mit Widerstandssensoren auswerten. Das dafür geeignete Bauelement ist die Feldplatte. In ihr wird die Ablenkung der Strom bahnen durch ein senkrecht zum Strom verlaufendes Magnetfeld genutzt. Durch Inhomogenitäten der Leitfähigkeit des Materials entstehen Zickzackstrombahnen, deren seitliche Auslenkung gegenüber der Haupt¬ stromrichtung mit der Größe des Magnetfelds steigt. Damit wächst der Wi¬ derstand der Feldplatte mit der Feldstärke. Feldplatten lassen sich aus In- diumantimonid mit kleinen Nickelantimonid-Nadeln aufbauen. Im magnetischen Sensor wird die Abhängigkeit des elektrischen Wider¬ stands einer dünnen ferromagnetischen Metallschicht (z. B. Permalloy: etwa 80% Ni, 20% Fe) vom Winkel zwischen Stromflußrichtung durch die Schicht und Magnetisierungsrichtung ausgenutzt. Eine zusätzliche Gold¬ struktur (Barber poles) bewirkt ein lineares Verhalten. Die Vorteile dieses Sensors sind hohe Empfindlichkeit (Messung schwacher Felder) und der weitgehend lineare Zusammenhang zwischen Magnetfeld und Ausgangssi¬ gnal. Durch die Schichtstruktur bietet sich als Herstellungstechnologie die Dünnschichttechnik an. Als Anwendungen kommen die Messung magneti¬ scher Felder (10 bis 40000 A/m), die kontaktlose Positionsmessung, die Messung von Strömen, die Steuerung von Elektromotoren und die Ver¬ kehrskontrolle über die Messung der durch Fahrzeuge verursachten Ände¬ rung des Erdmagnetfelds in Betracht. Reaktanzsensoren Zu den Reaktanzsensoren zählt man Sensoren, die eine Kapazitätsände¬ rung bzw. eine Induktivitätsänderung (kapazitive oder induktive Sensoren) durch die zu messende Größe ausnutzen. Auch mit ihnen läßt sich eine Vielzahl von Größen erfassen. In der Beziehung für die Kapazität eines Kondensators „ A C = e r • e 0 ■ - sind durch die Meßgröße 2 geometrische Abhängigkeiten (Elektrodenfläche A bzw. ihr Abstand d ) und 1 Materialparameter (Dielektrizitätskonstante) beeinflußbar. Neben Druck, Feuchte, Temperatur (Tieftemperaturen) sind 37 Kondensatorplatten M — — €r ~. — r Bild 9 Kapazitiver Feuchtesensor auch Füllstände oder Durchlaufmessungen in der Fertigung, z. B. die konti¬ nuierliche Messung der Dicke von Plastfolien, möglich. Neuere kapazitive Sensoren werden in Dünnschichttechnik zur Feuchte- und Druckmessung hergestellt. Zur Druckmessung wird z. B. die Verschie¬ bung oder Verformung einer Membranelektrode unter der Druckeinwir¬ kung ermittelt. Bei der Füllstandsmessung verwendet man entweder eine Einzelelektrode gegenüber einer metallischen Behälterwand oder 2 Elektro¬ den, die in die Flüssigkeit tauchen. Je nach Füllstand ändert sich die Die¬ lektrizitätskonstante und damit die Kapazität (Bild 9). Bei den induktiven Sensoren übt die Meßgröße wiederum Einfluß auf geometrische Größen oder Materialparameter aus. Hierunter fallen magnetostriktiv wirkende Sen¬ soren, Stellungssensoren durch Verschiebung des Kerns in einer Spule oder einem Differentialtransformator, Kraft- oder Drucksensoren und Näher rungssensoren. Reaktanzsensoren werden oftmals in Oszillatorschaltungen eingesetzt, wobei sich durch die Meßgröße die Kapazität oder die Induktivität eines Resonanzkreises und damit die Frequenz ändern. Die Auswertung kann da¬ nach analog oder auch digital vorgenommen werden. Piezosensoren Piezosensoren verwenden den direkten Piezoeffekt, worunter man die Er¬ scheinung versteht, daß beim Einwirken von Kräften auf einen Körper ge¬ eigneten Materials positive und negative elektrische Ladungen an seinen Oberflächen auftreten, d. h., zwischen den Oberflächen besteht eine elektri¬ sche Spannung, die in gewissen Grenzen der mechnanischen Beanspru¬ chung proportional ist. Ja nach Lage der Kristallachsen des Piezomaterials in bezug auf die ein¬ wirkende Kraft wird zwischen dem Longitudinal-(Ab\eitung der Ladung an den Angriffsflächen der Kraft) und dem Transversal-Piezoeffekt (Ableitung der Ladung an den von der Kraft unberührten Flächen) unterschieden. Hohe Druckfestigkeit, Temperaturbeständigkeit, geringer Temperaturein¬ fluß auf die Parameter, hohe Linearität, kleine Hysterese und gute Ladungs¬ ausbeute sind angestrebte Eigenschaften bei den Piezosensoren. Die wichtigsten piezoelektrischen Materialien sind Quarz (SiOj), Li- 38 thiumniobat (LiNbOj) und Lithiumtantalat (LiTaOj). Weiterhin wurden auch polykristalline Piezokeramiken eingeführt (z. B. BaTiOj, Blei-Zirko- nat-Titanat), die sich durch Sintern aus Pulvermischungen herstellen las¬ sen. Neu sind Plastfolien (PVF 2 ) für großflächige Drucksensoren. Auf Grund seiner Eigenschaften bietet sich der Piezosensor als Drucksensor für unterschiedliche Einsatzzwecke an, zu denen auch Schallplattenabtaster, Impulsgeber (Tasten) und Mikrofone gehören. Moderne Piezosensoren ent¬ halten unmittelbar am Sensorelement einen in IS-Technik realisierten Im¬ pedanzwandler, um unerwünschte Einflüsse des Meßkabels auszuschalten. Bevorzugte Meßgrößen sind Druck, Kraft und Beschleunigung, die alle im Piezomaterial eine Ladungsänderung erzeugen, die dem Sensor in Form einer Spannungsänderung entnommen wird. Bei einem neuen Piezodrucksensor verwendet man als Material Silizium. Dieser Drucksensor wird in kreuzförmigem (x-formigem) Aufbau realisiert. Durch die Längsachse fließt ein konstanter Strom, der im Querarm eine Spannung erzeugt, die sich unter Druckeinfluß verändert. Hat ein Piezomaterial ein permanentes elektrisches Moment, das von der Temperatur abhängig ist, so liegt ein pyroelektrischer Sensor vor, mit dem Temperaturschwankungen erfaßt werden können. Hall- Effektsensor Beim ffa/Z-Effektsensor wird der Hall-Effekt benutzt, d. h. die Wechselwir¬ kung eines Stromflusses und eines äußeren Magnetfelds. Die vom //«//-Effektsensor (Bild 10) gelieferte Spannung ist proportional zur magnetischen Induktion eines äußeren Magnetfelds. Zum Aufbau von //a//-Effektsensoren werden III-V-Halbleiterverbindungen verwendet, z. B. InSb, GaAs, InAs. Neben dem //a//-Effektsensor lassen sich in der Bauein¬ heit auch nachfolgende Funktionen integrieren (Stromquelle für den Sen¬ sor und entsprechende Auswerteschaltungen, Verstärker, Trigger). Hall -Effektsensoren arbeiten oftmals zusammen mit kleinen Magneten, die auf oder an den zu überwachenden mechanischen Teilen befestigt sind. Ein kleiner Magnet auf einem Rotationsteil oder sich bewegenden Teil ge¬ stattet zusammen mit dem Halleffektsensor den Aufbau von Drehzahlmes¬ sern, Drehzahlregelungen, Steuerschaltungen für kollektorlose Motore, Ini¬ tiatorschaltungen, Zähl- und Sortiersteuerungen, Funktionsschaltungen in Förderanlagen, Identifikation von Produkten u. a. Zur Herstellung eines GaAs-Hall-Sensors verwendet man eine lokale Im¬ plantation. Die aktive Fläche ist etwa 0,2 mm x 0,2 mm groß und befindet sich 0,35 mm unter der Vorderseite eines Kleinstplastgehäuses. Da ein der¬ artiger Sensor symmetrisch aufgebaut werden kann, sind die Anschlüsse für ffa//-Spannung und Steuerspannung vertauschbar. Kennzeichnend für neuere Hall- Sensoren sind hohe Betriebstemperatur (z. B. bis 150°C für den Einsatz in Kraftfahrzeugen) und ein geringer Temperaturkoeffizient (maxi¬ mal + 0,08 %K) des Innenwiderstands. Der DDR-7fa//-Schaltkreis B 461 G enthält in einem IS-Aufbau neben dem Hall- Sensor eine Bezugsspannungsquelle, einen Differenzverstärker und einen Trigger sowie einen Tansistorausgang mit offenem Kollektor. Wiegand-Stnsor Noch in der Einführung begriffen ist der Wiegand-Sensor, bei dem der (l ie- gand-Effekt angewendet wird. Der Wiegand-Effekt tritt in einem speziell vor¬ behandelten Draht auf und äußert sich in einer Veränderung der Magneti¬ sierungsrichtung des Drahtes unter dem Einfluß eines sich ändernden äußeren Magnetfelds. Die Änderung der Magnetisierungsrichtung im Draht läßt sich durch eine Spule nachweisen. Der Wiegand-Sensor ist damit ein magnetischer Sensor, der zur Drehzahl- und Durchflußmessung, als kon¬ taktloser Impulsgeber, als Näherungssensor und in Tastaturen eingesetzt wird. Die relativ hohe Amplitude (5 V) des Ausgangssignals hat Vorteile. Der WTegand-Sensor ist noch relativ neu und sein Anwendungsgebiet noch nicht voll erschlossen. Optosensoren Die relativ große Gruppe der Optosensoren (optoelektronische Sensoren, Fotosensoren) umfaßt optoelektronische Strahlungsempfänger (Lichtemp¬ fänger, Lichtdetektor), die die auf sie fallende ^Strahlung vorwiegend im sichtbaren oder IR-Bereich des elektromagnetischen Spektrums aufnehmen und in ein elektrisches Signal umwandeln. Zu ihnen gehören Fotowider¬ stände, Fotodioden und Fotoelemente, Fototransistoren, Fotofeldeffekt¬ transistoren und Fotothyristoren, die als Einzelsensor oder - im Fall der Fotodioden - auch als Bildsensor durch lineare oder flächenhafte Aneinan¬ derreihung mehrerer Sensoren eingesetzt werden. Einen Sonderfall stellen optoelektronische Sensoren dar, die noch einen Lichtsender beinhalten, dessen Strahlung auf dem Wege zum Sensor beeinflußt und auf diese Weise einer auswertbaren Veränderung unterzogen wird (Lichtschranke/ Optokoppler). Optoelektronische Sensoren sind in einer Vielzahl von Realisierungsva¬ rianten (Tabelle 1) möglich und weisen ein breites Einsatzfeld auf, so daß sie mehr und mehr andere Sensorarten verdrängen. Sie werden mit moder- 40 Tabelle 1 Komplexität optoelektronischer Sensoren Sensor Arbeitsweise Aufbau Lichtempfänger 1 punktförmige Auf nähme relativ einfach Lichtschranke quasi-eindimensional Linearsensor eindimensional kompliziert Reihenanordnung von Lichtempfän¬ gern mit Abtastschaltung Flächensensor zweidimensional kompliziert Flächenanordnung von Lichtemp¬ fängern mit komplizierter Abtastung nen Technologien der Halbleiter- und der IS-Technik hergestellt, die da¬ durch eine Reihe von Sensoren in ihrem Aufbau und Einsatz erst ermögli¬ chen. Sie sind damit eng mit der Entwicklung der IS-Technik verknüpft und oft mit einer unmittelbar folgenden Signalverarbeitung (auf demselben Chip) verbunden. Tabelle 2 stellt die in optoelektronischen Sensoren ver¬ wendeten physikalischen Effekte zusammen. Neu auf dem Gebiet optoelektronischer Sensoren sind flächenhafte Sen¬ soren, deren lichtempfindliche Fläche nicht segmentiert bzw. in Quadran¬ ten (segmentiert) eingeteilt ist. Ein großer Bereich von Positionsmessungen Tabelle 2 Optoelektronische Sensoren Physikalischer Effekt Sensor Wellenlänge in (im Material Äußerer Fotoeffekt Fotozelle 0(2...1,1 Alkali- und Fotovervielf acher 0,3...1,2 III-V-Verbindungen Innerer Fotoeffekt Fotowiderstand 0,4...0,9 II-VI-Verbindungen Sperrschichtfoto¬ effekt Fotodiode, Fotoelement, Fototransistor, Foto¬ thyristor, Foto-FET 0,4...1,1 Si, Ge, Se Thermischer Foto¬ effekt Bolometer Thermoelement Fotowiderstand o oo O II-VI-Verbindungen Lichtfleck Bild 11 Vnsegmentierte Fotodiode mit Meßprinzip und Überwachungen in der automatisierten Fertigung ist mit der nichtseg- mentierten, positionsempfindlichen Si-Fotodiode (Bild 11) möglich, bei der das einfallende Licht einen Fotostrom erzeugt, der über das hochohmige n- Substrat zu den Kontaktflächen abfließt. Die Fotodiode arbeitet nach dem Lateralprinzip, so daß Größe und Form des Lichteinfalls nicht von Bedeu¬ tung sind, wohl aber die Auftreffstelle auf der Diode. Die Auswertung wird über die Messung der Differenzspannung in einer Brückenschaltung vorge¬ nommen. Ein weiterer positionsempfindlicher Sensor mit Quadranteneinteilung wird z. B. bei der Abtastung optischer Speicherplatten (Bildplatte oder Compact Disc) zur Ableitung eines Spurfehler- und Fokussiersignals (Bild 12) eingesetzt. Optoelektronische Sensoren haben sich bereits in einer Vielzahl von Ein¬ satzfällen mit einem breiten Aufgabenbereich bewährt und auf Grund ihrer Vorteile andere Sensoren verdrängt. Mit ihnen lassen sich Bewegungen, Vier- Buadranten-Fotodiode ■e- Bildplatte zu Abstand rieh- Bildplatte zu nah tig weit Bild 12 Segmentierte 4-Quadranten-Fotodiode 42 Wege und Winkelstellungen erfassen, die Drehzahl rotierender Teile und ihre Drehrichtung ermitteln, der Füllstand von Flüssigkeiten und Schüttgü¬ tern feststellen, Rauch und Feuer melden, Durchflüsse, Strömungen und Drehmomente messen. Aber auch lichttechnische Größen wie die Leucht¬ dichte, Wärmeverteilungen und Strahlungen (sichtbarer und IR-Bereich) sind durch optische Sensoren erfaßbar. Als Bildsensoren werden sie auch zur Bildaufnahme und Auswertung in der Fertigung eingesetzt. Hier gibt es bereits Linearsensoren (Zeilensensor) mit bis zu 4096 Bildpunkten bei einem Teilungsmaß von 13 pm und Flächensensoren mit bis zu 800 x 800 Bildpunkten und einem Teilungsmaß von 24 pm x 24 pm auf einer Fläche von 42 mm 2 . Diese Bildsensoren sind das Ergebnis der moder¬ nen Größtintegration. Zusammen mit Strahlteilern und Filtern bzw. Strei- fenfiltem oder Mosaikfiltem ist auch eine Farbbildaufnahme möglich (Ta¬ belle 3). Optoelektronische Sensoren werden in der Fertigungstechnik eingesetzt zur: - lageunabhängigen und lageabhängigen Identifikation von Objekten, - Kontrolle auf Vollständigkeit, - Kontrolle auf Maßhaltigkeit, - Kontrolle auf Oberflächenbeschaffenheit und andere Qualitätsparame¬ ter, - Lösung regelungstechnischer Aufgaben beim Ordnen, Positionieren, Sor¬ tieren und Fördern. Tabelle 3 Technisch realisierbare Daten von Bildaufnehmem CCD-Zeilen- sensor CCD-Flächen- sensor Arbeitstemperaturbereich in °C -25... + 70 -25... + 55 Ausgangsspannung in V 1,2 0,4 Ausgangsimpedanz in kO, 0,5 1 Leistungsaufnahme in mW 100 100 Auslesefrequenz in MHz 1 4 Empfindlichkeit in Vcm 2 /pl 3,5 3,5 Sättigungsbelichtung in pl/cm 2 0,35 0,12 Maximale Rauschspannung in mV 1 1 Weitere Sensorarten Weitere Sensorarten, die künftig an Bedeutung gewinnen werden, sind wel¬ lenoptische Sensoren, die Effekte in Lichtleitfasern ausnutzen, und taktile Sensoren, die man dem Gefühlssinn des Menschen entlehnt hat und die durch eine Feinfühligkeit neue Lösungen auch in Industrierobotern gestat¬ ten. Taktile Sensoren sind mit Dehnungsmeßstreifen, Scherelementen aus Plasten, elektrisch leitfähigen Gummimatten oder Plasten aufgebaut. 43 Satellitensysteme im Dienste der Luft- und Seefahrt Ing. Gustav Westphal Einleitung Die Luftfahrt gehört zu den Gebieten, in denen die neuesten Erkenntnisse von Wissenschaft und Technik vorrangig genutzt werden. Daß in der Luft¬ fahrt auch die Erkenntnisse der Weltraumfahrt angewendet werden, ist des¬ halb selbstverständlich. In erster Linie standen aus der Weltraumtechnik die Ergebnisse der Elektronik und der Zuverlässigkeit zur Verfügung und führten zu besseren und leichteren, auch zuverlässigeren Bordausrüstun¬ gen. Die gegenwärtig beginnende Phase ist dadurch gekennzeichnet, daß die Luftfahrt nicht nur die Ergebnisse der Weltraumtechnik nutzt, sondern vollständige Satellitensysteme in ihre Funktion einbezieht. Zum gegenwär¬ tigen Zeitpunkt werden die geschaffenen Satellitensysteme nicht nur zum Versuch eingerichtet, sondern erbringen bereits praktisch verwertbare Er¬ gebnisse. Die Nutzung dieser Systeme ist fast ausschließlich bei der Naviga¬ tion, der Ortung und der Kommunikation zu erwarten. Selbstverständlich werden zu diesen Zwecken geschaffene Satellitensysteme auch von anderen Verkehrsträgern (z. B. Seefahrt) genutzt. Satellitensystem SARSAT/KOSPAS Das Satellitensystem SARSAT/KOSPAS befindet sich in der Anfangsphase der Stationierung. Es ist für die uneingeschränkte internationale zivile Nutzung vorgesehen. An der Vorbereitung, Finanzierung und Realisierung beteiligen sich sozia¬ listische und kapitalistische Staaten. Am System nehmen teil: UdSSR, USA, Kanada, Frankreich, England und Norwegen. Die Mitarbeit Finn¬ lands und Japans wird in der Folgezeit erwartet. Das System hat ausschlie߬ lich die Aufgabe, in allen Gebieten der Erdoberfläche einschließlich der Seegebiete havarierte Fahrzeuge aufzufinden und schnelle und zielgerich¬ tete Hilfe zu ermöglichen. Welche Bedeutung die Zeit bis zum Auffinden der Havaristen hat, geht aus folgender Betrachtung hervor, deren Daten aus der langjährigen Erfahrung gewonnen wurden. Wird einem verletzten Hava¬ risten (und Havarien sind in der Luftfahrt fast immer, in der Seefahrt oft mit Verletzungen verknüpft) durch spätes Auffinden medizinische Hilfe erst nach 16 h erwiesen, so sinkt die Überlebenschance gegenüber der un- 44 verzüglichen Hilfe von 80 auf 10%. Bei Wasserhavarien hat ein ungeschützt im Wasser treibender Schiffbrüchiger in tropischen Gewässern für 6 bis 7 h reale Überlebenschancen; in arktischen oder ihnen im Temperaturbereich nahe kommenden Gewässern lediglich die gleiche Zahl in Minuten. In je¬ dem Fall einer Havarie ist also immer schnelle Hilfe oberstes Gebot! Bei der relativ hohen Zahl von Havarien der verschiedenen Verkehrsträger, be¬ zogen auf den Weltverkehr, ist der hohe Aufwand für das System durchaus gerechtfertigt. Das System SARSAT/KOSPAS besteht aus 3 Segmenten: - Havarie- (Not-) Funkbaken, - Satelliten, - Bodenstationen. Havarie- (Not-) Funkbaken Das System SARSAT/KOSPAS arbeitet nach dem Prinzip der Fremdpei¬ lung. Das zu ortende Fahrzeug (nicht immer ein Wrack) muß also aktiv sein. Zu diesem Zweck sind Flugzeuge und Schiffe mit entsprechenden Sendern ausgerüstet. Diese Sender schalten sich bei Havarien automatisch ein, bei Flugzeugnotsendern durch anormale Erschütterungen und bei Schiffen durch Meerwasserberührung. Es gibt auch Anlagen, die erst durch manuelle Betätigung ihren Betrieb aufnehmen. Die Baken beginnen dann mit der Aussendung von amplitudenmodulierten Signalen auf der interna¬ tionalen Notfrequenz von 121,5 MHz. Auf Schiffen sind auch zusätzlich festeingebaute Notsender möglich, die bis zum Verschwinden des Havari¬ sten arbeiten. Während die Frequenz 121,5 MHz in der Luftfahrt angewen¬ det wird, senden Schiffe auf 156,8 MHz. Auf den Notfrequenzen 500 und 2 182 kHz arbeiten meist Notstationen, die sowohl senden als auch empfan¬ gen können. Vom Grad der Ausstattung (und damit von der Masse und des Volu¬ mens) der Notsender sind Inhalt und Zusammensetzung der Notsendung abhängig. Während größere Anlagen (EPIRB = Emergency Position-Indica- ting Radio Beacon) das Kennzeichen des Fahrzeugs, die Art der Havarie und den letzten gemessenen Standort aussenden, geben einfachste Notba¬ ken (ELBA = Emergency Location Beacons Aircraft) nur ein 121,5-MHz- Signal mit einem Ton in Amplitudenmodulation als Einfachpuls. Für vor¬ wiegend militärische Zwecke wird die Frequenz 243,0 MHz genutzt. Diese Frequenz wird von vielen Baken zusätzlich zu der 121,5-MHz-Frequenz ausgestrahlt, da man davon ausgeht, daß fast immer militärische'Schiffe und Flugzeüge die Suche und Bergung von Havaristen unterstützen. Die gegenwärtig im UKW-Frequenzbereich verwendeten Frequenzen von 121,5 und 243,0MHz waren bei der Einrichtung der Notfrequenzen nicht für die Übermittlung an Satelliten vorgesehen. Als Kompromiß und um die Nut¬ zung des Satellitensystems sofort und ohne hemmende zusätzliche Ausga¬ ben der Flugzeug- und Schiffseigner zu ermöglichen, werden diese Fre¬ quenzen vom System SARSAT/KOSPAS empfangen und verarbeitet. 45 Die eigentliche und auch künftig ausschließliche Notfrequenz für dieses System ist 406,0 MHz. Mit dieser Frequenz wird eine größere Systemgenau¬ igkeit erreicht, die damit eine Ortungsgenauigkeit von AS = 5 km haben soll. Das ist von besonderer Bedeutung, wenn das havarierte Fahrzeug den vorgesehenen Kurs verlassen muß, also durch SAR-Fahrzeuge, die dem Kurs folgen, nicht gefunden werden kann. Die Weltfunkverwaltungskonfe- renz 1979 hat für den Boden- (See-) Satelliten-Notfunkdienst das Fre¬ quenzband von 406,0 bis 406,1 MHz bereitgestellt. Als weitere Empfehlun¬ gen dieser Konferenz sind die Sendeleistung mit 5W und als Ausstrahlungsrhythmus 440 ms lange phasenmodulierte Signale im Ab¬ stand von 50 s zu nennen. Aus der Art der Kodierung der Signale soll die Indentität des Havaristen zu erkennen sein und, wenn möglich, die Art der Notsituation. Bis zur vollständigen Umrüstung der entsprechenden Luft- und Seefahrzeuge wird aber noch einige Zeit vergehen. Bis dahin muß die vorhandene Technik weiter genutzt werden. Als Beispiel für eine gegenwärtig genutzte und seit etwa 10 Jahren im Einsatz bewährte Bake sollen im folgenden einige Angaben gemacht wer¬ den. Die Bake ist für Luft- und Seefahrzeuge geeignet. Sie sendet abwech¬ selnd auf den Frequenzen 121,5 und 243,0 MHz, wobei die Umschaltung durch eine Automatik in der Bake mit einem Tastverhältnis von 1:1 vorge¬ nommen wird. Die Aussendung eines jeden Impulses dauert etwa 1 s. Die Impulse sind amplitudenmoduliert. Die Modulationsfrequenz liegt im Be¬ reich von 1600 bis 300 Hz und wird, durch einen Sägezahngenerator wäh¬ rend jeden Impulses in diesem Bereich um 700 Hz schnell absinkend, ver¬ ändert. Die an die Antenne (Stabantenne mit / = A/2 für 243,0 MHz und 1= XI 4 für 121,5 MHz) abgegebene Leistung liegt zwischen 250 und 500 mW. Die Reichweite über See wird mit 110 km angegeben, wobei man für das Suchflugzeug eine Flughöhe von 3000 m annimmt. Für Suchschiffe ist die Reichweite selbstverständlich wesentlich geringer; es wird mit etwas mehr als der quasioptischen Sichtweite gerechnet. Der Zusammenhang zwi¬ schen Reichweite und den Antennenhöhen ergibt sich aus der Bezie¬ hung: £=3,84 (Jh, + fh t ); E - Reichweite in km, h, - Höhe der Sendeantenne in m, h t - Höhe der Empfängerantenne in m. Die optische Sichtweite auf der Erdoberfläche ohne Hindernisse ist gege¬ ben durch: S= 3,843, {h,- S - Sichtweite in km, h a - Augenhöhe des Beobachters. Diese Beziehung kommt den realen Bedingungen näher; wobei die UKW-Reichweite um etwa 7 bis 8 % real größer ist. Die Bake ist volltransistorisiert, ohne Hilfsmittel schwimmfähig und be¬ findet sich gemeinsam mit der Batterie in einem zylinderförmigen, wasser- und stoßfesten Plastgehäuse. Die Auslösung der beschriebenen Bake wird 46 von Hand vorgenommen. Die Aussendung wird für eine Zeit von minde¬ stens 48 h garantiert und dabei die Leistung von 250 mW nicht unterschrit¬ ten. Mit einer Länge von 686 mm, einem Durchmesser von 85 mm und einer Masse von 3,12 kg ist das Gerät überall in den Fahrzeugen gut unter¬ zubringen und ohne Einschränkungen mitzuführen. Die Betriebstempera¬ tur soll bei Einhaltung der angegebenen technischen Daten den Bereich von 0 bis +55°C nicht verlassen. Bild 1 zeigt den Übersichtsschaltplan einer solchen Bake. Die beiden Notfrequenzen werden von 2 unterschiedlichen Oszillatoren erzeugt, ob¬ wohl es sich anbietet, die Frequenz 243,0 MHz durch Verdopplung der Fre¬ quenz 121,5 MHz zu gewin'nen, wie es in einigen Typen der Fall ist. Hier ist offensichtlich auf höhere und Notgeräten zuzuschreibende Betriebssicher¬ heit entwickelt worden. Dieses Prinzip kann man auch bei anderen Teilen f„ =■ 60,75MHz f c . 60,75MHz Bild 1 Übersichtsschalt plan einer Notfunkbake SARSAT/KOSPAS 47 der Schaltung erkennen. Die technischen Daten einer gebräuchlichen Luft-, und Seefunkbake sind: Sendefrequenzen - 121,5 MHz; 243,0 MHz (alternierend) Betriebsarten - nur senden Modulationsart - 1 K6 A2A (früher A2 genannt) Modulationsfrequenz - 1600...300Hz (in jedem Impuls abnehmend) Wobbelbereich - a 700 Hz Wobbelfrequenz - 2 bis 3 Hz Batteriespannung - 13,4 V (Mangan-Alkali-Batterie) Betriebstemperatur - 0 bis +55°C Betriebsdauer - 48 h Masse - 3,12 kg Länge - 686 mm Durchmesser - 85 mm Auslösungsverfahren - manuell Gegenwärtig gelten in den verschiedenen Staaten unterschiedliche Fest¬ legungen für die Pflichtausrüstung von Flugzeugen und Schiffen. Die Aus¬ rüstung ist also bei weitem noch nicht universell. , Satelliten-Segment Das Satelliten-Segment, international vereinbart, wurde von seiten der So¬ wjetunion mit dem Start des Kosmos 1383 am 30.6. 1982 begonnen. Das System SARSAT/KOSPAS war eine der Aufgaben dieses Satelliten. Bereits dieser eine Satellit, auf polar gerichteter Bahn, hat in 4 Fällen bei Havarien (davon 3 Flugzeughavarien und 1 Schiffshavarie) geholfen und die Position der Havaristen bestimmt. Dadurch konnten die Hilfsmannschaften schnel¬ ler am Unfallort sein. Das amerikanische Wetteramt NOAA (National At- mospheric and Ocean Administration) hat im ersten Halbjahr 1983 einen Wettersatelliten gestartet, bei dem sich auch ein SARSAT-Empfänger und ein entsprechender Verarbeitungscomputer an Bord befindet. Es wird damit gerechnet, daß noch 4 weitere SARSAT/KOSPAS-Satelliten gestartet wer¬ den, wovon die UdSSR mindestens noch einen übernehmen wird. Das Ortungsverfahren verfügt über 2 Varianten zur Positionsbestim¬ mung. Entweder messen die Satelliten die Zeitdifferenzen des Empfangs, oder es wird die Dopplerfrequenzänderung und damit der Standort festge¬ stellt. Dabei setzt man voraus, daß sich der Standort des Havaristen nicht (oder doch meist nur unwesentlich) verändert. Die Meßwerte des oder der Satelliten werden unmittelbar an die Boden¬ stelle übermittelt. Befindet sich keine Bodenstelle des Systems in «Sicht¬ weite» der Satelliten, wird die Position des Havaristen gespeichert utid bei eintretender Funksicht sofort zum Boden übertragen. Bei den gewählten Sa¬ tellitenbahnen sind nur Verzögerungen von wenigen Minuten zu erwarten, die sich bei dem weiteren Ausbau des Systems noch weiter verringern las¬ sen. 48 I Bild 2 Zusammenwirken der Elemente des Systems SARSAT/KOSPAS (schematisch); 1 - Havarierte Fahrzeuge, 2 - Satellit, 3 - Signalweg Satellit - Bodenstation, 4 - Bo¬ denstation, 5 - Nachrichtenwege zu den Rettungsstellen, 6 - Rettungsstellen Das System SARSAT/KOSPAS ist in der Lage, bis zu 90 Funksignale gleichzeitig zu verarbeiten. Damit ist auch ausgesprochenen Katastrophen¬ lagen Rechnung getragen worden. Eine «Kosten-/Nutzen»-Betrachtung im Vergleich zu anderen Suchmitteln muß auf jeden Fall berücksichtigen, daß die Satelliten ein Vielfaches der Fläche erfassen und immer diesen überstri- chenen Abschnitt überwachen. Andere Suchmittel stehen erst nach Anfor¬ derung oder beim Auftreten spezieller Gefahrenlagen bereit. Eine Notsi¬ gnalsendung mit einer Sendeleistung von etwa 200 mW auf 121,5 oder 243,0 MHz kann von Suchflugzeugen in 1000 m Höhe nur in einer Entfer¬ nung bis zu 100 km empfangen werden. Bei Störungen geht diese Entfer¬ nung auf 50 km zurück. Ein Satellit in 1200 km Höhe, also nichtstationär, sondern umlaufend, erfaßt kontinuierlich einen Streifen von 5350 km Breite. Werden geostationäre Satelliten verwendet, so kann jeder ein Fünf¬ tel der Erdoberfläche erfassen. Bei dieser Art Satelliten muß man allerdings auf das Dopplerprinzip als Meßverfahren verzichten, da die Relativbewe¬ gung zwischen Satellit und Notfunkbake gegen 0 geht. In diesem Fall sind also die Meßwerte mehrerer Satelliten für die Ortung erforderlich, die mit zunehmender Zahl der Satelliten des Systems immer zur Verfügung stehen. Der Vorteil des Systems ist also überzeugend. Ein Kostenvergleich der unterschiedlichen Suchmethoden ist weder vom technischen noch vom humanistischen Aspekt gerechtfertigt, da die kosten¬ wirksamen Anteile des Systems, die SARSAT/KOSPAS-Plattformen, ledig¬ lich eine Zusatzlast von Satellitenträgem darstellen. Die Überlegungen für 4 Schubert, Eljabu 85 49 die Finanzierung des Vorhabens sind noch nicht abgeschlossen. Probleme können in den kapitalistischen Staaten auftreten. Hier ist daran gedacht, den Nutzern von Notfunkbaken dieses Systems beim Kauf des Geräts einen Aufpreis zur Finanzierung zuzuordnen. Da mit der Nutzung des Systems auch die Sicherheit steigt, erwägen einige Versicherungen zur Anregung des Kaufs (vor allem bei Fahrzeugen,-die keine Pflichtausrüstung führen müssen) die Herabsetzung der Versicherungsbeiträge. Das Boden-Segment Die unmittelbare Verbindung zum Alarmierungs- und Rettungssystem der jeweiligen Staaten sind die Bodenstationen. Bisher gibt es Bodenstationen des Systems in folgenden Ländern: UdSSR 3 Stationen, USA 3 Stationen, Kanada 1 Station, Frankreich 1 Station, Norwegen 1 Station. Diese Bodenstationen sind über geeignete Mittel mit den Einsatz- und Rettungszentren der jeweiligen Staaten verbunden, sie können unmittel¬ bare Informationen über Havarien geben und damit Hilfeleistungen auslö- sen. Die Verteilung der Bodenstationen zeigt aber auch, daß bisher nur auf der nördlichen Halbkugel der Erde Bodenstationen stehen. Die Abfrage der Satelliten ist damit zwar gewährleistet, die Weitergabe der Nachricht auf anderem Wege als direkt vom Satelliten fordert jedoch viel Zeit und zieht die Zweckmäßigkeit sehr in Zweifel. Hinzu kommt die umfangreiche Nut¬ zung bodengebundener Nachrichtenmittel, die mit Fehlern behaftet sind und zur Verstümmelung der Nachricht führen können. Die Satelliten verfügen also über Einrichtungen, die die Notfrequenzen 121,5, 243,0 und 406,0 MHz fortwährend überwachen, Positionsmessungen vornehmen und die Ergebnisse der Bodenstationen kontrollieren. Bild 2 zeigt das geschilderte Zusammenwirken der Segmente des Systems. Die Wirksamkeit des Systems ist bereits bewiesen. Im Mai 1984 lief die Erprobungsphase des Systems SARSAT/KOSPAS ab, und es ist zu hoffen, daß danach ein auf Dauer funktionsfähiges System geschaffen wird. Das System NAVSTAR (GPS) Das System NAVSTAR, auch als GPS (Global Positioning System) be¬ zeichnet, ist ein Navigationssystem, das sich gleichermaßen für Luft-, See- und Landfahrzeuge eignet. Die Entwicklung dieses Systems geht auf Forderungen und Initiative des 50 USA-Verteidigungsministeriums zurück, war also ursprünglich ausschlie߬ lich für militärische Zwecke gedacht. Obwohl die Entscheidung über die zi¬ vile Nutzung noch nicht gefallen ist, kann man damit rechnen, daß das Sy¬ stem zumindest teilweise zivilen Nutzern zur Verfügung stehen wird. Das System arbeitet nach dem Grundverfahren der Eigenpeilung, also mit inak¬ tiven Benutzergeräten. Es besteht aus den 3 Grund-Segmenten - Satelliten-Segment, - Erdefunkstellen, - Benutzergeräte. Satelliten-Segment des Systems NAVSTAR Das Satelliten-Segment besteht nach der ursprünglichen Systemkonfigura¬ tion aus 24 Satelliten, jeweils 8 Satelliten auf 3 unterschiedlichen Bahnen; alle unter der Verantwortung des Verteidigungsministeriums der USA. Nach neueren Vorstellungen unterstehen lediglich 18 von 24 Satelliten einer militärischen Verantwortung. Weitere 6 Satelliten werden durch die FAA (Federal Aviation Administration) unterhalten und auch finanziert. Die 24 Satelliten werden so auf die 3 Bahnen verteilt, daß annähernd gleiche Abstände zwischen ihnen bestehen. Die Umlaufbahnen sind kreis¬ förmig und haben eine weitgehend gleiche Höhe von 20200 km über der Erdoberfläche. Durch diese Systemgestaltung sind von jedem Punkt der Erdoberfläche gleichzeitig mindestens 8 Satelliten in Funksicht. Jeder Sa¬ tellit sendet Signale auf 1 575,42 MHz (in diesem Signal ist der Groberfas¬ sungskode enthalten) und auf 1227,6 MHz. Auf dieser Frequenz wird ne¬ ben dem Groberfassungskode ein Präzisionskode ausgestrahlt. Die Ausstrahlung der Signale auf 2 Frequenzen setzt die Störanfälligkeit des Systems wesentlich herab und steigert dadurch die Zuverlässigkeit. Der Groberfassungskode wird alle Millisekunden ausgestrahlt. Die Zeit¬ abhängigkeit dieses Signals gestattet die weitgehende Synchronisation von Benutzergerät und Satelliten-«Uhr». Die Mehrdeutigkeit der ermittelten Navigationsdaten bei diesem Zeittakt von 1 ms beträgt 300 km, was keine Probleme bringt, da solche Entfernungen mit anderen Navigationsmitteln aufgelöst werden können. Wird die Anlage vom Ausgangsort aus ununter¬ brochen betrieben, sind ohnehin keine Vieldeutigkeiten zu erwarten. Die Aussendungen enthalten auch Informationen und Daten zur Positionskor¬ rektur jedes Satelliten. Mit diesen Daten wäre es bei gleichem Zeitbezugs¬ system im Benutzergerät wie im Satelliten möglich, die Position des Benut¬ zergeräts mit nur 2 Satelliten in allen 3 Dimensionen (also auch in der Höhe) zu bestimmen. Da dort aber keine Identität besteht, werden 4 Satelli¬ ten zur Standortbestimmung herangezogen. Bei der Nutzung des Groberfas¬ sungskodes werden Toleranzen von ±300m zum wahren Standort nicht überschritten. Wird dagegen der Präzisionskode verwendet, sind Genauig¬ keiten von +30m und weniger zu erreichen. Die Eigner des Systems sind bestrebt, den zivilen Nutzern nur den Groberfassungskode zugänglich zu 4 ' 51 machen, was bereits gegenüber den herkömmlichen Navigationssystemen und ihren durchschnittlichen Genauigkeiten (VOR: 3200 m, LORAN-C: 370 m, OMEGA: 2 bis 7 km, INS: 3 km/h) bei der Standortbestimmung einen erheblichen Fortschritt bringt. Die Anwendung des Präzisionskodes bleibt dem ursprünglichen Verwen¬ dungszweck, dem Einsatz von Waffen und Militärfahrzeugen sowie Luft¬ bild- und Aufklärungsaufgaben, Vorbehalten. Wird der Präzisionskode auf irgendeine Weise Unberechtigten bekannt, kann er kurzfristig und häufig geändert werden. Der Groberfassungskode läßt sich mit relativ einfachen Dekodiereinrichtungen lösen, denn er steht häufig genug zur Verfügung. Der Präzisionskode wird nur in größeren Abständen ausgestrahlt. Die Basis des Verfahrens für die Bestimmung der Position der Benutzer ist eine ex¬ trem genaue Zeitmessung. Dafür reichen herkömmliche Verfahren nicht aus, und auch eine Fernübertragung von Zeitnormalen ist nicht möglich. In den Satelliten sind je 3 «Atomuhren», also Zeitnormale, die inneratomare Prozesse als Zeitreferenz benutzen, eingebaut. Aus den 3 gemessenen Zei¬ ten wird ein Zeitsignal gebildet, das eine Abweichung von maximal + 1,057 • 10“ 12 hat. Das entspricht einer Abweichung von 1 s in 30000 Jah¬ ren! Jeder Satellit hat eine Masse von 455 kg und wird über 2 Zwischenum¬ laufbahnen (Transferumlaufbahn und Triftumlaufbahn) in die endgültige Umlaufbahn befördert (Bild 3). Dazu wird der Satellit auf die Transferum¬ laufbahn befördert und zuerst entdrallt. Durch die Zündung von weiteren Triebwerken gelangt der Satellit in die Triftumlaufbahn. Unter Nutzung einer Übergangsbahn wird die endgültige Umlaufbahn erreicht und der Sa¬ tellit nach Lage und Geschwindigkeit stabilisiert. Erdefunkstellen des Systems NAVSAT Die Einhaltung einer extrem genauen Zeit durch die Satelliten wurde be¬ reits begründet und die Maßnahmen dafür dargestellt. Das schließt nicht aus, daß Zeitgabe und Position der Satelliten auf den Bahnen kontrolliert und gegebenenfalls korrigiert werden müssen. Zu diesem Zweck wurden Bodenstationen eingerichtet. Dem Systemeigner entsprechend sind als Standorte für die Bodenstationen ausschließlich USAF-Luftstützpunkte ge¬ wählt worden. Die Hauptkontrollzentrale hat ihren Platz in Norddakota (USA) und erfüllt von dort die Führungs- und Kontrollfunktionen für das Gesamtsystem von 24 NAVSTAR-Satelliten. Dazu gehören auch die Bahn¬ verfolgung und die Überwachung. Überwachungsstationen wurden weiter in Guam, Hawai, Alaska und Vandenberg eingerichtet. In Vandenberg steht für die Erprobungsphase eine Sendestation, die den Satelliten die Zeit- und Standortkorrekturen überträgt. 52 Benutzergeräte Für Benutzer des Systems NAVSTAR wurden bereits unterschiedliche Ge¬ räte entwickelt. Es handelt sich ausschließlich um Empfangsanlagen, deren Unterschiede in 3 wesentlichen Punkten zu finden sind: - Konstruktion entsprechend der Art des Nutzers (Land, Luft, See); - Masse der Ausrüstung entsprechend der Tragfähigkeit des Nutzers (gro¬ ßes technisches Gerät, kleines technisches Gerät oder der Mensch als Träger); - technische Ausstattung entsprechend den Forderungen der Nutzer. Ein einfaches tragbares Gerät hat eine Masse von weniger als 15 kg und benötigt aus der Stromversorgung etwa 30 W. Dabei liefert es kontinuierlich den Standort nach geographischer Länge, geographischer Breite und Höhe über NN, Entfernung und Richtung zu einem beliebig gewählten Wegpunkt oder Ziel, momentane Eigengeschwindigkeit und -richtung, militärische Gitterbezugswerte, die Systemzeit und die Schätzwerte für den wahrschein¬ lichen Fehler des angezeigten Standorts. Die Entwicklung ist noch nicht ab¬ geschlossen, sie läßt wesentliche Verbesserungen erwarten, die sich vorwie¬ gend auf die Reduktion von Masse und Volumen richten werden. Daß die Entwicklung eines technisch so fortschrittlichen Systems militärischen Cha- Bild 3 Verfahren zum Transport eines NAVSAT-Satelliten auf die Umlaufbahn; I - Erde, 2 - Satellit auf der Transferumlaufbahn, 3 - Satellit beim Übergang in die Triftum¬ lauflahn, 4 - Satellit in der Triftumlauflahn, 5 - Satellit auf der Übergangsbahn, 6 -~Satellit auf der endgültigen Umlaufbahn 53 Bild 4 Zusammenwirken der Segmente des Systems NAVSAT; 1 - Satelliten-Segment, 2 - Benutzergeräte, 3 - Erdefunkstellen rakter hat, entspricht dem gesellschaftlichen System des Ursprungslands. Das Vorhaben, mit den NATO-Mitgliedstaaten (Belgien, Dänemark, BRD, Frankreich, Großbritannien, Italien, Kanada, Niederlande und Norwegen) ein Abkommen über die Nutzung des Systems NAVSTAR zu schließen, be¬ stärkt in der Auffassung, daß eine zivile Nutzung nur mit Problemen mög¬ lich sein wird! Auf Grund der Stellung der NATO und speziell der USA ist das bei al¬ lem Geschäftssinn der herrschenden Kreise und der Wettbewerbsfähigkeit des Systems NAVSTAR gegenüber anderen Navigationssystemen in naher Zukunft nicht zu erwarten. Satelliten der Organisation «INMARSAT» Am 20. Dezember 1981 wurde der erste Satellit («MARECS») für die Über¬ tragung von Sendungen in beide Richtungen zwischen Küstenstationen und Handelsschiffen auf hoher See gestartet. Er wurde bei 26° West, mitten über dem Atlantik «geparkt». Es ist bekannt, daß Hochseeschiffe mit ausge¬ zeichneten und häufig hochleistungsfähigen Funkanlagen ausgerüstet sind; gleiches trifft für ihre Partner, die Küstenfunkstellen zu. Es ist aber so, daß Schiffe durch ungleichmäßige und regional unterschiedliche Ausbreitungs¬ bedingungen für Funkwellen häufig keine Funkverbindung mit ihren Ree¬ dereien oder Auslandsvertretern zustande bekommen. Diese Unterbrechun¬ gen können stunden- oder auch (im Extremfall) tagelang dauern. Ein statistischer Wert gibt da eine gewisse Übersicht: Ein durchschnittlich aus¬ gerüstetes Handelsschiff ist während einer Reise im Durchschnitt nur 22% 54 der Zeit auf hoher See unmittelbar über Funk erreichbar. Daß dadurch die Disponibilität und damit die Effektivität der Schiffe eingeschränkt wird, ist verständlich. Das größere Problem stellt jedoch die Einschränkung für die Sicherheit der Besatzungen und Schiffe dar. Da zeigt sich die später noch auftretende Verbindung zum System SARSAT/KOSPAS. Auf der Basis der Sicherheitsforderungen entstanden auch die Empfehlungen der IMCO nach weltweiten, permanenten, satellitengestützten Seefunkverbindungen. Die INMARSAT (International Maritime Satellite Organisation, 1979 von der UNO geschaffen) hat im Februar 1982 die Aufgaben für den Betrieb des MARISAT-Systems und zukünftiger Satelliten und Satellitensysteme über¬ nommen, die für mobile Femmeldedienste eingerichtet werden. Für ortsfe¬ ste Fernmeldedienste gibt es bereits die Organisation «INTELSAT», die zwar einen zivilen und weitgehend internationalen Charakter hat, aber nur aus kapitalistischen Mitgliedern besteht. Der INMARSAT dagegen gehören sowohl kapitalistische als auch sozialistische Staaten an. So sind z. B. die Sowjetunion, die VR Polen, die VR Bulgarien und die VR China Mitglieder dieser Organisation. Die INMARSAT ist vollständig durch die Mitglieder zu finanzieren. Die wichtigsten Anteilseigner sind (Stand 1982): Staat Aktienanteile (in %) USA 23,375 UdSSR 14,1 Großbritannien 9,9 Norwegen 7,9 Japan 7,0 Italien 3,36 Die übrigen rund 35% verteilen sich mit Anteilen zwischen 0,05 und 2,87% auf weitere 27 Staaten. Diese Zusammensetzung gestattet bereits Rückschlüsse auf Charakter und Ziele der Organisation. Der unterschiedli¬ che Charakter der beiden Organisationen schließt eine Zusammenarbeit zum gegenseitigen Nutzen nicht aus. So werden z. B. Nachrichtenkanäle oder ganze Satelliten gemietet oder Satelliten mit einem gemeinsamen Trä¬ gerfahrzeug in den Orbit transportiert. Das Vorhaben von INMARSAT, die lückenlose und ununterbrochene Abdeckung der Funkverbindung auf allen Meeren, bedingt die Stationierung von jeweils 2 oder 3 Satelliten über dem Atlantik, dem Pazifik und dem Indischen Ozean. Die Erfüllung dieser For¬ derung setzt sowohl die Stationierung eigener Satelliten als auch die Nut¬ zung fremder Kanäle voraus. An eigenen Satelliten sind gegenwärtig 2 vor¬ gesehen. In 3 oder 4 Satelliten INTELSAT 5 sollen maritime Fernmelde¬ systeme integriert und von INMARSAT genutzt werden. Diese Untersy¬ steme werden gemietet und in das Betriebs- und Überwachungssystem von INMARSAT voll übernommen. Die Nutzer des Systems sind gegenwärtig fast ausschließlich Schiffe, und ihre Zahl nimmt fortwährend zu. Die ersten Nutzer eines maritimen Satelli¬ tensystems (1976) waren 10 amerikanische Handelsschiffe. Am 1. 2. 1982 (Übernahme durch INMARSAT) hatten bereits 1000 Schiffe Satellitenaus- 55 rüstung (Terminals). Es werden mindestens 7000 größere Schiffe als Nutzer erwartet. Die Untersuchung zur Nutzung des Systems für die zivile Luftfahrt, die auch nicht immer und an allen Orten der Erde sowie im Luftraum die erfor¬ derlichen Nachrichtenverbindungen herstellen kann, wird weitergeführt. Die Nutzung setzt jedoch voraus, daß man für die Luftfahrt kleine, leichte und zuverlässige Terminals zur Verfügung stellt. Da INMARSAT für alle mobilen Dienste verantwortlich zeichnet, sind für die Zukunft auch solche Möglichkeiten zu berücksichtigen, über Satelli¬ ten Meldungen und Weisungen an Fernfahrer zu übermitteln, was z. B. in Schweden vorgesehen ist. Die Organisation INMARSAT entwickelt sich kontinuierlich weiter, nachdem sich die Philosophie des Systems und die Technik in allen Ele¬ menten bewährt haben. Am 3. 8. 83 bat die Organisation die Industrie um Vorschläge für die 2. Serie der Satelliten, um das Satelliten-Segment des Systems zu erneuern. Es sollen bis zu 9 Satelliten ab 1988 in einer Zeit von 3 Jahren starten. Sie sollen der Ersatz für 2 gegenwärtig betriebene MARECS und 3 Teilsysteme auf INTELSAT 5 sein. Die 2 MARISAT sollen als veraltet bereits Ende 1983 ausgemustert worden sein. Die Kapazität und die Eigenschaften der neuen Satelliten sollen laut Ausschreibung der INMARSAT durch folgende Angaben gekennzeichnet sein: - 125 Land-Schiff-Kanäle (beim Übergang auf SSB soll Verdoppelung möglich sein), - 4 separate Kanäle für Schiff-Land-Verbindungen, - 1 Frequenzband für Not- und Sicherheitsmeldungen (Übermittlung von EPIRB-Signalen an Küstenstationen), - Teilung des Versorgungsgebietes Nordatlantik in 2 Teile mit je einem Sa¬ telliten. Es ist noch nicht entschieden, ob die Systemelemente im Raum und am Boden gekauft oder gemietet werden. Als Trägerfahrzeuge, mit denen die Satelliten ins All transportiert werden sollen, fordert INMARSAT 2 unterschiedliche Systeme, wovon eines staat¬ lichen Charakter haben soll. Das andere kann aus Privatuntemehmen kom¬ men. Als Beispiele wurden «Proton» (UdSSR), «Ariane» (Frankreich) und «Space Shuttle» (USA) für die staatlichen Systeme genannt. Mit diesem Vorhaben wird ein international beachtlich wirksames Sy¬ stem in die nächste Phase geführt. Die Führung dieses Vorhabens obliegt dem Rat dieser Organisation. Welche Rolle die Sowjetunion in diesem Rat spielt ist u. a. daran zu erkennen, das JuriAtserow (UdSSR) für ein Jahr zum Ratsvorsitzenden gewählt wurde. Auch das unterstreicht den Charakter der Organisation INMARSAT. Ein weiteres satellitengestütztes Kommunikationssystem unter dem Na¬ men «AUSSAT» wird von australischen Unternehmen installiert. Dieses System hat 2 geostationäre Satelliten, die bei den Positionen 156° Ost und 164° Ost über dem Äquator stationiert werden. Im Frequenzbereich 12 bis 14 oder 4 bis 6 GHz und dem VHF-Bereich arbeiten in jedem Satelliten 2 Transponder. Diese Einrichtungen sollen in Verbindung mit den Boden¬ anlagen in Australien die Verbindung für die auf den Routen zwischen Au¬ stralien und Europa verkehrenden Flugzeuge sichern. Die Vielzahl von Systemen und Satellitentypen veranschaulicht sowohl die Entwicklung auf diesem Gebiet wie auch die Größe der Probleme und ihre Vielfalt. Eine Zusammenarbeit der unterschiedlichen Organisationen ist unbedingt erforderlich. Die IMCO (der UNO unterstellte International Maritime Consultative Organization) bemüht sich schon seit längerem um die Verknüpfung und Integration von Projekten der Kommunikation, Navi¬ gation, der Not- und Sicherheitssysteme mit den besten Komponenten der Femmelde- und Satellitentechnik sowie der erforderlichen Technologie. ELEKTRONIK-S PLITTER Orgeloszillator Für einfache elektronische Musikinstrumente kann auch die astabile Multivibrator¬ schaltung zur Tonerzeugung verwendet werden. Frequenzbestimmend sind die Werte von R und C, der Frequenzabgleich erfolgt mit dem Einstellwiderstand. Das erzeugte Tonsignal kann man an A entnehmen, an B kann ein nachfolgender Frequenzteiler¬ schaltkreis angeschlossen werden. VT1/VT2 = SC236, VD = SAY20. Für eine Orgel sind 12 Oszillatoren für die Grundoktave erforderlich. cis(554 Hz) ... e ( 659 Hz) - R = 240 kO, f (698 Hz) ... gis ( 831 Hz) - R = 180 kO, a (880 Hz)... c (1047 Hz) - R = 150 kO. K H.S. / 57 Praktische Erfahrungen zu akustoelektronischen Dr.-Ing. Klaus Kabitzsch Oberflächenwellenfiltern Mit dem Fernsehzwischenfrequenzfilter MSF 38,9 aus dem VEB Elektroni¬ sche Bauelemente Teltow ist seit einiger Zeit der erste Prototyp einer neuen Generation von HF-Filtern im Einsatz. Obwohl diese Bausteine gegenwär¬ tig noch nicht im Einzelhandel angeboten, sondern ausschließlich an die Fernsehgeräteindustrie ausgeliefert werden, wird beim interessierten HF- Amateur das Interesse wachsen, künftig mit ihnen zu experimentieren, zu¬ mal sich das Typenangebot in den kommenden Jahren wesentlich erweitert. Auf Grund ihres völlig neuartigen Funktionsprinzips haben sie jedoch einige Eigenschaften, die der Elektroniker bei Schaltungsentwurf, -aufbau und -erprobung kennen muß, um Überraschungen und Mißerfolge zu ver¬ meiden. Bau und Funktion Ein akustoelektronisches Oberflächenwellen- (AOW-) Filter besteht aus 2 planaren, kammförmigen Metallelektrodengeometrien, die auf ein Chip aus piezoelektrischem Material aufgedampft und fotolithografisch strukturiert werden (Bild 1). Das durch die am Eingang eingeprägte Wechselspannung U e erzeugte Feld unter den Elektroden des Sendewandlers verursacht über den Piezoeffekt periodische mechanische Verformungen des Substrats. Dort, wo sich benachbarte Elektroden gegenseitig überlappen, wird der Be¬ reich unter jeder Elektrode zur Quelle einer mechanischen Oberflächen¬ welle, die sich im Lauf raum an der Chipoberfläche ausbreitet. Jede mecha¬ nische Welle ist im Piezomaterial stets mit periodischen elektrischen Feldern verknüpft. Läuft die Welle unter den Elektroden des Empfangs¬ wandlers hindurch, so ist an beiden Ausgangsklemmen (an R h ) eine elektri¬ sche Spannung nachweisbar. Dieses Bauelement stellt also einen elektri¬ schen Vierpol dar. Die unter den verschiedenen Elektroden des Sendewandlers angeregten mechanischen Wellen überlagern sich (Interferenz), löschen sich also bei bestimmten Frequenzen gegenseitig aus bzw. verstärken einander bei ande¬ ren Frequenzen. Durch gezielten Entwurf der Elektrodengeometrie läßt sich damit ein ausgeprägtes Bandpaßverhalten erreichen. Dieses Prinzip der 58 Dämpfungsmasse Senierwandier Apertur Empfangsmandler Bild 1 Prinzip des akustoelektronischen Oberflächenwellenfilters Frequenzselektion wird inzwischen so gut beherrscht, daß auch kompli¬ zierte Durchlaßkurven (Tontreppe, Nyquist-Flanke beim Femseh-ZF-Ver- stärker) realisiert werden können. Weitabselektion Während die Durchlaßkurve selbst vom Bauelementehersteller relativ si¬ cher dimensioniert werden kann, treten bei hohen Ansprüchen an die Weit¬ abselektion aus verschiedenen Gründen Probleme auf. So verschlechtern unerwünschte mechanische Wellentypen erfahrungsgemäß häufig die Sperr¬ dämpfung oberhalb des Durchlaßbereichs. Darüber hinaus treten, bedingt durch das oben beschriebene Interferenzselektionsprinzip, bei bestimmten Vielfachen der Bandmittenfrequenz weitere Durchlaßbänder auf. Bei hohen Ansprüchen muß die Weitabselektion deshalb z. B. durch eine zusätzliche LC-Schaltung verbessert werden [2]. Da die meist notwendigen Schaltungen zur Leistungsanpassung oft ohnehin frequenzselektiv sind, entsteht durch Forderungen an die Weitabselektion nur selten ein schaltungstechnischer Mehraufwand. Impedanzen und Leistungsanpassung Oberflächenwellenfilter haben keine rein ohmschen Eingangs- bzw. Aus¬ gangswiderstände. Diese sind im Gegenteil, bedingt durch die Kapazität der Sende- bzw. Empfangswandler, in erster Linie kapazitiv. Nur im Durchla߬ bereich, in dem die Filter am Eingang Wirkleistung auf nehmen und zum Ausgang transportieren, tritt ein nennenswerter Realteil auf. Bild 2 zeigt 59 f Bild 2 Eingangsleitwert eines Oberflä- chenwellenßlters (ausgezogene Li¬ nie) und seiner Ersatzschaltung nach Bild 3 (Punkte) G„(f): Realteil, B,,(f): Imaginär¬ teil den komplexen Eingangsleitwert eines Filterversuchsmusters > , n(f) = G„(f)+jßu(f) (1) (Bandmittenfrequenz 12,5 MHz). Mit gewissen Vernachlässigungen kann der Eingangsleitwert bzw. -widerstand durch Ersatzschaltungen nachgebil¬ det werden (Bild 3). Die Größenordnungen der Widerstände hängen vor al¬ lem vom verwendeten Chipmaterial ab. Während im gezeigten Beispiel (Ke¬ ramik-Chip) in Bandmitte etwa 30 ü gemessen werden, sind für Bauelemente auf einkristalliner Basis (z. B. auch MSF38.9) Werte im kfl- Bereich typisch. Aus den genannten Eigenschaften wird deutlich, daß beim Einsatz von AOW-Filtern in Selektivverstärkerschaltungen stets Maßnahmen zur Lei¬ stungsanpassung vorzusehen sind. Soll beispielsweise für Bandmittenfre¬ quenz eine reelle Quelle (Innenwiderstand z. B. 50 fl) an den Realteil des Bild 3 Ersatzschaltung für den Eingangsleitwert eines Oberflächen¬ wellenfilters Bild 4 Verschiedene Anpassungsverhältnisse eines ÄOW-Filters an ohmsche Quellen und Lasten 60 Filtereingangswiderstands angepaßt werden, so lassen sich dazu die übli¬ chen passiven LC-Netzwerke einsetzen. Gewisse Erfolge bringt im einfach¬ sten Fall schon die Kompensation der Interdigitalwandlerkapazitäten durch Serien- oder Parallelinduktivitäten (Bild 4 und Bild 5). Ein nächster Schritt wäre dann der Aufbau einer passiven Impedanztransformationsschaltung [3], igkeit von den Anpassungsverhältnissen in Bild 4 Unterdrückung von Regenerations-Störungen Den schaltungstechnischen Bemühungen um eine möglichst optimale Lei¬ stungsübertragung des AOW-Filters steht eine besondere Eigenschaft dieser Bauelemente entgegen. Wie einführend beschrieben, entsteht gemäß der er¬ wünschten Filterfunktion im Durchlaßbereich eine elektrische Spannung an den Ausgangsklemmen (Empfangswandler) des Bauelements. Da dieser Empfangswandler nun aus einer ähnlichen Elektrodenstruktur besteht wie der Sendewandler, erzeugt er logischerweise seinerseits mechanische Wel¬ len, sobald eine elektrische Spannung an seinen Elektroden auftritt. Diese Wellen setzen ihren Weg im Laufraum nun «rückwärts» in Richtung des Sendewandlers fort, in dem sie durch denselben Mechanismus teilweise er¬ neut «reflektiert» werden (Bild 6). Ein Teil der Wellen wird dann vom Emp¬ fangswandler ein zweites Mal, gewissermaßen «verspätet», empfangen und stört nun den Selektionsmechanismus. Bild 6 Entstehung des Mehmegesignals (triple transit) im AOW- Filter Für den Schaltungspraktiker äußert sich dieser Effekt in einer starken Welligkeit der Durchlaßkurve (Bild 5 und Bild 7c). Bei einer Impulsmes¬ sung werden in einem solchen Fall Echosignale nachweisbar sein (Bild 7d). Da die Laufzeit der mechanischen Wellen in typischen AOW-Filtern bei wenigen Mikrosekunden liegt, können durch solche Echos z. B. in TV-ZF- Verstärkern deutliche Geisterbilder hervorgerufen werden. Der Schaltungs¬ entwickler ist daher bestrebt, diese Echos zu unterdrücken. Eine Unterdrük- kung ist möglich, indem z. B. die Spannung an den Ausgangsklemmen des Filters reduziert wird. Dazu müßten in der Schaltung relativ niedrige Quell- und Lastwiderstände für das Filter vorgesehen werden, was letztendlich auf einen «Kurzschlußbetrieb» des Bauelements hinausläuft. Das stellt aber eine starke Fehlanpassung dar und steht im Widerspruch zu den Bemühun¬ gen um optimale Leistungsübertragung. Beim Entwurf der Anpaßschaltung müssen daher stets gewisse Kompromisse zwischen einer geringen Durch¬ laßdämpfung der Selektionsschaltung einerseits und ihrer Echofreiheit an¬ dererseits gefunden werden. Im Fall eines TV-ZF-Filters führt das zu Durchlaßdämpfungen von immerhin mehr als 20 dB! 62 OLO'O Bild 7a, b 63 Unterdrückung kapazitiver Überkopplungen Da aus den eben genannten Gründen die Durchlaßdämpfung einer AOW- Selektionsschaltung höher ist, als es der Praktiker von anderen Filtertypen her gewohnt war, muß er dem Einfluß der kapazitiven Überkopplung vom Eingang auf den Ausgang höhere Beachtung schenken als bisher üblich. Sind die exakten Verhältnisse auch komplizierter [4], so läßt sich der Stör¬ einfluß oft gemäß Bild 8 abschätzen. Während die mechanischen Wellen des gefilterten «Nutzsignals» erst nach einer Laufzeit von einigen Mikrose¬ kunden am Empfangswandler ankommen, liegen die kapazitiv übergekop¬ pelten Störsignale unverzögert am Ausgang an. Da sie nicht dem Selek¬ tionsmechanismus unterliegen, verschlechtern sie die Sperrdämpfung des Filters außerhalb des Durchlaßbereichs (Bild 7b). Im Durchlaßbereich selbst erkennt sie der Praktiker wieder an der durch sie hervorgerufenen Welligkeit der Durchlaßkurve. Den letzten Beweis bringt wiederum eine Impulsmessung (Bild 11), bei der der übergekoppelte Störimpuls daran er¬ kennbar ist, daß er unverzögert auf dem Oszillografen erscheint. Zur Bekämpfung dieser Störung haben sich 2 Methoden bewährt. Erstens kann eine sorgfältige Abschirmung bei Bauelement und Schaltung deutli¬ che Verbesserungen erbringen. Manche Bauelementehersteller bringen dazu auf dem Chip sogar regelrechte Abschirmelektroden an (Bild 9). Im Fall des MSF38.9 ist eine symmetrische Beschaltung des Filterausgangs durch den Verstärkerschaltkreis realisiert. Die Kompensation der Störsi- Ca r—II— i Eingang AOW- Filter Ausgang a c« =^C7 CZ=^ C 7 = Kapazität Sendewand/er C2 * Kapazität Empfangswandler A Bild 8 Störung durch kapazitive Überkopplung vom Ein¬ gang auf den Ausgang des AOW-Filters ] Layout eines AOW-Labormusterchips mit Ab¬ schirmelektrode 5 Schubert, Eljabu 85 65 Bild 10 Unterdrückung kapazitiver Überkopplungen durch symmetrische Beschaltung des Filter aus¬ gangs Bild 11 Nachweis starker Störun¬ gen an AOW-Selektions- schaltungen mit Hilfe der Impulsmessung; a) kapa¬ zitive Überkopplung, b) Nutzsignal, c) Mehr- wege-Echosignale gnale kann man sich prinzipiell an Hand der Gleichtaktunterdrückung eines Differenzverstärkers veranschaulichen (Bild 10). Damit sich die auf beide Filterausgangsklemmen übergekoppelten Störsignale als Gleichtakt¬ signale kompensieren, müssen sie vollkommen identisch sein, wofür gege¬ benenfalls eine Symmetrierung mit einer zusätzlich angebrachten Kapazi- 66 tat erforderlich werden kann [3], [4]. An Stelle des Differenzverstärkers läßt sich die symmetrische Beschaltung auch mit einem HF-Ringkemübertrager realisieren. Wenn diese Variante für industrielle Anwendungen auch aus Kostengründen meist entfällt, so lieferten Experimente im Labor durchaus gute Ergebnisse. Meßtechnik Die übliche Meßtechnik im Frequenzbereich (Meßsender - Meßempfän¬ ger) reicht im allgemeinen aus. Da AOW-Filter Laufzeitbauelemente sind, empfehlen sich zusätzlich Impulsmessungen. Am Eingang der Selektions¬ schaltung werden dazu kurze Rechteckimpulse eingespeist und das Aus¬ gangssignal der Schaltung mit dem Oszillografen aufgezeichnet (Bild 11). Die Bandbreite der Impulse reicht aus, wenn die Impulsbreite T p in Rela¬ tion zur Bandmittenfrequenz / BM die Bedingung T p « I (2) IßM erfüllt. Für ein 10-MHz-Filter wären also Impulsbreiten unterhalb 0,1 ps er¬ forderlich. Steht als Meßsignal ein getasteter Sinusimpuls zur Verfügung, so sind im Durchlaßbereich des Filters meist günstigere Amplitudendichten zu erreichen [5]. Im Zusammenhang mit Messungen an AOW-Filtern stellt sich oft die Frage nach ihrer Spannungsverträglichkeit. Sie wird dadurch begrenzt, daß der Abstand zwischen gegenpoligen Wandlerelektroden (Bild 1) nur wenige Mikrometer beträgt und somit schnell die Durch¬ schlagsfeldstärke erreicht ist. Die bisherigen praktischen Erfahrungen zei¬ gen aber, daß die Filter Spannungen von einigen Volt ohne Schaden über¬ stehen. Literatur [1] Ch. Hälsig, Akustisches Oberflächenwellenfilter MSF 38,9 für die Fernsehemp¬ fangstechnik. radio-fernsehen-elektronik 31 (1982) Heft 12, Seite 767 bis 770. [2] Stromlaufplan und Serviceanleitung «Colorlux 4010» (PAL-SECAM) VEB Fern¬ sehgerätewerk «Friedrich Engels» Staßfurt. [3] G. Kurz, Akustisches Oberflächenwellenfilter im Selektivverstärker, radio-fernse¬ hen-elektronik 31 (1982) Heft 10, Seite 649 bis 651. [4] K. Kabitzsch/R. Thomä, Einfluß parasitärer Schaltelemente in akustischen Ober¬ flächenwellenbauelementen. radio-fernsehen-elektronik 31 (1982) Heft 10, Seite 652 bis 655. [51 K. Kabitzsch/R. Thomä, Meß- und Diagnoseverfahren für integrierte Wandlersy¬ steme der akusto-elektronischen Oberflächenwellen-Technologie. messen-steu- em-regeln 26 (1983) Heft 5, Seite 242 bis 245. [6J H. Bergmann, Akustische Oberflächenwellen - eine Übersicht. FUNKAMATEUR, Heft 6/1975, Seite 274/275. 5 1 67 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Galvanische Zellen Primär- und Sekundärzellen gehören zusammen mit den Brennstoffzellen zu den elektrochemischen Stromquellen, deren Weiterentwicklung neben den allgemeinen Forschungs- und Entwicklungszielen, besser, billiger und Neues zu produzieren, durch neue Anwendungsaufgaben, wachsendes Um¬ weltbewußtsein, ökonomischen Materialeinsatz und rationellen Energieein¬ satz stimuliert und bestimmt wird. Dabei konzentrieren sich die Zielstel¬ lungen auf die Verbesserung bekannter Zellensysteme, die in ihrem Grundaufbau bekannt sind, und auf die Entwicklung neuer Zellensy¬ steme. Primär-, Sekundär- und Brennstoffzellen (Tabelle 1)^ werden auch unter dem Oberbegriff galvanische Zellen zusammengefaßt, deren gemeinsames Merkmal die direkte Umwandlung von chemischer in elektrische Energie ist. Unterschiede ergeben sich in der Art und Vorratshaltung der an der Energieumwandlung beteiligten Reaktionspartner (Reaktanten) und durch die Reaktionsführung. Primärzellen (Primärelemente) können gleich nach ihrer Herstellung elektrische Energie liefern, stehen nur zur einmaligen Entladung zur Verfügung und lassen sich im allgemeinen nicht regenerie¬ ren. Sekundärzellen (Sekundärelemente, Akkumulatoren) sind elektrische Energiespeicher und erst nach einem Aufladen benutzbar. Eine Regenerie¬ rung (erneutes Wiederaufladen) ist möglich. Bei beiden Zellenarten stehen die Reaktionspartner in begrenzter Menge zur Verfügung. Bei Brennstoffzellen werden die Reaktionspartner kontinuierlich und ge¬ trennt voneinander der Zelle zugeführt, so daß eine Dauerentladung (Dau¬ erbetrieb) ermöglicht wird. Eine Regenerierung im Sinne wie bei den Se¬ kundärzellen entfällt. Grundprinzip und Kenngrößen Die Erzeugung elektrischer aus chemischer Energie ist an eine Ladungs¬ trennung gebunden, d. h., die zugrunde liegende chemische Reaktion läßt sich in eine anodische und in eine katodische Elektrodenreaktion zerlegen. Deshalb besteht eine galvanische Zelle aus 2 elektronenleitenden Phasen (Elektroden), die über 1 oder mehrere Elektrolytphasen (Ionenleitung) ver- 68 Tabelle 1 Übersicht über galvanische Zellen * ^ S 2 sJ. , - 3 ** O Cm Im , Im S^oouo^ : £ ’C. iS w iS < j ^ > o 3 c p A - -i ^ P p mJ "'S -X -* c C C ES?£ 69 Jod-Silber-Zelle - Natrium-Schwefel-Akkumulator - Lithium-Chalkogen- (S - , Se _ , Te ' aktivierbare Zellen Akku - Lithium-Sulfid-Akkumulatoren - Lithium-Chlor-Akkumulator bunden sind. Der Ladungstransport wird bei geschlossenem äußerem Stromkreis im Innern der galvanischen Zelle durch Ionenleiter (Elektrolyt) und Elektronenleiter im Außenkreis übernommen und ist die Entladung, bei der der im äußeren Kreis befindliche Verbraucher elektrische Leistung aufnimmt. Grundlage für die Stromlieferung galvanischer Zellen bilden «freiwillig» ablaufende Redoxreaktionen, die stets mit einem Ladungsüber¬ gang verbunden sind. Die elektronenleitenden Phasen werden durch Elektroden gebildet, wobei eine Elektrode ein System von 2 oder mehreren hintereinandergeschalteten leitenden Phasen darstellt. Eine Endphase bildet den Elektronenleiter zum Anschluß des äußeren Stromkreises, die andere einen Ionenleiter. Um eine möglichst große Oberfläche zu erhalten, die an der Reaktion beteiligt ist, wird die Elektrode als Partikelelektrode realisiert, wobei die Partikel - in einer Flüssigkeit suspendiert (Fließbettelelektrode, Suspensionselek¬ trode), - mit Stützmaterial formfest gehalten oder leicht gepreßt (gestützte Elek¬ trode, Festbettelelektrode) oder - fest miteinander verbunden (poröse Festelektrode) werden. Im Inneren der galvanischen Zelle übernehmen die Ionen eines Elektroly¬ ten den Ladungstransport. Dabei wird allgemein ein einheitlicher Elektrolyt angestrebt. Sind im Elektrolytraum einer Elektrode Bestandteile vorhan¬ den, die die elektrochemische Reaktion an der anderen Elektrode stören, trennt man den Elektrolyten im Anodenraum (Anolyt) vom Elektrolyten im Katodenraum (Katolyt) durch einen Separator, der als Diaphragma, Ionen¬ austauschermembran oder Festionenleiter realisiert werden kann. Im Prinzipschema einer galvanischen Zelle nach Bild 1 laufen die Oxida- tions- bzw. Reduktionsvorgänge bei voneinander getrennten Reaktionspart- nem A und B ab. Der Reaktionspartner B wird oxidiert und gibt ein Elek¬ tron ab, während der Reaktionspartner A ein Elektron erhält (Reduktion). Verbraucher “luspol positive Elektrode Entladung e Minuspol negative Elektrode Reaktant Reaktant A Elektrolyt B z.B. Cu Entladung: Katode le eCu 2 *—*-Cu z.B. Zn Anode Zn—~Zn 2r +Ze 70 Bild 1 Prinzip einer galvanischen Zelle y’Au* 9+ V tu** Z Hi** Te+ f / / / , 'k+ ■ Na* ii+ _l_ Bild 2 Elektrochemische Spannungsreihe (Auszug) Die Katode ist stets die Elektrode, an der die Reduktion abläuft. Beim Ent¬ laden ist das der positive Pol (Pluspol). Die Anode bildet stets die Elek¬ trode, an der c}ie Oxidation stattfindet. Beim Entladen ist es der negative Pol (Minuspol). Um den Anforderungen des praktischen Einsatzes besser zu entsprechen, werden folgende Verbesserungen angestrebt: - Hohe Zellenspannung und niedriger Innenwiderstand. Deshalb werden häufig 2 Elektroden mit auseinanderliegenden Potentia¬ len (elektrochemische Spannungsreihe - Bild 2) verwendet, z. B. Li¬ thium und Fluor. Gut leitende Elektrolyte, geringe Abstände zwischen den Elektroden sowie dünne und poröse Separatoren sind für einen nied¬ rigen Innenwiderstand maßgebend. - Hohe Ladungsdichte bzw. spezifische Ladung. Dazu ist es'erforderlich, aktive anodische und katodische Materialien mit hoher theoretischer Ladungsdichte zu verwenden und das Volumen von Elektrolyten, Separatoren und anderen Zusätzen gering zu halten. - Hohe Energiedichte bzw. spezifische Energie. Zur Erzielung einer hohen Energiedichte bzw. einer hohen spezifischen Energie arbeitet man mit einer hohen Zellenspannung und Ladungsdichte. Günstig wirken sich große Berührungsflächen zwischen Elektrodenmaterial und Elektrolyten aus. Weiter Anforderungen sind: - hohe Lebensdauer; - hohe Korrosionsbeständigkeit der Elektroden und anderer Bauteile; - niedrige spezifische Kosten (automatisierbare Fertigung), billige und aus¬ reichend verfügbare Materialien); - hohe Spannungskonstanz während der Entladung; - Überlast- und Überladeverträglichkeit; - Betriebssicherheit; 71 Lecksicherheit; - Betrieb auch bei niedrigen Temperaturen; < - hohe Sicherheit (Brand- und Explosionsgefahr) u. a. Es ist zu beachten, daß sich nicht alle Anforderungen in optimaler Weise durch eine Zellenart realisieren lassen, sondern daß hier oder dort Abstri¬ che des einen Kennwerts zugunsten eines anderen gemacht werden müs¬ sen. Bauformen und Gestaltung Galvanische Zellen liefern eine für den Einsatz oftmals zu niedrige Span¬ nung, so daß mehrere Zellen in Reihe geschaltet und zu «Batterien» zusam¬ mengefaßt werden. Auch eine einzelne Zelle kann in ihrer Handelsform komplett mit Anschlußklemmen als Batterie bezeichnet werden. Bekannte Bauformen sind - Flachzelle (quaderförmig), - Rundzelle (Zylinder: Höhe > Durchmesser), - Rechteckzelle (quaderförmig, Höhe = längste Seite) und - Knopf zelle (kleiner flacher Zylinder: Höhe < Durchmesser). Rundzell'en (Bild 3) sind am meisten verbreitet und werden als Einzel¬ zelle oder zusammengestellt in Batterien (Flachbatterie) für vielfältige Zwecke eingesetzt. Die Abmessungen der verschiedenen Bauformen sind in Tabelle 2 Primärzellen und -batterien nach TGL 7487 Benennung Kurz- Aus- Typische Aufbau Zeichen fiihrung Verwendung Zelle R 6 - Transistorgeräte Rundzelle (Leclanche) R 14 - R 20 B Leuchten R 20 A Transistorgeräte R 20 C Blitzlichtgeräte S 4 ” Fernmelde¬ einrichtungen Rechteckzelle (Leclanche) S 8 - Batterie 2R 10* - Leuchten Batterie aus 2 in Serie ge¬ schalteten Rundzellen R 10 (Leclanche) 3R 12* B Batterie aus 3 in Serie ge- 3R 12* A Transistorgeräte schalteten Rundzellen R 12 (Leclanche) 6AS6 Weidezäune Batterie aus 6 in Serie ge¬ schalteten Rechteckzellen S 6 (Luftsauerstoff) * Diese Batterien dürfen nicht mehr für Neuentwicklungen verwendet werden. 72 hj_ Bild 3 Rundzellen (TGL 7487) in mm R> R„ R-20 2R I0 d, 14.5., 26-, 34., 21,5., d, j+I.S 6*u 8 * 1.5 6 * 1.5 h, 50,5-, 5 50.,, 61,5., 74-, h , 2*0.5 2,5 ± 0,5 2,5 ± 0,5 2,5 ± 0,5 RIO 1 »33,2 _1^1 i. 1 Rn »25,5 Mono Baby ji m t | Mignon n irr 6F22. 25.5 E~ Block 2R10 £20,9 _ Stabbatterie Mino p ko R 03 45J- 1 RI t>10,5 012 Lady Bild 4 Abmessungen verschiedener Bauformen für Zellen und Batterien Standards [3], [4] und [5] festgelegt (Bild 4/Tabelle 2 und Tabelle 3). Knopf¬ zellen (Tabelle 4) sind äußerst klein und haben sich als Stromlieferanten in Quarzuhren und anderen Kleinstverbrauchern bewährt. Die festgelegten Abmessungen gelten gleichermaßen für Primär- und Sekundärzellen, wobei Sekundärzellen auch in anderen, hier nicht genannten größeren Bauformen gefertigt werden. Primärzellen Tabelle 5 vermittelt einen Überblick über Primärzellen, die in ihrem Auf¬ bau (Tabelle 6), in ihren Eigenschaften und Anwendungen kurz vorgestellt 73 Tabelle 3 Abmessungen und Benennungen von Primärzellen . • ° T 5 3 « y ä 3 y z< eS > H <$ s 2 P.« •a o EÖ u .2 a s U ”1 VO OO f-H 'O 'O 'O 'O 'O 'O OO OO OO OO OO OO OO o o o o o o o tt d 1 d’ d- d- d- d- t— r— f— t— OO OO OO OO ■'T -'S- ■’d- ■'T r~ r~- >/■> >/■> i/~i »/-> O o" O* O h f" oo m tt v-i u-i vo O (N fs ro tJ- O *—< fs Cti cc: cej ccj 06 x> I/-) i/-> i/-> ly-} i/-> i/-> O *—r«—r f-T r-T tt* oC s ° X) -O >. w- »- >> c C u- •o .2 . 2 ? o £ ü cd J « cd J 5 O c jSSfflSZw u N rrj •£ oo «—1 0) --H D. D C C/3 X) -3 .2 g 00 2 -o (i i *c ^ c .2 £ W -a ? a cx <52 .2 ^ 5tS 00 43 N V- >- D, C _ c/3 pj .9 * .9 o o o o M O ’t IAI t}- oo o o o o o\ in r> h oo (N (N (N (N 'H 9 o d § | U > S 3 J i-J J J X3 O N 1 ) 43 3 9 « «0 N Ph & Ph g ä £ cO * e af ^ * H £ T3 — .t: o o c/3 ° N 43 — .3 o ■J N .11 ■g 5 2 = .5 — x N c/3 o N n a« n o 43 «s C3 0 3 0 .2 hJ ti < N ; fc ; ° cö 4* 3 3 ^ .9 2 'S < N ffl to _ N _ w 00 _ O -* C Qx< 2 u < u, Cö Ji ö to -j* S -J CU oq 00 00 < < 43 cx cO O 0 00 K + 1 E .9 .9 3 o 1 N D.^ , V- O .5 •= o N N + O c s ta o ta o o K i O 1 6 2 .9 £ S | N <1 C o 4X > Mh -9 3 O O.U N oo o , 2 S I | o 5 .2 2 . £ < C o : e < ■- 4«! S iä . £ 1 2 So S S D O O 76 Bezeichnung bei der Entladung werden. Dabei gelten folgende allgemeine Hinweise beim Einsatz von Pri¬ märzellen: - nur die für den Geräteeinsatz angegebenen Zellen verwenden; - stets alle Zellen gleichzeitig gegen Zellen gleichen Typs und Herstel¬ lungszeitraums austauschen; - Kontaktpflege mit berücksichtigen; - Parallelschalten von Zellen vermeiden; - Zellen bei längerer Betriebspause des Geräts aus dem Gerät entfernen. Das Regenerieren, d. h. Wiederaufladen von Primärzellen wird von dem Zellenhersteller abgelehnt, da sie im Gegensatz zu den Sekundärzellen auf Grund ihres Wirkprinzips, ihres Aufbaus und ihrer Gestaltung nur für eine einmalige Stromlieferung gedacht und geeignet sind. Die Rückführung der Entladeprodukte im Innern der Primärzellen in den Ausgangszustand durch eine Ladung, d. h. die Umkehrung der chemischen Reaktion, ist selbst bei hierfür günstigen Primärzellensystemen (z. B. Zink-Silberoxid- Zelle) nicht in vollem Umfang gegeben, so daß eingeschätzt werden kann, daß die zu erwartenden «Erfolge» bei einer Ladung im Vergleich mit den Risiken (Veränderung der Klemmenspannung, Auftreiben oder Zerstörung der Zelle, Austreten giftiger Substanzen) eine Ladung nicht rechtfertigen. Leclanche-Ze\\e (Zink-Braunstein-Zelle) Die älteste, industriell in großen Stückzahlen hergestellte Primärzelle ist die Leclanche-Zelle, die auf das Jahr 1865 zurückgeht. Ihre Anode (negati¬ ver Zellenanschluß) besteht aus Zink (Becher), die Katode aus Mangandio- xid als Oxidationsmittel (Braunstein), das zusammen mit Kohlepulver zur Erhöhung der Leitfähigkeit in einem Beutel um einen Kohlestab eingepreßt wird (Bild 5). Als Elektrolyt wirkt Ammoniumchlorid (Salmiak) mit einem Bild 5 Leclanche-Zelle (links) und alkalische Zink-Braunstein-Zelle (rechts) 11 7,7 Bild 6 Enllade-Charakleristik von Primärzellen bei vergleichbarer Belastung; a - Leclan- che-Zelle, b - alkalische Zink-Braunstein-Zelle, c - Zink-Silberoxid-Zelle, d - Zink-Quecksilberoxid-Zelle Zusatz von Zinkchlorid. Der Elektrolyt ist mit Weizenmehl angedickt, so daß die Zelle auch bei undichtem Verschluß nicht ausläuft (Trockenele¬ ment). Diese relativ preiswerte Primärzelle hat den Nachteil, daß ihre Span¬ nung während des Entladens abfällt (Bild 6), sich aber während der Entla¬ depausen wieder erholt. Deshalb ist ein intermittierender Betrieb bei kleiner Stromentnahme günstiger. Die verwendeten Braunsteinarten weisen eine differenzierte chemische Aktivität auf. Unter bestimmten Bedingun¬ gen sind Leclanche-ZeWen auch regenerierbar, lassen sich aber wesentlich komplizierter regenerieren, als ein Akkumulator sich aufladen läßt, da die Zelle dafür nicht vorgesehenes!. Der Elektrolyt ist relativ aggressiv. Durch systematische Verbesserung der Werkstoffe und moderne konstruktive Aus¬ legung lassen sich hohe Energiedichte und gute Lagerfähigkeit erzielen. Alkalische Zink-Braunstein-Zelle Eine Weiterentwicklung der Leclanche -Zelle ist die alkalische Zink-Braun- stein-Zelle (Bild 5). Auch bei ihr besteht die Anode aus Zink und die Ka¬ tode aus Mangandioxid. Als Elektrolyt wird Kaliumhydroxid verwendet. Die Anode aus gepreßtem Zinkpulver befindet sich in der Mitte, der Braun¬ stein als Ring außen herum. Ein isolierter und dicht schließender Stahl¬ blechmantel bildet das Gehäuse. Die Energiedichte dieser Zelle ist 2- bis 3mal höher als die der Leclanche- Zelle. Auch der Innenwiderstand konnte verringert werden. Die Spannung sinkt bei zulässiger Belastung weniger ab. Weiterhin ist diese Zelle länger lagerfähig und auch bei niedrigen Temperaturen verwendbar. Durch ihren Aufbau bedingt, ist jedoch die Herstellung komplizierter und teurer. Man 78 setzt sie dort ein, wo eine Dauerbelastung mit höherem Strom gefordert wird. Sie wird als Rund- und als Knopfzelle gefertigt. Zink-Luftsauerstoff-Zelle Bei der Zink-Luftsauerstoff-Zelle besteht die Anode aus Zink und der Elek¬ trolyt aus Ammoniumchlorid. An Aktivkohle adsorbierter Sauerstoff wirkt als aktives Katodenmaterial. Die Aktivkohle ist mit Graphit, NH 4 C1 und dem Elektrolyten um einen zentralen Kohlestift als Anschlußelement leicht verpreßt. Im konstruktiven Aufbau ähnelt die Zelle der Leclanche- Zelle. Von außen kann der Luftsauerstoff durch ein Belüftungsröhrchen in die Be¬ cherzelle eindringen und im Katodenraum Wassermoleküle bilden. Somit ist die Zelle betriebsfähig, wenn durch Abziehen einer Schutzfolie der Sauerstoff Zutritt ermöglicht wird. Durch die «offene» Betriebweise neigt sie zum Austrocknen. Dagegen können hygroskopische Salze im Elektrolyten helfen. Die Zelle ist günstig für einen Dauerbetrieb mit niedriger Belastung. Sie wird als Rund- und als Knopfzelle gefertigt. An Stelle von Zink lassen sich auch andere Metalle verwenden, z. B. Li¬ thium, Natrium, Magnesium und Aluminium. Derartige Varianten wurden bereits erprobt (Mg-Luftsauerstoff-Zelle in Seenotbatterien) oder werden noch erforscht. Dabei werden auch alkalische Elektrolyte (KOH + ZnO) eingesetzt, die eine hohe Energiedichte aufweisen (Tabelle 5). Zink-Quecksilberoxid-Zelle Die Zink-Quecksilberoxid-Zelle zeichnet sich durch eine hohe Energie¬ dichte, gute Lagerfähigkeit und gute Entladecharakteristik aus. Die Katode besteht aus dem mit Kohlepulver verpreßten Quecksilberoxid, das bei der Entladung in Quecksilber reduziert wird. Als Anodenmaterial wirkt Zink, als Elektrolyt Kaliumhydroxid mit einem Anteil ZnO (Bild 7). Die Zelle wird in Stahlmantelausführung in verschiedenen Bauformen (meist Flach- und Knopf zelle) mit einer zuverlässigen Abdichtung gefertigt. Zink-Silberoxid-Zelle Die Zink-Silberoxid-Zelle ist ähnlich wie die Zink-Quecksilberoxid-Zelle aufgebaut. Ihre Katode besteht allerdings aus Ag 2 0 (1,55 V Leerlaufspan¬ nung) oder AgO (1,8V Leerlauf Spannung). Als Elektrolyt kann neben Ka¬ liumhydroxid auch Natriumhydroxid verwendet werden. Diese Zelle wird vorzugsweise in Knopfform hergestellt und dort eingesetzt, wo höchste An¬ forderungen gestellt werden. Durch das eingesetzte Silber ist sie sehr teuer. 79 Stahldecket Bild 7 Zink-Quecksilberoxid-Zelle Lithium-Zelle Auf der Suche nach Primärzellen mit hoher Energiedichte haben sich Ano¬ denmaterialien als günstig erwiesen, die ein möglichst hohes negatives Re¬ doxpotential (elektrochemische Spannungsreihe) aufweisen. Darunter fal¬ len prinzipiell die Alkali- und Erdalkalimetalle, die jedoch mit üblichen Elektrolyten spontan chemisch reagieren. Aus diesem Grund müssen nicht¬ wäßrige aprotische organische Elektrolyte eingesetzt werden, die aus einem Lösungsmittel und einem Leitsalz bestehen. Als aussichtsreiches Lösungs¬ mittel hat sich dabei Propylenkarbonat erwiesen. Leitzusätze sind z. B. Ha¬ logenide, die sich gut im Lösungsmittel lösen und eine hohe Ionenleitfähig¬ keit ergeben. Als Anodenmaterial hat sich Lithium durchsetzen können, das ein ex¬ trem negatives Potential (-3V), ein niedriges spezifisches Gewicht und eine gute Einbaumöglichkeit der beim Entladen gebildeten Li-Ionen in das Katodenmaterial ohne Ausbildung passivierender Salzschichten aufweist. Die Katode enthält eine Aktivkomponente (Oxidationsmittel) und einen Stromableiter (Stromkollektor). Als Aktivkomponenten kommen dabei eine Reihe von Schwermetalloxide, -halogenide, -Sulfide, -borosulfide, Fluo¬ ride, Silbersalze, Schwefel, Jod u. a. in Betracht, wobei sich Fluoride als be¬ sonders günstig erwiesen haben. Die Katode ist aus der gut leitenden Komponente (Graphit oder Metall¬ pulver), einem Bindemittel und der Aktivkomponente aufgebaut, wobei die Bestandteile in ein Metallnetz verpreßt oder eingewalzt werden. Um die Ka¬ tode herum kann noch ein Separator (Polypropylen) eingesetzt werden. Lithium-Zellen stellt man in unterschiedlichen Bauformen her. Ihre Vor- 80 teile sind hohe Energiedichte, geringe Selbstentladung, gute Spannungs¬ konstanz beim Entladen, breiter Temperaturbereich und hohe Lagerfähig¬ keit. Nachteilig erweisen sich der Einsatz teurer Materialien, eine gewisse Gefährdung bei unsachgemäßer Behandlung und der hohen Ionenwider¬ stand. Zur Zeit sind Lithium-Zellen mit unterschiedlichen aktiven Katodenma¬ terialien in Gebrauch und in der Entwicklung (Tabelle 7), von denen das System Li/Mn0 2 die größte Verbreitung gefunden hat. Es wird in den unter¬ schiedlichsten Konsumgütem wie Rechnern, Uhren, Kameras, Hörhilfen und Rundfunkempfängern verwendet. Die bevorzugte Bauform dabei ist die Knopfzelle, deren Grundform Bild 8 zeigt. Die benutzten Abmessungen sind in Tabelle 8 zusammengestellt. Neu sind auch sogenannte Papierbatterien, d. h. schichtweise dünne blattförmige Batterien, die in einer 2. Generation als Lithium-Zellen aufge¬ baut sind. Die negative Elektrode wird aus Lithium, die positve aus einem Kohlenstoff-Monofluorid-Film gebildet. Dazwischen liegt der mit einem or- Tabelle 7 Übersicht über Lithiumzellen Art Haupt- Ver- anwendung breitung Zellen¬ system Hersteller / Nicht- Konsum- Weitver- Li/MnO; Sanyo, Varta, GE, Duracell, Berec, wäßrige güter breitet SAFT, UCC, Renata, Toshiba, Hita- 3-V-Zellen chi, Matsushita Li/(CF)n Matsushita, ESD Spezialan- z. T. an- Li/S0 2 Duracell, Power Conversion wendung, geboten Li/SOCl; GTE, Tadiran, SAFT, Honeywell Konsum- Li/Ag 2 Cr0 4 SAFT güter Li/VjO, Honeywell Wäßrige z. T. an- LiCuO SAFT, Sanyo, Matsushita 1,5-V- geboten Li/FeS, UCC, Sanyo, Berec Zellen Fest- Herz- angeboten Li/J 2 Catalyst Research, Wilson Greatbach körper- schritt- Li/PbJ 2 Duracell zellen macher Anodenbecher Bild 8 Knopfzelle (Prinzip) 6 Schubert, Eljabu 85 81 Tabelle 8 Abmessungen von Primärknopf zellen (IEC-Bezeichnung) Höhe Zellenvolumen in cm 5 bei Durchmesser in mm 6,8 mm 7,9 mm 9,5 mm 11,6 mm 20 mm 5,4 0,20 0,26 (R 48) 0,38 0,57 (R 44) 4,2 0,15 0,21 0,30 0,44 (R 43) 3,6 0,13 0,18 (R 41) 0,26 (R45) 0,38 (R 42) 3,1 0,11 0,15 0,22 0,33 (R 54) 0,94 2,6 0,09 0,13 (R 59) 0,18 (R 57) 0,27 (R 56) 0,79 2,1 0,08 0,10 (R 58) 0,15 0,22 (R 55) 0,63 1,6 0,06 0,08 0,11 0,17 0,50 ganischen Lösungsmittel getränkte Separator. Die Papierbatterien haben eine Nennspannung von 3 V und lassen sich in unterschiedlichen Flachfor¬ men hersteilen. Die Abmessungen einer großen Ausführung betragen z. B. 70 mm x 94 mmx 1,8 mm. Li/Mn0 2 -Zellen (Bild 9) führt man auch als flache 1 schichtige oder mehrschichtige Zellen aus. Letztere werden mit einem «H» gekennzeichnet und sind für hohe Belastungen gedacht. Rundzellen-Lithium-Zellen kön¬ nen auch aus einem spiralförmigen Aufbau als Rolle bestehen. Die Entla¬ decharakteristik einer Li/Mn0 2 -Knopfzelle zeigt Bild 10. In Bild 11 sind die Energiedichten verschiedener Primärzellen zusammengestellt. Bild 9 Li/MnO r Knopfzelle; 1 - Anode, 2 - Kol¬ lektor, 3 - Dichtung, 4 - Lithiumelek¬ trode, 5 - Separator + Elektrolyt, 6 - MnOi, 7 - Katode 20 °C r Um 2 7 _i_I_I— 200 WO 600 Bild 10 Entladecharakteristik der Li/M nO r Knopf zelle 82 t 800 h Bild 11 Energiedichte verschiedener Primärzellen Festkörperelektrolyt-Zellen Diese Gruppe der Primärzellen enthält einen Festelektrolyten, der bereits bei Zimmertemperatur ionenleitend ist. Dazu gehören Silber- und Lithium¬ salze. Als Anodenmaterial eignet sich Silber und Graphitpulver und als Ka¬ todenmaterial Polyjodid. Die Vorteile dieser Zellenart sind ein großer Ar¬ beitstemperaturbereich (-55 bis +75°C) und eine hohe Lebensdauer (10 Jahre). Allerdings ist sie nur gering belastbar. Aktivierbare Primärzellen Die aktivierbare Primärzelle muß vor Inbetriebnahme aktiviert werden, das geschieht durch Zufuhren des Elektrolyten oder von Wasser, Aufschmelzen eines Elektrolytsalzes oder Entfernen von Trennwänden. Bei der Mg/CuCl- bzw. der Mg/AgCl-Zelle ist die Magnesiumanode von der CuCl- bzw. AgCl- Katode durch einen Zellulose- oder Plastfaserseparator getrennt. Diese Zel¬ len werden durch Eintauchen in Seewasser aktiviert. Die Mg-Anode ist durch eine Zn-Anode ersetzbar. Auch Zink-Silberoxid- oder Metall- (Zn-, Mg-, A1-) Luftsauerstoff-Zellen können als aktivierbare Zellen aufgebaut werden. 6 ' 83 Sekundärzellen Sekundärzellen (Tabelle 9) zeichnen sich durch die Regenerierbarkeit der Reaktionspartner, d. h. durch Wiederaufladbarkeit und erneute Entladbar- keit aus. Bei ihnen werden ein hoher Energiewirkungsgrad (kleine Differenz zwischen Lade- und Entladespannung, keine Nebenreaktion bei der La¬ dung), eine hohe Lebensdauer (große Anzahl der Lade-Entlade-Zyklen), eine geringe Selbstentladung, eine schnelle Aufladbarkeit, eine gute Über¬ ladeverträglichkeit sowie einfache Bedienung, Wartung und niedrige Ko¬ sten verlangt. Weiterhin soll für beide Elektrodenreaktionen (Anode, Ka¬ tode) derselbe Elektrolyt verwendbar und Ausgangs- und Endprodukte der Reaktion im Elektrolyten sollen schwer löslich sein. Auf Grund dieser Be¬ dingungen haben sich der Blei-, der Nickel-Kadmium-, der Nickel-Eisen- und der Silber-Zink-Akkumulator (Akku) behaupten können. Bei den Sekundärzellen wechselt jeweils die Elektrode, an der die Oxida¬ tion bzw. Reduktion stattfmdet, mit dem Wechsel von Laden und Entladen, d. h., die beim Entladen als Anode bezeichnete negative Elektrode der Zelle (Minuspol) wird beim Laden zur Katode. Deshalb spricht man besser von positiver oder negativer Elektrode. Tabelle 9 Übersicht über Sekundärzellen (Akkumulatoren) Sekundärzelle Leerlauf¬ spannung in V Nutzbare spezifische Energie in Wh/kp Energißdichte in Wh/dm 3 Lade-Entlade- Zyklen Blei 2,2 25 bis 40 60 bis 80 400 bis 1500 Nickel-Kadmium 1,3 30 bis 45 50 2000 bis 3000 Nickel-Eisen 1,4 33 50 bis 100 1000 bis 3000 Silber-Zink 1,8 60 bis 120 100 bis 250 100 bis 300 Silber-Kadmium 1,35 40 bis 80 90 bis 180 600 Nickel-Zink 1,7 40 bis 80 50 bis 100 <2000 Nickel-Wasserstoff 1,36 100 1200 bis 2 000 1,55 50 bis 65 Luftsauerstoff-Zink 1,65 100 bis 200 140 30 bis 50 Luftsauerstoff-Eisen 1,3 115 150 200 bis 300 Zink-Chlor 2,1 200 200 Bleiakkumulator Der Bleiakkumulator hat durch seine relativ einfache und zuverlässige Be¬ triebsweise, hohe Lebensdauer, relativ hohe Energieausbeute und relativ niedrigen Materialpreis eine große Verbreitung gefunden und wird als Star¬ terbatterie für Kraftfahrzeuge, für Traktionszwecke (Elektrofahrzeuge), in Notstromanlagen und in Kleinstausführung auch für Konsumgüter einge- 84 setzt. Ziele der Weiterentwicklung sind vor allem weitere Verbesserungen der bisherigen Eigenschaften. Bei den Starterbatterien werden Polypropylengehäuse angewendet. Die Zellen sind auf kürzestem Weg durch die Trennwände hindurch verbunden. Weitere Zielstellungen betreffen den Masseträger, der die Aktivmassen der positiven und negativen Elektroden aufnimmt. Verbesserungen lassen sich mit Antimon und mit einem verbleiten Cu-, Al- oder Ti-Gerüst erzielen. Spezialausführungen gestatten den Einsatz als wartungsarme bzw. -freie Batterien, die halb oder ganz geschlossen sind. Ortsfeste Bleiakkumulatoren für große Kapazitäten arbeiten mit positi¬ ven Großoberflächenplatten. In Fahrzeugbatterien dominieren positive Panzerplatten mit einer Lebensdauer von 1500 Zyklen. Ein Zusatz von Se¬ len zur Gitterlegierung verringert die Selbstentladung. Nickel-Kadmium- und Nickel-Eisen-Akkumulator Diese Akkumulatoren arbeiten mit einem alkalischen Elektrolyten (Ka¬ liumhydroxid) und werden bei extremer elektrischer Belastung als robuste Stromlieferanten mit langer Lebensdauer eingesetzt. Offene und wartungs¬ freie Ni-Cd-Akkumulatoren benutzt man als Starter-, Notstrom- oder Licht¬ batterien. Bei den gasdichten Ni-Cd-Akkumulatoren konnte die Kapazität merklich erhöht werden. Der an der positiven Elektrode entstehende Sauer¬ stoff gelangt zur negativen Elektrode und wird dort bei der Oxidation des- Nickels wieder aufgenommen. Gasdichte Ni-Cd-Akkumulatoren stehen in kleiner-Ausführung vor allem in tragbaren Geräten in Konkurrenz zu Pri¬ märzellen und sind in diesem Fall bei häufiger Gerätebenutzung und grö¬ ßerer Stromentnahme rentabel. Der Ni-Cd-Akkumulator wird auch als Knopfzelle (Bild 12) mit einer Kapazität von 0,05 bis 1 Ah und als Rund¬ zelle mit 0,1 bis 10 Ah gefertigt. Sie haben eine konstante Klemmenspan¬ nung von 1,2 V. Der Nickel-Eisen-Akkumulator ist leistungsmäßig dem Ni-Cd-Akkumu- lator unterlegen, so daß er - abgesehen vom geringen Materialpreis - kaum Vorteile bietet und wenig eingesetzt wird. Kontaktfeder Behäasedecket negative Elektrode Separator positive Elektrode Abstandshalter Bild 12 NiCd-Knopfzelle 85 Silber-Zink-Akkumulator Der Silber-Zink-Akkumulator ist prinzipiell wie die Silber-Zink-Primär- zelle aufgebaut: Anode aus Zinkpulver, Katode aus Ag 2 0 oder AgO und Kalilauge als Elektrolyt. Allerdings ist ein Separator notwendig, um einen Kurzschluß durch die Dentriten zu vermeiden, die sich bei der Ladung an der Anode bei der Abscheidung von metallischem Zink bilden. Vorteilhaft ist die hohe Leistungsdichte, der aber als Nachteil eine geringe Lebens¬ dauer gegenübersteht. Einen ähnlichen Aufbau hat auch der Silber-Kad- mium-Akkumulator, der aber wegen der teuren Ausgangsmaterialien Spe¬ zialanwendungen Vorbehalten bleibt. Weitere Sekundärzellen Neben der Verbesserung bekannter Akkumulatoren konzentriert sich die Weiterentwicklung auf dem Gebiet der Sekundärzellen darauf, neue Sy¬ steme zu schaffen. Diese befinden sich noch im Versuchsstadium bzw. sind nur Spezialanwendungen - so auch der Raumfahrt - Vorbehalten. Beim Nickel-Zink-Akkumulator wird eine neue Kombination bekannter Einzelelektroden verwendet. Dieser Akkumulator weist eine hohe spezifi¬ sche Leistung auf und kann auch kurzzeitig hohe Stromdichten liefern. Allerdings ist die Lebensdauer zu gering. Abweichend von den bisher bekannten Akkumulatoren kann man auch gasförmige Reaktanten einsetzen und gelangt so zum Nickel-Wasserstoff- und Silber-Wasserstoff-Akkumulator. Eine Elektrode wird hierbei als Was¬ serstoff elektrode realisiert, wobei der Wasserstoff im Akkumulator gespei¬ chert werden muß. Die Kombination einer Metallelektrode (Zn, Fe, Cd) mit einer Sauerstoffelektrode, die den Sauerstoff bei der Entladung aus der Luft entnimmt und beim Laden wieder abgibt, führt zum Luftsauerstoff-Zink-, Luftsauerstoff-Eisen- und Luftsauerstoff-Kadmium-Akkumulator. Als Elek¬ trolyt wirkt Kalilauge, die durch einen Feuchtigkeitswechsel der umgeben¬ den Luft (halboffener .Betrieb) verändert wird. Trotz hoher spezifischer Energie haben diese Akkumulatoren wegen des hohen Aufwands und der geringen Lebensdauer wenig Einsatzchancen. Weitere neue Möglichkeiten ergeben sich mit Halogen-Metall- und Li¬ thium-Akkumulatoren. Sekundärzellen mit erhöhter Betriebstemperatur Hohe spezifische Leistungen von Sekundärzellen, wie sie bei Einsatz in Traktionsmitteln und zum Spitzenlastausgleich notwendig sind, erfordern eine größere Geschwindigkeit des Massetransports in den Zellen, was mit einer erhöhten Betriebstemperatur und z. T. flüssigen Reaktanten verbun¬ den ist. Als Elektrolyte eignen sich dafür Salzschmelzen und Festelektro- lyte. 86 Zu dieser Gruppe von Sekundärzellen gehört der Natrium-Schwefel-Ak- kumulator, bei dem beide Reaktanten flüssig sind und der Elektrolyt (ß- Aluminiumoxid) fest ist. Die Betriebstemperatur liegt bei 350°C. Die nega¬ tive Elektrode besteht aus flüssigem Natrium, die positive aus geschmolzenem Polysulfid. Eine weitere Gruppe von Hochtemperatur-Akkumulatoren bilden die Li- thium-Chalkogen- (S-, Se-, Te-)Akkumulatoren, wobei die jeweils minimale Betriebstemperatur durch die höchste Schmelztemperatur der beteiligten Reaktanten gebildet wird (maximal 475°C). Die Li/S-Zelle hat dabei die größte Bedeutung. Ihre negative Elektrode besteht aus Lithium, die positive aus Schwefel. Andere Hochtemperatur-Akkumulatoren bestehen aus Li/ LiCl-, Li/KCl-, Li/FeS r , Al/LiCl-, Al/KCl- und Al/FeS r Zellen. Brennstoffzellen Mit zu den galvanischen Zellen gehört auch die Brennstoffzelle, bei der die Reaktanten kontinuierlich den Elektroden zugeführt und die Reaktionspro¬ dukte wieder entfernt werden müssen. Deshalb sind auch zum Betreiben einer Brennstoffzelle mehrere Hilfs- und Steuereinrichtungen notwendig, die die Nutzung komplizieren und den Einsatz bisher auf Spezialfälle be¬ schränkten. Die Reaktanten sind flüssig oder gasförmig (z. B. Wasserstoff und Sauerstoff), und die Beschleunigung der Reaktion erfordert oftmals Ka¬ talysatoren. Eine besondere Art der Brennstoffzelle ist die Biozelle, bei der Sauerstoff und Glukose aus dem Blut als Reaktanten wirken. Literatur [1] K. Wiesener/I. Garche/W. Schneider, Elektrochemische Stromquellen. Berlin 1981. [2] H.Völz, Elektronik-Grundlagen, Prinzipien, Zusammenhänge. Berlin 1979. [3] TGL 25330 Galvanische Elemente - Begriffe. [4] TGL 7487 Primärzellen und -batterien. [5] TGL 25331 Sekundärzellen und -batterien. [6] H.-W. Uhlig/H. Palis, Regenerierung von Primärzellen, radio-fernsehen-elektro- nik 29 (1980) 9, Seite 555 bis 558. [7] H. Bergmann, Übersicht über galvanische Zellen - Teil 1 und 2. Der Elektro-Prak- tiker 36 (1982) 7, Seite 225 bis 229, 8, Seite 265 bis 266. [8] H.-W. Uhlig, Elektrochemische Energiequellen für die Mikroelektronik. Elektric 36 (1982) 3, Seite 123 bis 125, 4, Seite 188 bis 189. 87 Ing. Klaus K. Streng Neue Schaltkreise aus dem RGW-Bereich Wie schon Tradition, soll auch in diesem Jahr ein Überblick gegeben wer¬ den über die Entwicklung neuer IS (Integrierte Schaltkreise) in den Staaten des Rates für Gegenseitige Wirtschaftshilfe (RGW). Beginnen wir mit der Sowjetunion. Von ihrem Außenhandelsunterneh¬ men Elektronorgtechnika (Elorg) liegen zahlreiche Neuheiten vor, die z.T. in Fachkreisen der UdSSR seit Jahren bekannt sind. Einen ausgezeichneten Überblick gab ein Bericht von der Leipziger Frühjahrsmesse 1983 [1]. Es ist überflüssig, die dort aufgezählten IS der Reihen KP580, K586, KP588, K1800 und K1802 noch einmal zu nennen, zumal sich die Beschreibung dieser meist hochintegrierten Schaltkreise (zum großen Teil Mikroprozesso¬ ren) nur schwer im Rahmen dieses Berichts unterbringen läßt. Außerdem ist das Interesse für den Elektronikamateur meist gering, sie sind in erster Linie für die Industrie bestimmt. Aber nicht nur Mikroprozessoren waren in Leipzig ausgestellt. Etwas «ab¬ seits» von den bekannteren digitalen IS (TTL- und CMOS-Schaltkreise) ste¬ hen die ECL-Schaltkreise. Wie ihr Name sagt, handelt es sich um emitter¬ gekoppelte IS. Bei flüchtigem Blick auf den Stromlaufplan ihres «Innenlebens» könnte man sie mit den bekannteren TTL-Kreisen verwech¬ seln. Aber das stimmt nicht! ECL haben ganz bestimmte Eigenschaften, die sie von den TTL unterscheiden: Sie sind «schneller», d. h., sie verarbeiten wesentlich höhere Frequenzen bzw. haben kürzere Schaltzeiten. Gleichzei¬ tig sind ihre Eingänge niederohmiger, so daß sie unempfindlicher, wenn auch leistungsintensiver reagieren als CMOS-Schaltkreise. In der UdSSR gibt es seit langem die ECL-Serien K100 und K 500[2], [3], [4], [5], die stän¬ dig ergänzt werden. Die ECL-Serien K100 und K 500 haben jeweils gleiche Daten, ihr Unterschied besteht lediglich im Gehäuse: K100 hat ein löpoli- ges Flat-pack-Gehäuse, K 500 ist im DIL-16-Gehäuse untergebracht. In Bild 1 ist die Innenschaltung eines ECL-Gatters (EXOR-EXNOR) darge¬ stellt. Man muß genau hinsehen, um den Unterschied zu einem TTL-Gatter zu erkennen: Typisch sind die Kopplung an den Transistoremittem und das Fehlen von Multiemittertransistoren, ein typisches Merkmal derTTL-Tech- nik. Zwischen diesen IS und der Serie MC 10000 von Motorola (USA) besteht Kompatibilität. Tabelle 1 (s. Anhang) stellt die wichtigsten IS der 500er- Reihe zusammen (ohne Speicherschaltkreise). 88 Bild 3 a) Innenschaltung des K 198 9 Hl, b) Applikationsschaltung des K 198 V Hl stärkere. Außerdem ist zu nennen der Linear-Endverstärker K198YH1 in den Versionen A und B: t/ B = 6,3 V + 10%; f B = 7 mA; K u = 6 bzw. 12 dB. «Innenleben» und Standardbeschreibung siehe Bild 3 [6]. 1982 erschien in Moskau ein hervorragendes Transistordatenbuch von Gorjunow [7], das seit 1983 (leider nur in wenigen Exemplaren) DDR-Fachleuten bekannt ist. Es enthält unter anderem auch Daten und Anschlußbelegung des Transistorar- rays KI HT251, der bei Elektronikamateuren seit Jahren ein alter Bekann¬ ter ist - leider meist ohne Kenntnis der Daten. Der K 1 HT 251 enthält 4 voneinander unabhängige npn-Transistoren in einem Flat-pack-14- Gehäuse. Es sind: U CBm , x = +45 V; (l CEmax = +60 V; 7 C max = + 400 mA; U EBmsx = +4 V; P vm „ des gesamten IS 400 mW. Die Pinbelegung: 1 frei 14 CI 2 Bl 13 El 3 E2 12 B2 4 C2 11 C3 5 B3 10 E3 6 E4 9 B4 7 C4 8 frei Ein anderes Transistorarray im Flat-pack-Gehäuse ist ebenfalls dort beschrieben: K1 HT 661A. Die angeführten Daten sind leider knapp: UcEmix = +5V; I c = +25 mA. Die Pinbelegung des Fp-14-Gehäuses ent¬ spricht der des K 1 HT 251 Die LS- und die S-Reihe der TTL-Schaltkreise werden ständig erweitert. Tabelle 2 und Tabelle 3 (s. Anhang) bringen eine Zusammenstellung der IS dieser Reihen, die z. Z. (Herbst 1983) im RGW bereits vorhanden sind [8]. In Zusammenhang mit der wirklich imponierenden Vielfalt der sowjeti¬ schen IS liegt eine Frage nahe, mit der sehr viele Elektronikamateure in der 90 DDR konfrontiert werden: Nicht über alle IS aus der UdSSR sind die Daten in der DDR bekannt! Dazu ist folgendes zu bemerken: Längst nicht alle in der Sowjetunion entwickelten und produzierten IS werden in die DDR ex¬ portiert. Das Applikationszentrum Elektronik Berlin (früher VEB Elektronik¬ handel Berlin) berät unsere Industrie über Daten und Einsatzgebiete sowje¬ tischer Bauelemente (einschließlich IS). Die Kollegen dort sind nicht verpflichtet, die Daten von IS zu kennen, die gar nicht an uns geliefert wer¬ den! Darum also die gutgemeinte Warnung: Vorsicht beim Kauf von unbe¬ kannten IS! Unsere eigene Halbleiterindustrie (alle Betriebe des VEB Kombinat Mi¬ kroelektronik) wartete auch in den Jahren 1982/83 mit Neuentwicklungen auf [9]. Der B 556 D ist ein Doppelzeitgeberschaltkreis. Er entspricht in sei¬ ner Funktion 2 IS vom Typ 555 , ist pinkompatibel mit dem LM 556 und wurde bisher nur als pA 556 PC im RGW-Bereich gefertigt (S. Elektronisches Jahrbuch 1983, S. 127). Die «LS»-Familie der TTL-Serie (vom VEB Halbleiterwerk Frankfurt/ Oder mit DL... bezeichnet) wurde erweitert. Tabelle 2 (s. Anhang) gibt einen Überblick über diese in die Zukunft weisenden IS, die z. Z. in der DDR und im gesamten sozialistischen Wirtschaftsbereich gefertigt werden. Neu sind ebenfalls der CMOS-Rechnerschaltkreis mit integrierter Uhren¬ funktion U 825 G (internationaler Vergleichstyp: T 3566) und der CMOS- Rechnerschaltkreis U 826 G (Vergleichstyp: T3636). Die CMOS-Schalt- kreise der U 4000- Reihe (s. Elektronisches Jahrbuch 1983, S. 29) wurden zum größten Teil in V-4000- Reihe umbenannt. Das sind allerdings keine Neue¬ ntwicklungen, wenn auch die Fertigungsstätte bei einigen CMOS verlagert wurde ( Zentrum für Forschung und Technologie Mikroelektronik an Stelle von VEB Funkwerk Erfurt). Neu ist hingegen, daß im Halbleiterkatalog unter der Überschrift Neu- und Weiterentwicklungen neue IS und Halbleiterbauele¬ mente angekündigt werden, die zwar z. Z. noch nicht gefertigt werden, aber für die nächste Zeit vorgesehen sind. Diese Vorankündigung wurde seit Jahren immer wieder gefordert, obwohl ihr Wert gelegentlich umstritten ist. Sie gibt dem interessierten Fachmann zwar eine wertvolle Orientierungs¬ hilfe, darf aber nicht dazu führen, daß die Halbleiterindustrie und der ein¬ schlägige Handel mit Anfragen oder Bestellungen hinsichtlich von Produk¬ ten beschäftigt werden, die sich noch nicht realisieren lassen. Deshalb wird auch im Rahmen dieser Übersicht weitgehend auf die Nennung künftiger Bauelemente verzichtet. Von den TESLA-Neuheiten eine Auswahl. Die Spannungskomparatoren MAB 311/MAC 111 sind pinkompatibel mit den Typen LM 311H/LM111 H von National Semiconductor ( USA). Bild 4 zeigt ihre Innenschaltung. Sie ha¬ ben ein 8poliges Rundgehäuse [10]. Neu sind auch die BIMOS- Operations¬ verstärker MAB 355/MAC 155 (= LF 355/LF155 von NS) MAB 356/MAC 156 (= LF 356/LF 156 von NS) und MAB 357/MAC 157 (=LF357/LF157 von NS) [11]. Auch sie haben ein 8poliges Rundgehäuse, ihre Innenschaltung ist in Bild 5 zu sehen. Mit diesen BIMOS-Operations- verstärkem stehen weitere moderne Operationsverstärker zur Verfügung. 91 [X Neu ist auch der Hallgenerator MAF100, dessen Schaltung Bild 6 zeigt [12], Bei Anlegen einer Speisespannung von maximal 5,5 V an Pin 3 gegen Masse (Pin 1) wird beim Einfuhren eines magnetischen Materials zwischen die Elektroden eine dem magnetischen Feld proportionale Spannung er¬ zeugt zwischen Pin 2 und Pin 4. Die Empfindlichkeit des MAF 100 ist an einem Außenwiderstand von 20 kfl = 1,4 mV/10~ 2 T. Eine Reihe von Referenzspannungsreglem sind MAB 01, MAB 01 D und MAC01, speziell für 8...12-Bit-A/D-Wandler. In Bild 7 ist die Innenschal¬ tung zu sehen. Die wichtigsten Daten: U m = 12 bis 30 V (MAB 01 D) bzw. 12 bis 40 V (MAB 01 und MAC 01); P vm „ = 500 mW; U 0M = 10 V mit der Tole- 92 Bild 4 Innenschaltung des Spannungskomparators MAC 111/MAB 311 K Q3 3 hi g I |g B ranz +1,5% (MAB 01D) bzw. ±0,5% ( MAB01 und MAC 01); Ruhestrom /q = 1,0 mA bei / om = 0; Rauschspannung im Bereich 0,1 bis 10 Hz 20 pV (MAB 01 und MAC 01) bzw. 25 pV (MAB 01 D) [13], Noch eine kurze Erklä¬ rung der Beschaltung der in Bild 7 gezeigten Referenzspannungsquelle. Zwischen den Pins 2 (+ t/J und 4 (O V) wird eine Spannung von 12 bis 30 bzw. 12 bis 40 V gelegt. Die auf 10 V stabilisierte Ausgangsspannung U 0UI wird an Pin 6 abgenommen. An Pin 5 (von TESLA mit «TRIM» bezeich¬ net) kann diese Spannung auf genau 10 V eingestellt werden. Dazu wird ein lO-kß-Pptentiometer an 6 und 4 angeschlossen, der Schleifer liegt an Pin 5. Zu beachten ist, daß die stabilisierte Spannung U 0M nicht mit mehr als 8 bis 93 '3M.) ■ o 1(0V) ~°2 (* Uh ) -*Hh) Bild 6 Schaltung des Hallgenerators MAF100 10 mA belastet werden soll. Sie ist dann auf maximal 0,17% konstant bei Temperaturänderungen von 0 bis 70°C (MABOl)bzvt. auf 0,45% zwischen -55 bis +125°C (MAC01). Last- und Eingangsspannungsschwankungen wirken sich nur auf höchstens 0,012%/V bzw. %/mA (0,015) aus. Man sieht, daß sich der relativ große Aufwand dieses IS (s. Bild 7) rentiert, bei dem es auf sehr genaue Spannungen ankommt. Digital-Analog- bzw. Analog-Digi- tal-Wandler sind nur ein Beispiel dafür, wenn auch ein typisches. TESLA fertigt weiter die schnellen Komparatoren MAC 160/MAB 360 (*=LM360 H/ LM160H von NS) und die 8-Kanal-Analog-Multiplexer MAB 08 A, MAB 08 E, MAB 08 F und MAB 08 G, ähnlich dem LF13508 von NS. Auch 94 sie sind «BIFET» [14], Die «sample-and-hold»-Verstärker MAC 198/ MAB 398 ( ~LF398/LF 198 von NS) sind ebenfalls in BIFET-Technologie ausgeführt und ermöglichen höchste Genauigkeit der Ausgangsspannung (0,002%) bei großer Bandbreite (1 MHz) und hohem Eingangswiderstand (10 10 fl). Der Übersichtsschaltplan der Innenschaltung wird in Bild 8a ge¬ zeigt. Eine kurze Erklärung dieses IS: Der «sample-and-hold»-Verstärker ist ein Spannungsfolger, d. h., seine Spannungsverstärkung beträgt 0 dB (= 1), allerdings mit großer Genauigkeit (0,002% = 2-IO” 5 )- Dazu wird der Ver¬ stärker periodisch zwischen den Zuständen «hold» und «sample» umgestal¬ tet (abgetastet) und die Ausgangs- mit der Eingangsspannung verglichen. Die genaue Funktionsweise der «sample-und-hold»-Schaltung kann der In¬ teressierte unter anderem in Herpy, M, Analoge integrierte Schaltungen, Aka- demiai kiado Budapest 1979, S. 301 bis 304, nachlesen. Eine typische Schaltung: An Pin 3 wird die «normale» Eingangsspannung gelegt, Pin 8 er¬ hält eine Impulsspannung von typisch +5 V, Pin 7 wird an 0 V gelegt. Von Pin 6 gegen 0 V liegt ein Kondensator C H (typischer Wert: 10 nF), der die Zeitkonstante bestimmt, mit der die Abtastung vorgenommen wird. Bild 8b zeigt diese Werte und die typische Anwenderschaltung [13). Bild 8 a) Prinzipschaltung des «sample-and-hold»-IS MAC 198/MAB 398, b) Typische An¬ wenderschaltung des MAC 198/MAB 398 Die 6-Kanal-Analog-Multiplexer MAB 16A, MAB 16E, MAB16F und MAB 16 G, die 4-Kanal-Differential-Analog-Multiplexer MAB 24 A, MAC 24 E. MAC 24 F, MAC 24 G - ähnlich dem LF13 509 von NS - sowie die 8-Kanal-Differential-Analog-Multiplexer MAC 28 A, MAC 28 E, MAC 28 F (natürlich gleichfalls in BIFET-Technologie) gehören zu den wei¬ teren TESLA-Neuheiten [14], Unmöglich, wirklich alle neuen IS von TESLA aufzuführen! Zu ihnen gehören weitere 8- und 12-Bit-D/A-Wandler (ähnlich den DAC08 ... von NS und AD 565...AD 566 von Analog Devices ), Approximationsregister für 8 und 16 Bit (ähnlich den AM 2 502 und AM 2504 von Advanced Microdevices) [15] oder der bipolare 1024-Bit-RAM des Typs 82 Sil in Sc/iohky-Technik (entsprechend dem N 82 Sil von Signe- tics [16]. Es gibt Referenzspannungsquellen-IS; unterschiedliche Multipro- 95 zessorbausteine und schließlich neue Schaltkreise der ALS-Serie, einer der neuesten Varianten der TTL-IS. Sie sind in Tabelle 2 (s. Anhang) aufge¬ führt. Doch all das sind nur die neuen digitalen IS. Analoge IS von TESLA liegen gleichfalls vor, und auch hier sind einige neu: MCA 770 A, ein ZF-Verstär- ker mit FM-Demodulator und NF-Vorverstärker, der speziell für Schmal- band-FM bestimmt ist. Er ist pinkompatibel mit dem TCA 770 A (Vatvo). Auf Einzelheiten kann hier verzichtet werden, da der Äquivalenztyp in der DDR-Fachliteratur beschrieben wurde [17]. MDA 2054 , pinkompatibel mit dem TDA 2054 von SGS-Ates, ist ein Vor¬ verstärker mit ALR für Kassettenrecordergeräte. Bild 9 zeigt seine Innen¬ schaltung. MDA 4281 V, pinkompatibel mit dem TDA 4281 T von Siemens , ist ein Quasiparallelton-IS mit FM-ZF mit symmetrischem Eingang. MDA 4290 V, ein IS zur Einstellung von Lautstärke, Höhen und Tiefen mittels Gleich¬ spannung. Sein Äquivalenztyp TDA 4290 von AEG-Telefunken wurde in [17] beschrieben. Schließlich ist der MDA 7770 zu erwähnen (pinäquivalent dem TDA 7770 von SGS-Ates ), ein IS für Kassettenrecorder mit vielen Funktionen wie Mo¬ torregelung, HF-Vormagnetisierungsgenerator, Automatiken usw. Zu allen diesen Neuheiten liefert TESLA eine ausgezeichnete Dokumen¬ tation, die von Daten, Pinbelegung, Innenschaltung oft bis zu Applikations¬ beispielen oder zur Nennung von pinkompatiblen Typen reicht [18]. Wir kommen nun zu Unitra-Cemi (VR Polen). Eine dem neuesten Stand entsprechende Vorzugsliste (1982/84) [19] gibt Auskunft über die IS-Pro- dukte unseres Nachbarlands, nennt die Paralleltypen, das Gehäuse, die Funktion, den Stand bzw. Termin der Fertigung, aber leider nur wenige Da¬ ten. Besonders zu erwähnen sind die LS- und S-Typen der TTL-Reihe (Ta¬ belle 2 und Tabelle 3 im Anhang) sowie einige lineare IS wie der FM-ZF- Verstärker UL 1245 N (entsprechend dem TBA120T von Siemens ), der UL 1262 N (das Gegenstück für transistorisierte Zeilenendstufen entspre¬ chend dem TBA 950 von Intermetall), der UL 1266 (ein Vertikal-Ablenk-IS, entsprechend dem TDA 1170S von SGS-Ates), der UL 1351 N (ein NF-Lei¬ stungsverstärker entsprechend dem TBA 800 von Vatvo), der UL 1481 T (ein NF-Leistungsverstärker entsprechend dem TBA 810AS von SGS-Ates), der UL 1482 K (ein NF-Leistungsverstärker entsprechend dem TBA 820 von SGS-Ates) und weitere NF-Leistungsverstärker. Ferner seien genannt: Der UL 1621N, pinäquivalent dem PLL-Stereodecoder TCA 4500 A von Motorola und einige Operationsverstärker, Spannungsstabilisatoren, LED-Ansteuer- schaltungen usw. Bei Tungsram (Budapest, UVR) gab es eine Umorganisierung, das Unter¬ nehmen gehört jetzt zu MEV (Mikroelektronikai vallalat), wo auch sämtliche Bauelemente (aktive und passive) zusammengefaßt sind [20]. Zu den Neu¬ heiten bei den IS gehören eine große Anzahl von CMOS-Schaltkreisen der 4000er- Serie einschließlich einigen MSI der 4500er- Serie. Die TTL-IS wer¬ den ständig ergänzt durch LS-Schaltkreise (s. Tabelle 2 und Tabelle 3 im 96 Anhang). Auch einige Speicher in Schottky -Technologie der 82er Reihe ge¬ hören hierher. Sie entsprechen alle dem internationalen Stand, und man darf getrost die Daten der Pinäquivalenztypen aus dem NSW für sie einset- zen. Faßt man die Eindrücke zusammen, die beim Sammeln und Sichten der «IS-Neuheiten» in diesem Jahre entstehen, so ergibt sich die Schlußfolge¬ rung, daß die neuen IS alle dem internationalen Stand der Technik ange¬ paßt sind (wichtig bei Exporten oder bei der Reparatur von importierten Geräten) und die Zusammenarbeit im Rahmen des RGW sich ständig fort¬ setzt und vertieft. Besonders bei digitalen IS ist die Zusammenarbeit der unterschiedlichen Halbleiterhersteller deutlich sichtbar. Man kann auch in diesem Berichtsjahr mit dem Erreichten auf dem «IS-Sektor» zufrieden sein. Literatur [1] ..., Bericht von der Leipziger Frühjahrsmesse 1983. Teil: Halbleiter und Mikro¬ elektronik. radio-femsehen-elektronik, Berlin 32 (1983), 6, Seite 344 bis 350. [2] ..., Katalogheft sowjetischer Halbleiter-Bauelemente. Teil: ECL-Serien 100 und 500. radio-femsehen-elektronik, Berlin 25 (1976), 19/20, Seite 648 bis 651. [3] W. Löffler, Neue elektronische Bauelemente aus der UdSSR. Vortrag, gehalten auf dem 10. Halbleiterbauelemente-Symposium 1983 in Frankfurt/Oder; Refe¬ rate. Band 2, Seite 259 bis 272. [4] T. IÜMaKOBa/r. CmjiöoBa/P. JIoryHOBa, MmcpocxeMbi cepn« K 100. PaAHO 52 (1978 2, Seite 57 und 58, und 3, Seite 61 und 62). [5] ..., Integrated Microcircuits. partl: Integrated Digital Microcircuits. Elorg, Moskva. [6] ..., Integrated Microcircuits. part 2: Integrated Analog Microcircuits. Elorg, Moskva. [7] H. H. TopioHOB, IlojiynpoBOAHHKOBhie npnöopbi: TpaH3HCTopbi. 3HeproH3ßaT, Moskwa 1982. [8] K. K. Streng, Daten Integrierter Digitaler Schaltkreise (I). Berlin (erscheint 1985). [9] ..., RFT-Halbleiterbauelemente. VEB Kombinat Mikroelektronik, Berlin 1983. [10] ..., Presnä napStovä komparätory MAC 111, MAB 311 (pfedbeznä udaje). Tesla Roinov, Roinov pod RadhoStöm 1982. [11] ..., Operaöni zesilovaöe se vstupnimi tranzistory jfet MAC 155, MAB 355, MAC 156, MAB 356, MAC 157, MAB 357 (pfedbeznä udaje). Tesla Roinov, Roinov pod RadhoStSm 1982. [12] ..., MAF 100 hallüv generätor (pledbeznä udaje). Tesla Roinov, Roinov pod Radho§t£m 1983. [13] ..., Novinky 1984, bipolämi integrovanä obvody. Tesla Roinov, Roinov pod Rad- ho§tSm. [14] ..., konstruöni katalog, analogovä multiplexery BIFET. Tesla elektronickä sou- öästky konzem, Roinov pod RadhoSteih 1983. [15] ..., Lineämi a logiskä integrovanä obvody, novinky 1984. Tesla Roinov, Roinov pod RadhoStSm. [16] ..., Bipolämi pamet RAM 1024 bitu MH82S11. Tesla Roinov, Roinov pod Rad- höstSm 1982. 7 Schubert, Eljabu 85 97 [17] K. K. Streng, Daten linearer integrierter Schaltkreise (I). Berlin 1984. [18] V. Strii, Sprovnävaci tabulka polovodiöovych souöastek Tesla a polovodiöovych souöastek ze zemi RVHP, analogovö integrovanö obvody. Tesla Roznov, Roznov pod RadhoStöm 1983. [19] ..., Lista preferencyjna 1982/84. Unitra Cemi, Warszawa 1982. [20] ..., Electronical Components, Mikroelektronikai vallalat Enterprise for Micro- Elektronics, Budapest 1983. ELEKTRONIK-SPLITTER Temperaturregler 20 bis 70 °C Der Stromlaufplan zeigt einen Zweipunkttemperaturregler. Als Temperaturfühler ist ein Heißleiter (Thermistor) in einer Spannungsteilerschaltung angeordnet. VT1 und VT2 bilden einen Schmitt- Trigger. Unterhalb der eingestellten Temperatur ist das Re-' lais stromlos. Bei Erreichen der Solltemperatur schaltet der Sc/im/f f-Trigger schlagartig um, und das Relais zjeht an. Beim Abfallen der Temperatur kippt die Schaltung dann wieder in die Ausgangslage zurück. Als Bauelemente geeignet sind: VT1/VT2 = SF126 o. ä., VD1/VD2 = SAY16 o.ä., das Relais K ist ein 12-V-Typ. K.H.S. 4 98 Der Optokoppler und seine Ing. Winfried Müller Einsatzmöglichkeiten r Der Optokoppler ist ein optoelektronisches Bauelement, in dem eingangs¬ seitig zugeführte elektrische Signale zunächst in optische Strahlung umge¬ wandelt werden. Diese werden dann auf der Ausgangsseite des Optokopp¬ lers durch einen Strahlungsempfänger wieder in elektrische Signale zurückversetzt. Durch den vorübergehenden Transport eines Signals mit dem Medium Strahlung lassen sich bestimmte Schaltungsgruppen galva¬ nisch bzw. potentialfrei voneinander trennen. Generell ist dieser Vorgang auch mit Übertragern (Transformatoren) möglich. In zurückliegender Zeit wurden für diese schaltungstechnischen Aufgaben sehr häufig Übertrager eingesetzt, jedoch eine Vielzahl der heute zu bewältigenden Schaltungspro¬ bleme sind mit den den Übertragern anhaftenden Eigenschaften nicht zu realisieren. Darüber hinaus ist ein Übertrager, verglichen mit einem Opto¬ koppler der Halbleitertechnik, ein relativ voluminöses, aber auch aufwendi¬ ges und demnach auch teures Bauelement. Das Prinzip des Optokopplers ist nicht neu. Bevor Lichtemitter- und In¬ frarot- (IR) Dioden zur Verfügung standen, Fotodioden oder Fototransisto¬ ren ebenfalls noch unbekannt waren, wurden funktionell ähnliche Opto¬ koppler mit in jener Zeit verfügbaren Bauelementen wie Glühlampe, Fotowiderstand oder Fotozelle aufgebaut. Solche Optokoppler konnten nur in begrenztem Maß dort eingesetzt werden, wo das relativ träge Reaktions¬ verhalten dieser frühen Optokoppler keine Rolle spielte. Die damaligen Op¬ tokoppler waren meist keine kompakten Bauelemente, sondern wurden als Einzelbauelemente zum Bestandteil des Schaltungsaufbaus. Die Kenntnisse der Halbleiterphysik, in Verbindung mit den technologi¬ schen Möglichkeiten der Mikroelektronik, führten zur Entwicklung von In¬ frarotdioden, Fotodioden und Fototransistoren u. a. m., die zunächst als Einzelbauelemente zu einem optoelektronischen Koppler zusammengefaßt wurden. Eingefügt sei der Hinweis, daß man diese hybride Bauform trotz ihrer ungünstigen Parameter auch heute noch herstellt, da durch den relativ großen Abstand der Bauelemente zueinander eine hohe Spannungsfestig- keit/Isolationsspannung erreicht wird. Als Senderbauelement hat sich die Infrarotdiode allgemein durchgesetzt. Ihr Emissionsmaximum liegt in der Nähe der maximalen spektralen Empfindlichkeit der Empfängerbauele¬ mente, die Silizium als Chipmaterial verwenden. Fototransistoren, Fotodio- 7 * 99 Bild 1 Bauformen von geschlossenen Optokopplern (VEB Werk für Femsehelektronik) den und Fotothyristoren sind, nach ihrer Bedeutung aufgezählt, die wichtig¬ sten Empfängerbauelemente. Mit einem Fototransistor in einem Optokopp¬ ler können die meisten Anwenderforderungen erfüllt werden. Außerdem gibt er durch die dem Fototransistor innewohnende Verstärkereigenschaft ein relativ großes Ausgangssignal ab. Unter dem Begriff Optokoppler wird immer der geschlossene Optokoppler verstanden. Sender- und Empfängerbauelement befinden sich in einem für optische Strahlung dichtem Gehäuse, die Strahlungsbrücke zwischen dem Sender- und Empfängerbauelement läßt sich weder durch äußere Bestrah¬ lung noch durch mechanische Einwirkung beeinflussen. Als Beispiel für einen Optokoppler, der mit diskreten Bauelementen aufgebaut wird, ist der Typ MB 101 zu nennen (Bild 1). Die Mehrzahl moderner Optokoppler wird im DIL-Gehäuse mit 6 oder 8 Anschlußfahnen angeboten (Bild 2). Sender und Empfänger sind als Chips auf einem Trägerstreifen befestigt, wobei der S 5 k I, »t 1 rf 1 rf 1 MBtOk \mb no & ! Ti 4 j 4j a) 1 2 3 fe ^1 fr I 1 MB 777 ~r- rfr Ljrfrr bl t 2 3 k 37 c) Katode 'Eingangsseite Emitter Bild 2 Anschlußbelegungen von Optokopp¬ lern (s. auch Tabellel) 100 Bild 3 Aufbauprinzip eines Optokopplers im DIL-Gehäuse Abstand zueinander nur Bruchteile eines Millimeters beträgt (Bild 3). Zwi¬ schen beiden Chips ist eine transparente, die Strahlung leitende Kunstharz- füllung eingebracht. Sie hat elektrisch isolierende Eigenschaften und ver¬ hindert beim Umspritzen des Trägerstreifens mit Gehäusematerial, daß dieser Zwischenraum mit Gehäusematerial ausgefüllt wird. Neben dem mit einem Fototransistor ausgestatteten Typ MB 104 stehen dem Anwender der Typ MB 110 mit Fotodiodenempfänger und der Typ MB 111, ebenfalls mit Fotodiodenempfänger, dem ein integrierter Trigger mit TTL-Ausgang nachgeschaltet ist, zur Verfügung. Der Einsatz von Foto¬ dioden als Empfänger gestattet das Übertragen hoher Frequenzen bis zu etwa 10 MHz. Derartige Optokoppler wendet man in der Datenfernübertra¬ gung an. Optokoppler mit einem Fototransistor als Empfänger können nur Signalfrequenzen, in Abhängigkeit von der Schaltungsauslegung, im Be¬ reich von 50 bis etwa 500 kHz übertragen. Offene Optokoppler werden auch als Strahlschranken bezeichnet. Sender¬ und Empfängerbauelemente sind in einem Abstand zueinander angeordnet, der es erlaubt, Gegenstände oder Personen die Strahlschranke passieren zu lassen. Die Strahlung wird durch die sich in die Strahlschranke hineinbewe¬ genden Gegenstände'unterbrochen. Die miniaturisierte Ausführungsform der interessierenden offenen Optokoppler wird als Gabel- und als Reflex¬ koppler (Bild 9) angeboten. Der Gabelkoppler MB 123 ist mit den diskreten Bauelementen VQ110 und SP201 aufgebaut. Die Schrankenbreite beträgt 3,2 mm. In dieser Gabelöffnung können bequem Blenden oder rotierende Lochstreifen bewegt werden. Den Gabelkoppler setzt man vorwiegend als kompaktes Bauelement in Maschinenüberwachungs- und Steuerungsein¬ richtungen ein. Im Reflexkoppler MB 125 sind Sender- und Empfängerchip nebeneinan¬ der angeordnet. Die emittierte Strahlung des Senders gelangt zum Empfän¬ gerbauelement über den Umweg eines die Strahlung reflektierenden Me¬ diums. Der MB 125 ist als Schaltelement zur Bandendabschaltung in Magnetbandgeräten gedacht. Andere Einsatzgebiete kann die Drehzahl¬ überwachung oder die Bewegungsrichtungserkennung sein. Durch die Mi¬ niaturbauform ist der Reflexkoppler besonders für den Einsatz in der Medi- 101 zinelektronik, z. B. als Sensor zur Erfassung der Pulsfrequenz, interessant. Wird der Reflexkoppler zu diesem Zweck an einer geeigneten Hautoberflä¬ che aufgelegt, so sind die Durchblutungsschübe wahrnehmbar, da sich in Abhängigkeit von der Herzfrequenz die Reflexionseigenschaften des Blutes verändern. Wichtige Begriffe Gleichstromübertragungsverhältnis Mit der Angabe des Gleichstromübertragungsverhältnisses oder auch dem Kop¬ pelfaktor oder CTR (current transfer ratio) wird das Verhältnis von Aus¬ gangsstrom zum Eingangsstrom gekennzeichnet. Diese das Bauelement charakterisierende Größe wird auch zu dessen Klassifizierung herangezo¬ gen. Die Klassifizierung ist notwendig, da sich eine Reihe von Fertigungs¬ einflüssen auf das Gleichstromübertragungsverhältnis auswirken. Ein Ver¬ gleich des Gleichstromübertragungsverhältnisses des MB 101 (1 bis 4%) mit dem des MB 104 (40 bis 280%) zeigt erhebliche Unterschiede. Sie erklären sich durch die unterschiedlich großen geometrischen Abstände zwischen Strahlungsquelle und Fotoempfänger. Spannungsfestigkeit/Isolationsspannung Die Spannungsfestigkeit wird meist durch eine Gleichspannung angegeben, die je nach Typ im Bereich von 1 bis 5 kV liegen kann. Die Spannungsan¬ gabe bezieht sich auf den Potentialunterschied zwischen einem Eingangs¬ und einem Ausgangsanschluß des Optokopplers. Grenzfrequenz Die maximal von einem Optokoppler übertragbare Signalfrequenz ist zu¬ nächst von den Schaltzeiten des Sender-, insbesondere aber von denen des Empfängerbauelements abhängig. Außerdem hat die äußere Schaltungsdi¬ mensionierung auf die Übertragungseigenschaften Einfluß. Anwendungen Der Einsatz von (geschlossenen) Optokopplern ist dort erwünscht, wo be¬ stimmte Schaltungskomplexe oder Gerätesysteme einer Anlage, galvanisch voneinander getrennt, miteinander korrespondieren müssen. Die Notwen¬ digkeit hierzu kann unterschiedliche Gründe haben. Für Steuerungs- und Regelungszwecke sind auf dem Leitungsweg über 102 größere Entfernungen digitale Informationen störfrei auszutauschen. Der direkte Verbund von entfernt stehenden Gerätesystemen stößt durch die an den Gerätestandorten unterschiedlich vorhandenen Erdpotentiale auf Schwierigkeiten. Zwischen den Anschlußstellen können Potentialunter¬ schiede von einigen Volt auftreten, die die TTL-Eingänge eines Rechners zwangsläufig blockieren. Tabelle Anschlußbelegung der WF-Optokoppler MB 104 MB 110 MB 111 1 IRED-Anode 2 IRED-Katode 3 nicht belegt 4 Emitter Anode nicht belegt 5 Kollektor Katode IS-Ausgang Y 6 Basis nicht belegt IS-Masse 7 - IS-Betriebsspannung 8 - IS-innere Verbindung Ähnliche Probleme in Verbindung mit Forderungen des Berührungs- und des Explosionsschutzes ergeben sich z. B. in der Medizinelektronik. Wich¬ tig ist auch die Trennung von Ansteuerelektronik und dem anzusteuernden Lastkreis, um Rückwirkungen auf die Ansteuerelektronik auszuschließen. Auch für diese Anwendungen wird durch den Einsatz von Optokopplern der geforderte Berührungsschutz erfüllt. Elektronisches Relais (Bild 4) Das elektronische Lastrelais kann mit einer Gleichspannung im Bereich von etwa 3 bis 32 V geschaltet werden. Die Möglichkeit, das Relais in •einem so breiten Steuerspannungsbereich schalten zu können, ist auf die im IR-Diodenzweig eingefügte Konstantspannungsquelle zurückzuführen. Die Funktion einer Konstantstromquelle erfüllt der Feldeffekttransistor VI. Bei gesperrtem Transistor V3 (Fototransistor in Ul ist bestrahlt) fließt in den Thyristor V4 Gatestrom. Über den dadurch leitenden Thyristor und 2 in Durchlaßrichtung liegenden Dioden aus der Gleichrichterbrücke V5 bis V8 erhält die Steuerelektrode des Triac V9 Zündstrom. Die Schaltung ist so konzipiert, daß der Triac nur in der Nähe des Nulldurchgangs der Wechsel- spannung, nämlich bis zu einem Momentanwert von etwa 30 V zündet. Darüber hinaus entsteht am Abgriff des Basisspannungsteilers eine Span¬ nung von aO,6V, bei der der Transistor V3 leitend wird, womit die Gate¬ elektrode von V4 Massepotential erhält. Der Triac läßt sich von diesem Mo¬ mentanwert der anliegenden Halbwelle ab nicht mehr ansteuern. Universelles elektronisches Relais mit Triac, für Ansteuerspannungen im Bereich von 3 bis 32 V Bild 5 a - elektromechanisches Relais mit 2 Umschaltkontaktgruppen; b - elektronisches Relais mit gleicher Funktion wie bei a Elektronisches Relais mit Umschaltkontakten (Bild 5) Das Bild 5a zeigt die Schaltung eines elektromechanischen Standardrelais mit 2 Umschaltkontakten. Die gleiche Schaltfunktion gewährleistet die in Bild 5b wiedergegebene Schaltung mit 4 Optokopplern und 1 Transistor. Die Optokopplergruppen U2 und U4 sind bei durchgesteuertem Transi¬ stor VI aktiviert. Am Steuereingang U m des elektronischen Relais liegt zu diesem Zweck eine positive Spannung bzw. H-Pegel. Zum gleichen Zeit¬ punkt (oder unter der erwähnten Ansteuerbedingung) fließt durch die IR- Dioden der Optokoppler Ul und U3 kein Strom. Die Summe der Durchla߬ spannungen der IR-Dioden und der in diesem Zweig liegenden Diode V2 ist größer als die Summe der Spannungsabfall über den Transistor VI so¬ wie die Optokoppler U2 und U4. Sind am Eingang t/ in = 0 V bzw. L-Poten- tial angelegt, dann erhalten die im Transistorzweig liegenden Optokoppler keinen Strom, während im anderen Zweig Strom fließen kann. Die Aus¬ gänge der Optokoppler enthalten Fototransistoren, die mit einem separaten Transistor zu einer Darlington-Stufe geschaltet sind. Die paarweise mitein¬ ander verknüpften Darlington-Stufen bilden die elektronischen «Umschalt¬ kontakte». Die wechselweise Ansteuerung eines Darlington-Paaies erreicht man durch die Einschaltung der IR-Dioden in den beiden Stromzweigen. Der «Kontakt»belastüngsstrom wird vom Transistortyp in der Darlington- Ausgangsstufe bestimmt. Den Widerstand R2 berechnet man mit Gl. (1): R2 Ub Ur Un Ufa h R2 Ub- 0,7 V- 1,3 V- 1,3 V 50 mA = 20 (U b - 3,3 V); ( 1 ) R2 in ü. RI ergibt sich aus Gl. (2). 5% vom Wert des IR-DiOdenstroms werden als benötigter Basistrom zur Berechnung angesetzt: RI Um UcE Ufi Uf‘ 50-0,05 ( 2 ) Rl in O. Leistungsschaltstufe mit Diac/Triac (Bild 6) Die in CI gespeicherte Energie entlädt sich über die Gate-Hl-Elektroden- strecke des Triac V7, wenn die Ladespannung in CI die Durchbruchspan¬ nung des Diacs V6 (30 bis 35 V) erreicht hat. CI wird über R2 in jeder Halb¬ welle erneut aufgeladen. Der Triac ist bei bestrahltem Fototransistor in Ul durchgesteuert. In diesem Betriebsfall wirkt die Gleichrichterbrücke auf CI als hochohmiger Nebenschluß, der den Aufladevorgang nicht behindert. Bei nichtbestrahltem Fototransistor erhält die Basis des Transistors VI posi¬ tives Potential. Der dadurch leitende Transistor VI überbrückt die Gleich¬ richteranordnung V2 bis V5. Der mit dem Transistor im Stromfluß liegende 105 1 V VTI * SF 275 aä. VD1 * KTIVo.ä. 1/D2... 5 -SAY12 Bild 6 Leistungsschaltstufe mit Triac und Diac Brückenzweig schließt CI kurz und verbindet den Diac mit Masse. Der Triac V7 ist damit nicht ansteuerbar. Drehrichtungs- und Ein/Aus-Steuerüng für einen Kleinmotor (Bild 7) Die Optokoppler Ul und U2 haben die Aufgabe, den Steuerkreis von der Lastelektronik galvanisch getrennt zu halten, um Rückwirkungen in die Steuerlogik zu unterbinden. Die Stromversorgung nimmt man über 2 NF- Leistungsverstärker Al und A2 vom Typ A 2030 vor. Je nachdem, welche Ausgangspotentiale an den Verstärkern vorherrschen, läuft der Motor vor- + 51 / Bild 7 Drehrichtungssteuerung und Ein/Aus-Schalter für Gleichstromkleinmotor 106 oder rückwärts, oder er wird stillgesetzt. Die Ausgangspotentiale der Ver¬ stärker und ihr Zusammenwirken auf die Verhaltensweise des Motors sind von den zwischen den negierenden und den nichtnegierenden Eingängen wirksam werdenden Potentialverhältnissen abhängig. Haben die Ausgänge von Al und A2 gleiches Potential, so ist die Potentialdifferenz demnach 0, es kann durch die Motorwicklung kein Strom fließen. Das ist der Fall, wenn am Gatter D3 L-Pegel anliegt. Der Drehrichtungswechsel wird mit H- bzw. L-Pegel am Eingang von Dl veranlaßt. Zählrichtungslogik für CMOS-IS V4029 (Bild 8) Die Schaltung läßt sich für die Steuerung mehrstelliger Vorwärts-/Rück- wärtszähler, z. B. zum Auszählen von Filmbildern beim Cuttervorgang oder in einem elektronischen Abstimmsystem für Rundfunkempfänger, anwen¬ den. Für die optoelektronischen Bauelemente setzt man entsprechend dem Ul, UZ - MB 123 o.a. D3, Dt - HZ VU030 Dl, DZ * HZ U4093 D5 = 1/9029 Bild 8 Zählrichtungslogik für IS V 4029 Bild 9 Reflexkoppler MB 125, links daneben Strichkode¬ scheibe 10 ? vorliegenden Anwendungsfall Gabel- oder Reflexkoppler ein. Das Signal wird beim Gabelkoppler durch hindurchbewegtes Material ausgelöst, das Bohrungen oder Aussparungen enthält. Reflexkoppler werden durch sich vorbeibewegende, mit Strichmarkierungen versehene Materialien (Bild 9) aktiviert. Die Optokoppler muß man in der Weise zueinander versetzt an¬ ordnen, daß sie wechselweise und nicht zur gleichen Zeit aktiviert werden. Die Zählrichtung muß zeitlich bereits vor dem Eintreffen des Zählimpulses festgelegt sein. Den zeitlichen Verzug bewirken die unterschiedlichen Zeit¬ konstanten der RC-Glieder R4/C1 und R5/C2. Bild 10 zeigt für beide Dreh¬ richtungen die entstandenen Impulsdiagramme. ©. ©. © ©irirnnnnr h_rm_n_n_n_ Bild 10 Impulsdiagramm für Vorwärts-/Rückwärtsbetrieb ELEKTRONIK-SPLITTER T ransis torprüf er Zur Messung der Stromverstärkung eines Transistors genügt eine einfache Schaltung. Der gezeigte Stromlauf plan einer Transistorprüfschaltung stammt aus dem Begleitheft des HFO-Bastlerbeutels Nr. 14, der metallverkappte Siliziumtransistoren enthält. Der Stromlaufplan gilt für npn-Transistoren (Silizium), für pnp-Transistoren (Silizium) sind Meßwerk und Batterie umzupolen. Bei offenem Schalter S wird der Reststrom des Transistors gemessen, der kaum einen Zeigerausschlag hervorrufen darf. Siliziumtran¬ sistoren haben einen sehr geringen Reststrom im nA-Bereich. Bei geschlossenem Schalter S entspricht B = 500 dem Vollausschlag des Meßwerkzeigers. Wird zusätzlich die Taste Ta gedrückt, ist der Zeigervollausschlag B = 100. Als Meßwerk kann auch ein Vielfachmesser mit geeignetem Meßbereich verwendet werden. K. H. S. 108 Dipl.-Ing. Frank Roscher Wissenswertes über PTC-Thermistoren Widerstände, deren Wert sich mit der Temperatur stark ändert, werden Thermistoren genannt. Hierbei gibt es 2 Grundtypen mit völlig unterschied¬ lichen Eigenschaften: NTC- und PTC-Thermistoren. Der vorliegende Beitrag befaßt sich mit den PTC-Thermistoren. Es wurde das Wesentliche für die Amateurpraxis zusammengestellt. PTC ist eine Abkürzung PTC ist die Abkürzung des englischen Ausdrucks «Positive Temperature Coefficient», d. h., es handelt sich um einen (Halbleiter-) Widerstand mit positivem Temperaturkoeffizienten des Widerstandswerts. Ein PTC-Thermi- stor, den man auch als PTC-Widerstand oder Kaltleiter bezeichnet, leitet im kalten Zustand demgemäß besonders gut. Anders gesagt: Der Widerstands¬ wert nimmt mit steigender Temperatur zu. Somit zeigt dieser Halbleiterwi¬ derstand das umgekehrte Verhalten eines Heißleiters. Die Beeinflußbarkeit des Widerstandswerts durch die Temperatur wird im Schaltsymbol entsprechend angegeben. Bild 1 veranschaulicht 3 unter¬ schiedliche Symbole. Links ist das für die DDR standardisierte Schaltzei¬ chen dargestellt, daneben 2 Symbole, die in der internationalen Fachlitera¬ tur anzutreffen sind. S$r - 1 ^ Wichtige Kenngrößen Zur Erläuterung der Kennwerte und einiger anderer Eigenschaften benutzt man die Widerstands-Temperatur-Kennlinie entsprechend Bild 2. Mit cha¬ rakteristischen Kennlinienpunkten werden die Kaltleiter gekennzeichnet. Beim Studium der internationalen Fachliteratur stößt man hier und da auf etwas andere Auslegungen. Auch die Temperatur muß nach SI-Festlegun- 109 Bild 1 Schaltzeichen für PTC-Thermistoren i gen mit T angegeben werden, dennoch ist das v durchaus noch üblich. Im Zusammenhang mit Kaltleitern'werden nachstehend aufgeführte Begriffe verwendet. Anfangstemperatur T Ä Das ist der Temperaturwert, bei dem der ar R -Wert beginnt, positiv zu wer¬ den. Anfangswiderstand R Ä Widerstandswert bei Anfangstemperatur. Bei diesem Wert beginnt der Wi¬ derstand mit steigender Temperatur zuzunehmen. Wie aus Bild 2 ersicht¬ lich, kann man ihn auch als Minimalwiderstand bezeichnen. Bild 2 Widerstandsverlauf eines Kaltleilers in Abhängigkeit von der Temperatur Nenntemperatur T N Das ist die Temperatur, bei der der Widerstandswert des Kaltleiters auf das Doppelte seines Anfangswerts angestiegen ist. Hier beginnt der steile Wi¬ derstandsanstieg. Demgemäß wird sie auch als Umschlag-, Ansprech- oder Sprungtemperatur bezeichnet. Nennwiderstand R N Widerstandswert bei Nenntemperatur. Endtemperatur T E Temperaturwert, bei dem der steile Widerstandsanstieg endet. Endwiderstand R f Es ist der höchste ausnutzbare Widerstand bei der dazu gehörenden End¬ temperatur T e . Er wird auch Warmwiderstand genannt. 110 Kaltwiderstand R 2 o Widerstandswert des Kaltleiters bei 20 °C. International wird in Datenlisten vielfach auch R 2 5 angeführt. Neben Kaltwiderstand ist auch die Bezeich¬ nung Nennwiderstand vorzufinden. Maximaltemperatur T m Es handelt sich um einen Grenzwert, der die höchstzulässige Temperatur¬ belastung eines Kaltleiters kennzeichnet. Maximale Gleichspannung Das ist die höchstzulässige Betriebsgleichspannung bei 20°C Umgebungs¬ temperatur. Schaltgrenztemperatur T G Temperaturwert, bei dem der Widerstandswert eines Kaltleiterfühlers gleich oder größer als 900 fl ist. Untere Schaltgrenztemperatur Tug Das ist die Temperatur, bei der der Widerstandswert eines Kaltleiterfühlers kleiner als oder gleich 300 fl ist. Temperaturbeiwert a R Temperaturbeiwert a R im steilsten Bereich der Ä-T-Kennlinie. Die Größe des Temperaturbeiwerts hängt sowohl vom verwendeten Werkstoff als auch von der Temperatur des Kaltleiters ab. Von 20°C bis zur Anfangstempera¬ tur T a ist der Temperaturbeiwert negativ. Ab T A hat er einen positiven Wert, der im Bereich zwischen den Temperaturen T N und T r am größten ist. Er wird aus der /fr-Kennlinie grafisch ermittelt, indem am geradlinigen Kennlinienteil 2 Temperaturwerte 7j (niedrigere) und T 2 (höhere) festgelegt werden. Dann gilt: _ ln R 2 - ln R 2 Kennlinie - ein kurzer Überblick Eine wichtige Kennlinie, der Widerstandsverlauf in Abhängigkeit von der Temperatur, wurde in Bild 2 bereits vorgestellt. Daraus ist zu erkennen: Wird, bei 20°C beginnend, die Temperatur erhöht, sinkt der Wider¬ standswert des Kaltleiters zunächst ein wenig ab. Die Widerstandszunahme beginnt bei der Anfangstemperatur T A . Der weitere Widerstandsverlauf ist bis zur Nenntemperatur T N noch stark nichtlinear. Erst ab T N bis zur End¬ temperatur 7 e ist die Widerstandscharakteristik annähernd linear. Das kennzeichnet den eigentlichen Arbeitsbereich eines Kaltleiters. Innerhalb dieses Kennlinienabschnitts steigt der Widerstandswert je 10 K erheblich an. Nachteilig ist aber, daß diese hohen Werte nur in einem relativ engen Temperaturbereich verfügbar sind. Somit zeichnet sich der Kaltleiter im Vergleich zum Heißleiter durch einen großen a R -Wert aus (hohe Tempera¬ turempfindlichkeit im vorgenannten Bereich). 111 Bild 3 Typische Strom-Span- nungs-Kennlinie des Kall¬ leiters Eine zweite wichtige Kennlinie ist die stationäre Strom-Spannungs-Cha- rakteristik, wie sie Bild 3 zeigt. Bei geringen Spannungen am Kaltleiter - man rechnet allgemein unter 2 V - steigt der Strom fast verhältnisgleich an, und er verhält sich somit nahezu wie ein ohmscher Widerstand. Dieses Kennlinienstück wird demgemäß als linearer Bereich bzw. als Bereich der Fremderwärmung bezeichnet. Daher muß man diese Kennlinie bei sehr lang¬ samer Spannungserhöhung und kleinem Meßstrom aufnehmen, um eine Eigenerwärmung des Bauelements zu vermeiden. Bei einem bestimmten Grenzwert des Stroms bewirkt eine weitere Spannungserhöhung eine Stromabnahme. Man spricht vom Bereich der Eigenerwärmung , denn nun fließt ein Strom, der den Kaltleiter merklich erwärmt. Außerdem ist der Widerstandswert des Kaltleiters nicht nur temperatur-, sondern bei höheren Spannungen auch spannungsabhängig. Zu beachten ist der «Varistoreffekt», unter dem man die Abhängigkeit des Widerstands 20 W 60 60 100 120 °C 160 112 Bild 4 Einfluß der Meßspannung auf die R-T-Kennlinie von Feldstärken versteht; es bilden sich Sperrschichten. Diese sind beson¬ ders im hochohmigen Zustand ausgeprägt. Bei sehr hohen Spannungen werden auch die a R -Werte negativ. Das kann zum Durchschlag und somit zur Zerstörung des Bauelements fuhren. Man beachte daher die Kenngröße höchstzulässige Betriebsgleichspannung. Sie wird vom Hersteller in den Datenlisten angegeben. Abschließend zu einer dritten Kennlinie. Die Widerstandskennlinien gel¬ ten für Meßspannungen f/s 1,5 V sowie geringe Meßströme, um Einflüsse von Eigenerwärmung und Varistoreffekt gering zu halten. Man kann in etwa davon ausgehen, daß die Eigenerwärmung dann vernachlässigbar ist, wenn die Spannung am Kaltleiter 2 V nicht überschreitet. Bild 4 veran¬ schaulicht den Einfluß der Meßspannung auf die ft-T-Kennlinie. Eine Spannung von beispielsweise 10 V führt zur merklichen Kennlinienverfla¬ chung. Schließlich sei noch erwähnt, daß Kaltleiter auf Grund der Sperrschich¬ ten im Material kapazitives Verhalten zeigen. Das bedeutet, daß der Kalt¬ leiterwiderstand mit steigender Frequerfz abnimmt. Bild 5 zeigt beispiels¬ weise die Abhängigkeit des Kaltleiterwiderstands von der Temperatur bei 4 unterschiedlichen Frequenzen als Parameter. Bild 5 Kaltleiterwiderstand in Abhängig¬ keit von der Temperatur und der Frequenz als Parameter Typenangebot der DDR-Elektronikindustrie Kaltleiter werden vor allem aus Bariumtitanatpulver mit Zusätzen von Me¬ talloxid gesintert. Es entstehen halbleitende Bauelemente, wobei meist die Scheibenform bevorzugt wird. Je nach Art und Menge bestimmter Zusätze zum Bariumtitanat ist der Hersteller in der Lage, Kaltleiter mit unterschied- 8 Schubert, Eljabu 85 113 liehen Nennwiderstandswerten, Nenntemperaturen und Steilheiten der Wi¬ derstandskurven zu produzieren. Das Kombinat VEB Keramische Werke Hermsdorf (KWH) fertigt Kaltlei- ter in Scheiben- und Fühlerform. Die Bauelemente werden nach folgendem 'Kurzzeichenschlüssel gekennzeichnet: Beispiele TP 60/50-4 T - Thermistor P - positiver TK 60 - Kaltwiderstand in CI 50 - Nenntemperatur in °C 4 - Scheibendurchmesser in mm TPM170 T - Thermistor P - positiver TK M - in Fühlerform 170 - obere Schaltgrenztempera¬ tur in °C Bild 6 enthält die unterschiedlichen Bauformen. Die wesentlichen Kenn¬ werte sind in Tabelle 1 und Tabelle 2 zusammengefaßt. Weitere elektrische Informationsdaten findet der Leser in Tabelle 3. Bild 6 Bauformen der vom Kombinat VEB Keramische Werke Hermsdorf gefertigten PTC- Thermistoren Tabelle 1 Scheibenförmige Kaltleiter, Typenreihe TP Typ ^20 Tn Tu v m in O in °C in °C in V TP 30/50-10 30 50 130 50 Gelb 1 TP 30/90-10 90 150 Orange 2 TP 30/120-10 120 190 Rot 3 TP 40/50-7 40 50 130 40 Gelb 1 TP 40/70-7 70 150 Braun 2 TP 40/90-7 90 170 Orange 3 TP 40/120-7 120 190 Rot 4 TP 60/50-4 60 50 130 30 Gelb 1 TP 60/70-4 70 150 Braun 2 TP 60/90-4 90 170 Orange 3 TP 60/120-4 120 190 Rot 4 114 Tabelle 2 Kaltleiter in Fühlerform, Typenreihe TPM Typ Schaltgrenztemperatur in °C untere obere Kenn¬ farben Bau¬ form Kenn- linien-Nr. TPM 90 80 90 Grün Grün A i TPM 100 90 100 Rot Rot 2 TPM 110 105 110 Braun Braun 3 TPM 115 110 115 Gelb Gelb 4 TPM 120 115 120 Grau Grau 5 TPM 130 120 130 Blau Blau 6 TPM 140 130 140 Weiß Rot 7 TPM 150 140 150 Weiß Blau 8 TPM 170 160 170 WeißGrün B 9 Tabelle 3 Elektrische Informationsdaten der Kaltleiter-Typen¬ reihen TP bzw. TPM Kenngröße TP TPM NennwiderstandxÄjo in O s. Tabelle 1 60 Zulässige Abweichung vom Nennwiderstand in % ±50 ±50 Durchschlagsspannung in kV - = 2,32 Da für Kaltleiter bzw. deren Kennlinien keine praktischen mathemati¬ schen Beziehungen vorliegen, entwirft man Schaltungen vorwiegend mit der grafischen Kennlinienauswertung. Um dem Rechnung zu tragen, wer¬ den in Bild 7 bis Bild 13 Kennlinien der vom Kombinat VEB Keramische Werke Hermsdorf (KWH) gefertigten Kaltleiter angegeben. u Bild 9 I-U-Kennlinien der Typen TP 40/... Bild 11 I-U-Kennlinien der Typen TP 60/... Bild 10 R-T-Kennlinien der Typen TP 40/... Einige Anwendungshinweise PTC-Thermistoren sind noch nicht so weit verbreitet wie NTC-Thermisto- ren. Es darf aber damit gerechnet werden, daß in den kommenden Jahren auch Kaltleiter mehr als gegenwärtig an Bedeutung gewinnen. Deshalb sol¬ len nachfolgend einige wenige Einsatzmöglichkeiten vom Prinzip her vorge¬ stellt werden. Kaltleiter kann man in den beiden Zustandsbereichen Eigen- und Fremderwärmung betreiben. Bei Betrieb im Bereich der Fremderwär¬ mung wird die Temperatur des Kaltleiters durch seine Umgebungstempera¬ tur bestimmt. Dazu muß man an das Bauelement eine kleine Spannung an- legen, damit sich seine Temperatur nicht ändert. Der Widerstandswert bleibt in etwa konstant. Eine solche Betriebsart ist z. B. der thermische Wicklungsschutz von Motorwicklungen. In diesem Fall wirkt der Kaltleiter als Temperaturfühler. Bei unzulässig starker Erhöhung der Temperatur im 118 Bild 14 Kallleiter als Füllstandsmelder Motorinneren können entsprechende Sicherheitsschaltungen ausgelöst wer¬ den. Andersartige Anwendungsmöglichkeiten ergibt der Betrieb im Bereich der Eigenwärmung. Hierbei wird die Kaltleitertemperatur durch die ange¬ legte Spannung sowie die Kühlung bestimmt. Diese Form wird beispiels¬ weise industriell in Flüssigkeitsfüllstandsmeldem u. ä. ausgenutzt. Bild 14 zeigt das Prinzip. In einem Behälter ordnet man den (Kaltleiter-) Fühler dort an, wo die maximale Füllstandsmenge erreicht sein soll. Dabei wird an den Kaltleiter eine hohe Spannung (> 10 V), angelegt, wodurch ein Strom fließt, der ihn merklich erwärmt. Steigt die Flüssigkeit so weit an, daß der Kaltleiter darin eingetaucht wird, so kühlt sie ihn stark. Demzufolge nimmt sein Wider¬ standswert erheblich ab. Der maximale Füllstand kann durch.einen Grenz¬ wertmelder signalisiert werden. Ebenso denkbar wäre eine Anordnung, die den Zufluß entsprechend abschiebert. Bild 15 gibt ein Beispiel für eine Blinkschaltung, bei der die Spieldauer (d. h. der Kehrwert der Blinkfrequenz einer der beiden Lampen) von der Umgebungstemperatur und der jeweiligen Speisespannung abhängt. Bild 16 veranschaulicht das Prinzip einer Temperaturüberwachungseinrichtung. In diesem Fall wirkt der Kaltleiter wiederum als Temperaturfühler. Beim Bild 15 Kaltleiter zum Rückkoppeln im Multivi¬ brator Bild 16 Prinzip einer Temperaturüberwachungs- einrichtung Bild 17 Relaisanzugsverzögerung mit Kaltleiter Überschreiten einer festgelegten Grenztemperatur wird ein Schaltvorgang ausgelöst (z. B. Alarmsignal). Im «Normalzustand» ist das Relais angezo¬ gen. Bei der Erhöhung der Umgebungstemperatur bis zum Grenzwert wird der Kaltleiter entsprechend erwärmt. Das Relais fällt ab, wenn der mit dem Einsteller fixierte Ansprechpunkt überschritten wird. Ein Ruhekontakt im Signalkreis löst beispielsweise einen Alarm aus. Im Signalkreis kann man sowohl das Arbeitsstrom- als auch das Ruhestromprinzip ausnutzen. Bei dieser Anordnung ist zu beachten, daß keine unzulässige Eigenerwärmung des Kaltleiters hervorgerufen wird (Bemessungsfrage). Bild 17 zeigt schlie߬ lich noch eine Relaisanzugsverzögerung mit einem Kaltleiter. Nach der Zu¬ schaltung der Speisespannung fließt der Strom zunächst über den parallel zur Relaiswicklung liegenden Kaltleiter. Dieser relativ hohe Strom erwärmt den Kaltleiter - er wird hochohmig. Der Strom fließt dann, zunehmend über die Relaiswicklung. Das Relais zieht an, wenn der Wert des Ansprech¬ stroms erreicht wird. Diese wenigen Anwendungsbeispiele sollen genügen. Weitere Anwen¬ dungen findet der Leser in [2). Dort werden auch einige Bemessungshin¬ weise gegeben. Zusammenfassung Im vorliegenden Beitrag wurde das Bauelement PTC-Thermistor (Kaltleiter) behandelt. Dargestellt wurde alles das, was dem Anwender Nutzen bringen kann. Dem Auskunftsuchenden werden die Hilfen geboten, die er beim Umgang mit Kaltleitem weitestgehend benötigt. Aus diesem Grund sind Kenndaten und Kennlinien der Hauptinhalt. Die Vorstellung von Schalt¬ beispielen war nicht Sinn und Zweck des Beitrags. Diesbezüglich muß der interessierte Leser auf weiterführende Literatur verwiesen werden, z. B. [1]. Literatur [1] F. Bergtold, Photo-, Kalt- und Heißleiter sowie VDR. München 1968. [2] G. Graichen, Theorie, Kennwerte und Anwendung keramischer Kaltleiter, radio- femsehen-elektronik 29 (1980), Heft 5, Seite 311 bis 314. [3] Keramische Halbleiterwiderstände. Kombinat VEB Keramische Werke Hermsdorf 1978. 121 Günter Siegel - Y2-16156/M39 80-m-Band-Empfänger - Tips für den Anfänger Der beginnende Funkamateur benötigt einen Kurzwellenempfänger für den Empfang der Amateurbänder, damit er als Hörer am internationalen Ama¬ teurfunk teilnehmen kann. Zwar gibt es inzwischen den Amateurempfän- ger-Bausatz AFE12, der aber einigen finanziellen Aufwand erfordert und im Aufbau nicht ohne Probleme ist. Im «Elektronischen Jahrbuch 1981» wurde von K. Kliewe , Y23UA, ein mit integrierten Schaltkreisen bestückter Kurzwellenempfänger für das 80-m-Band beschrieben, der von vielen An¬ fängen nachgebaut wurde [1]. Dieser Beitrag ist für den Anfänger als Ergän¬ zung zum erfolgreichen Nachbau gedacht. Ein Jugendlicher im Nachrichtensport will sich nicht nur mit den erwor¬ benen Kenntnissen aus der Ausbildung zufriedengeben. Er möchte durch aktive Teilnahme als Hörer (SWL) zu jeder Zeit QRV sein, dadurch seine Kenntnisse zu solidem Wissen im Bereich der Funktechnik ausbauen, um später in der NVA als Nachrichtenspezialist erfolgreich tätig sein zu kön¬ nen. Wie gesammelte Erfahrungen in Ausbildungsgruppen beim funktech¬ nischen Gerätebau zeigen, stellen sich beim Nachbau des 80-m-Band-Emp- fängers einige Probleme ein, die durch die nachfolgenden Bemerkungen gelöst werden können. Die in [1] vorgestellte Empfängerkonzeption eröffnet durch den IS-Einsatz eine relativ einfache, zeitgerechte Änderung der bis¬ her üblichen Schaltungstechnik. Nachbauobjekte weisen bei Einsatz der IS- Technik eine höhere Erfolgsquote auf. Das trifft allerdings nur zu, wenn konkrete Angaben für alle Bauteile vorliegen. Erforderliche Meßgeräte wie Vielfachmesser, Universalgenerator und Oszillograf sind laut Grundausstat¬ tungsplan in jeder polytechnischen Oberschule vorhanden. Nach Abstim¬ mung mit dem Physiklehrer oder dem Leiter des fakultativen Unterrichts nach Rahmenprogramm kann die Benutzung den interessierten Jugendli¬ chen ermöglicht werden. Funktionsprinzip des KW-Einfachsupers Auf das Prinzip eines Einfachsupers wird nur kurz eingegangen, da dieses Stoffgebiet Bestandteil des Ausbildungsprogramms der Wehrsportdisziplin Amateurfunk ist. Der Empfänger (Bild 1) erfaßt den Frequenzbereich 3,5 122 bis 3,8 MHz. Der Osaillatorkreis mit Sp 4 schwingt dabei von 3,955 bis 4,255 MHz. Das Antennensignal gelangt über das Potentiometer 500 CI oder 1 kD an den Empfängereingang. Mit dem Potentiometer kann das Ein¬ gangssignal abgeschwächt werden, um Störungen im Nutzsignal zu verrin¬ gern. Spl und Sp2 in Verbindung mit 2 Sektionen des Drehkondensators ergeben ein 2kreisiges Bandfilter mit für ein solches Gerät ausreichenden elektrischen Daten. Der Kondensator 2,5 pF wird aus verdrilltem Schalt¬ draht selbst hergestellt. 2 Schaltdrähte, etwa 15 mm lang, werden ungefähr 5mal verdrillt und anschließend eingelötet. Die Stufe mit dem FET KP 303 D oder E verstärkt das Eingangssignal und entlastet den HF-Ein- gang des A(R)244D. SP4 und eine Sektion des Drehkondensators bilden den Oszillatorschwingkreis. Die Zwischenfrequenz erhält man aus der Beziehung .Aisziiiator Eingang Zwischenfrequenz, 3,955 MHz - 3,500 MHz = 455 kHz. Mit Fil in Verbindung mit Dl, 10 nF, 1,5 kfl, 20 pF und 8,2 kü wird die HF-Regelspannung für den A(R)244 D gewonnen. Fi2 und die Piezofilter blau und rot bestimmten die ZF-Bandbreite. Am ZF-Filter Fi3 wird die ZF ausgekoppelt und dem A(R) 220 D zugeführt. Der Transistor T2 erzeugt eine Frequenz von / = 455 kHz (BFO), die über T3, 22 nF und den Einstellregler ebenfalls in den A(R) 220D eingekoppelt wird. Diese Hilfsfrequenz ermög¬ licht mit dem A(R)220D die Demodulation des SSB-Signals bzw. eines AlA-Signals. Am Pin 8 steht das NF-Signal zur Verfügung. Dieses Signal steuert den A(R)211D, den NF-Verstärker des Kurzwellenempfängers. Die Leiterplatte Über die Anfertigung der Leiterplatte sollte man mit einem erfahrenen OM sprechen. Sie sollte in jedem Fall auf fotochemischem Weg hergestellt wer¬ den. Angebote zur Herstellung sind aus dem Anzeigenteil der Zeitschrift FUNKAMATEUR zu ersehen. Der höhere finanzielle Aufwand macht sich durch die exakte Ausführung der Leiterplatte bezahlt. Besonders bei hoher Anschlußdichte (IS) ist beim ungeübten Selbstanfertigen mit Mißerfolgen zu rechnen. Spätere Bohrungen für die Bauelemente sollten 1 bis 1,5 mm Durchmesser haben. Bei der Leiterplattenvorlage sind noch mit einem schwarzen Filzstift vor dem Kopieren Pin 8 des A(R) 220 D und Pluspol des Elektrolytkondensators 5 pF mit dem heißen Ende des Kondensators 22 nF zu verbinden. Um Unklarheiten zu beseitigen, sei gesagt, daß mehr Ent¬ kopplungswiderstände (100 O) zum Pluspol der Betriebsspannung, als im Schaltplan angegeben, eingesetzt wurden. Die zu verwendende fotografi¬ sche Vorlage ist im Maßstab 1:1 in [1] auf dem Buchinnendeckel abge¬ druckt. Die noch nicht verzeichneten Bohrungen für die im weiteren Text angegebenen Filter können noch bequem nachträglich auf die fertige Lei¬ terplatte gekörnt werden (s. Bild 9). 124 Lötarbeiten Die Leiterplatte sollte vor dem Bestücken mit in Spiritus aufgelöstem Kolo¬ phonium eingestrichen werden. Bauelementeanschlüsse vor dem Einlöten in der benötigten Länge schneiden, biegen und anschließend verzinnen. Wenn es die finanzielle Situation gestattet, sollten für die IS Fassungen eingesetzt werden. Der FET KP 303 ist als letztes Bauelement einzulöten, aber Lötkolben vorher aus dem Netz ziehen! Die Leiterplatte sollte bau¬ gruppenweise bestückt und in Betrieb genommen werden. Mögliche Rei¬ henfolge: - Netzteil, - NF-Verstärker, - BFO, - Schaltungsteil A 220 D, - Schaltungsteil A 244D und restliche Filter. Diese Arbeitsweise erleichtert das Erkennen von möglichen Fehlern in den einzelnen Baugruppen. ZF-Filter Die Selektivität des ZF-Verstärkers bestimmt in entscheidender Weise die Qualität des Empfängers. Es zahlt sich aus, dabei zu experimentieren. Wie Versuche zeigten, läßt sich ein ZF-Filter zusammenstellen, das eine gemes¬ sene ZF-Bandbreite von <3 kHz bei 3 dB, <4,5 kHz bei 6 dB, allerdings mit relativ geringer Weitabselektion aufweist. Hier leistet ein kleiner, schnell in fliegender Verdrahtung aufgebauter Wobbler (Bild 2), in Verbin¬ dung mit einem Oszillografen, sehr gute Dienste beim Zusammenstellen 125 der Piezofilter und «Kompensationskondensatoren». Bild 2 zeigt den Stromlaufplan des Wobblers, Bild 3 die Versuchsanordnung zur Aufnahme der Filterkurve. Nach dem Aufbau des Wobblers untersucht man diesen nochmals auf Verdrahtungsfehler. Der Abgleich geschieht nach Bild 3 wie folgt. Der Ein¬ stellregler 50 kfl steht in Mittelstellung. Abgleichkem der Spule LI langsam eindrehen und Einstellregler Hl dabei verstellen. Erscheint die Durchla߬ kurve, werden LI,.Hl und R2 so eingestellt, daß sich bei geringer Änderung von Hl und H2 die Durchlaßkurve in ihrer Gestalt nicht mehr ändert. So ar¬ beitet man im linearen Teil der Kapazitätsänderung der Z-Diode VDl. Die VD 7 » Bastei-Z-Diode LI • MW-Spule, Oszillator- oder Vor kreistyp (roter Spulenkern) nach Entfernen der Wicklungen 250 Windungen, OJ5-mm-CuL, auf bringen Bild 2 Stromlaufplan des einfachen Wobbelgenerators Bild 3 Versuchsanordnung zur Aufnahme der Filterkurve 126 Bild 4 Filler kurve ohne Korrektur des Durchlaßbe¬ reichs Bild 5 Filterkurve nach Korrektur des Durchlqßbe- reichs Abbildung auf dem Schirm des Oszillografen entspricht den tatsächlichen Verhältnissen. Geringes Verstellen des Spulenkerns (Eindrehen) drängt nur noch die Durchlaßkurve zusammen. So erkennt man Nebenmaxima bes¬ ser. Obwohl eine solche einfache Experimentalanordnung keine konkrete quantitative Aussage zuläßt, kann man durch Vergleich auf dem Bildraster des Oszillografen die sich ergebende Filterkurve gut verfolgen und beurtei¬ len. Man stellt eine schmale, mit bestmöglichen Flanken und geringen Ne¬ benmaxima behaftete Durchlaßkurve ein. Um dieses Ziel zu erreichen, kombiniert man jeweils die Anschlüsse der Piezofilter und versucht mit Rohr- bzw. Styroflexkondensatoren in der Grö¬ ßenordnung von 80 bis 330 pF für CI und von 0 bis 80 pF für C2 und C3 die Durchlaßkurve geeignet zu verändern. Bild 4 zeigt die Durchlaßkurve vor der Korrektur, Bild 5 nach der Korrektur. Werden noch schmalere Durch¬ laßkurven gewünscht, ist das durchaus möglich. Hier muß man dann aller¬ dings Piezofilter gleicher Farbe verwenden! Achtung! Die Anschlüsse der Piezofilter nur sehr kurz beim Löten berüh- . ren (mit Zange Wärme abführen), sonst kann es zu starken Änderungen der elektrischen Daten der Filter kommen (Rekombinationsvorgänge), oder das Filter setzt vollständig aus. Bild 6 zeigt die Versuchsschaltung in fliegender Verdrahtung. 127 Bild 6 ZF-Filter in fliegender Verdrahtung auf dem Wobbelmeßplatz Spulen und Filter, Drossel Die Wickelangaben von K. Kliewe führen zu mehrlagigen Spulen für SP1 bis SP4. Damit erreicht man nicht sicher die angegebene Induktivität. In der Tabelle sind die korrigierten Wickeldaten des 80-m-Band-Empfängers angegeben. Die verwendeten Spulenkörper stammen aus der Spulenreihe StB/SRB, siehe Bild 7. Die Abgleichkeme haben eine gelbe Kunststoff- Kernbremse (FM-Filterkeme). Nach dem Entfernen der Wicklungen und der Kondensatoren nimmt man den Aufbau der Spulen gemäß Bild 8 vor. Die beschriebenen Spulen und Filter sind auf der Leiterplatte nach dem vorgegebenen Bestückungsschema (Bild 9) zu verlöten. An mit X gekenn- Tabelle Korrigierte Spulendaten für 80-m-Band-Empfänger [11 Spule Kreiswin¬ dungen (1) Koppelwin¬ dungen (2) Drahtdurch¬ messer Kreis-C in pF Spl 70 5 0,1-mm-CuL 39 Sp2 70 30 0,1-mm-CuL 39 Sp3 70 10 0,1-mm-CuL 39 Sp4 45 + 15 20 0,1-mm-CuL 56 128 Bild 7 Ansicht der AM-Kleinfdter und Filterkörper der Spulenreihe StB/SRB Wai Filter von oben: Wei Wai W a Wer W A1 w (-Kreis- "At J Wicklung Koppel- ^ AZ W e , ^Atf wicklung Spl Spule 1...3 Anzapfung - Anzapfung ^3 W» % IVaz SpZ Sp3 Spule An Wai - Wej Ein keramischer Rohr¬ kondensator 56pF stehend einlöten! ■W EZ Wa 2 5Sp Wn Wai Wa = Wickelanfang W E = Wickelende * ' 1 1 (1) m Kreiswicklung Sf"* 6 * (2) = Koppelwicklung Bild 8 Bewicklungsvorschrift für Spulen Spl bis Sp4. Die Windungen sind straff und dicht nebeneinander im Uhrzeigersinn aufzubringen. Es darf zu keiner Schlaufenbildung oder zum Kreuzen von Windungen kommen 9 Schubert, Eljabu 85 129 Fi2, AM 106 Kreiswicklung ^sr' Koppelwicklung Kleinfilter AMWI...V5 Bestückungsseite Alle Filter von oben gesehen Bild 9 Zusätzliche Angaben zur Bestückung der Leiterplatte in [1] mit Spulen und Filtern zeichneten Stellen sind Bohrungen mit einem Durchmesser von 2 mm für die Erdungsfahnen der Filterkappen anzubringen. An den mit 0 gekenn¬ zeichneten Stellen ist unter der Leiterplatte ein keramischer Rohrkonden¬ sator von 39 pF einzulöten. Den Stift 2 bei den AM-Filtern kneift man mit einem Seitenschneider am Spulenkörper ab oder zieht ihn erwärmt aus dem Spulenkörper heraus. Beim Filter Fi2 ist vor dem Einlöten die Abschirmkappe abzuziehen und, um 90° (gegen den Uhrzeiger) verdreht, wieder aufzusetzen. Außerdem ist es sinnvoll, nach dem Einlöten dieses Filters die Anschlußdrähte der Wick¬ lung 1 und 3 abzulöten und auszutauschen; das gleiche führt man mit den Anschlußdrähten 4 und 6 durch (geeignetere Kopplung). Als Filter Fi2 muß man unbedingt einen Typ AM 106 verwenden, da entgegen den Angaben in [1] ein Übersetzungsverhältnis 1:2 erforderlich ist; sonst wird die notwen¬ dige Dämpfung des ZF-Filters von -18 dB nicht erreicht. Für die Drossel wird eine KW-Spule (mit schwarzem Spulenkern) ver¬ wendet. Wicklungen entfernen und 125 Wdg., 0,15-mm-CuL, aufbringen. Außer bis auf 2 Anschlußstifte sind alle anderen zu erwärmen und'anschlie- ßend zu entfernen. Danach paßt die Drossel in das Raster der Leiter¬ platte. Hinweise zum BFO Das Oszillatorsignal von T2 ist am Lötpunkt 2,2 kO/1 nF/Kollektor von T2 auf saubere Sinusform mit dem Oszillografen zu überprüfen. Arbeitet diese Stufe einwandfrei, tastet man anschließend den Emitter von T3 an. Im wei- 130 teren ist, wie nachfolgend beschrieben, zu verfahren. Vorwiegend muß man die Spannungsteiler korrigieren. Beim kapazitiven Spannungsteiler ist der nach Masse liegende Kondensator zu verkleinern (etwa bis auf 620 pF), und der zwischen Basis und Emitter liegende Kondensator muß vergrößert werden (bis auf etwa 22 nF, wenn er¬ forderlich). Den Ohmschen Spannungsteiler muß man von 47 kü vergrößern bis auf maxi¬ mal 68 kn und von 33 kfl bis auf minimal 22 kO verkleinern. Die Auskoppelstufe T3 wird von 47 und 6,8 kfl auf jeweils 15 kO geändert. T2 und T3 können Miniplast-HF-Basteltypen sein. Wegen der erforderlichen Frequenzkonstanz müssen die im frequenzbe¬ stimmenden Zweig liegenden Kondensatoren Styroflextypen sein. Die ex¬ trem saubere Arbeitsweise des BFO ist deshalb notwendig, da sonst uner¬ wünschte Mischprodukte (und dadurch Pfeifstellen) entstehen können. Der Auskoppelwiderstand sollte zuerst ein 100-kft-Einstellregler sein. Wird das Ausgangssignal nicht gemessen, verkleinert man langsam den Widerstands¬ wert und stellt ihn auf ein sauberes SSB-Signal ein. Der Koppelkondensator 4,7 nF, der auf der Leiterplattenvorlage vorhanden ist, kann durch eine Drahtbrücke eingespart werden! Um stets ein sauberes SSB- bzw. AlA-Signal zu empfangen, ist es sehr vorteilhaft, wenn der BFO frequenzvariabel gestaltet wird. Dazu ist in freier Verdrahtung auf der Bestückungsseite, parallel zum Schwingkreis (Sp 5), die in Bild 10 gezeigte Schaltung einzubauen. fc Baugruppentests NF-Verstärker Am 25-kfl-Potentiometer NF-Signal aus dem Universalgenerator anlegen und abhören bzw. mit Oszillograf kontrollieren. Einfacher, längerer Schrau¬ bendreher an Pin 8 halten; das bewirkt einen starken 50-Hz-Brummton im Lautsprecher bzw. Kopfhörer. ZF-Übertrager (BFO) Schon beschrieben, siehe oben. Trakt A(R)220D und Trakt A(R)244D Je Trakt Stromaufnahme prüfen. 1= 14 bis 20 mA bei 12 V. Die Wicklun¬ gen der Spule 4 müssen exakt nach Vorgabe angefertigt sein, sonst schwingt der Oszillator nicht an. FET-Stufe mit KP303 Stromaufnahme prüfen, je nach Verstärkung des Transistors liegt diese zwi¬ schen 3 und 10 mA. 9* 131 Empfängerabgleich ZF-Filter Da das ZF-Filter, bestehend aus Filter Fi2 und den Piezofiltern, schon durch das Wobbeln abgeglichen wurde, ist beim Einlöten der Bauteile be¬ sonders vorsichtig zu verfahren. Es ist später nur noch ein Feinabgleich not¬ wendig. Oszillator Die Drehkondensatorachse im Uhrzeigersinn bis Anschlag drehen. Ein Signal mit /= 3,8 MHz auf die Antenne koppeln. Das Signal erhält man entweder von einem Dipmeter, oder man nutzt das ausgestrahlte AlA-Si- gnal eines Amateursenders. Mit dem Trimmer der Spule SP4 ist auf maxi¬ malen S-Meter-Ausschlag bzw. mit dem Vielfachmesser an Pin 10 im 2,5-V-Gleichspannungsbereich abzugleichen. Die Drehkondensatorachse gegen den Uhrzeigersinn bis Anschlag drehen. Ein Signal mit / = 3,5 MHz einkoppeln. Jetzt aber mit dem Kern der Spule Sp4 auf Maximum abgleichen. Diese Vorgänge wechselseitig mehr¬ mals vornehmen, bis Korrekturen geringste Kompromisse darstellen. Sollte weder ein Dipmeter noch ein ausgestrahltes Sendersignal zur Verfü¬ gung stehen, kann man die Bandgrenzen auch nach den abgehörten Band¬ signalen orten und in etwa festlegen. Eingangsbandfilter Abgleich der Spulen Spl bis Sp3 auf maximalen S-Meter-Ausschlag (oder Vielfachmesser wie oben einschalten). Antennensignal /= 3,8 MHz, Trim¬ mer in der Reihenfolge Spule 3, Spule 2 und Spule 1 abgleichen. Antennen¬ signal /= 3,5 MHz. Spulenkerne in der gleichen Reihenfolge abgleichen. Wiederum wechselseitig, wie oben beschrieben, verfahren. HF Regelung Abgleich nur möglich, wenn ein starkes HF-Eingangssignal vorliegt. Viel¬ fachmesser an Pin 3, im kleinsten Gleichspannungsmeßbereich auf maxi¬ malen Zeigerausschlag durch Verdrehen des Kerns von Filter Fil abglei¬ chen. Feinabgleich ZF-Filter Spulenkern von Filter Fi2 auf maximalen Ausschlag des S-Meters nachzie¬ hen. Es dürfte sich nur noch um geringste Verdrehung des Kerns handeln. Beim Filter Fi3 Kern auf maximalen Zeigerausschlag des S-Meters abglei¬ chen. BFO Beim Durchdrehen des Kerns der Spule Sp5 ist ein Rauschmaximum im Kopfhörer festzustellen. Das läßt auf ZF-Filtermittenfrequenz schließen. Dabei sollte das 5-kfl-Potentiometer (Bild 10) auf Mittelstellung stehen. 132 Bild 10 Schaltungszusatz, um den in 11] verwendeten BFO in seiner Frequenz geringfü¬ gig verstimmen zu können Nun läßt sich bequem der ZF-Bereich überstreichen. Man legt mit dem Po¬ tentiometer die BFO-Frequenz an eine Filterflanke. Dabei beginnt gerade das Rauschen des ZF-Verstärkers lauter zu werden. Man muß darauf ach¬ ten, daß man sich die bandrichtige Flanke sucht. Diese hat map gefunden, wenn das gleiche NF-Signal lauter hörbar wird. Damit ist der Abgleich des Empfängers beendet. Das Netzteil Es wird ein hochstabilisiertes Netzteil nach [2] mit geringer Welligkeit emp¬ fohlen. Eine Ausgangsspannung von 12 V ist zweckmäßig. Batteriebetrieb ist unökonomisch. Hinweise zum mechanischen Aufbau Zwischen 2 Aluminiumplatten (2 mm stark) von 210 mm x 120 mm kann man 4 Quadratstähle (150 mm lang) mit 10 mm 2 einschrauben. Die Qua¬ dratstähle sind an der Stirnseite zu bohren, und ein Gewinde ist einzu¬ schneiden. In einer gewählten Höhe von 25 mm vom späteren unteren Ge¬ häuserand entfernt, sind 2 Quadratstähle und genau an den oberen Kanten der Aluminiumplatten die beiden oberen Quadratstähle festzuschrauben. Auf die unteren Quadratstähle wird die Leiterplatte aufgeschraubt. Auf diese Weise entsteht eine stabile Trägergruppe. Die oberen Quadratstähle bilden die Halterung für ein aufzuschraubendes U-Blech als Gehäusedek- kel. Die Drehkondensatorachse ragt durch eine anzubringende Bohrung durch die Frontplatte. Hinter der Frontplatte klebt man auf die Drehkon¬ densatorachse eine Pappscheibe auf, die durch ein angebrachtes Fenster in der Frontplatte sichtbar wird. Somit lassen sich die Frequenzen ablesen. Die Trägergruppe wird von unten mit einer Aluminiumplatte, die man mit Distanzhülsen auf die in 25 mm Abstand stehenden Quadratstähle auf¬ schraubt, abgeschlossen. Auf diese Platte kann man Gummifüße aufschrau¬ ben; dadurch erhält man ein rutschfestes, stabiles Empfängergehäuse. 133 Ausbaumöglichkeiten Vor dem Eingang des A(R)21l D läßt sich, um das gewünschte NF-Signal besser aus den NF-Störsignalen auszusieben, vorteilhaft ein NF-Filter ein¬ bauen. Ein umschaltbares Filter, wie in [3] beschrieben, erhöht wesentlich die Qualität der NF-Signale für SSB- und CW-Sendungen. Erfahrungsbericht Dieser Empfänger ist in Arbeitsgemeinschaftsgruppen, die nach Rahmen¬ programmen arbeiten, nachbausicher herzustellen. Für DX-Empfang läßt er sich auf Grund eines hohen Grundrauschens sowie nicht ausreichender Empfindlichkeit und Selektivität kaum verwenden. Als SWL-Empfänger für erste «Gehversuche» im Amateurfunkbetriebsdienst ist er sehr gut geeignet. Probleme bei der Bauelementebeschaffung traten nicht auf. Unter norma¬ len Bedingungen (mit Außenantenne) ist Europaempfang einwandfrei mög¬ lich. Literatur [1] K. Kliewe, 80-m-Band-Empfänger mit Schaltkreis A 244 D. Elektronisches Jahr¬ buch 1981, Berlin 1980, Seite 200ff. [2] J. Grässer, Prüfung und Anwendung von Operationsverstärkern des Typs R 109. FUNKAMATEUR, Heft 6/1979, Seite 280. [3] K.-H. Schubert, Elektronisches Jahrbuch 1979, Berlin 1978, Seite 198. 134 Großsignalfeste Breitbandverstärker für Dipl.-Ing. Frank Gärtner - Y27QL UKW-Anwendungen Die Schaltungstechnik moderner nachrichtentechnischer Geräte ist zuneh¬ mend durch den Einsatz breitbandiger Verstärker gekennzeichnet. Das wurde durch den Einsatz moderner Halbleiterbauelemente möglich. Nach¬ dem sich diese Technik in Kurzwellengeräten allgemein durchgesetzt hat, findet sie seit einigen Jahren auch in relativ schmalbandigen UKW- und UHF-Amateurfunkgeräten vielfältige Anwendungen. Als Beispiel sei der im FUNKAMATEUR, Heft 4 bis 8/1983, vorgestellte Transceiver von Y25TL genannt, in dem unter anderem die in [1] und [2] beschriebenen Baugrup¬ pen bzw. Schaltungsdetails verwendet werden. Im nachfolgenden Beitrag werden dazu einige Ergänzungen gemacht, wobei besonders auf die verwen¬ deten Breitbandübertrager und das Empfangereingangsteil eingegangen wird. Große Bedeutung haben großsignalfeste Breitbandverstärker auch für Fernseh- und UKW-Rundfunk als Antennenverstärker. Dieser hat sich beim Verfasser in einer lstufigen Version vor einem REMA-Andante seit Jahren bestens bewährt. Er verbessert dort beträchtlich die Empfindlichkeit trotz eigener Amateurfunkstelle. Zur Realisierung großsignalfester Verstärker werden häufig Feldeffekt¬ transistoren eingesetzt. Sie sind rauscharm (Rauschanpassung notwendig) und haben eine gute Linearität. Die Ein- und Ausgangsimpedanzen sind re¬ lativ groß, die Steilheit (Verstärkung) mittelmäßig. Dual-Gate-MOSFET lassen sich dazu auf Kosten der Linearität sehr einfach und wirkungsvoll re¬ geln. Eine Anwendung im Breitbandverstärker kommt kaum in Betracht. Der erreichbare Intercept-Point (IP), ein Maß für die Großsignalfestigkeit, liegt bei guten und sorgfältig eingestellten Dual-Gate-MOSFET bei + 4dBm. Das Rauschmaß üblicher Si-Dual-Gate-MOSFET liegt zwischen 0,7 dB (BF 9.81 typ. bei 100 MHz) und £ 6 dB (KP 350 B, W bei 100 MHz). Mit Hochstrom-Sperrschicht-FET in Gate-Schaltung lassen sich bessere IP- Werte erzielen. Ein bekannter Typ ist der P8002 (<® P8000). Damit lassen sich nach [4] Eingangs-IP-Werte von 27 (23) dBm bei mittleren Drainströ¬ men von etwa 25 bis 30 mA und 15 V Betriebsspannung erreichen, aller¬ dings auf Kosten der Leistungsverstärkung. Diese beträgt bei der erforderli- r chen niederohmigen Belastung von 250 0 (1 kO) nur 7 (12) dB (Messungen bei 9 MHz). Das Rauschmaß ist dabei mit F g 3 dB (typ.) bei 100 MHz nicht ganz be- 135 friedigend. Der Eingangswiderstand beträgt in Gateschaltung etwa 500 (bis etwa 80 MHz), die relativ niedrige Ausgangsimpedanz kann leicht mit Breitbandübertragem auf z. B. 50 O gebracht werden. Der Einsatz in Breit¬ bandverstärkern für KW und UKW ist also möglich. Wesentlich vorteilhafter ist jedoch der Einsatz von bipolaren Transisto¬ ren mit hoher Grenzfrequenz (fj ~ 5 GHz) und die Anwendung einer spe¬ ziellen, die Rauschzahl nicht verschlechternden Gegenkopplung. Der in [1] vorgestellte 2stufige Breitbandverstärker mit BFT 66 und BFR 34 A erreicht einen IP von 14 dBm bei F = 1,3 dB (145 MHz) bzw. F =2 dB (435 MHz). Die Verstärkung beträgt 18,5 dB bei 145 MHz und 19,5 dB bei 435 MHz. Die Bandbreite reicht von 70 bis 570 MHz. Zu beachten ist jedoch die durch die Gegenkopplung bedingte geringe Rückflußdämpfung von 22 dB (der Verstärker besteht aus 2 Stufen mit R = 1, m = 3, n = 5). Versuche des Verfassers mit handelsüblichen Transistoren aus der So¬ wjetunion KT372 brachten ebenfalls brauchbare Ergebnisse. Für diese Transistoren werden die vom Hersteller genannten Daten in Tabelle 1 ange¬ geben. Im VHF-Bereich konnte mit KT 372 A das Rauschmaß F = 4 dB bei 1/ CE = 5 V und / c = 2 mA gemessen werden. Bei 7 C = 5 mA steigt F um etwa 0,3 dB und die Verstärkung um etwa 1 dB an. Höhere Kollektorströme bringen keine Verbesserungen. Bei einem 2stufigen Verstärker sollte die 1. Stufe (KT372 A) auf U c E = 5 V, / c = 2 mA und die 2. Stufe auf U CE = 5 V, 7 C = 5 mA eingestellt werden. Der KT372 B rauscht meist stär¬ ker (gemessen: F = 5,5 dB bei 145 MHz, 7 C = 2 mA). Tabelle 1 Daten des Transistors KT 372 KT 372 A KT 372 B KT372 W U CER max/V 15 15 15 I c max/m A 10 10 10 P c max/mW 50 50 50 /t (U C e = 5 V, / c = 5 mA) g 2,4 GHz g 3 GHz g 2,4 GHz F (U CE = 5 V, / c = 2 mA) £ 3,5 dB £ 5,5 dB £ 5,5 dB /= 1 GHz, (Rauschanpassung) (typ. 2,5 dB) Kennzeichnung 2 grüne 2 schwarze 2 gelbe Punkte Punkte Punkte Die besten Ergebnisse wurden mit der Originalbestückung BFT 66 und BFR 34 A erzielt. Die 1. Stufe mit BFT 66 wird dabei auf £7 CE = 6 V, 7 C = 5 mA und die 2. Stufe mit BFR 34 A auf U CE = 6 V, 7 C = 13 mA einge¬ stellt. Der Verfasser konnte damit bei 145 MHz F = 2 dB messen, allerdings beim Abschluß mit 60 CI statt mit den in [1] angegebenen 50-O-Abschlüs- sen. Bild 1 zeigt die Schaltung eines lstufigen Breitbandverstärkers nach [1]. Der Transistor arbeitet in Basisschaltung mit gleichstrommäßig an Masse liegendem Emitter. Der Arbeitspunkt muß deshalb über R2 durch 136 RZ bzw. R3 Bild 1 1 stufiger Breitbandverstärker eine Gleichstromgegenkopplung stabilisiert werden. Als Einstellregler sollte aus Stabilitätsgründen ein Keramiktyp verwendet werden, oder er wird durch ausgemessene Festwiderstände ersetzt. Die sehr hohe Grenzfrequenz .des Transistors erfordert kürzeste Leitungsführung (< 3 mm) bzw. das Ver¬ meiden von Anschlußdrähten. Alle Abblockkondensatoren 1 nF sind als Klatschkondensatoren auszuführen, d. h., man muß sie direkt auf die Lei¬ terplatte löten. Dazu wird der Lack von normalen Scheibenkondensatoren 1 nF von 8 mm Durchmesser mit Nitroverdünnung entfernt. Die Anschlu߬ drähte werden abgelötet, und die Scheibe wird beidseitig verzinnt. Die Löt¬ arbeiten sind bei herabgesetzter Kolbentemperatur durchzuführen (Lötkol¬ ben mit etwa 2 / 3 der Nennspannung betreiben). Die Scheiben werden entweder auf einen in die Leiterplatte eingedrückten Hohlniet, Durchmes¬ ser 3 mm, oder auf ein die Scheibe etwas überragendes Stück Kupferfolie gelötet, das man dann bequem auf die Leiterplatte löten kann. Der Basisan¬ schluß ist direkt auf die Keramikscheibe zu löten (Transistorgehäuse an Scheibe anliegend). Die Anschlüsse des Übertragers sollen möglichst unter 3 mm Länge bleiben und dürfen nicht vertauscht werden. Beim Vertau¬ schen der Anschlüsse schwingt der Verstärker als Meißner- Oszillator! Die Transistoren KT372 haben sich als besonders lötempfindlich erwiesen. Be¬ sonders der breite Emitteranschluß (eine Emitterfahne bleibt frei und wird hochgebogen) sollte beim kurzzeitigen Löten mit einer Zange o. ä. gekühlt werden. Für die Dimensionierung der Übertrager können nach (1] folgende Beziehungen verwendet werden: G p = m 2 , n = m 2 - 1 - m für Z„ = Z a und R = 1, Rl = (« + m) Z a ; G p - Leistungsverstärkung, Z e - Eingangswiderstand des Verstärkers, Z a - Ausgangswiderstand des Verstärkers, R h - Lastwiderstand des Transistors, m, n und R - Windungszahlen des Übertragers. 137 Bedeutung für Kurzwelle und VHF hat nur der Fall R = 1. Für m = 3 und n = 5 ist die Leistungsverstärkung 9 (G p = 9,5 dB), für m = 4 und n = 11 ergeben sich 12 dB. Bewährt hat sich jedoch auch die etwas abwei¬ chende Dimensionierung mit m = 5, n = 7 mit G p = 10... 11,5 dB nach [2], wobei leider zum Anpassungsfaktor keine Meßergebnisse vorliegen. Gün¬ stig für die Herstellung von Breitbandübertragem sind Ferritringkeme und -doppellochkeme. Letztere eignen sich besonders gut, da die Wicklung weitgehend vom Ferritmaterial umschlossen ist (feste Kopplung, geringe Streuinduktivität). Wicklungen mit definierten Wellenwiderständen sind bei den kleinen Doppellochkemen nicht üblich. Doppellochkerne und Ringkeme werden in der DDR vom VEB Kombinat Keramische Werke Hermsdorf produziert. Doppellochkerne sind in 2 Größen erhältlich, wobei hier nur der kleinere Typ von Interesse ist (Bild 2a, Tabelle 2). Kleine Ring¬ keme werden nach TGL 24 724 in folgenden Abmessungen hergestellt: 2,5 x 1,5 x 0,75 (Außendurchmesser x Innendurchmesser x Höhe) 4,0 x 2,4 x l,2 5,0 x 3,5 x 2,0 6,3 x 3,8 x 1,9 10,0 x 6,0 x 3,0 -E 077 Eingang InF (Wicklung m) Emitter (Wicklung R) bis hier verzinnen! Bild 2 Doppellochkerne des VEB Kombinat Keramische Werke Hermsdorf (a) und Wickelschema der Über¬ trager (b) Tabelle 2 Doppellochkeme des VEB Kombi¬ nat Keramische Werke Hermsdorf Typ-Nr. Werkstoff 5171.3-1112.22 Manifer 163 5171.3-1112.65 Manifer 330 5171.3-1112.66 Manifer 360 5171.3-1112.67 Manifer 340 Die Kanten sind gerundet. Es sind lackierte und unlackierte Ausführun¬ gen erhältlich. Als Werkstoffe kommen in Frage: Manifer 195, Manifer 183, Manifer 163, Manifer 143, Manifer 343, Manifer 330, Manifer 321, Mani¬ fer 320, Manifer 360. Es ist jedoch nicht jeder Werkstoff in jeder Abmessung lieferbar. Der einzusetzende Werkstoff richtet sich nach dem gewünschten Frequenzumfang, hauptsächlich nach der unteren Betriebsfrequenz. Für 138 Doppellochkeme mag folgende Richtlinie die Auswahl erleichtern: - für vorwiegende KW-Anwendung (1,5 bis 100 MHz): Manifer 163 (u, = 1000); - für etwa 3,5 bis 100 MHz: Manifer 360 (u , = 300); - zwischen 10 und 100 MHz: Manifer 340 (u; = 100); - für 30 bis 100 MHz und darüber: Manifer 330 (iq = 35); - bei 145 MHz und darüber wäre Manifer 320 günstig, ist aber nicht im Vorzugsprogramm des Herstellers enthalten. Die angegebenen Frequenzbereiche beziehen sich auf den schwach ge¬ gengekoppelten Breitbandverstärker mit R = 1, m = 4 und n = 11. Bei Ver¬ wendung einer stärkeren Gegenkopplung, z. B. R = 1, m = 5 und n = 7 oder gar R = 1, m = 3, n = 5, sinkt zwar die Stufen Verstärkung, die Bandbreite kann aber beträchtlich erweitert werden, und das Intermodulationsverhal¬ ten wird besser. Soll nur ein relativ schmaler Frequenzbereich übertragen werden, z. B. das Rundfunkband II von 87,5 bis 104 MHz, ist es ratsam, den Werkstoff mit der geringsten Permeabilität u, auszuwählen, wobei sich die untere Grenzfrequenz noch sicher erreichen lassen muß. Man müßte also Manifer 330 einsetzen. Diese Werkstoffwahl führt zu etwas höheren Verstär¬ kungen (0,5 bis 1 dB) gegenüber z. B. Manifer 163. Größere Permeabilitäten bedeuten also größere Verluste bei hohen Frequenzen. Diesen Effekt kann man zur Bekämpfung parasitärer UHF-Schwingneigungen nutzen. Um Beschädigungen an der Lackisolation der Drähte (lötfähiger PUR- Lackdraht) zu vermeiden, sind die Kanten vor dem Bewickeln sauber zu entgraten. Ein Lackieren der Kerne ist ratsam (A/am/er-Werkstoffe sind elektrisch leitfähig!). Bild 2b zeigt das Wickelschema der Übertrager. Zuerst wird die Wick¬ lung R (1 Windung) aufgebracht, anschließend die Wicklung m und zuletzt n. Mit dem angegebenen Layout (Bild 3) kann man einen 2stufigen Verstär¬ ker mit allen genannten Transistoren aufbauen. Die Basisspannungsteiler sind als Festwiderstände vorgesehen. Bestückt wird auf der Leiterseite. Einige Widerstände können auf der Rückseite (Cevausit- Seite, Bild 5) unter¬ gebracht werden. Bei Verwendung eines BFT 66 ist dieser durch eine Bohrung zu stecken. Die Nase am TO-72-Gehäuse und der Gehäusebund gegenüber der Nase sind mit der Massefläche der Leiterplatte kurzzeitig zu verlöten. Als 1-pH- Drosseln fanden gekürzte Masseeisen-Zylinderkerne, Durchmesser 3 mm, 12 mm lang, Mz 9 oder Mz 36 (aus alten TV-Filtem), Verwendung, die mit 13 Wdg., 0,3-mm-CuL, bewickelt wurden. Vor dem Abgleich der Arbeitspunkte sind wenigstens kurze Koaxkabel- stücke an Ein- und Ausgang anzulöten, um parasitäre UHF-Schwingungen zu vermeiden. In der Ausführung R = 1, m = 5, n = l kann bei Verwen¬ dung des dämpfungsarmen Manifer 330 unter Umständen dennoch UHF- Schwingneigung auftreten. Diese läßt sich durch Manifer 340 vermeiden. Besser ist ein 1-pF-Scheibenkondensator von der benutzten Emitterfahne gegen Masse; eine Beeinträchtigung der Verstärkung konnte nicht beobach¬ tet werden. 139 Tabelle 3 Meßwerte - Verstärkung in dB CN M M CN CN t~~ r' m r- »/-> —<—TcnOO\0\0~Oo'0\OnOO. fS CN ll-H-.lllll-.llll >>>>>>>>>>>>> 140 Legende zu Tabelle 3 Meßwerte lstufiger Verstärker Variante 1 (schwache Gegenkopplung): BFR34 A, Doppellochkem B 62152-A8-X17 (Siemens); U CE = 5V;/? = l;m = 4;/i = ll Wdg.; Drahtdurchmesser R: 0,13 mm; Drahtdurch¬ messer m, n: 0,10 mm; Drossel 1 pH; Koppel-C 100 pF; I c = 1,2 mA (a)/2 mA (b)/5 mA (c) C «3 w- c & c 3 o c & c Vh C w *-* c & .2 > .2 > 2 cd cd > Cd > Cd > 'S .52 ’S .52 cd Qi «s bu - 'S .52 'S .52 'S .52 'S .52 > £ > £ > CQ .2 > * > £ > £ > £ 141 wie Variante 1, aber KT372 W, I c = 1,2 mA (a)/2 mA (b)/3 mA (c)/5 mA (d) - Ausgang -Befestigung Bild 4 Bestückungsplan zur Leiterplatte für 2stußgen Verstärker (Unterseite) Sollen Frequenzen im KW-Bereich übertragen werden, sind die Drosseln auf etwa 22 pH und die Koppelkondensatoren von 50 bis 100 pF auf 2,2 bis 4,7 nF zu vergrößern. Von Interesse wären noch Untersuchungen bei höheren Frequenzen (70 cm) sowie die Messung der Eingangsanpassung. Außerdem müßten noch andere Transistoren, wie KT371 und KT391, erprobt werden. Viel¬ leicht kann jemand, der dazu die Möglichkeiten hat, an dieser Stelle an¬ knüpfen. Literatur [1] M. Martin, Neuartiger Vorverstärker für 145-MHz- und 432-MHz-Empfänger. UKW-Berichte, Heft 4/1977, Seite 194 bis 200. [2] D. Ebert/E. Barthels, Untersuchungen an einem 144-MHz-Eingangsteil. FUNK¬ AMATEUR 30 (1981), Heft 4, Seite 188 bis 191. [3] E. Hocke, Der 144/432-MHz-Transceiver «H 220». FUNKAMATEUR 32 (1983), Heft 4 ff. [4] F. Krug, Vielseitig einsetzbares ZF-Teil für 2-m-Empfänger und Nachsetzer. UKW-Berichte, Heft 4/1981, Seite 239 bis 251. [5] E. Becker/P. Beyer, Weichmagnetische Ferritbauelemente und ihre Anwendung. Amateurreihe electronica, Band 124 und Band 125, Berlin 1974. ELEKTRONIK-SPLITTER Entkopplungssiebglieder Bei mehrstufigen NF-Schaltungen spielt auch für die Stromversorgung die Entkopp¬ lung eine große Rolle, damit über die Stromversorgung keine unliebsamen Rückwir¬ kungen auftreten. Meist verwendet man RC-Glieder zur Entkopplung. Man kommt mit niedrigen Kapazitätswerten aus, wenn man das Siebglied mit einem Transistor be¬ stückt. Die Siebwirkung des Kondensators wird etwa entsprechend der Stromverstär¬ kung des verwendeten Transistors vervielfacht. Als Transistpr eignet sich jeder Sili¬ ziumkleinleistungstyp, z. B. SC236 o. ä. K. H. S. z.B. SC 23Sd 143 Siegmar Henschel - Y22QN Konstruktionshinweise zum Aufbau eines VFO Beim Aufbau eines stabilen VFO muß man besonders auf gute mechani¬ sche Stabilität achten, der mechanisch stabilste Aufbau ist gerade gut ge¬ nug. Es sollten nur hochwertige neue Bauelemente verwendet werden. Be¬ sonderes Augenmerk ist dem Drehkondensator und der Schwingkreisspule zu schenken. Als Drehkondensatoren haben sich Split-Stator-Drehkondensatoren mit isoliertem Rotor sehr gut bewährt, bei anderen Ausführungen ist auf nied¬ rige Übergangswiderstände zwischen dem Rotor und Masse zu achten. Neue UKW-Drehkondensatoren, z. B. der Typ 1002, sind gut geeignet. Nach längerer Betriebszeit läßt infolge sich erhöhender Übergangswider¬ stände am Rotoranschluß die Wiederkehrgenauigkeit zu wünschen übrig. Der mechanische Antrieb zum Rotor sollte besser über ein Isolierzwischen¬ stück vorgenommen werden. Die Schwingkreisspule muß mechanisch sehr stabil ausgeführt sein und eine hohe Güte aufweisen. Sehr gute Stabilität und Güte werden mit Kera- mikspulenkörpem mit aufgebrannter Silberwicklung erreicht. Steht eine solche Spule nicht zur Verfügung, sollte man die Spule auf einen mit Rillen versehenen Keramikkörper bringen. Verwendet wird versilberter Kupfer¬ draht von etwa 1 mm Durchmesser, den man so straff wie möglich aufwik- kelt, wobei die Enden mit besonderer Sorgfalt festzulegen sind. Der Feinab- gleich auf die Sollinduktivität ist durch Anzapfungen an der Spule und nicht durch Abgleichkeme durchzuführen. Alle für die Schwingungserzeugung erforderlichen Kondensatoren sollten Tk-gerichtete Ausführungen mit dem erforderlichen Tk (Temperaturkoeffi¬ zienten) bzw. Syro/fex-Kondensatoren sein. Von den zur Verfügung stehen¬ den Bauelementen sind die mit den kleinsten mechanischen Abmessungen auszuwählen, damit sie sich so rasch wie möglich erwärmen bzw. abkühlen. Der Trimmer zum Ziehen des Oszillators auf die Sollfrequenz sollte eine hochwertige Ausführung mit Spindelabstimmung sein (z. B. der Typ 8203). Für den Oszillator werden nur rauscharme Transistoren eingesetzt. Me¬ tallverkappten Typen ist wegen des geringeren Rauschens und einer besse¬ ren thermischen Stabilität gegenüber plastverkappten Transistoren der Vor¬ zug zu geben. Ob ein bipolarer oder ein FET-Transistor benutzt wird, hängt 144 von der verwendeten Schaltung ab. FET-Transistoren weisen geringeres Rauschen auf, sind jedoch in ihren Werten spannungsempfindlicher als bi¬ polare Transistoren. Rauscharme bipolare Silizium-HF-Transistoren mit einer Grenzfrequenz / T > 10 / 0 , die mit geringem Kollektorstrom betrie¬ ben werden, liefern eine gute Langzeitstabilität und reproduzierbares Tem¬ peraturverhalten. Die nachfolgende Bufferstufe, die die übrige Schaltung vom Oszillator trennt, ist so lose wie möglich anzukoppeln. Eine Kapazitätsdiode für eine Empfängerfein Verstimmung (R1T) koppelt man ebenfalls sehr lose an, die Frequenzvariation ist mit einem möglichst großen Spannungshub auszu¬ führen. Für Oszillatorschaltungen mit hohen Anforderungen an das Seiten¬ bandrauschen sollte die Rauschspannung beachtet werden, die Z-Dioden und integrierte Spannungsregler liefern. Speziell die Betriebsspannung für die RIT muß frei von Schwankungen in Form von Rauschen oder Brum¬ men sein. Der mechanische Aufbau ist so stabil wie möglich auszuführen. Gefräste Gehäuse mit mindestens 5 mm Wandstärke oder aus einzelnen Platten her- gestellte Gehäuse bringen neben guter mechanischer Stabilität auch einen guten thermischen Schutz der Schaltung gegen kurzzeitige Temperatur¬ schwankungen (kalter Thermostat). Die Bauelemente für den Oszillator sollten nicht auf einer Leiterplatte montiert werden, da Epoxydharzleiter¬ platten keinen reproduzierbaren Temperaturkoeffizienten haben. Eine Montage auf einer Keramikleiste oder einem Keramiklötstern, wie er in der Röhrentechnik üblich war, garantiert eine gute thermische Wiederkehrge¬ nauigkeit. Müssen Bauteile mechanisch festgelegt werden, so sollte das mit Cenusil oder einem ähnlichen, nichtaushärtenden Kleber geschehen, keinesfalls sollte man Epoxydharz o. ä. verwenden. Diese Klebstoffe kehren bei Tem¬ peraturänderungen nicht in ihre Ausgangslage zurück und rufen Frequenz¬ sprünge bzw. nichtreproduzierbare Frequenzänderungen hervor. Die Temperaturkompensation führt man so genau wie erforderlich in Bandmitte durch, eine Genauigkeit von 2- 10 _1 /°C ist für fast alle Fälle ausreichend. Wer die Temperaturkompensation umgehen möchte, kann den VFO in einem Thermostaten bei 45 bis 50 °C betreiben. Unter Beachtung der vorher gegebenen Hinweise wurde ein VFO für den Frequenzbereich 18,3 bis 20,3 MHz entworfen. Bild 1 zeigt den Stromlauf¬ plan des C/app-Oszillators mit Bufferstufe. Der Schwingkreis, bestehend aus L, C Tk , C T und C D , ist lose über CI an VT1 angekoppelt. VT1 ist eine metall¬ verkappte Ausführung des KT 326, andere metallverkappte Silizium-HF- Transistoren mit fi > 250 MHz sind ebenfalls geeignet. Der Arbeitspunkt von VT1 liegt bei U CE = 4,4 V mit einem Kollektorstrom von 0,7 mA fest. Durch den relativ hohen Emitterwiderstand (R 3) arbeitet VT1 sehr stabil. An den durch C4 erweiterten kapazitiven Spannungsteiler (C2/C3) für die Rückkopplung im Oszillator ist mit niedriger Impedanz die Bufferstufe an¬ gekoppelt. Infolge der sehr großen, parallel zur Emitter-Basis-Strecke geschalteten 10 Schubert, Eljabu 85 145 Kapazität werden Lastschwankungen vom Ausgang der Bufferstufe nur mit dem Teilungsfaktor C RÜ - VT2/C4 + C BE - VT2 an den Oszillator zurück¬ geführt. Für VT2 ist jeder rauscharme HF-Transistor mit / T > 5 • /„ und ge¬ ringer Rückwirkungskapazität (C RÜ ) geeignet. Die Oszillatorfrequenz wird aperiodisch über C5 ausgekoppelt. Weitere Verstärkerstufen, die das Oszil¬ latorsignal auf einen für die Mischstufe erforderlichen Pegel anheben, sollte man zur Vermeidung thermischer Probleme außerhalb des VFO-Gehäuses unterbringen. Ebenso sind die Z-Diode (VD2) und der Vorwiderstand (R 6) außerhalb des Gehäuses angeordnet. Aus Bild 2 ist der mechanische Aufbau ersichtlich. Das Gehäuse besteht aus gefrästen Aluminiumplatten von 6 mm Stärke. Diese müssen gut anein¬ anderpassen, damit kein Luftstrom auf unkontrolliertem Weg in das Ge¬ häuseinnere eindringen kann, wodurch eine Temperaturkompensation er¬ schwert oder unmöglich wird. Die Größe des Gehäuses richtet sich nach den vorhandenen Bauteilen. Um ein schnelles Temperaturgleichgewicht zu erzielen, sollte mechanisch kleinen Bauteilen der Vorzug gegeben werden. Bild 2 Aufbauvorschlag für einen stabilen VFO 146 Die Oszillatorschaltung verdrahtet man auf einem Keramiklötstem (ent¬ sprechend Bild 2 rechts unten), wobei auf kürzeste Leitungsführung zur Vermeidung einer akustischen Empfindlichkeit (mechanisches Schwingen der Bauelemente) geachtet werden muß. Alle erforderlichen Verbindungen sind so kurz wie möglich mit 1,5 bis 2,0 mm starkem CuAg-Draht auszufüh¬ ren. Die zur Temperaturkompensation verwendeten Kondensatoren sind so kurz wie möglich direkt in die Schaltung einzulöten. Weitere Einzelheiten kann der Leser aus Bild 2 ersehen. Die im Schaltbild angegebenen Tk- Werte der Kondensatoren sind nur als Richtwert zu betrachten. Eine opti¬ male Kompensation ist nur in der endgültig aufgebauten Schaltung mög¬ lich, da sie sehr stark vom mechanischen Aufbau abhängt. Der für die Messung bei der Temperaturkompensation verwendete Zähler sollte in sei¬ ner Genauigkeit mindestens eine Größenordnung besser sein als die zu messende Schaltung, er darf während der gesamten Meßzeit nicht abge¬ schaltet werden. Zur Messung des Temperaturgangs wird der Oszillator in eine Umgebung mit konstanter Temperatur gebracht. Bewährt hat sich nachfolgend be¬ schriebene Methode. An den VFO wird mit Wärmeleitpaste (Cenupaste) ein' Thermometer befestigt und alles in ein Heizkissen eingewickelt. Bei Schal¬ terstellung 3 stellen sich etwa 40 bis 45 °C ein. Nachdem sich die Temperatur am Thermometer stabilisiert hat, kann man nach etwa 30 min die neue Frequenz ablesen. Anschließend wird der VFO in normale Umgebung an eine zugluftfreie Stelle oder, besser, in den Kühlschrank gebracht. Nachdem sich wieder thermisches Gleichgewicht eingestellt hat, kann eine neue Frequenzmessung vorgenommen werden. Beim Austausch eines Kondensators gegen einen solchen mit einem ande¬ ren Tk-Wert sollte man bis zur nächsten Messung mindestens 1 h warten, damit alle Bauteile wieder die gleiche Temperatur annehmen können. Bei allen Temperaturgangmessungen sollte eine stabile Spannungsquelle verwendet werden, um Fehlmessungen zu vermeiden. Für den Feinabgleich des Temperaturkoeffizienten ist es günstig, nur kleine Kapazitätswerte zu verändern und nur Tk-Werte im Bereich von P100 bis N150 einzusetzen. Dieser Feinabgleich erfordert einen relativ hohen Zeitaufwand und ist mit genügender Ruhe durchzuführen. An dem vorgestellten VFO wurden fol¬ gende Werte gemessen: Frequenzbereich Temperaturgang Frequenzänderung bei Betriebsspannungs¬ änderung Frequenzänderung bei Laständerung 18,3...20,3 MHz, ~ 5 ■ 10- 7 /°C, 1 • 10-V100 mV A U b , bei U„ = 6,2 V, 1 ■ 10 -6 zwischen Leerlauf und R L = 25 CI. 10 ' 147 Dr. Walter Rohländer - Y220H Zur Arbeitsweise des Reflektometers Es gibt heute keine Amateurfunkstelle mehr, an der nicht die Güte der An¬ passung des Senders an das Antennensystem meßtechnisch kontrolliert wird. Dabei spielt bei der Vielfalt der Meßmöglichkeiten das Reflektometer bei der Ermittlung des Stehwellenverhältnisses, z. B. am Eingang 'einer Speiseleitung, die bedeutendste Rolle. Gewisse Bauformen erlauben über größere Frequenzbereiche eine konstante Kalibrierung in Watt. Das erhöht den Gebrauchswert des Reflektometers weiter. In zahlreichen Veröffentlichungen, z. B. in allen Auflagen des Antennen¬ buches von K. Rothammel, im Buch Kurzwellensender von D. Lechner/P. Finck, wiederholt im FUNKAMATEUR sowie in der Vielfalt internationaler Fach- und Amateurfunkliteratur, kann man über Theorie und Praxis des Reflekto¬ meters ausführlich nachlesen. Doch muß immer wieder festgestellt werden, wie wenig der praxisbezogene Funkamateur die Funktionsweise des Reflek¬ tometers kennt, daraus resultierend die Meßwerkanzeige nur oberflächlich interpretiert und sich dann «wundert». Es wird daher der Versuch unter¬ nommen, die Arbeitsweise des Reflektometers mit möglichst wenig Mathe¬ matik anschaulich darzustellen und einige mögliche Fehlinterpretationen der Anzeige zu erläutern. Schrittweise über die Klärung einiger Begriffe wird auf den Stehwellenmesser und das Reflektometer hingeführt. Überflüs¬ sige Erläuterungen entfallen. Speiseleitung Mit der Speiseleitung (auch Feederleitung genannt) wird die Energie zwi¬ schen Sender und einer frei aufgehängten Antenne bzw. umgekehrt zwi¬ schen Antenne und Empfänger transportiert. Diese Übertragung soll mög¬ lichst verlustarm und nichtstrahlend sein. Im Kurzwellenamateurfunk¬ dienst werden fast ausschließlich 2-Draht-Leitungen mit Luftisolation (in Abstand gesetzte Isolierspreizer sichern den konstanten Leiterabstand, als «Hühnerleiter» bekannt) oder Plastesteg zwischen den Leitern (UKW- und Femsehkabel) sowie Koaxialkabel (abgeschirmter konzentrischer Leiter mit als Dielektrikum wirkender Isolation, Energietransport ausschließlich im Innern des Kabels) eingesetzt, siehe Bild 1. Der konstante Leiterabstand ist 148 W Kunststoffisolation Leiter geflochtene Außenhülle Abschirmung Isolierung Innenleiter Bild 1 Speiseleilungen; a - 2-Draht-Leitung, luftisoliert («Hühnerleiter»), b - 2-Draht-Lei- tung, Plasteisolation, Flachkabel für UKW, c - Koaxialkabel entsprechend der Wellenlänge klein, so daß auch die 2-Draht-Speiseleitung nicht strahlt, sofern nicht Gleichtaktwellen bzw. Mantelwellen (z. B. aus dem HF-Feld der Antenne) auftreten. Wellenwiderstand Jeder Einzelleiter einer Speiseleitung weist eine über die Länge gleichver¬ teilte Induktivität auf. Beide Leiter koppeln über die Länge gleichverteilt kapazitiv (Bild 2). Daher hat jede beliebige Speiseleitungslänge das gleiche L/C-Verhältnis. Die Wurzel aus diesem Wert entspricht dem Wellenwider¬ stand Z 0 der Feederleitung. Dieser Wert ist eine charakteristische Größe. ^AL AL ^ AL ^ AL AL ^ AL AL AL AL AL Bild 2 Ersatzstromlaufplan einer Speiseleitung mit gleichverteilter Induktivität und kapazitiver Leiterkopplung über die Länge Jede Speiseleitung beliebiger Länge hat, von möglichen Verlusten abge¬ sehen, wenn man sie am Ausgang mit, einem ohmschen Widerstand R = Z 0 abschließt, folgende Eigenschaften: - Es kann maximal und mit den geringsten Verlusten HF-Energie übertra¬ gen werden. - Strom und Spannung sind über die Länge kopstant, und es gilt U/I = Z 0 , äquivalent dem Ohmschen Gesetz. Verkürzungsfaktor Die Energieausbreitungsgeschwindigkeit auf einer Speiseleitung wird durch das Medium bestimmt, das den Leiter umgibt. In Luft entspricht sie der Va¬ kuumlichtgeschwindigkeit. In einer mit Dielektrikum umgebenen Speise- 149 leitung ist sie um den Wert 1/fe, geringer. V = 1 /-fF, stellt den sogenann¬ ten Verkürzungsfaktor einer Feederleitung dar. Das heißt, eine elektrisch 1 A lange Speiseleitung hat die mechanische Länge V- A. e, ist eine dimen- Sionslose, relative Dielektrizitätskonstante, eine Stoffkonstante. Koaxialka¬ bel mit Polyäthylenisolation (e r = 2,3) hat daher ein V = 1/V 2,3 = 0,66; auf einer luftisolierten (e r etwa 1) sogenannten Hühnerleiter, beträgt V = 0,99, also nahezu 1. Fortschreitende und stehende Wellen Man kann die Spannungs- und Stromverteilung entlang einer Speiseleitung messen, besonders auf einer 2-Draht-Leitung. Ist die Feederleitung mit ihrem Wellenwiderstand Z 0 abgeschlossen, so werden Strom und Spannung entlang der gesamten Länge konstant bleiben. Die Energie auf dieser Lei¬ tung wird mit nur einer einzigen fortschreitenden Welle übertragen. Gelingt es, 2 fortschreitende Wellen gleicher Herkunft (Quelle) gegeneinander lau¬ fen zu lassen, so interferieren diese miteinander, es entstehen sogenannte stehende Wellen mit örtlich festen Strom- und Spannungsknoten hzw. Bild 3 Stehende Wellen auf einer Speiseleitung; a - bei fast vollständiger Anpassung R = 0,9 ■ Z 0 , b - bei vollständiger Fehlanpassung /? = “>, offene Leitung. Bild 3 ist typisch für den Übergang vom sinusförmigen Verlauf der stehenden Welle (3a) zur Form des gleichgerichteten Sinus (3b) bei totaler Fehlanpassung 150 -bäuchen. Findet man auf einer Speiseleitung eine periodische Spannungs- bzw. Stromverteilung, so muß diese durch Reflexion an einem Abschlußwi¬ derstand der Speiseleitung R =t= Z 0 (R ungleich Z 0 ) entstanden sein. Der vorwärtslaufenden fortschreitenden Welle muß eine rückwärtslaufende fort¬ schreitende Welle entgegenlaufen. Dann, und nur dann, entsteht eine ste¬ hende Welle, siehe Bild 3. Stehwellenverhältnis SWV Das Verhältnis U m , x /U miD bzw. / max // min , gemessen entlang einer Speiselei¬ tung, nennt man das Stehwellenverhältnis SWV (im englischen Sprachge¬ brauch SWR oder VSWR). Es liegt stets zwischen 1 und °°. Ein gemessener Wert 1 besagt lediglich: Es gibt nur eine zum Verbrau¬ cher hinlaufende fortschreitende Welle mit optimalem Energietransport (gilt nur für verlustlose Speiseleitungen). Ein gemessener Wert °° besagt: Die hin- und rücklaufenden fortschreitenden Wellen haben einen gleichen Energieinhalt, d. h., ein Verbraucher existiert nicht, der Quelle wird keine Energie abgenommen (totale Fehlanpassung). Richtkoppler Führt man einen Meßleiter parallel zu einem der Leiter einer hochfre¬ quenzführenden Speiseleitung, so wird durch induktive Kopplung eine stromproportionale Spannung induziert und durch kapazitive Kopplung eine der HF-Spannung proportionale Spannung eingekoppelt. Der Induk¬ tionsstrom fließt in Gegenrichtung zum Ladungsträgerstrom im Leiter der Speiseleitung. Wird der Meßleiter lseitig mit seinem Wellenwiderstand ab¬ geschlossen, so kann auf der anderen Seite die aus beiden Signalen resultie¬ rende Spannung hochohmig gemessen werden. Mit dieser Anordnung (Bild 4) gelingt es, die Qualität einer fortschreitenden Welle zu messen und diese von einer 2. in Gegenrichtung laufenden fortschreitenden Welle zu trennen (Richtkopplereigenschaft). auch kapazitive Kopplung zwischen L-ML -Schirmung ML Bild 4 Prinzip des Richtkopplers. Der Meßleiter ML ist parallel zum Leiter des Koaxialka¬ bels zwischen Schirmung und Leiter eingeschleift. Z 0ML ist der Meßleiterabschluß mit seinem Wellenwiderstand. Die Pfeile geben die momentane Ladungsträgertransport¬ richtung, in L und ML gegenläufig, an 151 Durch eine elektrostatische Schirmung zwischen Meßleiter und Leiter der Speiseleitung kann die kapazitive Kopplung beseitigt werden. Dem Meßleiter wird dann durch einen kapazitiven oder ohmschen Spannungstei¬ ler das HF-spannungsproportionale Signal zugeführt. Die Richtkopplerei¬ genschaften bleiben unverändert bestehen. Reflektometer Das Reflektometer besteht im allgemeinen aus 2 jeweils gegeneinander ar¬ beitenden Richtkopplern. In Bild 5 ist das Meßprinzip dargestellt. ML1 und ML2 sind die beiden Richtkopplermeßschleifen. Die Pfeile geben die mo¬ mentane Flußrichtung der Ladung an, auf dem Leiter L der Speiseleitung nach rechts, auf beiden Richtkopplern nach links, vom kapazitiven Span¬ nungsteiler gleichfalls nach links. Wird über die Schalterstellung V (vor¬ wärts) gemessen, so werden das induktive und das kapazitive Signal additiv (2 Pfeile in gleicher Richtung) und in Stellung (rückwärts) subtraktiv, d. h. als Differenzsignal (2 Pfeile in Gegenrichtung), angezeigt. Vertauscht man jetzt TX und Antenne, so kehren allein die Pfeile auf L, ML1 und ML2 um, entsprechend der Umkehr der induktiven Komponente. Wiederholt man jetzt die Messung, so müssen die Schaltstellungen V und R gleichfalls ver¬ tauscht werden. Den Abgleich eines Reflektometers führt man ähnlich durch. Die Speise¬ leitung wird mit einem induktionsfreien Widerstand R = Z 0 abgeschlossen und in Schalterstellung R mit C a auf Nullanzeige abgeglichen. Vertauscht man TX und R sowie die Schalterstellungen V und R, so muß gleichfalls wieder Nullanzeige vorliegen. Ergibt sich keine Nullanzeige, dann sind Fehler im Aufbau des Reflektometers gemacht worden. Aus dem Gesagten sind folgende Erkenntnisse abzuleiten: - Das Reflektometer wird für eine Speiseleitung mit dem Wellenwider¬ stand Z 0 abgeglichen und kann nur in einer gleichartigen, ebenfalls mit dem Wellenwiderstand Z 0 , betrieben werden. - In einer Speiseleitung mit von Z 0 abweichendem Wellenwiderstand wird dieses Reflektometer zu Fehlmessungen führen! Bild 5 Prinzip des Reflektometers (Beschreibung im Text). Die Meßleiter ML1 und ML2 können Sekundärwicklung eines elektrosta¬ tisch geschirmten Übertragers sein (s. auch Bild 6) 152 Messung des Stehwellenverhältnisses SWV Die Literatur bietet folgende einfache Beziehungen für das Stehwellenver¬ hältnis an: SWV = U m JU min = W/min, . (1) SWV = (U, + U,)/(U, - U,\ (2) SWV = R/Z 0 bzw. ZJR, gültig nur der Wert über 1, (3) SWV = (A + B)/(A - B) mit (4) A = V (R + Z 0 ) 1 + X 1 und B = J(R- Z 0 ) 2 + X 2 . t/ raa m ff min. fmai. fmin sind Meßwerte entlang einer Speiseleitung. t/„ und U, sind Spannungswerte des Reflektometers in Schalterstellung V bzw. R. In Gl. (3) ist R der ohmsche Abschlußwiderstand einer Speiseleitung mit dem Wellenwiderstand Z„. In Gl. (4) sind R und X Wirk- bzw. Blindwiderstand des Belastungswiderstands der Speiseleitung mit Wellenwiderstand Z 0 (alle 3 Werte in fl). X ist frequenzabhängig! Gl. (2) ist besonders geeignet, das Stehwellenverhältnis aus der Meßwertanzeige zu berechnen, um die Skale umzuzeichnen, nachdem in Schalterstellung V Vollausschlag eingestellt wurde und dann in Stellung R der Wert SWV bestimmt werden soll. Gl. (3) und Gl. (4) weisen auf echte Eichmöglichkeiten hin, wenn man bei bekann¬ tem Z 0 unterschiedliche, induktionsfreie Abschlußwiderstände R verwendet oder bei einer angepaßten Leitung R = Z 0 dem Abschlußwiderstand be¬ kannte Blindwiderstände (Induktivitäten oder Kapazitäten) parallelschaltet, deren Blindwiderstand sich in fl bei bekannter Meßfrequenz eindeutig be¬ rechnen läßt. Reflektometer als Leistungsmesser Jedes Reflektometer, das in einer angepaßten Speiseleitung mit R = Z 0 liegt, läßt sich in W eichen. Dazu muß die Meßwerkempfmdlichkeit fest eingestellt sein. Aus der HF-Spannung, gemessen an R, ergibt sich die Lei¬ stung P = IP/R = IP/Zc in W für die Skalenkalibrierung. Die Schalterstel¬ lungen R und V sollten zum gleichen Meßergebnis führen, wenn TX und R vertauscht werden. Die Eichung ist bei einigen Reflektometertypen fre¬ quenzabhängig, bei anderen frequenzunabhängig. Als Hinweis mag genü¬ gen, daß Geräte mit kapazitiven oder ohmschen Spannungsteilern für das hochfrequenzspannungsproportionale Signal in Grenzen frequenzunabhän¬ gig, z. B. zwischen 1,8 und 30 MHz, sind. Sie können daher nach einmaliger Kalibrierung auf dem einen KW-Band auch auf den anderen KW-Bändern ohne Nacheichung eingesetzt werden. Besitzt man eine in W geeichte Skale, so läßt sich das Stehwellenverhält¬ nis aus der Beziehung Gl. (5), SWV = (fP,+ JP t )/(/T\ - y[P,), (5) 153 mit P in W und den Indizes v für vorwärts und r für rückwärts berechnen. Wichtig ist zu wissen: Die auf der Speiseleitung an der Reflektometermeßstelle übertragene Lei¬ stung P ä = P w - P, in W ist stets die Differenz aus in V- und R-Stellung gemessenen Leistungen. Interpretation der Anzeige eines Reflektometers Reflektometer haben Meßfehler auf Grund der Diodencharakteristik bei kleinen Richtsignalen. Für den Funkamateur ist jedoch viel mehr von Be¬ deutung, das erhaltene Ergebnis SWV, P v oder P, richtig zu interpretieren, bewußt einschätzen zu können. Dafür sei an Hand von Beispielen Hilfestel¬ lung gegeben, die jedoch nicht erschöpfend sein kann. Beispiel A Das Reflektometer sei auf 50 fl Wellenwiderstand abgeglichen. Es befinde sich in einer kurzen 50-fl-Koaxialleitung zwischen Sender und Anpaßgerät. Diesem folge eine lange Koaxialkabelspeiseleitung bis zu einem hoch hän¬ genden 80-m-Halbwellendipol. Bei 3,5 MHz wurde optimal abgestimmt, ein SWV von 1,1 gemessen. Es wurde von 3,5 MHz an in Richtung 3,6 MHz durchgedreht, ohne daß sich dieser Wert änderte. Erst oberhalb 3,6 MHz stieg die Anzeige langsam an. Wohlgemerkt, am Stehwellenmesser und An¬ paßgerät wurden die Einstellungen unverändert belassen! Dieses im Zusammenhang zu beurteilende Ergebnis ist nicht erfreulich. Darüber täuscht auch ein SWV von 1,1 nicht hinweg. Es deutet alles darauf hin, daß die Speiseleitung hohe Verluste aufweist und die Antenne sehr schlecht an die Speiseleitung angepaßt ist. Eine luftisolierte Speiseleitung zwischen Antenne und Anpaßgerät hat das Problem sofort gelöst. Stark ver¬ lustbehaftete Speiseleitungen, verbunden mit einer schlecht angepaßten Antenne, täuschen oft eine große Breitbandigkeit der Antenne bei niedri¬ gen Stehwellenverhältnissen vor (s. K. Rothammel, Antennenbuch, u. a.). Beispiel B Anordnung und Reflektometer wie in Beispiel A. Die Antenne war eine G5RV mit einem Stück 2-Draht-Leitung und dann Koaxialkabel nach Bau¬ anleitung (s. K. Rothammel, Antennenbuch). Auf 14 MHz zeigte sich, daß bei Abstimmung in Reflexionsstellung R der Reflektometerausschlag größer war als in Vorwärtsrichtung V. Eine Verlängerung des Koaxialkabels um 2 m beseitigte das Problem. Es wurde bei Abstimmung ein Stehwellenver¬ hältnis von 1,5 erreicht, und mindestens alle 50 kHz mußte nachgestimmt werden. Welches waren die Ursachen? Die Speiseleitung war örtlich bedingt schräg vom Speisepunkt der G5RV fortgeführt worden, so daß Mantelwel¬ len (Gleichtaktwellen) induziert wurden. Bei der Meßfrequenz besaß die Speiseleitung eine Länge, die Resonanz für 14 MHz ergab, und ein Span¬ nungsbauch lag in der Nähe des Reflektometers. Die Verlängerung der 154 Speiseleitung um nur 2 m brachte diese außer Resonanz für die Mantelwel¬ len, so daß das Reflektometer wieder normal arbeiten konnte. Beispiel C In der gleichen Anordnung wie unter A wurde ein 80-m-Halbwellendipol auf ein Stehwellenminimum von 1,05 bei 3,55 MHz gebracht. Als Speiselei¬ tung wurde eine luftisolierte «Hühnerleiter» verwendet. Das Reflektometer war bei 14 MHz an einer Kunstantenne sorgfältig abgeglichen worden. Ein anderes Reflektometer, an derselben Kunstantenne ebenfalls bei 14 MHz sorgfältig abgeglichen, wurde nun an Stelle des ersten Geräts eingeschleift. Das Stehwellenverhältnis bei 3,55 MHz war jetzt 2,2, und erst bei 3,6 MHz konnte wieder ein solches von 1,05 erreicht werden. Aus diesem Meßergeb¬ nis kann man 2 Schlüsse ziehen: - Eins der beiden Geräte bringt zusätzlich einen Blindwiderstand in das System. - Eins der beiden Reflektometer ist durch schlechtere Schirmung empfind¬ licher gegen niemals auszuschließende Mantelwellen auf der Speiselei¬ tung. Beispiel D Mit einem älteren Telegraflesender, der mit Frequenzverdopplung bis zum Treiber arbeitete, konnte auf 14 MHz mit Reflektometer und Anpaßgerät eine Quadantenne auf ein Stehwellenverhältnis von 1,05 abgeglichen wer¬ den. Eines Tages war kein Abgleich besser als 1,3 mehr möglich. Als Ursa¬ che wurde nach langem Suchen gefunden, daß der Treiberkreis noch auf 7 MHz stand, d. h., daß in der PA die Frequenz verdoppelt wurde. Nach Korrektur ließ sich wieder das alte Stehwellenverhältnis erreichen. Als Ursache konnte ermittelt werden, daß der sogenannte Subharmoni- schenanteil 7 MHz im 14-MHz-Signal vom Collins -Filter (rt-Filter) in der PA vollständig durchgelassen wurde, für dieses Signal bot die Antenne fast vollständige Fehlanpassung. Auf diese Weise entstand das gemessene schlechtere Stehwellenverhältnis. Man könnte noch beliebig weitere Beispiele anfügen. Aber diese 4 dürf¬ ten bereits ausreichend aussagen, daß Messungen mit einem Reflektometer oder SWV-Meßgerät stets sehr sorgfältig interpretiert werden müssen. Dazu bedarf es einiger Erfahrung. Schlußf olgerungen Trotz einiger Vorbehalte ist der Stehwellenmesser oder ein Reflektometer ein ausgezeichneter Indikator für die Leistungsübertragung und -anpassung in dem Punkt der Speiseleitung, an dem die Messung ständig oder zeitweise vorgenommen wird. Um exakt interpretierbare Ergebnisse zu erzielen, sollte man ein wenig die Arbeitsweise dieser Geräte kennen, aber minde¬ stens folgende Punkte beachten: - Ist sichergestellt, daß der Abgleich des Reflektometers für den Wellenwi- 155 derstand Z 0 der Speiseleitung vorgenommen wurde und daß es in einer Leitung mit gleichem Wellenwiderstand arbeitet? - Ist sichergestellt, daß beim Vertauschen von Ein- und Ausgang des Ge¬ räts und Wechsel der Schalterstellungen R und V das gleiche Meßergeb¬ nis erhalten wird? - Ist sichergestellt, daß eine Verlängerung der Speiseleitung um etwa A/8 die gleichen Meßwerte bringt? Bei Sicherstellung dieser 3 Punkte kann man dem Meßergebnis ver¬ trauen, muß es jedoch richtig interpretieren (s. Beispiele A und D), d. h., dieses im Zusammenhang mit dem ganzen System, z. B.TX, Reflektome¬ ter, Anpaßgerät, Speiseleitung und Antenne, sehen. Dann, und nur dann, bringen die Messungen so manches an den Tag. Schaltung eines hochwertigen HF-Reflekto-Wattmeters Ein ausgereiftes Reflektometer vom frequenzunabhängigen Typ für alle WARC-KW-Bänder und Vollausschlagbereiche 0,5; 5; 50; 500 W wurde seit Jahren unverändert in allen Auflagen des RSGB-Radio-Communication- Handbook veröffentlicht. Eine geringfügig veränderte Schaltung, die mit einem Meßwerk auskommt, ist in Bild 6 angegeben. Die Richtkoppler sind elektrostatisch gegenüber der 1-Draht-Primärwick- lung und damit kapazitiv entkoppelt. Das geschieht, indem man die Primär¬ wicklung, ein Stück Koaxialkabel, durch einen Ferritringwandler schiebt Bild 6 HF-Reflekto-Wattmeter für den Bereich 1 bis 30 MHz und 0,5 bis 500 W (Beschrei¬ bung im Text). Die Instru- mentenvorwiderstände sind dem Meßwerk anzupassen, daher nur Richtwerte. Das Ge¬ rät wird in eine Metallbox eingebaut. Selbst das Me߬ werk ist gegen das Boxinnere abzuschirmen. In diesem Fall ist noch zwischen V/R-Schal- ter und Meßwerk eine HF- Drossel-Durchführungs-C- Kombination (ImH, 10 nF) zu schalten 156 und die Schirmung ausschließlich lbeinig im Innern der Metallbox des Ge¬ räts erdet. Ein- und Ausgang sollen eng beieinanderliegen. Die Sekundär¬ wicklung, 12 Wdg., 0,6-mm-CuL-Draht, ist auf dem Ringumfang gleichmä¬ ßig zu verteilen. Das Ferritmaterial sollte im interessierenden Frequenzbe¬ reich eine hohe Permeabilität aufweisen. Die Widerstände R (+5%), RI und R 2 sind induktionsarme Borkohlewiderstände entsprechender Belast¬ barkeit. Dabei kann R 1 durch mehrere parallelgeschaltete Widerstände ge¬ ringerer Belastbarkeit ersetzt werden. R2 ist so zu wählen, daß die Kombi¬ nation R2 mit RV1 220 Cl bzw. 150 fl für 50-0- bzw. 75-fl-Reflektometer erreicht. Das Gerät wird an der richtigen Kunstantenne in Reflexionsstellung mit RV1 auf Instrumentennull abgeglichen. Dieses Potentiometer ist ein induk¬ tionsarmer Einsteller. Als Dioden werden Ge-Punktkontakttypen mit einer Sperrspannung von über 50 V verwendet. Sie sollten eine möglichst über¬ einstimmende Kennlinie in Flußrichtung aufweisen. Die Gerätekalibrie¬ rung ist mit einem Sender, einem Lastwiderstand (Kunstantenne) entspre¬ chender Belastbarkeit und einem HF-Voltmeter zur Messung der HF-Spannung an der Kunstantenne vorzunehmen. Dabei steht der Schalter in Vorwärtsrichtung V. Zur Nachkontrolle werden Reflektometerein- und -ausgang vertauscht und jetzt in Schalterstellung R gemessen. Die Ergeb¬ nisse sollten bei beiden Meßreihen übereinstimmen. Die Abgleich- und Ka¬ librierarbeiten werden nach Möglichkeit bei 14 oder 21 MHz vorgenom¬ men. ELEKTRONIK-SPLITTER NF-Verstärkerstufe 30 dB In der NF-Verstärkertechnik benötigt man mitunter Verstärkerschaltungen, die sich unterschiedlichen Einsatzfällen anpassen lassen. Der Stromlaufplan zeigt eine 2stufige Vorverstärkerschaltung, die eine Verstärkung von 30 dB hat. Durch die Wahl des Wi¬ derstandswerts von R 1 und R2 kann die Verstärkung variiert werden. Der erzielbare Spannungsverstärkungsfaktor V ergibt sich aus der Beziehung F== (R 1 + R2)/R2. Mit den angegebenen Werten ist V = 34fach. Der Eingangswiderstand beträgt etwa 500 k£l, der Ausgangswiderstand ist etwa 250 Q. Die Betriebsspannung kann im Bereich 12 bis 30 V liegen. Als Transistoren eignen sich für VT1 = SC239, für VT2 = SC309. 157 Ing. H.-U. Fortier - Y2300 Baugruppen für das 1,3 -GHz-Amateurfunkband Die Anordnung Nr. 2 über den Amateurfunkdienst - Amateurfunkord¬ nung - vom 27. April 1983 gestattet den Funkamateuren der DDR nun auch die Benutzung des Amateurfunkbands von 1,24 bis 1,3 GHz (1240 bis 1300 MHz). Damit ist die technologische Lücke geschlossen, die zwischen dem 430-MHz- und dem 5,6-GHz-Bereich noch bestanden hat. Funkama¬ teure, die die höheren GHz-Amateurfunkbereiche aktivieren wollen, kön¬ nen somit die ersten Erfahrungen im Bau und in der Betriebstechnik bei 1,3 GHz sammeln, um dann den Schritt zu höheren Frequenzen zu wa¬ gen. Im Hinblick auf die Eigenbaupraxis ist der Frequenzbereich bei 1,3 GHz sehr interessant. Die Schwingkreise haben hauptsächlich konzentrische Formen. Es dominieren die koaxialen Kreise, die bevorzugt bei der Kam¬ merbauweise angewendet werden. Aber auch die geätzten Leitungskreise bei der Leiterplattentechnik haben große Bedeutung, so daß Geräte in fla¬ cher Bauweise möglich sind. Etwas schwieriger ist die Auswahl der aktiven Bauelemente, z.B. der Transistoren. Aber auch in diesem Fall lassen sich Kompromisse finden, wie noch gezeigt wird. Als Meßmittel muß minde¬ stens ein Absorptionsfrequenzmesser, wie er in [1] beschrieben wurde, vor¬ handen sein. Das 1,3-GHz-Amateurfunkband wird künftig große Bedeutung beim Sa¬ tellitenfunk und bei der ATV-Arbeit erlangen. Denken wir nur daran, daß AMSAT-OSCAR 10 bereits über einen Transponder von 23 nach 70 cm ver¬ fügt. Weiterhin gibt es ATV-Relaisfrequenzen nach einer Empfehlung der IARU-Region 1, die 23 cm nach 70 cm umsetzen. Damit kann z. B. ein Stadtgebiet mit ATV-Signalen versorgt werden. Diese Überlegungen veran- laßten den Autor, auch eigene Versuche auf diesem Band durchzuführen. Im Ergebnis dieser Tätigkeit entstanden ein 23-cm-Konverter sowie ein Sendeumsetzer von 144 MHz nach 1,3 GHz. Oszillator-Frequenzaufbereitung für 1152 MHz Wie schon gesagt, ist die Auswahl der Transistoren über 400 MHz sehr pro¬ blematisch. Daher wurde für die ersten Versuche der Oszillatorfrequenzauf- 158 den Kreisen hergestellt werden. bereitung eine Schaltung mit Diodenvervielfacher untersucht und auch auf¬ gebaut. Mit dieser Schaltung wurden sehr gute Ergebnisse erzielt. Leider reicht der Signalpegel nur dazu aus, einen Empfangsmischer richtig zu be¬ treiben. In Bild 1 ist der Stromlauf plan für diesen Oszillator wiedergege¬ ben. Frequenzbestimmendes Bauelement ist ein 96-MHz-Quarz (57,6 MHz), der in der 1. Stufe mit VT1 und der Induktivität LI auf seiner Sollfrequenz zum Schwingen gebracht wird. Im schwingenden Zustand fließt für VT1 bei 12 V Betriebsspannung etwa 4 mA Kollektorstrom. In der 2. Stufe wird das Signal verdreifacht. Der Kollektorkreis wird auf 288 MHz abgeglichen. Setzt man einen 57,6-MHz-Quarz ein, muß in dieser Stufe verfünffacht werden. Der Wirkungsgrad ist dann etwas geringer. Für VT2 muß ein UHF- Transistor mit hoher Verstärkung eingesetzt werden. Ausgezeichnete Ergeb¬ nisse zeigte der 2 N 3866. Bei diesem Transistortyp fließen bei Aussteue¬ rung bis 15 mA Kollektorstrom. Das mit dem Schwingkreis ausgesiebte 288-MHz-Signal wird in den fol¬ genden 3 Stufen mit den Transistoren BFY90 (VT3), BFY90 (VT4) und KT 610 (VT5) geradeaus weiterverstärkt und mit der Diode VD1 vervier¬ facht. Mit dem Bandfilter L8/L9, das in Koaxialtechnik aufgebaut ist, fil¬ tert man die 1152 MHz aus. Diese Anordnung hat einen relativ schlechten Wirkungsgrad, so daß an der Auskopplung des Bandfilters nur etwa 1,5 mW auf der Endfrequenz zur Verfügung stehen. Der Wirkungsgrad hängt im weitesten Sinne von der verwendeten Varaktordiode ab. In diesem Fall hat sich eine KB 105 bewährt. Die Kreise mit den Induktivitäten L2, L3, L4 und L5 sind alle auf 288 MHz abgeglichen. Dadurch erhält man eine gute Selektivität und Bandbreite des Verstärkers. Die Anpassung der Stufe mit VT5 an den Ver¬ vierfachet mit VD1 und das Bandfilter geschieht durch LI und den 10-pF- Trimmer. L6 bildet für die verdreifachte Frequenz von 288 MHz (864 MHz) einen Saugkreis (Idler). Mit dem Einstellregler von 25 kfl wird der richtige Arbeitspunkt für die Vervierfacherdiode VD1 eingestellt. Man muß auf größte Ausgangsspannung an der Auskopplung des Bandfilters mit dem 25-kfl-Einstellregler abgleichen. Über den Einstellregler müssen bei An¬ steuerung etwa -8 V anliegen. Die Oszillatorfrequenzaufbereitung ist in Kammerbauweise ausgeführt. Das Bandfilter mit L8 und L9 ist in Koaxialtechnik in einer gesonderten Kammer eingebaut. Das Kammergehäuse kann aus doppeltkaschiertem Halbzeug oder aus Weißblech zusammengelötet werden. Für dieses Ge¬ häuse sind keine festen Abmessungen vorgegeben. Die Abmessungen des Bandfilters sind aus dem Stromlauf plan (Bild 1) ersichtlich. Beim Autor hat sich ein Gehäuse mit den Abmessungen 170 mm x 50 mm x 30 mm be¬ währt. Der Abgleich dieser Baugruppe beginnt nach Abgleich des Quarzoszilla¬ tors mit der Abstimmung der Kreise L2 bis L5 auf 288 MHz. Etwas kriti¬ scher ist der Abgleich der Vervierfacherstufe mit dem Bandfilter L8/Z.9. In die erste Kammer ist der Absorptionsfrequenzmesser leicht einzukoppeln. 160 Man stellt nun mit dem Trimmer 10 pF und dem 25-kß-Einstellregler den größten Ausschlag am Indikator ein. Hat man einen leichten Ausschlag er¬ reicht, ist der Trimmer (Abgleichschrauben s. Aufbauvariante 2) des ersten Koaxialkreises (L8) zu verstellen und in Stellung des maximalen Aus¬ schlags des HF-Indikators stehenzulassen. Nun wird der Absorptionsfre¬ quenzmesser an die Auskopplung des Bandfilters (L9) angeschlossen und der Trimmer von L 9 ebenfalls auf maximalen Ausschlag des HF-Indikators eingestellt. Diesen Vorgang muß man mehrmals wiederholen, bis etwa f/ H Feff = 0,35 V an 5012 am Ausgang der Frequenzaufbereitung stehen. Leider ist die Ausgangsleistung dieser Oszillatorfrequenzaufbereitung für die Ansteuerung eines Sendeumsetzers zu gering. Aus diesem Grunde wird eine weitere Baugruppe erforderlich, die eine Oszillatorleistung bis 0,5 W abgeben kann und mit der sich ein Leistungsaufwärtsmischer betreiben läßt. Diese Baugruppe ist außerdem auf Leiterplatten aus Cevausit aufge¬ baut und in einem Gehäuse aus Weißblech untergebracht. Sie besteht aus 2 Teilen, der Oszillatorbaugruppe bis 384 MHz und dem Leistungsverdrei- facher auf 1 152 MHz mit einem Transistor KT610. Die Leiterplattenent¬ würfe gehen auf [2] zurück. Frequenzaufbereitung für 384 MHz Ausgangspunkt der Frequenzaufbereitung (Bild 2) ist auch in diesem Fall ein 96-MHz-Quarz. Er wird in der Stufe mit VT1 auf seiner Sollfrequenz er¬ regt. In der 2. Stufe mit VT2 wird verdoppelt. Hier hat sich, wie in den bei¬ den folgenden Stufen, der BFY90 bewährt. Die 3. Stufe verdoppelt das Si¬ gnal von 192 auf 384 MHz. An der Basis von VT4 stehen etwa 10mW, die in der Geradeausstufe auf 50 mW verstärkt werden. Die folgende Stufe VT5 erhöht den Pegel weiter auf 160 mW. Diese Leistung erreicht man nur durch den Einsatz eines 2 N 3866. Mit dieser Energie wird der KT 610 angesteuert, der dann am Ausgang des n-Filters etwa 1W an 50 O bei '384 MHz zur Verfügung stellt. Diese Baugruppe zieht bei 13,5 V etwa 250 mA. Der Abgleich der Kreise LA, L5 und L6 ist einfach. Es wird nur auf maximale HF bei 384 MHz abgegli¬ chen. Kritischer ist die richtige Einstellung der Ausgangsleitwerttransforma¬ tion mit L7/C7/C8, dem anschließenden Hochpaß mit C9/L8/C10 und dem Tiefpaß mit C11/L9/L12. Diese Kreise müßten normalerweise gewob- belt werden. Man kann sich aber auch behelfen, indem man selektiv bis 384 MHz auf größte HF-Amplitude abstimmt und dabei auch selektiv die Frequenzen bei 192 MHz (Hochpaß) und 576 MHz (Tiefpaß) auf Minimum abgleicht. Ein wechselseitiger Abgleich ist angebracht und erhöht die Selek¬ tion bei 384 MHz. 11 Schubert, Eljabu 85 161 +12V Z50mA 162 Transistorverdreifacher von 384 nach 1152 MHz Diese Baugruppe arbeitet mit dem Transistor KT 913 (Bild 3). Es ist leider ein 28-V-Transistor, der bei 12 V Betriebsspannung einen schlechten Wir¬ kungsgrad hat. Leistungstransistorverdreifacher arbeiten in C-Betrieb, wo¬ bei der Stromflußwinkel die Größe der Ausgangsamplitude bestimmt. Die Kennlinie des Transistors wird nur durch die Spitzen des Eingangssignals ausgesteuert, so daß am Ausgang der Stufe oberwellenreiche Stromimpulse entstehen. Die Impulse mit der richtigen Frequenz werden durch L2 ausge¬ siebt und durch das nachfolgende 2kreisige Bandfilter weiter gefiltert. Es entsteht auf diese Weise ein spektralreines Ausgangssignal bei 1152 MHz. Die Wahl des Stromflußwinkels und damit das Einstellen des Wirkungs¬ grads des Verdreifachers ermöglicht der Regler RI zwischen Basis und Masse von VT1 (Bild 3). Durch Versuche ermittelt man den größten Wir¬ kungsgrad. Dabei wird das HF-Maximum am Ausgang des Bandfilters durch Verstellen des Reglers eingestellt. Der Widerstand R 2 in der Gleich- spannungszufiihrung ist zur Dämpfung parasitärer Schwingungen unbe¬ dingt notwendig und darf 5 ü nicht unterschreiten. Die Anpassung des Transistor-Ausgangsleitwerts an das 1152-MHz-Bandfilter nimmt man über den Serienkreis L2 und den variablen Koppelkondensator C k vor, der auf Grund seines großen kapazitiven Blindwiderstands bei niedrigen Frequen¬ zen zusammen mit dem Bandfiltereingangskreis einen sehr guten Hochpaß darstellt. Der Verdreifacherwirkungsgrad dieser Baustufe wird noch durch +12V/250 mA Bild 3 Stromlaufplan der Transistonerdreifacherstufe von 384 nach 1152 MHz Spulendaten für den Transistorverdreifacher nach Bild 3 (Bild 8) LI und L2 sind auf der Leiterplatte geätzt L3 - 1,5 Wdg., 1,2-mm-CuAg, auf 6-mm-Dorn eng gewickelt LA/LS - siehe Bild 14 (Bild 8) L6 - 1 Wdg., 1,2-mm-CuAg, auf 6-mm-Dom gewickelt Bei den Abstimmkondensatoren für LA und LS handelt es sich um M6-Schrauben (s. Bild 14). 11 ' 163 Bild 4 Leitungsführung der Leiterplatte für die Oszillator aufbereitung für 384 MHz. Es handelt sich um eine beidseitig beschichtete Cevausit-Leiter- platte. Der Entwurf geht auf [3] zurück 12p Vi Bild 5 Bestückungsplan der Leiterplatte nach Bild 5 den Idler-Kreis L3/C8, den man auf 768 MHz abgleicht, erhöht. Bei mit 50 O abgeschlossenem Bandfilter wird auf HF-Maximum abgeglichen. Auch in diesem Fall wendet man den HF-Indikator an. Am Abschlußwider¬ stand stehen etwa 800 mW für den Leistungsmischer und 5 bis 50 mW für den Empfängermischer zur Verfügung. Bild 4 bis Bild 9 zeigen die Leiterplatten und Aufbauskizzen für die in Bild 2 und Bild 3 vorgestellten Baugruppen. 161 Bild 6 Vorschlag für den mechanischen Aufbau der Oszillatoraufbereitung für 384 MHz Bild 1 Leitungsführung für den Transi- storverdreifacher nach Bild 3. Der Leiterplattenent¬ wurf geht auf [3] zurück. Es wurde doppeltkaschier¬ tes Cevausit-Ma- terial verwendet 166 Bild 8 Mechanischer Aufbau der Verdreifacherstufe mit Bestückungsplan W LS Bild 9 Abmessungen der Spulen L3 und L6 für den Transistorverdreif acher (s. Spulendaten) Sendermischer mit der SAZ 61 Für Leistungsaufwärtsmischer gilt der aus der Großsignaltheorie hergelei¬ tete Zusammenhang von HF-Wirkungsgrad und dem Verhältnis obere Fre¬ quenzlage zu Varaktorgrenzfrequenz. Bild 10 gibt diesen Zusammenhang anschaulich wieder. Der vorgestellte Aufwärtsmischer arbeitet mit jeder Va¬ raktordiode, deren Gütegrenzfrequenz um 100 GHz liegt. Daher kann die SAZ 61 als Speichervaraktordiode mit sehr gutem Erfolg eingesetzt werden. Da sie mit Ladungsspeicherung bei Aussteuerung in das Flußgebiet arbei¬ tet, ist der HF-Wirkungsgrad etwa 70%. Bild 11 zeigt den Stromlauf plan. Durch das Bandfilter L6/L7 erzielt man am Ausgang eine Oszillatorfrequenzunterdrückung von etwa 25 dB und eine Dämpfung des Mischprodukts mit der 2. ZF-Harmonischen von etwa 50 dB. Da das 1,3-GHz-Band harmonisch zum 144-MHz-Band liegt, treten 167 Bild 10 HF-Wirkungsgrad einer SAZ- 61-Speicherdiode als Funktion des Verhältnisses Betriebsfre¬ quenz zu Grenzfrequenz. Da¬ bei bedeuten: q HF - P 3 /P 2 , lü 2 - Oszillatorfrequenz (1152 MHz), ca 3 - Betriebsfre¬ quenz (1296 MHz), co c - Gü¬ tegrenzfrequenz der Diode. P 3 - Ausgangsleistung bei 1296 MHz, P 2 -Oszillatorlei- stung Bild 11 Stromlaufplan für den Diodenaufwärtsmischer mit der Varaktor-SAZ 61 Spulendaten für den Mischer nach Bild 11 LI, L2, L3 sind auf der Leiterplatte geätzt L4/L5 - 5 Wdg., 1,2-mm-CuAg, auf 6-mm-Dorn gewickelt; Länge = 8 mm, L5 hat Anzapfung bei 1,5 Wdg. vom kalten Ende L6/L7 - siehe Bild 13 und Bild 14 noch die 9. ZF-Harmonische (144 MHz) und ihr Intermodulationsprodukt (2 x 1,3 GHz-9 x 144 MHz) auf, die sich im Durchlaßbereich des Bandfil¬ ters befinden. Ein Umstand, der bei einer ZF von 144 MHz auch für die an¬ deren Mischer gilt. Durch Wahl der richtigen Signalpegel für den Lei¬ stungsmischer lassen sich diese unerwünschten Mischprodukte aber um 40 bis 50 dB unterdrücken. Über das 2-Kreis-Filter L1/L2, das gleichzeitig den Generatorwiderstand an die Impedanz der Speicherdiode anpaßt, gelangt die Frequenz 1152 MHz zur SAZ 61. Ebenso wird der Ausgangslastwiderstand über ein 2kreisiges Filter L3/L6 für die Ausgangsfrequenzen 1296 MHz an die Diode angepaßt. Der Kondensator C3 in Reihe mit der Diode hält die ZF von den Hochfrequenzkreisen fern. Das ZF-Signal von 144 MHz wird der 168 Diode über eine Transformationsschaltung, bestehend aus L5/C5/C6/C7/L4, zugeführt. Der Widerstand parallel zur Diode stellt den richtigen Arbeitspunkt der SAZ 61 ein. In diesem Fall müssen bei Ansteue¬ rung durch die Oszillatorfrequenz etwa 6 V anliegen. Als Richtwert für den Widerstand kann man 100 kO ansetzen. Beim Abgleich des Mischerbausteins ist folgendermaßen vorzugehen: Die fertig montierte Baugruppe steuert man mit dem 1152-MHz- und einem 144-MHz-Signal an. Die Leistung bei 144 MHz sollte anfangs 30 mW nicht überschreiten. Am Ausgang mißt man möglichst selektiv (mit Empfänger) das 1296-MHz-Signal. Der Absorptionsfrequenzmesser ist auch verwendbar. Zuerst stellt man den 144-MHz-Eingang auf geringstes Stehwellenverhältnis ein und optimiert danach das Bandfilter, bis das ge¬ mischte Signal nachzuweisen ist. Anschließend werden alle Kreise abwech¬ selnd auf Maximum gestellt. Dazu müssen auch die Koppelbleche und C3 variiert werden. Der Serienkreis C5/L4 beeinflußt die Unterdrückung der 9. Harmonischen von 144 MHz. Dabei muß C5 etwa die gleiche Stellung wie CI haben. Der Einfluß des Kreises liegt bei etwa 10 dB Absenkung für die 9. Harmonische. Nach diesem Vorabgleich wird der Umsetzer mit dem 144-MHz-Signal so weit ausgesteuert, bis die Ausgangsleistung nicht mehr ansteigt (Sätti¬ gung der SAZ 61). Die Leistung bei 144 MHz liegt dann zwischen 0,2 und Bild 12 Leitungsführung der Leiterplatte für den Diodenmischer. In [3] wurde als Leiterplat¬ tenmaterial PTFE (Teflon) eingesetzt. Wird Cevausit verwendet, muß die Leiterplatte in den Abmessungen der Klammerwerte angefertigt werden 169 schers. Setzt man Cevausit-Material für die Leiter¬ platte ein, sind die Abmessungen entsprechend zu verändern. Das Bandfilter bleibt in seinen Abmes¬ sungen bestehen 0,5 Bild 14 Maßskizze für die Innenleiter der Bandfil- Bild 15 ter Maßskizze für den Koppelkondensator C K , 170 0,3 W, und die Ausgangsleistung bei 1296 MHz muß 0,4 bis 0,5 W haben. Nach diesen Arbeiten kann der Deckel auf die Baugruppe gelötet werden. Bild 12 bis Bild 15 geben Hinweise für die Leiterplatte und den Aufbau des Diodenauf wärtsmischers. Konverter für 1296 MHz Mit diesem Konverter, dessen Stromlauf plan in Bild 16 wiedergegeben ist, können erste Empfangsversuche unternommen werden. Seine Rauschzahl liegt etwa bei 10 dB, er ist also nicht sehr empfindlich. Dieser Nachteil kann durch Vorschalten eines Vorverstärkers ausgeglichen werden. Die Eingangsstufe ist in Basisschaltung ausgelegt und mit dem Transistor BFY90 bestückt. Es ließe sich auch der KT312 A einbauen. Leider sind durch die doppelte Herausführung des Emitteranschlusses die Einbaube- Oszillatorspannunq «« 0,3 V Vorverstärker 7752 MHz Mischer ZF-Verstärker Daten der Spulen und Kondensatoren sowie Sonderbauelemente für den Konverter nach Bild 16 CI und C7 - Blechfahne drehbar auf Innenleiter der BNC-Buchse. Schwenkbar gegen eine Blechfahne (8 mm x 8 mm), die am Bandleiter angelötet ist C3 und C9 - 15 pF Subminiaturscheibenkondensator (3 mm x 3 mm), Anschlu߬ drähte 2 mm lang, direkt zwischen Basiszuleitung am Transistorboden und Transistorkappenflansch gelötet Cll - 15 pF Scheibenkondensator (6 mm Durchmesser); Vergußmasse (Farbe) entfernen, Zuleitungen ablöten; Pille direkt auf Trennwand gelötet. Kol¬ lektordraht 3 mm lang auf anderen Belag gelötet L1/L3/L4 - Streifenleitung aus Cu-Folie (0,5 mm) 8 mm breit, wirksame Länge 20 mm, 6 mm über dem Chassis geführt M-Erdhalterung: Messingklötzchen mit Bohrung entsprechend dem BFY 90 auf das Chassis geschraubt; Transistorkopf in die Bohrung gedrückt. Siehe dazu auch Bild 17a und b. 171 dingungen für die Kammerbauweise sehr ungünstig. Sehr gute Ergebnisse müßte der KT391A bringen, der als Vorstufentransistor bei 1 GHz eine Rauschzahl von 3 dB hat. Obwohl der Emitter auch doppelt herausgeführt ist, kann er eingebaut werden, weil er sich auf Grund seiner hohen Transit¬ frequenz von 6 GHz in Emitterschaltung betreiben läßt. Die notwendige Se¬ lektion bewirken die Streifenleitungskreise LI und L3, die mit Spindeltrim¬ mer auf 1296 MHz abgeglichen werden. Der Abgleich ist relativ schwer. Man muß ein Dipmeter einsetzen oder zumindest ein 70-cm-Signal zur Verfügung haben, das man mit einer Diode verdreifacht und damit den Empfänger abgleicht. Die Mischstufe ist über ein Bandfilter an die Vorstufe angekoppelt. Der Transistor VT2 (BFY 90) ist ebenfalls in Basisschaltung eingebaut. Die Os¬ zillatorfrequenz von 1152 MHz wird kapazitiv (C7) auf den Leistungskreis gekoppelt. Die Oszillatoramplitude muß 300 mV betragen. Mit dieser Span¬ nung ergibt sich die größte Mischsteilheit des BFY 90. Das ZF-Signal von 144 MHz wird über den Tiefpaß C5/L5/C13 ausgekoppelt und der nachfol¬ genden ZF-Verstärkerstufe zugeführt. In dieser Stufe ist ein GF147 einge¬ setzt, der die erforderliche Nachverstärkung bewirkt. Die Kreise L5/C12/C13, L7/C18 müssen auf 144 MHz abgestimmt werden. L2 und L6 sind Drosseln, die die Hochfrequenz in der Kollektor- und Emitterspan¬ nungszuführung abblocken. Mit den Reglern R2, R 6 und Rll stellt man die Vorspannung der Transistoren ein. VT1 und VT3 werden damit auf größte Verstärkung und der Mischtransistor VT2 auf beste Mischsteilheit abgeglichen. Der mechanische Aufbau des Mischerkreises L4 und C7 ist aus Bild 17 zu ersehen. Der Eingangskreis Ll/Cl ist ähnlich aufgebaut. Bei der Vor¬ stufe fehlt jedoch der Scheibenkondensator CI 1. C3 bzw. C9 müssen un¬ mittelbar an der Basis und der Gegenbelag direkt am Transistorgehäuse festgelötet werden. Das gilt genauso für Cll, der unmittelbar neben dem Transistor auf die Trennwand gelötet wird. Der Kollektoranschluß muß sehr kurz gehalten werden. Eine weitere Maßnahme, um Schwingneigung von CI(CI) LHL3) BFY 30 £ B C 'yif,/ Erdhalterung Tg] ra 7 “ p Rohrtrimmer Chassis a) WC BBC Bild 17 Skizze des Auflaus der Leitungskreise für den Konverter nach.Bild 16 172 VT1 und VT2 zu verhindern, besteht darin, den Transistor in eine Metall¬ hülse einzupassen, die auf das Metallchassis geschraubt wird und auf diese Weise das Transistorgehäuse direkt erdet. Es ist auch möglich, die beiden Transistoren über Scheibenkondensatoren von 680 pF zu erden. Die Kon¬ densatorpille lötet man auf das Chassis und den Transistor mit seinem Ge¬ häuseoberteil. auf den Gegenbelag. Das muß mit einem leistungsstarken Lötkolben geschehen, der das vorverzinnte Transistorgehäuse umgehend er¬ hitzt. Der Transistor muß dann schnell auf den Kondensator gedrückt wer¬ den. In diesem Fall muß jeder nach seinen Möglichkeiten entscheiden, wel¬ che Methode der Transistorerdung er vornimmt. Die Widerstände, außer R 9, befinden sich alle außerhalb des Gehäuses und sind zwischen den Durchführungskondensatoren angeordnet. Die Gehäuseabmessungen betragen 130 mm x 60 mm x 25 mm (LBH). Die Stromaufnahme des Konverters beträgt bei t/ B = 12 V etwa 10 mA. Die¬ ser Konverter ist ein Projekt, mit dem man experimentieren kann. Durch eine andere Transistorkonfiguration lassen sich weit bessere Rauschzahlen als 10 dB erreichen. Konverter für gehobene Ansprüche Dieser Konverter dürfte Erwartungen hinsichtlich besserer Empfindlichkeit und Stabilität erfüllen. Es werden keine besonderen Spezialteile benötigt. Als vorteilhaft hat sich für den Bau der Leitungskreise Kupferfolie erwiesen. Man kann sie leicht löten und auch verbiegen. Damit läßt sich jede belie¬ bige Kopplung einstellen. Zur Abstimmung der Streifenleitungen sollten ausschließlich Rohrtrimmer eingesetzt werden. Der Konverter ist in Kammerbauweise aufgebaut. Die Gehäuseabmessungen betragen 150 mm x 70 mm x 30 mm. In der Vorstufe für 1296 MHz wurde ein BFR 34 A verwendet. Nach Her¬ stellerangaben ist die typische Rauschzahl für diesen Transistor bei 1296 MHz 2,2 dB. Der erreichte Wert liegt etwa bei 3 dB, also ein Wert, der vor Jahren auch bei 2 m eine erstrebenswerte Empfindlichkeit war. Die An¬ tennenkopplung sollte erfahrungsgemäß einstellbar sein, um die immer vor¬ handenen Blindanteile der Kabel- und Antennenimpedanz wegstimmen zu können. Über den kapazitiv verkürzten Halbwelleneingangskreis, der etwa 35 mm lang ist, wird die Antenne an den Transistor VT1 angekoppelt. Die Dros¬ sel Drl und der Scheibenkondensator C3 bilden einen Hochpaß, der tiefere Frequenzen dämpft. Der Kollektor des Transistors wird durch einen Kop¬ pelkreis L2 an den A/4-Kreis L3 des Bandfilters L3/L6 für 1296 MHz ange¬ schlossen. Man hat auf diese Weise die Möglichkeit, durch Verbiegen und Lageveränderung des Koppelkreises einen impedanzrichtigen Abschluß für den Transistor herzustellen. Verstärkung und Rauschen des Transistors wer¬ den dadurch optimiert. Die Mischstufe, ebenfalls mit einem BFR 34 A, ist über das Bandfilter an 173 Bild 18 Stromlaufplan des Konverters für gehobene Ansprüche nach [10] Spulendaten für den Konverter mit BFR 34 nach Bild 18 LI - Streifenleitung aus Cu-Folie (0,5 mm), Länge 35 mm; Breite 5 bis 8 mm L2 - Streifenleitung aus Cu-Folie (0,5 mm), Länge 30 mm; Breite 5 bis 8 mm 13 i - Streifenleitung aus Cu-Folie (0,5 mm), Länge 35 mm; Breite 5 bis 8 mm LA/LS - Streifenleitung aus Cu-Folie (0,5 mm), Länge 20 mm; Breite 5 bis 8 mm L6 - Streifenleitung aus Cu-Folie (0,5 mm), Länge 70 mm; Breite 5 bis 8 mm LI - Streifenleitung aus Cu-Folie (0,5 mm), Länge 8 mm; Breite 5 bis 8 mm L8 - Streifenleitung aus Cu-Folie (0,5 mm), Länge 15 mm; Breite 5 bis 8 mm L9/L10 - 5Wdg., 1-mm-CuAg, auf 6-mm-Dorn gewickelt, neben L10 im Abstand von 10 mm (Mitte/Mitte) anbringen Die Induktivitäten L9, L10 werden durch Auseinanderziehen oder Zusammendrücken abgeglichen. Für die Induktivitäten LI bis L8 kann auch 2-mm-CuAg-Draht verwen¬ det werden. die Vorstufe angekoppelt. Das Bandfilter hat 2 Funktionen zu erfüllen. Zum einen bewirkt es die erforderliche Selektion bei 1296 MHz und zum anderen, daß das Eingangssignal nicht über den Oszillator abfließt. Aus die¬ sem Grund ist für L6 ein Halbwellenkreis eingebaut, bei dem an 2 unter¬ schiedlichen Stellen durch induktive Kopplung das Eingangssignal sowie das Oszilla’torsignal zugeführt werden. Für das Oszillatorsignal gilt, daß es möglichst schwach eingekoppelt wird, um ein Abfließen des Nutzsignals in den Oszillator zu verhindern. Daher ist LI nur 8 mm lang und nur 5 mm über dem Chassisgrund zu befestigen. Die Länge des Koaxkabels zwischen der Mischstufe und der Oszillatorfrequenzaufbereitung muß A/2 oder ein ganzzahliges Vielfaches von A/2 bei der Injektfrequenz von 1152 MHz sein (Verkürzungsfaktor nicht vergessen!). Nur unter dieser Voraussetzung müssen die Kreise bei der Oszillatorfre¬ quenzaufbereitung und der Mischstufe (L i) nicht an die Kabelimpedanz angepaßt werden. Am Kollektor von VT2 ist der ZF-Kreis L9 eingebaut, er 174 wird auf 144 MHz abgeglichen. Als ZF-Verstärker benutzte der Autor einen Dualgate-MOSFET des Typs 40673. Er hat sich in dieser Stufe bewährt, da er sich durch eine hohe Verstärkung bei geringem Rauschen auszeichnet und die Mischstufe rückwirkungsfrei vom Nachsetzer entkoppelt. Die Gleichstromarbeitspunkte von VT1 und VT2 werden auch in diesem Fall über Einstellregler abgeglichen. Man geht in gleicher Weise vor, wie schon beim anderen Konverter beschrieben. Aufbau Es werden bewußt keine Abmessungen für die einzelnen Kammern gege¬ ben. Für die Konstruktion ist nur wichtig, daß alle Ein- und Ausgangsbuch¬ sen für HF an den Schmalseiten angebracht sind. Alle Durchführungskon¬ densatoren und Trimmer sind auf der großen Grundfläche montiert. Dadurch kann man den Abgleich nur von einer Seite vornehmen. Die ge¬ samte Gleichstrombeschaltung ist auf der Oberseite der Grundfläche ange¬ ordnet, wobei die Durchfuhrungskondensatoren und die Abblockkonden¬ satoren als Lötstützpunkte benutzt werden. Jede Trennwand wird einzeln nach dem Aufbau der Stufe eingelötet. Man sollte davor die Stufe auspro¬ bieren und gegebenenfalls verbessern. Unter dieser Voraussetzung kann die komplette Schaltung ohne eine genaue Vorausplanung experimentell aufge¬ baut werden. Die Transistoren werden an passender Stelle in Ausschnitte der Trenn¬ wände gesetzt. Die zu erdenden Anschlüsse kann man dann sehr kurz an Masse führen. Auch die über ein6 Kapazität zu erdenden Elektroden erfor¬ dern keine störenden Zuleitungen, weil die Chipkondensatoren direkt zwi¬ schen Anschluß und Chassisblech gelötet werden. Die Streifenleitungen be¬ stehen aus Kupferfolie. Sie sind mit ihren Breitseiten parallel zu den Trennwänden einzulöten. Die Mittellinie der Kreise liegt in der halben Kammerhöhe des Konverters. Die beiden vorgestellten Konverter arbeiten zuverlässig, auch der Lei¬ stungsmischer hat sich bewährt. Wie Versuche gezeigt haben, kann mit die¬ ser geringen Leistung noch kein QSO über größere Entfernungen gefahren werden. Hinzu kommt noch, daß zwischen Antenne und Konverter etwa 30 m Koaxkabel des Typs 60-10-3 geschaltet sind. Das sind bei dieser Ka¬ bellänge etwa 10 dB Verlust, ein undiskutabler Wert. Hier helfen nur ein Antennenvorverstärker sowie eine Endstufe direkt an der Antenne. Am be¬ sten, man setzt den kompletten Sende-/Empfangsmischer in unmittelbare Nähe der Antenne. Als Antenne verwendet der Autor eine 20-Elemente- Yagi, die etwa 1100 mm lang ist und 16 dB Gewinn hat. Literatur [1] H.-U. Fortier, Anfängerschaltungen für das 70-cm-Band, Elektronisches Jahrbuch 1984, Seite 183, Berlin 1983. 175 [2] B. Lübbe, Empfangskonverter für das 24-cm-Band mit Schottky-Dioden-Mischer. UKW-Berichte 15 (1975), Heft 4, Seite 206. [3] H. Fleckner, SHF-Varaktor-Aufwärtsmischer mit gutem Wirkungsgrad und gerin¬ gen IM-Verzerrungen. UKW-Berichte 17 (1977), Heft 2, Seite 66. [4] J. Dahms, Dreistufiger Antennenverstärker für das 23-cm-Band. UKW-Berichte 17 (1977), Heft 2, Seite 89. [5] J. Hoever, Vorverstärker für das 23-cm-Band mit dem Transistor AF 267. UKW- Berichte 11 (1971), Heft 2, Seite 82. [6] J. Dahms, Frequenzaufbereitung für 200 mW bei 1152 MHz. UKW-Berichte 17 (1977), Heft 3, Seite 149. [7] U. Beckmann, Linearer Sende^Umsetzer 28 MHz/1296 MHz mit Gegentaktmi¬ scher. UKW-Berichte 17 (1977), Heft 3, Seite 154. [8] U. Beckmann, 1268-MHz-Frequenzaufbereitung fürDF8QR001. UKW-Berichte 18 (1978), Heft 3, Seite 141. [9] M. Senestro, Transverter per i 23 cm. radio revista 34 (1981), Heft 12, Seite 1324. [10] P. Brumm, 23-cm-double-converter. DUBUS 1979, Heft 4, Seite 245. [11] Aktive elektronische Bauelemente (SAZ 61). VEB Kombinat Mikroelektronik, Er¬ furt 1978, Seite 243. [12] npn-Transistor für rauscharme HF-Verstärkeranwendung (BFR34). DUBUS 1976, Heft 2, Seite 104. [13] J. Grimm, Zweistufige, rauscharme Vorverstärker für die Bänder von 24 cm bis 12 cm. UKW-Berichte 19 (1979), Heft 3, Seite 130. [14] Leistungsendstufe für das 23-cm-Band mit der Röhre 2 C 39 (HT 323). UKW-Be¬ richte 16 (1976), Heft 1, Seite 10. [15] R. Lenz, Langyagi-Antenne für das 24-cm-Band mit 12 dB Gewinn. UKW-Be¬ richte 14 (1974), Heft 3, Seite 130. [16] B. Lübbe, Kleine Yagi-Antenne für das 23-cm-Band mit Streifenleitungs-Balun. UKW-Berichte 14 (1974), Heft 3, Seite 148. Die Bezeichnungen 23-cm- oder 24-cm-Band ergeben sich dadurch, ob man die Band¬ anfangsfrequenz oder die Bandendfrequenz zur Ausbreitungsgeschwindigkeit ins Ver¬ hältnis setzt. 176 Siegmar Henschel Y22QN Breitbandverstärker mit einstellbarer Bandbreite Die guten HF-Eigenschaften der UHF-Transistoren KT 372 gestatten den einfachen Aufbau eines Breitbandverstärkers für die Amateurbänder und die Fernsehkanäle von Band I bis Band V. Bei einer Verstärkung von etwa 15 dB läßt er sich auch als Vorverstärker für Zähler usw. einsetzen. Die Ein¬ gangs- und die Ausgangsimpedanz betragen etwa 70 fl Erprobt wurden die Transistoren KT372 B in einem 2stufigen ÄC-gekoppelten Verstärker nach Bild 1, der in Emitterschaltung aufgebaut ist. Der in Bild 2 angegebene Fre¬ quenzgang des Verstärkers wird weitgehend durch die eingesetzten Parallel- und Seriengegenkopplungen bestimmt. Die Arbeitspunkte sind für VT1 mit dem Basisspannungsteiler R1/R2 und R 6 auf etwa 5 mA Kollektorstrom und mit R&/R9 für VT2 auf 7 mA -Kollektorstrom eingestellt. Um eine kleine Emitterzuleitungsinduktivität zu erreichen, sind die Emitterwiderstände R 3 und Ä4 bzw. Ä10 und Äll an je eine Emitteranschlußfahne so kurz wie möglich geführt. Um den Fre¬ quenzgang an der oberen Frequenzgrenze zu verbessern, kann man zur Kompensation der Emitterzuleitungsinduktivität am Emitter noch eine kleine Kompensationskapazität C kl bzw. C a (0 bis 30 pF) einfügen. Durch Ändern der Kompensationsspule (LI bzw. L3) im Gegenkopplungszweig Li R5 l3 R11 Bild 1 Schaltung eines Breitbandverstärkers für den Frequenzbereich von 50 bis 800 MHz 12 Schubert, Eljabu 85 177 läßt sich die Verstärkung bzw. Bandbreite variieren, wie entsprechend Bild 2 an 2 Beispielen gezeigt. In der Schaltung nach Bild 2a (V ~ 22 dB bei 145 MHz) betrug die Rauschzahl bei 145 MHz etwa 4,5 dB. Beim Aufbau muß man auf kleine parasitäre Kapazitäten und Induktivi¬ täten achten. Bild 3 zeigt einen Laboraufbau mit einem KT 610 A in der Endstufe für Ausgangsspannungen bis 500 mV. Durch die geringere Grenz¬ frequenz fj von VT2 liegt die obere Frequenzgrenze bei etwa 650 MHz, die Verstärkung ist etwa 14 dB. Ein nachgeschalteter 2fach-Verteiler gestattet bei 10 dB Gesamtverstärkung den Anschluß von 2 Fernsehteilnehmern an eine Antennenanlage. 24 V[dB] 22 20 78 75 74 72 10 8 6 4 2 7] \ y ^ LI ■ L3 =1fiH 71 N H 7 \ \ <*- Q \ L V V. . . ’ : — <~ b - — — —.) ^4 il - L3-85nH s -55— ■ WO 200 300 400 500 600 700 800 f [ Mhz] 900 Bild 2 Frequenzband des Verstärkers nach Bild I mit unterschiedlichen Kompensationsspu¬ len; a - LI = L3= 1 uH. b - LI = L3 = 85 nH Bild 3 Laboraufbau eines Breitbandverstärkers für 5UU mV Ausgangsspannung mit einem KT 610A in der Endstufe 178 Funkgesteuerte Die hier beschriebene erweiterte Wohnraumuhr funktioniert seit 1981 zu¬ verlässig und erfordert nur einen mittleren technischen und finanziellen Aufwand für die Zusatzelektronik. Es werden nur Bauelemente der DDR- Produktion verwendet. Folgende Bedingungen sind einzuhalten: stationärer Betrieb, Netzspeisung, Betrieb im Wohngebiet (fern von überdurchschnitt¬ lich starken Industriestörfeldem) und Betrieb bei normalen Wohnraumtem- peraturen. Die erforderliche Uhr ist eine Elektrikwanduhr mit Schwingan¬ kerplatte, die elektronisch nachgerüstet wird und einen Zentralsekunden¬ zeiger aus Metall hat. Das Ergebnis ist eine Wohnraumgebrauchsuhr mit folgenden Eigenschaf¬ ten: wartungsloser Betrieb für lange Zeit mit einer Langzeitkonstanz, die von keiner Quarzwohnraumuhr erreicht wird. Die Musterschaltung liefert eine maximale Gangabweichung von etwa 1 s von der Normalzeit und ein akustisches, mit der Normalzeit synchrones Zeitzeichen zu jeder vollen Mi¬ nute (bei Bedarf). Ferner kann die Uhr bis zu 24 h (ggf. länger), z. B. wegen Netzausfalls oder Senderausfalls, unkontrolliert weiterlaufen, wobei sie während dieser Zeit nur so genau geht wie eine einfache elektromechani¬ sche Uhr. Bei Wiederkehr der Netzspannung oder des Sendesignals syn¬ chronisiert sich die Uhr selbständig auf die Normalzeit. Störungen durch elektrische Haushaltgeräte oder Gewitter werden so eliminiert, daß sie die Ganggenauigkeit nicht beeinflussen. Wegen der geringen Störanfälligkeit und großen Schwundfreiheit zu je¬ der Tages- und Jahreszeit wird ein Zeitzeichensender im Längstwellenbe¬ reich als Zeitnormal genutzt, der auf der Frequenz 77,5 kHz arbeitet, ver¬ gleiche [1], Aus Bild 1 geht hervor, daß zu Beginn einer jeden Sekunde der Träger für 100 bzw. 200 ms vermindert wird. Die Abfolge dieser unter- _l_i_i_i_i_► 56 57 56 59 0 t/ns Bild 1 Darstellung der Modulation des Zeit¬ zeichensenders 12 ' 179 schiedlich langen Reduktionen entspricht einem Informationskode, der hier nicht ausgenutzt wird. Wichtig ist nur, daß in der 59. Sekunde’einer je¬ den Minute diese Trägerabsenkung fehlt! F unktionsprinzip Das Signal des Zeitzeichensenders wird empfangen und selektiv verarbeitet (s. Bild 2). Nach der Impulsformung steht zu jeder vollen Minute (in der 59. Sekunde) der Minutenimpuls zur Verfügung, der auf die Zeitvergleichs¬ stufe wirkt (El). Der Zentralsekundenzeiger berührt bei seinem Durchgang durch die Nullmarke kurzzeitig einen Minutenkontakt. Der dabei entste¬ hende Impuls gelangt über die Entprellschaltung an das UND-Glied (B). Gleichzeitig bereitet das Berühren des Minutenkontakts einen Rücksetzim¬ puls vor, der aber erst nach 30 s benötigt wird. Falls die Uhr gegenüber der Normalzeit vorgeht, berührt der Sekunden¬ zeiger den Minutenkontakt zeitlich vor dem Eintreffen des Minutenimpul¬ ses (der vom Zeitzeichensender abgestrahlt wird). Solange der Minutenim¬ puls nicht eintrifft, liegt am Eingang A des UND-Glieds H-Potential. Demnach gelangt beim Berühren des Minutenko(takts durch den Sekun¬ denzeiger auch an den Eingang B des UND-Glieds H-Potential. Vom Aus¬ gang des UND-Glieds erhält die Stoppeinrichtung einen Impuls, und die Uhr wird für kurze Zeit (z. B. 0,5 s) gestoppt. Damit geht die Uhr gegenüber der Normalzeit etwas nach. Das Uhrwerk wurde an der Gangkorrekturregel¬ einrichtung so einreguliert, daß die Uhr etwas zu schnell läuft. Sie geht etwa in 1 h 1 s vor. Die Uhr läuft somit die längste Zeit frei und wird nur in größeren Zeitabständen durch die Elektronik kurzzeitig gestoppt. Eilt nach dem Stoppvorgang die Uhr hinter der Normalzeit her, dann kann sie nicht gestoppt werden, weil der Minutenimpuls zeitlich vor dem Nulldurchgang des Sekundenzeigers die Vergleichsstufe erreicht und den Speicher umschaltet. Damit gelangt L-Potential auf den Eingang des UND- Glieds, und der Stoppbefehl bleibt aus. Es sei daran erinnert, daß zur vollen Minute der Speicher umgeschaltet wurde und in diesem Zustand die Uhr nicht gestoppt werden kann. Deshalb Bild 2 Blockdarstellung der Elektronik der funkgesteuerten Analoguhr 180 wird ein Impuls benötigt, der den Speicher noch vor dem Eintreffen des nächsten Minutenimpulses in die «aktive» Lage zurücksetzt. Das bewirkt der Rücksetzimpuls, der durch den Minutenkontakt vorbereitet wird und theoretisch um 58 s verzögert werden kann. Diese lange Verzögerungszeit bewährt sich nicht, was später noch begründet werden soll. Empfangen wird der Sender mit einem 200 mm langen, 10 mm starken Ferritstab, der mit einer etwa 1 mm starken Isolierschicht umgeben ist, um die Güte zu erhöhen. Insgesamt werden für LI 3 x 75 Wdg. HF-Litze in 3 nebeneinanderliegenden, mehrlagigen Wicklungen von je 15 mm Breite aufgebracht. Der Abstand zwischen den Wicklungen beträgt etwa 7,5 mm. L2 erhält 75 Wdg. Kupferlackdraht. Das Spulensystem wird auf dem Ferrit¬ stab außerhalb der geometrischen Mitte befestigt. Mit C2 (etwa 1,2 nF) er¬ hält man Resonanz. Es wird das Direktmischprinzip angewendet (Bild 3). L3 ist Teil des Os¬ zillatorschwingkreises, der in der Nähe der Empfangsfrequenz schwingen muß. Die Oszillatorspule besteht aus einem Ferritschalenkem. Die Win¬ dungszahlen richten sich nach dem vorhandenen Schalenkem. Hinweise für die Auswahl des Kerns und die Berechnung der Windungszahlen sind in [2] enthalten. Die Anzapfung für L3 beträgt das 0,3fache der Gesamtwin¬ dungszahl - gezählt vom «heißen» Ende. L4 erhält die 0,12fache Zahl der Windungen von L3. Über die Funktion der integrierten Empfängerschaltung A244D gibt [3] Auskunft. Am Anschluß 7 wird die ZF (die hier als NF auftritt) abgenom¬ men. L5 ist eine NF-Drossel mit möglichst großer Induktivität und einem 181 ( ohmschen Widerstand von etwa 100 fl. In diesem Fall wurde die Primär¬ wicklung eines kleinen NF-Übertragers verwendet. VD1 richtet einen Teil der NF-Ausgangsspannung gleich und erzeugt die Regelspannung für die Empfängerschaltung. In der nachfolgenden ScAumac/ier-Schaltstufe, wie sie aus der Femsteuer¬ technik bekannt ist, vergleiche [4], werden Selektion, Verstärkung und Wandlung des Signals vorgenommen. L6 (Schalenkern) bildet mit dem Par¬ allelkondensator einen Schwingkreis auf der Nutz-NF (die im Mustergerät etwa 590 Hz beträgt). Durch die Gleichrichterwirkung von VD2 wirkt VT1 gleichzeitig als Gleichstromverstärker. Deshalb lassen sich an seinem Kol- 182 lektor die Tastsignale des Zeitzeichensenders entnehmen, die aber noch mit dem NF-Signal überlagert sind. Durch R3/C3 (Bild 4) wird das Signal so weit von der NF befreit, daß der folgende Trigger [5] mit VT2 und Gatter 1 nicht mehr auf die einzelnen NF-Schwingungen, sondern nur noch auf die Gleichspannungsanteile re¬ agiert. Damit steht am Ausgang des Gatters 1 das hinreichend regenerierte Tastsignal des Senders TTL-gerecht zur Verfügung (s. Bild 6). Das durch C4/R4 differenzierte Signal wird durch Gatter 2 negiert. Jede Trägerabsenkung erscheint hier als kurzer negativer Rechteckimpuls, der das Monoflop (Gatter 3, VT3, Gatter 4) auslöst, vergleiche [6]. Die Zeitkon¬ stante des Monoflop, die durch C5/R5 bestimmt wird, ist nur etwas kleiner als 1 s, z. B. 0,8 s. Somit entstehen am Ausgang des Gatters 4 schmale posi¬ tive Rechteckimpulse. Wenn in der 59. Sekunde einer jeden Minute der ne¬ gative Rechteckimpuls fehlt, verharrt das Monoflop längere Zeit in seinem stabilen Zustand, und es entsteht ein breiter Rechteckimpuls. Nur dieser breite Rechteckimpuls ist imstande, den Kondensator des Integrations¬ glieds R6/C6 so weit aufzuladen, daß der anschließende Trigger (VT4, Gat¬ ter 5) durchschaltet. Hier wird der Minutenimpuls abgetrennt bzw. erzeugt, der negiert am Gatter-6-Ausgang zwischen der 59. und 60. Sekunde zur Verfügung steht. Gatter 7 und Gatter 8 (Bild 5) bilden einen bistabilen Multivibrator [7] Bild 5 Stromlaufplan für Zeitvergleich, Speicher und Kurzstoppstufe 183 56 57 58 J H II rn r ULJL 59 V I n Gatter 7 | \_Ausgang rnrnr GatterZ Ausgang Jl r-i Gatter V- Ausgang Spannung an C6 | Minutenimpuls " t, in Sekunden - — Bild 6 Impulsverlauf an verschiedenen Stufen für den Zeitvergleich und die Speicherung. Jeder Minutenimpuls erzeugt am Gatter-7-Ausgang L-Potential. Das NAND-Gatter 11 ist damit «blok- kiert» und reagiert nicht auf den Impuls, der vom Sekundenzeiger über das Monoflop (Gatter 9, VT5, Gatter 10) und über CIO an den 2. Eingang ge¬ langt. Die Stoppstufe ist als störfester Zeitschalter aufgebaut und enthält Gatter 13 bis Gatter 16 und VT7, vergleiche [8]. Es besteht die Aufgabe, das elektromechanische Uhrwerk für kurze Zeit anzuhalten. Nach dem Ab¬ schalten des Antriebs schwingt das Werk noch längere Zeit nach (7 s beim Musterexemplar). Deshalb muß der Antrieb z. B. 8 s abgeschaltet werden, um eine Haltezeit von 1 s zu erreichen. Ein einfaches Monoflop hat sich als Zeitschalter nicht bewährt, weil es auf Störimpulse elektrischer Haushaltge¬ räte reagiert. Die in diesem Fall verwendete Schaltung reagiert nur auf posi¬ tive Impulse am Gatter-13-Eingang, die länger als 10 ms sind. Damit der Impuls aus den Gattern 11 und 12 diese Zeit überschreitet, mußte CIO so groß bemessen werden (Zeitkonstante CIO//? 8). Es bewährt sich auch nicht, zum Stoppen der Uhr die separate, für den Antrieb des Schwingankersystems verantwortliche Stromquelle zeitweise abzuschalten. Beim Wiedereinschalten kann sich der Schneckengang ver¬ klemmen, die Uhr läuft dann nicht an. Deshalb wird zum Abstoppen über VD6 der Basis des Antriebstransistors ein Strom aufgezwungen, der den Kollektorstrom in die Sättigung treibt. Durch das damit entstehende Ma¬ gnetfeld in der Treibspule (Bild 7) wird die Schwingankerplatte in eine Lage gezogen, aus der sie ungehindert wieder anschwingt. Auf die LED VD5 sollte nicht verzichtet werden, weil sie Indikator für die wichtigsten Funk¬ tionen der Uhr ist und Störungen signalisiert. Das akustische Minutenzeichen (Bild 8) wird durch einen Ohrhörer ange¬ nehm leise abgestrahlt, nachdem es in einem astabilen Multivibrator (Gat- 184 Bild 7 Antriebsschaltung der Uhr und Erhaltungsladeschal¬ tung Bild 8 Stromlaufplan zur Erzeu¬ gung des akustischen Zeitzeichens ter 19, Gatter 20) erzeugt wurde. Gatter 17 und Gatter 18 bewirken, daß es mit Beginn der Sekunde 0 ertönt. Der Ohrhörer hat einen ohmschen Wider¬ stand von etwa 280 0. Die Stromversorgung wird aus dem Netz über Klingeltransformator mit elektronischer Stabilisierung vorgenommen. Energiequelle für das Uhrwerk ist ein Kleinakkumulator 2 V/0,25 Ah, der über eine Erhaltungsladeschal¬ tung geladen wird. Er funktioniert seit 2 Jahren. Das Potentiometer für den Erhaltungsladestrom (Bild 7) wird so eingestellt, daß sich nach Wochen eine Klemmenspannung von 2,2 V ergibt. 1 Aufbau, Abgleich und Inbetriebnahme Empfänger Zwischen Masse und Anschluß 7 des A 244 D schaltet man einen hochoh¬ migen Kopfhörer. Li oder auch die Parallelkapazität wird so verändert, daß man das Signal hört. Zwischen Masse und Anschluß 10 wird die Regelspan¬ nung mit einem Vielfachmesser gemessen. Den Ferritstab schwenkt man räumlich, bis maximale Regelspannung angezeigt wird. Mit CI erhöht man das Maximum weiter. Wenn es aus räumlichen Gründen nicht möglich ist, die Uhr in günstiger Richtung zum Sender anzubringen, dann kann die Ferritantenne, einige Meter abgesetzt, über 2adriges, geschirmtes Kabel an¬ geschlossen und optimal ausgerichtet werden. 185 Beim Durchstimmen des Oszillatorkreises (L 3) hört man neben dem Zeitzeichensender einen anderen Sender als Dauerton. L3 bzw. die Paral¬ lelkapazität wird so verändert, daß dieser Ton verschwindet (Schwebungs¬ null). Auf diese Weise ergibt sich zwangsläufig die NF, auf die auch der Se¬ lektionskreis mit L6 abgeglichen werden muß. Mit Ä1 wird die selektive Schaltstufe nur so weit angesteuert, wie not¬ wendig! Bei zu großer Ansteuerung entsteht am Kollektor ein Dauerton. VT1 hat einen Stromverstärkungsfaktor von mehr als 300. R2 (Wert auspro¬ bieren) verbreitert die Resonanzkurve des Schwingkreises als Maßnahme gegen Frequenzschwankungen bei Änderung der Raumtemperatur. Folgen¬ des gilt für alle Stufen: Bei allen Transistoren handelt es sich um Bastlerty¬ pen, die z. T. auf hohen Stromverstärkungsfaktor hin ausgesucht sind. Alle Kapazitäts- und Widerstandswerte stellen Richtwerte dar. Alle nicht näher bezeichneten Dioden sind X/fT-Typen. VT3 und VT5 sind pnp-Silizium- Transistoren. Es wurden 5 IS D100 D eingesetzt. Impulsformung R 3 ist so abzugleichen, daß die NF unterdrückt wird und der Trigger sauber schaltet. Für C5, C6 und Cll sind möglichst Tantal-Elektrolytkondensato- ren zu verwenden. RS, R6 und R9 können zunächst als Einstellregler ein¬ gesetzt werden. Nach einigen Wochen, wenn die Elektrolytkondensatoren genügend formiert sind, kann man die genauen Werte durch engtolerierte Festwiderstände, eventuell Metallschichtwiderstände, ersetzen. R1 ist so einzustellen, daß der Rücksetzimpuls etwa 30 s nach dem Nulldurchgang des Sekundenzeigers das Flip-Flop zurückschaltet. Der Wert ist nicht kri¬ tisch, hat aber einige Bedeutung für die Funktionssicherheit der Uhr. Be¬ gründung: Wenn die Uhr wegen Senderausfalls oder Netzausfalls längere Zeit unkontrolliert läuft, dann gewinnt sie gegenüber der Normalzeit wach¬ senden Vorsprung. Nach 20 h geht sie z. B. 20 s vor. Falls nun das Sendesi¬ gnal wieder einfällt und der Minutenimpuls zeitlich vor dem Rücksetzim¬ puls eintrifft, dann wird das Flip-Flop (Gatter 7/Gatter 8) in die Stellung Stoppbereitschaft geschaltet. Beim Nulldurchgang des Sekundenzeigers wird die Uhr gestoppt. Nach einigen Minuten hat sich die Uhr dann schrittweise wieder synchronisiert. Anders ist es, wenn die Uhr so lange unkontrolliert läuft, daß der Minu¬ tenimpuls nach dem Rücksetzimpuls eintrifft. Die Stoppbereitschaft würde durch den verspäteten Minutenimpuls «gelöscht» werden. Die Uhr könnte nicht mehr gestoppt werden und würde so lange voreilen, bis sie genau 1 min vorgeht. Im Interesse eines großen «Fangbereichs» erscheint es zu¬ nächst sinnvoll, die Zeit vom Nulldurchgang des Sekundenzeigers bis zum Eintreffen des Rücksetzimpulses sehr weit auszudehnen. Das ist aber nicht zu empfehlen! Aus Gründen, die später genannt werden, kann es mögli¬ cherweise einmal dazu kommen, daß die Uhr mehr als gewöhnlich hinter der Normalzeit «nachhinkt». Der Fall tritt äußerst selten ein. Unter diesen Bedingungen könnte der Rücksetzimpuls nach dem Minutenimpuls eintref- 186 Bild 9 Blick auf die Uhr mit Leuchtdiode VD5 auf der Zahl 12, darunter der Mi¬ nutenkontakt und der Se¬ kundenzeiger aus Metall fen. Das würde zum Stoppen der schon nachgehenden Uhr fuhren und wäre völlig unerwünscht. Deshalb wurde die Musterschaltung durch die Werte von RI und C8 auf etwa 30 s Verzögerung festgelegt. Störeinflüsse und Gegenmaßnahmen Bei normaler Funktion beobachtet man folgenden Ablauf. Der Sekunden¬ zeiger hat die Nullmarke und den Minutenkontakt passiert. VD5 leuchtet. Ungefähr 30 s später erlischt VD5. Kurz bevor der Sekundenzeiger die Nullmarke erreicht, leuchtet die VD5 wieder auf. Einen Augenblick später ertönt das Zeitzeichen. Die Genauigkeit dieses Zeitzeichens wird vom augenblicklichen Gangfehler der Uhr nicht beeinträchtigt. Netzausfall VD5 leuchtet nicht mehr. Es kann auch kein Strom mehr durch VD6 flie¬ ßen, die Uhr läuft frei weiter. Senderausfall VD5 zeigt Dauerlicht. Die negativen Rechteckimpulse am Gatter-2-Aus- gang fehlen. Der Monoflop-Ausgang (Gatter 4) führt H-Potential, demzu¬ folge auch der Triggerausgang Gatter 5. Das Flip-Flop ist umgeschaltet, die Uhr läuft frei weiter. Ausfall der Sendermodulation Verhältnisse wie im vorangestellten Fall. 187 Störungen durch Schaltfunken der Haushaltgeräte, Gewitter und Störsignale auf der Nutzfrequenz Diese Störungen können bewirken, daß das Flip-Flop (Gatter 7 und Gat¬ ter 8) ungewollt umschaltet und die Uhr damit gestoppt wird. Die «An¬ tenne» am Gatter 8 besteht aus etwa 0,5 m Schaltdraht und empfängt diese Störungen. VD3 entkoppelt diese Hilfsantenne vom Gatter 6. Die erste ne¬ gative Halbwelle eines HF-Störimpulses schaltet das Flip-Flop um, so daß die Uhr nicht gestoppt werden kann. Auch Gewitterimpulse werden somit unwirksam. Die VD5 signalisiert diese Ereignisse stets durch sofortiges Auf¬ leuchten. Störimpulse können auch dazu fuhren, daß die Austastlücke des Sender¬ signals überdeckt oder der Minutenimpuls «zerhackt» wird, so daß er nicht hinter dem Integrierglied (C6, R 6) erscheint. Die Überdeckung der Lücke ist harmlos, weil damit ein Pseudominutenimpuls erscheint, der das Stop¬ pen der Uhr verhindert. Das «Zerhacken» des Minutenimpulses würde zum unbeabsichtigten Stoppen führen. Die Störenergie des Blitzes und anderer Impulse ist aber auf ein sehr breites Frequenzspektrum verteilt. Wenn der selektive Empfänger einen Minutenimpuls als «zerhackt» weiterleitet, dann ist die Energie des Störimpulses sehr hoch, in der Regel so hoch, daß die Hilfsantenne das Flip-Flop umschaltet. Funkstörungen auf der Nutzfrequenz und deren Auswirkungen wurden noch nicht beobachtet. Problematisch wäre es, wenn die Uhr im Feld stän¬ diger bzw. häufiger starker Störungen betrieben werden sollte. Die Hilfsan¬ tenne würde das Flip-Flop häufig umschalten, und die Uhr könnte nicht ge¬ stoppt werden. Es müssen in jeder Stunde wenigstens einige ungestörte Zeigerumläufe gewährleistet sein. Im Wohnbereich treten diese extremen Bedingungen im allgemeinen nicht auf. Erfahrungen Der Minutenkontakt kann durch Oxydation eine Schwachstelle werden. Be¬ stes Kontaktmaterial ist in diesem Fall zu empfehlen. Eine andere Lösung, z. B. Lichtschranke, könnte man erwägen, dadurch erhöht sich aber der sehr geringe Energieverbrauch. Insgesamt steht eine Gebrauchsuhr zur Verfü¬ gung, um die man sich nicht mehr kümmern muß und die zu jeder vollen Minute ein recht genaues Zeitzeichen liefert, wonach man zu jeder beliebi¬ gen Minute Quarzuhren kontrollieren oder korrigieren kann. Literatur [1] K. Rothammel, Taschenbuch der Amateurfunkpraxis. 1. Auflage, Seite 49, Berlin 1978. [2] K.-H. Schubert, Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1978, Seite 113 bis 134, Berlin 1978. 188 [3] H. Jüngling, Eigenschaften und Einsatzmöglichkeiten der AM-Empfängerschal- tung A 244 D. radio-fefnsehen-elektronik 27 (1978), Heft 4, Seite 212 bis 216. [4] G. Miel, Elektronische Modellfemsteuerung. 2. Auflage, Seite 31, Berlin 1976. [5] H. Jakubaschk, Das große Schaltkreisbastelbuch. 1. Auflage, Seite 138/139. [6] Siehe [5], Seite 140/141. [7] Siehe [5], Seite 149ff. [8] Siehe [5], Seite 166/167. ELEKTRONIK-SPLITTER NF-Verstärkerstufe 40 dB Der Stromlaufplan zeigt eine dreistufige NF-Verstärkerschaltung mit einer Span¬ nungsverstärkung von 40 dB. Durch die Wahl des Widerstandswerts von R 1 und R 2 kann der Verstärkungsfaktor beeinflußt werden. Mit den angegebenen Werten ist V etwa lOOfach. Die Beziehung lautet: (R\ + R2)/R2. Der Eingangswiderstand ist hochohmig, etwa 2 MD, der Ausgangswiderstand sehr niederohmig, etwa 16 fl. Damit eignet sich diese Schaltung auch als Kopfhörerverstärker für niederohmige Kopfhörer, z. B. als Kontrollverstärker in einem NF-Mischpult. Die Transistoren sind: VT1 - SC 239, VT2 = SC 309, VT3 = SF126. K.H.S. 189 Internationale Schaltungsrevue Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE «Amateurfunk» 80-m-Direktmischempfänger Die Produktdetektorschaltung von W. T. Poljakow (RA 3'AA) arbeitet mit 2 antiparallelgeschalteten Dioden. In den Bänden 1983 und 1984 des Elek¬ tronischen Jahrbuchs wurde sie vorgestellt. Verwendet wird diese PD-Schal- tung vor allem im Direktmischempfänger, mit dem SSB- und CW-Signale direkt in den NF-Bereich umgesetzt werden. Zu beachten ist aber, daß die erforderliche Oszillatorfrequenz nur der halben Eingangsfrequenz zu ent¬ sprechen hat. Bild 1 zeigt den Stromlaufplan für die Eingangsstufen eines Direktmischempfängers zum Empfang des 80-m-Bands. Die Empfangsantenne wird kapazitiv an den Eingangsschwingkreis ange¬ koppelt. Die 2-Dioden-Schaltung liegt an einer Anzapfung der Schwing¬ kreisspule LI. An der anderen Seite der Diodenschaltung wird kapazitiv die Oszillatorfrequenz zugeführt. Die beiden Kondensatoren 47 nF und die Spule L3 bilden ein Tiefpaßfilter für die aus der Umsetzung gewonnenen Niederfrequenzsignale. Diese werden durch die NF-Verstärkerstufe VT2 verstärkt und stehen am Lautstärkeregler R zur Verfügung. Bild 1 Stromlaufplan eines 80-m-Direktmischempfän- gers mit 2-Dioden-Pro- duktdetektor [1] 190 Die Oszillatorstufe VT1 arbeitet mit einem pnp-Transistor, so daß der Kollektorschwingkreis direkt an Masse liegen kann. Überstreicht der Ein¬ gangsschwingkreis den Frequenzbereich 3 500 bis 3 800 kHz, so muß der Os¬ zillator im Bereich 1750 bis 1900 kHz abstimmbar sein. Von einer Anzap¬ fung der Oszillatorschwingkreisspule wird ein Teil der Oszillatorspannung kapazitiv an die Mischstufe gekoppelt. Die Oszillatorspannung soll so groß sein, daß die Dioden VD1/VD2 gerade leitend werden, dann erzielt man die größte NF-Amplitude und die günstigste AM-Unterdrückung. Deshalb sollte man bei der Inbetriebnahme des Direktmischempfängers den günstig¬ sten Anzapfungspunkt bei L2 ermitteln (+1 bis 2 Wdg. vom angegebenen Wert). Die HF-Empfindlichkeit des Direktmischempfängers ist abhängig vom Verstärkungsfaktor des NF-Verstärkers. Dem Lautstärkeregler R müssen wenigstens 2NF-Stufen folgen. Geeignet ist auch ein NF-Verstärker mit dem Schaltkreis A 211 D. Als Spulenkörper für L1/L2 eignen sich solche mit einem Durchmesser von etwa 6 bis 7 mm und einem Abgleichkem. Für LI sind etwa 14 Wdg., für L2 etwa 32 Wdg., 0,2-mm-CuL, aufzubringen. Die Anzapfung für LI liegt bei etwa 4 Wdg., für L2 bei etwa 8 Wdg., vom masseseitigen Ende aus gerechnet. L3 muß eine Induktivität von etwa 100 mH haben. Geeignet sind Ferritschalenkerne 22 mm x 13 mm. Bei einem A L -Wert von 250 nH muß man etwa 630 Wdg., 0,1-mm-CuL, aufbrin¬ gen. Bei einem Wert A L = 630 nH sind es etwa 400 Wdg. Preselektor für 40-m-Band Die Empfangsverhältnisse im 40-m-Band (7,0 bis 7,1 MHz) sind schwierig, da dieses Amateurfunkband sehr schmal ist und zahlreiche starke Sender in diesem Band tätig sind. UB5JFO hat deshalb für seinen KW-Empfänger als Preselektor eine HF-Verstärkerstufe für den Empfang des 40-m-Bands ent¬ wickelt, die mit 6 Schwingkreisen arbeitet, die kapazitiv gekoppelt und ab¬ stimmbar sind. Bild 2 zeigt den Stromlauf plan. Zur Verstärkung (etwa 20 dB) wird ein Dualgate-MOSFET (VT1) verwendet. Die Ankopplung der Schwingkreise an die Schaltung erfolgt über die Koppelspulen L1/L6/L7/L10. Aufgebaut wird die gesamte Schaltung in 7 Kammern, die direkt neben dem Drehkondensator angeordnet werden. Da ein solcher 6fach-Drehkondensator selten zur Verfügung stehen wird, kann man 2 3fach-UKW-Drehkondensatoren mechanisch koppeln, eventuell ist auch eine 6fach-Abstimmung mit Kapazitätsdioden denkbar. Der Autor verwen¬ dete für die Spulen Ferritringe (K12 x 6 x 3) mit jeweils 35 Wdg., 0,25-mm-CuL, für die Schwingkreisspule, und mit jeweils 3 Wdg., 0,5-mm- CuL, für die Koppelspule. Verwendet man andere Spulenbauformen, erge¬ ben sich andere Windungszahlen. Mit dem Potentiometer 47 fl kann die Verstärkung des Preselektors variiert werden. 191 192 Antennenverstärker für 2 m bzw. 70 cm Der in Bild 3 vorgestellte Antennenverstärker hat bei 2 m eine Verstärkung von etwa 20 dB und ein Rauschen <1,1 dB. Bei 70 cm beträgt die Verstär¬ kung etwa 18 dB und das Rauschen <1,4 dB. Die Schaltung besteht aus dem HF-Verstärker VT1 und einer HF-gesteuerten Umschaltung (HF-Vox) der Kontakte Kl.1/Kl.2. Damit wird bei Sendebetrieb der Antennenverstär¬ ker umgangen. Hauptaufgabe des Antennenverstärkers ist es, die Verluste durch Kabeldämpfung und Stoßstellen auszugleichen. Der Ausgangspegel wird nicht am Gate eingestellt, weil sich durch die Arbeitspunktverschie¬ bung die Arbeitsweise verschlechtert. Daher ist zur Einstellung am Ausgang ein Trimmpotentiometer 1000 vorgesehen. Die Ferritperle FP ist nur bei 2 m erforderlich. Die Spulen werden straff auf einen 8-mm-Dorn (z. B. Spiralbohrer) ge¬ wickelt. 2 m: LI = 5 Wdg., 1,2-mm-CuAg, auf 20 mm auseinandergezogen; L2 = 5 Wdg., 1,2-mm-CuAg, auf 15 mm auseinandergezogen. Für 70 cm haben LI und L2 = 1 Wdg., 1,8-mm-CuAg, die Enden sind abgewinkelt auf 20 bzw. 15 mm Breite. Die Betriebsspannung wird über VT2 zugeführt. Die HF-Vox arbeitet folgendermaßen: Bei Anlegen der Betriebsspannung werden T2/T3 leitend, so daß das Relais Kl anzieht. Dadurch wird der An¬ tennenverstärker zwischen Antenne und Transceiver geschaltet. Bei Sende¬ betrieb gelangt eine HF-Spannung über 2,7 pF an die Dioden VD1/VD2. Die entstehende Gleichspannung schaltet VT4 durch, so daß VT2/VT3 ge¬ sperrt werden. Das Relais Kl wird stromlos, so daß sich der Antennenver¬ stärker umgehen läßt. Empfehlenswert ist es, am Antenneneingang (Punkt X) 2 antiparallelgeschaltete Dioden (SAY32) als Spannungsschutz vorzusehen. Das RC-Glied an der Basis von VT4 ist die für SSB-Betrieb er- 13 Schubert, Eljabu 85 193 forderliche Umschaltverzögerung mit der entsprechenden Zeitkonstante. Die Anzapfungen der Spulen liegen bei 2 m bei etwa 1 Wdg. vom kalten (L1/L2) bzw. heißen Ende (LI), bei 70 cm bei etwa 0,5 Wdg. für den Anten¬ nenanschluß, sonst am heißen Ende. Quarzfrequenz für mechanisches Filter Für die SSB-Erzeugung mit mechanischem Filter (z. B. 500 kHz) benötigt man eine quarzgenaue Trägerfrequenz von z. B. 503,7 kHz. Oft wird ein sol¬ cher Quarz nicht zur Verfügung stehen. Bild 4 zeigt einen Mischoszillator, mit dem man diese Trägerfrequenz erzeugen kann. Dazu werden 2 geeig¬ nete Quarzfrequenzen an einen Diodenmischer (Ringmodulator) geführt, so daß man als Differenzfrequenz die benötigte Trägerfrequenz erhält. VT1 und VT2 sind die beiden Quarzoszillatoren (EQ1 = 15,3 MHz; EQ2 = 14,8 MHz). Die Differenzfrequenz kann durch die Trimmerkon¬ densatoren in Serie zu den Quarzen sehr genau eingestellt werden. Über die 'Transistorstufe VT3 wird diese Frequenz (etwa 1 V) ausgekoppelt und steht als Trägerfrequenz zur Verfügung. Der Diodenmischer besteht aus 2 sym¬ metrischen HF-Übertragern TI und T2. Verwendet w«fden kleine Ferrit¬ ringe oder UKW-Doppellochkerne. LI und LA haben je 7 Wdg., L2/ L3 und L5/L6 bestehen aus je 2 x 15 Wdg., bifilar aufgewickelt. Der Draht ist Bild 4 Mischoszillator zur Erzeugung einer SSB-Trägerfrequenz [4] 194 Bild 5 Frequenzverdoppler 14/28 MHz für QRP-Sender [5] 0,15-mm-CuL. Die Drossel Drl hat 50Wdg., 0,1-mm-CuL, für Dr2 sind lOWdg., 0,2-mm-CuL, auf gleichen HF-Kemen aufzubringen. In gleicher Weise kann die Schaltung in Bild 4 auch zur Erzeugung der BFO-Frequenz (z. B. 501 kHz) für einen SSB-Empfänger verwendet werden, der mit einem derartigen mechanischen Filter ausgerüstet ist. Frequenzverdoppler 14/28 MHz Wer einen 20-m-QRP-Sender hat, kann mit der in Bild 5 gezeigten Fre¬ quenzverdopplerschaltung auch ein 10-m-Sendersignal erzeugen. Angewen¬ det wird die Frequenzverdopplung mit Diodenschaltung. Die Unsymmetrie des HF-Übertragers TI kann mit dem Trimmerwiderstand 100 O ausgegli¬ chen werden. Die Anpassung an den Transistoreingang wird durch 2 HF- Übertrager T2/T3 (4:1) vorgenommen, also insgesamt 16:1. FP ist eine Fer¬ ritperle über dem Basisanschluß. Der PA-Kreis ist ein 7r-Filter mit nachfolgendem Tiefpaßfilter. Damit werden weitere Oberwellen sicher un¬ terdrückt. Für die Spulen und HF-Übertrager werden kleine Ferritringe verwendet, die HF-Übertrager sind auch mit Doppellochkernen ausführbar. TI: 3x8Wdg., 0,6-mm-CuL, trifilar aufgebracht; T2 = T3: 2x8Wdg., 0,8-mm-CuL, bifilar aufgebracht. LI = 0,324 pH; L2 = L3 = 0,27 pH. Die HF-Drosseln haben eine Induktivität von 20 pH. Als Dioden VD1/VD2 ist der Typ SAY12 verwendbar, mit der Leuchtdio.de VD3 (VQA 13) wird die Betriebsbereitschaft angezeigt. Der Transistor VT1 ist ein 2 N 3866, an 50 0 wird eine HF-Leistung von etwa 1W erreicht. QRP-Sender für CW-Betrieb Der Amateurfunkverkehr mit kleinen Senderleistungen (QRP-Betrieb) in¬ teressiert viele Funkamateure, er erleichtert auch dem Anfänger den Ein- 13' 195 Bild 6 QRP-Sender für CW-Be¬ trieb 16] stieg in die Amateurfunkpraxis. Auch weltweit gewinnt der QRP-Betrieb zu- nehrtfende Bedeutung unter den Funkamateuren, die sich noch etwas Romantik in einer hochtechnisierten Welt bewahrt haben. International verwendete QRP-Frequenzen sind 3560, 7030, 14060 und 21060kHz, auf denen man quarzgesteuert arbeiten kann. Bild 6 zeigt einen quarzgesteuerten CW-Sender, der aus Quarzoszillator (VT1) und PA-Stufe (VT2) besteht. Der Drehkondensator in Reihe zum Quarz EQ erlaubt eine geringe Frequenzänderung. Am Emitter von VT1 (Punkt X) kann die Sendefrequenz als Oszillatorfrequenz für einen Direkt¬ mischempfänger ausgekoppelt werden. Als PA-Kreis wird ein Tiefpaßfilter (Bild 7) verwendet.' Die PA-Stüfe erhält ihren Kollektorstrom über eine Schaltstufe (VT3), die durch die Morsetaste ein- und ausgeschaltet wird. Mit der Wahl des Emitterwiderstands von VT2 kann die erzielbare HF-Lei- stung (etwa 2 W) variiert werden. Die Drossel Dr hat 10 bis 15 Wdg., 0,3-mm-CuL, auf einem Ferritzylinderkern. Die Spulen des Filters sind To- roidspulen auf kleinen Ringkernen. (Filterwerte s. Tabelle). Tabelle Bauelementewerte für das Filter (Bild 7) Band in MHz C1/C2/C3 in pF L1/L2 in Wdg. Draht in mm 3,5 750 21 0,4 7,0 470 14 0,4 14,0 210 12 0,4 21,0 105 9 0,4 196 Bild 7 Tiefpaßfilter für den QRP-Sender [6] Bild 8 Morse- und Mithörgenerator mit Ti¬ mer-IS 555 [7] Morse- und Mithörgenerator Der Zeitgeberschaltkreis B 555 D (international Timer 555) ist ein sehr viel¬ seitig ersetzbarer Schaltkreis, auch in der Praxis des Funkamateurs. In Bild 8 ist der Schaltkreis als Tongenerator beschältet, wobei sich mit R 1 die Tonfrequenz verändern läßt. Am Ausgang (Pin 3) kann, in der Lautstärke veränderbar (R2), der erzeugte Ton über den Lautsprecher BL abgehört wer¬ den. Das ist aber nur möglich, wenn an Pin 4 H-Pegel anliegt. Steht der Schalters in Stellung «1», so kann über die Morsetaste H-Pegel angelegt werden. Die Schaltung funktioniert also als Morseübungsgenerator. In die¬ ser Schaltstellung läßt sie sich aber auch als akustischer Durchgangsprüfer einsetzen, wenn man anstelle der Morsetaste 2 Prüfschnüre anschließt. In der Schalterstellung «2» kann man diese Schaltung auch als CW-Mit- hörgenerator an der eigenen Amateurfunkstelle verwenden. Das von der Antenne (einfache Stabantenne) aufgenommene Signal des eigenen CW- Senders wird gleichgerichtet, und die entstehende Gleichspannung wirkt als H-Pegel am Pin 4. Anstelle des Schaltkreises B 555 D läßt sich auch der Amateurtyp R 555 einsetzen. Quarzprüfer Zur Prüfung der Schwingfähigkeit von Quarzen (Schwing- oder Steuer¬ quarze) genügen einfache Schaltungen. Prinzip ist es, den Schwingquarz in einer aperiodischen Quarzoszillatorschaltung zu betreiben und die entste¬ hende Schwingungsamplitude zu messen oder anzuzeigen. In Bild 9 bzw. Bild 10 wird die Co/p/K-Schaltung verwendet, gekennzeichnet durch den ka¬ pazitiven Spannungsteiler parallel zum Quarz EQ. Mit dieser Schaltung las¬ sen sich Schwingquarze im Bereich von 0,1 bis 100 MHz aperiodisch erre¬ gen. An der Emitterelektrode von VT1 wird die Oszillatorschwingung kapazitiv ausgekoppelt. In der Schaltung nach Bild 9 folgt dem Auskoppel¬ kondensator eine Anzeigeschaltung mit Meßwerk. Mit dem Potentiometer kann die Anzeigeempfindlichkeit des Meßwerks verändert werden. Am 197 Bild 9 Quarzprüfer mit Meßwerkan¬ zeige [8] VTl = SF137 VT2=SC236 VD1/VD2 - GA 100 o.ä. VD3 * YQA 7 3 Bild 10 Quarzprüfer mit Leuchtdiodenanzeige 18] 2. Auskoppelkondensator läßt sich zur Frequenzmessung ein Zählfrequenz¬ messer, ein Dipmeter oder ein anderes Frequenzmeßgerät anschließen. Der Gleichrichterschaltung in Bild 10 folgt eine 2. Transistorstufe VT2 mit einer Leuchtdiode VD3 im Kollektorkreis. Entsprechend der auftretenden Schwingspannung ist das Maß der Helligkeit der Leuchtdiode, so daß Ver¬ gleichsmessungen bei der Prüfung von Schwingquarzen möglich sind. Literatur [1] A. Janeczek, Empfänger mit direkter Frequenzumwandlung. Radioelektronik, Heft 5/1983, Seite 21, 24 und 25. [2] S. Bunin, QUA: Ideen, Experimente, Beschreibung. RADIO, Heft 4/1983, Seite 14. [3] J. Zahn, Antennenverstärker für das 2-m- und 70-cm-Band. cq-DL, Heft 12/1981, Seite 588 bis 590. [4] OK2SPS, Abgleichbarer Mischoszillator für mechanische Filter. Radioamatersky Zpravodaj, Heft 6/1983, Seite 6 bis 8. [5] A. Basso, Amateurschaltungen. Radiotechnika, Heft 8/1983, Seite 21 bis 23 (Re¬ print aus QST, Heft 4/1981). [6] R. G. Dobbs, QRP-Informationen. Radio Communication, Heft 10/1983, Seite 904. [7] A. Basso, Amateurschaltungen. Radiotechnika, Heft 3/1983, Seite 27 bis 28 (Re¬ print aus Practical Wireless, Heft 1/1982). [8] J. Häjek, Quarzprüfer. Sdelovaci Technika, Heft 8/1981, Seite 309 bis 310. 198 Dr. Walter Rohländer - Y220H Universell verwendbarer Kurzwellenkonverter Für den Funkamateur ist es aus unterschiedlichen Gründen immer wieder erforderlich, ein bestimmtes Frequenzband in ein anderes umzusetzen, um z. B. als Anfänger mit einem Rundfunkempfänger bereits am Amateurfunk¬ dienst teilzunehmen. Kurzwellenamateure können schnell mit der norma¬ len Ausrüstung für die klassischen KW-Bänder auch empfangsmäßig die 4 neuen KW-Bänder mit Konverter abhören. Und bei Meßaufgaben lassen sich mit dem Konverter und einem NF-Oszillografen auch noch Signale oberhalb 3 MHz untersuchen. Das Motiv zum Einsatz eines Konverters und die Anforderungen an diesen werden damit unterschiedlich sein. Nicht alle wurden genannt. Nach Meinung des Autors gehört an jede Amateurfunk¬ stelle ein Universalkonverter für die unterschiedlichsten Einsatzfälle! Funktionsweise des Konverters Man bezeichnet im deutschen Sprachgebrauch den Konverter auch als Fre¬ quenzumsetzer. Es gibt Aufwärts- und Abwärtskonverter, je nachdem, ob die Ausgangsfrequenz höher oder tiefer als die Eingangsfrequenz liegt. Bild 1 erläutert das Prinzip. Die Eingangsfrequenz f t wird in einer Misch¬ stufe MIX bei Anliegen des Oszillatorsignals /„ in das Ausgangssignal f m (Mischprodukt) umgesetzt. Es gilt dabei f m =f t ±fo (nur Werte a 0), d. h., es entsteht ein Summen- und ein Differenzsignal aus /„ und /o. Seitenbän¬ der des Eingangssignals bleiben im Summensignal in der richtigen Seiten¬ bandlage. Diese ändert sich jedoch bei Nutzung des Differenzsignals. Des¬ sen sollte man sich bewußt sein! Im übrigen kann / m auch gleich 0 werden. Das entspricht dem Prinzip des klassischen Audionempfängers und dem Bild I Wirkprinzip eines Konverters (s. Text) 199 des Direktmischempfängers. Hier ist f t = f 0 . Auf die Möglichkeiten der Oberwellen- bzw. der Rückmischung u. a. sei nicht eingegangen. Der Leser findet das ausreichend in der einschlägigen Amateurliteratur (z. B. [1]) for¬ muliert. Der Universalkonverter für Kurzwelle Bild 2 enthält die Prinzipdarstellung aller für einen Universalkonverter in seiner Optimalvariante erforderlichen Baugruppen, wenn er als eine vielsei¬ tige, selbständige Geräteeinheit betrieben werden soll. Damit ist gesagt, daß nach Ermessen des Anwenders auch Schaltungsvereinfachungen für nur einen bestimrpten Einsatzfall möglich sind. Bild 2 Baugruppen eines Universalkomerlers (s. Text) Diese Baugruppen sind: 1 - Abschwächer, 2 - Preselektor, 3 - HF-Breitbandverstärker, 4 - Mischstufe, 5 - Mischeroszillator mit Pufferstufen, 6 - Postselektor, 7 - Stromversorgung. Der Universalkonverter verlangt einige Investitionen und sorgfältige Aus¬ führung. Die Aufgaben der Baugruppen sind folgende: Mit dem Abschwä¬ cher läßt sich erforderlichenfalls der Eingangssignalpegel soweit herabset¬ zen, daß Nachfolgestufen nicht übersteuert werden. Da Selektion im Konverter vorgesehen ist, wird das nur in seltenen Fällen notwendig sein. Der Preselektor vermeidet weitgehend die Mehrdeutigkeit des Konverters. Es gibt fast stets 2 Eingangssignale / e] und / e2 , die mit dem Oszillatorsignal /o die gleiche Differenzfrequenz / m ergeben. Ist / m ausreichend groß, so kann durch Vor- bzw. Preselektion fast immer das nicht gewünschte Eingangssig¬ nal unterdrückt werden. Man nennt f t2 die Spiegelfrequenz zu /„, und um¬ gekehrt. Der Preselektor erhöht also die Spiegelfrequenzsicherheit und er engt das Eingangsfrequenzspektrum ein, um eine Störung durch starke, so¬ genannte Außerbandsignale zu vermindern. Im Universalkonverter ist eine passive Mischstufe vorgesehen. Damit ver- 200 bunden entstehen im Konverterkanal Verluste bis zu -10 dB. Deshalb ist als Baugruppe 3 eine übersteuerungsarme HF-Breitbandverstärker-Stufe für den Bereich 1 bis 30 MHz vorhanden. Auf diese Weise kann abgesehen wer¬ den, daß das Rauschen des Konvertereingangs das Gesamtrauschen des Komplexes Konverter-Nachsetzer bestimmt. Auf der anderen Seite bewirkt diese Baugruppe noch eine gewisse Trennung zwischen dem Oszillatorsi¬ gnal und dem Konvertereingang. Sie ist unbedingt erforderlich, wenn der Konverter zur Direktmischung eingesetzt wird. Herz des Konverters ist die Mischstufe. Jede Diskussion über eine Opti¬ malmischstufe sei an dieser Stelle vermieden. Ohne ein Oszillatorsignal soll Baugruppe 4 den Ein- und Ausgang voneinander trennen. Oberwellen- und Rückmischung sollen in einer Mischstufe minimal sein. Es können in die¬ ser Stufe passive und aktive Bauelemente verwendet werden. Die Misch¬ stufe hat allein die Aufgabe, das Eingangssignal f. bei anliegendem Oszilla¬ torsignal /o in das gewünschte Mischprodukt f m umzusetzen. Aus diesem Grund enthält die Baugruppe nichtlineare Bauelemente oder HF-Schalter. Die Mischstufe weist stets 3 Tore für die Frequenzen f c ,f 0 und f m auf. Diese 3 Tore sind an ihre jeweiligen Signale optimal anzupassen, müssen für die Signale aber jeweils optimal untereinander isoliert sein. Ohne die Baugruppe 5, Mischeroszillator mit Pufferstufen , gibt es keinen Kon¬ verter. Das Oszillatorsignal soll frequenzstabil und frequenzrein sein und nur geringe Rauschseitenbänder aufweisen. Auf der anderen Seite ist im Universalkonverter ein großer Frequenzbereich durchzustimmen. Das ge¬ lingt nur durch Bereichsaufteilung. Jegliche Rückwirkungen auf ein Oszil¬ latorsignal beseitigen 1 bis 2 aperiodische Trennstufen und eine weitere Leistungsstufe zur Bereitstellung einer Signalleistung von 10 bis 20 mW an 50 CI für die Mischstufe. Den Ausgang des Konverters bestimmt die Baugruppe 6, der Postselektor. Er bereitet das Ausgangssignal f m frequenzselektiv auf. Mit diesem wird gege¬ benenfalls der Ausgang an den Mischer angepaßt. Den Ausgang soll mög¬ lichst nur das gewünschte Mischprodukt f m verlassen. Für alle Baustufen benötigt der Konverter eine selbständige Stromversor¬ gung. Diese allein macht ihn zu einem vielfältig einsetzbaren Gerät. Realisierung des Universalkonverters für Kurzwelle Die Auswahl einer geeigneten Schaltungsvariante soll dem Leser überlassen bleiben. Ein fertiges Kochbuchrezept erscheint nicht sinnvoll. Es gibt die unterschiedlichsten Zielvorstellungen zum Einsatzbereich, zur Investitions¬ höhe und zum Zeitvolumen. Modulbauweise läßt ihn leicht komplettieren. Die Baugruppen werden einzeln vorgestellt, gegebenenfalls auch in Varian¬ ten unterschiedlicher Leistungsfähigkeit, auch einfachen Ansprüchen genü¬ gend. Die Ein- und Ausgänge der einzelnen Baugruppen sind gegenseitig angepaßt, so daß bei beliebiger Zusammenstellung kaum Schwierigkeiten auftreten können. Der SWL soll seine Variante genauso zusammenstellen können wie der versierte Funkamateur. 201 Bild 3 Baugruppe 1: Abschwä¬ cher - VD1, VD2 schnelle Si-Schalldioden IN 914, SAY 12 o.ä. R, RI, R2 typisch 1000. bis 10 kCl, Schicht Potentio¬ meter, für 3b Tandemtyp Baugruppe 1: Abschwächer (Bild 3) Dieser Abschwächer verarbeitet Signale, deren Feldstärken im gesamten HF-Spektrum je nach Antennenlänge, Tageszeit und Ausbreitungsbedin¬ gungen einen Pegelbereich von unter 1 pV bis etwa 500 mV und mehr um¬ fassen. Die schnellen Si-Schaltdioden verhüten Defekte im Konverter, die im unmittelbaren Nahfeld von Sendern auftreten können. Ist letzteres nicht zu erwarten, so sollten diese Dioden entfernt werden. Dieses trifft'zumeist beim SWL zu, nicht aber beim Funksendeamateur. Als Potentiometer sind induktionsarme Schichttypen von 100 fl bis 10 kfl typisch. In der Schaltung nach Bild 3b ändert sich der Ausgangswiderstand weniger als in der einfa¬ chen Schaltung nach Bild 3a. Das ist bei der Auslegung der Nachfolgestufe zu berücksichtigen. PIN-Dioden-Abschwächer sind wenig gebräuchlich. Baugruppe 2: Preselektor (Bild 4) Im Preselektor kann der Aufwand sehr unterschiedlich sein. Der einfache, angezapfte Schwingkreis (Bild 4a) trägt bereits viel zur Selektion bei. Das gilt auch für das rr-Filter (Bild 4b), das jedoch meist im Aufwärtskonverter eingesetzt wird. In hochwertigen Geräten, wenn nur Bandbetrieb erwünscht ist, werden auch Bandfilter (Bild 4c) eingesetzt, wie z. B. in [2] ausge¬ führt. Die Auslegung dieser Baugruppe kann an Hand der einschlägigen Ama¬ teurliteratur selbständig durchgeführt werden. Der Eingangswiderstand richtet sich nach den verwendeten Abschwächerpotentiometem, auch nach der verwendeten Antenne und der Ausgang nach der gewählten Folgebau- Schirmung Bild 4 Baugruppe 2: Preselektor - a) angezapfter Schwingkreis, b) Tiefpaß oder zt-Filter, c) Bandfilter 202 gruppe. Der Einsatz hochwertiger Spulen ist zu empfehlen. Zur Umschal¬ tung kommen keramische Drehschalter, Tastenaggregate oder vorhandene Spulenrevolver in Frage. Der erfahrene Amateur kann eine PIN-Diodenum- schaltung wie in [2] einsetzen. Für das rr-Filter kann man an Stelle einer gu¬ ten Rollinduktivität auch eine Luftspule mit Anzapfungen und kerami¬ schem Drehumschalter verwenden. Baugruppe 3: HF-Breitbandverstärker (Bild 5) Bis 10 MHz muß vor einer Mischstufe im allgemeinen keine Verstärker¬ stufe vorgesehen werden, auch nicht vor einem passiven Mischer, es sei denn, eine Trennstufe ist unbedingt erforderlich. 3 Breitbandverstärker sind in Bild 5 dargestellt. Die Verstärkerstufe nach Bild 5a wurde entsprechend [2] aufgebaut. Sie ist für den Kurzwellenbereich von 1 bis 30 MHz ausgelegt und bringt über diesen Bereich eine fast konstante Stufenverstärkung von 10, vollständig ausreichend für den Konverter. Durch Hochstrombetrieb ist Bild 5 Baugruppe 3: HF-Breitbandverstärker (s. Text) - Mit Stern bezeichnete Widerstände zur Arbeitspunkteinstellung gegebenenfalls verändern. VT1, 2 N 5109, SF128, BSY34, SSY20, BFX 33 o.ä. f T = 300 MHz VT2, BFY90, BF 245, SF 126, KT 312 B o. ä. LI, L2, 2 mal 8 Wdg., CuL, bißlar auf Doppellochkern aus Mf240, Windungssinn beachten 203 sie übersteuerungsfest und niederohmig, Ein- und Ausgang haben etwa 50 fl. Gleichwertig ist auch die Verstärkervariante nach Bild 5b entspre¬ chend [3]. Je nach Grenzfrequenz der ausgewählten Transistoren lassen sich beide Verstärkervarianten ohne Schaltungsänderung noch im 2-m-Band einsetzen! Diese Stufen zeichnen hohe Kollektorströme aus. Gegebenen¬ falls muß man den Transistoren Kühlsteme aufschieben. Geringeren Ansprüchen genügt bereits eine aperiodische HF-Breitband- verstärkerstufe nach Bild 5c. Der Strombedarf liegt bei 10 mA. Die Stufen¬ verstärkung liegt auch bei 30 MHz noch über 10 ohne jegliche Frequenz¬ korrektur. Die Übersteuerungsempfindlichkeit genügt jedoch keinen hohen Anforderungen. Sie ist aber bei vorhandenem Abschwächer für die meisten Anwendungsfälle vollständig ausreichend. Der Ein- und Ausgangswider¬ stand liegt bei einigen hundert Ohm. Baugruppe 4: Mischstufe (Bild 6) Aus der Fülle an aktiven und passiven Mischstufen sei nur auf 2 passive Mischer zurückgegriffen, auf einen Doppelbalancemischer (Bild 6a) mit ohmschem Abschluß aller Tore nach [4] und einen einfachen HF-Schalter (Bild 6b). Höchsten Ansprüchen genügt der Doppelbalancemischer. Der vollsymmetrische Aufbau und die ohmsche Belastung aller Eingänge ergibt eine gute Isolation zwischen allen 3 Toren, geringste Oberwellen- und Rückmischung sowie eine extrem geringe Empfindlichkeit gegenüber star¬ ken Störsignalen (AM, SSB, CW usw.) am Eingang. Die Dioden sind im Schaltbetrieb kräftig zu betreiben. Dazu ist eine Oszillatorleistung an 50 fl von 10 bis 20 mW erforderlich. Als Dioden werden schnelle Si-Schaltdio- den wie IN 914, SAY 12, SAY 17 u. ä. oder besser Schottky-Dioden wie Tri VD1...4 TrZ Bild 6 f Baugruppe 4: Mischstufe - a) Doppel¬ balancemischer, b) HF-Schalter als Mi¬ scher. VD1 bis VD4 1 N 914, SAY 12, KD 514 A, HP-2800 o. ä. Tri, Tr2 3 mal 5 bis 7 Wäg., CuL, trifilar auf Doppellochkern aus Mf240, Win¬ dungssinn beachten 204 KD 51 4 A u. ä. verwendet. Die Diodenquartette sind auszumessen, minde¬ stens eine Übereinstimmung des Flußrichtungsspannungsabfalls jeweils bei 1 und 10 mA Richtstrom. Als Übertrager sind Doppellochkerne oder Ring¬ kerne aus Ferrit (Manifer) geeignet, selbst noch solche, deren Grenzfre¬ quenz mit 1 MHz angegeben wird. Die Windungen führt man trifilar unter Verwendung von dünnem Kupferlackdraht aus. Dabei verfährt man richtig, wenn die 3 Drähte zuvor verdrillt, besser geflochten werden. Beim Aufbau ist auf sorgfältige Symmetrie zu achten. Bild 6b zeigt einen einfachen Mischer mit HF-Schalter für geringere An¬ sprüche. Auch in diesem Fall müssen die Dioden SAY12 o. ä. kräftig durchgeschaltet werden (Oszillatorsignal 10 bis 20 mV an 100 fl). Ohne ein Oszillatorsignal sind Eingangs- und Ausgangstor gut voneinander isoliert. Der Nachteil besteht u. a. darin, daß an diesen beiden Toren das Oszillator¬ signal fast voll erscheint, so daß Pre- und Postselektion unbedingt erforder¬ lich sind. Auch Baugruppe 3 ist unerläßlich, einmal als Trennstufe zur An¬ tenne, zum anderen sind höhere Mischverluste zu decken als beim Doppelbalancemischer. Auch dieser Mischer ist großsignalfest und unkri¬ tisch im Aufbau. Es müssen auch nur 2 Dioden mit übereinstimmender Kennlinie im Flußbereich ausgesucht werden. Baugruppe 5: Mischeroszillator mit Pufferstufen (Bild 7) Für die Qualität eines Konverters mitbestimmend ist das Oszillatorsignal. Es soll frequenzstabil und frequenzrein sein und nur geringe Seitenband¬ rauschanteile aufweisen. Letztere Forderung erfüllt ein SFET als aktives Bauelement im Oszillator (Bild 7a). Für geringere Ansprüche kann auch ein Bipolartransistor eingesetzt werden (Bild 7b). Beide Oszillatoren überstrei¬ chen in 3 Bereichen umschaltbar 3 bis 30 MHz, was für alle Anwendungs¬ fälle auf Kurzwelle doch völlig ausreicht. Der Aufbau ist mechanisch stabil,, gut geschirmt, möglichst mit Luftspulen (mindestens ohne Abgleichkern!), in einem kalten Thermostaten vorzunehmen. Die Stromversorgung soll sta¬ bil sein und eine extrem geringe Brummspannung aufweisen. Weitere Hin¬ weise findet der Leser in der Amateurliteratur, z. B. in [5]. Zu dieser Baugruppe gehören untrennbar mindestens 2 Pufferstufen bis zum Mischer, um allen Ansprüchen, wie z. B. der Rückwirkungsfreiheit und der notwendigen Oszillatorleistung zu genügen. Bild 7c zeigt eine prakti¬ sche Schaltung. Baugruppe 6: Postselektor (Bild 8) Beide Mischer sind im Ausgang niederohmig. Dennoch erscheint es immer günstig, eine Postselektion zwischen Mischer und Konverterausgang zu ha¬ ben. Für den Konverter als Direktmischer reicht ein tr-Glied nach Bild 8a, 205 lOn 100k stabilisiert b) Bild 7 Baugruppe 5: Mischeroszilla¬ tor mit Pufferstufen - a) Os¬ zillator mit Dualgate-MOS- FET 40 6 73, KP 350 o. ä„ b) Oszillator mit bipolarem Transistor'SF 126 o. ä„ c) aperiodische Pufferstufen mit SF128, BFX 33 o. ä Wi¬ derstände mit Stern stellen Ar¬ beitspunkte ein. Zwischen Os¬ zillator und Pufferstufe ist dieser so groß zu wählen (ge¬ gebenenfalls 100-kFl-Schicht- potentiometer), daß die Puf¬ ferstufe Bild 7c) etwa 2 V HF ergibt. Die L-Werte LI ... be¬ tragen für 3 Bereiche 3 - 6,9 - 14,6- 30MHz etwa 22,5/4,3/0,96 pH 4 Bereiche 3-4,8-8,4-15,6-30 MHz, etwa 22,5/8,8/2,9/0,83[iH dem am. Ausgang direkt ein rauscharmer NF-Verstärker nachgeschaltet wer¬ den kann. Für Mischprodukte zwischen 1 und 3 MHz ist ein angezapfter Schwingkreis mit 50-fl-Eingang und -Ausgang nach Bild 8b günstig. Ist f m größer als 3 MHz, so reicht ein einfacher LC-Tiefpaß nach Bild 8c zur Se¬ lektion und Anpassung des Konverterausgangs aus. In den Ausgang eines Mischers nach Bild 6b wäre zusätzlich in die Leitung ein Sperrkreis für die Oszillatorfrequenz / 0 einzuschalten (Bild 8d). Die Postselektion muß gemäß den Wünschen des Anwenders ausgelegt werden. Gegebenenfalls sind umfassende Schaltmanipulatoren (Drehschal¬ ter, Tastenschalter, Spulenrevolver u. a.) erforderlich. Die Auslegung ist schöpferisch unter Berücksichtigung der Hinweise (50 bis 100 fl Mischer¬ ausgang, Sperrkreis für einfachen Mischer, 50 fl Konverterausgang) an Hand der Amateurliteratur selbständig möglich. 206 Bild 8 Baugruppe 6: Postselektor - a) RC-Tiefpaß für Direktmischung, b) angezapfter Schwingkreis bis 3 MHz, c) LC-Tiefpaß bis 30 MHz, d) Sperrkreis für f 0 Baugruppe 7: Stromversorgung Die Stromversorgung sollte integraler Bestandteil des Konverters sein. Sie muß hohen Ansprüchen bezüglich der Stabilisierung und der Brummspan¬ nung genügen; letztere mindestens 10 4 der Versorgungsspannung uhter Last aller Verbraucher des Konverters. Viele praktische Schaltungen wur¬ den dazu veröffentlicht. \ Aufbauhinweise Der versierte HF-Praktiker wird keine Probleme haben. Alle Baugruppen sind für sich abzuschirmen. Die Netzzuleitung ist zu verdrosseln. Zwischen Erdpunkteingang und -ausgang ist ein breites Kupferband erforderlich. Jede Baugruppe hat nur einen Erdpunkt auf diesem. Der Oszillator muß feinfüh¬ lig abstimmbar sein. Der Antrieb ist spielfrei möglichst mehr als 8:1 zu un¬ tersetzen. Ein- und Ausgang des Konverters sollten HF-Koaxialbuchsen sein. Platz für eine weitere (s. unten) sollte vorgesehen werden. Der Anfän¬ ger lasse sich von einem erfahrenen HF-Praktiker oder an einer GST-Klub- station beraten. 207 Vorschläge zur Schaltungsauswahl Bis 14 MHz sind die Baugruppen 2, 4, 5, 6, 7 für einen guten Konverter aus¬ reichend, wenn ein Doppelbalancemischer verwendet wird. Bis 30 MHz setze man die Baugruppen 1 bis 7 komplett ein. Ein einfacher Konverter für 3 bis 30 MHz ist nach den Stromlauf planen Bild 4b, Bild 5c, Bild 6b, Bild 7b, c und Bild 8c leicht aufzubauen. Abschließende Hinweise Der aufmerksame Leser wird festgestellt haben, daß die Schaltung des Uni¬ versalkonverters auf den Frequenzbereich 1 MHz £ f e £ 30 MHz und f m £ 30 MHz hindeuten. Der Kurzwellenuniversalkonverter ist dafür be¬ stimmt, selbständig vor einem Nachsetzer betrieben zu werden. Dieser kann z. B. ein Oszillograf sein, ein Rundfunkempfänger mit eingebautem BFO, ein guter Amateureinband-RX, der damit sofort zum Allwellenemp¬ fänger wird, aber auch ein empfindlicher, rauscharmer NF-Verstärker zur direkten Realisierung eines Direktmischempfängers zwischen 3 und 30 MHz. Über einen direkten Ausgang läßt sich Baugruppe 5 durch einen Schalter getrennt vom Mischer (Baugruppe 4) als Meßgenerator zwischen 3 und 30 MHz (0,7 b.is 1 V an 50 CI) oder bereits als Steueroszillator für die unter¬ schiedlichsten Bauvorhaben einsetzen. Dieser Zusatzausgang erleichtert, auf jeden Fall die sorgfältige Kalibrierung mit einem Zähler o. ä. Für den Funkamateur und Ausbilder, der diesen Konverter zur Stationsnachrüstung verwendet, oder zum Empfang der Ausbildungsdienste, ist ein 100-kHz- Eichpunktgeber im Konverter zusätzlich sinnvoll: Wird nur ein festes Mischprodukt f m = konst. verwendet, so kann die Skaleneichung des Mischeroszillators direkt für das Eingangssignal /„ vorge¬ nommen werden. Es lohnt sich, einen Universalkonverter für Kurzwelle auf Grund seiner Vielseitigkeit zu realisieren. Literatur [1] D. Lechner, Kurzwellenempfänger. Berlin 1975. [2] E. Barthels, Ein HF-Baustein für KW-Transceiver in 50-£l-Technik. Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1981, Seite 147 bis 153, Berlin 1980. [3] The Radio Amateur’s Handbook 1981, Seite 8 bis 16, ARRL, Newington, 1980. [4] R. Openlander, Direct-Conversion Receiving Notes. QST 62 (1978) Heft 1, Seite 33. [5] K.-H. Schubert, Amateurfunk. 5. Auflage, Berlin 1978. 208 Dietmar Kauka Festfrequenzkonverter für UHF-Femsehempfang Beim Aufbau einer Gemeinschaftsantennenanlage wurde festgestellt, daß durch den nahen Sender des 2. DDR-Femsehprogramms Vorgeister auftra¬ ten. Da die handelsüblichen UHF-Konverter keine genügende Großsignal¬ festigkeit aufwiesen bzw. nicht die notwendige Frequenzstabilität .für den Farbfemsehempfang hatten, wurde ein UHF-Konverter mit Doppel-Gate- MOSFET aufgebaut. Es wurde ein Aufbau in Stripline-Technik vorgenom¬ men, da mit dieser schon gute Erfahrungen gemacht wurden, auch ist der mechanische Aufwand bedeutend geringer. Der beschriebene UHF-Konver¬ ter hat eine gute Kreuzmodulationsfestigkeit. Der Festfrequenzkonverter wird auf einer 2seitig kaschierten Cevau- .s/f-Leiterplatte mit den Abmessungen 155 mm x 50 mm aufgebaut. Die un¬ tere Kupferseite bleibt die durchgängige Massefläche. Auf der oberen Flä¬ che sind die UHF-Schwingkreise eingeätzt sowie Lötinseln für die übrige Verdrahtung. Die Empfangsfrequenz gelangt über eine Koppelschleife auf den abstimmbaren Eingangsschwingkreis Ll/Cl. Von dort wird sie dem Gate 1 des HF-Verstärkertransistors VT1 (BF 900) zugeführt. Nach der Ver¬ stärkung gelangt das Empfangssignal über das Zwischenkreisbandfilter L2/L4 an das Gate 1 des Mischtransistors 3 N202. In dieser Stufe werden die Empfangsfrequenz und die Oszillatorfrequenz gemischt, und an der Drainelektrode wird mit einem Schwingkreis die gewünschte Differenzfre¬ quenz ausgesiebt. Über eine Koppelwicklung L9 wird diese Ausgangsfre¬ quenz dem Fernsehgerät bzw. zur weiteren Verarbeitung dem Gemein¬ schaftsantennenverstärker zugeführt. Die Transistoren VT3 bis VT5 erzeu¬ gen die Oszillatorfrequenz. Die Quarzfrequenz ist davon abhängig, welche UHF-Eingangsfrequenk in welchen UHF-Kanal umgesetzt werden soll. Der Oberton-Quarz EQ2 schwingt in einer Butler-Schaltung in Serienresonanz. Der Kollektorschwingkreis von VT5 ist auf den gewünschten Oberton abge¬ stimmt. Der Kollektorschwingkreis des Transistors VT4 ist auf die 3fache Obertonfrequenz abgeglichen. Dadurch wurde eine Vervielfacherstufe ein¬ gespart. Dieses Signal wird der Verdopplerstufe VT3 zugeführt. Diese er¬ zeugt die endgültige Oszillatorfrequenz des UHF-Konverters. Die auf diese Weise erzeugte Oszillatorfrequenz wird dem Gate 2 des Mischtransistors VT2 über das UHF-Bandfilter LSI LI zugeführt, um die Gefahr des Neben¬ wellenempfangs zu verringern. 14 Schubert, Eljabu 85 209 14* 211 Exakte Messungen konnten nicht durchgeführt werden, aber bei Ver¬ gleichsmessungen mit einem durchstimmbaren industriellen Konverter ließ , sich feststellen, daß bei Ankopplung der Antenne direkt an das Gate 1 des Mischtransistors dieser Festfrequenzkonverter in bezug auf Verstärkung und Rauscharmut dem industriellen Konverter bereits überlegen war. Durch die 3 abgestimmten Schwingkreise auf der Empfangsfrequenz ist die Selektivität und durch den Einsatz von Doppel-Gate-MOSFET die Kreuz¬ modulationsfestigkeit besser als beim Einsatz herkömmlicher Konverter. Um die Oberwellen des Quarzoszillators nicht in den Empfangsteil gelan¬ gen zu lassen, wird zwischen L5 und L7 ein Abschirmblech eingefügt. Ein Abschirmblech ist auch zwischen L 1 und L2 notwendig, da sonst zeitweilig Selbsterregung der HF-Stufe eintritt. Die Leiterplatte wird in ein 45 mm hohes, allseitig geschlossenes Metall¬ gehäuse eingebaut. Für den Ein- und Ausgang werden 75-fl-Koaxbuchsen verwendet. Die Betriebsspannung führt man über das Verbindungskabel zum Fernsehempfänger, da der Konverter in Antennenhöhe installiert wird. Tabelle Spulendaten LI - Leiterzug 30 mm lang (2 mm breit), Anzapfung bei 20 mm L2 - Leiterzug 30 mm lang (2 mm breit), Anzapfung bei 22 mm L3 - Koppelspule, Leiterzug 20 mm + 10 mm + 20 mm (1,5 mm breit) L4 - Leiterzug 30 mm. lang (2 mm breit), Anzapfung bei 14 mm LS - Leiterzug 30 mm lang (2 mm breip L6 - Koppelspule, Leiterzug 20 mm + 8 mm + 20 mm (1,2 mm breit) L7 - Leiterzug 30 mm lang (2 mm breit), Anzapfung bei 15 mm L8 - 16 Wdg., 0,2-mm-CuL, auf FS-ZF-Filterkörper mit HF-Kem L9 - 3 Wdg., 0,5-mm-CuL, über kaltes Ende von L8 L10 - 10 Wdg., 0,2-mm-CuL, auf FS-ZF-Filterkörper mit HF-Kern Lll - 3 Wdg., 0,7-mm-CuAg, auf 6-mm-Körper mit HF-Kem L12 - 1 Wdg., 0,5-mm-CuL, über kaltes Ende von Lll Drl - 12 Wdg., 0,3-mm-CuL, Durchmesser 4 mm Dr2 - Ferrit-Entstördrossel 10 pH Dr3 - 15 Wdg., 0,3-mm-CuL, Durchmesser 4 mm Literatur [1] D. Bölte, UKW-Empfänger (70-cm-Konverter nach SM7BZ). Handbuch Amateur¬ funk, Seite 275/276, Berlin 1978. [2] F. Engelbert/H.-J. Zobirei, UHF-Konverter in Streifenleitertechnik, radio-femse- hen-elektronik 21 (1972), Heft 20, Seite 658 bis 660 und Seite 670. [3] H.-U. Fortier, Doppel-MOSFET-Konverter mit dem KP350A. Elektronisches Jahr- buch'1978, Seite 184 bis 193, Berlin 1977. [4] A. Geyer, Streifenleitungstechnik - Variante zur Verwirklichung von Amateurpro¬ jekten im UHF-Bereich. FUNKAMATEUR, Heft 8/1982, Seite 395 bis 399. [5] K.-H. Schubert, Internationale Schaltungsrevue «Amateurfunk» (Einfacher Kon¬ verter für 2 m). Elektronisches Jahrbuch 1978, Seite 196/197, Berlin 1977. 212 Peter Lange Selektiver UKW-Vorverstärker in geschirmter Technik Der Autor stand vor der Aufgabe, die im Raum Dresden ungünstigen UKW-Femempfangsbedingungen durch geeignete Verstärker- und Selek¬ tionskombinationen zu verbessern. Die mehrjährigen Versuche führten zu selektiven Antennenverstärkern, wovon 2 Varianten beschrieben werden. Im Vordergrund stand dabei vor allem, die durch die starken Ortssender verursachten Kreuzmodulationen zu kompensieren, die Kabeldämpfung zu egalisieren und damit die Empfindlichkeit wieder zu verbessern. Gute Empfangsergebnisse lassen sich in Schaltungskonzepten mit mo¬ dernen Dual-Gate-Feldeffekttransistoren erzielen. Nachfolgend werden 2 Verstärker vorgestellt, wobei die Abstimmung einmal mit Kapazitätsdio¬ den, zum anderen mit Drehkondensatoren vorgenommen wird. Beide Schaltungen arbeiten mit 3fach-Abstimmung. Bild 1 zeigt die Schaltung des mit Kapazitätsdioden abgestimmten, in geschirmter Technik aufgebau¬ ten Verstärkers. Das Eingangssignal gelangt über den ersten abgestimmten Kreis (60/75 0) an das Gate 1 des MOSFET-HF-Transistors BF 981. Dort Bild 1 Stromlaufplan des selektiven UKW-Antennenverstärkers mit Kapazitätsdiodenab¬ stimmung 213 Bild 2 Leiterplattenzeichnung (a) und Bestückungsplan (b) der Schal¬ tung Bild 1 - wegen der Über¬ sicht sind nicht alle Bauele¬ mente eingezeichnet (s. Bild 3) wird es verstärkt und über einen 2kreisigen HF-Übertrager unsymmetrisch ausgekoppelt. Der Arbeitspunkt von Gate 2 des Transistors ist mit +4 V so gewählt, daß ein Drainstrom von +10 mA fließt. Hierbei ergeben sich für Verstärkung und minimales Rauschen optimale Werte. Bild 3 zeigt eine Abbildung dieses Verstärkers in geschirmter Technik. Sämtliche Spulen haben 3'/ 2 Wdg. (Ferritkern) bzw. 4'/ 2 Wdg. (Alukem) und sind mit versilbertem Cu-Draht, 1 mm Durchmesser, auf Spulenkörper von 5 mm Durchmesser gewickelt. Die Anzapfung von LI und L3 beträgt V 4 Wdg. vom kalten Ende. Die verwendeten Spulenkörper wurden auf eine Länge von 11 mm gekürzt. Sollte trotz Ferritperle ein Schwingen auftreten, so ist LI mit V 2 Wdg. vom heißen Ende anzuzapfen und auf diese Weise die Verbindung zum Gate 1 des Transistors herzustellen. Aus Bild 2 ist die Bestückung der Leiterplatte aus kupferkaschiertem Ma¬ terial (Cevausit) mit den Bauelementen zu erkennen, die in einer in ge¬ schirmter Technik käuflich erworbenen Gleichstromweiche 3057 unterge¬ bracht ist. Der Ausbau der alten und der Einbau der neuen Leiterplatte bereiten keine Schwierigkeiten. Die Versorgungsspannung wird einem 214 Ansicht des UKW-Anten¬ nenverstärkers mit Kapa¬ zitätsdiodenabstimmung Bild 4 Ansicht des UKW-Anten¬ nenverstärkers yAbschirmbtech Bild 5 Stromlaufplan des selektiven VKW-Antennenverstärkers mit Drehkondensatorab¬ stimmung Spulentabelle Bild 1: L1...L3 - 37; Wdg. (Ferritkern) bzw. 4V ; Wdg. (Alukem); Draht: 1-mm-CuAg; 5-mm-Spulenkörper aus UKW-Tuner, Höhe auf 11 mm verkürzt Anzapfungen LI und Li: V 4 Wdg. vom kalten Ende Bild 5: LI...Li - 4V 2 Wdg. (Alukem); Draht: 1-mm-CuAg; 5-mm-Spulenkörper aus UKW- Tuner Anzapfungen LI - J / 4 Wdg. vom kalten Ende und V 2 Wdg. vom heißen Ende; L2 - V 4 Wdg. vom heißen Ende; Li - J / 4 Wdg. vom kalten Ende Dr - Ferritkemdrossel 10...20pH Netzteil 3211.02 vom Universalverstärkersystem in geschirmter Technik (+14V) entnommen. Die Abstimmspannung wurde aus 4 Flachbatterien (+18V) gewonnen. Als Abstimmpotentiometer kam ein Regelwiderstand 500 kD (neg. logarithmisch) zum Einsatz, so daß eine relativ genaue Ab¬ stimmung auf den gewünschten Sender über den gesamten UKW-Bereich möglich wurde (etwa +3 bis +14 V). Da die im Stromlaufplan Bild 1 dargestellten Kapazitätsdioden nicht so leicht zu beschaffen sind, wird eine zweite Variante mit Drehkondensator¬ abstimmung vorgestellt (Bild 5). Hier fand ein Feldeffekttransistor vom Typ BF 960 Verwendung. Die Transistoren BF 960 und BF 981 wurden über den Elektronik-Versand Wermsdorf, Kreis Oschatz, bezogen, wo sie einige Zeit im Angebot waren. Sollte an Stelle der genannten Typen für VT1 der Tran¬ sistor BF 910 von Texas Instruments zur Verfügung stehen, so ist ein Source¬ widerstand von 56 CI zu wählen (Drainstrom 10 mA bei U DS = 12 V). Bild 7 zeigt diesen Verstärker. Beim angegebenen Transistor für VT1 ergeben sich bei einem Drain- 216 Strom von 7,5 mA die besten Bedingungen. Am Gate 2 des Transistors lie¬ gen auch hier wieder 4 V, t/ DS = 12 V. Dieser Verstärker arbeitet bis zu einer Betriebsspannung von 6 V stabil. Man erreicht ausreichend hohe Ver¬ stärkung sowie gute HF-Selektion. Der Verstärker wurde mit einer Koax- ausgangsbuchse (abgesägter Koaxstecker) versehen, damit er ohne Adapter der Schaltung Bild 5 217 Bild 7 Ansicht des UKW-Anten- nenverstärkers mit Dreh¬ kondensatorabstimmung oder Kabel'direkt an das Netzteil 3212.01 angeschlossen werden kann. Mit R2 wird der optimale Arbeitspunkt eingestellt. In Bild 6 sind die Leiter¬ platte und ihre Bestückung wiedergegeben. Das Gehäuse, 25 mm hoch, wurde aus kupferkaschiertem Material (Cevausit) zusammengelötet. Die an unterschiedlichen Stellen im empfangsmäßig ungünstigen Raum Dresden eingesetzten UKW-Antennenverstärker rechtfertigen den betriebe¬ nen Aufwand und stellen nach Auffassung des Autors eine Alternative dar, entfernte UKW-Sender bei Vorhandensein starker Ortssender in brauchba¬ rer Qualität zu empfangen. Der selektive UKW-Antennenverstärker mit Ka¬ pazitätsdiodenabstimmung wurde im Kabelabstand von 4 m zur Antenne unterm Dach angebracht, um das Signal/Rausch-Verhältnis zu verbessern. Die Abstimmspannung führte der Autor über Femsehkabel und Gleich¬ stromweichen, die Betriebsspannung über das UKW-Antennenkabel (beide Koaxkabel) zum Antennenverstärker. An dieser Stelle noch ein Hinweis: Von einer direkten Kopplung auch bei gleichem Kapazitätsdiodentyp wird wegen zu großer thermischer Unterschiede und damit nicht mehr erreichba¬ rem Gleichlauf zwischen Empfänger und Verstärker abgeraten. Der mit Drehkondensator abgestimmte Vorverstärker ist für den Einsatz direkt am Empfänger vorgesehen und bietet sich bei relativ kurzem Kabelweg an. Steht für den Abgleich kein Wobbler zur Verfügung, so ist der Abgleich mit einem Radio vorzunehmen, wobei nur mäßig stark zu empfangende, aber vom Pegel konstante UKW-Sender möglichst bei 3 unterschiedlichen Frequenzen mit allen Kreisen auf Maximum abzustimmen sind. Die Ab¬ stimmspannung des mit Kapazitätsdioden abgestimmten UKW-Antennen- verstärkers ist auf etwa +3V (87 MHz) und +14 V (100 MHz) einzustel¬ len. Beim Umgang mit MOSFET ist auf die notwendigen Vorschriftsmaßnah¬ men wegen der durch Aufladung möglichen Zerstörung zu achten! 218 Udo Kleinert Hochleistungs-NF-Verstärker in Brückenschaltung Beim Aufbau von größeren Beschallungsanlagen besteht oft das Problem, eine hohe Leistung (> 80 bis 100 VA) an relativ große Lautsprecherimpe¬ danzen abzugeben. Die in [1], [2] beschriebenen Schaltungen sind für Lei¬ stungen von 100 VA an 4 bzw. 3 CI ausgelegt. An 8 fl können nur noch 60/50 VA entnommen werden. Es bestand die Aufgabe, einen NF-Verstär- ker zu konzipieren und aufzubauen, der die geforderte NF-Leistung auch an größere Lastwiderstände abgeben kann. Die Möglichkeit einer Lei¬ stungserhöhung durch Vergrößern der Betriebsspannung konnte aus Be- schaffungs- bzw. Platzgründen (Treiber- und Endstufentransistoren, Lade¬ elektrolytkondensatoren u. a.) nicht genutzt werden. Statt dessen wurde das Brückenschaltungsprinzip [2], [3] gewählt, wobei zwar die doppelte Menge an Bauelementen erforderlich ist, dafür können aber preiswerte und leicht erhältliche Transistortypen verwendet werden. Schaltungsprinzip Im Bild 1 ist das Prinzipschema einer NF-Endstufe in Brückenschaltung zu sehen. Mit einer am Eingang liegenden Phasenumkehrstufe werden die bei¬ den gegenphasigen Signale zur Ansteuerung der Endstufen gewonnen. Da der Lastwiderstand R h gegen den Ausgang des zweiten Verstärkers arbeitet, fällt über ihm die doppelte NF-Spannung ab. Das entspricht gegenüber der herkömmlichen Schaltung bei gleichen R h der 4fachen Ausgangsleistung! Daraus ist ersichtlich, daß die beiden Endstufen nicht bis zu ihren elektri¬ schen und thermischen Grenzwerten ausgesteuert werden müssen, um eine Phascnmkchnstu/e Endverstärker 1 EndverstärkerZ Bild 1 Prinzipschema einer Brückenschaltung mit eisenlosen NF-Endverstärkern 219 hohe NF-Leistung zu erzielen. Der schaltungstechnische Aufwand konnte deshalb zu obengenannten Forderungen verringert werden. Man muß aber beachten, daß sich der Kollektorspitzenstrom der Endstufentransistoren in der Brückenschaltung verdoppelt. Bei maximalem Betrieb der vorgestellten Schaltung (200 VA an 4 Ci) beträgt er 10 A! Der Transistortyp KU 607 läßt sich in diesem Fall schon nicht mehr verwenden, Phasenumkehrstufe Bild 2 zeigt 2 zur Auswahl stehende Schaltungen. Der Stromlaufplan Bild 2a eignet sich, wenn eine niederohmige NF-Eingangsspannung >1V zur Verfügung steht. Arp Kollektor kann das gegenüber dem Emitter um 180° gedrehte Signal entnommen werden. Mit der in Bild 2b vorgeschalte¬ ten Bootstrap-Stufe wird neben der Erhöhung des Eingangswiderstands noch eine Verstärkung von etwa 10 dB erreicht. Bild 2 Schallungsvorschläge für die erforderliche Phasenumkehrstufe Endstufe Bild 3 zeigt den Stromlaufplan einer Endstufe. VT1/VT2 bilden den Ein¬ gangsdifferenzverstärker mit gemeinsamem Emitterwiderstand R 4. Gegen¬ gekoppelt wird vom Ausgang des Verstärkers über R6/R1 auf die Basis von VT2. Mit RI kann die Verstärkung eingestellt werden. Vom Kollektor VT1 gelangt das Signal auf die Vortreibertransistorstufe VT3. Seine Betriebs¬ spannung wird über C5 mit der Ausgangsspannung aufgestockt. Dadurch wird eine große Aussteuerbarkeit des Transistors erreicht. Mit der einstellbaren Spannung über VT4 wird der Ruhestrom (etwa 40 mA) eingestellt. Dl verhindert das «Absaugen» der Ladespannung von CI bei großen Aussteuerungsspitzen, HF-Selbsterregung wird mit dem Boucherot-GUed R20/C7 sowie den Kondensatoren C2/C4/C6 unterdrückt. VT5/VT6 erhalten je 2 übereinandergesteckte Kühlsteme bzw. ein Kühl- 220 « +J2V Tabelle 1 Transistoraustauschtypen tiir die Endstufe nach Bild 3 VT 1/VT 2 VT 5 VT 6 VT 7/VT 8 im Mustergerät verwendet: KT 3107 BC 211 BC 313 KU 607* BC177 BD 337 BD 338 BDP620 SC 307d SD 337 SD 338 2N 3055 KT 208 K SF128* SF 118* 2 N 4348 KF 517 KFY 34/KFY 46 KFY 16/KFY 18 KD 503 * nicht bei Lastwiderständen kleiner als 6 £1 verwendbar blech in der Größe von 6 cm 2 (2-mm-Alu). Die Kühlkörper für VT7/VT8 sollten überdimensioniert werden, die Verlustleistung bei Vollaussteuerung (200 VA an 4 CI) beträgt etwa 45 W je Transistor. R 18//? 19 wurden im Mu¬ stergerät unmittelbar an die Emitter der Endstufentransistoren gelötet. Die Paarigkeit der Transistoren nach Tabelle 1 sollte im Bereich 0,5 bis 2 lie¬ gen. 221 Netzteil Für den Netztransformator eignen sich Eisenkerne mit Typenleistungen über 300 VA. Soll der Verstärker für Stereobetrieb mit gemeinsamer Strom¬ versorgung ausgelegt werden, muß man einen entsprechend leistungsstarke¬ ren Typ verwenden. Die Sicherung F ist auf 3,2 A zu vergrößern, und je Ausgangsspannung sind je 5 x 4700 pF/40 V vorzusehen. SY 170/1 2x100n/ 63VM700u/WV 11 rr +w ■ IIII— T T T T Bild 4 Stromlaufplan der Stromversorgung Inbetriebnahme Nachdem man die Ausgangsspannungen des Netzteils kontrolliert hat, kann die Verbindung mit der Schaltung hergestellt werden. Die Basisan¬ schlüsse VT6/VT7 sind noch nicht anzuschließen. Am Ausgang jeder End¬ stufe darf keine Gleichspannung meßbar sein. Gegebenenfalls ist R2 zu verändern. Beim Autor arbeiteten die 4 aufgebauten Endstufen sofort und ohne Korrektur. Die Spannung am Emitter von VT5 muß sich mit R 12 ge¬ ringfügig verändern lassen, sie wird auf den geringsten Wert gestellt. Nach Anlöten der Endtransistoren und dem Einstellen des Ruhestroms mit R 12 legt man an den Eingang der Phasenumkehrstufe ein 1-kHz-Signal von 1 V (Schaltung Bild 2a) bzw. 300 mV (Schaltung Bild 2b). Mit R 7 wird an jeder NF-Endstufe eine NF-Ausgangsspannung von 15 V eingestellt. 222 Bei Stereo betrieb Bild 5 Übersichtsschaltplan des aufgebauten NF-Leistungsverstärkers, der in Briickenschal- tung betrieben werden kann Bild 5 zeigt den Übersichtsschaltplan. Jede Endstufe erhält eine separate Ausgangsbuchse. Dadurch können die Verstärker auch einzeln genutzt wer¬ den (Achtung - phasengedreht!). Über einen Adapter wird der Lastwider¬ stand in die Brücke geschaltet. Die beim Mustergerät erreichten NF-Aus- gangsleistungen beider Anwendungsfälle sind in Tabelle 2 zusammenge¬ stellt. Die Kurzschlußsicherungen F1/F2 muß man je nach Einsatzfall variieren. Bei Brückenbetrieb an 8 CI sind z. B. nur noch 5 A vorzusehen. Der vom Autor aufgebaute Verstärker brachte gegenüber dem vorher ge¬ nutzten Gerät (100 VA an 4 CI) entscheidende Vorteile. Da der Abschlußwi¬ derstand 8 O nicht unterschritten wurde, traten kaum thermische Probleme auf. Es ist jederzeit eine ausreichende Reserve an Leistung vorhanden. Bei eventuellem Ausfall einer einzelnen Endstufe kann durch einfaches Um¬ stecken der Veranstaltungsablauf mit «halber Kraft» fortgesetzt werden. Tabelle 2 Mit dem Mustergerät R l - einzeln R L - Brücke Kollektor¬ erreichte Ausgangslei- spitzenstrom stungen (k < 1 %) 60 VA 200 VA 10 A 40 6 fl 45 VA 150 VA 7,1 A 8n 35 VA 120 VA 5,5 A io a 28 VA 105 VA 4,6 A Literatur [1] F. Hullmann, Kurzschlußfester 100-W-Hi-Fi-Leistungsverstärker. FUNKAMA¬ TEUR 31 (1982), Heft 9, Seite 441 bis 443. [2] E. Czirr, Kurzschlußsicherer 100-W-Hi-Fi-Leistungsverstärker. radio-fernsehen- elektronik 26 (1977), Heft 18, Seite 590 bis 593. [3] D. Borgelt/A. Kiekbusch, 200-W-NF-Verstärker in Brückenschaltung, radio-fern- sehen-elektronik 26 (1977), Heft 18, Seite 593 bis 594. 223 Dietmar Kinalzyk Steuerelektronik für einen Lichtschlauch Das nachfolgend beschriebene elektronische Steuergerät für einen Licht¬ schlauch wird vorwiegend in Diskotheken eingesetzt. Die Schaltung ist für 11 Funktionen ausgelegt, wobei 2 ihren Ablauf automatisch wechseln. Schaltungsbeschreibung (Bild 1) Das Kernstück des Steuergeräts bildet der IS2 (D195D). Dieser IS ist ein 4-Bit-Schieberegister für Vor- bzw. Rücklauf. IS1 und IS6 werden als Takt¬ generatoren genutzt. IS5 bildet 2 Flip-Flops, die für besondere Effekte be¬ nötigt werden. IS3 arbeitet als Hilfsschaltkreis des Schieberegisters. IS4 wird als Negator genutzt. Den Ansprüchen genügen in dieser Schaltung auch IS-Bastlertypen. Arbeitsweise des IS2 Am Anschluß MC (Mode Control) liegt bei Stellung «1» des Schalters S6 L-Pegel an (Bild 1). Dadurch wird der D195 D seriell vorwärts bzw. nach rechts schieben. An den Ausgängen Q A bis Q D ist H-Pegel zu erwarten. Durch das NAND von IS3 (in der Schaltung oberes Gatter) liegt an ES L- Pegel an. Beim Eintreffen des ersten Taktimpulses, den IS1 liefert, wird die¬ ses «L» nach Q A übernommen. Dadurch ist die Bedingung am Gatter miH = L nicht mehr gegeben, und an ES liegt «H» an. Dieses «H» wird mit dem nächsten Takt nach Q A übernommen und das «L» von Q A nach Q B geschoben. Da an einem Eingang der NAND «L» von Q B liegt, ist an ES wieder «H» zu erwarten. Beim nächsten Takt wird dieses «H» nach Q A über¬ nommen, wobei das «L» nach Q c geht. Für den 4. Takt gilt analog das glei¬ che, an Q d liegt dann L-Pegel. Durch den einheitlichen H-Pegel an den Ein¬ gängen des NAND liegt jetzt wieder «L» an ES. Mit dem Eintreffen des nächsten Taktimpulses wiederholt sich der Vorgang. Der D195 D schiebt parallel. Durch die Verbindungen Q D - C, Qc - B und Q B - A wird auch das Linksschieben ermöglicht. Beim Linksschieben liegt an MC «H» (S6 in Stellung «2»). Beide Funktionsweisen beeinflussen 224 Bild 1 Stromlaufplan der Steuerelektronik für einen Lichtschlauch sich nicht. Die nichtbenötigten Eingänge werden durch den Pegelwechsel an MC verriegelt. Das wären bei «H» an MC die Eingänge TI und ES, bei «L» an MC die Eingänge T2 und D. Das Linksschieben erfolgt mit «H» prinzipiell umgekehrt (in der Schaltung unteres Gatter von IS3). Der Taktimpulsgenerator (IS 1) liefert Impulse je nach Stellung des Schie¬ bereglers R 5 im Abstand von 0,1 bis 1,5 s. Mit Schließen des Schalters S5 kann man die Impulse auf etwa 3 s'Abstand verzögern. RS und S5 bestim¬ men also die Geschwindigkeit des durchlaufenden Lichtpunkts. Verstärkung des «laufenden Pegels» Der laufende «L-Pegel» von Q A nach Q D bzw. umgekehrt wird über den Schalter S4 (in Ruhestellung) an 4 Transistoren geführt, die ihn verstärken. Über die Schutzdioden GA 100 werden die Thyristoren angesteuert, so daß das Signal negiert wird und ein heller Punkt die Sofitten durchläuft. Ist S4 gedrückt (Arbeitsstellung), so werden die vom D 195 D kommenden Pegel durch IS4 negiert, so daß ein dunkler Punkt durchläuft. Die LED VD2/VD5 zeigen als Kontrolle die jeweils wahren Pegel an, die identisch mit denen im Lichtschlauch sind. Da es im Handel keine blauen LED gibt, wurde für D2 eine rote LED eingesetzt. Weitere Effekte In Stellung «3» des Schalters S6 liegt MC am Ausgang eines Flip-Flop von IS5. Dieses Flip-Flop wechselt nach jedem beendeten Durchlauf seinen ausgangsseitigen Pegel, d. h., wenn «L» an Q A oder Q D angelangt ist, schaltet das Flip-Flop, so daß MC den umgekehrten Pegel erhält. Somit schiebt der D195D in die jeweils andere Richtung. Der helle bzw. dunkle Punkt pen¬ delt zwischen A und D. In Stellung «4» des Schalters S6 liegt MC am 2. Taktgenerator mit IS6. Dieser Taktgenerator wechselt je nach Stellung des Schiebereglers R 3 den 226 «L-H»-Pegel im Abstand W>n 0,5 bis 7 s. Somit läuft der dunkle bzw. helle Punkt 0,5 bis 7 s nach links und danach für diese Zeit nach rechts usw. Wird der Schalter S6 auf «5» gerückt, so ist MC mit dem 2. Taktgenerator und dem 2. Flip-Flop von IS5 verknüpft. Der entstehende Effekt ist, daß nach der Schaltzeit des 2. Taktgenerators die Funktion Links- bzw. Rechts¬ lauf auf wechselseitiges Aufblinken der roten und gelben Lampen und um¬ gekehrt wechselt. In den Stellungen «6» bis «9» des Schalters S6 blinken die Lampen in der Taktzeit des 1. Generators wechselseitig auf. Dabei sind diesen Schalterstellungen folgende Lampenfarben zugeordnet: «6» rt - bl; «8» gn - ge; «7» ge - rt; «9» bl - gn. Die letzte Funktion wird mit dem Drücken des Schalters S3 realisiert. Unabhängig von der Stellung von S6 leuchten wechselweise die roten mit den grünen und die gelben mit den blauen Sofitten gleichzeitig auf. Netzteil und separate Thyristorsteuerung Die Thyristoren erhalten ihre Betriebsspannung von der Graetz -Brücke mit den Dioden SY204. Damit ist der Vollwellenbetrieb der Sofitten gegeben. Das Netzteil für die Kleinspannung der Schaltkreise ist durch die Z-Diode in Verbindung mit dem Transistor VT1 realisiert. Es entspricht somit den Anforderungen in bezug auf Stabilität der Spannung für die Schaltkreise. Als Transformator genügt der Typ M42. Die Sekundärseite sollte eine Wechselspannung von 6,5 bis 7,5 V aufweisen. Die Steuerschaltung benö¬ tigt einen Strom von etwa 150 bis 200 mA. Mit dem Schließen des Schalters S2 fließt durch die Thyristoren der Steuerstrom, d. h., daß die Sofitten im Schlauch ihre Spannung zugeführt bekommen. Das hat einen praktischen Nutzen! Als Diskosprecher möchte man die Aufmerksamkeit des Publikums am Veranstaltungsbeginn mög¬ lichst auf sich lenken. Um das zu erleichtern, stellt man sich mit der Kon¬ trolle der Leuchtdioden ein besonders wirkungsvolles Programm ein. Dann drückt man kurz vor der Ansage S2 und zieht somit die Aufmerksamkeit auf die Diskothek. Hinweise zum mechanischen Aufbau In Bild 2 und Bild 3 ist die Leiter- bzw. die Bestückungsseite der Leiter¬ platte dargestellt. Der Aufbau ist unkompliziert. Jedoch dürfen die Brücken nicht vergessen werden. Das Einlöten von 14poligen Schaltkreisfassungen ist möglich. Die Dioden der Graefz-Brücke SY204 und die Thyristoren müssen gekühlt werden. Es ist eine Kühlfläche von 15 cm 2 je Diode und 10 cm 2 je Thyristor aus 2 mm starkem Aluminiumblech vorzusehen. Verwendet man für R3 und R 5 moderne Langbahnschieberegler (mög¬ lichst log), die sich in einer Diskothek besser bedienen lassen, so kann man 15 ' 227 looofi m MZ Lötpunkte MZ ■\ MZ Feder aus Messing oder Bronze kupferkaschierter Leiterstreifen MC Bild 4 Auflauskizze für den Schalter S6 der Steuer¬ elektronik ihrer Form auch den Schalter S6 anpassen. Aus einem Langbahnschiebe- regler läßt sich mit etwas Geschick ein lOstufiger Schalter fertigen (Bild 4). Die Widerstandsbahn wurde durch eine geschlitzte, kupferkaschierte Lei¬ terbahn ersetzt. Die seitlichen Einkerbungen in Verbindung mit der Feder aus Bronze oder Messing bewirken eine gute Rastung des Schleifers. Der Schleiferanschluß liegt an MC. Erläuterungen zum Lichtschlauch Der Lichtschlauch enthält insgesamt 176 Sofitten 6 V/3 W. Diese sind farb¬ lich zu je 44 Stück in Reihe geschaltet und versetzt so angeordnet, daß bei der Ansteuerung laufende Farbpunkte entstehen. Man kann auch andere Sofitten oder Glühlampen verwenden, muß aber beachten, daß die Lei¬ stungsaufnahme von 400 W nicht überschritten wird. Jede Sofitte erhält bei 220 V Netzspannung nur eine Spannung von etwa 5 V. Das kommt einer Erhöhung der Lebensdauer zugute. Außerdem ist der Einschaltspitzenstrom (Lampenkaltstrom) nicht so hoch, so daß die Sofit¬ ten nicht vorgeheizt werden müssen. Die Lichtausbeute reicht dennoch völ¬ lig aus. Die Sofitten erhalten ihre Farbe durch Glühlampentauchlack. Als Schlauch ist der für Melkanlagen empfehlenswert. Ist dieser nicht erhält¬ lich, so kann man auch dicken klaren Schlauch, den man in Zierfischhand- lungen erhält, verwenden. Diesen muß man allerdings schlitzen, weil sonst die Sofittenkette mit den Verbindungsleitungen nicht eingezogen werden kann. Betriebserfahrungen Da der Autor eine Diskothek betreibt, wurde der Lichtschlauch bei ihm oft angewendet. Seit über einem Jahr arbeitet die Anlage fehlerlos. Eine beson¬ dere Funkentstörung ist nicht erforderlich, da auftretende Störungen so ge¬ ring ausfallen, daß man sie vernachlässigen kann. Literatur [1] K. Schlenzig, Spiele mit Schall. Original-Bauplan Nr. 38, Berlin 1978. [2] D. Bittner, Lauflicht für Diskotheken und Tanzkapellen. FUNKAMATEUR, Heft 4/1983, Seite 173/174. 230 Erhard Lotta Stereobasisbreitenregler mit Schaltkreis A274D Mit einem Basisbreitenregler läßt sich die Basisbreite von Stereoanlagen elektronisch beeinflussen. Das wird immer dann erforderlich sein, wenn man die Lautsprecher einer Stereoanlage aus räumlichen Gründen nicht optimal im Sinne der Stereofonie aufstellen kann. Basisbreitenreglerschal¬ tungen wurden schon in der Literatur veröffentlicht, z. B. [1], [2]. Das Prin¬ zip der Basisverbreiterung besteht darin, daß das Seitensignal des rechten Kanals gegenphasig mehr oder weniger stark dem linken Kanal zugemischt wird und umgekehrt. Dadurch wirkt von der einen Seite ein Überdruck und von der anderen Seite ein Unterdrück desselben Signals auf den Hörer ein. Dieser Effekt vermittelt ihm das Empfinden, die Schallquelle befände sich außerhalb der Boxen. Die elektronische Spreizung der Basisbreite ist leider nicht beliebig mög¬ lich, da sich mit zunehmender Spreizung gleichzeitig das Mittensignal ver¬ ringert. Auf die theoretischen Grundlagen der elektronischen Basisbreiten¬ veränderung soll nicht näher eingegangen werden. Sie wurden bereits ausführlich in [1] behandelt. Bild 1 Prinzip der künstlichen Basisverbreiterung Ui V 7 ■°U 0 A. di 0* 300S2 Bild 5 Stromlaufplan des Abhörverstärkers Stereoerweiterung Sämtliche Kanäle, außer dem Mikrofonkanal, werden doppelt aufgebaut. Für die Klang- bzw. Mischregler sind möglichst Tandemausführungen zu verwenden. Der linke Kanal wird mit Stift 3, der rechte jeweils mit Stift 5 der Ein- und Ausgangsbuchsen verbunden. Die bei Mono übliche Verbin¬ dung dieser Anschlüsse muß getrennt werden. 238 Aufbau Um eine ausreichende Abschirmung zu erreichen, wird das komplette Mischpult in einem geschlossenen Metallgehäuse aufgebaut. Als Mischreg¬ ler sind Flachbahnregler vorteilhaft, alle anderen Bedienelemente können Drehpotentiometer sein. Um für eventuelle spätere Erweiterungen Platz zu lassen, baut man die Schaltung auf einer Universal-Lochrasterplatte auf. Für sämtliche Transistoren können auch ausgewählte Si-npn-Bastlertypen (z. B. Beutel 6) verwendet werden. VT1 und VT5 müssen auf Rauscharmut, alle anderen Transistoren nur auf Stromverstärkungen zwischen 150 und 250 ausgesucht werden. Wenn ein Vielfachmesser vorhanden ist, sollte in der fertigen Schaltung zur Arbeitspunktkontrolle je Transistor eine Kollek¬ tor-Emitter-Spannung von etwa 3,5 bis 5,5 V meßbar sein. Gegebenenfalls ist der Kollektor-Basis-Widerstand zu ändern. Die geringe Stromaufnahme des Mischpults rechtfertigt Batteriebetrieb, z. B. Reihenschaltung von 2 Flachbatterien je 4,5 V. Achtung, im voll geöffneten Zustand der Klang- und Mischregler kön¬ nen, je nach angeschlossenem Gerät, Verzerrungen durch Übersteuerung des Hauptverstärkers auftreten! Die Regelmöglichkeiten sind deshalb vor Benutzung zu testen und gegebenenfalls zu markieren. Zum Einstellen des Klangbilds bei der Veranstaltung empfiehlt es sich, die Regler in den Ein¬ gangskanälen vorerst auf Mitte (linear) zu stellen. Danach nimmt man die Einstellung mit den Reglern im Hauptverstärker vor. Mit den Kanalreglern werden nun nur noch die Aufnahmen untereinander ausgeglichen. Endverstärker mit 2 x A 210 K (Bild 6) Die vom A 210 K erreichte maximale Ausgangsleistung von 6 VA an 4 CI ist oftmals auch für eine kleinere Schuldiskothek nicht ausreichend. Da sich als Lautsprecher die Typen L3401 (12,5 VA/6 fl) bzw. L3402 (15 VA/8 fl) anbieten, sollten mindestens 10 VA an 6 fl abgegeben werden. Eine Mög¬ lichkeit, den A 210 K auch für höhere Leistungen zu verwenden, besteht in einer Brückenschaltung. Dabei werden 2 gegenphasig angesteuerte Schalt¬ kreise verwendet. Der Lautsprecher wird zwischen die beiden Ausgänge ge¬ schaltet. Durch die Verdopplung der Ausgangsspannung läßt sich damit am selben Lastwiderstand etwa die 4fache Leistung erzielen. Um den A 210 K nicht zu überlasten (Ausgangsspitzenstrom 2,2 A), muß mindestens 6,5 fl betragen! Mit R64 in der Schaltung nach Bild 6 werden geringere Lautsprecherimpedanzen auf den Mindestwert erhöht. Die erreichbaren Ausgangsleistungen sind in Tabelle 1 aufgeführt. Optimal wäre damit der Einsatz des Lautsprechers L3401. Beide Schalt¬ kreise werden in der Brückenschaltung gleich beschältet. Da das Ausgangs¬ ruhepotential der Schaltkreise kaum größere Unterschiede aufweist, kann der Auskoppelelektrolytkondensator entfallen. VT9 stellt die beiden pha¬ sengedrehten Signale bereit, für ihn können beliebige Si-npn-Miniplast- 239 Bild 6 Stromlaufplan eines NF-Endverstärkers in Brückenschaltung, bestückt mit 2 IS vom Typ A 210 K Tabelle 1 Ausgangsleistungen zu Bild 6 /? L (Lspr.) Pq an R L Ä64 40 9 VA 2,5 0(5 W) 60 13 VA 0,5 O (2 W) 80 12 VA - transistoren (ß> 150) eingesetzt werden. Das Netzteil wird aus einem Heiz¬ transformator 12,6V/1,6A mit nachgeschalteter Graetz -Brücke (z. B. 4 x SY360/0,5) und Ladeelektrolytkondensator 4 700 pF/25 V aufgebaut. Beispiele dafür sind unter anderem in [1] enthalten. Für die IS A1/A2 kann man auch den Amateurtyp R210E mit aufgeschraubtem Kühlprofil ver¬ wenden. Die Betriebsspannung darf dann maximal 15 V betragen, wobei allerdings nicht mehr die volle Ausgangsleistung erreicht wird. Endverstärker mit A 2030 (Bild 7) Eine wesentlich einfachere Möglichkeit bietet der seit 1983 erhältliche Lei- stungs-IS A2030H/V. Dieser Schaltkreis ist kurzschlußfest und hat einen internen Übertemperaturschutz. Die Außenbeschaltung beschränkt sich auf ein Minimum. Durch Verwendung einer symmetrischen Betriebsspannung kann der Lautsprecher direkt an den IS-Ausgang angeschlossen werden. 240 Folgende Ausgangsleistungen sind vom Hersteller bei einer Betriebsspan¬ nung von +14V (maximal ±18 V) garantiert: R l = 4 Cl/P 0 a 16 VA; R h = 6 Cl/P 0 a 13 VA; R h = 8 Q/P 0 a 10 VA. Das Verhältnis R6&/R61 bestimmt den Verstärkungsfaktor der Schaltung, zur Vollaussteuerung ist eine Eingangsspannung von etwa 300 mV erforder¬ lich. Die Leiterplatte für die Schaltung nach Bild 7 ist aus Bild 8 und Bild 9 ersichtlich. Der A 2030 H/V wird auf ein Kühlprofil montiert und mit den Anschlußpunkten auf der Leiterplatte verbunden. Achtung, das Kühlprofil ist mit der negativen Betriebsspannung verbunden! Es muß deshalb isoliert von der Gerätemasse montiert werden. Als Kühlkörper eignet sich Kühlpro¬ fil «I» entsprechend [2] mit 120 mm Länge. 16 Schubert, Eljabu 85 241 Endverstärker großer Leistung (Bild 10) Abschließend soll noch eine Schaltung beschrieben werden, die bei An¬ schluß entsprechender Lautsprecherboxen auch für große Veranstaltungen geeignet ist. Der Aufbau sollte jedoch erfahrenen Elektronikamateuren Vor¬ behalten bleiben. Tabelle 2 zeigt die erreichbaren Musikausgangsleistungen in Abhängigkeit vom Lastwiderstand und der Betriebsspannung. Jeder End¬ transistor wird mit etwa 40% dieses Wertes belastet. VT16/17 müssen auf entsprechend dimensionierte Kühlkörper montiert werden (s. [2]), 242 VT12/14/15 erhalten einen Kühlstem bzw. ein Kühlblech 20 mm x 30 mm (2 mm Alu). Bei Ausgangsleistungen bis etwa 80 VA kann für das Komple¬ mentärpärchen VT14/15 auch SF128/SF118 bzw. BC 211/BC313 einge¬ setzt werden. Endtransistoren sind entsprechend den obengenannten Wer¬ ten auszuwählen. Als Stromverstärkungs-Paarungsbedingungen gelten ±40%. Der Ruhestrom wird in der Kollektorleitung von VT16 auf etwa 50 bis 100 mA eingestellt. Das Netzteil ist ähnlich Bild 7 aufgebaut. Die Nenn¬ leistung des Transformators muß mindestens 180% der Gesamtausgangslei¬ stung betragen. Für eine Betriebsspannung ±40 V beträgt die Transforma- 16 ' 243 Bild 10 Stromlaufplan für einen NF-Endverstärker großer Leistung (145 VA an 411) Tabelle 2 Erreichbare Musikausgangslei¬ stung der Schaltung nach Bild 10 in Abhängigkeit vom Lastwiderstand und der Be¬ triebsspannung ( k< 10%) U, 40 80 ±25 V 55 VA 32 VA ±30 V 80 VA 45 VA ±35 V 100 VA 60 VA ±40 V 145 VA 85 VA torsekundärspannung 2 x 28 V, für ±25 V ist sie 2 x 18 V - Mittelanzap¬ fung jeweils auf Masse. Die Gleichrichter- Graetz -Brücke besteht aus 3-A-Typen, beide Ladeelektrolytkondensatoren sollten mindestens 10000 pF/40 V haben. Netzteil-Beschreibungen für Leistungsendstufen fin¬ det der Leser unter anderem in [3], [4], [8], Schlußbemerkungen Als praktisch hat sich in der Diskothek ein Geräteaufbau erwiesen, bei dem alle Bedienelemente im Mischpult vorhanden sind und die Endstufe nicht auf dem Arbeitstisch stehen muß. Beide werden dann mit einem entspre¬ chend langen Diodenkabel verbunden. Da die Mischpultausgänge nieder- ohmig sind, ist diese Kabellänge unkritisch. Die Endstufen können, ebenso wie das Mischpult, für Stereobetrieb aufgebaut werden. Dabei ist die grö¬ ßere Belastung des Netzteils zu beachten, die Ladeelektrolytkondensatoren sollten die doppelte Kapazität aufweisen. Bei der Entscheidung, ob die An¬ lage für Mono- oder Stereobetrieb aufgebaut wird, sollte man bedenken, daß Stereobetrieb den doppelten Aufwand an Bauelementen bedeutet. Dazu kommt aber, daß eine Stereoübertragung nur dort Sinn hat, wo auch die akustischen Möglichkeiten gegeben sind, dem Zuhörer beide Kanäle in gleichem Abstand und in gleicher Lautstärke darzubieten. In einer Disko¬ thek wird das aber höchst selten der Fall sein. Wenn alle Schaltungsmöglichkeiten des Mischpults genutzt werden und dazu die Endstufe nach Bild 10 aufgebaut wird, entsteht eine Anlage, die auch hohen Ansprüchen genügt und dem «harten» Diskobetrieb gewachsen ist. Andererseits ist die «Minimalvariante» an Bauelementeaufwand kaum noch zu unterbieten. Zur Disko passende Lichteffektgeräte sind z. B. in [5], [6] beschrieben, Hinweise zur Gestaltung von Lautsprecherboxen findet der Leser in [7]. Literatur [1] D. Müller, Elektronikschaltungen - nicht nur für den Anfänger. Elektronisches Jahrbuch 1978, Berlin 1977, Seite 261 bis 276. [2] H. Hantzsch, Wärmeableitung bei Halbleitern. Amateurreihe elektronica, Band 161, Berlin 1978, Seite 39ff. [3] F. Füllmann, Kurzschlußfester 100-W-Hi-Fi-Leistungsverstärker. FUNKAMA¬ TEUR, Heft 9/1982, Seite 441. [4] R. Gürth, Ein transistorisierter 100-W-Verstärker. FUNKAMATEUR, Heft 10/1975, Seite 482. [5] H. Großstück, 3-Kanal-Lichtorgel für kleine Räume. Elektronisches Jahrbuch 1977, Berlin 1976, Seite 193 bis 197. [6] W. Beutler, Lichtorgel mit Triac. Elektronisches Jahrbuch 1979, Berlin 1978, Seite 229 bis 234. [7] G. Engel, Musikelektronik. Berlin 1982, Seite 222 ff. [8] U. Kleinert, Hochleistungs-NF-Verstärker in Brückenschaltung. Elektronisches Jahrbuch 1985, Berlin 1984, Seite 219. 245 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Schaltungsrevue für den Anfänger Die aktive Antenne Eine verkürzte Antenne nimmt eine sehr geringe HF-Energie auf. Durch die Verluste im Antennenkabel vermindert sich diese HF-Energie, so daß am Empfängereingang nur ein Bruchteil davon ankommt. Diese Verhält¬ nisse werden günstiger, wenn man die kurze Antenne mit einem HF-Breit- bandverstärker kombiniert. Eine solche Kombination bezeichnet man als aktive Antenne. Derartige aktive Antennen gibt es z. B. für den Einbau in Kraftfahrzeuge. Bild 1 zeigt eine zum Aufbau einer aktiven Antenne geeignete HF-Breit- bandverstärkerschaltung. Sie besteht aus einer direkt gekoppelten Transi¬ stor-Komplementäranordnung in Dar/mgfon-Schaltung mit starker Gegen¬ kopplung. Die verwendete Stabantenne hat eine Länge von etwa 65 cm. Wird die aktive Antenne als Hochantenne montiert, so ist auf jeden Fall der Blitzschutz BS vorzusehen. Das Empfangssignal wird niederohmig ange¬ koppelt. Die HF-Drosseln Dr verhindern ein Abfließen der HF über den Elektrolytkondensator 10 pF bzw. die Stromversorgung. Für Dr wird eine Schalenkernspule (etwa 18 mm x 11 mm) mit 200 Wdg., 0,15-mm-CuL ver¬ wendet. Die Stromversorgung für den HF-Breitbandverstärker$vird über das Antennenkabel geführt. Bild 2 zeigt eine weitere HF-Breitbandverstärkerschaltung für eine aktive Antenne, bei der im Gegensatz zu Schaltung nach Bild 1 der Minuspol der Stromversorgung an Masse liegt. Beide aktiven Antennen sind etwa im Fre¬ quenzbereich von 100 kHz bis 20 MHz verwendbar. Bild 1 Breitbandverstärkerschal¬ tung für eine aktive An¬ tenne [1], Pluspol der Stromversorgung liegt an Masse 246 Bild 2 Breitbandverstärkerschal¬ tung für eine aktive An¬ tenne [1], Minuspol der Stromversorgung liegt an Masse Femsehantennenverstärker Zur Verbesserung des Fernsehempfangs geeignet ist die Schaltung des in Bild 3 gezeigten aperiodischen Antennenverstärkers. Im Frequenzbereich 150 bis 200 MHz wird eine Verstärkung von etwa 25 dB erreicht. Der An¬ tennenverstärker wird direkt an der Antenne montiert, so daß Kabelverluste ausgeglichen werden. Die Betriebsspannung kann im Bereich 4,5 bis 12 V liegen. Bei einer Versorgungsspannung von 9 V ist die Stromaufnahme etwa 30 mA. Durch eine geeignete Beschaltung kann die Stromversorgung über das Antennenkabel vorgenommen werden. Bild 3 Stromlaufplan für einen aperiodischen Fernsehan¬ tennenverstärker [2] Durch die Kombination eines Unipolar- und eines Bipolartransistors lassen sich einfache Breitbandverstärker gut realisieren. Bild 4 zeigt ein Beispiel. Der FET arbeitet in Sourceschaltung, der Bipolartransistor in Emitterschal¬ tung. Damit erreicht man einen hochohmigen Eingangswiderstand, einen niederohmigen Ausgangswiderstand, und bei starker Gegenkopplung ist eine entsprechende Spannungsverstärkung vorhanden. Bild 4a zeigt die HF- Breitbandverstärkerschaltung, Bild 4b die Stromversorgung, die über das Antennenkabel geführt wird. Für die Drosseln werden Schalenkerne 18 mm x 11 mm M L -Wert 25 nH/w) verwendet. Für 600 pH erfordert das 165 Wdg., 0,15-mm-CuL, für 560 pH sind das 150 Wdg., 0,15-mm-CuL. Die aktive Antenne ist im Bereich 0,5 bis 30 MHz einsetzbar. 247 Bild 4 a - Breitbandverstärkerschal¬ tung für eine aktive Antenne [3], b - Stromversorgung der Schaltung Impulsgenerator mit B 555 D Durch den HFO-Basllerbeutel Nr. 11 steht dem Elektronikamateur der Zeit¬ geberschaltkreis B 555 D in der Amateurvariante R 555 zur Verfügung. Die¬ ser Schaltkreis kann in der Elektronik-Schaltungspraxis sehr vielseitig ver¬ wendet werden. Da er sowohl im monostabilen wie auch im astabilen Betrieb arbeiten kann, wird er u. a. zur Erzeugung einzelner oder periodi¬ scher Impulse eingesetzt. Bild 5 zeigt einen Impulsgenerator für den Fre¬ quenzbereich 7 Hz bis 16 kHz. 248 Tabelle 1 Werte zu Bild 5 Bereich Frequenz C-\Vert Bereich Frequenz C-Wert 1 7. . 13 Hz CI = 10 pF 7 300.. ,560 Hz C 7 = = 0,33pF 2 13. . 25 Hz C2 = 6,9 pF 8 530.. .900 Hz C8 = = 0,22 pF 3 .20. . 40 Hz C3 = 4,7 pF 9 0,9 . .. 1,7 kHz C9 = = 0,1 pF 4 40. . 90 Hz C4 = 2,2 pF 10 1,7 .. . 3,0 kHz CIO = = 47 nF 5 90. .200 Hz C 5 = 1 pF 11 3,0 . .11,0 kHz Cll = = 33 nF 6 200. .460 Hz C6 = 0,47 pF 12 8,0 . .16,0 kHz C12 = = 10 nF Am Ausgang (Pin 3) der Schaltung stehen die erzeugten Rechteckschwin¬ gungen zur Verfügung, mit R2 in der Amplitude regelbar von 0 bis 14 V. Die Transistorstufe VT1 koppelt Sägezahnschwingungen aus, die in der Amplitude mit R 3 von 0 bis 4 V regelbar sind. Die Frequenzregelung nimmt man mit dem Potentiometer R 1 vor, über den Schalter S1 werden die Frequenzbereiche umgeschaltet. Die Stromversorgung wird aus einer gleichgerichteten und gesiebten Wechselspannung 12 V vorgenommen, Ta¬ belle 1 enthält die Frequenzbereiche und die Kapazitätswerte der frequenz¬ bestimmenden Kondensatoren. Dafür sollten Polyesterkondensatoren oder Lackkondensatoren verwendet werden. Metronom mit B 555 D Vor allem in der Musik wird das Metronom als akustischer Taktgeber ver¬ wendet. Früher war das ein mechanisches Uhrwerk mit Pendel, heute wer¬ den dafür elektronische Schaltungen eingesetzt. Bild 6 zeigt die Schaltung eines Metronoms, bei der ein Zeitgeberschaltkreis B 555 D als astabiler Multivibrator arbeitet. Die Taktfrequenz ist abhängig von der RC-Beschal- tung an den Pin’s 2-6-7, am Ausgang (Pin 3) kann zum Abhören ein Laut¬ sprecher BL (16 D) angeschlossen werden. Zur Stromversorgung genügen Batterien. Da der Kondensator 1 pF nur einen geringen Reststrom haben soll, ist ein Polyester- oder Lackkondensator zu verwenden. Als Schaltkreis ist auch der Amateurtyp R 555 einsetzbar. ■C+9V Bild 6 Stromlaufplan für ein elektronisches Metro¬ nom mit Zeitgeberschaltkreis B 555 D [5] 249 Transverter für Leuchtstoffröhre Wegen der Lichtausbeute sind Leuchtstofflampen günstiger als übliche Glühlampen. Damit Leuchtstofflampen zünden, ist eine höhere Wechsel¬ spannung erforderlich. Bei einem transportablen Betrieb mit Batterien ist deshalb durch einen Transverter diese Wechselspannung bereitzustellen. Bild 7 zeigt eine Transverterschaltung zum Batteriebetrieb einer 40-W- Leuchtstofflampe (Stromaufnahme etwa 1,6 A). Die Transverterschaltung besteht aus einem Multivibrator mit VT1/VT2, der Rechteckschwingungen mit einer Frequenz von etwa 25 kHz erzeugt. Mit der Treiberstufe VT3 und dem Übertrager T wird die Sekundär-Wechselspannung etwa 400 V. Leucht¬ stofflampe HL (40 W) über abgeschirmtes Kabel anschließen. Die Ansteuerung des Transistors VT3 erfolgt über den Spannungsteiler 68/360G, wobei durch Änderung des Wertes 68 ü. die Ansteuerung opti¬ miert werden kann. Für den Übertrager T wird ein Ferrit-Schalenkern 36 mm x 22 mm mit einem ,4 L -Wert von lOOOnH/w verwendet. Für die Windungszahlen gelten folgende Anhaltswerte: /il = 22Wdg., 0,8-mm- CuL; n2 = 450 Wdg., 0,18-mm-CuL. Die Transverterschaltung in Bild 8 hat den Vorteil, daß man als Übertra¬ ger T einen handelsüblichen Netztransformator 220 V/12 V - 3 bis 4 A ver¬ wenden kann. Zur Erzeugung der Ansteuerfrequenz werden Gatterschaltun¬ gen verwendet, diese Frequenz ist etwa 2,5 kHz. Die Transistorkaskaden¬ schaltungwird über die Diode VD2 angesteuert. Die Z-Diode VD1 mit dem Vorwiderstand stellt die Betriebsspannung 5 V für den Schaltkreis bereit. An der Sekundärseite des Übertragers T wird die 20-W-Leuchtstofflampe angeschlossen (mit Starter/Störschutz/Kondensator). Die in Bild 9 gezeigte Transverterschaltung ist für 40-W-Leuchtstofflam- pen geeignet. Es ist ein Gegentakttransverter, das Schwingverhalten kann durch den Kondensator C verbessert werden (68 nF). Für den Übertrager T wird ein EI -Kern mit einem Kernquerschnitt von etwa 32 mm x 32 mm ver¬ wendet (EI 66). Die Windungszahlen sind nl = n2 = 21 Wdg., 0,8-mm- CuL; «3 = 750 Wdg., 0,4-mm-CuL. Bild 7 Transverterschaltung für 40-W-Leuchtstofflampe (6J 250 Bild 8 Transverterschaltung für 20- W-Leucht stofflampe [7] Bild 9 Transverterschaltung für 40-W-Leuchtstoff- lampe [7] Einfache Lichtmusikanlage Durch die Verwendung einheitlicher Schaltungen (Block A bis D) kann die Lichtmusikanlage einfach realisiert werden. Zur Netztrennung wird das NF-Signal über den Übertrager T angekoppelt. Für T eignet sich der Trei¬ berübertrager eines älteren Transistorempfängers. Durch die Verstärker¬ schaltung (Block A) wird das NF-Signal verstärkt. Mit der ÄC-Beschaltung an den 3 Potentiometern werden die Frequenzen von etwa 700 Hz, 3,5 kHz und 13,5 kHz frequenzmäßig getrennt. Von den weiteren 3 Verstärkerschal¬ tungen (Block B/C/D) werden diese Tonbereiche verstärkt und die Gate¬ elektrode der Thyristoren direkt angesteuert. Im Anodenkreis der Thyristo¬ ren liegen die Farblampen HL1...HL3, wobei die Lampenlast der Strombelastbarkeit der verwendeten Thyristoren entsprechen muß. Die Transistoren werden aus einem geeigneten Netzteil mit einer Spannung von 9 V versorgt. Da die Schaltung nicht netzfrei arbeitet, ist der Aufbau schutz¬ isoliert vorzunehmen und von einem Fachmann überprüfen zu lassen. Als Transistoren eignen sich NF-Silizium-npn-Transistoren, z. B. SC 236 o. ä. Die Dioden VD1/VD3 sind SAY32. Als Thyristoren VD4/VD6 eignen sich 400-V-Typen, z. B. ST 103/4, KT 714, KT206/400, die bis 3 A belastbar sind (Lampenlast je Thyristor etwa 600 VA). 251 Voltmeter für das Auto Mit einem im Auto eingebauten Voltmeter kann man sich jederzeit über den Zustand der Batterie informieren. Dabei ist der Meßbereich des Volt¬ meters in den ersten zwei Dritteln der Skale eigentlich uninteressant, da bei 6-V-Akkumulatoren nur ein Meßbereich von 5 bis 8 V und bei 12-V-Akku- mulatoren nur der Meßbereich 10 bis 16 V interessiert. Es gibt Schaltungen, mit denen man bei Meßwerken den Anfangsmeßbereich unterdrücken kann. Bild 11 zeigt ein Beispiel. Die Leuchtdiode VD2 wird als Z-Diode be¬ trieben und hat Einfluß auf den unterdrückten Meßbereich. Der ge¬ wünschte Meßbereich wird mit den Einstellwiderständen R1/R2 festgelegt. Die Widerstandswerte für 6-V- bzw. 12-V-Betrieb sind in Tabelle 2 angege¬ ben. Der Widerstandswert R2 hängt ab von der Stromempfindlichkeit des Meßwerks PM. VDZ-SAY3Z Tabelle 2 Werte zu Bild 11 Bauelement 6 V 12 V Rl 3,3 kll 5,6 kn R2 siehe Text R 3 39011 i kn Rd i kn l kn Bild 11 Autovoltmeter mit unterdrücktem Anfangsmeßbereich [9] 252 Es gelten folgende Werte: 50 |iA - 22 kfl, 500 pA - 2,2 kn, 100 pA - 10 kn, 1mA - 1 kn. 200 |iA - 5,6 kn, Tongenerator 1000 Hz Für Meßbrücken, Prüfzwecke, Morseübungsgeräte usw. wird oft ein Tonge¬ nerator mit einer Frequenz von etwa 1000 Hz erforderlich. Bild 12 zeigt das Beispiel für einen LC-Oszillator, der ein Sinussignal von 1000 Hz erzeugt. Vom Schaltungsprinzip her ist es ein Co/pifts-Oszillator. Die Induktivität der Spule ist L = 240 mH. Für einen Schalenkern mit A L = 400 nH/w sind dann etwa 775 Wdg., 0,07-mm-CuL, erforderlich. Die niederohmige Aus¬ kopplung des Signals wird am Emitter vorgenommen, mit einem Potentio¬ meter läßt sich die sinusförmige Ausgangsspannung einstellbar entnehmen. Bei entsprechender Dimensionierung des Schwingkreises können auch an¬ dere NF-Frequenzen erzeugt werden. Abhängig von der Stromverstärkung des Transistors soll zur Rückkopplung das Kapazitätsverhältnis am Schwingkreis im Bereich von 5:1 bis 10:1 liegen. Um aus dem Sinussignal ein Rechtecksignal zu erzeugen, kann dem Si¬ nusoszillator (Bild 12) ein Sc/im/M-Trigger (Bild 13) nachgeschaltet werden. Bild 12 Stromlaufplan für einen Colpitts-Oszil- lator 1000 Hz [101 Bild 13 Schmitt-Trigger-Schaltung zur Rechteckformung des Sinussignals 253 Der Einsteller R 1 wird so eingestellt, daß das Tastverhältnis der Rechteck¬ schwingungen 1:1 ist. Am Emitter von VT4 läßt sich das Rechtecksignal einstellbar entnehmen. Da ein Rechtecksignal sehr viele Oberwellen ent¬ hält, können damit NF-Verstärker und Rundfunkempfänger überprüft wer¬ den. Literatur [1] L. Foreman, Aktive Antennen. Radio Bulletin, Heft 8/1983, Seite 303 bis 305. [2] J. Kratochvil, Einfacher Antennenverstärker. Sdelovaci technika, Heft 8/1975, Seite 319. [3] J. Hajek, Aktive Antennen mit FET. Sdelovaci technika, Heft 6/1981, Seite 207/208. [4] Z. Tkaczyk, Der Schaltkreis ULY 7855 N. radioelektronik, Heft 6/1983, Seite 10 bis 13. [5] L. Kellner, Sammlung praktischer Schaltungen. Amaterske Radio, Ausgabe 3, Heft 6/1983, Seite 223 bis 231. [6] ÖRR, Radiotechnik für Pioniere, Radiotechnika, Heft 8/1983, Seite 42 bis 44. [7] M. Arenda/M. Rucka, Moderne Meß- und Prüfmethoden. Amaterske Radio, Aus¬ gabe B, Heft 3/1983, Seite 96 bis 98. [8] R. Moraschieb, Lichtmusikanlage, radio-femsehen-elektronik, Heft 8/1983, Seite 14. [9] F. Grochal, Voltmeter für das Auto. Amaterske Radio, Ausgabe A, Heft 1/1983, Seite 9. [10] V. Machovec u. a., Einfache Meßgeräte. Amaterske Radio, Ausgabe B, Heft 5/1983, Seite 177 bis 181. Blumentopfwächter ELEKTRONIK-SPLITTER Der Stromlauf plan zeigt einen Multivibrator mit komplementären Transistoren, der als Blumentopfwächter benutzt werden kann (HFO-Bastlerbeutel Nr. 14). An den An¬ schlüssen A kann man einen Lautsprecher (16 0) oder eine Glühlampe (3,8 V - 0,07 A) zur Anzeige (Ton oder Licht) anschließen. Die Anschlüsse E erhalten als Elektroden 2 Graphitstäbe aus einer alten Flachbatterie, sie werden in die Blumen¬ topferde gesteckt. Bei feuchter Erde ist der Widerstand zwischen Basis- und Emitter¬ elektrode klein, VT1 und VT2 sind gesperrt. Bei trockenem Boden ist der Widerstand so groß, daß die Schaltung schwingt, und das am Ausgang A anzeigt. Geeignete Bau¬ elemente sind: VT1 = SF126, VT2 = SF116, VD1 = SAY32. Für Tonfrequenz (Laut¬ sprecher) ist C= 10 nF, für Lichtanzeige (Lampe) beträgt C= 2 bis 5 pF. 254 Diodenmatrix für den elektrotechnischen Ing. Egon Klaffke - Y22FA Modellbau Der Arbeitsgemeinschaftsleiter hat unterschiedliche Möglichkeiten, die Wirkungsweise und Anwendung von Halbleiterdioden zu behandeln. Das hängt von der Gestaltung seines Arbeitsplans ab. Dabei sind die Kenntnis¬ vermittlung, die gesellschaftliche Nützlichkeit und die Einordnung in die spätere oder parallellaufende Funkausbildung bestimmende Faktoren. Die Halbleiterdiode interessiert als Bauelement in 3 Anwendungen: - HF-Gleichrichtung zur Demodulation in Rundfunkempfängern, eine für Anfänger besonders geeignete einfache Anwendung; - Wechselstromgleichrichterschaltung für Stromversorgungsgeräte; - Sperr- und Durchlaßverhalten der Diode bei Steuerschaltungen. Dabei muß man sich darüber klar sein, daß bei der Behandlung der Diode in der Mittelstufe (Klassen 4 bis 6) nur die Anwendungen interessie¬ ren, während in der Oberstufe (Klassen 7 bis 10) bereits auf die Wirkungs¬ weise eingegangen werden kann. Die Gleichrichtung im HF- und NF-Ge- biet wird stets ausführlich behandelt, zum Erkennen des Sperr- und Durchlaßverhaltens stehen nur einige Experimente im Plan. Das Ausnutzen gerade dieser Eigenschaften bringt viele Vorteile im elektrotechnischen Modellbau. Die Anwendung einer Diodenmatrix läßt Kabelbäume ver¬ schwinden, erspart viel Zeit beim Suchen nach Fehlern und vereinfacht die gesamte Anlage. Notwendig ist es jedoch, daß man sich einmal mit der Aus¬ arbeitung einer Diodenmatrix für den Modellbau beschäftigt. Für den Kenntniserwerb hat das folgende Vorteile: - Die Anfänger üben sich im Lesen von Schaltplänen. - Die AG-Teilnehmer lernen, für jedes' Modell eine komplexe Schaltung zu entwickeln. - Die AG-Teilnehmer werden auf eine einfache Art und Weise mit dem Entwerfen und Anfertigen einer Leiterplatte vertraut gemacht. - Das Konstruieren rückt als effektivste Form der außerunterrichtlichen Tätigkeit mit hohen wirksamen Erziehungsfaktoren in den Mittelpunkt der AG-Tätigkeit. Ein Rezept dafür gibt es jedoch nicht. An einem einfachen Beispiel wer¬ den die einzelnen Arbeitsschritte erläutert. 255 Anwendung Die Anwendung einer Diodenmatrix kann sehr unterschiedlichen Anforde¬ rungen unterliegen. Solche Anwendungen könnten sein: - Schaltung für eine Sichttafel. Mit einem Schalterdruck leuchten unterschiedliche Lampen auf. Bei einem anderen Schalter werden wieder Lampen aufleuchten, darunter einige, die beim ersten Schalterdruck bereits eingeschaltet waren. Hinter solchen Ta¬ feln befinden sich oftmals Kabelbäume, deren Leitungen aneinandergereiht beachtliche Meterzahlen ergeben. Dafür eine Schaltung zu entwickeln und eine Leiterplatte anzufertigen mag zunächst zeitaufwendig erscheinen. Da¬ für benötigt die Verdrahtung weniger Zeit, und die Anordnung ist wesent¬ lich übersichtlicher. - Beleuchtungsanlagen für Modelle. - Inbetriebnahme einzelner Modelle oder Modellgruppen auf größeren Modellanlagen. - Schaltung von Fahrstraßen auf Modelleisenbahnanlagen und automati¬ scher Zugbetrieb. Je nach der Anwendung ist daraus eine konkrete Aufgabenstellung zu ent¬ wickeln. Aufgabenstellung Die Ergebnisse aus der Pionierexpedition Meine Heimat DDR sind in einer Sichttafel darzustellen. Dabei sollen immer 2 Ergebnisse durch Aufleuch¬ ten von 2 Glühlampen veranschaulicht werden. Es werden 3 Gegenüberstel¬ lungen, also 3 Schalter, verlangt. Realisierung 1. Schritt: Aufstellen der Befehlstabelle Die 3 Schalter realisieren die Eingänge und werden mit El, E2 und E3 be¬ zeichnet. Die Glühlampen realisieren die Ausgänge, man bezeichnet sie mit Al, A2 und A3. Eine leuchtende Glühlampe wird mit L, eine nicht¬ leuchtende mit 0 bezeichnet. Ebenso die Eingänge: Schalter geschlossen mit L, Schalter geöffnet mit 0 gekennzeichnet. Auf diese Weise entsteht die Befehlstabelle, siehe Tabelle. Tabelle Befehlstabelle zur Sichttafel El E2 E3 Al A2 A3 L 0 0 L L 0 0 L 0 L 0 L 0 0 L 0 L L 256 AI AZ A3 i Bild I Grunddarstellung zur Entwicklung einer Dio¬ denmatrix 1 . Schritt: Entwicklung der Diodenmatrix Man geht folgendermaßen vor: Die Befehlsleitungen El bis E3 werden als waagerechte Linien gezeichnet (Bild 1). Sie werden senkrecht geschnitten von den Stelleitungen mit den Ausgängen Al bis A3. Nun verbindet man gemäß Befehlstabelle die Befehlsleitung El mit der Stelleitung jedes vorge¬ sehenen Ausgangs (El mit Al und A2) mit einem Schrägstrich. Mit E2 und E3 wird ebenso verfahren. Sind nun 2 und mehr Schrägstriche untereinan¬ der (Spalte) vorhanden, so werden diese durch eine Diode in Durchlaßrich¬ tung ersetzt. Weist eine Spalte nur 1 Schrägstrich auf, so wird dieser als ein¬ fache Leitungsverbindung ohne Diode ausgeführt. In diesem Beispiel ist das nicht vorgesehen. Damit ist die Diodenmatrix bereits fertig. 3. Schritt: 1. Trockentest Nun wird die Diodenmatrix getestet. Dabei stellen, wie in der Elektrotech¬ nik vorgeschrieben, Knoten leitende Verbindungen, sich kreuzende Leitun¬ gen keine leitenden Verbindungen dar. Man geht davon aus, daß bei El ein Impuls ankommt, der Strom eingeschaltet wird und Plus anliegt. Man teste: El +, Stromweg durch VD11 nach Al. Bei E verzweigt sich der Strom, fließt durch VD12 nach A2. Die erste Bedingung der Befehlstabelle ist er¬ füllt. Was aber passiert am Knoten F? Der Strom verzweigt sich auch hier, kommt nach K und kann nicht weiter, da er auf den Minuspol, also die Sperrichtung von VD21 stößt. Der Befehl El wird also exakt realisiert. Die weiteren Befehle teste man selbst. Diese Methode hat sich in der Arbeitsgemeinschaft bewährt. Man kann auch den Weg beschreiten, daß bei allen Bauelementen und Knoten das an¬ liegende Potential Plus (+) oder Minus (-) eingetragen wird. Das erschwert jedoch den Überblick. Übrigens funktioniert der Test auch, wenn mehrere Eingänge gleichzeitig belegt werden. Sind El und E2 eingeschaltet, dann leuchten Al, A2 und A3, was der Befehlstabelle entspricht, weil: (Al a A2) a (Al a A3) = Al a A2 a A3 wegen Al a Al = Al. 17 Schubert, Eljabu 85 257 4/Schritt: Ableitung des Stromlaufplans Den Stromlaufplan leitet man aus der Diodenmatrix formal ab, indem das Leitungsmuster TGL-gerecht umgezeichnet wird. Aus Bild 1 entsteht dann Bild 2. 5. Schritt: 2. Trockentest t Der Stromlaufplan ist genauso zu testen wie die Diodenmatrix. Fehler schleichen sich meist beim Zusammenschalten der Dioden ein. 6. Schritt: Entwicklung der Leiterplatte für die Diodenmatrix Der Stromlaufplan wird mit einer beachtenswerten Änderung abgezeichnet. Da auf einer Leiterplatte keine Leitungskreuzungen möglich sind, werden diese «unter» den Dioden hindurchgeführt, Bild 3. 7. Schritt: 3. Trockentest Hier ist nun zu beachten, daß zwischen je 2 sich waagerecht gegenüberlie¬ genden Punkten eine Diode in Durchlaßrichtung angenommen werden muß. 258 Bild 3 Entwurf des Leitungsmusters der Dioden¬ matrix nach Bild 2 **_Mh__A_ " _A . ^ 1 O ft - VD11 .^ l>1 >**. 9 u /‘W-iiiii-, ., n i ^tvdiz kl ^ ZD21 PvJ rVD23 Q [Ji .- ^ VD3Z , ^ W33 M Bild 4 Leiterseite der Leiterplatte (a) und Bestückungsplan der Lei¬ terplatte der Diodenmatrix (b) 8. Schritt: Anfertigen und Bestücken der Leiterplatte (Bild 4a, b) 9. Schritt: Funktionsprobe Kenntnisse und Fertigkeiten für den 8. und 9. Schritt werden als bekannt vorausgesetzt. 10. Schritt: Einbau der Diodenmatrix Bild 5 zeigt den Einbau der Diodenmatrix in den Gesamtstromlaufplan. Betrachtung Betrachtet man Bild 5, kommen die Vorzüge der Diodenmatrix eindeutig zum Vorschein. Mögliche gemeinsame Leitungen werden auf der Leiter¬ platte vereinigt. Die Trennung von Stromkreisen bewirkt die Sperrichtung der Dioden. Verbotene Schaltungen werden somit durch das Sperrverhalten der Dioden ausgeschlossen. Bei der Auswahl der Dioden muß man auf die 17 " 259 Diodenmatrix Bild 5 Einsatz der Diodenmatrix zur Lampen¬ steuerung au f der Sichttafel Kennwerte (Spannung/Strom) achten. Darauf wird in diesem Beitrag nicht eingegangen. Es kann als leicht zu lösende Aufgabenstellung angesehen werden. Erinnert sei an die richtige Polung der Dioden! In der AG des Autors wurde von den AG-Teilnehmem der 8. Klasse eine Diodenmatrix entwickelt und gebaut, die über 4 Eingänge und 4 Fahrstra¬ ßen mit 6 Ausgängen steuert. Sie stellt einen Teil der automatischen Steue¬ rung der Modelleisenbahnanlage der Schule dar [1]. Unter Anwendung der Schaltung nach [2] konnte die Schaltsicherheit erhöht werden. Den AG- Teilnehmern gefiel besonders gut, daß sie durch den Einbau der Diodenma¬ trix 2 Kabelbäume und 3 Relais entfernen konnten. In diesem Zusammenhang sei daraufhingewiesen, daß man bei 2poligen Verbrauchern je Verbraucher nur 1 Stelleitung benötigt (wie in diesem Bei¬ spiel bei Glühlampen). Verwendet man Bauteile mit 3 Anschlüssen, z. B. Weichen und Signale, hat man je Bauteil 2 Stelleitungen zu zeichnen. Eine Stelleitung wird mit Plus (+) für «Geradeaus», eine mit Minus (-) für «Ab¬ zweig» versehen. Bei Modellmotoren bilden Vor- und Rücklauf je 1 Stellei¬ tung. Die Mittelanzapfung bei elektromagnetischen Bauteilen sowie die Versorgungsleitung der Modellmotoren bilden die gemeinsame Rücklei¬ tung. Jede Stelleitung entspricht dann einem Ausgang. Ein 3poliges Bauteil hat demzufolge El und Al und A2. Die Entwicklung und Anwendung von Diodenmatrixschaltungen in der Tätigkeit von Arbeitsgemeinschaften und Elektronikamateuren ist nicht ab¬ wegig. Je breiter die Elektrotechnik/Elektronik behandelt und angewendet wird, um so mehr Potenzen werden für die eigene schöpferische Tätigkeit freigesetzt. Das gilt auch für die Anwendung und Umsetzung auf nachrich¬ tentechnische Geräte. Außerdem kann es im Hinblick auf die zu erwar¬ tende Ausbildung an den Amateurfunkklubstationen nur gut sein, wenn die künftigen Funkempfangsamateure bereits mit solidem Wissen zu uns kom¬ men. Literatur [1] E. Klaffke, AG-Tätigkeit im Ausbildungsjahr 1983/84. FUNKAMATEUR, Heft 10/1983, Seite 511/512. [2] H.Gnauck, Modelleisenbahn mit Thyristoren. FUNKAMATEUR, Heft 10/1983, Seite 512. 260 Andreas Geigenmüller Elektronischer Würfel mit Ausrolleffekt In [1] wurde die Variante eines elektronischen Würfels mit Ausrolleffekt und Anzeige durch 7 Leuchtdioden vorgestellt. Für den Nachbau ist es gün¬ stiger, die 3 Leuchtdiodengruppen über Treibertransistoren zu betreiben. Da der Würfel meist von Kindern benutzt wird, ist eine Sensoreinschaltta¬ ste besser geeignet als der in [1] verwendete Tastschalter. Für den problem¬ losen Nachbau wurde für die beschriebene Schaltung eine Leiterplatte ent¬ worfen. S chaltungsbeschreibung Bild 1 zeigt den Stromlaufplan des elektronischen Würfels mit Ausrollef¬ fekt. Solange mit Fingerdruck die metallischen Sensorflächen SF über¬ brückt werden, ist über VT3/VT4 der Transistor VT1 durchgesteuert. Dabei Bild 1 Stromlaufplan des elektronischen Würfels mit Ausrolleffekt 261 wird der Elektrolytkondensator (500 bis 1000 nF) aufgeladen, und der aus den Gattern Dl.1/Dl.2 bestehende astabile Multivibrator schwingt mit sei¬ ner höchsten Frequenz. Nach Loslassen der Sensorflächen SF entlädt sich der Elektrolytkondensator, so daß sich die Frequenz der Multivibrator¬ schwingungen verringert. Die Auswertelogik arbeitet mit dem Zählerschalt¬ kreis D193 D bzw. D192D und den Gattern Dl.3/Dl.4. Die Arbeitsweise kann in [1] nachgelesen werden. Als Folge der vereinfachten Schaltung wird die «3» nicht diagonal wie bei einem Würfel angezeigt, sondern waagerecht durch die Leuchtdioden VD2/VD1/VD3 (Bild 4). Für die Dar/ington-Schaltung VT3/VT4 sind Miniplasttransistoren mit hoher Stromverstärkung zu verwenden. Um alle LED sicher und gleichmä¬ ßig zum Leuchten zu bringen, wurde den Ausgängen Q A bis Q c eine LED- Treiberschaltung nachgesetzt, die je Ausgang einen npn-Transistor und einen Basisvorwiderstand erfordert. Den Ohmwert der Basisvorwiderstände ermittelt man einfach mit einem Einstellregler 22 kG, indem auf die ge¬ wünschte Helligkeit eingestellt wird. Nach Ausmessen des Widerstands¬ werts ersetzt man den Einstellregler durch einen Festwiderstand mit etwa gleichem Ohmwert. Die Betriebsspannung an den Schaltkreisen wird direkt an den Anschlüssen 16 und 8 bzw. 14 und 7 mit Kondensatoren 33 nF bis 0,1 pF abgeblockt. Aufbauhinweise Die gesamte Schaltung wurde bis auf die Anzeigeeinheit auf einer doppel¬ seitig kaschierten Leiterplatte (Bild 2 und Bild 3) untergebracht. Eventuell kann man die wenigen Leiterzüge auf der Bestückungsseite auch durch Drahtbrücken ersetzen, dann genügt einseitig kaschiertes Basismaterial. Die Leiterzüge werden nach dem Ankömen der Lötaugen (durch die Vor¬ lage) mit typo/ix-Abreibestreifen aufgetragen. Dafür eignen sich nicht nur die Universal-Electronic-AbreibebYittei, sondern auch veraltete oder beschä¬ digte Muster anderer Electronic- Abreibeblätter. Die Rückseite der Leiter¬ platte kann erst nach dem Bohren der Lötaugen mit Abreibestreifen verse¬ hen werden, damit eine exakte Übereinstimmung der beidseitigen Lötstellen garantiert ist. Beim Bestücken der Leiterplatte muß man gewissenhaft Vorgehen. Ein Fehler, besonders beim Einsetzen der Schaltkreise, ist durch das stellen¬ weise beidseitige Verlöten kaum noch verlustlos zu bereinigen. Die LED werden in ein entsprechendes Anzeigefeld montiert (Bild 4) und frei ver¬ drahtet. Es wäre auch hier der Einsatz einer Leiterplatte möglich. Die Be¬ triebsspannung wird durch einen S/meto-Schiebeschalter ein- bzw. ausge¬ schaltet. Die Gestaltung des Gehäuses hängt wesentlich von den verfügbaren Ma¬ terialien ab. Beim Muster (Bild 5 und Bild 6) kamen 2 Plastwandfliesen so¬ wie Teile des Tragebügels eines längst «verblichenen» Stern -Radiokoffers zum Einsatz. Zur Sicherung einer langen Verwendbarkeit sollte man 3, bes- 262 ser 4 Babyzellen als Stromquelle verwenden (bei 4 Babyzellen eine Si- Diode in Durchlaßrichtung in Reihe zur Spannungsquelle schalten!). Bei der Gestaltung des Gehäuses sollten nachfolgende, allgemeine Grundsätze beachtet werden: - Das Gerät muß sehr standfest sein. - Die Anzeige soll in möglichst großem Winkel ablesbar sein. - Der Charakter eines Würfels sollte nicht völlig verlorengehen. - Die Sensorflächen sollten möglichst groß und aus korrosionsbeständigem metallischem Material sein. - Die Stromversorgung sollte kontaktsicher angebracht sein und leicht zu¬ gänglich untergebracht werden. Für alle Transistoren und Schaltkreise können Basteltypen verwendet wer- tun Bild 3 Bestückungseite der Leiterplatte Bild 4 Anordnung der Leuchtdioden auf einer Würfel¬ fläche O LED 5 LED 3 LED 7 fc fi gU' lTAPI m bä ; H ? 1 ip -> Bild 5 Blick in den Aufbau des elektronischen Würfels Bild 6 Ansicht des fertiggestell¬ ten elektronischen Würfels mit Ausrolleffekt 264 VT1/VT2 VT3/VT4 VT5...VT7 Dl D2 LED1...LED7 SC 206 o. ä, B a 200 SC 206 e/f o. ä. SC 206 o. ä, B 3; 100 D100 D o. ä. D193 D, D192 D o. ä. (E-Typen) VQA 13/23/33 o. ä. Die Farbpunkte auf den anderen Würfelflächen in Bild 6 sind mit ent¬ sprechender Reflexfarbe aufgetupft. Erfahrungen Die angefertigten Muster funktionieren bei richtig bestückter Leiterplatte alle auf Anhieb und heute noch zuverlässig. Die Ausnahme bildeten wenige Regentage, als das Gerät wegen der hohen Luftfeuchtigkeit auf dem Cam¬ pingplatz schlichtweg «durchlief». Deshalb sollte man der isolierten Mon¬ tage der beiden Sensorflächen SF große Beachtung schenken. Die Muster arbeiteten mit einem Batteriesatz über mehrere Monate bei unterschiedli¬ cher Einschaltdauer. Experimentierfreudige seien auf die Möglichkeit der Fernbedienung über Kabel und auf parallelgeschaltete Taster am großen Spieltisch hingewiesen. Auch eine Großanzeige über Relais oder Thyristoren, vielleicht im Pionier¬ haus, Schulklub oder auch im Freien, ist denkbar. Literatur [1] M. Hartmann, Elektronischer Würfel mit Ausrolleffekt. FUNKAMATEUR, Heft 11/1982, Seite 564/565. 265 Reinhard Messal Ladegerät mit Thyristorsteuerung Nachfolgend wird ein elektronisches Ladegerät beschrieben, dessen Lade¬ stromstärke und Abschaltspannung sich kontinuierlich einstellen lassen. Die beschriebene Schaltungskonzeption kann man ohne Schwierigkeiten für den konkreten Anwendungsfall dimensionieren. Gegenüber Konstant¬ stromladegeräten mit Transistoren bringt der Einsatz eines Thyristors als Stellglied eine wesentliche Verringerung der Wärmeentwicklung [1], Im be¬ schriebenen Einsatz arbeitet der Thyristor in einer Phasenanschnittschal¬ tung. Dabei werden die Vorteile des Thyristors besser genutzt als bei Schal¬ tungen, bei denen der Thyristor lediglich einen Vorwiderstand zur Begrenzung des Ladestroms schaltet [2]. Schaltungsbeschreibung Bild 1 zeigt den Stromlauf plan des Ladegeräts. VT3 und VT4 sind Teil einer bewährten Zündschaltung. Durch den Spannungsteiler Ä11/Z? 12 er¬ hält die Basis von VT3 ein definiertes Bezugspotential, C5 wird über R 10 aufgeladen. Wenn die Spannung über C5 größer als die Basis-Emitter- Schwellenspannung von VT3 wird, steuert VT3 durch, und sein Kollektor¬ strom bewirkt das Durchsteuem von VT4. Durch den Stromfluß über VT4 erhält die Basis von VT3 negativeres Potential. Dieser lawinenartige-Vor¬ gang bewirkt das Öffnen beider Transistoren. CS kann sich über VT3 und VT4 entladen. Der Thyristor wird gezündet. Mit R 10 läßt sich der Zündzeitpunkt in einem großen Bereich einstellen. Durch die zeitliche Verschiebung der Zündimpulse gegenüber der pulsie¬ renden Gleichspannung wird der Thyristor mit einer einstellbaren Verzöge¬ rung gezündet. Dadurch läßt sich die an den Anschlußklemmen entnehm¬ bare Leistung und damit die Stromstärke verändern. RIO und die Kollektor-Emitter-Strecke von VT1 bilden einen Span¬ nungsteiler. Erreicht der Spannungsabfall über R 6, der abhängig vom Lade¬ strom ist, Werte, die den Transistor VT1 öffnen, dann bewirkt der Kollek¬ torstrom von VT1 eine Verzögerung des Ladevorgangs von CS. Der Zündwinkel wird größer, der Zündzeitpunkt verschoben und der am Aus¬ gang entnehmbare Strom geringer. Mit P2 wird der Einsatz der Regelschal- 266 tung eingestellt. C3 glättet den Basisstrom von VT1 und verhindert damit Schwingungen des Regelkreises. Mit VT2 wird die Spannung an den Akkumulatorklemmen ständig über¬ wacht. Wenn sie während des Ladevorgangs einen bestimmten Wert über¬ schreitet, öffnet VT2. VT1 wird voll durchgesteuert und schließt damit C5 kurz. Der Thyristor erhält keine Zündimpulse mehr. Mit PI läßt sich die Abschaltspannung durch Verschiebung des Emitterpotentials von VT2 ein¬ stellen. Im Beispiel beträgt dieser Bereich etwa 1,5 bis 14,5 V. VT5 und VD8 zeigen den Ladevorgang an. Hinweise zum Abgleich Vor Inbetriebnahme der Schaltung wird der Schleifer von PI in Richtung Minuspol und der Schleifer von P2 in Richtung Emitter VT1 gestellt. An die Ausgangsklemmen wird der zu ladende Akkumulator angeschlossen. Der jetzt fließende Strom sollte etwa dem maximalen Ladestrom entspre¬ chen. Im anderen Fall wird RIO verkleinert. Durch Verstellen von P2 muß sich der Ladestrom verringern. Bei einem Kurzschluß der Ladeklemmen (Akkumulator vorher abklemmen!) darf sich die Stromstärke um höchstens 10% ändern. Bei aufgebauten Geräten betrug die Änderung zwischen Lade¬ strom und Kurzschlußstrom etwa 5 %. Mit PI stellt man die gewünschte Abschaltspannung ein. Die Lade¬ schlußspannung beträgt bei Bleiakkumulatoren etwa 2,6 bis 2,7 V und bei 267 Bild 2 Stromlaufplan der einfachen Variante für 6-V- und 12-V-Ladebetrieb NK-Akkumulatoren 1,6 bis 1,8 V je Zelle. Um aber stärkere Gasung zu ver¬ meiden, sollte man die Abschaltspannung etwas geringer wählen. Es ist bei der Erprobung günstig, wenn man den Ladezustand gleichzeitig mit einem Aräometer überprüft. PI und P2 können geeicht werden, wenn man auf ein Meßgerät verzichten will. Bild 1 zeigt unter anderem einige Dimensionierungsvorschläge für R6. Wenn man R 5 verringert, läßt sich der Einstellbereich vergrößern. Aller¬ dings wird dann in R6 eine beträchtliche Leistung in Wärme umgesetzt. Der Einsatz eines Ge-Transistors für VT1 könnte Abhilfe schaffen, da dann die Schwellenspannung nur etwa halb so groß ist. Einfache Ladegerät-Variante Für viele Anwendungen dürfte auch die einfache Variante ausreichen, für die Bild 2 den Schaltungsvorschlag zeigt. Die Abschaltspannung wird mit der Z-Diode festgelegt, die unter Umständen ausgemessen werden muß. Durch stufenweises Parallelschalten von Widerständen zu R6 läßt sich das Gerät auch für mehrere feste Ladestromstärken auslegen. Den elektrischen Anschluß der aufgebauten Geräte sollte man sicher¬ heitshalber von einem Fachmann überprüfen lassen! Achtung! Elektri¬ sche Sicherheitsvorschriften (TGL) und Brandschutz beachten! 268 Literatur [1] M. Thiemer, Elektronisch gesteuerte Aufladung von Akkumulatoren. FUNKAMA¬ TEUR 28 (1979), Heft 9, Seite 443. [2] R. Messal, Elektronische Ladegeräte für Akkumulatoren. FUNKAMATEUR 28 (1979), Heft 3, Seite 132. ELEKTRONIK-SPLITTER Umschaltbares Rumpelfilter An moderne Operationsverstärker des VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) gelangt man durch den Kauf des Bastlerbeutels Nr. 13. Er enthält 4 Stück B 761/861 und 2 Stück B 611 oder B 621 als einfache Operationsverstärker sowie 2 Stück B2761 (2fachoperationsverstärker). Auf den Vorsatzseiten dieser Jahrbuchausgabe sind In¬ nenschaltung und Anschlüsse angegeben. Der untenstehende Stromlauf plan aus dem Begleitheft des HFO-Bastlerbeutels Nr. 13 zeigt ein umschaltbares Rumpelfilter, mit dem in einem NF-Vorverstärker die Störgeräusche bei Schallplatten- oder Magnet¬ bandwiedergabe unterdrückt werden können. Die Schaltung ist ein elektronisches Hochpaßfilter 2. Grads, bei dem Frequenzen unterhalb der angegebenen Grenzfre¬ quenz gesperrt und alle Frequenzen darüber nicht beeinflußt werden. In der Schalter¬ stellung «1» ist das Filter nicht wirksam. Oberhalb der Grenzfrequenz ist der Fre¬ quenzgang linear bei einem Verstärkungsfaktor von etwa 1. K.H.S. 57 fo 7 offen 2 30 Hz 3 50 Hz 4 80 Hz 269 Dipl.-Journ. Harry Radke Die Klubstation mit dem echten Lange Konny war schon da. Konrad Lange, Y56ZM/Y26NM , der Vorsitzende der GST-Grundorganisation, hatte die Zeit genutzt und alte Fotos sortiert. Der 20. Jahrestag der GST-Grundorganisation Radioklub Pegau stand bevor. Al¬ lein dieser heutzutage ungewöhnliche Name einer Grundorganisation Nachrichtensport der GST läßt auf Traditionsbewußtsein schließen. Ebenso, wie das Festhalten an mehrfach Bewährtem, das Erhalten von er¬ reichten Positionen, das Anstreben von weiterem Leistungszuwachs Tradi¬ tionen sind, die die Pegauer Nachrichtensportler pflegen. Aus-wirkungsvoller Irrtum Wenig älter als 28 war der Kunsterzieher Konrad Lange , als er Anfang der 60er Jahre bei einem Kollegen zu Besuch war und sein «Grunderlebnis Amateurfunk» hatte. Konrad zeigte sich irritiert, daß der Kollege Vergnü¬ gen daran hatte, Radio mit so unsauberem Signal zu hören. Woraufhin sich der Besucher eine sachkundige Belehrung gefallen lassen mußte über Sinn und Ziel des Amateurfunks überhaupt und die Empfangsbedingungen auf dem 40-m-Band im speziellen. Der Abend wurde lang, weil der Kunsterzie¬ her Konrad Lange immer noch mehr QSL-Karten sehen wollte, an deren Bild 1 Einst und auch heute noch als Funkmehrkämp¬ fer erfolgreich, gehören sie längst zum Stamm der GST-Grundorganisation Radioklub Pegau: Knut Rothe, Y56WM, Jörg Bräutigam, Y56UM, An¬ dreas Klingner, Y56XM (v. I. n. r.) 270 Bild 2 Den militärischen Berufs¬ nachwuchs zu sichern war immer eine Aufgabe bei Y56ZM. Axel Tauben (links) hat unterdessen sein Studium an der Offi¬ zier shochschule abge¬ schlossen. In der Mitte Konrad Lange, Y56ZM/ Y26NM, rechts Jörg Bräutigam, Y56UM grafischer Gestaltungsvielfalt er Gefallen fand. Ungewöhnlich daran ist, daß damit für Konny der Anstoß gegeben war, selbst Funkamateur zu werden. Heute sagt er: «Ich habe den Amateurfunk richtig liebgewonnen. Mir ist diese selbstgewählte Aufgabe nie leichtgefallen, ich habe mir viele Voraus¬ setzungen mühsam erarbeiten müssen. Für mich war die Amateurfunkprü¬ fung schwerer als die Fahrprüfung. Deshalb höre ich vielleicht eher mit dem Autofahren auf als mit dem Amateurfunk.» Der war für Konny von Anfang an bis heute eine kollektive Angelegen¬ heit, eine Wehrsportart mit vielen Möglichkeiten für Erziehung, Bildung und Freizeitgestaltung. Deshalb begann er Anfang der 60er Jahre an der POS Frederic Joliot-Curie Pegau, «Junge Funker» auszubilden. «Seinen» Zeichensaal rüstete er mit Hilfe von Genossen der Kampfgruppe der Pe- gauer Filzfabrik mit Hörerleisten aus, besorgte Tongenerator und Berta- Empfänger. Im Jahre 1963 qualifizierte er sich zum Ausbilder Funk, und die Arbeitsgemeinschaft mauserte sich durch regen Zulauf, interessante Ausbildung, gediegene Ausrüstung und erste Erfolge zur GST-Grundorga- nisation Radioklub Pegau, die Anfang Oktober 1963 gegründet wurde. Ein recht langer Weg war es für den Nichttechniker Lange , bis er seine neue Qualifikation als Klubstationsleiter auch nutzen konnte: Am 1. März 1967 war die Pegauer Amateurfunkklubstation exDM4RM QRV! Noch heute ver¬ gißt Konny nicht zu sagen, daß zu den «Vätern» der Klubstation auch der GST-Kreisvorstand, Genossen aus der Filzfabrik und Lutz Bernhard , exDM4HM , gehörten, die auf vielfältige Weise die Nachrichtensportler un¬ terstützten. Auf Länge-Sicht «Wenn ich eine Aufgabe übernommen habe, dann immer mit Haut und Haaren. Ob ich immer alles richtig gemacht habe - eine andere Frage. Ich glaube es war richtig, daß ich als GST-Ausbilder immer darauf gesehen habe, jedem seine Chance zur Entwicklung zu geben.» 271 Der Pädagoge Konrad Lange hat Geduld, und Jahr für Jahr begeisterte und begeistert er Kinder neu für den Nachrichtensport, vermittelt ihnen selbst das Abc eines künftigen Funkamateurs. Viele Jahre lang war er der einzige Ausbilder, bis sich seine Geduld, seine pädagogische Weitsicht aus¬ zahlten. Nicht nur, daß heute die Reihe der Mitbenutzer bis zum Buchsta¬ ben P reicht, sondern die Grundorganisation verfügt unterdessen über einen Stamm junger, engagierter, qualifizierter Übungsleiter, Techniker, Funkamateure, Ausbilder, die ihre erste nachrichtensportliche Ausbildung Konrad Lange zu verdanken haben, die zumeist als Unteroffiziere auf Zeit bei Nachrichteneinheiten ihren Ehrendienst leisteten, die unterdessen eine solide berufliche Ausbildung hinter sich haben. Wer in Pegau den Start zum Funkamateur mitmacht, kann den Weg nur gehen, wenn er als Funkmehrkämpfer aktiv ist (oder auch sein Interesse an anderen nachrichtensportlichen Aufgaben beweist). Darauf schwört Konrad Lange , weil es sowohl über kurz als auch über lang den Erfolg sichert. Er kann das belegen: So begründeten vor allem vier Kameraden den guten Ruf der Pegauer als Funkmehrkämpfer. Diese vier Knaben von einst - Andreas Klingner, Y56XM, Jörg Bräutigam, Y56UM, Knut Rothe, Y56WM, Ronny Lau, Y56VM - sind heute nicht nur gestandene, aktive Funkamateure, gediente Reservisten, sondern sie halten der Grundorganisation wieder die Treue, fühlen sich dort zu Hause, haben dort eine Aufgabe. Knut ist als Ausbilder Amateurfunk schon längst der zweite Mann der Grundorganisation. Andreas bisherige Übungsleitertätigkeit im Funkmehrkampf wurde ge¬ krönt, als Tino Krahl, Y2-EA-16 141/M , und Mirko Freund, Y2-EA-16 143/M, bei den Pioniermeisterschaften im Nachrichtensport 1983 je eine Bronze¬ medaille erringen konnten. Mirko übrigens hat die Absicht, den Beruf eines Offiziers in einer Nachrichteneinheit zu ergreifen. Unlängst ist Konrad der Gedanke gekommen, die Aufgaben in der Grundorganisation neu zu verteilen und auch in der Kommission Nach¬ richtensport beim GST-Kreisvorstand Borna selbst ein wenig kürzer zu tre¬ ten. Er ist sicher, daß er das kann! Bild 3 Silvia Friedrich, Y56PM (Mine) war 1982 Vizemeisterin und 1983 DDR-Meisterin im Funkmehrkampf 272 Bild 4 Konrad Lange, Y56ZM, ist hauptberuflich Kunsterzieher Zeit-Zeichen So will Konrad mit dem Mehr an Ausbildern durch Arbeitsteilung auch mehr bieten. Er selbst hat im Ausbildungsjahr 1983/84 ein Experiment be¬ gonnen: eine Arbeitsgemeinschaft «Junge Funker» mit Schülern der 4. Klassen. In etwa 2'/ 2 Jahren - mit Lehrgängen in den Winterferien - will er ihnen solche Kenntnisse und Fertigkeiten vermittelt haben, daß sie die Empfangsanwärterprüfung bestehen können. Erfahrungen mit solch frühem Beginn hat Konrad Lange. Wie viele Funk¬ amateure hat er in der Familie sein «Hinterland». Nicht nur, daß Frau Mar¬ got bei Exkursionen und Feiern hilfreich zur Seite steht. Tochter Kerstin , unter den Rufzeichen Y56YM und e\DM4YRM bekannt, war die erste Mit¬ benutzerin, die aus der Station selbst hervorgegangen war. Auch bei Kerstin Lange haben sich früher Beginn und Geduld ausgezahlt. Während ihres Studiums in Rostock hat sie regelmäßig als Ausbilderin Funk eine Gruppe «Junger Funker» am Pionierschiff betreut. Zu Vaters besonderer Freude traten bei der 83er Pioniermeisterschaft im Nachrichtensport u. a. Kerstins ehemalige Schützlinge auch den Pegauem als ernst zu nehmende Konkur¬ renten entgegen. Unterdessen arbeitet und wohnt Kerstin im Bezirk Cottbus, aber als Funkamateurin hat sie dort ihr Zuhause noch nicht gefunden. Vater ist op¬ timistisch. Er hält das nur für eine Frage der Zeit. Verbindungen zur Klub¬ station Y62ZF in Luckau gibt es schon. Zeit-Zeichen anderer Art will das Kollektiv von Y56ZM in dem 21. Jahr seines Bestehens setzen. Seit die Klubstation vor Jahren ein günstiges Do¬ mizil im Schulhort gefunden hat, seit die Stationsausrüstung außer EKN- Empfänger, Einstrahloszillographen und Funkpult 10 auch einen Tel¬ tow 215 umfaßt, möchten die Kameraden die W3DZZ durch eine Quad 18 Schubert, Eljabu 85 273 ablösen. Ein ehrgeiziges Unterfangen für eine kleine Nachrichtensport¬ grundorganisation. Aber Ronny Lau, Y56VM , hat goldene Hände, und die der anderen OMs sind auch keine linken. Bandaktivität und Ausbildung werden darunter nicht leiden. Schließlich sind außer den Funkmehrkampf-Medaillen bei den Pioniermeisterschaften, guten Plazierungen im Kreis, im Bezirk, bei DDR-Meisterschaften auch noch Plätze in der Mannschaft für die Internationalen Komplexwettkämpfe im Funkmehrkampf zu verteidigen. Thomas Strichirch, Y56QM, und Andreas Klingner, Y56XM , gehörten im Jahre 1983 zur DDR-Vertretung ebenso wie Silvia Friedrich, Y56PM , die von Torgau kam und als Nachrichtensportlerin in Pegau groß wurde - übrigens unter der besonderen Fürsorge Andreas Klingners, Y56XM. «Die haben nicht nur gemeinsam geschnäbelt, sondern auch gemeinsam gemorst», kommentiert das Konrad Lange verschmitzt, nicht ohne anzuschließen, daß für ihn solche Sportfreundschaften zu dem Heimischsein in der GST gehören. Konrad Lange hat nicht gezählt, wie viele Pegauer bei ihm in die «Nach¬ richtenschule» gegangen sind. Er rechnet auch nicht auf, daß der Nachrich¬ tensport für viele der Jugendlichen nur eine Sache auf Zeit war, wenngleich er mit ehemaligen Mitgliedern der Grundorganisation bei Bauvorhaben oder Wettkämpfen als bereitwilligen Helfern rechnen kann. Vielmehr zählt Bild 5 Knut Rothe, Y56WM, hat als Übungsleiter Funk¬ mehrkampf erste Erfolge zu verzeichnen 274 Bild 6 Ronny Lau, Y56VM, der DXer, repariert die Anten¬ nenbuchse am EKN Bild 7 Konny, Y56ZM, ist auch gelegentlich Contester und bei der Diplomjagd erfolg¬ reich er die Kameraden, denen die nachrichtensportliche Ausbildung und die Er¬ ziehung in der Grundorganisation Anstoß war, einen militärischen Beruf zu ergreifen oder als Unteroffiziere auf Zeit zu dienen. Zwei ehemalige Pe- gauer Nachrichtensportler der GST dienen jetzt als Offiziere beim NVA- Nachrichtenregiment Georg Schumann. Mit der Auszeichnung der Grundorganisation mit der Ernst-Schneller-Me- daille in Gold im 30. Jahr des Amateurfunks der GST wurden auch die er¬ zieherischen Leistungen der Pegauer Kameraden gewürdigt. Zu den sportlichen gehört noch, daß es Ausbildungsprinzip ist, den EAs und SWLs die Schönheiten und die Spannung des Amateurfunks durch ei- 18 ' 275 Z Z Z Ö £ fl- fl- Tf c vo O fN -fl - o o o CO CO CO C oa m a> Uh C tu g < .5 Z 'O D (N (N M O Oq« Q Z ö z < « < z ö c «J cfl . . . O O a q os a 9 z O Z oü < zcoz n Z fl fl fl s fl 3 o fl .2 W .2 l) U o J « J Q«Q z fc z 5 Z 5 Z oo -fl - oo rs n U U D £ O fN M o o o CO CO CO nJ j j CO CO CO J _} J < < < © ro o o o o o o J J J Q Q Q < tu < m io in i/i i/i izi *z> iz^ iz> JH >« u u fl co o o o »-< CO CO CO J J J CO CO J hJ < < fl OO O H o o »—< *—< o o o o UUUU Q Q Q Q I K 5 < S ~ ~ t=! t; n n n n izi »zi >z> >z} iz> i/-> izi hU < O T-H h n fN o o o J J J Q Q Q t; < S < h ^ H ” IO IZ^ lf-| If) If) IZ) IZ) V~> »ZI iz^ U. I CO CO CO Ü I HHrJ fl O H f) H fN fN rs CO CO CO CO J J J J o fN fN fO fO co co co u uu -fl- -fl- TT . i— i— i— I nJ < hU Q hJ < hJ Q < Q J < Q on IZ1 IZ) vz» m >Z) O fN t''' fN ffl fZ> co co co co J J hJ j 298 X C'J O £ g » Oß PJ C rc öc Z c ^ w 9 x g~ < * ^ PJ W '*> 6 S *£§ A ^ Dow ~a cö cj ^ •o U c — 6 n : m •*£ ■B. 6 E UfcC — — o 1 6 o ) (/) C/J 5 0.0.^ ° ° g ^ E E _g 3 v- ? | 5 3 ’S. £ •— T 3 Q O O :cö :cö .tJ .£ PQ CQ ^ i — 3 ö s > n ' N w < 'S. .1 w N •3 . i C/0 N OO I T}" l/~> 'O 1/1 P- oo oo 0 \ WWW OO hJ hJ hJ hJ r«i '•O 3) C/2C/5 C/2CO C/5COCO W W C/5 J J J hJ J hM hU J oo hJ I ■'f TT TT TT TT TJ- '' 3 * TT r-~ t~~ r~~ t— c— r— r~ ■ ^ c öS > sl 'jjl u c 22 ’5b o n £ c S o .2 W .ts Ü * a e 73 :a u 2 U !(d N _ ” _ N 5 60 S ctJ G 0J td n tu " c« I—l oo Q »73h ■a 3< i D ' V5 ? ‘ - H ™ c •£ :c<3 «Ö CS H ' • _ o c4 o z w > 00 D hJ 53 X « w U ^r 2 c « « < o oö X 60 • ^ I- ^ c « « /-> •—< ■ cs cs oo CS On o-> cs oo oo oo ■J J J oo oo oo _) hJ hJ vO io vO On CS cs co oo hJ hJ TJ- Tr TT TT r~ r~ r- r- r- TT TT r— T ^r 1 cs m Tf m On On On o^ CO CO CO CO hJ hJ jJ jJ t~- o-i CM 00 hJ oo IC) cs 0\ m cs CO hJ vO SO CS 00 hJ 300 lerie gegenwärtig von 4 > O o i4 o o C C c ü u :S g> ! 00 ; G ; C ! .£ 'oo ’oo . : w .5 c t : <-«-> UJ UJ •« .4) ro co ' JT 4> ü i :§ g g g ' 00 C > Z 3 3 Tt VO VO g s s s «soo 99 qq QDZZ zz<< < w b 5 Z ^ u 3 ^ Z Ooij D?m Z Q ' «Z ~ CM < ^ c ~ 3 ^ b. o- o- g g g g S9 c« cd 05 O gY G« 0,0« a « .2 Üh ^ O Qfflu rN rf tj D rs fN Uh Uh Uh a a a E E E fci ^ & JH JH u u D I D I O h V) O fN ' H H H (N (N M CO W W W (— (— t~- u u u u u I D D D D D I I I I I I l I o o c/o 00 I C/O I I c/0 | I CO M y) W W I w I | C/O | I m r-t 0\ ' CN TT CI < UJ < K K < S t? e? t=J t? t=j (=5 1=2 < < < t=J ^ G? Tj-'z~>'0'-or~-oooo*—<*—<*—< MCOCOCOCOCOCOWCflCOWCOCOCOCOWCOCOCOWCOCOCO 301 Clock 'S 124 K531IT1 - - 2 spannungsgesteuerte Oszillatoren 'S 132 - - UCY74S 132 4 NAND-Schmitt-Trigger mit je 2 Eingängen 'S 134 K531JIA19 - - NAND-Gatter mit 12 Eingängen, T-S-Ausgang N c •— y 2 •o « Z g : l s z ä 5 ™ cs -r ■3 'S Ö 3 CQ ^ u-, N m N (N M ü « g sie 9 Q ? 2 (N fi , 'S *ö O « w« gu8 e -s o «s E — c 10 § op 00 c c 5 o 13 G ^ p 2 Uh :eö *-r N 'S -o j= s C 3 W G CD D < c ? ö G .23 S L .8 S s e m« P .5 u 2 p u Q Bi M 2 1 & ^ ?Q o o 3 3 .3 J .2 G N > co >- U D £ M CQ CO \Ö TJ- CQ X) ' o CQ .22 oo > ; * : 2 w * oo £ cd ■ w< G c.—ccs.— ic^oooo»— i nnT}-'zi>ziizivO'Ot— t— ococ’^T'n'n^oococ HHrHHHrHHriHHHHtNfSCNCNCNM COCOCOCOCOCOCOCOCOCOCOCOCOCOCOCOCOCO 302 Familien 54/74/84 Anschlußbelegung B 080 B 081 B 082 B 083 B 084 Off setabgleichanschlüsse '/ 5 'U - ’/ 5 - Frequenzkompensation V, - - - - Negative Betriebsspannung 4 4 4 4 11 Positive Betriebsspannung 7 7 8 '%* 4 Invertierender Eingang l.OPV 2 2 2 1 2 2. OPV - - 6 7 6 3. OPV - - - - - 9 1 4. OPV - - - - 13 Nichtinvertierender Eingang 1. OPV 3 3 3 2 3 2. OPV - - 5 6 5 3. OPV - - - - 10 4.,OPV - - - 12 Ausgang l.OPV 6 6 1 12 1 2. OPV - - 7 10 7 3. OPV - - - - 8 4. OPV - - - 14 * wählbar (sind intern verbunden) Anchlußschema Anschluß Ziffer VQE21 VQE22 i nicht belegt 2 1 Anode d p Katode d p 3 1 Anode B Katode B 4 1 Katode Anode 5 2 Katode Anode 6 2 Anode D Katode D 7 2 Anode E Katode E 8 2 Anode G Katode G 9 2 Anode d p Katode d p 10 2 Anode G Katode G 11 2 . Anode A Katode A 12 2 Anode F Katode F 13 2 Anode B Katode B 14 1 Anode A Katode A 15 1 Anode d L Katode d L 16 1 Anode C Katode C V 17 1 Anode du Katode d y 18 nicht belegt Erläuterungen zum Vor- und Nachsatz 303 Anschlußschema Anschluß Ziffer VQE23 VQE24 i 1 Anode C Katode C 2 1 Anode E Katode E 3 1 Anode D Katode D 4 1 Katode Anode 5 2 Katode Anode 6 2 Anode D Katode D 7 2 Anode E Katode E 8 2 Anode C Katode C 9 2 Anode d p Katode d p 10 2 Anode G Katode G 11 2 Anode A Katode A 12 2 Anode F Katode F 13 2 Anode B Katode B 14 1 Anode B Katode B 15 1 Anode F Katode F 16 1 Anode A Katode A 17 1 Anode G Katode G 18 1 Anode d p Katode d p Erläuterungen zum Vor- und Nachsatz Operationsverstärker iL n 3* 7C n 2C 3^ U Erklärung siehe Seite 303, 30b Lichtemitteranzeigen Ziffer1 Ziffer Z A <4 fi f n n / a / Ja ' / / g / / CCZD o / Hb f/rj/c <4 ( 'o C*—yo dp z? rfp