Grundschaltungen i AM-FM-Empfängerschaltkreis Filterdaten : Filter 7: f 0 = 1155 kHz Qo = BO WV.W2 = 105:9 Filter 2: f 0 = 155 kHz Qo = 7 00 m-.m-.m = 69:126:8 Filter 3: f 0 Qo Filter 1: f 0 Qo l V8: W9 Filter 5: f 0 Qo W6 10, 7 MHz 72.6 10.7 MHz 30 18 : 13 155 kHz 60 W7 (bifilar) Mit dem Parallelwiderstand zu den Schwingkreisen ist jeweils im ausgebauten Zustand die Güte Q 0 einzustellen. Meßschaltung grierter Schaltkreise 7 6 7 5 74 7 3 72 77 70 3 Herausgeber: Obering. Karl-Heinz Schubert Y21XE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1984 Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik ISSN 0424-8678 1. Auflage, 1983 © Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB)- Berlin, 1983 Lizenz-Nr. 5 Printed in the German Democratic Republic Gesamtherstellung: Offizin Andersen Nexö, Graphischer Großbetrieb, Leipzig TII/18/38 Lektor: Wolfgang Stammler Zeichnungen: Heinz Grothmann Illustrationen: Harri Förster, Hans-Joachim Purwin Fotos: Archive der Verfasser, Werkfotos, Militärbilddienst Typografie: Ingeburg Zoschke Redaktionsschluß: 15. Februar 1983 LSV 3535 Bestellnummer: 7464750 DDR 7,80 M Inhaltsverzeichnis 20 Bände «Elektronisches Jahrbuch» . 9 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Silizium - wichtigster Werkstoff der Mikroelektronik . 11 Obering. Kart-Heinz Schubert - Y21XE Mikroelektronik und Imperialismus . 17 Leipziger Frühjahrsmesse 1983 Programmierte Effektivität durch Mikroelektronik . 24 Obering. Kart-Heinz Schubert - Y21XE Die Anfänge der Arbeiter-Radio-Bewegung in Deutschland . 41 Wissenswertes über moderne Technik Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Fernsehsysteme mit erhöhter Auflösung . 47 Dipl.-Phys. Detlef Lechner - Y21TD Direktmisch-CW-Transceiver nach der 3. Methode. 57 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann HF-Störungen - Ursachen und Abhilfe . 75 Dipl.-Ing. Friedrich Schulze - Y71PH Sowjetische Amateurfunksatelliten . 91 Neue Bauelemente der Elektronik Ing. Klaus K. Streng Neue Schaltkreise aus dem RGW-Bereich. 100 Ing. Wolfgang Hirt LED-Leuchtband-Leuchtpunkt-Analoganzeigen. 109 Dipl.-Ing. Frank Roscher Wissenswertes über den Thyristor. 128 5 Moderne Technik für den Funkamateur Dr. Hans-Jürgen Kowalski Aktive RC-Filter für den Funkamateur. 140 Dipl.-Ing. Bernd Petermann - Y22TO Gezogene Quarzoszillatoren - eine Lösung für die Abstimmung von UKW-Amateurfunkgeräten . 157 Siegmar Henschel - Y22QN Zusatzschaltungen für 2-m-FM-Funkgeräte . 170 Dr. Walter Rohländer - Y220H Die Amateurfunksendestelle in Wohngebieten hoher Bevölkerungs¬ dichte . 178 Ing. Hans-Uwe Fortier - Y2300 Anfängerschaltungen für das 70-cm-Band . 183 Ing. Dieter Müller Schaltnetzteile - auch für den Funkamateur interessant. 191 Dr. Walter Rohländer - Y220H Blick in den Antennenwald . 208 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Internationale Schaltungsrevue «Amateurfunk» . 221 Bauanleitungen für den Elektroniker Ingo Knape Impulse zählen mit dem Taschenrechner . 232 Christian Biehl IS-bestückter Stereodekoder für den REMA-Tuner 830 . 235 Thomas Böhlke Einfaches Erhaltungsladegerät für Kfz-Akkumulatoren. 242 Peter Schneider Einfacher Funktionsgenerator für Sinus-, Rechteck- und Dreieck¬ schwingungen . 245 Klaus Kaltenhäuser Prüfstift für den VHF/UHF-Bereich . 250 Dr. Frank Schattkowsky Dichtemesser für Colorvergrößerungen . 254 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Schaltungsrevue für den Anfänger . 258 6 Ing. Egon Ktaffke - Y22FA Elektroniktips aus dem Pionierhaus Prag . 268 Dr. Hans-Jürgen Kowalski Aktives Stereoseitenbandfilter. 274 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Dipl.-Jöurn. Harry Radke Neubeginn mit Bewährtem. 279 Major Klaus König Die Funkzugführer Klaus Dieter Thorentz kennen, sagen: «Der Leut¬ nant macht Späne!» . 285 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee, derGrenz- truppen der DDR und der Zivilverteidigung. 294 7 1984 JANUAR FEBRUAR MÄRZ M 2 9 16 23 30 6 13 20 27 5 12 19 26 D 3 10 17 24 31 7 14 21 28 6 13 20 27 M 4 11 18 25 1 8 15 22 29 7 14 21 28 D 5 12 19 26 2 9 16 23 1 8 15 22 29 F 6 13 20 27 3 10 17 24 2 9 16 23 30 S 7 14 21 28 4 11 18 25 3 10 17 24 31 S 1 8 15 22 29 5 12 19 26 4 11 18 25 APRIL MAI JUNI M 2 9 16 23 30 7 14 21 28 4 11 18 25 ü 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 19 26 M 4 II 18 25 2 9 16 23 30 6 13 20 27 D 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 F 6 13 20 27 4 11 18 25 1 8 15 22 29 S 7 14 21 28 5 12 19 26 2 9 16 23 30 S I 8 15 22 29 6 13 20 27 3 10 17 24 JULI AUGUST SEPTEMBER M 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 D 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 M 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 D 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 F 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 S 7 14 21 28 4 II 18 25 1 8 15 22 29 S 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 OKTOBER NOVEMBER DEZEMBER M 1 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 D 2 9 16 23 30 6 13 20 27 4 11 18 25 M 3 10 17 24 31 7 14 21 28 5 12 19 26 D 4 II 18 25 | 8 15 22 29 6 13 20 27 F 5 12 19 26 2 9 16 23 30 7 14 21 28 S 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 S 7 14 21 28 4 11 18 25 2 9 16 23 30 20 Bände «Elektronisches Jahrbuch» Vor mir liegt der Band «Elektronisches Jahrbuch 1965» - das war der erste Band dieser heute bewährten und begehrten Buchreihe. Er erschien Ende 1964 im Buchhandel. Seitdem folgte Jahr für Jahr eine neue Ausgabe, sorg¬ fältig zusammengestellt und von der Abteilung Technische Amateurliteratur des Militärverlages der DDR betreut. Inzwischen wurde mit der Ausgabe 1984 die stattliche Anzahl von 20 Bänden erreicht. Und, um es vorwegzu¬ nehmen, auch in den kommenden Jahren wird der Titel «Elektronisches Jahrbuch» im Buchhandel zu kaufen sein. Das Erscheinen des 20. Bandes könnte Veranlassung sein, nun mit statisti¬ schem Material aufzuwarten, um zu zeigen, was alles an Seiten, Beiträgen, Schaltungen usw. in diesen 20 Bänden enthalten ist. Nur soviel sei vermerkt, es sind über 6000 Seiten, und es wurden weit über 1 Million Exemplare ge¬ druckt. Viele Autoren haben am Inhalt der Jahrbücher mitgearbeitet, einige davon schon vom ersten Band an. Nennen möchte ich Ing. K. K. Streng, der nicht nur neue Einsatzgebiete der Elektronik vorstellte und viele Bauelemente¬ daten propagierte, sondern ständig auch als Gutachter für die veröffentlich¬ ten Beiträge wirkt. Auch OM Karl Rothammel, Y2IBK, weit bekannt als Autor des «Antennenbuches», hat Neuerungen der Antennentechnik zahl¬ reich im Jahrbuch publiziert. Beim Blättern in der Ausgabe 1965 wird auch sehr deutlich, wie schnell in den zurückliegenden Jahren die Elektronik/Mikroelektronik vorangeschrit¬ ten ist. Die meisten der damals veröffentlichten Schaltungen waren mit Elektronenröhren bestückt, einige wenige mit Germaniumtransistortypen, die heute kaum noch einer kennt. Von integrierten Schaltkreisen wurde zwar schon gesprochen, aber mit sehr vagen Vorstellungen. In den nachfolgenden Jahrbüchern wurde daher über Fortschritte der Elektronik und neue An¬ wendungsgebiete umfangreicher berichtet, so daß die Leser über aktuelle Informationen verfügten. Besondere Aufmerksamkeit widmete der Herausgeber dem praxisorien¬ tierten Inhalt des Jahrbuches. Aus seiner Tätigkeit als Chefredakteur der Zeitschrift FUNKAMATEUR kennt er die Wünsche der Elektronik- und Funkamateure. Viele praktische Bauanleitungen, internationale Schaltungs¬ zusammenstellungen und umfangreiches Material über Bauelemente der Elektronik bestimmen daher den Inhalt jedes Jahrbuches. Und weil der 9 Amateurelektronik kein «Elfenbeinturm» errichtet werden soll, bereichern Beiträge zu politischen, militärischen und ökonomischen Zusammenhängen, zur vormilitärischen und wehrsportlichen Arbeit der GST und zur Tradi¬ tionsarbeit den Inhalt der Jahrbücher. Der Herausgeber bedankt sich bei den Autoren für die bisherige Mit¬ arbeit am Jahrbuch. Den zahlreichen Lesern, die den Herausgeber durch Vorschläge, Hinweise und Aufmerksammachen auf Druckfehler unter¬ stützten, ist er besonders dankbar. Huggy hat unsere Zerknirschung über Druckfehler schon im Jahrbuch 1983 kundgetan. An dieser Stelle ist es mir aber ein besonderes Bedürfnis, dem langjährigen Lektor des Jahrbuchs, Gen. Dipl.-Journ., Ing. Wolfgang Stammler, für die vertrauensvolle und kameradschaftlicheZusammenarbeit bei der Herausgabe des Titels «Elektro¬ nisches Jahrbuch» herzlich zu danken. Neuenhagen, den 24. Februar 1983 Der Herausgeber 10 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Silizium - wichtigster Werkstoff der Mikroelektronik Die überragende Bedeutung der Mikroelektronik für die weitere Entwick¬ lung unserer Volkswirtschaft steht zweifelsfrei fest. Zur Realisierung der Mikroelektronik sind als Grundbauelemente sogenannte integrierte Schalt¬ kreise erforderlich, die es heute mit unterschiedlichem Integrationsgrad gibt. Dabei sind vor allem die Mikroprozessoren und die Speicherschaltkreise die zukunftsträchtigsten integrierten Schaltkreise. Der Ausgangswerkstoff, um solche integrierten Schaltkreise zu fertigen, ist das Silizium. Allerdings muß das Silizium in einkristalliner Form und mit höchster Reinheit vorliegen. Die einkristalline Form erhält man durch ein möglichst ungestörtes Kristall¬ wachstum eines entsprechenden Siliziumstabs. Im Zusammenhang mit der höchsten Reinheit spricht man oft von den neun Neunen, weil das Silizium eine Reinheit von 99,9999999% haben soll. Das bedeutet, daß sich unter 1 Milliarde Siliziumatomen nur ein einziges Fremdatom befinden darf! An¬ schaulicher ist der Vergleich mit einem Fußballfeld (105 m x 70 m). Wenn man sich das Fremdatom als eine Kreisfläche mit dem Kreisdurchmesser von 3 mm vorstellt, dann entsprechen eine Milliarde Siliziumatome (bei gleicher Kreisfläche) der Fläche des Fußballfelds. Als Element ist Silizium mit etwa 27,7 Gewichtsprozenten in der Erdkruste enthalten. Damit ist es das zweithäufigste Element auf der Erde. Der Che¬ miker Jöns Jakob Berzelius (1779 bis 1848) stellte vor etwa 150 Jahren erstmals elementares Silizium als braunes Pulver dar (amorphes Silizium). Erst viel später wurde auch das polykristalline Silizium bekannt, das eine stahlgraue Farbe hat, metallischen Glanz zeigt und sehr hart und spröde ist. Allerdings kommt Silizium nur in gebundener Form vor, meist als Siliziumdioxid, Si0 2 (Kieselerde, Quarzsand). Das Element Silizium wird industriell vielseitig verarbeitet, so in der Bauindustrie (Zement, Beton, Ziegel) sowie in der Keramik- und in der Glasindustrie. In der Chemie¬ industrie schuf man mit den Silikonen quasiorganische Verbindungen von großer Einsatzbreite (Silikonöle, -kautschuk, -harze). Das Rohsilizium (technisches Silizium) gewinnt man in einem Lichtbogen¬ ofen durch Reduktion von Quarzsand mit Kohlenstoff bei einer Temperatur von etwa 1600°C. Die Reaktionsgleichung ist SiQ 2 + 2C-> Si + 2 CO. 11 SiO z + C Bild 1 Prinzip der Herstellung mn Rohsilizium Der Energieverbrauch für 1 kg Rohsilizium liegt bei 12 bis 17 kWh, die Reinheit des Rohsiliziums ist etwa 97%. Das feingemahlene Rohsilizium wird mit Chlorwasserstoff (HCl) zu Chlorsilanen umgesetzt bei etwa 400 “C Si + 7 HCl -> SiHCl 3 + SiCl 4 + 6 H 2 . Das Siliziumtetrachlorid SiCl 4 bildet das Ausgangsmaterial für die Silan¬ chemie (Silikone). Für die Gewinnung von Reinstsilizium wird Trichlorsilan SiHCI 3 durch mehrfache Destillation in Kolonnen aus nichtrostendem Stahl von Verunreinigungen weitgehend befreit. Die nachfolgende pyrolytische Zersetzung des Trichlorsilan zu polykristallinem Silizium ist sehr energie¬ aufwendig. Dazu wird ein Gasgemisch von Trichlorsilan und Wasserstoff in ein Reaktionsgefäß (Quarzglocke) geblasen, in dem sich auf etwa 1100°C aufgeheizte Siliziumdünnstäbe befinden. Dabei scheidet sich poly kristalli¬ nes Silizium auf den Siliziumdünnstäben ab. Die Reaktionsgleichung lautet SiHCl 3 + H 2 -> Si + 3 HCl. Die anfänglich etwa 4 mm starken Siliziumdünnstäbe wachsen auf einen Durchmesser von 50 bis 70 mm, bei einer Länge von etwa 1000 mm. In die¬ ser Form werden sie meist im tiegelfreien Schwebezonenverfahren (zone floating) zum Siliziumeinkristall weiter verarbeitet. Für Ziehprozesse aus dem Tiegel (Czochralski -Verfahren und Zonenschmelzverfahren) werden Quarzglocke Si- Dünnstab abgeschiedenes polykristall. Silizium Restgase SiHClj * H z 12 A-A: Heizung Bild 2 Prinzip der Siliziumabscheidung aus der Gasphase (pyrolytische Zersetzung) Impfkristall Si-Schmelze Graphit- liege (mit Uuarzeinsatz obere Ziehstange Keimhalter Einkristall Heizung Schutzgas untere lieh- stange Bild 3 Prinzip der Tiegelziehanlage (Czoehralski- Verfahren) zur Her¬ stellung von Siliziumeinkristallen mit dem gleichen Abscheidungsverfahren Durchmesser von etwa 200 mm bei Längen von 800 bis 1500 mm produziert. Der letzte Schritt zum einkristallinen Silizium ist die Züchtung der Sili¬ ziumeinkristalle. Das gegenwärtig meistverwendete Verfahren ist das nach Czoehralski, mit dem sich vor allem größere Durchmesser des Kristalls er¬ zielen lassen. Das gewonnene einkristalline Material ist niederohmig und hat durch die Berührung der Siliziumschmelze mit dem Quarztiegel einen hohen Sauerstoff- und Kohlenstoffanteil. Das Material genügt für die Herstellung von Schaltkreisen, HF-Dioden und Transistoren. Vor allem für die Halb¬ leiterbauelemente der Leistungselektronik werden Kristalle mit höherer chemischer Reinheit gefordert. Daher müssen diese Einkristalle mit dem tiegelfreien Schwebezonen verfahren (Floating-Zone-Verfahren) hergestellt werden, das hochohmigeres Material bringt, aber auch teurer ist. Beim Czochralski-Ve rfahren wird in einem Quarztiegel mit Widerstands¬ heizung das Reinstsilizium geschmolzen. Danach wird ein an der Zieh¬ stange befestigter Keimeinkristall mit vorgegebener kristallografischer Orientierung eingetaucht und dann langsam herausgezogen. Dabei rotieren Schmelze und Keim in gegensinniger Richtung. Mit der Temperatur der Schmelze und der Ziehgeschwindigkeit wird der erzielbare Durchmesser des Siliziumeinkristalls eingestellt. Der gesamte Vorgang läuft im Vakuum oder in einer Argon-Atmosphäre ab. Der Energieaufwand liegt zwischen 10 und 40 kWh/kg, die Ausbeute an verwertbaren Siliziumscheiben erreicht etwa 50%. Das Schwebezonenverfahren geht von einem hochreinen polykristallinen Siliziumstab aus, dem unten ein Kristallkeim angeschmolzen wird. Mit Hochfrequenz wird eine Zone im Stab geschmolzen. Diese Schmelzzone wird von unten nach oben über den eingespannten Siliziumstab hinweg¬ gezogen. Dabei beginnt das Kristallwachstum am Kristallkeim, von wo aus es sich auf die nachwachsenden Schichten überträgt. Da Fremdstofife sich in der Schmelze leichter lösen, wandern noch vorhandene Fremdstoffe mit der Schmelze mit zum oberen Ende des Siliziumstabs, der vor der Weiter¬ verarbeitung abgetrennt wird. Bei mehrfacher Wiederholung dieses Schmelz¬ vorgangs erhält man Einkristalle sehr hoher Reinheit. Aber das Schwebe- 13 Bild 4 Prinzip des Schwebezonenoerfahrens (Zonen-Floating- Verfahren) zur Her¬ stellung von Siliziumeinkristallen zonenverfahren ist teuer, der Energieaufwand beträgt 20 bis 80 kWh/kg, die Ausbeute an verwertbaren Siliziumscheiben liegt im Bereich von 5 bis 80%. Bevor es zur Fertigung von Schaltkreisen kommt, müssen die einkristalli¬ nen Siliziumstäbe in Scheiben zersägt werden, wobei die Scheibendicke etwa 0,3 bis 0,5 mm beträgt. Diese Scheiben werden dann geschliffen, poliert und geätzt, so daß eine saubere, ebene Fläche entsteht. Erst jetzt kann der eigent¬ liche Stheibenprozeß beginnen, bei dem auf der Scheibe im Verband eine Vielzahl von integrierten Schaltkreisen entstehen. Für diesen Gesamther¬ stellungsprozeß bis zur eigentlichen Siliziumscheibe gelten nach internatio¬ nalen Angaben: 1. Von dem im Anfang des Prozesses eingesetzten Siliziumdioxid kommt vom gesamten Siliziumgehalt am Ende in Form der Scheibe als höchst¬ reines Silizium nur noch 1 % an! 2. Zur Herstellung von 1 kg Siliziumscheiben ist ein Energieaufwand von etwa 5000kWh erforderlich! 3. Auf dem Weltmarkt kosten 1 kg Siliziumscheiben etwa 800 Dollar, wobei der Preis durch den zunehmenden Verbrauch ansteigend ist. Bis zur fertigen Siliziumscheibe gibt es also schon eine Vielzahl von techno¬ logischen Problemen, die die Wissenschaft in den kommenden Jahren lösen muß. Dabei geht es vor allem um eine billigere und im Energieaufwand ärmere Herstellung des höchstreinen Siliziums. So sind z.B. die heutigen Siliziumscheiben für die Herstellung von Solarzellen zur Umwandlung des Sonnenlichts in elektrischen Strom viel zu teuer. Zum anderen ist zu be¬ denken, daß die auf der Siliziumscheibe integrierten Bauelemente (Tran¬ sistoren, Dioden, Widerstände) nur wenige Mikrometer in die Silizium¬ scheibe hineinreichen. Der Rest der 200 bis 300 |j.m starken Siliziumscheibe wird also nur als Trägermaterial verwendet. Das Ziel der Wissenschaft ist eine preiswerte Substratscheibe, auf der sich eine dünne Schicht einkristalli¬ nen Siliziums höchster Reinheit befindet. Halterung Halterung 14 Die heute hergestellten Einkristallsiliziumscheiben sind mit Fehlern be¬ haftet. Das sind vor allem Kristalldefekte und Verunreinigungen. Befinden sich solche Fehler innerhalb eines integrierten Bauelements, so ist dann meist seine Arbeitsweise gestört, und damit funktioniert dann auch der gesamte integrierte Schaltkreis nicht. Deshalb kennt man bei der Schaltkreisher¬ stellung den Begriff der Ausbeute. Je mehr brauchbare Schaltkreise von einer Siliziumscheibe erhalten werden, um so höher ist die Ausbeute. Der statisti¬ schen Verteilung der Fehler kann man einmal begegnen, indem man höchst¬ reine, versetzungsfreie Siliziumeinkristalle mit möglichst großem Durch¬ messer zieht. Zum anderen verkleinert man die Flächenmaße der integrierten Bauelemente, so daß auf einer Siliziumscheibe mehr Schaltkreise gleichzeitig hergestellt werden. Höchstintegrierte Schaltkreise erfordern direkt kleine Tabelle 1 Datenmaterial zu den Eigenschaften des Siliziums Kenngröße Zahlenwert Einheit Ordnungszahl 14 Atommasse 4,66- 10 ~ 23 Atomdichte 5 ■ 10 22 Atome • cm -3 Kristallstruktur Diamantgitter Gitterkonstante (20°C) 543,086 pm Atomradius 117 pm Dichte (20°C) 2,3283 g • cm “ 3 kleinster Atomabstand (Si-Si) 235 pm Schmelzpunkt 1420 °c Siedepunkt 2600 °c Schmelzwärme 1380 J-g-‘ Spezifische Wärme (0 ... 100°C) 0,76 J•g-‘•K“ 1 Wärmeleitfähigkeit (20°C) 0,84 J - s _ * •cm -1 ■ K _l Elastizitätskonstante Cu 167,4 GPa C 12 65,23 G Pa C 44 79,57 GPa Längen-Temperaturkoeffizient 4,2- IO " 6 K-> Volumenkompressibilität 0,98 ■ IO -3 GPa ' 1 Absorptionskonstante Breite der verbotenen Zone 1,25 fxm bei 300 K 1,106 eV bei OK 1,153 eV Eigenleitungsdichte (300 K) 1,5- 10 10 cm “ 3 mittlere freie Weglänge (300 K) 0,01 ... 0,03 jxm mittlere Lebensdauer 1 ... 1000 (J-s Dielektrizitätszahl 12 15 Kenngröße Zahlenwert Einheit Durchbruchfeldstärke 2,5 • 10 5 V • cm -1 Kritische Feldstärke (20 °C) für Elektronen 2500 V•cm" 1 für Defektelektronen 7500 V • cm -1 Beweglichkeit der Elektronen 1350 cm 2 • V -1 • s _1 der Löcher 480 cm 2 • V -1 ■ s _1 Diffusionskoeffizient der Elektronen 35 cm 2 • s -1 der Löcher 12,5 cm 2 • s“ 1 effektive Masse (Transport) der Elektronen 0,26 m der Löcher 0,38 m effektive Masse (Zustandsdichte) der Elektronen 1,1 m der Löcher 0,59 m Elektronenaffinität 4,25 eV Nach H.-F.Hadamovsky, Halbleiterwerkstoffe, Leipzig 1968. Bauelemente-Flächenabmessungen und Siliziumscheiben mit großem Durch¬ messer, damit rentable Ausbeuten in der Fertigung erreicht werden. Begonnen hat es mit Scheibendurchmesser von 1 Zoll (25,4 mm), dann 2 Zoll (51mm). Fleute wird in der Fertigung meist die 3-Zoll-Scheibe (76 mm) eingesetzt, aber Scheibendurchmesser von 100/125/150 mm sind schon nahe Zukunft. Die technologischen Vorteile erfordern aber aufwen¬ dige Investitionen. Am Werdegang einer solchen Einkristallsiliziumscheibe kann man erkennen, wie umfangreich und vielseitig die Anforderungen an Wissenschaft und Technik sind. Und solche Siliziumscheiben sind nur der erste Schritt zur Herstellung von mikroelektronischen Bausteinen, deren Bedarf in unserer Volkswirtschaft ständig wächst. 16 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Mikroelektronik und Imperialismus Die progressive Entwicklung unserer materiell-technischen Basis wird ent¬ scheidend vom wissenschaftlich-technischen Fortschritt bestimmt. Dieser Maxime entspricht die Wirtschaftsstrategie unserer Partei- und Staats¬ führung, und folgerichtig werden neue Basisinnovationen planmäßig und zielgerichtet forciert. Eine entscheidende Rolle nimmt dabei die Mikro¬ elektronik ein, die eine Schlüsseltechnologie ist, um ein höheres Produktions¬ niveau zu erreichen. Auf dem X. Parteitag der SED konnte Erich Honecker feststellen: «Die DDR gehört zu den wenigen Ländern in der Welt, die auf wichtigen Gebieten über das Potential verfügen, um mikroelektronische Bauelemente zu entwickeln und zu produzieren, ausgewählte Vormaterialien herzustellen und hochwertige technologische Ausrüstungen dafür zu fer¬ tigen.» Natürlich ruft die Mikroelektronik tiefgreifende Veränderungen im gesellschaftlichen Reproduktionsprozeß hervor, bis hinein in die materiellen Lebensbedingungen der Menschen. Aber der revolutionierende Einfluß der Mikroelektronik verändert nicht bloß die Arbeitswelt, vor allem erlaubt er uns, die weitere Verwirklichung der Hauptaufgabe in ihrer Einheit von Wirtschafts- und Sozialpolitik erfolgreich zu meistern. Auch in den imperialistischen Ländern ist die Mikroelektronik eine Schlüsseltechnologie, revolutioniert sie die Arbeitswelt und auch die Lebens¬ bedingungen der Menschen. Aber wie sehr unterscheiden sich die Ergebnisse bei der Einführung und der Anwendung der Mikroelektronik im Imperialis¬ mus von denen im Sozialismus! In der Welt des Kapitals nimmt die soziale Unsicherheit weiter zu, verschärft sich die Situation auf dem Arbeitsmarkt. Existenzangst, Leistungsdruck und Arbeitslosigkeit werden durch die Mikroelektronik noch verstärkt. Und ein Ende dieser Situation läßt sich nicht absehen, weil der Imperialismus unfähig ist, die gesellschaftlichen und sozialen Folgen aus der umfassenden Anwendung der Mikroelektronik zu bewältigen. Solange das Profitmotiv die Triebkraft für die Produktivkraft¬ entwicklung darstellt, geraten wissenschaftlich-technischer und sozialer Fortschritt in Gegensatz zueinander, werden auch hierbei die Interessen der Menschen denen des Kapitals untergeordnet. 2 Schubert, Eljabu 84 17 Marx und die Mikroelektronik Das Jahr 1983, das Karl-Marx-iahr der DDR aus Anlaß des 100. Todestags und 165.Geburtstags von Kar! Marx, war für die SED und breite gesell¬ schaftliche Kräfte unseres Landes Anlaß, dieses historisch wichtige Ereignis würdig und mit vorbildlichen Taten für den Sozialismus zu begehen. Aber Marx und Mikroelektronik - wie paßt da? eigentlich zueinander? Davon konnte doch Kar!Marx noch gar nichts wissen. Vor über 100 Jahren war die Elektronik noch völlig unbekannt, selbst die Elektrotechnik steckte noch in den Kinderschuhen. Kar! Marx war zwar kein Naturwissenschaftler, schon gar nicht Techniker, er war Ökonom und Philosoph, dem wir die Er¬ kenntnis der grundlegenden gesellschaftlichen Entwicklungsgesetze ver¬ danken. Bei seinen Studien verfolgte Kar! Marx jedoch sehr umfassend auch die Fortschritte in den Naturwissenschaften, neue Entdeckungen und Er¬ findungen. Er erkannte ihre Bedeutung für die Menschen und für den ge¬ sellschaftlichen Fortschritt, ln einer Rede, die er am 14. April 1856 in Lon¬ don gehalten hat, sagte er u.a. [1]: «ln unseren Tagen scheint jedes Ding mit seinem Gegenteil schwanger zu gehen. Wir sehen, daß die Maschinerie, die mit der wundervollen Kraft be¬ gabt ist, die menschliche Arbeit zu verringern und fruchtbarer zu machen, sie verkümmern läßt und bis zur Erschöpfung auszehrt. Die neuen Quellen des Reichtums verwandeln sich durch einen seltsamen Zauberbann zu Quellen der Not. Die Siege der Wissenschaft scheinen erkauft durch Verlust an Charakter. In dem Maße, wie die Menschheit die Natur bezwingt, scheint der Mensch durch andere Menschen oder durch seine eigene Niedertracht unterjocht zu werden... All unser Erfinden und unser ganzer Fortschritt scheinen darauf hinaus¬ zulaufen, daß sie materielle Kräfte mit geistigem Leben ausstatten und das menschliche Leben zu einer materiellen Kraft verdummen. Dieser Ant¬ agonismus zwischen moderner Industrie und Wissenschaft auf der einen Seite und modernem Elend und Verfall auf der anderen Seite, dieser Ant¬ agonismus zwischen den Produktivkräften und den gesellschaftlichen Be¬ ziehungen unserer Epoche ist eine handgreifliche, überwältigende und un¬ bestreitbare Tatsache. Einige Parteien mögen darüber wehklagen; andere mögen wünschen, die modernen technischen Errungenschaften loszu¬ werden, um die modernen Konflikte loszuwerden... Wir für unseren Teil verkennen nicht die Gestalt des arglistigen Geistes, der sich fortwährend in all diesen Widersprüchen offenbart. Wir wissen, daß die neuen Kräfte der Gesellschaft, um richtig zur Wirkung zu kornmen, nur neuer Menschen be¬ dürfen, die ihrer Meister werden - und das sind die Arbeiter.» Auf die heutige Situation des Imperialismus bezogen kann man festhalten, daß die breite Anwendung der Mikroelektronik den Grundwiderspruch zwischen Arbeit und Kapital zuspitzt. Zwischen dem ständig zunehmenden gesellschaftlichen Charakter der Produktion und der privatkapitalistischen Aneignung derer Ergebnisse gibt es keinen Raum, in dem sich ein herbei¬ geredeter «vernünftiger» und «sozialer» oder gar «gerechter» Kapitalis- 18 mus etablieren kann. Widersprüche und Antagonismen lassen sich nicht mit Wunschdenken lösen. Der Imperialismus bemüht sich deshalb emsig, die wahren Zusammenhänge für den Arbeiter zu verschleiern. Da ist die Rede davon, daß man diese Entwicklung nicht stoppen könne, daß man sich davon nicht abkoppeln könne. Die globale Verflechtung und die Kon¬ kurrenz lasse gar keine andere Wahl. Und in der Zeitung Die Welt vom 1.April 1981 heißt es zur Mikroelektronik: «Allein eine elitäre Minderheit wird es sich leisten können, alternativ zu leben. Eine neue Stufe in der zivilisatorischen Evolution der Industriegesellschaft steht also bevor. Es bleibt nun höchstens zu spekulieren, wie anpassungsfähig der Mensch letztlich ist.» Und nun dürfen Sie als Leser dieses Beitrages sich ausmalen, wer diese «elitäre Minderheit» ist und wie alle anderen «angepaßt» werden. Die zitierten Sätze klingen nach Science-Fiction-Horror westlicher Prägung; da¬ gegen ist das Gerede vom «Jobkiller Mikroelektronik» harmloses Ge¬ schwätz. Karl Marx hat wissenschaftlich begründet, daß sich die einzelnen Gesell¬ schaftsformationen auch durch das System der Produktionsverhältnisse und durch die materiell-technische Basis voneinander unterscheiden. Die wissenschaftlich-technische Revolution ist der Wegbereiter für eine immer bessere Qualität der materiell-technischen Basis der Gesellschaft. Das soziale Wesen der Technik ist dabei eigentlich leicht zu erkennen. Un¬ zweifelhaft nutzt der Mensch die weitereritwickelte Wissenschaft und Tech¬ nik als Quelle des ökonomischen und im Sozialismus vor allem des sozialen Fortschritts. Nach Marx setzt sich im Kapitalismus der wissenschaftlich- technische Fortschritt «mit der blind zerstörenden Wirkung eines Natur¬ gesetzes» [2] durch. Weil aber das soziale Wesen der Technik im Kapitalis¬ mus von den Füßen auf den Kopf gestellt wird, können die durch die wissen¬ schaftlich-technische Revolution hervorgerufenen sozialen Konflikte nicht im Interesse der Menschen gelöst werden. Die Unterordnung des wissen¬ schaftlich-technischen Fortschritts unter die Gesetze des Profits ist allein dafür verantwortlich zu machen. Einen «Dämon Technik» gibt es nicht, auch keine «Furie des Fortschritts», das sind allein imperialistische Erfin¬ dungen zur Verdummung der Arbeiterklasse. Das kann man schon bei Karl Marx nachlesen. Mikroelektronik und der Staat Der imperialistische Staat hat im Hinblick auf die Mikroelektronik drei wesentliche Forderungen, das sind: - Stärkung der ökonomischen Positionen, um im harten Konkurrenzkampf der imperialistischen Industrienationen bestehen zu können. - Stärkung der militärischen Positionen, um eine militärisch-technische Überlegenheit gegenüber den Staaten des Warschauer Vertrages zu er¬ möglichen. 19 - Totale elektronische Kontrolle der Bevölkerung, um soziale und demo¬ kratische Bewegungen unterdrücken und den staatlichen Machtapparat ausbauen zu können. Die für die Mikroelektronik grundlegenden Voraussetzungen wurden in den USA entwickelt. Das waren das Transistor-Patent von 1948 und das Schaltkreis-Patent von 1958. Den damit gewonnenen Vorsprung zu halten, bemühen sich die USA im harten Konkurrenzkampf gegen Japan und gegen Westeuropa. Die Halbleiter-Monopole der drei imperialistischen Zentren erhalten von ihren Regierungen finanzielle Unterstützung in Milliarden¬ höhe. Dazu kommen riesige Summen aus den Rüstungshaushalten, weil die Mikroelektronik neuartige Waffensysteme ermöglicht, von denen man sich strategische Vorteile verspricht. Der Anteil der Elektronik/Mikroelektronik [3] bei einzelnen westlichen Waffensystemen beträgt im Verhältnis zu den Gesamtkosten etwa Kampfpanzer 35 ... 40%, Militärflugzeuge 35 ... 40%, Überwasserschifife 40%, Luftverteidigungssysteme 50%, Schnellboote 60%. Das hat zur Folge, daß z. B. in den USA große Elektronikkonzerne heute zu den führenden Rüstungsproduzenten gehören, ln den kommenden Jah¬ ren sollen die Ausgaben für die elektronische Hochrüstung nach Maßgabe des USA-Verteidigungsministeriums beträchtlich gesteigert werden, man will gegenüber seinen Konkurrenten einen Entwicklungsvorsprung von 5 bis 10 Jahren erreichen. Das trifft nicht gerade auf Gegenliebe bei den Ver¬ bündeten, die sich in ihrer Wettbewerbsfähigkeit und ihrem ökonomischen Expansionsbestreben beeinträchtigt sehen. Datenverarbeitung und Mikroelektronik hängen eng zusammen, weil ja die wichtigsten Entwicklungsrichtungen der Mikroelektronik darauf hinaus¬ laufen, Daten umfangreicher und schneller zu verarbeiten und große Daten¬ mengen auf engstem Raum zu speichern. Kein Wunder also, wenn sich die Machtorgane des imperialistischen Staates mit Vehemenz dem Ausbau einer totalen elektronischen Überwachung widmen. Mit «Datenschutz-Gesetzen» und dem «Datenschutz-Beauftragten» der BRD-Regierung hat man sich zwar ein bescheidenes Feigenblatt geschaffen, aber der Schutz der Privat¬ sphäre des Bundesbürgers ist fast Null. Mikroelektronik und die Konkurrenz Es ist klar, daß auch im ökonomischen Konkurrenzkampf der imperialisti¬ schen Industrienationen die Mikroelektronik eine besondere Rolle spielt. Der Kampf um größere Scheibendurchmesser, um höherintegrierte Schalt¬ kreise und um Speicherschaltkreise mit größerem Speicherinhalt verschlingt umfangreiche finanzielle Mittel, nicht nur im Forschungsbereich, sondern 20 vor allem im Bereich neuer technologischer Produktionsinstrumente. Zur Unterstützung fließen zwar reichlich staatliche Geldquellen, aber nur große Firmen und Konzerne bringen heute die erforderlichen zusätzlichen Mittel noch auf. Damit verstärkt sich der Konzentrationsprozeß vor allem auf die multinationalen Konzerne. Tabelle 1 Kapitalistischer Halbleitermarkt 1980 USA Japan Westeuropa Bevölkerung, in Millionen 230 120 390 Bruttosozialprodukt, in Mrd. Dollar 2600 1100 2800 Halbleitermarkt, in Mio. Dollar 4660 2980 2960 Anteil am kap. Weltmarkt, v. H. 40,0 26.0 26,0 Halbleiter je Kopf, in Dollar 20,3 24,8 7,6 Anwendung von Halbleitern je 1000 Dollar Bruttosozial- Produkt, in Dollar 1,8 2,7 1.1 zitiert nach IPW-Berichte, Heft 11/1980, Seite 12 Das schillernde Bild der Mikroelektronik in den kapitalistischen Ländern ist allerdings trügerisch. Sicher gibt es eine Vielzahl neuer mikroelektroni¬ scher Bauelemente und interessanter Fertigprodukte. Aber unabdingbar verknüpft mit dieser Entwicklung sind Arbeitslosigkeit, Überproduktion, Kapitalentwertung und damit neue Pleitenrekorde. Selbst bei Konzernen setzt sich der Pleitegeier auf das Dach, wie jüngst das Beispiel Telefunken zeigt. Gegenseitige Rücksichtnahme kennen multinationale Konzerne nicht, solange der Profit in Gefahr ist. Da kommen auch wieder Erscheinungen hervor, die man schon als historisch betrachtete. Amerikanische Arbeiter der Autoindustrie zerschlagen japanische Autos, um den Zorn über ihre ausweglose Lage loszuwerden. Der Beifall kam natürlich von den Bossen der USA-Autoindustrie. Im Dezember 1982 inserierte eine kleine BRD- Elektronikfirma in einer Fachzeitschrift mit dem Slogan: ... eigene deutsche Fertigung Wir werden weder französisch noch japanisch - wir bleiben deutsch... Zur Verschärfung der Situation trägt auch bei, daß die Halbleiter-Kon¬ zerne als eigentliche Bauelementehersteller heute sich neue Profitquellen er¬ schließen, indem sie mit ihrem Wissensvorsprung in andere Fertigungs¬ bereiche eindringen, Geräte und Anlagen produzieren und auf diese Weise die Konkurrenz verdrängen. 21 Tabelle 2 Umsatz an Integrierten Schaltkreisen 1980 (in Mio. Dollar) Texas Instruments, USA 1300 National Semiconductor, USA 700 Motorola, USA 675 Philips, Niederl. 1 650 Intel, USA 575 Nippon Electric, Japan 525 Fairchild, ehern. USA 2 450 Hitachi, Japan 400 Fujitsu, Japan 375 Toshiba, Japan 325 1 Einschließlich der 1975 aufgekauften Signetics, USA 2,1979 durch den französisch-amerikanischen Maschinenbaukonzern Schlum- berger aufgekauft. zitiert nach IPW-Berichte, Heft 10/1982, Seite 18 Tabelle 3 Verwendungsstruktur mikroelektronischer Bauelemente EDV-Industrie und Büro¬ maschinenbau 34% Kommunikationstechnik 20% Meß-, Steuer-und Regeltechnik 18% Unterhaltungselektronik 13% Haushalt- und Freizeitelektronik 11 % Autoelektronik 4% zitiert nach IPW-Berichte, Heft 10/1982, Seite 22 Mikroelektronik und die Rationalisierung Die zunehmende Rationalisierung bis hin zu automatisierten Fertigungs¬ systemen wurde vor allem durch die Entwicklung des Mikroprozessors mög¬ lich. Mikroelektronische Bauelemente sind durch den technischen Fort¬ schritt und das Überangebot auf dem kapitalistischen Markt heute so billig, daß im großen Umfang ohne Rücksicht auf Arbeitsplätze und soziales Ver¬ halten rationalisiert und automatisiert werden kann. Wenn der semantische Begriffsinhalt des Wortes Rationalisierung auch vernünftig bedeutet, so ver¬ steht der kapitalistische Unternehmer darunter keinesfalls ein vernünftiges Verhalten gegenüber dem «Sozialpartner». Im Gegenteil, die Demagogie der Unternehmer geht soweit, dem «Arbeitnehmer» die Schuld an der gegen¬ wärtigen Situation der Wirtschaft anzulasten. Weil er über die Gewerkschaft Lohnerhöhungen verlange und teilweise durchsetze, verschlechtere sich die Ertragslage der Betriebe, dadurch würden Rationalisierungsinvestitionen erforderlich, und letztlich würde die Arbeitslosigkeit davon größer. Somit würden sich nach Unternehmermeinung also die «Arbeitnehmer» die 22 Arbeitslosigkeit auf Grund ihres ungenügenden «WohlVerhaltens» selbst organisieren. Kein Wunder also, wenn die Unternehmer die erst mit der Mikroelektronik möglichen Roboter euphorisch begrüßen. Endlich haben sie den stumpfsinnigen Arbeiter (und viel mehr ist ein Roboter nicht!), der keine Gewerkschaft gründet, der keine sozialen Forderungen stellt und der immer «Wohlverhalten» zeigt, solange ihn das Wartungspersonal am Ar¬ beiten hält. Und vor seinem geistigen Auge sieht der Unternehmer schon seine menschenleere Fabrik, in der Roboter für ihn fleißig werkeln. * Die westlichen Futurologen malen ein vielseitiges Bild der Zukunft, es reicht vom Zweckoptimismus bis zum düsteren Untergang, wenn sie die Auswirkungen der Mikroelektronik einbeziehen. Zum Glück ist die Wirk¬ lichkeit konkreter. Die Mikroelektronik ist eine Herausforderung an die ge¬ samte Menschheit, weil diese den wissenschaftlich-technischen Fortschritt braucht, ln den sozialistischen Staaten nutzen wir die Mikroelektronik in erster Linie mit und für den Werktätigen, für den Ausbau unserer materiell- technischen Basis, für die Erfüllung der Hauptaufgabe. Im Mittelpunkt steht der Mensch, für dessen schöpferische Tätigkeit mehr Raum geschaffen wird. Unter kapitalistischen Verhältnissen verschärft die Anwendung der Mikro¬ elektronik die Widersprüche zwischen Arbeit und Kapital, vergrößert sie die unüberbrückbare Kluft zwischen Arbeiter und Unternehmer weiter. Bei der Anwendung der Mikroelektronik gleicht der Kapitalist «dem Hexen¬ meister, der die unterirdischen Gewalten nicht mehr zu beherrschen vermag, die er heraufbeschwor», heißt es im Kommunistischen Manifest! Literatur [1] Marx/Engels, Werke, Band 12, Berlin 1961, Seite 3ff [2] K.Marx, Das Kapital. Erster Band, ln: Marx/Engels, Werke, Band 23, Seite 465, Berlin 1962 [3] zitiert nach IPW-Berichte, Heft 4/1981, Seite 18 [4] Beitragsfolge zu Problemen der kapitalistischen Anwendung der Mikro¬ elektronik und informationsverarbeitender Technologien. In: IPW-Berichte, Heft 9/1980 bis Heft 4/1981 23 Leipziger Frühjahrsmesse 1983 Programmierte Effektivität durch Mikroelektronik Unter dem Thema Programmierte Effektivität durch Mikroelektronik stellte die Leipziger Frühjahrsmesse 1983 in allen technischen Angebotsbereichen heraus, welche Lösungen für die Anwendung der Mikroelektronik in inter¬ nationaler Breite gegenwärtig verfügbar sind. Damit reagierte Leipzig erneut auf aktuelle Entwicklungen von Wissenschaft und Technik. Für Konstruk¬ teure und Technologen, für Unternehmensleiter aller Wirtschaftsbereiche und technische Einkäufer ist die Auseinandersetzung mit den Möglich¬ keiten der Mikroelektronik und die Einbeziehung mikroelektronischer Lösungen in die eigene Tätigkeit eine Aufgabe von brennender Aktualität. Sowohl die Entscheidung über den Einsatz neuer Produktionsausrüstungen, die mit der Mikroelektronik eine höhere Leistungsfähigkeit sichern, als auch die Integration mikroelektronischer Lösungen in eigene Erzeugnisse und Leistungen erfordern gründliche Information und sorgfältige Entscheidung. Angesichts der großen Breite, mit der die Schlüsseltechnologie Mikro¬ elektronik auf die technische Entwicklung in allen Produktionszweigen ein¬ wirkt, war von vornherein die Zusammenfassung von Anwendungsbeispielen der Mikroelektronik -etwa in einer besonderenAngebotsgruppe der Messe¬ ausgeschlossen. Jeder Fachbesucher fand die ihn interessierenden Neuheiten in den seinem Fachgebiet entsprechenden Angebotsgruppen des Maschinen¬ baus und der Elektrotechnik/Elektronik. Mit einem speziellen Symbol als Blickfang machten die Aussteller auf ihre Beiträge zum Gesamtangebot der Mikroelektronik aufmerksam. Das Messeangebot veranschaulichte überzeugend, mit welchen Nutzungs¬ komponenten die Mikroelektronik die Leistungsfähigkeit von Ausrüstun¬ gen und Verfahren erhöht. Die Steigerung der Produktivität - Verringerung oder Einsparung menschlicher Arbeitskraft bei der Bedienung oder Über¬ wachung von Prozeßabläufen - wurde im Werkzeugmaschinenbau beson¬ ders deutlich sichtbar. Die Werkzeugmaschinenkombinate der DDR zeigten an 70% der ausgestellten Maschinen mikroelektronische Steuerungen. Einzelmaschinen, Fertigungszellen und Bearbeitungszentren sind durch automatische Steuerung in allen Achsen, durch Werkzeugmagazine, Werk¬ stückspeichereinrichtungen bzw. Roboterbeschickung auf bedienarmen Betrieb bzw. vollautomatische Produktion eingerichtet. Die Nutzung von Industrierobotern für die Automatisierung schwerer und gesundheitsschäd- 24 licher Arbeiten sowie zunehmend auch die automatisierte Montage demon¬ strierten besonders eindrucksvoll die Einsparung menschlicher Arbeitskraft unter Nutzung mikroelektronischer Steuerungstechnik. Eine spürbare Steigerung der Qualität und Präzision der Fertigung durch Einsatz der Mikroelektronik demonstrierte der Landmaschinenbau mit der Mähdrescherfamilie E512 , E514 und E516. Von der Lenkautomatik und Schnitthöhenverstellung bis zu einem Körnerverlustmeßgerät und weiteren Kontrolleinrichtungen werden an diesen Mähdreschern 19 Funktionen mikroelektronisch gesteuert, um hohe Ernteergebnisse zu sichern. Der Einsatz der Mikroelektronik zur Erhöhung der Sicherheit durch Aus¬ schaltung des «menschlichen Versagens» wurde im Messeangebot des VEB Schwermaschinenbaukombinat TAKRAF durch die mikroelektronische Lastmomentbegrenzung für Krane gezeigt. Durch Mikrorechner wird in jeder beliebigen Auslegerstellung das Überschreiten der zulässigen Belastung verhindert und damit jede Havarie ausgeschaltet. Von unübersehbarer Breite war selbstverständlich der Einsatz der Mikro¬ elektronik in der Elektrotechnik/Elektronik und Nachrichtentechnik, in der Meßtechnik und Datenverarbeitung, ln diesen Industriezweigen und den entsprechenden Messebranchen war schon in den vergangenen Jahren die mikroelektronische Lösung der Standard bei neuen Geräten und Aus¬ rüstungen. Das breite Angebot von Anwendungslösungen der Mikroelektronik und die große Vielfalt der Anwenderprobleme und Lösungsmöglichkeiten er¬ forderte Orientierungshilfen. Dementsprechend war das wissenschaftlich- technische Programm der Messe besonders auf diesen Schwerpunkt ge¬ richtet. Ein bedeutender Teil der rund 200 Fachvorträge der Leipziger Früh¬ jahrsmesse 1983 bot Information über Anwendung und Einsatzerfahrungen der Mikroelektronik. Zur Erhöhung der Übersichtlichkeit wurde das The¬ menangebot in Vortragsreihen gegliedert. Behandelt wurden solche Schwer¬ punkte wie Bauelemente und Baugruppen, Technologien in der Information und Kommunikation, Steuerungen und Industrierobotertechnik sowie An¬ triebssteuerungen für Be- und Verarbeitungsprozesse und auch mikro¬ elektronische Problemlösungen für Transport und Warenumschlag. In die¬ sen Vorträgen erläuterten Fachleute der ausstellenden Unternehmen An¬ wendungsmöglichkeiten und Nutzen der von ihnen angebotenen Systeme und geben damit wertvolle Hinweise für Kaufentscheidungen. Treffpunkt der Wissenschaftler und Forscher auf dem Gebiet der Mikro¬ elektronik war der wissenschaftliche Kongreß Effektive Rationalisierung und Automatisierung durch Mikroelektronik, der vom 14. bis 16. März in Leipzig Wissensstand und künftige Tendenzen der Mikroelektronik behandelte. Dieses internationale Wissenschaftlertreffen befaßte sich mit prinzipiellen Problemen und Erfahrungen der Entwicklung und des Einsatzes mikro¬ elektronischer Bauelemente und Baugruppen, mit Verfahrens- und ferti¬ gungstechnischen Problemen sowie neuen Erkenntnissen über die rationelle Erarbeitung von Systemunterlagen und Software und gab ohne Zweifel für die künftige Entwicklung auf diesem Gebiet wertvolle Impulse. 25 Bauelemente der Elektronik Im VEB Kombinat Mikroelektronik sind gegenwärtig 55000 qualifizierte und überaus engagierte Menschen unseres Landes in 23 Betrieben mit der Entwicklung und der Produktion von mikroelektronischen Bauelementen befaßt. Auf der Leipziger Frühjahrsmesse offerierte der VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) 165 Erzeugnisse, darunter etwa 60 Neu- und Weiter¬ entwicklungen. Zu diesen neuen Bauelementen gehören u.a. nachfolgend genannte bipolare Schaltkreise. A 301 V Initiatorschaltkreis für induktive Schlitz-, Näherungs- und Ringinitiatoren sowie für allgemeine Anwendung; kompatibel mit allen TTL-, DTL- und MOS-Systemen - neu im 8poligen DIL-Plastgehäuse; Vergleichstyp: TGA 205 A. A 3501 D Integrierte Video-Kombination für Farbfernsehempfänger; Vergleichstyp: TDA 3501. A 3510 D Integrierter PAL-Dekoder für den Einsatz in Farbfernsehempfängern; Ver¬ gleichstyp: TDA 3510. A 3520D Integrierter SECAM-Dekoder für Farbfernsehempfänger; Vergleichstyp: TDA 3520. B 304 D. B 305 D. B 306 D Integrierte Initiatorschaltkreise mit antivalenten Ausgangsstufen, einstell¬ barer Hysterese, interner Spannungsstabilisierung, Wärmeschutzschaltung und Programmierungseingängen; Vergleichstyp: Weiterentwicklung des TCA 205 A. B 315 D/E/K, B 360 D/E/K, B 380 D/E/K Integrierte Transistorarrays mit 4 npn-Transistoren ohne (1,3 W) und mit Kühlkörper (4 W), 15/60/80 V; Vergleichstypen: Q2T2222, TPQ 2222, TPQ 2221, CA 3725, Q2T3725. B 556 D Integrierter Zweifach-Zeitgeberschaltkreis mit universellem Einsatz; Ver¬ gleichstyp : LM 556. B 721 D Integrierter Vierfach-Präzisionsstromquellen-Schaltkreis für D/A-Wandler, TTL- und CMOS-kompatibel. B 4761 D, B 4765 D Kostengünstige universelle Vierfach-Operationsverstärker mit Darlington- Ausgang und interner Frequenzkompensation; B 4765 D mit erweitertem Temperaturbereich; Vergleichstyp: TAA 4761 A , TAA 4765 A. 26 D 121 D, E 121 D Integrierter bipolarer monostabiler Multivibratorschaltkreis ( E 121 D mit erweitertem Temperaturbereich); Vergleichstypen: SN 74 121 N, SN 121N. D 175 D, E 175 D Integrierter bistabiler 4-Bit-Verriegelungsschaltkreis (E 175 D mit er¬ weitertem Temperaturbereich); Vergleichstypen : SN 74 175 N, SN 84 175N. D 345 D, D 346 D, D 347 D, D 348 D Integrierte BCD-zu-7-Segment-Dekoder/Treiber mit regelbaren Konstant¬ stromausgängen. D 356 D, E 356 D Integrierte I 2 L-Zeitablauf-Steuerschaltkreise, Ableittypen der IS D 355 D/ E 355 D mit halbierter Ausgangsspannung. D 395 D Integrierter bipolarer Treiberschaltkreis für Schrittmotoren und Magnete, Weiterentwicklung des D 394 D. HFO-ISA-System Integrierte Schaltungsordnungen unter Verwendung von Si-Chips mit fester Elementeanordnung und variablem Verbindungsmuster zur Herstellung von Kundenwunschschaltungen mit kleinen Bedarfsgrößen. Integrierte Schaltkreise in Low-power-Sc/jorr^y-Technologie DL 014 D DL 037 D DL 038 D DL 040 D DL 090 D DL 093 D DL 112 D DL 123 D DL 132 D DL 192 D DL 193 D 6 Sclimitt-1 rigger-Inverter 4 NAND-Leistungsgatter mit je 2 Eingängen 4-fach-NAND-Buffer mit 2 Ein¬ gängen, offener Kollektor 2 NAND-Leistungsgatter mit je 4 Eingängen Dekadischer Zähler 4-Bit-Dualzähler Dual-negativ getriggertes JK-Flip- Flop 2fach rücksetzbarer Multivibrator 4fach Schmi »-Trigger, NAND- Gatter, 2 Eingänge Vor-/Rückwärts-Dekadischer Zähler mit separatem Vor-/Rückwärts-Takt Vor-/Rückwärts-binärer Zähler mit separatem Vor-/Rückwärts-Takt Vergleichstyp SN 74 LS 14 N SN 74 LS 37 N SN 74 LS 38 N SN 74 LS 40 N SN 74 LS 90 N SN 74 LS 93 N SN 74 LS 112 N SN 74 LS 123 N SN 74 LS 132 N SN 74 LS 192 N SN 74 LS 193 N 27 Integrierte Schot tA>-TTL-Interface-Schaltkreise Vergleichstyp DS 8205 D l-aus-8-Binärdekoder 18205 DS 8212 D 8-Bit-Bustreiber mit Speicher, Tri- state-Ausgangsstufen 18212 DS 8216 D 4-Bit-parallel-arbeitender bidirektio¬ naler Bustreiber, Tri-state-Ausgangs- stufen 18216 DS 8282 D 8-Bit-Bustreiber mit Speicher 18282 DS 8283 mit Tri-state-Ausgängen, DS 8282 D am Ausgang nichtinver¬ tierend, DS 8283 D invertierend 18283 DS 8286D 8-Bit-bidirektionale Bustreiber 18286 DS 8287 D mit Tri-state-Ausgängen, DS 8286 D nichtinvertierend, DS 8287 D inver¬ tierend 18287 Zu den neuentwickelten Transistoren und Dioden gehören SU 178, SU 179, SU 180 Silizium-npn-Leistungsschalttransistoren 35/60 W, 800... 1200 V, 5... 7,5 A für elektronische Leuchtstofflampen-Vorschaltgeräte. SY 356 Schnelle 3-A-Silizium-Gleichrichterdiode im Plastgehäuse für Sperrspan¬ nungen bis 1000 V zum vorrangigen Einsatz in Schaltnetzteilen mittlerer Leistung. B25C 275 Selen-Netzgleichrichter in Brückenschaltung 25 V/275 mA. Bei den unipolaren Schaltkreisen des VEB Funkwerk Erfurt gibt es nach¬ folgende Neuentwicklungen Zähler U 125 D Multivalent nutzbarer 4stelliger Zähler, der die elektromechanischen Zähler ablöst und somit eine Erhöhung der Zuverlässigkeit bewirkt. Der Schaltkreis enthält einen 4stelligen Zähler, der in seiner Zählweise umschaltbar ist. Diesem Zähler sind 2 Vorwahlschalter zugeordnet, deren Inhalt durch Koin¬ zidenzschaltungen mit dem aktuellen Zählerstand verglichen werden kann. Der Schaltkreis arbeitet im Multiplexbetrieb. Zählerfrequenz: 500 kHz Eingangslogik: - 2stellig und Lademöglichkeit, digital erzeugendes Laden, dekadenweises Zählen-Laden - Eingaberegister seriell, parallel - Vorwahlregister - Summen-Differenz-Eingang - Triggerschaltung 28 Ausgangslogik: - 2 voreinstellbare Speicher - 7 Segment (nicht direkt betreibbar), BCD-Ausgang - koinzidenter Ü-Vorzeichenausgang Sonderfunktion: - Vornullenunterdrückung - kleiner, größer, gleich - dezimale Zählerweise - programmierbarer Vorteiler 1 Hz, 1/60 Hz - als Uhr treibbar - 3 Zählerweisen möglich Unipolarer Zählerschaltkreis U 126 D Der MOS-Schaltkreis U 126 D ist ein in n-Kanal-Silicon-Gate-Techno- logie gefertigter 4stelliger Vor-/Rückwärtszähler im 40poligen DIL-Plast- gehäuse. Er stellt einen digitalen Schaltkreis mit Steuerteil und Zählerteil für den Einsatz in Service-Multimetern und Service-Zählern dar. Der Schalt¬ kreis enthält: - einen 4-Dekaden-Vor-/Rückwärtszähler (mit Speicher, Multiplexer, 7-Segment- und BCD-Dekoder sowie Polaritätsanzeige), - einen Steuerteil für DVM-Betrieb (mit Zeitsteuerung und Vor-/Rück- wärtssteuerung). U cc = 5 V ± 0,25 V; l cc = max. 40 mA. Infrarot-Fernbedienungs-Sender-Schaltkreis U 807 D Die Schaltung ist für die Erzeugung geeigneter Signale zur Befehlsüber¬ tragung mit Infrarotlicht ausgelegt. Als zusätzliche Betriebsart ist die dis¬ krete Befehlsübertragung (Lakcel-Bedienung) zum Empfängerschaltkreis U 806 D vorgesehen. Die jeweilige Funktionsart kann durch Anlegen ge¬ eigneter Logiksignale an die modusbestimmenden Eingänge programmiert werden. Weitere Eigenschaften: - Es können 2 x 64 Befehle übertragen werden (d. h. 64 Befehle je Startbit). - Bei senderseitiger Wahl des addressierenden Startbits können durch einen Sender zwei Empfangssysteme (z. B. Fernsehen und Rundfunk) aktiviert werden. - Zur Befehlsübertragung werden pulsabstandsmodulierte 7-Bit-Worte seriell ausgegeben. - Geringer Stromverbrauch sowie sicherer Betrieb im Bereich 7 bis 10 V. - 24poliges DIL-Plastgehäuse; 2,54 mm Raster; 15 mm Reihenabstand. Infrarot-Fernbedienungs-Empfänger-Schaltkreis U 806 D Der Empfängerschaltkreis ist Teil eines Fernbedienungssystems, das die direkte Befehlsübertragung von 2 x 64 Befehlen ermöglicht. Er gestattet durch spezielle Schaltungsmaßnahmen eine hohe Störsicherheit. Die Ein¬ gänge von 31 Befehlen sind über eine diodencodierte 5-Bit-Schnittstelle am Schaltkreis direkt möglich (Bedienung am Gerät). 4 Analogfunktionen werden als veränderliches Tastverhältnis einer Frequenz ausgegeben. Der 29 ■ümüJ frYfiT Programmierte Effektivität durch Mikroelektronik / 19 m 83 Schaltkreis kann einen 4-Bit-Programmspeicher ansteuern. Es ist die Aus¬ gabe eines seriellen Datenbusses möglich, wodurch sich eine weitere Befehls¬ verarbeitung in anderen Systemen ermöglichen läßt. 24poliges DIL-Plast- gehäuse im 2,54-mm-Raster und 15 mm Reihenabstand. Doppel-MOS-Transistor SMY 62 Dieser Transistor dient der Realisierbarkeit der Elektronik für die Spiegel¬ reflexkamera B 201. Der Typ SMY 62 ist ein p-Kanal-MOS-Doppeltran- sistor vom Verarmungstyp ohne Gateschutzdiode im 8poligen «Flat-pack»- Gehäuse. Die Funktionen des Eingangstransistors im Rahmen der gesam¬ ten Kameraelektronik bestehen darin, den durch die Umwelthelligkeit in der Fotodiode der Kamera erzeugten Strom im Bereich von Pikoampere (Auf¬ nahme in dunklen Räumen) bis Milliampere (Aufnahme bei hoher Umwelt¬ helligkeit) mit hoher Linearität an den bipolaren Analogverstärkerschalt¬ kreis anzupassen; P.o, = 0,1 W; Uns — 6 V; /gss = 0,5 pA. Zu den neuen optoelektronischen Bauelementen des VEB Werk für Fern¬ sehelektronik Berlin zählen: Leuchtdioden Rot-, grün-, gelb- und orangeleuchtende Lichtemitterdioden auf Festkörper¬ basis in Allplastverkappung. Die Dioden sind für den Einsatz als Anzeige- und Kontrollelemente vorgesehen. Durch unterschiedliche Abmessungen und Bauformen lassen sie sich für vielfältige Anwendungen als Einzeldioden, in Zeilen und in Matrizen verwenden. Das Typenprogramm wurde durch die Dreieckdioden VQA ...49 erweitert. SP 105 Implantierte Si-Sensorzelle mit eingeschlossenem Glasfilter. Die Sensorzelle wird als Fotodetektor für elektrisch gesteuerte Kameras eingesetzt und ent¬ spricht in Bauform und Parametern höchsten Anforderungen elektronischer Innenlichtmessung. VQE 11, VQE 12, VQE 13, VQE 14 VQE 21, VQE 22, VQE 23, VQE 24 Rot- oder grünleuchtende Lichtschachtbauelemente mit Diodenchips auf Festkörperbasis. Die Bauelemente sind 2stellige 7-Segment-Anzeigen zur Darstellung von Ziffern oder einigen mathematischen Zeichen. Sie werden als Anzeigelemente in elektronischen Geräten eingesetzt. MB 125 Der Reflexkoppler in Miniaturbauweise MB 125 wurde speziell für die Unterhaltungs- und Industrieelektronik entwickelt. Er wird z.B. als End- 30 Bild 1 Leuchtdioden in unterschiedlichen Ausführungsformen ( VEB Werk für F er ns e hei ektronik Berl in ) Bild 2 Silizium-Sensorzelle SP 105, die als Fotodetektor verwendet wird ( VEB Werk für Fernsehelektronik Berlin) Bild 3 Reßex-Optokoppler MB 125 fiir die Uhterhaltungs- und Industrieelek¬ tronik (VEB Werk fiir Fernsehelektronik Berlin) abschalter, für die Drehzahlüberwachung oder ,als Fühlerelement in Be¬ wegungsgebern unterschiedlichster Art eingesetzt. VQ 121, SP 212 VQ 123, SP 213 GaAs-Infrarotemitterdioden und Si-npn-Planar-Fototransistoren, die in Bauform und Parametern aufeinander abgestimmt sind. Sie sind für den Aufbau von Lichtschranken in Erzeugnissen der Spielwarenindustrie, der Unterhaltungselektronik und der Industrieelektronik vorgesehen. Ihre Bau¬ formen gestatten den Aufbau von Zeilen und Matrizen. Aus dem VEB Zentrum für Forschung und Technologie Mikroelektronik Dresden kommen nachfolgende neue Schaltkreise. ScAw/tf-Trigger-Schaltkreis U 4093 D Der Schaltkreis U 4093 D enthält 4 NAND-Gatter mit je 2 Eingängen mit 5c/;/w7/-Trigger-Verhalten und wird in CMOS-SGT-Technologie hergestellt. Der Schaltkreis ist für den Einsatz in der Steuerungstechnik vorgesehen. Betriebsspannung: 3 bis 15 V Treiber-Schaltkreis U 4009$ D Der Schaltkreis U 40 098 D enthält 6 invertierende Treiberstufen mit Tristate- Ausgängen und wird in CMOS-SGT-Technologie hergestellt. Der Schalt¬ kreis ist für den Einsatz in der Steuerungstechnik vorgesehen. Betriebs¬ spannung: 3 bis 15 V Dekoder-Schaltkreis U 40511 D Der Schaltkreis U 40511 D enthält einen BCD-zu-7-Segment-Dekoder mit Zwischenspeicher und wird in CMOS-SGT-Technologie hergestellt. Mit der Hexadezimalanzeige können außer den Ziffern 0 bis 9 auch die Buch¬ staben A, B, C, D, E und F angezeigt werden. Betriebsspannung: 3 bis 15 V. Statischer Schreib-Lese-Speicher U 214 D Der Schaltkreis U 214 D ist ein hochintegrierter statischer Schreib-Lese- Speicher (RAM) mit wahlfreiem Zugriff. Er ist in der Form 1024 Werte zu je 4 Bit organisiert. Der Schaltkreis wird in n-Kanal-Gate-Technologie ge¬ fertigt. Zugriffszeiten: 450 ns, 300 ns, 200 ns Signalpegel: TTL-kompatibel Automatische Leistungsreduzierung im nichtausgewählten Zustand. Versorgungsspannung: 5 V. 18poliges DIL-Gehäuse. Festwertspeicher-Schaltkreis U 555 C (EPROM) Der Schaltkreis U 555 C ist ein elektrisch programmierbarer, UV-löschbarer Festwertspeicher in n-Kanal-Silizium-Gate-Technologie mit einer Speicher¬ kapazität von 8 kbit. Er ist in der Form 1 k x 8 Bit organisiert. Zur Auswahl der 1-k-Adressen stehen 10 Adresseneingänge zur Verfügung. Alle Ein- und Ausgänge sind TTL-kompatibel. Zugriffszeit: 450 ns (getaktet). 32 Statischer Lese-Schreib-Speicher U 215 D Der Schaltkreis U 215 D ist ein hochintegrierter statischer Lese-Schreib- Speicher (RAM) mit wahlfreiem Zugriff. Er ist in der Form 1024 x 1 Bit organisiert. Der Schaltkreis wird in n-Kanal-Gate/ED-Technologie ge¬ fertigt. Zugriffszeit: 95 ns. Ein- und Ausgänge sind TTL-kompatibel. Betriebsspannung: U cc = 5 V. Treiber-Schaltkreis U 4050 D Der Schaltkreis enthält 6 nichtinvertierende Treiber/Pegelumsetzstufen und wird in CMOS-SGT-Technologie hergestellt. Der Schaltkreis ist für den Ein¬ satz in der Steuerungstechnik vorgesehen. Neben den bereits bewährten elektronischen Taschenrechnern MR 511, MR 610, MR 609, MR 4110, MR 412, MR 411 zeigte der VEB Mikro¬ elektronik Wilhelm Pieck Mühlhausen 2 Neuentwicklungen. MR 510 Das ist ein leistungsfähiger 4-Spezies-Taschenrechner mit Zusatzfunktionen und Speicher. Sein Gebrauchswert, seine äußeren Abmessungen (Scheck¬ kartengröße) sowie seine Form und Gestaltung entsprechen dem inter¬ nationalen Spitzenniveau in seiner Kategorie. Bild 4 Der Taschenrechner MR 510 im Scheck¬ kartenformat ist ein 4-Spezies-Rechner mit Zusatzfunktionen und Speicher ( VEB Mikro¬ elektronik Wilhelm Pieck Miihl hausen) 3 Schubert, Eljabu 84 33 MR 6090 Das ist ein wissenschaftlich-technischer Taschenrechner, 4 Spezies, Kon¬ stantenrechnung, Speicherfunktionen, wissenschaftlich-technische Zusatz¬ funktionen, trigonometrische Funktionen und Logarithmen. Durch den Einsatz von R6- Zellen als Stromversorgung läßt sich ein kostengünstiger Betrieb ermöglichen. Die Formgebung ist dem internationalen Standard angepaßt. Die Schrägstellung des Rechners führt zu einem nicht ermüdenden Arbeiten und bietet gute Ablesebedingungen. Rundfunk und Fernsehen Im Mittelpunkt des Angebots stehen eine Reihe von Neu- und Weiter¬ entwicklungen, ergänzt durch bekannte Spitzenerzeugnisse. Mit diesen Ge¬ räten demonstriert überzeugend der VEB Kombinat Rundfunk und Fern¬ sehen den Einsatz moderner Bauelemente der Mikro- und Optoelektronik. Zu den neuen Farbfernsehempfängern des VEB Fernsehgerätewerke Friedrich Engels Staßfurt gehört der Colorett 4006. Es handelt sich um ein Basisgerät für modifizierte Exportvarianten und ist mit einer 56-cm-Inline- Farbbildröhre (in 110°-Technik) ausgestattet. Diese bereits herstellerseitig mit seinen Ablenkmitteln und entsprechenden Korrektureinrichtungen vor¬ eingestellte Röhre sichert somit hinreichende Konvergenz- und Farbrein¬ heitseigenschaften. An das Bildröhrenkonzept harmonisch angepaßt ist ein gjt; *» Bild 5 Ein neues Basisgerät für Exportvarianten ist der Farbfernsehempfänger Colorett 4006 ( VEB Fernsehgeräte Friedrich Engels Staßfurt) 34 Bild 6 Der neue Farbfernsehempfänger Novatron 6000/1 hat eine 61-cm-Loch- tnaskenbildrähre in 90°-Delra-Teclmik (VEB Fernsehgerätewerke Fried¬ rich Engels Staßfurt) Vollplastfrontrahmen im modernen Design und ein Gehäusekorpus in Soft-line-Ausführung. Vollplastfrontrahmen und Korpus gestatten unter¬ schiedliche Varianten der Ausführung und entsprechende Kombinationen. Das Gerät verfügt über Dreheinsteller und Drucktasten ohne Fernbedie¬ nung. Hierzu sind die vorwiegend zu benutzenden Bedienelemente wie Ein¬ steller für Helligkeit und Lautstärke sowie Drucktasten zur Programm¬ schaltung im Bedienfeld sichtbar nach außen geführt. Unter einer schwenk¬ baren Zierklappe befinden sich die Einstellelemente zur Voreinstellung, wie Senderspeicher mit Abstimmeinstellern, Bandumschaltern sowie Einsteller für Kontrast, Farbe und Klang. Eine «AFC»-Taste ist ebenfalls hinter der genannten Zierklappe verdeckt angebracht. Sie kann nach erfolgter Pro¬ grammierung gedrückt werden, so daß die Sender bei Betrieb des Geräts und bei der Programmumschaltung jeweils konstant abgestimmt bleiben. Ebenfalls frontseitig, unter einer weiteren Zierabdeckung, befinden sich Anschlußbuchsen für Magnettonband und Kopfhörer sowie eine Taste zur Tonabschaltung. Dazu wurden 3 Gerätetypen einer neuen Grundkonzeption in der be¬ währten 90°-Delta-Technik vorgestellt, und zwar: Novamat 4004/5 61-cm-Lochmaskenbildröbre, neues Empfangsteil, frei wählbarer öfach- Speicher, neues Chassis, Transformatornetzteil, MTC, FH, AV-Anschluß- teil. 35 Bild 8 Gefällig im Design ist der neue Mono-Heimsuper Strelasund (VEB ROBOT RON-Vertrieb Stralsund) 36 Novatron 6000/1 61-cm-Lochmaskenbildröhre, Empfangsteil mit ZDA-Modul, frei wähl¬ barer 8fach-Speicher mit Kurzhub-Tipptasten, neues Chassis, Niedervolt¬ schaltnetzteil, MTG-, FH-AV-Anschluß. Novamat 6006/7 61-cm-Lochmaskenbildröhre, neues Empfangsteil, Tuner und NF-Modul, frei wählbarer 6fach-Speicher, neues Chassis, Niedervoltschaltnetzteil, MTG, FH, AV-Anschluß. In der Erzeugnislinie Hörrundfunkempfangstechnik zeigte der VEB Stern-Radio Sonneberg als Neuheit das HiFi-Minikomponentensystem S 3000. Es besteht aus den Komponenten Stereoverstärker (2 x 20 VA), Rundfunktuner mit LED-Anzeige, Kassettenteil (logikgesteuertes Tipp¬ tastenlaufwerk, 2-Motoren-Prinzip, LED-Aussteuerungsanzeige, Band¬ längenzählwerk, gedämpfter Kassettenlift). Das Werk Stralsund des VEB ROBOTRON-Vertrieb Berlin liefert den neuen Monoheimempfänger Strelasund 1022. Die Wellenbereiche sind UKW/MW/KW (49-m-Band), die NF-Ausgangsleistung ist 3 VA. Bei den Radiorekordern und den Reiseempfängern wurde das derzeit in Produktion befindliche Sortiment gezeigt. Mit der Bezeichnung Stereo- Kassettenrekorder SKR 501 wird eine Weiterentwicklung des SKR 500 ge¬ kennzeichnet, bei der das neue Laufwerk L W 610 , eine gedämpfte Kassetten¬ klappe und LED-Anzeigeketten eingesetzt sind. Neu ist aus dem VEB Nachrichtenelektronik Greifswald ein flacher MW-Taschensuper in Ein- Chip-Ausführung (69 mm x 155 mm x 27 mm). Bild 9 Im flachen Miniformat präsentiert sich derneue M W- Taschenempfän¬ ger G 1000 ( VEB Nachrichtenelektronik Greifswald) 37 Bild 10 Sehr flach gehalten ist der neue Phonoautomat SP 3000 ( VEB Phono- technik Pirna/Zittan) Mehrere Neu- bzw. Weiterentwicklungen bei Phonogeräten zeigte der VEB Phonotechnik Pirna/Zittau. Der HiFi-Phonoautomat SP 3000 ist ein vollautomatisches Gerät, passend zur Minikomponentenanlage 5 3000. Das Gerät hat ein optisch äußerst flach wirkendes Gehäuse, das in seiner Metallic- Lackierung mit geschliffener Frontblende aus Alu-Profil sehr dekorativ wirkt. Ein relativ großer Alu-Plattenteller mit präzisionsgedrehter Außen¬ kontur gewährleistet eine vollflächige Auflage von Langspielplatten. Der dekorative Lineartragarm (Al-Rohr) ermöglicht den Einsatz international üblicher magnetischer Abtastsysteme mit 1 / 2 -Zoll-Befestigung. Ab Werk wird das Gerät mit dem HiFi-Abtastsystem MS 27 SD ausgerüstet. Ein elektronisch gesteuerter Synchronmotor bewirkt über eine flache Antriebspese einen guten Gleichlauf und eine rumpelarme Drehmoment- Bild 11 Gestalterisch verbessert und mit neuem Verstär¬ kerteil versehen ist die Phonoanlage Concert 2030 ( VEB Phono¬ technik Pirna/Zittau) 38 Bild 13 Wesentlich günstigere Konstruktionsnierkmale weist die neue Stereo¬ anlage Serenade M A 523 auf (VEB Phonotechnik Pirna/Zittau) Übertragung auf den Antriebsteller. Das Gerät hat 2 Drehzahlen (33 und 45), die über die kombinierte Bedienfunktion Drehzahlwahl/Start programmiert werden. Hierbei wird gleichzeitig der Aufsetzpunkt desTragarms vorgewählt, was die Bedienung wesentlich vereinfacht. Die gewählte Drehzahl wird durch entsprechende LED-Anzeigen sichtbar gemacht. 39 Die Stereoanlage Concert 2030 ist eine weiterentwickelte Variante des Concert 2000 , bei der der Schaltkreis MDA 2020 durch den A 2030 D ab¬ gelöst wurde (2x13 VA). Weiterentwicklungen sind auch die Stereoanlagen Combo 923 und Serenade MA 523 , die eine Ausgangsleistung von 2 x 4 VA (A 210 D) haben. Obering. Karl-Heinz Schubert ELEKTRONIK-SPLITTER Transistor-Dipmeter Das Dipmeter hat gegenüber dem Absorptionsfrequenzmesser den Vorteil, daß auch bei nichterregten Schwingkreisen die Resonanzfrequenz bestimmbar ist. Allerdings erfordert das Dipmeter einen größeren schaltungstechnischen Auf¬ wand. Der untenstehende Stromlaufplan zeigt ein einfaches Transistor-Dip¬ meter, das aus einer Oszillatorstufe und einer Anzeigestufe für die Schwingspan¬ nung besteht. Als Halbleiterbauelemente eignen sich GF181/GT 322 (VT1), GC 116 (VT2), GA 100 (VDl). Mit S2 kann der Oszillator abgeschaltet werden, so daß das Dipmeter als Absorptionsfrequenzmesser arbeitet. Die Anzeige¬ empfindlichkeit wird mit dem Potentiometer R geregelt. Bei niedrigen Frequenz¬ bereichen sollte man den gestrichelt gezeichneten Kondensator vorsehen, damit der Oszillator sicher schwingt. Als Spulenkörper eignet sich Plastrohr (20 mm Durchmesser), das man auf geeignete Stecker klebt. Mit Steckspulen ist dann der Frequenzbandwechsel vorzunehmen. Die Tabelle enthält Angaben zu den Frequenzbereichen und die Spulendaten. K.H.S. [1] -, Schule des Funkamateurs, Amaterske Radio, Heft 9/1973, Seite 351 40 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Die Anfänge der Arbeiter-Radio-Bewegung in Deutschland ln der Medienlandschaft der BRD spielen Rundfunk und Fernsehen auf Grund ihres umfassenden Einflusses auf die Bevölkerung eine überaus wichtige Rolle. Diese Medien werden in der Form von öffentlich-rechtlichen Anstalten betrie¬ ben, wobei eine minimale Chance für die Vertretung von gesellschaftlichen Inter¬ essengegenwärtig noch vorhanden ist. Von einer Minimalchance muß man des¬ halb sprechen, weil im Laufe der Zeit die Vertreter von Kapital und Staat das öffentlich-rechtliche Prinzip zu ihren Gunsten ausgehöhlt haben. An den aus¬ gestrahlten Programmen und den daraus resultierenden Wirkungen läßt sich das unschwer erkennen. Gegenwärtig ist man jedoch zum Generalangriff auf das öffentlich-rechtliche Prinzip angetreten, um diese Medien zu kommerzialisieren (Kabelfernsehen). Das bedeutet, aus dem Informationsbedürfnis der Menschen ein lukratives Geschäft zu machen, das sich allein am privatkapitalistischen Profitstreben orientiert, wobei dann die gesellschaftlichen Interessen auf der Strecke bleiben. Die CDU/CSU und die EDP sind eifrige Verfechter des kommerziellen Fernsehens, die SPD zeigt eine eher versöhnlerisch zu nennende Haltung. Zur Verteidigung des öffentlich-rechtlichen Prinzips, als dem klei¬ neren Übel, sind eigentlich nur die DKP und die Gewerkschaften angetreten. Eine solche Konstellation ist nicht neu, diese gab es schon in der Weimarer Republik, als der Rundfunk in die Medienwelt eintrat. Der 29,Oktober 1923 kennzeichnet den Beginn des Rundfunks in Deutsch¬ land, als vom Berliner Vox-Haus um 20.00 Uhr die erste Ausstrahlung eines Konzerts begann. Schon wenige Wochen danach organisierten sich in eini¬ gen Großstädten Arbeiter-Radio-Klubs, die von Anfang an zwei Ziele ver¬ folgten. Das war einmal die Beschäftigung mit der sich stürmisch entwickeln¬ den Radiotechnik. Zum anderen ging es vor allem darum, durch politische Arbeit Einfluß darauf zu gewinnen, daß das neue Medium auch die gesell¬ schaftlichen Interessen der Arbeiterklasse berücksichtigt. Solche Zielstellun¬ gen waren mit den damals schon bestehenden bürgerlichen Funkvereinen nicht zu erreichen, deshalb orientierte man auf eine eigene Organisation. So wurden am 10.April 1924 die Satzungen des Arbeiter-Radio-Klubs e.V. (ARK) angenommen und die Eintragung in das Vereinsregister vollzogen. Aus dem nachfolgenden Auszug aus den Satzungen sind diese Zielstellungen erkennbar: 41 1 Der Arbeiter-Radio-Klub e.V. hat seinen Sitz in Berlin und bezweckt: a) den Zusammenschluß aller am Radiowesen Interessierten aus den Kreisen der werktätigen Bevölkerung, in Deutschland und im Auslande, gegebenenfalls durch Bildung von Ortsgruppen; b) das Verständnis für die Radiotechnik zu wecken und zu fördern; c) die Errungenschaften des Radiowesens in den Dienst der Kultur¬ bewegung der Arbeiterschaft zu stellen; d) den Mitgliedern die praktische Betätigung auf dem Gebiete der Radio¬ technik zu ermöglichen und zu erleichtern; e) Einwirkung auf die das Radiowesen berührende Gesetzgebung; f) die Herausgabe eigener gemeinverständlicher Organe und Schriften; g) Fühlungnahme mit anderen Vereinen. Der Verein verfolgt weder einen auf Gewinn abzielenden Geschäftsbetrieb noch politische Zwecke.» (Der Schlußsatz war eine Forderung des aus der Kaiserzeit stammenden Vereinsgesetzes!) Der Start der Arbeiter-Radio-Bewegung in Deutschland war von Anfang an schwierig, da die staatserhaltenden Organe alle möglichen Behinderungs¬ maßnahmen konsequent ausnutzten. Viele Mitglieder des ARK waren arbeitslos, deshalb erlebte das Presseorgan des ARK Arbeiter-Funk 1924 nur zwei Ausgaben. In das Deutsche Funkkartell, die Dachorganisation der Funkvereine, wurde der ARK nicht aufgenommen, so daß Privilegien und behördliche Unterstützung entfielen. Zu den Privilegien gehörte die Prü¬ fungsberechtigung für die Audion-Versuchserlaubnis , die man damals brauchte, um einen Röhrenempfänger mit Rückkopplung überhaupt be¬ treiben zu dürfen. Die Verweigerung der Berechtigung für den ARK trug dazu bei, daß er sich in dieser Frage stärker engagierte und so mit dazu beitrug, daß im Herbst 1925 die 25,- M kostende Audion-Versuchserlaubnis abgeschaflft wurde. An Stelle der behördlichen Unterstützung erlebte der ARK vorwiegend behördliche Schikane, vor allem durch das Reichs- kommissariat zur Überwachung der öffentlichen Ordnung. In unseren heutigen Staatsarchiven sind mehrere dicke Aktenordner dafür Beweis. Anfangs ver¬ suchte die Polizei die ARK-Mitglieder zu erfassen und zu überwachen. Aber mit der schnell zunehmenden Mitgliederzahl des ARK war das nicht mehr zu realisieren. Sicher waren anfangs die ARK-Mitglieder vor allem an der Beschäftigung mit der Radiotechnik interessiert. Empfangsgeräte waren für die damaligen Verhältnisse teuer, viele Mitglieder waren arbeitslos, wollten sich solche Geräte selbst auf bauen. Bekannte Wissenschaftler wie Manfred von Ardenne, Dr. Eugen Nes per und Georg Graf von Arco unterstützten in der technischen Schulungsarbeit den ARK. In kulturpolitischen und politischen Diskussio¬ nen der aus Sozialdemokraten, Kommunisten und Parteilosen bestehenden Mitglieder prallten die Meinungen oft hart aufeinander. Aber die fort¬ währenden Schikanen seitens der Behörden und der immer besser erkenn¬ bare Klassencharakter des deutschen Rundfunks entwickelten das Soli- 42 Bild 1 1927 - in einem märkischen Städtchen werben Propagandawagen fiir den Rundfunk daritätsgefühl unter den ARK-Mitgliedern. Der Begründer des ARK, Erich Heintze, der langjährige erste Vorsitzende, Wilhelm Hoffmann, und das Vorstandsmitglied, Ewald Blatt, waren Mitglieder der jungen Kommu¬ nistischen Partei Deutschlands. Die erste Reichskonferenz des ARK tagte am 28. und 29. Mai 1925 in Berlin. Im Mittelpunkt standen die demokratischen Forderungen zur Mit¬ bestimmung am Rundfunkprogramm. Unter anderem wurde auch ein Mani¬ fest für die Gründung einer Arbeiter-Radio-Internalionale verabschiedet. Unterstützt wurden die politischen Forderungen des ARK vor allem durch die KPD, die es ihren Mitgliedern zur Pflicht machte, in den Massenorgani¬ sationen der Arbeiterklasse mitzuarbeiten. Die 2. Reichskonferenz des ARK wurde am 6. und 7. März 1926 ebenfalls in Berlin abgehalten. Als Gast¬ delegierten begrüßten die Teilnehmer den Genossen Wostriakow von der Organisationdersowjetischen Funkfreunde. Wie dem Vorwärts vom 9.3.1926, Abendausgabe, zu entnehmen ist, schloß die 2. Reichskonferenz mit einem Appell an die werktätigen Rundfunkhörer, den nationalen und internatio¬ nalen Kampf um das Recht der Mitbestimmung an der Programmgestaltung «geschlossen und mit Nachdruck zu führen». Die Mitgliederzahlen des ARK entwickelten sich nach oben, und man schätzt heute, daß es mehrere Zehntausend Mitglieder im ARK gab. So konnte am 3.April 1926 das neue Organ des ARK Der Neue Rundfunk (Funkzeitschrift des schaffenden Volkes mit «Bastelmeister» und Mit¬ teilungen des ARK) erscheinen. 43 Zur Situation des damaligen Rundfunks in Deutschland muß man wissen, daß die Sender von regionalen Aktiengesellschaften betrieben wurden, Aktionäre waren das deutsche Großkapital und die Deutsche Reichspost. Das hatte natürlich Folgen auf eine entsprechende Programmgestaltung, zu¬ mal eine parlamentarische Kontrolle völlig fehlte. Mit der Gründung der Reichs-Rundfunk-GesellSchaft m.b.H. (RRG) am 15. Mai 1925, an der die Deutsche Reichspost mit 51 % beteiligt war, wurde dieser Zustand gefestigt. Der staatliche Einfluß unter Umgehung des Parlaments wurde gesichert durch die neugeschaffene Stelle eines Reichsrundfunkkommissars, der zu¬ gleich Leiter der RRG war. ln dieses Amt berufen wurde am l.Juni 1926 Dr.h.c. Hans Bredow. Dieser redselige ehemalige Telefunkendirektor und Post-Staatssekretär, der sich selbst gern «Vater des Rundfunks» titulierte, vertrat konsequent die Interessen von Kapital und Staat, im Grunde kon¬ struierte er einen staatsmonopolistischen Rundfunk. Weil ihn die Nazis am 15.2.1933 entließen, wird er von der bürgerlichen Geschichtsschreibung gern als großer Demokrat angesehen, der er aber weder von seiner Haltung und schon gar nicht von seiner Gesinnung her war. Die westdeutschen Funk¬ medien sehen in ihm den Verfechter des «unpolitischen» Rundfunks und verweisen stolz auf ihren «öffentlich-rechtlichen» Status. Während die KPD nach Bildung des Thälmannschen Zentralkomitees sich verstärkt dem Geschehen um den Rundfunk zuwendete, seit 1925 erschienen regelmäßig dazu Beiträge in Die Rote Fahne, hat die weitaus einflußreichere SPD nur sehr wenig unternommen, um sich in Fragen «Rundfunk» zu engagieren. So hat das Verhalten der SPD dazu beigetragen, daß vom Rund¬ funk des H.Bredow zum Nazi-Rundfunk Goebbelsscher Prägung ein fast nahtloser Übergang möglich war. Das reformistische Verhalten der SPD wurde vor allem auf der 3. und 4.Reichskonferenz des ARK deutlich, nach denen es der SPD gelang, die Arbeiter-Radio-Bewegung zu spalten. Bereits auf dem Kieler Parteitag der SPD 1927 sprach man herabsetzend von der «Kleintierzucht, Schreber¬ gärtnerei und Radiobastelei», die, als den Klassenkampf hemmend, aus¬ geschaltet werden müßten! Für die rechten SPD-Führer sah aber der Klas¬ senkampf so aus: Unbeirrt und durch nichts abgehalten sollten die ein¬ fachen SPD-Mitglieder unentwegt tätig sein, damit bei Wahlen möglichst viele Mandate gewonnen und dadurch einflußreiche Stellen erobert werden. Nur auf diese Weise könne man die sozialen Forderungen der Massen durch¬ setzen. ln der Zeitschrift Kulturwille, dem Organ des Sozialistischen Kultur¬ bundes der SPD, orientierte man den ARK durch den rechten SPD-Führer A.Crispien so: «Der Arbeiter-Radioklub hat seine Verdienste vornehmlich um die technische Schulung seiner Mitglieder. Es kann aber nicht seine eigentliche Aufgabe sein, die gesamten Kulturinteressen aller Organisationen der Arbeiterklasse zu vertreten» (Heft 2/1927, Seite 27). In richtiger Erkenntnis der Lage und der gegebenen Möglichkeiten kom¬ mentierte Die Rote Fahne (3.1.1928, Nr. 3, Beilage «Die Großmacht Rund¬ funk»): «Wir wissen, daß wir wirklich proletarische Programme erst dann senden 44 können, wenn das Proletariat die Staatsmacht erobert hat. Kulturfragen sind Machtfragen. Aber schon heute - im Kapitalismus - muß es uns gelingen, bestimmte Forderungen durchzusetzen. Um das zu erreichen, müssen die Arbeiter¬ hörer und darüber hinaus die gesamte Arbeiterschaft, die Parteien, die Ge¬ werkschaften (die in den letzten Jahren in unglaublicher Ignoranz die reak¬ tionärsten Rundfunkprogramme gut und schön fanden) und die Kultur¬ organisationen zwingen, der Großmacht Funk mehr Aufmerksamkeit zu schenken, als bisher. Der Kampf um den Rundfunk muß schon heute be¬ ginnen.» Die kameradschaftliche Zusammenarbeit und der Einheitsfrontcharakter des Arbeiter-Radio-Klubs blieben so lange bestehen, wie Kommunisten ent¬ scheidend im Vorstand mitwirkten. In Vorbereitung der 3. Reichskonferenz des ARK im März 1927 wurde durch die rechten SPD-Führer von der SPD- Fraktion des ARK eine Taktik ausgearbeitet, um den revolutionären Ein¬ fluß im ARK zurückzudrängen. Mit zwei Stimmen Mehrheit konnten sich die Reformisten der SPD durchsetzen, indem sie den Delegierten nach dem Munde redeten, aber eine andere Politik verfolgten. Im Ergebnis der 3. Reichstagung des ARK wurde die Mehrzahl der fortschrittlichen Funk¬ tionäre aus der Leitung entfernt, die Annahme von politisch-kämpferischen Anträgen verhindert und schließlich der Arbeiter-Radio-Klub umbenannt in Arbeiter-Radio-Bund Deutschlands e. V. (ARBD). Die Zeitschrift erhielt den Namen Arbeiterfunk - Der Neue Rundfunk. In den Jahren 1927/28 wurde die reformistische Politik des ARBD fort¬ gesetzt und die Vertreibung der revolutionären Kräfte aus dem ARBD vor¬ bereitet. Das zeigte sehr deutlich die 4. Reichskonferenz im September 1928, bei der mit Spesengeldern aus der SPD-Kasse und Schein-Ortsgruppen die reformistische Mehrheit manipuliert wurde. Übrigens setzte die SPD ihre 1 1 1 [E 1 Eli IM IE ! J IEI IE HO Eil DrriziEu.es organ des Arbeiter . radio . euNoes Deutschlands e. v MIT DEN BeiLAOCN: DER BftSTILMKISTIR De neue musik / das neue'theater / der neue film / der neue spo»t mammrns MBUK, 3. MXHIST IMS MUST 32 Bild 2 Titelkopf der vom Arbeiter-Radio-Bund Deutschlands e. V. heraus- gegebenen Zeitschrift , die wöchentlich erschien 45 reformistische Spalterpolitik auch in anderen Arbeiterorganisationen durch, so u.a. im Allgemeinen Deutschen Gewerkschaftsbund, im Arbeiter-Turn- und Sportbund, bei den Freidenkern und bei den Arbeitersängern. Ein Jahr nach der 4. Reichskonferenz des ARBD war es dann soweit. Am 16.6.1929 wurden die fortschrittlichen und revolutionären Mitglieder durch den Beschluß einer erweiterten Bundesvorstandssitzung aus dem ARBD ausgeschlossen. Damit gelangte der ARBD völlig in den Sog der klassen¬ versöhnlerischen Politik der rechten SPD-Führer und verlor zunehmend an Bedeutung in den Klassenkämpfen der Jahre bis 1933. Die im Arbeiter- Radio-Klub begonnene revolutionäre Politik der deutschen Arbeiter-Radio- Bewegung wurde mit dem am 11. September 1929 gegründeten Freien Radio- Bund Deutschlands (FRBD) fortgeführt. Literatur H.Mrowetz, Aus der Geschichte des Arbeiter-Radio-Bundes. FUNK¬ AMATEUR, Heft 5/1962 bis Heft 9/1962 E.Zeisler, Der Rundfunk dem Volke! FUNKAMATEUR, Heft 7/1979 bis Heft 1/1980. U.Brurein, Zur Geschichte der Arbeiter-Radiobewegung in Deutschland. Bei¬ träge zur Geschichte des Rundfunks, Heft 1/1968 und Heft 2/1968 Wir klären Begriffe SERIENSPEISUNG 46 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Fernsehsysteme mit erhöhter Auflösung Die zur Zeit weltweit im Einsatz befindlichen Fernsehsysteme mit einer Zeilenanzahl von 625 bzw. 525 und einer Halbbild Wechselfrequenz von 50 bzw. 60 Hz sind das Ergebnis einer historisch bedingten Entwicklungsetappe mit unterschiedlichen Einflußfaktoren, zu denen auch die Kinematographie auf ihrem damaligen Entwicklungsstand gehört. Heute wird der Stand der Entwicklung durch das Farbfernsehen, durch eine Verbesserung der Fern¬ sehtonübertragung (Stereoton, zweisprachiger Fernsehton, Quasi-Parallel- tonverfahren) und der Fernsehtonwiedergabe (HiFi-Qualität), durch den Einsatz moderner Halbleiterbauelemente und integrierter Schaltungen so¬ wie einen hohen Bedienungskomfort bestimmt. Erst in jüngster Zeit haben sich Zusatzfunktionen wie Bildschirmspiele und Zusatzdienste wie Video¬ text und Bildschirmtext sowie die Möglichkeiten zur großflächigen Bild¬ wiedergabe beim Projektionsfernsehen herausgebildet. Dabei wird besonders ein Nachteil des Fernsehens offenbar, nämlich die relativ geringe Auflösung, die auf die in den betreffenden Fernsehnormen verwendete Zeilenanzahl sowie das benutzte Bildseitenverhältnis zurückzuführen und entwicklungs¬ geschichtlich gegeben ist. Deshalb ist es verständlich, daß man sich neben anderen Teillösungen zur Verbesserung der Auflösung bei der Bildwiedergabe mit Fernsehsystemen befaßt, die eine höhere Auflösung auf Grund ihrer genormten Parameter bieten und die allgemein unter den Begriff High-Definition Television (HD-TV) fallen. Mängel des Fernsehbilds Die bisher erzielten Verbesserungen der Bildwiedergabeeinrichtungen, z. B. Farbbildröhren mit erhöhter Leuchtdichte, und für die Zukunft konzipierte neue Zusatzdienste, die im Rahmen des Fernsehens oder auf der Grundlage bestehender Vereinbarungen auf dem Bildschirm von Farbfernsehempfän¬ gern als Teilnehmerendgeräte den Teilnehmer erreichen, zeigen, daß das Fernsehbild Mängel aufweist, die - auf die Zeilenstruktur des Bildes (625 Zeilen), - das Bildseitenverhältnis von 4: 3, 47 - die Bandbreite von 5 MHz, - die Bildwechselfrequenz von 25 Hz zurückzuführen sind. Die Mängel im einzelnen sind: - Sichtbarkeit der Zeilenstruktur bei bestimmten Betrachtungsabständen oder im Fall bewegter horizontaler Kanten; - mäßige Detailauflösung, d. h. nicht zufriedenstellende Schärfe im Ver¬ gleich mit der eines Fotos oder eines Films; - Flimmern des Bildes besonders bei großen hellen Bildflächen und an hori¬ zontalen Kanten; - störende Farbeffekte in feinen Bilddetails (cross colour); - Bildseitenverhältnis von 4:3; - Rauschen im Bild. Die Mängel treten subjektiv mit unterschiedlicher Stärke in Erscheinung und sind die Ursachen für Vorschläge, sie zum Teil und individuell, d.h. nicht in ihrer Gesamtheit, zu überwinden. Dabei muß berücksichtigt werden, daß die Ausstattung an Fernsehempfängern, die nach heutigen Normen arbeiten, sehr hoch ist und keine radikale Normänderung gestattet. Des¬ halb erwägt man - und hier steht man noch am Anfang der Entwicklung, die in Japan bereits konkrete Vorschläge hervorgebracht hat - eine Verbesserung in Etappen, die auch wirtschaftlich vertretbar ist. In naher Zukunft mögliche Verbesserungen Unter Beibehaltung bestehender Fernsehsysteme ist durch die moderne Schaltungstechnologie auf Grund der integrierten Schaltungstechnik eine Überwindung einiger Mängel möglich. Hierzu gehören überblicksmäßig: - das Verringern der Cross-Colour-Störungen durch geeignete Filter auf der Sender- und Empfängerseite; - der Einsatz von LSI-Schaltungen zur verbesserten Bildsignalverarbeitung auch mit digitalen Verfahren; - Reduzieren des Bildflimmerns durch Einsatz digitaler Bildspeicher (Ein¬ schreiben eines Bildes und schnelleres Auslesen der Bildinformation); - das Verringern des Rauschens und der Geisterbildstörungen (Geister¬ bildunterdrückung) ; - das Erhöhen der Bandbreite für das Bildsignal bei Einführung neuer Ver¬ teilernetze (Lichtleitfasersysteme). Diese für eine erste Etappe aufgeführten Maßnahmen bieten Verbesse¬ rungsmöglichkeiten bei Wahrung der Kompatibilität und Beibehaltung der bisherigen Fernsehnormen. Ihre Realisierung erfordert einen unter¬ schiedlichen schaltungstechnischen Aufwand, der aber durch die fortschrei¬ tende Schaltungsintegration künftig vertretbar erscheint. 48 Das Hochzeilen-Fernsehen Die Verbesserung der Bildqualität beim Fernsehen ist mit einer Erhöhung der Zeilenanzahl im Bild verbunden. Für diese Zielstellung gibt es eine Reihe von Vorschlägen für ein Hochzeilen-Fernsehen (HD-TV), die nur zum Teil erprobt sind und zum größten Teil aus Japan stammen. Sie sind nicht kom¬ patibel mit bestehenden Fernsehnormen und stellen neue Anforderungen an: - die Bildaufnahme (Fernsehkameras); - die Übertragung (breitbandige Übertragungsstrecken); - die Bildwiedergabe (Bildröhren mit hoher Auflösung, neue Bildwieder¬ gabeeinrichtungen); - die Bildspeicherung und Bildsignalverarbeitung. Die Hauptzielstellungen eines Hochzeilen-Fernsehens sind: - Zeilenanzahl von etwa 1200 Zeilen; - Bildseitenverhältnis von 5:3 bis 2:1; - Halbbildfrequenz von 60 Hz, um das Großflächenflimmern zu vermeiden; - Videobandbreite für Leuchtdichte (Y) 20... 30 MHz, für Farbe (F) 5 ... 10 MHz; - Einsatz der Digitaltechnik bei der Signalverarbeitung; - verbesserte und neue Bildwiedergabeeinrichtungen; - Abwärtswandlung eines HD-TV-Signals in übliche Fernsehnormen. Auf der Grundlage subjektiver Messungen erweist sich für die weitere Be¬ trachtung eine Zeilenanzahl von 1125 als günstig und ausreichend. Damit ergeben sich unter anderem die in Tabelle 1 zusammengestellten Parameter. Tabelle 1 Parameter für ein 1125-Zeilen-Fernsehsystem Zeilenanzahl: 1125 Bildverhältnis: 5:3 Zeilensprung: 2:1 Halbbildfrequenz: 60 Hz Videobandbreite - Y-Signal: 20 MHz - F-Signal - breitbandig F b : 7,0 MHz - schmalbandig F s : 5,5 MHz Modulationsart: HF-Bandbreite - Y-Signal: 75 MHz - F-Signal: 25 MHz 4 Schubert, Eljabu 84 49 Zur Erprobung des 1125-Zeilen-Fernsehsystems wurden auf der Bildauf¬ nahme- und -Wiedergabeseite neue, den hohen Anforderungen gerecht werdende Einrichtungen notwendig, die gleichzeitig mit in die Unter¬ suchung zur optimalen Auswahl einer günstigen Realisierungsvariante ein¬ bezogen sind. Weitere Vorschläge für Hochzeilen-Fernsehsysteme zeigt Tabelle 2. Tabelle 2 Hochzeilen-Fernsehsysteme (Vorschläge) NHK BBC NHK 1125-Zeilen- 1501-Zeilen- 2125-Zeilen- Farbf ernseh- Farbfernseh- Schwarzweiß- System System fernsehsystem Bildseitenverhältnis: 5:3; 2:1 8:3 4:3 Zeilenanzahl: 1125 1501 2125 ' Betrachtungsabstand: (in Bildhöhen) 2,5 2,0 Halbbildfrequenz(Hz): 60 60 60 Zeilensprung: 2:1 2:1 2:1 Bandbreite (MHz) - Leuchtdichte: 20 50 - Farbe: 6,5 12,5 Digitalabtastrate (MHz) - Leuchtdichte: 125 - Farbe: 125 Bitrate (5-Bit-DPCM): (Mbit/s) Effektive digitale 625 Übertragungsrate (Mbit/s): FM-Übertragung 313 HF-Bandbreite (MHz) - Leuchtdichte: 75 250 - Farbe: 25 Bildauf nähme Hohes Auflösungsvermögen, hoher Rauschabstand, große Empfindlichkeit und geringe Nachzieheffekte sind die Hauptanforderungen an eine Auf¬ nahmeröhre für das Hochzeilen-Fernsehen, die zumindest im Anfangs¬ stadium von einer RBS-Röhre (return beam SAT1CON) gut erfüllt werden. Als Target wird dabei ein SATICON-Target verwendet. Durch Modi¬ fikationen des elektronenoptischen Systems (Strahlbegrenzungsöffnung 50 der G 2 -Elektrode auf 22|cm reduziert) und eine Verstärkung des fokussie¬ renden Magnetfelds läßt sich der Elektronenstrahldurchmesser verringern. Die Röhre kann für eine Bandbreite von 25 ... 100 MHz eingesetzt werden. Zur 70-mm-Filmabtastung innerhalb eines Hochzeilen-Fernsehbetriebs wirkt ein Filmabtaster, der drei 1,5-Zoll-Vidikons enthält. Weiterhin kann in Zukunft eine Filmabtastung mit einem Laserstrahl an Bedeutung ge¬ winnen. Übertragung Das Hochzeilen-Fernsehsignal ist ein breitbandiges Signal, das entsprechend angepaßte Übertragungsmedien erfordert: - optische Nachrichtenübertragung über Lichtleitfasern; - terrestrische GHz-Übertragung; - Satellitenübertragung. Die optische Nachrichtenübertragung über Lichtleitfasern dient in diesem Zusammenhang nicht nur zur Verteilung der Signale einer Zentrale an die einzelnen Teilnehmer, sondern auch zur Verbindung zwischen Kamera und Steuereinrichtungen im Studio. Bild 1 zeigt im Prinzip den Aufbau einer experimentellen Lichtleiter¬ übertragung eines Hochzeilen-Fernsehsignals (1125 Zeilen), wobei die bei¬ den Farbdifferenzsignale einem Hilfsträger von 24 MHz in Quadratur auf¬ moduliert und mit dem Y-Signal im Multiplexbetrieb (Halbzeilenoffset) übertragen werden. Als Lichtsender wirkt eine LED, die bei einer Wellen¬ länge von 820 nm eine Leistung von 108 p.W abgibt und bis reichlich 40MHz N Kamera TP 20MHz TP 7MHz TP 5 MHz SL .Cl. I 30MHz\ Lö¬ sender LED Lichtleitfaser Bild I Optische Nachrichtenübertragung mit Lichtleitfaserfiir HD-TV~Signale 51 Y/C- Prozessor YIC-RGB-Wandler modulierbar ist. Auf der Senderseite wird eine Pin-Fotodiode verwendet. Die Lichtleitfaser ist eine Stufenindexfaser mit einer Dämpfung von 8,2dB/km. Zur terrestrischen Übertragung hat sich ein sogenanntes HLO- PAL-Signal (half-line offset PAL-Signal) als günstig erwiesen, bei dem wieder eine Multiplexübertragung vorgenommen wird, wobei man aber eine AM mit unterdrücktem Träger anwendet. Das Multiplexsignal wird über FM übertragen. Bei der Satellitenübertragung (Bild 2) werden Y-Signal und F-Signal ge¬ trennt, wobei das Y-Signal und das zeilensequentielle Farbsignal über ge¬ trennte FM-Kanäle übertragen werden. Das Tonsignal wird mit der PCM in der Horizontalaustastlücke des Y-Signals übertragen. Als Übertragungs¬ frequenzen kommen die der Satellitenübertragung im GHz-Bereich zuge¬ ordneten Frequenzbänder in Betracht. Eine Übertragung bei 23 GHz weist japanischen Untersuchungen zufolge günstige Verhältnisse bezüglich der witterungsabhängigen Dämpfung (Regen) auf. Tabelle 3 vermittelt einen Überblick über eine Versuchsübertragung im 12-GHz-Band. Die getrennte Behandlung von Leuchtdichte (Y) und Farbsignalen (F) bietet Vorteile auch hinsichtlich der notwendigen Senderleistung (Ta¬ belle 4). Neben der FM-Übertragung bietet sich bei der Konzipierung eines neuen 52 Tabelle 3 Satellitenübertragung bei 12 GHz Y-Signal F-Signal Videobandbreite (MHz): 20 6,5 HF-Frequenzband (MHz): 75 25 Satellitensenderleistung (W): 100 100 Empfangsantennendurchmesser (m): Videosignal/Rausch-Verhältnis 2,5 - unbewertet - (dB): 40 45 Tabelle 4 Übertragung von Hochzeilen-Fernsehsignalen Parameter Übertragung des gesamten zusammen¬ gesetzten Farb- fernsehsignals der Leuchtdichte¬ getrennt Y und Farbsignale Farbe Videobandbreite 30 20 7 (MHz) Modulation FM FM FM HF-Bandbreite 100 70 30 (MHz) Hub (MHz) 40 17,5 7,5 relative Senderleistung 1,0 0,04 0,07 Fernsehsystems auch eine digitale Übertragung an, die die Bandbreite noch weiter erhöht (Tabelle 5). Bei einer DPCM mit einer Kodierung von 4 bit/ Abtastung ergibt sich bereits eine Datenrate von 225 Mbit/s für das Bild bzw. von 250 Mbit/s mit Tonkanal. Erste A/D-Wandler für diese Zwecke werden bereits erprobt. Neben den oben genannten Übertragungsmedien gibt es auch Überlegun¬ gen, wie ein Hochzeilen-Fernsehsignal im Rahmen bisheriger Fernsehnor¬ men - wenn auch mit Kompromissen und Zusatzkanälen - mit übertragen werden kann. Eine Möglichkeit besteht darin (Bild 3), das Hochzeilen- Fernsehsignal in eine Tiefpaßkomponente und in eine Hochpaßkomponente aufzuspalten. Zur Bandaufspaltung sind zweidimensionale Ortstiefpässe ge¬ eignet. Die Tiefpaßkomponente leitet man so ab, daß sie ein Bild gewohnter Qualität liefert, während die Hochpaßkomponente quellenkodiert über einen Zusatzkanal übertragen wird. Die Datenübertragung kann in diesem Fall durch eine geeignete Kompression auf 34 Mbit/s beschränkt werden. 53 Tiefpall-Komponente üblicher Monitor Bild 3 Teilkompatible HD-TV-Signal- Übertragung Bildwiedergabe Die Bildwiedergabe im Hochzeilen-Fernsehen stellt hohe Anforderungen an die Bildwiedergabeeinrichtungen, damit die durch die Bildaufnahme und die Übertragung bereitgestellte hohe Auflösung und das angebotene Bildseiten¬ verhältnis auch beim Teilnehmer dargestellt werden können. Man orientiert auch in diesem Fall auf neue Bildwiedergabeeinrichtungen sowie auf die Laserbildwiedergabe und führt Untersuchungen bei der Erprobung der Hochzeilen-Fernsehvorschläge mit modifizierten Farbbildröhren durch. Dafür eignen sich 56-cm-Farbbildröhren mit auf 310 gm verringertem Maskenlochabstand und einem noch unveränderten Bildseitenverhältnis von 4:3 bzw. spezielle 76-cm-Breitwand-Farbbildröhren mit einem Bild¬ seitenverhältnis von 5:3. Auch werden sogenannte Breitwandmonitore ver¬ wendet, die drei 66-cm-Farbbildröhren (Bild 4) enthalten, wobei man das Bild über Spiegel zusammenführt. Tabelle 6 gibt einen Überblick über einige Vorschläge zur HD-TV-Bildwiedergabe. Tabelle 5 Digitale Übertragung eines 1125-Zeilen-Fernsehsignals Videosignalbandbreite Y: 20 MHz R-Y: 6,5 MHz B-Y: 6,5 MHz Abtastfrequenz Y: 45 MHz F: 15 MHz (Zeilensequentiell) DPCM-Kodierung Y: 4 bit/Abtastung F: 3 bit/Abtastung Datenrate gesamt (mit Ton): HF-Bandbreite: Fehlerrate: Senderleistung (Satellit): 250 Mbit/s 150 MHz io - 5 1.010 W 54 Bild 4 Bildwiedergabe mit 3 Bild¬ röhren (Breitwand) Tabelle 6 Bildwiedergaben für Hochzeilen-Fernsehsysteme 3-Röhren- Display 56-cm-Farb- bildröhre 68-cm- SW-Röhre 76-cm-Farb- bildröhre Zeilenanzahl 1125 1349 1125 1349 2125 1125 1349 Bildfrequenz (Hz) 30 25 30 25 30 25 Zeilensprung 2:1 2:1 1:1 ... 9:1 2:1 Bildschirm¬ abmessungen (cm 2 ) 50x 100 34x44 45 x 60 38x63 Bildschirm¬ fläche (cm 2 ) 5000 1400 2700 2250 Bildseiten¬ verhältnis 2:1 4:3 4:3 5:3 Bildröhre 3 x 66 cm 1 x 56 cm 1 x 68 cm 1 x 76 cm Lochmasken¬ abstand (pim) 440 310 340 Ablenkwinkel (°) 90 90 90 90 Videobandbreite (MHz) Auflösungsgrenzen 30 30 120 30 horizontal (Zeilen) 1000 10Q0 2000 1000 vertikal (Zeilen) 760 760 1500 760 Spitzenleucht¬ dichte (cd/m 2 ) 70 50 150 100 55 Weitere Entwicklung Forschungsarbeiten an Hochzeilen-Fernsehsystemen werden besonders in Japan vorangetrieben und konzentrieren sich auf ein 1125-Zeilen-System unter Einbeziehung der Aufnahme- und Wiedergabeseite. Angestrebt sollte eine möglichst weltweite Normung unter Berücksichtigung vereinheitlichter Parameter und noch zu untersuchender Bedingungen, speziell auch der visuellen Wahrnehmung des Menschen, werden. Bestehende und neue Über¬ tragungswege müssen untersucht und erschlossen werden. Besonders vor¬ teilhaft dabei sind neue und verbesserte flache Bildwiedergabeeinrichtungen sowie eine großflächige Bildwiedergabe. Auch wird die Einbeziehung von Hochzeilen-Fernsehsystemen in die Kinofilmproduktion und die Theater¬ wiedergabe erwogen. Um an die Qualität des 35-mm-Kinofilms heranzu¬ kommen, sind mindestens 1100 Zeilen erforderlich. Die Entwicklung steht - obwohl schon beträchtliche Teilerfolge erzielt worden sind - noch am An¬ fang und wird durch die große Komplexität der Einflußgrößen (Fernsehen, Projektion, Kinematographie, Studio, Übertragung, Bildspeicherung) er¬ schwert. Literatur [1] H. Bergmann, Hochzeilen-Fernsehsysteme. radio fernsehen elektronik 31 (1982) Heft 5, Seite 318 bis 319 [2] J. Polonsky, Zukünftige HiFi-Fernsehsysteme mit hoher Auflösung. Rund¬ funktechnische Mitteilungen 25 (1981) Heft 1, Seite 12 bis 15. [3] T.Fujio, A study of high-definition TV System in the future. IEEE Trans. BC-24 (1978) Heft 4, Seite 92 bis 100 [4] B. Wendland, Entwicklungsalternativen für zukünftige Fernsehsysteme. Fern¬ seh- und Kinotechnik 34 (1980) Heft 2, Seite 41 bis 48 [5] T. Fujio u.a., High-definition television System - Signal Standard and trans- mission. SMPTE J. 89 (1980) Heft 8, Seite 579 bis 584. [6] D.Fink, The future of high-definition television: conclusion of a report of the SMPTE study group an high-definition television. SMPTE J. 89 (1980) Heft 3, Seite 153 bis 161 [7] H.Amor, Untersuchungen zur kompatiblen Übertragung hochauflösender Bilder. Fernseh- und Kinotechnik 36 (1982) Heft 3, Seite 99 bis 102. 5b Direktmisch- CW-Transceiver nach der 3. Methode Dipl.-Phys. Detlef Ledmer - Y21TD Zur Erzeugung eines SSB-Signals wird meist die Filtermethode, mitunter auch die Phasenmethode angewendet. Nur selten wird zur SSB-Erzeugung die sogenannte «dritte Methode» nach Weaver benutzt. Wie man diese Methode erfolgreich bei einem CW-Transceiver einsetzen kann, beschreibt der nachfolgende Beitrag. Für den Empfangsteil wird dabei das Direkt¬ mischprinzip benutzt, so daß ohne HF-Signalverstärkung unmittelbar nach der Mischung die schmalbandigen Filter angeordnet werden können. Damit weist der Empfangsteil des CW-Transceivers überaus gute Eigenschaften auf. Der beschriebene Direktmischtransceiver wurde von DL 6 FY konstru¬ iert. Das Mustergerät ist 22,5 cm x 9,5 cm groß. Der Transceiver emp¬ fängt das 80- und das 40-m-Band. Das 80-m-Band ist auf den Tastfunk- und den Sprechfunkbereich aufgeteilt (Bild 6). Mit S2 (Bild 3) kann man die Empfangsbreite zwischen 2 kHz (J3E), 60 Hz (Al A normal) und 20 Hz (Al A schmal)umschalten. Der Transceiver gestattet echten Unterbrechungs- (QSK)-Verkehr. Die Sendeleistung beträgt maximal 5 W auf 80 m und 4 W auf 40 m. Stromversorgung Im Portabelbetrieb wird der Transceiver durch 2 Taschenlampen-Flach- batterie-Sätze G1/G2 (Bild 7) versorgt. Der «Netz»-Schalter S4 hat die 3 Stellungen «AUS», «Versorgung durch Gl» und «Versorgung des Senders durch Gl, Versorgung des Empfängers durch G2». In Stellung 3 können Batterien G2, deren Spannung unter 12 V abgefallen ist, so daß sie nicht mehr zum Senden reicht, aufgebraucht werden. G2 wird nur konstant mit 20 mA belastet. Im stationären Betrieb verwendet man für Gl ein stabilisiertes Wechselstromnetzteil und schaltet S4 in Stellung 2. Die Fein¬ sicherungen Fl bzw. F2 brennen durch, falls man einen Batteriesatz ver¬ sehentlich mit falscher Polung anschließt. Auf diese Weise schützt VD 5 bzw. - VD 6 die elektronischen Bauelemente. Fl hat etwa 0,1 £2, F2 etwa 2,5Q Kalt¬ widerstand. Es empfiehlt sich, einmal nach Abtrennung der zu schützenden Schaltung auszuprobieren, ob die eingesetzten Sicherungstypen bei Ver- 57 58 polung sofort durchbrennen. Mit dem eingebauten Kontrolldrehspulmeß- instrument PI (Bild 8 ) und dem Meßinstrumenten-Umschalter S9 kann man die Spannung beider Batteriesätze überwachen. VD7 bewirkt Nullpunkt¬ unterdrückung und steigert die Ablesegenauigkeit. Der Längsregeltransistor VTI 8 erzeugt eine stabilisierte Versorgungs¬ spannung von +10V für die meisten Empfängerstufen. Der Operations¬ verstärker N 6 vergleicht die Sollspannung C/ Z _ v ds = 5,6 V mit der ge¬ teilten Ist-Spannung U RV 19 und regelt VT18 bei Abweichungen nach. Die ge¬ wählte Schaltung hat den Vorteil, noch mit minimal (7 EC _ VT18 _ M | N = 0,5 V Differenzspannung auszukommen und dadurch die alte Batterie lange aus¬ zunutzen. R26 und C25 sieben die Z-Spannung (/ z _ V ds von Rauschanteilen. R 25 und R26 sind so abzugleichen, daß bei der mittleren erwarteten Eingangsspan¬ nung (t/G 2 -MAx + t/c 2 -MiN )/2 das Ausgangspotential des Operations¬ verstärkers (/aus-ns = 7 V beträgt, wenn der normale Verbraucherstrom fließt. Der Stabilisierungsfaktor ist im normalen Betrieb extrem hoch (kaum meßbar). Die Stabilisierungsgrenzen treten selbstverständlich bei starken Schwankungen von U G2 oder / LaM auf. fc-v ns kann nicht größer als / b -vtis ' 7J V tis werden. Damit ist eine sehr wirksame Kurzschlußstrombegrenzung gewährleistet. Mit RV19 stellt man t/ AUS auf 10 V ein. Tastung Der Tasttransistor VT27 leitet, wenn man auf die Morsetaste SIO drückt. R25 lädt C35 auf (M/7/er-Integrator). Die Tastspannung am Punkt S steigt innerhalb von 4 ms linear auf + 13 V. Sobald die Tastspannung 0,7 V erreicht hat, leiten VT21 und VT22. Das Reedreiais Kl zieht in 0,25 ms an und schaltet den Empfängereingang vom Kollektor des Sendeendtransistors VT!7 ab (Bild 1), so daß der Emp¬ fangsweg unterbrochen ist. VT22 in der Schaltung nach Bild 5 aktiviert die Austastschaltung. Dadurch werden die beiden Tiefpässe N1/N2 kurz¬ geschlossen. Bei t/ Tast = £ 4 e-(on)-vti 9 • (1 + R39/R40) = 3 V schaltet VT 19 (Bild 1) den Vorkreis und den Eingangsvorstrom der Kaskode VT1/VT2 nach Masse kurz. Bei U- Tm = 6 V beginnt VT15 (Bild 6 ) zu leiten, und das Sendemorsezeichen setzt weich ein. Der Mithörtongenerator (Bild 9) schwingt an. Nach dem Loslassen der Morsetaste fällt l/ Tasl in ebenfalls 4 ms linear auf 0 und schaltet in umgekehrter Reihenfolge die Stufen zurück. Da die Störaustastschaltung aber verzögert zurückkippt, arbeiten die Tiefpässe N1 /N2 erst nach 20 ms wieder normal. Bei einem Morsetempo von 120 Buch¬ staben pro Minute (BpM) ist ein Morsepunkt 50 ms lang, und zum Hören zwischen den Zeichen (QSK) stehen immer noch 30 ms Zeit zur Verfü¬ gung. Die Tastspannung ist über 4,7 kß an die Buchse X3 geführt, um einen 59 60 Bild 2 Abstimmbarer Hauptoszillator , Frequenzteiler und Direktmischer ( Demodulator ) Sendeverstärker zu Hause ebenfalls im QSK-Verkehr betreiben zu können. VD9 schützt VT22 vor der Kollektorspannungsspitze beim Loslassen der Taste. Stromsparschaltung Der Empfänger zieht insgesamt 22 mA Strom. Um Strom zu sparen, ist die Versorgungsspannung von VT4 in Reihe mit VT3 und Schaltkreis Dl ge¬ schaltet. VT3 arbeitet als Konstantstromsenke (hochohmiger Wechsel¬ stromlastwiderstand) für VT4. Der Basisspannungsteiler R32 ... R34 legt die Versorgungsspannung t/cc-Di = +5 V und die Mittenspannung für die Operationsverstärker NI und N2 fest. Das Basispotential // b _ V t 3 muß gut gesiebt sein, damit nicht die Modulatoren VT5, VT6 Rausch- oder Brumm¬ störsignale erhalten. Wer das Gerät aus dem Lichtnetz versorgt, kann Dl parallel speisen und dadurch den benötigten Siebungsaufwand reduzieren. Empfänger-HF-Teil Das Antennensignal gelangt bei Empfang über das /.-Glied mit L4 bzw. L5, dasauchzum Senden benutzt wird, über 33 nF, den Ruhekontakt Kl.l des Sendeempfangsrelais Kl zum Lautstärkesteller RV18 an den Eingangs¬ schwingkreis (Preselektor) £6/C30/C31/C32/CVl. Diese Leitung soll Z 0 x 20L2 Wellenwiderstand haben. Man verlegt sie deshalb eng entlang des Chassis oder schaltet 2 Stück Koaxialkabel parallel. Die Kettenschaltung der beiden linearen 100-Q-Potentiometer RV18.1 und RV18.2 ergibt eine annähernd exponentielle Abnahme der Dämpfung mit dem Drehwinkel. Der Eingangswiderstand des Lautstärkestellers (von Kl.l aus gesehen) beträgt unabhängig vom Drehwinkel etwa 20Q. Beim Leiserstellen soll sich der Resonanzwiderstand des Vorkreises möglichst wenig ändern, damit eingestreute Reste der Oszillatorschwingung, die im Mischer eine Gleichspannung erzeugen, konstant offsetkompensiert wer¬ den können. In Wirklichkeit steigt der Ausgangswiderstand (von S9.2 aus gesehen) beim Leiserstellen bis auf 100 Q an und bedämpft dadurch den Vor¬ kreis etwas weniger."In der Praxis wirkt sich das am wenigsten nachteilig aus, wenn man L-Glied (£5 bzw. L4) und Vorkreis leicht rundkoppelt. Zum Abgleich auf Rundkopplung schließt man eine Antenne oder einen Prüfgenerator mit 56L2 Fußpunktwiderstand an XI an, dreht ÄV18 voll auf und biegt £6.3 bzw. £6.4 weg, bis die Lautstärke des empfangenen Signals geringfügig abfällt. Damit RV18 nicht durch induktive Kopplung zwischen £-Glied und Vorkreis unbeabsichtigt umgangen wird, muß eine Abschirm¬ wand zwischen RV18.1 und //V18.2 eingebaut werden. Die Schwingkreise £-Glied und Vorkreis haben je einen gemeinsamen Erdungspunkt, damit keine Chassisströme eine gegenseitige Verkopplung bewirken. 61 -c;> Mit CV1 läßt sich der Preselektorschwingkreis auf Lautstärkemaximum abstimmen. Der Schwingkreisresonanzwiderstand beträgt R rcs = 20 kQ, die Bandbreite im 80-m-Band ist ß 3 = 44 kHz. In der gezeichneten (empfind¬ lichsten) Stellung von S5 hört man bei EM-Empfang ohne angeschlossene Antenne beim Abstimmen des Vorkreises einen schwachen Rauschanstieg. (Die Spannung steigt um den Faktor 1,1 bis 1,2.) Dieser Anstieg ist ein gutes Prüfkriterium, ob der Empfänger noch volle Empfindlichkeit auf¬ weist. Mit S5 kann man den Eingangstransistor VT1 an unterschiedliche kapa¬ zitive Anzapfungen des Preselektorschwingkreises legen, um bei starken Signalen die Empfängerverstärkung in Stufen von 0, 10 und 20 dB zu ver¬ ringern. Dadurch steht RV18 nicht dauernd im unteren Drehwinkelbereich. Beim Umschalten von der größten auf die mittlere Verstärkung verringert sich die kapazitive Belastung des Preselektorschwingkreises durch den Ein¬ gangstransistor. C28 gleicht sie aus. VT19 leitet beim Senden und schließt den Eingang von VT1 kurz. VT1 und VT2 arbeiten als Kaskode. Da ihr Kollektor- und ihr Emitter¬ widerstand je 560 Q groß ist, beträgt die Spannungsverstärkung knapp 1. Die Basis von VT1 muß niederohmig versorgt werden, um zusätzliches Widerstandsrauschen zu vermeiden. Zwischen VTI und VT2 verläuft eine Abschirmwand, um erstens das Ein¬ streuen des Oszillatorsignals auf den Empfängereingang zu verringern. (Die gleiche Abschirmwand X trennt auch VT7 von VT 15 entsprechend Bild 6.) Zweitens hindert sie die Sende-HF daran, die NF-Tiefpässe NI, N2 auf¬ zuladen und die Operationsverstärker zu erwärmen. Da die Trennwirkung Bild 3 Aktive Tiefpässe mit Stummschaltung, Modulatoren, Seitenbandschalter und NF-Verstärker mit Rauschblende 63 der Abschirmwand X nicht ausreicht, ist noch eine weitere Trennwand Y erforderlich (Bild 1 und Bild 6). Bei unzureichender Trennwirkung würde das Umschalten auf Empfang (QSK) zu lange dauern. Die Kammer zwi¬ schen den Trennwänden X und Y ist schmal und enthält im wesentlichen Entkopplungsbauelemente. Abstimmbarer Hauptoszillator Der abstimmbare Hauptoszillator (VT9, VT10 nach Bild 6) schwingt je¬ weils auf der doppelten Empfangs- bzw. Sendefrequenz. S11.2 schaltet die 64 Schwingkreisinduktivität L\ auf den einzelnen Bändern um. CV2 ist der Grobabstimmdrehkondensator, CV3 der Feinabstimmdrehkondensator. Sill spreizt für das 80-m-CW- und das 40-m-Band die Skale von CV2 auf 120 kHz. Der Differenzverstärker VT9/VT10 begrenzt wirksam die Schwing¬ spannung auf U h p-vr 9 ~ 2k B Tj/e, ohne zusätzlich der Schwingung Energie zu entnehmen. Auf diese Weise vermeidet man eine Quelle der Verschlech¬ terung der Frequenzstabilität. Außerdem wird die positive und negative Auslenkung der Schwingung unabhängig von der Schleifenverstärkung auf gleiche Werte begrenzt. Das ist für die Einhaltung der Phasenverschiebung von 90° am Ausgang von Dl wichtig. Mit RV 1 stellt man die Oszillatoramplitude ein. Sollte beim Verkleinern von /? RV i auf 1,6 kQ L 7 0SZ _p P nicht über 6,5 V zu bringen sein, so müssen die Basisvorwiderstände R1/R2 gegen solche mit kleinerem Widerstandswert ausgewechselt werden. Die Schwingkreiskondensatoren C35, C36, C37 und C38 sollen mit kurzen Leitungen in die Schaltung eingelötet werden, damit nicht die Induktivität der Zuleitungen den Rückkopplungsfaktor herab¬ setzt. CV3 ist selbstgebaut. Die heiße Elektrode besteht aus einem Drahtring, der an den Stator von CV2 über einen kurzen Draht angelötet ist und in den ein Messingbolzen mit M6-Gewinde eintaucht. Der Messingbolzen läuft in einer Buchse, die in die AHO-Abschirmhox eingeschraubt ist. Vorn trägt er einen Kunststoff-Drehknopf. Damit der Bolzen in der Buchse ohne Spiel läuft, trägt er vor und hinter der Buchse eine Mutter, die mit Gefühl an die Buchse angeschraubt und mit Lack gesichert sind. Im 7-MHz-Band beträgt die Feinabstimmsteilheit 25 Hz je 10° Drehwinkel. Als Skale für CV2 verwendete DL 6 FY ein Messingzahnrad von 4 cm Durchmesser mit 100 Zähnen aus einem Modellbaugeschäft und kennzeich¬ nete jeden 5. Zahn mit einem schwarzen Strich, jeden 10. Zahn mit einer Y X Bild 6 Senderverstärker 5 Schubert, Eljabu 84 65 Zahl. Das Zahnrad ist an die Rückseite des Grobantriebknopfes geklebt und sitzt vor der Frontplatte. Davor befindet sich ein 6:1-Feintrieb. Auf der Frontplatte ist nur ein Strich angebracht. Der abstimmbare Hauptoszillator befindet sich in einer Aluminium- abschirmbox, die als kalter Thermostat wirkt. Sie ist gegen das Chassis durch einen Luftzwischenraum getrennt und nur an einer Stelle mit dem Chassis verbunden, damit keine Erdschleifen entstehen und die Wärme¬ leitung gering bleibt. Die übrigen Befestigungsschrauben sind aus Kunststoff. Im Mustergerät driftet die 7-MHz-Empfangsfrequenz in den ersten 5 min nach dem Einschalten 80 Hz, in der ersten Stunde 80 + 60 = 140 Hz und danach nur noch langsam um einige Hertz, ohne daß DL 6 FY eine Tem¬ peraturkompensation vorgenommen hätte. Bei längerem Sendebetrieb wird die Drift größer, weil der Sendeendtransistor VT 17 (Bild 6) ungünstigerweise direkt an das Chassis geschraubt ist, bleibt aber so langsam, daß man sie im Verlaufe einer Telegrafieverbindung nicht merkt. Es wäre jedoch besser, für VT17 einen besonderen Kühlkörper oberhalb des Chassis zu verwenden. Frequenzteiler U osz gelangt in Gegenphase zu den Takteingängen von Dl. Der aus den Takteingängen (Pin 11 bzw. 3) von Dl nach Masse herausfließende Gleich¬ strom ruft an RV2 und R \3 einen Gleichspannungsabfall hervor. Diese Vorspannung wird dazu benutzt, die beiden Flip-Flop genau beim Null¬ durchgang der AHO-Wechselspannung kippen zu lassen. Zum Abgleich bedämpft man den AHO-Schwiügkreis so stark mit dem Finger, bis Dl un¬ regelmäßig kippt, was an knarrendem Geräusch beim Empfang kenntlich wird, und stellt RN2 sowie RN 3 nach, bis das knarrende Geräusch verschwin¬ det. Den Vorgang wiederholt man bei stärkerer Bedämpfung des Schwing¬ kreises. Die Kapazität der 4 Leitungen vom Teiler zum Demodulator nach Masse muß klein sein, damit der Teiler Dl eine saubere Rechteckschwingung liefert. Dennoch sind die HL-Flanken von ü alls _ D iM steiler als die LH- Flanken. Der Typ SN 74 LS 74 N(DL 074 D) funktioniert nur bis herab zu 40 m. Für die hochfrequenteren Bänder müßte ein Flip-Flop-Schaltkreis mit höherer Grenzfrequenz eingesetzt werden. Mischer Die Flip-Flop Dl.l und Dl.2 sind als Frequenzteiler geschaltet. Dadurch entstehen an den Ausgängen (Pin 9, 8, 5 und 6) vier um genau 90° phasen¬ verschobene Rechteckspannungen mit der halben Oszillatorfrequenz. Sie steuern die Gates der beiden Direktmischer VT5 und VT6 an. Das HF- Empfangssignal führt der Emitterfolger VT4 den Sourceelektroden zu. VT3 arbeitet als Emitterstromsenke mit hohem (Wechselstrom-)Lastwider- 66 stand. Die Abschneidespannung von VT5 und VT6 soll C T = —(2,5 .. .3,5) V betragen. Es empfiehlt sich, geeignete Exemplare aus einer größeren Charge auszusuchen. Bei größerer U T würde die Ausgangsspannung von Dl nicht zur vollen Durchsteuerung zwischen Leiten und Sperren ausreichen, bei kleineren Werten wird der EIN-Widerstand von t/ anl abhängig, und es ent¬ steht Intermodulation. Bei AlA-Empfang entsteht an den Drainelektroden von VT5 und VT6 (Bild 6) das demodulierte Gleichspannungsnutzsignal. Es wird vom aktiven 67 NF-Tiefpaß NI bzw. N2 gesiebt und verstärkt. Wegen der Gate-Kanal- Kapazität und der wechselnden Kanalwiderstände erzeugt VT5.1 auch bei t/ ant = 0 eine geringe Gleichspannung am Eingang von NI. Auch VT5.2 er¬ zeugt eine ähnliche Gleichspannung, aber mit umgekehrtem Vorzeichen. Die Summe beider hebt sich nicht vollständig auf, da die Kennwerte von VT5.1 und VT5.2 etwas voneinander abweichen. Sie läßt sich zwar mit ßV10 offsetkompensieren, aber nur für eine Frequenz. Bei größeren AHO- Frequenzänderungen muß man ßVIO nachstellen. Die IM-Festigkeit des Demodulators (Direktmischers) ist gleich seiner HF-Gleichrichterstörfestigkeit. Im Mustergerät erzeugt eine HF-Spitze- Spitze-Störsenderspannung von lOmV (im anderen Kanal von 30mV)in 1 bis 5 kHz Abstand von der Empfangsfrequenz bei 20 Hz Empfängerbandbreite und größter Empfängerverstärkung einen Lesefrequenzstörton mit der gleichen Stärke wie ein S2-Nutzsignal. An Stelle von VT5 und VT6 kann man den Einsatz eines CMOS-Analogschalters CD 4066 AE (U 4066 D) erwägen, um die IM-Festigkeit weiter zu erhöhen. Tiefpaß Bild 10 zeigt das Funktionsprinzip des aktiven Tiefpasses. Die beiden RC- Glieder bewirken im Empfänger die gleiche Trennschärfe wie ein flach¬ gekoppeltes Bandfilter mit 2 LC-Schwingkreisen. Ein Störsignal in 10/ go (= 300 bzw. 100 Hz) Abstand vom Nutzsignal wird etwa mit 32 dB ge¬ dämpft empfangen. Gegenüber der üblichen Schaltung bewirkt der Span¬ nungsteiler R c , R„ eine Grundverstärkung von (R D /R C + 1) = 8. Mit S2 schaltet man C A und C B und damit die Bandbreite (ß 3 = 20 Hz, 60 Hz und 300 ... 2300 Hz) um. In Wirklichkeit wird R G vom Innenwiderstand des Demodulators gebildet. Der Tiefpaß hat ß(//7env<»7/i-Verhalten. Die Flan¬ kensteilheit beträgt 12 dB je Oktave bis fast zur )' R = 50fachen Grenz¬ frequenz. Darüber sinkt sie auf etwa 6 dB/Oktave ab. Bei diesem Abstand beträgt der Schwächungsfaktor aber schon 50 2 = 2500. R3 bis R6 be¬ wirken, daß die Tiefpaßkondensatoren stets auf die Offsetspannung von NI aufgeladen sind, so daß beim Umschalten der Bandbreite mit S2 kein Knacken entsteht. .INPUT" .OUTPUT" .S-METER" .U-BATTERIE NEW J U-BATTERIE ALT" S9.1 S9.Z 21k 0,5ß , Batterieprüfklemmen Bild 8 Meßwerkumschahimg 68 Der Operationsverstärker MP 550 EP der Firma MICRO POWER SYSTEMS hat 0,7 (jlV/K Offsetspannungstemperaturdrift, die man durch Abgleich von RV10 noch verkleinern kann. Seine äquivalente Spitze-Spitze- Eingangsrauschspannung im Frequenzbereich 0,1 bis 10 Hz beträgt 0,25pV. Er ist weitgehend frei von Popcorn-Rauschen. Die Eingangsoffsetspannung beträgt U t0 g 0,5 mV, der Eingangsoffset¬ strom I,o g 3,8 nA und der Eingangsruhestrom I IB g 4nA im Betriebs¬ temperaturbereich. Der am besten für diesen Zweck geeignete DDR-Typ ist B 080 Dp. Die Offsetkompensation kann man während des Funkbetriebes nach Ge¬ hör nachstellen. (Man braucht dazu nicht einen der Zweige abzuschalten.) VT11 ist normalerweise gesperrt, leitet aber beim Senden oder während eines starken Störimpulses. .RIO schließt dann Ausgang und invertierenden Ein¬ gang fast kurz, und die Verstärkung von NI verringert sich stark, eventuelle Aufladungen der Tiefpaßkondensatoren werden ausgeglichen. Der Span¬ nungsteiler RV8/R12 verhindert, daß dabei ein Knacken oder Ton hörbar wird. RV8 gleicht man in der Sendeart A1A ab. Der Mithörton wird mit RV22 gedämpft. Zum Abgleich sendet man eine Punktreihe und gleicht (jeden Zweig für sich durch Abschalten von SI2 bzw. SI3) RV9 bzw. RV8 auf geringstes Knacken ab. VT 11 und VT12 müssen sehr hohen AUS-Widerstand und kleinen Gate¬ sperrstrom aufweisen, damit sie nicht bei Empfang als Gegenkopplungs¬ widerstand wirken und die Verstärkung beeinträchtigen. Damit der Emp¬ fang nach Loslassen der Taste wieder rechtzeitig einsetzt, sollen VTI1 und VT12 U T = —(2,5 ... 3,5) V Abschneidespannung aufweisen. U m HF-, NF- und Brummstörsignalinduktion und -influenz zu verringern, baut man die Tiefpässe so auf, daß jede Leitung eng neben ihrer zugehörigen Rückleitung liegt oder mit ihr verdrillt ist. Besonders gilt das für die Diffe¬ renzeingänge (Pin 2 und 3). Modulator Das Ausgangssignal des Tiefpasses gelangt von Pin 6 zum Modulator VT23, VT24 (bzw. VT25, VT26). Für EM-Empfang schaltet S3.I dann CI in Reihe zum Signalweg, um Gleichstrom abzutrennen, und R8 parallel, falls die Verstärkung bei J3E- gegenüber AlA-Empfang zu hoch sein sollte. R7 setzt die Ausgangsoffsetspannung herab, so daß die Einstellung auf Offset¬ null weniger kritisch wird. Wenn man R7 durch ein hochohmiges Potentio¬ meter ersetzt, kann man die Kerbtiefe einstellen. Bei C7 = 0,47 pF wird die Kerbe etwas breiter, und man hört weniger eventuelle Tastklicks. Mit S12 bzw. S13 läßt sich ein Empfangskanal für Abgleichzwecke ab¬ schalten. Als zweites Eingangssignal erhalten die Modulatoren Ansteuerung von dem Lesefrequenzgenerator (Bild 4). Der Lesefrequenzgenerator gibt 2 ge- genphasige Sinussignale an den Punkten G und H ab. Der Umpoler S14 be- 69 Bild 9 Der Mithörgenerator hat eine sehr feste Rückkopplung. Er liefert einen wohl¬ klingenden Ton mit 250 Hz Grund¬ frequenz, der sich beim QSK-Betrieb gut von den empfangenen Signalen unterscheidet wirkt die Seitenbandumschaltung. Für die Transistoren im Phasenschieber¬ generator sind beliebige npn- bzw. pnp-Typen geeignet. RW 20 gleicht man im Kompromiß zwischen sauberer Sinusform und sicherem Anschwingen ab. Mit S15 läßt sich die Lesefrequenz zwischen 700, 1000 und 1300 Hz, letztere für J3E-Empfang, umschalten. Mit RV12 und RV 3 kann man beide Modulatoren auf Balance (Unter¬ drückung des Gleichanteils der Steuerspannung von N3) abgleichen. Damit diese Einstellung bei Seitenbandwechsel erhalten bleibt, müssen die Lese¬ spannungen an G und H gleiche Amplitude aufweisen. C8 bis C12 ver¬ blocken gegen eindringende HF-Reste. Die Gegentaktspannungen addieren sich an den Summierwiderständen R15, R1T. Die Widerstände i?14, i?16, 7?18 und i?19 verringern die Belastung der Modulatoren und damit den Klirrfaktor. NF-Verstärker Der NF-Vorverstärker N3 hat V u = 50fache Verstärkung und steuert die NF-Endstufe VT28/VT29. Die Endstufe ist für relativ unempfindliche Kopfhörer ausgelegt. Bei empfindlicheren Kopfhörern schaltet man einen Abschwächer in Kette oder verringert den Gegenkopplungswiderstand R 18. C13 bis C16 trennen die Eingangsgleichströme von N3 von den beiden Modulatoren ab, die die Balance beeinträchtigen können. C17 bewirkt zu¬ sammen mit 7?18, daß N3 als Tiefpaß arbeitet. C18 ,VD10 und VD11 be¬ grenzen U aus _p P auf 1,2 V und verhindern eine Überlastung der Endtransisto¬ ren bei großen Signalen. Die Endtransistoren ziehen keinen merklichen Ruhestrom (B-Betrieb). Empfängt der Empfänger ein Signal, so steigt der Kollektorstrom der End¬ stufe proportional U anl an. An MP3 kann man deshalb ein S-Meteran¬ schließen (Bild 8), wenn die Kopfhörerimpedanz konstant bleibt. Der Wechselanteil des Kollektorstroms fließt über C34 in den Kopfhörer. Um Batteriestrom zu sparen, soll die Impedanz des Kopfhörers nicht kleiner als 16Q gewählt werden. Bei hochohmigem Kopfhörer schaltet man mit S8 eine Grundlast an. Der Kopfhörerausgang ist gegen das Eindringen von HF-Signalen (Antennenwirkung der Kopfhörerleitung) verblockt. 70 Zwischen NF-Vor- und -Endverstärker liegt die Rauschblende VT13. Der Spannungsteiler R 20 bis R22 teilt die Spitze-Spitze-Schwellenspannung fest auf 20 mV vor. Mit RV15 kann man die Schwellenspannung durch Ver¬ kleinern der Einschaltspannung der Endtransistoren weiter bis auf 0 ver¬ ringern. Die «einstellbare Z-Diode» RV16/VT13 verhindert, daß bei großem eingestelltem Widerstandswert RV15 die Basisvorspannung der Endstufe über 1,2 V ansteigen kann. Wie alle konventionellen Rauschblenden läßt sich auch diese bei sehr kleinem Signalabstand nicht verwenden. Störaustastschaltung Am Punkt K (Bild 3) wird die NF-Spannung für die Störaustastschaltung (Bild 5) entnommen. Beim Auftreten eines Störimpulses leitet VT32. Das Potential F steigt an, so daß VTI1 (bzw. VT12) den Tiefpaß NI (N2) kurz¬ schließt. Die Störaustastschaltung (Bild 5) überwacht die Steilheit der NF- Hüllkurve am Ausgang der Endstufe (Punkt K entsprechend Bild 3). Das geschieht mit einem der Kondensatoren C20, der den Störimpuls (nach Ver¬ stärkung durch N4) differenziert. Der Kondensatorladestrom / c - 2 o speist die niederohmige Basis des leitenden Transistors VT30. Am Kollektorlast- widerstand RA\ entsteht ein Spannungsabfall, der der Steilheit der Hüll¬ kurve im jeweiligen Augenblick proportional ist. Bei Telegrafieempfang gelangt das von N4 verstärkte Signal erst über den Tiefpaß R42, C17, P43, C18 zu den Differentiationskondensatoren C19, um in der Hüllkurve vor¬ handene Nadelimpulse zu entfernen. Bei EM-Empfang kommt es auf kurze Reaktionszeit an, und eventuell vorhandene Nadelimpulse schaden nicht. Mit S6 wählt man unterschiedlich große Differentiationskapazitäten und damit die Höhe der Austastschwelle aus. Die Zeitkonstante R22 • C2\ legt die Austastzeit auf etwa 20 ms fest. VT 14 setzt die Versorgungsspannung für VT32 auf +5,3 V herab, damit die Gatesperrschicht von VTH und VTI 2 während des Austastens nicht in Durchlaßrichtung gepolt werden kann. C22 liefert die benötigten hohen Stromimpulse. Vorgaben: ß B * Re-, Vr = Un/Ueini Brenzfrequenz fgo Danngilt: Ra = Vr'Rg C A - 7/(fr Vz- fg 0 ■ Rß) C B = 7/(2 V2k ■ • Rß- ftp) Bild 10 Aktiver Tiefpaß (Prinzip- schaltung) mit Hinweisen zur Dimensionierung. Die angegebenen Bau¬ elemente gelten für V R = 50, R g = 4,7 kO. und / B o = 10,2 Hz 71 Die Austastschaltung funktioniert auch bei EM-Empfang sehr gut. Bei Störimpulsen, die die Schwelle überschreiten, ist nur ein geringer Ausschalt¬ knack zu hören, ln Verbindung mit einer automatischen Lautstärkeregclung wäre ihre Handhabung noch bequemer. Sender Zum Senden entnimmt C23 dem Schaltkreis Dl.l (Bild 2) einen kleinen Teil der Rechteckausgangsspannung und führt ihn VT8 (Bild 6) zu. C23 besteht aus einem Stück Schaltdraht, der einmal um die Gateleitung von VT6.1 herumgewickelt ist. Man gleicht C23 auf t/ b _ V 'rs = 50 ... 70 mV ab. VT7, VT8 und VT15 verstärken dieseSpannung auf U R24 _ PP = 2 V. Der Tasttransistor VT15 steuert den Treibertransistor VT16 an. Den Aus¬ steuerungsgrad kann man durch Verkleinern von R RV i 4 bis zu einem Maxi¬ malwert vergrößern. Über diesen Wert hinaus nimmt der Aussteuerungs¬ grad wieder ab. Es ist zweckmäßig, die zugehörige Stellung an der Front¬ platte mit einem Punkt zu markieren. VT16 arbeitet im C-Betrieb. DasL-Glied L3, C41, C42 paßt den optimalen Treiberlastwiderstand /? L -vri6-o P t = 50012 an den niederohmigen Ein¬ gangswiderstand R e ,„_vTi 7 = 1012 der Endstufe VT17 an. Seine Bandbreite beträgt bei f 0 = 3,6 (bzw. 7) MHz B = 0,5 (bzw. 1) MHz. VT 17 arbeitet im C-Betrieb ohne Ruhestrom. Die positiven Halbschwingungen vom Treibersignal fließen in die Basis von VT17, die negativen durch VD3, so daß das L-Glied tatsächlich einen vollständigen Schwingungsvorgang aus¬ führen kann und eine energiesparende Transformation bewirkt. Zum Abgieich des L-Glieds zwischen Treiber und Endstufe setzt man vorübergehend das L-Glied der Endstufe außer Betrieb und gleicht LA (bzw. L5) auf größten Endstufenkollektorgleichstrom ab. Dabei ist der An¬ steuerpegel (RV17) konstantzuhalten und vor jedem Ablesen der Chassis¬ deckel zu schließen. Die Stromverstärkung des Endtransistors soll bei der angegebenen Dimen¬ sionierung mindestens B = 160 betragen. Setzt man den KT 945 A ein, so muß wegen seiner geringeren Stromverstärkung die Vorverstärkung erhöht werden. Bei R L = 2012 Kollektorlastwiderstand kann man im C-Betrieb bei ver¬ nachlässigbarer Kollektorrestspannung P ms = U^yllR^ als Output er¬ warten, z. B. bei t/ G i = 13 V (unter Last) P aus = 4,2 W. Bei vernachlässigbaren Verlusten entsteht am 56-12-Absorber die Spitze- Spitze-Spannung 14„,_ pp = 2 N /2/2 lus /? anl = 43 V. Zum Abgleich des End¬ stufen-L-Glieds schließt man an die Antennenbuchse einen 56-12-Absorber an und dreht RV17 (Bild 6) auf, bis die HF-Spitze-Spitze-Spannung am Absorber 43 V beträgt. Dann schaltet man S9 (Bild 7) in Stellung «Input», liest am Drehspulme߬ werk PI den Kollektorgleichstrom I c av-vti 7 der Endstufe ab und wiederholt das Verfahren bei anderen Frequenzen. Auf der Frequenz mit dem geringsten 72 Kollektorgleichstrom / C av-vti7 ist der Wirkungsgrad am höchsten. Durch Abändern von L4 (bzw. L5) bringt man diese Frequenz in Bandmilte. Hinweise zur Konstruktion Auf der Frontplatte des Mustergeräts sind in der oberen Reihe von links nach rechts angeordnet: Bandschalter S9, Sendepegelsteller RV17, Ofifset- einsteller RV10, Bandbreitenschalter S2, Drehspulmeßwerk PI, Mittel¬ lückenschalter S3, Rauschblende RV15 und Austastschwelle RV21. ln der unteren Reihe: S5, Vorkreisgrobabstimmdrehkondensator CV1, Lautstärke¬ steller RV18, Feinabstimmdrehkondensator CV3, Grobabstimmkonden¬ sator CV2, Oszillatorbandschalter Sil und Netzschalter S4. An der Rückwand befinden sich NF-Ausgang, EIN-Schalter für die Stör¬ austastung S16, Meßwerkumschalter S9, Seitenbandwahlschalter S14, Lesefrequenzumschalter S15, Mithörlautstärkesteller RV22, Offsetgrob- abgleich RV4, Antennenbuchse, Frequenzzählerbuchse, Tastenbuchse, Batterieanschlüsse, Klemmen für Batterieprüfung und Ausgang für Tast¬ spannung zur Endstufentastung. Im Mustergerät ist S9.4 als getrennter Schalter aufgebaut und läßt sich von der Rückwand bedienen. Es ist be¬ triebstechnisch bequemer, S9.4 mit S9.3 mechanisch zu kuppeln. Man muß aber auf gute elektrische Entkopplung beider Schalterstellen achten. Spulentabelle Ll.l - 11 Wdg., 0,8-mm-CuL, in 2 Kammern LI.2 - 12 Wdg., 0,3-mm-CuL, in der 3.Kammer LI.3 - 3 Wdg., 0,3-mm-CuL, 10 mm Durchmesser, auf Stirnseite von LI.2 geklebt (Spulenkörper aus Kunststoff, 3 Kammern, D, = 10 mm, = 18 mm, 8,5 mm lang.) L3.1 - 9 Wdg., 1-mm-CuL, 17 mm Durchmesser, 12 mm lang L3.2 - 11 Wdg., 1-mm-CuL, 17 mm Durchmesser, 20 mm lang (Abstand beider Spulen = 12 mm.) L4 - 22 Wdg., 1-mm-CuL, 22 mm Durchmesser, 25 mm lang L5 - 15 Wdg., 1-mm-CuL, 22 mm Durchmesser, 23 mm lang L6.1 - 11 Wdg., 0,8-mm-CuL, 25 mm Durchmesser, 10 mm lang L6.2 - 11 Wdg., 0,5-mm-CuL, überLö.l gewickelt L6.3 - 2 Wdg., 0,5-mm-CuL, 25 mm Durchmesser, Abstand zu L6.2 (wenige mm) abgleichen L6.4 - 1 Wdg., 0,5-mm-CuL, 25 mm Durchmesser, Abstand zu L6.1 (wenige mm) abgleichen (Induktivität 80 m etwa 10p.H, 40 m etwa 2,5pH). LD1 ... LD9- 3 Wdg.,0,3-mm-CuL, 6-Loch-Zylinderkern, 6 mm 0,10mm lang 73 Literatur [1] H. Spieler, DL 6 FY, CW-Direktempfangstechnik. cq-DL 53 (1982) Heft 3, Seite 113 bis 116 [2] H.Spieler, DL 6 FY, CW-Direkt-Transceiver für 80 m/40 m. cq-DL 53 (1982) Heft 5, Seite 212 bis 215, Heft 6, Seite 274 bis 276, Heft 7, Seite 322 bis 324, Heft 8, Seite 380 bis 382, Heft 9, Seite 430/431 Wir klären Begriffe RUHEMASSE 74 Dipl.-big. Heinz Bergmann HF-Störungen - Ursachen und Abhilfe Die Entwicklung der Nachrichtentechnik, der Elektronik und der Leistungs¬ elektronik hat einen hohen Stand erreicht, der im hier interessierenden Zu¬ sammenhang zu hochempfindlichen Geräten, zu einer Überbelegung der zur Verfügung stehenden Frequenzbänder durch leistungsstarke Sender und zu hohen zu schaltenden Leistungen geführt hat. Die störende Einstrahlung unerwünschter hochfrequenter Signale in Geräte und Anlagen ist durch eine verstärkte Abstrahlung von HF-Energie in unterschiedlicher Form und für unterschiedliche Zwecke zu einem Problem geworden, das sowohl an Ge¬ räte- und Anlagenhersteller neue Anforderungen stellt als auch in bestehen¬ den Geräten und Anlagen die Behebung von Störungen erfordert. Die Unterdrückung von Hochfrequenzeinstrahlungen durch geeignete Maßnahmen ist allerdings ein sehr individuelles und vom betreffenden Gerät und von seinem Aufstellungsort abhängiges Verfahren, für das es keine all¬ gemein geltenden Richtlinien gibt. Durch die Abhängigkeit vom jeweils vor¬ liegenden elektromagnetischen Feld kann eine an einem Gerät getroffene Maßnahme an einem anderen Gerät gleichen Typs in einer anderen Um¬ gebung weniger wirksam sein. Weiterhin gilt es, leitungsgebundene Störun¬ gen wirkungsvoll zu unterdrücken. Das Gesamtproblem der elektromagneti¬ schen Beeinflussung und Störung sowie ihre Verhütung werden auch als elektromagnetische Verträglichkeit bezeichnet, worunter man die Fähigkeit eines Systems oder Geräts versteht, in seiner elektromagnetischen Umwelt zu funktionieren, ohne selbst die Umwelt und damit andere Systeme oder Geräte übermäßig oder untragbar zu stören. Die anstehenden Probleme dieses Zusammenwirkens in einer Umwelt mit einem verträglichen Be¬ einträchtigungsgrad sind vielerorts einer Lösung zuzuführen, die den Be¬ reich der Nachrichtentechnik und der Leistungselektronik wie auch der Datenverarbeitung und andere Bereiche einschließt. In diesem Zusammen¬ hang hat ein neuer Qualitätsparameter für Systeme und Geräte an Bedeu¬ tung gewonnen, der unter dem Begriff Störfestigkeit zusammengefaßt wird. Für den Hersteller elektronischer Systeme und Geräte ergibt sich damit die Forderung, störfestigkeitsfördernde Maßnahmen so zu konzipieren und zu realisieren, daß die zugesicherten technischen Parameter unter den zulässi¬ gen elektromagnetischen Umweltbedingungen eingehalten werden. Die maximalen Feldstärken, unter denen eine Störfestigkeit gewährleistet sein 75 sollte, sind gesetzlich [1] festgelegt. Sie können für funktechnische Einrich¬ tungen bis zu 10 V/m [2] und für Geräte der Unterhaltungselektronik um 1 V/m betragen. Klassifizierung von Störungen Störsignalpegel lassen sich in ihrer Form und ihrem zeitlichen Verlauf nach in folgende Gruppen einteilen (Bild 1): - sinusförmige Dauersignale; - impulsförmige Dauersignale (breitbandiges Linienspektrum mit zeitlich konstanten Amplituden); - rauschförmige Dauersignale (breitbandiges kontinuierliches Spektrum mit zeitlich statistischer Amplitudenverteilung); - Kurzzeitstörungen (Einzelimpulse mit großer zeitlicher Periode). Die gezeigten Störsignalformen haben ein unterschiedliches Spektrum, was besondere Maßnahmen für die Entstörung erfordert. Die Ausbreitung derartiger Störungen zwischen Sender und gestörtem Gerät kann wie folgt klassifiziert werden: - galvanische Ausbreitung über angeschlossene Leitungen (z. B. Netz); - induktive und kapazitive Verkopplung über Leitungen; - Ausbreitung in Form elektromagnetischer Strahlung. Der zu berücksichtigende Frequenzbereich erstreckt sich von einigen Hertz bis zu den höchsten in heutigen Systemen und Geräten verwendeten oder in der Umwelt auftretenden Frequenzen, so daß sich die obere Grenze bis zu 40 GHz erweitert hat. Besonders aufwendig in ihrer Unterdrückung und bei den Gegenmaßnahmen sind Störungen, die sich aus einer induktiven Beeinflussung sowie durch elektromagnetische Wellen als leitungsgebundene oder leitungsfreie Störung ergeben. Bild 2 zeigt im Prinzip die Verhältnisse zwischen Störquelle, Übertragungsweg und Störsenke, d.h. gestörtes Gerät. Dabei ist zu beachten, daß die Störquelle sich auch im Gerät selbst befinden kann. Eine andere Betrachtungsweise unterteilt in: - Funkstörungen, d. h., die Störung gelangt über den Signalweg (Über¬ tragungskanal) in den Empfänger; - funkstörende Beeinflussung bzw. Einstrahlung, d.h., die Störung gelangt außerhalb des Übertragungskanals durch Einstrahlung in den Emp¬ fänger. Eine Entstörung betrifft eine Herabsetzung des Störvermögens von Syste¬ men und Geräten, die als Störquelle auftreten, während die Erhöhung der Störfestigkeit Maßnahmen in Systemen und Geräten enthält, gegenüber auf¬ tretenden Störungen unempfindlich zu sein. 76 Amplitude Spektrum o) Amplitude Bild I Störsignale - Formen und Spektrum; a - diskretes sinusförmiges Dauer¬ signal, b - impulsförmiges Dauersignal, c - rauschförmiges Dauersignal, d - Kurzzeitstörung Zeit Zeit 77 Bild 2 Slörqnelle - Überiragungsweg - Störsenke (Prinzip) Störursachen und Störquellen Die Möglichkeiten für das Auftreten von Störungen sind relativ groß. Neben funktechnischen Einrichtungen, für die entsprechende Vorschriften einzu¬ halten sind, kommen immer mehr leistungselektronische Geräte und die Vielzahl der im Haushalt vorhandenen elektrischen Geräte in Betracht. Weiterhin müssen medizinische Geräte, Beleuchtungseinrichtungen (Leucht¬ stoffröhren), Thermostate und Schalter mit berücksichtigt werden. Dem¬ entsprechend ist auch die Anzahl der möglichen Störerscheinungen groß, über die und ihre möglichen Ursachen Tabelle 1 einen Überblick gibt. Eine relativ neue Störquelle können Taschenrechner und Tischrechner sein, obwohl sie keine Sender im üblichen Sinne sind. Von ihnen können Störungen ausgehen, die meist in einem Zusammenhang mit der im Taschen¬ rechner verwendeten Taktfrequenz stehen. Eine weitere, relativ junge Stör¬ quelle können Schaltnetzteile sowie Einrichtungen zur stufenlosen Ein¬ stellung der Lampenhelligkeit (Dimmer) sein. Allgemeine Maßnahmen zur Verringerung von Störungen Die Störfestigkeit von Systemen und Geräten läßt sich durch unterschied¬ liche allgemeingültige Maßnahmen verbessern, die im konkreten Einsatzfall zu mehr oder weniger Erfolg führen und die überblickmäßig kurz dar¬ gestellt werden. 78 Tabelle 1 Störungserscheinungen und -Ursachen Erscheinungsbild Mögliche Ursachen ständig Rauschen, Brummen Elektromotoren in Haushalt und Industrie, Thyristorhelligkeitsregler, elektronische Spannungswandler Sprache unter Umständen verzerrt Funkstellen kratzendes Rauschen, Knattern, Prasseln Kollektorelektromotoren, Gro߬ gleichrichter, Spannungsüberschläge an Hochspannungsleitungen, schmorender Kontakt, Kriechströme (z. B. durch Feuchtigkeit) schnell an- und abschwellender Brummton Therapiegerät (Diathermie) an- und abschwellendes Prasseln statische Aufladungen der Antennen, Haushaltgeräte (Kaffeemühle, Staubsauger usw.), Aufzugsanlagen Knattern ortsfest betriebener Otto-Motor (z.B. Notstromanlage, Kompressor usw.), stehendes Kraftfahrzeug mit laufendem Motor zeitweise periodisch Knacken, Ticken Thermostate (z.B. Kaffeemaschinen, Bügeleisen, Heizgeräte, Kühlanlagen usw.), Reglerkontakte, Uhren unregelmäßig, kurz Knacken, Krachen atmosphärische Störungen (Gewitter), Schaltautomaten, Kontakte von Lichtschaltern, andere Kontakt¬ störungen anhaltend, f requenzabhängig Brummen, Rauschen, Pfeifen, Zwitschern Effekte im Netzgleichrichter, «Dimmer», Leuchtstoffröhren¬ drosseln, Überlagerung frequenz¬ benachbarter Sender, Oszillatoren anderer Rundfunkgeräte 79 Die erste Maßnahme betrifft die Störquelle, d.h., alle Systeme und Geräte sind durch Einhaltung definierter Toleranzgrenzen für hohe Spannungen, Ströme, Felder und Energien sowie durch eine entsprechende konstruktive Gestaltung möglichst störungsarm aufzubauen, so daß sie idealerweise nicht als Störquelle in Erscheinung treten. Weiterhin ist dafür zu sorgen, daß zwischen Störquelle und Störsenke möglichst keine Verkopplung stattfinden kann. Beispiele dafür sind hoch¬ frequenzdichte Gehäuse, Zuführung von Eingängen und Ausgängen sowie der Energieversorgung über Filter, Unterbringung von Baugruppen in ab¬ geschirmten Kammern mit gefilterten Verbindungsleitungen, kurze Leitun¬ gen unter Vermeidung einer Parallelführung der Leitungen, Abschirmun¬ gen und Verdrillen von Leitungen, Begrenzung von Spannungen, Potential¬ trennung u.a. Bei der Signalsiebung unterscheidet man: - Signalsiebung mit RC-Siebgliedern, wenn der Frequenzbereich des Stör¬ signals genügend weit über dem des Nutzsignals liegt; - Signalsiebung mit /-('-Gliedern im Fall einer Lage des Störfrequenz¬ spektrums nahe dem des Nutzfrequenzspeklrums; - Signalsiebung mit Bandsperren, die sich als sogenannte selektive Filter beim Auftreten unerwünschter Störspannungen zu ihrer Unterdrückung als geeignet erwiesen haben. Ein Netzfilter kommt immer dann zum Einsatz, wenn die Gefahr besteht, daß ein Gerät gestört werden kann, oder wenn zu viel Störenergie an das Netz abgegeben wird. Es gibt unterschiedliche Möglichkeiten, ein Filter einzubauen. Es kann sowohl die Störquelle wie die Störsenke oder beides zusammen entstört werden. Als Filter verwendet man Absorptions- und LC-Filter, die auch für andere leitungsgebundene Störungen geeignet sind. Im folgenden werden einige Maßnahmen zur Verringerung der Stör¬ beeinträchtigungen, die sich auf vorwiegend Rundfunkempfänger, auf den Autoradioempfang und die Leistungselektronik als ausgewählte Beispiele beziehen, vorgestellt. Verringerung der Einstrahlung in Rundfunkempfängern Einstrahlungsstellen können außerhalb und innerhalb von Rundfunk¬ empfängern auf treten. Zuerst sollte man sich auf Einstrahlungsstellen außer¬ halb des Geräts konzentrieren, wozu noch folgende Maßnahmen dienlich sind: - Vermeiden langer, unabgeschirmter Verbindungskabel zu einzelnen Heim- geräten (Rundfunkempfänger - Magnetbandgerät, Rundfunkempfänger- Plattenspieler); - Herstellen guter Erdverbindungen zwischen den Geräten bzw. Zubehör¬ einrichtungen (Mikrofon); - Vermeiden langer, unabgeschirmter Lautsprecherleitungen zu den Laut¬ sprecherboxen ; 80 - ordnungsgemäß aufgebaute Antennenanlage einschließlich Antennen¬ verstärker, Frequenzweichen und Ableitungen sowie Verteilereinrich¬ tungen. Die Untersuchung im Gerät selbst beginnt mit einem allgemeinen Über¬ prüfen der Erdverbindungen und der Lötstellen. Oftmals ist die Ursache auch bei Elektrolytkondensatoren zu finden, die infolge langer Betriebszeit ihren Innenwiderstand beträchtlich erhöhen. Störung des HF-Teils Störeinstrahlungen in den HF-Teil von Rundfunkempfängern sind relativ selten, da die Selektionsmittel eine ausreichende Dämpfung unerwünschter Signale bewirken. Abhilfe gegenüber eventuellen Einstrahlungen schaffen ein HF-Trenntransformator (s. Filter 1 in Tabelle 2) bzw. geeignete HF- Hochpässe oder Bandsperren. Zur Unterdrückung von Empfangsstörungen durch starke Störsignale von in unmittelbarer Nähe gelegenen HF-Sendern dienen selektivere Mittel wie Saug- und Sperrkreise bzw. eine direkt am UKW-Tunereingang oder an der Antennenbuchse angebrachte und als Saugkreis wirkende Stichleitung. Störungen des NF-Teils (Bild 3) Eine häufig auftretende Störung ist die HF-Einstrahlung in den NF-Teil. Derartige Störungen werden von Sendern verursacht, die mit Amplituden¬ modulation (Kurzwellen-, Mittelwellen- und Langwellensender) oder mit Einseitenbandmodulation arbeiten. Auch in diesem Fall liegt oftmals keine Direkteinstrahlung in den NF-Teil vor, sondern die unerwünschten HF- Signale gelangen über die angeschlossenen Mikrofon-, Plattenspieler- oder Magnetbandgerätekabel sowie über Lautsprecher- und Netzzuleitungen in das Gerät. Im Gerät erfolgt an einer nichtlinearen Kennlinie eine Gleich¬ richtung, und nach einer entsprechenden Verstärkung wird das Störsignal über die Lautsprecher hörbar. Eine entsprechende Abhilfe schaffen RC- und LC-Glieder in den Leitungseingängen. Auch innerhalb des Geräts selbst ist eine Einstrahlung über längere Ver¬ bindungsleitungen zwischen einzelnen Leiterplatten möglich. Zur Ermitt¬ lung der Einstrahlstelle sind am zweckmäßigsten zunächst alle Anschlu߬ kabel (Mikrofon-, Plattenspieler- und Magnetbandgerätekabel) sowie die Lautsprecherleitungen zu entfernen. Die Lautstärke ist auf Maximum zu stellen. Die Klangeinsteller und der Balanceeinsteller stehen in Mittel¬ stellung. Zum Abhören der Störung verwendet man die eingebauten Laut¬ sprecher. Mit dem Lautstärkeeinsteller läßt sich ermitteln, ob die Störung in Stufen vor bzw. hinter dem Lautstärkeeinsteller einstrahlt. Beim Einkreisen der Einstrahlstelle (Tabelle 3) trennt man einmal stufen¬ weise durch lpoliges Auslöten des Koppelkondensators den NF-Weg auf. 6 Schubert, Eljabu 84 81 Tabelle 2 Maßnahmen für Störunterdrückung 82 83 Tabelle 3 Störungsuntersuchungsschritte Um das stufenweise Auftrennen zu vermeiden, kann man auch einen Kon¬ densator mit einem hohen Kapazitätswert verwenden und den NF-Weg stufenweise kurzschließen und auf diese Weise die gleichrichtende NF-Stufe ermitteln. Ist die Einstrahlungsstelle gefunden, so lassen sich unterschied¬ liche Entstörmaßnahmen anwenden. Die wirksamste Störunterdrückung ist ein 7t-Filter (Filter 2), das sich so¬ wohl in den Basis- als auch in den Kollektorkreis einfügen läßt. Eine be¬ sonders einfache, aber dennoch wirksame Entstörmaßnahme ist ein Konden¬ sator (Filter 3) zwischen Basis und Emitter in einer Emitter-Basis-Schaltung bzw. zwischen Basis und Kollektor in einer Kollektor-Basis-Schaltung. Reicht diese einfache Maßnahme zur Entstörung nicht aus, so kann in die 84 Bild 4 IS-Entstörung Basisleitung zusätzlich ein Siebwiderstand (Filter 4) bzw. eine HF-Drossel (Filter 5) eingefügt werden. Eine weitere Entstörmaßnahme ist eine HF- Drossel in der Emitterleitung (Filter 6). Bei im NF-Teil vorhandenen integrierten Schaltkreisen muß man HF- Sperren am NF-Eingang vorsehen, die durch eine HF-Drossel oder einen Widerstand realisiert werden können (Bild 4). Weiterhin ist ein Abblocken der Versorgungsspannung direkt an dem integrierten Schaltkreis möglich. Neben einer Entstörung am IS-Eingang kann auch noch eine entsprechende Entstörung am IS-Ausgang erforderlich werden. Gelangt die Störung nicht über eine Direkteinstrahlung in den NF-Teil selbst, sondern über die NF-Eingänge, so kann einmal eine Einstrahlung auf die Verbindungskabel vorliegen, zum anderen kann das dem NF-Teil zugeführte und weiter zu verstärkende NF-Signal bereits ein demoduliertes Störsignal enthalten, das von einem vorgeschalteten Gerät (Plattenspieler, Diktiergerät oder Magnetbandgerät) stammt. Durch ein Nacheinander- anstecken der Anschlußkabel läßt sich feststellen, von welcher Tonfrequenz¬ quelle die HF-Störsignale an den Eingang des NF-Teils gelangen. Abhilfe bringen eine Untersuchung bzw. eine Veränderung von Erdungspunkten, ein Einfügen von HF-Siebmitteln direkt am Eingang oder ein Einsatz eines Entstöradapters im Verbindungskabel. Bei Plattenspielern kann eine Einstrahlung stattfinden, wenn das Signal über den Abschirmmantel des Anschlußkabels zurückgeleitet wird. Hier ist empfehlenswert, daß sämtliche Abschirmmäntel nur an der Chassismasse des Verstärkers liegen und nicht noch zusätzlich an der Plattenspielermasse. Zur Entstörung der Eingänge benutzt man RC- bzw. bei niederohmigen Tonfrequenzquellen LC-Glieder. Weiterhin lassen sich auch Siebglieder in Form von Entstöradaptern zwischen Anschlußkabel und Verstärkerein¬ gangsbuchse einfügen. Eine weitere Einstrahlstelle bei NF-Anlagen sind die Lautsprecher¬ leitungen, die bei HiFi-Anlagen (Lautsprecherboxen) mehrere Meter lang sein und als Antenne wirken können. Die unerwünschten HF-Signale ge¬ langen vom Lautsprecheranschluß über die Gegenkopplung zu NF-Vor- stufen und verursachen dort Störungen in der beschriebenen Art. Diese Störungen lassen sich durch einen Miniaturkeramikkondensator zwischen den beiden Lautsprecheranschlüssen (Filter 7) bzw. durch 2 Kondensatoren mit geerdetem Mittelpunkt bei einem symmetrischen Lautsprecherausgang beseitigen. Ferner kann man unabgeschirmte Lautsprecherkabel gegen ab¬ geschirmte austauschen. Bild 5 zeigt eine andere Entstörmöglichkeit für die¬ sen Fall. Gelangen die Störungen über die Netzschnur ins Gerät, so lassen 85 Lautsprecher- Lautsprecher- Entstörung langer Lautsprecher¬ buchse Stecher Leitungen sich geeignete Netzfilter (Filter 8) im Primärkreis des Netztransformators einsetzen. In Tabelle 3 sind schematisch Untersuchungsschritte zusammengestellt, die das Einkreisen der Einstrahlstelle ermöglichen. In Bild 3 sind die Stellen, an denen entsprechende Filter eingefügt werdenmüssen, in der vereinfachten Prinzipschaltung eines Rundfunkempfängers markiert. Die vorgeschlagenen Entstörmaßnahmen lassen sich in entsprechender Weise auch auf andere Heimelektronikgeräte anwenden. Wurde die Störung z.B. auf ein Magnetbandgerät zurückgeführt, so muß bestimmt werden, ob die Störung nur während der Wiedergabe selbst aufgezeichneter Bänder oder bereits bespielter Bänder auftritt. Im ersten Fall liegt dann eine Einstrahlung im Gerät vor, die auf das Band gelangt. Ein entsprechendes Filter am Ein¬ gang des Vorverstärkers kann Abhilfe schaffen. Ein Einstrahlen kann auch hier über angeschlossene Kabel bzw. über die Eingänge und den eingebauten Lautsprecher erfolgen. Eine empfindliche Einstrahlstelle bei Plattenspielern ist der Tonabnehmer, besonders dann, wenn der Tonabnehmerträger am Tonarm aus Plast besteht. In diesem Fall hilft eine Metallfolie oberhalb des Tonabnehmers, die mit Tonabnehmermasse verbunden wird. Maßnahmen zur Entstörung des Rundfunkempfangs im Kraftfahrzeug Besonders kritisch ist der Rundfunkempfang im Auto bezüglich der mög¬ lichen Störungen, über deren Beseitigung ein Überblick gegeben werden soll. Störquellen im Auto sind (Tabelle 4): - die Zündanlage; - kleine Elektromotoren; - die Lichtmaschine; - das Ein- und Ausschalten von Verbrauchern (Kontakte). Durch diese Störquellen kann eine - Störung von anderen Rundfunkteilnehmern (Fernstörung) und eine - Störung des Empfangs im betreffenden Kraftfahrzeug (Nahstörung) auftreten. Die Störung durch die Zündanlage wird auf Grund der Funkenentladung an den Zündkerzen und an der Verteilerfunkenstrecke verursacht und kann mit folgenden Maßnahmen reduziert werden: 86 Tabelle 4 Störquellen im Kraftfahrzeug • Zündanlage mit Zündkerzen und Ver- häufig zu entstören teiler sowie Unterbrecherkontakt und Zündspule • Lichtmaschine mit Kontaktregler • Kleinmotoren (Wischer, Lüfter, weniger häufig zu entstören Scheibenwaschpumpe, Benzinpumpe, Scheibenhebermotoren, Schiebedach¬ betätigung, Rundum-Kfcnnleuchten- antriebe) • Spannungsregler für Anzeigeinstrumente (Bimetall) • Zeituhren selten zu entstören • Signalhorn • Blinkgeber • Drehzahlmesser • Sensoren (Tankgeber, Bremsbelagüber¬ wachung) • Schalter (Bremslichtschalter) - Widerstandszündleitung - die für die Abstrahlung wirksame Länge der Leitungen wird verkürzt, für UKW jedoch wenig wirksam; - HF-Entkopplung der Störquelle von der Leitung durch einen zwischen¬ geschalteten Vierpol (spezielle Zündverteilerfinger und Kerzenstecker); - vollständige Schirmung der Zündanlage. Die Störungen, die von kleineren Elektromotoren ausgehen, liegen im Frequenzbereich bis 200 MFiz. Sie werden in die Versorgungsleitungen ge¬ koppelt, die als Antenne wirken. Maßnahmen sind: - Kondensator parallel zum Elektromotor, Drossel in Reihe mit der Speise¬ leitung; - LC-Filter (Bild 6); - Benachbarte Leitungen hochfrequeivzmäßig auf Masse legen. Bordnetz Bild 6 Entstörfilter für Kleinmotoren 87 In der Generatoranlage (Drehstromlichtmaschine) werden Störungen durch die Gleichrichterdioden (Ausräumen der Sperrschicht) und den Regler erzeugt. Die Störungen durch die Dioden breiten sich auf der Plusleitung aus und lassen sich durch einen Kondensator reduzieren. Bei einem separat von der Lichtmaschine angeordneten Regler breiten sich die Störungen auf den Leitungen D+ und DF aus, während bei an der Lichtmaschine angebauten Reglern die Störungen über die Ladekontrolleitung zum Armaturenbrett ge¬ langen. In diesem Fall helfen entstörte Regler bzw. Filter in der entspre¬ chenden Leitung. Eine nahezu vollständige Entstörung ist mit dem ASU-System (auto¬ matische Störimpulsunterdrückung) möglich, bei dem im Autoradio die Reststörimpulse elektronisch ausgetastet werden. Wesentlich für eine gute Entstörung im Kraftfahrzeug ist auch ein ent¬ sprechender Potentialausgleich zwischen den einzelnen Teilen der Zünd¬ anlage und der Karosserie sowie dem Motorblock. Dazu zählen Masse¬ bänder zwischen Zündspule und Motorblock bzw. zwischen Motorhaube und der übrigen Karosserie. Die Entstörung von Schalterkontakten durch Kondensatoren allein ist nicht immer wirksam. Besser, aber auch kompli¬ zierter ist der Einsatz von Drosseln (Bild 7), deren praktische Anwendung jedoch vielfach an den hohen Strömen und dem entstehenden Spannungs¬ abfall scheitert. Schalter Bild 7 Entstörung eines Schalters Entstörung in der Leistungselektronik In der Leistungselektronik werden mehr und mehr Leistungshalbleiter ein¬ gesetzt, die an Stelle von Kontakten Schaltaufgaben übernehmen. Ver¬ bunden damit sind neue, für kontaktlose Schalter typische Störungen. Leistungshalbleiter werden benutzt: - zum unregelmäßigen, vereinzelten Ein- und Ausschalten von Strömen; - zum Ein- und Ausschalten mit Netzfrequenz oder einer anderen niedrigen Frequenz (< 10 kHz), z.B. Lichtregler; - zum mittelfrequenten Ein- und Ausschalten (> 10 kHz), z. B. getaktetes Netzgerät mit 40 kHz. Je kürzer die Schaltzeit, desto größer die zeitliche Stromveränderung d/'/dr, und um so höher wird die induzierte Störspannung über dem Schalt¬ element und seiner Zuleitung. Beim Ein- und Ausschalten mit niederen und mittleren Frequenzen entstehen Störspannungen, die über das Netzkabel ins Netz abfließen können. Bei der Entstörung unterscheidet man: 88 Netz- nachbildung 150S1 u * Symmetrische Störung Tr^\ 150Q I Netz¬ nachbildung 150Q ^ISOS^J •=■ Asymmetrische Störung Bild 8 Symmetrische und asymmetrische Störung - Geräte, die eine niedrigere Grundfrequenz als 10 kHz haben (wie Licht- und Motorregler) und die im Bereich von 140 kHz ... 30 MHz stören; - Geräte mit einer höheren Grundfrequenz als 10 kHz (geschaltete Netz¬ geräte, Ultraschallgeräte, Funkenerosionsmaschinen usw.), die im Be¬ reich von 10 kHz ... 30 MHz, eventuell zusätzlich auch im Bereich von 30 ... 300 MHz stören. Als Störungen treten - symmetrische Störungen und - asymmetrische Störungen auf, die in der Praxis meist beide vorhanden sind, zur Erleichterung ihrer Unterdrückung jedoch getrennt betrachtet werden können (Bild 8). Dabei reduziert man zuerst die symmetrischen und dann die asymmetrischen Störungen. Die symmetrischen Störungen stammen von Strömen, die nicht durch den Schutzleiter zum Gehäuse der Störquelle zurückfließen. Sie lassen sich durch eine Parallelkapazität zwischen den beiden Phasen bzw. durch die Zu¬ ordnung einer Induktivität und eines Kondensators im Fall von Thyristoren oder Triacs zu jedem Bauelement vermindern. Dabei werden sie nahe am Bauelement zugeordnet. Asymmetrische Störströme fließen über den Schutz¬ leiter. Von Vorteil sind Mehrfachdrosseln (Ferritkerne mit 2 bis 4 identischen Wicklungen und sich gegenseitig aufhebenden Magnetfeldern). Störungen durch Abstrahlung können meist durch ein gutes abschirmen¬ des Gehäuse vermieden werden. Zur Vermeidung von kapazitiven Beein¬ flussungen gelten wieder die bereits angeführten Maßnahmen (kurze Lei¬ tungen, keine parallel geführten Leitungen). Zu den häufigsten Störquellen gehören Elektromotoren und dabei ins¬ besondere Kollektormotoren. Die Störungen haben häufig eine steilflankige Impulsform. Sie breiten sich auch abhängig von der Frequenz mehr oder weniger stark über die Zuleitungen oder direkt aus. Eine einfache Entstörart ist der Einsatz von Kondensatoren (Bild 9) bei asymmetrischen Störspan¬ nungen bzw. von Drosseln (Bild 10) bei symmetrischen Störspannungen. Die Drosseln müssen so bemessen sein, daß beim fließenden Laststrom keine 89 I I Bild 9 Entstörung durch Kondensatoren Bild 10 Entstörung durch Drosseln Sättigung auftritt. Eine weitere Entstörmöglichkeit bieten Ringkerne, die kein Streufeld aufweisen. Damit keine Sättigungsprobleme auftreten, ver¬ wendet man möglichst in symmetrischer Form 2 gleiche Wicklungen, die so gestaltet werden, daß sich die vom Laststrom hervorgerufenen Magnet¬ felder gegenseitig auf heben (Bild 11). Bei geringen Störungen genügen so¬ genannte Dämpfungsperlen, d.h. kleine Rohrkerne, die über einen Leiter geschoben werden können. Bei Motoren hoher Leistung lassen sich Breit¬ bandnetzfilter einsetzen (Bild 12). Bild 11 Entstörung durch stromkompensierte Ringkerndrosseln I V n zum Netztransformator H oder Gleichrichter -yW n Bild 12 Netzfilter Literatur [1] Anordnung zum Schutz der Bürger vor Gesundheitsschäden durch Einwir¬ kung elektromagnetischer Felder. GB1.I (1978) 8, Seite 114 [2] W.Prüfert, Störfestigkeit - ein Geräteparameter zunehmender Bedeutung. Technische Mitteilungen des RFZ 25 (1981) 1, Seite 3 bis 5 [3] H.Neu, Entstörung von Kraftfahrzeugen. Funkschau 50 (1978) 25, Seite 1266 bis 1269 [4] H.Uber, Wenn hohe Frequenzen stören. Fono Forum (1981) 4, Seite 100 bis 101 90 Dipl.-lng. Friedrich Schulze - Y71PH Sowjetische Amateurfunksatelliten Der erste sowjetische Erdsatellit Sputnik I, der am 4. Oktober 1957 gestartet wurde, brachte den Beweis, daß es möglich ist, mit einem sich auf einer Erd¬ umlaufbahn bewegenden Satelliten Funkverbindung aufzunehmen und ihn folglich auch als Relaisstelle von Funksignalen zu nutzen. Seit dieser Zeit begann eine stürmische Entwicklung der kosmischen Nachrichtentechnik. Seit jeher gehörten die Funkamateure zu den Bahnbrechern, wenn es galt, bestimmte Ausbreitungsbedingungen der elektromagnetischen Wellen zu er¬ forschen. So war es auch bei der Erforschung des Kosmos zur Nachrichten¬ übertragung. Mehr als 10000 sowjetische Funkamateure beobachteten die Funksignale der ersten künstlichen Erdsatelliten. In 28 Radioklubs der DOSAAF wurden spezielle Funkempfangspunkte eingerichtet. Über 30000 Beobachtungsmeldungen sowie Magnetbandaufzeichnungen mit einer Ge¬ samtlänge von etwa 200 km gingen bei der Akademie der Wissenschaften der UdSSR ein. Diese von den sowjetischen Funkamateuren gesammelten Daten trugen zu wichtigen wissenschaftlichen Erkenntnissen über die Aus¬ breitung der Funkwellen im Kosmos bei. Versuchssatelliten Radio 1 und Radio 2 Mit dem Start der ersten Amateurfunksatelliten Radio 1 (Rufzeichen: RS 1) und Radio 2 (RS 2) trat eine neue Ära in der Geschichte de? Amateurfunks ein. Dem Start der ersten Amateurfunksatelliten ging eine 3jährige, schöp¬ ferisch angestrengte Arbeit voraus. Auf Initiative der sowjetischen Zeit¬ schrift RADIO wurde ein Kollektiv gebildet, das sich mit der Entwicklung von Amateurfunksatelliten beschäftigte. In diesem vereinten sich sowohl Wissenschaftler, Funkspezialisten, Vertreter der sowjetischen Funkföde¬ ration und des Zentralen Radioklubs der UdSSR E.T.Krenkel als auch Amateurfunkkollektive und Studenten unterschiedlicher Hochschulen. Der jüngste Mitarbeiter, [gor Bilenko, war 15 Jahre alt, das älteste Mitglied des Kollektivs, Wladimir Leonidowinch Dobroshansk, zählte 70 Jahre. Die geistige Urheberschaft der sowjetischen Amateurfunksatelliten kommt Leonid Michailowitsch Labutin ( UA 3 CR) zu. Er verstand es, viele bekannte Funkamateure und Konstrukteure für die Entwicklung der Ama- 91 teurfunksatelliten zu begeistern, ihre Arbeit in bestimmte Richtungen zu lenken und zu koordinieren. Von seinen Mitarbeitern wäre vor allem V.A.Eshow (RA 3 ARR) zu nennen, der maßgeblich am Bau der Empfangseinrichtung der Radio- Satelliten beteiligt war. Des weiteren sind L. M. Demtschenko, der die Karkassen der Sonnenbatterien konstruierte, sowie die Schöpfer der Boden¬ leitstellen, W. Uly hin (UV 3 FL), J.Chomow (UA3FG), G. Schulgin (UA 3 ACM), S./onow (UA-3-170-184), S.Meschkow ( UA-3-137-205), G.Omarow, u. a. hervorzuheben. Die Hauptarbeit wurde im neuen, eigens zu diesem Zweck gegründeten Laboratorium für kosmische Technik der DOSAAF, vom Studentenkonstruk¬ tionsbüro des Moskauer Luftfahrtinstituts S.Ordshonikidze und des In¬ stituts für Energetik sowie von den Funkamateuren aus Kaluga, Molo- detschno, aus der Region Primorje und aus dem Moskauer Gebiet geleistet. Innerhalb von 3 Jahren wurden bei beiden Experimentalsatelliten mit Um¬ setzern für den Amateurfunkverkehr und die Bodenleitstation entwickelt. Zu Ehren des Initiators und Koordinators aller Arbeiten, der Zeitschrift RADIO, erhielten sie die Bezeichnung Radio 1 und Radio 2. Am 26. Oktober 1978 war es dann soweit. Die beiden Amateurfunksatel¬ liten wurden gemeinsam mit dem Satelliten Kosmos 1045 durch eine Träger¬ rakete auf eine annähernd kreisförmige Umlaufbahn gebracht. Sie wiesen jeder eine Masse von etwa 40 kg auf. Das Gehäuse war in Form eines Zylin¬ ders mit einem Durchmesser von 420 mm und einer Höhe von 390 mm aus¬ geführt. Außen waren die Antennen und die Sonnenbatterien befestigt. Die anfängliche Umlaiffzeit der Satelliten betrugt 120,4 min, die maximale Entfernung zur Erdoberfläche (Apogäum) nahm 1724 km und die minimale Entfernung zur Erdoberfläche (Perigäum) 1688 km ein. Der Neigungswinkel der Flugbahn zum Äquator betrug 82,6°. Bei einer solchen Auswahl der Flugbahn überflogen die Rorf/o-Satelliten an einem Tag bis zu lOmal das Territorium der UdSSR, sie tauchten dabei bis zu 25 min in der Funksicht der einzelnen Amateurfunkstellen auf. Wenn der Satellit in der Funksicht der Bodenstelle erschien, hörte man sein von einer Funkbake abgestrahltes Rufzeichen RS 1 bzw. RS 2. Die Satellitenumsetzer gewährleisteten den Empfang der Funksignale von den Bodenfunkstellen im Frequenzbereich von 145,880 ... 145,920 MHz. Nach der Verstärkung wurden die Signale im Bereich von 29,360 bis 29,400 MHz zur Erdoberfläche zurückgestrahlt. Die maximale Ausgangs¬ leistung des Transpondersenders erreichte dabei 1,5 W, und die Empfänger wiesen eine Empfindlichkeit von 0,5 p.V auf. Beide Amateurfunksatelliten gewährleisteten die Möglichkeit des Mehr¬ fachzugriffs, d. h., über einen Satellitentransponder konnten gleichzeitig bis 20 Zweiwegamateurf unk Verbindungen betrieben werden. Die maximal überbrückbare Reichweite, die zwischen 2 über die sowjeti¬ schen Amateurfunksatelliten in Verbindung getretenen Amateurfunkstellen erreicht wurde, betrug 8000 km. Als Beispiel sei die Verbindung zwischen der Funkstation des Zentralen Kommando- und Empfangspunktes in 92 Moskau (RS 3A) und der Amateurfunkstelle G 7IOR in NORWICH (Großbritannien) genannt. Beiden Stationen gelang es, via /W/o-Satellit mit einer Sendeleistung von nur 30... 50 mW über eine Entfernung von mehreren tausend Kilometern eine Funkverbindung aufzunehmen. Die sowjetischen Amateurfunksatelliten der ersten Generation erreich¬ ten eine Lebensdauer von etwa 7000 Betriebsstunden. In dieser Zeit konnten über RS 1 und RS 2 etwa 20000 zweiseitige Funkverbindungen abgewickelt werden. Mehr als 600 Amateurfunker aus 70 unterschiedlichen Ländern hatten das Erlebnis, Amateurfunkverb-indungen über die sowjetischen Ex¬ perimentalsatelliten herstellen zu können. Dabei wurden 80% aller Ver¬ bindungen in Telegrafie (CW), etwa 15 % in Telefonie (SSB) und der Rest in der Betriebsart Funkfernschreiben (RTTY) betrieben. Mit Radio 1 und Radio 2 wurden in erster Linie theoretische und experi¬ mentelle Untersuchungen vorgenommen. Mit ihnen wurden die Besonder¬ heiten erforscht, die der Amateurfunkverkehr via Satellit mit sich bringt. Von besonderer Bedeutung war die Tatsache, daß es im Verlaufe der Er¬ probung gelang, die Energiebilanz auf der Funkstrecke Erde-Satellit-Erde ausreichend genau zu bestimmen. Wie zahlreich durchgeführte Versuche er¬ gaben, schwankt das Funksignal auf diesem Übertragungsweg in den Grenzen von 9 dB. Davon entfallen bis zu 6 dB auf die Änderung der Ab¬ strahlrichtung der Bordantennen des Satelliten bei seiner Bewegung auf der Flugbahn. Dazu kommt die Dämpfung des Signals in Übertragungsmedien der Ionosphäre. Die Dämpfung kann hierbei Extremwerte bis zu 30 dB an¬ nehmen. Praktische Versuche mit RS 1 und RS 2 zeigten, daß diese Werte für den Amateurfunksatellitenverkehr im Bereich des Zulässigen liegen. Eine Dämpfung des Signals von 10 dB im Amateurfunkverkehr ist nichts Außergewöhnliches, und die restlichen 20 dB können durch Regeln der Sendeleistung der Bodenfunkstellen in den Grenzen von 0,1 ... 10 W (20dB) oder Verbessern der Antennenrichtwirkung kompensiert werden. In der Praxis heißt das: Erhöhen der Ausgangsleistung der Endstufe und Drehen der Antenne genau in Richtung des Amateurfunksatelliten. Dafür die Funkverbindung über die Amateurfunksatelliten keine Spezial¬ ausrüstung erforderlich ist, boten die sowjetischen Satelliten RS 1 und RS 2 vielen Amateurfunkern, die mit relativ kleinen Sendeleistungen operieren, die Gelegenheit, Verbindungen über große Entfernungen herzustellen. Die Möglichkeiten der Sende-Empfangs-Einrichtungen und die Effektivität der Antennen der 7fa 90 dB. Nimmt der Transponderempfänger auf der Robotereingabefrequenz (RE) ein Signal auf, so gibt er dieses auf den Eingang des automatischen Anrufbeantworters (Roboter) weiter. Stimmen die Signalparameter mit den in den logischen Bausteinen festgelegten Parametern überein, so stellt der Roboter die Funkverbindung mit der Gegenstelle her. Über die Roboter¬ ausgabefrequenzen (RA) läßt sich aber auch eine Rundspruchinformation abstrahlen. Erhalten die Empfangsantennen Funksignale der Bodenleitstellen, so werden diese mit Puls-Code-Modulation verschlüsselten Funkkommandos im ZF-Teil von den übrigen Signalen getrennt. Nach der Gleichrichtung gehen die Signale dann zum Dechiffrator. Dieser analysiert und dechiffriert die Kommandos und führt sie der entsprechenden Steuereinrichtung zu. Mit einem festgelegten Programm von Funksignalen läßt sich der Betrieb der Amateurfunksatelliten von den Bodenleitstellen aus fernsteuern. Mit Funk- 7 Schubert, Eljabu 84 97 Signalen können die Transponder, die Funkbaken und der automatische CW-Anrufbeantworter aus-, ein- bzw. umgeschaltet werden. Der Betrieb an Bord des Satelliten läßt sich jedoch nur regeln, wenn man die notwendigen Angaben über den technischen Zustand der Satelliten¬ ausrüstung kennt (Temperatur, Transponderausgangsleistung, Luftdruck, Energiereserve u. a.m). Diese werden mit Meßgebern an Bord des Satelliten aufgenommen, als Fernmeßdaten vom Satellit gesendet und auf den Dis¬ plays der Bodenstellen sichtbar gemacht. Alle Daten werden in Form von Morsezeichen im Tempo von 60 bis 80 Zeichen je min über die Funkbaken (B) der Satelliten abgestrahlt, und jeder Funkamateur kann sie demzufolge mithören. Jeder Satellit hat 2 Ba¬ ken. Die eine Bake sendet auf der unteren Kante des Sendefrequenzbands das Rufzeichen des Satelliten (RS 3 ... RS 8) und Telemetriesignale. Die andere sendet auf der oberen Kante des Sendefrequenzbands und hat einen vorprogrammierten Speicher für 20 Wörter. Die Stromversorgung an Bord der Radio-Satelliten besteht aus chemi¬ schen Stromquellen, die durch Sonnenbatterien ständig nachgeladen werden. Sie ist auf eine Betriebsdauer von 2 Jahren berechnet. Deshalb wird den sowjetischen Amateurfunksatelliten eine aktive Lebensdauer von 2 Jahren zugebilligt. RS-Satellit Bild 4 Strukturschema des sowjetischen Amateurfunksatellitensystems 98 Bild 5 Modellansicht des sowjetischen Amateur¬ funksatelliten der zweiten Generation (RS 3 ... RS 8) Bodenleitstellen Wie zuvor bereits erwähnt, wird die funktechnische Ausrüstung der RS- Satelliten von Bodenstellen aus gesteuert (Bild 4). Die Aufgabe übernehmen der Zentrale Empfangs- und Kommandopunkt in Moskau (Rufzeichen: RS3A), der periphere Empfangspunkt in Arsenjew, Region Primorje (RS 0 A), und der mobile Empfangs- und Kommandopunkt (RS3B). Mit moderner Rechentechnik werden der Flug und der Betrieb der Amateurfunksatelliten überwacht und gelenkt. So läßt sich beispielsweise mit den eingehenden Meßdaten die voraussichtliche Flugbahn der Satelliten bestimmen. Die errechneten Bahndaten können auf dem Funkwege dem Speicher des Satelliten eingegeben und bei Bedarf als Bahnprognosedaten von den Funkbaken wieder abgestrahlt werden. Der Aufbau und die Inbetriebnahme eines funktionsfähigen Amateur¬ funk-Satellitensystems sind eine großartige Leistung der sowjetischen Funkamateure. Ein Dankeschön allen denen, die mit ihren beispielgebenden Leistungen dazu beigetragen haben, daß wir als Funkamateure der DDR ein solches hervorragendes Amateurfunksatellitensystem nutzen können. Nach Beiträgen in der sowjetischen Zeitschrift RADIO übersetzt und be¬ arbeitet. 99 Ing. Klaus K. Streng Neue Schaltkreise aus dem RGW-Bereich i Mit jedem Jahr wächst das Angebot auf dem Gebiet der integrierten Schalt¬ kreise (IS). Auf einige der wichtigsten Neuerscheinungen auf diesem Gebiet wird nachfolgend eingegangen. Im Berichtsjahr 1981/82 entwickelte unser eigenes Halbleiterwerk - VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) - besondere Aktivitäten. Mit seinen zahlreichen Neuentwicklungen soll daher begonnen werden. Die NF-Leistungsverstärker A 2030 H und A 2030 V liefern eine maxi¬ male NF-Ausgangsleistung von 16 W bei 10% Klirrfaktor an einen Last¬ widerstand R l von 40 [ 1 ]. Sie haben einen thermischen Überlastungsschutz und ein für unsere Industrie neues Gehäuse (Bild 1). Sie sind pinkompatibel mit den international bekannten 2030- Typen verschiedener Hersteller im NSW. Besonders zahlreich waren die Neuentwicklungen bei Operations¬ verstärkern. So ist die Reihe B 080 D (B 080 D , B 081 D, B 082 D, B083D und B084 D) mit einer Ausnahme pinkompatibel mit der TL OSO-Reihe von Texas Instruments (USA). Allerdings muß bei dieser Pinkompatibilität o Bild 1 « Pentawatt»-Gehäuse des Leistungsverstärkers A 2030 6 5 4 n n n ET'U U 7 2 3 Bild 2 DIL-6-Geliäuse der Operationsverstärker B 611 D ...B 865 D 100 Tabelle 1 Neue Operationsverstärker des VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) und ihre pinkompatiblen IS im NSW Typ des HFO Pinkompatibel Hersteller B 080 D Bifet-OPV _ _ B 081 D Bifet-OPV TL 081 CP Texas Instruments (USA) B 082 D Dual-Bifet-OPV TL 082 CP Texas Instruments (USA) B 083 D Dual-Bifet-OPV TL 083 CN Texas Instruments (USA) B 084 D Vierfach-Bifet-OPV TL 084 CN Texas Instruments (USA) B 176 D programmierter OPV (xA 776 TC Fairchild (USA) B 177 D programmierter OPV - — B 611 D OPV mit Darlington- EingangTCA 311 A Siemens (BRD) B 615 D OPVmitZtar/mg/ow-Eingang TCA 315 A Siemens (BRD) B 621 D OPV TCA 321 A Siemens (BRD) B 625 D OPV TCA 325 A Siemens (BRD) B 631 D OPVmitD0r///7g/0«-Eingang TCA 331 A Siemens (BRD) B 635 D OPVmitZ) 0 /'//«g/ 0 W-Eingang TCA 335 A Siemens (BRD) B 761 D OPV mit Darlington- Ausgang TAA 761 A Siemens (BRD) B 765 D OPV mit Darlington-AusgangT AA 765 A Siemens (BRD) B 861 D OPV mit-DaW/ngton-AusgangTAA 861 A Siemens (BRD) B 865 D OPVmitDar//ngton-Ausgang TAA 865 A Siemens (BRD) B 2761 D Doppel-OPV mit TAA 2761 A Siemens (BRD) Darlington-Ausgang B 2765 D Doppel-OPV mit TAA 2765 A Siemens (BRD) Darlington- Ausgang auf die Art des Gehäuses geachtet werden. Tabelle 1 zeigt die vollständigen pinkompatiblen Typenbezeichnungen [2]. Über ihre Innenschaltung [3] und ihre Off setkompensation [4] wurde bereits in Fachzeitschriften der DDR be¬ richtet. Diese Operationsverstärkerreihe umfaßt Einzel-, Doppel- und Vier¬ fachtypen. Am bemerkenswertesten an ihr ist zweifellos ihr hochohmiger Feldeffekttransistoreingang. Bisher gab es dafür im RGW nur die sowjeti¬ schen Operationsverstärkertypen K 140 YJJ 8 A ... B und K 544 yjjl A ...B. Weitere neue Operationsverstärker sind die Typen B 611 D bzw. B615D (gleiche Schaltung, aber unterschiedlicher Temperaturbereich) mit Darling- ro/t-Eingang und Offenem-Kollektor-Ausgang; ebenso B 621 DIB 625 D und B 631 DIB 635 D, ferner die Typen B 761 D\B 765 D und B 861 Dl 865 D. Auch sie sind in Gehäusen enthalten, die bis jetzt von unserer Halb¬ leiterindustrie nicht verwendet wurden (Bild 2). Über sie wurde bereits aus¬ führlich in einem Vortrag auf dem 9. Halbleitersymposium 1981 berichtet sowie in einem Beitrag in der Fachpresse [5]. Neu ist schließlich der Doppeloperationsverstärker B 2761 DIB 2765 D. Er enthält 2 OPV B 761 D in einem DIL-8-Kunststoffgehäuse. 101 Weitere wichtige Neuheiten: die programmierbaren Operationsverstär¬ ker B 176 D und B 177 D. Während der Typ B 176 D intern frequenz¬ kompensiert und im DIL-8-Gehäuse untergebracht ist, benötigt der Typ B177 D einen Kondensator zwischen Pin 2 und Pin 13 zur Frequenz¬ kompensation und hat ein DIL-14-Gehäuse. Sonst sind beide Operations¬ verstärker in ihren Daten und ihrer Innenschaltung identisch. Sie entspre¬ chen etwa dem [ xA 776 von Fairchild. Eine letzte Neuheit soll den Teil der linearen IS vom VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) beschließen: Es handelt sich um den Zeitgeber (Timer) mit der Typenbezeichnung B 555 D, der pinkompatibel mit dem LM 555 N von National Semiconductor ist. Dieser Zeitgeberschaltkreis ist bis jetzt der einzige Vertreter dieses Typs im RGW. Bild 3 zeigt seine Innenschaltung. Die Zahlen an den Anschlüssen entsprechen den Pins des DIL-8-Gehäuses. Die Anwendungsmöglichkeiten der Zeitgeberschaltungen sind äußerst viel¬ fältig. Als ein Beispiel aus vielen ist in Bild 4 der Stromlaufplan eines Tacho¬ meters (Geschwindigkeitsmessers) für Kraftfahrzeuge zu sehen. Wenden wir uns den digitalen IS vom VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) zu: Neu war jene DL-Reihe, die der internationalen 74-LS-Reihe entspricht +J B Schwelte Rücksetzen R v Kontrolle s P«n- nung u Kompa¬ rator 7 7 2 0 V Trigger 1 2 stufe I ■ ■ ■ B 1 Bild 3 Innenschaltung ( Übersichtsschaltung) des Zeitgeberschaltkreises B 555 D 102 (pinkompatibel). Es handelt sich um die Low-power-Sc/iotrAy-Reihe, prak¬ tisch die einzige TTL-Reihe, die wahrscheinlich international noch eine Chance hat. Bis jetzt (1982) gibt es 11 Typen [1], doch dürfte die Reihe bei Bedarf noch erweitert werden. Völlig neu im Produktionsprogramm des VEB Funkwerk Erfurt (bzw. des Zentrums für Forschung und Technologie (Mikroelektronik ) ) sind die lang erwarteten CMOS-Schaltkreise. Sie entsprechen dem internationalen Stand. Es gibt bis jetzt: U 4001 D, NOR-Gatter mit 4x2 Eingängen s HEF 4001 B/CD 4001 B U 4011 D, NAND-Gatter mit 4x2 Eingängen = I1EF4011B/CD4011B U 4012 D, NAND-Gatter mit 2x4 Eingängen = HEF 4012 B/CD 4012 B U 4013 B , 2 D-Flip-Flop = HEF 4013 B/CD 4013 B U 4015 D, Schieberegister 2 x 4 bit - CD 4015 B/CD 4015 B U 4023 D, NAND-Gatter mit 2x3 Eingängen = HEF 4023 B/CD 4023 B U 4027 D, 2 JK-Master-Slave-Flip-Flop s HEF 4027 B/CD 4027 B U 4028 D, S-4-2-/-/(CD/Dezi mal-Dekoder = HEF 4028 B/CD 4028 B U 4030 D, 4 Exclusiv-OR-Gatter mit je 2 Eingängen s HEF 4030 B / CD 4030 B U 4035 D, 4-bit-Schieberegister mit synchroner Paralleleingabe = HEF 4035 B/CD 4035 B U 4042 D, 4-bit-Auffangregister = HEF 4042 B/CD 4042 B U 4050 D, 6 nichtinvertierende Treiberstufen = HEF 4050 B/MC14 050AL U 4093 D, Schmitt -Trigger = HEF 4093 B U 40098 D, 6 invertierende Treiberstufen mit Tri-State-Ausgang = HEF 40098 B [6] Mit dieser dem neuesten Stand der Technik entsprechenden aktuellen Reihe macht die Halbleiterindustrie der DDR einen großen Schritt nach vorn. Im RGW gibt es bis jetzt an CMOS-Schaltkreisen der internationalen 4000er -Reihe lediglich Typen in der UdSSR - doch davon weiter unten. Verlassen wir unsere Halbleiterindustrie. In der UdSSR gab es selbst¬ verständlich gleichfalls neue JS. Leider lagen dem Autor nicht über alle neuen Typen verbindliche Unterlagen vor. Der K 174 WM 1 ist ein neuer Videoverstärker im DJL-16-Gehäuse, der mit dem TBA 970 von National Semicondüctor pinkompatibel ist. Die tschechoslowakische Zeitschrift Amaterske Radio brachte in einer Veröffentlichung Innenschaltung, Applika¬ tionsbeispiel und wichtige technische Daten dieses IS [7]. Noch weitgehend unbekannt in der DDR ist der K 174 YP 3. Es ist ein ZF-Verstärker + FM-Demodulator + NF-Vorverstärker, der keinen Äqui¬ valenztyp hat. Seine Daten waren bei Zusammenstellung dieses Beitrags noch weitgehend unbekannt (t/ B = 5,6...9 V;/= 10,7 MHz,/ B = 11mA). Die Pin-Belegung seines DIL-14-Gehäuses: 1 0 V, Masse 2 Phasenschieberkreis 3 Ankopplung an pin 2 4 frei 14 Entkopplung 13 ZF-Eingang 12 Entkopplung 11 frei 103 5 Ankopplung an pin 6 6 Phasenschieberkreis 7 Entkopplung 10 Ankopplung an pin 8 9 +14 8 NF-Ausgang Bihl 5 Innenschaltung des p-MOSFET-Arrays I KT 681 Bild 6 Innenschaltung des p-MOSFET-Arrays 1 KT 682 Die sowjetische Amateurzeitschrift P Aff HO brachte den Einsatz dieses IS in einem einfachen UKW-Empfänger [8]. Obwohl nicht mehr aus der neuesten Fertigung, tauchten während des Jahres 1982 lineare MOS-IS der Serie 168 in einigen Einzelhandelsgeschäften unserer Republik auf. Es han¬ delte sich um die Typen 1 KT 681 und' 1 KT 682 (Bild 5 und Bild 6): symmetrische p-MOSFET-Arrays mit folgenden gemeinsamen Daten je MOSFET: t/ DB =-10V (Variante A); -15 V (Variante E), -25 V (Variante B); U SB wie U DB ; I D —10 mA. Die IS der Reihe 168 sind vorwiegend als Schalter (Chopper) eingesetzt. Bei den digitalen CMOS gab es eine Reihe Neuheiten: Die Reihe K 561 im DIL-14-Gehäuse ist mit den entsprechenden IS der internationalen Reihe 4000 völlig pinkompatibel und löst praktisch die bisherige Reihe K 176 ab, die ja für eine andere Betriebsspannung konzipiert war. Eng verwandt mit der neuen Reihe K 561 ist die Reihe K 564, die sich nur durch ihr 14poliges Flat-pack-Gehäuse von ihr unterscheidet. Tabelle 2 zeigt eine vorläufige Zusammenstellung der neuen sowjetischen CMOS-Schaltkreise. Gehen wir nun einen Schritt weiter, zur Halbleiterindustrie der benach¬ barten CSSR. Längst ist das traditionsreiche TESLA-Werk in Roznov nicht 104 Tabelle 2 Vorläufige Zusammenstellung der sowjetischen CMOS und ihre Vergleichstypen im NSW Sowjetische CMOS DIL-14 FP-14 Vergleichstypeil der 4000er-Reihe K 561 Jin 4 _ 4000 K 561 J1E 5 K 564 JIE 5 4001 K 561 JIE 6 K 564 JIE 6 4002 K 561 PM 1 - 4005 K 561 Jin 1 - 4007 K 561 HM 1 — 4008 K 561 J1A 7 — 4011 K 561 J1A 8 — 4012 K 561 J1C 2 K 564 C 2 4019 K 561 HE 9 K 564 E 9 4022 K 561 J1A 9 — 4023 K 561 JIE 10 — 4025 K 561 TB 1 K 564 TB 1 4027 K 561 Hfl 1 - 4028 K 561 Rn 2 K 564 Jin 2 4030 K 561 HP 6 — 4034 K 561 HP 9 — 4035 K 561 Py 2 K 564 P 2 4061 K 561 TM 3 K 564 TM 3 4042 K 561 TP 2 K 564 TP2 4043 k 561 ny 4 k 564 ny 4 4050 K 561 Hfl 3 - 4051 K 561 Kn 1 - 4052 K 561 KT 3 — 4066 mehr in der Lage, allen Forderungen an Halbleiterbauelementen und IS zu genügen. Es wird jetzt vom Betrieb TESLA-Piestany unterstützt. Es ist schwierig, aus den vielen IS-Neuentwicklungen von TESLA auszu¬ wählen: Der Zuwachs des IS-Umfangs im alljährlich neu erscheinenden Halbleiterbauelementekatalog [9] betrug 1982 rund 29%. Er umfaßt jetzt 134 A4-Seiten (nur Daten und Pinbelegungen). Nur einige wenige neue IS können genannt werden. Die Vertikal-Ab- lenkungs-Kombination MDA 1044 , die sich in einigen Daten geringfügig von der MDA 1044 E unterscheidet (größere Betriebsspannungen und -ströme). Der Doppeloperafionsverstärker MA 1458, der dem internatio¬ nalen 1458 im DIL-8-Gehäuse entspricht: U B = + 15 V, maximal ± 18 V; / B = 3 mA; {7 IO =l,0mV; ü in =l,OMÜ; w uo =104dB; CMRR = 90 dB; C/ 0>ss = ±13 V an R L = 2 kQ (Werte je Verstärker). In Bild 7 ist 105 8 7 6 5 Bild 7 Pin-Belegtmg des Doppeloperationsverstärkers 7 2 3 4 MA 1458 die Pin-Belegung des MA 1458 zu sehen. Hier gehört auch der Uhren¬ schaltkreis mit Weckvorrichtung (Anschluß) MH 8224 her. Die Liste der TTL-IS der Reihen 54174/84 wurde durch «Auftüllen» der Leerstellen mit Schaltkreisen aus anderen RGW-Staaten ergänzt. Beispiel: Da TESLA selbst kein ’J32 (Vierfach-NAND-.S'c7»w7/-Trigger mit je 2 Eingängen) fertigt, wird der Typ 74132 PC von Tungsram (Ungarische VR) angeführt. Das ist im Prinzip nicht neu; siehe auch Elektronisches Jahr¬ buch 1982, Seite 103. Doch imponiert immer wieder, wie vielfältig die alphanumerische Aufstellung der TTL-Schaltkreise und ihrer verschiedenen Hersteller im RGW ist. Auf eine Neuheit von TESLA muß noch aufmerksam gemacht werden: Außer der umfangreichen TTL-Reihe 54/76/84 wird jetzt eine ß-Reihe dieser Schaltkreise (Standard- und Schottky- Serie) hergestellt. Die elektri¬ schen und mechanischen Daten sind identisch mit denen der bisherigen TTL-Reihe. An ihre Zuverlässigkeit werden jedoch besonders hohe An¬ forderungen gestellt. Die B-Reihe ist in erster Linie für den Einsatz in der Industrie bestimmt. Äußeres Kennzeichen dieser «Hochzuverlässigkeits- IS» ist ein S am Ende der Typenbezeichnung (z. B. MH 7400 S; MH74S64S usw.). Am Rande sei erwähnt, daß die ß-Reihe zur Zeit 126 Typen umfaßt [9], [10]. Beachtenswert und für TESLA typisch ist auch die gute technische Doku¬ mentation über die hergestellten Halbleiterbauelemente und -IS. Bei Unitra (VR Polen) fand man an Neuheiten auf dem Gebiet der IS: bei den linearen IS zunächst den UL 1042 N, einen Modulator (Mischer), ähnlich dem SO 42 P von Siemens; den UL 1102 N (einen Transistorarray, ähnlich dem CA 3054 von RCA); den UL 1200 N (ein ZF-Verstärker + FM-Demodulator, ähnlich dem TDA 1200 von SGS-Ates ); den UL 1212N (einen AM/FM-ZF-Verstärker mit 600-mW-Endstufe, ähnlich dem TBA 690 von Philips)', den UL 1244 N (ähnlich dem A 223 vom VEB HWF); den UL 1265 P (einen Vertikal-Ablenk-IS, ähnlich dem TDA 1170 von SGS- Ates); den UL 1410 M (einen NF-Leistungsverstärker, ähnlich dem MDA 2010 von TESLA); den UL 1440 T (einen NF-Leistungsverstärker, ähn¬ lich dem bei uns noch unbekannten K 174 YH9- UdSSR); den UL 1520L (einen Spannungswandler-lS, ähnlich dem TCA 720 von Intermetall) und verschiedene CMOS-Schaltkreise für Ultraschallfernbedienung von Fern¬ sehempfängern usw. [11]. nnnn hj b Li_r i—r -u B □ □ LJ LJ 106 Über Neuheiten bei digitalen IS einschließlich CMOS von Unitra lagen keine Informationen vor. Bei Tungsram (Ungarische VR) gab es Neuheiten wie den Doppelzeit¬ geberkreis uA 556 PC. Dieser IS stellt 2 Timer 555 in einem Gehäuse vor. Seine wichtigsten Daten: U B = +4,4 ... + 16 V; / B = 6 ... 20mA; P ymax = 600 mW (gesamtes Gehäuse); Genauigkeit des eingestellten Zeitintervalls: 0,75%. In Bild 8 wird die Pinbelegung des t±A 556 PC gezeigt. Auch mehrere Speicher-IS gehören zu den Neuheiten von Tungsram. Auf eine besondere Tendenz soll noch aufmerksam gemacht werden, sie fällt dem Fachmann sofort auf: Alle IS-Hersteller des RGW sind bemüht, ihre Erzeugnisse dem Kontrollspannungl^Rüchetzen 7 +U B ^Entladen1 Schwelle 7 X s^fusgangl^Triggerl •'■n^'13 72 77 / 10 9 / 8' □ u u u u u u Entladen 2. / / Rücksetzen Z \ Trigger2 Masse, 0 V Schwelle 2 Hontrollspannung 2 Ausgang 2 Bild 8 Pin-Belegung des Doppel¬ zeitgeberschal tkreises (j lA 556 PC internationalen Standard anzupassen. Das ist besonders beim Export, beim Austausch von gleichartigen IS in Geräten sehr wichtig. Diese kleine Auf¬ stellung erhebt keinen Anspruch auf Vollständigkeit. Es fällt zunehmend schwerer, die ständig wachsende Informationsflut über neue IS (zum größten Teil fremdsprachig dokumentiert) zu «kanalisieren», das Neue in ihnen zu erkennen und technische Einzelheiten wie Daten, Pin-Belegung zu erfahren. Und nicht alle neuen IS werden dem Amateureinzelhandel zugänglich sein. Dennoch: Die gezeigten Beispiele der Halbleiterentwicklung weisen Ten¬ denzen auf, durch die der Leser optimistisch sein kann. Literatur [1] ..., Halbleiterbauelemente 1982. Katalog der Halbleiterindustrie der DDR, Berlin 1982 [2] K.K. Streng, Daten linearer integrierter Schaltkreise (1). Berlin 1982 [3] ..., Leipziger Frühjahrsmesse 1982. radio fernsehen elektronik, Berlin 31 (1982) 6, Seite 343 bis 366 [4] G.Skribanowitz, Offsetkompensation des Bifet-Operationsverstärkers B080. radio fernsehen elektronik, Berlin 31 (1982) 7, Seite 432 und 433 107 [5] E. Killa, Neue Operationsverstärker, radio fernsehen elektronik, Berlin 31 (1982) 3, Seite 145 bis 149 [6] Halbleiter-Bauelemente Kurzinformation. VEB Kombinat Mikro¬ elektronik, Erfurt 1982 [7] M.Zebräk, Sovetske integranovane obvody v prenosnych barevnych tele- visnlch pfijimacich. Amaterske Radio, Prahä 31 (1982) 4, Seite 134 bis 136 [8] B. HA3APOB, YKB EIPHEMHHK HA MHKPOCXEMAX. PA- JXVIO, Moskva 58 (1982) 7, Seite 29 und 30 [9] ..., Polovodicove soucästky 1982/83. TESLA Roznov, Piestany, Lanskroun [10] ..., Konstrucnl katalog logickych integrovanych obvodü. TESLA elektro- nick6 soucätky, Roznov pod Radhoätem, 1982 [11] ..., Lineärni 10 z Polska; Amaterske Radio, Prahä 30 (1981) 11, Seite 8 [12] ..., Semiconductor product guide. Tungsram, Budapest 1982 108 Ing. Wolfgang Hirt LED-Leuchtband-Leuchtpunkt- Analoganzeigen Durch die Aufnahme der industriellen Massenfertigung von Lichtemitter¬ dioden (LED) und die Entwicklung spezieller integrierter Schaltkreise zur Ansteuerung von LED-Zeilen ist es möglich geworden, Skalenanzeigen in Form eines wandernden Leuchtpunkts bzw. Leuchtbands preisgünstig zu realisieren. Die bisher verwendeten mechanischen Meßwerke können damit teilweise abgelöst werden. Die Vorteile dieser neuen Technik sind durch hohe Zuverlässigkeit, Weg¬ fall jeder Mechanik, geringen Platzbedarf und viel Spielraum für technische und gestalterische Lösungen gekennzeichnet. Typische Anwendungsgebiete von Skalenanzeigen in Form eines wan¬ dernden Leuchtpunkts bzw. Leuchtbands sind Temperaturmesser, Tacho¬ meter, Drehzahlmesser, Rundfunkskalen und Aussteuerungsmesser in der NF-Technik. Die Skalenanzeige kann durch Anordnung verschiedenfarbiger Lichtemitterdioden (rot, grün und gelb) sehr übersichtlich gestaltet werden. Elektronische Skalenanzeigen eignen sich besonders zur schnellen Dar¬ stellung und Erfassung von Richtwerten. Die mechanische Anordnung der Lichtemitterdioden ist frei wählbar, und es können alle Möglichkeiten der individuellen Skalengestaltung genutzt werden. Zum Aufbau der Leuchtdiodenskale sind die Lichtemitterdioden VQ 12, VQA 13 und VQA 15 geeignet. Die integrierte LED-Ansteuerschaltung A 277 wurde speziell zur Ansteuerung einer 12stelligen Leuchtdiodenskale entwickelt. Durch Kaskadierung von 4 bis 6 Schaltkreisen A 277 ist es möglich, 60 Leuchtdioden zu betreiben. Technische Daten der integrierten Schaltung A 277 D Der integrierte Schaltkreis A 277 kann zur linearen Ansteuerung von 12 Lichtemitterdioden LED wahlweise in Punkt- oder Bandbetrieb einge¬ setzt werden. Der Schaltkreis ist in einem 18poligen Dual-in-line-Plast- häuse untergebracht. 109 Bauform und Anschlußbelegung (Bild 1) 1 Masse 2 Helligkeitssteuerung 3 maximale Referenzspannung 4 Lichtemitterdiode (LED) 12 5 Lichtemitterdiode (LED) 11 6 Lichtemitterdiode (LED) 10 7 Lichtemitterdiode (LED) 9 8 Lichtemitterdiode (LED) 8 9 Lichtemitterdiode (LED) 7 10 Lichtemitterdiode (LED) 6 11 Lichtemitterdiode (LED) 5 12 Lichtemitterdiode (LED) 4 13 Lichtemitterdiode (LED) 3 14 Lichtemitterdiode (LED) 2 15 Lichtemitterdiode (LED) 1 16 Minimale Referenzspannung 17 Steuerspannung t/ ST 18 Betriebsspannung U s Grenzwerte Die angegebenen Grenzwerte gelten für den Betriebstemperaturbereich d a von —25 bis +85°C. Betriebsspannung v % min S^ 1 ) max 18 3 ) 4 ) V Steuerspannung U l7 10,5 2 ) 0 6,2 V Maximale Referenzspannung u 3 0 6,2 V Minimale Referenzspannung U 16 0 6,2 V LED-Strom 4ed 0 20 mA *) Gilt für Punktbetrieb; eine Unterschreitung von U s = 5,5 V führt zur Funktionsunfähigkeit des Schaltkreises, nicht aber zu seiner Zerstörung. 2 ) Gilt für Bandbetrieb und ^fled = 1>5 V t/ FLED - Durchlaßgleichspannung der Lichtemitterdiode). 3 ) Kurzschluß zwischen dem Anschluß 18 und den Anschlüssen 3, 16 und 17 führt nicht zur Zerstörung des Schaltkreises. 4 ) Die Funktionsfähigkeit der Schaltkreise bleibt über den gesamten Be¬ triebsspannungsbereich U s = 5,5 bis 18 V erhalten, d.h., es wird in diesem Bereich sowie im Arbeitsbereich der Referenzspannung in Abhängigkeit von der Steuerspannung Greine fortlaufende Leuchtübernahme ermöglicht. Statische Kennwerte (d a = 25 °C - 5 k, bei U s = 12 V 4 ) Stromaufnahme: 4 max 10 mA Eingangsströme: U 3 = 1,2 V h 2 p.A U 3 = 6,2 V, U l6n = 0 A6 2 pA ^17/1 = 0 hi 2 pA 110 Bild 1 Abmessungen (in mm) und Anschlußbelegung A 277 Übersichtsschaltplan und Schaltungsbeschreibung Der Übersichtsschaltplan nach Bild 2 zeigt die wesentlichsten Baugruppen der inneren Schaltung. Gegenüber anderen bekannten Schaltkreisen (UAA 170, UAA 180), die zur Ansteuerung von LED-Zeilen entwickelt wurden, enthält der A 277 eine automatische Band-Punkt-Kennung. Da¬ durch ist es möglich, ohne besondere externe Beschaltung für beide Be¬ triebsarten einen Schaltkreistyp einzusetzen. Die Information, ob Band¬ oder Punktbetrieb programmiert wurde, erhält die Kennschaltung aus der zweiten und dritten Matrixschaltung der LED-Anzeigentreiber. Bewertet wird dabei die Größe der Durchlaßgleichspannung U FLED der angeschlosse¬ nen Dioden. Zur Ansteuerung der 12 Lichtemitterdioden sind Darlington- Transistoren eingesetzt, die einen maximalen Ausgangsstrom von x 20mA liefern. Mit einer Regelschaltung, die über den Anschlußpunkt 2 herausgeführt ist, kann der Ausgangsstrom und damit die Helligkeit der LED-Zeile be¬ einflußt werden. Der Steuereingang 17 und die beiden Referenzspannungs¬ eingänge 3 und 16 sind gegen Spannungen zwischen 6 V und 18 V durch integrierte Z-Dioden geschützt. Die anliegende Steuerspannung (t/ 17 ) wird im Schaltkreis durch eine Kettenschaltung von 12 Komparatoren (Schwellwertschalter) ausgewertet und für die 3 Matrixen der LED-Anzeigentreiber aufbereitet. Über ein Widerstandsnetzwerk lassen sich mit den Referenzspannungsschaltungen 111 8 9 10 11 die Schaltschwellen der Komparatoren verschieben, so daß der Anzeige¬ bereich der LED-Zeile in Abhängigkeit von der Steuerspannung eingestellt werden kann. 112 Bild 2 Übersichtsschaltplan des integrierten Schaltkreises A 277 Grundschaltung Eine an den Anschluß 17 angelegte Steuergleichspannung im Bereich von 0 bis 6 V bewirkt das Leuchten einer Diode bzw. eines Diodenbands. Der Gleichspannungswert t/ ST ist jeweils einer bestimmten Stelle der Dioden¬ kette zugeordnet. 8 Schubert, Eljabu 84 113 Nummer der Bild 4 Verschobener Steuerspannungsübernahmebereich durch Beschälten des U Das ist der arithmetische Mittelwert des höchsten, dauernd zulässigen Durchlaßstroms / T . Periodischer Spitzenstrom / TRM Höchstzulässiger Spitzenwert des Durchlaßstroms während einer Periode. Stoßstrom / TS m Dieser nominelle Strom darf gelegentlich unter bestimmten Bedingungen fließen. Eine Überschreitung dieses Stromwerts und der zulässigen Zeit (s. Angaben im Datenblatt) führt zur Zerstörung des Bauelements. 131 Grenzlastintegral Das ist der höchstzulässige Wert des Zeitintegrals über dem Quadrat des Durchlaßstroms. Es ist ein Maß für die Gesamtbelastung eines Thyristors. Steuerverlustleistung P G Ist das Produkt aus Starterstrom AjT und Starterspannung £/ GT . Anstiegsgeschwindigkeit der Blockierspannung du D /dt Das ist der höchstzulässige Wert der Anstiegsgeschwindigkeit der Spannung in Schaltrichtung. Wird dieser Wert überschritten, so kommt es zu einem ungewollten Kippen. Anstiegsgeschwindigkeit des Durchlaßstroms d/' T /dt Höchstwert der Anstiegsgeschwindigkeit des Durchlaßstroms, die ein Thyristor während des Einschaltens ohne Schädigung aushalten kann. Als Kennwerte sind zu nennen: Durchlaßspannung U r Restspannung im Durchschaltzustand (Größenordnung 1 bis 3 V). Haltestrom / H Es handelt sich um einen Mindestwert des Durchlaßstroms, bei dem der Durchschaltzustand noch erhalten bleibt, obwohl an der Steuerelektrode keine Spannung liegt. Starterspannung U GT (obere Zündspannung) Es ist die zum Starten des Hauptstroms minimal notwendige Spannung an der Starterstrecke. Starterstrom AjT (oberer Zündstrom) Der zum Starten des Hauptstroms notwendige Mindeststarterstrom. Nichtstartspannung U GD Höchstwert der Starterspannung, die gerade noch kein Kippen des Thyri¬ stors vom Blockier- in den Durchschaltzustand bewirkt. Freiwerdezeit t Q Unter Freiwerdezeit versteht man die Zeit, die vom Nulldurchgang des Hauptstroms an vergeht, bis der Sperrzustand des Thyristors voll wieder hergestellt ist. Alle vorgenannten Kenngrößen werden in den Herstellerunterlagen an¬ gegeben. Es gibt weitere Kenngrößen und Begriffe für Thyristoren, die im Zweifelsfall sowohl in TGL 200 - 8161, Blatt 4, als auch in [1] oder [2] nachgelesen werden können. Thyristoreingangskennlinienbild Allgemein zeigt eine Eingangskennlinie den Zusammenhang zwischen Ein¬ gangsspannung und Eingangsstrom eines elektrischen Bauelements. Im Fall des Thyristors betrifft die Eingangskennlinie die Steuerstrecke, d.h. die Strecke zwischen Starterelektrode und der Thyristorkatode. Das Starten des Stromdurchgangs («Zünden») geschieht in den überwiegenden Fällen mit Impulsen, wie das in Bild 5 prinzipiell angedeutet ist. Hierbei hat man 2 Startbereiche zu unterscheiden. 132 Starter- bzw. /x< Zündimpulsquelle'' Bild 5 Prinzip der Impitlsziindimg eines Thyristors Zunächst soll der mögliche Startbereich genannt werden, der im Bild 6 schraffiert eingezeichnet ist. Er stellt den Bereich dar, in d§m ein sicheres Starten noch nicht gewährleistet ist, aber möglich sein kann. Der sichere Startbereich ist gegeben mit Werten von Starterstrom und Starterspannung oberhalb bzw. rechts der schraffierten Fläche. Demzufolge stellt die schraffierte Fläche entsprechend Bild 6 für einen ordnungsgemäßen Betrieb eine Art «verbotene Zone» dar, weil der Hersteller für diesen Be¬ reich auf Grund von Exemplarstreuungen keine Gewähr übernimmt, daß jedes Exemplar einer Typenreihe sicher startet. Unter anderem ist aus dieser Kennlinie noch folgendes zu erkennen: Je geringer die (Sperrschicht-) Temperatur, desto höher der zum sicheren Star¬ ten erforderliche Mindeststarterstromwert. Selbstverständlich gibt es auch Grenzwerte für die Starterstrecke. Das Produkt aus Starterstrom und Starterspannung stellt die Steuerverlust- leistung dar, die sich innerhalb des Thyristorsystems in Wärmeleistung um- 0 10 ZO 30 W 50 SO Ißr/mA Bild 6 Eingangskennlinie (sogenannte Zündcharakteristik), gültig für den Thyristor ST 103 133 Bild 7 Eingangskennlinienbild des ST 103, liier ergänzt mit 2 Kurven für hochst¬ zulässige Verlustleistungswerte der Starterstrecke setzt. Diese darf nicht beliebig hoch sein. Daher werden hierfür auch Grenz¬ linien angegeben, wie das im Bild 7 für die Thyristorreihe ST 103 gezeigt ist. Meistens werden ein Grenzwert für den Verlustleistungsmittelwert P G und wenigstens ein zweiter für die Spitzenverlustleistung P GM angegeben. Hinweise zur Schaltungsauslegung Beim Bemessen von Thyristorschaltungen sind vor allem die Grenzwerte sorgfältig zu beachten. An erster Stelle steht die hochstzulässige periodische Spitzensperrspannung. Sie sollte bei Wirklast mindestens 1,5- bis l,8mal so hoch gewählt werden, wie der Scheitelwert der Betriebsspannung ist. Bei 220 V haben sich 500 ... 600 V als zweckmäßig erwiesen. Bei nichtohmschen Lasten sollte man den doppelten Scheitelwert wählen. Der Grenzstrom ist so festzulegen, daß beispielsweise bei Anschnittsteuerung der Laststromspitzen¬ wert keinesfalls diesen Grenzstromwert erreicht. Des weiteren ist die Gehäuse- bzw. Umgebungstemperatur zu beachten, denn höhere Umgebungstemperaturen vermindern den Wert für den Dauer¬ grenzstrom (s. Bild 8). Auch für den Steuerkreis sind die entsprechenden Werte für Strom und Spannung einzuhalten. Besondere Beachtung er¬ fordern außerdem: - Schutzmaßnahmen gegen gefährdende Spannungs- und Stromspitzen (für den ST 103 in [4] nachzulesen); - Maßnahmen zur Verminderung von Funkstörungen, vornehmlich bei Phasenanschnittsteuerungen [6]. 134 Bild 8 Abhängigkeil der höchst¬ zulässigen Gehäusetemperatur vom mittleren Durchlaßstrom (gültig für den ST 103) Prüfen von Thyristoren Abschließend noch einige Hinweise, wie mit einfachen Meßmitteln die Funk¬ tionstüchtigkeit überprüft sowie wichtige Kennwerte des Thyristors er¬ mittelt werden können. Elektronikamateure bekommen oft Basteltypen zum Kauf angeboten, bei denen sich eine Überprüfung vor dem Schaltungs¬ einbau als zweckmäßig erwiesen hat. Die einfachste Funktionsprüfung kann mit einem Ohmmeter oder Durch¬ gangsprüfer vorgenommen werden (s. Bild 9). Nachstehend einige kurze Hinweise zur Prüfung mit dem Ohmmeter. Ein positiver Impuls auf die Steuerelektrode bringt den Thyristor in den durchgesteuerten Zustand. Bei kurzem Drücken des Tasters Ta verbindet man die Steuerelektrode mit dem Pluspol des Ohmmeters; der Thyristor wird gestartet. Er behält danach diesen Zustand bei, auch wenn die Taste wieder geöffnet ist. Er kippt erst wieder in den nichtleitenden Zustand, wenn die Verbindung mit dem Ohmmeter gelöst wird. Gleiches gilt bei Verwen¬ dung eines Durchgangsprüfers mit einer Skalenlampe als Anzeige (Bild 9 b). Günstiger zur Funktionsprüfung ist die Testschaltung gemäß Bild 10. Der Thyristor wird entsprechend angeschlossen und zunächst vorgeprüft. Dabei a) U*3V 3,8V/0,2A b) 9,5V Bild 9 Einfache Thyristor¬ überprüfung mit Ohm¬ meter (a) bzw. Durch- gangsprifer (b) 135 Bild 10 Einfacher Funktionstester fiir Thyristoren wird der Taster Ta nicht gedrückt; beide Lampen müssen dunkel bleiben. Leuchtet Hl auf, so besteht ein Durchbruch in Durchlaßrichtung. Bei Durchbruch in Sperrichtung leuchtet H2. Zeigt sich, daß nach dieser ersten Prüfung der Thyristor in Ordnung ist, wird Taste Ta gedrückt. Hierbei erhält der Thyristor eine positive Steuer¬ spannung und schaltet durch. Die Taste Ta muß nun aber ständig gedrückt werden (der Thyristor liegt an Wechselspannung!). Ist der Thyristor intakt, muß Hl aufleuchten. Leuchtet sie nicht, dann ist die Steuerelektrode im Inneren des Bauelements unterbrochen. H2 darf auf keinen Fall aufleuchten. Neben der reinen Funktionsprüfung interessieren - vornehmlich bei un¬ bekannten Bauelementen - noch 2 weitere wichtige Kennwerte. Es sind das die Mindestspannung an der Steuerelektrode, bei der der Thyristor kippt, so¬ wie der Mindeststrom, bei dem der Thyristor noch im durchgeschalteten Zu¬ stand verbleibt, obwohl an der Steuerelektrode keine Spannung anliegt (unterer Haltestromwert). Zur meßtechnischen Bestimmung beider Größen kann die Meßanordnung gemäß Bild 11 verwendet werden. Die beiden Potentiometer RI und R2 werden auf 0 gestellt, und der Thyristor wird angeschlossen. Danach wird Schalter S geschlossen und R2 langsam hoch- Bild 11 Einfaches Prüfgerät zur Ermittlung der Mindeststeuerspannung und des unteren Haltestromwerts 136 geregelt, bis der Thyristor startet. Das Milliamperemeter zeigt dann einen Strom von 12... 15 mA an. Der dabei abgelesene Wert am Voltmeter ist die Mindeststeuerspannung. Nun wird Schalter S geöffnet und der Widerstands¬ wert von RI langsam vergrößert, bis kein Strom mehr fließt, d.h., der Thyristor wieder abgeschaltet hat. Der kurz zuvor abgelesene Wert ist der des unteren Haltestroms. Diese Meßschaltung genügt nur bescheidenen An¬ sprüchen, wie sie für das gelegentliche Basteln mit Thyristoren ausreicht. Genauere Informationen zur Messung an Thyristoren findet der Leser in [1], [3]. Zusammenfassung Mit diesem Beitrag wurde versucht, dem Anfänger das Wesentlichste über Thyristoren zu vermitteln. Das Studium weiterführender Literatur ist uner¬ läßlich. Gleichzeitig wurden die Kenndaten der Si-Thyristoren ST 103 (Tabelle 1) vorgestellt. Das ist übrigens die einzige in der DDR produzierte Typenreihe. Die Reihen ST 108, ST 111 und ST 121 sind nicht mehr im Produktionsprogramm. Als Ersatz für die vorgenannten Typen gilt der TESLA-Thyristor KT 725. Seine Kenndaten sind in Tabelle 2 enthalten. Tabelle 1 Grenz- und Kennwerte der Thyristorreihe ST 103 Grenzwerte Typ ^DRM ^RRM in V ^T(AV) in A ^TRM in A ^TSM in A d//|)/d t in V/(XS d/ x /dr in A/(i.s ST 103/1 100 ST 103/2 200 ST 103/3 300 3 15 40 20 5 ST 103/4 400 ST 103/5 500 ST 103/6 600 Kennwerte U T (bei / T - 10 A) 2 1,8 V ^GD (bei = 125 °C) S0,25 V U G T (bei U D = 6 V) £3 V ^GT (bei U D = 6 V) 2 20 mA / H (bei U D = 10 V) 220 mA (bei Hj = 125°C) 240 (iS 137 Tabelle 2 Grenz- und Kennwerte der TESLA-Thyristoren KT 725 Grenzwerte Typ ^DRM ^T(AV) ^TRM ^TSM d«„/d/ di T /dt ^RRM in V in A in A in A in V/|XS in A/(xs KT 725/ 50 50 KT 725/100 100 KT 725/200 200 KT 725/300 300 6 50 60 20 .20 KT 725/400 400 KT 725/500 500 KT 725/600 600 Kennwerte U T (bei i T — 20 A) ^ 2,0 V ^GD (bei = 125°C) £0,25 V Vor (bei V D = 12 V) g3 V Igt (bei t/ D = 12 V) < 100 mA I H (bei 1^0 = 12 V) g80mA (bei #1 = 85 °C) g60jxs KT 725 Bild 12 Abmessung der Thyristoren ST 103 ( VEB Werk für Fernsehelektronik Berlin) und KT 725 (TESLA Roznou) 138 Literatur [1] G.Pilz, Thyristoren - Eigenschaften und Anwendung. Amateurreihe «elec- tronica», Band 110, Berlin 1972 [2] M. Richard, Definition der charakteristischen Werte von Leistungsthyristo¬ ren. FUNKAMATEUR 27 (1978) Heft 12, Seite 601 bis 602 [3] K.Kühner, Schaltungsvorschläge zur Thyristorprüfung: FUNKAMATEUR 24 (1975) Heft 7, Seite 332 bis 335 [4] W.Regel, Kleinleistungsthyristor ST 103. Halbleiterinformationen 116, radio fernsehen elektronik 25 (1976) Heft 22, Seite 727 bis 728 [5] W. Regel, Anwendungshinweise und Schaltungsbeispiele für den Thyristor ST 103. radio fernsehen elektronik 25 (1976) Heft 22, Seite 722 bis 724 [6] F. Roscher, Hinweise zur Funkentstörung bei Phasenanschnittsteuerungen. Elektronisches Jahrbuch 1983, Berlin 1982 Wir klären Begriffe ABSCHATTUNGSVERLUST Dr. Hans-Jürgen Kowalski Aktives RC-Filter für den Funkamateur Aktiver RC-Cauer-Tiefpaß 6. Grades mit einer Bandbreite von 0 Hz bis 3,18 kHz Die erforderliche Einengung des NF-Bands bei Direktmischempfängern wird häufig mit LC-Filtern höheren Grades vorgenommen [1] [2]. Dabei wird zur magnetischen Schirmung der Filter erheblicher Aufwand getrieben, da die Spulen des Filters äußerst empfindlich auf magnetische Fremdfelder (z. B. vom Netztransformator) reagieren [1], Realisiert man das erforder¬ liche NF-Filter als aktives RC-Filter, so entfallen diese Probleme [3]. Die Selektion eines Filters läßt sich wesentlich verbessern, wenn die Über¬ tragungsfunktion neben den Polen im Durchlaßbereich auch Nullstellen bei Frequenzen im Sperrbereich aufweist. Treten die Nullstellen bei bestimm¬ ten, rein imaginären Werten von p auf, spricht man von Cauer- oder ellip¬ tischen Filtern. Über diesen Filtertyp, der in der kommerziellen Technik sehr häufig Verwendung findet, existiert umfangreiches Tabellenmaterial. Bild 1 zeigt einen solchen Filterbaustein 2. Grades mit der allgemeinen Übertragungsfunktion Ui(p) = H{p 2 + oc) Ußp) P 2 + ßp + V ' ( 1 ) Nach [4] beträgt mit der in Bild 1 eingeführten Vorauswahl der normierten Bauelemente die spezielle Übertragungsfunktion des Filters T(p) = U 2 (P) Ußp) K L(*+ i)(c+ l) (k+ 1) P 2 + c + ■ K 1 ( 2 ) a[(k+ 1)C+ 1] -P + 1 [(£+ 1)C+ 1 ] a 2 Der Koeffizienten vergleich der Gl. (1) und Gl. (2) liefert folgende Entwurfs¬ beziehungen für das Netzwerk nach Bild 1 (a > y): a = Vl/a (3) tx/y — 1 k + 1 (4) 140 Bild 1 Cauer-Tiefpaßgrund glied 2. Grades nach [4] K= 2 + i k + 1 \ y a /?>/ 2 + 0,1124p + l,0583) (/> 2 + 0,4920 p + 0,8223) (p 2 +1,1546 + 0,4675) (7) mit A = 0,1091. A stellt dabei einen konstanten Faktor dar, der die Grunddämpfung des Filters beeinflußt. Die Übertragungsfunktion wird durch Teilübertragungsfunktionen T^p) bis T 3 (p) realisiert. Dazu zerlegt man das Filter in 2 Coi/er-Tiefpaßgrund- glieder mit jeweils 2 Pol- und Nullstellen und in ein Tiefpaßgrundglied 2. Grades, das z. B. durch ein Netzwerk nach Bild 2 realisiert werden kann. Die Konstante A soll zunächst unberücksichtigt bleiben. Beispielsweise wäre in Analogie zur Gl. (1) und zur Darstellung in Bild 2 folgende Zerlegung möglich: (Tiefpaß I) T S (P) = H{p 2 + 2,4486) p 2 + 0,1124 p + 1,0583 ( 8 ) 141 ; Tip) . U2 (p) K-X Ul(p) p2*ftp+x mit und R =x~c *- i+c ~4 + t Bild 2 Salien-Key-Tiefpaßgrundglied 2. Grades nach [6] (Tiefpaß II) t 2 (p) = H(p 2 + 1,5223) p 2 + 0,4920 p + 0,8223 (Tiefpaß 111) T 3 (p) = _Äy_ p 2 + 1,1546 p + 0,4675 ' (9) ( 10 ) Mit k = 2 kann man aus Gl. (3) bis GL (6) leicht die normierten Werte der C««e/-Tiefpaßgrundglieder berechnen. Für den Tiefpaß I ergeben sich a = d 1/2,4486 = 0,6391 C= .¥486/1,0583 - 1 = ^ K = 2 + ■ (2 y ' \ 1 .' 4486 0583 - 1 0,1124-\/2,4486 \ 1,0583 ) 2,765 //= 1^^2,765 = 1,1951. 2,4486 Analog erhält man für Tiefpaß II a = V1/1,5223 = 0,8105 c=1; 5_223/0,8223 -1 3 K = 1,5223 , 0,8223 - 1 - 0,4920 0,8223 V 1,5223 j = 2,075 H = 0,8223 1,5223 2,075 = 1 , 1211 . 142 doze | d6C9 143 Bild 4 Cauer-Tiefpaß 6. Grades (entnormiert), alle Kondensatoren in pF Für das Salien-Key-T iefpaßgrundgIied ergibt sich mit R = 2 entsprechend Bild 2 1 2 • 0,4675 1,0695 und damit K= 1 + C- — + — y v = 1,7388. 1 + 1,0695 1 1,1546 _ 0,4675 ^ 0,4675 Bild 3 zeigt die normierte Gesamtschaltung. Die entnormierte Gesamt¬ schaltung wird in Bild 4 wiedergegeben, wobei als Bezugswiderstand R b = 50 kQ und als Bezugsfrequenz f B = 3180 Hz gewählt wurden. Die Grunddämpfung des Filters im Durchlaßbereich eigibt sich aus den jeweiligen Konstanten im Zähler der Teilübertragungsfunktionen zu ^(tpd/Atpii) Ky = 1,1951 • 1,1211 • 0,8129 = 1,089. Da dieser Wert etwa dem lOfachen Wert der Konstanten A der normierten Übertragungsfunktion nach Gl. (7) entspricht, weist das Filter im Durchla߬ bereich eine Verstärkung von 10 auf. Die passiven filterbestimmenden Bauelemente dieser praktisch erprobten Schaltung wurden mit einer Genauigkeit von etwa 1 % ausgemessen. Bild 5 zeigt den gemessenen Amplitudengang. Die Verstärkung des Filters beträgt im Durchlaßbereich 20 dB. Es ergaben sich keine Abweichungen vom errechneten Amplitudengang. Bemerkenswert hierbei ist, daß nach dem Aufbau des Filters kein zusätzlicher Abgleich vorgenommen werden mußte. Bild 5 Amplitiidengang des Cauer-Tiefpaß 6. Grades nach Bild 4 144 Die Gesamtstromaufnahme des Filters beträgt bei einer Betriebsspannung für die Operationsverstärker von U B — ± 15 V etwa 7 mA. Die maximale Ausgangsspannung U Mcin beträgt dabei etwa 10 V, d. h., daß das Filter wegen der etwa lOfachen Verstärkung Eingangsspannungen t/ E(cff) bis zu 1 V verzerrungsfrei verarbeiten kann. Bild 6 zeigt einen Leiterplattenentwurf für die Schaltung des Filters nach Bild 4, wobei doppelseitig kaschiertes Cu-Material verwendet wurde. Bild 7 zeigt den Bestückungsplan der Leiterplatte nach Bild 6. Die Be- 10 Schubert, Eljabu 84 145 stückungsseite wurde als durchgehende Massefläche ausgeführt. Die ent¬ sprechenden Bohrungen sind leicht anzusenken (Bild 8). Die Verstärker wurden durch integrierte Schaltkreise vom Typ MAA 741 realisiert; es können auch einfachere diskrete Varianten verwendet werden. Bild 9 zeigt eine mögliche Schaltung. Bei der Inbetriebnahme des Filters ist zu beachten, daß die Signalquelle 146 gleichstromdurchlässig sein muß, da andernfalls für den Eingangstransistor der IS I keine definierten Verhältnisse bestehen. Außerdem muß hinreichend niederohmig angesteuert werden (/? G etwa 1 kß). Die Entkopplung der ein¬ zelnen Filterstufen und die Abblockung der erforderlichen Betriebsspan¬ nungszuführungen für IS1 und IS2 sind aus dem Bestückungsplan Bild 7 zu ersehen. 147 Bild 9 Einfacher Differenz¬ verstärker mit äußerer Beschaltung für V — 2 (R 1 = R2 = 20 kC2) Aktives RC-Universalfilter Das aktive ßC-Universalfilter nach Bild 10 erzeugte eine Filtergrundfunk¬ tion 2.Grades. Es hat gleichzeitig Hochpaß-, Tiefpaß- und Bandpa߬ charakteristik. Das Grundprinzip dieser Schaltung, die Kettenschaltung zweier AfiV/er-lntegratoren, wurde bereits 1957 zur Schwingungserzeugung angegeben. Bild 11 zeigt, daß durch Summation der Ausgangsspannungen von Hoch- und Tiefpaßausgang die Übertragungsfunktion einer Band¬ sperre realisiert werden kann. Werden moderne Mehrfachoperationsver¬ stärker eingesetzt, dann fällt der erhöhte Aufwand an aktiven Elementen nicht mehr ins Gewicht. Da das Universalfilter sehr geringe Empfindlichkeiten, d.h. Kenngrößen¬ schwankungen des Netzwerks gegenüber Bauelementeänderungen, aufweist, eignet es sich besonders für Einsatzfälle, bei denen eine hohe Güte Q erfor¬ derlich ist [9]. Bild 10 Aktives RC-Universalfilter 2. Grades (Tiefpaß , Hoch¬ paß, Bandpaß) nach [1] tyxMAA 74/ Das Universalfilter ermöglicht die unabhängige Einstellung von Güte, Resonanzfrequenz und Verstärkung. Durch Kaskadenschaltung mehrerer Filtergrundglieder 1. und 2. Grades lassen sich beliebige komplexe Filter¬ strukturen realisieren. Grundglieder 1. Grades werden zur Realisierung von Filtern mit ungerad¬ zahliger Polzahl benötigt. Mit dem aktiven Universalfilter besitzt man einen idealen Filtergrundbau¬ stein 2. Grades, der in Abhängigkeit von den verwendeten Operationsver¬ stärkern im Frequenzbereich zwischen 0,001 Hz und 50 bis 100 kHz bei Gütewerten zwischen Q = 0,5 und Q = 500 einsetzbar ist. Es gehört zum Stand der Technik, eine solche Filterstruktur als Hybrid¬ schaltung mit 4 monolithischen Operationsverstärkern, 2 Kondensatoren zu je 1000 pF und einem Widerstandsnetzwerk in einem normalen 14-bis löpoligen DIE-Gehäuse unterzubringen. Für die einzelnen Übertragungsfunktionen der Schaltung nach Bild 1 er¬ hält man [10] [11 ] H,(p) = H 2 (p) = h 3 (p) = Utp(p) Oo) A'hp P 2 U 0 {p) p 2 OJq . + p—+OJ 5 U w (p) K P 0i ° K W P~ U 0 (P) p 2 + p CJ ~ + < (Tiefpaß) (Hochpaß) (Bandpaß) ( 1 ) ( 2 ) ( 3 ) 149 mit tu 0 = V K3/R\ R2CIC2 (cj 0 = 2~/ 0 ) (4) 1 + K4 /K1RICI ^ 1 + A'3 V R2C2 (5) lr K4 (1 + K3) 1P A'3 (1 + K4) (6) K4(\ + A'3) A HP — - 1 + K4 (7) K np = — A4. (8) Summiert man die Ausgangsspannungen von Hoch- und Tiefpaß, ergibt sich nach Bild 11 mit Gl. (1) und Gl. (2) die Übertragungsfunktion = Abs(/> + t0 °^ (Bandsperre) ( 9 ) U ° (P) P 2 + P^-+ < mit ^BS = Kyj, = A H p. (10) Der Summationsverstärker IS4 wurde der Einfachheit halber mit gleichen Widerständen R6 versehen. Mit dem Gegenkopplungswiderstand R6 könnte die Grunddämpfung bzw. die Verstärkung des Filters zusätzlich beeinflußt werden. Einer der Summationswiderstände wird zu Abgleich¬ zwecken variabel ausgeführt. Bild 12 vermittelt einen qualitativen Eindruck von Amplituden- und Phasengang der einzelnen Filterfunktionen. Für die Bandbreite ( — 3 dB) gilt näherungsweise B = f 0 /Q (nur sinnvoll für die Filterfunktionen Bandpaß und Bandsperre). Für Q g 5 ist der Betrag der Welligkeit (Resonanzüber¬ höhung) gleich dem Gütewert: |lF(p)| in dB = 201g Q. Beispielsweise folgt für Q~ = 10 eine Welligkeit von 20 dB. Die mathematischen Beziehungen gelten unter Annahme der Verwendung idealer Operationsverstärker. Bei höheren Ö-Werten und höheren Frequen¬ zen treten durch das nichtideale Verhalten folgende Erscheinungen auf: - Schwingneigung durch parasitäre Phasendrehungen; - Q entspricht nicht mehr den berechneten Werten (wird größer). Bild 13 veranschaulicht den Einfluß der nichtidealen Operationsverstärker auf die Filtergüte Q, wobei für die Leerlauf Verstärkung V 0 der typische Ver¬ lauf (V 0 = 100 dB, Knickfrequenz 10 Hz) angenommen wurde. Ohne wesentliche Einschränkungen einzuführen, kann bei der praktischen Filterdimensionierung von folgenden Vereinfachungen ausgegangen werden: RI = R2 = R, CI = C2 = C, A3 = 1 und K4 = R5/R4 variabel. 150 Bild 12 Qualitative Darstellung von Amplituden- und Phasengang der einzelnen Filterfunktionen: Tiefpaß (a); Hochpaß (b); Bandpaß (c); Bandsperre(d) Damit erhält man stark vereinfachte Entwurfsbeziehungen: co 0 = 1 IRC bzw. / 0 = I/ItzRC (11) ( 12 ) 2 2 \ R4 j K TP = K hp = 2R5KR4 + R5 ) (13) K bp =-R5/R4. (14) Mit Gl. (11) bis Gl. (14) kann der Filterentwurf unter Berücksichtigung der eingangs genannten Grenzen nach eigener Wahl vorgenommen werden. Mit der Vereinfachung R\ = R2 = R und CI = C2 = C läßt sich das Filter darüber hinaus sehr leicht durchstimmbar gestalten. Anregungen dazu können [7] oder [3] entnommen werden. Bei der Realisierung höhergradiger Filter wird man auf Standardapproxi¬ mationen zurückgreifen, da hierfür umfangreiches Tabellenmaterial zur Ver- 151 fügung steht (z.B. [12]). Die Tabelle zeigt einige ausgewählte normierte Filterparameter typischer Standardapproximationen [3] für Tiefpässe bis ö.Grades. Die entsprechenden Filterparameter für Hochpässe erhält man durch folgende Transformation: _/n(HP> = f //ii(TP) (15) ß(HP) = ß(TP)- (16) Beispiel Es soll ein Tschebyscltejf -Tiefpaß 3.Grades mit 2 dB Welligkeit im Durch¬ laßbereich für eine Grenzfrequenz / g = 3 kHz entworfen werden. Lösung Da es sich um ein Filter 3. Grades handelt, wird eine Zerlegung in 2 Teil¬ filter vorgenommen. Erst die Kettenschaltung beider Teilfilter ergibt die ge¬ wünschte Approximation. Die Dimensionierung der Teilfilter kann unmittel¬ bar aus der Tabelle ersehen werden: I. Tiefpaß 1.Grades mit /oi i = 3 kHz ■ 0,36891 = 1,1067 kHz. Das läßt sich mit einem einfachen ÄC-Tiefpaß realisieren, dessen Grenz¬ frequenz sich nach f 01 = 1/2 7TRC bestimmen läßt. Mit C = 1 nF und / 01 = 1,1067 kHz erhält man R = 144 k£2. 152 Tabelle Normierte Tiefpaßfilterparameter O) SO SO OO oo — os m Os — so -rj-inin©r- oo oo oo oo so — r- _ m in © os © so m in r— so so os — m — so ^ O in N rn - os O — so — tJ- oo oo r— r- m — — — O tn so so m r-^ os, o" — o" o" — ooooooooooo § § K 1 ? > &■ ■§ 3 1 ü JL> O Ot 1 gilt (RS > R 4) und unter der Voraussetzung R4 > R G , R r . Gl. (17) gilt für das Filtergrundglied 2. Grades (Tief- und Hochpaß). Bei einer Kettenschaltung mehrerer solcher Grundglieder 2. Grades müssen auch die Konstanten Ä'Tp bzw. Ä HP der folgenden Filtergrundglieder be¬ rücksichtigt werden. Zur Bestimmung von R T für einen Übertragungsfaktor von 1 muß in diesem Fall von folgendem Ansatz ausgegangen werden: ——- T - K T pj K t?2 K T P3 ... = 1. (18) Rq + R t Beispiel Es soll ein Tschebyscheff-HochpaSi 3. Grades mit 2 dB Welligkeit im Durch¬ laßbereich für eine Grenzfrequenz von f e = 300 Hz entworfen werden. Lösung Wiederum wird eine Zerlegung in 2 Teilfilter vorgenommen, wobei zusätz¬ lich die Tiefpaß-Hochpaß-Transformation nach Gl. (15) und Gl. (16) zu berücksichtigen ist. 154 KD Bild 15 T schebysclieff- Hochpajl 3. Grades Aus der Tabelle folgt: I. Hochpaß 1. Grades / nl = 1/0,626456 = 1,596281 /oi = f e fn 1 = 478,9 Hz Mit C = 10 nF wird R = 1/2 tt/ 01 C = 33 kQ. II. Hochpaß 2. Grades f nl = 1/1,068853 = 0,935582 /o 2 = .fjni = 280,7 Hz Mit«3 = R4 = 50kQ und ß = 1,7062 folgt aus Gl. (12) für R5 = R4(2Q - 1) = 50kQ (2- 1,7062 - 1) = 120 kQ. Mit C = 10 nF und f 02 = 280,7Hz ergibt sich nach Gl. (II) R = i/2nf 02 C = 56,7 k£2. Bild 15 zeigt die dimensionierte Schaltung. Aus Gl. (13) folgt K HP = 1,4. Dieser Wert kann wiederum nach Gl. (17) mit dem Spannungsteiler R G , R T auf 1 reduziert werden. Beim Entwurf von Filtern geringer Grenzfrequenz (/ 0 g 100 Hz) kann an Stelle der hochohmigen Integratorwiderstände R ein T-Netzwerk nach Bild 16 verwendet werden. Mit d-iesem T-Netzwerk lassen sich mit relativ nieder¬ ohmigen Widerständen hochohmige Ersatzwiderstände ohne ihre typischen , Nachteile, wie schlechtes Temperaturverhalten, Beschaffbarkeit usw., realisieren. Bild 16 Ersatz hochohmiger Inte¬ gratorwiderstände R durch T-Netzwerk mit relativ geringen Widerstandswerten 155 Literatur []] Amateurfunk, 5. Auflage, Seite 212 bis 214, Berlin, 1978 [2] ..., Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1981, Seite 162, Berlin, 1980 [3] H.-J. Kowalski, Aktive /?C-Filter. electronica, Band 193, Berlin, 1981 [4] W.J.Kerwin, Active network Synthesis using voltage amplifiers. In: Active Filters (Hrsg.: Huelsman, L.P.), New York, 1970 [5] R. Saal, Handbuch zum Filterentwurf. AEG-Telefunken, Berlin, Frank¬ furt/M., 1979, Seite 182 [6] R.P. Sailen, E. L.Key, Practical method of designing RC active filters. IRE Trans. CT-2 (1955) Heft 1, Seite 74 bis 85 [7] W.J.Kerwin, L.P.Huelsman, R.W.Newcomb, Statevariable Synthesis for insensitive integrated Circuit transfer functions. IEEE J. Solid-state Circuits SC-2 (1967) Heft 3, Seite 87 bis 92 [8] E. F. Good, A two-phase low frequency oscillator. Electronic Engineering 29 (1957) Heft 4, Seite 164 bis 169, Heft 5, Seite 210 bis 213 [9] H.J.-Kowalski, Zwei aktive RC-Filter 2.Grads minimaler Empfindlichkeit, radio fernsehen elektronik 25 (1976) Heft 23, Seite 765 bis 769 [10] S.K. Mitra, Recent developments in active network synthesis and future promise. Sommer School on Circuit Theory, Prague 1968 [11] L.P.Huelsman, Aktive Filter. Moskau 1972 (in Russ.) [12] R.Saal, Handbuch zum Filterentwurf. AEG-Telefunken, Berlin, Frank¬ furt/M. 1979 Wir klären Begriffe FERNBEDIENUNG 156 Dipl.-Ing. Bernd Petermann - Y22TO Gezogene Quarzoszillatoren - eine Lösung für die Abstimmung von UKW-Amateurfunkgeräten Vor jedem UKW-Funkamateur, der sich nicht auf FM-Betrieb und wenige Quarzkanäle beschränken will, steht das Problem, seinen Sender und seinen Empfänger abstimmbar auszulegen. Bei FM bietet auch der Rasteroszillator einen guten Weg, alle Frequenzen des 144-MPIz-Bands ohne «Quarzgrab» zu erreichen - allerdings schon eine anspruchsvolle Lösung, die nicht leicht zum einwandfreien Funktionieren zu bringen ist und sich oft auch nicht ohne weiteres in vorhandene FM-Geräte integrieren läßt. Bei Mobil-An- wendung ist eine rastbare Frequenzeinstellung einem VFO oder VXO auf jeden Fall bedienungsmäßig vorzuziehen. Gezogene Quarzoszillatoren, Anforderungen Die bei UKW-Geräten ohnehin meist notwendige Vervielfachung der Frequenz von Quarzoszillatoren legt es nahe, zu versuchen, die Frequenz¬ variabilität durch Ziehen der entsprechenden Quarze zu erreichen. Schal¬ tungen dazu sind nicht neu und vielfach beschrieben worden. Bei jedem ordentlichen Quarzoszillator ist eine Ziehmöglichkeit vorgesehen, um die vorgesehene Frequenz trotz Fertigungstoleranzen exakt zu erreichen. Der Variationsbereich braucht dabei nicht sehr groß zu sein. Um mit einer vertretbaren Anzahl von Quarzen das gesamte 144-MHz- Band erfassen zu können, sollten schon 300 bis 500 kHz auf der Endfrequenz Bild I Ersatzschaltung eines Quarzes. Die Serienresonanz ist durch L q und C Q festgelegt, die Eigenparallelresonanz durch L q und die Reihenschaltung von C Q und C 0 157 in einem Bereich überstrichen werden können. Das verlangt einen Zieh¬ bereich in der Größenordnung von 3 • 10" 3 . Allgemein läßt sich feststellen, daß der relative Ziehbereich von mit Ober¬ ton erregten Quarzen (wie sie für Frequenzen über 20 MHz fast ausschlie߬ lich produziert werden) mit steigender Ordnungszahl immer geringer wird. Obertonschaltungen enthalten außerdem immer noch einen Schwingkreis, der die Anregung einer falschen, besonders der Grundfrequenz, verhindern soll. Für einigermaßen problemlose Ziehschaltungen mit großem relativen Ziehbereich muß man also auf Quarze, die auf der Grundfrequenz schwin¬ gen, zurückgreifen, wenn dadurch auch die Ausgangsfrequenz geringer wird und eventuelle zusätzliche Vervielfacherstufen notwendig werden. Ziehschaltungen ohne Serieninduktivität Grundwellenerregte Quarze lassen sich in Schaltungen lediglich mit Zieh¬ kapazität bis etwa 5 • 10 -4 ziehen (s. Bild 2a, Bild 3 und Bild4). Nutzt man Drehkondensatoren größerer Endkapazität und sehr geringer Anfangskapazi¬ tät und Schaltungen, die auch bei sehr geringen Quarzserienkapazitäten noch schwingen, kommt man an 10 -3 heran. Das sind bereits über 100 kHz im 144-MHz-Band; die jedoch nur für einen 144-MHz-CW-Transceiver, einen VXO für Satellitenfunk oder VXOs für 432 MHz (durch weitere Ver¬ dreifachung würden es dann schon über 400 kHz sein) ausreichen würden. Jedenfalls ergeben diese Schaltungen ohne Induktivität eine ausgezeichnete Stabilität, da die Quarzgüte kaum verringert wird. Die Nennfrequenz eines Quarzes wird übrigens in einer Schaltung wie in Bild 2a erreicht, wenn die Reihenschaltung von C s , || C BET1 und C 2 gleich der angegebenen Lastkapazität ist. Bild 3 veranschaulicht das für einen «30-pF-Quarz» von 14900 kHz Nennfrequenz. Diese Frequenz ent¬ steht bei C s ä 45 pF. Wieweit man einen 14900-kHz-Quarz für 30 pF Lastkapazität in der Schaltung Bild 2a mit einem UKW-Drehkondensator Typ 1004 ziehen kann, ist in Bild 4 wiedergegeben. Die Kurven beziehen sich auf eine bis vier Sektionen dieses Drehkondensators. Die Frequenzvariation sinkt bei größerer Endkapazität sogar geringfügig, denn die damit gleichzeitig ver¬ größerte Anfangskapazität wirkt sich stärker aus. Nur eine Sektion bietet außer der höchsten Frequenzvariation auch noch die beste Linearität der Abstimmkurve. Relativer Ziehbereich ist hier annähernd 6 • 10“ 4 entspre¬ chend knapp 80 kHz auf 134 MHz. Ziehbereich und auch die Frequenz erhöhen sich, wenn man die Quarz¬ kapazität C 0 (s. Quarzersatzschaltung, Bild 1) mit einer Parallelkapazität L P kompensiert (Parallelschwingkreis aus L P und C 0 resonant auf der Quarz¬ frequenz, Bild 2c). Weiter untersucht wurden diese Schaltungen nicht; mit ihnen sind Ziehbereiche bis 10" 3 zu erwarten. 158 Bild 2 VXO-Stromlaufplan. Es wird immer dieselbe Generator Schaltung benutzt. Am Punkt x wurden verschiedene Ziehschaltungen angeschlossen; a - mit Serienkapazität, b - mit Serieninduktivität, c - mit Serienkapazität und CQ-Kompensation, d - mit Serienkreis, e - mit Serienkreis und umschalt- baren Quarzen bei gleicher Ziehspule L s , f- mit Serienkreis bei umschal t- baren Quarzen und Ziehspulen L S1 bis L ss , g- mit Serienkreis bei um- schaltbaren Quarzen, fester Haupt-Ziehspule L s und mit umschaltbaren Teil-Ziehspulen Lsi bis L S5 zum Ausgleich abweichender Abstimm- (Zieh-) Bereiche. R2 ist gegebenenfalls notwendig, um die Neigung zu parasitären Schwingungen im VHF-Bereich zu unterdrücken Ziehschaltungen mit Serieninduktivität Für eine weitere Erhöhung des Ziehbereichs ist eine Serieninduktivität L s erforderlich (s. Bild 2b). Damit lassen sich beinahe beliebig weit unterhalb der ursprünglichen Quarzfrequenz liegende Frequenzen erreichen. Bild 5 veranschaulicht das (gegenüber Bild 3 und Bild 4 veränderten Maßstab be¬ achten). Man erkennt auch, daß mit steigender Induktivität die Frequenz stark überproportional abzusinken beginnt. In diesem Bereich nähern sich C 0 159 300 C s in pF Dreh ko Typ 100b 1Sektion lSektionen 3Sektionen 4 Sektionen 5W> a in Grad finkHz Bild 5 Schwingfrequenz des Oszillators nach Bild 2b (linke Kurve) bzw. Bild 2d (rechte Kurve , Drehkondensator fest auf maximaler Kapazität). Quarz und Drehkondensator (2 Sektionen) siehe Bild 4 Bild 3 Schwingfrequenz des Oszillators nach Bild 2a mit einem Grundwellenquarz 14900 kHz für 30 pF Lastkapazität. / mln ist die Frequenz für C s = 00, d.h. mit Quarz zwischen « x » und Masse. Die Serienresonanzfrequenz des Quarzes wäre nur bei C\ = C 2 = oo zu erreichen. Bei zu geringem C s setzt der Oszillator aus Bild 4 Schwingfrequenz des Oszillators nach Bild 2a mit einem Grundwellen¬ quarz 14900 kHz für 30 pF Lastkapazität. C s = eine bis vier Sektionen (je etwa 10 pF Kapazitätsvariation) eines LJKW-Drehkondensators 1004 , parallelgeschaltet mit Untersetzung 1:3. Die Drehwinkelwerte beziehen sich auf Eindrehen des Kondensators , in diesem Fall bei Linksdrehung 11 Schubert, Eljabu 84 161 und L s einer Serienresonanz im Bereich der Serienresonanz von L Q und C Q . Die Güte des gezogenen Quarzes fällt stark ab, und damit sinkt auch die Stabilität. Die Eigenschaften nähern sich mehr einem LC-Oszillator mit ungünstigem L/C-Verhältnis. Der Einfluß von Schaltkapazitäten usw. steigt enorm. Man muß folglich den Ziehbereich auf ein vernünftiges Maß be¬ schränken, und das dürften für Amateurbelange etwa die besagten 3 • 10~ 3 sein. Ein Quarzoszillator läßt sich zwar mit einer Induktivität abgleichen, aber ein Variometer zum Abstimmen ist schwer zu realisieren. Wenn man die Ziehschaltung zu einem Serienkreis erweitert, läßt sich auch ein Drehkonden¬ sator zum Abstimmen einsetzen (Bild 2d). Er verringert je nach Kapazität die wirksame Induktivität, bei sehr geringer Kapazität kann auch der kapa¬ zitive Einfluß überwiegen. Bei mäßiger Induktivität hat das den Vorteil, daß der Abstimmbereich über die ursprüngliche Quarzfrequenz hinweg verläuft (s. Bild6). Die Reihen- finkH? Bild 6 Schwingfrequenz des Oszillators nach Bild 2d für unterschiedliche Serien¬ induktivitäten L s . Quarz und Drehkondensator (2 Sektionen) siehe Bild4 162 Bild 7 Abstimmkurve eines VXO nach Bild 2dfiir unterschiedliche Paarungen von L s und C s bei etwa gleichem Abstimmbereich. Quarz und Drehkondensator (eine bis drei Sektionen) siehe Bild 4 Schaltung von C s erfordert folglich höhere Induktivität, um wieder auf die¬ selbe Frequenz zu kommen, wie auch die rechte Kurve in Bild 5 zeigt (C s = zwei Sektionen des auf maximale Kapazität eingestellten UKW- Drehkondensators). Aus Bild 6 ist weiter zu ersehen, daß eine Veränderung von L s im wesentlichen das untere Ende des Abstimmbereichs beeinflußt, während das obere dabei nur unbedeutend «mitläuft». Es könnte eher durch eine andere Anfangskapazität des Abstimmkondensators verschoben werden. Praktische Realisierung Aufbauend auf diese Ergebnisse wurde die Ziehschaltung nach Bild 2d für etwa 400 kHz Ziehbereich (bei 134 MHz) dimensioniert, wobei eine bis drei Sektionen des UKW-Drehkondensators Typ 1004 bei jeweils entsprechend veränderter Induktivität zur Abstimmung benutzt wurden. Am günstigsten erscheinen zwei Sektionen: Die Abweichung von einer linearen Abstimm¬ kurve sind dabei am geringsten (vgl. gestrichelte lineare Kurve). Eine Mes¬ sung mit vier Drehkondensatorsektionen ergab keine brauchbaren Ergeb¬ nisse; es traten Frequenzsprünge auf, die nicht zu beseitigen waren. 163 Das ist eine unerwünschte Neigung, die mehr oder weniger alle stark ge¬ zogenen Quarzoszillatoren zeigen. Manchmal läßt sie sich durch Verändern der Rückkopplung, z. B. über die Betriebsspannung, unterdrücken. Ursache sind größtenteils Nebenresonanzen, die bei Schwingquarzen fast immer mehr oder weniger stark ausgeprägt in der Nähe der Hauptresonanz auf- treten. Nächster Schritt war ein umschaltbarer Fünfbereichs-VXO für den End¬ frequenzbereich 133,3 MHz bis 135,3 (144-MHz-RX mit 10,7MHzZF). Die Ziehschaltung (Bild 2e) wird wieder an die Oszillatorschaltung ent¬ sprechend Bild 2a angeschlossen. Eine konstante Induktivität L s , ergab wegen der starken Abhängigkeit des Ziehbereichs von der Induktivität (bei unterschiedlichen Schaltkapazitäten, Quarzdaten und nicht zuletzt Quarzfrequenzen) zu stark voneinander abweichende Abstimmbereiche (1:1,7). Günstiger ist deshalb eine Variante nach Bild 2 f, bei derL sl .. ,L S5 einzeln auf die gewünschten Abstimmbereiche abgeglichen werden. Entsprechend Bild 2g genügt es auch, die Hauptinduktivität L s unverändert zu lassen und nur die geringen Differenzen durch niedrige Zusatzinduktivitäten L S1 ...L S5 zu realisieren. Eine Schaltung ähnlich Bild 2f ergab Abstimmkurven, die in Bild8-verti- kal zueinander verschoben - dargestellt sind. Die Quarze (Parallelresonanz für 30 pF Lastkapazität) hatten die Nennfrequenzen 14855,5 kHz — (1); 14900 kHz-(2); 14944,4 kHz - (3); 14988,8 kHz - (4); und 15033,3 kHz - (5). Es zeigt sich, daß die Abstimmkurven nicht exakt den gleichen Kurven¬ verlauf haben, so daß man für die einzelnen Bereiche keine einheitliche Skale vorsehen kann. Die Abweichungen liegen bei maximal 2,5 kHz auf der Grundfrequenz entsprechend etwa 22 kHz auf 134 MHz. Das ist bereits fast ein FM-Kanal. Anwendung für Transceiver 144-MHz-Transceiver haben meist eine ZF von 10,7 MHz, seltener auch 9 MHz. Zur Abstimmung wird dabei eine im Bereich 133,3 ... 135,3 bzw. 134... 136 MHz variierbare Oszillatorfrequenz benutzt. Grundwellen¬ quarze werden allgemein nur bis 20 MHz hergestellt. Also sollte man nahe an dieser Frequenz bleiben, um möglichst wenige Vervielfacherstufen zu brauchen, darüber hinaus sollte der Vervielfachungsfaktor nicht höher als 3 sein. Es kommen folglich 8 = 2 x 2 x 2 oder 9 = 3x3 in Frage. Da bei Verneunfachung nur zwei Vervielfacherstufen benötigt werden, ist diese Variante vorzuziehen (Bild 9). Sie erfordert für 10,7 MHz einen Grund¬ frequenzbereich 14855,55 ... 15033,33 kHz. Im Muster wurde auch dieser Bereich bei einer Unterteilung in fünf Teilbereiche realisiert. 400-kHz- Bereiche sind ein guter Kompromiß zwischen Skalenauflösung und Anzahl der Quarze bzw. Bereiche sowie Stabilität. Sie ermöglichen auch eine sinn¬ volle Unterteilung: 164 f in kHz Bild 8 Abstimmkurven eines VXO nach Bild 2d bzw. 2f für gleichen Abstimm¬ umfang. Drehkondensator siehe Bild 4. Quarze für Parallelresonanz mit 30-pF-Lastkapazität aus gleicher Fertigung (Kombinat VEB NARVA). Nennfrequenzen: 1 - 14855,5 kHz; (2) - 14988,8 kHz; [3] - 14944,4 kHz; 4 - 14900 kHz; (5) - 15033,3 kHz. Die Kurven wurden vertikal zueinander verschoben, um einen Vergleich zu ermöglichen. Die Fre¬ quenzangaben auf der Ordinate stehen f ür Bl bis B5 untereinander 144,0 ... 144,4 MHz - CW/SSB, 144,4... 144,8 MHz - FM-Simplex, 144,8 ... 145,2 MHz - Baken (eventuell FM-Relais, revers), 145,2 ... 145,6 MHz - FM-Simplex, 145,6 ... 146,0 MHz - FM-Relais/Satelliten (CW/SSB). Die Vervielfacherstufen erfordern einen gewissen Mindestaufwand, damit Pfeifstellen und Nebenwellen nicht in Erscheinung treten. Jeder Verviel¬ facher sollte wenigstens drei oder vier Kreise zur Selektion enthalten. Das legt die Anwendung von Zweikreisbandfiltern und je einer selektiven, «geradeaus» verstärkenden Stufe nahe. Damit lassen sich auch die not¬ wendigen HF-Pegel leicht erreichen. 165 $ § % O ^ 3: o * -o 5 “Q <0 s: u, g Ö £ 166 Anwendungsmöglichkeiten für FM-Geräte Reine FM-Transceiver arbeiten meist ebenfalls entsprechend Bild 9. Es ist folglich ein ähnlicher VXO wie für CW/SSB/FM-Transceiver brauchbar. Die Bereiche könnten jedoch eingeschränkt werden auf: 145,5 ... 144,9 (144,85) MHz - Simplex, 145,0 ... 145,4 MHz - Simplex (Relais revers), 145,4 ... 145,8 MHz - Simplex, Relais. Weit häufiger werden z.Z. jedoch FM-Geräte UFT420/422 und UFS601 betrieben, die für quarzgesteuerten Kanalbetrieb mit getrennten Quarzen für Senden und Empfang konzipiert sind. Für alle drei Gerätetypen werden sendeseitig Frequenzen von etwa 12 MHz und empfangsseitig Frequenzen von etwa 45 MHz benutzt. Will man damit frequenzvariabel «transceive» arbeiten, bietet sich das Konzept nach Bild 10 an. Bei der UFS 601 läßt sich dabei der Phasenmodulator ohne weiteres weiterbenutzen. UFT 420/422 haben einen Frequenzmodulator, so daß man im VXO modulieren müßte. Es genügen im Grunde wieder die drei Frequenzbereiche 144,5 ... 144,9MHz; 145,0 ... 145,4 MHz und 145,4 ... 145,8 MHz und die entsprechenden drei Bereichsquarze. Eine weitere Variante für frequenzvariablen Betrieb der angeführten FM- Geräte stellt das Prinzip nach Bild 11 dar. Es hat den Vorteil, daß sende¬ seitig frequenzmäßig günstig liegende 12-MHz-Quarze, wie sie auch im regulären Betrieb eingesetzt werden, brauchbar sind, was ebenso für Emp- 1: 144,5... 144,9, Simplex 2 •' 1450... 145,4, Simplex 3 145,4... 745,8, Simpl ex 4 ■■ Relais 5 •' Relais invers Bild 11 Übersichtsschallplan fiir die Erzeugung der Grundfrequenzen in den FM- Funkgeräten UFT 420/422 und USF 601 mit zwei VXOs, getrennt für Senden und Empfang 167 fangsquarze im 45-MHz-Bereich zutrifft, die dann allerdings auf ihrer Grundfrequenz im 15-MHz-Bereich schwingen müssen. Die Verdreifachung könnte dabei bereits direkt im Oszillator erfolgen, wenn man RI entspre¬ chend Bild 2f durch einen 45-MHz-Schwingkreis ersetzt. Eine Entkoppel¬ stufe, die die Selektion unterstützt und den nötigen Pegel liefert, wäre noch nachzuschalten. Ein 12-MHz-VXO nach Bild 2f liefert am RI so viel Spannung, daß eine UFS 601 (am Punkt 301 [261, 262, 263] angesteuert) damit auskommt. Unterbricht man bei VXO-Betrieb der UFS 601 die Leitung(en) zum Quarzwahlschalter nicht, so stören eingebaute Kanalquarze durch ihre Serienresonanzen, sofern diese in den VXO-Abstimmbereich fallen. Das gilt auch für die Empfangsseite (45 MHz). In diesem Fall ist Punkt 3 (161, 162, 163) günstig zum Einspeisen. Als Bereiche empfehlen sich wiederum 144,5 ... 144,9 MHz, 145 bis 145,4 MHz und 145,4 ... 145,8 MHz. Transceivebetrieb ist nicht mehr mög¬ lich; man muß sich einpfeifen bzw. sich bei Relaisbetrieb auf die Skale ver¬ lassen. Nutzt man die Zuordnung nach Bild 11, genügt ein Bereichsschalter mit fünf Stellungen. Wahl der Quarzfrequenz Wie bereits ausgeführt, eignen sich für VXOs mit großem Abstimmbereich nur Grundwellenquarze. Es gibt sie für Serienresonanz bzw. für Parallel¬ resonanz bei unterschiedlichen Lastkapazitäten. Am gebräuchlichsten sind solche für Parallelresonanz bei 30 pF Lastkapazität. Die Quarze unter¬ scheiden sich dabei technologisch nicht voneinander; lediglich den Abgleich nimmt man unter den angegebenen Bedingungen vor. Für einen bestimmten Quarz liegen die Schwingfrequenzen von geringer zu höherer Lastkapazität bis hin zur Serienresonanz immer tiefer. Der Ziehbereich hängt bei gegebener Schaltung von den Quarz-Ersatz¬ daten (s. Bild I), d. h. von Schnitt und Herstellungstechnologie ab. Für die interessierenden Ziehbereiche von 400 kHz auf der Endfrequenz und die Ziehschaltung nach Bild 2d bzw. 2f erreicht man mit 2 Sektionen eines UKW-Drehkondensators Typ 1004 bzw. mit dem Typ 1002 immer Grund¬ frequenzen, die unter der Nennfrequenz eines «30-pF-Quarzes» liegen (s. auch Bild 3 bis Bild 7, die sich sämtlich auf einen Quarz mit 14900 kHz Nennfrequenz beziehen). Bei einer Quarzbestellung sollte man jeweils solche für die obere Eck¬ frequenz des Bereichs wählen, bzw. man kann bei vorhandenen Quarzen die zu erwartende höchste Abstimmfrequenz abschätzen; die niedrige Eck¬ frequenz läßt sich durch L s festlegen. Bei Obertonquarzen mit Grundwellenerregung ist zu beachten, daß Grundfrequenz und Oberton nicht exakt harmonisch liegen. Die Grund¬ frequenzen einiger 45-MHz-Quarze lagen um mehrere Kilohertz unterhalb der durch 3 dividierten Originalfrequenz. 168 Aufbauhinweise Bei der mechanischen Ausführung eines VXO, besonders, wenn er mehrere Bereiche umfaßt, sollte auf kapazitätsarmen Aufbau geachtet werden; das ist bei gedrängter Bauweise am besten möglich. Aus Stabilitätsgründen sollten die Quarze eingelötet und nicht gesteckt werden. Die Spulen sollten ebenfalls wenig Wicklungskapazität aufweisen (z. B. Kreuzwickelspulen). L-Abgleichkerne können die Quellen von Temperaturdrift und magnetischen Brummeinstreuungen sein. Sie sollten von ihrem Frequenzbereich her ge¬ eignet und nur so weit eingedreht werden, wie es wegen des Abgleichbereichs notwendig ist. Pulvereisenkerne können günstiger als Ferritkerne sein. Für FM-Betrieb läßt sich ein UKW-Drehkondensator mit 1 ^-Unter¬ setzung schon genügend fein einstellen, wenn ein 400-kHz-Bereich vorliegt und ein großer Einstellknopf vorhanden ist. Für CW- oder SSB-Betrieb ist eine zusätzliche Untersetzung unumgänglich. Die Abstimmsteilheit sollte dann zwischen 5 und 50 kHz/Umdrehung liegen, günstig sind 10 bis 20 kFIz/Umdrehung. Die Stabilität ist bei herausgedrehtem Abstimmkondensator (hoch¬ frequentes Bereichsende) höher als bei hereingedrehtem, weil dann L s stärker wirksam wird. Die Betriebsspannungsabhängigkeit der Schaltung nach Bild 2f erwies sich als gering, wenige ITertz bei ± 2 V Spannungsänderung auf der Grund¬ frequenz. 169 u e (io...nv) Siegmar Henschel - Y22QN Zusatzschaltungen für 2-m-FM-Funkgeräte Transverter für 12 V/14 V mit Potentialtrennung Für viele Anwendungen wird eine erdfreie Betriebsspannung benötigt, so z. B. zum Betrieb von UFT-Funkgeräten aus dem Kfz-Bordnetz. Aufbauend auf einen Sperrwandler nach [I], wurde eine Transverterschaltung mit erdfreiem Ausgang entwickelt. Bild 1 zeigt die Schaltung. Die im Transformator TI zwischengespeicherte Energie wird mit der Sekundärwicklung ausgekoppelt und über VD1 den Ladekondensatoren zugeführt. Die Rückführung der Information über die Höhe der Ausgangsspannung wird über einen Opto¬ koppler OK vorgenommen, dessen Fototransistor (VT3) den Sperrwandler steuert. Einzelheiten über die Funktion, den Aufbau sowie Berechnungs¬ hinweise für andere Einsatzbedingungen sind aus [1] zu ersehen. Die maximal mögliche Potentialdifferenz zwischen beiden Spannungen ist neben dem Aufbau von der Spannungsfestigkeit der Wicklungen n p und n, zu h s des Transformators TI und des Optokopplers OK abhängig. Der Transverter nach Bild 1 wurde für den Betrieb von UFT-Funkgeräten VD 7 SY330/1 Bild 1 Stromlaiifplan des Transverters 12 V/14 V mit Potentialtrenmmg. TI - Schalenkern 22 X / 3; Manifer 163; A , - Wert = 280 nH/w 2 ; n p = 35 Wdg., 0,4-mm-CiiL; n, = 15 Wdg., 0,25-mm-CuL; n, = 55 IVdg., 0,4-mm-CiiL 170 Bild 2 Siebschaltungfiir den Mobilzusatz zum Betreiben eines Handfunksprechers. D1 - Schalenkern 36x 22; A h -Wert = 1000 nH/w 2 ; vollgewickelt mit 1,0-mm-CuL D2- Schalenkern 26x 16; A L - Werl = 2500 nH/w 2 ; 2x 50 Wdg., 0,5-mm-CuL D3 - Schalenkern 26 x 16; A L -Wert = 2500 nH/w 2 ; 2x 100 Wdg., 0,35-mm-CttL berechnet, er liefert bei einer Betriebsspannung im Bereich von II ... 15V (Kfz-Batterie) eine stabilisierte Ausgangsspannung von 14,5 V, der maxi¬ male Ausgangsstrom beträgt etwa 0,3 A. Da die Z-Spannung von VD2 etwas streut (11,4 ... 12,8 V), ist eine entsprechende Diode auszusuchen, bei der die gewünschte Ausgangsspannung entsteht. Eventuell ist noch eine Germaniumdiode (GA WO o.ä.) mit einer Flußspannung <0,5 V odereine Siliziumdiode (SAY' 3t o.ä.) mit einer Flußspannung < 1 V in Flußrichtung in Reihe mit der Z-Diode zu schalten. Zum störungsfreien Betreiben von Funkgeräten an diesem Transverter sind noch einige Siebmittel erforderlich. Bild 2 zeigt eine vom Verfasser er¬ probte Schaltung für Mobil betrieb. Das LC-Siebglied (Drl, CI) unterdrückt Störungen vom 12-V-Kfz-Bordnetz, während die Diode VD3 negative Spannungsspilzen, wie sie durch induktive Verbraucher entstehen können, kurzschließt. Außerdem ist sic ein wirkungsvoller Schutz gegen Falsch¬ polung des Transverters. D2 und C2 verhindern ein Abwandern der Schaltimpulse des Transverters in das Bordnetz bzw. zur eventuell nachgeschalteten PA-Stufe. Um eine gute Siebwirkung zu erreichen, ist es wichtig, die Zuleitungsinduktivität der Elektrolytkondensatoren gering zu halten, deshalb sind im Transverter sowie bei den angeschlossenen Siebgliedern mehrere Elektrolytkondensatoren kleiner Kapazität parallelgeschaltet. Das FC-Siebglied D3 und C3 befreit 171 I Platine 1 ] Platins!. Bild 3 Stromlaufplan für einen 2stufigen VHF-Leistungsverstärker Tabelle Spulendaten zu Bild 3 LI - 2 Wdg., 0,5-mm-CuL, über 7-mm-Dorn gewickelt L2 - 7 Wdg., 0,5-mm-CuL, über 5-mm-Dorn gewickelt L3 - 2,5 Wdg., 1,0-mm-CuAg, über 7-mm-Dorn gewickelt L4 - 5 Wdg., 1,0-mm-CuAg, über 7-mm-Dorn gewickelt L5 - 0,5 Wdg., 1,5-mm-CuAg, Drahtbügel 6 mm breit L6 - 6 Wdg., 0,5-mm-CuL, über 4-mm-Dorn gewickelt LI - 2,5 Wdg., 1,5-mm-CuAg, über 7,5-mm-Dorn gewickelt L8 -4,5 Wdg., 1,5-mm-CuAg, über 7,5-mm-Dorn gewickelt die erdfreie Ausgangsspannung von Störimpulsen des Transverters, die dem Funkgerät zugeführt wird. Der mechanische Aufbau des Transverters ist un¬ kritisch. Üm eine Abstrahlung von Oberwellen zu verhindern, sollte auf möglichst kurze Lertungsführung geachtet und die Gesamtschaltung in ein Metallgehäuse eingebaut werden. Zur Erhöhung der Sendeleistung des Handfunksprechers ist noch eine Leistungsverstärkerstufe nach [2] nachgeschaltet. Sie findet im selben Ge¬ häuse wie der Transverter Platz und kann fest im Kfz installiert werden. Der 2stufige Leistungsverstärker mit etwa 16 dB Verstärkung ist in Bild 3 dar¬ gestellt. Er gestattet es, die 0,5 W HF-Ausgangsleistung des Handfunk¬ geräts auf 20 W Ausgangsleistung zu verstärken. Nach diesem Leistungs¬ verstärker ist zur Unterdrückung der erzeugten Oberwellen ein Tiefpaßfilter nach [3] nachzuschalten. Den 2stufigen Verstärker baut man auf 2 Platinen nach [2] auf, die auf entsprechendem Kühlkörpermaterial zur Abführung der Verlustwärme der Transistoren montiert sind. Mit S1 (Bild 2) läßt sich der Leistungsverstärker abschalten. Beim Abgleich des Leistungsverstärkers wird zuerst Platine 1 mit einem Abschlußwiderstand abgeschlossen und unter Beachtung der Hinweise in [2] abgeglichen. Anschließend wird Platine 2 an Platine 1 angeschaltet und ebenso abgeglichen. 172 Entladeschlußspannungskontrolle für gasdichte Nickel-Kadmium-Akkumulatoren Um die Lebensdauer von gasdichten Nickel-Kadmium-Akkumulatoren nicht unnötig zu verkürzen, sollten sie nicht unter die Entladeschlußspan¬ nung von etwa 1,1 V je Zelle entladen werden. Durch eine automatische An¬ zeige oder eventuelles Abschalten der Last läßt sich eine Tiefentladung ver¬ hindern. Auch bei unterschiedlichen batteriebetriebenen Geräten hängt die Funktionstüchtigkeit von der Betriebsspannung ab, z. B. bei kleinen Funk¬ geräten, bei denen das ordnungsgemäße Arbeiten des Senders nicht an einem Kontrollinstrument o.ä. überwacht werden kann. Ein zu weites Absinken der Batteriespannung führt zur Verringerung der Sendeleistung bzw. zum Aussetzen des Senders, obwohl der Empfänger infolge der geringeren Be¬ lastung der Batterie noch einwandfrei arbeitet. Die Kontrolleinrichtung ist so geschaltet, daß sich ein geringer Ruhe¬ stromverbrauch ergibt und erst bei Erreichen der Entladeschlußspannung ein größerer Strom aufgenommen wird. Das fördert zwar die Entladung des Akkumulators, jedoch ist der Kapazitätsverlust durch die Anzeige geringer als im umgekehrten Fall. Ist die Betriebsspannung U s (Bild 4) größer als die Z-Spannung von VD1 plus die zum Durchsteuern von VT1 erforderliche Basisvorspannung, so Bild 4 Prinzip des Schwellwertschalters Bild 5 Schwellwertschalter fiir U,= 18 V 173 VT1IVT2-hZl e >200! Schaltfrequenz: ~ V-R-G Schaltschwelle: ~Uzvm+v B z fU BET 7 Bild 6 Schwellwertschalter für U s = 12 V mit Blinkanzeige l s in mA Bild 7 Stromaufnahme der Schaltung nach Bild 6 in Abgängigkeit von l/ s 174 leitet VT1, und VT2 sperrt, die Lumineszenzdiode VD2 bleibt dunkel. Sinkt die Batteriespannung unter die Z-Spannung von VD1, so sperrt VT1, und über R3 fließt Basisstrom in VT2, und VD2 leuchtet auf. An Stelle von VD2 kann auch ein Relais gesteuert werden. Bild 5 zeigt eine Kontrolleinrichtung für l/ s = 18 V, die Diode VD1 ist durch Reihenschaltung von mehreren Dioden mit kleinerer Z-Spannung realisiert worden. Durch entsprechend ausgesuchte Dioden läßt sich der Temperaturkoeffizient der Schaltung eliminieren. In Bild 6 ist eine Schaltungsanordnung dargestellt, die auf minimale Stromaufnahme ausgelegt wurde. Im Ruhezustand, d.h., U s ist größer als die Entladeschlußspannung Ul, fließt nur über die Z-Diode und VT1 Strom. Sinkt die Batteriespannung unter Ul , so sperrt VT 1, VT2 wird leitend und legt die Betriebsspannung an den astabilen Multivibrator VT3, VT4, der die Lumineszenzdiode VD2 ansteuert. Bild 7 zeigt die Stromaufnahme in Abhängigkeit von U„. Bei einem Tast¬ verhältnis von etwa 1:1 beträgt die Stromaufnahme nur etwa 50% der Schaltung nach Bild 5, außerdem wird durch das Blinken der Anzeige noch ein Warneffekt erzielt. S-Meter f ür FM-Empfänger Bei Amateurfunkempfängern, die nur für FM ausgelegt sind, ist eine exakte Anzeige der Feldstärke schwierig. Die ZF-Stufen sind so dimensioniert, daß das Rauschen schon begrenzt wird, eine Signalauswertung läßt sich nur über einen kleinen Eingangsspannungsbereich an der ersten ZF-Verstärkerstufe ermöglichen. Eine gehörmäßige Rapportangabe ist fast immer ungenau, da viele Faktoren die Lesbarkeit beeinflussen. Gute FM-Empfänger liefern bei Signalen um S5 schon rauschfreie Signale, so daß ein gehörmäßig besserer Rapport vorgetäuscht wird. Um eine exakte Angabe über die Stärke des empfangenen FM-Signals machen zu können, ist eine Messung des Signal/ Rausch-Abstands am Ausgang des NF-Demodulators günstig. Ein lineares Meßsystem hat einen geringen Meßumfang (etwa 20 dB). Bild 8 zeigt ein Meßprinzip, wie es mit wenig Aufwand an jedes FM-Gerät angeschlossen werden kann, ohne in dem Gerät selbst Veränderungen vornehmen zu müssen. Das demodulierte Signal wird vor dem Lautstärkeregler aus dem Empfän¬ ger ausgekoppelt und über einen Verstärker und Impedanzwandler einem logarithmischen Verstärker zugeführt. Von diesem gelangt es über eine Bild 8 Prinzipsclialtimg eines logarithmischen Pegelmessers 175 Anpaßstufe zum Demodulator und zum Anzeigemeßwerk. Zur Messung des Signal/Rausch-Abstands darf das Signal nicht moduliert sein. Bei einem modulierten Signal ist die NF-Spannung proportional dem Hub, so daß gleichzeitig eine Aussage über den Hub getroffen werden kann. Bild 9 zeigt eine praktisch ausgeführte Schaltung zur Prinzipschaltung nach Bild 8. Diese als NF-Pegelmesser mit logarithmischer Anzeige bekannt gewordene Schaltung ist z. B. in [4] veröffentlicht, aus dem auch nähere Einzelheiten ersehen werden können. Der Anzeigeumfang des Iogarithmi- schen Verstärkers ist größer 50 dB, ein Meßwerk mit linearer Skale und 10 Teilstrichen läßt sich direkt in 5-dB-Schritten eichen (5dB = 1 S-Stufe). Verstärker, Impedanzwandler und logarithmischer Verstärker sind im A 281 D zusammengefaßt. Eine nachgeschaltete Anpaßstufe (VT1) steuert den Demodulator (VD3, VD4) an, dessen Arbeitswiderstand das Meßwerk bildet. Die Regelspannung wird über R9 dem Regelspannungseingang (Stift 5) zugeführt. Die vom Meßwerk angezeigte Gleichspannung entspricht dem Logarithmus der NF-Eingangsspannung. Diese Schaltung ist für Geräte mit positiver Versorgungsspannung (Mi¬ nus an Masse) geeignet. Viele kommerziell gefertigte FM-Funkgeräte (Serie UFT 400 und UFS 600) werden mit negativer Versorgungsspannung betrieben (Plus an Masse). Bild 10 zeigt eine für diese Geräte geeignete Schaltung. Das vom Demodulator gelieferte NF-Signal wird in VT1 verstärkt, VT2 arbeitet als Impedanzwandler zur niederohmigen Aussteuerung des log- arithmischen Verstärkers VT3, dessen Ausgangssignal infolge der Gegen¬ kopplung über VD1, VD2 dem Logarithmus des Eingangssignals entspricht. Der nachfolgende Verstärker (VT4) hebt das NF-Signal auf einen Pegel zur Aussteuerung des Wechselspannungsmessers, bestehend aus VD3 und VD4 sowie dem Meßwerk I, an. Die Eichung des S-Meters ist sehr einfach. Den NF-Eingang des logarith- mischen NF-Verstärkers verbindet man mit dem Demodulatorausgang des FM-Empfängers. Mit dem Empfänger wird kein Signal empfangen (maxi- 176 Bild 10 Logaritlimischer NF-Spanmmgsmesser mit diskreten Bauelementen males Rauschen). Nun wird mit RI Vollausschlag am S-Meter eingestellt. Anschließend ist der NF-Eingang des logarithmischen NF-Verstärkers mit einem NF-Generator verbunden, dessen Ausgangsspannung man auf Voll¬ ausschlag am S-Meter einstellt. Als Meßfrequenz haben sich 5 ... 8 kHz be¬ währt. Anschließend wird die Ausgangsspannung des NF-Generators in 5 dB-Schritten verringert, und am Meßwerk I werden entsprechende Mar¬ kierungen angebracht. Sollte die Eichung stark vom Logarithmus abweichen, so sind bei der Schal¬ tung nach Bild 9 der A 281 D bzw. VD3, VD4 zu wechseln. Bei der Schal¬ tung nach Bild 10 können starke Abweichungen durch zu hochohmige Dioden auftreten, die Dioden VD1 und VD2 sind auszutauschen. Mit einem auf diese Weise geeichten S-Meter können auch Rapporte an Stationen verteilt werden, die über Relaisfunkstellen arbeiten, wenn die Relaisfunkstelle am eigenen Empfänger mit> 50 dB Signal/Rausch-Abstand einfällt. Am S-Meter des eigenen Empfängers kann dann das an der Relais¬ funkstelle vorhandene Signal/Rausch-Verhältnis abgelesen werden. Literatur [1] S.Henschel, Sperrwandler 12 V/24 V mit geregelter Ausgangsspannung. FUNKAMATEUR 30 (1981) Heft 9. Seite 452/453 [2] S. Henschel, Ein «Nachbrenner» für den Handfunksprecher. FUNK¬ AMATEUR 31 (1982) Heft 5, Seite 245/246 [3] S.Henschel, Nebenwellenfilter für das 144-MFlz-Band. FUNKAMATEUR 30 (1981) Heft 8, Seite 404/405 [4] H.Jüngling, Aufbau und Einsatz des integrierten AM-FM-ZF-Verstärkers A 281 D. radio fernsehen elektronik 24 (1975) Heft 19, Seite 619 12 Schubert, Eljabu 84 177 Die Amateurfunksendestelle in Wohngebieten Dr. walter Rohländer - Y220H hoher Bevölkerungsdichte Die Zeit ist reif, einmal etwas zu den Problemen des Funkamateurs in Neu¬ baugebieten zu sagen, in denen 5-, 10- oder sogar 20stöckige Wohnblocks einander ablösen. Liest man aufmerksam die internationale Amateurliteratur, so wird ersichtlich, daß es in der gesamten Welt Funkamateure gibt, die un¬ ter diesen Bebauungsbedingungen ihrem Hobby.mit großem Erfolg nach¬ gehen, ohne daß Störungen wie TVI, BC1 oder CS1 (Kabelsignal interferen- zen) auftreten. Dabei gibt es einige Probleme, die zuerst erfolgreich gelöst werden müssen, um in Ruhe mit den Wohnnachbarn leben zu können. Es soll deshalb auf einige Grundsätze eingegangen werden, die bei der Errich¬ tung einer Amateurfunksendestelle zu beachten sind, um diese mit hoher Wahrscheinlichkeit dann auch betreiben zu können. Es sind erste Über¬ legungen, die zur Diskussion der anstehenden Probleme anregen sollen. Was ist eine Amateurfunksendestelle? Oft wird ganz kurz gesagt: Die Amateurfunksendestelle ist die Einheit von Stromversorgung, Sender mit Peripherie und Sendeantenne. Ungewöhnlicher dürfte schon eine erweiterte, wissenschaftlich begründbare Formulierung wie folgt sein: Die Amateur¬ funksendestelle ist die Einheit von 2 Komplexen, einem komplett geschirm¬ ten zur Erzeugung der Sendeenergie und einem weiteren ausschließlich zur Abstrahlung der Sendeenergie. Beide Komplexe haben eine eindeutige Erd¬ beziehung. Sie sind gekoppelt über eine Trennstelle, deren wesentliche Auf¬ gabe es unter anderem ist, beide Erdbeziehungen zu trennen. 178 Bild 1 Fimksendestelle (nur senderseitige Darstellung), Baugruppenkomplexe Kl und K2 siehe Text. VDL - f ür HF verdrosselte Leitung, GSL - fiir HF ge¬ schirmte Leitung, TX - Sender (auch Transceiver), TP/SWR - Tiefpaß und Stehwellenmesser im selben Gehäuse integriert. Im Anpaßgerät ist symmetrischer Aufbau geboten. Den Rotor des Splitt¬ drehkondensators muß man im Gehäuse erden. Blitzerdung der symmetri¬ schen Speiseleitung ist notwendig (Grobfunkenstrecke). Die Mitte der Sekundärwicklung des Anpaßgeräts kann über 10 kfl mit der Schirmung der Linkleitung verbunden werden, um statische Aufladungen auf der An¬ tenne zu verhindern. In dem Buch von Leclmerl Finck, Kurzwellensender, 1. Auflage, ist auf der Seite 181 ein fiir den vorgesehenen Zweck geeigneter Antennenkoppler beschrieben Zum geschirmten Komplex Kl (Bild 1) gehören die Stromversorgung, der Sender mit Peripherie, Tiefpaß, Stehwellenmesser und der Eingang eines Antennenanpaßgeräts, zum Komplex K2 das Antennenanpaßgerät, eine nichtstrahlende Speiseleitung und die Sendeantenne. Die Trennstelle beider Komplexe liegt im Anpaßgerät, und ihre einzige Aufgabe ist es: - das Leistungsnutzsignal zwischen beiden Komplexen möglichst verlust¬ arm zu übertragen; - 2 Erdsysteme eindeutig voneinander zu trennen. Der sorgfältigen Auslegung dieser Trennstelle muß die größte Aufmerk¬ samkeit geschenkt werden. Von ihr und gewissen Eigenschaften des Kom¬ plexes Kl hängt es ab, ob der Weg der Leistungs-HF eindeutig festliegt und vorher bestimmbar ist. So hart steht die Frage des Erfolgs oder Mißerfolgs. Es sind daher in der Amateurfunksendestelle - und nicht nur bei dieser - 2 Baugruppenkomplexe, beider Trennstelle und 2 Erdsysteme zu behandeln. Der Sendestellenkomplex Kl ist lückenlos hochfrequenzdicht auszufüh¬ ren. Besteht er aus mehreren einzelnen Baugruppen, so sind diese unter- 179 einander nur mit geschirmten Leitungen zu verbinden. Alle nicht das HF- Nutzsignal führenden Leitungen wie Netzzuleitung, Kopfhöreranschluß, Taste, Mikrofon usw. sind verdrosselt aus dem Komplex Kl herauszufüh¬ ren. Alle Schirmungen dieses Komplexes muß man niederohmig, kurz und induktionsarm mit einem gemeinsamen Punkt verbinden und nur dort erden. Diese Erde ist keine Sendeerde, sie kann gegebenenfalls mit der Schutzerdung des Netzes verbunden werden. Dieser Erdpunkt führt im all¬ gemeinen keine Hochfrequenz! Einige wichtige Hinweise müssen zur Trennstelle beider Baugruppen¬ komplexe Kl und K2 gegeben werden: - Die HF-Nutzleistung wird zwischen Kl und K2 ausschließlich über eine Linkkopplung übertragen. - Die Linkkopplung wird rein elektromagnetisch in einen HF-Resonanz- kreis vorgenommen, oder sie ist Primärwicklung eines HF-Breitband- übertragers. - Die Trennstelle soll Kl und K2 vollständig galvanisch trennen, und sie ist so kapazitätsarm wie möglich auszuführen. - Das kalte Entfe der Linkkopplung bei unsymmetrischer Linkleitung oder die elektrische Mitte bei symmetrischer Linkkopplung ist mit dem Kom¬ plex Kl gemeinsam zu erden. Nur so erreicht man derzeit mit technisch einfachen Mitteln die voll¬ ständige Trennung zweier Erdsysteme, sofern man überhaupt 2 benötigt! Die Sekundärwicklung der Linkkopplung ist bereits Bestandteil des Bau¬ gruppenkomplexes K2. Eine derartige Trennstelle schafft in einer Funk¬ sendestelle eindeutige und überschaubare Verhältnisse. Das ist eine wichtige Voraussetzung für eine Funksendestelle in Ballungsgebieten. Der Funkamateur in dichtbebauten Neubaugebieten ist gut beraten, nur mit symmetrischen Antennen zu arbeiten. Auf keinen Fall sollte ein Strahler eingesetzt werden, der gegen Erde arbeitet. Was ist aber in diesem Fall eine Sendeerde? Eine Ganzmetallwasserleitung, der Hauserder? Weiß man über¬ haupt, was an solchen Erdern alles hängt? Wo ist das Telefonnetz oder die Gemeinschaftsantennenanlage geerdet? Ehe die reale Erde erreicht wird, ist die Erdleitung schon länger als ein Viertel der Wellenlänge. Es gibt gefähr¬ liche Strom- und Spannungsbäuche auf der Erdleitung, die wiederum selbst bei kleinen Sendeleistungen Störungen wie BCI, TVI oder CS1 erzeugen können. Ist eine Sendeerde unabdingbar, so sind auch in diesem Fall eindeutige Verhältnisse zu schaffen. Dazu gibt es 2 Möglichkeiten: - Ist ein guter Erder gefunden, so muß man außer Haus eine A/2- oder A/2-Vielfach-Leitung dorthin führen und die Antenne in Resonanz brin¬ gen. Das ist meist nur als Einbandlösung möglich. - Man kann im Shack A/4-Drähte verlegen, die selbst nicht geerdet sind und die an der Fußleiste herumgeführt werden. Auch in diesem Fall verlangt jedes KW-Band ein eigenes Gegengewicht. 180 Aber auch bei symmetrischen Antennen gibt es einiges zu bedenken: - Die symmetrische, nichtstrahlende Speiseleitung sollte möglichst unter einem Winkel von 90° von den Strahlerelementen weggeführt werden, um Gleichtaktwellen auf der Speiseleitung zu vermeiden. - Gleichtaktwellen werden auf jeden Fall gravierend, wenn die halbe Strahlerlänge der symmetrischen Antenne zusammen mit der Speise¬ leitung bei nichtgeerdeten Antennensystemen ein Vielfaches von A/4 er¬ reicht. Dann tritt der gefürchtete Marconi- Effekt ein. Die Erdung des Komplexes Kl führt HF, die Speiseleitung strahlt HF. Abhilfe schafft hier nur eine vernünftige Kürzung oder Verlängerung der Speiseleitung. - Man wähle möglichst Antennen- und Speiseleitungslängen, die eine Stromkopplung an der Einführung ins Shack gestatten und damit HF aus dem Stationsraum bannen. Damit ist bereits etwas Grundlegendes zum Thema gesagt. Es soll nun nochmals das erworbene Wissen an Hand eines Fragespiegels kontrolliert werden, dessen Fragen man vollständig mit Ja beantworten müßte, und das auf jeden Fall, wenn man TV1, BC1 oder CSI mit der Funksendestelle er¬ zeugt. Der Funkamateur hat dann das Mögliche an der Amateurfunksende¬ stelle getan. Die Ursachen sind dann kaum noch in dieser zu suchen, wenn die Antenne frei hängt und nicht gerade 1 kW in eine Gemeinschafts¬ antennenanlage gebündelt hinein«pumpt»! - Ist die Funksendeanlage eindeutig in die Baugruppenblöcke Kl und K2 zu trennen? - Haben Kl und K2 eindeutige Erdverhältnisse? - Ist die Trennstelle zwischen Kl und K2 rein elektromagnetisch gekoppelt und kapazitätsarm ausgeführt? - Sind die Ober- und die Nebenwellen, die in K2 eintreten, ausreichend klein, um den gesetzlichen Mindestforderungen zu genügen? - Wird eine symmetrische Antenne verwendet? - Ist alles getan, um im Antennensystem störende Gleichtaktwellen und den Marconi-Effekt zu vermeiden? - Ist der Speiseleitungsfußpunkt stromgespeist? Sicher ist dieser Versuch zur Klärung der Verhältnisse eines Funk¬ amateurs in Ballungsgebieten noch nicht vollständig. Es wurde auch bewußt auf Einzelheiten verzichtet, um das eigentliche Anliegen herauszustellen. Es gehört schon einige Erfahrung dazu, alle Probleme, die angesprochen wurden, einer erfolgreichen Lösung zuzuführen. Gemeinsame Überlegun¬ gen mit den Klubstationskollektiven sind angebracht, um eine gute Lösung zu finden. Erst wenn man selbst sicher ist, alles getan zu haben, um eine Sendestelle in Ballungsgebieten zu betreiben, kann man an die Probleme herangehen, die große Konzentrationen an Fernseh- und UKW-Antennen in der Nähe der eigenen Sendeantenne aufwerfen oder auch nahe gelegene Gemeinschaftsantennenanlagen bringen können. Interessant ist ein Vorschlag, bereits beim Probebetrieb durch einen Aus- 181 hang in den nahe gelegenen Wohnblöcken die Bewohner aufzufordern, sich mit den Angaben Zeit, Art der Störung, empfangener Kanal oder Sender zu melden. Dadurch besteht eine Möglichkeit, bereits zum frühesten Zeitpunkt einigen Störungen zu begegnen, ehe diese bei der Abnahme zur Freigabe der Sendestelle durch die Deutsche Post festgestellt werden. Man wird erstaunt sein, wie wenig Meldungen oft eingehen, hat sich aber in einem gewissen Sinne abgesichert und seine Bereitschaft für ein gutnachbarliches Verhältnis gezeigt. Wir klären Begriffe GITTERTASTUNG 182 Ing. Hans-Uwe Fortier - Y2300 Anfängerschaltungen für das 70-cm-Band Um die ersten Schritte im UKW-Amateurfunk gehen zu können, bedarf es einiger Erfahrung auf dem Gebiet der Amateurtechnik. Außerdem sind Meßmittel erforderlich, die häufig auch selbst gebaut werden müssen. Absorptionsfrequenzmesser Dem Autor hat beim Bau seiner 70-cm-Station ein Absorptionsfrequenz¬ messer gute Dienste geleistet. Die Anregung für dieses Meßmittel entnahm er aus [1 ]. Kernstück dieses Geräts ist ein ausgedienter UHF-Konverter. Beim Autor war noch ein röhrenbestückter Konverter vorhanden, der bis auf den Dreh¬ kondensator und die Durchführungskondensatoren demontiert wurde. Grundsätzlich eignen sich auch transistorisierte Konverter. Die entstandenen Löcher wurden mit Weißblech abgedeckt und verlötet. Die Innenleiter können teilweise wieder eingesetzt werden. Sind alle über¬ flüssigen Teile entfernt, werden die Löcher für die HF-Buchsen gebohrt. Die Bohrungen haben keinen bestimmten Platz, sie sind je nach Konvertertyp anzuordnen. Als Hinweis kann man die Skizze des Innenaufbaus des Ab¬ sorbers benutzen (Bild 2). Bild 1 zeigt den Stromlaufplan für das Prüfgerät. In die erste Kammer Bild I Stromlaufplan des Absorptionsfrequenz- messers fiir einen Frequenzbereich von 120 ... 1575 MHz 183 (vom Antrieb aus gesehen) setzt man die Absorberspule für den Frequenz¬ bereich von etwa 120 ... 250 MHz. Die nächste Kammer enthält den Kreis für den anschließenden Frequenzbereich von etwa 240 ... 580 MHz. Dieser Kreis besteht aus einem Leitungskreis, der aus einem der ursprünglichen Kreise angefertigt werden kann. In der sich anschließenden Kammer ist der Leitungskreis für den Frequenzbereich von etwa 500... 1500MHz ein¬ gebaut. Die Meßfrequenz wird jeweils über die neu eingebauten HF-Buchsen (BNC) eingekoppelt. An diese Buchsen sind die Koppelinduktivitäten an¬ gelötet, die parallel zu den Absorberkreisen liegen. Eine Ausnahme bildet der Kreis für den Bereich von 120... 250 MHz. Hier kann eine Koppelwicklung (2 Wdg.) am kalten Ende des Meßkreises (LI) angebracht werden, oder der Meßkreis wird angezapft. Die Anzapfung liegt dann etwa 1,5 Wdg. vom kalten Ende entfernt. An einer weiteren Anzapfung von LI wird die Gleich¬ richterdiode angeschlossen. Dieser Anschluß für VD1 liegt bei 2,5 Wdg. vom kalten Ende. Die Dioden bestimmen weitestgehend die Höhe der zu er¬ zielenden Meßspannung. In den beiden oberen Frequenzbereichen bilden die Dioden VD2 und VD3 mit ihren Anschlußdrähten gleichzeitig die Koppelinduktivitäten L6 und 184 LI. Durch Abstandsveränderung zu den Meßkreisen kann man die Höhe der Meßspannung einstellen. Die durch die Dioden gleichgerichteten Spannungen werden über die im Konvertergehäuse verbliebenen Durch¬ führungskondensatoren geführt. Zur Anzeige eignen sich alle Meßwerke, die 100 pA Endausschlag oder weniger haben. Tabelle 1 Induktivitätsdaten für den Absorptionsmesser L\ - 8 Wdg., 1-mm-CuAg, auf 5-mm-Dorn gewickelt Z.2 - Drahtbrücke aus 2-mm-CuAg, 37 mm lang L3 - Drahtbrücke aus 2-mm-CuAg, 12 mm lang, parallel am kalten Ende zu L2 Z.4 - Ms-Blechstreifen 5 mmx 12 mm x 0,5 mm L5 - Drahtbrücke aus 2-mm-CuAg, parallel zu Z.4 Z.6, LI - Anschlußdrähte der Dioden VD2 und VD3, die parallel zu den Induktivitäten L2 und Z.4 geführt sind Komplizierter dürfte die Eichung des Absorptionsfrequenzmessers sein. In diesem Fall kann aber eine Grobeichung mit bekannten Frequenzen vor¬ genommen werden. Da der Plattenschnitt des Drehkondensators etwa frequenzlinear ist, sind die Frequenzabstände auf der Skale etwa gleich. Schwierigkeiten bereitet auch die Anfertigung der Skale. Eine Kreisskale ist unübersichtlich, weil der Drehwinkel mehr als 700 J beträgt (eingebaute 2:1-Untersetzung des Drehkondensators). Man muß daher eine Linearskale anfertigen. Eine Kreisskale kann nur dann gebaut werden, wenn die Dreh¬ kondensatorachse direkt aus dem Gehäuse geführt ist. Die Meßfrequenz kann direkt auf eine der 3 HF-Buchsen gegeben wer¬ den, oder man führt sie über eine Linkleitung zu. Diese Leitung besteht aus einem Koaxkabel mit Koppelschleife. Diese Schleife führt man so nahe wie erforderlich an das Meßobjekt, z. B. einen'Injektoszillator für 2 m oder 70 cm. Die genaue Frequenz ist dann eingestellt, wenn die Spannung am Indikatorinstrument den größten Wert aufweist. Um ein resonanzscharfes Minimum zu erhalten, sollte die Koppelschleife nur lose (Abstand zum Meßobjekt) angekoppelt werden. Empfangskonverter 432 MHz/144 MHz Dieser Konverter ist in seiner Einfachheit fast nicht mehr zu unterbieten. Mit diesem geringen Aufwand läßt sich aber trotzdem eine gute HF-Emp- findlichkeit erzielen. Der gesamte elektrische Aufbau befindet sich auf einer Leiterplatte, die in einem Gehäuse aus kupferkaschiertem Material unter¬ gebracht ist. Der HF-Ein- und -Ausgang ist über BNC-Buchsen geführt. Der Strom wird über Durchführungskondensatoren zugeführt. Die An¬ regung für diesen Minikonverter stammt aus [2]. 185 Einmrnq 432 MHi Bild 3 Strom! auf plan des einfachen 70-cm-Konverters Bild 3 zeigt den Stromlaufplan. Für den Transistor VT1 eignet sich der sowjetische Typ KT 372 A. Dieser Transistor hat nach Datenblatt eine Transitfrequenz von/j- = 2400 MHz und eine Rauschzahl von F = 3,5 dB bei 1 GHz. Läßt sich dieser Typ nicht beschaffen, kann auch in diesem Fall wie beim VT2 ein BFY 90 eingesetzt werden. Als VT3 sind alle Transistoren mit hoher Transitfrequenz geeignet. Besonders hat sich in dieser Schaltung der KFY 71 bewährt, da er eine geringe Erholzeit aufweist und daher im Oszillator-Frequenzspektrum eine hohe Anzahl von Oberwellen erzeugt. Der Transistor VT1 arbeitet in Basisschaltung, die sich durch hohe Ver¬ stärkung und geringe Schwingneigung auszeichnet. Das 70-cm-Eingangs- signal gelangt über einen Hochpaß (CI/Z.1/C2) auf den Emitter von VT1. Dieser Hochpaß unterdrückt niederfrequentere Störungen, die vom 2-m- Band oder aus dem UKW-Rundfunkband stammen können. Im Kollektor von VT1 liegt L2, eine geätzte, mäanderförmige Spule, die mit C4 auf etwa 433 MHz abgeglichen wird. Von der Anzapfung dieses Kreises wird die verstärkte Frequenz über C5 auf die Basis des Mischstufen¬ transistors VT2 gegeben. Grundlage der Oszillatoraufbereitung ist ein 57,6-MHz- oder 96-MHz-Quarz. L4 muß auf die entsprechende Quarz¬ frequenz abgeglichen sein. L5 ist dann auf 288 MHz zu ziehen. Die Oszillator¬ frequenz wird über den kapazitiven Spannungsteiler C9/C10 abgenommen und dem Emitter von VT2 zugeführt. Der Kollektorkreis von VT2 ist auf 144 MHz abgeglichen. Über die An¬ zapfung und RI gelangt das Signal zum 2-m-Empfänger. Durch Verändern von RI kann eine Pegelanpassung an den 2-m-Empfänger vorgenommen werden. Für den Abgleich des Konverters benötigt man einen Absorptionsf requenz- messer, mit dem L4 und L5 auf maximale HF abgeglichen werden. Setzt 186 Bild 4 Leitungsführung der Leiterplatte fiir den 70-cm-Koiwerter ■ ■ Bild 5 Bestückungsplan der Leiterplatte nach Bild 4 man einen 96-MHz-Quarz ein, so kann das Signal auch auf einem UKW- Rundfunkempfänger abgehört werden. L4 wird nun so abgeglichen, daß der Oszillator immer sicher anschwingt. Als Indikator für das 70-cm-ßand eignet sich gut ein 2-m-Signal aus dem eigenen Sender. Die 3. Oberwelle ist im unmittelbaren Nahfeld groß genug, um als Abgleichhilfe zu wirken. Da SWLs keinen Sender besitzen dürfen, hilft beim Abgleich nur ein Dipmeter. Auch dabei wirkt die 3. Oberwelle als Abgleichfrequenz. Man beginnt den Abgleich günstig mit dem Oszillator und gleicht dann L3 auf maximales Rauschen am 2-m-Empfänger ab. Nach diesen Arbeiten wird L5 mit C4 auf die richtige Frequenz gezogen. Dabei muß das Injekt- 187 signal (Dipmeter oder 2-m-Sender) auf maximale Lautstärke mit C4 ein¬ gestellt werden. Den Feinabgleich nimmt man in Betrieb bei einer gehörten Station vor. Im Berliner Raum kann die Bake DL0UB auf 432,850 MHz zum Abgleich herangezogen werden. Dieser kleine Konverter wird dem Anfänger die ersten Schritte auf dem 70-cm-Band erleichtern und ihnanspornen, leistungsfähigere Gerätezu bauen. Bild 6 Stromlaufplan eines 70-cm- Antennen¬ vorverstärkers 188 Bild 7 Leitungsführung der Leiterplatte für den Vorverstärker Bild 8 Bestiickungsplan der Leiter platte nach Bild 7 70-cm-Vorverstärker Bei 432 MHz ist die Kabeldämpfung des üblichen Koaxialkabels schon recht hoch. Nicht selten hat der Amateur zwischen Antenne und Empfänger 30 m und mehr Kabel. Leise Signale gehen dann durch die Kabeldämpfung verloren. Abhilfe schafft nur ein besseres Kabel oder ein Vorverstärker, der direkt an der Antenne zu montieren ist. Die Spannung für einen solchen Verstärker wird dann über ein gesondertes Versorgungskabel zugeführt. Der Stromlaufplan (Bild 6) zeigt einen solchen einfachen Antennenvor¬ verstärker. Die Schaltung findet auf einer zweiseitig beschichteten Leiter¬ platte mit den Abmessungen 49 mm x 88 mm Platz. Besonderheit dieser Leiterplatte ist es, daß die Leitungskreise L I und L2 mit ausgeätzt wurden. Auch für diesen Verstärker wird der UHF-Transistor KT372 A eingesetzt. Er arbeitet wie beim Konverter in Basisschaltung. Die Leiterplatte kommt in ein Gehäuse aus Halbzeug. Die HF-Zu- und -Abführungen werden durch unmittelbaren Anschluß der Koaxkabel realisiert. Das Eingangssignal ist an der unteren Anzapfung des Eingangskreises L\ eingespeist, hier befindet sich der Anschlußpunkt richtiger Impedanz für das Kabel und die Antenne. 189 An der oberen Anzapfung ist der Transistor angeschlossen. Dieser Punkt ist hochohmiger und paßt den Transistor richtig an den Leitungskreis an. Durch Verändern des Einstellreglers R3 läßt sich die Verstärkung von VT1 regeln. Auch die Kollektorinduktivität L2 ist an unterschiedlichen Stellen ange¬ zapft, so daß der Transistor und das abführende Koaxkabel impedanz¬ richtig angeschlossen werden können. Beim Abgleich dieses Vorverstärkers entstehen keine Probleme. Den Vorabgleich kann man direkt vor dem Stationsempfänger vornehmen. Es werden dann bei einem anliegenden Signal die beiden Kreise auf Maximum abgeglichen, beim nachgeschalteten Empfänger also auf größte Lautstärke bzw. auf höchsten Ausschlag des S-Meters. Hat man diesen Abgleich vorgenommen, kann der Verstärker an der Antenne montiert werden. Ein Feinabgleich ist erforderlich, er be¬ schränkt sich auf den Eingangskreis sowie auf die Verstärkungsregelung mit R2. Für die Lufttrimmer können auch übliche Scheibentrimmer einge¬ setzt werden. Tabelle 2 Induktivitätswerte für den 70-cm-Konverter LI - Drahtbrücke aus 1-mm-CuAg, 10 mm lang und 8 mm über der Platine geführt L2 - geätzter Kreis L3 - 3,5 Wdg., 1-mm-CuAg, auf 4,3-mm-Spulenkern mit UKW-Kern, Anzapfung bei '/ 4 Wdg. vom kalten Ende L4 - 3 / 4 Wdg., 1-mm-CuAg, Spulenkörper und Kern wie bei L3 L5 - 7'/ 2 Wdg., 1-mm-CuAg, Spulenkörper wie L3, aber KW-Kern Mitunter wird es Mühe bereiten, die geforderten Transistoren KT 372 A oder BFY 90 in den Bastelgeschäften zu erhalten. In diesem Fall kann man unter Beachtung einiger Änderungen auch pnp-Ge-Transistoren, z. B. den Mesa-Typ GF 147, einsetzen. Beim Vorverstärker muß man dann nur die Betriebsspannung umpolen. Beim Konverter (Bild 3) muß auch der Oszilla¬ tortransistor durch einen pnp-Typ ausgetauscht werden. HF-Transistoren mit hoher/r-Frequenz oder sehr schnelle Schalttransistoren sind brauchbar. Literatur [1] H. Venhaus, Ein Absorptionsfrequenzmesser für die VHF-, UHF- und SHF- Bereiche. Der TV-AMATEUR 4 (1972) Heft 2, Seite 22 [2] G.Hoffschildt, Einfacher Empfangskonverter 432 MHz/144 MHz für Fuchs¬ jagden. UKW-Berichte 13 (1973) Heft 1, Seite 14 [3] VE3CYC, Amateur Teievision’s Stripper. 73 Magazine 24 (1982) Heft 3, Seite 20 190 Ing. Dieter Müller Schaltnetzteile - auch für den Amateur interessant In den vergangenen Jahren hat die Verbreitung von Schaltnetzteilen in industriellen Geräten stark zugenommen. Die sich aus der gegenüber der Netzfrequenz von 50 Hz um ein vielfaches höheren Schaltfrequenz von 16 ... 30 kHz und auch aus der Kurvenform ergebenden höheren Anforde¬ rungen an dats Frequenzverhalten der Bauelemente sind wesentliche Gründe dafür, daß die Schaltnetzteile trotz ihrer Vorteile wie geringeres Gewicht und besserer Wirkungsgrad solche mit stetiger Regelung noch nicht voll¬ ständig verdrängt haben. In den Amateurbereich haben Schaltnetzteile bis¬ her kaum Eingang gefunden. Trotz der angedeuteten und noch weiterer Schwierigkeiten scheint die Zeit gekommen zu sein, daß sich auch Amateure mit Problemen der Schaltnetzteile beschäftigen. Der vorliegende Beitrag geht nach einem kurz gehaltenen Überblick über mögliche Ausführungs¬ formen von Schaltnetzteilen auf eine für Amateure derzeit besonders ge¬ eignet erscheinende Variante näher ein. Die Grundtypen der Schaltnetzteile Man kann 3 prinzipielle Gruppen von Schaltnetzteilen bzw. Schaltreglern unterscheiden: 1. Schaltnetzteile mit Netztransformator (häufig auch Schaltregler oder Drosselwandler genannt); 2. Schaltnetzteile ohne Netztransformator; 3. Schaltregler zur Umwandlung einer niedrigen Gleichspannung in eine andere. Schaltnetzteile mit Netztransformator (nach 1.) haben eine an die Sekundär¬ seite des Netztransformators angeschlossene herkömmliche Gleichrichter¬ schaltung für Netzfrequenz. Die damit erzeugte Rohspannung wird durch den eigentlichen Schaltregler in eine niedrigere, geregelte Gleichspannung verwandelt. Üblich ist die selbstschwingende Variante der Schaltung, auf die im vorliegenden Beitrag ausführlich eingegangen wird. Vorteile dieser Schaltung sind: Einfacher Aufbau und nur wenige Bauelemente mit er¬ höhten Anforderungen an das Frequenzverhalten werden benötigt. Zu den 191 Nachteilen zählen die gegenüber den stetigen Reglern kaum verringerte Masse, die lastabhängige Schaltfrequenz und das schlechte Leerlauf verhal¬ ten. Dazu muh die Speicherdrossel relativ genau dimensioniert werden. Schaltnetzteile ohne Netztransformator (nach 2.) arbeiten nach dem Transverterprinzip. Die gleichgerichtete Netzspannung wird durch span¬ nungsfeste Leistungstransistoren in Impulse verwandelt, einem Transfor¬ mator zugeführt, durch diesen umgespannt und danach gleichgerichtet. Aus der Abweichung dieser Gleichspannung vom Sollwert wird ein Signal ge¬ wonnen, mit dem sich die Breite von Impulsen, die ein Taktgenerator er¬ zeugt, verändern läßt. Mit diesen variierten Impulsen wird der Leistungs¬ transistor so angesteuert, daß die Ausgangsgleichspannung dem Sollwert entspricht. Zu den Vorteilen zählen sehr kleine Masse und geringe Abmes¬ sungen. Die Nachteile sind hoher Schaltungsaufwand und hohe Anforderun¬ gen bezüglich Spannungsfestigkeit und Frequenzverhalten an Leistungs¬ transistor, Gleichrichter, Siebmittel und Transformator. Schaltregler (nach 3.) zur Umwandlung einer niedrigen Gleichspannung in eine andere lassen sich in 2 Grundtypen einteilen: - Schaltregler zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine niedrigere ohne galvanische Trennung entsprechen dem Niederspannungsteil von Schaltreglern mit Netztransformator. - Schaltregler zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine oder auch mehrere mit galvanischer Trennung arbeiten nach dem Transverterprinzip und sind ähnlich aufgebaut wie Schaltnetzteile ohne Netztransformator. Die Anforderungen an die Spannungsfestigkeit sind geringer. Schaltnetzteile mit Netztransformator Die Schaltung eines Schaltnetzteils mit Netztransformator (Bild 2) sieht der eines herkömmlichen, stetig geregelten Netzteils (Bild 1) sehr ähnlich. Bei einem Netzteil mit stetiger Regelung fällt am Längstransistor VT1 dauernd die Differenz zwischen der ungeregelten «Roh»-Spannung U E und geregelter Ausgangsspannung t/ A ab, wobei der gesamte Laststrom I B durch den Transistor fließt. VT1 wird mit der Verlustleistung P v = ( U E — U^ / B be¬ lastet. Bei einem Schaltregler entsprechend Bild 2 wird der Transistor VT1, Bild I Prinzipsclialtung eines Netzteils mit stetiger Regelung 192 sobald die Ausgangsspannung U A den eingestellten Sollwert unterschreitet, durch die Ansteuerschaltung in den leitenden Zustand versetzt. Die Span¬ nung t/ L am Emitter von VT1 und damit auch am «Anfang» der Drossel L ist dann annähernd gleich der Eingangs- bzw. Rohspannung U E . Durch die Drossel beginnt ein ansteigender Strom zu fließen, solange VT1 durch¬ geschaltet ist. Die Selbstinduktion der Drossel verursacht diesen verlang¬ samten Stromanstieg. Sie muß so groß bewählt werden, daß während der gesamten Dauer des Stromflusses bis zum nächsten Abschaltpunkt ein an¬ nähernd linearer Stromanstieg erhalten bleibt. In ähnlicher Weise steigt die Spannung U A am «Ende» der Drossel an. Erreicht diese den eingestellten Sollwert, so sperrt die Ansteuerschaltung VTI. U L erreicht annähernd 0; die Drossel wird von der Spannungsquelle getrennt. Beim Abschalten des Stromes durch eine Induktivität bricht das durch den Strom hervorgerufene Magnetfeld zusammen und induziert dabei in ihrer Wicklung eine Selbstinduktionsspannung, die von umgekehrter Polarität ist wie die, die den Strom hervorrief. Anders ausgedrückt, die Induktivität bzw. Drossel versucht, einen Strom, der durch ihre Windungen fließt, auch nach dem Abschalten noch aufrechtzuerhalten. Ursache dafür ist die. in der Drossel, besonders in ihrem Eisenkern, gespeicherte magnetische Energie, die bei Unterbrechung des Stroms in elektrische Energie umgesetzt wird. Durch das Einfügen einer «Leerlaufdiode» VD5 wird diese elektrische Energie genutzt, um den Strom / L auch nach dem Verschwinden von U L noch weiterfließen zu lassen. /, fällt dabei ab (Bild 3). Die magnetische Energie der Drossel und damit ihre Induktivität L müssen groß genug sein, daß sie den minimal erforderlichen Strom bis zum nächsten Einschalten von VTI liefern können. Wird der eingestellte Sollwert unterschritten, so steuert VTI durch die Ansteuerschaltung wieder in den leitenden Zustand. U A und / L steigen wieder an, VD5 wird gesperrt. Der beschriebene Vorgang wieder¬ holt sich, solange das Netzteil in Betrieb ist. Die Zeitabstände zwischen dem Ein- und Ausschalten von VTI und somit die Schaltfrequenz hängen bei einem selbstschwingenden Schaltnetzteil, wie es hier beschrieben ist, stark von der Steilheit des Abfalls bzw. des Anstiegs der Ausgangsspannung U A ab. Diese werden durch die Belastung, die Größe der Drossel und in Gren¬ zen durch die Größe von C2 beeinflußt. 13 Schubert, Eljabu 84 193 Bild 3 zeigt in vereinfachter Darstellung den zeitlichen Verlauf der Span¬ nungen in einem Schaltregler entsprechend Bild 2. Die Spannung U L am Emitter von VT1 ist um den Betrag der Sättigungsspannung t/ CEsa , von VT1 kleiner als die Rohspannung U E . Bei einem angenommenen Tastverhältnis von t cin /T = 1 / 3 ergäbe sich nach der als Grundgleichung für Schaltregler zu betrachtenden Beziehung eine mittlere Ausgangsspannung U A = 1/3 • U E . In dieser Beziehung werden die Verluste im Schalttransistor, die sich aus dem Spannungsabfall am durchgeschalteten Transistor t/ C Esai ergeben, und die durch die Flußspan¬ nung der Diode A U E nicht berücksichtigt. Hinzu kommen die in Bild 3 nicht dargestellten Kupfer- und Eisenverluste der Drossel. Der Mittelwert der Ausgangsspannung U A liegt folglich stets etwas tiefer, als aus der Gl. (I) er¬ rechnet wird. Die Ausgangsspannung U A schwankt mit der Amplitude A U A . Der in Bild 3 gezeigte «eckige» Kurvenverlauf von U A und die Formel A U A = A/ l ■ R l (2) gelten exakt nur bei fehlendem Kondensator C2. Durch C2 wird die Wellig¬ keit der Ausgangsspannung verringert, und es werden besonders die Spitzen der Kurve abgerundet (Bild 3el). Speicherdrossel Ein wesentlicher Bestandteil aller Schaltnetzteile ist die Speicherdrossel. Das Kernmaterial muß für Frequenzen bis etwa 30 kHz geeignet sein. Ein ent¬ sprechend großer Luftspalt muß verhindern, daß auch bei maximalem Laststrom die magnetische Sättigung erreicht wird. Für kleinere Leistungen bis etwa 30 W können die größeren Typen von Ferritschalenkernen mit Luftspalt verwendet werden, für größere Leistungen EE-Kerne aus Ferriten, z. B. EE 42 mit Luftspalten bis zu 2 mm. Für die Berechnung der erforder¬ lichen Induktivität der Speicherdrossel sind aus der Literatur unterschied¬ liche Angaben bekannt [4], [5], [6], [7]. Einige der in diesen Formeln ver¬ wendeten Ausgangsgrößen stehen nicht ohne weiteres zur Verfügung und können vom Amateur nur sehr grob geschätzt werden. Es ist daher sinnvoll, die Induktivität nach einer möglichst einfachen Formel überschlägig zu be¬ rechnen und die endgültige Größe durch Versuch zu ermitteln. Relativ über¬ sichtlich, einfach zu handhaben und nach den Erfahrungen des Verfassers zu brauchbaren Ergebnissen führend ist die in [6] genannte Beziehung (£4 - U A ) ■ U A . A/ l •/• U E ’ (3) hierin sind entsprechend Bild 2 bzw. Bild 3 L - Induktivität der Speicher¬ drossel in H, U E - die ungeregelte Eingangs- bzw. Rohspannung in V 194 U t L_ U 0 Esat VT1 V /Ul (Um) \ t' a) tein | t A U VD5 ^ _ b) d) Bild 3 Kurvenformen von Strömen und Spannungen beim Schaltregler a - Spannungsverlauf am Ausgang Emitter des Schalttransistors; b - Ver¬ lauf des Stroms durch die Drossel / L bzw. der Ausgangsspannung ohne Kondensator; c - Verlauf des Stroms durch die Freilaufdiode; d- Verlauf der Ausgangsspannung des Schaltreglers bei Vorhandensein des Konden¬ sators C2 195 U A - die geregelte Ausgangsspannung in V, A/ L - die Schwankung des Last¬ stroms bzw. des Stroms durch die Drossel in A (Bild 3 b),/- die Schalt¬ frequenz in Hz. Einzige unsichere Größe in dieser Gleichung ist die Laststromschwankung A/ L . Diese ist auch von der absoluten Größe des Laststroms abhängig. Für eine Überschlagsrechnung zur Dimensionierung kann man für A/ L einen Wert von 10 ... 30% der Größe des mittleren Laststroms einsetzen. Das trifft auch für Schaltnetzteile zu. Eine Drossel mit zu großer Induktivität ergibt (oder auch eine zu geringe Belastung) bei einem selbstschwingenden Schaltnetzteil eine niedrigere Schaltfrequenz, die unter Umständen bis in den hörbaren Bereich «abrutschen» kann. Dieser Fall ist relativ unproble¬ matisch. Sofern die tiefere Schaltfrequenz überhaupt stört, genügt es meist, einige Windungen von der Drossel abzuwickeln. Eine zu kleine Induktivität ergibt eine zu hohe Schaltfrequenz. Diese kann im Extremfall eine solche Größe annehmen, daß die Schaltung wild oder gar nicht mehr schwingt. In diesem Fall hilft nur eine reichlicher dimensionierte Drossel. Freilauf diode Neben der Speicherdrossel ist die Freilaufdiode (VD5 in Bild 3) das wohl problematischste Bauteil eines Schaltreglers mit Netztransformator. Ent¬ sprechend der angestrebten, über dem Hörbarkeitsbereich liegenden Schalt¬ frequenz ist eine möglichst «schnelle» Diode zu verwenden. Durch diese fließt in den Schaltpausen, wenn der Transistor VT1 gesperrt ist, der ge¬ samte Laststrom. Bei einem sehr kleinen Tastverhältnis t ti JT führt die Frei¬ laufdiode mit kurzen Unterbrechungen nahezu Dauerstrom. Der zulässige Dauerdurchlaßstrom der Freilaufdiode stellt damit annähernd die obere Grenze für die Belastbarkeit des Schaltnetzteils dar. Theoretisch könnte der zulässige Dauerstrom des Netzteils / Lmax entsprechend dem Tastverhältnis nach der Beziehung A.I11UX = V rs ’ - (4) | _ ^ein T vergrößert werden. I FN ist der zulässige Dauerstrom der Diode. Bei einem Tastverhältnis von 50% ergäbe sich ein maximaler Laststrom von 4inai = A n ' "j = 2 • / FN . Der Laststrom könnte doppelt so groß sein wie der Dauerdurchlaßstrom der Diode. Bei extrem großem Tastverhältnis t cin /T ergäbe sich aus Gl. (4) auch ein sehr großer zulässiger Laststrom. Dem Laststrom sind durch den zulässigen Spitzendurchlaßstrom der Diode Grenzen gesetzt, die nicht über¬ schritten werden dürfen. Extrem große Tastverhältnisse ergeben sich nach 196 Gl. (1), wenn die Rohspannung U E nicht viel größer ist als die geregelte Spannung U A . Es sind aber Verhältnisse von t/ E /t/ A » 2/1 üblich; in [4] wird sogar ein Verhältnis von 3/1 bis 6/1 empfohlen. Folglich werden sich Tastverhältnisse ergeben, die bestenfalls knapp über 50% liegen. Man kann daher Schaltnetzteile mit nur wenig mehr als dem Dauerdurchla߬ strom der Freilaufdiode belasten. Als Richtwert kann gelten, daß sich bei einem Tastverhältnis von größer 50% etwa der l,4fache Wert des Dioden¬ dauerstroms dem Netzteil entnehmen läßt, bei 30... 50% der l,2fache Wert. Nicht alle Leistungsdioden eignen sich als Freilaufdioden für Schalt¬ regler im gewünschten Frequenzbereich. Es sind unter anderen geeignet: Für Ströme bis 1 A - SY 335/0,5 K; KD 204 B (UdSSR) bis 3 A - KY 189 und KY190 (CSSR) bis 10 A - KD 213 (UdSSR) bis 20 A - SY 181/0,5; SY 186/0,5 K (bis 25 A) Diese «schnellen» Dioden, besonders die Importtypen, lassen sich nicht immer ohne weiteres beschaffen. Sie zeigen auch kein ausgesprochenes wei¬ ches Ausschaltverhalten (soft-recovery), so daß beim Ausschalten oft hochfrequente Schwingungen entstehen. Durch Parallelschalten eines Kon¬ densators von etwa 50 pF können diese Schwingungen meistens unter¬ drückt werden. Optimal wäre der Einsatz einer schnellen Diode mit Soft- recovery-Verhalten wie die SY 345/K [8]. Nimmt man die dabei entstehende «Geräuschbelästigung» in Kauf, kann man das Netzteil auch mit Frequen¬ zen von wenigen Kilohertz betreiben, was nach Gl. (3) eine größere Induk¬ tivität erfordert. Nach Erfahrungen des Verfassers lassen sich dabei auch übliche, langsame Dioden wie die SY 200 einsetzen. Ansteuerschaltung Als Ansteuerschaltung für Schaltnetzteile werden fast ausschließlich inte¬ grierte Schaltkreise verwendet. Als Standardbauelement hat sich weitgehend auch der in stetigen Reglern eingesetzte Schaltkreis u.A 723 bzw. der CSSR- Paralleltyp MAA 723 durchgesetzt. Der Schaltkreis eignet sich sowohl für den Einsatz in den einfachen, selbstschwingenden Schaltungen (Drossel¬ wandler) wie auch in komplizierteren mit Taktgenerator und Impulsbreiten¬ modulator [4]. In jüngster Zeit werden besonders bei aufwendigeren Schalt¬ netzteilen zunehmend höherintegrierte Schaltungen wie der B 260 verwen¬ det [11]. Für erste Versuche mit Schaltnetzteilen der beschriebenen Art wäre der noch schwer beschaffbare B 260 einfach zu schade, zumal in dem MAA 723 alle für eine Ansteuerungsschaltung eines selbstschwingenden Schaltreglers erforderlichen Funktionen vorhanden sind. Es ist aber auch möglich, ohne solche Spezialschaltkreise, zu denen auch der MAA 723 zählt, funktionstüchtige Schaltnetzteile aufzubauen. Einer Anregung in [12] entsprechend wurde ein selbstschwingendes Schaltnetzteil aufgebaut, bei dem als Ansteuerschaltung der handelsübliche Komparatorschaltkreis 197 A 110 Verwendung fand. In einem Abschnitt wird darauf näher einge¬ gangen. Der Einsatz des MAA 723 in Schaltnetzteilen sowie seine Innenschaltung wurden schon ausführlich behandelt [4], [9]. Im folgenden Abschnitt soll daher nur kurz darauf eingegangen werden. Schaltnetzteile mit dem MAA 723 als Ansteuerschaltung Die Schaltung eines selbstschwingenden Schaltnetzteils mit Netztransforma¬ tor (nicht mitgezeichnet) und stark vereinfacht dargestellter Innenschaltung des MAA 723 ähnlich [4] zeigt Bild 4. Der MAA 723 (in Bild 4 strich¬ punktiert umrahmt) enthält eine hochkonstante Referenzspannungsquelle, den Regelverstärker mit Differenzeingangsschaltung und je einen Transistor als Ausgangsstufe und für die Ausgangsstrombegrenzung. Die Referenz¬ spannung von etwa 7 V wird der MAA 723 am Anschluß 4 entnommen und über den Spannungsteiler RI ...RA dem nichtinvertierenden Eingang des Regelverstärkers (Anschluß 3) als Sollwert zugeführt. Den Istwert der Aus¬ gangsspannung erhält der Regelverstärker über den invertierenden Eingang +U E - 10 V +U& KU 606/607 VT1 (Anschluß 2). Je nachdem, ob der Istwert kleiner ist als der Sollwert oder umgekehrt, wird VT1 vom Ausgangstransistor der MAA 723 durchgeschal¬ tet oder gesperrt. Die Schaltung Bild 4 gilt prinzipiell auch für andere Aus¬ gangsspannungen unter 7 V. Bei Spannungen über 7 V wird die Referenz¬ spannung dem nichtinvertierenden Eingang direkt oder über einen Wider¬ stand zugeführt. Weitere Hinweise, die auch Schaltungen für negative Aus¬ gangsspannungen betreffen, sind in [4], [10] zu finden. Der Basisstrom von VT2 fließt durch den Widerstand R6. Bei einem Spannungsabfall von etwa 0,8 V zwischen den Anschlüssen 1 und 10 der MAA 723 wird der Strom¬ begrenzungstransistor leitend. Er begrenzt, als Gegenkopplung des Regel¬ verstärkers wirkend, den Ausgangsstrom. Günstiger als die einfache Strom¬ begrenzerschaltung ist die Anwendung der sogenannten Foldback-Schal- tung, für die in [10] Dimensionierungshinweise zu finden sind. Desgleichen sind in [10] Angaben über die Größe der Spannungsteilerwiderstände R\ ...RA für verschiedene Ausgangsspannungen zu finden. RI ...RA sind nicht frei wählbar, sondern müssen ziemlich genau bestimmten, vorgegebe¬ nen Werten entsprechen. Eine Besonderheit der Schaltung ist der bei Netzteilen mit stetiger Rege¬ lung nicht vorhandene Widerstand R5. Über R5 erfolgt eine Mitkopplung der geschalteten Spannung am Emitter von VT1 zum nichtinvertierenden Eingang der IS (Anschluß 3). Die Mitkopplung bewirkt ein schnelles Um¬ schalten der Schaltung beim Über- bzw. Unterschreiten des Sollwerts durch den Istwert der Ausgangsspannung. Schaltnetzteil mit dem A 110 in der Ansteuerschaltung Wichtigster Funktionsblock aller Schaltregler ist ein Regel Verstärker, der als Ergebnis eines Soll-Ist-Wertvergleichs nur 2 Signalzustände am Ausgang ermöglicht, entweder eine positive oder eine negative Ausgangsspannung einer bestimmten Größe. Der Komparatorschaltkreis A 110 weist solche Eigenschaften auf. Übersteigt die Eingangsspannung am invertierenden Eingang (Anschluß 4 entsprechend Bild 5 oder Bild 6) die am nichtinvertie¬ renden (Anschluß 3), so fällt die Ausgangsspannung (Anschluß 9) auf etwa — 0,5 V, bezogen auf das O-Potential am Anschluß 2. Übersteigt die Span¬ nung am Anschluß 3 die am Anschluß 4, so springt die Spannung an 9 auf 2,5 ... 3,2 V. Bild 5 zeigt die Schaltung eines selbstschwingenden Netzteils nach einer Anregung in [12]. Der A 110 benötigt die Betriebsspannungen von + 12 V und —6 V. In der Schaltung nach Bild 5 wird der A 110 ins¬ gesamt um 6 V «hochgelegt». Der Anschluß für die Plusspannung 11 für + 12 V erhält eine durch Z-Diode stabilisierte Spannung von +18 V. Der O-V-Anschluß 2 liegt auf einem stabilisierten 6-V-Potential, während der 6-V-Anschluß 6 auf 0-Potential liegt. Der nichtinvertierende Eingang erhält die Vergleichsspannung über einen Widerstand von 240 fl von einer Z-Diode (8,2 V). Besser wäre ein Referenz¬ element (z. B. SZY 20). Der invertierende Eingang 4 erhält das Istwert- 199 Bild 5 Schaltung eines Sclialtreglers mit einem A 110 in der Ansteuerschaltung signal über den Spannungsteiler /?5//?4. Übersteigt die Spannung an 4 die Vergleichsspannung, so fällt die Ausgangsspannung des A 110 um etwa 0,5 V unter den Betrag der Z-Spannung von VD3 ab, VT3 wird gesperrt. Die Kollektorspannung von VT3 steigt, wodurch VT2 und VT1 gesperrt werden. Der Strom durch die Drossel und C/ A beginnen zu sinken, bis die Spannung am Anschluß 4 des A 110 unter dem Wert der Vergleichsspan¬ nung liegt. Dann schaltet der A 110 rasch auf eine positive Ausgangsspan¬ nung von etwa 3 V über dem Potential an VD3 um; VT3 wird leitend. Die Kollektorspannung von VT3 fällt ab, wodurch VT2 und VT1 aufgesteuert werden. Der Strom durch die Drossel und U A steigen wieder an usw. Der Mitkopplungswiderstand R6 vom Ausgang zum nichtinvertierenden Eingang 3 des A 110 bewirkt eine Hysterese der Schaltcharakteristik des Komparatorschaltkreises. Das bedeutet, daß der IS beim Ansteigen der Eingangsspannung am Anschluß 4 um einige Millivolt höher umschaltet als beim Abfallen. Das Prinzip des Schaltnetzteils erfordert geradezu diese Hysterese. Von der Größe der Hysteresespannung hängen die Restwellig¬ keit der Ausgangsspannung A(7 a und damit auch A/ L und die Schalt¬ frequenz/ab (Bild 3). Bei viel zu kleiner oder völlig fehlender Hysterese würde der Istwert unmittelbar nach dem Aufsteuern von VT1 den Sollwert überschreiten und VT1 sofort wieder sperren. Dabei fiele der Istwert sehr schnell unter den Sollwert, wodurch VT1 sofort durchgesteuert würde. Die Schaltfrequenz des selbstschwingenden Netzteils ergibt sich nach Umstellung der Gl. (3) zu /in Hz. (C/ E - U A ) ■ U A _ A/ L • U E ’ ( 5 ) 200 Bei sehr kleiner Hysterese wird auch A/ L sehr klein. Bei einem extremen Wert von A/ L = 0 ergäbe sich aus Gl. (5) eine unendlich hohe Schalt¬ frequenz /. Abgesehen davon, daß eine Division durch 0 unzulässig ist, würde sich eine theoretische Schaltfrequenz ergeben, die von den Bauelemen¬ ten nicht mehr realisiert werden kann. Ohne ausreichende Hysterese des Regelverstärkers würden die Schwingungen entweder aussetzen oder eine völlig undefinierbare Frequenz und eine unbrauchbare Kurvenform auf¬ weisen. Daraus geht hervor, daß alle Schaltnetzteile, unabhängig von ihrer speziellen Schaltung, also auch solche mit Taktgenerator, ein Schaltglied mit Hysterese aufweisen müssen und eine Ausgangsspannung t/ A ohne eine gewisse Welligkeit (50 ... 100 mV) unmöglich ist. Es hat daher auch keinen Zweck, den Kondensator am Ausgang sehr groß auszulegen. Werte von 50... 100 pF sollten nicht überschritten werden. Für selbstschwingende Netzteile wird in [6] eine Gleichung genannt, die Werte von nur 2 ... lOpF ergibt. Die Schaltung in Bild 5 benötigt wegen des «Hochlegens» des A 110 eine relativ große Eingangsspannung U E , die um einige Volt größer sein muß als die Z-Spannung von VDI (etwa 25 V). /?! ist entsprechend zu dimensionieren. Die Ausgangsspannung U A der Schaltung kann nicht kleiner werden als die Referenzspannung von 8,2 V. Durch Veränderung des Spannungsteilerverhältnisses R5/R4 lassen sich Ausgangsspannungen von etwa 9 V an aufwärts einstellen, wobei im Interesse einer geringen OfTset- spannung und der thermischen Drift des Al 10 für R4/R5 ein Wert von 1 kU nicht überschritten werden sollte. Schaltnetzteil mit dem A 110 für einen weiten Ausgangsspannungsbereich Bild 6 zeigt die Schaltung eines aufgebauten Schaltnetzteils für Aus¬ gangsspannungen in einem relativ weiten Bereich. Der Netztransfor¬ mator und einige weitere Bauelemente von einem defekten S/arron-Netzteil Typ 3300/2-/5-18 wurden dabei mitverwendet. DasOriginal-S’mrroH-Netzteil ist bei entsprechenden Umschaltungen am Netztransformator und beim Aus¬ wechseln von Spannungsteilerwiderständen für Spannungen von 1 ... 10 V bei Lastströmen von 1,25... 0,75 A ausgelegt. Das Schaltnetzteil (Bild 6) arbeitet nach dem gleichen Prinzip wie die Schaltung nach Bild 5. Besonder¬ heit der Schaltung entsprechend Bild 6 ist die getrennte Spannungsversor¬ gung des Regelverstärkers. Von einer Hilfswicklung des Netztransformators 2 x 25 V wird eine mit VD8 stabilisierte Spannung von 18 V gewonnen. In der Originalschaltung des SVotrow-Netzteils geschieht das übrigens mit den gleichen Bauelementen, nur mit umgekehrter Polarität. An diese Spannung von 18 V ist der A 110 annähernd in gleicher Weise wie in der Schaltung nach Bild 5 angeschlossen, und an ihren Ausgang legt man die Transistoren VT3...VT1. Als wesentlicher Unterschied zur Schaltung nach Bild 5 er¬ gibt sich durch die getrennte Speisung des Regelverstärkers die Möglich¬ keit, auch Ausgangsspannungen zu erzeugen, die unter der Referenzspan- 201 nung von 8,2 V liegen. Erreichen läßt sich das dadurch, daß der Minuspol der von der Hauptwicklung des Netztransformators gespeisten Gleichrichter¬ schaltung (VD1 ... VD4) wahlweise mit dem Minuspol der Speisespannung für den IS oder mit seinem O-Potential (Anschluß 2) verbunden wird. Bei der letztgenannten Variante lassen sich Ausgangsspannungen von 3 ... 12V einstellen. Bei einer Ausgangsspannung von 6 V und einem Laststrom von 1,4 A wurde eine Schaltfrequenz von etwa 18 kHz ermittelt. Wird der — t/ A -Anschluß mit dem Minuspol der 18-V-Hilfsspannung verbunden, las- 21 sen sich mit R4/R5 (Widerstandswert von R4 + R5 höchstens 1 kß) Aus¬ gangsspannungen von 9 ... 15 V bei einer Belastung bis zu 1,1 A einstellen. Bei einer Ausgangsspannung von 15 V sollte ein Laststrom von I A nicht überschritten werden. Für die Drossel wurde ein A/a«//er-Schalenkern der optimalen Reihe 30 x 19 mit Luftspalt und einem A L -Wert von 1000 nH/n 2 verwendet. Für größere Leistungen wäre die Größe 36 x 22 mit einem A L -Wert von 1000 nFl/n 2 oder 630 nFl/n 2 zweckmäßiger. Für die Überschlagsberechnung der Induktivität L wurden angesetzt: U E = 20 V, U A = 10 V, A/ l = 0,1 A, / = 20 kHz Damit ergibt sich nach Gl. (3): _ (20 V - 10 V) • 10 V 0,1 A ■ 20- 10 3 s-' ■ 20 V L = 2,5 mH Die erforderliche Windungszahl // errechnet man nach Umstellen der Gleichung zu: / 2 ' 5 ' IO“ 3 J 1000 • 10- 9 = 50 Wdg. (6) Bei Verwendung eines Schalenkerns mit einem A L -Wert von 630 nH/n 2 er¬ gibt sich eine Windungszahl von 64. Die Drahtstärke sollte so groß wie mög¬ lich gewählt werden und der Spulenkörper wegen guter Raumausnutzung nicht unterteilt sein. Beim Mustergerät wurden auf dem Spulenkörper des Kerns 30 x 19 die 50 Wdg. mit 0,8-mm-CuL untergebracht. Bei einem Schalenkern der Größe 36 x 22 kann auch bei Verwendung eines Typs mit noch größerem Luftspalt und einem A L -Wert von 630 trotz der etwas höhe¬ ren Windungszahl von 64 eine größere Drahtstärke gewählt werden. Funkentstörung Schaltnetzteile arbeiten mit einer Schaltfrequenz von etwa 15... 30 kHz. Durch die rechteckige Kurvenform ergeben sich Oberwellen, die bis in das Mittelwellengebiet reichen. Es muß vermieden werden, daß die Netzteile selbst Störstrahlungen aussenden bzw. über das Netz oder angeschlossene Verbraucher weiterleiten. Besonders großer Entstöraufwand muß bei Schaltnetzteilen ohne Netztransformator getrieben werden, aber auch die im vorliegenden Beitrag behandelten Schaltregler mit Netztransformator er¬ fordern ein Minimum an Entstörmaßnahmen. Das Netzteil sollte in ein Blechgehäuse eingebaut werden, das mit dem Schutzleiter verbunden wird. 203 Der Netztransformator muß mit einer Schirmwicklung versehen sein. In die beiden Netzzuleitungen sollte je eine Wicklung einer Entstördrossel, z.B. Stabkerndrossel nach TGL 200 - 8402/2, geschaltet sein. Ein Entstör¬ kondensator nach TGL 11840 sollte das Filter abschließen (Bild 6). An den Niederspannungsausgang wird zweckmäßig ein Siebglied aus einer UKW- Drossel, z.B. 20(xH/l A oder 10p.H/l,6A nach TGL 9814, und einem MP-Kondensator von 0,1 ... 0,5 p.F angeschlossen. Schlußbetrachtungen Der vorliegende Beitrag solite das Interesse an Schaltnetzteilen wecken. Ausführlich wurde auf die einfachste Ausführung, das Schaltnetzteil mit Netztransformator, häufig auch einfach als Schaltregler bezeichnet, ein¬ gegangen. Das geschah einmal, weil trotz oder gerade wegen des einfachen Aufbaus das Grundprinzip des Schaltnetzteils erkennbar wird, und zum anderen, weil wegen der weitestgehend einsetzbaren handelsüblichen Bau¬ elemente ein Aufbau leichter möglich ist als bei einer netztransformator¬ losen Ausführung. Mit Bild 6 konnte eine Schaltung gezeigt werden, bei der auf «ausgefallene» Bauelemente völlig verzichtet wird. Ein Vergleich der Daten eines stetigen Reglers (57a/ro«-Netzteil) und des unter Verwen¬ dung des gleichen Netztransformators aufgebauten Schaltreglers verdeut¬ licht den höheren Wirkungsgrad, z.B. 10 V • 0,75 A = 7,5 W (stetiger Regler) gegenüber 15V-1A = 15W (Schaltregler) bei annähernd gleicher Stromaufnahme aus dem Netz. Es wird aber auch ersichtlich, daß die Ver¬ besserung des Wirkungsgrads bei kleinen Ausgangsspannungen merklich abnimmt. Bei 6 V beträgt diese nur noch 6,0 W zu 8,4 W. Der größte Teil der beim Schaltregler auftretenden Probleme besteht auch für das Schalt¬ netzteil ohne Netztransformator; es kommen nur noch einige wesentliche hinzu! Literatur [1] K. K. Streng, So funktioniert das elektronische Schaltnetzteil. Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1979, Seite 64 bis 71 [2] W.Schuster, Stand und Entwicklungstendenzen der Stromversorgungstech¬ nik. radio fernsehen elektronik 26 (1977) Heft 5, Seite 151 bis 153 [3] K.Heldt/R.Fink, Schaltnetzgeräte zur Stromversorgung in der Infor¬ mationselektronik. radio fernsehen elektronik 26 (1977) Heft 5, Seite 153 bis 163 [4] H. Jungnickel, Moderne Stromversorgungstechnik. Fortsetzungsreihe, radio fernsehen elektronik 29 (1980) Heft 1 bis Heft 12 [5] ..., Dimensionierung von Schaltnetzteilen. Elektronik-Arbeitsblatt Nr. 120, Elektronik 1979. Heft 11, Seite 83 bis 86 [6] .... Schaltungstechnik moderner Netzgeräte. Funktechnik 37 (1982) Heft 10, Seite 437 bis 439 204 [7] Freeman, Accurate designtechnique for self-oszillating Switchingregulators. Proc. IEE 119 (1972) Heft 7, Seite 921 bis 924 [8] K.-H. Schubert, Leipziger Frühjahrsmesse 1982 - Progressive Leistungs¬ entwicklung durch Mikroelektronik und Mikrorechentechnik. Elektro¬ nisches Jahrbuch für den Funkamateur 1983, Seite 28 [9] W.Schuster, Gleichspannungsregler mit integrierten Schaltkreisen, radio fernsehen elektronik 22 (1973) Heft 17, Seite 552 bis 554 [10] H. Jungnickel, Anwendung integrierter Spannungsregler, radio fernsehen elektronik 27 (1978) Heft 2, Seite 85 bis 87 [11] H. H. Krüger, Integrierte Netzteilansteuerschaltung B 260 und ihre Einsatz¬ möglichkeiten. radio fernsehen elektronik 31 (1982) Heft 2, Seite 71 bis 75 [12] ..., Integrierte Analogschaltungen. Seite 88 bis 90, Stuttgart 205 ELEKTRONIK-SPLITTER BFO für Transistorsuper Es gibt Transistor-Koffersuper mit mehreren KW-Empfangsbereichen, so z. B. der VEF 206. Sie sind vor allem auch für junge Funkamateure geeignet, da man damit mehrere KW-Bänder der Funkamateure empfangsmäßig beobachten kann. Allerdings können Telegrafiesignale nicht aufgenommen werden. Dazu ist ein zusätzlicher Oszillator (BFO) erforderlich, der eine Frequenz erzeugt, die gegen¬ über der Zwischenfrequenz um etwa 600 bis 1000 Hz verstimmt ist. Mit dieser Oszillatorfrequenz wird vor der Demodulatorstufe die Zwischenfrequenz über¬ lagert, so daß die Telegrafiesignale nach der Demodulation als Tonfrequenz¬ signale hörbar sind. Der Stromlaufplan zeigt eine Oszillatorstufe (VI) mit einer nachfolgenden Trennstufe (V2) zur Auskopplung der BFO-Frequenz. Der Vorteil der Schaltung besteht darin, daß ein üblicher ZF-Filterkreis als Schwingkreis verwendet wird und die Schaltung durch die Trennstufe sehr stabil arbeitet. Als Transistoren eignen sich Germanium-HF-Transistoren (z.B . GF 120, GT 322). Ist der Koffersuper mit Siliziumtransistoren bestückt, setzt man Siliziumtran¬ sistoren (z. B. SF225, SC 236 ) ein, wobei die Betriebsspannung umzupolen ist. K.H.S. S Literatur [1] Moldovan, D., BFO für 465 kHz, Tehnium, Heft 8/1981, Seite 7 206 Frequenzmeßzusatz für Ohmmeter Zur Frequenzmessung an Oszillatoren eignet sich der Absorptionsfrequenzmes¬ ser. Allerdings benötigt er zur Resonanzanzeige ein stromempfindliches Me߬ werk. Die untenstehende Schaltung eines Absorptionsfrequenzmessers erfordert ein solches Meßwerk nicht. Sie ist als Zusatzgerät gedacht für ein einfaches Ohm¬ meter bzw. für einen Vielfachmesser mit Widerstandsmeßbereichen. Der zu messende Widerstand liegt dabei in einem Stromkreis, der von der Batterie des Ohmmeters gespeist wird. Beim Frequenzmeßzusatz tritt an die Stelle des Wider¬ stands die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors VTI (z. B. GC11 6, GT 322 o.ä.). Bei Resonanz zwischen Oszillatorschwingkreis und Frequenz¬ messerschwingkreis tritt an der Basis des Transistors eine maximale Gleich¬ spannung auf, die als Umkehrpunkt des Zeigerausschlags am Ohmmeter erkennbar ist. Als Demodulatordiode VD1 eignet sich der Typ GA 100. Der Widerstandsmeßbereich des Ohmmeters sollte bei 100 bis 500 kQ liegen. Die Frequenzmeßbereiche und die Werte der Spuleninduktivität sind in der Tabelle auf geführt. Geeignet sind einlagige Zylinderspulen. K.H.S. Literatur [1] Durkot, J., Messung der Resonanz, Amaterskö Radio, Heft 9/1973, Seite 338 207 Dr. Walter Rohländer Y220H Blick in den Antennenwald Jeder Funkamateur ist bestrebt, sein Sendesignal so verlustarm wie möglich in eine Vorzugsrichtung entsprechend den Ausbreitungsbedingungen abzu¬ strahlen. Aber er muß auch seine örtlichen Gegebenheiten berücksichtigen, seine finanziellen Möglichkeiten abwägen und die materiell-technische Realisierung überblicken. Der Verfasser hat daher die Auswahl aus der Amateurliteratur so getroffen, daß nicht der «Top-Star» unter den Funk¬ sendeamateuren angesprochen wird, sondern vielmehr der junge Y2-Funk- amateur, der mit einer einfachen Antennentechnik und seiner Station schnell QRV sein möchte, also auch den zeitlichen Faktorbei der Errichtung einer Antennenanlage berücksichtigen muß. Dabei sei als Randbemerkung ein¬ geflochten, daß auch mit einfachen Antennenanlagen sehr gute Erfolge er¬ zielt werden, wenn man sich in der Betriebstechnik darauf einstellt. Dann kann man auch in einem Pile-up eine seltene DX-Station arbeiten. Später dann nach den ersten schnellen Erfolgserlebnissen mit einfachen Antennen¬ anlagen hat der Funkamateur immer noch Zeit, sich nach dem Antennen- «Kochbuch» von Karl Rothammel einen Beam, eine Quad oder eine der vielen exotischen Spitzenantennen in aller Ruhe zu errichten. Beim Studium der nachstehenden Auswahl einfacher Antennen sollte man immer beachten, daß sich diese auch für den Portablebetrieb eignen. Die Vertikal-V-Antenne für 15 m Jeder Kurzwellenamateur kennt die Inverted-V-Antenne. Sie ist einfach im Aufbau, direkt mit 50-£2-Koaxialkabel zu speisen und ein Rundstrahler mit horizontaler Polarisation, wenn sie auf der Grundwelle betrieben wird. Sie hat nur einen Nachteil, daß sie durch Erd- und Umgebungseinflüsse zahl¬ reiche Verlustquellen aufweist. Eine Vertikal-V-Antenne hat demgegenüber zahlreiche Vorteile. Erd- und Umgebungseinflüsse sind stark reduziert. Mantelwellen auf dem Speise¬ kabel treten kaum noch auf, die effektive Antennenhöhe ist größer, und sie läßt sich konstruktiv einfach realisieren. Auf den höheren Bändern kann man freitragende Elemente verwenden und benötigt daher nur einen An¬ tennenfuß mit Drehvorrichtung, da das Vorwärts/Seitwärts-Verhältnis bei 208 Bild 1 Vertikal-V-Antennefür 15 m. Variante nach 11/1611 NO. Es wird Al-Rohr mit den Außenabmessungen 5 / s ”, 3 U", 7 / g " (= 1.5875 cm; 1,905 cm; 2,2225 cm) verwendet. Fiir Resonanz bei 21,225 MHz wurde auf eine Länge von 3,446 m justiert. Der Öffnungswinkel zwischen den Elementen beträgt 90° etwa 6 dB liegt (1 S-Stufe). Die Vertikal-V-Antenne hat gegenüber Delta- Loop oder Quad auch eine geringere Masse und einen kleineren Windwider¬ stand. Das Halbelement, freitragend aus einem Al-Teleskoprohr hergestellt, weist eine Länge in Metern von 73,15/f (MHz) auf, praktisch 5 m; 3,5 m bzw. 2,6 m für das 20-, 15- bzw. 10-m-Band. WB6HNO [1] beschreibt detailliert eine erprobte 15-m-Variante. Sie wird in Teleskopform (Al-Rohr von 22, 19 und 16 mm Außendurch¬ messer) aufgebaut und ist in Bild 1 dargestellt. Die Antenne wird mit 50-U- Koaxialkabel gespeist. Mantelwellen vermeidet man durch eine HF-Drossel (4 Wdg. des gleichen Kabels, 130 mm Durchmesser) am Speisepunkt. Durch die Teleskopstruktur ist der Abgleich erleichtert und sogar die 10-m-Variante möglich. Der Spreizwinkel zwischen den Halbelementen beträgt 90°. Die Windsteifigkeit der Schenkel kann durch Verspannung der Elementenden mit Dederonangelschnur (1 mm Durchmesser) wesentlich verbessert werden (Zusatz von Y220H). Das abgestrahlte Signal enthält vertikal und horizon¬ tal polarisierte Komponenten. Die Leistungsfähigkeit der Vertikal-V- Antenne steht dem eines Einzelelements einer Deltaloop oder Quad bei gleich guter Flachstrahlung kaum nach. 14 Schubert, Eljabu 84 209 Die ZS6U-Minishack-Spezial - eine Allbandantenne Erst seit 10 Jahren ist die endgespeiste Inverted-V-Antenne bekannt. ZS6U schreibt dazu in [2]: - Ein Draht, zugeschnitten für 2 Wellenlängen auf 10 m, mit einem einfa¬ chen, umschaltbaren L-Netzwerk am Speisepunkt, erlaubt Allbandbetrieb auf 80, 40, 20, 15 und 10 m. - Zwischen L-Netzwerk und der Sende-Empfangs-Anlage kann ein beliebig langes 50-U-Koaxialkabel liegen, HF im Shack ist dann nicht zu be¬ fürchten. - Die V-Antennenform zeigt Richtwirkung und ist speziell auf den höheren Bändern leistungsfähiger als ein Dipol oder eine Groundplane. - Das L-Netzwerk liefert zusätzliche Selektivität. - Für die V-Form ist ein Platzbedarf in der Längsausdehnung von nur 14 m erforderlich. - Eine Variante mit doppelter Drahtlänge ist möglich. Die V-Formen sind für die Z.56f/-Antennen typisch, garantieren optimale Leistung und eine gute Flachstrahlung. Ist die V-Form nicht möglich, so wählt man eine L-Form, wobei soviel Drahtlänge wie möglich hoch und frei hängen sollte. Das V braucht auch nicht unbedingt symmetrisch zu sein. Die Richtwirkung liegt auf jeden Fall in der Aufhängerichtung des Drahtes. In Richtung Speisepunkt ist die Richtkeule geringer ausgeprägt als zum fernen Aufhängepunkt derr Antenne hin. Bild 2 zeigt einige Aufhängeformen der ZS6t/-Minishack-Spezial und Bild 3 zwei erforderliche L-Netzwerke. Bild 2 Aiifliiiiigifonnen der ZS6 U-Minishack-Spezial 210 Spulen-Q 50mm; Spulenlänge 90mm Windungszahl: 20; Draht-Q 2-mm-CuL Dr 0,5mH 73. 8. 5. 3Vz oder 50S- Kabel — ZS6U- Antenne TTTTTr» 80 \W\20\ i^ Tio 1 lang m Erdung Spulen-Q 50mm-, Spulenlänge 7A5mm Windungszahl: 34,■ Draht-Q 2-mm-CuL Bild 3 2 L-Nelzwerke als Anpaßglied bei ZS6 U-Antennenvarianten Für den Betrieb dieser Antennen ist ein gutes Erdsystem erforderlich. Die 2-X-10-m-Variante ist für 80 m A/4 lang. In diesem Fall addiert sich jede Länge der Erdleitung zur Länge des Antennensystems, so daß es bei der Abstimmung der Antenne Schwierigkeiten gibt. Hier gibt es 3 Möglich¬ keiten der Abhilfe. - Ist die Erdleitung länger als 5 m, so schaltet man am Speisepunkt zum Antennendraht einen 300-pF-Drehkondensator in Serie und verkürzt da¬ mit elektrisch. Dieser Kondensator muß dann beim Betrieb auf den höheren Bändern überbrückt werden. - Man verwendet eine Länge von X/2-Draht für 80 m und leitet diesen zum Erdpunkt genügend weit weg vom L-Netzwerk. Auf diese Weise kann man durch Längeveränderung der Erdleitung die Antenne auf 80 m in Resonanz bringen. - Auch die Verwendung einer >./4-Drahtlänge als sogenanntes Gegengewicht im Shack kann empfohlen werden. Dieses darf selbst nicht geerdet werden, man kann es an der Fußbodenleiste um das Shack herumführen oder ein¬ fach zum Fenster heraushängen. Die Antenne ist im Speisepunkt «heiß». Eine Fensterdurchführung muß daher hochfrequenzmäßig gut isoliert sein. Für das An paßgerät (L-Netzwerk) wird ein Plastgehäuse empfohlen. In jedem Fall muß die Spule von einer metallischen Wand mindestens einen Durchmesser entfernt sein. Portable-Groundplane für 20, 15 und 10 m Steckmasten, wie sie in der kommerziellen Technik verwendet werden, er¬ geben eine exzellente Groundplane, wenn man Stecklängen von 2,51, 3,35, 5,03 bzw. 10,06 m realisiert, den Mastfuß isoliert aufstellen kann und einige Radiais (mindestens 4) entsprechender Länge beschafft. Damit wäre der Feldtag auf einem Berg gesichert, und gute DX-Verbindungen auf Kurz¬ welle sind jederzeit praktisch durchführbar. Einen Steckmast für 10 ... 20m 211 kann man sich aber auch selbst bauen, wie es W4DWKIW1CQS in [3] zeigt. Dazu benutzt man Aluminiumrohr von 16 mm Außendurchmesser fol¬ gender Längen: 1 x 1,829, 2 x 1,524, I x 0,681 und 1 x 0,152 m. Dann biegt man sich 4 geschlitzte Rundrohre 15 cm lang, die in diese Stablängen hin¬ einpassen, und befestigt diese in den 4 kurzen Längen einseitig, so daß etwa 7,5 cm herausstehen. Danach baut man sich eine Al-Bodenplatte mit einer angewinkelten Seite zur Aufnahme einer Koaxbuchse, mit einer Bohrung zur Aufnahme eines Glaskugelisolators (bekannt unter Glasmurmel) oder einem Polyäthylen-Sektkorken (der Phantasie sind keine Grenzen gesetzt) und 4 Verschraubungen für mindestens 4 Radiais einer Länge von X/3,9 für 20 m (starke Cu-Litze isoliert, die auf dem Boden ausgelegt wird). Am Ende des längsten Rohrstücks (= untere Rohrlänge der Steckantenne) ist noch ein Metallring zur Aufnahme von 3 Abspannseilen (Dederonseil, Spannvorrichtung, Zeltheringe aus Campingbedarf) in 3 Bohrungen be¬ festigt. Beachtet man noch die Hinweise in Bild 4 zum Aufbau, so ist bald eine Portable-Groundplane für 20 ... 10 m realisiert. Am Speisepunkt, Litze zwischen Strahler und Mittenleiter der Koax¬ buchse, ist die Antenne niederohmig. Da bei Feldtagen die Speiseleitungs- Bild 4 Portable-Groimd- plane für 10 ... 20 m. Variante nach W4DWKIW1CQS 212 längen (50-U-Kabel) relativ kurz sind, kann ein L-Netzwerkanpaßgerät direkt neben der Station angeordnet werden. Bei Band Wechsel steckt man auf die Grundlänge von 1,829 m die entsprechenden Stäbe auf (10 m = 1 x 0,686 m, 15 m = 1 x 1,524 m, 20 m = 2 x 1,524 m und 1 x 0,152 m). An den Stoßstellen wären sogenannte Fittingverschraubungen erforderlich. Diese verbessern den elektrischen Übergang und halten die Antenne auf¬ recht. Der Amateur findet sicher noch weitere Wege zur Sicherung der Sto߬ stellen gegen unbeabsichtigte Trennung. Ein selbstgefertigter Schlauchsack geeigneter Länge kann die gesamte Antenne aufnehmen. Die Bodenplatte 20 cm x 20 cm aus 4 mm starkem Aluminium wird getrennt transportiert. Nun kann auch ein Kurzwellen-Team mit zum UKW-Feldtag fahren. Universal-Antennenanpaßgerät für alle Kurzwellenbänder Jedes Antennensystem ist untrennbar mit Sender, Empfänger oder Trans¬ ceiver über ein Anpaßgerät verbunden; denn es'gibt keine Antenne bzw. Allbandantenne, die am Eingang der Speiseleitung keine Impedanzen auf¬ weist. Diese muß korrigiert werden, um eine optimale Leistungsüber- trägung zwischen Sender oder Empfänger und Antenne zu ermöglichen. F5FC/DJ0 OT beschreibt in [4] ein universell ersetzbares Anpaßgerät mit unsymmetrischem Ein- und Ausgang, bestehend aus 2 Drehkondensatoren (200 pF mit großem Plattenabstand), einer Induktivität von 25 p.H mit 10 Abgriffen oder einer variablen Induktivität gleicher Größe (sogenannte Rollinduktivität) sowie einer Anzahl von Telefon buchsen und Kurzschlu߬ bügeln. In einer Matrix mit 8 Spalten (Buchstaben) und 3 Zeilen (Ziffern) mit 18 belegten Knotenpunkten Al bis A3, B2, C2, Dl bis D3, El bis E3, Fl bis F3, Gl bis G3, H2 sind gemäß Bild 5 zwischen A2 und E2 der eine Kondensator und zwischen F2 und G2 der zweite Kondensator sowie zwi¬ schen D2 und E2 die Rollinduktivität an geschlossen. Zeile 1 ist mit dem Ausgang und Zeile 3 mit dem Eingang des Geräts verbunden. H2 liegt an der Erdleitung zusammen mit den Buchsen B2 und C2. Mit maximal 5Kurz- 1 Z 3 / vom TX D ■ E -x?- -© —► Antenne CI £ TT* o nf * cz A bis H Spalten} . _ , . , , , ,. _ , .. > offene Kreise * Te efonbucnsen 7 bis 3 Zeilen ] Bild 5 Universalaltpaßgerät mit unsymmetrischem Ein- und Ausgang, nach F5FC/DJ0 OT 213 schlußbügeln, den 2 Drehkondensatoren und der Rollinduktivität können 6 Grund-L-Netzwerke, je 3 7t- und T-Netzwerke, 9 L-Netzwerkvariationen und 6 einfache Seriennetzwerke realisiert werden. In der Tabelle findet der Leser Angaben zur Schaltungs-Konfiguration, zur Lage der Kurzschlu߬ bügel und zum Einsatzbereich der Netzwerke. Als Frontplatte des Anpaßgeräts sollte eine Pertinaxplatte o. ä. verwendet werden. Man kann dann Ganzmetalltelefonbuchsen einsetzen. Die Induk¬ tivität soll mindestens einen Spulendurchmesser von jeder Metallwand ent¬ fernt sein. Die Drehkondensatoren sind einschließlich der Drehachse hoch¬ frequenzisoliert zu montieren. Mit einem Balun am Ausgang kann man gegebenenfalls auch Zweidrahtspeiseleitungen geringfügig nachstimmen. Tabelle Netzwerke a) Grund-L-Netzwerke Konfiguration Kurzschlußbügel zwischen Einsatz Eingang < 50S X Antenne A2B2, D1D2, E2E3 A2B2, D2D3, EIE2 o- A2A3, C2D2, EIE2 R < 50O X < 0 R > 50Q X > 250. R > 50Q X < 250 -j- Hi — 0 C AI A2, C2D2, E2E3 R < 50O X > 0 o- j|—-T — 0 X A2B2, EIE2, F2F3, G1G2 R < 50D X > 25Q A2B2, E2E3, F2F3, G1G2 R ,< 50Q T > 25Q 214 Achtung! Baluns sollten möglichst nur mit rein ohmschen Impedanzen be¬ lastet werden. Bei großer Fehlanpassung treten große Verluste auf! Die Kurz¬ schlußbügel sind gegen Berührung zu isolieren! Sie sollten nur gesteckt wer¬ den, wenn die Sendeanlage nicht getastet ist. Eine HF-Drossel an der antennen¬ seitigen Buchse gegen Erdleitung kann als Überspannungsschutz wirken. Langdrahtantennen für 2 m, 70 cm und Fernsehband IV Langdrahtantennen waren früher auf Kurzwellen allgemein üblich. Sie wer¬ den aber auf den höheren Bändern sehr zu Unrecht vernachlässigt. So sah sich K3WBH [5] veranlaßt, 2 Langdrähte für den VHF/UHF-Bereich vor- b) L-Netzwerk-Variationen Konfiguration Kurzschlußbügel zwischen Eingang 50Q i Antenne A1A2, D1D2, E2E3, F2F3, G2H2 A1A2, D2D3, F2F3, G2H2 A1A2, D1D2, E2E3, F1F2, G2H2 AIA2, D2D3, F1F2, G2H2 A2B2, C2D2, E1E2, F2F3, G1G2 A2B2, C2D2, E2E3, F2F3, GIG2 A2B2, D2D3, F2F3, G1G2 A2B2, D1D2, F2F3, G1G2 215 c) 71- und T-Netztverke Kurzschlußbügel zwischen A2B2, D1D2, E2E3, F1F2, G2H2 AI A2, C2D2, E2E3, F1F2, G2H2 A2A3, C2D2, EIE2, F2F3, G2H2 A2A3, C2D2, E2F2, G1G2 A2B2, D2D3, E2F2, GIG2 A2BD12, D2, E2F2, G2G3 zustellen. Er schreibt dazu: «Es ist keine Super-Gain-Antenne, aber Sie werden überrascht sein, was Sie damit bei Bandöffnungen alles hören und arbeiten können.» Bild 6 zeigt eine Darstellung der Antenne bei den Aus¬ legungsfrequenzen 144 MHz, 430 MHz und Fernsehband IV (zusätzlich nach Y220H). Für den Aufbau eignet sich gut thermoplastumhüllter Kupferdraht (etwa 2 mm Durchmesser). Die Antenne wird mit einer 300-fl- Zweidrahtleitung gespeist und diese senderseitig über einen Balun angepaßt. Alle 3 Antennenlängen entsprechen einem 7-X-Strahler, dessen 4 Haupt¬ keulen etwa 19° gegen die Drahtrichtung geneigt (Strahlungskonus) sind. Die Aufzipfelung der Strahlungsrichtung ist ausreichend, so daß die An¬ tenne außerhalb der Hauptrichtungen als «Quasirundstrahler» arbeitet, etwa in der Leistung einem X/2-Dipol entsprechend. Die Hauptkeulen bringen einen Gewinn von 5 ... 6 dB, etwa wie eine 4-Element-Yagi. Diese Antenne sollte hoch und frei aufgehängt werden. Es wird empfohlen, die Antenne in Richtung der Strahlung (entsprechend dem Keulenwinkel gegen die Drahtachse) zu neigen; denn nur dann stimmen Strahlungsrichtung mit Aufhängerichtung überein. Die Polarisation des Signals ist horizontal. Es ist zweckmäßig, die Antenne in Resonanz zu bringen. Man legt den Strahler dazu etwas länger aus und kürzt bis auf minimales Stehwellenverhältnis. 216 d) Einfache Seriennetzwerke Konfiguration Kurzschlußbügel zwischen Eingang —-jf —°Ausgang A1A2, D2D3 A2A3, D2D3, EIE2 F2F3, G1G2 A2A3, E2F2, GIG2 T~]}~T A2A3, ElE2, F2F3, GIG2 D2D3, E1E2 Bild 6 Langdrahtantenne für 2 m, 70 cm und Fernsehband IV nach K3 WBH Auslegungsfrequenz A B Länge in MHz in m in m in /. 0,52 14,00 7 ',69 7 ',20 7 480 0,156 7,32 12 Empfohlene Drahtstärke: größer 2 mm, Cu oder AI mit thermoplastischer Isolation 217 Rhombusantenne für 70 cm und Fernsehband IV Eine weitere beliebte Antenne vom Typ Langdraht ist die Rhombusantenne. Wegen ihrer hervorragenden Breitbandigkeit sind ihre Abmessungen un¬ kritisch. Eine Version für 70 cm, die auch noch für das TV-Band IV geeignet ist, beschreibt N3A WW nach [6]. In Bild 7 sind die Abmessungen angegeben. Man sieht, daß diese sich in erträglichen Grenzen halten, wenn man be¬ denkt, daß dem ein Antennengewinn von 8 ... 10 dB gegenübersteht. Der Abschlußwiderstand beträgt 300 Q und soll möglichst induktions- und kapazitätsarm sein (Metall- oder Kohleschichtwiderstand). Dieser Wider¬ stand muß bei Sendebetrieb 50% der Leistung aufnehmen. Die Antenne wird mit einem 300-Q-Flachbandkabel gespeist. Die Drahtantenne ist auf einem konservierten Tragegestell aus Holz aufgebaut. Die Rhombusantenne ist in Richtung des Abschlußwiderstands in horizontaler und vertikaler Richtung scharf bündelnd. Sie hat kaum Nebenzipfel und weist ein sehr gutes Vorwärts/Rückwärts-Verhältnis auf. Bild 7 Rhombusantenne für 70 cm und Fernseliband IV nach N3A WE Ausgedehnte Doppel-Zepp mit Endspeisung für 2-m-Band Auf Kurzwelle kennt man zahlreiche Varianten der Zeppelin-Antennen. Für den UKW-Funkamateur fand jedoch dieser Antennentyp erst sehr spät Eingang in die Praxis. In [7] stellt WBOI JQH eine Doppel-Zepp vor, die sich immer größerer Beliebtheit erfreut. Es handelt sich um einen Vertikal¬ strahler mit einer Gesamthöhe von etwa 3,15 m. Die ausgedehnte Doppel- Zepp besteht allgemein aus 2 etwa 5/8-X-Elementen, die Stromknoten liegen bei Mittenspeisung gleichphasig in der Speiseleitung (Bild 8). Die end¬ gespeiste Version mit Anpassung auf die Speiseleitung über eine einseitig kurzgeschlossene k/4-Leitung (sogenannte J-Speisung entsprechend Bild 9) hat gegenüber der Mittenspeisung zahlreiche Vorteile, wie direkte Erdung der Antenne am Kurzschlußbügel und Entfernung der Speiseleitung aus dem 218 Strahlungsfeld der Antenne. Der rundstrahlende Vertikalstab hat gegenüber dem normalen vertikalen X/2-Dipol einen Gewinn von etwa 3 dB und etwa 4,5 dB gegenüber der Groundplane. Als Richtantenne, etwa 0,2 X vor einem Stahlgittermast montiert, ergibt sich eine weitere Gewinnverbesserung in Strahlrichtung. Die konstruktive Realisierung dieser Antenne ist in Bild 10 enthalten [7]. OfiM 0,64\ Feeder Bild 8 Stromverteilung auf einer ausgedehnten Doppel-Zeppelin-Antenne mit Mittel¬ speisung Bild 9 Ausgedehnte Doppel-Zeppelin-Antenne mit Endspeisung in Prinzipdarstellung (J-Speisung) / 7,27vl a Al-Rohr / 7,274 AI-Rohr r! 775 lang PVC /im,■ I S 1 21,S ~Drahtbüget - - - u 9 el 3mm 0 Al 31 _J,1 Isolator I2>3ß AI-Streifen Koax 50S tbdj Abmessungen in cm -Piacryl-Isolator l,27

> r* h i t; Wellenmesser mit LED-Anzeige Zur Anzeige der aufgenommenen Schwingspannung bei einem Absorptions¬ frequenzmesser verwendet man meist ein stromempfindliches Meßwerk. Wie man das oft teure Meßwerk durch eine Leuchtdiode ersetzen kann, zeigt G30GR mit seiner Schaltung in Bild 8. An Stelle des Meßwerks findet man einen Transistor VTI (z. B. SC 2361SC 238), eine Leuchtdiode VD2 (z. B. VQA 13), einen Vorwiderstand und eine Batterie. Wird der Schalter S geschlossen, dann leuchtet VD2, so daß man gleich eine Einschaltkontrolle hat. Da an der Basis von VTI keine Spannung an¬ liegt, leitet der Transistor nicht. Wird nun mit dem Resonanzkreis eine HF- Spannung aufgenommen, dann entsteht an der Basis durch Gleichrichtung mit der Diode VD1 (z. B. GA 100) eine positive Gleichspannung. Die Folge ist, daß der VTI in den leitenden Zustand übergeht, so daß die Kollektor- Emitter-Strecke niederohmig wird. Das bedeutet, mehr oder weniger wirkt der Transistor als Shunt für VD2. Die Lichtstärke geht also abhängig von der an der Basis entstehenden Gleichspannung zurück. Da bei Resonanz die maximale Spannung aufgenommen wird, stellt man den Drehko auf mini¬ male Lichtstärke ein. Die Spulen werden als wechselbare Steckspulen ausgeführt. Der Spulen¬ körper hat einen Durchmesser von etwa 10 mm und ist etwa 40 ... 50 mm lang. Als Spulendraht wird 0,3-mm-CuL verwendet. 1,5 . .. 3,0 MHz - 250 Wdg. 2,6 .. 5,0 MHz - 90 Wdg. 5,0. .. 15,0 MHz - 65 Wdg. 13,0. .. 34,0 MHz - 22 Wdg. 28,0. .. 80,0 MHz - 6 Wdg. 60,0. .. 190,0 MHz- 1,5 Wdg. Die gesamte Schaltung findet in einem kleinen Kasten Platz. Für den Drehkondensator ist eine Kreisskale vorzusehen, die in Frequenzen geeicht wird. Literatur [1] A.Pelczar, Konverter für das 160-m-Band. radioelektronik, Heft 11/1980, Seite 267 bis 269 230 [2] W.T.Poljakow, Direktmischempfänger für den Funkamateur. Moskau 1981 [3] P. Hawker, Technische Tips. Radio Communication, Heft 10/1982. Seite 859/ 860 [4] J. L.Molema, Preselector für den Eigenbau-KW-Empfänger. Radio Bulletin, Heft 3/1981, Seite 11 bis 15 [5] C.T., Empfänger für 80m mit Quarzfilter. Radioamatersky Zpravodaj, Heft 3/1980, Seite 5 bis 13 [6] P.Hawker, Technische Tips. Radio Communication, Heft 1/1981, Seite 46 [7] Y03C0, 1-W-Sender für 2 m. Tehnium, Heft 7/1981, Seite 7 [8] F.G.Rayer, Wellenmesser mit LED-Indikator für 1,5 bis 190 MHz. Radio Communication, Heft 2/1981, Seite 136/137 Wir klären Begriffe BELASTUNG 231 Ingo Knape Impulse zählen mit dem Taschenrechner Elektronische Taschenrechner haben in den vergangenen Jahren durch ihre Vorzüge eine große Verbreitung gefunden. Für den Elektronikamateur gibt es auch die Möglichkeit, durch Zusatzschaltungen den Anwendungsbereich der Taschenrechner zu erweitern. Fast alle Taschenrechner haben Kon¬ stantenrechnung. Das bedeutet, eine einmal eingetastete Rechenoperation kann durch wiederholtes Drücken der Ergebnistaste (« = ») bis zur Über¬ laufanzeige des Rechners gebracht werden. Wenn man dieses Drücken elektronisch realisiert, dann lassen sich unterschiedliche Auslöseschaltungen ermöglichen. Begrenzt wird die Auslösung durch die eingeschränkte Rechen¬ geschwindigkeit des Taschenrechners. Doch diese ist immer größer als 10 Operationen je Sekunde, geht bei vielen Rechnertypen sogar über 100 Operationen je Sekunde hinaus. Erst wenn beim Taschenrechner in der Anzeige Aussetzerscheinungen auf treten, dann ist die Grenze der Rechen¬ geschwindigkeit erreicht. Zur Realisierung der Konstantenrechnung mit elektronischer Auslösung (Steuerung) wird eine Ergebnistaste mit der Emitter-Kollektor-Strecke eines Siliziumtransistors entsprechend Bild 1 «überbrückt». Jeder Steuerimpuls an der Basis des Transistors entspricht einem Drücken der Ergebnistaste. Die Dioden VD1 und VD2 leiten eventuell auf tretende Fremdspannungen (VDl)bei Defekt von VT1 ab, die den empfindlichen Rechnerschaltkreis ge¬ fährden könnten. Sollte die Rechnermasse nicht zu ermitteln sein, muß VD2 weggelassen werden. Unter diesen Umständen sollte man den Taschen¬ rechner jedoch mit Batterien betreiben, da bei Netzgeräten das Auftreten von Netzschleifen nicht ausgeschlossen werden kann. Steuereingang 7 Ok SS216 VT1 1 Masse der Steuer¬ schaltung |" VI I r * + „Plus" CE] Ergebnistaste _j — „Minus" 10k [] 2Bm ' VDZ - oRechnermasse VD1-SZX 18/5,6 VDZ-SZX 18/... (siehe Beschreibung) Bild 1 Steuerschaltung für die elektronische Aus¬ lösung der Ergebnis¬ taste 232 Die Anschlüsse «Plus» und «Minus» an der Ergebnistaste ermittelt man mit einem einfachen Vielfachmesser, dessen Zeigerausschlag die Polarität der Anschlüsse ausweist. Zur Bestimmung der Z-Spannung von VD2 ist die maximal auftretende Spannung zwischen «Minus» der Ergebnistaste und Massepotential des Taschenrechners (den Rechner mit vollen Batterien be¬ treiben!) zu ermitteln und die Z-Spannung mit +3 ... 4 V festzulegen. Es empfiehlt sich, die 5 Bauelemente direkt im Rechnergehäuse unter¬ zubringen (Unterbindung von Fremdspannungen) und die beiden An¬ schlüsse 1 und 2 an eine kleine, nachträglich einzubauende Buchse (z. B. für Ohrhörer) zu legen. Damit können problemlos unterschiedliche Auslöse¬ schaltungen angeschlossen werden, ein universeller Einsatz ist möglich. Beim Löten ist ein vollständig vom Netz getrennter (einschließlich Schutz¬ leiter) Lötkolben oder ein über einen Trenntransformator betriebener Löt¬ kolben (DELTA-Lötnadel) zu benutzen. Im übrigen sollten die Bestim¬ mungen für den Umgang mit MOS-Schaltungen beachtet werden. Bild 2 Erweiterung der Steuer- schaltung zur zählenden Lichtschranke Als mögliches Beispiel zeigt Bild 2 die Schaltung einer Lichtschranke, die in Verbindung mit dem Taschenrechner die Anzahl der Unterbrechungen des Lichtstrahls über den Fotowiderstand zählt. Zu Beginn ist bei bedecktem Fotowiderstand oder abgeklemmtem Rechner (Stecker ziehen) die Operation 0 + 1 einzutasten. Man verwendet eine Lichtschranke mit Stromtrigger, die auch bei langsamen Lichtänderungen schlagartig umschaltet. Damit wird ein Flattern (ähnlich dem Kontaktprellen) vermieden, das zum falschen zählen führt. Mit M stellt man die Ansprechempfindlichkeit (nicht zu emp¬ findlich!) und mit R5 die Rückkopplung ein (abhängig von R3 und den Transistordaten). Die Schaltung eignet sich gut in Verbindung mit einem kleinen Elektromotor (PIKO-Bohrmaschine) als Windungszähler beim Wickeln von Transformatoren und Spulen. Eine weitere Anwendung ist der Einsatz des Taschenrechners als elektro¬ nische Stoppuhr. Dazu schaltet man vor die Schaltung entsprechend Bild 1 einen Sekundentaktgeber, in die Zuleitung kommt ein zusätzlicher Schalter. Den Sekundentakt kann man aus einer defekten Quarzarmbanduhr ge¬ winnen bzw. aus einem Quarzwecker oder einer Quarzwohnraumuhr. 233 Anmerkung des Herausgebers Bild 3 und Bild 4 zeigen eine Stoppuhr-Auslöseschaltung, bei der als Schal¬ ter ein Thyristor verwendet wird. Die Impulserzeugung wird mit einer Multi¬ vibratorschaltung vorgenommen. Mit dem Trimmwiderstand stellt man eine Multivibratorfrequenz von 10 Hz ein. Am Taschenrechner ist daher die Operation 0 + 0,1 einzutasten. ~1 234 Christian Biehl IS-bestückter Stereodekoder für den REMA-Tuner 830 Der ältere REMA-Tuner 830 und noch im Handel vorhandene ähnliche Tuner sowie die Stereogeräte Andante 830 und Arietta 730 , die alle auf dem gleichen HF-Grundchassis aufgebaut sind, haben gute HF-Eigenschaften. Die Qualität des Stereoempfangs wird aber auch mit von der Güte des Stereodekoders bestimmt. Mit dem A 290 D steht ein integrierter PLL- Stereodekoder zur Verfügung. Im folgenden wird ein PLL-Dekoder mit einfachem Stereoseitenbandfilter beschrieben, der gegen den serienmäßig eingebauten Stereodekoder SD 1 ausgetauscht wurde. Die Leiterplatte des IS-Dekoders wurde dabei so aus¬ gelegt, daß sie in den Abmessungen sowie den elektrischen Anschlüssen dem des SD 1 voll entspricht. Bild 1 zeigt die Gesamtschaltung des Stereo¬ dekoders. Sie ist ähnlich der in [1] gezeigten und ausführlich beschriebenen Schaltung, so daß auf eine nähere Beschreibung verzichtet werden kann. Mit dem einzigen Abgleichelement des Dekoders, dem Dickschichteinstell¬ regler PI, wird bei fehlendem Eingangssignal der freilaufende VCO so ab¬ geglichen, daß sich am Punkt MP eine Frequenz von genau 19 kHz ein¬ stellt. Ist kein Frequenzmesser vorhanden, so wird bei eingestelltem Stereo¬ programm PI so lange verstellt, bis die Stereoanzeigelampe sicher auf¬ leuchtet. Da man mit der Stereotaste des Tuners 830 die Stereo-Mono-Um- schaltung vornimmt, wurde auf eine Zwangsumschaltung an der IS ver¬ zichtet. Die Stromaufnahme des gesamten IS-Dekoders (16 mA bei 15 V) ist knapp dreimal größer als die des SD 1. Deshalb ist es notwendig, im Netzteil des Timers 830 die Widerstände R801 in 200 Q. und R803 in 390Q der jeweils gleichen Nenngröße zu ändern. Um bei anderen Geräten Über¬ lastungen zu vermeiden, muß beim Austausch des Dekoders die höhere Stromaufnahme sowie für die Stereoanzeige der maximale Lampenstrom des A 290 D von 75 mA berücksichtigt werden. In Bild 2 und Bild 3 sind das Leiterzugbild und der Bestückungsplan dargestellt. Die Ansicht des ein¬ gebauten IS-Dekoders im Tuner 830 geht aus dem Foto hervor. Der beschriebene IS-Dekoder funktioniert seit langer Zeit zur vollen Zu¬ friedenheit. Die Stereoempfangsqualität hat sich nach dem Austausch be¬ deutend verbessert. Auch in andere Geräte eingebaute IS-Dekoder brachten die gleichen guten Ergebnisse. Zusammenfassend kann gesagt werden, daß der IS-Stereodekoder für ältere Stereogeräte eine Qualitätserhöhung bringt. 235 Stereoanzeige 236 Bild 1 St romlauf plan des beschriebenen Stereodekoders Bild 4 Einbau der Leiterplatte des Stereodekoders beim Tuner 830 Literatur [1] H.-J. Kowalski, Integrierter PLL-Stereo-Multiplex-Dekoder A 290 D mit aktiven RC-Filtern. FUNKAMATEUR 28 (1979) Heft 4, Seite 172 239 ELEKTRONIK-SPLITTER CW-Monitor mit digitalem IS Beim Telegrafiebetrieb mit einem KW-Amateursender ist es günstig, wenn man die ausgesendeten CW-Signale bequem mithören kann. Das ist mit dem so¬ genannten CW-Monitor möglich, für den schon mehrfach Schaltungen veröffent¬ licht wurden. Der unten gezeigte Stromlaufplan zeigt die moderne Version eines CW-Monitors. Mit den ersten beiden Gattern des Schaltkreises D 100 D wird eine Tonfrequenz von etwa 800 Hz in einer Multivibratorschaltung erzeugt. Das Tonfrequenzsignal liegt an den oberen Eingängen der Gatter 3 und 4. Die beiden anderen Eingänge sind mit dem Kollektor des Transistors (VT1 - SC 236 ) ver- D1.1 01.3 bunden. Die Steuerung des Transistors erfolgt mit einer aperiodischen HF- Schaltung und nachfolgendem Diodendemodulator. Die Antenne besteht aus isoliertem Draht, wobei das freie Ende 2 bis 3 Windungen um das Antennen¬ kabel bildet. Ohne CW-Sendersignal sind die Gatter 3 und 4 gesperrt (L-Signal). Mit CW-Sendersignal liegt an diesen Gattern H-Signal an, so daß im Kopfhörer 240 entsprechend der CW-Tastung die Tonfrequenzsignale hörbar sind. Für VD1/ VD2 eignen sich die Siliziumdioden SAY 12. Die HF-Drossel besteht aus 100 bis 200 Wdg., 0,1-mm-CuL, auf einem Widerstand 10 kQ/0,5 W. K..H.S. Literatur [I] Horäk, J., CW-Monitor, Amaterske Radio, Heft A/11-1981, Seite 27 Wir klären Begriffe GITTERTESTUNG 16 Schubert. Eljabu 84 241 Thomas Bolilke Einfaches Erhaltungsladegerät für Kfz-Akkumulatoren Die Probleme, die mit einem Kfz-Akkumulator mit permanent niedrigem Ladezustand besonders im Winter auftreten, sind allgemein bekannt. Bei längerem Stillstand des Fahrzeugs entlädt sich die Batterie spürbar. Das wird durch die chemischen Prozesse innerhalb der Batterie sowie durch Kriechströme auf ihrer Oberfläche hervorgerufen. In neuester Zeit wurde die Möglichkeit wieder aktuell, die Lebensdauer des Akkumulators durch die sogenannte Erhaltungsladung wesentlich zu erhöhen. Bei der Erhaltungs¬ ladung wird die Batterie möglichst bei jedem Stillstand des Fahrzeugs mit einem Ladestrom von 1/1000 der Amperestundenkapazität versorgt. Bei einem derart geringen Ladestrom ist die Gefahr der Überladung völlig aus¬ geschlossen. Die Vorteile sind verblüffend: - Die Lebensdauer des Akkumulators erhöht sich von 2 bis 4 Jahren auf 5 bis 7 Jahre, d.h., eine Nutzungssteigerung von 50% wird erzielt. - Die Kaltstartfreudigkeit der Batterie erhöht sich wesentlich. - Die Lade-Entlade-Zyklen der Batterie reduzieren sich durch die Er¬ haltungsladung, d. h., ein Nachladen mit Vio der Amperestundenkapazität ist selbst im Winter nur noch selten notwendig. - Ein Ausbau der Batterie wird selbst bei sehr niedrigen Außentemperatu¬ ren überflüssig. In Anbetracht der großen Vorzüge der Erhaltungsladung wurde eine Schaltung entwickelt, die einen konstanten Strom von etwa 60 mA abgibt und sowohl für 12-V- als auch für 6-V-Batterien geeignet ist. Bild I zeigt den Stromlaufplan. Tri stellt eine Spannung von 12 V bereit. Soll das Gerät aus¬ schließlich für 6-V-Akkumulatoren verwendet werden, ist ein 8-V-Klingel- transformator ebenfalls geeignet. Ein Klingeltransformator bringt noch den Vorteil der Sicherheit gegenüber Schäden in der Schaltung (Brandsicherheit in der Garage). Über CI liegt eine Spannung von annähernd 17 V, bei Ver¬ wendung eines 8-V-Transformators von etwa II V. Über VD1 fällt eine konstante Spannung von etwa 5,1 V ab, so daß auch das Basispotential von VT1 nach Einstellen durch R3 konstant ist. Durch den konstanten Basisstrom von VT2 ergibt sich ein gleichbleibender Kollektorstrom von VT2, der dem Ladestrom entspricht. Ist die Batterie stark entladen, hat sie einen geringeren inneren Widerstand, und der Ladestrom würde größer. Das hätte allerdings zur Folge, daß sich der Spannungsabfall über R5 erhöht und damit auch das Emitterpotential von VT1. VT1 und VT2 steuern dann aber weiter zu, so daß der Ladestrom annähernd gleich bleibt. Selbst bei Kurzschluß der Batterieanschlußkabel fließt kein nennenswert höherer Strom als unter normaler Belastung. Eine Beschädigung der Schaltung durch einen Kurzschluß ist also ausgeschlossen. Für VT2 ist ein Kühlblech von 2 mm Dicke und 50 mm x 50 mm Fläche vorzusehen. Zur Einstellung des Ladestroms schließt man zwischen die Klemmen für die Batterie einen Widerstand von einigen Ohm und mißt mit dem Amperemeter den Strom. Mit R 3 muß sich der Ladestrom zwischen 0 und etwa 100 mA variieren lassen. Der Strom wird auf '/iooo der Ampere¬ stundenkapazität der jeweiligen Batterie eingestellt. Als Richtwert genügen 60 mA. Die Schaltung muß in einem stabilen und nichtbrennbaren Gehäuse untergebracht werden, damit der Brandschutz in der Garage gewährleistet wird. Die Erhaltungsladung sollte grundsätzlich bei jedem Stillstand des Fahr¬ zeugs angewendet werden, um eine maximale Wirkung zu erreichen. Die Schaltung ist seit einem halben Jahr in Betrieb und erfüllt voll die Er¬ wartungen. 243 Bild 2 Leitungsfithrung der Platine für die Schaltung des Erhaltungsladegeräts Bild 3 Bestiickungsplan der Platine nach Bild 2 244 Einfacher Funktionsgenerator für Sinus-, Rechteck- und Peter Schneider Dreieckschwingungen Zunehmend haben Funktionsgeneratoren, die Sinus-, Rechteck- und Drei¬ eckschwingungen erzeugen können, Einzug in die Selbstbaupraxis gehalten. Der dargestellte Funktionsgenerator ist mehrfach mit Erfolg nachgebaut worden, er kann mit Silizium- oder Germaniumtransistoren bestückt wer¬ den. Er läßt sich auch vereinfacht aufbauen, wenn nur Rechteck- oder Dreieckschwingungen benötigt werden. Einfach ist der Aufbau auch des¬ halb, weil auf eine Regelung des TastVerhältnisses verzichtet wird. Durch die Möglichkeit des Einsatzes von überwiegend Germaniumtransistoren - NF-Typen genügen bereits - bietet sich der Aufbau besonders für An¬ fänger, Arbeitsgemeinschaften usw. an. Schaltung Bild 1 zeigt den Gesamtstromlaufplan. Ausgangspunkt ist ein Dreieck¬ generator, der aus einem A/iV/er-lntegrator (VT1/2), einem Emitterfolger (VT3) und einem Sdmiitt-Tnggcr (VT4/5) besteht. Der A/iV/er-Integrator lädt einen Kondensator, dessen Wert die Frequenz mitbestimmt, zeitlinear auf bzw. entlädt ihn. Die Linearität dieser Ladevorgänge ist unter anderem von der Verstärkung des Integratorverstärkers abhängig. Der Schmitt-Trigger hat die Aufgabe, den Anfang und das Ende der Ladevorgänge zu bestimmen. Er ist also der Umschalter von «Aufladen» auf «Entladen». Für die Erzeugung von Dreieck- und Rechteckschwingungen genügt der Aufbau der Schaltung von VT1 bis VT5, eventuell noch VT8. Die Dreieck¬ schwingungen werden am Emitter von VT3 und die Rechteckschwingungen am Kollektor von VT5 abgegriffen. Bei diesem vereinfachten Aufbau sind dann auch nur ein Einfachpotentiometer für RI8a und ein Einebenen¬ schalter für S1 a erforderlich. Mit der angegebenen Dimensionierung schwingt der Generator von etwa 20Hz...20kHz (20 Hz ... 200 Hz; 200 Hz... 2 kHz; 2 kHz ... 20 kHz). Über den Umschalter S2 werden die Schwingungen mit der Emitterfolger¬ stufe VT8 niederohmig an die Ausgangsbuchse geschaltet. In der beschrie¬ benen Variante läßt sich die Ausgangsamplitude regeln. Die Erzeugung von Sinusschwingungen besonders niedriger Frequenz 245 vereinfacht sich, wenn man eine Dreieckschwingung als Ausgangspunkt wählt. Dieses Prinzip ist bekannt und wird auch in diesem Fall angewendet. Dazu wird ein zweiter Integrator mit VT6 und VT7 eingesetzt. Am Kollektor von VT7 kann man die Sinusschwingung abgreifen. Sie wird ebenfalls über den Umschalter S2 und den Emitterfolger VT8 an die Ausgangsbuchse ge¬ schaltet. 246 Praktischer Aufbau Für den Generator wurde eine Leiterplatte 60 mm x 120 mm entwickelt, wie sie Bild 2 zeigt. Sie kann nach schon oft publizierten Methoden auch von Anfängern angefertigt werden. Werden für R 18 und R 19 Potentiometer für den Einsatz in gedruckten Schaltungen verwendet, kann man die gesamte 247 Leiterplatte mit den Potentiometerschrauben an der Frontplatte eines ent¬ sprechend bemessenen Gehäuses befestigen. An der Frontplatte sind noch die Umschalter S1 und S2, die Ausgangsbuchse und ein Ein/Aus-Schalter anzuordnen. Da der Stromverbrauch bei 12-V-Betriebsspannung nur etwa 20 mA, bei 9 V etwa 13 mA beträgt, ist eine Versorgung aus Batterien durchaus mög- 248 lieh. Nach dem Bestücken der Leiterplatte entsprechend Bild 3, wobei man für die frequenzbestimmenden Kondensatoren (CI ... C3, C5 ... C7) hoch¬ wertige Typen nehmen sollte, wird mit R6 der Anschwingpunkt des Gene¬ rators ermittelt. Dabei muß man bei der Einstellung von R6 sehr feinfühlig Vorgehen. Es hat sich als zweckmäßig erwiesen, für Rl]/Rl2 einen Einstell¬ regler 4,7 kß zur Einstellung einer guten Rechteckform zu wählen, danach die beiden Widerstandshälften auszumessen und entsprechende Festwider¬ stände einzusetzen. Mit der angegebenen Dimensionierung arbeiten als pnp-Transistoren so¬ wohl BC 177, KF517, KT 361 als auch GC 116, GC 117, GC 121, AC 107 und SFT351/53 auf Anhieb. Für die .S'(7i»/;7r-Triggertransistoren wurden Basteltypen verwendet. Die Diode VD1 ist eine Siliziumdiode 5/4 Y 30. Für die unterschiedlichen Baugrößen der frequenzbestimmenden Konden¬ satoren sind entsprechende Lötaugen vorgesehen. Es besteht auch die Mög¬ lichkeit, bei Vorhandensein eines Umschalters S la/b mit mehr als 2 x 3 Kon¬ takten die Anzahl der Grobfrequenzstufen noch zu vergrößern. Die Konden¬ satoren werden dann «gestapelt». Bis 5 Stufen sind auf der Leiterplatte be¬ reits vorgesehen. Dieser kleine Generator läßt sich vielseitig anwenden, z. B. beim Über¬ prüfen von NF-Verstärkern, beim Ansteuern von TTL-Systemen, auf dem Gebiet der elektronischen Klangerzeugung. Literatur [1] Zeitschrift RADIO, Heft 10/1981, Seite 58 - Funktionsgenerator (Literatur¬ schau) aus «Wireless World», Heft 1/1980 249 Klaus Kalteuliäuser Prüfstift für den VHF/UHF-Bereich Es wird ein Prüfstift vorgestellt, der sich zur Überprüfung der Eingangs¬ stufen von Fernsehempfängern eignet, da die erzeugten Schwingungen bis in den UHF-Bereich hinein sicher nachweisbar sind. Die beschriebene Schaltung läßt sich auch zur Ü berprüfung von Rundfunkempfängern nutzen. Die Schaltung des Prüfstifts ist relativ unkompliziert und auch nachbau¬ sicher, weil wegen der integrierten TTL-Schaltkreise keine induktiven Bau¬ elemente zur Frequenzerzeugung benötigt werden. Man darf von dieser ein¬ fachen Schaltung allerdings keine Wunder erwarten, für viele einfache Ver¬ fahren der Fehlersuche jedoch kann sie eine nützliche Hilfe sein. Funktionsweise Die Prüfstiftschaltung in Bild I besteht aus 2 Teilschaltungen, dem NF- und dem HF-Generator. Den NF-Generator bilden die Gatter Dl bis D3, der Kondensator CI sowie die Widerstände R] und R2. Die Funktionsweise dieser Schaltung wird als bekannt vorausgesetzt, sie ist z. B. in [1] beschrie¬ ben. Die Funktion der NF-Generatorschaltung ist die Pulsmodulation des HF-Generators. Die frequenzbestimmenden Bauelemente sind CI sowie RI und R2. Bei der vorgegebenen Dimensionierung läßt sich die Frequenz mit dem Einstellregler R2 von etwa 220 ... 660 Hz einstellen. Eine näherungs¬ weise Berechnung der Frequenz des NF-Generators ist mit der Gleichung 3C (Ri + R 2) (/in Hz, C in p.F, R in MG) möglich. Der HF-Generator besteht aus den Gattern D4 bis D6. Bei dieser Schal¬ tungsart ist der Ausgang des Gatters D6 mit einem Eingang des Gatters D4 verbunden. Diese Rückkopplung läßt den Generator schwingen. Das ist aber nur möglich, wenn am anderen Eingang von D4 H-Pegel anliegt. Der Generator kann demzufolge mit der Niederfrequenz des NF-Generators pulsmoduliert werden. Die entstehende Hochfrequenz des HF-Generators 250 liegt bei Einsatz eines TTL-Schaltkreises D 200 C in der Größenordnung von etwa 50 MHz. Da die Ausgangssignale von TTL-Schaltkreisen recht- eckförmig sind und dadurch sehr steile Anstiegs- und Abfallflanken auf¬ weisen, ist die entstehende Schwingung oberwellenreich. Auch im UHF- Bereich des Fernsehempfängers (Band IV/V) lassen sich diese Schwingungen sicher nachweisen. Verwendet man für den HF-Generator einen Schaltkreis D 100 C, so liegt die Grundfrequenz, mit der der Generator schwingt, bei etwa 35 MHz. Ein sicherer Nachweis dieser Signale im UHF-Bereich ist nicht mehr möglich, doch dürften sie für die Prüfung von Eingangsteilen im VH F-Bereich (Band [ und III) ausreichend sein. Es sollte also, wenn möglich, ein D 200 C ver¬ wendet werden. Da das in den HF-Teil des Fernsehgeräts eingespeiste pulsmodulicrte Hochfrequenzsignal im Gerät unmittelbar mit der Bildfrequenz des Emp¬ fängers verknüpft wird, ergeben sich auf dem Bildschirm horizontale Strei¬ fen. Die Anzahl dieser horizontalen Streifen resultiert aus der Höhe der Niederfrequenz, mit der der HF-Generator pulsmoduliert wird. Eine NF- Frequenz von 100 Hz ergibt 2 Streifen, eine HF von 200 Hz 4 Streifen usw. Die Niederfrequenz, mit der der HF-Generator moduliert wird, muß also immer ein geradzahliges Vielfaches der Bildfrequenz von 50 Hz sein, um ein ruhiges Streifenmuster auf dem Bildschirm des Empfängers zu erhalten. Im Mustergerät wurde mit dem Einstellregler R2 eine Frequenz von 400Hz eingestellt. Die Einstellung stimmt, wenn, wie in Bild 2 dargestellt, auf dem Bildschirm 8 horizontale Streifen erscheinen. Die Tonfrequenz von 400 Hz ist auch im Lautsprecher des Fernsehgeräts zu hören. Bei diesen Einstellun- 251 Bild 2 Bildschirm bei 400-H:-Signal gen muß der Ausgang des Prüfstifts mit dem Antenneneingang des Fernseh¬ empfängers verbunden sein. Mit einer einfachen Zusatzschaltung (Bild 1 unten) kann der Prüfstift auch zur näherungsweisen Messung von Frequenzen benutzt werden, die ein geradzahliges Vielfaches der Bildfrequenz darstellen und unterhalb von etwa 1 kHz liegen. Oberhalb von 1 kHz wird die Auszählung der horizontalen Streifen problematisch. Die zu messende Frequenz f x ergibt sich dann nach der Gleichung: A = n- 50 Hz; f x - gemessene Frequenz in Hz, n - Anzahl der Streifen auf dem Bildschirm, 50 Hz - Bildfrequenz. Die Zusatzschaltung besteht aus einer einfachen Triggerschaltung, die aus dem NF-Eingangssignal ein TTL-Rechtecksignal formt. Der Trigger wird aus den Gattern D7 und D8 sowie den Widerständen R5 und R6 gebildet. Das NF-Signal der zu messenden Frequenz gelangt über C3 und den Span¬ nungsteiler R4 an den Eingang des Triggers. Mit RA läßt sich die Ansprech- 252 schwelle der Schaltung einstellen. Am Ausgang von D8 liegt das TTL- gerechte Signal an, das über den Umschalter S2 an den Modulationseingang des Gatters D4 gelangt. Die Verbindung des NF-Generators mit dem Modu¬ lationseingang des HF-Generators wird durch den Umschalter S2 dabei unterbrochen. Man kann die Triggerschaltung gleich mit in das Gehäuse des Prüfstifts einbauen, wenn es der Platz zuläßt. Der Bedarf an integrierten Schaltkreisen erhöht sich beim Einbau dieser Zusatzschaltung nicht, da im D 200 C (bzw. D 100 C) je I Gatter für die Triggerschaltung verwendet werden kann. Als Spannungsquelle für die gesamte Schaltung wird eine Flachbatterie mit 4,5 V Betriebsspannung benutzt. Die für TTL-Schaltkreise eigentlich etwas zu niedrige Arbeitsspannung gewährleistet jedoch eine sichere Arbeitsweise sowohl des HF- wie auch des NF-Generators. Da die Betriebsspannung der gesamten Schaltung nicht stabilisiert ist, arbeitet be¬ sonders der HF-Generator nicht sehr frequenzstabil. Das ist aber für die Funktion des Prüfstifts ohne wesentliche Bedeutung. Praktischer Aufbau Wichtig ist, daß die gesamte Schaltung mit allen ihren Bauelementen in einem abgeschirmten Gehäuse untergebracht wird. Nur auf diese Weise läßt sich eine unerwünschte HF-Störung sicher vermeiden. Auch die Spannungs¬ quelle und ihre Zuleitung zum Prüfstift müssen abgeschirmt werden. Als Gehäuse für den Prüfstift wird ein SVep/rAre-Malfaserstift benutzt, der auf Grund seines großen Durchmessers relativ viel Platz für den Einbau der Schaltung aufweist. Die Flachbatterie wird in einer Seifendose untergebracht. Beide Gehäuse werden innen mit Alufolie beklebt. Diese wird mit dem Massepotential der Schaltung verbunden, um eine gute Abschirmung zu gewährleisten. Die Spannungszuführung zum Prüfstift wurde durch lpoliges abgeschirmtes Kabel realisiert. Literatur [I] Begleitheft des VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) zum Halbleiterbastler¬ beutel Nr. 8, 1973 253 Dr. Frank Schattkowsky Dichtemesser für Colorvergrößerungen Die im Schwarzweißprozeß des Fotoamateurs gebräuchliche Methode, die Belichtungszeit und Blende beim Vergrößern aus Erfahrungswerten abzu¬ leiten bzw. durch Probestreifen zu ermitteln, führt beim Herstellen farbiger Papierbilder zu einem unvertretbar hohen Ausschuß. Die Ursachen dafür sind in einer Anzahl von Faktoren zu sehen, die die Dosierung der auf das Papier fallenden Lichtmenge bestimmen, wie auch im Verhalten des Farb¬ papiers selbst. Als wichtigste sollen hier genannt sein: 1. Der weich arbeitende Negativfilm erfordert ein Papier harter Gradation; das bringt eine erhebliche Verringerung des Belichtungsspielraums mit sich. 2. Das Farbnegativ ist durch die Maskierung in seinem Charakter schwerer als ein Schwarzweißnegativ zu beurteilen. 3. Obwohl das gebräuchliche Colorpapier nur in einer Gradation vorliegt, gibt es doch fabrikations- und lagerungsbedingte Empfindlichkeits¬ unterschiede. 4. Die notwendige unterschiedliche Filterung beeinflußt maßgeblich die effektive Lichtmenge. Ein Ausgleich ist zwar aus entsprechenden Tabellen zu ersehen, aber unter den Bedingungen der Dunkelkammerarbeit auf¬ wendig und bildet eine zusätzliche Fehlerquelle. 254 Nicht nur aus den oben angeführten Gründen gehen viele Amateure dazu über, den herkömmlichen Belichtungsmesserauch für Vergrößerungszwecke einzusetzen, was bei Verwendung hochwertiger Geräte eine Hilfe ist, auch wenn Empfindlichkeit und schnelle Handhabung noch Wünsche offen- lassen. Problemloser ist die Arbeit mit einem Dichtemesser, wie man ihn in vielen kommerziellen Coloranalysern findet; aber auch er kann Nachteile auf¬ weisen. So sind z. B. die meisten eingebauten Dichtemesser mit dem Filter¬ bestimmungsteil kombiniert. Eine Umprogrammierung der Filterwerte ver¬ stellt den Dichtemesser, so daß auch dieser korrigiert werden muß. Viele dieser Geräte messen integral und direkt unter dem Objektiv, letztere Me¬ thode berücksichtigt nicht den Vergrößerungsmaßstab. Die vorangegangenen Betrachtungen weisen auf einen Dichtemesser, der mit vertretbarem Aufwand folgende Eigenschaften aufweist: - Selektiv- und Integralmessung in Höhe des Grundbretts; - schnelles Umprogrammieren durch Einstellen einer Papierkonstante: - hohe Empfindlichkeit und Einstellgenauigkeit durch Leuchtdiodenwaage; - leichte Bedienung, auch bei völliger Dunkelheit; - geringes Volumen und eigene Stromversorgung. Der Konzeption des Dichtemessers lag die Theorie zugrunde, die Licht¬ menge durch Verändern der Blende bei konstanter Belichtungszeit zu dosie¬ ren. Damit werden Farbfehler durch die sich verändernde Farbtemperatur während der An- und Abschaltphase des Vergrößerungsgeräts vermieden. Deshalb hat das vorgestellte Gerät keine Eichung in Sekunden, sondern eine Grundeinstellung sowie eine Verdoppler- und Verdreifachereinstellung, was auch wesentlich zur Vereinfachung des Meßvorgangs beiträgt. Auf gesonderte Maßnahmen zur Temperaturkonstanz wurde verzichtet, da davon ausgegangen werden kann, daß die Bedingungen in der Dunkel¬ kammer immer annähernd gleich sind. Bei längerer Anwendung des vor¬ gestellten Dichtemessers hat sich die Genauigkeit bestätigt. Schaltungsbeschreibung und mechanischer Aufbau Von einem Fototransistor VT1, vor dem sich ein Infrarotsperrfilter befinden sollte, wird das Licht aufgenommen, so daß VT2 und VT3 entsprechend durchgesteuert werden. Durch .RI wird die Empfindlichkeit bestimmt. Ver¬ sieht man RI mit einer Skale (etwa von 1 ... 100), so läßt sich damit die Papierkonstante einstellen. VT5 erhält über RS und R9 eine konstante Spannung, die mit der durch die Lichtmenge bestimmten Spannung, die an die Basis von VT4 gelangt, verglichen wird. Nur bei völlig identischen Span¬ nungen leuchten beide LED auf, die durch VT6 bzw. VT7 angesteuert wer¬ den. R5 und R6 werden so abgeglichen, daß bei offenem Transistor die LED kurz vor der maximalen Lichtstärke ist. Eine Besonderheit ist die Kombi¬ nation von Rll, VD1 und VD4; sie bewirkt die Spannungsstabilisierung 255 SP 201B VT2...VT5=SC207 VTS...VT7=KF517o.ä. R12 Stromlaufplan des beschriebenen Dichtemessers für die Color praxis in der Dunkel¬ kammer und gestattet gleichzeitig die Batteriekontrolle. S1 ist ein Mikrotaster, der den Dichtemesser nur während des Meßvorgangs einschaltet, so daß bei normalem Einsatz im Amateurfotolabor die Batterie 1 Jahr lang ausreichen dürfte. Die gesamte Schaltung, einschließlich der Batterie, wurde auf einer Leiterplatte mit Abmessungen 52 mm x 88 mm untergebracht. Damit hat der Dichtemesser, mit einem Gehäuse aus kupferkaschiertem Material ver¬ sehen, die Abmessungen einer größeren Zigarettenpackung. Den Mikro¬ taster sollte man seitlich anbringen, damit er in Arbeitshaltung mit Daumen oder Zeigefinger bedient werden kann. Eichung des Dichtemessers Von einem normalen Negativ wird eine in Farbe und Belichtung richtige Vergrößerung im Format 9 cm x 12 cm angefertigt. Dabei ist darauf zu achten, daß Blende und Belichtungszeit so aufeinander abgestimmt werden, daß sich bei mittlerer Blende eine gerade Belichtungszeit ergibt, z. B. Blende 11 Belichtungszeit 6 s. Nun wird der Fototransistor VTI des Dichte¬ messers auf die mit demselben Negativ projizierte Stelle des Grundbretts ge¬ legt, die im späteren Bild noch durchgezeichnet werden soll. Das wird der Erfahrung nach der zweithellste Punkt des Bildes sein. Die LED VD2/VD3 werden nun in Balance gebracht und der auf der Skale von /?l angezeigte Wert auf der Colorpapierpackung als Konstante notiert. Ohne die Stellung des Dichtemessers zu verändern, schließt man die Blende um einen Wert und hat nach erneutem Abgleich von M die Verdopplerstellung auf der Skale, die im gewählten Beispiel dann ein Umstellen der Uhr auf 12 s erfordert. Die auf diese Weise gewonnene Zahl kann dann ebenfalls auf der Papier¬ packung entsprechend vermerkt werden. Schon mit diesen beiden Fest¬ zeiten lassen sich mit der normalen Blendenskale die gebräuchlichen Ver¬ größerungsmaßstäbe und unterschiedlichen Negativdichten meistern. Für 256 Extremsituationen reichte im Mustergerät die Empfindlichkeit noch für eine Verdreifacherstellung, die jedoch trotz Arbeiten bis zu 12facher Vergröße¬ rung noch nicht benötigt wurde. Bleibt nachzutragen, daß das vorgestellte Gerät mit seinem finanziellen und zeitlichen Aufwand auch im Schwarzweißlabor ökonomisch eingesetzt werden kann. ELEKTRONIK-SPLITTER Hochohmiges Voltmeter Bei der Spannungsmessung an hochohmigen Schaltungsteilen muß auch der Spannungsmesscr hochohmig sein, damit nicht durch die zusätzliche Belastung eine zu niedrige Spannung gemessen wird. Der Stromlaufplan zeigt ein einfaches MOSFET-Voltmeter, dessen Eingangswiderstand etwa 10 MQ beträgt. Mit dem Mehrstellenschalter S1 können die Spannungsmeßbereiche I V-5V - 10 V - 50 V - 100 V - 500 V für Gleichspannung umgeschaltet werden. Zum Schutz der Gateelektrode ist eine Glimmlampe (Zündspannung etwa 70 V) vorgesehen (VT1 = KF 520). Verwendet man einen MOSFET der DDR-Produktion (SMY 50/52, SM 103/104), so sollte man für VI eine Z-Diode (z. B. SZX 18/15 ) einbauen. Die Anzeige erfolgt mit einer Transistorbrückenschaltung (VT2 - SC 236 o.ä.). Das verwendete Meßwerk hat einen Vollausschlag von 100 p,A. Mit dem Ein¬ stellregler am Meßwerk wird der Vollausschlag eingestellt, das Potentiometer 10 kQ dient zur Nullpunkteinstellung. Die Stromaufnahme der Schaltung ist etwa 2,5 mA. Im Schaltungsteil b ist eine Tastkopfschaltung zu sehen, mit der Wechselspannungen bis 50 V (VD1 - SK 360/2) für Frequenzen bis etwa 1 MHz mit dem MOSFET-Voltmeter gemessen werden können. K „ 47n VD1 3 i3M Literatur [1] Broz, J., Hochohmiges Gleichspannungsvoltmeter, Amaterske Radio, Heft 11/1974, Seite 411 17 Schubert, Eljabu 84 257 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y2IXE Schaltungsrevue für den Anfänger Superhet mit Reflexschaltung Empfängerschaltungen, die von beginnenden Elektronikamateuren realisiert werden, arbeiten meist nach dem Geradeausempfängerprinzip. Die Emp¬ fangsleistungen sind meist mäßig, weil sich nur mit dem Superhetprinzip bessere Empfangsleistungen erreichen lassen. Beim Superhet ist aber nicht nur die HF-Empfindlichkeit günstiger (größeres Senderangebot), vor allem die Trennschärfe (Trennen des Empfangs frequenzbenachbarter Sender) wird wesentlich verbessert. Allerdings ist für das Superhetprinzip ein größe¬ rer materieller Aufwand erforderlich, dazu kommt der Frequenzabgleich der verschiedenen Schwingkreise. Das hält viele Anfänger davon ab, den Schritt zum Superhetprinzip zu gehen. Bild 1 zeigt den Stromlaufplan eines einfachen Transistorsupers, der als Taschenempfänger aufgebaut werden kann. Die Schaltung arbeitet mit 4 Transistoren, für viele Bauteile können solche aus defekten Transistor¬ supern verwendet werden. Der Eingangstransistor VT1 ist die Mischoszil¬ latorstufe. Ander Basiselektrode befindet sichder HF-Eingangsschwingkreis C1-Z.1 mit der Ankoppelspule L2, ansonsten nur noch der Spannungsteiler zur Einstellung der Basisspannung. Für das Superhetprinzip ist eine Hilfs¬ frequenz erforderlich, die Oszillatorfrequenz. Diese wird mit dem Oszillator¬ schwingkreis C2-L4 und der Rückkoppelspule L3 erzeugt. An der Kollektor¬ elektrode wird die Mischfrequenz, als Zwischenfrequenz ZF bezeichnet, durch den ZF-Schwingkreis C3-L5 ausgesiebt. Diese ZF ist genormt mit 455 kHz. Um diese ZF zu erhalten, muß die Oszillatorfrequenz um die ZF höher als die HF-Eingangsfrequenz schwingen. Für den Empfang des Mittel¬ wellenbereiches bedeutet das: Eingangsfrequenzbereich - 520 bis 1605 kHz, Oszillatorfrequenzbereich - 975 bis 2060 kHz, dann ist die Zwischenfrequenz ZF = 455 kHz. Dazu muß der Oszillator¬ drehkondensator eine kleinere Kapazitätsvariation haben, erreicht wird das mit dem Serienkondensator 180 pF zu C2/CT. Die ZF gelangt über die Koppelspule L6 an die Basiselektrode von VT2. Das ist eine Reflexverstärkerstufe, da sie sowohl als ZF wie auch als NF- Verstärker arbeitet. Das an der Basis liegende ZF-Signal wird verstärkt und an der Kollektorelektrode von VT2 von einem zweiten ZF-Schwingkreis 258 C4-L7 ausgesiebt. An der Auskoppelspule Z.8 liegt die Demodulatordiode VD, mit der die ZF demoduliert wird. Die dadurch entstehende NF-Span- nung ist am Lautstärkeregler R verfügbar, nachdem sie ein Siebglied passiert hat. Über den Kondensator 22 nF gelangt das NF-Signal zurück zur Basis¬ elektrode von VT2 und wird ebenfalls verstärkt. Gleichzeitig gelangt von der Diode VD aus eine Regelspannung an die Basiselektrode von VT2. Die Regelung arbeitet etwa so, daß größere Signale weniger und kleinere Signale 259 mehr verstärkt werden. Im Endeffekt erreicht man, daß sich für alle emp¬ fangswürdigen Sender in etwa eine gleiche NF-Spannung einstellt. Das von VT2 verstärkte NF-Signal steuert über den Treiberübertrager TI die NF-Gegentaktendstufe VT3/VT4, die ihrerseits mit dem Ausgangsüber¬ trager T2 abgeschlossen ist. Der Lautsprecher BL liegt an der Sekundär¬ wicklung von T2. Die erreichbare HF-Empfindlichkeit ist 1 bis 2 mV/m. Als NF-Ausgangsleistung genügen etwa 100 mW für einen Taschenempfän¬ ger. Die Transistoren sind Germanium-HF- bzw. -NF-Typen, z. B. VT1/ VT2 - GF 121, GT322 o.ä.; VT3/VT4 - GC 121, GC 301 o.ä.; VD - GA 100 o.ä. Als Lautsprecher eignet sich ein kleiner Typ mit 8-fi-Schwing- spule. Drehkondensator, Spulenkörper, Treiber- und Ausgangsübertrager können aus defekten Transistorempfängern verwendet werden. Zum Empfang des Mittelwellenbands gelten etwa folgende Spulenwerte: LI - 78 Wdg., HF-Litze 10x0,07, auf Ferritstab 8 mm Durchmesser, 100 mm lang; 1.2 = 12 Wdg., 0,2-mm-CuL, über LI gewickelt. L3 - 5 + 35 Wdg., 0,2-mm-CuL, kleiner Kammer-Spulenkörper mit HF- Abgleichkern; L4 = 110 Wdg., 0,1-mm-CuL, auf L3 gewickelt. L5 - 32 + 64 Wdg., 0,1-mm-CuL, ZF-Spulenfilter; L6 = 15 Wdg., 0,1-mm- CuL, auf L5 gewickelt. LI - 48 + 48Wdg., 0,1-mm-CuL,ZF-Spulenlilter; L8 = 48Wdg., 0,1-mm- CuL, auf LI gewickelt. Die ZF-Kreise werden auf die Frequenz 455 kHz mit einem Dipmeter, Prüfsender oder ZF-Oszillator abgeglichen. Eingangskreis und Oszillatorkreis können mit bekannten MW-Sendern abgeglichen werden. Dabei am Band¬ anfang immer mit dem Spulenkern, am Bandende mit dem Trimmer C T . HF-Verstärker für KW-Empfang Zur Verbesserung des Empfangs von Rundfunksendern im Kurzwellen¬ bereich kann man vor den eigentlichen Rundfunksuper einen HF-Verstärker vorschalten. Bild 2 zeigt eine geeignete Schaltung. Das Antennensignal gelangt über einen Kondensator kleiner Kapazität an einen abstimmbaren Schwingkreis, der etwa im Bereich von 5,5 bis -3V zum Antennen¬ eingang 0 Bild 2 HF- Verstärkerschaltung zur Verbesserung des KW-Empfangs [2] 260 12,5 MHz veränderbar ist. Über die Ankoppelspule L2 gelangt das HF- Signal an die Basiselektrode von VT1. Die HF-Germaniumtransistoren VT1/VT2 bilden eine Kaskadenschaltung zweier Kollektorstufen. Die Lei¬ stungsverstärkung ist etwa 16 dB. An der Emitterelektrode von VT2 wird das HF-Signal niederohmig ausgekoppelt. Praktisch wird der Ausgang der HF-Schaltung mit der Antennenbuchse und der Endbuchse des Transistor¬ supers verbunden. Für die Schwingkreisspule eignet sich ein Spulenkörper 8 mm Durch¬ messer mit HF-Abgleichkern. LI hat etwa 20 Wdg., L2 etwa 3 Wdg., 0,3-mm-CuL. Die Stromversorgung erfolgt aus einer 9-V-Batterie, oder sie wird dem nachfolgenden Empfänger entnommen. Die Stromaufnahme ist etwa 4 mA. Als Transistoren VT1/VT2 sind einsetzbar die Typen GF121, GT 322 o.ä. Die komplette Schaltung baut man in einen kleinen Kasten aus kupferkaschiertem Basismaterial ein. Auf die Drehkondensatorachse wird ein flacher Drehknopf montiert, wobei es genügt, auf der Deckplatte die Einstellungen für die KW-Rundfunkbänder 25 m - 31 m - 41 m -49 m zu markieren. Klangregelschaltung Bei üblichen Klangregelschaltungen werden die tiefen und hohen Frequenzen meist angehoben bzw. abgesenkt. Dabei bleibt der Frequenzbereich um 1 kHz oft unberücksichtigt. Setzt man für diesen mittleren Frequenzbereich eine weitere frequenzselektive Regelung ein, so kann man die mittleren Frequenzen ebenfalls anheben und absenken. Bild 3 zeigt dafür eine ge¬ eignete Schaltung, die mit dem Operationsverstärker MAA 741 arbeitet. Der Typ A 109 D kann mit der entsprechenden Frequenzkompensations¬ schaltung ebenfalls verwendet werden. Die 3 Potentiometer haben linearen Widerstands verlauf. Den mit dieser Schaltung erzielbaren Frequenzverlauf zeigt Bild 4 (T = tiefe Frequenzen, M = mittlere Frequenzen, H = hohe Frequenzen). Equalizerschaltungen Setzt man die Parallelschaltung von frequenzselektiven Regelungsschal¬ tungen entsprechend Bild 3 fort, so gelangt man zur Equalizerschaltung, die in der modernen Musikelektronik eine zunehmende Rolle spielt. Meist wendet man etwa 5 parallele Regelungsschaltungen an (z. B. 60 Hz - 240 Hz - 1 kHz - 3,5 kHz - 10 kHz), kann das aber bis auf 10 erweitern (32 Hz - 64 Hz - 125 Hz - 250 Hz - 500 Hz - 1 kHz - 2 kHz - 4 kHz - 8 kHz - 16 kHz). Mit der Equalizerschaltung hat man die Möglichkeit, den Frequenzgang eines NF-Verstärkers vielseitig zu beeinflussen, da man einzelne oder mehrere Teilfrequenzbereiche anheben oder absenken kann. Bild 5 zeigt eine Equalizerschaltung mit 10 parallelgeschalteten aktiven RC-Filterschaltungen. Tabelle 1 enthält die Werte der Filterkondensatoren C1/C2. Eingangs- und Ausgangsverstärker arbeiten mit dem Operations¬ verstärker MAA 741, auch die aktiven RC-Filter sind mit dem gleichen Operationsverstärker bestückt. Mit der Frequenzkompensationsschaltung versehen kann auch der Operationsverstärker A 109 D verwendet werden. Für eine Stereoschaltung ist die angegebene Schaltung doppelt auszuführen. Bild 6 zeigt, wie sich der Frequenzgang der Schaltung beeinflussen läßt. Tabelle 1 Werte der Kondensatoren zu Bild 5 / CI C2 32 Hz 180 nF 18 nF 64 Hz 100 nF 10 nF 125 Hz 47 nF 4,7 nF 250 Hz 22 nF 2,2 nF 500 Hz 12 nF 1,2 nF 1 kHz 5,6 nF 560 pF 2 kHz 2,7 nF 270 pF 4 kHz 1,5 nF 150 pF 8 kHz 680 pF 68 pF 16 kHz 360 pF 36 pF Bild 7 zeigt eine Equalizerschaltung mit Transistorbestückung, die mit aktiven RC-Filterschaltungen arbeitet. Tabelle 2 gibt die Werteder Konden- 263 satoren C1/C2 an. Als Transistoren eignen sich für VT1 ... VT4 der Typ SC 239e, für VT5 der Typ SC 308e. Diese Equalizerschaltung mit aktiven ÄC-Filtern kann auch mit Operationsverstärkern aufgebaut werden, wie Bild 8 zeigt. Dafür geeignet sind die Typen MAA 741 bzw. A 109 D mit Frequenzkompensalionsbeschaltung. Für die Kondensatoren CI und C2 gelten die Werte der Tabelle 2. Tabelle 2 Werte der Kondensatoren zu Bild 7/8 4 CI C2 50 Hz 220 nF 220 nF 200 Hz 56 nF 56 nF 800 Hz 15 nF 15 nF 3,2 kHz 3,9 nF 3,9 nF 12,8 kHz 1 nF 1 nF Wah-Wah-Schaltung für Gitarre Die in der Musikelektronik eingesetzte Wah-Wah-Schaltung (auch Wow- Wow genannt) ist ein sogenanntes Formantglissando. Dabei wird ein schmaler, angehobener Frequenzbereich über die gesamte Durchlaßband¬ breite des nachfolgenden NF-Verstärkers kontinuierlich verschoben. Elek¬ tronisch erreicht man das durch eine Veränderung der Resonanzfrequenz des Klangfilters, ln Bild 9 liegt das ÄC-Klangfilter zwischen Ausgang und 265 « o+3 V Bild 9 Stromlaufplan für eine Wah- Wah-Schaltung[6] Eingang eines Operationsverstärkers (C1/C2/C3 - R\IR2). Dabei ist RI das Potentiometer zur Frequenzänderung des Klangfilters. Mit dem Aus¬ gangspotentiometer R3 kann der Wah-Wah-Anteil variiert werden. Das Abstimmpotentiometer wird in ein Fußpedalgehäuse eingebaut, wo¬ bei die Potentiometerachse über einen Seiltrieb hin- und herbewegt werden muß. Akustischer Schalter ln manchen Anwendungsbereichen benötigt man einen Schalter, der durch akustische Signale ausgelöst wird. Solche Schaltungen bestehen meist aus NF-Verstärkerstufen für das akustische Signal, denen ein Relaisschalt¬ verstärker nachfolgt. Bild 10 zeigt das Beispiel für einen solchen akustischen Schalter, wobei ein Lautsprecher den Schall aufnimmt. Die Schaltschwelle ist mit dem Einstellregler am Kollektor von VT3 veränderbar. Als Tran¬ sistoren eignen sich für VT1 bis VT3 die Typen SC 236/SC 239e, der Transistor VT4 ist ein pnp-Typ, z.B. KF 517 o.ä. VD = Diode GA 100. B-V- Relais 266 Literatur [1] B. Milatiow, Reflex-Superhet-Rundfunkempfänger. Radio-Fernsehen-Elek- tronik (Bulg.), Heft 1/1982, Seite 6/7 [2] S.Kurtasov, HF-Verstärker für Rundfunkempfänger, RADIO, Heft 9/1982, Seite 55 [3] G. Sipos, HiFi-Verstärkerschaltungen. Budapest 1980, Seite 97/98 [4] wie [3], Seite 105 bis 109 [5] L. Galtschenkov/F. Wladimirov, Fünfpolige aktive Filter. RADIO, Heft 7/ 1982, Seite 39 bis 42 [6] M.Hodun, Wah-Wah-Modulator. radioelektronik, Heft 4/1981, Seite 95/96 [7] Z. Medek, Sammlung praktischer Schaltungen. Amaterske Radio, Heft B 2/ 1982, Seite 70 267 Ing. Egon Klajfke - Y22FA Elektroniktips aus dem Pionierhaus Prag Bereits im Elektronischen Jahrbuch 1979 wurden Schaltungen aus dem Pionierhaus Julius Fucik in Prag vorgestellt [1]. Die Abteilung Technik ist dieser Tradition treu geblieben und hat ihren Pionieren und Schülern neue Anregungen in Form der Faltblätter gegeben. Neben Eigenentwicklungen werden auch Schaltungen aus anderen Pionierhäusern und aus Zeitschriften veröffentlicht. Obwohl zu jeder Bauanleitung die Leiterplattenzeichnung und der Bestückungsplan vorhanden sind, gibt es die Leiterplatte zu kaufen. Aus der Fülle des vorliegenden Materials wurden 3 Bauanleitungen unter¬ schiedlichen Schwierigkeitsgrads ausgewählt. Das sind die Bauanleitungen für ein lautstarkes Telefon, einen Empfänger ohne Spulen und einen Beifalls¬ messer für die Disko. [2] Die wiedergegebenen Stromlaufpläne wurden durch Einfügen der Bau- elementenwerte ergänzt und sind somit ausführlicher afs die im Original. Allerdings befindet sich dafür in jedem Faltbatt eine ausführliche Stück¬ liste. Da alle Schaltungen unkompliziert sind, können einige Ergänzungen knapp gehalten werden. Trotzdem bleibt genügend Raum zum Experimen¬ tieren. Bild 1 Stromlaufplan des Verstärkers 268 Lautstarkes Telefon Geht man von Bild 1 aus, so erkennt man eine Verstärkerschaltung. Mit den nur 11 Bauelementen und den Abmessungen der Leiterplatte von 55 mm x 47,5 mm (Bild 2) ist sie leicht zu realisieren. Die Schaltung eignet sich daher für Arbeitsgemeinschaften im 1. und 2. Ausbildungsjahr. Das entspricht den Klassenstufen 5 und 6. Dabei wird vorausgesetzt, daß die Arbeitsgemein¬ schaft die wenigen Bauelemente bereits behandelt und das Löten geübt hat. Begonnen wird mit dem Aufbau des Verstärkers. Für jede Station wird je 1 Verstärker eingesetzt. Es sind also mindestens 2 Leiterplatten anzufertigen. Bild 2 Leiterplatte des Verstärkers Bild 3 Bestiickimgsplan für die Leiterplatte nach Bild 2 269 Bild 4 Stromlaufplan für Haupt- und Nebenstelle Das ist auch bei der Bereitstellung der Bauelemente zu beachten. Sollten die in der Originalschaltung verwendeten Transistoren KC 507, KC 508, KC 509, KC 147, KC 148 oder KC 149 für VT1 und VT2 nicht zu bekom¬ men sein, wird dafür der SC 207 eingesetzt. Für den KF 506 kann der SF126 benutzt werden (VT3). In der Bauanleitung ist von einem «einfachen Ausgangsübertrager» die Rede. Angaben über Mikrofon und Lautsprecher fehlen ebenfalls. In diesem Fall wird zu rechnen und zu experimentieren sein. Bild 4 stellt die Stromversorgung und die Schaltung für I Haupt- und 1 Nebenstelle dar. Bild 5 zeigt die Schaltung für eine Verbindung von 2 Hauptstellen. Jede Hauptstelle verfügt außerdem über eine Rufeinrich¬ tung. Senden und Empfangen werden in jeder Hauptstelle mit dem Um¬ schalter S eingeschaltet. Bild 5 Stromlaufplan für Hauptstellen mit Rufeinrichtung 270 MA0W3A Empfänger ohne Spulen Bei dieser Schaltung handelt es sich mehr um ein Experiment für fort¬ geschrittene AG-Teilnehmer. Im Stromlaufplan (Bild 6) ist deutlich die Ver¬ stärkerstufe mit dem Schaltkreis zu erkennen. Dafür sollte ein bereits vor¬ handener Verstärkerbaustein verwendet oder ein ähnlicher auf gebaut wer¬ den. Die Grundschaltung des /JC-Eingangskreises ist bereits aus [3] be¬ kannt. Dieser Eingangskreis weist folgende Besonderheiten auf: Stehen die Umschalter auf 2 und 4 (Ausführung auch als doppelter oder Zweiebenen¬ schalter möglich), wird das Tandempotentiometer WO Wirksam. Damit wird der Mittelwellenbereich von etwa 550 ... 1550 kHz erfaßt. Die Stellungen 1 und 3 ergeben die Einstellung einer Festfrequenz. Zu beachten ist, daß har¬ monische Frequenzen auftreten und somit Sender mehrmals im Gesamt¬ bereich zu hören sein können. Als Transistoren werden im Original KF124 verwendet. Man versuche es mit SF 215. Beifallsmesser Die Schaltung (Bild 7) und ihr Aufbau (Bild 8 und Bild 9) weisen keine Be¬ sonderheiten auf. Augenmerk ist auf die Anpassung des Lautsprechers BL zu legen. Die Schaltung ist für junge Elektroniker gedacht. Mit dem kleinen Gerät kann die Diskoband ihren Beifall und sicher auch ihre Lautstärke messen. Literatur [1] E.Klaffke, Elektroniktips aus dem Pionierhaus Prag. Elektronisches Jahr¬ buch 1979, Seite 241, Berlin 1978 [2] Bauanleitungen aus dem Pionierhaus Prag, zum Teil ohne Angaben der Autoren. Originaltitel: «HLAS1TY TELEFON», «pfijimac bez civek» und «indikätor.potlesku» [3] K.- H. Schubert, Schaltungsrevue für Elektronikamateure. Elektronisches Jahrbuch 1980, Seite 247, Berlin 1979 [4] K.K. Streng, Transistordaten, Berlin 1976 Bild 7 Stromlaufplan des Beifallsmessers Bild 8 Leiter platte f iir den Beifaüsmesser Bild 9 Bestückungsplan fiir die Leiterplatte nach Bild 8 18 Schubert, Eljabu 84 273 Dr. Hans-Jürgen Kowalski Aktives Stereoseitenbandfilter Aktives MPX-Filter 9. Grades MPX-Filter (Stereoseitenbandfilter) werden zur Verbesserung der Demodu¬ lation von Stereosendungen eingesetzt. Es handelt sich dabei um Tiefpa߬ filter, die das MPX-Signal bis 54 kHz ungehindert durchlassen und die darüberliegenden Frequenzen dämpfen [1], MPX-Filter bestehen häufig aus einem versteilerten Tiefpaß mit zusätz¬ licher Laufzeitkorrektur durch einen aktiven oder passiven Allpaß [2], so daß ein möglichst linearer Phasengang entsteht, der für eine verzerrungs¬ freie Demodulation des MPX-Signals erforderlich ist. Im folgenden soll mit der Realisierung als aktive Potenzfilter ( Butterworth- Filter) ein Kompromiß zwischen Aufwand und Laufzeitverzerrungen ein¬ gegangen werden. Am günstigsten würde sich die Realisierung als Bessel- Filter gestalten. DieForderung,daßdasFilterbeiderFrequenz/ = 114kHz (zweiten Ober¬ welle der Pilottonfrequenz) eine Dämpfung von 60 dB aufweist und daß /o = 57 kHz ist, erfüllt nach [3] ein Potenzfilter 9.Grades. Bild 1 zeigt nach [4] die normierte Filterstruktur eines aktiven RC-Butter- worth-Tiei passes 9. Grades in Kaskadenrealisierung, d.h. Realisierung des kompletten Filters aus mehreren Filtergrundbausteinen 1., 2. oder 3. Grades. Dabei ist zu beachten, daß erst die Kettenschaltung der Teilfilter die ge¬ wünschte Approximation ergibt. Mit einem Entnormierungswiderstand von 10 kQ und mit einer Ent- normierungsfrequenz von/ 0 = 57 kHz erhält man die entnormierte Filter¬ struktur nach Bild 2. (Ausführlich werden Fragen der Normierung und Entnormierung in [4] behandelt.) Bild 3 zeigt eine einfache, praktisch erprobte Schaltung, bei der durch die abwechselnde Folge von pnp- und npn-Transistoren günstige Aussteuerungs¬ verhältnisse geschaffen werden. Um parasitäre HF-Schwingungen zu ver¬ meiden, die durch die hohe Transitfrequenz der Transistoren bei ungünsti¬ gem Schaltungsaufbau entstehen können, wurden die einzelnen Stufen durch LC-Siebglieder sorgfältig entkoppelt. Die in Bild 3 angegebenen Kapazitätswerte wurden durch Ausmessen auf etwa 1 % und durch geeignete Parallelschaltung realisiert. Die relative Toleranz der Filterwiderstände betrug untereinander etwa 1 %, absolut ± 2 %. 274 1 ' 327 X 0,5169-J^ ^ j 0,7661 ^ j 0^999 ^ 0,1716 ^ 275 Bild 3 Vollständige Schaltung des MPX-Filters 9. Grades Mit der angegebenen Dimensionierung ergaben sich ohne nachträglichen Abgleich für f 0 = 54 kHz —3 dB, bei sonst idealem Amplitudenverlauf. Die Sperrdämpfung von 60 dB wurde bei 118 kHz erreicht. Im NF-Bereich lag die Rauschspannung bei kurzgeschlossenem Filter¬ eingang etwa zwischen 0,5 und 1,5 pV (gemessen mit dem polnischen selek¬ tiven Nanovoltmeter Typ 207), entsprechend einer Oktavselektivität von 50 bzw. 25 dB. Mit 1 pV Rauschspannung ergibt sich, bezogen auf den maximal möglichen Eingangspegel (4 bis 5 V bei U B = 15 V), ein Signal/ Rausch-Abstand von 132 bzw. 134 dB. Ergänzend sei erwähnt, daß diese Messung nur bis etwa 5 kHz vorgenommen werden konnte. Bild 4 und Bild 5 zeigen Leiterbild und Bestückungsplan eines Leiterplat¬ tenentwurfs. Bild 6 zeigt ein Foto der vollständig bestückten Leiterplatte. Literatur [1] H.-J. Kowalski, Integrierter PLL-Stereo-Multiplex-Dekoder A 290 D mit aktiven RC-Filtern. FUNKAMATEUR 28 (1979) Heft 4, Seite 172 bis 174 [2] R. Sonnefeld/K.Brehm, HiFi-Stereosteuergerät Carat S. radio fernsehen elektronik 27 (1978) Heft 12, Seite 770 bis 796 [3] G. Fritzsche, Theoretische Grundlagen der Nachrichtentechnik. Berlin 1972 [4] H.-J.Kowalski, Aktive RC-Filter, electronica, Band 193, Berlin 1981 278 Dipl.-Journ. Harry Radke Neubeginn mit Bewährtem Bernhard Wiezorek, Y3JYF, ist souverän ruhig, gelassen optimistisch. Das kann sich der Kreisausbildungsleiter vormilitärische Nachrichtenausbildung der GST-Kreisorganisation Senftenberg in dieser Stunde leisten, obwohl so etwas wie eine Premiere anläuft: ln der GST-Grundorganisation General A.S.Sotow im VEB Braunkohlenveredlung Lauchhammer beginnt heute die Spezialausbildung in der vormilitärischen Laufbahnausbildung Nachrichten¬ spezialist, wie sie der VII. Kongreß der GST im Juli 1982 beschloß. Die Grundorganisation verfügt über jahrelange Erfahrungen und Erfolge in der vormilitärischen Nachrichtenausbildung, so daß die Kameraden Bewährtes für das Neue übernehmen konnten, um «den Teilnehmern ein solches mili¬ tärisches Grundwissen und solche nachrichtentechnischen Kenntnisse und Fertigkeiten zu vermitteln, die sie befähigen, in beliebigen Verwendungen der Nachrichtentruppen sofort nach ihrer Einberufung an Nachrichten¬ geräten einfache Gefechtsaufgaben im Sprechfunk- und Fernsprechbetriebs¬ dienst zu erfüllen», wie das höchste Forum der sozialistischen Wehrorgani¬ sation der DDR das Ziel der vormilitärischen Laufbahnausbildung Nach¬ richtenspezialist beschloß. Auf den heutigen Tag haben sich Genosse Wiezorek und die fünf Aus¬ bilder der Speziallaufbahnausbildung - alle sind als Funkamateure ideal « vorbelastet» - langf ristig vorbereitet. Sie haben sich mit der Technik vertraut gemacht und sie ein letztes Mal überprüft, sich auf bestimmte Themen des Ausbildungsprogramms jeweils spezialisiert, die sie in Konspekten auf¬ gearbeitet haben (wobei Joachim Radig, Y24FF , sogar seine Kenntnisse von der Ausbildung an der Unteroffiziersschule einbringen konnte), haben alle ihre Ideen und Erfahrungen in den Ausbildungsdokumenten untergebracht, die Teilnehmer schließlich auf die Anforderungen eingestimmt. Mit der Autorität der Zugführer Obwohl jetzt die Spezialausbildung beginnt: Die Zugführer sind im Aus¬ bildungszentrum anwesend, und das wird an jedem der monatlichen Aus¬ bildungstage so sein. Sie sind für den reibungslosen Ablauf der Ausbildungs¬ tage mitverantwortlich, führen ihre Züge auch an diesen Tagen der Spezial- 279 Bild I Erstes Bekanntmaclien mit dem Feldfernsprecher FF 63 und der Fern¬ sprechvermittlung OB 62/10, die ab Ausbildungsjahr 1982/83 in der vor¬ militärischen Laufbahnausbildung Nachrichtenspezialist eingesetzt werden ausbildung, unterstützen die Ausbilder (Gruppenführer) vor allem aktiv in der wehrpolitischen Schulung. Wesentliche Vorteile dadurch sind ein straffer Ablauf und eine hohe Disziplin sowie die dadurch mögliche konsequente Spezialisierung der Ausbilder auf bestimmte Themen des Ausbildungs¬ programms, was wiederum ein hohes Ausbildungsniveau sichert. Die Zugführer kennen die jungen Kameraden schon seit September, dem Beginn des Ausbildungsjahres, haben ihnen seitdem systematisch und kon¬ zentriert vormilitärische Grundkenntnisse vermittelt, wobei sie besonderen Wert auf die Schießausbildung und die physische Ausbildung legten. Übri¬ gens läßt das hervorragend ausgerüstete Ausbildungszentrum der Grund¬ organisation für keinen der Ausbildungszweige Wünsche offen! Wann immer sich während der Spezialausbildung Gelegenheiten bieten - etwa Stationswechsel, Märsche ins Ausbildungsgelände, Funkübungen -, nutzen die Zugführer diese, um die allgemeinen vormilitärischen Kenntnisse der Jungen aufzufrischen. Das war in der bisherigen vormilitärischen Nach¬ richtenausbildung kaum möglich. «Wir sind jetzt schon sicher, daß die all¬ gemeinen vormilitärischen Kenntnisse der Jugendlichen ein höheres Niveau 280 Bild 2 Jochen Lenz (links) und Karsten Benkert aus der GST-Grundorganisation General A. S. Solow in Lauchhammer werden Offiziere , worauf sie sich auch in der vormilitärischen Laufbahnausbildung vorbereiten haben als die Jahre zuvor, schon weil das Ausbildungsprogramm jetzt dafür auch im Ablauf bessere Möglichkeiten geschaffen hat», resümiert der Hundertschaftskommandeur Genosse Wilfried Adam, wie auch die Zug¬ führer Fachlehrer an der Betriebsberufsschule und nach einem Lehrgangs¬ besuch am Bezirksausbildungszentrum auch im Besitz der Betriebsberech¬ tigung Sprechfunk (!). Eine weitere Erfahrung wurde übernommen: die Patenschaften einiger Abteilungen von Betrieben im Kreis über Züge der vormilitärischen Nach¬ richtenausbildung, solchen Abteilungen, in denen Ausbilder der vormilitä¬ rischen Laufbahnausbildung Nachrichtenspezialist arbeiten (was übrigens auch das Verständnis derer Kollegen für ihr Engagement in der vormilitäri¬ schen Ausbildung erhöht hat). Da wird vieles getan, um sich gegenseitig kennenzulernen, gemeinsam politisch-ideologisch zu arbeiten, sich über Probleme der vormilitärischen und beruflichen Ausbildung auf der einen Seite und über betriebliche Aufgaben und Probleme auf der anderen Seite auszutauschen, sich gegenseitig zu helfen, auch gemeinsame Schießvergleichs¬ wettkämpfe zu veranstalten, bei Höhepunkten der vormilitärischen Aus- 281 Bild 3 Die Fernsprechvermittlung OB 62/10 ist eine schnurlose Verbindung, die in der vormilitärischen Laufbahnausbildung Nachrichtenspezialist auch eingesetzt wird als Funkvermittlung. Hier erläutert Bernhard Wiezorek, Y31 YF (zweiter von links), die Bedienungsweise des Geräts bildung wie Leistungsüberprüfungen oder Abschlußübungen dabeizusein, die Technik für vormilitärische oder wehrsportliche Nachrichtenausbildung auf Vordermann zu halten, um gemeinsam Einheiten der bewaffneten Kräfte zu besuchen, um über die Sicherung des militärischen Berufsnach¬ wuchses zu sprechen. Und natürlich nutzen die Ausbilder weiterhin alle Möglichkeiten, um die besten Teilnehmer an der vormilitärischen Laufbahnausbildung Nachrich¬ tenspezialist schon bald für den Amateurfunk zu interessieren - nicht so sehr, um dafür Nachwuchs zu gewinnen, sondern mehr deshalb, um das Interesse zu wecken bei einem Teil der Jugendlichen für die spätere Teil¬ nahme an einem Lehrgang am Bezirksausbildungszentrum, bei denen das Hören von Morsezeichen gelehrt wird, womit bestimmte Jugendliche direkt auf ihren Wehrdienst vorbereitet werden. Interessante Funkübungen garantiert Die Ausbildung künftiger Nachrichtenspezialisten erfolgt in Lauchhammer getreu dem Ausbildungsprogramm. Bernhard Wiezorek und seine Aus¬ bilder - alles gediente Reservisten - gehen zu Recht davon aus, daß das 282 Bild 4 Die Fernsprechgeräte können mit den Funkgeräten kleiner Leistung ge¬ koppelt werden. Dann sind Diensteerbindungen, Funkgespräche oder die Fernbedienung des Funkgeräts möglich - abwechslungsreiche und interes¬ sante Aufgaben für künftige Nachrichtenspezialisten Programm thematisch und im Ablaufein Optimum darstellt, das zu erfüllen sie alle materiellen und personellen Voraussetzungen haben (auch wenn sie gegenwärtig noch nicht wissen, wer die Vermittlung dis Themas Signal¬ austausch in russischer Sprache mit gutem Niveau durchführen kann). Dar¬ über hinaus schulen sie sich vor jedem monatlichen Ausbildungstag instruk¬ tiv-methodisch, wozu sie einen ihrer Klubstationsabende nutzen können, weil sie alle sich jeden Dienstag an der Klubstation Y31ZF treffen, die eben¬ falls im Ausbildungszentrum ihr Domizil hat, so daß auch gleich technische Vorbereitungsarbeiten mit ausgeführt werden können. (Bernhard ist übrigens auch der Funkgerätewart.) Manfred Ockert, Y24JF/Y3JZF, Unteroffizier der Reserve, konnte dabei schon mehrfach seine beruflichen Kenntnisse als Telefonspezialist ausspielen, so daß alle Ausbilder selbst mit der neuen Aus¬ bildungstechnik bestens vertraut sind. Im Ausbildungszentrum stehen sowohl genügend Plätze an Funkpulten zur Verfügung als auch ausreichend viele UKW-Funkgeräte kleiner Leistung sowie zwei komplette Sätze Fernsprechtechnik (Feldfernsprecher mit dazu¬ gehörigen Vermittlungen und Kabeln), so daß die Ausrüstung für varianten¬ reiche Funkübungen komplett ist. Dem kommt noch entgegen, daß es für die vormilitärische Ausbildung künftiger Nachrichtenspezialisten Bestim¬ mungen über den Gebrauch von Rufzeichen gibt, die nicht mehr an be- 283 stimmte Funkgeräte gebunden sind und somit während einer Funkübung ausgetauscht werden können. Zusätzlich zu verschiedenen Anschalt- und Betriebsarten der Geräte kann den jungen Ausbildungsteilnehmern so viel immer wieder Neuartiges an Wissen und Können abverlangt, kann die Übung so spannend gestaltet werden, daß jeder mit Spaß und Interesse bei der Sache ist. Die Ausbilder haben sich nicht nur vorgenommen, hierbei alle technischen Möglichkeiten auszuschöpfen, sondern auf der anderen Seite streng darauf zu achten, daß die Vorschriften für den Funkbetriebsdienst von jedem Ausbildungsteilnehmer genau eingehalten werden - nicht zuletzt des¬ halb, weil sich nur mit dieser Disziplin das Ziel der Ausbildung - in der Armee sofort einfache Gefechtsaufgaben übernehmen zu können - erreichen läßt. Waren Funkübungen bisher - natürlich nicht so groß und andauernd an¬ gelegt - maximal zweimal im Jahr für die Lauchhammer Kameraden mög¬ lich, hatten die damaligen Ausbildungsteilnehmer schon vieles davon mit¬ genommen, vieles lernen können. Methodisch .bewährt hat sich, daß die Jungen nur mit Karte und Kompaß sowie Funkgerät ausgerüstet trupp¬ weise ins Gelände geschickt wurden, ihren Standort zu suchen, dabei über Funk geführt wurden, daß Standorte und Frequenzen zu wechseln und be¬ stimmte Sprüche zu bestimmten Zeiten abzusetzen waren, wie es weitgehend der Praxis in der Armee entspricht. «Die große Übung, die war über fünf Stunden. Wir waren völlig auf uns allein gestellt, mitten im Gelände, selbst zu essen mußten wir uns was besorgen. Ständig war Funkbetrieb, und wenn man etwas nicht gleich packte, fehlte einem die Zeit anschließend. Aber das alles hat einen riesengroßen Spaß gemacht.» Der 18jährige Frank Barnowski bezeugt das, der jetzt - noch nach dem bisherigen Ausbildungsprogramm - die vormilitärische Nachrichtenausbildung abschließen wird - als einer der Besten. Anschließend wird der junge Genosse sich auf seinen Offiziersberuf an der Offiziershochschule der Landstreitkräfte vorbereiten. Einer seiner Ausbilder ist nur fünf Jahre älter als er: Frank Lade - unter¬ dessen Funkamateuren als Y31TF bekannt -, Leiter einer der Sektionen Nachrichtensport der GST-Grundorganisation General A.S.Sotow. Frank hatte von 1976 bis 1978 im gleichen Betrieb den Beruf eines Elektrikers ge¬ lernt und war bei der vormilitärischen Ausbildung als ein guter Tastfunker aufgefallen, wurde für die nachrichtensportliche Ausbildung gewonnen, qualifizierte sich im Wehrsport zusätzlich. Bei der Volksmarine diente er an¬ schließend als Funkmeßgast. Nach seiner Versetzung in die Reservesetzte er seine nachrichtensportliche Ausbildung fort, besuchte auch einen Lehrgang an der Zentralschule der GST Ernst Schneller zur Qualifizierung zum Aus¬ bilder Funk, erwarb 1982 die Amateurfunkgenehmigung. Frank ist - im Kollektiv der Ausbilder in der Grundorganisation - der richtige Mann: mit noch frischem Wissen und mit Können an aktueller Technik aus der Armee¬ praxis, mit aufgefrischtem gutem theoretischem Wissen als Funkamateur und Ausbilder, jeweils instruktiv-methodisch unmittelbar auf die Ausbildung vorbereitet - so ist es wahrlich kein Wunder, wenn Bernhard Wiezorek an¬ gesichts solcher Ausbilder vor der Premiere so ruhig sein kann. 284 Die Funkzugführer Klaus-Dieter Thorentz kennen, sagen: Major Klaus König «Der Leutnant macht Späne!» Wie ein «Mangelhaft» anregte, über Studienhaltung und politi¬ schen Auftrag nachzudenken / Wie ein Zugführer es lernte, seine Unterstellten zielstrebig auszubilden und auf Bestenkurs zu führen «Stationsleiter melden!» befiehlt Leutnant Klaus-Dieter Thorentz, mit einem Hauch Mecklenburgisch in der Stimme, im engen Arbeitsraum des GAS-66 über Wechselsprechanlage. «Bereit!» schnarrt die Stimme vom anderen Ende der Leitung. «Frequenzwechsel!» fordert der Leutnant knapp. «Ein Teilnehmer liegt nicht an!» Eine kurze Notiz im Dienstbuch der Funk¬ zentrale. Da schrillt einer der Amtsanschließer auf dem Arbeitstisch, auf¬ dringlich - die Stromversorgung der Funkstationen aus dem Ortsnetz wird angekündigt. Den Hörer noch in der Linken, wandert die rechte Hand des Leutnants zum Rundspruch über die Leuchttasten der Sprechanlage. Bild 1 Arbeitsraum des Diensthabenden Funkverbindungen im GAS-66: Von hier aus koordiniert Leutnant Klaus-Dieter Thorentz die Arbeit der Funk¬ zentrale - vom System der Verbindungen bis zur Rundumverteidigung 285 Bild 2 Senderamn einer Station mittlerer Leistung im Basisfahrzeug SIL-121. Funkzugführer Leutnant Thorentz prüft die geschalteten Dienstverbindun¬ gen und Kanäle Kontrollampen flackern auf. «Eigenversorgung der Stationen abbrechen!» befiehlt der Funkzugführer. Minuten später verebbt draußen auf der Lich¬ tung das monotone Summen der Aggregate. Wer den Leutnant so in Aktion erlebt, gewinnt den Eindruck, der weiß, was er will. Seine Unterstellten hatten das kurz zuvor mit Worten formu¬ liert, die bei ihnen gang und gäbe sind: «Der Leutnant macht Späne!» Späne? hatte ich da gestutzt und mir vorgestellt, wie das wohl aussehe. Aufschluß darüber erhalte ich nun, als mir der Leutnant seinen Werdegang erzählt... Funker und nichts anderes... Als löjähriger hat er schon gewußt, was er werden will - Nachrichtenoffizier der NVA. Begeistert hat er seinen Vater damit nicht. Gehofft hatte der, Klaus-Dieter würde in seine Fußstapfen treten. Elektromonteur werden, Ingenieur... Doch der Junge ging nur den ersten Schritt, lernte Elektro¬ monteur, entdeckte in der GST-Laufbahnausbildung sein Interesse für die Funkerei, erwarb Betriebsberechtigungen, leitete schließlich den Funkzirkel an der Berufsschule. Nicht lange dauerte es, und er wurde Kreis- und Bezirks¬ meister im Funkmehrkampf. - Was Wunder, daß die Offiziere vom Wehr- 286 kreiskommando zur Musterungsüberprüfung mit ihm länger sprachen als allgemein üblich. Der Erfolg: Am Ende des Gesprächs zog Klaus-Dieter Thorentz seine Verpflichtung als Unteroffizier auf Zeit zurück. Statt dessen entschloß er sich, an der Offiziershochschule «Ernst Thälmann », Sektion Nachrichten, ein Studium aufzunehmen. Dort angekommen, stöhnte er bald: Da hast du dich ja auf was eingelassen! Doch aufstecken, das wollte er nicht. Aus jener Zeit rührt sein heute geflügeltes Wort: Wenn du was er¬ reichen willst, mußt du «Späne machen» - dich reinknien bis zum Ende. Und reingekniet hat er sich! Ob Elektronik, Schalten - Messen - Prüfen, Gerätelehre, Betriebsdienst... in allen Fächern, die mit Nachrichtentechnik zu tun hatten, wurden Offiziers¬ schüler Thorentz bald sehr gute Leistungen bescheinigt - einer der Gründe, weshalb ihn die Genossen der Seminargruppe auch zu ihrem Parteigruppen¬ organisator wählten. Sechs Monate später, so erzählt er, «kam der Hammer». Im Fach Dialektischer und historischer Materialismus schaffte Klaus-Dieter Thorentz nur eine 4, trotz Vornote 2. In den Erdboden wäre er am liebsten versunken, der Parteigruppenorganisator. Er, der andere öfters gemahnt hatte, ihre Studienzeit auszunutzen, und von dem die Genossen ein Beispiel erwarteten. 30 Minuten lang hatte er während der Prüfung Unbehagen verspürt. Von Bild 3 Das Einhängen der Dipolspeiseleitung wird vorbereitet 287 Bild 4 Aufbau des 12-m-Dipolseiulemastes für Stationen mittlerer Leistung, be¬ stehend aus 10 Teilen je 1,20 m Länge keinem der Prüfer war während seines Vortrags aufmunternd genickt wor¬ den. Abgebrochen hatten sie schließlich. Fragen gestellt, die er meinte, längst beantwortet zu haben. Stunden später saß das «Häuflein Unglück» dem Zugführer gegenüber, zum Gespräch unter vier Augen, von Genosse zu Ge¬ nosse. Der sagte ihm auf den Kopf zu: Sie haben die Prüfungsvorbereitun¬ gen auf die leichte Schulter genommen! Der kaufte dem Offiziersschüler auch die Ausrede nicht ab, daß es ihm nicht liege, «ellenlange Vorträgezu halten». Statt dessen führte er den Unterstellten zu den wahren Ursachen des Ver¬ sagens, zum fragwürdigen Standpunkt des Offiziersschülers Thorentz, er wolle nur Funker werden und nichts anderes... Am Ende dieses offenen Ge¬ sprächs um militärische und politische Erfordernisse versprach der künftige Nachrichtenoffizier dem Zugführer, von nun an auch in der gesellschafts¬ wissenschaftlichen Ausbildung «Späne zu machen». Und das sah seit jenem Tage so aus: Er notierte in den Vorlesungsmitschriften f ortan nur noch Stich¬ punkte, um wesentliche Gedanken festzuhalten und sich beim Wiederholen im freien Vortrag zu üben. Er schleppte Bände von Marx und Engels heran, um nachzuarbeiten, was er versäumt hatte. Und er nutzte die Selbststudien¬ zeit noch gewissenhafter. So beendete er schließlich die Offiziershochschule mit dem Prädikat «gut» - darunter die Fächer Wissenschaftlicher Kommu¬ nismus mit der Note 1 und die Politische Ökonomie mit der 2. 288 Bild 5 Mit wenigen Handgriffen ist die Rahmenantenne auf dem Dach des SIL-121 sendebereit. Neben ihr können auch Dipol-, Flach-, Stab- und V-Antennen betrieben werden Aus jedem Tag das Beste machen Die Begrüßung in der Truppe war ernüchternd. Kriterium der Wahrheit ist immer noch die Praxis - mit diesen Worten wurde Leutnant Klaus-Dieter Thorentz von dienstälteren Offizieren empfangen. Und in der Tat, er mußte «so manche Feder lassen», bevor er Fuß gefaßt hatte. Unendlich viel stürmte auf ihn ein: Die Verantwortung für einen Zug, für die politische Bildung und militärische Befähigung der Spezialisten an den Funkstationen, für die Einsatzbereitschaft der Technik und vieles andere mehr. Das er¬ forderte, planmäßig und besonnen vorzugehen. Und genau das bereitete dem Leutnant die größten Schwierigkeiten. Zu seinem Wahlspruch zu stehen, aus jedem Tag das Beste zu machen, das gelang ihm nicht auf Anhieb. Die Auf¬ gaben wuchsen ihm über den Kopf - der anstehenden Abschlußüberprüfung Rechnung zu tragen, die Technik auf Winternutzung umzustellen und die Ausbildung junger Soldaten vorzubereiten. Wie Schuppen fiel es ihm von den Augen: Du hättest die Fragen und Probleme klären sollen, als sie sich ergaben, und nicht warten dürfen, bis sie dir unter den Nägeln brennen. Nun drängte die Zeit unerbittlich. Zwei Tage vor Ausbildungsbeginn der neuen Soldaten Wollte sein Vor¬ gesetzter Grafik, Dienstpläne und Konspekte vorgelegt haben. Da mußt du aber gehörig Späne machen, sagte sich bei einem Zeitpolster von nur noch 19 Schubert, Eljabu 84 289 Bild 6 Von einem Hupsignal alarmiert , beziehen die Flinker vorbereitete Stellun¬ gen in der Rundumverteidigung 24 Stunden der Leutnant. Und als er dennoch nach einer Nachtschicht beim Stellvertreter für Ausbildung aus dem Zimmer «flog», da schwante Klaus- Dieter Thorentz, daß er künftig planvoller arbeiten müsse. Im Moment frei¬ lich nutzte ihm diese späte Erkenntnis nichts mehr. Da half nur eins, Rat bei erfahrenen Ausbildern einzuholen und weitere zwei Nachtschichten ein¬ zuschieben. In diesen Stunden hat er, wie er sagt, mehr begriffen als in Wochen oder Monaten davor. Ausgebildet nach Schema F Nicht weniger lehrreich waren für Leutnant Thorentz die ersten Wochen des Ausbildungsjahres. Sechs Wochen lang hatte er die Funker ah den Stationen kleiner und mittlerer Leistung im Hören auszubilden, weitere zwei im per¬ fekten Geben. Viel Zeit ist das nicht, doch genug für einen zielstrebigen Ausbilder. Leutnant Thorentz wähnte sich sicher, das Ziel in der vorgesehe¬ nen Zeit zu erreichen. Das ausgewogene Leistungsniveau seines Zuges be¬ stärkte ihn. Nie hätte er geglaubt, damit «auf die Nase zu fallen». Das aber geschah. Nach vier Ausbildungswochen bestätigte ihm eine Leistungs¬ kontrolle durch den Stab zwar ein ausgewogenes Leistungsniveau seiner Funker - sie ergab aber auch, daß die Funker des Leutnants unter den For¬ derungen des Ausbildungsprogramms blieben. 290 Bild 7 Das Absetzen des Stromaggregats mit dem stritktiirmäßigen Kran des SIL-121 erleichtert die Arbeit der Nachrichtensoldaten Den ganzen Abend lang hatte der Leutnant dann über die Ursachen nach- gegrübelt, hatte sich an die Methodik der Ausbilder an der Offiziershoch- schule erinnert und war mehr und mehr zu der Einsicht gelangt, das Pro¬ gramm hast du absolviert, ohne nach links oder rechts zu schauen, ohne Stärken und Schwächen der Unterstellten Rechnung zu tragen. An diesem Abend sagte er sich: Willst du das ausbügeln, mußt du ganz schön Späne machen, und nicht nur einmal. Am nächsten Tag teilte der Leutnant den Zug in Leistungsgruppen ein, stellte den Fortgeschrittenen weiterführende Übungsaufgaben und denen im Mittelfeld setzte er Hilfsausbilder an die Seite. Er selbst nahm sich die noch leistungsschwachen Funker vor, trainierte mit ihnen individuell, wer¬ tete täglich aus, wie sie vorangekommen waren, und analysierte ihre Fehler. Er erarbeitete individuelle Übungstexte für sie, regte Patenschaften über Leistungsschwache an und organisierte zusätzliches Training im Nahfunk¬ polygon. Und er schnitt seinen Unterricht auf dem Kassettenrekorder mit, um den Soldaten die Möglichkeit zu geben, den Lehrstoff selbständig zu wie¬ derholen. Diese Mühe zahlte sich aus - kein Funker blieb am Ende des Halbjahres unter dem geforderten Tempo 9; der Zug erreichte insgesamt ein «Gut» - und auch den Bestentitel. 291 Bild 8 Anschluß und Inbetriebnahme des AB-4 -sowjetisches Stromaggregat «Aggregata Benzinan mit 4 kW Leistung Im Wettstreit «Gut» erreicht Diesen Titel will Leutnant Thorentz nun mit seinen Funkern verteidigen. Vor Beginn des Ausbildungsjahrs waren sie sich darüber einig geworden. Der Leutnant hat sie dazu bewogen, hat ihnen zugesetzt, hat wieder einmal «Späne gemacht», wie sie sagen. In persönlichen Gesprächen legte er jedem nahe, was zu tun bliebe. In einer Zugversammlung stellte er das Vorhaben Beste Einheit zur Diskussion. Da prallten die Meinungen aufeinander. Doch der Leutnant Thorentz analysierte in aller Offenheit, was jeder einzelne ver¬ mag, wenn er sich tüchtig anstrengt, «Späne macht» - jeder Funker, jeder Truppführer, jedes Kollektiv. Und als sich Leutnant Thorentz schließlich selbst bereit erklärte Bester Zugführer zu werden, wer wollte da noch zurück¬ stehen? Inzwischen hat der Zug erste Punkte gewonnen, ein «Gut» für die erste komplexe Ausbildung, erreicht im Wettstreit der Trupps. Als nämlich die Entfaltung ihrer Stationen kleiner Leistung nur ein «Befriedigend» er¬ brachte, sagte der Leutnant: «Wollen sehen, wer der Bessere ist!» Sie fuhren ihre Stationen danach 150 Meter vom Aufbauplatz entfernt auf, und jeweils auf Pfiff entspann sich ein Kräftemessen und Wetteifern um das bessere 292 Ergebnis. Vom richtigen Einhängen der Antennenabspannungen bis hin zum Anschließen der Dienstverbindungen. Ein Trupp wollte den anderen über¬ treffen. Und übertroffen haben sie am Ende ihre eigene Zielvorgabe. Statt «befriedigend» hieß es nunmehr «gut». Leutnant Thor ent z will auch künftig auf solches Kräftemessen bauen. Wieder «Späne machen» will er, der es inzwischen längst gelernt hat, klug zu planen und beherzt in Angriff zu nehmen, was hohen Nutzen bringen soll - meßbar in zunehmender Kampfkraft seines Zuges. MMM-Kaleidoskop Exponate der Nationalen Volksarmee, der Grenztruppen der DDR und der Zivilverteidigung Bei seinem Flug zur X XV.Zentralen Messe der Meister von worden resümierte Huggy noch einmal die Entwicklung dieser Leistungsschau junger Neuerer und Erfinder während des vergangenen Vierteljahrhunderts. Begonnen hatte es mit der Leistungsschau während der Internationalen Leipziger Frühjahrs¬ messe 1952. Dem Aufruf des Zentralrats der FDJ und dem damaligen Staatssekretariat für Berufsbildung zum Wettbewerb der Klubs junger Tech¬ niker fo\gend, hatten 48 Klubs ihre Exponate auf dieser Leistungsschau, vor¬ gestellt. Es folgten bis 1957 vier weitere gleichartige Leistungsschauen bis dann 1958 auf Beschluß des Zentralrats der FDJ die I.Messe der Meister von morgen am 16. Oktober im Leipziger Messehaus eröffnet wurde. 2131 Exponate, die die Leistungen von 312 Kollektiven und 101 Einzel¬ ausstellern demonstrierten, bot diese erste Leistungsschau. Darunter be¬ fanden sich auch Ausstellungsstücke, die heute belächelt würden, die Mes¬ sen waren aber jederzeit ein Ausdruck dafür, welche Notwendigkeiten und Möglichkeiten der jeweilige Entwicklungsstand der Volkswirtschaft bot. Und trotz der anfänglichen Schwierigkeiten befanden sich auf dieser I. Messe der Meister von morgen bereits vier Neuerungen, viele Verbesserun¬ gen zur Kleinmechanisierung, Lehr- und Anschauungsmittel usw. unter den Exponaten. Diese Leistungsschau mußte auf Grund des großen Interesses zweimal verlängert werden, und im Dezember 1958 wurde sie in Berlin wiederholt. Auf der XXV. Zentralen Messe der Meister von morgen sind 2173 Exponate ausgestellt, an denen sich 24000 FDJ-Mitglieder und Pioniere beteiligten. 1981/82 nahmen über 2,5 Millionen FDJ-Mitglieder und Pioniere an der MMM-Bewegung teil. Der volkswirtschaftliche Gesamtnutzen der gezeig¬ ten Exponate beträgt 441228315 Mark. Von den Exponaten sind 1685 er¬ füllte Aufgaben aus den Plänen Wissenschaft und Technik und davon 335 aus den Staatsplänen, 946 Exponate unterstützen den wissenschaftlichen Vorlauf, 102 Ausstellungsstücke entstammen der Robotertechnik und 369 entfallen auf die Mikroelektronik. Der 1. Sekretär des Zentralrats der FDJ, Egon Krenz, Kandidat des Politbüros des ZK der SED, stellte dazu fest: «...so unterstreicht das, auf welches Ziel die MMM-Bewegung immer wieder und immer nachdrücklicher orientiert: Es geht in der Neuerer- und Er¬ findertätigkeit unseres Jugendverbandes darum, durch eine noch engere 294 Verbindung der Errungenschaften der wissenschaftlich-technischen Revo¬ lution mit den Vorzügen des Sozialismus Beiträge von hohem volkswirt¬ schaftlichem Gewicht zu erarbeiten.» Auch die Neuerer und Erfinder der Nationalen Volksarmee, der Grenz¬ truppen der DDR und der Zivilverteidigung legen Rechenschaft darüber ab, wie sie dazu beitragen, die Beschlüsse des X. Parteitags der SED zum zu¬ verlässigen Schutz des Sozialismus und des Friedens erfüllen zu helfen. «Dieser Beitrag unserer Neuerer in Uniform und der Zivilbeschäftigten ist Ausdruck ihrer Verbundenheit mit der Politik der SED, ist Ausdruck ihres Schöpfertums, ihres Leistungswillens und ihrer Bereitschaft, das sozialisti¬ sche Vaterland mit ganzer Kraft zu stärken und zu verteidigen», sagte der Stellvertreter des Ministers für Nationale Verteidigung, Generaloberst Fleißner, auf der Auszeichnungsveranstaltung anläßlich der XXV. Zentralen Messe der Meister von morgen in Leipzig am 18.11.1982. Im Jahre 1982 wurden von etwa 27000 Armeeangehörigen und Zivil¬ beschäftigten 16000 Neuerungen eingereicht. 9000 Neuererkollektive, da¬ von 2700 Jugendkollektive, arbeiten erfolgreich an der Lösung der gestellten Aufgaben. Dabei wurde insgesamt ein ökonomischer Nutzen von etwa 10 Millionen Mark erbracht. Um die gestiegenen Anforderungen der 80er Jahre auch weiterhin meistern zu können, sind im folgenden einige Schwerpunktaufgaben für die Arbeit der Neuerer und Rationalisatoren der Nationalen Volksarmee, der Grenz¬ truppen der DDR und der Zivilverteidigung genannt: - Bessere und zielgerichtete Nutzung des Schöpfertums und des gewach¬ senen Bildungsstands der Armeeangehörigen und Zivilbeschäftigten in allen Bereichen. - Beseitigung ungerechtfertigter Niveauunterschiede in Truppenteilen, Ein¬ heiten und Einrichtungen mit gleichen Bedingungen. - Schnellere Überleitung und Mehrfachnutzung von Neuerungen mit zen¬ traler Bedeutung. - Schnellere Anwendung des wissenschaftlich-technischen Fortschritts, wirksamere Nutzung der Erkenntnisse von Wissenschaft und Technik so¬ wie breite Anwendung der Mikroelektronik, um dadurch einen weiteren Zuwachs an Kampfkraft und Gefechtsbereitschaft zu erzielen. - Neuererkollektive, die über langjährige Erfahrungen verfügen und bereits an Überleitungsaufgaben mitgearbeitet haben, sind noch stärker in die Vorbereitung und Realisierung von Forschungs- und Entwicklungsauf¬ gaben einzubeziehen. - Alle Vorgesetzten und gesellschaftlichen Kräfte haben noch konsequen¬ ter Einfluß darauf zu nehmen, daß für die Neuerer zielgerichtet Schwer¬ punktaufgaben aus den Intensivierungs-und Rationalisierungskonzeptio¬ nen abgeleitet werden. 295 - In allen Bereichen gilt es, den militärökonomischen Nutzeffekt durch ein günstiges Aufwand-/Nutzen-Verhältnis bei sparsamem Umgang vor allem mit Ersatzteilen, Energieträgern sowie Kraft- und Schmierstoffen zu er¬ höhen. «Um diese Ziele zu erreichen, bedarf es niveauvoller Vorgaben, rechtzeitiger Orientierung auf wissenschaftlich-technische Entwicklungsrichtungen bis hin zur zielgerichteten Weiterbildung der Neuerer. Was wir brauchen ist echtes Neuerertum, von der Leitung bis zur Durchführung», sagte Generaloberst Fleißner. Nachstehend nun wieder eine kleine Auswahl von Exponaten sowie die Anschriften der Dienststellen, die Nachnutzern von Neuerervorschlägen weitere Auskünfte erteilen. Dabei ist unbedingt zu beachten, daß Dienst¬ stelle und Registriernummer des entsprechenden Neuerervorschlags über¬ einstimmen. Nationale Volksarmee 7022 Leipzig Postfach 13315/H Registriernummern 10000 bis 19900 und 73900 bis 74899 Nationale Volksarmee 2040 Neubrandenburg Postfach 15515/W Registriernummern 20000 bis 29999 Nationale Volksarmee 1260 Strausberg Postfach 14415/C Registriernummern 30000 bis 39999 Nationale Volksarmee 2500 Rostock Postfach 18815/B Registriernummern 40000 bis 49999 Grenztruppen der DDR 1600 Königs Wusterhausen Postfach 16614 Registriernummern 50000 bis 69999 Nationale Volksarmee 1501 Wildpark-West 21 Potsdam Postfach 11115 Registriernummern 70000 bis 70999 und 75000 bis 76999 296 Hauptverwaltung Zivilverteidigung Bereich BVS 1080 Berlin Mauerstr. 18-20 Postfach 192 Registriernummern 90000 bis 93999 Nationale Volksarmee 1260 Strausberg Postfach ^8 421 alle übrigen Registriernummern Altsgewählte Exponate 1. Kabelinstandsetzungseinrichtung FFK 250 (Bild 1, Reg.-Nr.: 13/81) Neuererkollektiv: Fähnrich Ramm, Ralf Kabelbrüche und Mantelbeschädigungen des Feldfernkabels 250 lassen sich unter stationären und feldmäßigen Bedingungen durch eine neue Technologie bei Einhaltung der geforderten technischen Parameter be¬ seitigen. Realisierungskosten: etwa 1000,- M und 400 Arbeitsstunden. Bild 1 K abelinst andsetzungs- einrichtung FFK 250 297 Bild 2 Morseumsetzer 2. Morseumsetzer (Bild 2, Reg.-Nr.: 10512/80) Neuererkollektiv: Leutnant Haiti sch, Ferdinand Der Morseumsetzer wandelt die Zeichen des Morsealphabets in Fern¬ schrei bzeichen um und gewährleistet das Mitschreiben eines Morsetextes auf einer Fernschreibmaschine. Das Gebetempo wird im Bereich von 6 bis 20 Gruppen/min automatisch nach zwei bis drei Morsezeichen erkannt und eingeregelt. Die Umschaltung auf kyrillische Buchstaben ist möglich, Sonderzeichen ä, ö, ü'werden in ae, oe, ue umgeformt. Nutzen: Erhöhung der Qualität der Tastfunkausbildung, direkte Vergleichsmög¬ lichkeit gehörter und mit Hand geschriebener Texte Realisierungskosten: etwa 1600, -M. 3. Fernbediengerät für stationäre KW-Sender (Bild 3, Reg.-Nr.: 74358/82) Neuererkollektiv: Unteroffizier Weidig, Uwe Die Neuerung gewährleistet die Fernbedienung von stationären KW- Sendern in den Betriebsarten Al, A2, A3, F2 über 2-Drahtleitungen im abgesetzten Betrieb bis zu 50 km. Sie stellt eine Havarie- bzw. Ersatz¬ variante der Ferntastung von KW-Sendern über 2-Drahtleitungen bei be¬ sonderen Standortbedingungen dar. Nutzen: keine Ortsgebundenheit, einfache Bedienbarkeit. Realisierungskosten: etwa 100,- M. 298 Bild 4 Kombinierter Trainer für Nachrichtenbetrieb und Gerätebedienung 299 Bild 5 Prüfgerät für Abstimmautomatik des Funkgeräts R-130 300 4. Kombinierter Trainer für Nachrichtenbetrieb und Gerätebedienung (Bild 4, Reg.-Nr.: 70517/81) Neuererkollektiv: Oberstleutnant Preißler, Helmut Der Trainer arbeitet auf der Basis des Mikrorechners K 1520. Er ist vor¬ gesehen für das Hören und Geben von Morsezeichen, das Zehnfinger- Blindschreiben sowie die Bedienung von Nachrichtengeräten und ermög¬ licht die Leistungsauswertung im Hören bei Aufnahme der Zeichen mit Fernschreibmaschine oder von Hand. Folgende Betriebsarten sind vorgesehen: Erzeugung von Texten mit zu¬ fälliger oder vorgegebener Häufigkeit bestimmter Zeichen auf der Fern¬ schreibmaschine und/oder Magnetbandgerät für das Hören, Geben und Fernschreiben. Nutzen: Erhöhung der Effektivität der Ausbildung. Realisierungskosten: etwa 6000,- M. 5. Prüfgerät für Abstimmungsautomatik des Funkgeräts R-l30 (Bild 5, Reg.-Nr.: 75013/81) Neuererkollektiv: Major Petermann , Volker Der Block Automatik des Leistungsverstärkers der KW-Funkgeräte R-I30 läßt sich automatisch oder handgesteuert prüfen. Bei der auto¬ matischen Prüfung werden alle Phasen des Abstimmvorgangs nachge¬ bildet. Am Ende des PrüfVorgangs wird der Zustand optisch angezeigt. Zur Fehlereingrenzung kann durch Handsteuerung jeder Abstimmvorgang beliebig lange aufrechterhalten werden. Nutzen: Rationelle Prüfung und Fehlereingrenzung, Erhöhung der Anschaulichkeit bei der Ausbildung des Instandsetzungs¬ personals. 6. Fernmeßgerät für Elektroenergieverbrauch (Bild 6, Reg.-Nr.: 37304/12/ 82) Neuererkollektiv: Major Schulz, Joachim Die kontaktlose Fernmeßeinrichtung gestattet eine kontinuierliche Kon¬ trolle und Registrierung des Elektroenergieverbrauchs. Nutzen: Senkung des Elektroenergieverbrauchs um 15%. 7. Elektromagnetisches Zählwerk für Fernwettkämpfe (Bild 7, Reg.-Nr.: 33 645/81) Neuererkollektiv: Zivilbeschäftigter Wockenfuß , Dieter Das Zählwerk ist ein Hilfsmittel für Kampfrichter beim Fernwettkampf, mit dem sich erstmalig eine objektive Bewertung ermöglichen läßt. Es wird zum Erfassen der Ergebnisse (z. B. Seildurchschläge, Rumpf¬ heben, Beugestütz u. a.) eingesetzt. 301 Energiefernmessung Bild 6 Fernmeßgerät für Elektroenergie- verbrauch Bild 7 Elektromagneti sches Zählwerk für Fern¬ wettkämpfe rS» 1 MxiV ELEKTRONIK-SPLITTER Thermostat für Quarzoszillator Für einige Anwendungen, z. B. Quarzuhren, Zählfrequenzmesser, Eichpunkt¬ geber usw., werden genaue Quarzoszillatoren benötigt. Die Stabilität der mit einem TTL-Schaltkreis erzeugten Quarzfrequenz läßt sich verbessern, wenn man Quarz und Schaltkreis in einem wärmeisolierten Thermostaten unterbringt und dessen eingestellte Temperatur elektronisch konstant hält. Der untenstehende Stromlaufplan besteht aus dem Schaltungsteil Thermostat und aus der Tempera¬ turregelschaltung. Zusätzlich befinden sich im Thermostaten 2 Heizwiderstände (200Q/2 W) und ein Heißleiterwiderstand (Thermistor, etwa 1 kQ), der als Temperaturfühler dient. Die Eingangsstufe der Temperaturregelschaltung (VT1 - SC 236 ) hat infolge des Thermistors einen temperaturabhängigen Basisspan¬ nungsteiler, mit dem Potentiometer R kann die Thermostattemperatur (etwa 50°C) vorgewählt werden. Die Betriebsspannung wird mit der Z-Diode (VD1 - SZ 600/6,2) stabilisiert. Über die Transistoren VT2 (SF 126) und VT3 (KU601) wird die Wärmeabgabe der Heizwiderstände gesteuert, die im Kollektorkreis von VT3 liegen. Erreicht wird eine Temperaturstabilität von +0,5°C. K.H.S. +5V 22 21 [1] Avendäs, M., Quarzoszillator mit Thermostat, Amaterskd Radio, Heft A/9-1981, Seite 26 303 ELEKTRON! K-SPLITTER Blinker für Taschenlampe Einfache Blinkschaltungen lassen sich vielseitig anwenden, so als Warnlampe, als Leuchtboje usw. Das blinkende Leuchtsignal wird dabei meist mit einer Multi¬ vibratorschaltung erzeugt. Baut man die Multivibratorschaltung mit der Skalen¬ lampe sehr kompakt auf, und führt man die Anschlüsse der Stromversorgung an einen Skalenlampensockel, so läßt sich dieser Blinkerbaustein anstelle einer Taschenlampen-Glühlampe einschrauben. Dabei übernimmt die Batterie der Taschenlampe die Stromversorgung des Blinkerbausteins. Ein Beispiel zeigen die untenstehenden Zeichnungen. Der Multivibrator hat durch die angegebene Dimensionierung eine längere Leuchtdauer als die Pausendauer. Dieses Ver¬ hältnis kann verändert werden durch die Dimensionierung des Basiswiderstandes (5 k£2) von VT1. Für VT1 eignen sich die Transistoren SC 236, SS 216, für VT2 kann man die SF 126, SSY 20 einsetzen. Die Glühlampe Hl kann ein 3-V- oder ejn 4,5-V-Typ sein mit einem Stromverbrauch von 200 bis 300 mA. Die Auf¬ bauskizze zeigt den möglichen Aufbau des Blinkerbausteins. K.H.S. rote Kappe Schaltung jp Sockel b) Literatur [1] Slavicek, M., Transistorblinker, Amaterske Radio, Heft 10/1974, Seite 367 Grundschaltungen inte 74 73 72 77 10 9 8 4 3 1 2 3 4 5 6 7 12 +U S Abreißoszillator "Au Tongenerator