Herausgeber: Obering. Karl-Heinz Schubert Y21XE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1983 Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik ISSN 0424-8678 © Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB)- Berlin, 1982 Lizenz-Nr. 5 • LSV 3535 Lektor: Wolfgang Stammler Illustrationen: Harri Förster,Hans-Joachim Purwin Zeichnungen: Wilhelm Kaufmann Fotos: Archive der Verfasser, Werkfotos, ADN-ZB, Militärbilddienst, RFT-Pressedienst, DEWAG Leipzig (Seidel), Dr. Börner, Wedig Typografie: Ingeburg Zoschke Printed inthe German Democratic Republic Gesamtherstellung: Offizin Andersen Nexö, Graphischer Großbetrieb, Leipzig Hl/18/38 Redaktionsschluß: 18. März 1982 Bestellnummer: 7463723 DDR 7,80 M Inhaltsverzeichnis Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE 1948-Geburtsjahr der Mikroelektronik?. 9 Dipl.-Ing. Friedrich Schulze Rundfunk und Fernsehen im Dienst der NATO. 14 Leipziger Frühjahrsmesse 1982 im Zeichen der Mikroelektronik. 23 Dipl.-Journ. Harry Radke Sammler - und ein wenig Jäger. 35 Wissenswertes über moderne Technik Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Neues aus der Rundfunkempfänger-Schaltungstechnik. 48 Dipl.-Ing. Sieghard Seheffczyk Mikroprozessoren in der Konsumgüterelektronik. 71 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Stereofonie auf Mittelwelle?. 77 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Neues von der Leiterplatte. 82 Bezugsquellen für Elektronik-Bauelemente . 94 Neue Bauelemente der Elektronik Ing. Klaus K. Streng Spannungsregler mit integrierten Schaltkreisen. 95 Ing. Klaus K. Streng Neue Schaltkreise im RGW-Bereich. 108 Ing. Winfried Müller Flüssigkristallanzeigebauelemente. 117 5 Dipl.-Phys. Detlef Lechner - Y2ITD Anwendungen des Zeitschalters B 555 D 127 Moderne Technik für den Funkamateur Dipl.-Ing. Horst Hiibl - Y24DN Ein Bandumsetzer für das 15-m-Band. 142 Dipl.-Ing. Frank Gärtner Wendeltopfkreise - Berechnung und Konstruktion. 150 Ing. Hans-Uwe Fortier -Y2300 Obertonoszillatoren in der Amateurfunktechnik .160 Hanno Reimann Millivoltmeter im Taschenformat . 169 Kar! Rothammel - Y21BK Mehrband-Drahtrichtantennen mit geringem Drehradius. 172 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Internationale Schaltungsrevue «Amateurfunk». 181 Bauanleitungen für den Elektroniker Vitezslav Striz NF-Leistungsverstärker mit dem M DA 2010/MDA 2020 von TESLA . 191 Dipl.-Ing. Michael Röhr Aufnahme- und wiedergabeseitig arbeitendes Rauschminderungs¬ system . 202 Ing. Peter Goclulla Stereodekoderbaustein mit A 290 D und aktivem MPX-Filt^r 209 Dipl.-Ing. Michael Müles Ein Stereoseitenbandfilter. 215 Walter Koch Einfache Quarzuhr mit Analoganzeige. :... 219 Dipl.-Ing. Joachim Uhlig Digital ansteuerbarer Triacsteller nach dem Nullspannungsschalter¬ prinzip .. .. 227 Dipl.-Ing. Frank Roscher Hinweise zur Funk-Entstörung bei Phasenanschnittsteuerungen .... 234 Ing. Dieter Müller Thermistoren und ihre Anwendung . 241 6 Ing. Egon Klaffke - Y22FA Elektrische Spiele zur Unterhaltung und zum Lernen .252 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Schaltungsrevue für den Anfänger . 260 Aus der Schaltungspraxis unserer Leser.. 269 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Dipl.-Journ. Harry Radke Eine Quad macht noch keinen Contestsommer . 276 Huggy antwortet auf Leseranfragen . 284 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR. 286 Hans-Joachim Riegenring Huggytronik - Die Spezialisten . 294 Auflösung des Preisrätsels 1982. 296 Schlagwortverzeichnis für die Jahrbücher 1981, 1982 und 1983 . 297 7 1983 JANUAR FEBRUAR MÄRZ M 3 10 17 24 31 7 14 21 28 7 14 21 28 D 411 18 25 1 8 15 22 1 8 15 22 29 M 5 12 19 26 2 9 16 23 2 9 16 23 30 D 6 13 20 27 3 10 27 24 3 10 17 24 31 F 7 14 21 28 4 11 18 25 411 18 25 S 1 8 15 22 29 5 12 19 26 5 12 19 26 S 2 9 16 23 30 6 13 20 27 6 13 20 27 APRIL MAI JUNI M 411 18 25 2 9 16 23 30 6 13 20 27 D 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 M 6 13 20 27 4 11 18 25 1 8 15 22 29 D 7 14 21 28 5 12 19 26 2 9 16 23 30 F 1 8 15 22 29 6 13 20 27 3 10 17 24 S 2 9 16 23 30 7 14 21 28 4 11 18 25 s 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 19 26 JULI AUGUST SEPTEMBER M 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 D 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 M 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 D 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 F 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 S 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 S 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 OKTOBER NOVEMBER DEZEMBER M 3 10 17 24 31 7 14 21 28 5 12 19 26 D 4 II 18 25 I 8 15 22 29 6 13 20 27 M 5 12 19 26 2 9 16 23 30 7 14 21 28 D 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 F 7 14 21 28 4 II 18 25 2 9 16 23 30 S 1 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 s 2 9 16 23 30 6 13 20 27 4 11 18 25 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE 1948 - Geburtsjahr der Mikroelektronik? In einem ungeahnten Ausmaß bestimmt heute die Mikroelektronik das Tempo des wissenschaftlich-technischen Fortschritts. Dabei ist es gerade 35 Jahre her, daß das Patent für einen Halbleiterverstärker, genannt Tran¬ sistor, erteilt wurde. Das berühmte VSA-Patent Nr. 2524 035 erhielten 1948 John Bardeen, Walter H.Brattain und William Shocklay, die in den Bell- Laboratorien die Halbleitereigenschaften des Germaniums untersuchten. Der erste Transistortyp, den sie entwickelten, war ein Spitzentransistor. Auf einem n-leitenden Germaniumblock waren im Abstand von 20 pm zwei Spit¬ zen aus Phosphorbronze aufgesetzt, eine bildete den Emitter-, die andere den Kollektoranschluß, ln der Umgebung der Spitzen waren durch Formieren p-leitende Zonen entstanden. Damit war der Transistor mit der Zonenfolge p-n-p geschaffen, er kann als der Vorfahre aller nachfolgenden Entwicklun¬ gen angesehen werden. Zu Recht erhielten deshalb 1956 die Erfinder des Transistors den Nobelpreis für Physik. Aber jede neue Entwicklung bautaufdem vorhandenen Erkenntnisstand auf. Das heute in der Mikroelektronik meistverwendete Material ist Silizium, das der Chemiker Jöns Jakob Berzelius 1823 entdeckt hatte. Für die Halb¬ leiterelektronik erlangte es allerdings erst Bedeutung, als man es in höchster Reinheit hersteilen konnte. Dabei bedeutet die erforderliche Reinheit von 99,9999999%, daß auf eine Milliarde Siliziumatome nur ein einziges Fremd¬ atom entfällt. Etwa um 1833 wurden von dem Physiker und Chemiker Michael Faraday Halbleitereigenschaften nachgewiesen. Und das ebenfalls als Halbleitergrundstoff verwendete Germanium konnte 1886 von dem Che¬ miker Clemens Winkler an der Bergakademie Freiberg entdeckt werden. Es war bereits einige Jahre davor von D.J.Mendelejew anhand seines periodi¬ schen Systems der Elemente als Ekasilizium vorausgesagt worden. Den Gleichrichtereffekt bei Halbleitern entdeckte F. Braun 1874 bei Strom¬ flußuntersuchungen in Metallsulfiden. Die sich entwickelnde Funktechnik verlangte nach einem Detektor zum Nachweis der elektrischen Wellen. So konnte 1906 der bis dahin verwendete unstabile Metallfritter (Kohärer) von Branly durch den Kristalldetektor von H.H. C. Dunwoody abgelöst werden. Ebenfalls 1906 wurde von G. W.Pickard ein Siliziumdetektor mit Spitzen¬ kontakt als HF-Gleichrichter vorgeschlagen. 1915 untersuchte C.A.F.Bene- dicks Gleichrichtereigenschaften beim Germaniumkristall, ln den Anfangs- 9 jahren des Rundfunks, als der Kristalldetektor hauptsächlich als H F-Demo- dulator verwendet wurde, entdeckte O. W. Lossew, daß Kristalldetektoren unter bestimmten Voraussetzungen zur Schwingungserzeugung geeignet sind. Lossew entwickelte daraus den Crystadynempfänger. Weil aber über die Vorgänge in Halbleitermaterialien nur ungenügende Kenntnisse vorhanden waren, wurden damals diese Arbeiten nicht fortgeführt. Während alle auftretenden Verstärkerprobleme mit der sich rasch entwickelnden Elektronenröhre realisiert wurden, gab es bei den Halb¬ leiterdioden weitere Entwicklungen. Etwa 1925 kam der Kupferoxydulgleich¬ richter, 1928 der Selengleichrichter und 1941 die Germaniumdiode zur An¬ wendung. Bereits Anfang der 30er Jahre erhielten Lilienfeld und Hei! unab¬ hängig voneinander Patente für einen Feldeffekttransistor, der damals technisch nicht realisiert werden konnte. Die eigentliche Entwicklung der Halbleitertechnik begann 1948 mit dem Spitzentransistor, der eine Flut von Forschungsarbeiten zur Untersuchung der Eigenschaften von Halbleiter-Einkristallen auslöste. Sehr schnell folgten neue Transistortypen mit verbesserten Eigenschaften. Das waren 1951 der Legierungstransistor und danach derFlächentransistor. 1953 folgte derDrift- transistor und 1954 der Siliziumtransistor, der später gegenüber dem Ger¬ maniumtransistor eine größere Bedeutung erlangte. Mit dem Diffusionstran¬ sistor und dem Mesatransistor erreichten 1956 die Germaniumtransistoren einen gewissen Abschluß. Die Forschung konzentrierte sich auf den aus¬ sichtsreichen Siliziumtransistor und den noch ausstehenden Feldeffekttran¬ sistor. Eine wesentliche Verbesserung brachte 1960 die Entwicklung der Siliziumplanartechnologie, mit der erst Feldeffekttransistoren und integrierte Schaltkreise realisierbar waren. Bild 1 Der Silizium-Epitaxie-Planar- Transistor SF 136 aus dem VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) Bild 2 Blick durch ein Mikroskop auf den Chip eines hoch- integrierten Schaltkreises , im Vergleich dazu ein Haar 10 1958 wurde von Kilby erstmals eine integrierte Schaltung angegeben. Sie war noch primitiv und enthielt nur wenige integrierte Bauelemente. Aber be¬ reits 1962 entstand die bekannte TTL-Schaltkreisfamilie mit bipolaren Tran¬ sistoren, 1964 folgten die unipolaren MOS-Schaltkreise. Eine wesentliche Verbesserung gelang 1967 mit der komplementären MOS-Technik (CMOS). Die weitere Entwicklung hochintegrierter Schaltkreise konzentrierte sich auf verbesserte MOS-Technologien, da die MOS-Struktur einen kleineren Flächenbedarf hat. Integrierte Schaltkreise werden kollektiv im Scheiben¬ prozeß hergestellt. Durch die ständige Verringerung des Flächenbedarfs der Bauelemente und die möglichen größeren Chips durch steigende Scheiben¬ durchmesser wird die Anzahl der Funktionselemente/Chip laufend erhöht. 1 Million Funktionselemente/Chip liegen heute im Bereich des Möglichen. Zu den hochintegrierten Schaltkreisen zählen auch die Mikroprozessoren, deren 1.Generation 1971 erschien. Sie enthalten die Zentralheinheit eines Rechners auf einem Chip. Mit Zubehörschaltkreisen kann man den Mikro¬ rechner realisieren, mit dem bisher nicht lösbare Aufgabenstellungen bear¬ beitet werden können. 11 Die Entwicklung der Halbleiterproduktion in der DDR begann 1952 im Werk für Bauelemente der Nachrichtentechnik Carl von Ossietzky in Teltow bei Berlin (heute VEB Kombinat Elektronische Bauelemente Teltow). Eine Arbeitsgruppe unter Leitung von Prof. Dr. Mathias Falter begann mit der labormäßigen Herstellung von Germaniumspitzentransistoren. Bereits die 3.Parteikonferenz der SED formulierte 1956: «Die Erforschung der Ver¬ wendungsmöglichkeiten der Halbleiter für die Entwicklung der Elektro¬ technik muß wissenschaftlich und produktionstechnisch besonders gefördert werden.» Am 2. Januar 1958 begann dann der VEB Halbleiterwerk Frank¬ furt (Oder) mit der Produktion von Halbleiterdioden im Gebäude seiner heutigen Berufsschule, ab 1959 wurden Germaniumtransistoren gefertigt.In- zwischen wurde der Werkskomplex Markendorf aufgebaut, in dem heute mehrere Tausend Halbleiterwerkerarbeiten. Ab 1967 wurden Siliziumtransi¬ storen produziert, 1971 begann die Fertigung von integrierten Schaltkreisen. Der ständig steigende Bedarf an Halbleiterbauelementen in der Volkswirt¬ schaft der DDR führte zum Aufbau weiterer Fertigungsstätten. So werden Bild 3 Die mikroelektronisch gesteuerten Roboter sind ein modernes Beispiel für die An¬ wendung der Mikro¬ rechnertechnik 12 Bild 4 Aus den Bestandteilen AM/FM-Radio, Quarzuhr und Taschenrechner be¬ steht das Taschenrechnerradio TR 81. Das Uhrenteil kann auch als Stopp¬ uhr und als Wecker verwendet werden. Die Abmessungen sind 161 mm X 76 mm X 21 mm - VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) heute bipolare Transistoren und Schaltkreise vorwiegend im VEB Halbleiter¬ werk Frankfurt (Oder) und im VEB Röhrenwerk Anna Seghers Neuhaus gefertigt. Unipolare MOS-Transistoren und MOS-Schaltkreise produzieren der VEB Funkwerk Erfurt und der VEB Zentrum Mikroelektronik Dresden. Halbleitergleichrichter gehören zum Produktionsprofil des VEB Gleich¬ richterwerk Stahnsdorf, und optoelektronische Bauelemente produziert der VEB Werk für Fernsehelektronik. Seit Anfang 1978 ist die Halbleiterindustrie der DDR im VEB Kombinat Mikroelektronik vereint. Dank der weitsichti¬ gen Politik der Sozialistischen Einheitspartei Deutschlands gehört heute die DDR zu den wenigen Ländern der Welt, die über das Potential verfügen, um mikroelektronische Bauelemente zu entwickeln und zu produzieren sowie ausgewählte Vormaterialien herzustellen und hochwertige technologische Ausrüstungen dafür zu fertigen. Um auf die eingangs erwähnte Fragestellung zurückzukommen - kann man das Jahr 1948 auch als das Geburtsjahr der Mikroelektronik ansehen? Aus meiner Sicht würde ich das bejahen, weil die technische Realisierung des Transistors auch der erste und wichtigste Schritt war auf dem Wege zum integrierten Schaltkreis. 13 Dipl.-Ing. Friedrich Schulze Rundfunk und Fernsehen im Dienst der NATO Die NATO rüstet zum Krieg in Europa, materiell und geistig. Mit der am 30. und 31. Mai 1978 auf der Washingtoner NATO-Gipfelkonferenz ver¬ abschiedeten «Ost-West-Studie»wirddie ideologischeDiversion zum Haupt¬ bestandteil der psychologischen Kriegsführung gegen die sozialistischen Staaten gemacht. Dieses mehr als 2000 Seiten umfassende Dokument stellt gewissermaßen das «politisch-ideologische Langzeitprogramm» der NATO für die 80er Jahre dar. Der Gedanke, einen sogenannten Ostrundfunk zu schaffen, liegt bereits über zwei Jahrzehnte zurück. Schon im November 1961 forderte der NATO- Ausschuß für «Bildungsfragen, kulturelle Angelegenheiten und Informatio¬ nen» in seiner Empfehlung III alle NATO-Staaten auf, mit ihren Rundfunk- und Fernsehstationen regelmäßig Diversionssendungen gegen die sozialisti¬ schen Länderauszustrahlen. Nach dieser Direktive verfährt die NATOheute noch. Der Krieg im Äther wird von den NATO-Kommandozentralen ge¬ nauso generalstabsmäßig geplant und geführt wie jede andere militärische Operation. Ideologische Diversion über Ätherwellen Bevorzugtes Operationsfeld für die ideologische Diversion ist der Äther. Im Vergleich zur imperialistischen Presse, deren Einflußbereich in den meisten Fällen an den Grenzen zu den sozialistischen Staaten endet, können der Rundfunk und das Fernsehen als grenzüberschreitende Medien auch in den sozialistischen Ländern empfangen werden. Obendrein haben die funkelek¬ tronischen Medien gegenüber der Zeitung gewisse Vorteile, die die imperia¬ listischen Ätherkrieger für ihre subversive Propaganda geschickt auszunut¬ zen verstehen. Sie resultieren vor allem aus: - der Schnelligkeit und aktuellen Beweglichkeit, mit der Propagandaattak- ken inszeniert und gesteuert werden können; - dem ununterbrochenen, ständig wiederhol- und aktualisierbaren Infor¬ mationsfluß, der ein pausenloses 24stündiges ideologisches «Trommel¬ feuer» über den Äther möglich macht; - der Gleichzeitigkeit von Ereignis, Aufnahme, Wiedergabe und Empfang, 14 Bild 1 Steigerung der finan¬ ziellen Aufwendungen fiir die amerikanischen Diversionssender Radio Liberty und Radio Free Europe (Werte in Millionen Dollar) durch die der Eindruck desUnmittelbaren, Ungefilterten und Unverfälsch¬ ten erzeugt wird; - der Möglichkeit einer inhaltlich engen Verknüpfung von Wort und Musik bzw. Wort, Musik und bewegten Bildern, die ein Mehr zu Erlebtem und Emotionalität bewirkt; - der sprachlichen «Intimnähe» zum Empfänger, zu dessen Lebenswelt Rundfunk und Fernsehen gehören [1]. Mit Tausenden von Kilowatt Sendeleistung bemühen sich die vor den Mikrofonen oder Fernsehkameras sitzenden Ideologen der «geistigen Ost¬ front», ständig neue Formen und Methoden zu entwickeln, mit denen der reale Sozialismus verleumdet, zeitweilige Schwierigkeiten beim Aufbau des Sozialismus ausgenutzt und aufgebauscht werden sollen, um damit von den Mißständen, Unzulänglichkeiten und den immer mehr hervortretenden Gebrechen des Imperialismus abzulenken. Da werden Gefahren einer «roten Panzerdampfwalze» an die Wand ge¬ malt und Szenarien eines dritten Weltkrieges mit «sowjetischem Atom¬ schlag» entworfen. Da werden die unwahrscheinlichsten Betrugsmanöver und Hochrechnungen zum Thema «sowjetische Raketenüberlegenheit» an¬ gestellt. Waren es Anfang des Jahres 1980 noch 79 M ittelstreckenraketen, so brachte es ein Diversionssender einige Wochen danach auf 600 derartiger Ra¬ keten und folgerte: «Feuerkraft der Sowjets ist 3,7mal größer.» Alles nach der schon von Nazipropagandaminister Goebbels verbreiteten Devise: «Je dreister die Lüge, desto eher wird sie geglaubt.» Und 79% der Bundesbürger glauben, so teilte ein Meinungsforschungsinstitut der BRD mit, an eine zu¬ nehmende «sowjetische Bedrohung». Auf der Grundlage solch mehr als fragwürdigen Materials über das Militärpotential der Streitkräfte des War¬ schauer Vertrages wird von den BRD-Massenmedien jeden Tag 24 Stunden lang die Meinung der eigenen Bevölkerung manipuliert und die «Angst vor den Russen» geschürt. 15 In seinem Werk «Der Imperialismus und die Spaltung des Sozialismus» weist W. I. Lenin darauf hin, daß das Monopolkapital nicht auf die Massen verzichten kann und «diese nicht geführt werden (können) ohne ein weit¬ verzweigtes, systematisch angewandtes, solide ausgerüstetes System von Schmeichelei, Lüge, Gaunerei, das mit populären Modeschlagwörtern jong¬ liert, den Arbeitern alles mögliche ... verspricht - wenn diese nur auf den revolutionären Kampf zum Sturz der Bourgeoisie verzichten» [2], Neben der geistig-psychologischen Manipulierung der eigenen Bevölke¬ rung gehtes den Psychokriegern um die ideologische Diversion nach außen, um ideologische Diversion, die gegen die Bürger der sozialistischen Länder und die antiimperialistischen Nationalstaaten gerichtet ist. Der Außenaspekt der ideologischen Diversion umfaßt die Gesamtheit aller auf Einmischung in die inneren Angelegenheiten anderer Länder zielenden Maßnahmen, deren Wirkung auf die Irreführung, die politische Lähmung und den konterrevo- Der „Deutschlandfunk" (DLF) — Sprachrohr für die Nationaüsmuspropaganda der BRD „Wir wollen der große deutsche Informationssender, insbesondere im Hinblick auf die Zone (!) sein." (Neu« Rhein Zeitung, 21. Dezember 1961) „Der Deutschlandfunk trägt wie kein anderer Sender in der Bundesrepublik dazu bei, dieses Bewußtsein der Zusammengehörigkeit der Deutschen zu erhalten .. (DLF, 30. März 1976) „Wenn also in der DDR registriert wird, daß der' Deutschlandfunk von den Sendern in der Bundesrepu- blik mit Abstand die meisten Beiträge zu Angelegen¬ heiten der DDR bringt, dann ist das kein Zufall, son¬ dern Absicht.“ (DLF, 1. Januar 1976) „Der Deutsdilondfunk wird die Hörer in der DDR nicht vergessen." (Frankfurter Allgemein« Zeitung) BRD-Präsident Carstens: «Immer hat der DLF es als seine Aufgabe angesehen, das Bewußtsein von der fortbestehenden Einheit der deutschen Notion lebendig zu erhalten." (OlF, 23. April I960) _ Bild 2 Der Deutschland/unk (DLF) ist zum Hetz¬ sender Nr. 1 der BRD geworden 16 lutionären Mißbrauch von Einzelpersonen, Gruppen von Menschen und ganzen Völkern berechnet ist. So förderten die westlichen elektronischen Massenmedien auch den von polnischen Solidarnocz-Führern verschärften Konfrontationskurs und die von ihnen entfesselte konterrevolutionäre Hetzkampagne gegen die Partei- und Staatsführung der VR Polen. Mehr noch: Wie bekannt wurde, über¬ mittelte der Sender der Stimme Amerikas in der portugiesischen Stadt Gloria in Richtung der VR Polen sogar geheime verschlüsselte Instruktionen in Form minutenlanger Zahlenkolonnen. Dabei stört die imperialistischen Meinungsmacher keineswegs die Tatsache, daß das Völkerrecht gemäß UNO-Resolution Nr. 110 (11) vom 3. November 1974 jegliche Art der ideologischen Diversion über beliebige Informationskanäle als völkerrechtswidrig bezeichnet. Auch das Bonner Grundgesetz, nach dem «Handlungen, die geeignet sind und in der Absicht vorgenommen werden, das friedlicheZusammenleben derVölker zu stören..., verfassungswidrig» und «unter Strafe zu stellen» sind, gebietet den BRD- Propagandisten des kalten Krieges keinen Einhalt. Natürlich verstehen sich die Ideologen des Ätherkrieges darauf, durch weitere Differenzierung der Programme und raffiniert ausgedachte Musik- und Unterhaltungssendungen der gegenwärtigen Lage anzupassen. So gibt es beispielsweise keine Aufrufe des Hetzsenders RIAS mehr zum «General¬ streik in der Ostzone», dafür aber hört man solche Floskeln wie «Verstän¬ digung» und «Entspannung». An Stelle konterrevolutionärer Anweisungen zum Mord, zur Brandstiftung und Sabotage treten nunmehr «Empfehlun¬ gen zum Ausbau der Kontakte». Doch das alles ändert nichts an der Stellung von Rundfunk und Fernsehen in den imperialistischen Staaten. Die großen Medienkonzerne in den Län¬ dern des Kapitals rechtfertigen mit ihren Sendungen die Ziele der aggressiv¬ sten Kräfte der NATO. Sie betreiben eine Propaganda zum Nutzen des kal¬ ten Krieges, eine Propaganda, die darauf gerichtet ist, das Wettrüsten anzu¬ heizen. Zugleich hat das Geschäft mit der Information oder - besser - mit der Desinformation für das Monopolkapital nicht nur politische, sondern auch ökonomische Bedeutung. Jede neue, sensationell aufgemachte Nach¬ richt ist ein Mittel, mit dem man Geld machen kann. Wer zuerst kommt, streicht den höchsten Profit ein. Was ist den Monopolkonzernen bei der Sen¬ sationshascherei schon die Wahrheit wert? Zur Praxis der westlichen Massenmedien äußerte kürzlich auf einer Dis¬ kussionsveranstaltung in Westberlin der Pfarrer Jörg Zink: «Es wird zuviel verheimlicht, vertuscht, unter den Teppich gekehrt. Es wird zuviel gefälscht, zuviel verleumdet, zuviel geleugnet. Es wird zuviel Wirklichkeit auf den Kopf gestellt, und die Menschen spüren das.» Es gibt drei Möglichkeiten, Leute in die Ecke zu stellen, die das «Ver¬ schwiegene» aussprechen: «1. Wer was ausspricht, was verschwiegen werden muß, ist ein Kommunist oder jedenfalls einer, der den Kommunisten in die Hände arbeitet. Das funktioniert seit 30 Jahren. 17 2. Er ist ein Chaot, das heißt, er bedroht die Sicherheit und Ordnung in un¬ serem Land. Das funktioniert seit den 60er Jahren. 3. Er ist ein Naturapostel, ein Pazifist, Neutralist oder ein Schwärmer son¬ stiger Art, also ein Idiot. Das ist das Neueste» [3]. Aufmarsch im Äther Der Imperialismus verfügt auf dem nichtsozialistischen Territorium der Erde über 42000 Rundfunk- und 25000 Fernsehsender. Allein in der BRD sind 4943 militärische und zivile Sendeanlagen für den Hör- und Fernseh¬ funk in Betrieb. Damit ist die BRD unter den NATO-Staaten nicht nur das Land, in dem die meisten Atomsprengköpfe lagern, sondern auch das mit den meisten Diversionssendern. In der Nähe der Staatsgrenze zur DDR ist die Dichte der Funk- und Fernsehsender doppelt so hoch wie im übrigen Teil der BRD. Im 50-Kilometer-Streifen entlang der Staatsgrenze zur DDR sind allein 326 Sendeanlagen für den Hör- und Fernsehfunk stationiert. Gegen die Staaten des Warschauer Vertrages wirken gegenwärtig folgende Diversionssender der USA, der BRD und Westberlins: - die Voice of America (VOA-Stimme Amerikas), die wöchentlich insgesamt 850 Stunden in 44 Sprachen mit 104 Kurz- und Mittelwellensendern ideo¬ logische Diversion gegen die sozialistischen Staaten betreibt; - Radio Liberty (RL), das in 18 Sprachen rund um die Uhr Propaganda¬ sendungen gegen die Völker der UdSSR ausstrahlt; - Radio Free Europa ( RFE), das seine Diversionsprogramme i n 22 Sprachen gegen die VR Polen, die Ungarische VR, die CSSR, die VR Bulgarien und die SR Rumänien richtet und sich als Leitorgan der Konterrevolution 1956 in der Ungarischen VR sowie 1968 in der CSSR betätigte; - RIAS Berlin, der berühmt-berüchtigte Putschsender vom Juni 1953, der mit seinen Sendungen ideologisch in die DDR einzudringen versucht; - die Deutsche Welle (DW), die mit 50 Sendern und einer allgemeinen Lei¬ stung von 10000 kW täglich in 34 Sprachen ideologische Diversions¬ sendungen gegen die sozialistischen Länder, aber auch in zunehmendem Maße gegen antiimperialistische Nationalstaaten verbreitet; - der Deutschlandfunk (DLF), der sich als «bundeseigener Dialogsender» mit seinem deutschsprachigen Programm speziell an die Bevölkerung der DDR wendet, um diese zu desinformieren oder in seinem Sinne zu mani¬ pulieren; - Rundfunksender der BRD und Westberlins wie der Westdeutsche Rund¬ funk, der Hessische Rundfunk oder der Sender Freies Berlin sowie ihre ge¬ meinsamen Fernsehprogramme ARD und ZDF als Träger und Vermittler der bürgerlichen Ideologie. Um den Rundfunkkrieg künftig verstärken zu- können, werden für die NATO-Diversionssender Riesensummen ausgegeben. Nach einer Meldung im Westberliner Tagesspiegel vom 12.März 1981 will die Reagan-Admini- 18 stration «die Mittel für die in München stationierten amerikanischen Rund¬ funksender Radio Freies Europa und Radio Liberty für 1982um4 Millionen auf 98,3 Millionen Dollar aufstocken. An die Stimme Amerikas sollen 1982 statt der noch von Präsident Carter geplanten 101,6 Millionen Dollar nun¬ mehr 188 Millionen Dollar gehen» (Bild 1). Gleichzeitig hat die USA-Administration die Errichtung eines neuen anti¬ kommunistischen Hetzsenders beschlossen. Dieser soll nach dem Vorbild der berüchtigten USA-Sender Radio Free Europa und Radio Liberty zur Hauptwaffe für den ideologischen Krieg gegen das sozialistische Kuba wer¬ den. Der Sender soll voraussichtlich im Januar 1982 von Florida aus den Betrieb aufnehmen. Deutschlandfunk - Diversionssender gegen die DDR Der Deutschlandfunk ist der Anti-DDR-Sender der Bundesrepublik Deutsch¬ land. Er wurde 1962 unmittelbar nach den Maßnahmen zum sicheren Schutz der Staatsgrenze der DDR zur BRD und Westberlin als sogenannter Dialog- Sender geschaffen. Er hat seinen Standort in Köln. Daneben verfügt er über 2 Sonderstudios in Bonn und Westberlin mit über 600 Mitarbeitern. Eine der wichtigsten Redaktionen ist die «Ost-West-Redaktion» mit ihren Verbindungsleuten zum US-amerikanischen RIAS sowie zu dem Rund¬ funkbataillon der Bundeswehr. Verglichen mit den übrigen BRD-Sendern fabriziert der DLF das tageszeitlich umfassendste gegen die DDR gerichtete Hetzprogramm. Er bringt mehr als 40% aller durch die BRD-Sender gegen die DDR ausgestrahlten Sendungen. Das gestand der damalige Intendant Bild 3 Bereits in Friedenszeiten wird unter « Einsatzbedingungen » geübt: Bundes¬ wehrsoldaten int stationären Tonstudio von Radio Bundeswehr I des DLF, Appel, am I .Januar 1976 in einem Kommentar seines Senders in aller Offenheit ein: «Wenn also in der DDR registriert wird, daß der Deutsch¬ landfunk von den Sendern der BRD mit Abstand die meisten Beiträgezu An¬ gelegenheiten der DDR bringt, dann ist das kein Zufall, sondern Absicht» (Bild 2). Absicht des DLF ist es also, die Bevölkerung der DDR ideologisch zu unterwandern und konterrevolutionär zu beeinflussen. Das ist aus den pro¬ grammpolitischen Zielrichtungen des DLF klar erkennbar. Erstens: Der DLF betreibt durch seine Sendungen offene antikommuni¬ stische Hetze gegen die politische Herrschaf t der Arbeiterklasse in der DDR, ihre Führung durch die SED, den festen Bruderbund mit der Sowjetunion und den anderen sozialistischen Ländern. Damit soll das Vertrauen der Be¬ völkerung in die Politik der SED in Frage gestellt und die Einheit der soziali¬ stischen Staatengemeinschaft untergraben werden. Zweitens: Die von den DLF-Kommentatoren tagtäglich strapazierte Lüge von der «Bedrohung durch den Osten» ist nichts anderes als der Versuch,die Friedensinitiativen der sozialistischen Staaten in Zweifel zu stellen, die Mili¬ tärpolitik der Warschauer Vertragsstaaten sowie die friedenerhaltendeFunk- tion ihrer Streitkräfte zu diffamieren, das eigene Rüstungsgeschäft in Schwung zu halten und die aggressiven Absichten des NATO-Militärpaktes zu verschleiern. Drittens: Unter dem Deckmantel des Kampfes um die Menschenrechte, der überlebten sowie aussichtslosen Theorie eines «Offenhaltens der deut¬ schen Frage» und der weitverbreiteten These von der «Freizügigkeit für Meinungen, Menschen und Informationen» versucht der DLF, sich direkt in die inneren Angelegenheiten der DDR einzumischen, um einen «tiefgrei¬ fenden Wandel» im Denken der DDR-Bürger zu erreichen. Das alles verdeutlicht, daß der DLF an die Spitze der antikommunisti¬ schen Massenmedien gerückt und zum Hetzsender Nr. 1 der Bundesrepublik geworden ist. Rundfunksender für den Kriegsfall Neben den zivilen Rundfunk- und Fernsehstationen bestehen in den NATO- Streitkräften spezielle Einrichtungen für die «Psychologische Kampffüh¬ rung». Die psychologische Kampfführung ist eine besondere Variante des psy¬ chologischen Krieges. Sie ist eigenständiges Element der politischen Strategie und Taktik der NATO unter Friedensbedingungen sowie bedeutender Be¬ standteil imperialistischer Kriegsvorbereitung und Kriegführung. Mit ihr sollen Einbrüche im Denken und Handeln bei den Streitkräften und den Bür¬ gern sozialistischer Länder erreicht werden. So kommt dem Rundfunksen¬ derbataillon 1 der Bundeswehr die Aufgabe zu, mit leistungsstarken Sendern in Spannungs- und Kriegszeiten subversive Propaganda gegen die Streit¬ kräfte und Bevölkerung der Warschauer Vertragsstaaten auszustrahlen. 20 Ihre ersten «Kampferfahrungen» konnten die Rundfunkkrieger der Bun¬ deswehr bei der Unterstützung der konterrevolutionären Banden in der CSSR im Sommer 1968 sammeln. Mit mobilen Mittelwellen- und UKW- Sendern bezog das Rundfunkbataillon im Bayrischen Wald, nahe der Grenze zur CSSR, seinen Einsatzraum. Denn «jetzt bot sich für jedermann die Ge¬ legenheit, auf den Wellenlängen ausgeschalteter CSSR-Stationen zu proben. Am Wochenende... arbeiteten zwölf und mehr Sender auf Wellenlängen der CSSR, von denen erstaunlicherweise zehn in der Bundesrepublik, aber nur wenige in Österreich abgehört werden konnten. Neben Stationen mit Städte¬ namen wie Pilsen oder Budweis meldete sich ein < Freies Radio Tschechoslo- wakei>, ein und ein [4], Bild 4 MH Lautsprecher aus¬ gerüsteter Hub¬ schrauber der PSV- Truppe der Bundeswehr Als Rundfunksender Bundeswehr 2 nahm das Sendebataillon auch an den in der BRD stattfindenden Manövern teil. So strahlte dieser Sender während des Manövers Große Rochade im Herbst 1978 folgenden Text aus: «Soldaten der Tschechoslowakischen Volksarmee! Eigentlich sind wir doch keine Feinde. Natürlich müssen wir gegen euch kämpfen. Wir tun es nur ungern, aber wir können nicht anders. Wir können euch jedoch ver¬ sichern, daß mit demjenigen von euch, der zu uns als Gefangener oder auf andere Weise kommt, in jedem Falle großmütig verfahren wird» [5]. Außerdem trainiert der Personalbestand des Rundfunksenderbataillons in seinem Tonstudio in Andernach, St.Thomaserhohl 87,dreimal inderWoche, ohne dabei «in den Äther zu gehen» [6]. Im Zuge der neuen Heeresstruktur ist vorgesehen, das Sendepotential für 21 die psychologische Kampfführung zu verdoppeln. Dazu soll das in Claus¬ thal-Zellerfeld stationierte PSV-Bataillon 2, das bisher nur für die Flugblatt- und Lautsprecherpropaganda vorgesehen war, künftig auch über Mittel¬ wellen- und UKW-Sender verfügen. Literatur [1] Imperialistische Massenmedien im Dienste der ideologischen Diversion. In: «Militärpolitische Informationen», Heft9/1979, Seite 14 [2] Lenin , W. /., Ausgewählte Werke, Band 23, Seite 114/115, Berlin 1968 [3] Zu den BRD-Medien. In: «Was und Wie» - Informationen, Argumente, Übersichten für den Agitator, Heft 10/81, Seite 20 [4] Stern, Hamburg, Nr.36/1968, Seite 41 [5] Rüde Pravo, Prag, 27. Oktober 1975 [6] «Radio Bundeswehr» - Sender für den Krieg. In: FUNKAMATEUR, Heft 7/1981, Seite 326 Wir klären Begriffe DURCHFLUTUNG 22 Leipziger Frühjahrsmesse 1982 - Progressive Leistungsentwicklung durch Mikroelektronik und Mikrorechentechnik Ganz im Zeichen einer durch umfassende Anwendung der Mikroelektro¬ nik und Mikrorechentechnik bewirkten Leistungsentwicklung stand zur Leipziger Frühjahrsmesse 1982 das internationale Angebot im Ausstel¬ lungsbereich Elektrotechnik/Elektronik. Renommierte Produktions- und Exportunternehmen aus 25 Ländern stellten auf 45000 Quadratmetern Ausstellungsfläche neueste Entwicklungen vor. Sie ermöglichten umfassende Informationen über den aktuellen Entwicklungsstand und über Ent¬ wicklungstendenzen dieser für den wissenschaftlich-technischen Fortschritt vieler Zweige der Volkswirtschaft bedeutenden Technikkomplex. Das internationale Angebot im Bereich Elektrotechnik war durch ver¬ stärkten Einsatz der Leistungselektronik und mikroelektronischen Steue¬ rungen sowie vom Streben nach hoher Energieeflektivität gekennzeichnet. Es zeigte u.a. die Ablösung der zur Zeit in Energieverteilungsanlagen ein¬ gesetzten Meß- und Steuertechnik durch neue Sekundärtechnik unter Nut¬ zung der Prozeßdatenverarbeitung sowie der Lichtleittechnik zur Signal¬ übertragung zwischen Hochspannungsfeld und Schaltwarte. Es belegte auch eindrucksvoll, wie sich der Elektromaschinenbau im Zuge der M ikroelektro- nikentwicklung auf die Anforderung der Feinwerktechnik einstellt oder wie er neue technische und ökonomische Möglichkeiten zur Realisierung dreh¬ zahlveränderlicher Antriebe mit Drehstromstandardmotoren nutzt. Neue Systemlösungen für Automatisierungsprobleme verschiedenster Art auf der Grundlage Mikroelektronik/Mikrorechentechnik prägten neben neuen Industrierobotersteuerungen und freiprogrammierbaren Proze߬ steuerungen das Angebotsbild bei der Automatisierungstechnik. Weitere Fortschritte der Nachrichtentechnik wurden in der forcierten Anwendung der Mikroelektronik sichtbar. Der Übergang zur Digitaltechnik und im ver¬ stärkten Maße das funktionelle Zusammenwirken von Nachrichtenelek¬ tronik und Rechentechnik bei der Steuerung von Prozeßabläufen kennzeich¬ neten außerdem die Offerte. Die Mikrorechnersteuerung in der Meßtechnik war ebenso charakteri¬ stisch wie die Kompatibilität der Geräte mit der international eingeführten peripheren Automatisierungs- und Datentechnik. Die Demonstration der Erzeugnisse erfolgte vorwiegend anwenderbezogen. Anwenderorientiert in Form von Problemlösungen wurden auch die Erzeugnisse der Datenver- arbeitungs- und Bürotechnik vorgestellt. Damit wurde zugleich die Auf¬ merksamkeit des Fachpublikums auf die zur Gerätetechnik bereitstehende Bild 1 Eine Neuentwicklung ist die ladungsge- gekoppelte selbst¬ abtastende Dioden¬ zeile L 110 C mit 256 Elementen. Sie dient zur optischen Zeichenerkennung und für sehr schnelle Bildanwendungen , z. B. in Seitenlesegeräten und bei der Karten¬ abtastung (VEB Werk für Fernsehelektronik Berlin) Anwender-Software gelenkt, die Voraussetzung für den wirtschaftlichen Einsatz der Datentechnik ist. Eine überdurchschnittlich große Zahl von Neu- und Weiterentwicklun¬ gen zeugte insgesamt von einem raschen Innovationsprozeß. Zahlreiche Messeneuheiten der RGW-Länder sind dabei Ergebnisse der sozialistischen ökonomischen Integration. Das hohe Qualitätsniveau der ausgestellten Erzeugnisse und der in ihnen realisierte wissenschaftlich-technische Fort¬ schritt fanden nicht nur in den kommerziellen Ergebnissen ihren Nieder¬ schlag, sondern auch in der Verleihung von Goldmedaillen der Leipziger Frühjahrsmesse 1982 an Aussteller aus 43 Ländern ihre Würdigung. Mehr als 40 Exponate aus 12 Ländern erhielten im Angebotsbereich Elektro¬ technik/Elektronik die begehrte Auszeichnung. Die UdSSR konnte Messe¬ gold u.a. für den Mono-Chip-Mikrorechner Elektronika NZ-80 T, den Leistungs-Silizium-Transistor KP 911 und für einen 64-k-bipolaren Fest¬ wertspeicher entgegennehmen. Hja Nechoroschew , Standingenieur der Elektroindustrie im sowjetischen Pavillon: «In der Welt gibt es zu unserem Exponat Mono-Chip-Mikrorechner Elek¬ tronika NZ-80 T keine vergleichbaren Rechner. Deshalb haben wir auch damit gerechnet, hier in Leipzig eine der begehrten Messegoldmedaillen er¬ ringen zu können. Über die Auszeichnung sind wir erfreut und glücklich zu¬ gleich, denn wir legen großen Wert auf die Leipziger Messe.» Reinhard Welsch, Direktor für Forschung und Entwicklung, VEB Zen¬ trum für Forschung und Technologie Mikroelektronik im VEB Kombinat Mikroelektronik: «Wir haben die Goldmedaille für einen vollautomatischen Drahtbonder erhalten. Seine Aufgabe ist es, in der Halbleiterfertigung Montageprozesse 24 zu übernehmen, die bisher mit der Hand erledigt wurden. Somit haben sich mit dem neuen Gerät die Arbeits- und Lebensbedingungen wesentlich ver¬ bessert. Wir erreichen eine Steigerung der Arbeitsproduktivität um 400 Prozent.» Konji Kosiigi, Senior Manager bei der Toshiba Corporation , Japan: «Die Verleihung der Goldmedaillen für unsere Farbbildröhre und für den fahrbaren Ultraschall-Real-time-Scanner SAL-30 A zeigt uns, welcher Stellenwert diesen Exponaten auf dieser Leipziger Messe beigemessen wird. Auch in Japan kennt man die Leipziger Messe und weiß, daß Fachleute darüber urteilen, wer eine Goldmedaille bekommt. Ich glaube, man wird dieser Auszeichnung großen Respekt zollen. Diese Messeauszeichnung wird in unserem Verkaufsangebot eine große Rolle spielen.» Dr. Dipl.-Ing. Franz Lorber, Gebietsverkaufsleiter Hewlett-Packard, Öster¬ reich: «Für unseren Tischcomputer HP 9826 haben wir heute eine Goldmedaille bekommen, und ich kann sagen, wir sind glücklich darüber. Zum dritten Mal bekamen wir Leipziger Messegold. Das ist beinahe wie ein Hattrick im Fußball. Der Tischcomputer, den wir zum ersten Mal in Leipzig ausstellen, hat eine hohe Rechengeschwindigkeit und die Auswahlmöglichkeit aus drei Programmiersprachen.» Bild 2 Der Automatische Überdeckungsrepeater A ÜR ist eine vollautomatische Justier- und Belichtungsanlage zur schrittweisen Projektionsiibertragung von Mikrostrukturen auf Halbleiterscheiben bis 150 mm Durchmesser. Der mikroelektronischen Industrie steht mit dem AÜR die hochproduktive Aus¬ rüstung für die Herstellung von VLSI-Schaltkreisen vom Typ 64-kbit-RAM und höherer Integrationsgrade zur Verfügung ( VEB Car! Zeiss Jena) v 25 Bauelemente der Elektronik Das Produktionsprogramm der Betriebe des VEB Kombinat Mikroelek¬ tronik enthalt nicht nur bipolare und unipolare integrierte Schaltkreise, Transistoren, Dioden, Thyristoren, optoelektronische Bauelemente, Halb¬ leitergrundmaterialien, Röntgenröhren, Bildwiedergaberöhren und tech¬ nologische Spezialausrüstungen, ln den uhrenherstellenden Kombinats¬ betrieben in Ruhla, Glashütte und Weimar werden vor allem Quarzuhren gefertigt, der VEB Mikroelektronik Wilhelm Pieck Mühlhausen produziert elektronische Taschenrechner. Damit werden umfangreiche Produktions¬ kapazitäten des VEB Kombinat Mikroelektronik auch für die Versorgung der Bevölkerung der DDR mit hochwertigen Erzeugnissen der Konsum¬ güterelektronik wirksam. Nene bipolare Schaltkreise Anläßlich der Leipziger Frühjahrsmesse 1982 zeigte der VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) sein aktuelles Bauelementeangebot mit einigen Neu- und Wei teren twick I u ngen. A 20301V/A 2030 H Integrierter NF-Leistungsverstärker mit thermischer Schutzschaltung und kurzschlußfestem Ausgang. Die NF-Leistung ist 16 W. Der Schaltkreis hat eine interne Frequenzkompensation, wodurch sich die Beschaltung verein¬ facht. Da nur 5 Anschlüsse erforderlich sind, wird ein Plastgehäuse mit Kühlblech (ähnlich wie beim Thyristor ST 103 ) verwendet. B080 D ... B084 D BIFET-Operationsverstärker der 80er Reihe sind OPVs in bipolarer Tech¬ nik mit Sperrschichtfeldeffekttransistoren in der Eingangsstufe, mit großem Eingangswiderstand, kleinen Bias- und Oifsetströmen, interner Frequenz¬ kompensation (außer B080D), geringer Leistungsaufnahme, Latch-up- geschützt, großen Bereichen für die Differenz- und Gleichtakteingangs¬ spannung, kurzschlußfest (bei Einhaltung der max. Verlustleistung) für uni¬ versellen Einsatz. Das DIL-Plastgehäuse hat 8 Anschlüsse. B 176 DIB 177 D Kleinleistungsoperationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand, weitem Betriebsspannungsbereich, geringer Stromaufnahme und einstellbaren elek¬ trischen Kennwerten. Eingangs-Rauschspannung bzw. -Rauschstrom kön¬ nen mit einem Widerstand oder einer Stromquelle optimiert werden. Der B 176 D hat im Gegensatz zum B 177 D eine interne Frequenzkompensa¬ tion. Das DIL-Plastgehäuse hat 8 Anschlüsse. B 331 G Der integrierte Hörhilfeverstärker mit Dynamikkompression ist für den Einsatz in Hörhilfegeräten vorgesehen, besonders in Hinterohr-Ausfüh¬ rungen. Das Flat-pack-Gehäuse hat 14 Anschlüsse. B 555 D Der Schaltkreis B 555 D ist eine monolithisch integrierte Zeitgeberschal- 26 tung, die sich für sehr präzise Zeitverzögerungen und als Oszillator verwen¬ den läßt. Die Schaltung läßt sich extern triggern und rücksetzen. Weitere Merkmale sind: Ausgangsstrom bis zu 200 niA, TTL-kompatibel, einstell¬ bares Tastverhältnis, Arbeitsbereich von Mikrosekunden bis Stunden. Das DIL-Plastgehäuse hat 8 Anschlüsse. B 611 D, B 615 D, B 761 D, B 765 D B 621 D, B 625 D, B 761 D, B 865 D B 641 D, B 635 D, B 2761 D, B 2765 D Einfache und doppelte vielseitige Operationsverstärker, die sich auf Grund ihrer guten Eigenschaften für ein sehr weites Anwendungsgebiet in der Meß-, Steuer- und Regeltechnik, Autoelektronik, Rechentechnik und Konsum¬ güterherstellung eignen. Das DIL-Plastgehäuse hat 6 bzw. 8 Anschlüsse. B654D Monolithisch integrierter Schaltkreis für die Funkfernsteuerung, vorzugs¬ weise für den Einsatz in elektronisch gesteuerten Rudermaschinen vorge¬ sehen. Der Schaltkreis mit integrierter Brückenschaltung dient der digital¬ proportionalen Verarbeitung der in elektrische Signale umgewandelten Führungsgröße zur Ansteuerung von Kleinst-Elektromotoren in einer Ab- tast-Regelschaltung. Das DIL-Gehäuse hat 14 Anschlüsse. Lo w-Po wer-Schollky- TTL In dieser Technologie werden mit einem DIL-Plastgehäuse mit 14 Anschlüs¬ sen folgende Schaltkreise hergestellt: DL 000 D 4 NAND mit je 2 Eingängen DL 002 D 4 NOR mit je 2 Eingängen DL 003 D 4 NAND mit je 2 Eingängen und offenem Kollektorausgang DL 004 D 6 Inverter DL 008 D 4 AND mit je 2 Eingängen DL 010 D 3 NAND mit je 3 Eingängen DL 011 D 3 AND mit je 3 Eingängen DL 020 D 2 NAND mit je 4 Eingängen DL 021 D 2 AND mit je 4 Eingängen DL 030 D 1 NAND mit je 8 Eingängen E412 D Kurzschlußfester Logik- und Interface-Schaltkreis, bestehend aus. 3 AND- Gattern mit Tri-State-Ausgängen, gekennzeichnet durch hohe Störsicher¬ heit und Zerstörfestigkeit und großen Speisespannungsbereich, geeignet für prozeßnahen Einsatz industrieller Steuerungen. Das DIL-Plastgehäuse hat 18 Anschlüsse. Neue Transistoren/Dioden SF 116 ... SF119 Silizium-pnp-HF-Transistoren 600 mW/0,5 A, komplementär zur FIFO- npn-Serie SF 126 ... SF 129. 21 SU 169 Silizium-npn-Hochspannungsschalttransistor 1000V/10A für Schaltnetz¬ teile und Motorsteuerung, Vergleichstyp: BY 69 A. SY 351 3-A-Silizium-Gleichrichterdiode im Plastgehäuse für Sperrspannungen bis 1000 V, Vergleichstyp: BY251... BX255. SY 345 Schnelle 1-A-Siliziumgleichrichterdiode für Sperrspannungen bis 1000 A, soft-recovery-Verhalten, Vergleichstyp: BY 198. BD 1 Selen-Blitzschutzdiode zur Begrenzung von Überspannungen in Fernsprech¬ endgeräten, die z.B. durch atmosphärische Störungen auf Fernmeldelei¬ tungen hervorgerufen werden. Neue unipolare Schaltkreise Auch der VEB Funkwerk Erfurt zeigte in seinem Fertigungsprogramm neue und weiterentwickelte Schaltkreise in MOS-Technik. Das Sortiment für Quarzuhren wird erweitert durch Uhrenschaltkreise für eine digitale An¬ zeige. U 130 Schaltkreis in Nacktchipausführung für Herrenquarzarmbanduhr Kal. 19 mit digitaler LCD-Anzeige 6 digit. - Oszillatorfrequenz: 32768 Hz, - Anzeige: Stunde, Minute, Sekunde, Wochentag, Tag, Monat und Jahr (Angabe des Wochentages durch Sondersymbol). - Stoppfunktion mit Anzeige der 1/100 s, - Metall-Gate-CMOS-Technologie. U 131 G Schaltkreis für Quarzwecker Kal.63 und Radioschaltuhr Kal.41. - Digitale LCD-Anzeige 6 digit. - Anzeige: Stunde, Minute, Sekunde, - 3 voneinander unabhängige Weckzeiten, - Rückwärtszähler 59 min bis 1 s, - Metall-Gate-CMOS-Technologie, - Oszillatorfrequenz: 32768 Hz. U 132 Schaltkreis in Nacktchipausführung für Damenquarzarmbanduhr Kal. 33 und Herrenquarzarmbanduhr Kal. 16. - Digitale LCD-Anzeige 3 1/2 bzw. 4 digit, - Oszillatorfrequenz: 32768 Hz, - Anzeige: Stunde, Minute, Sekunde, Tag, Monat, - Metall-Gate-CMOS-Technologie. 28 Bild 3 Das Modell Kaliber 19-03 ist nicht zuletzt wegen der geringen Abmessungen des Quarzuhrmodells besonders formschön. Mit 7 Funk¬ tionen und 24-Stundenprogramm mit Sondersymbolen f ür Wochen¬ tagsanzeige und Programmierung verkörpert es wissenschaftlich- technischen Höchststand ( VEB Uhrenwerke Ruhla) Bild 4 Der neue Quarz-Reisewecker Kaliber 62-01 hat eine hohe Ganggenauigkeit (Quarzfrequenz 4,19 MHz), er wird in ver¬ schiedenen Farben angeboten. Die Abmessungen sind 56 mm x 56 mm x 19,8 mm ( VEB Uhren¬ werke Ruhla) CMOS-Schal t kreise Die in CMOS-Technologie hergestellten Logikschaltkreise haben das 14- polige DIL-Gehäuse und integrierte Gateschutzdioden. U 4001 D 4 NOR mit je 2 Eingängen U 4011 D 4 NAND mit je 2 Eingängen U4012D 2 NAND mit je 4 Eingängen U 4013 D 2 D-Zwischenspeicher-Flip-Flop U 4015 D 2 4-bit-Schieberegister U 4023 D 3 NAND mit je 3 Eingängen U 4027 D 2 JK-Flip-Flop U 4028 D 8-4-2-1-BCD-Dezimal-Dekoder U 4030 D 4 Exklusiv-OR mit je 2 Eingängen U 3035 D 4-bit-Schieberegister mit synchroner Paralleleingabe U 4042 D 4-bit-Auffangregister 29 U 708 D Monolithisch integrierter Triac- und Thyristoransteuerschaltkreis für - einphasige, netzgelöschte Stromrichter, - mehrphasige, netzgelöschte Stromrichter in Kanalkonzeption, - elektronische Schütze, - gleichzeitige unabhängige Phasenanschnitt- und Nullspannungsschwin¬ gungspaketsteuerung. V 830 C Dieser Verarbeitungsschaltkreis für Mikrorechner ist ein MOS-Schaltkreis in n-Kanal-Silizium-Gate-Technik mit Enhancement- und Depletion-Tran- sistoren zum Aufbau von mikroprogrammgesteuerten Rechenwerken. 8 bit Verarbeitungsbreite auf 32 bit erweiterungsfähig durch Zusammenschal¬ tung mehrerer U 830 C. Mikrobefehlssteuerung über 14-bit-Bus. U 834 C Dieser neue Bus-Anpaß-Schaltkreis für Mikrorechner ist ein asynchroner Steuerschaltkreis zum Anschluß peripherer Einheiten an Kleinrechner, in n- Kanal-Silizium-Gate-Technik. Parallele Datenübertragung zwischen Rech¬ nerbus und Peripherie. U 256 C Der dynamische Schreib-Lese-Speicherschaltkreis ist ein hochintegrierter Schaltkreis mit wahlfreiem Zugriff (RAM). Organisiert in 16384 Worten zu je 1 bit. MOS-Schaltkreis in n-Kanal-Silizium-Gate-Technik. U 115 1 Universeller Herzschrittmacher-Schaltkreis zur Realisierung der Programme - R-Wellen-inhibierte Schrittmacher für Herzkammerstimulation, - P-Wellen-inhibierte Schrittmacher für Vorhofstimulation, - P-Wellen-synchrone Schrittmacher für Herzkammerstimulation. Die niedrige Leerlaufstromaufnahme des Schaltkreises auf Grund der CMOS-Technologie garantiert eine hohe klinische Funktionsdauer des Schrittmachers. MOS-Tetrode SM 200 Speziell für die Anwendung im HF-Bereich wurde diese MOS-Tetrode ent¬ wickelt. Sie besteht aus 2 in Kaskode geschalteten MOS-Trioden vom n- Kanal-Anreicherungstyp. Beide Gateanschlüsse sind mit Gateschutz¬ dioden versehen. Haupteinsatzbereich sind HF-Verstärkerschaltungen, bei denen es auf hohe Verstärkung, großen Pegelumfang,' geringe Rückwirkung, niedriges Rauschen sowie auf Großsignalfestigkeit ankommt. Vorwärtssteilheit: typ. 8 mS Leistungsverstärkung: 20 dB (200 MHz) Rauschfaktor: <4,5 dB Die DDR fertigt auch moderne technologische Ausrüstungen für die Mikro¬ elektronikproduktion. International beachtet wurden vor allem die Leistun¬ gen des VEB Carl Zeiss Jena. Die neue Generation mikrolithografischer Ausrüstungen ist auf die Arbeit mit Siliziumwafern von 6 Zoll (150 mm) Durchmesser sowie auf die VLSI-Technik ausgerichtet. Die in enger Zu- 30 sammenarbeit mit Partnerinstitutionen der UdSSR entwickelten Geräte einer kompletten technologischen Linie entsprechen den Anforderungen bei der produktiven Herstellung und Kontrolle von Schablonen für die Strukturierungsprozesse sowie der Direktstrukturierung von Halbleiter¬ wafern im Mikrometer- und Submikrometerbereich in der mikroelektro¬ nischen Industrie der 80er Jahre. Interessante Neuentwicklungen sind dabei die Elektronenstrahl-Belichtungsanlage ZBA 20, das Elektronenstrahl- Kontrollgerät ZRM20, der Automatische Überdeckungs-Repeater AÜR und das Schablonen-Vergleichsgerät SVG 160. Zu diesem Gerätekomplex gehören weiter der Automatische Einfachrepeater AER, das Defektkontroll¬ gerät DKG 160 und das Strukturbreitenmeßgerät BMG 160. Rundfunk und Fernsehen Im Messehaus Handelshof, dem traditionellen Ausstellungsort der Konsum¬ güterelektronik der DDR, stellte der VEB Kombinat Rundfunk und Fern¬ sehen das Gesamtsortiment an Fernsehempfängern, Rundfunkempfängern, Reiseempfängern, Kassetten- und Phonogeräten sowie Antennen, Antennen¬ verstärkern und Zubehör aus. Als Verantwortlicher für die Koordinierung der DDR-Konsumgüterelektronik vertrat er weitere Kombinate, die ein¬ zelne Geräte des Produktionsprogramms fertigen. Gezeigt wurden u.a. 14 Neu- und Weiterentwicklungen, wobei der breite und durchgängige Ein¬ satz der Mikroelektronik besonders hervorzuheben ist. Die bisher erteilten 20 Goldmedaillen belegen den hohen Entwicklungsstand der DDR-Kon- sumgüterelektronik. Der Farbfernsehempfänger Colortron 400014001 ist eine neue Geräte¬ variante des VEB Fernsehgerätewerke Friedrich Engels Staßfurt mit kon¬ ventioneller Bedienungsausstattung. Das mit einem Vollplastrahmen ver¬ sehene Gerät hat eine 67-cm-Inline-Bildröhre (110°) mit herstellerseitig vor- BiUl 5 Der Farbfernsehemp¬ fänger Colortron 4000 ist eine neue Staß- furter Gerätevariante mit 6 7-cm-Bililschirm 31 Bild 6 Eine Neuentwicklung ist der Reise super sound solo, der im VEB Kombinat Elektro-Apparate- Werke Friedrich Eben produziert wird. eingestellten Ablenk- und Korrekturmitteln, so daß eine Nachstellung von Konvergenz und Farbreinheit überflüssig wird. Schaltungsmäßig wurde der Integrationsgrad erhöht durch neue Schaltkreise wie A 241 D, A 255 D, A 232 D. Mit 8 Kurzhub-Tipptasten erfolgt die Programmumschaltung, wobei die Tasten beliebig programmierbar sind. Zum Komfort gehören auch Anschlüsse für Kopfhörer und Magnettonaufzeichnung. Die Stromversorgung arbeitet mit einem Schaltnetzteil. Das Vertikal¬ chassis ist servicefreundlich, hat steckbare Moduln und einen Service-Schal¬ ter, mit dem die elektrischen Bedingungen für eine optimale Sperrpunkt- und Weißbildeinstellung geschaffen werden. Die mittlere Betriebsleistung aus dem Stromnetz konnte auf 83 VA gesenkt werden. Eine Neuentwicklung ist der Mittelklasse-Reiseempfänger sound solo, der vom VEB Kombinat Elektro-Apparate-Werke Friedrich Ebert Berlin- Treptow produziert wird. Das mit 2 IS, 6 Transistoren und 16 Dioden be¬ stückte Gerät hat die Wellenbereiche U KW, MW und KW (5,9 bis 12 MHz). Eine KW-Lupe verbessert die Einstellmöglichkeit im KW-Bereifch. Die Sinus-Ausgangsleistung ist bei Batteriebetrieb 1,5 W, bei Netzbetrieb 2,5 W. Neben einer getrennten Höhen- und Tiefenbeeinflussung sind Anschlu߬ möglichkeiten vorhanden für Außenlautsprecher, Autoantenne und Tonab¬ nehmer/Magnetband. Bei MW-Empfangwirkt eine Ferritantenne, fürUKW/ KW ist eine Teleskopantenne eingebaut. Die Abstimmanzeige erfolgt mit einer Lumineszenzdiode. Die Gehäuseabmessungen sind 265 mm x 160 mm x 80 mm, die Masse ist 2,5 kg (einschließlich 6 Batterien R14). Mit dem KR 450 (VEB Stern-Radio Berlin) wurde der weiterentwickelte Radiorekorder R 4100 vorgestellt. Gestalterisch überarbeitet wurden die Tasten, die Skale und das Kassettenfenster. Das metallic-farbgespritzte Ge¬ häuse wird in den Varianten Silber, Anthrazit und Beige geliefert. Als tech¬ nische Neuheit ist der Indikator durch eine LED-Anzeigekette ersetzt, die als Abstimmanzeige, als Aussteuerungsanzeige und als Batteriekontrolle wirkt. Für das Überspielen vom Radioteil zum Kassettenteil ist als Kenn- 32 Zeichnung hinter dem Kassettenfenster eine rote LED-Diode sichtbar. Eine Neuheit bildet die LED-Anzeige auf dem Zeiger, bei dem eine grüne LED den eingeschalteten FM-Bereich, und eine rote LED die eingeschalteten AM-Bereiche erkennbar macht. Die Bedienung und die Wahl der Wellen¬ bereiche entsprechen dem Radiorekorder R 4100, gleiches gilt für alle tech¬ nischen Daten des neuen Radiorekorders KR 450. Bereits zur Leipziger Herbstmesse 1981 vorgestellt wurde der Stereo- Radiorekorder SKR 500 des VEB Stern-Radio Berlin, der sich durch ein ansprechendes Design auszeichnet. Bei Batteriebetrieb ist die NF-Leistung 2 x 2W(12V - 8 Elemente R20), für Netzbetrieb wird sie auf 2 x 4 W erhöht. Das Kassettenteil ist für 3 Bandsorten ausgelegt. Bestückt ist das Spitzengerät im RFT-Programm mit 9 Schaltkreisen, 24 Si-Transistoren und 32 Dioden. Mit Uhr- und Rechnerteil kombiniert ist das Taschenrech¬ nerradio TR 81 aus dem VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder). Das Radio¬ teil basiert auf dem Einchip-AM/FM-Empfängerschaltkreis A 283 D, so daß lediglich nur noch 2 Transistoren für den UKW-Tuner erforderlich sind. Das Uhrenteil kann auch als Stoppuhr und als Wecker (3 Transistoren) eingesetzt werden. Als Neuentwicklungen zeigte der VEB Elektrotechnik Eisenach den Bild 7 Das Spitzengerät im RFT-Programm ist der Stereo-Kassettenrekorder SKR 500, der viele Extras beinhaltet [ VEB Stern-Radio Berlin) Bild 8 Der Radiorekorder KR 450 ist die vor allem gestalterisch weiterentwickelte Ausführung des be¬ kannten Radiorekor¬ ders R 4100 ( VEB Stern-Radio Berlin) Stereokassettenautoempfänger A 320 und den Stereoautoempfänger A 330. Hervorzuheben ist die moderne Schaltungskonzeption der Geräte, wobei integrierte Schaltkreise dominieren. Das FM-Eingangsteil enthält eine 3- fach-Kapazitätsdiodenabstimmung und sowohl in der Vorstufe als auch in der Mischstufe eine MOSFET, wodurch eine sehr gute Großsignalfestig¬ keit erreicht wird. Im FM-ZF-Verstärker kommen der A 225 D und 2 kera¬ mische Filter zum Einsatz. Diese Lösung gewährleistet eine hohe Selektion, einen niedrigen Begrenzereinsatz sowie eine hohe Zuverlässigkeit des FM- Empfangsteils. Als Stereodekoder findet der A 290 D Anwendung. Das AM-Empfangsteil hat eine 3-fach-Variometerabstimmung und ist mit dem A 244 D sowie einem Kompakt-Keramikfilter ausgestattet. Es zeichnet sich ebenfalls durch eine hohe Selektion und Zuverlässigkeit sowie ein gutes Regelverhalten aus. Der NF-Verstärker ist mit 2 A210D bestückt, die auch bei einer möglichen hohen Umgebungstemperatur im Auto thermisch nicht überlastet werden können. Obering. Karl-Heinz Schubert 34 Sammler - und auch ein wenig Jäger Be- und Erkenntnisse von Sammlern alter Rundfunkempfänger Dipl.-Journ. Harry Radke in der DDR Sammlerqualen «Das erste Gerät einer Firma - das sind die Bonbons für mich. Ich würde irre werden, wenn ich irgendwo das erste Gerät von beispielsweise Tele- funken entdeckt hätte und es aus irgendwelchen Gründen nicht bekommen könnte!» Dieter Probst aus Zernsdorf sagt das. Er hat seine Sammelleidenschaft auf Rundfunkempfänger der Anfangsjahre - von 1923 bis 1930 - beschränkt. Der besondere Reiz dieser Zeit: In den ersten Jahren des Rundfunks im da¬ maligen Deutschland - 1983 werden das genau 60 Jahre - schossen die Fir¬ men, die Radios bauten, wie Pilze aus der Erde. Viele waren «Eintagspilze», darunter vor allem viele holzverarbeitende Firmen. Zum anderen war die Entwicklung in diesen Jahren besonders stürmisch, brachte auch so man¬ ches technisches Unikum hervor. Der Stolz von Dieter Probst, der jetzt 44 Jahre alt wird, ist die erste Rundfunk-Empfangsanlage, die Siemens je gebaut hat, die RFE /! «Ich habe nie daran geglaubt, daß so etwas noch existiert und ich es eines Tages haben werde!» Einen repräsentativen Querschnitt aus der Entwicklung des Rundfunk¬ empfängers zusammenzubekommen - das ist Arno Schiesches Wunsch. Der Mann aus Frankfurt (Oder) sammelt Sachzeugen eines speziellen Gebiets der Entwicklung der Technik, um sie zu bewahren, gibt es doch gegenwär¬ tig kein Museum in der DDR, das sich diesem Gebiet mit wissenschaftlicher Gründlichkeit verschrieben hat. Dieser hohe Anspruch bringt es mit sich, daß Arno Schiesches auch für jeden alten Bedienknopf, jeden Wellenschalter, jede Röhre dankbar ist, denn die Empfänger seines Bestands sollen nicht nur original aussehen, sondern auch funktionstüchtig sein. Und das ist eine harte Forderung, eine Herausforderung, die aber dieses Hobby zu einer ernst zu nehmenden Angelegenheit macht. Unverständnis oder Staunen erntete Herbert Börner aus Ilmenau noch vor wenigen Jahffen, wenn er seine Leidenschaft gestand. Das lag an dieser selbst. Der promovierte Diplomingenieur für Nachrichtentechnik sammelt, restauriert, dokumentiert alte Rundfunkempfänger, war einer der ersten in der DDR, der systematisch, mit Spaß, Hartnäckigkeit und Beharrlichkeit Stück für Stück aus den Anfangsjahren des Rundfunks und später denen 35 Bild 1 Arno Schicsches mit einem Loewe-Orts- empfänger OE 333 von 1926. Das Be¬ sondere an dem Gerät: ein sogenanntes Drei¬ röhrengerät ‘, dessen drei Röhren aber nach einer Erfindung M. v. Ardennes in einer vereint sind des Kofferempfängers zusammentrug, dabei immer wieder nach Verbünde¬ ten suchte, die Jdee eines speziellen Rundfunkmuseums nie aufgab. 'Als es ein wenig später zum guten Ton gehörte, Oldies aller Art zu mögen, gab es manchen, der Herbert Börners Leidenschaft in völliger Verkennung der Tatsachen als Kapitalanlage wertete. So geriet Dr.Börner unfreiwillig ein wenig in die Rolle eines rechten Sonderlings, mußte gar eine Zeitlang von sich glauben, der einzige mit diesem ungewöhnlichen Sammeltrieb zu sein. 36 Spätestens seit dem März 1981 ist das anders. Nach einer Zeit der mehr zufälligen Kontakte mit anderen Sammlern dieses Metiers hat sich beim Technischen Museum Dresden eine Interessengemeinschaft für Geschichte der Rundfunktechnik konstituiert, deren Vorsitzender Arno Schiesches, dessen Stellvertreter Herbert Börner ist. Rund 600 Geräte haben diese Sammler bisher erhalten - 200 davon allein Herbert Börner. Dazu noch mehr als 3000 Röhren - 650 davon in einer aus¬ stellungsreifen Sammlung und weitere 600 in den Geräten. Natürlich nicht in seinem ältesten Stück, einem Detektor aus dem Jahre 1923! «Ich habe wahrlich genug zusammengetragen, aber wie das so ist, man kann ja nie wieder aufhören!» „Was bedeuten schon Liebesqualen im Vergleich zu Sammlerqualen; dabei ist bemerkenswert, daß sich noch kein Sammler das Leben genommen hat, im Gegenteil, sie erreichen meist ein hohes Alter; wahrscheinlich ist das Sam¬ meln eine gesunde Leidenschaft .“ ( K. Capek) Technikromantik Die Interessengemeinschaft vereint 23 Radiosammelenthusiasten - Mitte Zwanzig der jüngste, ein Student, der erst ein Gerät besitzt; 50 Jahre alt der älteste, Arno Schiesches, dessen Sammlung rund 450 Geräte umfaßt. All diese Männer eint, daß sie ihr Zusammentragen und «Aufmöbeln» von Bild 2 Dieter Probst vor seinen Radioveteranen 37 Bild 3 Die Trichterlaut¬ sprecher gehören zu Audionempfängern um 1925 Radioveteranen in erster Linie nicht als Selbstzweck, als pure persönliche Interessenbefriedigung verstehen, sondern als gesellschaftliches Anliegen. Das verdeutlichen ein paar Zahlen: Ein besessener Sammler kann je Jahr etwa 20 Geräte erwerben; in 50 Jahren wären das dann 1000 Stück. Ein ein¬ zelner Sammler kann das nicht verkraften, selbst wenn er nach Vollständig¬ keit strebte. In den Jahren von 1923 bis 1930 wurden schätzungsweise in Deutschland 1000 Typen von Rundfunkempfängern (ohne Varianten) ge¬ baut, weitere 1000 Typen zwischen 1930 bis 1945. Und auf dem Territorium der DDR von 1946 bis heute nochmals mehrere hundert Typen. Selbst wer nur eine Übersicht über die Entwicklung geben will - Detektor, Einkreiser, Superhet, Großsuper, UKW-Rundfunk, Stereorundfunk, halbleiter- und schaltkreisbestückte Empfänger -, kann das als einzelner nicht schaffen. Doch wert, bewahrt zu werden, sind diese Zeugen der Technikgeschichte. Das beweist letztlich auch das Interesse der Industrie selbst (die Betriebe haben meist keine ihrer alten Erzeugnisse mehr) und das von Besuchern. Von solchen, die zu den Sammlern nach Hause gehen als auch von solchen, die in ihre Ausstellungen gehen. Denn sowohl Dr. Börner als auch A.Schiesches und D. Probst haben aus ihren Stücken Ausstellungen bestritten, die sehr stark besucht wurden. Wobei natürlich den interessierten Laien die Geräte am besten gefielen, die noch nicht wie Radios aussahen - mit Trichterlautsprecher oder Spulen außerhalb des Gehäuses - oder die Kuriosa, z.B. ein Großsuper mit einer Telefonwählscheibe zur Senderwahl. Für 1983, dem Jubiläumsjahr des Rundfunks, plant Dr.Börner mit der Unterstützung anderer Mitglieder der Interessengemeinschaft eine größere Ausstellung im Stadtmuseum Weimar, zu der er auch ein Begleitheft erar¬ beiten will. Seine große Hoffnung: einmal so viel Zeit zu haben, daß er eine große Geschichte des Rundfunkempfängers schreiben kann. 38 Zunächst aber schreiben die Interessengemeinschaftsmitglieder ihre Be¬ standslisten und tauschen sie untereinander aus. U nd jeder von ihnen erar¬ beitet mehr oder weniger gründlich Kataloge, die die Produktion von Rund¬ funkempfängern in Deutschland und der DDR möglichst lückenlos doku¬ mentieren. Deshalb gehört es bei jedem der ernsthaften Sammler dazu, eine recht umfangreiche Bibliothek zusammenzutragen: zeitgemäße Werkskataloge, Fachzeitschriften, Angebotslisten u. a.m., die dann nach Baujahren kata¬ logisiert werden. Ohne diese Dokumentation kommt keiner aus. Doktor Börner nun betreibt sie mit Akribie, ja fast schon mit Pedanterie, wobei er natürlich durch seine berufliche Tätigkeit als wissenschaftlicher Assistent an der Sektion Nachrichtentechnik der Technischen Hochschule Bild 4 Als der Rundfunk das Laufen lernte - Geräte der ersten Jahre 39 Bild 5 Da lacht das Herz! Dr. Börner an seinen Oldies Ilmenau und durch seine gegenwärtige wissenschaftliche Arbeit an seiner zweiten Promotion über Probleme der Geschichte der Nachrichtentechnik gute Voraussetzungen hat, sein Hobby fachgerecht und gründlich zu unter¬ mauern. So verblüfft er mit der bedenkenswerten Feststellung, daß die Wirkungen der Entwicklung der Elektronenröhre denen der Dampfmaschine gleichen. «Oft wird die Elektronenröhre heute nur als überholt angesehen. Zu kurz kommt dabei die Tatsache, daß es ohne die Röhre nie Halbleiterbauelemente gegeben hätte, daß man ohne die Röhre nicht in der Lage gewesen wäre, die Halbleitereffekte zu erforschen, daß es also ohne die Röhre auch keine Mi¬ kroelektronik geben würde.» „Man muß die Schüler für die Romantik der modernen Technik begeistern ( N. Krupskaja ) 40 Lebensinhalt «Andere pflanzen Bäume, bauen ein Haus. Ich lege nur einen Grundstein!» Herbert Börner gibt seine Idee nicht auf, daß es irgendwann in der DDR ein Rundfunkmuseum geben wird, das Sender- und Empfängerseite gleicher¬ maßen darstellt. Gegenwärtig zeigt das Postmuseum Berlin einige Exponate der Sender- und Studioausrüstung (wobei sicher vieles von der Studio¬ ausrüstung verschiedenerEpochen nicht mehr erhalten sein dürfte), und auf dem Speicher des Verkehrsmuseums Dresden lagern einige Empfänger. Viele der Mitglieder der Interessengemeinschaft würden ihre Sammlung einem solchen Museum übergeben wollen. Denn wohl jeder von ihnen hat sich schon gefragt, was mal aus seiner Sammlung werden soll. Auch Dieter Probst. Zunächst will er aber das Problem so lösen: In sei¬ nem geräumigen Haus will er einen Raum (extra für diesen Zweck an¬ gebaut!) als kleines Museum herrichten. Wobei er auf die entscheidende Schwierigkeit hinweist: In der sehr kurzen Zeit vön nur 3 Jahren hat er mit großer Energie aus der ganzen DDR mehr als 200 Rundfunkempfänger vor¬ wiegend aus den Jahren 1923 bis 1930 zusammengetragen, dabei schon Du¬ bletten als Tauschobjekte erworben, ging nicht an Phonographen, Diktier¬ geräten, Schallwiedergabeanlagen, Kuriosa vorbei, hat vor einiger Zeit nun noch zusätzlich begonnen, Batteriegeräte, Koffer- und Taschenempfänger, Bild 7 Damit fing es bei Dr. Börner vor 15 Jahren an (Staßfurt, Typ W 4 von 1928 mit Blaupunkt-Trichterlautsprecher) Bild 9 Saubere Arbeit eines Radioamateurs von 1924 (Zweiröhren-Zweikreis- Reflex-Empfänger) Eine komplette Empfangsanlage um 1927: Empfänger (Radio-Amator, Typ 3044) mit Trichterlautsprecher (Telefunken), Heizakkumulator und Anodenbatterie Röhren zusammenzutragen. Doch in seine Ausstellung sollen nur Geräte, die restauriert sind und funktionieren. «Aber das ist ein Programm fürs Leben. Wenn ich je Gerät nur mal zwei Tage für die Restaurierung ansetze, schaffe ich im Jahr nicht mehr als fünfzig Stück - wenn ich nicht noch einen Drehknopf oder ähnliches nacharbeiten muß. Es bleiben ja nur die Wochen¬ enden.» Übrigens jagt Dieter Probst immer noch erfolglos einer originalen Anodenbatterie - oder wenigstens einer echten Hülle - nach, um seine Ol¬ dies stilgemäß zum «spielen» bringen zu können. Herbert Börner dagegen hat diesen Aufwand schon hinter sich. Seine Veteranen der Töne sind alle optisch und technisch im Bestzustand, sind alle betriebsbereit. Und so kann er jedem, der Ohren hat zu hören, bewei¬ sen, daß der Klang des Trichterlautsprechers gar nicht so fürchterlich ist, wie das gemeinhin angenommen wird. Herbert Börner treibt sein Prinzip v der äußerlichen Originaltreue bis zur Konsequenz. Wenn bei einem Oldie beispielsweise ein Kondensator defekt ist, wird der nicht etwa gegen ein heu¬ tiges Bauelement ausgewechselt \ sondern er bekommt «nur» ein neues Innenleben im Originalgehäuse. Und war das Bauelement mit Asphalt ver¬ gossen, wird auch das wieder gemacht. Übrigens hat Dr. Börner im Keller noch einen Fernsehempfänger aus dem Jahre 1934/35 stehen, den er sich Bild 11 Bück in das Innenleben eines Fünf röhren-Dreikreisers von 1927 (Tetefunken, Typ T 9) 44 Bild 12 einer der ersten Empfänger für Netzbetrieb (AEG , Typ Geatron 3 IV, 1928) Bild 13 Empfänger und Lautsprecher »in einem« (wie man damals sagte): der Rundfunk¬ empfänger ist komplett (Loewe, Typ EB 100, 1930) eines Tages vornehmen, zum Flimmern bringen will. Noch fehlen ihm einige Röhren... Bei Arno Schiesches ist bisher etwa ein Drittel seiner Gerate funktions¬ tüchtig. Was bringt diese Sammelleidenschaft samt Restaurieren ein? Arno Schiesches sagt kurz und bündig: «Verruf!» Weil überall, wohin er kommt, seine erste Frage lautet: «Hat jemand noch ein altes Radio? Kennt ihr je¬ manden, der...» Dieter Probst'. «Gewinn auf keinen Fall, denn dieses Sam¬ melgebiet hat keinen Markt. Möglicherweise wird die Sammlung auch mal finanziell wertvoll, aber das erlebe ich bestimmt nicht.» Herbert Börner: 45 Bild 14 Traum eines jeden Sammlers, aber nur vom Katalog her bekannt: das Radio mit der Telefon¬ wählscheibe zum Sendereinstellen (Nordmark-Su per, 1936) Bild 15 Ein historischer »Empfänger- Automat« mit 8 Sendertasten ( Sachsenwerk, Typ 405 W, 1939) «Viele Wege, denn die Geräte werden einem nicht ins Haus gebracht. Da muß man schon den Spürsinn eines Jägers entwickeln. Und das gute Gefühl bringt es noch ein, etwas vor dem unwiederbringlichen Verfall zubewahren.» Ein Gefühl, was übrigens Frau Börner nicht zu teilen vermag, wenn sie es auch akzeptiert. Denn obwohl ihr Mann sagt, daß er «kein Stück zu Hause hat», ist seine Kellerwerkstatt ziemlich voll mit Geräten, die neu im Be¬ stand sind und noch auf ihr Comeback warten. Beruflich mit der Rundfunktechnik zu tun hat jetzt keiner der drei Samm¬ ler mehr, wenngleich Herbert Börner gelernter Funkmechaniker, Dieter Probst gelernter Rundfunkmechaniker ist, Arno Schiescltes dagegen diesen Beruf liebend gern gelernt hätte, es aber nach 1945 dazu keine Möglichkeit für ihn gab. Zu Sammlern nun sind sie alle durch einen Zufall geworden, der immer wieder gleich war: Irgendwer hatte den bekannten Amateurradio- 46 bastlern ein sehr schönes altes Gerät angeschleppt. Und in jedem der drei Fälle tickte seit diesem Zeitpunkt eine Zeitbombe. Bei Dieter Probst gar 10 Jahre lang, wobei er in all denen jedem erzählte: «Wenn ich Zeit habe, fange ich an, systematisch alte Radios zu sammeln.» Was ihm natürlich schon niemand mehr glaubte, seine eigene Frau eingeschlossen. Im Wohnzimmer bei Börners in Ilmenau wird viel Radio gehört. Mit einem REMA-Andante. Doch den packt Herbert Börner erst dann in seine Sammlung, wenn er statt dessen einen programmierbaren Empfänger mit mindestens 16 Automatiktasten für AM und FM sowie statt der üblichen Skale eine Mattscheibe zum Selbstbeschriften bekommt. Ferne Zukunfts¬ musik? Wer 60 Jahre der Entwicklung des Rundfunkempfängers bestens kennt, muß es ja wissen! „Glücklich der Mann, der von seinem Hobby leben kann.“ (G.B.Shaw) Wir klären Begriffe RIESELKATODE 47 Neues aus der Rundfunkempfänger- Dipl.-hig. Heinz Bergmann Schaltungstechnik Die Schaltungstechnik der Rundfunkempfänger kann auf eine lange Ent¬ wicklungsgeschichte zurück blicken. Sie hat aus relativ bescheidenen Anfän¬ gen einen hohen Stand erreicht, der heute gekennzeichnet wird durch: - den Einsatz von Halbleiterbauelementen und integrierten Schaltungen; - einen hohen Bedienungskomfort der Geräte; - neue schaltungstechnische Lösungen. Bei allen Neuerungen und Verbesserungen muß beachtet werden, daß die Ausstrahlung und der Empfang von Hörrundfunkprogrammen weiterhin analog erfolgen. Deshalb bleibt die Anwendung digitaler Schaltungsprinzi¬ pien vorwiegend auf Bedien- und Ablauffunktionen beschränkt, während die Signalverarbeitung selbst weiterhin analog vorgenommen wird. Die wohl tiefgreifendste Neuerung auf dem Gebiete der Schaltungstech¬ nik auch für Rundfunkempfänger hat in jüngster Zeit die Mikroelektronik durch das Angebot und den Einsatz von integrierten Schaltungen für Signal¬ verarbeitungsaufgaben und Bedienfunktionen gebracht. Obwohl durch eine spezielle integrierte Schaltung die Schaltungstechnik sowie die Anzahl und die Art der noch notwendigen diskreten Bauelemente im wesentlichen mit¬ bestimmt werden, gestattet geradedie lS-Bestückung,Gerätemitunterschied- lichem Ausstattungsgrad rationell und effektiv aufzubauen. Bis auf den FM-Tuner lassen sich alle Hauptfunktionsgruppen eines Rundfunkempfän¬ gers (s. Bild I) integrieren. Die Anzahl der in DDR-Rundfunkempfängern eingesetzten integrierten Schaltung (IS) reicht von 2 IS (z. B. A 281 D für AM-FM-ZZ und A 21 / D oder A 210 D als NF-Verstärker) in einfachen Rundfunkempfängern bis zu 12 IS in hochwertigen Geräten (z. B. CaratS). Neben der Realisierung von zum Teil hochgezüchteten Bedienfunktionen durch spezielle IS hat die Mikroelektronik auch Einfluß auf andere schal¬ tungstechnische Veränderungen wie: - Schaltungen zur Gebrauchswertsteigerung (Automatiken, Anzeigen, Rauschunterdrückung, Suchlauf, Fernbedienung); - spulen- und abgleicharme- bzw. spulenfreie Schaltungen (Piezofilter, aku¬ stische Oberflächenwellenfilter), - Steuerung der Bedienfunktionen über Gleichspannungen; - Schaltungen zur Störverminderung; - Aufbaurealisierung in Modultechnik (ökonomische Fertigung, Service); 48 Bild 1 Beispiel zur Bestückung von Rundfunkempfänger-Schaltungen mit inte¬ grierten Schaltkreisen - Verwendung neuer oder in der kommerziellen Nachrichtentechnik be¬ kannter Schaltungslösungen (digitale Prinzipien, PLL, Zähldemodulator); - Mikroprozessoreinsatz (programmorientierte Schaltungen für Steuer- und Speicheraufgaben). Im folgenden soll an Hand einiger Beispiele ein Überblick über neue oder veränderte Schaltungen gegeben werden. FM-Tuner-IS Die Integration eines FM-Rundf unkempfängers auf einem Chip vom Anten¬ neneingang bis zum NF-Ausgang ist bisher nur als Prototyp gelungen. Als äußere Bauelemente sind 1 Abstimmkreis und 14 Kondensatoren anzu¬ schließen. Bei der Realisierung eines derartig hohen Integrationsgrads greift man auch auf neue bzw. veränderte Schaltungskonzepte zurück. Man be¬ nutzt z. B. eine ZF von 70 kHz, so daß sich RC-Filter verwenden lassen. Wei¬ terhin wird eine Frequenzrückkopplung zur Unterdrückung von Verzerrun¬ gen benutzt, die den Hub auf 15 kHz verringert. Zur Stummabstimmung zieht man die Korrelation zwischen 2 ZF-Signalen heran, wobei ein ZF-Si¬ gnal verzögert und invertiert gegenüber dem anderen ZF-Signal verarbeitet wird. Sind beide Signale gleich, so liegt eine richtige Abstimmung vor. Frequenzsynthese für Rundfunkempfänger Als Frequenzsynthese bezeichnet man ein Verfahren, bei dem aus einer Be¬ zugsfrequenz hoher Frequenzkonstanz und Frequenzgenauigkeit eine Reihe 49 Bild 2 Frequenzsynthese beim Rundfunkempfänger; a - PLL-Prinzip, b - mit Fre¬ quenzvervielfachung Bild 3 Frequenzsynthese beim Rundfunkempfänger; a - mit Hilfsoszillator , b - mit Vorteiler 50 anderer Frequenzen - hier die AM- und FM-Oszillatorfrequenzen - abge¬ leitet werden. Bei der indirekten Frequenzsynthese (auch Analyse) wird ein frei laufender Oszillator über einen Regelkreis (z. B. PLL) mit der Bezugs¬ frequenz synchronisiert. Von einer direkten Frequenzsynthese spricht man dagegen, wenn aus der Bezugsfrequenz direkt durch entsprechende Schaltun¬ gen (Teiler, Vervielfacher, Filter) die gewünschte Ausgangsfrequenz gewon¬ nen wird. Die Frequenzsynthese greift auf das Prinzip der phasenstarr verketteten Regelschleife zurück (PLL), die in Bild 2a dargestellt ist. Der spannungs¬ gesteuerte Oszillator liefert das gewünschte Ausgangssignal mit der Frequenz / a . Dieses Oszillatorsignal wirkt als Überlagerungsfrequenz in einer Misch¬ stufe und gelangt gleichzeitig zu einem Frequenzteiler mit dem TeilerfaktorP. Der Teiler liefert an den Phasenvergleich ein Signal, das aus dem Über¬ lagerungssignal fJP gewonnen wurde. Darüber hinaus wird dem Phasenver¬ gleich das genaue und konstante Bezugssignal mit der Frequenz f rct zuge¬ führt. Der Phasenvergleich gibt ein Gleichspannungssignal ab, dessen Größe und Polarität von der Phasendifferenz seiner beiden Eingangssignale ab¬ hängt. Nach Unterdrückung unerwünschter Mischprodukte durch einen Tiefpaß und entsprechende Verstärkung steuert es den spannungsgesteuer¬ ten Oszillator so nach, daß die Phasendiflferenz möglichst klein wird, d.h., im «eingerasteten» Zustand ist/ rcf = /,. Durch einen einstellbaren Teilerfaktor des Frequenzteilers lassen sich Aus¬ gangssignale erzeugen, deren Frequenzen unterschiedliche Vielfache der Be¬ zugsfrequenz sind. Auf diese Weise ergibt sich durch eine Programmierung des Teilerfaktors ein gerastertes Frequenzspektrum, wie es zum Abstimmen von UKW-Rundfunkempfängern notwehdig ist. Will man dieses Prinzip auch auf die AM-Bereiche ausdehnen, kann man eine Rasterung im Abstand von 1 kHz anwenden. Bild 4 Einsatz der PLL-Schaltimg im Rundfunkempfänger 51 Speziell im UKW-Bereich muß der programmierbareTeilerhoheFrequen- zen verarbeiten können, was jedoch noch große Schwierigkeiten bereitet, da die Betriebsfrequenzen der in Frage kommenden Logik-IS unterhalb dieser Bereiche liegen. Um diese Schwierigkeiten zu umgehen, lassen sich verschie¬ dene Schaltungsprinzipien anwenden. Bild 2b zeigt das Prinzip einer Fre¬ quenzsynthese mit Frequenzvervielfachung des Ausgangssignals vom span¬ nungsgesteuerten Oszillator, ln diesem Fall arbeitet die Regelschleife bei niedrigeren Frequenzen. Erst nachdem die Frequenz aufbereitet ist, wird eine Frequenzvervielfachung vorgenommen. Eine weitere Möglichkeit ist der Einsatz eines Hilfsoszillators (Bild 3a), der die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators herabsetzt. Wesentlich günstigere Eigenschaften weist das Prinzip nach Bild 3 b auf, das mit 2 Teilern arbeitet. Es wurde durch die Entwicklung sehr schneller Zählerbausteine für den Vorteiler möglich. Die eigentliche Pro¬ grammierung (Abstimmung) wird bei niedrigeren Frequenzen vorgenom¬ men. Die Vorteilung läßt sich auch auf 2 einstellbare Vorteilerfaktoren er¬ weitern. Bild 4 zeigt im Prinzip den Einsatz eines PLL im Rundfunkempfän¬ ger. Bild 5 gibt das Beispiel eines UKW-Steuergeräts mit Frequenzsynthese wieder. Das Bezugssignal wird in diesem Fall von einem Quarzoszillator (5 MHz) geliefert und nach einerTeilung(:200)aIs 25-kHz-Bezugssignalan den Phasenvergleich geführt. An den Phasenvergleich gelangtauch das über einen programmierbaren Frequenzteiler geführte Oszillatorsignal. Stim¬ men beide Signale in der Frequenz oder in der Phase nicht überein, so steuert die Phasenvergleichsstufe die Kapazitätsdioden im Eingangs- und Oszillator¬ teil des Steuergeräts nach. Die Programmierung des Frequenzteilers kann einmal über eine festprogrammierte Diodenmatrix (Stationstasten) oderüber eine Handabstimmung erfolgen. Während der Abstimmung gibt die Phasen- BUd 6 Frequenzanzeigefiir AM/FM-Rundfunkempfänger 53 1 2 3 * 5 6 7 8 Bild 7 Übersichtsschallplan der Einchip-Empfänger-IS A 283 D vergleichsstufe außerdem ein Signal an die Rauschsperre ab. Als Abstimm¬ anzeige wirken 3 Leuchtdioden. Die mittlere grüne Leuchtdiode leuchtet bei richtiger Abstimmung auf, die beiden äußeren roten bei einer Fehlabstim¬ mung. Der im Frequenzteiler enthaltene Vorteiler (: 4) ist inECL-Technik aufge baut und kann Eingangsfrequenzen bis 180 MHz verarbeiten. Der Tei¬ lerfaktor N des programmierbaren Teilers läßt sich von 982 ... 1147 verän¬ dern. Das entspricht einer Frequenzänderung von 87,5 ... 104 MHz. Über einen Dekoder wird die digitale Frequenzanzeige angesteuert. Frequenzanzeige für AM/FM-Rundfunkempfänger Dem Trend einer digitalen Frequenzanzeige kommt im Prinzip ein Baustein¬ system (Bild 6) einer Digitalanzeige nach, das wahlweise für AM- oder FM-Empfangeingesetzt werden kann. Das Bausteinsystem ermittelt die Fre¬ quenz des (AM- oder FM-) Überlagerungsoszillators und nimmt von diesem ermittelten Wert eine Subtraktion der Zwischenfrequenz vor, so daß die Empfangsfrequenz angezeigt wird. Die Schaltung besteht aus einem Vorteiler, einem Zähler und einer Flüs¬ sigkristallanzeige sowie aus weiteren Bauelementen, zu denen der Feldeffekt¬ transistor VI und verschiedene Logikschaltungen gehören. Im AM-Betrieb gelangt das Signal des Überlagerungsoszillators an VI, der den Oszillator durch seine hohe Eingangsimpedanz nur gering belastet. V2 arbeitet linear und bewirkt die Verstärkung. Die sich anschließenden Schmitt- Trigger formen ein TTL-Rechtecksignal, das dann an den Zähler gelangt. Der Zähler enthält einen Festwertspeicher, dem verschiedene ZF-Werte ein- 54 gegeben werden können. Auf diese Weise ist es möglich, den Zähler für un¬ terschiedliche Zwischenfrequenzen einzusetzeh. Weiterhin nimmt der Zähler auch die Subtraktion vor. Die Differenzfrequenz, die gleich der Empfangs¬ frequenz ist, wird auf der Anzeige dargestellt. Im FM-Betrieb wird eine Vor¬ teilung (: 100) der Frequenz des Überlagerungsoszillators vorgenommen. Zur Ermittlung der Empfangsfrequenz wird nur 1/100 der FM-ZF subtra¬ hiert. Das Bausteinsystem läßt sich vorteilhafterweise in zwei Gruppen getrennt aufbauen. Vorteiler und Logikschaltungen sowie der FET werden in der Nähe des HF-Teils im Empfänger, der Zähler und die Anzeige an geeigneter Stelle an der Frontseite angeordnet. Mit dem Bausteinsystem steht eine uni¬ verselle Frequenzanzeige zur Verfügung, mit dem auch Rundfunkempfänger nachgerüstet werden können. Einchip-Radio IS Der A 283 D stellt im Prinzip einen Einchip-AM/FM-Empfängerschaltkreis dar, deraußerdem UKW-TuneralleHauptfunktioneneinesAM/FM-Rund- funkempfängers einschließlich des NF-Verstärkers auf einem Chip enthält. Als äußere Komponenten sind HF-Kreise und einige RC-Netzwerke anzu¬ schließen. Die Stromaufnahme beträgt bei einer Speisespannung von 5,5 V nur <20mA. Die Ausgangsleistung ist 300 mW. Bild 7 zeigt den vereinfach¬ ten Übersichtsschaltplan des A 283 D, der z.B. im Uhrenradio 2001 ein¬ gesetzt wird. Computer-AFC Die optimale Abstimmung auf den jeweils gewählten UKW-Sender läßt sich automatisch durch eine abschaltbare, sogenannte Computer-AFC realisie- Bild 8 Prinzip der Computer- AFC Feldsfärkeameige 55 ren, wie sie z.B. im HiFi-Steuergerät RS 5001 (VEB Robotron Büromaschi¬ nenwerk Sömmerda) verwendet wird. Im FM-ZF-Teil befindet sich der A 225 D (Bild 8), der aus einem achtstufigen Begrenzerverstärker, einem Koinzidenzdemodulator, einer feldstärke- und verstimmungsabhängigen Stummabstimmung, der AFC und der Ansteuerung für die LED-Feldstärke- anzeige besteht. Beim Drehen am Senderwahlknopf schaltet die sich verän¬ dernde Abstimmspannung über einen Kondensator C die AFC für die Dauer der Senderwahl aus. Erst bei Ruhigstellung desSchleifersdesAbstimmpoten- tiometers schaltet die AFC wieder ein und hält den Sender optimal abge¬ stimmt. Über S1 kann man bei ungünstigem Empfang die AFC ausschalten. Die Stummschaltung unterdrückt bei offenem Schalter S2 das bei der Sender¬ wahl zwischen den Sendern auftretende Rauschen. S Q § i'- ^ N. ■§ ^ _ CO 56 LED-Anzeige Neben der rein digitalen Abstimmanzeige sind durch den Einsatz moderner Bauelemente auch Neuerungen bei der Analoganzeige möglich durch: - einen in Abhängigkeit von der Abstimmung wandernden Leuchtpunkt auf einer Skale oder - ein Leuchtband. Bild 9 zeigt dazu ein Beispiel, das mit 12 Leuchtdioden (LEDs) und dem A 277 D arbeitet (Stereorundfunkempfänger accord sc 1500). Der IS ist so aufgebaut, daß er außerdem im Leuchtband- oder Leuchtpunktbetrieb funk¬ tioniert und eine Steuerspannung als Vorgabe für die jeweilige Abstimmstel¬ lung am Anschluß 17 erfordert. Der IS befindet sich in einem DIL-18-Ge- häuse. Die Steuerspannung von 5,5 ... 18 V für Punktbetrieb und 10,5 bis 18 V für Bandbetrieb muß von außen bereitgestellt werden. Regelsystem zur Verzerrungsminderung Die Abstimmung eines FM-Rundfunkempfängers mit einem etwa vorhan¬ denen Abstimminstrument bedeutet noch nicht die Abstimmung auf mini¬ male Verzerrungen, wenn der ZF-Verstärker als Gesamtkomplex nicht sym¬ metrisch ist. Eine Verbesserung gestattet ein relativ aufwendiges System (Bild 10) zur Ermittlung der Verzerrungen, das die Oszillatorfrequenz ver¬ ändert, damit im ZF-Verstärker nur minimale Verzerrungen entstehen kön¬ nen. Dazu wird der Überlagerungsoszillator durch ein im Empfänger erzeug¬ tes 95-kHz-Signal frequenzmoduliert. Durch dieses Signal werden Modu¬ lationsanteile in die unteren und oberen Bereiche des ZF-Bands gelegt. Nach Durchlaufen des ZF-Verstärkers und nach der Demodulation wer¬ den das 95-kHz-Signal und seine Oberwellen (190 kHz) übereinem Hochpaß vom Multiplexsignal abgetrennt und dem Phasendetektor 2 zugeführt. Der Phasendetektor 2 bewirkt, daß der Frequenzverdoppler ein phasenkorrigier¬ tes 95-kHz-Signal erhält. Das sich nunmehr ergebende 190-kHz-Signal wird an den Phasendetektor 1 geführt, der auch Oberwellen (Verzerrungskompo¬ nenten) des Testsignals (95 kHz) aus dem ZF-Verstärker erhält. Die Phase dieser Verzerrungen ist abhängig von der Verstimmungsrichtung; ihreGröße von der Größe des Verstimmungsfehlers. Damit ist das Ausgangssignal des Phasendetektors 1 proportional den durch eine Verstimmung verursachten Verzerrungen. Nach entsprechender Aufbereitung wird es zur Nachstim¬ mung des Überlagerungsoszillators verwendet. Während der Handabstim¬ mung ist das System unwirksam. 57 58 2M-ZF Be grenzen - ausgang Trigger¬ ausgang Multivibrator¬ ausgang mmrm OTmmojy Bild 11 FM-Demodulator nach dem Zählprinzip Zähldemodulator Bisher benutzte FM-Demodulatoren verwenden Resonanzkreise, die zuerst das FM-Signal in ein amplitudenveränderliches Signal verwandeln, das an¬ schließend gleichgerichtet wird. Beide Vorgänge sind im Prinzip nichtlinear und lassen sich nur innerhalb gewisser Grenzen ausnutzen. Durch moderne IS ist nunmehr für diese Aufgabe auch der Zähldemodulator interessant und ökonomisch einsetzbar geworden. Das FM-ZF-Signal wird in kurze Pulse konstanter Breite und Amplitude umgesetzt (Bild 11), die mit der gleichen Frequenz wie die des FM-ZF-Sig- nals auftreten. Besonders günstig bezüglich der weiteren Verarbeitung mit digitalen Schaltungen ist es, wenn eine zweite frequenzmäßige Umsetzung stattfindet, d.h. von der üblichen ZF auf z.B. 1,9 MHz. Die schmalen Trig¬ gerpulse steuern einen monostabilen Multivibrator, dessen Ausgangssignal einem Tiefpaß zugeführt wird, der dann die NF liefert. Geringere Verzerrun¬ gen, besseres Signal/Rausch-Verhältnis und der Wegfall von abzugleichen¬ den Bauelementen sind die sich ergebenden Vorteile. Digitalschaltungen Der Einsatz von Digitalschaltungen hat sich besonders im Bedienungskom¬ plex durchgesetzt. Beim Suchlauf muß nach der Erhöhung der Kanalzahl um 59 H-Signa/ zum Suchlauf Bild 12 Digitalschaltungen im Such¬ lauf; a - Beispiel 1, b - Beispiel 2 einen Kanal geprüft werden, ob ein empfangswürdiger Sender (Feldstärke) vorhanden ist. Wenn ja, muß der Suchlauf gestoppt werden. Der Suchlaufbaustein hat einen Eingang, der bei H-Signal einen Kanal weiterschaltet. Ein Inverter (5'c/;/m7r-Trigger)wandeltdie Information«Emp- fangswürdiger Sender vorhanden» in die Information für den Suchlaufstop um. Will der Rundfunkteilnehmer trotzdem einen anderen Sender emp¬ fangen, so kann er die Taste für den Suchlauf drücken (Bild 12a). Diese zu¬ sätzliche Information koppelt ein ODER-Glied ein, das an den Suchlauf¬ baustein ein H-Signal gibt, wenn kein Sender anliegt oder wenn die Taste gedrückt wird. Soll ein L-Signal der Taste den Suchlauf auslösen, kann man Inverter und ODER-Glied zu einem NAND-Glied zusammenfassen (Bild 12 b). Logikglieder mit offenem Kollektorausgang Neben den üblichen NAND-Gliedern und denNAND-GliedernmitScfw;M7- Trigger-Eigenschaften gibt es noch eine dritte Ausführung mit offenen Kol¬ lektorausgängen. Diese Glieder sind für Phantom-UND-Verknüpfungen vorgesehen. Die Ausgänge der einzelnen Stufen lassen sich einfach parallel¬ schalten, was mit normalen Gegentaktausgängen nicht möglich ist. Bei Gegentaktausgängen würden Querströme zwischen Gattern, die L-Signal haben, und Gattern, die H-Signal haben, fließen. Bei Gattern mit offenem Kollektorausgang sind die Ausgangstransistoren bei H-Ausgangspegel hoch¬ ohmig. Ein gemeinsamer «pull-up»-Widerstand gibt den miteinander ver¬ bundenen Ausgängen (Bild 13 a) H-Signal, wenn alle Ausgangstransistoren hochohmig sind. Führt jedoch einer der Ausgänge L-Signal, so nimmt der gemeinsame Ausgang Q auch L-Pegel an. Logisch gesehen handelt es sich 60 also um eine NOR-Verknüpfung. Der im Bild 13 eingezeichnete Ausgangs¬ transistor ist normalerweise nicht in den Schaltzeichen zu finden, man kann an Hand der Schaltzeichen Glieder mit Gegentaktausgang und Glieder mit offenem Kollektorausgang nicht ohne weiteres unterscheiden. Das Bild 13 b zeigt ein typisches Anwendungsbeispiel für eine Phantom¬ verknüpfungverschiedener Komponenten. Heute hat in einer Stereoanlage in Turmbauweise jedes Gerät sein eigenes Netzteil. Die logische Verknüp¬ fung der Einschaltung unterschiedlicher Geräte wird über die beschriebene Verknüpfung vorgenommen. Der Endverstärker muß immer dann ein¬ geschaltet werden, wenn ein Rundfunkprogramm empfangen, der Platten¬ spieler, eine Kassette oder ein Band abgespielt wird. Er braucht nicht ein- 61 geschaltet zu sein, wenn man beispielsweise vom Tuner oder Plattenspieler auf das Kassettendeck oder auf das Bandgerät überspielen und nicht über Lautsprecher mithören möchte. Ähnliche Gelegenheiten liegen vor, wenn man vom Kassettendeck auf das Bandgerät oder umgekehrt überspielt, ohne daß mitgehört wird. Die entsprechenden Tasten an den Geräten führen über logische Glieder zu einer Sammelleitung, an der alle Ausgänge mit offenem Kollektor angeschlossen sind, die den Befehl «Endverstärker einschalten» bewirken. Im Endverstärker selbst ist ein Relais mit dieser Sammelleitung und der Speisespannung +5 V verbunden. Erscheint nun ein Aktiv-LOW auf der Sammelleitung, so wird über das Relais die Netzspannung für den Endverstärker automatisch eingeschaltet, auch wenn der entsprechende Netzschalter von außen nicht betätigt wurde. Verbesserter AM-Empfang Durch einen Störunterdrückungsdetektor läßt sich mit einem herkömm¬ lichen MW-Rundfunkempfänger ein verbesserter AM-Empfang gewährlei¬ sten, indem mit dem Detektor bei auftretenden Störungen ein störungsärme¬ res Seitenband ausgewählt wird. Der Detektor kann auch für einen Einseiten¬ bandempfang bzw. Empfang mit 2 unabhängigen Seitenbändern verwendet werden. Das ZF-Signal wird 2 Synchrondemodulatoren zugeführt, die die ZF-Träger über eine ZF-Trägerrückgewinnung zueinander 90° phasen¬ verschoben erhalten. Durch anschließende Addition und Subtraktion der sich ergebenden Seitenbänder stehen am Ausgang voneinander getrennt das untere und das obere Seitenband zur Verfügung. Durch eine Umschaltung kann jeweils das nicht durch Nachbarkanalstörungen beeinträchtigte Signal ausgewählt werden. Bild 14 Verbesserter AM-Empfang durch Stönmterdriickimg 62 Ein mit diesem Detektor ausgestatteter Rundfunkempfänger ermöglicht einen herkömmlichen Empfang durch Zweiseitenbanddemodulation oder einen entstörten Empfang durch Umschalten auf ein Seitenband beim Auf¬ treten von Nachbarkanalstörungen. Vor der Trägerregenerierung erfolgen eine Ausfilterung des ZF-Trägers und eine Begrenzung. Kostspielige Filter sind nicht erforderlich. Eine weitere Möglichkeit zur Verbesserung des AM-Empfangs ist mit dem in Bild 14 gezeigten Schaltungsprinzip möglich. Das Grundprinzip geht da¬ von aus, störende Frequenzen durch eine Phasendrehung in einemZweigund anschließende Addition mit nicht phasengedrehten Signalanteilen zu unter¬ drücken. Die Schaltung arbeitet mit 2 Produktdemodulatoren, die den ZF- Träger nach seiner Aufbereitung um 90° phasenverschoben zugeführt be¬ kommen. Auf diese Weise entsteht am Ausgang des Demodulators I die Nie¬ derfrequenz, am Ausgang des Demodulators Q kein Signal. Enthält jedoch das ZF-Signal ein Störsignal (Störträger), so tritt in den Ausgängen der De¬ modulatoren eine Störung auf. Der Ausgang des Demodulators Q wird um 90° gedreht und zum I-Ausgang addiert, so daß sich die nunmehr gegen- phasigen Störungen herausheben. Feldstärkeabhängige AM-Bandbreitenregelung Bei Fernsenderempfang ist eine schmale ZF-Bandbreite von Vorteil, dahier frequenzbenachbarte Sender wie auch Störungen stärker unterdrückt wer¬ den. Wird dagegen der Ortssender empfangen, so strebt man mit Rücksicht 63 auf eine gute Tonwiedergabe eher eine größere ZF-Bandbreite an. DieseZiel- stellung läßt sich unter Ausnutzung der Schwundregelspannung als Band¬ breitenregelspannung erreichen, wobei an Stelle der Veränderung frequenz¬ bestimmender Bauelemente die Tatsache ausgenutzt wird, daßdie Bandbreite eines bei Resonanzfrequenz phasenrein rückgekoppelten Bandfilters durch den Rückkopplungsstrom (Entdämpfung) beeinflußt werden kann (Bild 15). Über eine Auskoppelwicklung L3 und den Transistor VI erfolgt eine phasen¬ reine ZF-Rückkopplung begrenzter maximaler Höhe auf das Hybridfilter 64 (LI - L2). Die Spannungsrückführung bewirkt eine Entdämpfung des Pri¬ märkreises LI. Der ZF-Verstärker arbeitet im schmalbandigen Betrieb. Bei Erreichen einer ausreichend hohen Eingangsspannung beginnt über V2, V3 und die bisher gesperrte Diode V4 die Abwärtsregelung von VI. Da¬ mit sind eine Verringerung der ZF-Rückkopplung und eine Vergrößerung der Bandbreite verbunden. Abstimmungssystem für Autoradios Eine Neuerung auf dem Gebiete der Autoradios ist ein UKW-Abstimm- system, das den automatischen Empfang des jeweils am günstigsten einfal¬ lenden Senders aus einem Angebot von i nsgesamt 70 elektronisch gespeicher¬ ten UKW-Sendern vornimmt. Der im Autoradio enthaltene Mikrorechner sucht in einem kontinuierlichen Vorgang stets die Frequenz des am besten zu empfangenden Senders mit dem vom Autofahrer gewünschten UKW-Pro- gramm heraus. Es sind insgesamt 6 Speicher vorhanden, in die jeweils bis 10 unterschiedliche Senderfrequenzen desselben Programms eingespeichert werden können. Die gewünschte Programmkette wird durch Drücken einer der 6 Programmtasten ausgewählt. Das Umschalten von einem Sender auf den anderen wird vollautomatisch vorgenommen und istfürdenZuhörernur durch eine Unterbrechung in Sekundenbruchteillänge zu bemerken. Das Autoradio besteht aus einem analogen und einem digitalen Teil. Der Analogteil umfaßt den AM/FM-Tuner, den ZF-Verstärker, die Demodula¬ toren sowie den Stereodekoder. Im digitalen Teil sind 2 Mikrorechner mit entsprechenden Speichern, eine Tastatur, ein EAROM-Speicher, in dem bis zu 70 Frequenzen gespeichert werden können, ein Frequenzsynthetisator, Steuereinheiten und eine Flüssigkristallanzeige enthalten. Die Programmie¬ rung wird vom Benutzer mit einer Frequenztabelle vorgenommen. Drückt man eine der 6 Programmtasten, so überträgt derMikrorechnerdie zugehöri- Bild 1 7 Automatische Lautstärke¬ regelung im Autosuper 65 gen Senderf requenzen aus dem EAROM-Speicher in seinen Arbeitsspeicher. Daraufhin wird aus diesen Frequenzen der empfangsbeste Sender gewählt und dessen Frequenz über den Synthetisator in den Analogteil übertragen, wobei gleichzeitig die Frequenz auf der Anzeige erscheint. Störunterdrückung für Autoradios Eine automatische Störunterdrückung in Autoempfängern (z. B. Autoemp¬ fänger A 200) bewirkt das Erkennen und Ausblenden von Störimpulsen (eigenes Fahrzeug, andere Fahrzeuge) bei UKW-Empfang. Die Störunter¬ drückung wird im NF-Weg vorgenommen und unterbricht beim Auftreten eines S törimpulses den NF-Weg für 40 p.s. Im Kollektorkreis des Transistors V204 (Bild 16, Auszug aus dem Stromlaufplan des A 20ff) liegt ein auf 180 kHz abgestimmter Parallelkreis, der das Erkennen der beim Auftreten eines Störimpulses vorhanden hohen Frequenzen ermöglicht. Diese Spek¬ tralanteile werden verstärkt (V205) und gleichgerichtet. V206 wird ohne Ba¬ sisvorspannung betrieben und ist normalerweise gesperrt. Über R238 fließt ein geringer Strom überden Schalttransistor V208 und hält ihn für das Nutz- signargeöfTnel. Am V206-Kollektor steht eine Spannung von etwa 4 V, auf die sich auch C225 auf lädt. Tritt ein Störimpuls auf, so wird in die Basis von V206 über C222 ein Strom eingespeist, der den Transistor öffnet. C225 ent¬ lädt sich über R240 und sperrt V208 für etwa 40 |xs, d. h., der Nutzsignalweg wird unterbrochen. Um den Störimpuls sicher auszublenden, muß das Nutz¬ signal gegenüber dem Störimpuls verzögert werden, wozu 2 Verzögerungs¬ glieder (R230, £.236, C228, R243, £.237, C229) und das RC-Glied 7J229/C227 vorhanden sind (5 ps). Bei AM-Empfang fehlen höherfrequente Anteile im NF-Signal, der NF-Weg ist ständig offen. Automatische Lautstärkeregelung für Autoradios Eine störgeräuschabhängige automatische Lautstärkeregelung bewirkt die Anpassung der Lautstärke eines Autoradios bzw. eines Autokassetten-Mag- netbandgeräts an die jeweils herrschenden Fahr- und Motorgeräusche. Da¬ durch braucht der Lautstärkeeinsteller nicht mehr entsprechend dem jeweils vorhandenen Geräuschpegel nachgestellt zu werden. Das Prinzip wird in Bild 17 v eranschaulicht. Als Aufnehmer für den sich ändernden Geräusch¬ pegel im Autoradio wirkt ein gegen Körperschall geschütztes Kondensator¬ mikrofon. Das NF-Signal am Lautsprecheranschluß wird zur Realisierung der störgeräuschabhängigen automatischen Lautstärkesteuerung gleich¬ gerichtet und gesiebt und einer Pegel vergleichsstufe zugeführt. Andererseits gelangt auch das vom Mikrofon aufgenommene Signal nach entsprechender Verstärkung und Gleichrichtung an die Pegelvergleichsstufe. Aus dem Ver¬ gleich wird ein Steuersignal gewonnen, das über eine entsprechende Anpas- 66 sung die Verstärkung des NF-Verstärkers automatisch verändert. Auf diese Weise läßt sich die Lautstärke in Abhängigkeit vom vorhandenen Geräusch¬ pegel vergrößern oder verkleinern. E-Verstärker Eine relativ neue Betriebsart für Verstärker wird mit E-Betrieb bezeichnet. Diese Betriebsart geht auf Untersuchungen der Leistungsverteilung bei der Bild 18 Prinzip des E- Verstärkers Wiedergabe von Musik zurück, wonach Spitzenwerte in der Ausgangsleistung nur innerhalb weniger Prozent der gesamten Programmzeit auftreten. Es wird also der größte Teil der Ausgangsleistung in über 90% der Zeit nicht genutzt. Abhilfe soll hier der E-Betrieb bringen, der im Prinzip in Bild 18 dargestellt ist. Die Arbeitsweise dieses Verstärkers beruht darauf, daß man durch Speisung der Endstufen mit einer niedrigeren Spannung für die nor¬ male Ausgangsleistung und mit einer höheren Spannung, die bei Bedarf der Spitzenleistung elektrisch zugeschaltet wird, arbeitet. Auf diese Weise erhält man eine Einsparung ip der Stromaufnahme, wenn keine Leistungsspitzen vorliegen. Der Verstärker besteht aus 2 Netzteilpaaren und 2 Paaren von Ausgangstransistoren. Beträgt die Dauerausgangsspannung weniger als die niedrigere Spannung Ul des Netzteils, so wird die Ausgangsleistung von den Transistoren TI und TI und dem Netzteil Ul geliefert. Überschreitet jedoch die Ausgangsspannung die Leistungsfähigkeit des Netzteils Ul, dann werden 67 die übrigen Bauelemente mit dem Netzteil U2 zugeschaltet. Verzerrungen beim Übergang von einer Betriebsspannung auf die andere werden durch schnelle Schalttransistoren und Dioden gering gehalten. Der D-Verstärker Unter D-Verstärker versteht man einen Verstärker, der mit Pulsbreiten¬ modulation arbeitet. Die Möglichkeiten der Pulsbreitenmodulation (D-Be- trieb) bei Verstärkerfunktionen in der Hi-Fi-Technik werden seit geraumer Zeit diskutiert. Bis heute war jedoch die Anwendung der Pulsbreitenmodu¬ lation in NF-Verstärkern vorwiegend auf Einzellösungen beschränkt. Der fortschreitende Einsatz neuer oder veränderter Prinzipien auch in Geräten der Unterhaltungselektronik gestattet Schaltungslösungen, die sich auch serienmäßig in der Produktion und beim Service beherrschen lassen. Bild 19 Prinzip des D- Verstärkers In Bild 19 ist der Übersichtsschaltplan eines D-Verstärkers im Prinzipdar- gestellt. Bild 20 enthält die unterschiedlichen Signalformen. Als Trägersignal wirkt ein Rechtecksignal mit einer Frequenz von etwa 500 kHz. Das Recht¬ ecksignal wird durch ein Integrationsnetzwerk in einen symmetrischen Säge- zahn umgewandelt, worauf sich eineMischungmit demNF-Signal anschließt. Es folgt ein mit hoher Sättigung und Verstärkung arbeitender Schaltverstär¬ ker, der eine Impulsfolge mit der Frequenz von 500 kHz, jedoch unterschied¬ licher Impulsbreite abgibt. Die Impulsbreite ist dabei proportional der Am¬ plitude des NF-Signals. Hintereinem Tiefpaß steht das verstärkte NF-Signal zur Verfügung. Da der Impulsverstärker nur ein- oder ausgeschaltet werden muß, entsteht kein Energieverlust durch einen Ruhestrom wie beispielsweise bei einem A-Verstärker. Die Frequenz desTrägersignals ist ausreichend hoch zu wählen, um Verzerrungen niedrig zu halten und um den Träger am Aus¬ gang unterdrücken zu können. FürdieEndstufenmüssen ausreichend schnell arbeitende Transistoren zur Verfügung stehen, wofür sich V-FET gut eignen. Weiterhin muß dafür gesorgt werden, daß der Hochfrequenzträger bzw. seine Oberwellen nicht nach außen gelangen können (Störabstrahlung). 68 Bild 20 Signalformen beim D- Verstärker NF-Verstärker mit Gleichstromkopplung Mit Siiper-Servo-Schaltung wird eine hochwertige Verstärkerschaltung mit Gleichstromkopplung bezeichnet, die Frequenzen unterhalb von 2 Hz so steilflankig unterdrückt, wie das mit herkömmlichen Schaltungen nicht mög¬ lich ist. In Bild 21 wird das Prinzip der Schaltung gezeigt. Durch die Schal¬ tung werden auch Gleichspannungsanteile am Verstärkerausgang, die eine Gefahrenquelle bei konventionellen Gleichstromverstärkern bilden, vermie¬ den. Dabei bleiben die bekannten Vorzüge des Gleichstromverstärkers wie hohe Klangqualität sowie Phasen- und Impulstreue voll erhalten. Die Super- Servo-Schaltung besteht aus einer Phasenumkehrstufe und einem Tieffre¬ quenzverstärker und wirkt zusätzlich zur Gegenkopplungsschleife. Sie bildet für die Unterschallfrequenzen eine aktive Gegenkopplungsschleife, so daß die Ausgangsimpedanz für sehr niedrige Frequenzanteile abgesenkt wird. Unerwünschte Frequenzanteile werden dadurch wirksam unterdrückt. Im Gegensatzzu herkömmlichen Gleichstromverstärkern garantiert diese Schal¬ tung ein verbessertes Einschwingverhalten auch bei komplizierten Wellen¬ formen. VI stellt den eigentlichen NF-Verstärker mit der herkömmlichen Gegenkopplung (RI, R2) dar. V2 ist der Tieffrequenzverstärker und V3 die Phasenumkehrstufe. Verbindung des Rundfunkempfängers mit anderen Geräten Die Verbindung des Rundfunkempfängers mit anderen Geräten wie Schall¬ plattenabspielgerät oder Magnetbandgerät ist nicht mehr auf herkömmliche Verbindungskabel beschränkt. Die moderne Optoelektronik bietet neue und 69 Bild 21 Prinzip der Super-Servo-Scliallimg verbesserte Möglichkeiten, die aber nur mit Systemkomponenten sinnvoll sind, die hohe Gebrauchswerte und Eigenschaften realisieren. Ein Beispiel für diesen Trend ist ein mit einem PCM-Schallplattenabspielgerät (Digital¬ schallplatte) arbeitendes HiFi-System, das zur Informationsübertragung an die Lautsprecher Lichtleitfasern benutzt, in denen die Übertragung ebenfalls digital vorgenommen wird. Die Digital/Analog-Wandlung findet in den Lautsprecherboxen statt. Auf diese Weise werden Rauscheinflüsse durch die Verstärker oder die Lautsprecherkabel vermieden. Das System verfügt wei¬ terhin über einen Eingang mit Analog/Digital-Wandlung zur Verarbeitung der vom Tuner, Magnetbandgerät oder Analogplattenspieler kommenden Analogsignale. In Weiterführung dieser Idee ist als Verbindungssystem auch ein Heimdatenbus, z. B. wie bei Mikrorechnern, möglich. Wir klären Begriffe 70 Dipl.-Ing. Sieghard Schejfczyk - Y82VL Mikroprozessoren in der Konsumgüterelektronik Anfang der 70er Jahre erschienen auf dem Weltmarkt die ersten Mikropro¬ zessoren. Ihre Entwicklung gewann eine große Bedeutung für viele Bereiche der Elektronik, sie beeinflußte positiv die Leistungsfähigkeit ganzer Indu¬ striezweige. Welche Gründe lassen sich anführen, die für den vielseitigen Einsatz des Mikroprozessors sprechen? Um diese Fragestellung zu beantworten, muß man sich noch einmal die Situation in der Mikroelektronik vor Augen führen, die vor etwa 10 Jahren herrschte. Im Ergebnis der ständigen Vervollkommnung der Fertigungs¬ technologie von Halbleiterstrukturen wurden hochintegrierte Schaltkreise (LSI) entwickelt. Diese enthielten Tausende Transistorkonfigurationen auf einem Siliziumchip, dessen Fläche etwa 25 mm 2 betrug. Somit war die Kon¬ struktion von relativ komplexen Funktionssystemen möglich, die bezüglich Masse, Abmessungen und Energieverbrauch bis dahin unerreichte optimale Parameter garantierten. Jedoch waren diese hochintegrierten Schaltkreise nur für jeweils genau feststehende Anwendungszwecke einsetzbar, was sie zu wenig flexiblen, teu¬ ren Baugruppen werden ließ, deren Fertigung in großer Stückzahl aus Bedarfsgründen problematisch war (Kundenwunschschaltkreise). Deshalb suchte man nach effektiveren Methoden der Verwendung des Großintegra¬ tionsprinzips. Das führte zum Mikroprozessor, dessen Grundmerkmal der Ersatz fest- verschalteter durch programmierbare Logik darstellt. Damit ergibt sich ein LSI-Schaltkreis universeller Art, der es den Anwendern ermöglicht, durch Programmierung eine optimale Anpassung an die jeweilige Aufgabe zu ge¬ währleisten. Der Mikroprozessor wird auf einem oder manchmal auch auf mehreren Chips realisiert, er kann als Zentraleinheit eines Rechners betrach¬ tet werden, den man zu einem Mikrorechner durch Zusatzbaugruppen er¬ gänzen muß. BiM 1 zeigtden prinzipiellen Übersichtsschaltplan eines Mikroprozessors. Das Rechenwerk des Mikroprozessors, die ALU (Arithmetisch-Logische Einheit), ist sehr einfach, sie enthält einen Addierer, der die mathematische oder logische Verknüpfung zweier Zahlen realisiert (Addition, Subtraktion, ODER, UND, EXKLUSIV-ÖDER). Das Endergebnis der mathematisch¬ logischen Operationen steht im Akkumulator. Im Befehlszähler ist die 71 Adressen Bild 1 Übersichtsschalt plan eines Mikroprozessors [1] Adresse erfaßt, unter der im Speicher der nächste Befehl auf bewahrt wird. Nach jeder AbrufOperation erhöht der Zähler seinen Stand um einen Schritt. Die Bus-Struktur wird zum Informations- und Datenaustausch im Mikro¬ prozessor bzw. Mikrorechner benutzt. Die Speicherkapazität der einzelnen Datenregister in der Zentraleinheit entspricht bei parallelem Zugriff der Zahl der Leitungen des Daten-Bus. Diese Kapazität, als Wortlänge bezeichnet, ist eine wichtige Größe zur Charakteristik des Mikroprozessors. Die ersten Strukturen hatten Wortlängen von 4 Bit, dann wurden 8-Bit-Mikroprozes¬ soren entwickelt, gegenwärtig gibt es schon 16-Bit-Mikroprozessoren, und solche mit 32 Bit werden konzipiert. Die Arbeitsgeschwindigkeit von Mikroprozessoren leitet sich aus der je¬ weils verwendeten Bauelementetechnologie ab, bei MOS-Bausteinen liegt sie im Mikrosekundenbereich und ist damit nicht sonderlich hoch, aber für viele Anwendungszwecke ausreichend. Bei der Bipolartechnologie (z. B. I 2 L- Technik) lassen sich wesentlich höhere Geschwindigkeiten erzielen. Ein wichtiges Kennzeichen von Mikroprozessoren ist der Befehlsvorrat, der bei älteren Bausteinen etwa 50 Befehle beträgt, bei neueren bis etwa 160 Befehle reicht. 72 Der Mikroprozessor stellt ein modernes Bauelement dar, aber kein voll¬ ständiges System. Um seine Vorteile in einem Mikrorechner nutzen zu kön¬ nen, muß er durch zusätzliche Funktionseinheiten ergänzt werden. So wer¬ den zur Arbeit des Rechners feste Programmspeicher, die als «Nur-Lese- Speicher» konzipiert sind (ROM, PROM), sowie Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAM) benötigt. Die letztgenannten arbeiten als «Schreib-Lese- Speicher» für Daten und Befehle. Um eine Kommunikation mit anderen Systemen zu gewährleisten, sind weiterhin Ein- und Ausgabeeinheiten erfor¬ derlich. Bild 2 zeigt ein vereinfachtes Schema eines Mikrorechners. Es ist verständlich, daß Mikroprozessoren auf Grund ihrer günstigen Eigenschaften von Anfang an ein breites Anwendungsgebiet fanden. Wegen ihres kleinen Flächenbedarfs, des geringen Energieverbrauchs und der rela¬ tiv niedrigen Kosten können sie in unterschiedlichen elektronischen Geräten und Einrichtungen eingesetzt werden. Auch Anlagen, die auf den ersten Blick gar nichts mit der Elektronik gemeinsam haben, weisen gegenwärtig schon Mikroprozessorsteuerungen auf. Wie sieht der Einsatz der Mikroprozessoren im Konsumgüterbereich aus? Diese Bauelemente der Mikroelektronik erhöhen vor allem den Bedienungs¬ komfort und vervielfachen die funktionellen Möglichkeiten solcher Geräte wie Rundfunk- und Fernsehempfänger. So gestattet ein Steuerblock mit Mi¬ kroprozessor, das Gerät nach einem vorgegebenen Programm ein- bzw. aus¬ zuschalten, weiterhin wird ein automatisches Suchen der Kanäle und die An¬ zeige ihrer Nummer oder Frequenz gewährleistet. Automatische Regelung von Lautstärke, Klangqualität, Balance, Helligkeit und Kontrast sind eben¬ falls möglich, wobei die Werteder zu regelnden Parameter im Speicher fixiert sind. Bild 3 zeigt das Funktionsschema eines digitalen automatischen Kanal¬ wählers eines Fernsehgeräts mit Mikroprozessorsteuerung. Der Mikropro¬ zessor erhält das Programm von einem ROM, der eine Kapazität von 2048 Byte (1 Byte = 8 Bit) hat. Damit ist prinzipiell eine programmierte Abstim¬ mung von 99 Kanälen möglich, wobei man meist mit weniger Frequenzen auskommt. Der Kanalwähler ist mit Infrarot-Fernbedienung ausgerüstet und erlaubt eine Anzeige von Kanal- und Programmnummern. Mit künftigen Mikroprozessor-Steuerblöcken für Fernsehempfänger wird man den Bedienungskomfort noch wesentlich erhöhen können. Im Magnetbandgerät oder Plattenspieler kann ein Mikroprozessorblock die Bild 2 Übersiclitssclialtplan eines Mikro¬ rechners [2] Abstimmspannung 74 Geschwindigkeit des Bandes bzw. der Schallplatte überwachen und im Be¬ darfsfall regelnd eingreifen. Außerdem kann die Wiedergabecharakteristik in Abhängigkeit vom Magnetbandtyp in gewissem Maße automatisch beein¬ flußt werden. Ein weiteres Anwendungsgebiet in der Konsumgüterelektronik finden die Mikroprozessoren in der Klasse der «intelligenten» Fernsehspiele. Diese schaffen beim Spieler die visuelle und akustische Illusion der Teilnahme an echten Sportwettkämpfen, z.B. Tennis, Hockey, Fußball, Schach und ande¬ ren Spielarten. Die Mikroprozessoren gestatten hierbei eine schnelle Ände¬ rung der Spielsituation sowie eine stufenweise Erhöhung des Schwierigkeits¬ grads der Spielregeln in Abhängigkeit von der Versiertheit des Spielers. Durch einfachen Programmwechsel kann das jeweilige Spielgeschehen modi¬ fiziert bzw. grundlegend geändert werden. Man erwartet, daß die Mikroprozessoren auch im Fernmeldewesen eine grundlegende Bedeutung erlangen werden. Moderne Tendenzen sind hierbei von der schnellen Einführung der Digitaltechnik gekennzeichnet, vor allem bei der Signalübertragung. Bereits heute gibt es Telefone, die eingebaute Mikroprozessoren haben. Diese Apparate erkennt man vor allem durch den Nummerntastenschalter, der eine wesentlich kürzere Bedienungszeit als die klassische Wählerscheibe aufweist. Meist haben diese Telefonapparate noch Zusatzkomfort, z.B. die digitale Anzeige der Zeit, der gewählten Nummer und gespeicherter Telefonnummern. Künftig gestattet eine noch breitere Anwendung der Mikroprozessoren bei Gebrauchsgegenständen des täglichen Febens die Schaffung von «Haus¬ haltszentren» mit Mikrorechnern als Steuerzentrale. In diesen Zentren wirkt das Fernsehgerät, das gegenwärtig fast nur für das Beobachten des gesende¬ ten Programms eingesetzt wird, als Hausbildterminal für den Empfang der verschiedensten Informationen politischer, ökonomischer, allgemeinbilden¬ der und unterhaltender Art. Das Hauszentrum wird von einem territorialen Informationszentrum versorgt. Für den Abonnenten ist es ausreichend, den Kode auf der alphanumerischen Tastatur des Steuerpults zu wählen, und auf dem Bildschirm werden die ihn interessierenden Daten erscheinen. Prinzipiell kann man sogar Informationen zwischen den einzelnen Teilnehmern des Kommunikationssystems austauschen. Das Heiminformationszentrum wird die unterschiedlichsten Funktionen erfüllen. Es kann die Aufgaben eines automatischen Sicherungs- und Warn¬ systems übernehmen (Brandmeldung, Wasserrohrbruchmeldung). Gleich¬ zeitigkönnen automatische Schutzmaßnahmen eingeleitet werden. Auch das Mikroklima der Wohnung läßt sich durch dieses Zentrum regeln, das für die Einhaltung optimaler Werte von Temperatur und Fuftfeuchtigkeit sorgt. Mit Mikroprozessoren werden die Nutzungsbedingungen von Kochplatten, Nähmaschinen und Geschirrspülautomaten wesentlich verbessert werden. Das bedeutet neben der Erhöhung des Bedienungskomforts auch eine Ener¬ gieeinsparung, was künftig noch mehr an Bedeutung gewinnt. Eine der wichtigsten Funktionen eines künftigen Steuersystems im Haus¬ halt wird die medizinische Kontrolle der Lebensvorgänge im Organismus des 75 Menschen sein. Diese beruht auf der Analyse des Herz-Gefäß-Systems (Blut¬ druck, EKG), der Atmungsvorgänge (Atemfrequenz und -tiefe) und des Nervensystems (EEG). Dieser Beitrag konnte nur wenige Beispiele der Anwendung von Mikro¬ prozessoren in Geräten der Konsumgüterelektronik aufzeigen. Dabei wurde dargelegt, daß die Mikroprozessoren auf der einen Seite bedeutend die funk¬ tionellen Möglichkeiten von bereits bestehenden Anlagen erhöhen und auf der anderen Seite die Konstruktion prinzipiell neuer Erzeugnisse für den all¬ gemeinen Gebrauch stimulieren. Die Zukunft wird zeigen, daß der Mikro¬ prozessor eine noch allseitigere Verbreitung findet. Literatur [1] Dieckmann, H. W., Mikroprozessor- Computer statt festverdrahteter Logik, Funkschau (1975), Heft 26, Seite 53 [2] Nasarenko , £./ Simakov, V., Mikroprozessory u nas doma, Radio (1979), Heft 5, Seite 17/18 ]3] Goscli, J., Television Chips are good bet for channel tuning, Electronics 51 (1978), Heft 15, Seite 3E/4E [4] Reichel, R., Mikroprozessoren, Radio-Fernsehen-Elektronik (1977), Heft 1, Seite 5/7 Wir klären Begriffe E1NSCHLE1CHEN 76 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Stereofonie auf Mittelwelle? Immer wieder werden Versuche unternommen, die Empfangsqualität in den AM-Bereichen, speziell im Mittelwellen- und im Langwellenbereich, zu ver¬ bessern. Unter diese Bemühungen fällt auch der Vorschlag für eine Stereo¬ übertragung im Mittelwellenbereich, für dessen Realisierung es verschiedene Lösungsmöglichkeiten gibt. Ein für den Betrieb im Mittelwellenbereich vor¬ gesehenes stereofones Übertragungssystem muß folgende Grundanforderun¬ gen erfüllen: - Kompatibilität mit bisher verbreiteten Mono-AM-Rundfunkempfängern, d. h., der bisher mögliche Monoempfang darf in keiner Weise beeinträch¬ tigt werden. - Einhaltung derfüreine stereofone Übertragung und Wiedergabe notwen¬ digen Parameter wie Übersprechen, Signal/Rausch-Abstand, Klirrfaktor und Intermodulation. - Keine Störsignalerzeugung in Nachbarkanälen, die auf die Stereoübertra¬ gung im benutzten Senderkanal zurückzuführen ist. - Keine größere Bandbreite als bei einer klanglich gleichwertigen Mono¬ übertragung. - Leichte Realisierbarkeit, insbesondere auf der Empfängerseite. Zur Lösung dieser Aufgaben gibt es verschiedene Vorschläge, die auf ein gemeinsames und von der FM-Stereofonie her bekanntes Grundprinzip zu¬ rückgreifen: Sie arbeiten alle mit einem Summensignal, das das kompatible Monosignal darstellt, und einem Differenzsignal. Summen- und Differenz- signal werden jeweils aus der Summe bzw. aus der Differenz aus linkem und rechtem Signal gewonnen. Genau wie bei der FM-Stereofonie muß bei der AM-Stereofonie eine geeignete Möglichkeit gefunden werden, um Summen- und DifTerenzsignal in geeigneter Weise im betreffenden Übertragungskanal vom Sender an den Empfänger zu übertragen. Dazu gibt es unterschiedliche Systemvorschläge, die einmal eine Kombination verschiedenerModulations- arten (Amplituden-, Frequenz- und Phasenmodulation) zusammen mit 1 Träger, 2 Trägersignale mit Phasenverschiebung (Quadraturverfahren) oder 2 unabhängige Seitenbänder einsetzen. 77 AM-FM-Verf ahren In diesem Fall wird von der gleichzeitigen Amplituden- und Frequenzmodu¬ lation eines Trägers Gebrauch gemacht. Die Amplitude des Trägers wird mit dem Summensignal moduliert, seine Frequenz mit dem DifFerenzsignal. Ein üblicher MW-Rundfunkempfänger spricht nur auf die Amplitudenmodula¬ tion an und liefert das Monosignal (Summensignal). Der AM-Stereorund- funkcmpfänger dagegen ist zusätzlich nochmit einem FM-Demodulator aus¬ gestattet und liefert neben dem Summensignal auch das Differenzsignal. Beide werden einer Matrix zugeführt, die das linke und das rechte. Signal an die NF-Verstärker (Bild 1) abgibt. Bild 1 Empfängerprinzip für das AM-FM-Verfahren AM-PM-Verf ahren Bei diesem Lösungsvorschlag moduliert das Summensignal den Träger in der Amplitude. Zusätzlich erfolgt durch das Differenzsignal eine Phasenmodu¬ lation desselben Trägers. Zur Stereoanzeige kann ein zusätzliches Signal (z. B. 5-Hz-Signal) verwendet werden^ das ebenfalls in Phasenmodulation übertragen wird. Das 5-Hz-Signal bewirkt neben einer Stereoanzeige auch eine automatische Mono-Stereo-Umschaltung im AM-Stereorundfunk- empfänger. Bild 2 zeigt den vereinfachten Übersichtsschaltplan eines Rund¬ funkempfängers, der nach diesem Verfahren arbeitet. Neben den üblichen Stufen eines AM-Rundfunkempfängers werden hier einige Zusatzbausteine verwendet. Dazu gehört ein Begrenzer, der die Pha¬ senmodulation von der Amplitudenmodulation trennt. Der Phasendemodu¬ lator liefert das Differenzsignal an eine Matrix, an die auch das Summen¬ signal gelangt. Die Phasendemodulation läßt sich auch nach dem PLL-Prin- zip realisieren. Das Summensignal muß für eine richtige Matrizierung durch eine gute Verstärkungsregelung konstantgehalten werden. Bevor das Diffe- 78 Bild 2 Empfängerprinzip fiir AM-PM- Verfahren renzsignal an die Matrix gelangt, wird das 5-Hz-Signal ausgekoppelt. Der Monorundfunkempfänger spricht auch in diesem Fall wieder nur auf die Amplitudenmodulation an und liefert das Monosignal (Summensignal). Quadraturverfahren Das Quadraturverfahren arbeitet mit 2 Trägern gleicher Frequenz, die je¬ doch eine Phasenverschiebung von 90° aufweisen. Es wird auch mit QUAM- Verfahren (quadrature amplitude modulation) bezeichnet. Die beiden Träger werden jeweils mit einem der beiden Tonsignale amplitudenmoduliert und über eine gemeinsame Antenne abgestrahlt. Der Monorundfunkempfänger empfängt beide Trägersignale. Durch die in ihm angewendete Hüllkurven- demodulation wird das Monosignal gewonnen. Der AM-Stereorundfunk- empfänger enthält neben den üblichen Stufen zusätzlich 2 Synchron¬ demodulatoren, die das rechte bzw. das linke Tonsignal liefern. Das Quadraturverfahren hat jedoch in dieser Form erhebliche Schwierigkeiten mit der Kompatibilität, wenn die linken und die rechten Tonsignale stark voneinander abweichen. Flierbei treten im Monorundfunkempfänger un¬ zulässig große Verzerrungen auf. Ein normaler Hüllkurvendemodulator liefert nicht die Summe aus linkem und rechtem Signal, sondern eine Mischung aus Summen- und Differenzsignal, die zu einer unzulässig großen Intermodulation führt. Zur Lösung dieser Unzulänglichkeiten des Quadraturverfahrens hat man eine Modifikation der Übertragungsparameter vorgenommen und das soge¬ nannte kompatible Quadraturverfahren (C-QUAM - compatible quadrature 79 Bild 3 Empfängerprinzip fiir das C-QUAM- Verfahren amplitude niodulation) entwickelt. Beim kompatiblen Quadraturverfahren werden die auf tretenden Verzerrungen vomMono- zum AM-Stereorundf unk- empfänger hin verschoben, in dem sie sich korrigieren lassen. Im AM-Stereo- rundfunkempfänger muß der Modulationseffekt des Senders kompensiert werden, der für den kompatiblen Betrieb mit einem normalen Hüllkurven¬ demodulator im Monoempfänger erforderlich ist. Dazu wird im AM-Stereo- rundfunkempfänger dem Trägerpegelmodulator ein Signal zugeführt, das proportional der Trägerphase (cos

- -- /}, > WOSZ ‘Hefmax Uouf * = _ »1*Q n _ 0,65 «sc - 7“- ^ouf mt? Bild 4 Empfohlene Beschaltung des 723-Reglers für U out = + 2 ... + 7 V 98 Tabelle 1 Daten der Präzisions-Spannungsregler (Serie 723) im RGW * > .5 < £ E«? .S a C 09 69 — *T3 > « £ cä e -s e < _ x E Jia 3 x > . O C3 _ k £ .S = C 6 -S c * > . - eö b £ .£ E X X) kT ctf 1 kJ X X X io IT) r-" r-T O ^ © «n n in" rl «n © © O O ''t ^ O O r- r- Tt ^ m rn m m + + + + /1iO«/1»/l‘/’>‘0«/’>«/i«/1»/1 iriNfNrjfN^OOOO ++++++++++ © © O © O, © ©^ ©^ © O r cn r-T rn rn rn W N N M vo 4- ~ — /~> 2 > < £ Bi U 00 ■C % a Z a > g 5 < Ci So C/O m n F. o a & % 3 T W « I J J 7J ^ r» r- r- r~ t* Z Z Z Z Z 2 w w w w w ^ — o w ° a Q x vo vo < < U V D D O 'O o ro r~i m **"> ro _____ in m ^ ^ ^ ^ » S J -1 M r- i"- r— i-~ • Z 3 u. '-• O .£ = 3 °II Ö h c 00 ■it e 1 - « V c ■£> ü 2 « -C 00 2 C Q. o !§ •§ •« fc- t- c/o * * is 2 -£ D. *•• SPu £ E oo .5? | § * c g <11 5 j= fflOI * * .§ o o g J J«o 00 cJ nJ 00 109 i'ingong v Bild 1 Übersichtssclialtplan des K 155 AT 1 +Uß K155Jlß7 Substrat Bild 2 Übersichtsschaltplan mir Pin- belegung des K 155 JIIT 7 wichtigsten Merkmale der einzelnen TTL-Familien und ihr jeweiliges Her¬ stellungsland anzuführen (Tabelle 1). Zu dieser Tabelle [3] einige Erklärungen. Die einzelnen Serien der unter¬ schiedlichen Hersteller enthalten nicht alle gleichermaßen sämtliche Typen. So fertigt z. B. TESLA im Rahmen seiner 74er-Serie keinen Typ 180 (Pari¬ tätsgenerator), hierfür führt der TESLA-Katalog 1981 [4] den UNITRA- Typ UCY 74180 N bzw. den 74180 PC von TUNGSRAM an. Ebenso ist der Typ 195 (4-Bit-Schieberegister) bei TESLA nicht vertreten, für ihn wird der HWF-Typ D 195 C empfohlen usw. Die TTL-Serien werden in den ein¬ zelnen RGW-Partnerländern ständig durch Neuentwicklungen ergänzt. Es empfiehlt sich also, sorgfältig zu untersuchen, wer welchen TTL-Schaltkreis herstellt. :■> 8 110 Auf 2 neue sowjetische TTL-Schaltkreise soll kurz eingegangen werden. Sie sind zwar seit einiger Zeit für viele Zwecke eingesetzt [5], [6], doch gibt es kaum Literatur über sie (1981): K 155 ATI und K155JW7. Der K 155 Ar 1 ist ein Monoflop mit Sc/iw/Vf-Trigger-Eingang (äquivalent dem SN 74121 von Texasinstruments bzw. dem UCY 74121 von UN1TRA). Die Pinbelegung seines DlL-14-Sockels: 1 Ausgang Q 14 + u B 2 frei 13 frei 3 Eingang Al 12 frei 4 Eingang A2 11 Rcxll Cext 5 Eingang B 10 Qxt (+) 6 Ausgang Q 9 R.nt 7 0 V, Masse 8 frei Die Bedeutung der Indizes: ext = äußerer, int = innerer. Die Ausgangs¬ impulsbreite beträgt 40 ns ... 28 s, die minimale Eingangsimpulsbreite 50ns. In Bild 1 wird der Stromlaufplan einer typischen AnwendungdiesesSchalt¬ kreises gezeigt. Es handelt sich um den Teil eines Fernsteuerempfängers (Ser¬ voschaltung): Die positive Anstiegsflanke jedes Impulses, der an den Ein¬ gang gelangt, triggert den monostabilen Multivibrator (K 155 ATI). Die Impulsdauer wird durch das RC-Glied zwischen den pins 10 und 11 (« C ex t», «Rext») bestimmt. Ein Teil des R-Glieds wird durch ein Potentiometer ge¬ bildet, das mit dem Servoantrieb gekuppelt ist. In der angegebenen Dimen¬ sionierung beträgt die Dauer des Impulses 0,8 ... 2,4 ms [5], [7], K155J1I17 ist die Bezeichnung für einen Doppelperipherietreiber (Doppelleistungstreiber), der dem SN 75450 B von Texas Instruments ent¬ spricht. Er gehört also nicht zur eigentlichen TTL-Serie, wie die Zahl 155 in seiner Typenbezeichnung vermuten läßt. Die Spannung U cEO darf 20 ... 30V betragen, die Verzögerungszeit ist 20 ns. In Bild 2 wird die Pinbelegung des DIL-14-Sockels gezeigt. Im Zusammenhang mit den sowjetischen TTL-Schaltkreisen sei auf die seit einigen Jahren gültigen, aber erst schrittweise eingeführten neuen Be- zeichnungenfürlS nach GOST 18662t 73 verwiesen. Wichtigste Änderungen gegenüber der bisherigen Bezeichnungsweise sind: Die erste Zahl der Typen¬ bezeichnung ist nicht mehr eine 1 für monolithische und eine 2 für hybride IS, sondern die vollständige Seriennummer, der der betreffende IS angehört. Ferner: NegierteUND/ODER-Verknüpfungsglieder hießen früher JIIS1LB), sie heißen künftig JIA (LA). Die letzte Ziffer gibt die Nummer der Ausfüh¬ rung an. Beispiel: Der K 155 JIA 8 hieß früher K 1 JIB 558. Da z.Z. (1981) oft noch IS mit beiden Bezeichnungen auf dem Markt sind, muß man sehr aufpassen mit unbekannten sowjetischen IS - eine Verwechslung ist jedoch ausgeschlossen. Die neuen Bezeichnungen für IS wirken sich auch auf die linearen IS aus: Operationsverstärker hießen früher YT (UT), Beispiel der bekannte K 1 YT401. Sie werden jetzt mit yjC(UD) bezeichnet. In diesem Zusam¬ menhang ein Hinweis für unsere Leser: Es ist zu empfehlen, bei Anfragen oder dergleichen über sowjetische IS stets die Originalbezeichnung anzu- 111 Bild 3 limenschallung des K 548 >7/ 1 geben, also das, was auf den IS aufgedruckt ist. Die Erfahrung lehrt, daß durch falsche Transliterierung der kyrillischen Buchstaben und durch un¬ saubere Schrift falsche Auskünfte angefordert und folglich auch gegeben werden. In diesem Fall muß man die Praxis unserer Halbleiterindustrie be¬ dauern, transliterierte Bezeichnungen (also mit lateinischen Buchstaben) zu verwenden. Freilich ist das drucktechnisch bedingt, und die entsprechenden Veröffentlichungen wenden sich an Fachleute. Seit einigen Jahren erleben die längst bekannten ECL-Schaltkreise (emittergekoppelte Logikschalt¬ kreise, in der Literatur gelegentlich auch «ECTL»-Schaltkreise genannt) eine Renaissance. Sie erlauben wesentlich kürzere Schaltzeiten als die ein¬ gangs erwähnten TTL-Schaltkreise, obwohl sie gewisse Nachteile aufweisen [9]. So gab es vor Jahren bereits die Serien K137 (18 unterschiedliche IS), K 138 (7 unterschiedliche IS) und K 187 (10 unterschiedliche IS) [10]. Sie werden jetzt ergänzt durch die Serie K 100 (17 unterschiedliche IS). Das,ist um so erstaunlicher, als die Daten dieser Serie bereits 1976 propagiert wur¬ den [11]. Als typische Verzögerungszeit für ein NOR-Gatter wird 2,9 ns ge¬ nannt (vgl. die Standard-TTL-Serie mit 10 ns). Die Serie K 100 ist in der DDR noch weitgehend unbekannt, obwohl sie seit einigen Jahren gefertigt wird. Ihre IS sind im löpoligen Flat-pack-Kunststoffgehäuse untergebracht, ähnlich wie die Serie K 500 im DIL-Gehäuse [12], [13]. Auch mehrere lineare IS aus der UdSSR sind für die DDR neu: Der K 174 AX 2 enthält einen kompletten AM-Überlagerungsempfänger bis zum Demodulatorausgang. Er ist äquivalent dem A 244 D vom VEB Halb- 112 Bild 4 Stromlaufplan eines Tonabnehmer- Vorverstärkers mit K 548 S lf 1 Bild 5 Magnetbandgerät- Wiedergabe¬ verstärker mit K 548 YH 1 leiterwerk Frankfurt (Oder). Der Schaltkreis K 174 YP3 stellt einen FM-ZF- Verstärker mit FM-Demodulator dar. Er hat also die gleiche Funktion wie der A 220 D, ist jedoch mit diesem nicht äquivalent; Daten und Pinbelegung sind unterschiedlich. Seine wichtigsten Daten [14] sind: C/b„o» = +6... + 15V;/„ = 12... 14 mA; U iu lim = 100 (iV (/= 10,7 MHz); (7 nf = 100 mV. Die Pinbelegung des DIL-14-Sockels: 1 Masse, 0 V 14 Entkopplung 2 ZF-Phasenschieberkreis 13 Eingang, heißes Ende 3 24-pF-Kondensator an pin 2 12 Eingang, kaltes Ende 4 frei 11 frei 5 24-pF-Kondensator an pin 6 10 Regelspannung 6 ZF-Phasenschieberkreis 9 + 7 frei 8 NF-Ausgang 1980 sorgte eine Veröffentlichung in der sowjetischen Fachpresse für Über¬ raschung [15]. In jenem Artikel wird der Schaltkreis K 548 YH 1 (Varianten A und E) beschrieben. Es handelt sich um einen Stereovorverstärker, der pinkompatibel dem LM 381 N (National Semiconduetor, USA) ist. Seine wichtigsten Daten: U Bnom = + 12 V ( + 9... + 30 V); I B = 8 mA; V„ = lOOdB (Variante A) bzw. 106 dB (Variante E), beide an R L = 10 kQ; Rausch¬ spannung am Eingang = 0,6 p.V (Variante A) bzw. 0,8 p.V (Variante E); k = 0,05 % bei U out = 2 V an R L =*= 2 kfl und V u = 34 dB; A/ohne Gegen¬ kopplung = mindestens 20 MHz; Übersprechdämpfung zwischen beiden Verstärkerhalbzügen = 60 ... 62 dB bei 1 kHz. Der IS ist in einem DIL-14- Gehäuse untergebracht, seine Pinbelegung: 113 Bild 6 Äußerst klirrarmer Vorverstärker mit K 548 VH 1 1 nichtinvertierender Eingang 1 2 invertierender Eingang 1 3 Fußpunkt Eingang 1 4 0 V, Masse 5 Frequenzkompensation Eingang 1 6 Frequenzkompensation Eingang 1 7 Ausgang 1 14 nichtinvertierender Eingang 2 13 invertierender Eingang 2 12 Fußpunkt Eingang 2 11 Frequenzkompensation Eingang 2 10 Frequenzkompensation Eingang 2 9 +U B 8 Ausgang 2 In Bild 3 ist die Innenschaltung des IS zu sehen. Die Einsatzmöglichkeiten des K 548 yH 1 sind vielfältig: NF-Vorverstärker bzw. -entzerrer für Ton¬ abnehmer (Bild 4). Der Verstärkungsfaktor ergibt sich aus der Größe der eingestellten Gegenkopplung, d. h. aus dem Verhältnis (Ri + R2)/R2. In Bild 5 wird der Einsatz des K 548 YH 1 als Wiedergabeverstärker im Ma¬ gnetbandgerät gezeigt, ln Bild 6 schließlich ist der Stromlaufplan eines äußerst verzerrungsarmen Vorverstärkers (k < 0,05 % bei 3 V Ausgangsspannung) zu sehen. Die Verstärkung liegt bei 20 dB. Die Schaltung nach Bild 6 ist in¬ sofern eine interessante Lösung, weil der invertierende Eingang angesteuert wird - bei den meisten Anwendungen des K 548 YH I ist es der nichtinver¬ tierende Eingang. Natürlich wird in Bild 3 bis Bild 6 nur jeweils ein Halbzug gezeigt - der andere Halbzug (es handelt sich ja um einen Stereovorverstärker) bezieht sich auf die eingeklammerten Pinnumerierungen. Noch während der Arbeit an diesem Beitrag erschien eine Zusammenstel¬ lung neuer IS der sowjetischen Serien K 157 und K 547. Dabei fallen einige Schaltkreise besonders auf: der Leistungsoperationsverstärker K 157 Yff 1 und der Doppeloperationsverstärker K 157YJJ 2 (die wichtigsten Daten dieser beiden IS sind in Tabelle 2 enthalten; es gibt übrigens keine Vergleichs¬ typen im NSW), die Stereo-NF-Vorverstärker-Entzerrer K 157 J1FI1 A und der MOS-Schaltkreis K 547 KYl 1, bestehend aus zum Teil intern ver¬ bundenen 4p-Kanal-MOSFET, vorwiegend als Schalter konzipiert. Die genannte Veröffentlichung [16] ist die erste, die konkrete Auskunft über die neuen sowjetischen IS gibt, deren Existenz zumindest teilweise inter¬ essierten Fachleuten bekannt war. Beim Erscheinen dieses Beitrags werden wesentlich mehr Einzelheiten über sie vorliegen. 114 Tabelle 2 Daten der Schaltkreise K 157 yH 1 und K 157 yH 2 a _ c 0,2 2,0 Vom.« in V ±12 + 10 os > «o C 0,5 0,5 N ^ .5 0,5 1,0 CQ TD O r- s> .5 94 94 > -i F^f C 50 50 > o £ .£ 5 10 Ai in m A on r- Vß max in V O oo n in +1 +1 Vß min in V ±3,0 ± 3,0 Typ * — 1 >» r- r- «n in * * I 15 Damit endet dieser kleine Streifzug durch die neuen IS im RGW. Ein An¬ spruch auf Vollständigkeit wird nicht erhoben, schon deshalb nicht, weil während der Niederschrift in der DDR noch lange nicht alle Daten der neuen IS Vorlagen. Dazu ein Hinweis: Die neuen IS wurden vorgestellt, über der¬ zeitige Bezugsmöglichkeiten kann der Autor nichts sagen. Der Beitrag ist zur Information der zahlreichen Elektronikamateure gedacht. Betriebe und gleichgestellte Institutionen können nur importierte Bauelemente verwen¬ den, deren Einsatz vom VEB Applikationszentrum Elektronik Berlin geneh¬ migt ist. Literatur [1] Halbleiterbauelemente 1973/74, Intermetall, Halbleiterwerk der Deutsche ITT Industries GmbH, Freiburg i. B. [2] Semiconductors, Sescosem, Paris (ohne Erscheinungsjahr) [3] Patern, J., Sovetske integrovane obvody TTL, Amaterske radio, Praha 29 (1980) 7, Seite 265 und 266 [4] Polovodicove soucastky 1981, Tesla Roznov [5] Sieger, G./Meyer, H., Spannungsgesteuerter Oszillator mit K 155 ATI, radio fernsehen elektronik, Berlin 30 (1981) 7, Seite 454 und 455 [6] Turinsky, G., Anwendung der IS K 155 JH1 7, radio fernsehen elektronik, Berlin 30 (1981) 4, Seite 220 bis 222 [7] Schaltbeispiele mit integrierten Digitalschaltungen der TTL-74 ...-Serie, Ausgabe 1975, Intermetall semiconductors, Freiburg i.B. [8] Henkel, D., Moderne Schaltkreistechnologien und ihr Einfluß auf den Ent¬ wurf logischer Schaltungskomplexe, radio fernsehen elektronik, Berlin 24 (1975) 3, Seite 73 bis 78 [9] Telefunken-Laborbuch V, AEG-Telefunken, Geschäftsbereich Röhren/ Halbleiter, Ulm 1971 [ 10] f opionoa, H. H., CiipaBOiOHMK no nonnnpoBOAHmcoBbiM anoitaM, Tparnnc- TopaM u HHTerpajibHbiM cxeMaiw; 3Heprmi, Moskva 1977 [11] Böttger, K.-D./Göhler, K.-P., Integrierte Schaltungen; radio fernsehen elek¬ tronik, Berlin 25 (1976) 19/20, Seite 645 bis 666 [12] UlMaKoaa, T./Cmojiboea, r./JJoeynoea, P., MmcpocxeMbi cepHH K 100; PaztHO, Moskva 55 (1978) 2, Seite 57 und 58 [13] lllMcuwaa, T./Cmojiboaa , r./Jloeynoea, P., MmcpocxeMbi cepHH K100; PaAHO, Moskva 57 (1980) 3, Seite 61 und 62 [14] A.ieKcandpoa, r., MmcpocxeMbi K 174 XA 2 h K 174YP 3; PaAHO, Mos¬ kva 57 (1980) 4, Seite 61 und 62 [15] Eoedan, A., HHTerpajibHbiM cAßoeHHbiM npeABapHTenbHbiu ycHAHTenb K 548 y H 1 ; PArMO Moskva 57 (1980) 9, Seite 59 und 60 [16] Andpuanoti, B., MHTerpanbHbie MmcpocxeMbi aah annapaiypbi MarHHT- hom 3anwc; PaAwo, Moskva 58 (1981) 5-6, Seite 73 bis 76 116 Ing. Winfried Midier Fliissigkristall- anzeigebauelemente Die unterschiedlichen Modelle elektronischer Taschenrechner, (Bild 1), Armbanduhren, Wohnraumuhren (Bild 2) und Wecker (Bild 3) sind, für je¬ den ersichtlich, fast ausschließlich mit Flüssigkristallanzeigebauelementen ausgestattet. An Stelle der Bezeichung Flüssigkristallanzeige ist die werbe¬ wirksamere angelsächsische Kurzform für Liquid cristall display = LCD häufig auf Gerätefrontplatten anzutreffen. LC-Anzeigen haben die Licht¬ emitter- und Fluoreszenzanzeigen aus solchen Geräten verdrängt, für die als Stromversorgung Batterien vorgesehen sind. Der einzigartige Vorteil der LC- Anzeigebauelemente ist ihre außerordentliche geringe Leistungsaufnahme. Nur wenige p.W/cm 2 angesteuerter aktiver Fläche genügen, um Ziffern, Zeichen, Symbole und Grafiken sichtbar zu machen. Die geringe Leistungsaufnahme erklärt sich dadurch, daß LC-Anzeige- bauelemente selbst kein Licht erzeugen, hierfür also keine Energie aufge¬ bracht werden muß. Damit sind diese Anzeigebauelemente nur ablesbar, wenn sie durch natürliche oder künstliche Lichtquellen beleuchtet werden. Mit dieser Verhaltensweise macht sich eine weitere Eigenschaft der LC-Bau- elemente vorteilhaft bemerkbar. Je intensiver die LC-Anzeige beleuchtet wird, um so kontrastreicher erscheinen die angesteuerten Symbole im An¬ zeigefeld. Für Geräte und Anlagen mit LC-Anzeigesystemen, die im Freien oder einer sehr hell beleuchteten Umgebung betrieben und abgelesen werden müssen, ist das eine Eigenschaft von hoher ergonomischer Wichtung. Von einer gewissen Problematik erweist sich zur Zeit der relativ enge Be¬ triebstemperaturbereich. Der Temperaturbereich, in dem das LC-Anzeige- bauelement betrieben werden darf, ist durchden verwendeten Flüssigkristall¬ substanztyp gekennzeichnet. Der Betrieb des Bauelements außerhalb der fixierten Temperaturgrenzwerte schränkt seine Funktionsfähigkeit zuneh¬ mend ein. Aufbau und Funktion Für die Funktion der derzeitig am häufigsten eingesetzten Flüssigkristall¬ anzeigebauelemente wird der Feldeffekt genutzt. Auch der Begriff TNP- Effekt (Twisted-nematic-phase: verdrillte nematisch-fadenförmige Phase) 117 Bild 2 IVohnraiiinitlir Kaliber 44-01 ist für derartige Flüssigkristallanzeigebauelemente, besonders in der angel¬ sächsischen Literatur, üblich und entspricht dem gleichen Funktionsprinzip. Die Erläuterung der Effekte ergibt sich im Textverlauf im Zusammenhang mit den Erklärungen zur Funktion des LC-Anzeigebauelementes. Die im LC-Anzeigebauelement eingesetzte Flüssigkristallsubstanz ist ein Gemisch aus vielen organischen Komponenten. Die chemische Zusammen¬ setzung nimmt auf eine Reihe von Eigenschaften, wie Ein- und Ausschalt¬ verzögerung, maximal zulässige Betriebsspannung, Schwellwert (Spannung, 118 bei der die angesteuerten Symbolelektroden sichtbar werden) und, wie be¬ reits angedeutet, auf den Betriebstemperaturbereich Einfluß. Die Flüssig¬ kristallsubstanz ist durch fadenförmige oder stäbchenförmige Moleküle ge¬ kennzeichnet. Mit der Molekülform und ihrer Lage kann auf die Moleküle auftreffendes Licht optisch beeinflußt werden. Die Lage der Moleküle läßt sich durch ein auf sie einwirkendes elektrisches Feld verändern. Zu diesem Zweck befindet sich die Substanz zwischen zwei parallel angeordneten Glas¬ flächen (Bild 4). Sie bilden ein geschlossenes Gefäßsystem. Der Abstand der Glasinnenflächen beträgt etwa 10 pm. Auf den Innenflächen der Glasplatten sind die transparenten Elektrodenstrukturen aufgebracht. Die rückwärtige Glasplatte ist im allgemeinen mit der Rückelektrode oder der gemeinsamen Gegenelektrode bzw. Rückelektrodengruppen belegt. Die in Blickrichtung vorn liegende Glasplatte trägt auf der Innenseite die darzustel lenden Elektro¬ denkonfigurationen. Es gehört zum Funktionsprinzip der Feldeflektflüssigkristallanzeigebau- elemente, daß den fadenförmigen Molekülen eine definierte Ausgangslage auferlegt wird. Damit wird bezweckt, daß die Moleküle, im nichtangesteuer- ten Zustand des Bauelements, eine bestimmte Lageorienlierung einnehmen (Bild 4), die auf das einfallende Licht eine optische Wirkung ausübt. Die einzelnen Moleküle bilden zwischen den Glasplatten Schichten, wobei die Molekülachsen innerhalb der Schichten um einen bestimmten Betrag zuein¬ ander verdreht sind. Im stationären Zustand stellt sich auf diese Weise eine schraubenförmig verdrillte Ausgangslage der faden- oder stäbchenförmigen Moleküle ein. Erzwungen wird die Ordnung durch einen speziellen tech¬ nologischen Bearbeitungsschritt der Glasoberflächen. Die Glasoberflächen erhalten auf mechanischem Weg eine mikrofeine Längsstrukturierung. Die Bild 3 Modul des Digitalweckers Kaliber 63-01 119 Richtung der Mikrorillen verläuft, auf beiden Plattenhälften im zusammen¬ gebauten Anzeigebauelement, senkrecht zueinander. Die Rillenstruktur veranlaßt die sich in ihrer Nähe befindlichen Moleküle, ihre Achsen dieser Richtungsvorgabe anzugleichen. Die von den Glasober¬ flächen weiter entfernten Molekülschichten folgen der Rillenrichtung mit größer werdendem Abstand in immer geringerem Maß. Auf diese Weise kommt die schraubenförmige Verdrehung der Molekülachsen der überein¬ ander lagernden Molekülschichten zustande. Im angelsächsischen Sprach- raum wird die verdrehte Lage der Molekülachsen zueinander zur Kennzeich¬ nung dieses LC-Bauelementetyps herangezogen und in abgekürzter Form als TNP-Eflekt bezeichnet. An den schraubenförmig verdrehten Molekülen (Bild 4) wird die Schwin¬ gungsebene polarisierten Lichts, der Molekülschichtung folgend, verdreht. Das in das Anzeigebauelement eintretende polarisierte Licht läßt sich durch eine auf der vorderen Glasplatte aufgelegte Polarisatorfolie (Frontpolarisa¬ tor) erzeugen. Eine zweite Polarisatorfolie, deren Polarisationsebene zu der erstgenannten um 90° verdreht ist, befindet sich auf der rückwärtigen Fläche des Anzeigebauelements. Dieser Rückpolarisator kann von dem in seiner Schwingungsebene verdrehtem Licht durchdrungen werden. Handelt es sich um reflektive LC-Anzeigebauelemente, so trifft das Licht auf eine dem Pola¬ risator nachgesetzte metallische Reflektorfolie. Von der Reflektoroberfläche zurückgeworfen, verläuft der Weg des Lichts durch die Substanz in gleicher Weise zurück. Die Schwingungsebene des Lichts wird hierbei in ihre Aus¬ gangslage zurückgedreht. Dadurch ist es möglich, daß das Licht den Front¬ polarisator erneut passieren kann. Schwingungsehenc #ikk/x>bnsifor\ M**r\ 1 (Tr' c ui 'Moleküle verdrillt yfiückefektrodt \ChsploUen mi! Mikro¬ rillen I ttii i { pr rronfpo/orisator licht, t j{l> nicht nngfskmrt k WO Blickrichtung i 10jim Bild 4 Funktions - und Aufbauprinzip eines FeldeJfekt-Fliissigkristallanzeige- bauelementes ; Reßektionstyp 120 m nnn0000C e U.Ü.U.U.U.LUJ.C 0 pm Sum (u»h)[Lir ito][Ikü][En]fsE L IAP 1IP„ >0000 o c .0.0.0.0.0.c Bild 5 LC-Anzeige für Taschenrechner, positive Symbol¬ darstellung Bild 6 LC-Anzeige mit negativer Symbol- darstellung ( Pola¬ risationsfilter um '90° gedreht oder die Fläche um 180 3 gewendet) Für den Betrachter zeigt sich eine silbrig glänzende Oberfläche des An¬ zeigebauelements. Symbolstrukturen sind nicht erkennbar, da nicht ange¬ steuert wird. Befindet sich an bestimmten Segmenten oder Symbolstrukturen eine Steuerspannung, so bildet sich nur zwischen den partiellen Flächen des angesteuerten Segments und der Rückelektrode ein elektrisches Feld. Es be¬ wirkt die parallele Ausrichtung der Molekülachsen zueinander. Die Achsen stehen senkrecht zu den Glasinnenflächen. Die Schwingungsebene des Lich¬ tes, das zwischen den parallel verlaufenden Molekülachsen hindurchtritt, bleibt unbeeinflußt. Da nunmehr die Schwingungsebene nicht der des Rück¬ polarisators entspricht, kann er vom Licht nicht passiert werden. Am Reflek¬ tor wird folglich auch kein Licht zum Betrachter reflektiert. Das Licht ver¬ bleibt im Bauelement, es geht dort «verloren». Die betroffenen Segmente erscheinen dunkel (Bild 5), sie werden sichtbar. Der visuelle Eindruck der anzuzeigenden Ziffern, Zeichen, Symbole und Grafiken kann umgekehrt werden, in dem man Polarisationsfilter mit gleicher Polarisationsebene ver¬ wendet. Der Betrachter sieht in solch einem Fall die angezeigten Strukturen in silbriger Farbe auf schwarzem Umfeld (Bild 6). Im Hinblick auf eine möglichst lange Lebensdauer eines LC-Anzeigebau- elements sind sämtliche mit der Flüssigkristallsubstanz in Berührung kom¬ menden Elektroden mit einer Si0 2 -Schicht versiegelt. Die Schutzschicht ver¬ hindert den unmittelbaren Kontakt der Elektrodenoberfläche mit der emp¬ findlichen Flüssigkristallsubstanz. Ohne die Schutzschicht entstehen elektro¬ lytische Prozesse, die die Substanz allmählich zersetzen. Ansteuerung Flüssigkristallanzeigebauelemente dürfen grundsätzlich nur mit Wechsel¬ spannung betrieben werden. Der Gleichspannungsanteil darf nur wenige Mikrovolt betragen. Bei Gleichspannungsbetrieb werden ebenfalls Elektro¬ lysevorgänge ausgelöst, die das Bauelement kurzfristig zerstören. Die An- 121 Steuerung von LC-Bauelementen kann nach zwei unterschiedlichen Metho¬ den vorgenommen werden, die an bestimmte den Anzeigebauelementen zu¬ geordnete Voraussetzungen gebunden sind. Parallelansteuerung Die Parallelansteuerung setzt voraus, daß sämtliche anzusteuernden Seg¬ mentelektroden einzeln elektrisch zugänglich sind und daß diese Elektroden über eine gemeinsame Rückelektrode verfügen. Mit Exklusiv-ODER-Gat- tern, wie sie der CMOS-Schaltkreis U 4030 enthält, läßt sich mit der ent¬ sprechend Bild 7 gezeigten Weise ein LC-Bauelement ansteuern. Ein Seg¬ ment ist in der Schaltung angesteuert, wenn die an der Segmentelektrode anliegende Rechteckspannung zu der an der Rückelektrode liegenden in invertierter Form (Bild 8) wirksam wird. Aus der Differenz beider Rechteck¬ spannungen resultiert eine Mäanderspannung, deren Amplitude den dop¬ pelten Wert der Betriebsspannung erreicht. Diese Tatsache muß vom An¬ wender der LC-Bauelemente beachtet werden. Beträgt beispielsweise die maximal zulässige Betriebsspannung einer LC-Anzeige U = 4 V, so darf die angelegte Betriebsspannung höchstens 2 V betragen. Zwischen der Rückelektrode und einer nichtangesteuerten Segmentelek¬ trode befinden sich die anliegenden Rechteckspannungen in der gleichen Phasenlage. Die sich aus dieser Phasenlage ergebende Diflferenzspannung ist 0. Die Gatter Dl und D2 sind zu einem Multivibrator zusammengeschaltet, dessen Rechteckspannung der Rückelektrode zugeführt wird. Die gleiche Rechteckspannung wird in invertierter Form an den Segmentelektroden Biltl 7 Parallelaiisteuerung einer LC-7-Segmentanzeige mit Exkittsiu-O R-Gatter des U4030 122 UR Us u -u 0\~ßn I- Aus r uru— Information an 63...G70(a,/>,.../>) Spannung Rückelektrode Spannung Segmente/ektrode Differenzspannung zwischen Rück-u. Segmente/ektrode Bild 8 Impnlsschema der Parallelansteuerung nach Schaltung Bild 7 für an- und nicht- angesteuerte Segment¬ elektroden wirksam, wenn die zweiten Eingänge der Gatter D3 ... D10 H-Pegel erhal¬ ten. Für eine anzusteuernde Zifternstelle in 7-Segment-Konfiguration sind einschließlich Dezimalzeichen 8 Gatter bzw. 2 Schaltkreise U 4030 erforder¬ lich. Der Multivibrator muß nur einmal für eine mehrstellige Anzeigeeinheit aufgebaut werden. Der Aufwand an konventionellen IS-Bauelementen ist erheblich. Um die¬ sem Aufwand zu begegnen, wurden von einigen ausländischen Firmen spe¬ zielle Ansteuerschaltkreise für ein- und mehrstellige LC-Anzeigebauelemente entwickelt. Diese Ansteuerschaltkreise haben bisher nicht die Bedeutung er¬ langt, wie z.B. die, die zur Ansteuerung für LED-Anzeigebauelemente ge¬ dacht sind. Der Grund ist in der Tatsache zu suchen, daß LC-Anzeigebau¬ elemente meistens im Zusammenhang mit speziellen gerätespezifischen Schaltkreisen betrieben werden. Diese enthalten bereits die notwendige An¬ steuerelektronik. Beispiele hierfür sind elektronische Uhren, Taschenrech¬ ner, Digital Voltmeter u.a.m. Aus dieser Sicht ist es verständlich, daß LC- Anzeigebauelemente in Absprache mit dem Hersteller kundenspezifischer Schaltkreise und dem Geräteentwickler maßgeschneidert werden. Multiplexbetrieb Der Multiplexbetrieb von LC-Anzeigebauelementen ist nicht mit dem von LED, gasgefüllten Anzeige- oder Fluoreszenzanzeigeröhren vergleichbar. Segmente/ekfroden- Gruppen Bild 9 Segment- und Riick- elektrodengruppen- anordnung für 3-Scliritt-Miilriplex- hetrieb einer mehr¬ stelligen LC- Anzeige 123 Bild 10 Impulsschema für 3-Scliriit- Mulri plexbet rieb Obwohl der Grund, LC-Anzeigebauelemente auch multiplex zu betreiben, dem der zuvor erwähnten Anzeigebauelemente entspricht: durch den Multi¬ plexbetrieb sollen Ansteuerbauelemente, Zuleitungen, Kontaktierungen und Anschlüsse am Anzeigebauelement eingespart oder reduziert werden. Bedingt durch die Schwellwerteigenschaften der Kontrastkennlinie, sowie der Ein- und Ausschaltverzögerung von LC-Bauelementen können diese zur Zeit mit nur maximal drei Multiplexschritten (auch: Triplexansteuerung, Dreiphasen-Multiplexansteuerung) betrieben werden. Für den 3-Schritt-Multiplexbetriebistdie Rückelektrode einer Stelle elek¬ trisch in drei Rückelektrodengruppen (Bild 9) aufgeteilt. Die gleichartigen Gruppen aller Stellen eines Anzeigebauelements sind im Bauelement unter¬ einander verbunden und nach außen geführt. Die Segmentelektroden einer Stelle sind ebenfalls zu drei Segmentgruppen zusammengefaßt. Es besteht aber zu den Segmentgruppen der anderen Stellen keine Verbindung. Für jede Stelle sind die Segmentgruppen separat zugänglich. Die Gestaltung der Seg¬ ment- und Rückelektrodengruppen gewährleistet, daß jedes Segment einer Segmentgruppe einer anderen Rückelektrodengruppe gegenübersteht. Das für die Ansteuerung benutzte Impulsschema (Bild 10) läßt sich schaltungs¬ technisch kompliziert erzeugen und bedarf eines erheblichen Aufwands an Bauelementen. Multiplex zu betreibende LC-Anzeigebauelemente werden deshalb grundsätzlich aus dem gerätespezifischen Schaltkreis (Taschenrech¬ ner) mitversorgt. Ansteuerschaltkreise für den Multiplexbetrieb haben sich bisher international nicht durchsetzen können oder blieben anwendungs¬ technisch ohne Bedeutung. Prüfschaltung Mit der in Bild 11 gezeigten Multivibratorschaltung lassen sich in einfacher Weise LC-Anzeigebauelemente, sowohl solche für Parallelbetrieb als auch für Multiplexbetrieb, einer visuellen Funktionsprüfung unterziehen. Flierzu 124 +3V Bild 11 Multivibrator zum Testen von LC-Baue!erneuten werden sämtliche Rückelektroden und Segmentelektroden galvanisch zu je einer Elektrodengruppe miteinander verbunden und wie in Bild 11 ersicht¬ lich, an den Multivibrator angeschlossen. Kontaktierung Die Kontaktierung des LC-Bauelements mit der Leiterplatte stellt eine Be¬ sonderheit dar und wird durch plastische Kontaktelemente, den Konektoren (Bild 12), hergestellt. Es handelt sich um streifenförmige Gummielemente, Bild 12 Kontaktierung von LC-Anzeigen. Von u. n. o.: röhrchenförmiger Konektor oder St rei¬ fe nko ne ktor, Front¬ polarisator, Spann- lind Befestigungs¬ rahmen fiir sämtliche Bauteile 125 die abwechselnd in leitende und nichtleitende Abschnitte aufgeteilt sind. Eine andere Art Konektoren wird aus röhrchenförmig gerollter Folie her¬ gestellt. Sie ist ebenfalls in leitende und nichtleitende Abschnitte unterteilt. Typenbezeichnung Für die im VEB Werkfür Fernsehelektronik Berlin gefertigten LC-Anzeige- bauelemente gelten die nachstehend aufgeschlüsselten Buchstaben, die ent¬ sprechend kombiniert, die Typenbezeichnung darstellen. Aus der Typen¬ bezeichnung läßt sich folgendes erkennen: 1. Buchstabe F kennzeichnet - Flüssigkristallanzeigebauelement 2. Buchstabe A bedeutet - numerische Anzeige 2. Buchstabe B bedeutet - alphanumerische Anzeige 2. Buchstabe C bedeutet - Matrix-Anzeige 3. Buchstabe T bedeutet - transmissive Anzeige 3. Buchstabe R bedeutet - reflektive Anzeige 3. Buchstabe S bedeutet - semipermeable Anzeige Die folgende Zifferngruppe kennzeichnet die Bauelementevariante. Die der Zifferngruppe nachgesetzten Buchstaben informieren über die angewendete Baureihentechnologie: A - Plastlothermetisierung, B - Glaslothermetisierung. Hierunter ist die Verschlußtechnologie zwischen den Rändern der Glas¬ platten zu verstehen. Wir klären Begriffe BESPULUNG 126 Anwendungen des Zeitschalters B 555 D Dipl.-Phys. Detlef Lechner - Y21TD Der Zeitschalter (engl, timer) B 555 D ist eine monolithisch integrierte Analogschaltung im Mini-DIL-Gehäuse. Sie ist dem international verbreite¬ ten Typ AE 555 (pA 555, TDB 0555) äquivalent. Im Schaltkreis B 556 D (NE 556, pA 556, TDB 0556 A) sind zwei dieser Schaltungen auf einem Chip mit gemeinsamen Stromversorgungsanschlüssen integriert (Bild 1). Die Schaltung besteht im wesentlichen (Bild 2) aus zwei Komparatoren, die einen Flip-Flop setzen bzw. rücksetzen, einem Endverstärker, einem ohmschen Spannungsteiler mit drei gleichgroßen 5-kQ-Widerständen R7/R8IR9 und dem Transistor T14, der den außen an Anschluß 6 anzuschließenden Zeit¬ geberkondensator CI entlädt, wenn das Flip-Flop kippt. Über den Frei¬ gabeanschluß 4 kann das Flip-Flop von außen zurückgestellt werden. Die Ein- und Ausgänge sind TTL- und CMOS-kompatibel. Die Tabelle gibt die wichtigsten Grenz- und Kennwerte an. Der IS ist eines der vielseitigsten Bau¬ elemente der sequentiellen Logik. Anwendungen unter Ausnutzung der Komparatoren Die integrierte Schaltung kann am Ausgang Q (Anschluß 3) bis zu 0,2 A Laststrom abgeben oder aufnehmen. Allerdings muß sie dazu mit U cc = 15 V Draufsicht (auf die Bauelementeseite der Leiterplatte gesehen) Ucc his üsch Ust x U fn Q E Ucc Dis Ugch L^t P Q Ufr Eis Usch U s t P 0 Ufp Bild 1 Stif tbelegung der IS-Zeitschalter B 555 D und B 556 D 127 Schwellen¬ spannung 6 Steuer¬ spannung Trigger¬ spannung 8 Ucc 7 Masse 4 Freigabe (Fnabte) Bild 2 Der IS-Zeilsclialler B 555 D besteht im Prinzip aus zwei Komparatoren , die ein Flipfiop setzen bzw. riicksetzen, einem Endverstärker , einem ohm¬ sehen Spannungsteiler R7/R8/R9 und dem Transistor T14 zum Entladen des Zeitgeberkondensators versorgt wei den, und die Umgebungstemperatur darf höchstens 50°C betra¬ gen. Bei U cc — 5 V kommt man kaum über 5 mA Laststrom. Anschluß 3 ist ein totempole-(Gegentakt-) Ausgang, so daß man die Last sowohl nach Plus als auch nach Masse legen darf. Wegen dieses hohen Stromes kann die IS direkt Anzeigelampen oder Relais ansteuern (Lampen-, Relaistreiber). Um den IS beim Abschalten nicht durch die Induktionsspannung zu gefährden, schaltet man einer induktiven Last eine Freilaufdiode VD1 parallel (Bild 3). Damit nicht die Flußspannung von VD1 als negatives Potential an Stift 3 auf- tritt, schaltet man VD2 in Reihe. VD2 entfällt, wenn das Relais nach U cc ge¬ schaltet wird. Um TTL-IS anzusteuern, ist der B 555 C mit U cc = + 5 V zu versorgen, damit die Pegelbedingungen eingehalten werden. Der Ausgangslastfaktor beträgt etwa 5. Durch Stellen am Potentiometer RP1 in der Schaltung nach Bild 4 kann man das Potential von Anschluß 5 etwas verändern. Über An¬ schluß 4 läßt sich der Schmitt-Trigger Stroben. Im Unterschied zu TTL-Ein- gängen muß das Potential U4 unter 0,4 V abgesenkt werden, um den Zeit¬ schalter sicher zu sperren. Einen Schmitt-Trigger mit einstellbarer Schwellenspannung kann man mit Erfolg in vielen Bereichen der Automation einsetzen. Bild 5 zeigt eine An¬ wendung als Gut-Schlecht-Prüfgerät (Go-No-Go-Tester) für den Anti- 128 Tabelle Grenz- und Kennwerte des Zeitschalters (XA555 Grenzwerte U cc maximal 18 V (minimal 4,5 V empfohlen) = 0,6 W Kennwerte Versorgungsstrom I C c bei R L -* oo typisch maximal U cc = 5 V 3 6 mA U cc = 15 V 10 15 mA relativer Zeitschalterfehler A T H bei C = 0,1 jxF; RI, R2 = 1 ... 100 kß typ- 1 % Zeitschaltertemperaturbeiwert AT h /T h A-& typisch 50 ■ 10~ 6 /K Versorgungsspannungseinfluß A T H /T H A U cc typisch 0,1 %/V Triggerstrom /,, typisch 0,5 [xA Rücksetzspannung U R minimal 0,4 typisch 0,7 maximal 1,0 V Rücksetzstrom / R typisch 0,1 mA Schwellenstrom typisch 0,1 (xA maximal 0,25 (xA Steuer¬ spannung bei Ucc — 15 V, minimal 9,0 typisch 10,0 maximal 11,0 V ^QLow bei Ucc = 5 V, I Q = 5 mA 0,25 0,35 U cc = 15 V, ] Q = 10 mA typisch 0,1V maximal 0,25 V U cc = 15 V, I Q — 50 mA 0,4 0,75 Ucc = 15 V, / Q = 100 mA 2,0 2,5 U cc = 15 V, / Q = 200 mA 2,5 ^QHIgh bei Ucc = 5 V, i o ii o o 3 > minimal 2,75 V typisch 3,3 V U cc — 15 V, I Q = 100 mA 12,75 V 13,3 V U cc = 15 V, / Q = 200 mA 12,5 V 129 reflexionsbelag von Solarzellen. VD1 strahlt Licht auf die Solarzelle. Wenn der Antireflexionsbelag nicht in Ordnung ist, reflektiert die Zelle einen grö¬ ßeren Teil dieses Lichtes. Es gelangt zum Foto-ßuW/H#/«H-Transistor VT1. VT1 leitet, U2 = U6 fällt. Sinkt U2 unter U5/2,so kippt der Komparator 2, setzt den FF, und U3 hat High-Potential. Dadurch leuchtet die rote Leucht¬ diode Hl und zeigt Ausschuß an. Bei einer guten Solarzelle leitet VTI weni¬ ger gut, U3 bleibt auf Low- Potential, und die grüne LED H2 zeigt «gut» an. BDI und VTI sollen etwa I cm über der Solarzelle angeordnet werden. Direkten Lichtdurchgang von VD1 nach VTI muß man durch einen licht¬ undurchlässigen Schirm zwischen beiden unterbinden. Bild 6 zeigt eine Schaltung, die einen empfindlichen Verbraucher bei Über¬ oder Unterspannung vom Netz abschaltet. Bei Unterspannung ist das Po¬ tential am Punkt A kleiner als U ZV d 3 * VD3 und VT2 sperren. U4 = L setzt FF zurück, U3 = L. Das Relais K zieht nicht an. Bei Überspannung ist U2 größer als U cc j 3 = 4 V. Der Ausgang von Komparator 2 hat Low-Poten- tial, das FF ist nicht gesetzt. Nur bei Normalspannung plus Minustoleranz ist FF gesetzt. Verwendet man für RPI und RP2 Präzisionspotentiometer, so lassen sich die Netzabschaltspannungen mit ±5 V Genauigkeit einstellen. CI macht Netzspannungsspitzen unschädlich. Gegenüber den sonst üblichen Schutzschaltungen hat die vorgestellte den Vorteil, auch auf langsame Netz¬ spannungsschwankungen zu reagieren. Bild 7 zeigt eine 2-Punkt-RegelungfüreineThermostatenheizung. RTI ist ein Heißleiter. Im kalten Zustand hat der Heißleiter RTI einen großen Wi¬ derstand, U2 ist niedrig. Der Ausgang von Komparator 2 hat High-Potential, das FF ist gesetzt, U3 = H schaltet den Heizer ein, und T14 sperrt. Der Heizer heizt auf. Wenn der Widerstand von RTI so stark absinkt, daß'der Komparator-2-Ausgang S = L wird, passiert noch nichts. Erstwenn U6 grö¬ ßer als U5 wird, kippt Komparator 1, sein Ausgang R wird High, damit Q = L und U3 = L, der Heizer schaltet ab. Nun liegt ( RI + R2) || R3 in Reihe zu RTF Diese Bedingung ist bei U6 = U cc ■ R2/(R r1 , + R] + R2) U5 = 2 • C cc /3 R ■ 2/(R rt1h + RI + R2) = 2/3 erfüllt. Sofort sinkt U6 unter U5. R wird Low. Das FF bleibt aber noch rück¬ gesetzt. Wenn die Temperatur sich so weit abgekühlt hat, daß U2 unter U CC J 3 absinkt, kippt der Komparator 2, setzt FF, und U3 = H schaltet den Thermostatheizer ein. TI4 hebt die Erdung von R3 auf. Die Kaltschalt¬ temperatur folgt aus _R3 | (RI + R2) 1 Rrt i k + R3 II (RI + R2) 3 (der! ndex K bedeutet «kalt», H bedeutet «heiß»). Wenn R RT ik/^rti h = K lg 2 gilt, dimensioniert man I. R2 = Rrtik; 2- «I = (K/2 - 1) Rrti«; 3. R3 = (3K 2 - 1) Rrti h/(4K - 2). 131 Bild 7 Zwei punkt re gl er für Thermostat Wenn y? RTI h //?rtik < 2 gilt, dimensioniert man 1. RI = 0; 2. y?2 = 2R R 111|; 3. R3 = 2 • /{rtih^rtik/(2/?ri i h — Rrtik)' Damit die Eigenerwärmung des Thermistors nicht zu einer Drift bei den Umschalttemperaturen führt, muß die Verlustleistung des Thermistors ge¬ ring bleiben. Das läßt sich durch niedrige Versorgungsspannung ( U cc = 5 V) erreichen. Liegen jedoch beide Umschalttemperaturen hoch, so beträgt R rt , nur einige hundert Ohm, und das Verfahren wird unpraktisch. Andererseits muß man bei sehr tiefen Temperaturen den endlichen Eingangswiderstand der beiden Komparatoren berücksichtigen und darf deshalb den Spannungs¬ teiler R1/R2/RT1 nicht zu hochohmig bemessen. CI und C2 verhindern ein vorzeitiges Umschalten des Thermostaten bei Anwesenheit von Störspan¬ nungen auf der Versorgungsleitung U Cc . Monoflopartige Anwendungen Bild 8 zeigt die Monoflop-Grundschaltung. RI lädt CI nach U cc auf. Der nichtinvertierende Eingang des Komparators I (Anschluß 6) fühlt U cl . Wenn U6 = C/ cl den Wert U5 = 2C/ cc /3 überschreitet, kippt KMP 1 und setzt das FF zurück, so daß U 3US = U3 = L wird. Damit ist der Ausgangs¬ impuls beendet. T14 leitet und entlädt über Anschluß 7 rasch CI (nichtnach- triggerbares Monoflop). Die Aufladung von U cl = 0 auf U cl = 2U cc /3 be¬ nötigt die Zeit T H = R\ ■ CI • In 3 x 1,1 RI ■ CI. Die Impulsdauer 7j, ist un¬ abhängig von U cc . Sie hängt nur von der Konstanz von R und C und dem Verhältnis der Widerstände R1/R2/R3 im Inneren ab. Nach Impulsende kann ein neuer Impuls getriggert werden, indem man U2 größer als U cc /3 auslegt und dann U2 absinken läßt, so daß KMP 2 kippt und das FF gesetzt T N = 1,J-8 t C, t H =0,lms Bild 8 Monoflop-Grund sclmllimg , T H =RICIln3X 1,1 RIC1 T H > 10 ns: B 555 D, CD 4538 B. T H < 10 ps: SN 74123 N 133 S1 + (5.:lS)h' JL Bild 9 Umschaltbarer Zeit¬ schalter. R2 gleicht Cl- Toieranzen aus, so daß Ria, b, c, ... eng toleriert werden können Bild 10 Recltteckgenerator mit voneinander unabhängig einstellbarer Impulsfolge¬ frequenz (RI) und Tastverhältnis (R3) f = 10 Hz ... 10 kHz. oi= 1 bis 99% wird. Während der Impulsdauer T H bewirken erneute Triggerimpulse keine Zustandsänderung des FF. Der Zeitschalter ist vor weiteren Triggerimpulsen immunisiert (nicht nachtriggerbares Monoflop). Legt man während derZeitspanne, in der« aus (r) = H gilt, an den Freigabe- Anschluß E (Stift 4) Low-Potential (t/ 4 < 0,4 V), so wird der Ausgangs¬ impuls sofort (vorzeitig) beendet und CI entladen. Erst bei der LH-Flanke des Freigabesignals beginnt der nächste Ausgangsimpuls. Das Monoflop wird zur Erzeugung genauer Zeitverzögerungen im Bereich von 10(xs bis etwa 1 h eingesetzt. Unterhalb von 10p.s verwendet Ausgang 1 Vorderflanke des 2. Impulses gegen die des ersten 7\ = 0 ... 0,7 ms man vorteilhaft die integrierten Schaltungen SN 74123N bzw. SN 74121N (Kl55 AF 1), oberhalb einer Stunde zählende Zeitgeber. Erstere benötigen aber eine stabilisierte Versorgungsspannung. Wenn man viele Zeitintervalle vorwählen können muß (z. B. im Fotolabor), ist es billiger, direkt vom Her¬ steller eng tolerierte Widerstände /?la, /? 1 b, fJlc, ... zu beziehen und diese mit S1 umzuschalten (Bild 9). Die Kapazitätstoleranz von CI gleicht man einmalig durch Abgleich von RV2 aus, der über 18 kfl die inneren Wider¬ stände RS und R9 shuntet. In der Schaltung nach Bild 10 erhält A2 am Triggereingang (Stift 2) kurze L-Impulse, jedoch am Schwellenspannungseingang (Stift 6) die Summe aus einer Gleichspannung (die mit R3 einstellbar ist) sowie der gepufferten und ohmisch geteilten Sägezahnspannung u cl (t). MitBeginn desTriggerimpulses an Stift 2 beginnt der Ausgangsimpuls von A2. Wenn das Potential an Stift 6 2C cc /3 erreicht, wird der Ausgangsimpuls beendet, weil KMP 1 kippt,R = H wird und das FF in A2 zurücksetzt. Durch Verstellen von R2 kann man den Rücksetzzeitpunkt quasi entlang der gesamten Vorderflanke des Sägezahn¬ impulses uq i (t) verschieben und Tastverhältnisse von 1 % bis 99% erzielen. ln der Schaltung nach Bild 11 arbeiten A2 und A4 als normale Monoflop. Mit R2 bzw. R4 kann man ihre Impulslänge T Hi bzw. ^H2 einstellen. Die drei Monoflop A2, A3 und A4 werden jeweils von einer HF-Flanke am Eingang 2 getriggert. Die H F-Flanke des Ausgangsimpulses von A2 ist um die Verzöge¬ rungszeit T y des Monoflop (einstellbar durch R7> und S3) gegenüber der HL-Flanke des Ausgangsimpulses von Al verzögert. Deshalb bestimmen S3 und R3 die Verzögerung der Vorderflanke von Impuls 2 gegenüber der Vor¬ derflanke des Impulses 1. Al arbeitet als astabiler Multivibrator, der kurze Low-Impulse abgibt. Ihr Abstand läßt sich mit S1 und RI bis maximal 6 s Sensorschalter SY360/02 Bild 12 Autoalarmgeber. Die Sensorschalter Sla, Slb , ... sind versteckt ange¬ bracht und schließen , wenn z. B. eine Tür geöffnet oder ein wichtiges Teil vom Auto abgeschraubt wird 136 vorwählen. In der untersten Stellung von S1 kann man durch Drücken des Mikrotasters S2 einzelne Doppelimpulse abgeben. Mit der angegebenen Dimensionierung kann die Schaltung die Blitzlampe (Impuls 1) und den Q-Schalter in einem Nd-Glas-Laser zünden. Durch Abänderung der Be¬ messung von CI, R2, C3, C4 läßt sie sich leicht an eine Vielzahl von anderen Anwendungen anpassen. Bild 12 zeigt eine einfache Autosicherung. Beim Einsteigen in das Auto schließt der Besitzer den versteckt angebrachten Schalter S2, um den Alarm¬ geber auszuschalten. U2 sinkt dadurch unter U cc /3 ab, KMP 2 kippt, setzt das FF, U3 wird H und sperrt VT1, Kl zieht nicht an. Hl leuchtet und mahnt, beim Aussteigen S2 zu öffnen. Kurz vor dem Aussteigen öffnet der Besitzer S2, um den Alarmgeber zu entsichern und schließt alle Türen. U aus KMP 2 wird L, bewirkt aber kein Kippen des FF. Wenn später eine Tür oder der Kofferraum geöffnet wird, schließt einer der Sensorschalter S1 und legt RI an U cc . CI lädt sich über S1 und /? 1 auf, bis //6(t) = 2 t/ cc /3 erreicht, KMP 1 kippt, R = H setzt das FF zurück, U3 wird L, VTI leitet, und Kl be¬ tätigt den Alarmkontakt für eine Hupe. Gleichzeitig leitet VT14, und An¬ schluß 7 schließt CI nach Masse kurz. Dadurch sinkt U6 unter 2C cc /3, KMP 1 kippt, R wird H und setzt das FF zurück. AI ist auf «Alarm» ein¬ geklinkt. Erst nach Ausschalten von S2 schweigt die H upe. Mit R I kann man die Ansprechzeit, die zwischen dem Öffnen einer Tür und dem Hupen ver¬ geht, bis auf maximal 1 min einstellen. Multivibrator-Anwendungen Bild 13 zeigt die Grundbeschaltung als astabiler Multivibrator. Gegenüber der Schaltung entsprechend Bild 8 erhält derTriggeranschluß2 Kondensator¬ potential. Nach dem Einschalten der Versorgungsspannung ist CI zunächst ohne Ladung. CI lädt sich über die Reihenschaltung von RI und R2 gegen Ucc auf mit der Zeitkonstanten t H = (R\ + R2) C 1; bis « C i(t) den Wert 2C/ cc /3 erreicht. Dann wird U6 größer als U5, und KMP I kippt. Diese Zeit beträgt 7" 0 = (RI + R2) CI ln 3. KMP1 setzt den FF zurück, C aus wird Low. Gleichzeitig zieht TI4 Strom, und Anschluß 7 nimmt Massepotential an. R2 entlädt CI gegen Masse, bis « cl (t) auf U cc l 3 absinkt. Diese Zeit beträgt T l = R2 ■ CI • ln 2. Dann kippt KMP1, setzt das FF, U3 = t/ BUS wird H, wodurch sich gleichzeitig der Kurzschluß von Anschluß 7 aufhebt. CI lädt sich wieder über (RI + R2) auf, bis n c (t) = 2(/ cc /3 erreicht ist. Die dafür benötigte Zeitdauer T H = (RI + R2) - CI • In 2 ist kürzer als T 0 , da « C1 dieses Mal zu Beginn schon U C cß betrug. Die beiden zuletzt beschriebenen Vorgänge wechseln einander ab. Der Multivibrator schwingt mit der Fre¬ quenz f _ I 1,44 r H + r L (ri + 2R2)ci Das Tastverhältnis a = + T L ) ist größer als 50%. 137 Durch Auftrennen der Verbindung von Anschluß 4 nach Plus und Erden des Anschlusses 4 kann man die Schwingungen anhalten. Um schärfere Flan¬ ken zu erzielen und eine Einstreuung von Störspannungen zu verhindern, soll Anschluß 5 mit 10 nF abgeblockt werden. Die Oszillatorfrequenz/ osz ist un¬ abhängig von U cc . Sie wird außer von R\, R2 und CI hauptsächlich vom Verhältnis der inneren Widerstände RI, RS, R9 untereinander bestimmt. Dieses Verhältnis hält der Hersteller mit enger Toleranz ein. Mit der Grundbeschaltung (Bild 13) des astabilen Multivibrators kann man das Tastverhältnis von knapp über 50% bis fast 100% dimensionieren. Mit der Schaltung nach Bild 14 läßt sich ein Tastverhältnis von kleiner als 50% erzielen, indem sie Auf lade- und Entladeweg für CI mit VD1 und VD2 voneinander trennt. CI lädt sich über R 1, den oberen Abschnitt von RP1 und BDI auf, entlädt sich jedoch über VD2, R2 und den unteren Abschnitt von RP1. Das Einfügen der Dioden bewirkt (wegen der t/ cc -unabhängigen Durchlaßspannung U F der Dioden) eine stärkere Versorgungsspannungs- OUcc +15...15) V T H = (R,+R 2 )C,-/n 2 T l = R 2 C 7 In 2 _ IM T„+T, ~ f=~ — (RfrZR^C, Bi Id 13 Astabiler Multi¬ vibrator (Grimd- schaltung) Bild 14 Astabiler Multivibrator mit einstellbarem Tastverhältnis, aber konstanter Frequenz: Bei tx = 0,1... 0,9 ist | A///| < 1/ 138 Bild 15 Astabiler Multivibrator. T n (durch Ri) lind T l (durch R2) lassen sich unabhängig voneinander einstellen und Temperaturabhängigkeit der Frequenz. Ähnlich wirkt die Schaltung nach Bild 15. Bild 16 zeigt eine Schaltung zur bequemen digitalen Positionierung von Hand. Sie kann z.B. zur Einstellung einer Werkzeugmaschine mit einem Schrittmotor, eines Zeigers (Cursors) auf einem Bildschirmterminal, eines Frequenzsynthesers oder für Fernsehspiele benutzt werden und ersetzt die Bedienung von 4 Druckknöpfen (grob/fein, rechts/links) durch die eines Potentiometers (R4). Die Impulse, die der astabile Multivibrator A2 abgibt, werden von einem z. B. 3stufigen dekadischen Vorrückzähler gezählt. In Mit¬ telstellung (

U5. KMP 2 erzeugt S = L und setzt nicht das FF. U6 > U5 be¬ wirkt bei KMP 1 R = H und setzt das FF zurück, so daß U3 = L und U7 = L wird. Wenn sich der Alarmschalter S1 schließt, sperrt VT1, so daß 1/cvri = 15 V wird. VD2 leitet und gibt einen Spannungssprung von 139 U C c — C restVT1 ~ 14.5 V auf CI. VD1 sperrt, und U5 steigt auf 15 V x (10 k 1 2 k)/(5 k + 10 k || 2 k) = 3,75 V an. Da auch jetzt U2 > U5 gilt, setzt KMP 2 nicht das FF, VD3 sperrt. CI lädt sich nun allmählich über/?5, R6 und Anschluß 7 auf, so daß w2(t) sinkt. Wenn u2 das Potential U5/2 = 1,8 V erreicht, kippt KMP 2, und U3 wird Fligh, die Schaltung gibt ein Alarmsignal ab. Das ist nach der Zeit R6 ■ CI • In ■ der Fall. t/ max ist die maximale Spannung, t/ end die Endspannung von CI, t/ anf die Anfangsspannung von CI. Hier gilt C max = 14,5 V, U cnö = 14,5 - U5/2 = 12,7 V, C7 anf = 1 V. Nach T v = 7,2 s arbeitet die Schal¬ tung als astabiler Multivibrator: Bei U3 = H sperrt gleichzeitig TI4 im In¬ neren von Al. CI entlädt sich über VD5 und RI, während VD1 und VD2 die Spannung über R2 auf U5 — 2 U F = 3,6 V — 1,4 V = 2,2 V klemmen. Wenn sich CI so weit entladen hat, daß U5 wird, kippt KMP 2, setzt das FF zurück, U3 und U7 werden Low, und VD4 sperrt. Die Zeitdauer, während der U3 = H ist, beträgt T H = RI • CI x ln (C a „ f /f/ end ) • C anr = 14,5V — 1,8 V stellt die anfängliche Spannung über CI dar, t/ cnd = 14,5 V — 2,0 V = 12,5V ist die Endspannung über CI. Nach¬ dem U3 = L wurde, lädt sich CI über R6 erneut auf. Wenn //2(t) von 2 V auf 1,8 V gefallen ist, kippt KMP 2, setzt das FF, und C aus wird wieder H. Die letzten beiden Vorgänge wiederholen sich abwechselnd; Al arbeitet nun als Multivibrator. Die Schaltung meldet also nur dann, wenn der Sensor¬ schalter länger als T v geschlossen ist. Störimpulse, die kürzer als T y sind, meldet er nicht. 141 Ein Bandumsetzer Dipl.-Ing. Horst Hübl- Y24DN für das 15-m-Band Der im folgenden beschriebene Bandumsetzer wird zur externen Erweiterung eines 80/20-m-SSB/CW-Transceivers benutzt, den der Verfasser in [I] ver¬ öffentlicht hat. Der Autor hat als Bewohner eines großen Neubauwohn¬ gebietesjahrelang auf das 15-m-Band verzichten müssen, da es besonders im Band I zu erheblichen Fernsehstörungen kam. Durch die Installation einer Großgemeinschaftsantennenanlage (C-GA) hat sich diese Situation total ent¬ schärft: Uneingeschränkter 5-Band-Betrieb ist nun selbst mit Maximal- leistung möglich. Schaltungs- und Aufbaukonzept Bild 1 zeigt die Prinzipschaltung des Umsetzers. Empfangsseitig wird das 21-M Hz-Antennensignal im Umsetzer mit einer Quarzfrequenz ,/q = 35,5 M Hz gemischt. Das Differenzsignal ergibt 14 MHz und wird dem Transceivereingang zugeführt: 35,500 MHz - 21,000 MHz = 14,500 MHz; 35,500 MHz - 21,450 MHz = 14,050 MHz. Zu beachten ist, daß sich bei der Mischung die Seitenbandlage umkehrt, so daßdas umgesetzte Signal in der BFO-Stellung «unteres Seitenband» emp- Biltl / Prinzipsclwltting lies Bandnnisetzers 21/14 MHz 142 Umsetzer Transceiver Antenne .!> Sendeteit f Empfangsteil 1 sV fit¬ stufe .Rx~ Eingang Bild 2 Schema der Bandumschaltung 21/14 MH:. Der Schalter SI/SIV ist ein Febana-Sehalter mit 2 Ebenen und 2 Schleifern je Ebene fangen werden muß. Seitenbandumkehr tritt bei Differenzmischung stets dann auf, wenn die Oszillatorfrequenz höher als die SSB-Frequenz liegt. Ursprünglich verwendete der Verfassereinen 7-MHz-Quarz in der Grund¬ welle unter Ausnutzung der Summenmischung, dabei trat allerdings Neben¬ wellenempfang auf. Außerdem erzeugt die 3. Harmonische des Oszillators an der unteren Bandgrenze eine Pfeifstelle von S9 + 40 dB. In analoger Weise wird senderseilig das vom Transceiver bereitgestellte 14-MHz-Bandsignal mit/ Q = 35,5 MHz gemischt. Das Differenzsignal wird über einen 21-MHz-Bandverstärker der PA zugeführt. Da die PA (einschlie߬ lich Treiber) nicht im Transceivergehiiuse untergebracht ist, war es möglich, den Umsetzer ohne jeglichen Geräteeingriff mit dem Transceiver zu koppeln. Bild 2 zeigt die Signalführung vom und zum Umsetzer. Der Sendeteil wird zwischen 14-MHz-Bandsignalausgang des Transceivers und PA geschaltet. Den F.mpfangsteil legt man zwischen Antenne und 14-MHz-Empfängerein- gangdesTransceivers. Die Umschaltung erfolgt über einen 2-Ebenen-FW>«/iu- Schalter mit 2 Schleifern je Ebene. Der Umsetzer enthält außer dem Band¬ schalter keinerlei Bedienelemente. Die Selektion wird generell über fest- abgestimmte Bandfilter vorgenommen. Auf eine Verstärkungsregelung des Empfangsteils von Hand oder automatisch (AVC) wird bewußt verzichtet, um die S-Meter-Skale auch für Umsetzerbetrieb nutzen zu können. Die Schaltung baut man auf einer gedruckten, doppeltkaschierten Ceiatt- i/7-Platte auf. Die Kupferfolie auf der Bestückungsseite wird als Masseschirm verwendet. Die Bauelemente sind stehend angeordnet. Masseseitige Enden werden unmittelbar auf dem Masseschirm verlötet. Die Feldverkopplung der Bauelemente ist durch den Masseschirm so gering, daß zusätzliche Ab¬ schirmbleche nicht erforderlich sind. Prinzipschaltung und Pegelplan des Sendeteils Bild 3 zeigt die Prinzipschaltung und den Pegelplan des Sendeteils. Im Pegel¬ plan sind die für jede Funktionseinheit optimal eingestellten Effektivwerte angegeben. Sie beziehen sich auf Eintonaussteuerung. 60 mV an 200D ge- 143 nügen als 14-MHz-Ausgangspegel des Transceivers, um am Mischerausgang ein 21-MHz-Signal von 25 mV zu erzeugen. Der notwendige Quarzoszilla¬ torpegel beträgt 480 mV. Nach der Bandverstärkung stehen 350 mV Band¬ signal niederohmig zur Verfügung. Das Signal führt man über Koaxkabel dem Treiber zu, wobei am Steuergitter der EL 83 durch Aufwärtstransfor¬ mation mit Ringkernübertrager ein Pegel von 1,5 V erreicht wird. Mit die¬ sem Pegel wird die Endröhre Gl 30 bis 220 mA Anodenstrom ausgesteuert, das entspricht bei einer Anodenspannung von 900 V einem Input von200W. Man muß dabei beachten, daß der Ringkerntransformator nur dann die volle Spannungsübersetzung bringt, wenn seine hochohmige Sekundärwicklung durch die Röhreneingangskapazität C G1 der£X 83 nicht belastet wird. Des¬ halb ist es notwendig, die Kapazität C G1 durch eine parallelgeschaltete In¬ duktivität wegzustimmen. Tabelle 1 Kennwerte des Bandumsetzers 21/14 MHz Empfangsteil: Empfindlichkeit: K reuzmod ulationsfestigkeit: Gesamtverstärkung: Eingangsimpedanz: Ausgangsimpedanz: Eingangsfrequenzbereich: Ausgangsfrequenzbereich: 0,35 fiV bei 10 dB S + R/R 24 mV (30% 1-kHz-modulierter AM-Störer 100 kHz von 10-fj.V-Nutzsignal entfernt) 0 dB 60 Q. 60 Q. 21,00... 21,45 MHz 14,50... 14,05 MHz Sendeteil: Eingangspegel: 60 mV an 200 £2 Ausgangspegel: 350 mV an 200 ü Gesamtverstärkung: 15,5 dB Eingangsfrequenzbereich: 14,50... 14,05 MHz Ausgangsfrequenzbereich: 21,00... 21,45 MHz 144 Signalweg des Sendeteils Bild 4 zeigt die vollständige Schaltung des Sendeteils. Das 14-MHz-Band- signal des Transceivers gelangt über Koaxkabel unmittelbar zum Dioden¬ ringmischer. Als Doppelbalancemischer unterdrückt er, bedingt durch den streng symmetrischen Schaltungsaufbau und das Gegentaktprinzip, sowohl das Eingangs- als auch Oszillatorsignal. Das trifft auch für die geradzahligen Harmonischen beider Signale zu. Voraussetzung ist es, daß das Eingangs¬ und das Ausgangssignal symmetrisch und impedanzgerecht ein- bzw. aus¬ gekoppelt werden. Das bewirken die auf Doppellochkerne trifilar gewickel¬ ten Übertrager L1/L2/L3, L4/L5/L6. Als Mischdioden (VI ... V4) eignen sich besonders die Typen SAY 17 und SAY 73. Da die Kennwertstreuung innerhalb eines Typs gering ist, muß man nicht unbedingt auf gleiche Richt¬ ströme ausmessen. Über die AuskoppelwicklungLö gelangt das 21-M Hz-Signal an den Band¬ verstärker. Da die Mischerdämpfung mit 7,7 dB erheblich ist, macht sich eine Verstärkung von 23 dB erforderlich, um den Treiber voll auszusteuern. V5 und V6 sind als Kaskode geschaltet und erreichen mühelos die erforder¬ liche Verstärkung. Die Schaltung erweist sich besonders stabil gegen Selbst¬ erregung. Bei der Verdrahtung ist zu beachten, daß die Basis von V6 auf kür¬ zestem Wege HF-mäßig geerdet wird. Ausgangsseitig arbeitet die Kaskode auf ein zweikreisiges Bandfilter, bestehend aus kapazitiv gekoppelten Fil¬ tern FM 207. An der niederohmigen Auskoppelwicklung L 11 wird das Band¬ signal über Koaxkabel entnommen. Der Quarz wird nach [2] in einer Butler-Schaltung erregt. Er schwingt in Serienresonanz zwischen den beiden Emittern von V7 und VS. Ein Ziehen auf Sollfrequenz ist über Trimmer C7 möglich. Man muß darauf achten, daß die Basis von V7 hochfrequenzmäßig über C3 zu erden ist. Den Tankkreis L7/C5 gleicht man auf maximale Schwingamplitude bei gleichzeitiger Kon- Tabelle 2 Spulendaten zum Sendeteil L1/L2/L3 - 5 Wdg., 0,3-mm-CuL, trifilar auf Doppellochkern, Manifer 340 L4/L5/L6 - wie LI/L2/L3 LI - 7 Wdg., 0,8-mm-CuL, Spulenkörper 7 mm Durchmesser, Abgleichkern Manifer 330 L8 - FM-Filterkreis FM 202, Parallelkapazität auf 40 pF verrin¬ gert (CI 2) L9 - FM-Filterkreis FM 202, Parallelkapazität auf 40 pF verrin¬ gert (C17) L10 - Koppelwicklung des FM-Filterkreises FM 202 (2 Wdg.) L11/L12 - HF-Drossel 10 (iH 145 Bild 5 Prinzipschaltung des Empfangsteils mit Pegelplan trolle des stabilen Einschwingverhaltens ab. Als Kernmaterial für LI emp¬ fiehlt sich Manifer 330. Da das Oszillatorsignal die Mischerdioden durch¬ schalten muß, ist V9 als Emitterfolger nachgeschaltet. Es empfiehlt sich die Stromverstärkungsgruppe E. Am Regler R14 wird das Oszillatorsignal aus¬ gekoppelt. Den optimalen Wert für den Mischer stellt man ein, indem der Pegel am Regler so weit erhöht wird, bis der Oszillograf gerade noch keine Verzerrungen anzeigt. Das ist der Punkt, an dem die Dioden durchgesteuert sind, den Emitterfolger aber noch nicht überlasten. Prinzipschaltung und Pegelplan des Empfangsteils Wie der Pegelplan (Bild 5) ausweist, wurde die Gesamtverstärkung des Empfangsteils auf 0 dB festgelegt. Das bedeutet, daß das 21-MHz-Anten- nensignal pegelmäßig 1:1 auf 14 MHz umgesetzt wird. Damit wurde er¬ reicht, daß die S-Meter-Eichung des Transceivers auch für die Banderweite¬ rung gültig bleibt. Um den Signalrauschabstand nicht zu verschlechtern, empfiehlt es sich, die Verstärkungsreduzierung durch Abwärtstransforma¬ tion nach dem Mischer vorzunehmen. Der Pegel wird in diesem Fall um 22 dB abgesenkt. Da neben der Grenzempfindlichkeit auch die Großsignal- Tabelle 3 Spulendaten zum Empfangsteil L1/Z.2 - FM-Bandfilter, Typ 23.00 (HFWM), 10 Wdg., Parallel¬ kapazitäten siehe Bild 5 L3/L4 - wie L1/L2 L5 -2 Wdg., 0,3-mm-CuL, auf LA gewickelt L6 - FM-Filterkreis FM 207, Parallclkapazität auf 20 pF ver¬ ringert (CI 5) L7 - Koppelwicklung des FM-Filterkreises FM 207 (I Wdg.) Z.8/L9 - HF-Drossel 10 (J.H 147 ßCA m/3 festigkeit des Mischers von Bedeutung ist, macht es sich erforderlich, den Pegel am Mischereingang zusätzlich um 14 dB zu verringern. HF-Vorstufe und Mischer sind mit Dualgate-MOSFET bestückt. Es wurde eine Empfind¬ lichkeit von 0,35 [J.V bei 10 dB Signalrauschabstand gemessen. Die Kreuz¬ modulationsfestigkeit wurde mit 24 mV ermittelt (30% 1-kFlz-modulierter AM-Störer 100 kHz von 10-p.V-Nutzsignal entfernt). Signalweg des Empfangsteils Bild 6 zeigt den vollständigen Stromlaufplan des Empfangsteils. Das Anten¬ nensignal wird durch Bandfilter L1/L2 gefiltert, es wurde das Standardfilter HFWM 23.00 verwendet. Die Antenne paßt man über den kapazitiven Tei¬ ler C2/C3 an. Von der Verwendung eines Einzelkreises ist aus Gründen man¬ gelnder Weitabselektion abzuraten. Da die Bandbreite der Filter das ge¬ samte Band umfaßt, genügt eine Festabstimmung. Der HF-Verstärker ist mit dem Dual-Gate-MOSFET KP 350 A bestückt. Der Arbeitspunkt ist stark exemplarabhängig, und er muß sorgfältig einge¬ stellt werden. Zunächst wird das Steuergate 2 mit Regler R3 auf +6 V gegen Masse gelegt. Die optimale Vorspannung des Signalgates 1 wird nun durch Variation des Teilers RI/R2 ermittelt. Dazu wird U Gl so weit erhöht, bis 10 mA Drainstrom fließen (entspricht 1,5 V an R4). Das ist im Muster bei U G1 = 2,8 V der Fall. Jetzt muß die geforderte Verstärkung von 10 dB ein¬ gestellt werden, indem U G2 wieder entsprechend verkleinert wird. Im Muster wurde das bei U G2 = + 3 V erreicht. Die Einstellung erfolgt mit H F-Genera- tor an Antenneneingang und Millivoltmeter am Drain. DieZwischenkreise sind ebenfalls als zweikreisiges festabgestimmtes Band¬ filter ausgeführt. Durch die Abwärtstransformation über L4/L5 wird der Pegel um 14 dB abgeschwächt. Als Mischer stand der bewährte RCA-Typ 40673 zur Verfügung. Da er bei negativen Gatevorspannungen Drainstrom führt, ist eine automatische Gatevorspannungserzeugung über Stromgegen¬ kopplung im Source möglich. Der Drainstrom sollte nicht höher als 3 mA gewählt werden. Die Oszillatoramplitude wird mit dem kapazitiven Teiler C12/C13 auf 400 mV festgelegt. Als Mischerausgangskreis auf 14 MHz ge¬ nügt ein Einzelkreis, da die Hauptselektion vom Preselektor des Transceivers übernommen wird. Das 14-MHz-Signal wird niederohmig ausgekoppelt und dem 60-O-Empfängereingang über Koaxkabel zugeführt. Da die Ab¬ wärtstransformation des Filters FM 207 mit 20 dB festliegt, muß mit R9 der fehlende Dämpfungsanteil von —2 zu 22 dB eingestellt werden. Literatur [1] Hiibl.H., Ein SSB-Transceiver in Kompaktbauweise für 80 m und 20 m, FUNKAMATEUR 26 (1977), Heft 10, I I. 12 [2] Grießl,H., Ein Premischer für den KW-Transceiver, Elektronisches Jahr¬ buch 1977, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1976, Seite 126 bis 134 149 Dipl.-Ing. Frank Gärtner - Y27QL Wendeltopfkreise - Berechnung und Konstruktion Im VHF-Bereich lassen sich LC-Schwingkreise hoher Güte Q mit diskreten Bauelementen nicht mehr verwirklichen, da die Induktivitäten und auch die Kapazitäten bei hohen Frequenzen zu große Verluste aufweisen. Ursachen sind im wesentlichen der Skineffekt, dielektrische Verluste und Strahlungs¬ verluste. Für hochselektive Resonanzkreise wird die Technik der diskreten Bau¬ elemente verlassen, und es kommen Resonatoren mit verteilten Kapazitäten und Induktivitäten zum Einsatz. Bekannt sind vor allem Koaxialtopfkreise und Streifenleitungskreise, die im UHF-Bereich verwendet werden. Im VHF-Bereich werden jedoch die Abmessungen zu groß, man führt deshalb hochwertige Schwingkreise als Wendeltopfkreise (Helical-Resonatoren) aus. Sie stellen einen räumlich zusammengedrängten Topfkreis dar, wobei aber die Güte Q nur geringfügig schlechter ist. Gütewerte in der Größenordnung Q x 1000 können leicht realisiert werden. Der Wendeltopf kreis (Bild 1) besteht aus einem Innenleiter in Form eines Wendeis, der von einer gut leitenden Abschirmung mit kreisförmigem oder quadratischem Querschnitt umgeben ist. Ein Ende der Wendelwicklung ist mit der Abschirmung verbunden, das andere Ende bleibt frei bzw. wird an einen Korrekturtrimmer hoher Güte und niedriger Kapazität (z.B. Präzi¬ sionsrohrtrimmer) angeschlossen. Physikalisch gesehen entspricht der Wendeltopfkreis einem Parallel¬ schwingkreis und findet als solcher vielfältige Anwendungen, besonders in der professionellen Schaltungstechnik. Der Amateur benutzt diese Resona¬ toren z. B. zur Verbesserung der Eingangsselektion von UKW-Empfängern, zur verlustarmen Unterdrückung der Störstrahlungen von UKW-Sendern (Bandpaß) oder zur Unterdrückung von Störsignalen in unmittelbarer Nähe des Nutzsignales (Falle). Bild 1 zeigt den Aufbau eines Wendeltopfkreises mit kreisförmigem Quer¬ schnitt einschließlich der wichtigsten Bezeichnungen. Zur Berechnung wird von den nachfolgenden Gleichungen ausgegangen. Die äquivalente Induktivität des Resonators in Mikrohenry je Millimeter axialer Länge beträgt L = 9,84 • IO“ 4 • n 1 • i/ 2 (1 -0*10% (1) 150 ■R Korretrtureinrichtung Bild 1 Prinzipskizze eines Wendeltopfkreises L in [iH/mm, wobei (/der mittlere Durchmesser der Windungen in mm, D der Innendurchmesser des Gehäuses in mm und n die Windungen je Millimeter sind. Empirisch läßt sich für ein Luftdielektrikum die äquivalente Kapazität des Resonators in Pikofarad je Millimeter axialer Länge mit 2,95 • 10~ 2 lg Dld ' ( 2 ) C in pF/mm, ermitteln. Diese Gleichung gilt nur genau für das Verhältnis b/d = 1,5. Für Berechnungen mit diesen und den folgenden Gleichungen sind jedoch folgende Verhältnisse zulässig: 1,0 < b\d < 4,0 (empfehlenswert 1,5), 0,45 < 5<5 ist. Die Eindringtiefe (Skineffekt) beträgt für Kupfer s 6,6-IO- 2 <) = -; fo ö in mm,/ 0 in MHz. ( 12 ) 152 Zur Messung der Güte sind Meßgenerator (Sender, Prüfgenerator) und ein möglichst hochohmiger HF-Spannungsmesser (Diodentastkopf) erforder¬ lich. Zweckmäßig ist der zusätzliche Anschluß eines Zählfrequenzmessers bzw. geeigneten Empfängers. Die unbelastete Güte wird aus der Beziehung 0« = Ai/B (13) über die gemessene 3-dB-Bandbreite bestimmt. Zur Anwendung dieser Me¬ thode ist eine sehr lose Kopplung zwischen Generator und Resonator sowie zwischen Resonator und HF-Spannungsmesser notwendig. Im allgemeinen läßt sich die für den Betrieb des Wendeltopfkreises ohnehin erforderliche Koppelschleife, bzw. Anzapfung zur nahezu lastlosen Auskopplung verwen¬ den. Generatorseitig ist eine behelfsmäßige Einspeisung erforderlich, die den Resonator möglichst wenig belastet. Wenn ein HF-Spannungsmesser mit Durchgangsmeßkopf und zugehöri¬ gem Abschlußwiderstand (z. B. URV 3) sowie eine Eichleitung (alles mit gleichem Wellenwiderstand) zur Verfügung stehen, kann die unbelastete Güte ö„ aus der Einfügungsdämpfung L berechnet werden. L = 20 lg — Q - n — , (14) <0u 0 b) ~ 1 Öb = fJB (0 B = belastete Güte); (15) L in dB. Meßgenerator und Durchgangsmeßkopf werden dazu normalerweise über zwei gleiche Koppelschleifen (gleiche Impedanzen) oder an einer gemein¬ samen Anzapfung angeschlossen. Die Einfügungsdämpfung wird mit der Substitutionsmethode gemessen. Da sich die Eichleitungen meist nur in 1-dB-Stufen einstellen lassen, soll auch bei diesem Verfahren die Kopplung zur besseren Genauigkeit nicht zu fest sein. Zum Beispiel wird bei Q U IQ B — 2 die Einfügungsdämpfung nur 6 dB betragen, bei Z. = 25 dB beträgt das Ver¬ hältnis Q u /Öb nur noch etwa 1,05, d. h., der Resonator ist nahezu unbelastet. Die Einfügungsdämpfung ist auch für den Einsatz des Resonators wichtig, da meist zwischen Betriebsgüte (= belastete Güte) und damit Se¬ lektion und der Einfügungsdämpfung ein Kompromiß geschlossen werden muß. Da die Einfügungsdämpfung meist nur gering sein darf (Verluste), ist also die unbelastete Güte möglichst groß zu machen. Für den Aufbau sollen noch einige Hinweise gegeben werden. Die Ab-, schirmung ist an den Nähten sauber zu verlöten. Geeignet sind hierfür auch Konservendosen. Das Spulenende kann auch an die Bodenabdeckung ge¬ führt werden. In diesem Fall ist auch das Bodenblech gut zu verlöten oder zu verschrauben. Die Höhe ZZ der Abschirmung kann auch größer sein als in Bild 1 angegeben. Falls ein Spulenkörper erforderlich ist, sollte dieser aus einem hochwertigen Material, z.B. Polystyrolrohr, bestehen. Der erhöhte Ausdehnungskoeffizient des Polystyrols kanndurchAnbringungvon4 Schlit- 153 zen über 2/3 Länge des Spülenkörpers ausgeschaltet werden. Die Schlitze müssen sich auf der Seite des offenen Spulenendes befinden. Zum Justieren der Resonanzfrequenzen wird dem offenen Spulenende eine mit dem Deckel leitfähig verbundene Schraube oder Metallscheibe ge¬ nähert, die den Kreis zusätzlich kapazitiv belastet. Hierbei ist auf eine spiel¬ freie Führung zu achten. Bei geringeren Anforderungen kann man auch einen Präzisionsrohrtrimmer verwenden, z. B. den Typ 8203, gegebenenfalls auch 8204. Die Ankopplung des Resonators an den Generator (z. B. Antenne) und die Last (z. B. Empfänger) kann induktiv durch Koppelschleifen, kapazitiv durch Eintauchen von Sonden in den Wendel oder durch Anzapfung des Wendeis bzw. kombiniert erfolgen. Die Sondenkopplung ermöglicht nur die Ankopplung an hochohmige Objekte. Die Schleifenkopplung kann nieder¬ ohmig ausgeführt werden, hat aber mitunter den Nachteil einer schwierigen Justierbarkeit und ist aufwendiger als die nachfolgend beschriebene Anzap¬ fungskopplung, die die günstigste Lösung darstellt. Zusätzliche mechanische Probleme, wie z. B. die stoßsichere Befestigung einer Koppelschleife, ent¬ fallen. Die Lage der Anzapfung wird mit Formeln aus der Leitungstheorie be¬ rechnet: = 4 U (?» - I ■', 06) 4 sin 0 = i Ä A „, = /? G bzw. Äl, (17) \ 2 Z 0 Z 0 R G - Generatorimpedanz (meist 50/60/75 Q), R L - Lastimpedanz in Ci, 0 - elektrischer Winkel der stehenden Welle, vom Wendelanfang aus be¬ trachtet, in Grad. Unterscheiden sich R G und R L , ergeben sich unterschiedliche Winkel und damit Anzapfungen, indem man einmal für J? 4nz , R G und einmal R L einsetzt. Bild 2 Prinzip der Wendeltopffalle Die Belastung des Resonators durch R G und R L ist auf gleiche Teile auf¬ geteilt; ^Anz N ■ 0 90° Die Anzapfung ergibt sich aus Windungen vom Wendelanfang (Massepoten¬ tial) aus gezählt. In Abwandlung der üblichen Praxis, mit dem Resonator die Nutzfrequenz herauszufiltern, kann bei Einbringung einer Koppelschleife, die beiderseitig abgeschlossen ist (Bild 2), auch eine Störfrequenz unterdrückt werden. Dabei entzieht der Resonator der Koppelschleife bei der Resonanzfrequenz die Energie. Zur Verbesserung der Wirkung kann man mehrere dieser Kreise hintereinanderschalten, wobei die entstehende Durchlaßdämpfung ge- gebenfalls durch zusätzliche Verstärkung kompensiert werden kann. Der Rechengang soll an 2 Beispielen veranschaulicht werden. Beispiel 1 Es soll ein weiter entfernter, schwächerer Sender im UKW-Bereich emfan- gen werden. Einige in der Nähe liegende starke UKW-Sender verursachen jedoch Kreuzmodulationsstörungen. Abhilfe schafft bei einer vorgegebenen Empfangsanlage eine zusätzliche Eingangsselektion. Da Nutz- und Stör¬ signale in ihren Frequenzen dicht benachbart sein können und die Zusatz¬ selektion keine nennenswerten Verluste verursachen soll, kommen nur hoch¬ wertige Wendeltopfkreise in Betracht. Meist wird 1 Wendeltopf genügen. Dieser wird in die Antennenableitung vor dem eventuell vorhandenen Antennenverstärker eingeschaltet, zweck¬ mäßigerweise aber in der Nähe des Empfängers. Bei Vorhandensein eines großsignalfesten Vorverstärkers sollte der Wendeltopf kreis nach dem Ver¬ stärker eingefügt werden. Der Nutzsender habe die Frequenz f 0 = 95 MHz, die Bandbreite B des Kreises soll 300 kHz betragen und die Einfügungsdämpfung L soll 2 dB nicht überschreiten. Antenne, Koaxialkabel und Empfänger haben Impedanzen von jeweils 75 £2. Die doppelt belastete Güte ist Qb = 4- = 317 ‘ ß Aus Gl. (14) erhält man durch Umformung o = ~ 1QL/2 ° • g« 1 - 10 L/2 ° ' (19) L wird in dB eingesetzt. Mit den obigen Werten ergibt sich die unbelastete Güte Q a zu 1541. Dar¬ aus erhält man mit Gl. (11) 155 1541 = 80 mm; 0u~ 1,97-fl-V/o. D X -— “ — = _ 1,97-V/o 1,97 . v 7 95 D in mm, f„ in MHz. Aus d/D = 0;55 (optimaler Wert) erhält man den mittleren Spulendurch¬ messer d = 44 mm. Die Spulenlänge b ist mit bld 1,5 b = 1,5 • d = 1,5-44 mm = 66 mm. Als nächstes wird die Windungszahl N berechnet. Aus Gl. (5) erhält man 4,84 • 10 4 95-80” 6,4 Wdg. Die Steigung r der Spule beträgt 1 _ b _ 66 mm r ~ n ~ ~N ~ 6,4 10,4 mm. Der Drahtdurchmesser d 0 soll bei bld = 1,5 d 0 = 0,5 • r = 5,2 mm sein. Da diese Stärke nicht handelsüblich ist, kann man entweder Kupferdraht Durchmesser 5 mm oder (bei etwas verschlechterter Güte) 16-mm 2 -Kupfer¬ leiter aus der Installationstechnik (abisoliert) verwenden. Die Spule kann noch gut (d.h. mit glatter Oberfläche) versilbert werden. Die Höhe des gesamten Topfes beträgt H « 1,5 • b = 99 mm. Sie ist je¬ doch unkritisch und läßt sich auch zu größeren Werten hin variieren. Die charakteristische Impedanz Z 0 des Resonators ergibt sich aus Gl. (6): _ 2,5 - 10 6 /o • D 2,5 - IO 6 95 • 80 329 Q; Z 0 in ß,/ 0 in MHz, D in mm. Damit kann überschlägig die Lage der Anzapfung mit Gl. (16) bis Gl. (18) berechnet werden. JL (J _L \ = 1 (_L & 4 Wh Qu! 4 \ 317 1,97 - 10-’, sin 0 = R.\nz • 1,97 • IO“ 3 • 75 329 0,015, 0 = 0 , 86 ° ^Anz N- 0 90° 6. 4 ■ 0.85 ~9Ö 0,06 Wdg. 156 An diesen Punkt der Spule wären jetzt der Innenleiter des Eingangskoaxial¬ kabels und der Innenleiter des Ausgangskoaxialkabels anzulöten. Da aber ein so geringes Anzapfungsverhältnis durch die unübersichtliche Feld¬ verteilung am Spulenanfang ziemlich fehlerbehaftet ist, empfiehlt sich in jedem Fall die meßtechnische Überprüfung der Bandbreite zur Korrektur der Anzapfung. Sollten die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen voneinander unterschied¬ lich sein, z. B. R G = 75 Q und R L = 1000 Q, so erhält man die Ausgangs¬ anzapfung mit sin 0 = /— - 1,97 • IO--™. = 0,055, V 2 329 « = ,i.r. N AnI = 0,22 Wdg. (Die Eingangsanzapfung bleibt natürlich bei 0,06 Wdg.) Beispiel 2 Es soll nur 1 Ortssender im UKW-Bereich unterdrückt werden. Die Berech¬ nung des Resonators ist die gleiche wie im Beispiel 1. Die Ankopplung ge¬ schieht jedoch mit Koppelschleife (Bild 2). Diese wird zweckmäßigerweise empirisch dimensioniert, da eine Berech¬ nung relativ schwierig ist. Der entstehende Resonanzdip liegt in der Größen¬ ordnung um 20 dB, und man kann ihn durch Hintereinanderschalten mehre¬ rer Resonatoren vertiefen. Die Einfügungsdämpfung sollte dann aber durch einen zusätzlichen großsignalfesten Vorverstärker ausgeglichen werden. Beispiel 3 In 2-m-Eingangsteilen wird die Antenne über einen Schwingkreis an die Vor¬ stufe angepaßt. Dieser Schwingkreis soll eine gute Selektivität bei sehr gerin¬ ger Dämpfung haben. An dieser Stelle bietet sich ein Wendeltopfkreis an (in diesem Beispiel mit quadratischem Querschnitt). /o = 145 MHz, B x 8 MHz (0,5-dB-Bandbreite etwa 2 MHz), L = 0,25 dB, R g = 60 Q, R L = 250 Q. Öb = ~= 18,1 gu = 1 °° ,2 ! / r:. 18 J = 638 1 _ JQO,25/20 s = Öu 638 2,36 -V / 0 2,36 -Vl 45 22,4 mm. S in mm, / 0 in MHz 157 d = 0,66 • 5 = 14,8 mm (für d/D = 0,55) b = S = 22,4 mm H = 1,6- S = 36 mm „ 4,06-10“ 4,06-10“ N = —- = —-- 12,5 Wdg. f 0 S 145 ■ 22,4 /o in MHz, S in mm d 0 = 0,5 ■ /• = 0,5 • — = 0,5 • hh— — 0 9 mm ss 1 mm N 12,5 „ 2,07-IO 6 2,07-IO 6 Zjq — ■ ■ ■_-■ — 1 — 63712 , fo-S fo in MHz, S in mm 145 • 22,4 sin 0 = 0 = ^Am = N Am = 5 * 1 4 (—-= 0,042 \ 18,1 638 J /-•• 0,042 ■ = 0,044 V 2 637 2,55“ 12,5 ■ 2,55° 90“ 12,5 ■ 5,2“ 90" = 0,35 Wdg. = 0,7 Wdg. (für 60 ii) (für 250 fl) Einige Hinweise zur Zusammenschaltung von mehreren Resonatoren zu Filtern: Prinzipiell werden die Berechnungsmethoden und Tabellenwerke bzw. Diagramme der allgemeinen Theorie passiver Polynomfilter bzw. übli¬ che Bandfilterdimensionierungsregeln angewendet. Die Kopplung zwischen den Spulen ist eine gemischt kapazitive und induktive. Zwischen die Spulen wird ein Abschirmblech mit einem Spalt gesetzt, das allseitig mit dem Ge¬ häuse verlötet ist bzw. am Deckel sehr guten großflächigen Kontakt zum Ge¬ häuse hat. Ein Spalt in der Nähe des Fußpunkts der Spulen ergibt eine überwiegend induktive Kopplung, d. h., oberhalb des Durchlaßbereichs liegende Frequen¬ zen werden stärker unterdrückt. Am heißen Ende der Spulen bewirkt der Spalt mehr eine kapazitive Kopplung, und Frequenzen unterhalb des Durch¬ laßbereichs werden stärker unterdrückt. Der Spalt wird meist experimentell bestimmt, da es keine einfache Be¬ rechnungsmethode gibt. Die Anzapfungen berechnet man wie in Beispiel 1. Da aber die Eingangslast nicht mehr direkt auf den Ausgangskreis wirkt (es liegen ja 1 oder mehrere Resonatoren dazwischen), wird dieser weniger be- 158 dämpft. Mit der Ausgangslast ist es genauso. Die doppelt belastete Gütewird deshalb wie folgt berechnet: fo ®3dB ( 20 ) und in Gl. (16) eingesetzt. B 3dB ist die Bandbreite des gesamten Filters, ry, ist ein normierter Güte¬ faktor, der ausTabellen zu ersehen ist. Für Filter mit maximal flacher Durch¬ laßkurve (-fi/rtfe/Hwr/i-Charakteristik) ergibt sich q, aus folgender Tabelle: Anzahl der Resonatoren 2 3 4 5 6 7 q L 1,414 1 0,766 0,618 0,518 0,445 Eingangs- und Ausgangskreis sind bei obiger Dimensionierung immer gleich belastet. Filter mit ßf/Mmiwr/t-Charakteristik haben zwar keine sehr hohe Flankensteilheit, dafür aber eine flache Durchlaßkurve und eine geringe Ein¬ fügungsdämpfung. Sie sind also besonders für Senderausgangsfilter geeignet. Zum Aufbau von mehrkreisigen Filtern wird meist die quadratische Reso¬ natorform gewählt. Alle Kanten sind sauber zu verlöten. Doppeltkaschiertes Leiterplattenmaterial ist ungeeignet, es entstehen Undefinierte Kopplungen und Erdverhältnisse. Der Deckel ist besonders sorgfältig zu kontaktieren, z.B. mit Kupferfolie, unter die eine dünne Moosgummibeilage gelegt wird. Deckel großer Filter werden mit vielen Schrauben aufgeschraubt. Literatur [1] Zverev, A. I., Handbook ofFilter Synthesis, John Wiley and Sons, Inc., New York/London/Sydney 1967 159 Obertonoszillatoren in der Amateurfunktechnik Ing. Hans-Uwe Fortier - Y2300 Eine günstige Frequenzaufbereitung bestimmt mit die Qualität eines Sende-/ Empfangsgeräts. Daher steht der Funkamateur häufig vor dem Problem, hochfrequente Quarze zur Erzeugung eines Injektsignals in der Oszillator¬ schaltung einzu^etzen. Ganz besonders trifft das beim Bau von Oszillatoren für UKW-Stationen zu. Um schon von der Oszillatorseite her zu verhindern, daß bei der weiteren Vervielfachung der Anteil der harmonischen Frequen¬ zen hoch ist, setzt man Quarze hoher Frequenz ein. Diese Quarze werden dann im 3., 5., 7. bzw. 9.Oberton erregt. Da es sich bei diesen Quarzen um solche mit AT-Schnitt (Dickenscherschwinger) handelt, liegt ihre Grund¬ frequenz im Frequenzbereich von etwa 750 kHz bis 20 MHz. Wird nun dieser Quarz im Oberton angeregt, so schwingt die Quarzscheibe in mehreren Unterscheiben gegenphasig zueinander. Es können dabei nur ungeradzahlige Obertöne angeregt werden. Leider ist die Obertonfrequenz nicht genau der «-fachen Grundwellenfrequenz, jedoch wird die sogenannte Anharmonie mit wachsendem Oberton geringer. Es ist aber auch noch mög¬ lich, Quarze im 9., 11. oder 13. Oberton zu erregen. Hierbei gilt jedoch der Grundsatz, möglichst Quarze mit hohem Grundton zu wählen, damit die Obertonmoden weit auseinanderliegen. Die dynamische Kapazität CI geht im Quadrat des Obertons zurück Ebenso sinkt die erreichbare Quarzgüte mit wachsender Frequenz, und die Rl-Werte steigen an. Sie liegen typisch zwischen 20 bis 200£2. Weiterhin stellt die statische Kapazität C 0 mit steigender Frequenz einen immer größeren Nebenschluß für den Quarz dar (Bild 1). Es kann daher der Fall eintreten, bei dem der Blindwiderstand von C 0 so klein ist, daß es keine reelle Resonanzstelle mehr gibt, an der der Quarz rein ohmisch ist. Daher 160 Bild 1 Ersatzschaltung f ür einen Quarz "7 Bild 2 12V Stromlaufplan eines Oberton¬ oszillators in Colpitts-Schaltung, die Bauelementewerte für unter¬ schiedliche Frequenzen enthält Tabellel Tabelle 1 Bauelemente-Werte zu Bild 2 Frequenz CI in pF C2 in pF lc in mA r e in in Lp in [xH 75 MHz 8 100 25 510 mm 0,25 120 MHz 8 50 25 390 Bma 150 MHz 5 25 5 1,1 k Eft sollte die statische Kapazität allgemein oberhalb 100 MHz durch eine Paral¬ lelspule mit der Induktivität kompensiert werden. Als Kompensationsspule genügt eine Ausführung geringer Güte ( R v > 10 • R^, z.B. eine entsprechende Anzahl von Windungen auf einen 10-kG-Widerstand. Obertonquarze sind standardmäßig in Serienresonanz abgeglichen. Daher ist es vorteilhaft, diese Quarze in echten Serienresonanzschaltungen zu be¬ treiben. Bild 2 zeigt eine solche Schaltung. CI und C2 wählt man so aus, daß sich eine ausreichende Schleifenverstärkung ergibt. Die Schleifenverstärkung reduziert sich aber noch durch die Spannungsteilung von Quarzwiderstand und Eingangsimpedanz des Transistors am Emitter. Bei der Auswahl der Transistoren gilt die Faustregel, daß die Transit¬ frequenz / x mindestens den zehnfachen Wert der Oszillatorfrequenz haben soll. Weiter sollten Transistoren mit hoher Gleichstromverstärkung (h 2 ie) bei kleinem Basisbahnwiderstand (r b5 ) eingesetzt werden. Praktische Oszillatorschaltung Im 2-m-Transceiver von Y2300 ist ein Obertonquarzoszillator für die Injekt- frequenzerzeugungeingebaut,derdenobenangeführten Grundsätzen genügt. 161 Tabelle 2 Ersatzdaten von AT-Obertonquarzen nach [I] § Frequenzbereich für C 0 C l Gehäusefamilie O in MHz in pF in pF H6/U HC 18/U (HC 25/U) Q Jtr - in £2 4 ■ IO 6 18.. . 60 20.. . 60 2 ■IO -3 > /(MHz) 20 40.. .115 40.. .115 5...7 0,6. .0,8- 10_3 \> 5 • 10 6 40 70.. .150 70.. . 1 50 0,3. . 0,4 • io- 3 / f [MHz) 100 Versuche mit Quarzoszillatoren, bei denen Quarze mit Frequenzen um 30 MHz eingesetzt wurden, brachten kein sehr gutes Ergebnis. Es kam häufig vor, daß diese Quarze nicht nur auf ihrem 3. Oberton, sondern auch auf ihrem 5. Oberton erregt wurden. Außerdem entstanden bei der erforderlichen Ver¬ vielfachung unerwünschte harmonische Frequenzen, die nur durch erhöhten schaltungstechnischen Aufwand beseitigt werden konnten. Dadurch zeigten sich beim Empfang viele Signale, die nicht ins 2-m-Band paßten. Auch beim Senden traten unerwünschte Nebenausstrahlungen auf. Das zu verhindern, gibt es nur die Möglichkeit, hochfrequente Quarze (Obertonquarze) einzu¬ setzen. Da im Gerät des Verfassers das SSB-Signal auf 10,7 MHz erzeugt wird und der VFO von 24,7 bis 25,3 MHz arbeitet, mußten 4 Quarze zwischen 108 bis 110 MHz eingesetzt werden. Die Quarzfrequenzen wurden so aus¬ gesucht, daß sie einen Abstand von 600 kHz ergaben. Damit war es möglich, in der Sendeart FM ohne zusätzlichen Aufwand die Relaisablage zu realisie¬ ren. Die Injektoszillatorbaugruppe ist so konzipiert, daß 4 Einzeloszillatoren auf einer Leiterplatte aufgebaut sind. Durch den Frequenzwahlschalter wird an dem entsprechenden Oszillator die Betriebsspannung gelegt und gleich¬ zeitig über eine Schaltdiode das Oszillatorsignal an die Trennstufe gegeben. Nach Meinung des Autors eine einfache und problemlose Lösung. Als Oszillatortransistoren werden BF 370 eingesetzt. Diese Transistoren erfüllen die Forderung nach einer hohen Transitfrequenz, gepaart mit einer großen Gleichstromverstärkung im Zusammenhang mit einem kleinen Basis¬ bahnwiderstand außerordentlich gut. Als Äquivalenttyp wird der SF245 empfohlen. Bei dem eingesetzten Oszillator handelt es sich um eine Col- /V/Ls-Schaltung. Der Quarz liegt zwischen einem kapazitiven Spannungsteiler und dem Emitter des Oszillatortransistors, ln Bild 3 ist der Stromlaufplan für die Baugruppe wiedergegeben. Um den Quarz für die richtige Frequenz ziehen zu können, ist ein Serien- 162 In VI.BF377, SF245, VS: Kn307E Bild 3 Praktisch ausgefiihrter Stromlaufplan eines 4-fach-Obertonquarzgenera- torsfiir den SSB-Transceiver von Y2300. Die Induktivitäten L I bisL4 ha¬ ben 6 Wdg ., 0,6-nttn-CuAg und sind als Luftspule auf einem 6-mm-Dorn gewickelt Kondensator vorgesehen. Die statischen Kapazitäten C 0 der Quarze wurden durch Parallelspulen L p kompensiert. Diese Spulen - etwa 10 Wdg., 0,1 (xH - sind auf 10-kQ-Widerstände gewickelt. Als Trenn-und Verstärkerstufewurde ein Hochstromfeldeffekttransistor vom Typ A77 307E eingebaut. Das Oszil¬ latorsignal gelangt über einen Koppelkondensator sowie die entsprechende Schaltdiode zum Gate des K17 307E und wird verstärkt, so daß etwa 200 mV an 50 £2 zur Verfügung stehen. Die Leiterplatte für die Oszillator¬ baugruppe wurde aus einseitig beschichtetem Cevausit gefertigt. 163 Abgleich des Oszillators Der Abgleich des Oszillators erstreckt sich auf die Einstellung der richtigen Obertonfrequenz. Deshalb dürfen die L/C-Kreise in den Kollektoren der Oszillatortransistoren keine große Frequenzvariation haben, damit nicht irrtümlich der 7. oder 9. Oberton der Quarze angeregt wird. Der Synchroni¬ sationsbereich, in dem der Quarz beim Einschalten immer wieder auf der gleichen Frequenz anschwingt, ist sehr klein. Beobachtet man beim Abgleich den Kollektorstrom des Oszillatortransistors, so läßt sich beim Durchdrehen des Trimmers im Kollektorkreis ein leichter Dip des Stroms feststellen. Das ist der Punkt, in dem der Quarz synchronisiert hat. Durch mehrmaliges Ein- und Ausschalten stellt man dann fest, ob der Oszillator auch immer wieder richtig anschwingt. Auf alle Fälle sollte die Frequenz mit einem Dipmeter oder besser mit Bild 4 Stromlaufplan eines Oberton¬ oszillators mit Hochstromfeld¬ effekttransistor. Diese Schaltung ist sehr rauscharm und kann die Bipolartransistoroszillatoren in Bild 3 ersetzen IV 5 Wdo, Ofi-nUn-CuAg, auf 5mm Dorn gewickelt, Anzapfung bei 2,5 Wdg. 12 : 6Wdg. ,0,6-mm-CuAg, auf5 mm Dorn gewickelt Bild 5 Stromlaufplan eines sehr rauscharinen Obertonoszillators nach DK!AG 164 einem Zähler kontrolliert werden. Den Frequenzfeinabgleich kann man nur mit einem Zähler richtig vornehmen. Dazu wird der Ziehtrimmer, der in Reihe mit dem Quarz liegt, entsprechend eingestellt. Ist ein Zähler nicht zur Hand, muß im Betrieb jeder Oszillator auf die richtige Ausgangsfrequenz ge¬ zogen werden. Als Indikatoren können z.B. Relais- und Bakenfrequenzen herangezogen werden. Auch ein guter Meßgenerator beseitigt alle Probleme. Mit einer digi¬ talen Frequenzanzeige läßt sich der genaue Frequenzabgleich auch problem¬ los durchführen. Mit diesen Maßnahmen ist der eigentliche Abgleich der Oszillatorbaugruppe beendet. Wer Hochstromfeldeffekttransistoren wie P 8000 o. ä. besitzt, kann die Bipolartransistoren gegen diese auswechseln. Bild 4 gibt den Stromlaufplan der geänderten Oszillatorstufe wieder. Mit dieser Schaltung sind sehr günstige Parameter bezüglich des Seitenbandrau¬ schens des Oszillatorsignals zu erzielen. Rauscharme Quarzobertonschaltung Ein idealer Oszillator hat eine rein sinusförmige Ausgangsspannung mit kon¬ stanter Amplitude U 0 . Das Frequenzspektrum besteht aus einer Linie mit der Frequenz co 0 = 2n -f 0 . Es ergibt sich auf diese Weise für die gesamte Ausgangsgröße £/ (t) = U 0 ■ sin (ß) 0 r +

(0 ), °v + n o = ® -_._._li* _^ -417- 5062 2 pn\ Antenne ,,u )l 7 5^ M w 0 -i- 1 F - sö £ 4 ?x> T-- = - JiH % 7 £ 4 40 H" SOS? pjj f Empfänger C- Werte in pF Bild 6 HF-Empfänger-FHter für das 40-m-Band [5] Bild 7 HF-Bandfilter zur Verbesse¬ rung der Empfängereingangs¬ selektion [5] 185 werden schon mit etwa 40 dB unterdrückt. Für die Spulen kann man kleine Ringkerne verwenden (etwa 8 ... 10 Wdg., 1-mm-CuL) oder Plastrohre 16 mm Durchmesser mit 13 Wdg., 1-mm-CuL. Beim Einbau sind wegen der Kopplung die Spulenachsen entsprechend zu verdrehen. Mit anderen L-C- Werten lassen sich solche Filter auch für die anderen Amateurbänder reali¬ sieren. Auch ein sorgfältig aufgebautes HF-Bandfilter, das mit einem 2fach- Drehkondensator abgestimmt wird, verbessert die Eingangsselektion. Sie ist um so besser, je größere Werte die Güte der Spulen hat. Bild 7 zeigt ein Bei¬ spiel. Für L\ = L2 = 1,7 |xH ist der Abstimmbereich 13,7 bis 30,6 MHz (C a = 10 pF, C c = 50 pF). Die Spulendurchmesser betragen 25 mm; Z.1 = L2 = 11 Wdg., 1-mm-CuAg, Spulenbreite 25 mm; Ankopplungsan¬ schluß bei 2 ... 3 Wdg. 5-Band-Antennenfilter für KW-Sender Bild 8 zeigt ein umschaltbares, in den einzelnen KW-Amateurbändern ab¬ stimmbares Antennenfilter. Die Anpassung ist für etwa 75 ß ausgelegt. Die 1.harmonische Frequenz wird mit 50 ... 55 dB unterdrückt, höhere Har¬ monische mit 60 ... 70 dB. Als Spulenkerne werden Ringkerne verwendet, der Spulendraht hat CuL 0,7 ... 0,8 mm, so daß das Filter für Senderleistun- Sle H> Ausgang 186 gen bis etwa 200 W brauchbar ist. Für die Induktivitäten werden folgende Werte angegeben: L1/L7/L12/L16 -3 pH L3/L10/L15/L18-0,75pH L5/L20 - 0,37 pH Z.9/Z.14 -1 p.H L2/L8/L13/L17 - 1,5 pH L4/L19 -0,5 pH L6/L11 -6 pH —-Filter für Lautsprecher Passive und aktive NF-Filterschaltungen in Empfangsgeräten der Funkama¬ teure dienen dazu, den NF-Bereich für die Sprachfrequenzen einzuengen (SSB-Betrieb) oder für CW-Signale ganz schmalbandig auszulegen. Das ge¬ schieht meist im NF-Verstärker des Empfangsgeräts. Bild 9 zeigt, wie man auch vor dem Lautsprecher eine wirksame Rauschunterdrückung erzielen kann. Die Anschlüsse 1/2 führen zum Lautsprecherausgang des Empfän¬ gers, am Ausgang 3/4 kann ein Magnetbandgerät oder ein RTTY-Konver- ter angeschlossen werden. Bei FM-Empfang wird das Filter mit dem Um¬ schalter S1 a/b abgeschaltet. S2 ermöglicht die Lautsprecherabschaltung bei RTTY-Empfang oder bei der Magnetbandaufnahme. Die Kondensatorwerte des Filters (7,46 pF) erreicht man durch Parallel¬ schalten von Kondensatoren (z. B. 3 x 2,2 pF + 1 pF). Die Spule ist eine Luftspule. Der Autor gibt einen Papprahmen 40 mm x 40 mm x 10 mm an, der mit 55 Wdg., 0,2-mm-CuL, zu bewickeln ist. Man kann auch auf einem Stück Papp- oder Plastrohr (40 ... 45 mm Durchmesser) im Abstand von 25 mm 2 Pappscheiben (80 mm Durchmesser) kleben und dazwischen etwa 145 Wdg., 0,5-mm-CuL, aufbringen. FM Bild 9 Lautsprecherfilter zur Unterdrückung der Frequenzen über 3 kHz [7J Aktives CW-Filter Aktive RC-Filterschaltungen lassen sich mit Operationsverstärkern sehr einfach realisieren. Bild 10 zeigt eine mehrstufige Filterschaltung für eine Tonfrequenz von etwa 800 Hz, wobei mit dem Schalter S1 auf verschiedene 187 Bandbreiten umgeschaltet werden kann. Am Ausgang A folgt eine Verstär¬ kerschaltung mit dem A 211 D. Als Operationsverstärker wird der MAA 741 verwendet. Der A 109 D ist geeignet, wenn man eine entsprechende Fre¬ quenzkompensation vorsieht. Alle Stufen sind in gleicher Weise aufgebaut, mit zunehmender Stufenzahl wird die 6-dB-Bandbreite immer schmaler. Für den SSB-Betrieb wird in der Schalterstellung 1 das komplette Filter über¬ brückt. Bild 11 zeigt ein weiteres aktives CW-Filter, es ist ebenfalls für eine NF- Frequenz von etwa 800 Hz ausgelegt. Die Bandbreite des Obertragungs¬ bereichs kann mit dem Potentiometer R verändert werden, das den Güte¬ faktor der Schaltung beeinflußt. Die minimale Bandbreite (etwa 50 Hz) wird von dem zum Potentiometer R in Reihe liegenden Widerstand 3,9 kQ be¬ stimmt. NF-Verstärker mit CW-Filter Der in Bild 12a dargestellte NF-Verstärker für einen Kurzwellenempfänger ist so dimensioniert, daß er das Sprachfrequenzband im wesentlichen verstärkt. Im Gegenkopplungszweig kann man mit dem Schalter S eine Bild 12 NF-Verstärker mit CW-Filter [10] Doppel-T-Filterschaltung (Bild 12b) einfügen, so daß sich die NF-Band- breite für CW-Empfang weiter einengen läßt. Für eine CW-Frequenz von etwa 700 Hz können folgende Werte für das 7?C-Filter verwendet werden: R = 12 kü oder 27 k£i, C = 33 nF oder 15 nF, R r = 2 k U oder 3,4 k£2. Die NF-Ausgangsleistung ist etwa 300 mW. R ist der Lautstärkeregler, R r ein Einstellwiderstand. Wie bei Operationsverstärkern üblich, werden sie mit einer Betriebsspannung von ± 12 V versorgt. Literatur [1] Unsere Konsultation, RADIO, Heft 10/1978, Seite 62 [2] Poljakow, W. T., Direktmischempfänger für Amateurempfang, Verlag DOSAAF, Moskau 1981 [3] KR: Aus ausländischen Zeitschriften, Radioamatersky Zpravodaj, Heft 4/1980, Seite 12 bis 15 (Originalbeitrag in QST, Heft 1/1980) [4] Jones, D.S., 10-W-Transistor-PA für 2 m, Old Man, Heft 7/1976, Seite 23 bis 25 (Reprint aus Short Wave Magazine) [5] Preselector vermindert Intermodulationsstörungen, Radio Bulletin, Heft 9/1981, Seite 27 bis 30 [6] Medwedew, R-, HF-Antennenfilter, RADIO, Heft 7 bis 8/1981. Seite22 [7] DDXZK , Pi-Filter für Lautsprecher, cq-DL, Heft 12/1981, Seite 596 [8] Sokel, R., Amateur-Baugruppen, Rädiötechnika-Jahrbuch 1981, Seite 133 bis 139 [9] OK1AIB, NF-Filter für Telegrafie mit regelbarer Bandbreite, Radioama¬ tersky Zpravodaj, Heft 4/1981, Seite 14 bis 16 [10] OK ID AE, NF-Verstärker mit Telegrafiefilter, Radioamatersky Zpravodaj, Heft 2/1981, Seite 20 bis 22 190 NF-Leistungsverstärker mit dem MDA 2010/MDA 2020 Vitezsiav Siriz von TESLA Der volkseigene Betrieb TESLA in der ÜSSR fertigt eine Vielzahl integrier¬ ter Schaltkreise für die Bestückung von Schaltungen heimelektronischer Geräte. Die Entwicklung von integrierten Schaltkreisen kompletter NF- Leistungsverstärker begann bei TESLA mit dem Typ MA 0403IMA 0403A, der eine maximale Verlustleistung von F, ot = 3,5 W hatte. Abgelöst wurde dieser Schaltkreis durch den Typ 'MBA 810/MBA 8I0A mit einer Verlust¬ leistung von P tol = 5 W. Die verbesserten Ausführungen MBA 8I0S/ MBA 8I0AS mit thermischer Schutzschaltung bzw. MBA 8I0DSI MBA 8J0DAS mit thermischer Schutzschaltung und zusätzlichem Kurz- Kurzschluß-Schutz haben eine Ausgangsleistung von 7 W. Diese NF-Ver- stärkerschaltkreise erfordern eine unkomplizierte Außenbeschaltung, haben kleine Abmessungen und sind preiswert. NF-Leistungsverstärker-Schaltkreise MDA 2010/MDA 2020 Eine bedeutende Weiterentwicklung gelang TESLA mit dem monolithisch integrierten NF-Leistungsverstärkern MDA 2010 und MDA 2020, weil damit der NF-Leistungsbereich erheblich erweitert wurde. Der Schaltkreis MDA 2010 gibt bei einer erdsymmetrischen Betriebsspannung von ± 14 V eine NF-Ausgangsleistung von 12 W ab, der Klirrfaktor ist dabei etwa 1 %. Beim MDA 2020 ist bei U s = + 17 V die NF-Ausgangsleistung 18,5 W, der Klirrfaktor beträgt etwa 1 %. Der mittlere Klirrfaktor dieser Verstärker¬ schaltkreise liegt bei etwa 0,3 %, wenn man die Leistungsgrenze nur bis etwa 10 bzw. 15 W ausnutzt. Damit genügen die NF-Verstärkerschaltkreise MDA 2010/MDA 2020 auch den hohen Anforderungen der HiFi-Technik. Die Flauptproblems solcher Leistungsschaltkreise bestehen darin, daß zur Erzielung größerer NF-Ausgangsleistungen die Schaltungsfunktion bei höheren Betriebsspannungen und hohen Strömen sicher beherrscht werden muß und daß die entstehende Kollektorverlustleistung durch eine entspre¬ chende thermische Kontaktgabe mit dem Kühlkörper sicher abgeleitet wird. Wie aus dem Übersichtsschaltplan (Bild 1) ersichtlich ist, können die Schaltkreise MDA 2010/MDA 2020 prinzipiell wie ein Operationsverstär¬ ker behandelt werden. Damit verbunden sind eine einfache Schaltungstech- 191 192 Bild 1 Übersichtsschaltplan der integrierten NF-Leistungsverstärker MDA 2010/M DA 2020 von TESLA °0 sH r\ 1 O i lT 1 V J hl Bild 2 Plast schelle für die Schaltkreise M DA 2010/ MDA 2020 nik und eine hohe Stabilität des Verstärkerverhaltens durch die starke Ge¬ genkopplung. Wie beim Operationsverstärker gibt es einen invertierenden (Pin 8) und einen nichtinvertierenden (Pin 7) Eingang sowie nur einen Aus¬ gang (Pin 14). Im Ruhezustand (C/, = 0) entspricht das Potential am Aus¬ gang der Mitte der Betriebsspannung, d.h., bei erdsymmetrischer Betriebs¬ spannung ist das Ausgangspotential 0. Die Frequenz wird durch einen Kondensator kleiner Kapazität (Standardwert 68 pF) an Pin 9 bzw. Pin 10 kompensiert. Beide Endstufenteile des eisenlosen Ausgangs haben getrennt eine Schutzschaltung, die ein Überschreiten der Grenzverlustleistung und der zulässigen Sperrschichttemperatur sowie eine Zerstörung durch eine unzulässig hohe Strombelastung (Kurzschluß) sicher vermeidet. Der Schaltkreis befindet sich in einem Plastgehäuse, wobei eine oben sicht¬ bare Metallfläche den thermischen Kontakt mit dem Kühlkörper ermöglicht. Die 2x7 Anschlußfahnen sind verschränkt angeordnet (Bildl), so daß 4 Anschlußreihen der Pins entstehen (Quad-Inline-Gehäuse). Mit dem Schaltkreis wird eine Plastschelle (Bild 2) geliefert, die den thermischen Kon¬ takt mit dem Kühlkörper unterstützt und den Abstand zwischen Kühlkör¬ per und Leiterplatte des NF-Verstärkers sichert. Bild 3 zeigt das Montage¬ schema. Zu bemerken ist, daß der Schaltkreis MDA 2010/MDA 2020 oft auch mit seinen Pins auf der Leiterseite der Leiterplatte angelötet wird. Da¬ bei muß der Platzbedarf des Kühlkörpers auf der Leiterplatte nicht berück¬ sichtigt werden. Die Stromversorgung der Schaltkreise MDA 2010/MDA 2020 ist sym¬ metrisch wie bei Operationsverstärkern auszulegen, also mit gleich großer 193 Bild 3 Montageschema für die Schalt¬ kreise MDA 2010/MDA 2020 positiver und negativer Betriebsspannung. Dadurch ist das Ausgangspoten¬ tial 0, und der Lautsprecher kann am Ausgang direkt angeschlossen werden. Es entfällt der sonst übliche Ausgangskoppelkondensator sehr großer Ka¬ pazität, der ja auch ein großes Volumen hat. Durch den Wegfall des Kon¬ densatorswird aber auch die Tiefenwiedergabe verbessert. In Tabelle 1 sind die Grenzdaten und in Tabelle 2 die wichtigsten Kennwerte der Schaltkreise MDA 20I0IMDA 2020 aufgeführt. Tabelle 3 gibt die Schaltkreisanschlu߬ belegung an. Tabelle 1 Grenzwerte der Schaltkreise MDA 20I0/MDA 2020 Betriebsspannung minimal maximal MDA 2010 U s ±5 ± 18 MDA 2020 (4 + 5 ±22 Ausgangsspitzenstrom (mit Strombegrenzung) ^ OM 3,5 A Verlustleistung ( 10 w t/ s = ± 17 V, ä l = 4£1 Po 18,5 > 15 w U s = ± 14 V, Ä L = 8 Ü Po 9 w t/ s = ± 18 V. P L = 4 fi Po - 20 w t/ s = ± 18 V, R l = 8 n Po — 16,5 w k = 10%; /= 1 kHz t/ s = ±M V, R, = 40 Po 15 w t/s = ±17 V, R l = 40 Po 24 w U s = ± 14 V, k,. = 80 Po 12 - w U s = ± 18 V, ä l =80 p„ - 20 w Klirrfaktor (R,_ = 40; /= 40... 16000 Hz) t/ s = ±14 V. P„ = 0,1 ... 10 W k 0.5 < 1 % U s = ± 17 V. ^(, = 0,15... 15W k 0,3 < 1 % 1) bertragungsband breite Us = ± 14 V, P 0 = 6W BW 10... 160 k Hz t/ s = ± 17 V, R 0 = 6 W BW - 10... 160 k Hz Eingangswiderstand (/= 1 kHz) U s = ±I4V,/> 0 = 6W /?, 98 > 80 kü £/ s = ± 17 V, P 0 = 6 W - 98 > 80 kn am Pin 7 /tr 5 5 Mn Eingangsspannung (/= 1 kHz) t/ s = ±14 V, P 0 = 10 W. k,.= 40 t/. 220 tnV U s = ± 14 V. P 0 = 8 W, R l = 8 0 Ui 250 mV t/ s = ±17 V, P 0 = 15 W, 195 MDA 2010 MDA 2020 typisch typisch maximal maximal = 4 n u, __ 260 mV U s = ± 18 V, P 0 = 15 W, R,.= 8 n u, _ 380 mV Spannungsverstärkung (/= 1 kHz) C s = + 14 V, P 0 = 6 W C s = ± 17 V, P 0 = 6 W V uon v ’ uon 29,5... 30,5 29,5.. dB .30,5 dB Offene Spannungsverstärkung U s = ± 14 V, /= 25 Hz Fnorr 100 dB U s = ± 17 V, /= 25 Hz ^uotf - 100 dB Tabelle 3 Schaltkreisanschlußbelegung 1 Betriebsspannung + U s 8 invertierender Eingang 2 nicht belegt 9 Frequenzkompensation 3 — U s , Leistungsbegrenzung 10 Frequenzkompensation 4 nicht belegt 11 nicht belegt 5 Betriebsspannung — U s 12 Leistungsbegrenzung 6 nicht belegt 13 nicht belegt 7 nichtinvertierender Eingang 14 Ausgang 15-W-Verstärker mit MDA 2020 Bild 4 zeigt ein Schaltungsbeispiel für den Schaltkreis MDA 2020. Die Stromversorgung erfolgt mit einer symmetrischen Betriebsspannung von U s = ±17 V. Das NF-Eingangssignal wird über CI dem nichtinvertieren¬ den Eingang (Pin 1) zugeführt. R3 legt das Basispotential für den Eingangs¬ transistor fest. Die Verstärkung wird durch die Gegenkopplung bestimmt, die mit den Widerständen R\ und R2 realisiert ist. Üblich ist eine Verstär¬ kung von etwa 30dB, so daß eine NF-Eingangsspannung von etwa 260mV zur Vollaussteuerung ausreicht. Die Stabilität des Verstärkers wird realisiert mit der Frequenzkompensation (C4), dem ßoucherot-GUed R4/C8 und den Störschutzgliedern C3/VD1 bzw. C6/VD2. Der Lautsprecher liegt zwischen Ausgang und Masse (Nullpotential). Wird eine Lautsprecherimpedanz von 8 £2 angeschlossen, so ist die Betriebsspannung auf ± 18 V zu erhöhen, die NF-Eingangsspannung für Vollaussteuerung beträgt dann etwa 380 mV. Mit höheren Werten der Lautsprecherimpedanz wird die maximale NF- 196 J r -n Bild 6 Bcitiickmigsplan der Leiterplatte nach Bild 5 Tabelle 4 Technische Daten des NF-Verstärkers mit dem Schaltkreis MDA 2020 (Bild 4) Betriebsspannung Us ± 17 V Lautsprecherinipcdanz R, 4 0 Ausgangsleistung Klirrfaktor Po > 15 W (maximal '20 W) bei P 0 = 15 W k 1% bei P 0 = 14 W k 0,2% Eingangsspannung u, 260 mV

60 dB sein. Ein möglichst linearer Phasengang ist gefordert. JL? 215 Bild 2 Leitungsführung der Leiterplatte , Maßstab 2:1 Bild 3 Bestückung der Leiterplatte nach Bild 2, Maßstab 2:1 Schaltung Bild 1 zeigt den Stromlaufplan der entwickelten MPX-Filterschaltung. Das MPX-Signal wird hochohmig eingekoppelt und verstärkt. Es schließt sich ein spezielles LC’-Filter an, das die obengenannten Forderungen erfüllt. Zur Berechnung derartiger Filter mit Zo6c/-Gliedern sei auf [3] verwiesen. Das Filter arbeitet auf einen Abschlußwiderstand von 820 U, so daß die folgende Eingangsstufe des Stereodekoders wesentlich hochohmiger sein muß, damit das Filter optimal arbeitet. Beim Einsatz der IS A 290 D als Stereodekoder ist das gewährleistet (R c > 20 kU). Abgleich des Filters Für einen exakten Abgleich des MPX-Filters sind ein Breitbandgenerator, ein Zweistrahloszillograf und ein Millivoltmeter notwendig. Nach der ersten Funktionskontrolle (Durchfahren des Frequenzbereichs bis 100 kHz) wird 216 das Filter genau abgeglichen. Zunächst ist eine Frequenz von 38 kFIz am Generator einzustellen. Durch wechselseitigen Abgleich von LI bis LA wird auf Phasengleichheit zwischen Eingang E und Filterausgang A abgeglichen. Danach kontrolliert man die Symmetrie der Phasenverschiebung im Fre¬ quenzspektrum der Rauminformation (23 ... 53 kHz) und gleicht not¬ falls nach. Im allgemeinen wird ein Nachgleich jedoch nicht notwendig sein, wenn man die Wickeldaten der Spulen einhält und engtolerierte Konden¬ satoren verwendet. Anschließend werden der Frequenzgang des Durchla߬ bereichs und der Dämpfungsverlauf oberhalb 53 kHz kontrolliert und ge¬ gebenenfalls nachgeglichen. Zum Schluß wird mit PI eine Verstärkung von V = 1 eingestellt, und Phasengang und Dämpfungsverlauf werden noch¬ mals kontrolliert. Bild 4 Frequenzgang des MPX-FHters ü L2 L3 Bild 5 Anschlußbelegung der Filter (Ansicht von unten) I-1 | o o, I 0 I L4 217 Tabelle Daten der Spulen LI -1,32 mH; 338 Wdg., 0,22-mm-CuL L2-4,412 mH; 618 Wdg., 0,12-mm-CuL L3 - 3,75 mH; 570 Wdg., 0,12-mm-CuL L4 - wie LI Spulenkörper StB-S 012-006 (AM-ZF-Einzelkreis) •4 L -Wert etwa 11,554 nH/w 2 Erreichte Ergebnisse Bild 4 zeigt den mit dem MPX-Filter erreichten Frequenzgang. Bedingt durch den Phasenabgleich bei 38 kHz konnte eine geringfügige Verbesse¬ rung der Kanaltrennung festgestellt werden (zum Spektrum des MPX- Signals s. [2]). Durch die große Dämpfung des Filters bei Frequenzen ober¬ halb 53 kHz treten keine Störungen des NF-Signals mehr auf. Weiterhin konnte das systembedingte Rauschen (weißes Rauschen) der internen und externen Rauschquellen durch Einengung der Bandbreite verringert werden. Abschließend sei erwähnt, daß das beschriebene Filter in mehreren Exem¬ plaren seit längerer Zeit ohne Beanstandungen arbeitet. Literatur [1] Fischer, H.-J.JSchleunig, IV. L., Transistor- und Schaltkreistechnik, Militär¬ verlag der DDR (VEB) - Berlin, 1. Auflage, Berlin, 1979 [2] Streng, K. K., abc der Niederfrequenztechnik,DeutscherMilitärverlag, 1. Auf¬ lage, Berlin, 1969 [3] Anders, R., Resonanzkreise, Bandpässe und Filter selbst berechnet, Amateur¬ reihe electronica, Hefte 151 und 152, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1. Auflage, Berlin, 1977 [4] Kowalski, H.-J., Integrierter PLL-Stereo-Multiplex-Dekoder A 290 D mit¬ aktiven RC-Filtern, FUNK AMATEUR 28 (1979), Heft 4, Seite 172 [5] Gran, G., Stereo-Antennentestgerät, radio-fernsehen-elektronik 29 (1980), Heft 2, Seite 105 [6] Kröhel, H.-E., Integrierter PLL-Stereodekoder A 290 D radio-fernsehen-elek¬ tronik 27 (1978), Heft 8, Seite 495 [7] Radant, R., StereodekodermitA 290 D, radio-fernsehen-elektronik 28(1979), Heft 2, Seile 116 218 Walter Koch Einfache Quarzuhr mit Analoganzeige Dieser Beitrag ist ein Umbauvorschlag, mit dem die in vielen Haushalten und Betrieben vorhandenen nichtquarzgesteuerten elektronischen Uhren mit geringem Aufwand auf Quarzsteuerung umgebaut werden können. Diese Uhren erreichen dann eine wesentlich höhere Ganggenauigkeit. Der Um¬ bauvorschlag erfüllt folgende Bedingungen: - Bereitstellung mehrerer quarzgenauer Zeitbasen (0,5- 1-2-4-8 Sekunden); - Einsatz einer vorhandenen Analoganzeige (die benötigte Taktfrequenz ist mit Sicherheit in den genannten Zeitbasen enthalten); - einfache Schaltungskonzeption mit modernen Bauelementen der Mikro¬ elektronik; - für den weniger versierten Elektronikamateur herstellbar und nachbau¬ sicher; - Stromversorgung über das Lichtnetz und gepufferte Akkumulatoren (kontaktlose Umschaltung über Längstransistor). Den grundsätzlichen Aufbau zeigt der Übersichtsschaltplan (Bild 1). Bild 1 Übersichtsschaltplan der beschriebenen Quarzuhr Quarzoszillator und Teiler mit dem U114 D Quarzoszillator (4,194304 MHz) und Teiler 1 :2 23 sind im U114 D ent¬ halten. An den Anschlüssen 4 und 6 können jeweils gegenphasige und um 1 s verschobene Impulsfolgen mit einer Frequenz von 0,5 Hz gegen Masse 219 15 k _r-| n IM80SI 220 entnommen werden. Damit ist eine Zeitbasis von 2 s bereitgestellt. Werden die Anschlüsse 4 und 6 entsprechend [1] zusammengeführt, erhält man eine Impulsfolge von 1 Hz, also eine Zeitbasis von 1 s. Bereitstellung weiterer Impulsfolgen Die elektronische Uhr mit elektromechanischem Schrittschaltwerk ( elektro - chron, VEB Uhrenwerke Glashütte) benötigt aber eine Impulsfolge von 2 Hz. Zur Herstellung dieser Impulsfolge wurden zwei Varianten experimentell erprobt. Impulsverdoppelung Die Schaltung nach [2] zeigte unbefriedigende Ergebnisse. Ausgehend von der Impulsfolge von 0,5 Hz müßte zur Herstellung der I mpulsfolge von 2 Hz die Schaltung zur Impulsverdoppelung zweimal eingesetzt werden. Sie ist außerdem zu aufwendig. Die Schaltung nach [3] ist für diesen Einsatz eben¬ falls zu umfangreich. Impulsteilung Untersuchungen ergaben, daß auch der U 114 D, ähnlich dem Vorschlag in [1] für den U 124 D, an den Ausgängen 4 bzw. öeinegegenphasige, um */ 4 s verschobene Impulsfolge von 8 Hz liefert, wenn der Anschluß 7 auf Masse gelegt wird. Mit einem einfachen Teiler 1 :2 2 lassen sich jetzt Impulsfolgen von 2 Hz für das Schrittschaltwerk der Analoganzeige (Uhr elektrochron ) ableiten. Der Transistor V2 benutzt die Impulsaufbereitung für die D2 (P WO D). Zwei einfach gehaltene Impulsteiler 1 :2 ergeben ein Gesamtteilerverhältnis von 1 :2 2 , damit eine Impulsfolge von 2 Hz. Mit dem Transistor V3 wird der Impulsteiler niederohmig an den Elektromagneten (80 Q) des Schrittschalt¬ werks angepaßt. Auf den Einsatz eines Gatters mit einem höheren Lastfak¬ tor (niederohmiger Ausgang) wurde verzichtet (z. B. D 140 D ), um die Ge¬ samtstromaufnahme der Uhr niedrig zu halten. Der Widerstand R8 wird so gewählt, daß der Elektromagnet des Schrittschaltwerks (oder in einem ande¬ ren Fall der Schrittmotor) gerade sicher anspricht. Beim Elektromagneten der vorliegenden Analoganzeige trat dieser Zustand bei einem Kollektor¬ strom vom 15 ... 20mA ein. Das entsprach einem Widerstand von etwa 1 kQ. Falls nun eine Impulsfolge von 8 Hz benötigt wird, kann diese-bereits ent¬ sprechend niederohmig - direkt am Kollektor des Transistors V2 abgenom¬ men werden. Die Impulsfolge von 4 Hz ist sinngemäß unter Nachschaltung einer Impedanzwandlerstufe (V3) am Ausgang des ersten Teilers 1 :2 (D2 - pin3 oder pin 13) entnehmbar. 221 n- Y7 yj Tri ¥x SY099 +gy M1TZ0A Bild 3 Stromversorgung der Quarzuhr Bild 4 Stromversorgung für den Uhrenschaltkreis Dl X Netztrafo 220 V/6V Bild 5 Leitungsführung (a) und Bestückungsplan (b) der Leiterplatte der Strom - Versorgung Bild 3 222 Bild 6 Leitungsführung (a) und Bestiickungsplan (b) der Leiterplatte der Quarz¬ uhr Bild 2 Stromversorgung Eine Quarzuhr mit ihrer hohen Ganggenauigkeit erreicht nur dann ihren eigentlichen Gebrauchswert, wenn sie bei Netzausfall weiterhin funktions¬ fähig bleibt. Es ergibt sich daher die Notwendigkeit für den Einsatz gepuf¬ ferter Akkumulatoren (3 RZP 2, 6 V, 0,5 Ah), die einen Netzausfall von etwa 20 Stunden überbrücken können und aus dem Lichtnetz nachgeladen werden. Aus einem kleinen Netztransformator (M42 oder kleiner, bzw. ein ent¬ sprechender E/J-Schnitt) entnimmt man eine Wechselspannung von 6 V (Werte zwischen 6 und 8 V sind ohne Änderung zulässig), die mit dem Brük- kengleichrichter V4 bis V7 gleichgerichtet und mit dem Kondensator CI geglättet wird. Mit dem als Längsregler arbeitenden Transistor VI wird die Gleichspannung von 9 auf 6 V herabgesetzt und gleichzeitig durch die als Z-Diode wirkenden Akkumulatoren auf 6 V stabilisiert. Bei Netzausfall übernehmen die Akkumulatoren die Stromversorgung über die Basis-Emit- ter-Strecke des Transistors VE Die Verlustleistung des Transistors VI kann 223 Bild 8 Bestückte Leiterplatte der Stromversorgung 224 gering sein (kleiner 100 mW), aber der Basis-Emitter-Strom muß etwa 25 mA betragen können! Über den Widerstand R L kann eine Normal- bzw. Er¬ haltungsladung vorgenommen werden. Erhaltungsladung: / L = 0,5 mA — R L etwa 6 kQ; Normalladung: I L = 25 mA — R L etwa 120 Q. Es ist also zweckmäßig, den Widerstand R L umschaltbar auszulegen. Soll für den Betrieb von Dl (U 114 D) keine zweite Stromquelle von 1,5 V eingesetzt werden, läßt sich die stabilisierte Spannung von 6 V über den Widerstand R v auf 1,5 V herabsetzen und mit der Diode V8 nochmals stabilisieren. Der Strom durch die Diode V8 wird auf etwa 2 mA festgelegt. Der Einsatz einer LED VQA 13 als Z-Diode für 1,5 V ist dadurch gerecht¬ fertigt, daß es Z-Dioden mit vergleichbarer Stabilität in diesem Spannungs¬ bereich nicht gibt. Inbetriebnahme und Aufbau Das Mustergerät wurde in folgenden Stufen aufgebaut, in Betrieb genom¬ men und auf Funktionsfähigkeit überprüft: - Quarzgenerator und Teiler 1 :2 19 mit dem U114 D; - Anpaßstufe mit dem Transistor V2; - Teiler 1 :2 2 mit dem P 100 D; - Anpaßstufe mit dem Transistor V3; - Stromversorgung. Für die Überprüfungsarbeiten der einzelnen Baustufen ist lediglich ein Viel- Tabelle Übersicht über die an der fertigen Schaltung ermittelten Meßwerte (Vielfachmesser 20 k£2/V, gegen Masse) Meßpunkt Meßbereich am Vielfachmesser Meßwert Besonderheiten Dl -4 2,5 V- 0,75 V Zeiger vibriert, 8 Hz V2 -B 2,5 V- 0,3 V Zeiger vibriert V2 -K 10 V- 3,0 V Zeiger vibriert D2 -3 10 V- 2,5 V Zeiger vibriert, 4 Hz D2 -6 10 V- 2,0 ... 2,5 V Zeiger vibriert, 2 Hz V3 -B 10 V- 2,0... 2,5 V Zeiger vibriert V3 -K 10 V- 3,0 V Zeiger vibriert Tri sek 10 V 7,0 V VI -K ioy- 8,6 V VI -B 10 V- 6,2 V VI -E 10 V- 6,1 V V8- Anode 2,5 V- 1,45 V 225 fachmesser mit geeigneten Gleichspannungs- und Wechselspannungsme߬ bereichen erforderlich. Die Tabelle zeigt eine Übersicht über die ermittelten Meßwerte (Vielfachmesser 20 ki2/V, gegen Masse). Die Quarzuhr baut man auf 2 Leiterplatten (Quarzoszillator mit Teiler¬ und Anpassungsstufen/Stromversorgung) auf. Bild 7 und Bild 8 zeigen den Aufbau. Eichung Stehen keine industriellen Meßmittel zur Verfügung, so muß die Zeitbasis experimentell durch den Vergleich mit dem Zeitzeichen (Radio, Fernsehen) festgelegt werden. Das führt zwangsläufig zu einer schrittweisen Annähe¬ rung an den Idealwert. Der Beobachtungszeitraum zwischen zwei Korrek¬ turen muß ausreichend groß gewählt werden (anfangs mindestens 1 Tag, bei größerer Näherung 1 Woche, 1 Monat). Die Variationsmöglichkeit aniTrim- mer C4 ist ausreichend fein. Literatur [1] Schleiizig, A'., Taktgeberschaltungen mit U 124 D, radio-fernsehen-elektro- nik, Heft 3/1981, Seite 160 [2] Jakubasclik , H., Das große Schaltkreis-Bastelbuch, Berlin 1978, Seite 164und Seite 225 [3] Kühne, H., Digitale Frequenzvervielfacher in PLL-Technik für Meßzwecke, FUNKAMATEUR, Heft 6/1977, Seite 289 [4] Informationskatalog «Halbleiterbauelemente 1980», VEB Kombinat Mikro¬ elektronik Erfurt [5] Jakubasclik, H., Das große Elektronik-Bastelbuch, 4. Auflage, Berlin 1974, Seite 173 226 Digital ansteuerbarer Triacsteller nach dem Nullspannungs- Dipl.-Ing. Joachim Uhlig Schalterprinzip Der Triac ist ein zweiseitig steuerbarer Gleichrichter, der sich besonders zur verlustarmen Schaltung und Steuerung von Wechselströmen eignet. In [1] ist die Schaltungstechnik in kurzer und übersichtlicher Form dargestellt. Seit dem man den Triac im Amateurbedarfshandel erhält, beginnt er den Thyri¬ stor in der Steuerung von Wechselströmen auch im Amateurbereich zu ver¬ drängen. Aus der Thyristorschaltungstechnik ist besonders die Phasenanschnitt¬ steuerung bekannt geworden. Diese ist zwar recht unkompliziert, weist aber eine hohe Störstrahlung auf, und eingestellte Werte lassen sich schwer repro¬ duzieren. Deshalb setzt sich in letzter Zeit der Nullspannungsschaiter durch. Er beruht auf dem Prinzip, daß der Triac oder auch der Thyristor jeweils im Nulldurchgang der Wechselspannung gezündet wird, wobei keine hohen Einschaltstromstöße auftreten. Da der Triac erst beim nächsten Nulldurch¬ gang wieder verlischt, ist er jeweils für mindestens eine Halbwelle geöffnet. Eine weitere Reduzierung der Impulslänge ist nicht möglich. Genaueres über die Funktion und die auftretende Störstrahlung findet der Leser in [2] und [3]. Vorliegende Schaltung wurde entwickelt mit dem Ziel, einen Triacsteller für Netzspannung zu realisieren, der - geringe Störstrahlung entwickelt; - in Stufen genau reproduzierbar einstellbar ist; - sich mit TT'L-gerechten Digitalinformationen ansteuern läßt. Nullspannungsschalter Der Nullspannungsschalter wurde im wesentlichen aus [2] übernommen und ist in Bild 1 dargestellt. Seine Funktion ist folgende: An der Brücke V7 ... V10 liegt über R2 die Netzwechselspannung. Die Basis-Emitter-Strecke des Transistors VI wird durch die Brücke mit Sinus¬ halbwellen angesteuert. Somit ist VI nur in der Nähe des Nulldurchgangs gesperrt. Sobald VI sperrt, sperrt auch V2. Vorausgesetzt, der Fototran¬ sistor im Optokoppler OKI ist geöffnet, steuert nun auch V3 durch. Damit öffnet V4, und über RIO erhält der Triac einen Steuerstrom. Der Triac wird 227 K nj SY320/6 wk5W <>i Strom J max durch die LED o ^VWWV Spannung an R l \ I KJ Kaaa, Bild 2 Prinzip der Spannungs- regelung durch Aus¬ rasten von ganzen Sinussch wingungen also stets im Moment des Spannungsnulldurchgangs der Netzwechsel- spannung gezündet, vorausgesetzt, der Optokoppler OKI ist angesteuert. Der Nullspannungsschalter wird über RI, V5, V6 und CI mit Strom ver¬ sorgt. Mit dem Optokoppler kann der Nullspannungsschalter gesteuert wer¬ den. Ist der Fototransistor nicht geöffnet, bleibt V3 gesperrt, so daß der Triac nicht zünden kann. Bild 2 stellt die Funktion der Spannungsregelung dar. Bei Ansteuerung des Optokopplers mit einem Impuls, dessen Länge der einer Sinusschwingung 228 (Periodendauer 20 ms) entspricht, wird eine Sinusschwingung ausgetastet. Gleiches ist mit einer Halbwelle (10 ms) möglich. Entsprechend der Anzahl der in einer Zeiteinheit ausgetasteten Halb- oder Vollschwingungen kann die Spannung bzw. Leistung am Lastwiderstand eingestellt werden. Dabei ist allein die Impulsdauer des Austastimpulses bestimmend für die Zahl der auszutastenden Halb- oder Vollwellen. Wenn der Austastimpuls relativ zur Wechselspannung phasenverschoben ist, ändert sich die Punktion nicht, da der Nullspannungsschalter ein Zünden des Triac nur im Spannungsnull¬ durchgang ermöglicht. Bei der Phasenverschiebung würde lediglich die nächste Halb- oder Vollwelle ausgetastet, die Gesamtzahl ändert sich nicht. J?11 und C2 bewirken den Schutz des Triac bei induktiver Last. Bei ohm¬ schen Verbrauchern können sie entfallen. Der gesamte Nullspannungsschal¬ ter ist nicht galvanisch vom Netz getrennt. Der Optokoppler OKI ist des¬ halb für eine Potentialtrennung zwischen Ansteuerteil und Nullspannungs¬ schalter notwendig! Ansteuerschaltung Die Ansteuerschaltung stellt die gewünschten Austastimpulse bereit. Dabei wurde durch Einsatz eines Zählers, im Gegensatz zu [4], eine feinere Ab¬ stufung der Ausgangsleistung ermöglicht. Die Punktion ist folgende: Der Zähler Dl (s. Bild 3) wird mit aus der Wechselspannung gewonnenen 20-ms-Impulsen getaktet. Jeweils in der Zählereinstellung 15 wird über D3 und D 2.2 der Strom durch die im Optokoppler enthaltene Leuchtdiode für 20 ms (eine 50-Hz-Periode) unterbrochen und damit jede 15. Periode der Wechselspannung atasgetastet. Jeweils beim Übergang von der Zählerstel¬ lung 15 auf 0 erscheint am Ausgang Ü v ein Übertragungsimpuls. Dieser steuert den Ladeeingang so, daß der Zähler im Moment des Übergangs von 15 auf 0 die an den Steuereingängen A ... D anliegende Dual-Zahl über¬ nimmt und von dieser an weiterzählt. Liegt an den Steuereingängen die Information «0» (LLLLs. auch Tabelle 1), so sind 14 Taktimpulse vonZ v erforderlich, ehe die nächste Periode ausgetastet wird. Liegt die Information «14» (HHHL) an, so reicht ein Taktimpuls, um den Zählerstand 15 zu erreichen, so daß jede zweite Periode der Wechselspannung ausgetastet wird. Es kann also mit der an den Steuereingängen anliegenden dual kodierten Information von 0 bis 15 die Zahl der auszutastenden Impulse von jedem 16.Impuls bis zu einer 100%igen Austastung eingestellt werden. Damit ist die Einstellung einer Ausgangsspannung bzw. Leistung am Lastwiderstand von 93,8% bis 0 möglich (s. Tabelle 2, Spalte Vollwellensteuerung). Um diese Punktion zu garantieren, muß der Austastimpuls die Länge einer vollen Periode (20 ms) haben. Das ist bei einer direkten Verbindung des Übertragungsausgangs mit dem Ladeeingang von Dl nicht möglich. Wie in Bild 4 dargestellt, erscheint der Übertragsimpuls mit der HL-Planke des Taktimpulses, also eine halbs Taktperiode bevor die Stellung 0 erreicht 229 230 Bild 3 St nomlauf plan der Ansteuerschaltung Tabelle 1 Dual-Kodierung Tabelle 2 Ausgangsleistung in Abhängigkeit von der der Dezimalzahlen 0 ... 15 Steuerinformation (L = Masse. H = 2,4 ...5V) 0'^ , tN00VlO'tl s a'^O^ — o r-~ O\OsO'O\OsOs0\0\O\Q\O\Osm©i/'i ONO'O'ONONONON» 00 OO oo oo r- o cT o" o" © o" cT o" o o" cT cT cT O-MM't^^r'ODONO — C.jXjX.jX,jX_)X_iX_iX.jX oa_)jXX.JjXX_i-JXX_]_jXX •o Q_)_]_].jjj_i,jxxxxxxxx 15 £ N M o — N r, ■^■mvot^ooONO — M M ^ 231 0,667 0,833 0,500 0,750 0 0,500 Ta/rfperiode Bild 4 Impulsdiagramm des Zählbausteines D 193 (Auszug) wird. Damit würde, benutzte man den Übertragsimpuls direkt zum Steuern des Ladeeingangs, bereits nach halber Taktperiodendauer, innerhalb des Zählerstands 15, die an den Steuereingängen anliegende Information ein¬ gespeichert und somit der Zählerstand 15 nach 10 ms, gemäß der Informa¬ tion an den Ladeeingängen, geändert. Das bedeutet, daß der Austastimpuls nur 10 ms lang wäre und nur eine Halbwelle ausgetastet wird. Deshalb wurde mit Dl 2.3 und Dl 2.4 sowie RS und C4 eine Verzögerungsschaltung ein¬ gefügt, die auf die LH-Flanke des Übertragsimpulses reagiert. Bei Übergang des Übertragsimpulses von L auf H (etwa 13 ns bevor der Zähler auf die Stellung «0» schaltet) wird ein Impuls von etwa 200 ns Länge erzeugt. Dieser steuert den Ladeeingang. Da der Impuls etwa im Moment des U mschaltens von Dl von 15 auf 0 anliegt und sehr k urz ist, verkürzt sich die Länge des Austastimpulses nicht, und der Neubeginn des Zählens nach dem Laden wird ebenfalls nicht nennenswert verzögert. Der Taktimpuls wird mit einem Trigger nach [5] aus der 50-Hz-Wechsel- spannung gewonnen und hat somit exakt die gleiche Länge wie die zu schal¬ tenden Perioden der Netzspannung im Nullspannungsschalter. Durch den Transformator tritt zwar eine Phasenverschiebung auf, diese beeinflußt jedoch, wie oben dargelegt, die Funktion nicht. Die vorliegende Schaltung sichert, daß jeweils volle Perioden der Wechselspannung ausgetastet wer¬ den. Die Ausgangsspannung an R L ist somit eine symmetrische Sinusspan¬ nung, die zeitweise unterbrochen wird. Damit ist eine Ansteuerung von aus¬ schließlich an Wechselspannung zu betreibenden Verbrauchern (z. B. Netz¬ transformator) möglich. Eine Vereinfachung kann erreicht werden, wenn die Verzögerungsschal- 232 tung entfällt und der Übertragsausgang Ü v direkt mit dem Ladeeingang E L verbunden wird. Dann werden, wie oben beschrieben, jeweils nur Halb¬ wellen ausgetastet. Die einstellbare Ausgangsleistung ist für diesen Fall aus Tabelle 2, Spalte Halbwellensteuerung, zu ersehen. Damit ist die Ausgangs¬ spannung an f? L unsymmetrisch, im Extremfall (an den Steuereingängen dual 15) eine pulsierende Gleichspannung. Bei Verbrauchern, die nicht aus¬ schließlich für Wechselspannung ausgelegt sind (z. B. Heizung), kann diese Vereinfachung angewendet werden. Es ist jedoch mit der angegebenen Schaltung dann keine Regelung auf 0 möglich. Betriebserf ahrungen Die vorliegende Schaltung wurde an einem Muster erprobt. Sie arbeitet sehr zuverlässig und völlig ohne Abgleich. Die Steuerung ist mit beliebigen, TTL- kompatiblen Signalen möglich (Ausgang eines Zählers, Schalter usw.). Sie eignet sich gut für Steuerzwecke, da die Einstellung exakt reproduzierbar ist. Ohne Einschränkung läßt sich die Schaltung zur Steuerung ohmscher Lasten mit hoher Zeitkonstante einsetzen (z. B. Heizungen, Elektroherd usw.). Ebenfalls gut geeignet ist diese Schaltung zur Steuerung von Elektromoto¬ ren. Elektromotoren gleichen auf Grund ihrer integrierenden Wirkung das zeitweise Fehlen der Betriebsspannung aus und bilden einen Mittelwert, so daß sie trotz der pulsierenden Betriebsspannung gleichmäßig laufen. Diese Schaltungslösung eignet sich weniger zur Helligkeitssteuerung von Glüh¬ lampen. Da der Glühfaden eine relativ geringe Trägheit auf weist, äußert sich das zeitweise Fehlen der Betriebsspannung als unangenehmes Flackern. Mit dem Triac KT 773 kann, bei entsprechender Kühlung, eine Leistung von 0,8 kW bei 220 V gesteuert werden. Abschließend sei noch darauf hingewiesen, daß der gesamte Nullspan¬ nungsschalter (Bild 1) galvanisch mit dem Netz verbunden ist. Somit sind beim Arbeiten mit dieser Baugruppe die entsprechenden Vorschriften zu beachten! Literatur [1] Moritz, J., Applikationsbeispiele für Thyristoren und Triacs, FUNKAMA¬ TEUR (1973), Heft 11, Seite XLI [2] Kowalski, H.-J., Periodische Schwingungspaketsteuerung mit Triacs, radio- fernsehen-elektronik (1980), Heft 7, Seite 453 [3] Kowalski, H.-J., Triac-Ansteuerung mit Nullspannungsschalter, FUNK¬ AMATEUR (1980) Heft 4, Seite 181 [4] Fromm, D./Zorn, P., Digital ansteuerbarer Thvristorsteller mit geringerStör- strahlung, radio-fernsehen-elektronic (1980). Heft 12. Seite 807 [5] Kiilme, H., Schaltbeispiele mit TTL-Gattern der Schaltkreisserie D 10,Teil 1, Reihe elektronica, Band 141, Berlin 1976 [6] Bipolaredigitale Schaltkreise, VEB Kombinat Halbleiterwerk Frankfurt(Oder) [7] Kühn, E./Schmied, H., Integrierte Schaltkreise, Berlin 1972 233 Hinweise zur Funk-Entstörung bei Dipl.-Ing. Frank Roscher Phasenanschnittsteuerungen Thyristoranwendungen im Konsumgütersektor dominieren derzeit bei Be¬ leuchtungsstehern (Dimmer) und der Drehzahlsteuerung von Kleinmoto¬ ren. Auch viele Elektronikamateure experimentieren mit derartigen Schal¬ tungen. Dabei wird das Prinzip der Phasenanschnittsteuerung ausgenutzt. Dieser haftet aber der Nachteil an, daß-Rückwirkungen auf das Netz und den Funkempfang entstehen. Daher sind beim Selbstbau solcher Geräte Entstörmaßnahmen zu treffen. Nachfolgend werden einige Hinweise zu die¬ ser Problematik gegeben. Die Ausführungen sind auf Triacschaltungen be¬ zogen, gelten aber ebenso für Thyristoren. Das Zustandekommen von Störspannungen Hochfrequente Störspannungen entstehen bei schnellen Ein- und Ausschalt¬ vorgängen (z. B. Zündung des Triac). Die in der Schaltung enthaltenen regu¬ lären und parasitären Kapazitäten und Induktivitäten bilden Schwingkreise, die durch diese Schaltvorgänge angeregt werden. Die Folge sind Störspan¬ nungen, die sich über die Netzzuleitung ausbreiten oder aber durch Ab¬ strahlung in andere elektronische Einrichtungen gelangen können. Das führt unter anderem zu den erwähnten Störungen im Funkempfang. Quellen dieser Störspannungen sind in erster Linie die Triacs bzw. die Thyristoren selbst oder die Ansteuereinrichtung. Das Zustandekommen der Störungen hat grob gesehen zweierlei Ursachen: - das abrupte Auftreten des Stromes (wenn der Strom von 0 auf einen end¬ lichen Wert springt) bzw. - das Zurückspringen des Stromes auf den Wert 0. Beide Sprünge ergeben sich beim Triac sowie bei antiparallelgeschalteten Thyristoren während jeder Wechselspannungshalbwelle. Beim einzelnen Thyristor treten diese in jeder Wechselspannungsperiode nur einmal auf. Störungen, die vom Unterbrechen des Stromes herrühren, werden auch als TSE-Störungen bezeichnet. Das hat folgende Ursachen: Bei Strom¬ durchgang enthält der Triac viele bewegliche Ladungsträger. Kurz nach dem Sperren des Stromes geht die am Triac liegende Wechselspannung durch 0. Hierbei bauen sich die gespeicherten Ladungsträger ab. Daraus 234 •v —1 ] \_ \ \ 10 5 2 5 IO 6 2 5 W 7 2 5 tO s Hz Frequenz -»- Bild I Spektrum der zu erwartenden Störspannung bei Phasen- ansclinittsleuerung (mit beispielsweise den fiir die Entstörung einzuhaltenden Grenzen) ergibt sich ein kurzer Stromimpuls, dessen Richtung entgegengesetzt dem des zuvor durchgelassenen Stromes ist. Und dieser Rückstromimpuls ver¬ ursacht Überspannungen, deren Anteile sich über einen weiten Frequenz¬ bereich erstrecken. Ähnliche Einschwingvorgänge ergeben sich beim sprung¬ haften Einsetzen des Stromes. Das zu erwartende Störspannungsspektrum wird beispielsweise mit Bild 1 veranschaulicht. Das angeführte Spektrum ist nicht allgemeingültig, weil es sich nur unter bestimmten Meßbedingungen ergibt. Zumindest zeigt das Beispiel, daß die Störspannung im Frequenzbereich von 10 5 ... 10 6 Hz in etwa der Frequenz umgekehrt proportional ist. Näheres hierzu, besonders die geforderten Funkstörgrade F, sind in der TGL 20885, Funk-Entstörung, August 1971, enthalten. Bild 3 Zweite Variante der Drosseleinbaumöglichkeit (vgl. hierzu Bemerkungen im Text) 235 Kombination Kondensator - Drosselspule Störschutz einfachster Art wäre ein den Triac überbrückender Kondensa¬ tor. Das ist bei Phasenanschnittssteuerungen aber bei weitem noch nicht ausreichend. Es werden ein Störschutzkondensator und eine Drosselspule verwendet. Bild 2 gibt hierzu ein Beispiel für eine Dimmerschaltung. Bild 3 zeigt eine zweite Möglichkeit. Beim Betrachten beider Schaltbeispiele fällt auf, daß die Drossel einmal auf der Seite der Steuerelektrode und einmal auf der anderen Anschlußseite eingefügt wurde. Nun lassen sich beide Ausfüh¬ rungen nicht nach Belieben an wenden, weil bei nahezu allenTriacs bzw. Thy¬ ristoren eine Seite des (inneren) Bauelementesystems leitend mit dem Ge¬ häuse verbunden ist, beim Thyristor ST 121 z. B. die Anode. Bei fast allen Anwendungen wird das Bauelement mit Kühlkörper eingesetzt. Dieser weist größere Abmessungen (z. B. der Typ K 50IM8 ) auf und hat demgemäß zu berücksichtigende Kapazitäten gegen Erde. Diese Tatsache wird mit Bild 4 schematisch gezeigt. Bild 5 und Bild 6 zeigen daraus sinngemäß folgendes: Für den mit Bild 4 charakterisierten Fall ist ein Einfügen der Drosselspule gemäß Bild 5 hinsichtlich der Entstörung noch wirksam. Die Variante nach Bild 6 bedeutet aber, daß die Störschutzdrossel gewissermaßen überbrückt Starter Bild 4 Kühlkörperkapazität gegen Erde ( schematisch) Bild 5 Mit dem fiir die Schaltung nach Bild 4 skizzierten Fall ist die Entstörwirkung der Drossel gegeben Bild 6 Im Fall der Schaltung nach Bild 4 ist hier die Drossel kapazitiv iiberbriickt, wo¬ durch ihre Entstörwirkung nahezu ‘unwirksam wird 236 ist und somit nahezu unwirksam wird. Wo die Drossel nun eingefügt werden muß, entscheidet das jeweils eingesetzte Bauelement. Es kommt also darauf an, welcher Anschluß des Triacsystems mit dem Gehäuse verbunden ist. Zusätzliche Schwingungsdämpfung Genaugenommen bildet der Überbrückungskondensator C und die Entstör- drosselL über dem Triacsystem einen Schwingkreis, der nur wenig bedampft ist. Folgen können unerwünschte Schwingungen sein. Bild 7 zeigt beispiels¬ weise die Anordnung einer schwingungsdämpfenden /?C-Kombination für 220n R 82 Bild 7 Triacdimmer Schaltung, in der neben den Stör¬ schutzelementen noch zusätzlich schwingungs- dämpfemle Bauelemente (R, C2) eingefugt sind lOOn 237 eine Dimmerschaltung. Bild 8 enthält eine zweite ähnliche Variante. In bei¬ den Schaltbeispielen sollte die Drossel L eine Induktivität von etwa 100 p.H haben. Man beachte aber, daß durch die schwingungsdämpfenden Schaltelemente insgesamt gesehen die HF-Störungen weniger unterdrückt werden. Deshalb ist es nicht ganz unwichtig zu wissen, daß der Lastwiderstand wesentlich zur Schwingungsdämpfung beiträgt. Bild 9 veranschaulicht solche Entstör¬ maßnahmen an der Triacsteuerung eines Universalmotors. Die im Beispiel angeführten Bauelementwerte sind als Richtwerte zu verstehen. Metall- oder Isolierstoffgehäuse? Alte Hasen unter den Elektronikamateuren könnten meinen, ein Metall¬ gehäuse um die Triacschaltung ist im Hinblick auf die HF-Störungsunter- drückung günstig. Nun, in diesem Fall ist das nicht ganz so. Das Metall¬ gehäuse nämlich erhöht die bereits genannte Erdkapazität erheblich und damit auch den über Erde gehenden Störstromanteil. Bei Verwendung eines Isolierstoffgehäuses genügt in den meisten Fällen eine Drossel in einer Netz¬ zuleitung. Bei Aufbau im Metallgehäuse sollten 2 Drosseln bzw. 2 Drossel¬ wicklungen in jeder Netzzuleitung vorgesehen werden. Bild 10 zeigt einen solchen Vorschlag. Mßtallgehöuse Hinweise zur Kondensator- und Drosselwahl Alle für Entstörmaßnahmen vorgesehenen Kondensatoren müssen bei Be¬ trieb am 220-V-Netz etwa 400 V Gleichspannung aushalten, sie sollten in jedem Fall induktionsarm sein. Für die Drosseln ist sehr wichtig, daß sie für den Laststrom bemessen sein müssen, denn durch die Drossel fließt auch der Laststrom. Diese Tatsache bewirkt auch, daß die Drosselkerne vor- 238 Stabkern kingkern mit zwei gegenläufigen Wicklungen Ringkern mit nur einer Wicklung 0 0,2 0,4 0,6 Oß Iß Laststrom _ _ Last-Nennstrom Bild 11 Beispiel für den Laslstromeinßuß auf die (miniere) HF-Induktivität für kompensierte Drossel, Ringkern mit nur einer Wicklung sowie Stabkern magnetisiert werden, wodurch eine Verminderung der HF-Induktivität ein- tritt. In Grenzen gehalten werden kann das durch - magnetisch offene Kerne (Stabkerne), - magnetisch geschlossene Kerne (Ringkerne). Bild 11 zeigt ein Beispiel. In dieser Schaltung wird vergleichsweise der Laststromeinfluß auf die (mittlere) HF-Induktivität für eine kompensierte Drossel und für nur eine Wicklung auf Ferritringkern dargestellt. Eine kom¬ pensierte Drossel hat 2 einander gleiche Wicklungen, die so geschaltet wer¬ den, daß der Kern vom Laststrom entgegengesetzt umflossen wird wie durch den HF-Störstrom (Bild 12). Für den Induktivitätswert haben sich etwa 100 [J.H als brauchbar erwiesen. Der Drosselaufbau kann auf einem Schalen¬ kern, bewickelt mit Kupferdraht (CuL), vorgenommen werden. Interessant dürfte sein, daß sich ein Ferritstab von 8 mm Durchmesser und 80 mm Länge benutzen läßt. Auf diesen wird eine Spule mit rund 55 Windungen Kupferdraht (0,65-mm-CuL) aufgebracht. Bild 12 Schema einer kompen¬ sierten Ringkerndrossel 239 Schlußbemerkung Die vorstehenden Ausführungen wurden für den Elektronikamateur ge¬ schrieben. Die Theorie der Netzrückwirkungen von leistungselektronischen Schaltungen ist kompliziert. Der Elektronikamateur ist gut beraten, obige Hinweise beim Aufbau von Thyristorschaltungen zu beachten, um Unan¬ nehmlichkeiten mit der Deutschen Post zu vermeiden. Es handelt sich, wie schon gesagt, um Anregungen zur Bekämpfung von HF-Störungen. Probieren geht dabei über Studieren, Versuche bis zum Erfolg werden also nicht ausbleiben. Literatur [1J VEM-Handbuch Leistungsclektronik, 2.Auflage, Berlin 1979 [21 Heiimann/Stumpe, Thyristoren - Eigenschaften und Anwendungen, Stutt¬ gart 1974 [3] Kurscheidt, P., Leistungselektronik, Stuttgart 1977 [4] Bergtold , F., Triac-Schaltungen, Regelungstechnische Praxis 11 (1969), Heft 4, M30 bis M32 Ing. Dieter Müller Thermistoren und ihre Anwendung Die prinzipielle Wirkungsweise von Thermistoren wurde in [1] beschrieben und auch ihre Anwendung zur Temperaturkompensation von Transistor¬ schaltungen erläutert. Im nachfolgenden Beitrag sollen einige weitere An¬ wendungsbeispiele von Thermistoren gezeigt werden, die besonders für die praktische Tätigkeit des Elektronikamateurs von Interesse sind. Anwendungsbeispiele für 77V/1-Typen Bei den DV/l-Typen [1; 2] wird allgemein die Erwärmung des Thermistors bei Stromdurchgang und die damit verbundene Verringerung des Wider¬ standswerts ausgenutzt. Eine breite Anwendung fanden diese Typen in röhrenbestückten Rundfunk- und Fernsehempfängern mit Serienheizung. Im wesentlichen werden auch die entsprechenden 77V/4-Nennstromserien hergestellt: die 100-mA-Serie für die in Allstromrundfunkempfängern ein¬ gesetzten {/-Röhren und die 300-mA-Serie für seriengeheizte Fernsehemp¬ fänger mit P-Röhren bzw. E'-Röhren mit einem Heizstrom von 300 mA. Für Sonderzwecke wurde unter anderem eine 1-A-Serie hergestellt. Der Vollständigkeit halber ist auf Bild 1 der Heizkreis eines Allstrom¬ rundfunkempfängers wiedergegeben. Die Dimensionierung nimmt man so vor, daß aus der Summe aller Betriebsspannungen der Röhren, Skalenlam¬ pen und des Thermistors (Nennwert im heißen Zustand) und der Differenz zur Netzspannung ein zusätzlicher Vorwiderstand R v berechnet wird. Bild 1 Übliche Schaltung zur Begrenzung des Einschaltstroms im Serien¬ heizkreis bei röhrenbestiickten ( Rundfunk-) Empfängern 241 Der Einschaltstrom der Schaltung ergibt sich aus der Netzspannung und der Summe aller Kaltwiderstände der Schaltung. Die Kaltwiderstände der Röhrenheizfäden einschließlich der Skalenlampe betragen insgesamt etwa 150£2, der des Heißleiters etwa 400012. Mit dem annähernd temperaturun¬ abhängigem Widerstand R v ergibt sich ein Gesamtkaltwiderstand von etwa 5200 CI und damit ein Einschaltstrom von etwa 40 mA (etwa 40% des Nenn¬ stroms). Ohne Einsatz des Thermistors ergibt sich bei entsprechender Ver¬ größerung von R v ein Kaltwiderstand von etwa 135012 und damit ein Ein¬ schaltstrom von etwa 0,16 A. Die beträchtliche Überschreitung des Nenn¬ stroms kann zum Durchbrennen der Skalenlampe und von Röhrenheizfäden führen! Nur noch in seltenen Fällen wird sich aber der Elektronikamateur mit seriengeheizten Röhrengeräten beschäftigen. Die Heißleiter der TNA-Serie bieten sich aber auf Grund ihrer Eigen¬ schaften, besonders der Abhängigkeit Zeit - Temperatur - Widerstand auch für andere, sehr einfache Verzögerungsschaltungen an. Bild 2 zeigt eine Schaltung zur Verzögerung des Helligkeitsanstiegs einer Glühlampe. Dafür läßt sich jeder 300-mA-Heißleiter, der z. B. aus einem ausgeschlachteten Fernsehgerät gewonnen werden kann, verwenden. Der Kaltwiderstand einer 60-W-Glühlampe beträgt etwa 10012, der des TNA 181300 etwa 5 k!2. Es ergibt sich ein Einschaltstrom von etwa 43 mA und ein Betriebsstrom bei heißem Thermistor von etwa 250 mA. Durch einen Parallelwiderstand von etwa 3,9 k!2 zur Lampe läßt sichderThermistorstrom aufannähernd300 mA vergrößern. Bei Verwendung einer 75-W-Lampe kann dieser Widerstand entfallen. Denkbar ist eine Anwendung der Verzögerungsschaltung für Eflfekt- beleuchtungen. Dabei könnte z. B. bei Verwendung mehrerer verschieden¬ farbiger Lampen S1 durch Relaiskontakte (je Lampe ein Relais) ersetzt werden. Die Steuerung der Relais kann in geeigneter Weise, z.B. auch durch eine einfache Lichtorgel, vorgenommen werden. Nach einer Anlaufzeit von wenigen Minuten erreichen die Heißleiter eine mittlere Betriebstemperatur. Je nach Einschaltdauer bzw. Einschaltpausen ergibt sich eine höhere bzw. niedrigere Temperatur des Heißleiters und eine entsprechend größere oder kleinere Helligkeit der entsprechenden (farbigen) Lampe. Soll die Hellig¬ keit bei jedem erneuten Einschalten langsam ansteigen, muß der Heißleiter für das Mehrfache der Erholzeit stromlos sein (mindestens 2- bis 3fach). Bei S2 v Bild 2 Einfache Verzögerungsschaltung mit Thermistor fiir Glühlampen 242 längeren Schaltpausen ergibt sich das automatisch. Die Erholzeit kann in die Einschaltzeit des Verbrauchers (Lampe) vorverlegt werden, wenn nach Erreichen des Nennstroms der Thermistor in geeigneter Weise durch S2 - besser durch einen Relaiskontakt - kurzgeschlossen wird. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen , daß beim Aufbau und Betrieb von Schaltungen mit Netzspannung die entsprechenden Sicherheits¬ bestimmungen zu beachten sind, die darauf abzielen, daß Personen durch ge¬ fährliche Spannungen nicht geschädigt werden können. Schaltungen zur Anzugsverzögerung von Relais mit Thermistor Elektronische Schaltungen zum verzögerten Anzug von Relais mit Verzö¬ gerungszeiten von über 1 min sind relativ aufwendig. Bei geringeren An¬ sprüchen an die Genauigkeit der Verzögerungszeit lassen sich dafür sehr einfache Schaltungen mit Thermistoren auf bauen (Bild 3). Von der Betriebs¬ spannung von 24 V werden 12 V für das Relais benötigt. Die restlichen 12 V stehen für den zur Verzögerung benutzten Thermistor TNA 12)100 zur Ver¬ fügung. Um den Heißleiter mit Nennstrom zu betreiben, müßte das Relais einen Wicklungswiderstand von 120 £2 haben. Für das verwendete NSF30 für 12 V beträgt dieser aber 370(2. Mit einem Parallelwiderstand von 180(2 läßt sich in diesem Fall der Nennstromwert erreichen. Der Kaltwiderstand des TNA 12/100 beträgt etwa 3 k(2. Der Einschaltstrom ergibt sich damit Bild 3 Einfache Schaltung zur Anzugs¬ verzögerung eines Relais mit Thermistor S1 Bild 4 Schaltung zur Anzugsverzögerung eines Relais mit Thermistor, wobei nach dem Anzug der Thermistor stromlos wird und damit abkühlen kann 243 zu 7,6 raA. Davon entfällt auf das Relais etwa 1/4, maximal 2 mA. Der Ansprechstrom des Relais liegt bei 23 mA und wird erst nach etwa 2 min erreicht. Auch bei dieser Schaltung wird der Thermistor, solange das Relais gezogen hat, vom Strom durchflossen, bleibt also heiß. Nach einer Unter¬ brechung des Stromes muß mindestens die Erholzeit [1] [2] vergehen, die beiden 77V/1-/(,I0-Typen bei 4 min liegt, ehe wieder eine merkbare Verzöge¬ rung eintritt. Die volle Verzögerungszeit bei einem erneuten Einschalten wird erst wieder erreicht, wenn der Thermistor ein Mehrfaches der Erholzeit stromlos war. Bild 4 zeigt eine Schaltung, bei der der Heißleiter nur bis zum Anziehen des Relais in Betrieb ist. Nach dem Schließen von Sl fließt ein Strom über den Thermistor, den Ruhekontakt eines zusätzlichen (24-V-) Relais K s2 durch K sl und den Parallelwiderstand. Zieht K sl nach entsprechender Ver¬ zögerungszeit an, hält es sich über einen Widerstand von 12012 selbst. K s2 wird eingeschaltet und unterbricht den Strom durch den Heißleiter. Für K s2 kann man jedes beliebige 24-V-Relais verwenden, so auch die Typen 2 RH 01 (Relog) oder das ältere RH 100 , mit denen sich auch Netzspannung schalten läßt. Bei dieser Schaltung kühlt sich der Thermistor in der Ein¬ schaltzeit des Relais ab. Nach etwa 10 min kann bei erneutem Einschalten nahezu die volle Verzögerungszeit wieder erreicht werden. Bild 5 zeigt eine Langzeitblinkschaltung mit 2 Heißleitern. Schließt man Sl, so zieht nach entsprechender Verzögerung K si an und betätigt K 3 , das sich selbst hält. K sl wird stromlos und fällt ab. K s2 aber, durch den zweiten Heißleiter verzögert, wird zum Anziehen gebracht. DerStromfluß durch K s3 wird dadurch unterbrochen, es fällt ab. Beim Anziehen von K s3 schaltet sich z. B. eine Lampe H1 ein und beim Anfallen H2. Für K b3 kann auch in diesem Fall ein Typ gewählt werden, dessen Wicklungswiderstand auf den Nenn¬ strom des Thermistors nicht abgestimmt zu sein braucht. Der Einsatz eines relativ niederohmigen Relais mit netzspannungsfesten Schaltkontakten ist auch hierbei möglich. Der zur Spule von K s3 parallelgeschaltete Konden¬ sator soll das Abfallen des Relais in der Zeit bis zum Schließen des Selbst- Bihl 5 Langzeilbliiikscliallung mit 2 durch Thermistoren verzögerten Relais 244 haltekontakts vermeiden. Sein Wert kann je nach verwendetem Relaistyp zwischen 50 und 500 pF schwanken und ist durch Probieren zu ermitteln. Im Interesse einer langen Lebensdauer der Kontakte von K sl und K s2 sollte er so klein wie möglich gewählt werden. Bei Werten über 100 pF sollte man zur Strombegrenzung einen Widerstand von etwa 10 £2 in Reihe schalten. Für alle Verzögerungsschaltungen für Relais gilt, daß bei entsprechender Dimensionierung auch Heißleiter der 300-mA-Serie und damit auch Relais mit einem Nennstrom von mehr als 100 ntA (bis zu 300 mA) eingesetzt wer¬ den können. Die Parallelschaltung von Relaiswicklung und Widerstand muß dann 40 £2 betragen. Stehen Thermistoren für eine Nennspannung von 12 V nicht zur Verfügung, kann man auch die 15-V-Typen, notfalls auch die 10-V- und die 18-V-Typen verwenden. Anwendungsbeispiele von Heißleitern für Meß- und Regelzwecke Es ist naheliegend, die Abhängigkeit des Widerstandswerts einesThermistors von der Temperatur für ihre Messung auszunutzen. Die Nichtlinearität die¬ ser Abhängigkeit muß entweder in Kauf genommen oder durch Widerstände für den interessierenden Bereich kompensiert werden^ Ist dieser interessie¬ rende Bereich nur sehr schmal, so kann die Kennlinie für diesen Bereich als annähernd linear betrachtet und auf eine Linearisierung verzichtet werden. Ein typisches Beispiel für den Verzicht auf Linearisierung der Kennlinie ist der Einsatz von Thermistoren als Geberelement in Schaltungen, die einen Tempraturschwellwert signalisieren sollen. Bild 6 zeigt die Schaltung eines einfachen Zweipunktreglers mit komplementären Transistoren entsprechend [3], die in diesem Fall zur Konstanthaltung der Temperatur eines Entwick¬ lerbads verwendet wird. Als Geberelement sollte dabei ein Thermistortyp in Fühlerform, verglast (TNF - C) [2], verwendet werden. Steht diese nicht zur Verfügung, kann ein normaler TNM- Typ, mit dem Teil der Anschlu߬ drähte, die in die Flüssigkeit tauchen, in Epoxydharz eingegossen, eingesetzt werden. Für VI eignet sich fast jeder npn-Si-Transistor aus dem Bastler¬ beutel. Für V2 ist ein pnp-Transistor mit einer zulässigen Verlustleistung von mindestens 300 mW zu verwenden, z. B. der angegebene CSSR-Typ KF 517. Steht dafür kein geeigneter Si-Transistor zur Verfügung, kann auch ein spannungsfester Ge-Leistungstransistor (wie GD 170 ) mit ausgesucht niedrigem Kollektorreststrom verwendet werden. Sinkt die Temperatur des Thermistors unter die mit dem 50-k£2-Wider- stand eingestellte Grenze, steigt der Widerstandswert des Thermistors an. Die Brückenschaltung, die aus den Zweigen R\ + R2, dem Thermistor R3 + RA sowie R5 und R6 besteht, wird verstimmt. Die Basis-Emitter- Spannung des im Diagonalzweig liegenden Transistors VI steigt an. Sie ist so gepolt, daß durch VI ein Kollektorstrom zu fließen beginnt. Die Span¬ nung an der Basis von V2 wird negativer (— U HE vergrößert sich), so daß 245 I Bild 6 Schaltung eines einfachen Zweipunktreglers mit kom¬ plementären Transistoren und Thermistor als Temperatur¬ geher, ähnlich [3] auch durch V2 ein Kollektorstrom zu fließen beginnt. Über die Relaiswick-. lung fällt eine Spannung ab. Über den 47-k£2-Widerstand wird ein Teil die¬ ser Spannung an den Thermistor und damit an die Basis von VI zurück¬ geführt. Im Sinne einer Mitkopplung führt das zu einem raschen Anstieg der Kollektorströme von VI und V2 und damit zum Anziehen des Relais. Die Schaltung zeigt das typische Sc/wi/rr-Trigger-Verhalten. Beim An¬ steigen der Temperatur sinkt der Widerstandswert des Heißleiters und damit auch der Kollektorstrom durch VI. Durch die Mitkopplungsschaltung be¬ dingt, erfolgt eine schnelle Umschaltung in den gesperrten Zustand, und das Relais fällt ab. In der angegebenen Dimensionierung läßt sich die Schalt¬ grenze zwischen 10 und 30°C variieren. Mit einem Schaltkontakt des Re¬ lais wird die Heizung für das Entwicklerbad ein- bzw. ausgeschaltet und so¬ mit seine Temperatur konstantgehalten. Soll der Schaltpunkt für andere Anwendungen nach höheren Temperaturen hin verschoben werden, ist ein Heißleiter mit höherem Widerstandswert zu verwenden. Ein Thermistor mit einem Nennwert von 4,7 k£2 bei 20°C hat bei 100°C nur noch einen Wider¬ standswert von etwa 550 £2 [1], Soll der Schaltpunkt in den Bereich um I00°C gelegt werden, so ist ein Heißleiter mit einem Nennwert von 47 bis 100 k£2 bei 20°C zu wählen. Bei I00°C ergeben sich dann annähernd die gleichen Widerstandswerte wie mit dem4,7-k£2-Typ bei Raumtemperatur. Die meisten Schaltungen, die beim Erreichen einer bestimmten Tempera¬ tur ein Signal abgeben sollen, sind nach dem gleichen Prinzip aufgebaut. Bild 7 zeigt eine Schaltung mit komplementären Transistoren entsprechend [4], Hierbei wird in der ersten Stufe ein Si-pnp-Transistor eingesetzt und in der zweiten ein npn-Typ. Daraus ergibt sich der Vorteil, daß der relativ schwer beschaffbare pnp-Transistor nur gering belastet wird. Es kann dafür jeder Typ mit einer ausreichenden Sperrspannung (etwa 24 V) eingesetzt werden. Soll die Ansprechgrenze einer Schaltung weiter verändert werden, als es mit den Einstellwiderständen RI analog Bild 6 und Bild 7 möglich ist, so gilt allgemein, daß man für höhere Temperaturen einen Thermistor mit höherem Nennwert verwenden muß und niedrigere Temperaturen auch einen kleineren Nennwert erfordern. Man kann einer solchen Brückenschal- 246 Bild 7 Schwellwertsclialning mH komplementären Transistoren; wesentlichster Unterschied zur Schaltung Bild 6 besteht in der Anordnung der Tran¬ sistoren (pnp - npnj tung schon an der Dimensionierung ansehen, bei welchem Temperaturwert etwa der Schaltpunkt liegt. Bei der Schaltung nach Bild 7 besteht ein Zweig der Brücke aus R\ + R2 und dem Thermistor R3, der andere aus R4 und R5 + R6. Stellt man sieh den Drehwiderstand in Mittelstellung vor, ergeben sich für die Brückenwiderstände folgende Werte: Ri + R2= 6,2 kU; R3 = x (Widerstandswert des Thermistors im Schaltpunkt); R4 = 1,8 kO; R5 + R6 = 492 Q. Für die abgeglichene Brückenschaltung gilt die Gleichung Ri + R2 R4 x R5 + R6 Dann ist (Ri + R2) (R5 + R6) 6200fl ■ 492 ü A = ~~R4~ = 1800 Q a- = 1695 Q = R 3. Die Widerstandswerte von R 3 im abgeglichenen Zustand und bei 20“C ver¬ halten sich etwa wie 1 :6. Die Schaltschwelle liegt mit Sicherheit weit über 20°C. Aus den Kurven nach [1] kann ein Wert von etwa 80°C geschätzt werden. Schaltungen zur Temperaturanzeige mit Thermistor als Geberelement Bild 8 zeigt die Schaltung eines einfacheaTemperaturmeßgeräts ähnlich [5]. Sie wird zur Messung der Körpertemperatur in dem relativ schmalen Bereich von 35 ... 41 °C eingesetzt. Die Änderung des Widerstandswerts eines Ther- 247 R5 Bild 8 Schaltung eines ein fachen Temperaturmeßgeräts (Fieber¬ thermometer) mit Thermistor als Geberelement und nach¬ folgendem Operations¬ verstärker, ähnlich [5] mistors kann dabei als annähernd proportional zur Temperaturänderung angesehen werden. Auch in dieser Schaltung liegt der Thermistor RI mitdem Einstellwiderstand R2 und R 3 in einem Zweig der Brückenschaltung. Der andere Zweig der Brücke wird durch die beiden Z-Dioden gebildet, die zu¬ gleich die Speisespannung stabilisieren. Eine an die Brückendiagonale an¬ geschlossener Operationsverstärker p.A 741 (MAA 741) verstärkt die Aus¬ gangsspannung der Brücke bei Verstimmung durch Temperaturänderung und bringt sie mit dem angeschlossenen Meßwerk zur Anzeige. Das Meßwerk liegt mit seinem Vorwiderstand im Gegenkopplungszweig, woraus ein besonders stabiles Verstärkungsverhalten resultiert. Vollaus¬ schlag des Meßwerkzeigers (bei einer nur mittleren Stromempfindlichkeit von 1 mA) wird bei einer Temperaturdifferenz von nur 6°C erreicht, was einer Eingangsspannung des Verstärkers von etwa 500 mV entspricht. Der /iA 741 ist ein einfach zu handhabender integrierter Verstärker mit innerer Frequenzkompensation ähnlich dem in [6] beschriebenen K 140 UD8, hat aber im Gegensatz zu diesem keine FET-Eingangsstufen, sondern normale bipolare Transistoren. Da ein dem iiA 741 vergleichbarer Typ in der DDR nicht gefertigt wird, müssen Importschaltkreise eingesetzt werden. Hierfür eignen sich die Paralleltypen MAA 741 aus der CSSR oderderKt/ 140 UD 7 aus der UdSSR [7], [9]. Läßt sich ein Nullabgleich nicht erreichen, so ist zur Oftsetkompensation entsprechend Bild 8 ein lO-kQ-Drehwiderstand anzu¬ schließen [6]. Bild 9 zeigt die Schaltung eines einfachen Temperaturmeßgeräts mit Thermistor in Brückenschaltung und ohne zusätzlichen Verstärker. Sie ist zur Messung der Öltemperatur in Kraftfahrzeugen vorgesehen [8]. Die Be¬ triebsspannungwird durch eine Leistungs-Z-Diode VI stabilisiert. Zur Mes¬ sung der Öltemperatur im Kfz baut man den Thermistor in ein Messingrohr ein, das an Stelle des Ölmeßstabs verwendet wird. Wegen des relativ weiten Meßbereichs von 60 ... 140 °C und der daraus resultierenden großen Wider¬ standsänderung des Thermistors ist der Einsatz eines 1-mA-Meßwerks mög- 248 Bild 9 Schaltung eines T’emperaturmeßgeräls in Briickenschaltung mit Thermistor als Geberelement cur Messung der Öltem- peratur im Kfz [8] lieh. Allerdings wird die Anzeige stark unlinear, weshalb für die Meßanord¬ nung eine Eichkurve von mindestens 4 Punkten auf genommen werden muß. Die Diode V2, eine beliebige Si-Diode, bewirkt, daß bei Temperaturen un¬ terhalb der Anfangswerte von 60°C kein Strom (in umgekehrter Richtung) durch das Meßwerk fließt. Nebenbei ergibt sich durch diese Diode noch eine gewisse Linearisierung der Anzeige. Zum Abgleich wird mit R4 der Anfangswert auf 60°C und mit R6 der Vollausschlag des Meßwerkzeigers bei 140°C eingestellt. Dazu sowie zur Ermittlung der weiteren Meßpunkte taucht man den Fühler in Öl, das eine entsprechende Temperatur aufweist, die mit einem normalen Thermometer kontrolliert wird. Hinweise zur Dimensionierung von Thermistor¬ brückenschaltungen Der überwiegende Teil der Schaltungen, in denen Thermistoren zur Mes¬ sung bzw. Signalisierung der Temperatur verwendet werden, sind Brücken¬ schaltungen. Wie schon erwähnt, zeigen diese einen nichtlinearen Zusam¬ menhang von Temperatur und Anzeige bzw. Schaltgrenze. Bei entsprechen¬ der Dimensionierung ist es möglich, diese und noch durch andere Ursachen bedingte Fehler möglichst klein zu halten. Bild 10 zeigt die prinzipielle Schaltung einer Thermistorbrücke. Mit dem Widerstand Ä4 wird der Null- abgleich der Schaltung bei der unteren Grenztemperatur durchgeführt. Bei Temperaturanstieg fließt infolge des sich verringernden Widerstandswerts von R3 durch das Meßwerk ein Strom. Der Meßwerkstrom ist bei einer grö¬ ßeren Verstimmung der Brücke nicht mehr proportional der Änderung eines Brückenwiderstands. Um diesen Linearitätsfehler, der noch zu dem des Thermistors hinzu kommt, möglichst klein zu halten, muß einmal der Brük- kenzweig RI — R2 möglichst niederohmig sein (R4 ~ 10 ■ R2). In der Schaltung (Bild 8) wird das durch 2 Z-Dioden realisiert. Zum anderen soll die Diagonalspannung nur wenig belastet werden. Sofern nicht ein Verstär- 249 Bild 10 Prinzipielle Brücken- schatwHg mit Ther¬ mistor ker an die Brückendiagonale angeschlossen ist, sollte ein stromempfindliches Meßwerk (100 p.A Vollausschlag oder weniger) mit einem möglichst großen Vorwiderstand R6 verwendet werden. Der Widerstandswert des Thermistors R3 sollte in der Mittedesgewünsch¬ ten Temperaturmeßbereishs etwa den 20fachen Wert von (?1 haben. Wählt man für /(I = 20012 und legt die Mitte des Meßbereichs auf 50°C, so er¬ gibt sich für R3 ein Widerstandswert von etwa 4000£2 bei 50°C. Aus den Kurven in [I] ist das ein Heißleiter mit einem Nennwert zwischen 10 und 47 k£2. Denkbar wäre ein Wert von 22 k£2. Der parallelzuschaltende Linea¬ risierungswiderstand R5 kann, wie in [1] beschrieben, berechnet werden. Überschlägig kann man einen Wert wählen, der gleich oder etwas kleiner ist als der des Thermistors in der Mitte des Meßbereichs. Ein kleinerer Wert ergibt eine größere Linearität, aber ein kleineres Nutzsignal und verschiebt den linearen Teil der Kennlinie (um den Wendepunkt [1]) nach höheren Temperaturen. Ein größerer Wert bewirkt das Gegenteil. Es ist zweckmäßig, wenn R5 zumindest zum Teil aus einem Einstellwiderstand besteht. Den N ullabgleich der Brücke, der den Anfangswert des Meßbereichs fixiert, der durchaus nicht bei 0“C liegen muß, nimmt man mit RA vor. Der Endwert des Meßbereichs wird mit RI eingestellt. Da der Zeigerausschlag außer von den Widerstandsverhältnissen in starkem Maß von der Betriebs¬ spannung U B abhängig ist, sollte U B mindestens mit Z-Dioden entsprechend Bild 8 und Bild 9 stabilisiert werden. Ihre Größe ist so zu wählen, daß der Thermistor durch den Strom nicht wesentlich erwärmt wird. Strenggenom¬ men müßte die Einhaltung der maximalen Verlustleistung (für die TNM- Typen 0,5 mW) bei der maximal zu messenden Temperatur kontrolliert werden. Die genaue Berechnung der verstimmten Brücke ist ziemlich auf¬ wendig. Für überschlägige Berechnungen genügt es, mit dem Widerstands¬ wert des Thermistors in der Mitte des Meßbereichs, im vorliegenden Bei¬ spiel 4000£2, zu rechnen und dabei die Brücke im abgeglichenen Zustand zu betrachten. Wäre bei der Brückenschaltung (Bild 10) Ä1 = R2, so fiele am Thermistor 250 die halbe Speisespannung ab. Bei einer zulässigen Verlustleistung P von 0,5 mW ergäbe sich dann U„ = \ 4 ■ P ■ R = 2%/0,5 • IO' 3 W ■ 4 ■ IO 3 £2 U B = 2V / 2V r = 2 • 1,414 V = 2,828 V. Diese Spannung ist wesentlich kleiner als die Nennspannung üblicher Z- Dioden, sie kann z. B. über einen niederohmigen Spannungsteiler von einer Z-Diode abgenommen werden. Durch geeignete Dimensionierung der Brücke läßt sich aber auch eine höhere Betriebsspannung verwenden. Ver¬ größert man R2 auf den 3fachen Wert von R I, ergibt sich für U B U a = 4V 0,5 • 10- 3 W • 4 • 10 3 Q U„ = 47 2 V 2 = 4- 1,414 V = 5,656 V. Dieser Wert läßt sich mit einerZ-Diode realisieren. Eine gewisse Überschrei¬ tung der zugelassenen 0,5 mW kann in Kauf genommen werden. Die Eigen¬ erwärmung durch den Betriebsstrom (Dissipationskonstante) beträgt für die TAW-Typen 5 mW/K. Eine Überschreitung der zulässigen 0,5 mW bis zu 1 mW kann daher eine Temperaturerhöhung von maximal 0,2°C zur Folge haben. Auch ist zu berücksichtigen, daß dieser Wert für ruhende Luft gilt. In den Fällen, bei denen man an die Meßgenauigkeit keine allzu hohen Forderungen stellt und bei denen ein intensiver Wärmeaustausch mit der Umgebung möglich ist, kann der Wert von 0,5 mW beträchtlich überschrit¬ ten werden (etwa 2- bis 4fach). Auch bei Schaltungen, die aus der Literatur bekannt sind, werden die Thermistoren wesentlich stärker belastet als mit den auch international üblichen 0,5 mW (Bild 8, Bild 9). Literatur [1] MiiUer, I)., Wissenswertes über Thermistoren, Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1982, Seite 114 bis 131, Berlin 1981 [2] Tabellenanhang Heißleiter, Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1982, Seite 300 bis 304, Berlin 1981 [3] Blomeyer-Bart enstein, H. P., Elektronische Einrichtungen für Fotolabors, Funktechnik 26 (1971), Heft 7. Seite 246 [4] Schaltbeispieie mit diskreten Halbleiterbauelementen, Druckschrift Inter¬ metall ITT 1972 [5] Shepherd, I.E., Temperature measurement with low cost thermistors. Elec¬ tronic Engeneering 46, Sept. 1974, Seite 21 [6] Müller, D., Integrierter Verstärker mit hochohmigem FET-Eingang, Elektro¬ nisches Jahrbuch für den Funkamateur 1980, Seite 110 bis 116, Berlin 1979 [7] Streng , K.K., Neue Schaltkreise aus dem RGW-Bereich, ElektronischesJahr- buch für den Funkamateur 1982, Seite 96 bis 103, Berlin 1981 [81 Paschen, D., Meßgerätekombination für Drehzahl und Ölteinperatur, Funk¬ technik 22 (1967), Heft 22, Seite 840/850 [9] Schubert, K. H., IS-Anwendungen in der Amateurpraxis, Elektronisches Jahr¬ buch für den Funkamateur 1982, Seite 224 bis 233, Berlin 1981 251 Elektrische Spiele zur Unterhaltung und zum Lernen Ing. Egon KUtffke - Y22FA Spiele dienen sicher in erster Linie zur Unterhaltung, eignen sich aber auch zum Überprüfen des Wissens und zum Aneignen neuer Fakten. Werden solche Spiele dann noch selbst erdacht, konstruiert und gebaut, so wird ein hoher Bildungs- und Erziehungseffekt mit diesen Arbeiten erreicht. Dazu soll dieser Beitrag Anregungen geben. Er ist besonders für Arbeitsgemein¬ schaften ab Klasse 5 gedacht. Der Schwierigkeitsgrad beim Bauen kann kaum herabgesetzt werden. Bei Erweiterungen unter Einbeziehung von Transistoren und integrierten Schaltkreisen werden die Grenzen des Nach¬ bauens lediglich durch die Fertigkeiten der AG-Teilnehmer bestimmt. Anforderungen Sie sollten für alle Spielgeräte beachtet werden. Alle Spielgeräte müssen ein¬ fach im Aufbau sein. Bei der Konstruktion ist unbedingt darauf zu achten, daß sie servicefreundlich ausgelegt sind. Kleine Havarien beim Spiel müs¬ sen von jedem Mitspieler schnell und sicher beseitigt werden können. Sonst verlieren die Spieler die Lust am Spiel, und die'Arbeit des Konstruierens und Bauens war umsonst. Damit sind auch die Funktionssicherheit und die Le¬ bensdauer der Spielgeräte angesprochen. An Material kann nur das einge¬ setzt werden, was örtlich vorhanden ist. Dabei soll man auch auf Baukasten¬ teile, bereits vorhandene Baugruppen und andere geeignete Werkstoffe zu¬ rückgreifen. Die vorgestellten Bauanleitungen sind auch in diesem Sinne als Anregungen zu betrachten. Der AG-Leiter legt mit seinen AG-Teilnehmern den Schwierigkeitsgrad selbst fest. Werden neue Spiele erdacht, sind an die Spielregeln einige Mindestanfor¬ derungen zu stellen. Spielregeln sollen möglichst präzise formuliert und schnell einprägsam sein. Sie müssen den Ehrgeiz der Teilnehmer wecken und Geschick sowie Kombinationsgabe herausfordern. Das wird nicht in jedem Spiel gleichermaßen zum Ausdruck kommen, macht aber das Spielen anziehend und interessant. Man denke dabei an die im Handel unter den verschiedensten Bezeich¬ nungen zu erhaltenden Elektrospiele. Erstaunlich schnell behalten die Schüler nach kurzer Zeit die Lösungen, und das Spiel wird beiseite gelegt. 25: C) b) d) Bild I In Ritztechnik her- gestellte Leiterplatte imiwis (a, c) und Frage-Antwort-Karten (b, d) Der Gedanke, ein variables Grundbrett mit variablen Deckblättern zu kon¬ struieren, liegt nahe. Sie könnten für alle Wissensgebiete eingesetzt werden, ständig andere Lösungsvarianten enthalten, die nur dem Spielleiter bekannt sind. Eine solche für alle Wissensgebiete einzusetzende Variante wird mit der Leiterplatte imiwis vorgestellt. Ihr liegt eine einfache Überlegung zu¬ grunde. Die Antwort auf die Quizfragen lautet entweder JA oder NEIN. Gegeben werden sie, indem die Testperson ein Punktsystem mit vorgege¬ benen Antworten, worunter eine richtig ist, abtastet. Daraus ergibt sich, daß die Kontaktpunkte als Flächen ausgeführt werden können, die einmal ge¬ teilt sind, nämlich für JA und für NEIN. Diese Trennlinie kann beliebig ver¬ laufen, muß aber dem Spielleiter bekannt sein. Nun braucht man nicht mehr nach geheimnisvollen Verbindungswegen zwischen den Kontaktpunkten zu suchen, sondern man gestaltet die Fragekarten entsprechend. Bild 1 zeigt die einfachste Lösung, die vier Varianten zuläßt. Nach Bild 1 a wird die Leiterfläche einer Leiterplatte (Format beliebig, aber nach den Er¬ fahrungen des Autors mindestens A5) diagonal getrennt. Damit erhält man eine JA- und eine NEIN-Fläche. Vertauscht man sie, ist bereits eine zweite Variante gefunden. Dreht man sie um 90°, so ergibt das zwei weitere Mög¬ lichkeiten. Mit dieser einen Trennungslinie kann man also bereits vier unter¬ schiedliche Grundflächen anfertigen. Fertigt man die Grundplatte quadra¬ tisch an, vereinigt eine Ausführung alle vier Variaten. Bild I b und Bild 1 d zeigen mögliche Anordnungen von Fragen und Antworten, die ebenfalls beliebig variiert werden können. Zu beachten ist, daß man die gestrichelte 253 Bild 2 Stromlaiifplait für die Grundplatte mtiwis Linie nicht auf die Karte überträgt und die Löcher nicht so angeordnet wer¬ den, daß die Trennungslinie sichtbar wird. Die elektrische Verdrahtung nach Bild 2 ist einfach. Führt man die Trennung der Leiterfläche in Ritz¬ technik aus, die elektrische Verdrahtung in Schraubtechnik, so läßt sich dieses kleine Gerät bereits ab Klasse 4 bauen, da die handwerklichen Vor¬ aussetzungen und Kenntnisse, einschließlich der Elektrotechnik, bereits vorhanden sind. Etwas aufwendiger und vielseitiger ist der Aufbau eines Grundstocks von Spielgeräten für ein elektrisches Spielemagazin. Elektrisches Spielemagazin Als erstes sollen drei Spielgeräte genügen. Alle drei Geräte waren auf der Schul-MMM der Nikolai-Ostrowski-Oberschule in Greifswald und zwei auf der 1. Methodenmesse des Pionierpalastes Ernst Thälmann in Berlin ausge¬ stellt. AG-Teilnehmer und Besucher hatten viel Freude beim Spiel. Das alt¬ deutsche Würfelspiel HALS, das aus einem geschnitzten Trudelwürfel her¬ gestellt wurde, dessen vier Seiten mit je einem der Buchstaben H, A, L, S beschrieben wurden, zwei Seiten blieben frei, läßt sich mit einem elektrischen Spielzeug-PIKO-Motor als elektrischer Würfel [1] leicht nachbauen. Es ist ein Unterhaltungsspiel mit einer einfachen Spielregel. Daran kön¬ nen beliebig viele Personen teilnehmen. Jeder Spieler zahlt eine vorher fest¬ gelegte Anzahl Spielmarken ein. Nun wird der Reihe nach gewürfelt (kurzer Tastendruck). Der Würfel zeigt einen der vier Buchstaben an, nach dem der Würfelnde zu handeln hat. Dabei bedeuten: H - Nimm die Hälfte! Der Spieler darf sich die Hälfte aller in die Kasse eingezahlten Spielmarken nehmen. A - Nimm alles! Der Spieler nimmt den gesamten Kassenbestand. Alle Spieler zahlen den vereinbarten Einsatz erneut ein. Bild 3 Elektrischer Würfel HALS L - Laß liegen! Der Spieler darf nichts aus der Kasse nehmen. S - Setz zu! Der Spieler zahlt einen vereinbarten Einsatz zusätzlich in die Kasse ein. Das Ende des Spiels wird vereinbart. Das Bild 3 zeigt die Ansicht des elektrischen Würfels. Das Gestell kann aus Holz- oder Hartfaserplatten angefertigt werden. Die Würfelscheibe be¬ steht ebenfalls aus Sperrholz oder starker Pappe. Im M ustergerät wurde die Würfelscheibe auf eine Lochscheibe des Metallbaukastens « Construction » geschraubt. Die Lochscheibe läßt sich dann leicht auf der Achse des PIKO- Motors des gleichen Baukastens Construction C 04 befestigen. Fertigt man sich neue Scheiben mit den Zahlen 1 bis 6 oder anderen Zeichen an, kann man die Scheiben leicht auswechseln und den elektrischen Würfel vielseitig verwenden. Als Taster eignet sich jede im Handel angebotene Form. Die Schaltung ist ein einfacher Stromkreis nach Bild 4. Eihe Spielmaschine zu bauen erfordert bereits mehr Aufwand, eröffnet aber auch viel mehr Spiel varianten und Kombinationen. Mit Z-Z-Z-Zcthlen- Zählen-Zufall ist eine elektrische Spielmaschine mit fünf elektrischen Wür¬ feln entstanden. Es werden wieder Spielzeugmotoren von PI KO verwendet, die man zweckmäßig aus einem Klingeltransformator speist, dessen Aus- 255 gangsstrom gleichgerichtet wird. Dabei müssen die Dioden der Gesamt¬ stromstärke entsprechend ausgewählt werden. Die im Mustergerät verwen¬ dete Schaltung nach Bild 5 hat gegenüber der Reihenschaltung der Motoren den Vorteil, daß die Möglichkeit besteht, bei X EIN-AUS-Schalter einzu¬ bauen. Die Anzahl der zu benutzenden Würfel kann nun vorher durch Ein¬ schalten festgelegt werden. Damit können Spiele mit weniger als fünf Wür¬ feln ebenfalls gespielt werden. Um den Effekt der Spielmaschine zu erhöhen, wurde von den AG-Teil- nehmern ein Teil der Motoren gegensinnig angeschlossen. Die durch das Vertauschen der Anschlußklemmen der Motoren erreichte entgegengesetzte Umdrehung einiger Scheiben ergibt interessante Effekte. Bild 6 enthält einen Vorschlag zur Gestaltung der Frontplatte. Die Motoren sind hinter der Frontplatte auf Leisten angeordnet, die an der Frontplatte und an den bei¬ den Seitenplatten befestigt werden. Die Spielregel für Z-Z-Z- ist einfach, verlangt aber Kombinationsgabe. In der AG des Autors wurden daher vor dem Spiel einige «Trocken»tests durchgeführt. Vor Spielbeginn fertigt man sich Spielprotokolle nach Bild 7 an. Es kommt darauf an, bei jedem Wurf das höchste Ergebnis zu ermitteln. Bedingung ist, daß die höchste Zahl bei «Start» eingetragen wird. Alle ande¬ ren Zahlen können den Operationszeichen nach eigenem Ermessen zuge¬ ordnet werden. Zeigt der Wurf z. B.: 6, 5,4, 3, 2, so gehört 6 in den «Start». Es ergibt sich: 6 + 4= 10-5 = 50 — 2 = 48 :3 = 16 oder 6 + 2=8 mal 4 = 32 — 5 = 27 : 3 = 9. Sicher wird sich der Spieler für das erste Ergebnis entscheiden. w - ® - 1 (RI + R2) ist das VI, bei R T < (RI + R2) ist das V2. Das Potentiometer R2 enthält eine Skale, die in °C geeicht wird. Verwendet man ein Potentiometer mit logarithmischem Kennlinienverlauf, dann ist die Skale annähernd linear. Mit dem Einstellregler RI eicht man auf den Anfangswert von 34°C, wobei der Widerstandswert des Potentiometers voll vorhanden ist. Die weiteren Skalenpunkte werden durch Verringern des Widerstandswerts von R2 ge¬ eicht. Bei der Fiebermessung geht man so vor, daß der eingegossene Ther¬ mistorwiderstand von der Körperwärme erwärmt wird. Dann drückt man den Schalter S und stellt die Skale so ein, daß keine der beiden Leuchtdioden aufleuchtet. Damit ist R q = (RI + R2), und auf der Skale kann der Tem¬ peraturwert in °C abgelesen werden. Da die Schaltung nur im Moment des Abgleichs einen geringen Stromverbrauch hat, genügt zur Stromversorgung eine 9-V-Miniaturbatterie. Bild 8 b zeigt eine Aufbauskizze für das Fieber¬ thermometer. Spannungsüberwachung für 12-V-Bordnetz Um über den Zustand der Batterien eines Kfz schnell informiert zu sein, eignet sich die in Bild 9 vorgestellte Schaltung mit spannungsabhängig ge¬ steuerten Leuchtdioden. Leuchtet keine Leuchtdiode, so ist die Batterie¬ spannung geringer als 10,5 V. Wird der Wert 10,5 V erreicht, so leuchtet VD5 auf. Bei 12 V leuchten VD5 und VD6 auf. Und ab der Batteriespan¬ nung 13,5 V leuchten alle 3 Leuchtdioden. Das Emitterpotential ist mit den Dioden VD1/VD4 mit 2,4 V festgelegt. Durch entsprechende Spannungs¬ teiler an den Basiselektroden der Transistoren werden die Transistoren VTI/VT3 durchgesteuert. Der Stromverbrauch ist gering (5 bis 50mA), je nach Zahl der eingeschalteten Leuchtdioden. 266 Bild 9 Einfache Spannungsiiber wachung für 12-V-Bordnelz [7] Nochmals: Türklingelsirene Im Elektronischen Jahrbuch 1982 ist in dem Beitrag IS-Anwendungen in der Amateurpraxis (Seite 224 bis 233) vom Herausgeber bei der Türklingelsirene (Bild 6) ein Zeichnungsfehler übersehen worden. Am linken Gatter ist die Verbindung zwischen pin 1 und pin 2 aufzutrennen. Am pin 1 liegt der Kon¬ densator 0,22 pF und der Widerstand 3,3 kQ. Am pin 2 befindet sich der Ausgang des rechten Multivibrators (pin 11). Bei einigen Lesern bedankt sich der Herausgeber für entsprechende Zuschriften. Herr Dr. V.Schultze sandte eine verbesserte Schaltung, die in Bild 10 wiedergegeben ist. Dazu schreibt er: «Am Ausgang 11 des Tieftongenerators liegt abwechselnd L- und H-Potential. Bei H-Potential sperrt die Diode, dadurch liegen zwischen dem Eingang 1/2 des Tonfrequenzgenerators und Erdpotential 3,2 kfi. Bei L-Potential am Ausgang 11 wird der Punkt a auf Erdpotential geschaltet; Schaltung „ Elektronisches Jahrbuch 1982"Seite 228, entsprechend Bild S Bild 10 Stromlaufplan der verbesserten Türklingelsirene 267 Bild II Stromlaufplan für einen elektronischen Signalgeber (Sirene) zwischen Eingang 1/2 und dem Erdpotential befinden sich nur noch 1,6 kQ. Durch diese Schaltungsmaßnahme wird die Frequenz des Tonfrequenzgene¬ rators zwischen etwa 800 Hz und 1100 Hz periodisch umgeschaltet und die Türklingelsirene ist funktionstüchtig. Um den akustischen Eindruck zu ver¬ bessern, kann außerdem zwischen der Anode der Diode und dem Punkt a ein RC-Glied als Tiefpaß eingefügt werden, um aus der rechteckförmigen Frequenzänderung des Tonfrequenzgenerators eine sinusähnliche zu ma- machen. Der Klang der Türsirene kommt dadurch dem einer echten Sirene entschieden näher.» Eine weitere vereinfachte Schaltung für einen solchen elektronischen Sig¬ nalgeber fand der Herausgeber in [8], Bild 11 gibt die Schaltung an. Literatur [1] Borisow, IV. G., Nur eine Mikroschaltung, RADIO, Heft 7/1979, Seite 52 bis 54 QX, Linear-IS für 5 Kcs, Amaterske Radio, Heft A/7-1981, Seite 22 [2] Wechselsprechanlage mit MBA 810, Amaterske Radio, Heft A/1-1981, Seite 8 [3] v.d. Werff, Signalsucher und -geber, Radio Bulletin, Heft 5/1981, Seite 27/28 [4] IVelitsclikow , P., Prüfgenerator fürRadio-Fernseh-Reparaturen,Radio-Fern- sehen-Elektronik (Bulg.), Heft 1/1981, Seite 14/15 [5] Einfacher Kalibrator, RADIO, Heft 10/1981, Seite 58 [6] Kyrs, Einfaches Thermometer für klinische Anwendung, Amaterske Radio, Heft A/3-1981, Seite 26 [7] Peterson,!., Auto-Spannungsmonitor, Radio & Electronics Constructor, Heft 1/1981, Seite 273 [8] Lisitsclikow, A'., Elektronischer Signalgeber, Radio-Fernsehen-Elektronik (Bulg.), Heft 4/1981, Seite 28 268 Aus der Schaltungspraxis unserer Leser Einfache Temperaturregelung Es wurden schon vielfach Schaltungen zur Regelung der Temperatur in einem abgeschlossenen Raum beschrieben. Die nachfolgende Schaltung zeichnet sich durch einen geringen Aufwand an Bauelementen aus. Natür¬ lich sollten an die Regelgenauigkeit keine allzu hohen Anforderungen ge¬ stellt werden. Es können Temperaturen zwischen etwa 15°C und 50°C geregelt werden. Der Meßwertgeber ist der Transistor VI. Es wird die Abhängigkeit des Kollektorreststroms von der Temperatur ausgenutzt. Deshalb wurde für VI Bild 1 St romlauf plan der T emperatur reget Schal¬ tung mit Schaltkreis (1) , St romlauf plan eines Schaltverstärkers mit npn-Transistor und Relais gegen Betriebs¬ spannung geschaltet (2) , Stromlauf plan eines Schaltverstärkers mit pnp-Transistor und Relais gegen Masse geschaltet ( 3), St rom¬ lauf plan eines ein¬ fachen Stromversor¬ gungsteils. Fiir Tr kann ein einfacher Klingeltransformator eingesetzt werden 269 ein Ge-Type (z. B. GC 301) mit großer Stromverstärkung eingesetzt. Rest¬ strom und maximale Verlustleistung sind unkritisch. Transistoren mit rela¬ tiv großem Reststrom, die sich vielleicht noch in der Bastelkiste befinden, sind sogar gut geeignet. Der temperaturabhängige Reststrom erzeugt über R2 einen Spannungsabfall, der von der Triggerschaltung (Dl.l und Dl.2 = 1/2 D 100 D) ausgewertet wird. Die Gatter Dl .1 und Dl.2 sind über R3 zu einem Trigger gekoppelt. R3 ist mit 2,2 k£2 optimal gewählt. Die Schwell¬ spannung und Hysterese der Triggerstufe sind von der Größe des Wider¬ standes R2 abhängig. Die Einschaltspannung betrug im Muster etwa 1,1V und die Ausschaltspannung etwa 0,9 V. R 1 speisteinen Basisstrom in V1 ein und ist so einzustellen, daß im inter¬ essierenden Temperaturbereich an R2 wenigstens die Einschaltspannung des Triggers entstehen kann. Bei Transistoren mit sehr großem Reststrom kann Ri gegebenenfalls entfallen. Mit Dl.2 kann man direkt ein Relais schalten, wenn dieses mit einem Strom von maximal 15 mA auskommt. Bei strom¬ stärkeren Relais muß für Dl.2 ein Leistungsgatter (D 140 D) oder eine Schaltverstärkerstufe - Teilbild (2) oder (3) nachgeschaltet werden. Teilbild (4) zeigt eine einfache Stromversorgung, wie sie zum Betrieb der Schaltung ausreicht. Als Bauelemente können auch preiswerte Typen aus dem Bastelangebot eingesetzt werden. Im Mustergerät diente eine 15-W- Glühlampe als Heizung. VI war über eine etwa 40 cm lange ungeschirmte Leitung mit dem Schaltkreis verbunden. Dabei konnte keine Störbeein¬ flussung festgestellt werden. Dipl.-Ing. Bodo Stäblein Zählwerk für HiFi-Plattenspieler Für eine hochwertige Schallplattenabspielung wird u.a. eine einwandfreie Abtastnadel < Diamant) gefordert. Ist die Abtastnadel abgenutzt, muß mit Be¬ schädigungen der Schallplatte gerechnet werden. Außerdem verringert sich die Wiedergabequalität, da die Abtastnadel nicht mehr allen Auslenkungen in der Schallplattenrille folgen kann. Von Abtastsystemherstellern wird eine maximale Abspieldauer von 500 bis 1000 Betriebsstunden für Abtast¬ systeme mit Diamantnadel empfohlen. Da die Abschätzung der Abspiel¬ dauer allgemein etwas schwierig ist, wurde eine einfache Zählschaltung mit einem Postgesprächszähler (im Amateurbedarfshandel preiswert er¬ hältlich) für den HiFi-Plattenspieler Granat 216 electronic entworfen und erprobt. Der Zähler der Schaltung zählt bei jedem Abschalten des Gerätes um eine Zahl weiter. Unter der Annahme, daß vor jedem Abschalten eine volle Lang¬ spielplattenseite mit einer durchschnittlichen Abspieldauer von 20 min ge¬ spielt wurde, empfiehlt sich demnach ein Ersetzen der Abtastnadel bei einem Zählerstand 1500 bis 3000. Laut Angaben des VEB Funkwerk Zittau [2] soll 270 Bild 2 Stroinlaufplan der Ziiltl- schalutng mit Angabe des Anschlusses ml die Platine des Plattenspielers Granat 216 electronic die Antriebspese des Granat 216 nach etwa 800 Betriebsstunden erneuert werden, so daß ein Wechseln des Abtastsystems und der Antriebspese bei einem Zählerstand von etwa 2500 sinnvoll ist. Obwohl der Zähler nicht auf 0 zurückgestellt werden kann, ist dann ein ununterbrochener Betrieb (Wech¬ sel bei 2500, 5000, 7500, 0000) möglich. Ausgangspunkt der Zählschaltung ist die elektronisch realisierte Endab¬ schaltung, die in [I ] ausführlich beschrieben wird. Beim Abschalten des Plat¬ tenspielers kippt der aus V307 Jnd V308 bestehende Flip-Flop um, V308 sperrt und mit dem Abfall des Relais K30I wird die Netzspannung unter¬ brochen. Gleichzeitig schaltet \902(SF I26E) ein und K90I (4stelligerPost¬ gesprächszähler mit R x 10012, I x 50 niAleine Zahl weiter. Eine zusätz¬ liche Belastung des Netzteils tritt während des Abspielvorgangs nicht auf, da dann V902 gesperrt ist und nur beim Abschalten des Plattenspielers lei¬ tend wird. Den beim Weiterzählen des Zählers fließenden Strom stellt der Ladekondensator C402 (5000 (J.F) der Gleichrichterschaltung zur Verfü¬ gung. Die auf C402 gespeicherte Ladung reicht trotz Netzspannungsab¬ schaltung aus, um eine sichere Funktion der Schaltung mit der angegebenen Dimensionierung zu gewährleisten. Der Zähler wird in der vorderen linken Ecke mit einem Winkel an das Chassis angeschraubt. Durch ein in die Vorderwand gefeiltes Fenster kann der Zählerstand abgelesen werden. Auf einer kleinen Rasterplatte (etwa 20 mm x 20 mm) baut man die Schaltung auf. Die Befestigung im Platten¬ spielergehäuse erfolgt mittels Schraubverbindung, z. B. an der Leiterplatte für die Endabschaltung. Für die Spannungszuführung sind die Lötstifte d und g auf der Leiterplatte geeignet, lediglich für die Kollektorspannung von T308 ist ein zusätzlicher Lötstift z an der entsprechenden Stelle einzusetzen. Die vorgestellte Schaltung erzielt mit geringem Bauelemente-, Montage- und Kostenaufwand eine sinnvolle Gebrauchswerterhöhung des Platten- 271 Spielers der oberen Leistungsklasse Granat 216. Der Hersteller (VEB Funk¬ werk Zittau) sollte erwägen, diese einfache Zusatzschaltung in den Gra¬ nat 216 oder eine entsprechende Weiterentwicklung serienmäßig einzubauen. Dipl.-lng. Matthias Scheppler Elektronisches Türschloß Die in Bild 3 dargestellte Variante eines kodierten Türschlosses arbeitet voll¬ elektronisch. Gegenüber Anlagen mit mehreren Relais ergeben sich daher die Vorteile hohe Betriebssicherheit und geräuschloses Arbeiten (durch Ab¬ hören ist kein Rückschluß auf die Ziffernkombination möglich). Außerdem ist die Schaltung einfach aufzubauen und zu installieren. Um das Türöffner- Relais A ansprechen zu lassen, müssen die Taster Sal, Sa2, Sa3, Sa4 in dieser Reihenfolge gedrückt werden. Das muß in einer bestimmten Zeit geschehen sein. Ist diese Zeit überschritten oder wird der Taster Sa n betätigt, kehrt die Schaltung in den Ausgangszustand zurück. Parallel zu Sa n können beliebig viele solcher Taster angeschlossen werden, um die Dekodierung zu erschweren. Sal bis Sa4 können auch mehrmals oder in anderer Reihenfolge gedrückt werden, jedoch muß immer die Grundrichtung von Sal zu Sa4 vorhanden sein. Über VI und V3 wird die kurzzeitige Stromversorgung der Schaltung ge¬ währleistet. Durch Schließen von Sal lädt sich CI mit der Batterie 6 V auf, so daß die Darlington- Schaltung durchsteuert. Hat sich CI über die B/E- Strecken der Transistoren sowie über R2 und RI entladen oder entlädt ei; sich bei Drücken von Sa„ nur über R2, so sperrt VI wieder. RI ist der Schutzwiderstand für VI und erhöht den Eingangswiderstand von V3, so daß man mit kleinen Kapazitäten für CI auskommt. R2 begrenzt den Ent¬ ladestrom. Die eigentliche Türöffnerschaltung besteht aus 2 RS-Flip-Flops und einer Leistungsstufe für das Relais. Durch den kurzen Ladestrom über C2 und C3 nehmen die Flip-Flops definierte Zustände ein. Wurde der erste Flip- Bild 3 Stromlaufplan des elektronischen Türschlosses Flop durch Drücken von Sa2 umgeschaltet, so besteht die Möglichkeit, das mit Sa3 mit der zweiten Stufe zu tun. Jetzt kann V2 durch Betätigen von Sa4 durchgesteuert werden, da am Ausgang von Dl.4 H-Pegel herrscht. Der Türöffner zieht, solange Sa4 gedrückt und VI ausreichend durchgesteuert ist. Die Spannung für den Schaltkreis wird über die Z-Diode abgenommen. Steht eine ausreichend konstante Betriebsspannung im Bereich von 5 V zur Verfügung, so kann auf diese Maßnahme verzichtet werden. Der Schaltungsaufbau wird auf einer selbstentworfenen Leiterplatte vor¬ genommen. Mit CI = 50 [xF ergaben sich Haltezeiten von 10 s. An die Taster werden keine besonderen elektrischen Anforderungen gestellt; sie können auch selbst hergestellt werden. Der Gleichstromwiderstand der Relaisspule sollte nicht unter 50 Q liegen. Zur Stromversorgung erscheinen Bleiakkumulatoren oder ein Netzteil am besten geeignet. Frank Sichla Elektronische Batteriekontrolle Für die Überwachung der aktuellen Leistungsfähigkeit von Bleiakkumula¬ toren wurden schon verschiedene Lösungen in der Literatur angeboten, z. B. in [3], [4], Allgemein interessieren aber nur die Aussagen: die Batterie ist ausreichend geladen, oder die Batterie muß geladen werden. Mit der folgen¬ den Schaltung wird eine derartige Aussage erreicht. Funktionsbedingt wird gleichzeitig die ordnungsgemäße Arbeit der Batteriekontrolle angezeigt. Seit Jahren bewährt sich dieses Gerät in einem elektrisch angetriebenen Kranken¬ fahrstuhl. Der Einsatz im PKW oder in anderen elektrischen Anlagen ist Enfladezyklus Inden Bild 4 Zusammenhang zwischen Ballerie- spammng U B und optischer Anzeige 273 Bild 5 Stromlaufplan der Batterie- kontrollsclialtung denkbar. Die Klemmenspannung t/ B eines Akkumulators ändert sich in Abhängigkeit vom Innenwiderstand und vom Entladestrom / E . In Bild 4 ist das vereinfacht in der oberen Kurve dargestellt. Wird bei diesen Ände¬ rungen ein vorgegebener Wert unterschritten, zeigt die Batteriekontrolle diesen Zustand optisch an. Bild 5 zeigt den gesamten Stromlaufplan. Die Spannungsschwankungen der Batterie werden über den Spannungsteiler V2/Ä1 auf den Eingang des nachfolgenden Schmitt -Triggers übertragen. Dabei kann durch geeignete Wahl von V?1 (zunächst Einstellregler 500 Q einsetzen) und unter Berücksichtigung von P Vmtx der Z-Diode V2 der Um¬ schaltpunkt des elektronischen Schalters leicht variiert werden. Im Beispiel wurde der Umschaltpunkt durch V2 IR\ und V3 auf etwa 10,8 V festgelegt. Der Schmitt -Trigger (V3, R2 und Dl) ist aus der Literatur [5], [6] hin¬ reichend bekannt. Um die Hysterese gering zu halten, sollte V3 eine niedrige Durchlaßgleichspannung U f haben. Es zeigte sich, daß man für V3 vorteil¬ haft die Basis/Emitter-Strecke von Ge-Kleinleistungstransistoren mit klei¬ nem ß(< 10) einsetzen kann ( z. B. GC 301). Der Kollektoranschluß bleibt dabei frei. Auf diese Weise ließ sich bei mehreren Versuchen mühelos eine Trigger-Hysterese von < 50 mV erreichen. Bild 6 Leitimgsfiilirnng der Platine für die Batteriekontrolle r.~ — | J- *nv Bild 7 Bestückungsplan fiir die Platine nach Bild 6 274 Um die abnehmende Akkumulatorspannung U„ zu kennzeichnen, muß das Ausgangssignal des Triggers an Dl.l abgenommen werden. Über R} und VI wird Hl angesteuert. Die Lampe Hl leuchtet stets auf, sobald U B unter die Umschaltspannung von 10,8 V absinkt. Bild 4 zeigt diese Zu¬ sammenhänge. Das zu Beginn des Entladezyklus auftretende kurzzeitige Aufleuchten der Lampe Hl beim Einschalten einer Last (Schaltspitzen) zeigt auch bei geladener Batterie das ordnungsgemäße Arbeiten der Schal¬ tung an. Verlischt Hl bei geringer oder keiner Belastung nicht mehr, muß die Ladung des Akkumulators vorgenommen werden. Über V4 und R4 wird lediglich die Betriebsspannung t/ s für den Schaltkreis bereitgestellt (etwa 5 V). Mit Ausnahme von H1 wurde die gesamte Schaltung auf einer gedruckten Platine mit den Abmessungen 30 mm x 35 mm untergebracht. Bild 6 zeigt die Verteilung der Bauelemente auf der Platte. Die Leiterzüge wurden durch¬ scheinend gezeichnet. Der gedrängte Aufbau halte nur für das Muster eine Bedeutung und kann selbstverständlich geändert werden. VI (600 mW bzw. SF126) und Dl (gelber oder blauer Farbpunkt bzw. D 120 D/D 140 D) sind den bekannten preiswerten Bastler-Sortimenten entnommen (Nr. 7/ Nr. 8). Für Hl (12 V) sollte ein Exemplar mit nicht zu großem Strombedarf verwendet werden, um die Batterie nicht unnötig zu belasten. Klaus M elchin Literatur [1] HiFi-Schallplattenabspielgerät Ziphona Granat 216 electronic, radio-fern- sehen-elektronik 24 (1975) Heft 13, Seite 423 bis 425 [2] Bedienungsanleitung «Ziphona Granat 216 HiFi electronic», Ausgabe06/74, VEB Funkwerk Zittau [3] Jakubaschk, H., Leuchtdioden und ihre Anwendung: Broschürenreihe elec- tronica, Band 149, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1977 [4] Electronics 48 (1975), Heft 11, Seite 107, referiert in radio-fernsehen-elektro- nik 25 (1976), Heft 10, Seite 309 [5] Kiihne, H., Schaltbeispiele mit TTL-Gattern der Schaltkreisserie D 10; Bro¬ schürenreihe electronica, Band 141, Militärverlag der D DR (VEB)- Berlin, 1976 [6] Beilagenheft «Digitale integrierte Schaltkreise» zum Bastelbeutel Nr. 8 «I nte- grierte Schaltkreise» des VEB Kombinat Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) 275 Eine Quad macht noch keinen Contestsommer Dipl.-Journ. Harry Radke Beim CQ-Mir-Contest 1981. Die Ilmenauer Contestgruppe startete unter dem Rufzeichen Y21YK als Mehrmannstation. Da wurde sie fünf Stunden vor Ende des Wettkampfes auf dem 15-m-Band angerufen. Das QSO weitete sich ungewöhnlich aus. Vor Begeisterung. Der sowjetische Funkamateur mit dem Rufzeichen UK5MAF hatte den Contest genau verfolgt und wollte nun seine Entdeckung loswerden: Die Ilmenauer könnten den Wettkampf ruhig schon beenden, der Sieg sei ihnen bereits jetzt sicher. Reagieren die vier Ilmenauer Contester sonst auf jede Störung während eines Amateurfunkwettkampfes allergisch, nahmen sie diese gelassen hin, gönnten sich gar einen Blick in ihre Buchführung, rechneten eine Zeitlang, gerieten dann ein wenig in Aufregung: Wenn alles mit rechten Dingen zu¬ ging, lagen sie mit einem beruhigenden Vorsprung vorn. Ausgestiegen mitten im Contest sind sie dennoch nicht. Das wäre un¬ sportlich, widerspräche ihren Prinzipien. Der später bestätigte Weltsieg im CQ Mir 1981 war ihr vierter bei diesem Amateurfunkwettkampf - der Grund zur besonderen Freude bei der sieg¬ gewohnten Ilmenauer Contestgruppe: Günter Henning, Y21YK, seit 1982 Meister des Sports, Lothar Wiike, Y24UK, Horst Weißleder, Y23EK, Joachim Dehn, Y24TK. Seit knapp zehn Jahren sind sie international und national die besten Con¬ tester der DDR. Unbestritten, unangefochten, unerreicht. Lothar Wiike beispielsweise schloß seine Teilnahme am WAY2-Contest 1981 wieder mit einem neuen DDR-Rekord ab: ln 18 Stunden der Wertung brachte er es auf 2311 Amateurfunkverbindungen - das sind im Durch¬ schnitt zwei QSOs in der Minute -, womit Lothar die doppelte Geschwindig¬ keit der besten Mehrmannstationen erreichte! Seit 1977 gibt es DDR-Meisterschaften im Amateurfunk. Das Ilmenauer Team hat keine ausgelassen und in der Einzelwertung in jedem Jahr einen Meistertitel in die Thüringer Hochschulstadt geholt. Kein einziges Mal wurden sie bei einem Wettkampf disqualifiziert, noch nie bekamen sie ihre Contestabrechnung wegen irgendwelcher Mängel zu¬ rück. Denn ihre Abrechnungen fertigen alle Beteiligten sofort nach dem Wettkampf mit größter Genauigkeit an, was natürlich bei den QSO-Bilan- 276 Bild / Die flmenauer Contestgruppe wird gebildet von Joachim Delw, Y24TK, Günter Henning , Y2IYK, Horst Weißleder, Y 2JEK. Lothar Wilke , Y24UK(v.l. n. r.) zen der llmenauer sehr viel Zeit kostet. «Aber das ist für uns so etwas wie Selbstschutz. Ein ganzes Wochenende haben wir an Taste und Mikrofon durchgezogen, manchmal bis zur körperlichen Leistungsgrenze. Es wäre un¬ sinnig, de# Erfolg durch eine unachtsame oder fehlerhafte Abrechnung zu gefährden.» Zufälle und Gesetzmäßiges Daß im Jahre 1969 der alte llmenauer Günter Henning und der eben zu¬ gezogene Horst Weißleder beschlossen, ihre Contestambilionen gemeinsam zu pflegen, daß 1971 der damalige Student an der Technischen Hochschule Ilmenau Lothar Wilke als schon erfahrener Contester zu dem noch wenig erfolgreichen Kollektiv stieß, daß 1976 der damalige Forschungsstudent und ehemalige Funkpeilmehrkämpfer Joachim Dehn das unterdessen schon bekannte Dreigestirn erweiterte - all das sind Zufälle, die es selten gibt, die Weichen stellen, langfristige Wirkungen haben. Kein Zufall dagegen ist, 277 was diese vier Männer nicht nur zusammenhielt, sondern was ihren sport¬ lichen Weg zur und an die Spitze ausmachte. Wenn sich eine Handvoll Funkamateure zusammentut - das allein ist noch keine Erfolgsgarantie. «Ein fertiges Kollektiv gibt es ebensowenig wie eine fertige Ausrüstung für Conteste. Wer das annimmt, braucht gar nicht erst anzufangen.» So formuliert Lothar WHke eine Gesetzmäßigkeit. Die Geschichte der llmenauer Contestgruppe belegt es: Die vier haben sich wohl zufällig gefunden, aber bekannt geworden sind sie, weil sie sich immer wieder selbst gezwungen, weil sie immer wieder ihre Handlungen ana¬ lysiert, weil sie immer ihre und auch fremde Erfahrungen überprüft, weil sie als richtig und notwendig Erkanntes mit großer Konsequenz durchgesetzt haben. Jeder hat seine besten Erfahrungen, seine Kenntnisse, sein Können, seine Eigenschaften in das Kollektiv ein-, dieses voran-, sich selbst dabei vor¬ wärtsgebracht. So ist Günter der ruhige - nicht ruhende - Pol der Gruppe, der Mann, der jederzeit für jeden im und für das ganze Kollektiv da ist, der beständige Mittelpunkt. Ein Mann, der durch seine Ausstrahlung eine Leiterstellung im Kollektiv hat und neben dem TOP-Betriebstechnikereinen wesentlichen Anteil an der Entwicklung des Betriebsdienstes der Contester leistet. Lothar brachte in das Kollektiv neben seinem hervorragenden fachlichen Können auf elektronischem Gebiet, auf dem des Amateurfunk-Betriebs¬ dienstes und neben seinem Engagement bei der Verbesserung der Contest- taktik vor allem seine außerordentliche Hilfsbereitschaft und seine Toleranz ein. Horst bedeutet dem Kollektiv viel, weil er immer optimistisch ist, dabei die Kraft und die Möglichkeiten nicht überschätzt, sondern sie freilegt. Das hat der Gruppe vor allem in den «Gründerjahren» oft geholfen, Leistungen zu erreichen, die sie zunächst nicht für möglich hielten. Auch als ausge- buffter Techniker wird Horst in der Gruppe geschätzt. Achim , als das jüngste M itglied im Kollektiv, stärkte es vor allem, indem er viele neue Impulse - auch auf technischem Gebiet - einbrachte, weil er sich durch ein großes Engagement für die Technik auszeichnet,«veil er mit seiner zielstrebigen und pflichtbewußten Art ein «Durchreißer» ist. ln diesem freiwilligen Kollektiv ist jeder gleicher unter gleichen. «Wir treiben uns gegenseitig voran, aber nicht an!» So beschreibt Günter Henning dieses Phänomen. Sie prüfen im Kollektiv jeden Vorschlag, nutzen eines jeden Spezialkenntnisse, koordinieren jede Aktion. Sei es das Winterfest¬ machen der neuen 4-Element-Cubical-Quad für drei Bänder auf einem 27 m hohen Mast oder «nur» das Einkäufen von Lebensmitteln vor einem Con- test. Alles wird kollektiv beraten, entschieden, verteilt. Da gibt es keine Rangeleien, keine Drückebergerei, keine Hierarchie. Lind natürlich kommt ihnen bei so vielen gemeinsamen Jahren entgegen, daß vieles routiniert ab¬ läuft, nicht immer wieder neu entschieden werden muß, daß sich günstigste Varianten herausgebildet haben. Sie sind sehr interessiert, ihr Kollektiv zu vergrößern, jedoch nicht um 278 Bild 2 Im Contest arbeiten meist nur zwei OPs gleichzeitig jeden Preis. Was sie brauchen, sind contesterfahrene Funkamateure, die in kurzer Zeit in der Lage sind, an das bestehende Niveau anzuschließen, die bereit sind, alles an Lasten mit zu tragen - für die Weiterentwicklung der Technik, für die Verbesserung der Betriebstechnik, für die Erhaltung und Verbesserung der Ausrüstung und des Stationsraumes. Die Kommission für Nachrichtensport beim Bezirksvorstand der GST Suhl - Vorsitzender ist seit 1981 Günter Henning - hat deshalb vorgeschlagen, im Bezirk eine Nachwuchs-Contestmannschaft zu bilden, die so trainiert wird, daß sie zu¬ nächst das nationale Spitzenniveau erreicht. Was Hänschen nicht lernt... Jeder der vier Ilmenauer Amateurfunkwettkämpfer - im Jahre 1983 sind sie 43, 40, 32 und 30 Jahre alt - hatte die ersten Hürden auf dem Weg zum Funkamateur schon als Schüler genommen, spätestens als 20jähriger seine Amateurfunkgenehmigung in der Tasche und sich bereits in diesem Alter als Ausbilder oder als Mitglied eines ehrenamtlichen Leitungs- oder Bera¬ tungsgremiums im Nachrichtensport der GST engagiert. Jeder von ihnen hatte schon frühzeitig sein Interesse an der Schwachstrom- und Funktech¬ nik entdeckt und entwickelt - Günter Henning spielte als Knirps mit Röhren wie andere mit der elektrischen Eisenbahn. Alle vier haben später in tech- 279 nischen Fachrichtungen ein Hochschuldirektstudium absolviert - Günter das der elektromedizinischen und radiologischen Technik an der TH Ilmenau, Horst das der Nachrichtentechnik an der TU Dresden, Lothar das der Informationstechnik an der TH Ilmenau, Joachim das der Physik und Tech¬ nik elektronischer Bauelemente ebenfalls an der TH Ilmenau. Dem Nachrichtensport in der GST blieb jeder von ihnen immer treu - auch während der anstrengenden Jahre des Studiums, wo sie oftmals sogar in Bedrängnis gerieten, weil sie weder das eine noch das andere vernachläs¬ sigen wollten. So ist es bis heute geblieben. Obwohl eines jeden Aufgaben in der beruflichen Tätigkeit umfangreich sind, sich keiner dabei schont, ihr Arbeitstag oft nicht pünktlich endet, ver¬ nachlässigen sie weder den Nachrichtensport, noch drücken sie sich um gesellschaftliche Funktionen, die ebenfalls viel Zeit, Energie, Überlegungen, Bild 3 Auf einem 27-m-Mast: 3-Band-Cubicai-Quad mit vier Elementen 280 Kraft verlangen, will man sie erfolgreich ausfüllen: Günter ist seit 1963 Mit¬ glied der Kommission für Nachrichtensport beim Bezirksvorstand der GST Suhl, war von 1972 bis 1981 Leiter des Referats Amateurfunk, ist seit 1981 Vorsitzender der Kommission. Lothar ist Mitglied des Referats Amateur¬ funk und Leiter der Arbeitsgruppe Kurzwelle in der Bezirkskommission, Mitglied im Referat Kurzwelle des Präsidiums des Radioklubs der DDR und betreut redaktionell die DX-Informationen des Radioklubs. Horst ist Mit¬ glied der Bezirksrevisionskommission der GST und leitet im Betrieb außer¬ dem die Grundeinheit der Gesellschaft für Deutsch-Sowjetische Freund¬ schaft. Joachim ist Gruppenorganisator einer Parteigruppe der SED in sei¬ nem Betrieb, war außerdem jahrelang Leiter der Sektion Nachrichtensport der GST-Grundorganisation der Technischen Hochschule Ilmenau. So ganz «nebenbei» promovierten Horst, Joachim und Günter noch. 1980 schloß Günter noch seine Promotion B als Dr. sc. techn. ab. Lothar - sicherlich angesteckt - ist gegenwärtig dabei, seinen Dr.-lng. zu erwerben. Die Ilmenauer Contestgruppe eine Akademikermannschaft? Ja, aber das war niemals eine Bedingung des Erfolgs. Wenn es da Zusammenhänge gibt, dann so: Durch ihre technische Fachkenntnis können sie sich auch an kom¬ plizierte Bauvorhaben als Funkamateure wagen und sie durchstehen. Und durch ihre wissenschaftliche Ausbildung sind sie es gewöhnt, ihre Handlun¬ gen zu analysieren und Schlußfolgerungen abzuleiten. Es ist beeindruckend, das Arbeitspensum dieser vier Männer zu über¬ schauen. Sie schenken sich nichts, machen das, wozu sie einmal ja gesagt haben, nie mit halben Herzen. Ein bißchen gilt für ihre persönliche Entwick¬ lung, für ihr Verhältnis untereinander auch, was oben schon für ihr Contest- kollektiv gesagt wurde: Sie treiben sich gegenseitig voran! Sie vereint ein gleiches Leistungsstreben, ein niemals ungesunder Ehrgeiz, ihr menschlicher Gleichklang, woraus im Laufe der Jahre freundschaftliche Beziehungen wurden. Die Kunst, sich zu beschränken Noch keiner Amateurfunkklubstation der DDR, noch keiner DDR-Con- testgruppe ist bisher gelungen, was die vier Funkamateure in Ilmenau er¬ reichten: über so viele Jahre hinweg national und international die Spitze mitzubestimmen. 1974 - nach fünf Jahren des Suchens, Probierens, Auf¬ bauens - tauchten sie erstmals in den «Top Six» bzw. den «Top Ten» auf, gehörten also zu den ersten sechs bzw. ersten zehn der Teilnehmer an den bedeutendsten internationalen Amateurfunkwettkämpfen. Wie haben sie den «Hat-Trick» geschafft? Vor allem, indem sie sich mit aller Konsequenz auf weniges konzentrie¬ ren: keine «Zweit»Station zu Hause, keine Aktivitäten auf den UKW- Bändern, keine anderen Sendearten als CW und FÖNE. Was bleibt, ist dennoch mehr als genug, zumal jeder der vier Funkama¬ teure zwischen Wohn- und Arbeitsort und dem Standort der Station auf der 281 Unterpörlitzer Höhe an der Peripherie Ilmenaus ziemliche Entfernungen zu bewältigen hat: Günter arbeitete sechs Jahre lang bis zu seiner Berufung als Dozent an der Technischen Hochschule Ilmenau an der Medizinischen Akademie Erfurt. Gleichfalls in Erfurt arbeitet und wohnt Lothar Wilke. Joachim hat als Mitarbeiter im Stammbetrieb des Kombinats Mikroelek¬ tronik mehr in dessen Zentrum für Forschung und Technologie in Dresden zu tun als in Erfurt selbst. Und Horst gar arbeitet als Entwicklungsleiter im VEB Antennenwerke Bad Blankenburg. So sind sie unterdessen in drei Bezirke der DDR «verstreut» - ein Erschwernis, aber kein Hindernis. «Für manchen Funkamateur ist schon der kurze Weg von zu Hause zur Klub¬ station zu weit. Wo diese aber ein attraktives, interessantes Zentrum des Nachrichtensports ist, sind Entfernungen kein Problem.» Schwer zu begreifen, was die Ilmenauer alles in der Zeit schaffen, die anderen gleichermaßen auch zur Verfügung steht. Nein, sagen sie, und be¬ klagen im selben Atemzug, daß ihnen zu wenig Zeit bleibt, auch einmal auf ein Bier auszugehen, zum Fernsehen zu kommen, ein Theater zu besuchen, andere als Fachliteratur zu lesen. Lothar Wilke prägt den Begriff, daß sie «familienunfreundlich» leben, und er verbindet es mit einer großen Ver¬ beugung vor ihren Ehepartnern, die ihnen durch unauffälliges Verständnis, selbstverständlichen ebenbürtigen Fleiß erst ermöglichen, so viel Zeit für ihre berufliche Tätigkeit und Qualifizierung, für Nachrichtensport und für die gesellschaftlichen Funktionen aufzuwenden. Einheit von Amateurfunktechnik und Betriebsabwicklung Das zweite «Geheimnis» ihres dauerhaften Erfolgs: Sie sind mit ihrer Ama¬ teurfunktechnik immer auf der Höhe der Zeit. Außer dem «Teltow» gibt es in ihrem Shack kein kommerzielles Gerät. Alles andere - Antennen, End¬ stufe, Antennenanpaßgerät, elektronische Taste, Gerät zur teilweisen Auto¬ matisierung des Telegrafieverkehrs, Klipper, viele Zusatz- und Meßgeräte - haben sie selbst gebaut, jeder zu Hause oder nach Feierabend im Betrieb. Und immer haben sie dabei in die Zukunft investiert. Ihre «alte» Quad beispielsweise genügt gegenwärtig noch völlig den Anforderungen. Den¬ noch haben sie es 1979 und 1980 auf sich genommen, mit einem Aufwand von 5100 Stunden eine neue Antenne zu bauen. Wobei sie fast keinen wich¬ tigen Contest versäumten. «Es geht nicht, erst zwei Jahre lang zu bauen und dann wieder einsteigen zu wollen. Man muß ständig dranbleiben - am Con- testgeschehen wie an der Vervollkommnung der Technik.» Sie können von sich behaupten, über eine Ausrüstung zu verfügen, die dem Weltspitzenniveau gleichkommt, wenn auch Frontplatten und Bedien¬ elemente das nicht vermuten lassen. Obwohl sie keinen Betrieb in der Hin¬ terhand haben, der sie ständig unterstützt, haben sie all die Jahre eine viel¬ fältige Hilfe erfahren: von dem Bezirksvorstand der GST Suhl, von der Technischen Hochschule Ilmenau, vom Radioklub der DDR. Und doch: Eine solche Technik haben international viele Funkamateure, 282 und andererseits liegt so mancher Funkamateur mit weit weniger aufwen¬ diger und perfekter Technik zumindest einige Zeitlang gut im Contest- rennen. Die Technik allein macht es also nicht - eine Grundweisheit der llmen- auer. Schlagendes Beispiel, daß Technik und Betriebsabwicklung eine un¬ trennbare Einheit bilden: Nach dem CQ-Mir-C ontest 1981 beklagte ein Funkamateur seinen Mißerfolg, obwohl er immer genau das getan habe, was Günter Henning machte. Aber nur wer weiß, was er mit seiner jeweiligen Technik kann, wird sie sicher beherrschen und das Optimum herausholen. Kopieren geht nicht - jeder muß seinen Betriebsdienststil finden, der seiner Technik entspricht. Technik und Betriebsabwicklung müssen sich im Gleich¬ klang entwickeln, einander gemäß sein. Insofern nützte es auch nichts, einen Funkamateur mit einer noch nicht ausgefeilten Betriebsabwicklung an eine hervorragende Ausrüstung zu setzen - er wird nie erfolgreich sein. Die große Stärke der Ilmenauer Contester besteht darin, immer wieder den eigenen Betriebsdienst unter die Lupe zu nehmen, daraus die Taktik vor jedem Contest, ja selbst Erfordernisse an die Entwicklung der Technik abzu¬ leiten. Diese Fähigkeit mußten sie auch erst lernen, aber sie ist eine Voraus¬ setzung des Erfolgs. Und sie verlangt das, was sie als wichtigste Eigenschaf¬ ten eines guten Amateurfunkwettkämpfers - wie eines Leistungssportlers überhaupt - ansehen: Disziplin und Initiative. Auf sich selbst beziehen sie dies um so mehr, als sie sich durch ihre aner¬ kannte Spitzenposition oft im Zugzwang sehen - Erfolg verpflichtet. Der «Rucksack» des Favoriten. Und dennoch zögern sie mit der Antwort, wie lange noch sie bei diesen Anforderungen, diesem Leistungsdruck Freude am Nachrichtensport empfinden, wie lange sie noch mitmischen werden. Statt einer direkten Antwort kommen sie wieder auf ihre jüngste Investi¬ tion in die Zukunft zurück, auf die neue Quad. So gemütlich, wie wir jetzt im Stationsraum zusammensitzen, mit Kaffee und Stolle auf dem Tisch, alles ordentlich, sauber und zweckentsprechend eingerichtet, sei es während der zweijährigen Bauzeit nie gewesen. Da hätten sie oft im Stehen gegessen, weil sie mit der elaskonbeschmierten Arbeitskleidung die Stühle verdorben hätten. Die Wurst wurde gleich mit dem Schraubendreher aus der Büchse gegessen, statt erst ewig nach einem Messer zu suchen... Übrigens muß sich die gute Bewirtung von Gästen der Ilmenauer Con- testgruppe mit Erfahrungen, Informationen und auch Kaffee ziemlich her¬ umgesprochen haben. Denn die Station ist in der wärmeren Jahreszeit ein beliebtes Ausflugsziel von Funkamateuren - nicht nur von denen, die in Thüringen Urlaub machen. Einige scheuen nicht den weitesten Weg, um ein wenig zu kiebitzen. Und die Ilmenauer haben keine Geheimnisse! Nur wenn jemand mit seinem Besuch mitten in einen Contest platzt, wird er die Tür garantiert verschlossen finden. Da sind Störungen nicht erwünscht. Wer das nicht verstehen kann, ist wohl kein richtiger Funkamateur. 283 Huggy antwortet auf Leseranfragen «Jedem Menschen recht getan, ist eine Kunst, die niemand kann...», schreibt Herr Walter K. aus Behnsdorf. Und wie recht er damit hat, bewei¬ sen die vielen, vielen Leserkarten, mit denen Huggy täglich überschüttet wird. Herr Manfred Sch. aus Kölleda z. B. meint: «Schade um das Geld für dieses Buch». Aber bitte, auch das ist eine Meinung. Huggy kann jedoch mit gutem Gewissen feststellen: Die meisten Leser sind mit dem «Elektro¬ nischen Jahrbuch» zufrieden. Damit soll nicht gesagt werden, daß es nichts zu verbessern gäbe. Im Gegenteil, es ist immer noch einiges, was sich oft erst im nachhinein als nicht effektiv herausstellt. Des weiteren ist das Leser¬ spektrum, das ja vom Debütanten bis zum OM reicht, doch beachtlich, und nicht in jedem Fall trifft Huggy den Geschmack des jeweiligen Leserkreises. Ein Beispiel sind die leidigen «Lichtorgeln». Viele Leser wünschen sich dazu Veröffentlichungen, ein geringerer Teil möchte, daß wir diese endlich «vergessen». Andere möchten das Jahrbuch zu einem Bauelementekatalog umgestalten. Huggy hat mit der Serie «Wissenswertes über...» versucht, die wichtigsten Bauelemente vorzustellen und wird dies auch weiter tun. Wir können natürlich auch nicht wenn wir aktuell sein wollen - nur über Bau¬ elemente berichten, die es im Amateurbedarfshandel zu kaufen gibt. Ein gewisser Teil des Jahrbuches ist der Information über neue Bauelemente und Geräte Vorbehalten, um dem Amateur die Möglichkeit zu geben, sich auf diese einzustellen. Damit ist allerdings noch nicht garantiert, daß das eine oder andere von uns vorgestellte Bauelement in den Handel kommt. Oft wird ein besserer Typ i n die Produktion übergeführt, oder es ändert sich die Typenbezeichnung. Aus diesem Grund können wir auch keine Bauelemente¬ preise angeben. Viel Diskussionsstoff bietet das Preisrätsel. Ist es zu schwierig, dann kom¬ men wenige Antwortkarten, ist es leichter, so verdammen mich die Leser wegen der «Kinderei». Natürlich gibt es dabei auch Bonmots. So hätte der Leser Uwe J. aus Meißen «... 1983 gern ein anspruchsvolleres Preisrätsel»; seine Lösung jedoch ist falsch! Ein Wort zu den Schaltungsfehlern. Es berührt mich immer wieder unan¬ genehm, wenn von den Lesern Schaltungsfehler festgestellt werden. Ich ver¬ sichere, daß wir alle Zeichnungen gründlich überprüfen-leider können wir diese wegen der Kürze der Zeit nicht mehr zur Kontrolle den Autoren vor- 284 legen und wir werden künftig noch aufmerksamer sein. Darüber hinaus sind wir materiell-technisch und zeitlich (Aktualität) nicht imstande, die Schaltungen nachzubauen, wie es einige Leser vorschlagen. Ebensowenig ist es Huggy möglich, Bauelemente zu versenden bzw. zu beschaffen. Dafür gibt es in den Bezirkshauptstädten der DDR die Ama¬ teurbedarfsfilialen und in Wermsdorf den Elektronik-Versand. Die An¬ schriften findet der interessierte Leser auf S. 94 des diesjährigen Jahr¬ buches. In diesem Zusammenhang sei auch daraufhingewiesen, daß Huggy keine Schaltpläne verschicken kann. Zu den Huggy am häufigsten erreichenden Zuschriften gehören die Lite¬ raturbestellungen. Huggy ist nicht in der Lage, Literatur anderer Verlage der DDR und des Auslands zu beschaffen. Auch der Versand der eignen Produktion ist nicht möglich. Bitte wenden Sie sich an den einschlägigen Volksbuchhandel - der Militärverlag der DDR kann weder Literatur ver¬ senden noch Abonnements entgegennehmen. Und damit der Amateur «sein» Jahrbuch erhält, wird sich Huggy um weitere Auflagenerhöhungen, natürlich auch bei den anderen Elektronikbüchern und -broschüren, bemü¬ hen. Huggy möchte abschließend allen Lesern danken, die an ihn geschrieben haben. Er bittet um Verständnis, daß nicht auf jeden Vorschlag eine persön¬ liche Antwort folgte; hier ist Huggy beider Vielzahl der Leserkartenzuschrif¬ ten einfach überfordert. Bei speziellen Anfragen antwortet Huggy stets per¬ sönlich, wenn -, ja wenn der Absender angegeben ist, und, man glaubt es kaum, wie oft dieser vergessen wird! Huggy hofft, daß die Leser ihm auch künftig die Treue halten, auch wenn nicht mehr jedes Jahr eine Antwortkarte beiliegt. Und bleiben Sie weiterhin schön elektronisch. Ihr Huggy, dem Wolfgang Stammler als Redakteur seinen Kugelschreiber lieh. 285 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR Wie alljährlich, so führte Huggys Flug auch im Jahr 1981 über die Betriebs-, Kreis- und Bezirksmessen der M M M-Bewegung zur XXIV. Zentralen Messe der Meister von morgen. Unter der Losung Jeder jedenTag mit guter Bilanz hat die Jugend der DDR dazu beigetragen, die Beschlüsse des X. Parteitages der SED mit Leben zu erfüllen. Die 30644 jungen Facharbeiter, Hoch- und Fachschulabsolventen, Lehrlinge, Schüler, Meister und Lehrmeister, Stu¬ denten, Genossenschaftsbauern und Angehörigen der bewaffneten Organe sowie die 731 Jugendbrigaden beweisen dies mit ihren mehr als 2200 Expo¬ naten, von denen 936 den wissenschaftlich-technischen Vorlauf dokumen¬ tieren und die meisten bereits betrieblich genutzt werden. Für 209 Exponate - etwa 10 % - konnten auf Grund ihres Neuwerts Schutzrechte beantragt wer¬ den. Durch diese Leistungen lassen sich 2835 Arbeitsplätze, 951880 Stun¬ den Arbeitszeit, 64858 Megawatt-Stunden Elektroenergie, 19943 Tonnen Material und 10918 Tonnen Brennstoffe in der Volkswirtschaft der DDR einsparen. Auch die Neuerer der Nationalen Volksarmee, der Grenztruppen und der Zivilverteidigung der DDR, die den Wettbewerb unter der Losung Kampf- position X. Parteitag - Für hohe Gefechtsbereitschaft I Alles zum Wohle des Volkes 1 führten, zeichneten sich durch eine hervorragende Erfüllung der Aufgaben innerhalb der Neuererbewegung aus. 26000 Armeeangehörige und Zivil beschäftigte der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR haben im Ausbildungsjahr 1980/81 etwa 16000 Neuerungen ein¬ gereicht. Dadurch konnten wesentlich die Gefechtsausbildung verbessert und die Gefechtsbereitschaft erhöht werden. Der militärökonomische Nut¬ zen beträgt 11 Millionen Mark. Der Stellvertreter des Ministers für Natio¬ nale Verteidigung, Generaloberst Fleißner, sagte in seinem Referat auf der Neuererkonferenz der Nationalen Volksarmee, der Grenztruppen und der Zivilverteidigung der DDR anläßlich der XXIV.Zentralen Messe der Mei¬ ster von morgen in Leipzig am 13. November 1981: «Erneut erweist sich: Je tiefgreifender die gesellschaftlichen Veränderungen sind, um so größere Massen von Menschen treten unter Führung der Partei der Arbeiterklasse als bewußte Schöpfer und Mitstreiter auf». Mit 80 Exponaten bewiesen die Neuerer der Nationalen Volksarmee, der 286 Grenztruppen und Zivilverteidigung der DDR auf der XXIV.Zentralen Messe der Meister von morgen ihre schöpferische Tätigkeit und die gestie¬ gene Qualität innerhalb der Neuererbewegung. Ebenfalls waren die sowje¬ tischen Rationalisatoren und Erfinder der Gruppe der Sowjetischen Streit¬ kräfte in Deutschland mit 15 Exponaten vertreten. Das zeugt davon, daß die Partnerschaft mit dem «Regiment nebenan »zu einem wesentlichen Be¬ standteil der Neuerer- und MMM-Bewegung der Bewaffneten Kräfte der DDR geworden ist. Abschließend orientierte Generaloberst Meißner entsprechend den im Ausbildungsjahr 1981/82 zu lösenden militärischen Aufgaben die Neuerer und Neuererkollektive für den Zeitraum bis zur Neuererkonferenz im Jahr 1983 auf folgende Schwerpunkte: - Ziel jeder Neuererleistung muß die Anwendung des wissenschaftlich-tech¬ nischen Fortschritts im Interesse der Erhöhung der Gefechtsbereitschaft sein. Das bedeutet Intensivierung der Gefechts- und spezialfachlichen Ausbildung durch die Entwicklung von Simulatoren, Funktions-, Lehr- und Anschauungsmodellen sowie Ausbildungsmaterialien, durch effek¬ tive Nutzung der Truppenübungs- und Schießplätze sowie der Ausbil¬ dungsbasen, Lehrklassen und Kabinette. - Entwicklung eines inhaltlich und organisatorisch hohen Niveaus des so¬ zialistischen Wettbewerbs, in dem die schöpferischen Initiativen der Neue¬ rer und Neuererkollektive zur Stärkung der Kampfkraft und Gefechts¬ bereitschaft durch neue wissenschaftlich-technische, militärische und organisatorische Lösungen mittels des Einsatzes der Mikroelektronik und der elektronischen Datenverarbeitung einen höheren Stellenwert einneh¬ men. - Rationalisierung und Vervollkommnung der Nutzung, Wartung und Instandsetzung der Kampf-, Führungs- und Sicherstellungstechnik, Ent¬ wicklung und Anwendung material-, zeit- und energiesparender Verfah¬ ren und Technologien, noch bessere Auslastung der Wartungs- und In¬ standsetzungskapazitäten. Erhöhung der Qualität der Wartung und In¬ standsetzung. - Durchsetzung der Materialökonomie durch Optimierung von Material¬ verbrauchsnormen und materiellen Plänen, Regenerierung von Einzel¬ teilen und Baugruppen, rationeller Einsatz von Material, Energie, Brenn-, Kraft- und Schmierstoffen sowie konsequentere Erfassung von Sekundär¬ rohstoffen. - Rationalisierung der Transport-, Umschlags- und Lagerprozesse. - Verbesserung der Dienstorganisation, der Arbeits-, Dienst- und Lebens¬ bedingungen sowie des Gesundheits-, Arbeits- und Brandschutzes. 287 Auch diesen Anforderungen müssen unsere Streitkräfte in den 80er Jahren gerecht werden. Für die Leser der Elektronischen Jahrbuches, die nicht die XXIV. Zen¬ trale Messe der Meister von morgen besuchen konnten, stellt Huggy nun wieder eine kleine Auswahl von Exponaten vor. Nachstehend zunächst die Anschriften der Dienststellen, die Nachnutzern von Neuerervorschlägen weitere Auskünfte erteilen. Dabei ist unbedingt zu beachten, daß Dienst¬ stelle und entsprechende Registriernummer des Neuerervorschlags überein¬ stimmen. Nationale Volksarmee 7022 Leipzig Postfach 13315/H Registriernummern 10000 bis 19999 und 73900 bis 74899 Nationale Volksarmee 2040 Neubrandenburg Postfach 15515/W Registriernummern 20000 bis 29999 Nationale Volksarmee 1260 Strausberg Postfach 14415/C Registriernummern 30000 bis 39999 Nationale Volksarmee 2500 Rostock Postfach 18815/B Registriernummern 40000 bis 49999 Grenztruppen der DDR 1600 Königs Wusterhausen Postfach 16614 Registriernummern 50000 bis 69999 Nationale Volksarmee 1501 Wildpark-West I Potsdam Postfach 11115 Registriernummern 70000 bis 70999 und 75000 bis 76999 Hauptverwaltung Zivilverteidigung Bereich BVS 1080 Berlin Mauerstr. 18-20 Postfach 192 Registriernummern 90000 bis 90025 288 Nationale Volksarmee 1260 Strausberg Postfach 98421 alle übrigen Registriernummern Ausgewählte Exponate 1. Elektronische Zähleinrichtung zum Zählen gegurteter Munition (Bild 1, Reg.-Nr.': 25326/80) Neuererkollektiv: Oberleutnant Großer, Bernd Die Zähleinrichtung wird an das Munitionstransportband montiert und gewährleistet das exakte Zählen der gegurteten Munition. Die Munition wird nur von einer Arbeitskraft gezählt (vorher vier Ar¬ beitskräfte). Bild I Elektronische Zähleinrichtung zum Zählen gegurteter Munition Das Zählgerät besteht aus einem elektronischen Zählwerk, das auf der Basis integrierter Bausteine und Schaltkreise den Zählvorgang entspre¬ chend der Bewegungsrichtung des Gurtes gewährleistet. Das Gerät kann in allen Truppenteilen nachgenutzt werden. Realisie¬ rungskosten : etwa 450,- M 2. Lehrmodell Grundschaltung der Elektronik (Bild 2, Reg.-Nr.: 70376/80) Jugendneuererkollektiv: Oberstleutnant Pilz, Dieter Das Lehrgerät enthält die wichtigsten digitalen Schaltungen einer Tele- 289 Bild 2 Lehrmodell Grimd- schalnmg der Elek¬ tronik kodeeinrichtung und gibt gleichzeitig einen Überblick über digitale Grundschaltungen. Mit diesem Gerät lassen sich die logischen Grundverknüpfungen der di¬ gitalen Schaltungstechnik übersichtlich demonstrieren. 3. Telefon mit elektronischem Zahlengeber (Bild 3, Reg.-Nr.: 68014/80) Neuererkollektiv: Hauptmann Fischer, Peter Das Telefon mit automatischem Nummerngeber (ANG) und Speicher ersetzt die herkömmliche Mechanik des Variant und des ANG-66 durch Elektronik. Die Neuerung hat einen Festwertspeicher mit 14 Speicherplätzen für 4stellige Rufnummern und Tastwahl. Der Leistungsstromkreis stammt vom Variant. Nutzen: - wartungsfreies Arbeiten, - Erleichterung der administrativen Verwaltungsarbeit. 290 f- Bild 3 Telefon mit elektronischem Zahlengeher Will 4 Demonstrationssatz Frequenzumsetzung 4. Demonstrationssatz Frequenzumsetzung (Bild 4, Reg.-Nr.: 70521/80) Neuererkollektiv: Zivilbeschäftigter Krusch, Reinhard Der Demonstrationssatz ist eine Ausbildungshilfe zur Einführung in die Trägerfrequenztechnik. Das Signal läßt sich auf dem gesamten Umset¬ zungsweg kontrollieren. Der Einfluß von Frequenzverwerfungen des Trägergenerators auf die Silbenverständlichkeit kann demonstriert wer¬ den. Nutzen: Qualitative Verbesserung der Ausbildung durch unterrichtsbegleitende Experimente. Das Prinzip läßt sich auch an zivilen Hoch- und Fachschulen sowie in berufsbildenden Einrichtungen anwenden. 291 ^ w Bihl 5 Meß- und Prüfkoffer | für TAV-70 S und K 5. Meß- und Prüfkoffer für TA V-70 S und K (Bild 5, Reg.-Nr.: 54654/80) Neuererkollektiv: Zivilbeschäftigter Graf, Harald Mit dem Prüfkoffer ist es möglich, den Prüfvorgang stark zu verein¬ fachen und den zeitlichen Aufwand je Überprüfung um 25% zusenken. Das Prinzip des Meßkoffers besteht darin, daß die Anschlüsse des TA V- 70 Fl ab, Fl an, F2 ab/F2, SL an SL ab, Tongenerator (Ge), Erde und die der Pegelprüfeinrichtung (z. B. MV 60, GF 60) fest hergestellt werden. Durch vier Schalter wird die erforderliche Prüfanordnung geschaltet. Realisierungskosten: etwa 200,- M 6. Fernschalteinrichtung (Bild 6, Reg.-Nr.8474) Neuererkollektiv: Major Seegert, Dieter Die Schalteinrichtung ermöglicht neben dem Fernstart von Magnetton¬ laufwerken über den zugeordneten Pegelsteller von Mischeinrichtungen und nach Zuregeln des Pegelstellers, das Magnettonlaufwerk wieder auto¬ matisch zurücklaufen zu lassen. Damit wird die Ein-Mann-Bedienung von studiotechnischen Einrichtungen effektiver. Die erforderlichen Bauelemente werden auf einer in ihren Abmessungen standardisierten Leiterplatte untergebracht, die sich in das Magnetton¬ laufwerk integrieren läßt. 7. Schnellprüfverfahren für magnetische Aufzeichnungsgeräte (Bild 7, Reg.-Nr.: 06/79) Neuererkollektiv: Zivil beschäftigter Richter, Joachim Für das Schnellprüfverfahren wird ein Magnettonprüfband mit einem 292 Bild 6 Fernschalteinrichtnng Bild 7 Schnei/prüf verfahren für magnetische Anfzeichiiiiiigsgcrate gleitenden Frequenzgang hergestellt. Dieses Prüfband gestattet im Zu¬ sammenwirken mit handelsüblichen Auswertegeräten schnelle Funktions¬ kontrolle und Feststellung der Toleranzeinhaltung bei studiotechnischen Anlagen. Das Verfahren stellt eine Rationalisierung des Meß- und Prüfaufwands durch Zeiteinsparung dar. 293 Huggytronik Die Spezialisten oder Warum wir keine Hans-Joachim Riegenring Kuckucksuhr haben Feh schob die Buchse B u auf die Achse X 5 und ließ die Sperrklinke Z aQk in die Felder Sch rU mm einrasten. Jetzt brauchte ich nur noch das Gewicht W unlnl über das Kettenrad K rr zu hängen... «’ne Guggugsuhr!» rief mein Nachbar begeistert, «’ne richje Guggugs- uhr! Und wie macht der Guggug Guggug?» «Hochdeutsch», sagte ich, «und durch einen kleinen Blasebalg, der von dem Stundenrad T ick 2 über den Anschlag P eng 4...» Nostalgisch gesehen wäre das ganz großartig, meinte er, aber viel zu un¬ sicher. «Stelln Se sich vor, das gleene Dierchen is mal indisponiert. Nee, das machen wir wie bei unseren Sängern - bleebeck.» Er muß es wissen, er ist Spezialist. Er macht die Playbackaufnahmen beim Rundfunk. Wir montierten den Blasebalg ab, um Platz für ein kleines Tonbandgerät zu schaffen. Jetzt brauchten wir nur noch ein Tonband, von einem Kuckuck besun¬ gen beziehungsweise berufen. «Um diese Jahreszeit», überlegte der Spezialist laut, «kriegen wir nadier- lich nie’n Guggug vors Mikro. Die Viecher sin ja nich winterfest. Wissen Se was? Mir holn uns den Herrn Maier aus dem vierten Stock!» «Und Herr Maier», fragte ich erstaunt, «ist winterfest?» «Nee, aber Musiker. Spezialist auf der Klarinette!» «Sie wünschen also», sagte Herr Maier mit der sanften Überlegenheit des Künstlers, «daß ich den Ruf des Kuckucks interpretiere? Warum nicht. Dachten Sie dabei an den aus Opus 68 von Ludwig van Beethoven 1770 bis 1827 oder an den Kuckuck von Daquin 1694 bis 1722?» «Nehmse Beethoven», redete mir der Playbackspezialist zu. «Stelln Se sich vor, Se haben Gäste, der Guggug ruft und Se sagen so nebenbei ruft.» «Also digital», notierte Herr Lehmann. «Beim Analogsystem werden die Rufe in analoge Meßwerte verwandelt, die unter Zwischenschaltung eines Wobbelgenerators...» «Nein!» rief ich entsetzt, «nicht wobbeln! Ich wünsche einen digitalen Kuckuck!» Die Spezialisten schlugen vor, den Flügel und das Aquarium aus dem Zimmer zu schaffen. Damit der Computer Platz hatte. Außerdem sollte ich den Anschluß einer Eintausendvoltleitung beantra¬ gen. «Übrigens haben wir uns überlegt, was Sie nachts machen», schmunzelte Herr Schulze. «Eigentlich genügts, wenn ich das weiß», sagte ich. «Und wenn Sie im Dunkeln wissen wollen, wie spät es ist?» «Da frage ich den digitalen Kuckuck.» «Wir haben emittierende Lumineszenzdioden eingeplant», flüsterte er mir zu. «Schwer zu kriegen!» «Hoffentlich stören die den Kuckuck nicht beim Schlafen», sagte ich. Ein Problem war für die Spezialisten die voraussichtliche starke Erwär¬ mung des Computers. Sie beschlossen deshalb, das Hauptwasserrohr durch meine Stube zu leiten. «Schadet denn dem Kuckuck die viele Elektronik nicht?» fragte ich be¬ sorgt. 295 Die Spezialisten nickterw «Abgesehen davon, daß dieses alte Gehäuse» - damit meinten sie das handgeschnitzte Schwarzwaldhäuschen - «sowieso nicht unserem modernen Geschmack entspricht, könnten wir den Kuckuck in einen Faradayschen Käfig setzen.» Als vorletzte Überraschung brachten sie Herrn Schmidt mit, einen Top¬ spezialisten für Funkfernsteuerung. «Ich habe mir folgendes ausgedacht», verkündete Herr Schmidt, «wir bauen hier in Ihrer Stube eine Hauptuhr ein, eine Mutteruhr sozusagen, schließen einen kleinen UKW-Sender an - und überall können Sie kleine ferngesteuerte Kuckuckuhren aufstellen, auf hängen oder bei sich tragen. Na, wie finden Sie das?» «Wunderbar», seufzte ich. «Ich unterhalte mich mit jemanden auf der Straße, und plötzlich machts in meiner Hose .» Als die Spezia¬ listen mir vorschlugen, in allen Zimmern kleine Fernsehempfänger aufzu¬ stellen, auf denen man die genaue Kuckuckszeit sehen könnte, sagte ich, sie sollten zum Kuckuck gehen. «Eigentlich wollte ich nur eine ganz kleine, bescheidene Kuckucksuhr haben», erklärte ich. Sie gingen gekränkt und murmelten etwas von rückständig und fort¬ schrittsfeindlich. Ich machte das Fenster auf. Drüben im Wald rief ein Kuckuck. «Warte nur», sagte ich, «bis die Spezialisten kommen!» Auflösung des Preisrätsels 1982 Das richtige Lösungswort lautet: MULTIVIBRATOR Und das sind die Gewinner: 1. Preis (1 Transistorempfänger und für 30,-M Bücher aus dem Militär¬ verlag der Deutschen Demokratischen Republik) Uwe Steinhagen, 2402 Wismar, John-Schehr-Straße 20 2. Preis (Bücher für 75,-M aus dem Militärverlag der Deutschen Demo¬ kratischen Republik) Jürgen Ramthor, 4201 Zöschen, Mühle 136 3. Preis (Bücher für 50,- M aus dem Militärverlag der Deutschen Demo¬ kratischen Republik) B. Schnase, 9330 Olbernhau, Damaschkestraße 54 4. -10. Preis (je Preisträger Bücher für 25,-M aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik) Frank Kühn, 9275 Lichtenstein, Webendörferstraße 7 Gerlinde Wilke, 7025 Leipzig, Bruno-Leuschner-Straße 29 Karin Winkler, 8300 Pirna, Birkwitzer Straße 12 Rene Wagner, 1156 Berlin, Ho-Chi-Minh-Straße 89 Uwe Roediger, 1240 Fürstenwalde, PF 146/20 Peter Zorn, 6400 Sonneberg, Rathenaustraße 34 Matthias Götze, 2330 Bergen, Otto-Grotewohl-Ring 36 296 Schlagwortverzeichnis für die Jahrbücher 1981, 1982 und 1983 (Die Zahl vor dem Schrägstrich gibt jeweils das Jahrbuch an, die Zahl nach dem Schrägstrich die Seite.) Ablenkverstärker 82/162 Abschlußimpedanz 82/181 Abschwächer 81/160 dynamischer 81/166 Abstimmungssystem,Autoradio 83/65 Abzweigschaltung 82/171 Additivverfahren 83/86 Akkord SR 1500 82/23 aktiver SSB-Phasenschieber 81/156 aktives CW-Filter 83/187 - Filter 81/126 - Filter für SSB-Empfang 81/194 - M PX-Filter, Stereodekoderbaustein mit 83/209ff. Alarmgenerator 83/140 Amateurpraxis, IS-Anwendung in 82/224 AM-Bandbreitenregelung 83/63 AM-FM-Verfahren 83/78 AM-PM-Verfahren 83/78 AM-Synchrondetektorstufe 81/77 Analoganzeige, Quarzuhr mit 83/219 ff. Analyseoszillator 81/124 Antennascope 82/195 Antennen-Abstimmgerät, KW-Emp¬ fänger 81/299 Antennendrehanlage 81 /131 ff. -, Antrieb 81/135 Antennenfilter für 5 Bänder 83/186 Antennenmessung, Rauschbrücke für 82/195 ff. Antennenverstärker 0,15 ... 30 MHz 81/155 Antiope 82/76 Anzeigeschaltung mit LED 81/195ff. APM-Verfahren 83/80 Aufklärung, funkelektronische 82/34 Aufklärungs- und Leitsystem, flie¬ gendes 82/36 Auf zeichnungsgerät, magnetisches, Schnellprüfverfahren 83/292 Autoalarmgeber 83/136 automatische Lautstärkeregelung, Autoradio 83/66 Autoradio, Abstimmsystem 83/65 -, automatische Lautstärkeregelung 83/66 -, Störunterdrückung 83/66 Autosuper A 130 IS 81/36 82/25 Autosuper A 200 82/25 AWACS E3A 86/36 Babett 82/25 Bandfilterblock 81/151 Bandpaßfilter, 2-m-Sender 81/160 Bandumsetzer, 15-m-Band 83/142ff. Batteriekontrolle, elektronische 83/273 Batterie-Test- und Ladegerät 81/270 Bauelement der Elektronik 83/26ff. Begrenzer 82/157 Begrenzerstufe 82/151 Bildmischer 81/70 Bildschirmgerät BSS 01 81/33 Bildschirmtext 82/77 -, Spezialbegriffe 82/81 Bild- und Tonsignal, Digitalverfah¬ ren 81/61 ff. bipolarer Schaltkreis 83/26 Blinkgeber 83/261 Blinklicht für Fahrrad 81/215 Boeing AWACS E3A 82/36 Breitbandverstärker 81/149, 152, 154 B 9261 82/25 B 9351 82/25 Ceefax 82/76 Chromat 82/22 CMOS-Schaltkreis 83/28 Colorett 82/22 Colorlux 82/23 Colortron 82/22, 83/31 Colpitt-VFO 5,0 ... 5,78 MHz 81/154 Computer-AFC 83/55 CW-Filter, aktives 83/187 CW-Mithörgerät 81/156 CW-Monitor 81/156 CW-Transceiver, VFO für 83/180 297 Datentechnik, dezentrale 81/41 Datenverarbeitung 81/40f., 82/29 dezentrale Datentechnik 81/41 Deutschlandfunk 83/16, 19 Dickschichtschaltung 81/100 differentielle Pulscodcmodulation 81/67 digital ansteuerbarer Triacsteller 83/227 ff. digitale Frequenzzähleinrichtung 81/78 - Signalübertragung, Grundprinzip 81 /62 ff. digitales Speicherverfahren 81/71 Digitalverfahren bei Bild- und Ton¬ signal 81/61 ff. Dimmerbetrieb 82/234 Diode 83/27 Dipmeter, Bereich 2 bis 250 MHz 82/209 Direktmischempfänger 81/111,83/181, 182 -, Mischtufe 81/162 NF-Filter 81/162 DLF 83/16, 19 DNL-Prinzip 83/202 DNL-Schaltung, dynamische Rauschminderung 81/163fF. DNL-System 81/163 Doppelimpulsgenerator 83/135 Doppel-T-Netzwerk, RC-Oszillator mit 82/278 DPCM 81/67 draht 1/2/3 82/250ff. Dreibandvertikalstrahler 81/145 Dual-Spannungsregler 83/103 Dünnschicht-Hybrid-Schaltkreis, integrierter 81/283 ff. Dünnschichtschaltung 81/101 D-Verstärker 83/68 dynamic noise limiter 83/202 Dynamikkompressor 82/202 dynamischer Abschwächer 81/166 dynamische Rauschminderung, DNL-Schaltung zur 81/163ff. Eichmarkengenerator 82/193 Einchip-Empfänger 83/55 Eingangsschaltung für KW-Amateur- super 81/303 Einlagenleiterplatte 83/83 eisenlose Endstufe, Temperatur¬ stabilisierung 82/127 elektrische Spielmaschine 83/256 elektrisches Spiel 83/252 ff. - Spielemagazin 83/254ff. elektroakustische Anlage 82/289 elektromagnetisches Spektrum, Belegung 81/85 elektromagnetische Verträglichkeit, Problem 8l/83ff. Elektronik-Bauelement 81/29ff., 82/17ff., 83/26ff., -, Bezugsquelle 83/94 Elektronik, Lehrmodell der Grund¬ schaltung 83/290 -, Telefon 81/50ff. elektronische Batteriekontrolle 83/273 - Gegenmaßnahme 82/39 - Kampfführung 82/33ff. - Leuchtbandanzeige 81/195 - M orsetaste 81 /115 ff. - Schutzmaßnahme 82/46 elektronisches Fieberthermometer 83/265 - Metronom 81/215 elektronische Störung 82/39 elektronisches Türschloß 83/272 elektronische Täuschung 82/45 - Transistorzündanlage 82/265 ff. - Uhrenregulierung 81/270 - Unterstützungsmaßnahme 82/38 Empfängereingangsfilter 83/185 Empfänger für Selektivruf 81/97 Endstufe, eisenlose, Temperatur¬ stabilisierung 82/127 Endverstärker 81/217 ENSAD 81/38 E-Verstärker 83/67 Examinator, universeller 81/271 Fahrrad, Blinklicht für 81/215 Farbfernsehempfänger Colortron 3000 81/34 Farbfernsehkodierung 81/66 Feldeffekt-Flüssigkristallanzeige 83/120 feldstärkeabhängige AM-Bandbreiten- regelung 83/63 Fernschalteinrichtung, Magnetton¬ laufwerk 83/292 Fernsehbildschirm, Text auf 82/66ff. Fernsehen 81/34f., 82/22ff. Fernsehreparatur, Signalgeber für 83/264 Fernsehton in Pseudo-Stereo 82/273 Festspannungsregler 83/102 FET-Voltmeter 81/174 Feuchteindikator 82/279 Fieberthermometer, elektronisches 83/265 - mit Thermistor 83/248 Filter 81/124 -, aktives 81/126 -, -, für SSB-Empfang 81/194 - für Lautsprecherbox 82/275 fliegendes Aufklärungs- und Leit¬ system 82/36 298 Flüssigkristallanzeigebauelement 83/117 ff. FM-Relais-Transceiver 82/185 FM-Tuner-IS 83/49 fotoselektiver Metallniederschlag 83/87 Frequenzabgleichgerät 81/157 Frequenzanalyse, Prinzip 81/122 Frequenzanalyse-Verfahren, Haupt¬ oszillator nach 81 /122 ff. Frequenzanzeige, Rundfunkempfän¬ ger 83/54 Frequenzsynthese, Rundfunkemp¬ fänger 83/49 Frequenzteiiung, nichtganzzahliges Teilungsverhältnis 82/140ff. Frequenzumsetzung. Demonstrations¬ satz 83/291 Frequenzzähleinrichtung, digitale 81/78 Funkecho, rätselhaftes 82/92fF. funkelektronische Aufklärung 82/34 Funk-Entstörung, Phasenanschnitt¬ steuerung 83/23 ff. Funkmittel 82/57 Funkstörsimulator 82/291 Funkstörung, Maßnahme 81/88 Fl-Prüfgerät 81/271 Geburtsjahr der Mikroelektronik 83/9 ff. gefalteter 3/8-A-Strahler 81/143 Gegenmaßnahme, elektronische 82/39 geometrischer Bildeffekt 81/71 Gerät, elektronische Kampfführung 82/41 Geräusch-Integrator 81/244ff. Gleichspannungsnetzteil, Operations¬ verstärker im 81/238ff. Gleichspannung, Spannungs- Frequenzumsetzer für 81/230ff. Gleichstromkopplung, NF-Verstärker mit 83/69 Gleichstrommikroamperemeter 82/231 Glühlampe, Verzögerungsschaltung mit Thermistor 83/242 G3LDO-Doppel-D-Beam 83/178 Halbleiterschaltung für UKW-Ama- teur 82/182ff. HALS, Würfelspiel 83/254 Hauptoszillator, Frequenzanalyse- Verfahren 81/122 ff. Heißleiter 82/114ff. -, Daten 82/300 HF-Bandfilter 83/185 HF-Baustein für KW-Transceiver, 50-Q-Technik 81/147 ff. HF-Leistungsmesser 82/293 HF-Teil für Transistorempfänger 81/206 HF-Verstärker 81/97 HF-Vox 82/190 HiFi-Plattenspieler, Zählwerk 83/270 HiFi-Stereokassette SK900 81/36, 82/25 HiFi-Turm SC 1700 81/35 Hochpaß 82/157 Horizontalablenkung 82/162 horizontal polarisierte Kurzwellen¬ antenne 81/136 Hybridtechnik 81/103 imitative Täuschung 4/825 Impulsgenerator 82/228 Impulstastwahl-Schaltkreis 81/55 Impulsteilung 83/221 Impulsverdopplung 83/221 integrierter Dünnsehicht-Hybrid- Schaltkreis 81/283 ff. internationale Schaltungsrevue 81/154ff., 82/202ff., 83/181 ff. Inverted Groundplane 81/144 IS-Anwendung in Amateurpraxis 82/2240'. IS-Tongenerator, RC-Meßbriicke mit 82/226 Kaltleiter, Daten 82/304 Kampfführung, elektronische 82/33ff. Kettenbruch 82/142 Klangregelverstärker 81/225 Klipper 82/203 klirrarmer Vorverstärker 83/114 KME-3-Baustein 81/283 0'. Kohlemikrofon-Anschlußschaltung 82/276 Kombinationstechnik 81/104 kommerzielles Quarzfllter 82/168 Kommunikationsdienst 82/67 Komparator 83/1270'. Konsumgüterelektronik, Mikropro¬ zessor in 83/71 0'. KOVO 81/22 ff. Kurzwellenantenne, horizontal polarisiert 81/136 -, vertikal polarisiert 81/136 KW-Amateursuper, Eingangsschal¬ tung für 81/303 KW-Bereich, TVI-Filter 81/158 KW-Empfänger, Antennen- Abstimmgerät für 81/299 KW-Konverter für Rundfunkemp¬ fang 81/300 KW-Transceiver, HF-Baustein für 50-Q-Technik 81/1470'. 299 längsgeregeltes Netzgerät 81/239 Langzeitblinkschaltung mit Ther¬ mistor 83/244 Lauflicht 82/239 Lautsprecherbox 82/25 Filter für 82/275 Lautsprecher, Tü-Filter für 83/187 Lautstärkeregelung, automatische, Autoradio 83/66 LC-Anzeige, Typenbezeichnung 83/126 LCD 83/117 LED, Anzeigeschaltung mit 81/195ff. Leiterplatte 83/82IV. Leiterplattenentwurf 83/90 Leuchtbandanzeige, elektronische 81/195 lichtelektrische Batterie, MW-Super mit 82/211 fT. Lichtemitteranzeige 82/107ff. Lichtemitteranzeigebauelement 82/104 fl'. Lichtemitterdiode 82/106 Lichtemitterdioden-Kristallauf bau 82/104 Lichtschacht-Anzeigebauelement 82/20 lineares Transformationsverfahren 81/68 Liquid cristall display 83/117 LO-Betrieb 82/234 Low-Power-Schottky-TTL 83/27 Magnetbandaufnahme, Mithör¬ verstärker für 82/277 Magnetbandgerät-Wiedergabe- verstärker 83/113 magnetisches Aufzeichnungsgerät, Schnellprüfverfahren 83/292 Magnettonlaufwerk, Fernschaltein¬ richtung 83/292 manipulative Täuschung 82/45 Marconi-Antenne 81/139 MA 224 82/25 MDA 2010/MDA 2020 83/191 ff. Mehrband-Drahtrichtantenne 83/172 ff. Mehrfrequenzkodezeichengabe 81 /52 Mehrlagenleiterplatte 83/83 Melodiegenerator, Weckeinrichtung mit 82/220ff. Meßgeräteschaltung mit Operations¬ verstärker 82/231 Meßzweck, Thermistor 83/245 Metallniederschlag, fotoselektiver 83/87 Metronom, elektronisches 81/215 MFC 81/52 Mikroelektronik 82/11 ff. - bestimmt technischen Fortschritt 81/29 ff. Mikrofon, Vorverstärker für 81/210 Mikroprozessor in Konsumgüter¬ elektronik 83/71 ff. Mikrorechner K 1630 82/30 Millivoltmeter, Taschenformat 83/169 ff. Militärtechnische Schule 81 /15ff. Miniorgel mit IS 82/229 Minz, Aleksander Lwowitsch 81/276ff. 82/295 ff. Mischpult 81/209 Mischstufe, Direktmischempfänger 81/162 Mithörverstärker, Magnetbandauf- nahmc 82/277 Mittelwellenempfang 82/167 Mittelwelle, Stereofonie auf 83/77ff. MMM-Kaleidoskop 81/267ff. 82/287 ff. 83/286ff. Modulationsverfahren 81/64 Modulationsverstärker mit Sprach- klipper 82/202 2-m-FM-Sender 82/202 Monoflop 83/13 3 ff. monolithisches Quarzfilter 82/170 Mono-Stereo-Umschaltung 83/212 Morsetaste, elektronische 81/115ff. Morseübungsgenerator 82/225,83/260 MOS-Tetrode 83/30 MPX-Filter 83/215 -, aktives, Stereodekoderbaustein mit 83/209ff. Multiplexbetrieb 83/123 Multivibrator 82/225, 83/137ff. Munitionszähleinrichtung 83/289 Münzfernsprecher 81/59 M W-Kleinsuper mit lichtelektrischer * Batterie 82/211 ff. Nachrichtenausbildung am GST- Schulkombinat 81 /256ff. Nachrichtenempfänger EKD 30081/89 Nachrichtentechnik 81 /37ff., 82/27 NATO, Rundfunk und Fernsehen im Dienst der 83/14ff. negative Rückführung 82/143 - Symboldarstellung 83/121 Netzgerät, längsgeregeltes 81/239 Netzteil für TTL-Schaltkreis 81 /182 ff. NF-Filter, Direktmischempfänger 81/162 NF-Leistungsverstärker 83/191 ff. NF-Tongenerator für Prüfzwecke 81/188 NF-Verstärker 83/260 -für SSB-Empfänger 82/204 300 NF-Verstärker für Transistor¬ empfänger 81/208 - mit CW-Filter 83/189 - mit Gleichstromkopplung 83/69 NTC-Thermistor, Daten 82/300 NTC-Widerstand 82/1 Uff. N ullspannungsschalterprinzip, Triacsteller nach 83/227 ff. Obertonoszillator 83/160fF. Oberwellenfilter, 70-cm-Sender 82/189 Ohmmeter 82/232 Omega-T-Schaltung 82/198 Operationsverstärker im Gleich¬ spannungsnetzteil 81/238 ff. Meßgeräteschaltung mit 82/231 UdSSR 82/97 operativ-taktische Maßnahme 82/46 Oracle 82/76 Oszillator, SSB-CW-Signalerzeugung 82/148 Oszillatorumschaltung mit Gleich¬ spannung 82/148 fF. Parallelsteuerung 83/122 PA 225 82/25 PA 227 82/25 Phasenanschnittsteuerung, Funk- Entstörung bei 83/234ff. Phasendiskriminator 81/126 PLL-FM-Demodulatorstufe 81/77 PLL-Mischstufe 81/126 PLL-Schaltung, Rundfunkempfänger 83/51 PLL-Stereodekoder 81/76 positive Rückführung 82/143 - Symboldarstellung 83/121 Positiv-Spannungsregeler 83/100 Präzisions-Spannungsregler 83/97 Prestel 82/79 programmierbarer Taschenrechner 82/87 Programmspeicherung, Taschen¬ rechner 82/89 Prüfgerät 83/264 - für Anfänger 81/212 - für TTL-Schaltkreis 82/257ff. Prüfplatz für Relaisblock 81/271 Prüfschaltung für Quarz 81/75 Prüf- und Meßplatz für Radaranlage 81/270 Pseudo-Quadrofonie 82/273 Pseudo-Stereo, Fernsehton in 82/273 PTC-Widerstand, Daten 82/304 Pulscodemodulation 81/67 QRP-Sender 81/110 Q RP-T elegrafie-T ransceiver, 80-m-Band 81/109 ff. Quadraturverfahren 83/79 Quarzabzweigfilter 82/171 Quarzbrückenfilter 82/173 ff. Quarzeichgenerator 100 kHz 82/226 Quarzfilter in Amateurpraxis 82/1 68 ff. Quarzobertonschaltung, rauscharme 83/165 Quarzoszillator 83/219 Quarzoszillatorschaltung 82/206 Quarzoszillator, Seitenbandumschal- tung 82/149 Quarz, Prüfschaltung für 81/75 Quarz-Reisewecker 83/29 Quarzuhr 83/29 - mit Analoganzeige 83/219ff. Quasi-Komplementär-Endstufe 81/217 Radaranlage, Prüf- und Meßplatz für 81/240 Radiorekorder 83/3 rauscharme Quarzobertonschaltung 83/165 rauscharmer Vorverstärker, 2-m- Band 82/182 Rauschbrücke, Antennenmessung 82/195 ff. Rauschgenerator 82/191 Rauschminderung, dynamische, DNL-Schaltung zur 81/163ff. Rauschminderungssystem 83/202ff. Rauschspannungsindikator 82/919 RC-Generator 81 /18 9ff. RC-Meßbrücke mit IS-Tongenerator 82/226 RC-Oszillator mit Doppel-T-Netz- werk 82/278 Rechner HP 97 82/90 Rechteckgenerator 83/134 Reflektortechnik, Lichtemitter¬ anzeigebauelement 82/108 Reflexempfänger mit Siliziumtran¬ sistor 81/216 Regelverstärker 81/238 Regelzweck mit Thermistor 83/243 Reisesuper sound solo 83/32 Relais, Anzugsverzögerung mit Ther¬ mistor 83/243 Relaisblock, Prüfplatz für 81/271 rema toccate 940 hi fl 81/81 Reservisten - Spezialisten 82/281 ff. RGW-Bereich, Schaltkreis 83/108ff. Richtfunkmittel 82/58 RMS 83/202 robotron-Mikrorechner 82/30 Rückführung 82/143 Rundfunk 81/34ff. 82/22 If. Rundfunkempfänger 83/261 alter 83/35 ff. -, moderne Technik 81/76fl'. 301 Rundfunkempfänger-Schaltungs- technik 83/48 ff. Rundfunkempfang, KW-Konverter für 81/300 Rundfunk und Fernsehen 83/31 Rundfunk und Fernsehen im Dienst der NATO 83/14ff. R 4100 82/25 SA-Mann Hans Weber am Mikrofon 81/43 ff. Sammler - und auch ein wenig Jäger 83/35 ff. Schalter, sprachgesteuerter 82/203 Schaltkreis, bipolarer 83/26 - RGW-Bereich 82/96 ff., 83/108ff. -, unipolarer 83/28 Schaltspannungsregler 83/104 Schaltungsrevue, Anfänger 83/260IT. - für Elektronikamateure 8l/206ff. 82/273 ff. -, internationale 81/154ff. 82/202ff. 83/181 ff. Schichtschaltung 81/99ff. RG W-Bereich 81/107 Schmitt-Trigger 83/130 Schottky-Dioden-Ringmischer 81/149 Schreibmaschine robotron S 6001 81/41 Schriftgenerator 81/70 Schutzmaßnahme, elektronische 82/46 Seiten bandumschaltung, Quarz¬ oszillator für 82/149 Semiadditivverfahren 83/88 Sende-Empfangsgerät UFT 771 81/40 Serienregler 81/239 Serienheizkreis, Begrenzung des Ein¬ schaltstroms 83/241 Signalgeber für Fernsehreparatur 83/264 Signalübertragung, digitale, Grund¬ prinzip 81/62 ff. Sinus/Rechteck-Generator für 6 Hz bis 800 kHz 81/248ff. Sirene mit TTL-Schaltkreis 81/213 Solarzelle, Gut-Schlecht-Prüfgerät 83/130 Sollwert-Anzeigeschaltung 81/198 spannungsabhängiger Widerstand 82/132 ff. Spannungs-Frequenzumsetzer für Gleichspannung 8l/230ff. Spannungsregler 81/95, 83/95ff. Spannungsregler MAA 723 81/182 Spannungsüberwachung, 12-V-Bord- netz 83/266 Speicherverfahren, digitales 81/71 Spektrum, elektromagnetisches, Be¬ legung 81/85 Spiel, elektrisches 83/252ff. Spielemagazin, elektrisches 83/254ff. Spielmaschine, elektrische 83/256 sprachgesteuerter Schalter 82/203 Sprachklipper, Modulationsverstärker mit 82/202 SSB-CW-Signalerzeugung, Oszillator für 82/148 SSB-Empfang, aktives Filter für 81/194 SSB-Empfänger, NF-Verstärker für 82/204 SSB-Phasenschieber, aktiver 81/156 SSB-9-MHz-Quarzfilter 82/204 SSTV-Empfangszusatz 82/157ff. Stereoanzeige 83/210 Stereodekoderbaustein 83/209ff. Stereofilter 81/155 Stereofonie auf Mittelwelle 83/77ff. Stereo-Kassettenrekorder 83/33 Stereokopfhörer HOK 80 82/26 Stereoseitenbandfilter 83/215 Stereo-Steuergerät R S 5001 82/23 Stereoverstärker, Baugruppe 81/217 ff. Stimme des Freien Deutschland 82/49 ff. Störung, elektronische 82/39 Störunterdrückung, Autoradio 83/66 stromgesteuerter Transistorsperr- schwinger 81/230 Sub-Nyquist-Kodierung 81/68 Subtraktionsverfahren 83/84 Suchlauf 83/60 Super-Servo-Schaltung 83/69 Super-VFO, 2-m-Band 82/208 Synchronimpulsdemodulator 82/159 Synchronimpulsfilter 82/159 Synchronimpulstrennung 82/162 Synchronisator 81/70 Symboldarstellung 83/121 Taschenrechner CZ 8114 L 82/86 Taschenrechner MR 610 82/86 Taschenrechner, programmierbarer 82/87 -, Programmspeicherung 82/89 Taschenrechnerradio TR 81 83/13 Taschenrechner, wissenschaftlich- technischer 82/85 fl'. Tastentelefon 81/53 Täuschung, elektronische 82/43 TAV - 70 S und K, Meß- und Prüf¬ koffer für 83/292 technische Schutzmaßnahme 82/46 Teiler 83/219 Telefon, draht 1/2/3 82/250ff. - mit elektronischem Zahlengeber 83/291 - und Elektronik 81 /50ff. 302 Teletext 82/69ff. Spezialbegriffe 82/81 Temperaturanzeige, Thermistor als Geber 83/247 Temperaturgeber, Thermistor als 83/246 Temperaturkompensation 82/123 Temperaturmesser 82/232, 286 Temperaturmeßgerät mit Thermistor 83/248 Temperaturregelung 83/269 Temperaturstabilisierung, eisenlose Endstufe 82/127 Test-70-Automatik 81/271 Text auf Fernsehbildschirm 82/66ff. Thermistor 82/114 ff. - als Temperaturgeber 83/246 - Anwendung 83/241 ff. Thermistorbrückenschaltung, Dimen¬ sionierung 83/249 Thermoschalter 82/256 Thermostat 82/153 Zweipunktregler für 83/133 Thyristor-Leistungssteller 82/279 Tiefpaß 82/159 TNA-Typ 83/241 TNF-G 83/245 TNK-Reihe 82/131 TNM-Reihe 82/129 TNP-Effekt 83/117 Tonabnehmer-Vorverstärker 83/113 Ton-Licht-Metronom 82/277 Trainingsgerät für Vermittlungs¬ personal 82/293 Transformationsverfahren, lineares 81/68 Transistor 83/27 Transistorarrays 81/92 ff. Transistorempfänger, HF-Teil 81/206 -, NF-Verstärker 81/208 Transistorsperrschwinger, strom¬ gesteuerter 81/230 Transistorzündanlage, elektronische 82/265 ff. Transverter T6-12 82/26 Triacdimmerschaltung Störschutz¬ drossel 83/235 Triacsteller nach Nullspannungs¬ schalterprinzip 83/227 ff. TTL-Schaltkreis, Prüfgerät für 82/257 ff. Sirene mit 81/213 -, Universalnetzteil für 81/182ff. Türklingelsirene 82/227 83/267 Türschloß, elektronisches 83/272 TVl-Filter, KW-Bereich 81/158 -, 2-m-Band 81/159 Twisted-nematic-phas 83/117 UFT 422, Prüfgerät für 82/294 Uhrenregulierung, elektronische 81/270 Uhrenschaltkreis 83/28 UKW-Amateur, Halbleiterschaltung 8 2/18 2 ff. UKW-Empfänger-diversity-Auswer- ter UED 650 81/40 UKW-Verkehrsfunk 81/40 unipolarer Schaltkreis 83/28 Universalnetzteil für TTL-Schaltkreis 81/182ff. Universalzähler BM 526 81/25 Unterstützungsmaßnahme, elektro¬ nische 82/38 variable resistor 82/132ff. Variant, Fernsprechapparat 81/59 Varistor 82/132ff. VCO 81/125 VDR 82/132ff. verdrillte nematisch-fadenförmige Phase 83/117 Vergleichsoszillator 81/126 Vermittlungspersonal, Trainingsgerät für 82/293 Vertikalablenkung 82/162 vertikal polarisierte Kurzwellen¬ antenne 81 /13 6 ff. Vertikalstrahler 81/139 Verzerrungsminderung, Regelsystem zur 83/57 VFO 81/109, 126 - für CW-Transceiver 83/180 -, umschaltbarer 82/150 - für 2-m-Transceiver 82/207 - für 80/40/20 m 83/183 Videodemodulator 82/163 Videotechnik, digitale 81/69 Videotext-Dekoder 82/80 Videoverstärker 82/163 Vierwellen-Groundplane 81/142 Viewdata 82/79 VK2ABQ-Beam 83/172 voltage dependent resistor 82/132ff. Vorverstärker 81/223 - für Mikrofon 81/210 klirrarmer 83/114 -, rauscharmer, 2-m-Band 82/182 VOX 82/203 Wechselspannungsmillivoltmeter 82/231 Wechselsprechanlage 83/262 Weckeinrichtung mit Melodiegene¬ rator 82/220 ff. Weitabselektion 82/179 Wellenbereich 81/90 Wendeltopffalle 83/154 303 Wendeltopfkreis, Berechnung und Konstruktion 83/150ff. Widerstand, spannungsabhängiger 82/132fT. Wien-Briickengenerator 81/189 wissenschaftlich-technischer Taschen¬ rechner 82/85 ft'. WL- und GWN-Aniage, Prüfgerät für 82/293 Würfelspiel HALS 83/254 Zähldemodulator 83/59 Zahlenstechen 83/258 Zählwerk, HiFi-Plattenspieler 83/270 Zeitfehlerausgleich 81/69 Zeitschalter B 555 D 83/127ff. Zift'ernanzeigeröhre, Steuerung 81/96 Zugfunksystem 81/40 Zündspulenprüfgerät 82/291 Zusatzverstärker 81/224 Zweibandantenne 40 m/80 m 81/143 Zweipunktregler für Thermostat 83/132 - mit Thermistor 83/246 Zweitblitz, Auslöseschaltung 81/211 7r-Filter für Lautsprecher 83/187 3/8-A-Strahler, gefalteter 81/143 1- KW-Kurzwellen-Sendesystem KSS 1300 82/28 2- m-Band, rauscharmer Verstärker 82/182 -, Super-VFO 82/208 -, TVl-Filter für 81/159 2-m-FM-Sender, Modulations¬ verstärker 82/202 2-m-HF-Vorverstärker 82/183 2-m-Konverter 82/184 2-m-Sender, Bandpaßfilter 81/160 -, 10-W-PA für 83/183 2- m-Transceiver, VFO für 82/207 3- m-Band-VFO 83/183 3-Kanal-Lichtorgel 82/234ff. 3- Schritt-Multiplexbetrieb 83/123 4- Band-Antenne 81/144,-145 4fach-Obertonquarzgenerator 83/163 5- Band-Antennenfilter, KW-Sender 83/186 10-m-Band, Direktmischempfänger 83/182 10-W-PA für 2-m-Sender 83/183 9-M Hz-Quarzfilter 82/168 12-V-Bordnetz, Spannungsüber¬ wachung 83/266 I 5-m-Band, Bandumsetzer für 83/142 ff. 15- W-Verstärker 83/196 16- Bit-Mikrorechner robotron K 1600 82/30 25 Jahre Nationale Volksarmee 81/llf. 30-W-NF-Verstärker 83/200 40 m/80 m, Zweibandantenne 81/143 50-Q-Technik, HF-Baustein für K W-Transceiver 81/147 ff. 70-cm-Sender, Oberwellenfilter für 82/189 70-cm-Vorverstärker 82/187 80-m-Band-Empfänger mit A 244 D 81/200 ff. 80-m-Band, QRP-Telegrafie-Transcei- ver 81/109 ff. 80-m-Groundplane 81/143 80/40-m-Band, Direktmischempfän¬ ger 83/818 304 Grundschaltungen 16 6 1U 73 72 17 15 75 * 0,125 0,25-6o5 76 75 Vt 73 12 11 70 9 A 202 D nn nnnn rua o 7 2 3 *56 7 8 ntegrierter Schaltkreise Grundschaltungen integrierter Schaltkreise A A n wenderschaltung A 202 D A — Mikrofonaufnahme W — Wiedergabe H — Handnussteuerung AA — Automatische Aussteuerung Vou — Ausgang VV Zog - Ausgang AV Ujg — Eingang Rundf.-Aufn.