ELEKTRONISCHES JAHRBUCH 1982 Grundschaltungen tegrierter Schaltkreise P2 : Phasenkorrektur für minimales Übersprechen der Stereoanlage P3: Einstellung der Generatorfre- guenz des A290D PP: feldstärkeabhängige Zwangs¬ monoschnelle PS: Stummschaltschwelle (feidstär- keabhängig'j TI: SF 225. T2...T5- SF236 Herausgeber: Obering. Karl-Heinz Schubert Y 21 XE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1982 Militärvcrlag der Deutschen Demokratischen Republik © Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB)- Berlin, 1981 Lizenz-Nr. 5 • LSV 3535 Lektor: Wolfgang Stammler Illustrationen: Harri Förster, Hans-Joachim Purwin Zeichnungen: HeinzGrothmann Fotos: Archive der Verfasser, Werkfotos, ADN-ZB, Militärbilddienst Typografie: Ingeburg Zoschke Printed in the German Democratic Republic Gesamtherstellung: Offizin Andersen Nexö, Graphischer Großbetrieb, Leipzig III/18/38 Redaktionsschluß: 18. März 1981 Bestellnummer: 7462608 DDR 7,80 M Inhaltsverzeichnis Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Mikroelektronik - eine Herausforderung an das Schöpfertum der Arbeiterklasse. 11 Leipziger Frühjahrsmesse 1981 demonstrierte Leistungsanstieg der Volkswirtschaft der Deutschen Demokratischen Republik. 17 Auflösung des Preisrätsels 1981. 32 Dipl.-Ing. Friedrich Schulze Elektronische Kampfführung in den Plänen der NATO. 33 Anton Ackermann Stimme des Freien Deutschlands . 49 Wissenswertes über moderne Technik Oberst Robert Schlorke Die Nachrichtentruppe der Nationalen Volksarmee und ihre Technik 56 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Text auf dem Fernsehbildschirm. 66 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Der wissenschaftlich-technische Taschenrechner. 85 Rätselhafte Funkechos. 93 Neue Bauelemente der Elektronik Ing. Klaus K. Streng Neue Schaltkreise aus dem RGW-Bereich. 96 Ing. Winfried Müller Entwicklungsstand von Lichtemitteranzeigebauelementen . 104 Ing. Dieter Müller Wissenswertes über Thermistoren . 114 5 Dipl.-Ing. Frank Roscher Einiges über Varistoren . 132 Moderne Technik für den Funkamateur Wolfram von der Aa - Y22XM Frequenzteilung mit nichtganzzahligem Teilungsverhältnis . 140 Jürgen Erxleben - Y26QO Oszillatorumschaltung mit Gleichspannung . 148 Wolfgang Grobe! Einfacher Thermostat . 153 Steffen Lehmann Ein SSTV-Empfangszusatz mit IS. 157 Dipl.-Phys. Detlef Rechner - Y21TD Das Quarzfilter in der Amateurpraxis . 168 Dipl.-Ing. Michael Knietzsch - Y27BO Halbleiterschaltungen für den UKW-Amateur . 182 Karl Rothammel - Y2IBK Rauschbrücke für Messungen an Antennen . 195 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y2IXE Internationale Schaltungsrevue «Amateurfunk». 202 Bauanleitungen für den Elektroniker Dipl.-Ing. Erhard Löser MW-Kleinsuper mit lichtelektrischer Batterie. 211 Erich LössI Weckeinrichtung mit Melodiegenerator . 220 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y2IXE IS-Anwendungen in der Amateurpraxis. 224 Ronald Büchling Moderne 3-Kanal-Lichtorgel. 234 Ing. Egon Klaffke - Y22FA draht 1/2/3 - einfaches Telefon für Ausbildung, Sport und Spiel. 250 Lothar Schilling Prüfgerät für TTL-Schaltkreise . 257 Karl-Heinz Gesellensetter Kontaktlose elektronische Tarnsistorzüqdanlage . 265 6 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Schaltungsrevue für Elektronikamateure 273 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Dipl.-Journ. Harry Radke Reservisten - Spezialisten. 281 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR. 287 Aleksander Lwowitsch Minz - ein Pionier der sowjetischen Funk¬ technik (II). 295 Tabellenanhang Heißleiter (NTC-Thermistor). 300 Kaltleiter (PTC-Widerstand). 304 7 1982 JANUAR FEBRUAR MÄRZ M 411 18 25 1 8 15 22 1 8 15 22 29 D 5 12 19 26 2 9 16 23 2 9 16 23 30 M 6 13 20 27 3 10 17 24 3 10 17 24 31 D 7 14 21 28 411 18 25 411 18 25 F 1 8 15 22 29 5 12 19 26 5 12 19 26 S 2 9 16 23 30 6 13 20 27 6 13 20 27 s .3 10 17 24 31 7 14 21 28 7 14 21 28 APRIL MAI JUNI M 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 D 6 13 20 27 411 18 25 1 8 15 22 29 M 7 14 21 28 5 12 19 26 2 9 16 23 30 D 1 8 15 22 29 6 13 20 27 3 10 17 24 F 2 9 |6 23 30 7 14 21 28 4 11 18 25 S 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 19 26 s 4 II 18 25 2 9 lo 23 30 0 13 20 27 JULI AUGUST SEPTEMBER M 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 10 27 1) 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 M 7 14 21 28 411 18 25 1 8 15 22 29 [9 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 F 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 S 3 10 17 24 31 7 14 21 28 411 18 25 s 4 II 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 2h OKTOBER NOVEMBER DEZEMBER M 411 18 25 1 8 15 22 29 6 13 20 27 D 5 12 19 26 2 9 16 23 30 7 14 21 28 M 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 D 7 14 21 28 411 18 25 2 9 16 23 30 F 1 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 S 2 9 16 23 30 6 13 20 27 411 18 25 s 3 10 17 24 31 7 14 21 28 5 12 19 26 9 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Mikroelektronik - eine Herausforderung an das Schöpfertum der Arbeiterklasse Wenige Tage vor dem VIII. Parteitag der SED begann am 9. Juni 1971 im VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) die teilautomatisierte Produktion von integrierten TTL-Schaltkreisen. Damit war der erste Schritt getan in tech¬ nologisches Neuland, das für den wissenschaftlich-technischen Fortschritt von immenser Bedeutung ist. Langfristig wurde unter der Führung der Sozialistischen Einheitspartei Deutschlands die Strategie zur Entwicklung der Mikroelektronik festgelegt und von der Arbeiterklasse der DDR konti¬ nuierlich verwirklicht. Ein Markstein auf diesem Wege war 1977 der Be¬ schluß der 6. Tagung des Zentralkomitees der SED zur weiteren Verwirk¬ lichung der Beschlüsse des IX. Parteitags der SED auf dem Gebiet der Elektrotechnik und Elektronik. In enger Zusammenarbeit von Forschungs¬ einrichtungen der Industrie, mit der Akademie der Wissenschaften der DDR und den Universitäten und Flochschulen unseres Landes begann die be¬ schleunigte Entwicklung, Produktion und Anwendung der Mikroelektronik als einer Kernfrage des wissenschaftlich-technischen Fortschritts. Um diesen Prozeß einheitlich zu leiten, wurde aus den Produktionsbetrieben der Her¬ steller von Halbleiterbauelementen der VEB Kombinat Mikroelektronik Erfurt gebildet. Zur erfolgreichen Entwicklung der Mikroelektronik in unserem Land konnte der Generalsekretär des ZK der SED und Vorsitzende des Staatsrats der DDR, Genosse Erich Honecker, im Bericht des ZK der SED an den X.Parteitag der SED feststellen: «Die Elektronik veranschaulicht auch in besonderem Maße den Erfolg unserer konzentrierten Bemühungen um wissenschaftlich-technischen Fortschritt. Auf der Grundlage der Beschlüsse des Zentralkomitees wurden in den letzten Jahren bekanntlich beschleunigt Produktionskapazitäten für die Mikroelektronik und die Robotertechnik geschaffen und ausgebaut. Die DDR gehört heute zu den wenigen Ländern der Welt, die auf wich¬ tigen Gebieten über das Potential verfügen, um mikroelektronische Bau¬ elemente zu entwickeln und zu produzieren, ausgewählte Vormaterialien herzustellen und hochwertige technologische Ausrüstungen dafür zu fertigen. 1976 erzeugten wir erst eine geringe Zahl an Typen mikroelektronischer Bauelemente im Wert von einigen Millionen Mark. 1980 haben wir davon eine Produktion von nahezu einer Milliarde Mark erreicht. Der qualitative 11 Bild 1 Auf einer Siliziumhalbleiterseheibe werden eine Vielzahl solcher Schalt¬ kreise gleichzeitig her gestellt (A 220 D) Wandel muß sich darin zeigen, daß die Produktion hochintegrierter Schalt¬ kreise bis 1985 gegenüber 1980 verdreifacht wird. Seit den zurückliegenden fünf Jahren verfügen wir über acht Grundtechnologien und arbeiten daran, sie in den kommenden Jahren auf 15 bis 17 zu erweitern.» Der heute in der DDR erreichte Stand auf dem Gebiet der Mikroelek¬ tronik war aber auch deshalb möglich, weil die sozialistische ökonomische Integration mit der UdSSR und den anderen sozialistischen Ländern weiter vertieft wurde. Wir können in der DDR nicht alle erforderlichen mikro¬ elektronischen Bauelementetypen herstellen, deshalb ist die wissenschaft¬ lich-technische Zusammenarbeit und Produktionsspezialisierung mit un¬ seren sozialistischen Bruderländern von großer Bedeutung. Auf dem X. Par¬ teitag der SED stellte das Mitglied des ZK der SED und Minister für Elek¬ trotechnik und Elektronik, Genosse OtfriedSteger, fest: «Eine unschätzbare Hilfe war und ist uns die immer enger werdende Zusammenarbeit mit der UdSSR, die sich planmäßig auf der Grundlage des Regierungsabkommens Mikroelektronik vollzieht, das zwischen der UdSSR und der DDR im Jahre 1977 abgeschlossen wurde. Wir können mit berechtigtem Stolz feststellen. 12 Bild 2 Voraussetzung für die Produktion mikro¬ elektronischer Schalt¬ kreise ist völlige Staub¬ freiheit daß wir auf diesem entscheidenden Gebiet der wissenschaftlich-technischen Revolution mit dem gewaltigen Forschungs- und Produktionspotential der Sowjetunion nicht nur eng verbunden, sondern auch ein anerkannter Part¬ ner der sowjetischen Mikroelektronik sind.» Ausdruck dieser engen Zu¬ sammenarbeit ist die gemeinsame Entwicklung eines dynamischen 64-Kbit- Schreib-Lese-Speicherschaltkreises (RAM), bei dem auf einer Chipfläche von 25 mm 2 über 141000 Transistorfunktionen integriert sind. Wenn man bedenkt, daß beim Schaltkreisentwurf über 2 Millionen Einzelinformationen berechnet und verarbeitet wurden, so stoßen wir mit dieser wissenschaft¬ lichen Leistung zum internationalen Höchststand auf dem Gebiet derMikro- elektronik vor. Aber dieser höchstintegrierte Schaltkreis wurde nicht nur entwickelt, sondern kann auch produziert werden. Wie das Mitglied des ZK der SED und Generalsekretär des Kombinats VEB Carl Zeiss Jena, Genosse Wolfgang Biermann , auf dem X. Parteitag der SED mitteilte, wurden die technologischen Spezialausrüstungen dafür fertiggestellt. Die überragende Bedeutung der Mikroelektronik beruht vor allem dar¬ auf, daß es mit dem programmierbaren Mikroprozessor gelingt, die bisher aufwendige Datenverarbeitung so zu vereinfachen und zu verbilligen, daß im Grunde fast jeder Arbeitsvorgang vollautomatisch und optimal gestaltet werden kann. Dabei wird der erweiterte Mikroprozessor in Form einer Steuereinheit bzw. eines Mikrorechners modifiziert, und er ersetzt mecha- 13 nische und elektromechanische Baugruppen. Der Fertigungsaufwand sinkt erheblich, und wir gewinnen neue, wesentlich höhere Qualitäten. Im Ergeb¬ nis der umfassenden Anwendung der Mikroelektronik erhalten wir dem¬ nach den Rationalisierungsschub, den wir für die Weiterentwicklung unserer Volkswirtschaft in den 80er Jahren brauchen. Die Produktion von mikroelektronischen Bauelementen ist aufwendig, und die Kosten steigen mit dem I ntegrationsgrad, d. h., je mehrTransistoren, Dioden, Widerstände und Kondensatoren auf einer vorgegebenen Chip¬ fläche untergebracht werden. Um kostengünstig zu bleiben, muß man hoch¬ integrierte Schaltkreise in Großserien fertigen. Das ist aber nur bei wenigen Anwendungsgebieten möglich, z.B. bei Schaltkreisen für Rundfunk- und Fernsehempfänger oder bei Quarzuhren. Bei Industrieanwendungen ist eine Großserienfertigung meist nicht möglich. Hier war der Mikroprozessor der gewünschte Ausweg, weil er durch seine Programmierbarkeit den unter¬ schiedlichsten Anwendungsfällen angepaßt werden kann. Damit vereinigt der Mikroprozessor den Vorteil der kostengünstigen Großserienfertigung mit seiner universellen Einsetzbarkeit. Aber das darf nicht dazu führen, daß man unter Mikroelektronik nur den Mikroprozessor sieht, denn das engt die breite Anwendung der Mikroelektronik von vornherein ein. Das Preis- Leistungs-Verhältnis ist auch beim Einsatz der Mikroelektronik zu beach¬ ten. Natürlich kann man eine Wohnungsklingel auch von einem Mikro¬ prozessor steuern lassen oder den Skalenzeiger eines Rundfunkempfängers mit seinem Antrieb durch 3 Dutzend Leuchtdioden und einige Ansteuer¬ schaltkreise ersetzen. Es ist dann nur die Frage, ob die Gebrauchswert¬ erhöhung den Kostenaufwand aufwiegt. Unter dem umfassenden Einsatz der Mikroelektronik sollte man deshalb den umfassenden Einsatz von Halbleiterbauelementen verstehen, und diese reichen von Dioden und Transistoren über integrierte Schaltkreise unter¬ schiedlichen Integrationsgrads bis eben zum Mikroprozessor. So ist die Umstellung relaisgesteuerter Fertigungsanlagen für Reißverschlüsse auf Halbleitersteuerungen auf der Basis von Transistoren und einfachen digi¬ talen Schaltkreisen bereits ein Anwendungsfall der Mikroelektronik, aus dem eine höhere Zuverlässigkeit bei der Produktion und eine geringere Stör¬ anfälligkeit der Fertigungsanlagen resultieren. Die Anwendung der Mikroelektronik bringt der Volkswirtschaft derDDR noch weitere, wesentliche Vorteile. Da ist einmal die Materialfrage. Inte¬ grierte Schaltkreise bestehen heute vorwiegend aus Silizium. In der Natur ist es weit verbreitet und stellt nach dem Sauerstoff das zweithäufigste Ele¬ ment dar. Allerdings benötigt man es in hochreiner Form, aber dieser Ferti¬ gungsprozeß wird beherrscht. Durch den Einsatz von Mikroelektronik spart man aber auch Material ein. Als Beispiel sei der Schaltkreis A 290 D genannt, der einen vollelektronischen Stereodekoder für Stereorundfunkempfänger darstellt. Bei einer Jahresproduktion von 250000 Geräten werden u. a. ein¬ gespart: 2750 kg Kupfer, 2250 kg Aluminium, 750 kg Polystyrol und Pro¬ duktionszeit, die der Arbeitszeit von etwa 50 Arbeitskräften entspricht. Ganz erheblich ist die Einsparung an Energie beim Einsatz der Mikro- 14 Bild 3 Modernste Fertigungseinrichtungen f ür die Produktion von Schaltkreisen werden heute in der DDR gefertigt (Automatischer Drahtbonder für Ultra¬ schall ADB-40) Bild 4 Hier wird ein für den Einsatz in Metallurgie¬ betrieben vorgesehener Industrieroboter ge¬ prüft , dessen Arbeits¬ programme über Mikrorechner gesteuert werden 15 Bild 5 Einen vollelektronischen Quarzwecker mit digitaler Anzeige produzier! der VEB Kombinat Mikroelektronik Erfurt in seinem umfangreichen Konsum- giiter Programm elektronik. Rundfunkempfänger benötigen heute nur wenige Watt Leistung beim Netzbetrieb. Quarzarmbanduhren und Taschenrechner haben einen Verbrauch, der im Bereich von einigen Mikrowatt liegt. Ein nicht unbedeutender Aspekt der Mikroelektronik ist der, daß viele heute angestrebte Lösungen sich ohne diese gar nicht realisieren ließen. Das hängt nicht nur mit dem technischen Aufwand zusammen, sondern auch mit den Fragen der Zuverlässigkeit. Eine Elektronenröhre hatte eine solche Ausfallrate, daß ein mittlerer Rechner der heutigen Zeit gar nicht funk¬ tionieren würde, wenn er mit Elektronenröhren bestückt wäre. Die Zu¬ verlässigkeit mikroelektronischer Schaltkreise ist dagegen so hoch, daß eine mittlere störungsfreie Betriebszeit von vielen Jahren erreicht wird. Mit den genannten Vorzügen ist die Mikroelektronik eine Schlüssel¬ technologie für den weiteren Leistungsanstieg unserer sozialistischen Volks¬ wirtschaft. Zudem bereichert die Mikroelektronik in vielfältiger Weise das Leben unserer Menschen. Und wenn man bedenkt, daß bis heute in der Welt erst etwa 5% des möglichen Anwendungsspektrums der Mikroelektronik genutzt werden, so stellt die vom X. Parteitag der SED beschlossene um¬ fassende Entwicklung, Produktion und Anwendung der Mikroelektronik eine hohe Zielsetzung für die Arbeiterklasse der D DR dar, die sie unter der klugen Führung der Sozialistischen Einheitspartei Deutschlands mit hohen Leistungen und Schöpfertum realisieren wird. 16 Leipziger Frühjahrsmesse 1981 demonstrierte Leistungsanstieg der Volkswirtschaft der Deutschen Demokratischen Republik Das in Leipzig vorgestellte Messeangebot von 4200 Kombinaten und Be¬ trieben der DDR, das im Jahr des X. Parteitags der SED von besonderer Attraktivität war, verkörperte erneut die Leistungsfähigkeit der Volkswirt¬ schaft der DDR. In den Technikbranchen widerspiegelte es die Ergebnisse bei der Anwendung der Mikroelektronik und elektronischer Steuerungen, der Robotertechnik sowie der modernen Rechentechnik. Hochproduk¬ tive Technologien in der Metallverarbeitung, Energieeinsatz mit höchster Effektivität, entscheidende Verbesserung des Masse-Leistungs-Verhältnisses, rationelle Produktionsmittel zur Modernisierung der Industrie und Land¬ wirtschaft sowie des Wohnungsbaus wurden vorgestellt. Das Messeangebot der RGW-Länder verdeutlichte zur Leipziger Früh¬ jahrsmesse die Resultate einer langfristigen und planmäßigen Spezialisierung und Kooperation. Die Aufmerksamkeit an den Ständen der RGW-Länder wurde durch Exponate angezogen, die in sozialistischer Gemeinschaftsarbeit entstanden. Die erste sowjetische Auslandsmessebeteiligung nach dem XXVI. Parteitag der KPdSU veranschaulichte mit über 8000 Exponaten, vor allem aus der Kernenergetik und der Schweißtechnik, die großartigen Er¬ folge des Landes Lenins. Der traditionelle Messerundgang unserer Partei- und Staatsführung be¬ gann in diesem Jahr im Industriebereich Elektrotechnik/Elektronik, wo sie Minister Otfried Sieger herzlich willkommen hieß und erklärte, daß sich die Werktätigen der 17 Kombinate dieses Bereiches ihrer Verantwortung für die Realisierung der von der Partei ausgearbeiteten Wirtschaftsstrategie voll bewußt sind und mit höchsten Leistungen in Forschung und Produktion dazu beitragen, die geplanten gesamtvolkswirtschaftlichen Zuwachsraten gewissenhaft zu erfüllen. Besucht wurden die Kombinate ROBOTRON, Carl Zeiss Jena und Mikroelektronik Erfurt, die für die Weiterentwicklung und die Anwendung der Mikroelektronik große Bedeutung haben. Bauelemente der Elektronik Der VEB Kombinat Mikroelektronik umfaßt 22 Betriebe und Einrichtungen mit insgesamt 52000 Beschäftigten. Die 18 Produktionsbetriebe haben 1980 2 Schubert, Eljabu 82 17 Bild I Von den Fortschritten bei der Anwendung der Mikroelektronik berichtete am Stand des VEB Kombinat ROBOTRON der Generaldirektor Prof. Dr. Wolfgang Sieber (rechts) den Mitgliedern der Partei- und Staatsfiih- rung mit Erich Honecker, Willi Stoph und Horst Sindermann an der Spitze während des traditionellen Messerundganges Foto: ADN-ZB/Mittelstädt ein Produktionsvolumen von über 2,9 Milliarden Mark industrieller Waren¬ produktion. Zum Kombinat gehören weiterhin ein Zentrum für Forschung und Technologie mit dem Charakter eines wissenschaftlichen Industrie¬ betriebes, ein Projektierungsbetrieb, ein Außenhandelsbetrieb zur Wahr¬ nehmung der Export- und Importaufgaben des Kombinates sowie der VEB Applikationszentnim Elektronik. Mit einem Hoch- und Fachschulkader¬ potential, das fast ein Viertel der Gesamtbeschäftigten ausmacht, wird ein wesentlicher Beitrag zur beschleunigten Entwicklung, Produktion und An¬ wendung der Mikroelektronik in der Volkswirtschaft geleistet. Die Hauptaufgabe des Kombinats besteht darin, die Anwender derM ikro- elektronik zuverlässig mit Erzeugnissen der Halbleitertechnik/Mikroelek¬ tronik, vor allem mit unipolaren Festkörperschaltkreisen undBauelementen, der Optoelektronik sowie mit Transistoren und Dioden zu versorgen. Das erfolgt vorwiegend aus der Eigenproduktion des Kombinats, jedoch auch durch Importe aus den Ländern des sozialistischen Wirtschaftsgebiets. Die Betriebe des Kombinats produzieren nicht nur Bauelemente, technische Spezialausrüstungen und Sondererzeugnisse, sondern in wachsendem Um¬ fang auch Konsumgüter. Um seiner Aufgabe, der beschleunigten Entwicklung, Produktion und Anwendung mikroelektronischer Bauelemente in allen Bereichen der Volks- Wirtschaft, gerecht zu werden, arbeitet das Kombinat eng mit den An¬ wendern seiner Erzeugnisse wie den VEB Kombinat ROBOT RON, Carl Zeiss Jena, Rundfunk und Fernsehen, Nachrichtenelektronik, Automatisierungs¬ anlagenbau und Elektro-Apparate-Werke sowie weiteren Kombinaten und Einrichtungen zusammen. Das Kombinat unterhält zudem enge Beziehun¬ gen zu Hochschulen, Universitäten und Institutionen. Das aktuelle Warensortiment des VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) umfaßt 196 Erzeugnisse, davon etwa 20 Neu- und 15 Weiterentwicklungen. Zu den neuen bzw. weiterentwickelten Erzeugnissen gehören u.a.: Schaltkreis/! 255 D - Horizontalkombination für Ablenkschaltungen mit Transistor- bzw. Thyristorendstufen in Fernseh- und Bildschirmgeräten. Schaltkreis B 260 D - Ansteuerschaltkreis für geregelte Sperr- bzw. Durchflußwandler in Schaltnetzteilen. Schaltkreis A 277 D - Schaltkreis zur wahlweisen linearen Ansteuerung von 12 Lichtemitterdioden in Punkt- oder Bandbetrieb je nach LED-Be- schaltung. Schaltkreis A 283 D - Einchip-AM/FM-Empfängerschaltkreis mit NF- Leistungsverstärker (300 mW) für Taschenempfänger. Schaltkreis B 318 D - Geregelter Mikrofonverstärker für Sprechkapseln mit piezoelektrischem Wandler. Schaltkreis B 461 G/B 462 G - Hall-Tasten-Schaltkreis mit Freigabe¬ eingang und offenem Kollektorausgang für kontaktloses Schalten. Schaltkreis C 520 D - 3-Digit-Analog/Digital-Wandler nach dem Dual- Slope-Verfahren für 3stellige digitale Anzeigegeräte. Schaltkreis D 394 D - Ansteuerschaltkreis von Leistungsendstufen für gechopperte Schrittmotoren und Magnete bei symmetrischem oder asym¬ metrischem Betrieb. Die Standardreihe der TTL-Schaltkreise im DIL-Plastgehäuse wurde er¬ weitert durch die Typen D 104 D (61 nverter mit je 1 Eingang) und D 108 D (4 AND-Gatter mit 2 Eingängen). Mehrere Miniplast-Transistoren gibt es jetzt in hybridgerechter Bauweise für den Einbau in Dick- und in Dünnschicht-Schaltungen (SCE 237/239, SFE 235, SFE245, SSE 216, SSE 219). Für Schaltnetzteile von Farbfernsehgeräten und industrielle An¬ wendungen ist der Silizium-npn-Leistungsschalttransistor SU 167 geeignet. Der VEB Funkwerk Erfurt produziert für die Volkswirtschaft vor allem höherintegrierte MOS-Schaltkreise. Mit dem Mikroprozessorsystem der II. Leistungsklasse der DDR, dem System U 880 D, setzt der VEB Funkwerk Erfurt einen Grundstein zur Erreichung neuer wissenschaftlich-technischer Lösungen in der Automatisierungstechnik, der Informationsverarbeitungs¬ technik bis hin zur Konsumgüterelektronik ein. Hochintegrierte Schalt¬ kreise sind in n-Kanal-Silizium-Gate-Technologie gefertigt. Das System U 880 D bildet mit den ebenfalls vom VEB Funkwerk Erfurt gefertigten Speicherschaltkreisen die Basis für den Aufbau von Mikrocomputersystemen, die über eine große Anwendungsbreite verfügen. Innerhalb des Sortiments mikroelektronischer Bauelemente nehmen die 19 Uhrenschaltkreise eine besondere Stellung ein. Das Fertigungsprogramm an Uhrenschaltkreisen umfaßt die Schaltkreise U 114 D - Schaltkreis für analoganzeigende batteriebetriebene Quarz¬ uhren wie Quarzwecker und Wohnraumuhren, U 117 F - Schaltkreis für analoganzeigende Damenarmbanduhren, U 118 F - Schaltkreis für analoganzeigende Herrenarmbanduhren. Der VEB Werk für Fernsehelektronik Berlin im VEB Kombinat Mikro¬ elektronik produziert vor allem optoelektronische Bauelemente. Neu sind die Lichtemitteranzeigen VQE 21 ... VQE 24 und der optoelektronische Kopp- Bild 2 Grünleuchtend sind die Lichtschacht-Anzeige¬ bauelemente VQE 231 VQE 24 ( VEB Werk für Fernsehelektronik Berlin) Bild 3 Der Labordrahtbonder LDB 70 verbindet mit Drahtbrücken die Chip- Kontaktflächen mit den Bauelement-Außen¬ anschlüssen ( VEB Zen¬ trum für Forschung und Technologie Mikro¬ elektronik Dresden) 20 ler MB 111. Die Anzeigebausteine sind 2stellige grünleuchtende Licht¬ schachtbauelemente mit Diodenchips auf GaP-Basis. Die Ziffernhöhe be¬ trägt 12,7 mm. Dargestellt werden die Ziffern 0 bis 9 mit Dezimalpunkt. Die Typen VQE21 und VQE 22 zeigen statt der 1. Stelle die Zeichen +, —, / und Dezimalpunkt. Der optoelektronische Koppler besteht aus einer IR-Emitterdiode als Sender und einer Si-Fotodiode mit nachfolgender integrierter Verstärkerschaltung als Empfänger. Der TTL-kompatible Koppler bewirkt die galvanische Trennung von Stromkreisen mit hohen Potentialdifferenzen und stellt einen hybriden Logikschaltkreis dar. Als Lieferer der fertigungstechnischen Basis einer industriellen Halbleiter¬ bauelementeproduktion nimmt der VEB Zentrum für Forschung und Techno¬ logie Mikroelektronik Dresden eine Schlüsselposition im Kombinat ein, die durch rasche Verwirklichung des wissenschaftlich-technischen Fortschritts mehr und mehr an Bedeutung gewinnt. Zu den technologischen Ausrüstun¬ gen der Mikroelektronik des VEB ZFTM gehören - Fertigungseinrichtungen für fotolithografische Prozesse, - Bondausrüstungen für Ultraschall- und Thermokompression, - Ausrüstungen für die Meßtechnik, z.B. automatische Vielfachsonden¬ tasten, - Ausrüstungen für die Schichtherstellung (Katodenzerstäubung) und chemische Dampfphasenabscheidung. Im VEB Kombinat Mikroelektronik sind auch größere Fertigungskapazi¬ täten für hochwertige Konsumgüter integriert. Das ist einmal die Produktion Bild 4 Der pultförmige Kleinrechner MR 4110 mit Quarzuhr, Wecker, Stoppuhr und Kalender (VEB Röhrenwerk Mühlhausen) 21 von Uhren aller Art, wobei zur Leipziger Messe neue Modelle von Quarz¬ herren- und -damenarmbanduhren mit Flüssigkristallanzeige vorgestellt wurden, ebenso neue Modelle mit analoger Anzeige. Neben einem Quarz¬ wecker gibt es nun auch Wohnraum-Quarzuhren mit Flüssigkristall¬ anzeige. Als neues Modell der Taschenrechner stellte der Kombinatsbetrieb VEB Röhrenwerk Mühlhausen den pultförmigen Kleinrechner MR 4110 im Querformat vor. Neben einem einfachen Rechnerteil mit Speicher enthält er eine Quarzuhr, die sich auch als Stoppuhr und als Wecker benutzen läßt, und einen Kalender. Die Anzeige (achtstellig, 12 Stunden) erfolgt mit einem Flüssigkristalltableau. Die Stromversorgung arbeitet problemlos mit R6- Elementen, der Leistungsverbrauch ist 60 pW. Als hochwertiges Trainings¬ gerät befindet sich im VEB Funkwerk Erfurt ein Schachcomputer in der Erprobung, der auf dem Mikrorechnersystem U 880 D basiert und der auf 10 Schwierigkeitsstufen (Spielstärken) einstellbar ist. Rundfunk und Fernsehen Das Messehaus Handelshof ist nunmehr schon traditionelles Ausstellungs¬ domizil der Konsumgüterelektronik der DDR zu Leipziger Messen. Der VEB Kombinat Rundfunk und Fernsehen sowie die Partner der produktions- mittelherstellenden und bezirksgeleiteten Industrie demonstrierten in diesem Frühjahr unmittelbar vor dem X. Parteitag der SED ein umfangreiches Produktions-und Angebotsprofil indenHaupterzeugnislinienFernsehtechnik, Hörrundfunkempfangstechnik einschließlich Kompaktanlagen und Anstell¬ einheiten, Kassettenbandtechnik, Radiorekorder und Reiseempfänger, Lautsprecherboxen, Antennen- und Antennenverstärkertechnik. Für die vom Kombinatsstammbetrieb VEB Fernsehgerätewerke Friedrich Engels Staßfurt verfolgte Linie auf dem Gebiet der Farbfernsehempfangs- technik gilt prinzipiell die konsequente Fortsetzung der PIL-Technik. Nach dem im Herbst 1980 gezeigten Colorlux 3010 mit Infrarot-Fernbedienung folgen dieser Kategorie nun zu dieser Messe zwei neue Typen nach einer ebenfalls neuen Grundkonzeption: Colorlux 4010 und 4011 in Ein- und Mehrsystem-Ausführung mit Infrarot-Fernbedienung und 7-Segment-Pro- grammanzeige. Es handelt sich um die dritte Grundkonzeption, die, auf dem Einsatz neuer IS aufbauend, eine optimale Gestaltung des verwendeten Modulsystems gestattet und bei der ein neues schwenkbares Vertikalchassis zum Einsatz gekommen ist. Neben diesen Neuentwicklungen stehen dann ebenfalls in PIL-Technik Colortron und Colorett aus der Chromat IC hroma- ///x-Gerätefamilie mit 6- bzw. 8teiligem Programmspeicher, Kurzhub- bzw. Normaltastenbestückung sowie 67- bzw. 56-cm-Bild. Dazu kommen mehrere Chromat/Chromalux-Varianten und eine Anzahl Schwarz/Weiß-Empfänger auf der Basis vereinheitlichter Baugruppen. Hier sind auch die unterschied¬ lichen TV-Portables des VEB ROBOTRON-Elektronik Radebergzu nennen. Der Sortimentsteil HiFi-Stereoempfänger und -anlagen verzeichnet in diesem Frühjahr zwei weitere interessante Neuheiten: den Stereo-Heimsuper 22 Bild 5 Mit dem Farbfernsehempfänger Colorlux 4010 setzt der VEB Fernseh¬ gerätewerk Friedrich Engels Staßfurt seine neue Entwicklungslinie fort Akkord SR 1500 (VEB Stern-Radio Sonneberg) mit 2 x 13 VA Ausgangs¬ leistung und das Stereo-Steuergerät RS 5001 (VEB ROBOTRON Biiro- maschinenwerk Sömmerda) mit 2 x 25 VA Ausgangsleistung. Mit dem AkkordSR 1500 beginnt eine neue Gerätefamilie des VEB Stern-Radio Sonneberg, die auf einem einheitlichen Modulsystem mit Steck¬ verbindern basiert. Das Gerät ist u.a. mit 8 integrierten Schaltkreisen be¬ stückt und enthält 4 Module (AM-HF-ZF, FM-ZF, NF-Vorverstärker, NF-Endverstärker). Der konventionelle Zeiger ist durch einen LED-Zeiger ersetzt, der gleichzeitig die Wellenbereichsumschaltung signalisiert (rot: UKW, grün: AM-Bereiche). Auch die Feldstärkeanzeige wird durch eine LED-Kette angezeigt. Gegenüber vergleichbaren Geräten wurden die Para¬ meter wie Großsignalfestigkeit, Trennschärfe und Wiedergabegüte wesent¬ lich verbessert. Vorteilhaft sind solche Besonderheiten wie Sensor-AFC, MPX-Filter, Muting, Pilottonunterdrückung, Schaltgeräuschunterdrük- kung, 2.Stereokopfhörerbuchse und kurzschlußfeste Endstufe. Das Stereo-Steuergerät RS 5001 ist eine Neuentwicklung des VEB Kom¬ binat ROBOTRON , die sich unter Anwendung der neuesten Erzeugnisse der Mikroelektronik, durch einen hohen Bedienkomfort, hohe Gebrauchswerte und eine moderne Formgestaltung auszeichnet. RS 5001 enthält einen AM- und FM-Rundfunkteil und einen NF-Verstärker mit 2 x 25 W Sinuslei¬ stung. Es ist mit den Empfangsbereichen UKW, KW, MW undLW ausgestat¬ tet, die jeweils durch eine Leuchtdiode angezeigt werden. Die Senderwahl erfolgt durch Einknopfabstimmung mit Schwungradantrieb nach einer neu- 23 Bild 6 In Modulbauweise aufgebaut ist der Stereoheimempfänger Akkord SR 1500 (VEB Stern-Radio Sonneberg) artigen, mit 34 Leuchtdioden bestückten Skale. Als Feldstärkeanzeige für AM und FM ist eine aus sieben Leuchtdioden bestehende Leuchtzeile vor¬ handen. Übereinen mit Spindelreglern und Tastenschaltern ausgestatteten Senderspeicher sind die Programmierung und der Abruf von sieben UKW- Stationen möglich. Den UKW-Empfangsteil charakterisieren neben hoher Eingangsempfind¬ lichkeit, geringem Begrenzereinsatz, Großsignalfestigkeit und hoher Trenn¬ schärfe sehr gute Empfangseigenschaften, die durch den Einsatz eines selbst¬ regelnden 4fach-Kapazitätsdioden abgestimmten UKW-Tuners mit Dual- Gate-Feldeffekttransistoren in Eingangs- und Mischstufe sowie eines hoch¬ selektiven Piezofilters erreicht werdep. Die optimale Abstimmung des jeweils gewählten UKW-Senders erfolgt automatisch durch eine abschaltbare Computer-AFC. Während der Betäti¬ gung des Senderwahlknopfs oder der Programmtasten schaltet sich die Bild 7 Als Spitzengeräte mit modernster Schaltungstechnik präsentiert sich das neue HiFi-Stereo-Steuergerät RS 5001 (VEB ROBOTRON-Biiro- maschinenwerk Sömmerda) Computer-AFC selbsttätig ab. Zur Rauschunterdrückung zwischen den Sendern ist eine feldstärke- und verstimmungsabhängige automatische Rauschsperre enthalten, die mit der «Muting-Taste» abgeschaltet werden kann. Eine feldstärkeabhängige Mono-Stereo-Umschaltautomatik gewähr¬ leistet die automatische Umschaltung auf empfangswürdige Stereosendun¬ gen. Mit der Monotaste läßt sich diese Automatik außer Betrieb setzen. Der integrierte PLL-Stereodekoder ist mit einem 114-kHz-Filter und in jedem Kanalausgang mit einer 19-kFIz-Sperre versehen. Der 2fach-C-Dioden abgestimmte AM-Empfangsteil verfügt durch den integrierten Schaltkreis A 244 D und ein AM-Kompakt-Piezofilter über hohe Empfindlichkeiten, sehr gutes Regelverhalten und hohe Trennschärfe. Zur Verminderung von Pfeifstörungen beim KW-Empfang ist eine aktive 5-kHz-Sperre enthalten. Die NF-Verstärker geben an 4 Q eine Ausgangsleistung von 2 x 25 W (Sinus) bei einem Übertragungsbereich von S 20 Hz ... 20 kHz und einem Klirrfaktor von g 0,5% ab. Sie enthalten einen elektrolytkonden¬ satorlosen Ausgang und verfügen über Endstufenschutzschaltungen sowie eine Lautsprecherschutzschaltung. Für den Anschluß von Stereokopfhörern sind an der Frontplatte zwei Buchsen vorgesehen, die wahlweise den gleichzeitigen Betrieb der Kopf¬ hörer und der Lautsprecherboxen bzw. nur den Betrieb der Kopfhörer er¬ möglichen. Neben einem Plattenspieleranschluß an der Rückseite sind zwei TB-Buchsen vorhanden, von denen eine für Überpielzwecke an der Front¬ platte sitzt. In der Phono- und Kassettentechnik geben Entwicklungen des Initiativ¬ programms zu Ehren des X. Parteitages, wie etwa die Gerätefamilie der Phonoautomaten des VEB Phonotechnik Zittau, also PA 225, PA 227, MA 224 und Concert 2000 sowie die HiFi-Stereokassette SK 900 in Ver¬ bindung mit den bekannten Combo- und Türkis-Varianten die große Rich¬ tung. Radiorekorder und Reiseempfänger sind zu dieser Frühjahrsmesse mit so bekannten Typen wie R 4100 und Babett sowie den Autosupern A 200 und A 130 IS vertreten. Ein umfangreiches Angebot von Lautsprecherboxen für unterschiedlichste Kombinationen unterbreiteten VEB Statron Fürstenwalde sowie einige Fi¬ nalbetriebe des Kombinats. Die Offerte reicht von Einwegboxen mit hoch¬ wertigen Breitbandlautsprechern über Mittelklasse-Zweiwegboxen bis zu HiFi-Boxen. Typische Vertreter sind der B9351 mit Hochtonkallotten- lautsprecher und der B 9261 in Soft-line-Ausführung mit 50 W Nennbelast¬ barkeit. 4 Q Impedanz und einem Frequenzgang von 50 Hz ... 18000 Hz. Wie stets bilden Antennen und Empfangszubehör einen Schwerpunkt im RFT-Messesortiment. Als Leitbetrieb zeigte der VEB Antennenwerke Bad Blankenburg sein Universalverstärkersystem in geschirmter Technik, das zu dieser Frühjahrsmesse wiederum um einige Teile erweitert wurde. Das Antennen- und Verstärkersortiment ist vielseitig und entspricht den An¬ forderungen territorial unterschiedlichster Empfangsverhältnisse. Hoch¬ antennen für VHF und UHF sowie Autoantennen unterschiedlichster Bau- 25 Bild 8 Der orthodyHämische Stereokopfhörer HOK 80 bringt eine ausgezeichnete Wiedergabe (VEB Kera¬ mische Werke Her ms- dorf) art, u.a. mit Kurzteleskop und eingebautem Verstärker, standen dabei im Vordergrund. Ergänzt wurde schließlich dieser Sortimentsteil durch Ver¬ stärkeranlagen und Spezialzubehör für Gemeinschafts- und Großgemein- schafts-Antennenanlagen des VEB Elektronische Geräte Burgstädt. Zu erwähnen sind noch die Neuentwicklungen Transverter T6-12 (VEB Elektrotechnik Eisenach) und Stereokopfhörer HOK 80 (VEB Keramische Werke Hermsdorf). Der Transverter dient zum Anschluß von Autoempfän¬ gern oder Autokassettenrekordem mit 12 V Betriebsspannung an ein 6-V- Bordnetz. Mit dem Transverter wird die Bordspannung auf 12 V übersetzt und durch die Stabilisierung eine weitgehende Unabhängigkeit von Schwan¬ kungen des Bordnetzes erreicht. Eine Einschaltautomatik bewirkt, daß der Transverter nur bei eingeschaltetem 12-V-Gerät in Betrieb gesetzt wird. Der neue orthodynamische Kopfhörer ist ein Erzeugnis, das neue Dimen¬ sionen des Stereohörens eröffnet. Das orthodynamische Prinzip garantiert neben einem ausgeglichenen Schalldruckverlauf kleinsten Klirrfaktor und große Überlastungssicherheit. Es ist damit bereits vom Prinzip her den all¬ gemein üblichen dynamischen Tauchspulsystemen überlegen. Der HOK 80 kann an handelsüblicheVerstärker.Plattenspieler, Magnetband-, Rundfunk- und Fernsehgeräte angeschlossen werden. Bei Anschluß über die Lautspre¬ cherbuchsen eines Geräts ist infolge der hohen Nennbelastbarkeit eine Schutzschaltung wie bei dynamischen Kopfhörern nicht erforderlich. 26 Nachrichtentechnik Der VEB Kombinat Nachrichtenelektronik als Repräsentant der nachrich¬ tentechnischen Industrie der DDR gab vielfältige Beispiele moderner sowie komplexer Kommunikation mit RFT-Nachrichtenelektronik. Sie berück¬ sichtigten ebenso die Belange der Post- und Fernmeldeverwaltungen wie die nachrichtentechnischen Erfordernisse von Wirtschaft und Industrie, Ver¬ kehrswesen und kommunalen Einrichtungen. Grundlage der anwender¬ orientierten Problemlösungen, die auch diesmal für die Leistungsdarstellung des Kombinats gewählt wurden, bilden die in den vergangenen fünf Jahren neuentwickelten und konstruktiv weiterentwickelten bzw. in die Produktion übergeleiteten elektronischen Nachrichtenmittel und Nachrichtensysteme. Das sind rund 80% aller Messe-Exponate. Die ausgestellten Geräte, Anlagen und Systeme dokumentierten den vor allem durch eine breite Mikroelek¬ tronikanwendung erreichten wissenschaftlich-technischen Fortschritt im Industriezweig. Die elektronische Ortsvermittlungszentrale OZ 1000 repräsentierte auf dem Gebiet der Fernsprechvermittlungstechnik eine neue Systemfamilie von Vermittlungsanlagen, deren konstruktive Grundlage das Einheitliche Nach¬ richtensystem für analoge und digitale Vermittlung ENSAD bildet. ENSAD - eine Systemlösung der dritten Generation der Vermittlungstechnik - ist Bild 9 Die elektronische Ortsvermittlung OZ 1000 arbeitet mit einer Mikro¬ prozessorsteuerung (VEB Fernmeldewerk Arnstadt) 27 bisher bedeutendstes Ergebnis wissenschaftlich-technischer Zusammenarbeit der UdSSR und der DDR auf nachrichtentechnischem Gebiet. Die m Leipzig erstmals gezeigte OZ 1000 stellt innerhalb der ENSAD- Systemfamilie eine autonome, mikroprozessorgesteuerte Ortsvermittlungs¬ zentrale dar. Sie ist für den Einsatz als End- oder Teilvermittlungsstelle vor¬ gesehen und gestattet die Anschaltung von 256 bis 1024 Teilnehmeran¬ schlüssen. Ihre Rechnersteuerung wird durch das Mikrorechnersystem K1520 des VEB Kombinat ROBOTRON realisiert, die vermittlungs¬ technische Peripherie aus Geräten und dem Gefäßsystem der Ortsvermitt¬ lungszentrale OZ 4000 verwirklicht. Die Demonstration der OZ 1000 er¬ folgte in Verbindung mit o/p//a-Fernsprech-Tischapparaten in Tastaturaus¬ führung, die im Rahmen der Fernsprech-Endgerätefamilie alpha zur Ver¬ fügung stehen. Im Mittelpunkt des Ausstellungskomplexes Funkkommunikation stand das neue 1-kW-Kurzwellen-Sendesystem KSS 1300. Seine Gerätekonzep¬ tion ermöglicht eine hohe Flexibilität in der Anlagengestaltung. Das System KSS 1300 besteht aus dem Kurzwellensendegerät KSG 1300, dessen hohe Betriebssicherheit durch Volltransistorisierung und Baugruppenredundanz gewährleistet wird, und den beiden vom Sendegerät abgesetzten Tisch¬ geräten SenderbediengerätÄ'ßS 1300 und ModulationsbediengerätFMß 02. Beide Geräte können mit einem Empfänger zu einem Funkerarbeitsplatz komplettiert werden, was auf der Messe am Beispiel des Einseitenband- Kurzwellenempfängers EKD 315 demonstriert wurde. Einbezogen in diese Problemlösung sind elektronische Fernschreiber der Gerätefamilie F 1000 Bild 10 Der FImkerarbeitsplatz enthält links das Senderbediengerät KBS 1300, darüber das Fernmodulationsbediengerät FMB 02, in der Mitte den KW- Empfänger EKD 300 mit Zusatz EZ 100, und rechts den elektronischen Fernschreiber F 1000 ( VEB Funkwerk Köpenick) 28 für die Abwicklung des Funkfernschreibbetriebes. Weitere Systemteile sind das Antennenanpaßgerät KTA 1300 , die direkt mit dem Sendegerät ver¬ bundene steilstrahlende Breitband-Dipolantenne KAD 1300 (für Funkver¬ bindungen im Nahbereich) und die flachstrahlende Vertikalreusenantenne KAR 1300 (für Weitverkehrsverbindungen). Ausgestellt wurde ferner eine Wechselsprechanlage für rauhe Betriebs¬ bedingungen, in deren Rahmen eine neue Nebensprechstelle in explosions¬ geschützter Ausführung WLXI K 1 angeboten wird. 80% der Exponate bzw. Exponatengruppen, die der VEB Kombinat Nachrichtenelektronik ausstellte, wurden in den vergangenen fünf Jahren von der nachrichtentechnischen Industrie der DDR neuentwickelt oder konstruktiv weiterentwickelt. Sie widerspiegeln den seit dem IX. Parteitag der SED im Industriezweig erreichten wissenschaftlich-technischen Fort¬ schritt, dessen wichtigste Grundlage der forcierte Einsatz der Mikroelek¬ tronik bildete. Die breite Anwendung z. B. hochintegrierter Schaltkreise der Mikroelektronik, der Flybridtechnik, von Flalbleiterspeichern sowie von nachrichtentechnischen Spezialschaltkreisen in MOS-Technologie ermög¬ lichte es, die nachrichtentechnischen Erzeugnisse kleiner, zuverlässiger, leistungsfähiger und vor allem auch energiesparender auszuführen. Gleich¬ zeitig gestattete die Mikroelektronik neue Funktionsprinzipien, die öko¬ nomische Realisierung neuer Kommunikationsmöglichkeiten und nicht zuletzt in Verbindung mit anderen modernen Technologien umfassende Rationalisierungsmaßnahmen in vielen Bereichen nachrichtentechnischer Produktion. Vor allem aber beschleunigte die verstärkte Mikroelektronik¬ anwendung den Generationswechsel in der Nachrichtentechnik. Datenverarbeitung Der VEB Kombinat ROBOTRON ist der Entwickler und Produzent von modernen Geräten und Anlagen der Rechentechnik und Meßelektronik.Da¬ bei wird das Niveau der Erzeugnisse durch den Einsatz leistungsfähiger Mikrorechner bestimmt. Die erfolgreiche Außenhandelstätigkeit mit über 60 Ländern, das Wissen und Können der Mitarbeiter sowie die langfristigen Abkommen zum gegenseitigen Warenaustausch mit der UdSSR und den anderen sozialistischen Ländern gehören zu den wertbestimmenden Fak¬ toren, die den VEB Kombinat ROBOTRON als leistungsfähigen und zuver¬ lässigen Partner kennzeichnen. Im Ergebnis einer zielgerichteten Entwick¬ lung und einer ständig steigenden Produktion erhöhte sich der Export in das sozialistische Wirtschaftsgebiet in den letzten 10 Jahren um das 5fache; alle 12 Stunden wird vom VEB Kombinat ROBOTRON eine elektronische Rechenanlage an einen Anwender des In- oder Auslandes übergeben. An¬ erkennung für die Leistungen ist eine Vielzahl von Auszeichnungen, nicht zuletzt mit der begehrten Goldmedaille des Leipziger Messeamtes für die Mikrorechner robotron K 1520 und robotron K 1600 sowie für die elek¬ tronische Schreibmaschine S 6001. 29 Bild 11 Das elektronische Datenverarbeitungssystem EC 1055/1055 M er¬ schließt mit seinem modernen Systemkonzept erweiterte Einsatzmöglich¬ keiten ( VEB Kombinat ROBOTRON) Als eine Weiterentwicklung des seit 1979 in Serie produzierten EDV- Systems EC 1055 stellte ROBOTRON erstmals die EC 1055 M aus. Sie gehört zur mittleren Leistungsklasse und ist Bestandteil des Einheitlichen Systems der Elektronischen Rechentechnik - ESER - der sozialistischen Länder. Die Weiterentwicklung bezieht sich neben der Reduzierung des Volumens durch hochintegrierte Schaltkreise auch auf eine Senkung des Energieverbrauchs um etwa 50% gegenüber dem vielfach bewährten EDV- System EC 1040. Die Ausstattung mit einem Matrixmodell gestattet die 10- bis 50mal schnellere Ausführung von Gleitkommaoperationen, und die neue Bedieneinheit, wahlweise ausgestattet mit zwei Bildschirmen und einem Seriendrucker, sichert eine komfortable System- und Wartungsbedienung. Technische Grundlage für Einzelgeräte und Anwendungskomplexe bilden robotron- Mikrorechner, die entsprechend der Systemarchitektur integrierter Bestandteil der einzelnen Arbeitsplätze sind. Sie steuern und überwachen unter Kontrolle des Betriebssystems die Bildschirmarbeitsplätze und die an¬ geschlossenen Speicher-, Ein- und Ausgabeeinheiten. Der 8-bit-Mikrorech- ner robotron K 1520 ist für eine adressierbare Kapazität von maximal 64 K Byte ausgelegt. Mit dem 16-Bit-Mikrorechner robotron K 1600 stehen je nach Ausbaustufe 32 K Worte bis 128 K Worte Speicherkapazität zur Ver¬ fügung. Der neue Mikrorechner K 1630 ersetzt mit einer Leistung von mehr als 100000 Operationen/s etwa eine herkömmliche mittlere Anlage der elektro- 30 nischen Datenverarbeitung. Für solche Anlagen mußte man noch vor weni¬ gen Jahren ein ganzes Gebäude errichten, der K 1630 dagegen ist bequem in einem Büroraum unterzubringen. Ein weiterer Vorzug für den Anwender: Bis zu 60% beträgt die Energieeinsparung. Der Hersteller kann 30 bis 50% der bisher benötigten Arbeitszeit sowie, je nach Art, 30 bis 70% Material einsparen. Als ZentraleVerarbeitungseinheit dieser Rechner dient ein Mikro¬ prozessorsystem des Kombinats Mikroelektronik, das gemeinsam mit Part¬ nern in der Sowjetunion entwickelt wurde. Wie ROBOTRON unter Einsatz von Mikrorechnern seine eigenen Mon¬ tageprozesse automatisiert, demonstriert der zentrale Rationalisierungs¬ betrieb Weimar des Kombinats mit einem freiprogrammierbaren Roboter. Bis zum X. Parteitag waren zehn solcher Roboter bereits im Einsatz, ins¬ gesamt sollen in diesem Jahr 40 installiert werden. Jeder dieser Roboter ersetzt 2,5 Arbeitskräfte. Die Leipziger Frühjahrsmesse 1981 brachte beachtliche Erfolge für die DDR-Industriebetriebe, die trotz der veränderten außenwirtschaftlichen Bedingungen den Außenhandel verstärken konnten. Die stabile Grundlage dafür ist der Außenhandel mit den sozialistischen Ländern, vor allem mit dem für die DDR bedeutsamsten Handelspartner UdSSR. Hauptanteil Bild 12 Das Platzreseroierungsterminal K 8927 dient sämtlichen Resercierungs- aufgaben in Verkehr, Tourismus, Gastronomie und Hotelwesen (VEB Kombinat ROBOTRON) 31 haben an dieser positiven Entwicklung die leistungsstarken DDR-Kombi- nate mit ihren Außenhandelsbetrieben, denen es eine weitsichtige Wirt- schaftspolitikder Partei- und Staatsführung ermöglicht, ihrePotenzen immer stärker zu entfalten. Obering. Karl-Heinz Schubert Auflösung des Preisrätsels 1981 Das richtige Lösungswort lautet: BASISPLATTE Und das sind die Gewinner: 1. Preis (1 Transistorempfänger und für 30,- M Bücher aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik) Volker Franke, 4020 Halle, Cranachstr. 11 t 2. Preis (Bücher für 75,- M aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik) Wolfgang Schlegel, 1543 Dallgow, Eisbruch 1 3. Preis (Bücher für 50,- M aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik) Rolf Lachmann, 9150 Stollberg, Wiesenstr.22 4. bis 10. Preis (je Preisträger Bücher für 25,- M aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik) Frank Maschkowitz, 1193 Berlin, Kiefholzstr. 8 G. Opitz, 6902 Jena, Rudolf-Breitscheid-Str. 52 Ingo Putze, 6232 Bad Salzungen, Postfach 22422/D Karlheinz Wagenbreth, 6500 Gera, Laasener Str. 3 Günther Panzer, 6521 Etzdorf, Nr. 19 Wolfgang Friebe, 2510 Rostock, Ernst-Thälmann-Str. 20 Wolfgang Hahn, 9800 Reichenbach, Am Friesenbach 5, Postfach 46-11 Die Preisverteilung erfolgt unter Ausschluß des Rechtsweges. Einsendeschluß für das Preisrätsel zum Elektronischen Jahrbuch 1982 ist der 31.Mai 1982 (Datum des Poststempels)! 32 Dipl.-Ing. Friedrich Schulze Elektronische Kampffiihrung in den Plänen der NATO Der stärkste imperialistische Militärpakt aller Zeiten, die NATO, hat für die 80er Jahre umfangreiche Maßnahmen der Kriegsvorbereitung beschlossen. Das Ziel ist es, die militärische Überlegenheit über den Sozialismus zu er¬ langen, um die Staaten des Warschauer vertrages von der Position derStärke aus politisch zuerpressen oder in einem Krieg letztlich vernichten zu können. Dem dient vor allem das im Mai 1978 auf der Washingtoner NATO-Rats- tagung verabschiedete und auf 15 Jahre berechnete Rüstungsprogramm. Das 1300 Rüstungsmaßnahmen umfassende NATO-Langzeitprogramm ist verhältnismäßig breit angelegt. Es reicht von der beschleunigten Einfüh¬ rung verbesserter Kernwaffeneinsatzmittel bis hin zur Entwicklung von Geräten zur elektronischen Kampfführung. In den NATO-Armeen wird seit einigen Jahren der elektronischen Kampf¬ fiihrung eine große Bedeutung beigemessen. Nach Auffassungen führender NATO-Militärspezialisten soll in einem modernen Krieg die Erringung und Aufrechterhaltung der Herrschaft im Äther ihrer Bedeutung nach dem Kampf um die Luftherrschaft im zweiten Weltkrieg gleichkommen. Nach ihren Vorstellungen kann dieser Krieg im Äther dabei solche Ausmaße an¬ nehmen, daß er in einigen Fällen den Charakter der Handlungen der krieg- führenden Seiten bestimmt. Das veranlaßte sie zu dem Gedanken, daß ein Krieg in Europa schon am ersten Tage verloren werden kann, wenn es ihnen nicht von vornherein gelingt, die funkelektronischen Mittel und Waffenleit¬ systeme der Gegenseite aufzuklären und im nachfolgenden Waffeneinsatz niederzuhalten. Worauf gründet sich eine derart hohe Wertschätzung, was ist eigentlich elektronische Kampfführungl Nach Meinung führender amerikanischer Militärexperten ist die elek¬ tronische Kampfführung das Ergebnis der allgemeinen Entwicklung der Militärtechnik. Die massenhafte Einführung von funkelektronischen Mit¬ teln im Militärwesen führte zu einer wesentlichen Erhöhung der Effektivität der Kampftechnik. So kann heute eine einzige Panzerabwehrlenkrakete, die von einem Laserstrahl ins Ziel geführt wird, einen Panzer vernichten. Die elektronischen Anlagen und ihre Komponenten sind heute integrierter Be¬ standteil moderner Führungs- und Waffenleitsysteme. Die weltweit wirkende Niederlage der USA im schmutzigen Krieg gegen 3 Schubert, Eljabu 82 33 die Demokratische Republik Vietnam hatte die NATO-Elektroniker gelehrt, daß auch die Elektronik in ihrer Gesamtheit ein ernst zu nehmender Faktor ist. Funkelektronische Maßnahmen stellen eine mächtige Waffe dar, die man aber beherrschen muß. Das war auch der Grund dafür, daß man innerhalb der NATO sehr bald zu der Erkenntnis kam: Es kann nur der siegen, der es versteht, wirksame Waffen und Methoden zur Niederhaltung gegnerischer Funkmittel anzuwenden, gleichzeitig aber in der Lage ist, den zuverlässigen Betrieb seiner eigenen Funkelektronik zu garantieren. Demnach umfaßt die elektronische Kampfführung derNATO-Streitkräfte vier Hauptgebiete: 1. die funkelektronische Aufklärung; 2. die funkelektronischen Unterstützungsmaßnahmen; 3. die elektronischen Gegenmaßnahmen; 4. die elektronischen Schutzmaßnahmen. Nach einer Mitteilung der den Kreisen des Pentagons nahestehenden Zeitschrift U. S. News & World Report müssen die amerikanischen Steuer¬ zahler für diese neue Kategorie der Kriegführung jährlich mehr als 2 Mil¬ liarden Dollar aufbringen, ln der westlichen Presse versucht man der Be¬ völkerung glaubhaft zu machen, daß diese hohen Kosten, die für die elek¬ tronische Kampfführung bereits im Frieden ausgegeben werden, im Fall eines Krieges durch die Verringerung der Anzahl eigener vernichteter Waf¬ fen und Kampfmittel wieder aufgewogen werden. Funkelektronische Aufklärung Nach wie vor wird in allen imperialistischen Armeen die funkelektronische Aufklärung als die Grundlage der elektronischen Kampfführung angesehen. Denn, um funkelektronische Mittel wirksam bekämpfen zu können, muß man ihre Arbeitsfrequenzen und die Koordinaten ihrer Standorte kennen. Dann kann man ihre Ausstrahlungen abhören und daraus wichtige Auf¬ klärungsangaben gewinnen. Fachleute der NATO unterteilen die funk¬ elektronische Aufklärung in zwei Bereiche: in die Fernmeldeaufklärung und in die elektronische Aufklärung. Das Ziel der Fernmeldeaufklärung besteht in der Überwachung und Aus¬ wertung des Fernmeldeverkehrs der Gegenseite. Sie soll die gegnerischen Funk-, Richtfunk- und Troposphärenfunkverbindungen im Äther suchen, die Funksprüche, Fernschreiben und Telefongespräche abhören und ihren Inhalt auswerten. Zur Aufgabe der elektronischen Aufklärung gehört es, alle erreichbaren Quellen elektromagnetischer Ausstrahlung zu messen. Hiermit sollen Daten über die Standorte und Betriebsparameter der funk¬ elektronischen Systeme sowie über die Organisationsprinzipien und Struk¬ turen der Führungs- und Waffenleitsysteme des Gegners beschafft werden. Die wichtigsten Objekte für die funkelektronische Aufklärung sind Systeme und Mittel für die Führung der Truppenteile der Landstreitkräfte, 34 der Raketentruppen, der Luftstreitkräfte und Luftverteidigung. Während ihres Gefechtseinsatzes wird elektromagnetische Energie ausgestrahlt, die eine große Anzahl von spezifisch hochwichtigen Informationen trägt (Ar¬ beitsablauf und Sendeart, Frequenzbereich, Rufzeichen, Leistung der funk¬ elektronischen Geräte, ihre Entfernung zur vorderen Linie der Truppen, ihre Dichte und Lage im Gelände, Modulationsarten, Charakter der zu übertragenden Informationen usw.). Durch Analyse solcher Angaben können nicht nur die Zugehörigkeit einzelner funkelektronischer Einrichtungen zu einer bestimmten Waffen¬ gattung, Kommandohöhe oder zu einem Waffensystem bestimmt werden, sondern auch der Zustand und der Bereitschaftsgrad der Truppenteile (oder Waffensysteme) und die Richtung der Konzentrierung ihrer Anstrengun¬ gen [1], Die funkelektronische Aufklärung wird in den NATO-Kreisen als eine passive Tätigkeit betrachtet, die in aller Stille, vom Gegner unbemerkt, verläuft. Kein Wunder, wenn sie darum schon in Friedenszeiten als Haupt¬ methode der strategischen antikommunistischen Erkundung angesehen wird. Innerhalb der NATO gibt man unumwunden zu, daß die USA bei ihrer elektronischen Spionage Jahr für Jahr « Myriaden» von Daten sammeln, um sie im Sinne ihrer Globalstrategie zu nutzen. Eine Heerschar von geübten Funkern überwacht Tag und Nacht den Äther und zeichnet alles auf, was aufklärungsdienstliches Interesse findet. Tausende von automatischen und halbautomatischen Anlagen erfassen jeden neuen oder nichtidentifizierten Sender. Spezialisten werten tonnenweise Papiere mit den Aufzeichnungen der Funkbeute aus und arbeiten daran, die Geheimkodes der sozialistischen Länder zu brechen. Damit versucht das Pentagon in Details der Streitkräfte der Länder des Warschauer Vertrages einzudringen sowie Angaben über ihr Verteidigungs- und ökonomisches Potential zu erfahren. Träger der funkelektronischen Aufklärung in Europa sind die Horch- und Peiltrupps der Bataillone der elektronischen Kampfführung aller NATO- Streitkräfte. Diese sind an der Staatsgrenze zur DDR und zur CSSR statio¬ niert und haben die Aufgabe, jede Veränderung der funkelektronischen Lage auf dem Territorium der sozialistischen Staaten sofort aufzuspüren. Was zur Mission der Bundeswehreinheiten für elektronische Kampfführung in Frie¬ denszeiten gehört, stand in der BRD-Zeitschrift Stern zu lesen: - «der Empfang von Funkmeßimpulsen, um daraus Schlüsse über den Ver¬ lauf des östlichen Radargürtels zu ziehen; - das Abhören und Dechiffrieren des Funkverkehrs zwischen militärischen Standorten und Fahrzeugen der anderen Seite, um Flugplätze und andere militärische Objekte zu lokalisieren sowie Truppenbewegungen zu orten; - das Feststellen östlicher Frequenzen, um diese im Ernstfall wirksam stören zu können.» Durch eine Analyse der gewonnenen «elektronischen Fingerabdrücke» wol¬ len die Elektroniker der NATO feststellen, welche Strahlungsquelle für wel¬ chen Zweck genutzt wird. 35 Auch die Pentagon-Generale lassen keine Chance ungenutzt, ihre seit 1956 existierenden Truppenteile des Armeesicherheitsdienstes zum Sammeln von Angaben über die elektronischen Objekte der sozialistischen Staaten einzubeziehen. Dazu mißbrauchen die USA auch jeden ihrer Militärstütz¬ punkte. Die funkelektronische Aufklärung wird auch mit fliegenden Aufklärungs¬ stationen vorgenommen. So soll das weit ins sozialistische Hinterland reichende fliegende Aufklärungs- und Leitsystem - bestehend aus 18 Flug¬ zeugen vom Typ Boeing E3A zum Preis von 1,86 Mrd. Dollar - den NATO- Befehlshabern eine solche rechtzeitige und weitreichende Lageinformation liefern, wie sie für den wirkungsvollen Einsatz der Streitkräfte gebraucht wird (Bild I). Beachtenswert ist ferner die berühmt-berüchtigte schwimmende Spionage¬ flotte der USA mit «Mehrzweckhilfsschiffen für Umweltforschung» wie die Pueblo,die am 23.01.1968 mit sämtlichen Spionageapparaturen von einer Küstenschutzeinheit der KVDR in koreanischen Hoheitsgewässern bei der Funkspionage gestellt und aufgebracht wurde. Die amerikanische Zeitschrift Time nannte in einer ihrer Ausgaben auch das Ziel solcher Fahrten. Danach sollen die Spionageschifte so kreuzen, daß sie von den gegnerischen Funk¬ meßstationen erfaßt und bestrahlt werden, damit ihre Impulse von den empfindlichen Empfängern des Schiffes aufgenommen werden können. Nach der Analyse der Arbeitsfrequenz von Funkmeßgeräten sowie ihrer Impuls¬ folgefrequenz sind dann die Funkmeßspezialisten in der Lage, Leistung, Reichweite und Typ der verwendeten Station zu bestimmen und Rückschlüsse auf die Dislozierung der Streitkräfte eines Landes zu ziehen als auch Stör¬ möglichkeiten für den Beginn und den Verlauf einer Aggression festzu¬ legen [2]. Bild I Die Boeing A WACS E3A ist an ihrer Radarkuppel leicht zu erkennen 36 37 Bild 2 NATO-Modell der E3A. Maximale Flugdauer (ohne Luftbetankung) 11,5 Stunden, Reisegeschwindigkeit 600 bis 700 km/h, Dienstflughöhe 9150m Nach amerikanischen Presseberichten sollen Satelliten den technischen Gipfelpunkt in der funkelektronischen Aufklärung bilden, weil man damit dem Gegner schon in Friedenszeiten «ins Flinterzimmer gucken könne». Der erste amerikanische Satellit für funkelektronische Aufklärung, Ferret (deutsch: Frettchen) genannt, wurde am 18.06.1962 auf seine Umlaufbahn gebracht. Er umkreiste die Erde auf einer Orbitalbahn zwischen 290 und 655 km. Alle erreichbaren bzw. gesuchten Signale funkelektronischer Ob¬ jekte wurden aufgezeichnet und mit synchronlaufenden B'ldern auf einem Film festgehalten. Dazu war der Satellitenaufklärer mit Anlagen ausgerüstet, mit denen man den Funkverkehr bis 50 GHz abhören konnte. Die aufge¬ fangenen Signale wurden an Bord gespeichert und beim Überfliegen von USA-Bodenstellen mit einer hohen Bit-Rate übertragen. Die Aufgabe derartiger Spionagesatelliten liegt eindeutig auf der Hand. Da die elektronischen Mittel oft nur mit geringen Sendeleistungen arbeiten und die Ausbreitung der elektromagnetischen Wellen in einigen Wellen¬ bereichen begrenzt ist, soll die kosmische Funkaufklärung von der Flugbahn künstlicher Erdsatelliten aus diese Lücke schließen. Sie soll all das kompen¬ sieren, was die NATO von ihren erdgebundenen, fliegenden oder schwim¬ menden Aufklärungsstationen nicht erreichen kann. Der Nachfolger des Ferret, der seit 1971 in Dienst gestellte Mehrzweck¬ satellit 467 Big Bird (deutsch: großer Vogel), hat laut ausländischen Presse¬ berichten Aufzeichnungsgeräte für Funk-, Funkmeß-, Infrarot, Ultraviolett- und Röntgenstrahlen an Bord. Gehtman davon aus,daß gleichzeitigmehrere Aufklärungssatelliten die Erde umkreisen, so muß man wohl zu dem Schluß gelangen, daß die kosmische Aufklärung der «interessierenden Ge¬ biete» mit einer Periodizität von nur wenigen Stunden erfolgt! Elektronische Unterstützungsmaßnahmen Die elektronischen Uiiterstützungsmaßnahmen werden in den NATO-Streit- kräften als eine Art von Entscheidungshilfe für alle im Bereich der elek¬ tronischen Kampfführung handelnden Waffengattungen und Einheiten an¬ gesehen. Alle auf dem Gebiet der elektronischen Kampfführung gesammel¬ ten Erfahrungen werden gründlich ausgewertet, um daraus zweckmäßige Verfahren zur Unterstützung der eigenen Truppen abzuleiten. Gegenstand erhöhten Interesses sind dabei besonders solche Maßnahmen, durch die es möglich ist, besser der Gefahr entgegenzutreten, die beim Einsatz von Lenk¬ raketen sowie durch Infrarot- und Lasertechnik gesteuerter Waffensysteme von seiten des Gegners droht. Wie von amerikanischen Militärexperten betont wird, waren die elektro¬ nischen Unterstützungsmaßnahmen die Chance zum Überleben der US-Air- Force-Besatzungen im Krieg gegen das vietnamesische Volk. So mußten sich viele USA-Piloten davon überzeugen, daß die von der Hughes Aircraft Companie entwickelten Warngeräte eine sicherere Rückkehr vom Einsatz garantieren als ohne diese Mittel. Die Anzeige der Anstrahlung durch Funk- 38 meßtechnik, des Übergangs der Raketenleitstation auf automatische Ziel¬ begleitung und des Starts von Fla-Raketen ermöglichte es ihnen, rechtzeitig Fla-Raketenausweichmanöver einzuleiten. Seit 1966 haben alle USA-Kampfflugzeuge Mittel der elektronischen Kampfführung an Bord, die zur Gruppe der elektronischen U nterstützungs- maßnahmen gehören. Bereits bei der Konstruktion von Flugzeugen wird eine bestimmte Radaranpeil- und Warnkapazität berücksichtigt, wie das beispielsweise bei dem amerikanischen Kampfflugzeug F-111 geschah, für das miteinem Kostenaufwand von 40 Millionen Dollar derRadarempfänger ANIAPS-109 entwickelt wurde. Über eine ähnliche Bordausrüstung verfügen heute fast alle NATO- Kampfflugzeuge. Sie besteht in der Regel aus einem Mehrzweckstörsender AN/ALQ 119 für gerichtete und desinformierende Störungen, einem Radar¬ empfänger AN/ALR-45 mit Scheinwiederholer und einem Warnempfänger, der das Annähern zielsuchender Raketen signalisiert. Am weitesten gediehen ist die Entwicklung auf dem Gebiet der Infrarot¬ technik. Die NATO-Armeen besitzen in ihrer Ausrüstung Infrarotabwehr- kartuschen, die zum Fehleinsatz der auf Wärmequellen reagierenden Infra¬ rotleiteinrichtung zielsuchender Waffen führen. Da diese pyrotechnischen Abbrandmittel höhere Wärmegrade erzeugen als das ursprünglich erfaßte Ziel, sind derartige Mittel eine große Unterstützung bei der Abwehr ziel¬ suchender Waffen. Elektronische Gegenmaßnahmen Das Ziel der elektronischen Gegenmaßnahmen besteht darin, einem Gegner zu Lande, zu Wasser oder in der Luft die Nutzung seiner elektronischen Systeme zu erschweren oder gar zu unterbinden. Führende Kreise der NATO betrachten die elektronischen Gegenma߬ nahmen als dieentscheidendste und aktivste Seite der elektronischen Kampf¬ führung sowie als unerläßlichen Bestandteil der Gefechtssicherstellung. Elektronische Störungen Durch Stören der Nachrichtenverbindungen zwischen wichtigen Führungs¬ stellen können die Gefechtsmöglichkeiten des Gegners stark eingeschränkt werden. Mit schlagartig einsetzenden aktiven Störungen sollen seine Fland- lungen so gelähmt werden, daß es ihm unmöglich ist, rechtzeitig auf Lage¬ veränderungen zu reagieren. Im Zuge der qualitativen Vervollkommnung der USA-Landstreitkräfte werden alle Einheiten mit Störfunkstationen ausgerüstet. So soll jedes Bataillon eine Mehrzweckstörstation vom Typ AN/ULQ-1 erhalten. Damit will man Funkmeßstationen des Gegners als auch seine Funk- und Richt¬ funkverbindungen in der Ebene Kompanie-Bataillon-Regiment nieder- 39 Bild 3 Anordnung der Mehrzweckstör Station zur Niederhaltung der gegnerischen Funkverbindungen halten. Die Brigaden der ersten Staffel sollen sogar leistungsstarke Störsender vom Typ AN/GLQ-3 gestellt bekommen, die zum Stören der Kurzwellen¬ verbindungen des Gegners in der Ebene Regiment-Division vorgesehen sind [4]. In Bild 3 wird eine mögliche Einsatzvariante gezeigt. Eine Analyse der durch die imperialistischen Armeen in Indochina und im Nahen Osten eingesetzten Mittel der elektronischen Kampfführung zeigt, daß diese ein kostspieliges Angebot von Störmitteln aufrechterhalten und ausnahmslos alle nur erdenklichen Störarten ausprobierten (Tabelle 1). Neben den bekannten Rausch- und Impulsstörungen fanden wechselnde Tonstörungen und gleitende Störungen breite Anwendung. Bei den wech¬ selnden Tonstörungen handelt es sich um Störungen, die aus 3odermehreren Frequenzen bestehen, deren Töne sich in immer schnellerer Folge wieder¬ holen und somit eine monotone als auch lästige Störung erzeugen. Die glei¬ tende Störung wird durch eine mit hoher Geschwindigkeit (bis zu 600 Hz/s) über die Frequenz gleitende Trägerfrequenz hervorgerufen und äußert sich in einem Geräusch, das dem eines laufenden Motors ähnelt. Mit beiden Verfahren will man den Militärfunker der Gegenseite «zer¬ mürben», der noch in der Lage ist, bei einem relativ hohen Störpegel das Nutzsignal herauszuhören. Daneben werden Störungen, besonders Breit- Tabelle 1 Geräte der elektronischen Kampfführung der imperialistischen Streitkräfte Typen¬ bezeichnung Störart AN/MLQ-8 Störgerät für modulierte Störungen AN/TLQ-11 Gerät für Mehrzweckstörungen AN/MLQ-22 Störgerät für modulierte und unmodulierte Störungen AN/ALQ-31 Rauschstörgerät AN/MLQ-37 Gerät für gezielte Störungen AN/ALQ-49 I m itationsstörgerät AN/ALQ-51 Gerät zur Störung von Raketenleitstationen AN/ALQ-53 Funkmeßscheinzielsender AN/ALQ-54 Außenbehälter am Flugzeug für Aktivstörungen AN/ALQ-55 Rauschstörgerät AN/ALQ-67 Breitbandstörgerät AN/ALQ-70 Imitationsgerät AN/ALQ-71 Mehrzweckstörgerät AN/ALQ-76 Rauschstörgerät für Außenbehältcr AN/ALQ-78 Störgerät im Marineflugzeug AN/ALQ-80 Rauschstörgerät AN/ALQ-81 Imitationsstörgerät im Marineflugzeug AN/ALQ-90 Störgerät im Heeresflugzeug QRC-160-8 Störgerät für gleichzeitig mehrfrequente Störungen 41 band-Störungen, auch von Störgeräten einmaliger Zweckbestimmung er¬ zeugt. Das sind Störmittel in Miniaturausführung, die sich leicht von Flug¬ zeugen, Raketen und Diversionsgruppen in die Unterbringungsräume der zu störenden funkelektronischen Mittel bringen lassen. Ihre Leistung liegt zwischen 5 und 75 W. Beim Abwurf aus Flugzeugen sind die Geräte an Fall¬ schirmen befestigt, deren Halteseile gleichzeitig als Antenne wirken. Die Vorteile solcher Störsender sind - die Möglichkeit ihres massenhaften Einsatzes; - ihre Mehrzweckverwendung als Störsender oder Scheinziel; - das Herabsetzen der Gefahr, daß eigene elektronische Mittel durch sie gestört werden; - eine ausreichend Jange Arbeitsdauer. [3] Die Entwicklung von Mitteln der elektronischen Kampfführung schreitet in den NATO-Armeen immer weiter fort. Seit einigen Jahren erproben die amerikanischen Elektronikfachleute sogenannte Multifunktionsanlagen. Diese sind so ausgelegt, daß sie mehrere Aufgaben gleichzeitig oder nachein¬ ander lösen können. Es ist daher zu erwarten, daß solche Geräte als Auf¬ klärungsempfänger im Hinterland des Gegners arbeiten, wobei sie die auf vorher festgelegten Frequenzen aufgefangenen Funksignale speichern und dann auf ein bestimmtes Funksignal hin an ortsfeste, fliegende oder schwimmende NATO-Stationen abgeben. Die Multifunktionsanlagen sind mit Spezialspeichern ausgerüstet und gestatten die Aufnahme von bis zu 300 000 Wörtern. Die Abgabegeschwindigkeit ist 35mal größer als die der Aufnahme und kann 7000 Wörter je Minute betragen. Bei Notwendigkeit können diese Funk-Sende-und-Empfangsgeräte ebenfalls als Stör- oder Scheinsender in Aktion treten. In jüngster Zeit wenden die imperialistischen Armeen gerichtete Funk¬ störungen in Form von Rückstrahlstörungen an. Hierzu werden die von gegnerischen Funkstellen aufgenommenen Signale auf einer anderen Fre¬ quenz zurückgestrahlt. Solche Störungen erweisen sich dann als besonders effektiv, wenn die wahre Störquelle verborgen bleibt und die Gegenseite die Ursachen dafür im Nichtbeachten der elektromagnetischen Verträglichkeit zwischen eigenen Funkstellen sucht. Da die Störung in einem relativ schma¬ len Frequenzbereich erfolgt, läßt sich mit gerichteten Funkstörungen eine hohe Stördichte erzielen. In den imperialistischen Armeen wird momentan ein großer Aufwand betrieben, um breitbandige Antifunkmeßraketen mit einer großen Einsatz¬ tiefe und hoher Trefferwahrscheinlichkeit zu entwickeln. Gegenwärtig wer¬ den in den N ATO-Streitkräften die Antifunkmeßrakete Shrike und Standart ARM durch die Antifunkmeßrakete HARM ersetzt. Letztgenannte soll eine Geschwindigkeit von etwa 3 Mach erreichen, was nach amerikanischen An¬ sichten dem Gegner die Zeit nimmt, entsprechende Schutzmaßnahmen ein¬ zuleiten. Der Zielsuchkopf dieser Rakete soll universell ausgelegt sein, so daß sie gegen die unterschiedlichsten Funkmeßstationen eingesetzt werden kann [5]. 42 Bild 4 Am Radarschirm: Fnnkmeßbild der DDR Zum Überwinden der Luftverteidigung eines Gegners mit Kampfflieger¬ gruppierungen setzen die NATO-Luftstreitkräfte spezielle Flugzeuge zur elektronischen Kampfführung, sogenannte Störträger, ein. ln den Jahren 1976/77 erfolgte in den USA zu diesem Zwecke eine umfangreiche Fluger¬ probung von 2 Jagdbombern des Typs F-l 11A. Die Funktion dieser Flug¬ zeuge zur elektronischen Kampfführung war gegenüber dem herkömmlichen Baumuster so verändert, daß sie die spezielle Bezeichnung EF-111 erhielten. Zur Bordausrüstung der EF-111 gehörte - ein Gerätesatz AN/ALQ-99, bestehend aus 5 Aufklärungsempfängern, 43 I Bordcomputer und bis zu 10 Störsendern für den Frequenzbereich von 50 bis 15000 MHz; - eine Funkmeßstation AN/ALR-62 zur Beurteilung der funkelektronischen Lage sowie zur Zielerfassung und Funkmeßwarnung; - ein Komplex AN/ALQ-I37 zur Erzeugung von Impuls-Antwortstörun¬ gen; - eine Station QRC-536 zum Stören der Funknetze der gegnerischen Luft¬ verteidigung; - ein Warnempfänger AN/APS-109A zum Schutz vor gelenkten und ziel¬ suchenden Raketen der Klasse Luft-Luft und Boden-Luft; - ein Gerät AN/ALEzum Abschuß von pyrotechnischenPatronenmitFunk- meßfallen und Scheininfrarotstrahler. Neben den zuvor genannten aktiven Störmitteln gelangen in den imperia¬ listischen Armeen auch passive Störmittel zum Einsatz. So sollen Dipol¬ reflektoren und Aerosolwolken eine «Wand» oder einen «Korridor» schaffen,derauf den Bildschirmen der gegnerischen Funkmeßstationen Re¬ flexionsstörungen hervorruft und deshalb mehrere Stunden vor Anpeilung schützt. Über diese Methode schreibt dieBundeswehrzeitschrift Soldat undTechnik in ihrer Nummer 9/73: «daß die älteste Methode, aber seit mehr als 30 Jah¬ ren erfolgreich, dem Gegner ein M inimum an Information über den eigenen Standort, die Stärke und die Bewegungsrichtung zukommen zu lassen, der Gebrauch von Düppeln ist.» Düppel - so benannt nach ihrem ersten Einsatz durch die faschistische deutsche Luftwaffe 1940 in der Nähe des dänischen Flugplatzes Düppel - sind dünne Metall- oder auch neuerdings metallisierte GlasfibeFstreifen. Ihre Länge(A/2) muß der Frequenz der zu störenden Funkmeßstation ent¬ sprechen. Der Düppelabwurf erfolgt aus großen Höhen von Flugzeugen oder unbemannten Flugkörpern. Wurden früher die Düppel auf die vorher auf¬ geklärte Wellenlänge der Station zurechtgeschnitten und meistens von Hand abgeworfen, so erfolgt das heute automatisch. Dazu ist das Düppelgerät an einem Warnempfänger angeschlossen. Wird nun das Flugzeug von dem Funkmeßstrahl einer gegnerischen Station erfaßt, werden die Düppelstreifen auf Resonanzlänge zurechtgeschnitten und elektromechanisch ausgestoßen. Es sind auch zahlreiche Versuche bekannt, bei denen die NATO-Armeen große Reflexionsschichten schufen, indem sie Pulver oder Späne aus Spezial¬ behältern in den umgebenden Luftraum brachten. Gleiche Ergebnisse ver¬ spricht man sich auch von einem Aerosol mit Düppeleffekt, das aus an Fall¬ schirmen aufgehängten Kanistern versprüht wird. In den letzten Jahren hat sich das Einsatzgebiet der Dipolreflektoren zu¬ nehmend vergrößert. Neben ihrem Einsatz zur Funkmeßstörung und Scheinzieldarstellung sollen sie auch ein vielversprechendes Mittel im Kampf gegen die Raketen sein. Da viele Zieisucheinrichtungen von Raketen auf dem Prinzip des Feuerleitradars beruhen, kann mit Düppeln im Suchbereich einer Rakete eine solche Reflexionsfläche gebildet werden, die die Raketen vom eigentlichen Ziel ablenkt. 44 Elektronische Täuschung Eine ebenso große Bedeutung wie die Störer haben elektronische Täuschun¬ gen. Sie sind nach NATO-Ansichten eine altbewährte- Methode, um die Wirksamkeit der Beobachtungs- und Waffenleitsysteme des Gegners herab¬ zusetzen. Kombiniert mit den Funkstörungen, finden dabei gewöhnlich zwei Verfahren Anwendung, die unter den Begriffen imitative und manipulative Täuschung der Öffentlichkeit bekannt geworden sind. Bei der imitativen Täuschung versucht man, mit elektromagnetischen Aus¬ strahlungen eine solche Scheinlage vorzutäuschen, die beim Gegner falsche Vorstellungen über die eigene Lage hervorruft. Das wird hauptsächlich da¬ durch erreicht, indem Scheinmeldungen off en oder in leicht zu entschlüsseln¬ der Form in den Funkverbindungen gesendet werden. Außerdem werden Scheinfunkstellen und Funkmeßscheinziele imitiert sowie die Betriebsinten¬ sität der eigenen Mittel in den Nebenrichtungen erhöht. Das alles soll in Verbindung mit anderen desinformierenden Handlungen (scheinbarer Stellungswechsel, Anlegen von Scheinstellungen, Verbreiten von provoka¬ torischen Gerüchten u. a.m.) beim Gegner den Eindruck erwecken, daß in den Richtungen, wo im Prinzip wenig passiert, der Hauptschlag der Gegen¬ seite erfolgt. Der Gegner soll derart desinformiert werden, daß er die Lage falsch beurteilt und daraus einen völlig unzweckmäßigen Entschluß faßt. Zur manipulativen Täuschung setzen die N ATO-Truppen f unkelektronische Geräte ein, die die ausgestrahlten Funksignale der Gegenseite aufnehmen und in abgeänderter bzw. in verzerrter Form wieder zurückstrahlen. Die NATO-Flugzeuge werden dafür mit speziellen Antwortverzögerern ausgerüstet. Diese fangen die ankommenden Radarimpulse auf, analysieren sie, und, falls es sich dabei um gefährliche Impulse des Gegners handelt, werden sie mit einer entsprechenden Verzögerung zurückgestrahlt, damit auf dem Bildschirm das Ziel in einer größeren Entfernung erscheint, als es sich in Wirklichkeit befindet. Die manipulative Täuschung sieht ebenfalls Verfahren vor, wobei wich¬ tige Nachrichtenverbindungen der Gegenseite durch Täuschsender in ihrer Arbeit desorganisiert werden oder der Nachrichtenkanal mit völlig neben¬ sächlichen bzw. sinnlosen Funksprüchen «zugestopft» wird. Günstige Mo¬ mente für das Eintreten in die Funkverbindungen der anderen Seite bestehen immer dann, wenn die Funkverbindungen zu neuen Gegenstellen aufgenom¬ men werden, die Gegenstelle sich nicht meldet, Rufzeichen und Frequenzen gewechselt werden oder die Verbindung infolge starker Störungen unter¬ brochen war und von neuem gesucht wird. Diese zuvor genannten Methoden der elektronischen Kampfführung wur¬ den durch den israelischen Aggressor im Krieg gegen die arabischen Staaten belegt. So gelang es der israelischen Armee 1967 mit intensiven elektronischen Gegenmaßnahmen, die elektronischen Mittel der arabischen Seite in ihrer Arbeit zu behindern oder auszuschalten. Das fußte auf einer bereits vor der Aggression betriebenen gründlichen Aufklärung. Ferner wurde erbeutete ägyptische Technik dazu genutzt, um unwahre, auf die Desorganisation der 45 Streitkräfte zielende Befehle und Anordnungen in arabischer Sprache ägyptischen Kommandeuren zu übermitteln [6]. Die Krieger der elektronischen Kampfführung der NATO lassen sich davon leiten, daß mit einer sorgfältig vorbereiteten und mit hohem Niveau durchgeführten Funktäuschung dem Gegner großer Schaden zugefügt werden kann; ein größerer jedenfalls als beim einfachen Stören gegnerischer Mittel. Wer es schafft, den Gegnerzu täuschen,der kann das Überraschungs¬ moment-ein wichtiger Faktor im modernen Gefecht - für sich verbuchen. Elektronische Schutzmaßnahmen Große und - wie von vielen westlichen Militärzeitschriften wiederholt her¬ vorgehoben - berechtigte Hoffnungen setzen die NATO-Strategen angesichts der ihren eigenen Mitteln im Rahmen der elektronischen Kampfführung drohenden Gefahr in ein System von Maßnahmen des elektronischen Schutzes, die elektronischen Schutzmaßnahmen. Was unter dem Begriff elektronische Schutzmaßnahmen verstanden werden muß, beschreibt die Zeitschrift der amerikanischenFernmeldetruppen Signal in ihrer Ausgabe vom März 1978. Danach tragen die elektronischen Schutz¬ maßnahmen operativ-taktischen und technischen Charakter. Zu den operativ-taktischen Maßnahmen, die von den Kommandeuren und Stäben realisiert werden müssen, zählt diese Zeitschrift die richtige Auswahl von Unterbringungsräumen für die elektronischen Mittel, das Festlegen ihrer Betriebsarten, das Schaffen von Scheinfunkobjekten und Scheinfunk¬ netzen sowie das gewissenhafte Einhalten der Regeln des Funkverkehrs. Die wirksamste Methode, der gegnerischen Funkaufklärung zu entgehen, besteht nach Ansichten der NATO-Fernmeldeoffiziere im Verkürzen der Sendezeiten. Die für die elektronische Kampfführung der Bundeswehr herausgegebenen Handlungsrichtlinien gehen sogar so weit, daß allen Ein¬ heiten, deren Standort geheimzuhalten ist oder die für den Gegner über¬ raschend in die Gefechtsordnung eingeführt werden sollen, bis zum Beginn aktiver Gefechtsverhandlungen Funkverbot befohlen wird. Unter technischen Schutzmaßnahmen versteht die bereits genannte Zeit¬ schrift vor allem Vorkehrungen, die an der Funktechnik selbst zu treffen sind. Darunter fallen solche Maßnahmen wie das Anwenden von Richtan¬ tennen, das Manöver mit der Sendeleistung, der Einsatz von Lochstreifen¬ technik und Schnellgebern, der periodisch kurzzeitige Frequenz- und Ruf¬ zeichenwechsel, die Arbeit mit Funkparolen und die Funküberwachung. Mit Richtantennen ist es möglich, den größten Teil der Energie in der gewünschten Richtung, d. h. zur Gegenstelle und nicht zum Gegner, abzu¬ strahlen. Das verbessert einmal die Qualität der Funkverbindung und trägt weiterhin dazu bei, dem Gegner das Abhören und Anpeilen zu erschweren. Richtantennen, insbesondere Langdrahtantennen, haben sich auch hervor¬ ragend bewährt im Kampf gegen die Funkstörungen, da sie alle aus Neben¬ richtungen auftreffenden Störsignale weitgehend unterdrücken. 46 Das Manöver mit der Sendeleistung soll so verlaufen, daß die Aufnahme und das Halten der Verbindung stets nur mit minimaler Leistung erfolgt. Das bietet die Gewähr, dem Gegner die Aufklärung bestehender Funk¬ beziehungen zuerschweren, und im Fall äußerer Störeinstrahlungstehtdann noch eine ausreichende Leistungsreserve bereit. Eine nicht untergeordnete Rolle spielen im Rahmen der elektronischen Schutzmaßnahmen Verfahren zur Neutralisation der gegnerischen Funk¬ täuschung. Wie die Zeitschrift Infantrie, Heft September/Oktober 1971, da¬ zu berichtet, ist das nur durch die Wachsamkeit aller am Funkverkehr be¬ teiligten Funker, Offiziere und Kommandeure zu erreichen. Große Sorgen bereitet den NATO-Armeen zur Zeit das Problem der Stör¬ festigkeit ihrer eigenen Geräte und Anlagen. Verständlicherweise unterliegen technische Einzelheiten der Geheimhaltung. Die NATO-Elektroniker wollen ihre neuesten Erfindungen nicht gern ins Feld führen. Bei ihnen gilt die alte Regel, die schon Grundprinzip des Radarwettlaufs im zweiten Weltkrieg war, möglichst wenig senden, aber viel hören; Schweigen ist also für sie Gold bei der elektronischen Kampfführung in Friedenszeiten. Dennoch gelangen mitunter Mitteilungen an die Öffentlichkeit, die auf enorme Schwierigkeiten bei der Entwicklung geeigneter Störschutzeinrichtungen schließen lassen. Nach [7] soll eine spezielle technische Störschutzeinrichtung für Funk¬ stationen etwa 5000 Dollar, den 5fachen Wert einer Funkstation, kosten - eine Sache, die im USA-Kriegsministerium viel Kopfzerbrechen bereitet. Trotzeines Rüstungsetats von 222,8 Milliarden Dollar (im Jahr 1982 geplant) dürfte die breite Einführung solcher teuren Störschutzanlagen wohl kaum zu erwarten sein. Deshalb bleiben die altbekannten klassischen Störschutzmöglichkeiten eben weiterhin die einzige Chance im Kampf mit den gegnerischen Stör- und Aufklärungseinheiten. Die können allerdings nur dann von Erfolg gekrönt sein, wenn sie von dem Nachrichtenbetriebspersonal sicher beherrscht wer¬ den. Ansonsten gibt es für die NATO-Elektroniker keine andere Wahl, als die Standorte der Störfunkstellen des Gegners aufzuklären, um diese dann durch Schläge der Luftwaffe sowie der Raketentruppen und Artillerie ver¬ nichten zu können. Schlußfolgerung Eine Vielzahl entspannungsfeindlicher Ereignisse der jüngsten Zeit beweisen, daß die aggressiven Kreise des Imperialismus, denen von Anfang an der Kurs der friedlichen Koexistenz nicht ins Konzept paßte, auch weiterhin alles daran setzen, um durch ihre langfristig vorbereitete Konfrontations¬ politik die internationale Situation zu verschärfen. Sie versuchen durch atomare Aufrüstung, durch abenteuerliche militärische Erpressung und Kriegshysterie, den verlorenen Boden sowohl auf politischem als auch öko¬ nomischem Gebiet zurückzugewinnen und das relative militärische Gleich¬ gewicht einseitig zu verändern, um damit eine Überlegenheit zu erreichen. 47 Die sozialistischen Staaten setzen konsequent den Weg der friedlichen Koexistenz fort. Sie haben wiederholt erklärt, daß sie auf keinen Fall eine militärische Überlegenheit anstreben. Sie werden aber auch keine mili¬ tärische Überlegenheit über den Sozialismus - und am allerwenigsten auf dem Gebiet der elektronischen Kampfführung dulden. Deshalb unternehmen die verbündeten Armeen des Warschauer Vertrages auch alle notwendigen Schritte, um eine den Erfordernissen der funkelektronischen Kriegführung entsprechende Technik in ihre Ausrüstung aufzunehmen, die notwendigen Spezialisten auszubilden und somit den funkelektronischen Kampf gegen jeden beliebigen Gegner erfolgreich führen zu können. Literatur [1] Grankin, W.: Beurteilung der funkelektronischen Lage, Militärwesen (Berlin), Heft 3/1977, Seite 89 [2] Kopenhagen, W.: Die unsichtbare Front, FUNKAMATEUR (Berlin), Heft 11/1970, Seite 530 [3] Riees, P./Liebenan, D.: Der Einsatz von Mitteln der elektronischen Kampf¬ führung in den Seestreitkräften, Militärwesen (Berlin), Heft 4/1977, Seite 94 [4] Rippetve, D.E.: Electronic Warfare Training for Reality, Signal, Heft 3/1978, Seite 15 bis 17 [5] Koch, L.: Stand und Entwicklung der elektronischen Kampfführung in den Seestreitkräften, Militärwesen (Berlin), Heft 5/1978, Seite 58/59 [6] Schulze, F.: Die elektronische Kampfführung, Militärwesen (Berlin), Heft 11/ 1976, Seite 47 [7] Dambrauskas: Communications in Jam, Signal, Heft 3/1978, Seite 6 bis 8 48 Anton Ackermann Stimme des Freien Deutschlands Über den Autor Anton Ackermann (1905 bis 1973) war ein hervorragender Funktionär der Kom¬ munistischen Partei Deutschlands. 1928 delegierte ihn das Zentralkomitee der KPD an die Internationale Leninschule in Moskau. Im Frühjahr 1933, als die KPD in Deutschland in die Illegalität ging, kam er im Auftrag der Partei nach Berlin zurück. Auf der Brüsseler Konferenz der KPD wurde er Mitglied des ZK und Kandidat des Politbüros. Danach arbeitete er in der zentralen operativen Leitung der Partei mit, die den illegalen Kampf der Partei in Deutschland an¬ leitete. 1937 baute er in Spanien im Parteiauftrag die Schulungsarbeit auf und arbeitete ab 1938 in der Auslandsleitung der KPD in Paris. Nach einer schweren Erkrankung und Operation berief ihn 1940 die Parteiführung nach Moskau. Von 1943 bis 1945 war er Chefredakteur des Senders Freies Deutschland, der zum im Juli 1943 gegründeten Nationalkomitee Freies Deutschland gehörte. Mit der Parteiführung kehrte Genosse Ackermann 1945 nach Berlin zurück. Auf dem Vereinigungsparteitag wurde er in das Zentralsekretariat der SED gewählt und widmete sich vor allem kulturpolitischen Aufgaben. K.-H. Schubert In meinen Erinnerungen an den Widerstandskampf gegen das Hitlerregime nimmt die fast zweijährige Tätigkeit als Chefredakteur des Senders Freies Deutschland einen besonderen Platz ein, denn mit ihm war uns ein ent¬ scheidendes Mittel in die Hand gegeben worden, um vielen Deutschen, die von der faschistischen Ideologie verblendet worden waren, die Augen zu öffnen und ihnen den Weg zum Aufbau eines neuen, friedliebenden und de¬ mokratischen Deutschlands zu zeigen. Es war am 20. Juli 1943, 19 Uhr 45 deutscher Sommerzeit: «Achtung, Achtung! Hier spricht der Sender des Nationalkomitees m El u D □ mm ■ D H D m El m Bild 3 Kodegrundtabelle nach ISO 646 71 Bild 4 Kodelabelle für das Teletext- Verfahren Je Halbbild lassen sich 2 Textzeilen (Bild 5) auf dem Zeilenpaar 17/18 bzw. 330/331 übertragen. Somit ergeben sich je Sekunde insgesamt 100 Zei¬ len. Damit nimmt eine Teletext-Seite mit 24 Zeilen eine Übertragungszeit von 0,24 s ein. Soll ein Teletext-Magazin 100 Seiten umfassen, so dauert seine Übertragung insgesamt 24 s. Und diese Zeit muß der Teilnehmer maxi¬ mal 24 s warten, damit die von ihm abgerufene Seite auf dem Bildschirm er¬ scheint. ln der Praxis kann man jedoch mit einer mittleren Wartezeit von 12 s rechnen. Die effektive Dauer zur Übertragung einer Textzeile ist die Dauer einer Fernsehbildzeile abzüglich der Horizontalaustastlücke. Damit stehen für die Übertragung 52p.s zur Verfügung. Als Bit-Folgefrequenz wird die 444fache der Zeilenfrequenz, nämlich 6,9375 MHz gewählt. Damit sind je Fernsehbildzeile 52/64 x 444 Hz » 360 bit übertragbar. _ _ _ Ver tikal- Austastung ( 25 Zeilen )_^ Teletext- ! Datenzeilen ——Zeilen -—Zeilen W J inrL.ui-'.rjnriiTnri/Ti/ÜJ' | ^ ^ Bild 5 Lage der Teletext-Zeilen in der Vertikalaustastung Für die Übermittlung von 40 Zeichen je Textzeile werden 40 x 8 bit = 320 bit benötigt. Damit stehen für Synchronisationszwecke und zur Adressierung der einzelnen Textteile nochmals 40 bit zur Verfügung. Bild 6 zeigt den Aufbau einer Teletext-Datenzeile, die innerhalb einer Fernsehzeile unterzubringen ist. Der Datenpegel liegt für ein L-Signal bei schwarz (0 %) und für ein H-Signal bei 70 % des Weißwerts. D ie Datensignale werden nach dem NRZ-Kode (non return to zero) übertragen. Jede Daten¬ zeile beginnt mit dem Startsignal von 16 bit, das den Taktgenerator im Empfänger-Dekoder synchronisiert. Die Identifikationsimpulse gestatten das Erkennen der Informationszeilen. Beim Teletext-Verfahren lassen sich 73 maximal 800 Seiten abrufbar bereithalten, die selbst wiederum in 8 Maga¬ zinen gespeichert sind. Zur Auswahl des gewünschten Magazins dient die Magazinadresse. Alle Adressen werden beim Teletext-Verfahren nach dem sogenannten Hamming -Kode übertragen, wodurch eine Bit-Fehlerkorrektur ermöglicht wird. Die jeweils erste Textzeile einer Textseite enthält weiterhin die Seitenadressen sowie Möglichkeiten zur Angabe der jeweiligen Über¬ tragungszeit. Es folgen einige Reserveplätze sowie 32 Zeichenadressen für die Überschrift. Die Textzeilen 2 bis 24 der Textseite enthalten neben dem üblichen und für jede Zeile gleichen Vorspann insgesamt 40 Zeichen¬ adressen. Übertragungsprinzip Das Teletext-Verfahren ist vereinfacht in Bild 7 dargestellt. In der Video¬ text-Redaktion werden die zu übermittelnden Informationen bearbeitet und zusammengestellt und über eine Schreibmaschine eingegeben. Die gesamte Informationsmenge der einzelnen Magazine wird in einem Speicher auf¬ bewahrt. Die Informationen können in beliebiger Folge eingeschrieben und auch verändert werden. Die Einkopplung der Informationen in das Fernseh¬ signal zu den entsprechenden Zeiten der Fernsehzeilen wird «stoßweise» in Datenpaketen zu jeweils 2 Textzeilen oder 720 bit in Abständen von 50 Hz Sender Fernsehempfänger Bild 7 Teletext-Verfahren 74 Bild 8 Vereinfachtes Prinzip eines Farbfernsehempfängers mit Teletext-Dekoder vorgenommen. Auf der Empfängerseite (Bild 8) sind entsprechende Tele¬ text-Zusatzeinrichtungen (Teletext-Dekoder) notwendig. Fernsehsignal und Datensignal werden zunächst getrennt und die Daten regeneriert. Übereine Tastatur (Fernbedienung) wird die gewünschte Teletext-Seite eingegeben und im Teletext-Dekoder ausgewählt. Das entsprechende Datenpaket mit der richtigen Adresse wird in einem Speicher eingelesen, der die Zeichen einer Teletext-Seite aufnehmen muß. Seine Speicherkapazität liegt in der Größenordnung von 7 kbit. Weiterhin müssen die digitalen Signale ent¬ sprechend dem verwendeten Kode in eine alphanumerische Bildmodulation umgewandelt und dem Farbfernsehempfänger zugeführt werden. Die Um¬ wandlung bewirkt ein Zeichengenerator, in dem die Zeichen in einer 5 x 7-Punkt-Matrixform fest programmiert sind. Zur Verbesserung der Er¬ kennbarkeit der Zeichen auf dem Bildschirm können auch sogenannte Rundungsschaltungen eingesetzt werden. Bedienung Die Teilnahme am Teletext ist relativ einfach. Der Teletext-Teilnehmer wählt über eine Tastatur (Seitenwähler) am Farbfernsehempfänger oder auf einer Fernbedienung die gewünschte Teletext-Information auf der betreffenden Teletext-Seite an. Dazu hat er ein Verzeichnis, aus dem hervorgeht, welche Informationen (z. B. Wetter) auf welchen Seiten stehen. Die angewählte Seite erscheint in maximal 24 s (mittlere Wartezeit 12 s) nach der Eingabe der Seitenzahl. Jede Teletext-Seiteenthält Datum und Uhrzeit in der ersten Zeile. Sie bleibt so lange auf dem Bildschirm, bis ein entsprechender Löschbefehl erteilt wird. Das laufende Fernsehprogramm kann dabei völlig ausgeblendet oder als Hintergrund mit geschwächtem Kontrast überwacht werden. 75 Das gesamte Teletext-Informationsprogramm läßt sich in unterschiedliche Gruppen entsprechend der jeweiligen Aktualität einteilen: einzeladressier¬ bare Seiten, die ständig aktualisiert werden; Seitengruppen mit Startadresse, bei denen automatisch nach einer bestimmten Zeit umgeblättert wird, und Seiten, die nur einmal am Tage übertragen werden. Andere Gruppierungen sind auch möglich. Antiope aus Frankreich Das Teletext-Verfahren wurde in England aus den beiden ursprünglichen Verfahren Ceefax (BBC) und Oracle(IBA) abgeleitet. Ceefax wurde anfangs als eine neue und bessere Methode zur Untertitelung von Filmen für Gehör¬ lose geschaffen, später jedoch hauptsächlich für die Textübertragung ein¬ gesetzt. Seit September 1974 läuft in Großbritannien ein Großversuch mit dem Of^ox/Teletext-Verfahren. Neben dem britischen Teletext-Verfahren sind noch eine Reihe weiterer Verfahren zur Übertragung von Textinformationen im Fernsehsignal in Japan und in den USA bekannt geworden. In Frankreich ist ein System vor¬ geschlagen worden, das den Namen Antiope erhielt. Dieses Verfahren hat zur Grundlage, jede Art des Informationstransports drahtlos oder über Lei¬ tungen zu ermöglichen. Dadurch wird Antiope eigentlich mehr zu einem System der Datenherstellung und ist für unterschiedliche Übertragungs¬ medien (drahtlos oder leitungsgebunden) geeignet. Während beim Teletext- Verfahren die Kodierung der zu übertragenden Daten mit dem Aufbau des Fernsehsignals eng verknüpft ist, da eine Textzeile stets in einer «leeren» Fernsehzeile übertragen wird, besteht bei Antiope keine derartige Verknüp¬ fung. Anfang und Ende von Textzeilen und Textseiten werden durch zu¬ sätzliche Steuerzeichen gekennzeichnet. Durch die fehlende Verknüpfung zwischen der Struktur des Fernsehsignals und dem Textaufbau ist Antiope für beliebige Fernsehnormen geeignet. Die Textdarstellung auf dem Bild¬ schirm kann in unterschiedlichen Größen vorgenommen werden, ebenso läßt sich die Positionierung des Textes auf dem Bildschirm beeinflussen. Antiope kann auf dem Bildschirm 24 (+ 1) Zeilen zu je 40 Zeichen dar¬ stellen. Die erste Zeile, die Kopfzeile, enthält wiederum die Seiteninforma¬ tion sowie zusätzliche Informationen für den Teilnehmer. Die Kodierung erfolgt nach einem Hamming- Kode. Als Bit-Folgefrequenz wird die 397fache der Zeilenfrequenz (6,203 MHz) gewählt. Bei Anwendung von Antiopekann man mit 16 verschiedenen Alphabeten, einschließlich kyrillischer und arabischer Buchstaben, arbeiten. Damit bietet Antiope wesentliche Vorteile gegenüber dem Teletext-Verfahren. Seit 1977 wird Antiope in Paris erprobt. Auch andere Länder, so die UdSSR, haben Interesse an Antiope gezeigt. Wird bei Anwendung von Antiope als Über¬ tragungsmedium das Fernsehsignal gewählt, so spricht man von Antiope- Didon. 76 Bildschirmtext Im Gegensatz zu Videotext greift Bildschirmtext auf das Übertragungs¬ medium «Fernsprechnetz» zurück. Es gestattet erstmals eine Kommunika¬ tionsmöglichkeit in zwei Richtungen mit Wiedergabe der Informationen auf dem Fernsehbildschirm. Das verfügbare Informationsangebot wird nicht ständig ausgestrahlt bzw. übertragen, sondern vom Bildschirmtext-Teil¬ nehmer über die Wählscheibe des Fernsprechapparats abgerufen. Wegen der kleineren Bandbreite, die durch das Fernsprechnetz bereitgestellt wird, muß man mit geringerer Übertragungsgeschwindigkeit als bei Teletext arbei¬ ten. Zur Zeit werden die Informationen von der Zentrale zum Teilnehmer mit 1200 bit/s und vom Teilnehmer zur Zentrale mit 75 bit/s übertragen. Die Übertragung einer vollständigen Seite von der Zentrale an den Teil¬ nehmer dauert etwa 8 s. Entsprechend der Anwählbarkeit des Informationsangebots und durch den Zugriff auf jede beliebige Stelle des Angebots kann man mit einer sehr hohen Informationskapazität (Seitenkapazität) arbeiten. Die Seitenzahl ist durch die installierte Speicherkapazität begrenzt. Somit wird Bildschirmtext zu einem interaktiven Informations- und Textkommunikations-System unter Einbeziehung des öffentlichen Fernsprechnetzes. Das Bildschirmtext-Verfahren eignet sich unter anderem für folgende An¬ wendungsgebiete: • Informationen für alle Teilnehmer wie aktuelle Übersichtsinformationen (Nachrichten, Wetter), Informationen über Institutionen (Besuchszeiten, Verzeichnisse), Informationen über Reisen und Verkehr, Informationen über kulturelle und andere Veranstaltungen, Informationen für Haushalte und für Hobby; • Abrufinformationen für bestimmte Teilnehmergruppen: Hierunter fallen bestimmte Berufsgruppen, z. B. Ärzte (Medikamentenverzeichnisse), Rechtsanwälte, und Bezugsquellenverzeichnisse; • Dialog mit der Zentrale, • Mitteilungsdienst an andere Teilnehmer. Die Anwendungsmöglichkeiten von Bildschirmtext sind derartig viel¬ gestaltig, daß sich noch weitere Einsatzmöglichkeiten ergeben werden. Übertragungsprinzip Das Systemprinzip vom Bildschirmtext ist in Bild 9 dargestellt. Die Haupt¬ komponenten des Systems sind • die Teilnehmerstation mit Fernsehempfänger, Fernsprechapparat, zusätz¬ lichem Dekoder (Modem) und einer eventuellen Tastatur; • Regionalzentrale mit angeschlossenen externen Rechnern; • das Fernsprechnetz zur Verbindung zwischen Teilnehmer und Regional¬ zentrale; • das Bildschirmtextnetz zur Verbindung zwischen unterschiedlichen Regio¬ nalzentralen und einer Hauptzentrale. 77 1 ZOO M/s 15 tut/s Farbfemseh- Bild 9 Bildschirmtext- Verfahren empfänger Der Umfang einer Bildschirmtext-Seite beträgt maximal 960 Zeichen und verteilt sich auf 24 Zeilen zu je 40 Zeichen. Zur Kodierung der Zeichen werden wieder 7 bitmit einem Paritäts-Bit verwendet. Auf diese Weise kommt man zu ähnlichen Verhältnissen, wie sie auch bei Teletext vorherrschen. Bei Antiope werden in der Variante als Bildschirmtext-Verfahren (Tictac) gleiche Datenerstellungseigenschaften wie bei der Teletext-Variante (Didon) ver¬ wendet. Zusatzeinrichtungen (Modem) im Farbfernsehempfänger des Teil¬ nehmers haben auch wieder die Aufgabe, den über die Fernsprechleitung übermittelten Datenstrom in Signale umzuwandeln, die sich auf dem Bild¬ schirm der Farbfernsehbildröhre darstellen lassen. Bedienung Die vom Bildschirmtext-Teilnehmer durchzuführende Bedienung ist relativ einfach. Mit dem Fernsprechapparat oder einer erweiterten Fern¬ bedienungruft man die Bildschirmtext-Zentrale (Regionalzentrale) an. Nach Eingabe der eigenen Rufnummer und eines Kennworts erhält man Zugang zu den gewünschten Informationen, z.B. Inhaltsverzeichnis, Wetterbericht, Sport, bzw. auch zur eigentlichen Datenbank. In einer Erweiterung lassen sich spezielle Zusatzgeräte beim Teilnehmer anschließen, die einzelne Bildschirm- text-Seiten ausdrucken. Dadurch eröffnen sich neue Einsatzmöglichkeiten für die Textkommunikation. Auch bei Bildschirmtext, das sich durch eine interaktive Betriebsweise zwischen Zentrale und Teilnehmer und durch die Benutzung des Fernsprech¬ netzes auszeichnet, gibt es mehrere Verfahrensvarianten in den einzelnen Ländern, die unterschiedliche Namen tragen und zum großen Teil die gleiche Zielstellung verfolgen. Deshalb sei bezüglich der verwendeten Ter¬ minologie nochmals auf Bild 2 bzw. auf die Zusammenstellung im Anhang verwiesen. Auch ist in Zukunft mit einer gewissen Standardisierung zu rechnen. 78 Prestel In Großbritannien wurde das Bildschirmtext-Prinzip zuerst unter der Be¬ zeichnung Viewdata bekannt, das seit 1978 die Bezeichnung Prestel trägt. Über Prestel kann man in London bereits vom Heim oder aus dem Büro über Fernsprechleitung unterschiedliche Informationen abrufen, die dann auf dem Bildschirm erscheinen. Das Informationsangebot von Prestel reicht von letzten Nachrichten, Wettervorhersagen, Veranstaltungsterminen bis zu aktuellen Hinweisen für Hobbygärtner und Verkehrsverbindungen mit Eisenbahn und Flugzeug. Es wird - wie alle Bildschirmtext-Verfahren - stark von kommerziellen Tendenzen geprägt, die auch letztlich mit den An¬ stoß für die Einführung gaben. Prestel verfügt bereits heute über ein An¬ gebot von rund 150000 Bildschirmtext-Seiten. Erweiterungen sind vor¬ gesehen. LSI-Technik - Voraussetzung für die technische Realisierung Die technische Realisierung von Teletext und Bildschirmtext auf der Emp¬ fängerseite beim Teilnehmer erfordert einen relativ hohen schaltungstech¬ nischen Aufwand, der sich technisch und ökonomisch mit herkömmlichen diskreten Bauelementen nicht verwirklichen läßt. Eine Lösung bietet die moderne LSI-Technik an - erste IS für diese speziellen Anwendungszwecke wurden bereits vorgestellt. Da bei Teletext und Bildschirmtext unterschiedliche Übertragungswege und damit auch Übertragungsverfahren benutzt werden, ist man aus Auf¬ wandsgründen daran interessiert, bei der Datenerstellung (Kodierung) und bei der Verarbeitung beim Teilnehmer möglichst viele gleichartige Prinzipien anzuwenden. Dadurch kann man bei der Signalverarbeitung und bei der Ansteuer’ung der Bildröhre auf der Teilnehmerseite auf gleiche oder ähnliche Baugruppen zurückgreifen. Als Beispiel soll ein Videotext- und Bildschirmtext-LSI-Konzept (Valvo) vorgestellt werden. Der Videotext-Dekoder besteht im wesentlichen aus den LSI-Schaltungen • SAA 5020 Taktsteuerung, • SAA 5030 Videoprozessor, • SAA 5041 Datenverarbeitungs- und Steuerschaltung, • SAA 5051 Zeichengenerator sowie 2 Standard-Speicherschaltungen für den Seitenspeicher. Außer dem bipolaren Videoprozessor sind alle LSI-Schaltungen in NMOS-Technik ausgeführt. Bild 10 zeigt einen vereinfachten Übersichtsschaltplan des Videotext-Dekoders, der über den Instruktionsbus der Fernbedienung an¬ gesteuert wird. Der Dekoder nimmt das FBAS-Signal vom HF/ZF-Teil des Fernsehempfängers entgegen. Im Videoprozessor wird das mitgesendete digitale Videotext-Signal aus dem Videosignal herausgetrennt und ein hier- 79 zu synchrones Datentaktsignal erzeugt. Vom Videoprozessor werden die Videotext-Datensignale und -Datentaktsignale in die Datenverarbeitungs¬ und Steuerschaltung geführt, in der die Daten eine zur Aufnahme in den Seitenspeicher geeignete und parallele Form erhalten. Hier werden auch die über die Fernbedienung eingegebenen Bedienbefehle entgegengenommen. Der Zeichengenerator entnimmt die darzustellenden Informationen in geeigneter Weise aus dem Seitenspeicher und bereitet sie zur Bildwiedergabe an die RGB-Stufen des Farbfernsehempfängers auf. Auf Grund der Struk¬ tur der Schaltung läßt sich der Videotext-Dekoder durch Hinzufügen eines Bildschirmtext-Prozessors zu einem kombinierten Videotext- und Bildschirm- text-System ausbauen. Stand und weitere Entwicklungstendenz Die Textkommunikation mit der Wiedergabe auf dem Bildschirm wird in vielen Ländern erforscht und technisch erprobt. Als Ergebnis haben sich eine Anzahl von Verfahren herausgebildet, die untereinander zum großen Teil nicht kompatibel sind. In jüngster Zeit haben starke Standardisierungsbestre- 80 bungen eingesetzt, um gewisse, zumindest regionale Vereinheitlichungen zu treffen, die die Anwendung der Verfahren erleichtern. Das ist um so not¬ wendiger beim künftigen Übergang auf breitbandige Übertragungen. Die unterschiedlichen Vorschläge zu Festlegungen von Zeichenvorräten, Ge¬ staltungsmöglichkeiten und Übertragungskodes werden z.Z. hinsichtlich eines umfassenden Zeichenvorrats für viele Sprachen untersucht. Die weitere Entwicklung der Textkommunikation führt neben dem Ausbau der bestehenden Möglichkeiten auch zu einer sogenannten Breit band-Kom¬ munikation, worunter man die Übertragung von Informationen (hier Text) über breitbandige Übertragungsmedien versteht, während Teletext und Bildschirmtext schmalbandige Verfahren darstellen. Die breitbandige Über¬ mittlung von Textinformationen wird nach Bild 2 auch mit Kabeltext be¬ zeichnet, wobei man folgende Unterteilungen treffen kann: • Einfacher Kabeltext: Die Übertragung erfolgt z. B. innerhalb eines ganzen Fernsehkanals in Form eines Verteilerdienstes an alle Teilnehmer. Ein Rückkanal ist nicht vorgesehen. Dabei kann der Fernsehkanal drahtlos abgestrahlt werden oder innerhalb eines Kabelverteilersystems liegen. • Kabeltext auf Abruf: In diesem Fall ist ähnlich wie beim Bildschirmtext ein Abruf gewünschter Informationen möglich. Der Abruf kanal ist schmal- bandig. • Individual-Kabeltext: Der Teilnehmer kann mit der Zentrale in einen Dia¬ logverkehr treten und neben dem Abfragen von Informationen auch In¬ formationen eingeben. Die Breitband-Textkommunikation bietet auch die Möglichkeit, auf weit mehr Informationen zurückzugreifen, als sich bei Teletext oder Bildschirm¬ text heute realisieren läßt. Wenn hier schwerpunktmäßig nur Teletext und Bildschirmtext behandelt werden, so gibt es jedoch noch weitere Vorschläge zur Textkommunikation, die z. B. auf das Telexnetz zurückgreifen und an¬ dere Bezeichnungen haben, die die Gesamtübersicht aber nur noch unüber¬ sichtlicher machen würden. Darunter fällt auch die Ü bermittlung von «elek¬ tronischen Briefen». Auf diesem Gebiet ist die Entwicklung ebenfalls nicht abgeschlossen, so daß man mit weiteren Neuerungen rechnen muß. Die Text¬ kommunikation bildet damit ein komplexes System, das sich weiterentwickelt und für dessen Nutzung Vereinheitlichungen dringend notwendig sind, um es für unterschiedlichste Teilnehmerkreise attraktiv und auch nützlich zu machen. Spezialbegriffe für Teletext- und Bildschirmtext-Verfahren Antiope Acquisition Numerique et Televisualisation d’Images Organisees en Pages d’Ecriture. Abkürzung für ein in Frankreich entwickeltes Verfahren zur Datenerstellung (Ziffern, Buchstaben, Symbolen) für die Textkommuni¬ kation (Teletext, Bildschirmtext) 6 Schubert, Eljabu 82 81 Bildschirmtext Bildschirmzeitung Broadcast-Videotext Ceefax Didon Dienst, Dialogdienst 1-Weg- Kabelfernsehen Elektronischer Brief Fernkopieren Fernlesen Interactive Videotext Kabelfernsehen Textkommunikations-Verfahren, bei dem zur Über¬ mittlung der Informationen das Fernsprechnetz als Übertragungsmedium mitbenutzt wird. Dabei nutzt Bildschirmtext den Farbfernsehempfänger zur Dar¬ stellung geschriebener oder grafischer Informationen, die über das Fernsprechnetz übermittelt werden. Die ge¬ wünschte informationsart ist abrufbar. Hier benutzter Oberbegriff Eine Bezeichnung für Teletext als Vertriebsform von Presseerzeugnissen Rundfunk-Teletext, d.h. an alle Teilnehmer verteilte Textkommunikation (siehe auch Ceefax, Oracle, Video¬ text), wobei der Übertragungsweg drahtlos oder leitungs¬ gebunden (Kabelfernsehen) sein kann Teletext-Verfahren aus England, abgeleitet von «to see facts» (Fakten sehen), zusammen mit Oracle in Teletext übergegangen Diffuseur de donnes, französische Bezeichnung für die Anwendung von Antiope zur Datenübertragung im Fernsehkanal Dienst, bei dem ein Teilnehmer mit einer Zentrale (Rechner, Speicher) kommuniziert oder über die Zen¬ trale mit anderen Teilnehmern einen Dialog führt siehe Kabelfernsehen Schriftstück, das mit einem Bürofernschreiber oder einem Fernkopierer über ein Nachrichtennetz zum Empfänger gesendet wird Übermittlung von Schriftstücken über Nachrichtennetze durch punktweises Abtasten einer Vorlage das Lesen alphanumerischer Informationen auf dem Bildschirm eines Fernsehempfängers (zugeordnet Tele¬ text, Videotext, Bildschirmtext, ... nach brockhaus abc elektronik) Interaktive Textkommunikation, bei der eine Wechsel¬ wirkung zwischen Teilnehmer und Zentrale möglich ist. Hierunter fallen die unterschiedlichen Bildschirmtext- Verfahren wie Viewdata, Prestel, ... Fernsehen über Kabelnetze, die nicht nur wie Gemein¬ schaftsantennenanlagen die ortsüblich empfangenen Pro¬ gramme, sondern zusätzlich weitere, am Ort normaler¬ weise nicht empfangbare und/oder lokal produzierte Programme an die angeschlossenen Teilnehmer weiter¬ leiten. Findet nur eine Verteilung von Programmen in Richtung vom Sender (Zentrale) zum Teilnehmer statt, so spricht man auch vom 1-Weg-Kabelfernsehen 82 Oracle Prestel Telekommunikation Teletext Textkommunikation Tictac Titan Videotext Viewdata Optional Reception of Announcements by Coded Line Electronics, in England entwickeltes Teletext-Verfahren, zusammen mit Ceefax in Teletext übergegangen englische Bezeichnung für Bildschirmtext, wird seit 1978 für Viewdata benutzt Kommunikation zwischen Menschen, Maschinen und anderen Systemen mit nachrichtentechnischen Über- tragungsverfahren Oberbegriff der beiden englischen Textkommunikations- Verfahren Ceefax und Oracle, hier für alle Verfahren verwendet, bei denen die Textinformationen in kodierter Form mit im Fernsehsignal übertragen werden (Vertikal- austastsignal) Überbegriff für die nachrichtentechnische Übermittlung von Textinformationen (Ziffern, Buchstaben, Sym¬ bolen) in kodierter Form. Zugeordnet sind hier Büro¬ fernschreiben, Teletext, Bildschirmtext französische Bezeichnung für ein Bildschirmtext- Verfahren französische Bezeichnung für die Anwendung von Antiope zur Textübertragung auf Fernsprechleitungen (Bildschirmtext-Verf ahren) Teletext-Verfahren mit Übertragung der Textinforma¬ tionen in kodierter Form im Vertikalaustastsignal inner¬ halb des Fernsehsignals (siehe auch Teletext) 1975 von der britischen Post entwickeltes Bildschirm¬ text-Verfahren, heute auch mit Prestel bezeichnet Literatur [1] Wiesner, R.: Bildschirmspielgerät BSSOI, radio fernsehen elektronik 29 (1980) 8, Seite 511 bis 512 [2] Becker, D.: Zukünftige Kommunikationsdienste, Umschau 76 (1976) 5/6, Seite 149 bis 153 [3] Fischer, B.: Darstellung zusätzlicher Informationen auf dem Bildschirm, radio fernsehen elektronik 26 (1977) 13, Seite 421 bis 422, 14, Seite 467 bis 469 [4] Vignau, v., R.: Videotext und Bildschirmtext, Technische Grenzen und Mög¬ lichkeiten, Nachrichten Elektronik 32 (1978) 8, Seite 267 bis 269 [5] Messerschmid, U.: Technische Aspekte des Vergleichs der Systeme für Videotext und Bildschirmtext, Rundfunktechnische Mitteilungen 23 (1979) 1, Seite 18 bis 24 [6] Scholz, E. F Ceefax - die Zeitung vom Bildschirm, Funkschau 47 (1975) 8, Seite 105 bis 109 83 [7] Graf , P.H.: Das Videotext-System Antiope, Nachrichtentechnische Zeitung 33 (1980) 8, Seite 538 bis 543 [8] Suzuki , T.: Television receiver design aspects for employing teletext LSI, IEEE Trans. CE-25 (1979) 3, Seite 400 bis 404 [9] Zimmermann, R.: Bildschirmtext und Videotext - internationale Standardi¬ sierung, Nachrichtentechnische Zeitung 32 (1979) 6, Seite 398 bis 403 [10] Golyseva, G.A., u.a.: Sistemy peredaci dopolnitelnoj vizualnoj informacii... Zarub, Radioelektronika (1979) 4, Seite 69 bis 81 Wir klären Begriffe PULVERWIDERSTAND 84 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Der wissenschaftlich-technische Taschenrechner Ein grundlegender Beitrag über elektronische Taschenrechner wurde bereils im Elektronischen Jahrbuch 1977 veröffentlicht [1], Die damals angeführten Tendenzen haben sich in der weiteren Entwicklung der Taschenrechner be¬ stätigt. So erreichen heute internationale Taschenrechner-Spitzenmodelle fast die Komplexität von Mikrorechnern. Motor dieser Entwicklung war vor allem die immer bessere Beherrschung der Mikroelektronik. Dabei spie¬ len höchsti ntegrierte Schaltkreise mit 10 000 und mehr Transistoren auf einem Chip und in leistungsarmer Ausführung sowie der Übergang auf die sehr stromarme LCD-Anzeige (Flüssigkristallanzeige) eine besondere Rolle. Fleute ist der wissenschaftlich-technische Taschenrechner ein vielseitig er¬ setzbares Rationalisierungsmittel, das Zeit und Geld spart. Zu unterscheiden ist zwischen - wissenschaftlich-technischen Taschenrechnern mit festverdrahteten Funk¬ tionen, - programmierbaren wissenschaftlich-technischen Taschenrechnern, - programmierbaren wissenschaftlich-technischen Taschenrechnern mit Programmspeicherung. Taschenrechner mit festverdrahteten Funktionen Die Eiersteller von Taschenrechnern und von Taschenrechner-Schaltkreisen sind mit Informationen zur inneren Struktur der Taschenrechner und der Schaltkreise recht sparsam. Das liegt vor allem daran, weil die Genauigkeit der Rechner davon abhängt, wie sorgfältig das in die Nur-Lese-Speicher (ROM) eingeschriebene Programm für die Verarbeitung der Zahlenwerte erarbeitet wurde. Aber man kann davon ausgehen, daß es die Höchstintegration (VLSI- Technik) heute erlaubt, die komplette Rechnerschaltung für einen wissen¬ schaftlich-technischen Rechner auf einem Chip zu integrieren. Als Beispiel für diesen Rechnertyp soll der wissenschaftlich-technische Taschenrechner MR 610 herangezogen werden (Bild I), der vom VEB Röhrenwerk Mühl¬ hausen (VEB Kombinat Mikroelektronik) hergestellt wird. Mit den Abmes¬ sungen 144 mm x 70 mm x 8,5 mm, einer Masse von etwa 90 g und einem Bild 1 Wissenschaftlich-technischer Taschen- rechner MR 610 (VEB Rührenwerk Mühlhausen) Bild 2 Wissenschaftlich-technischer Taschen- rechner CZ 8114L der japanischen Firma SANYO Leistungsverbrauch von 0,5 mW entspricht er dem internationalen Stand dieser Rechnerart. Der MR 610 verwendet die algebraische Logik mit Klammern. Das LCD-Anzeigedisplay macht den Fortschritt gegenüber dem Leucht¬ diodendisplay deutlich. Neben der 8stelligen Mantisse und dem 2stelligen Exponenten in echter Zehnerpotenzdarstellung werden weitere Zeichen an¬ gezeigt, so F für die Doppelfunktion-Umschalttaste, M für die Speicher¬ belegung, einfache und doppelte Klammer für die beiden Klammerebenen, SO für die Einschaltung des Statistikteils, negative Vorzeichen für Mantisse und Exponent sowie Error für die Fehlersignalisierung. Damit wird auch der Rechenablauf übersichtlicher. Von den 40 Tasten des MR 610 sind 17 doppelt belegt. Die Konstanten¬ rechnung ist bei allen Grundrechenarten möglich. Besonders vorteilhaft sind die beiden Klammertasten, weil dadurch eine übersichtliche Eingabe vor¬ handen ist. Die Doppelklammer erfordert, daß neben X- und Y-Register 86 noch zwei Zusatzregister ZI und Z2 da sind. Der Austausch von Anzeige¬ register X und Rechenregister Y ist durch Tastendruck möglich. Mit 9 Stel¬ len ist die Konstante tr tastenprogrammiert, wobei 8 Stellen im Anzeige¬ register erscheinen. Als festverdrahtete Funktionen findet man In, lg, e% 10% y‘, A %, x 2 , l/x, Quadratwurzel, Kubikwurzel, Fakultät, +/— und tri¬ gonometrische, Arcus- und Hyperbelfunktionen, wobei mit einem Schalter zwischen Altgrad, Bogenmaß und Neugrad gewählt werden kann. Umrech¬ nungen sind möglich für Grad/Minuten/Sekunden in Dezimalgrad und um¬ gekehrt, sowie für Polarkoordinaten in rechtwinckelige Koordinaten und um¬ gekehrt. Vorhanden ist weiterhin ein Speicher mit Tasten für Speicheraus¬ tausch mit dem Anzeigeregister, für Speicherrückruf, für Speicherlöschung und für saldierende Arbeitsweise. Mit dem Statistikteil können u.a. Mittel¬ wert und Standardabweichung einer Wertegruppe berechnet werden. Der wissenschaftlich-technische Taschenrechner MR 610 hat eine an¬ sprechende Gestaltung. Die Tastengruppen sind übersichtlich angeordnet und farblich gegeneinander abgestuft. Allerdings wäre für die Doppelfunk- tion-Umschalttaste eine weiße oder graue Taste mit schwarzer Schrift günstiger, weil dann Übereinstimmung mit der übrigen Beschriftung vorhan¬ den ist. Der Batteriesatz ermöglicht eine Betriebsdauer von etwa 2000 Stun¬ den. Der Trend bei dieser Rechnerart geht vor allem dahin, mehr Konstanten¬ speicher (beim HP 32E z. B. 15) und mehr Klammerebenen vorzusehen. Bild 2 zeigt einen modernen japanischen Taschenrechner mit dem Umfang des MR 610, der im Format kleiner ist (116 mm x 70 mm x 9 mm), von links nach rechts schreibt und zur Stromversorgung eine Lithiumbatterie verwendet, die eine gute Langzeitkonstanz aufweist. Der programmierbare wissenschaftlich-technische Taschenrechner Einen wesentlichen Fortschritt stellt die Programmierbarkeit eines Taschen¬ rechners dar. Dabei werden in einem Schreib-Lese-Speicher (RAM) die ein¬ gegebenen Tastenfolgen für einen umfangreicheren Rechnungsgang gespei¬ chert. Mit der Eingabe von Werten und Variablen berechnet dann der Ta¬ schenrechner nach dem gespeicherten Programm die gewünschten Ergeb¬ nisse. Dieser Rechengang kann beliebig oft wiederholt werden mit anderen Werten und Variablen. In der DDR wird ein programmierbarer wissen¬ schaftlich-technischer Taschenrechner noch nicht produziert, aber derzeit entwickelt. Wie ein solcher Taschenrechner unter Verwendung moderner mikroelek¬ tronischer Bauelemente etwa gestaltet werden kann, zeigt Bild 3. Da nur die Ziffern 0 bis 9 verarbeitet werden, genügt als Zentrale Verarbeitungseinheit ein 4-bit-Mikroprozessor. Tastenprogrammierbare Taschenrechner erkennt man an solchen Tastenbezeichnungen wie LRN (Programmspeicherung), R/S (Ablauf/Unterbrechung), RST (Rückstellen), SST (Einzelschritt vor). Bild 3 Prinzipielles Aufbauschema eines programmierbaren Taschenrechners BST (Einzelschritt zurück), PAUSE (Pause), NOP (Null-Operation) usw. Bei einfachen programmierbaren Taschenrechnern kann nur ein durchgehen¬ des Programm gespeichert werden. Verbesserte Rechner bieten aber auch Verzweigungen (Sprungbefehle) und Unterprogramme in mehreren Ebenen. Ein erprobtes Programm muß aber schriftlich fixiert werden, denn mit dem Ausschalten des Rechners ist das Programm gelöscht. Tastenprogrammierbare Taschenrechner gibt es mit unterschiedlich großen Programmschritt-Speichern, wobei bis zu etwa 200 Tastenfolgen gespeichert werden können. Einen Fortschritt brachten die stromarmen CMOS-Speicher, so daß durch eine Batteriepufferung auch bei ausgeschal¬ tetem Taschenrechner das eingetastete Programm im Speicher erhalten bleibt. Als Beispiel hat der SR 56 100 Programmschritte mit 4 Unterebenen und Verzweigungen, 9 Klammerebenen, 10 adressierbare Speicher und einen magnetischen Anschluß für einen Thermodrucker. Der HP 34C hat maximal 210 Programmzeilen oder 70 Speicherregister (1 Register gleich 3 Pro¬ grammzeilen), arbeitet mit Permanentspeicher, hat 6 Unterebenen. Da die Umgekehrte Polnische Notation (UPN) keine Klammern erfordert, lassen sich fast 400 Tastenfolgen programmieren. 88 Der wissenschaftlich-technische Taschenrechner mit Programmspeicherung Der Programmierungsaufwand wird wesentlich erleichtert, wenn ein vor¬ handenes Programm automatisch gespeichert und auch wieder ausgegeben werden kann. Dafür bieten sich heute mehrere Möglichkeiten an: 1 Einsatz von Magnetkarten zur Speicherung von Programmen. 2 Einsatz von ansteckbaren Speichermodulen (ROM und RAM). 3 Anschluß eines Printers (Thermodrucker) zur Programmdokumentation. 4 Anschluß eines Kassettenbandgeräts über ein Kassetten-Interface zur Programmspeicherung. Bei den Spitzengeräten sind oft auch mehrere Speichermöglichkeiten vor¬ gesehen. Zu diesen Spitzengeräten zählen heute die Taschenrechner 77 58, TI 59 und HP 67, HP 97. Der TI 58 und der TI 59 haben eine algebraische Logik mit Klammern, es können festprogrammierte ROM angesteckt wer¬ den, der TI 59 hat außerdem eine Ein/Ausgabe für Magnetkarten. Ein ROM enthält 25 Programme mit maximal 5000 Programmschritten. Der Befehls¬ vorrat umfaßt 175 Funktionen, die auf 45 Tasten verteilt sind. Über eine magnetische Kopplung läßt sich ein Thermodrucker PC 100A anschließen. Beim TI 58 lassen sich 480 Programmschritte speichern oder 60 Datenregi¬ ster verwenden (ein Datenregister belegt 8 Programmschritte). Speicherbar sind beim TI 59 160 bis 960 Programmschritt ( e bzw. Null bis 100 Daten¬ register. 10 frei belegbare Tasten können in das Programm eingefügt werden. Der Hersteller liefert eine umfangreiche Programmbibliothek in Form von Magnetkarten, Speichermodulen und als Buch. Mit der UPN arbeiten die Taschenrechner HP 67 und HP 97, wobei letzterer mit einem Thermodrucker ein Gerät bildet. Beide arbeiten auch mit Magnetkarten, wobei 224 Programmzeilen speicherbar sind. Dabei lassen sich wegen der UPN in jeder Programmzeile 2 bis 3 Tastenfolgen speichern. Da außerdem die Klammern entfallen, ist die Programmkapazität groß. Da¬ zu stehen noch 26 adressierbare Speicherregister zur Verfügung, 10 frei be¬ legbare Funktionstasten können in das Programm zusätzlich eingefügt wer¬ den. In Buchform und als Magnetkarten stellt der Hersteller über 3000 Pro¬ gramme zur Verfügung. Solche Spitzengeräte sind sehr vielseitig und variabel in der Programmierung und dürften in dieser Form kaum noch zu überbieten sein. Wie geht es weiter? Die Anzahl der Tasten kann nicht beliebig erweitert werden, soll das Gerät bei der Größe eines Taschenrechners bleiben. So sind beim HP 67 von den 35 Tasten 23 vierfach belegt, was 3 Funktions-Umschalttasten erfordert. Das erleichtert nicht gerade die Übersichtlichkeit. Es zeichnen sich zwei Wege der weiteren Entwicklung der Taschenrechner ab. Beim neuesten Taschen- 89 Bild 4 Wissenschaftlich-technischer Rechner HP 97 mit magnetischerProgramm- speicherung und Thermodrucker der amerikanischen Firma Hewlett- Packard rechner HP 4IC benutzt man eine alphanumerische Programmierung, wobei nur ein Teil der Befehle aufTastendruck zugänglich ist. Auf dem zweizeiligen LCD-Display können 12stellig 16-Segment-Zeichen (5 mm und 2 mm hoch) erscheinen. Anschließbar sind ROM’s mit gespeicherten Programmen und RAM’s zur zusätzlichen Programmspeicherung. Als Zusatzgeräte gibt es den Magnetkartenleser, einen Printer und einen optischen Leser. Dieser Rechner ist ein Schritt in der Richtung, daß die Funktionstasten entfallen, weil alle Befehle und Anforderungen an den Rechner alphanumerisch ein¬ gegeben werden. Ein anderer Weg wurde von der japanischen Firma Sharp gegangen. Sie baut die neuen Taschenrechner im Breitformat mit einer 24stelligen LCD- Anzeige und kann dadurch bis zu 60 Tasten bequem unterbringen. Bei den neuesten Modellen verwendet sie zur Darstellung der Zeichen auf dem LCD- Display eine Punktmatrix. Mit einem Display-Register können in einer rol¬ lenden Anzeige maximal 80 Zeichen erscheinen. Der Rechner EL-5100 hat eine teilweise alphanumerische Anzeige, da nicht alle Buchstaben vorhan¬ den sind. Mit 61, zum Teil doppelt belegten Tasten sind umfangreiche Be- 90 rechnungen möglich. Der ebenfalls im Breitformat aufgebaute Taschen¬ rechner PC 1210 ist in der Programmiersprache BASIC programmierbar, so daß er schon einem Mikrocomputer näher ist als dem gewohnten Taschen¬ rechner. Mit einem ansteckbaren Kassetten-lnterface können die ein¬ gegebenen Programme auf einem Bandkassettengerät gespeichert werden. Im Literaturverzeichnis ist die in der DDR erschienene Literatur zu Taschenrechnern aufgeführt [2] bis [6]. Literatur [1] Schubert, K.-H.: Entwicklungstendenzen bei elektronischen Taschenrech¬ nern, Elektronisches Jahrbuch 1977, Militärverlag der DDR (VEB) - Ber¬ lin 1976, Seite 53 bis 63 [2] Schumny, H.: Taschenrechner-Handbuch, BSB B.G.Teubner Verlagsgesell¬ schaft, Leipzig 1978 [3] Kreul, H.: Was kann mein elektronischer Taschenrechner?, VEB Fachbuch¬ verlag, Leipzig 1978 [4] Kreul, H.: Programmierbare Taschenrechner. VEB Fachbuchverlag, Leipzig 1980 [5] Csäkäny, A.: Mein Taschenrechner, VEB Verlag Technik, Berlin 1980 [6] Gilde, W.jAbrichter, S.: Mehr Spaß mit dem Taschenrechner, VEB Fach¬ buchverlag, Leipzig 1978 Wir klären Begriffe AMPLITUDE ye. 91 Rätselhafte Funkechos Die Erscheinung, von der nachfolgend die Rede sein wird, wurde erstmals vor etwa 50 Jahren entdeckt. Seitdem wird sie von Funkern als selbst¬ verständlich hingenommen. Aber bis heute gibt es für ihre Herkunft noch keine stichhaltige Begründung. Der Autor, der sowjetische Wissenschaftler Dr.-Ing. Tschetwerik, befaßt sich mit dieser Erscheinung. Er ruft interessierte Funkamateure auf, sich nicht mit den bisher bekannten Erklärungen der Funkechos zufrieden zu geben, sondern durch eigene Beobachtungen zur wissenschaftlichen Erforschung dieses Phänomens beizutragen. Im Sommer des Jahres 1927 beobachtete der norwegische Funkamateur J.Hals eine höchst seltsame Naturerscheinung. Als er die Signale einer holländischen Kurzwellenstation aufnahm, hörte er plötzlich auch ihr Echo. Dabei traf der schwache Nachhall der Signale mit etwa 3 s Verspätung am Empfangsort ein. Im Februar 1928 teilte er diese Beobachtungsergebnisse seinem Landsmann, dem Polarlichtforscher KarI Stürmer mit. Stürmer stellte daraufhin eigene Untersuchungen an. Seiner Bitte nachkommend, strahlte Radio Hilversum zu vorher vereinbarten Zeiten ein spezielles Ver¬ suchsprogramm aus. Die Sendungen begannen im März 1928, aber erst am 11.Oktober 1928 gelang es Stürmer in Oslo Mehrfachzeichen zu empfan¬ gen. Hierbei traten Funkechos mit einer «Verspätung» zum Signal von 3 bis 15s auf. Sie hatten alle die gleiche Struktur wie die Grundsignale (3 Striche). Manchmal waren die Zeichen etwas länger, die Tastfrequenz blieb aber stets konstant. Zwischen Signal und Echo wurde folgender Zeit¬ unterschied gemessen (in s): - 15, 8, 4, 8, 13, 8, 12, 10, 9, 5, 8, 7, 6, 12, 14, 14, 12, 8; - 12, 5, 8; - 12, 8, 5, 14, 14, 15, 12, 7, 5, 5, 13, 8, 8, 8, 13, 9, 10, 7, 6, 9, 5, 9. Am gleichen Tag, lediglich zu einer anderen Zeit, bemerkte der hollän¬ dische Physiker Van der Pol Funkechos, die dem Signal mit einer «Ver¬ spätung» von 8, II, 15, 8, 13, 3, 8, 8, 8, 12, 15, 8, 8 s folgten. Danach hörte man die Funkechos noch einmal am 24. Oktober 1928 von 16.00 bis 17.00 Uhr GMT und im Februar des darauf folgenden Jahres. Allerdings wurden hierbei Laufzeitunterschiede bis zu 30 s registriert. Im Mai 1929 gelang den Franzosen Galle und Talon auf der Insel Pulo-Kondor (Indo- 92 China) ungefähr 2000 Funkechos mit «Verzögerungen» zum Signal von 30 s aufzunehmen. Die Amplitude dieser auf dem 25-m-Band empfangenen Echos war jedoch stark gedämpft. Sie betrug etwa nur ein Drittel der Amplitude des Grundsignals. Im Herbst des Jahres 1929 berichtete die Presse davon, daß im Zeitraum vom 30. Mai bis 8. Juli mehr als 70 Funkechos mit einer «Verspätung» von 55 s beobachtet wurden. Weil der Zeitunterschied zwischen den direkt an- kommenden Zeichen und ihrem Echo so groß war, verlegte man den hierfür notwendigen Weg einfach in den Weltraum und nannte sie «Weltenechos». Danach hörte man nichts mehr von diesem außergewöhnlichen Wiederhall der Funksignale. Es trat Stille ein um dieses merkwürdige Ausbreitungs¬ phänomen der Dekameterwellen. Wenden wir uns nun einigen der bekann¬ testen Hypothesen zu, mit denen man versuchte, die Entstehungsursache der Mehrfachzeichen zu begründen. Nach Störmers Vorstellungen wird die Erde von einem großen Gebiet umgeben, das die Form eines Toroiden einnimmt und über keine freien Elektronen verfügt. Die Oberfläche, die dieses Gebiet abschließt, hat, nach seiner Meinung, eine reflektierende Eigenschaft. Sie reflektiert die von der Erde auftreffenden elektromagnetischen Wellen so, daß diese dann infolge ihrer Laufzeit mit einer bestimmten «Verspätung» als Nachhall der Signale auf der Erde empfangen werden. Das reflektierende Medium kann, wie Stürmer behauptet, in unterschiedlichen Entfernungen von der Erde ent¬ stehen und auch ganz verschwinden. Auf diese Art und Weise versuchte er, den Lauf Zeitunterschied für die von der Oberfläche des Toroiden reflektier¬ ten elektromagnetischen Wellen und folglich auch für die in unterschied¬ lichen Zeitintervallen auftretenden Mehrfachzeichen zu erklären. Nach unseren gegenwärtigen Erkenntnissen kann diese These nur schwer bei behalten werden. Wir wissen heute, daß dort, wo Stornier keine freien Elektronen vermutete, in Wirklichkeit der Strahlungsgürtel der Erde existiert. Der innere Teil des Strahlungsgürtels ist etwa 500 bis 5000 km von der Erde entfernt, der äußere in einer Höhe von 1 bis 5 Erdradien (r x 6371 km). Bei einer Reflexion der Signale vom inneren Teil des Strahlungsgürtels beträgt ihre Laufzeit zur Erde nicht mehr als 0,04 s von der äußeren nur 0,31 s. Geringe LaufZeitunterschiede sind auch dann möglich, wenn die Raum¬ wellen zwischen Ionosphären und Erdoberfläche mehrmals reflektiert wer¬ den. Damit dürfte wohl das Geheimnis um die Herkunft der «Nahechos» gelöst sein, für die man schon 1930 eine einleuchtende Erklärung suchte. Für die mit großen «Verspätungen» zum Signal am Empfangsort ein- treffenden Wellen muß es jedoch andere physikalische Ursachen geben. Dr.-Ing. Tschetwerik glaubt, daß eine solche Bedingung dann gegeben ist, wenn sich rings um die Erde ein geschlossener (oder fast geschlossener) «Wellenkanal» (engl.: ducting) bildet. Er kann zwischen zwei Schichten der Ionosphäre, beispielsweise zwischen der sporadischen E-Schicht und der Fl- oder F2-Schicht entstehen. Derartige Erscheinungen sind meist mit einer bestimmten Periode der Sonnenaktivität verbunden, gewöhnlich mit dem Auftreten des Nordlichts. In den mittleren und höheren Breiten unseres 93 Planeten bilden sich dadurch in den unteren Schichten des «Wellenkanals» ausgesprochene lonisationszentren aus. Diese sind so kräftig, daß die dort auftreffenden Dekameterwellen von ihnen reflektiert werden. Gelangt ein Signal, deren Frequenz die kritische Frequenz übersteigt, in den «Wellen¬ kanal», wird es solange von einer inneren Schicht zur anderen reflektiert, bis die untere Schicht «Löcher» zeigt. Es gibt auch die Möglichkeit, daß die Funkwellen teilweise zur Erdoberfläche gelangen und gleichzeitig im «Wellenkanal» verbleiben, d.h. die Erde mehrmals umkreisen. Deshalb können von einem Funksignal auch mehrere Echos auftreten. Unter be¬ stimmten Bedingungen, z. B. wenn sich die Signalfrequenz mit den Para¬ metern des «Wellenkanals» in Resonanz befindet, ist die Dämpfung eines mehrmals um die Erde laufenden Signals nur unbeträchtlich. Das Fehlen einer wissenschaftlichen Aussage über die Entstehungs¬ ursachen des Funkechos schuf günstigen Boden für die kühnsten Gedanken und phantastischsten Vorstellungen. Selbstverständlich finden sich immer Menschen und unter ihnen auch Wissenschaftler, die geneigt sind, diese oder jene bislang nicht verstandene Naturerscheinung als «überirdisches Wun¬ der» abzutun. So vertrat der durch seine Arbeiten auf dem Gebiet der Elektrotechnik berühmt gewordene Physiker TV. Tesla schon in den dreißiger Jahren die Auffassung, daß die Funkechos von irgendeiner interplanetari¬ schen Zivilisation herrühren müssen. Seine Flypothesewurde aber nicht allzu ernst genommen. Die Erfolge der Radioastronomie im letzten Vierteljahrhundert ließen die Idee von der Möglichkeit einer interstellaren Funkverbindung realistisch erscheinen. Es zeichnete sich aber immer mehr die Tendenz ab, daß all¬ gemeine Probleme von der Vielzahl bewohnter Welten durch das der Kom¬ munikation mit außerirdischen Zivilisationen zu ersetzen. So greift 1960 R.Breisuell, Professor am Radioastronomischen Institut der USA, die These Teslas wieder auf. Er gab an, daß die Funkechos Signale sind, die von einer auf der Mondumlaufbahn befindlichen kybernetischen Einrichtung eines interplanetarischen Apparates retransliert werden. Diese Flypothese bediente sich im Jahre 1966 auch F. Sigel. Er ging dabei soweit, daß er behauptete, die Größe der «Verspätungszeit» des Echos zum Signal würde einen uns un¬ verständlichen Kode ausdrücken. Schließlich fand 1972 ein englischer Astronom des Rätsels Lösung. Er stellte eine Graphik auf. Dazu trug er auf der Ordinate den Zeitunterschied zwischen Signal und Echo, auf der Abzisse ihre Ordnungszahl auf. Und siehe da, rein zufällig fand er hierbei ein ihm seit langem bekanntes Bild, und zwar die Abbildung des Sternhimmels der nördlichen Halbkugel. Aller¬ dings nahmen die Sterne eine andere Lage ein als sie uns heute bekannt ist. So befand sich der Stern Epsilon nicht im Sternbild des Fuhrmanns. Aber auch dafür halle er sofort eine Lösung zur Hand. Er vertrat die Ansicht, daß der kosmische Retranslator der Abgesandte eines anderen Planeten sei, der vor 13000 Jahren, eben zu jener Zeit in unser Sonnensystem kam, als sich der Stern Epsilon noch dort befand, wo er auf der Zeichnung dargestellt ist. Wahrhaftig eine originelle Methode, um das Geheimnis unbekannter 94 Naturgesetze aufzudecken. Fest steht momentan jedenfalls die Tatsache, daß beim Abhören des Kosmos mit modernen Radioteleskopen bis jetzt noch keine künstlichen Funksignale aufgenommen wurden. Daher kam man auch zu der Erkenntnis, daß es in unserem Sonnensystem keine weite¬ ren höherentwickelten Zivilisationen gibt, die auf der Suche nach Ihres¬ gleichen sind und Funksignale aussenden oder retranslieren. Kriterium der Wahrheit ist aber der experimentelle Nachweis, sind genaue Beobachtungs¬ resultate, auf deren Basis eine neue Theorie entsteht. Nur eine derartige Praxis garantiert die normale Entwicklung unserer Wissenschaft und be¬ wahrt sie vor Irrtümern. Seit jeher gehören die Funkamateure zu den Bahnbrechern, wenn es galt, bestimmte Ausbreitungsbedingungen der elektromagnetischen Wellen zu erforschen. Wer könnte deshalb berufener sein als sie, für diese Mehrfach¬ zeichen eine handfeste Theorie zu finden. Sie können ein solches Netz von Beobachtungsstellen errichten, wie es wohl kaum eine andere wissenschaft¬ liche Institution zu schaffen vermag. Um den physikalischen Vorgang der Funkechos zu beobachten, bedarf es eigentlich nur eines Empfängers mit einer Empfindlichkeit von 5 bis 15 p.V sowie eines Elektronenstrahloszillografen mit einer Strahlauslenkung von 10 bis 30 s. Den Oszillografen schaltet man an den Ausgang einer beliebigen NF-Verstärkerstufe. In dem man die Form des Echos mit dem Signal ver¬ gleicht, findet man ihre Zugehörigkeit. Nunmehr muß man den Abstand zwischen Signal und Echo messen und errechnet so die «Verspätung» für die Funkechos aus. Die ermittelten Ergebnisse sind aber nur dann von wirklichem Nutzen, wenn folgende zusätzliche Angaben bekannt sind: - die geographische Lage (Koordinaten) des Empfangsorts der Beobach¬ tungsstation; - das Datum und die genaue Uhrzeit der Beobachtung; - die Trägerfrequenz des Signals; - der Zeitunterschied zwischen Signal und Echo mit einer Genauigkeit bis ±0,3 s; - der Typ der Empfangsantenne und ihrer Charakteristik (Orientierung, Neigungswinkel zum Horizont, Richtdiagramm); - die Abweichung (Übereinstimmung) der Form des Echos von der des Signals und der NF-Modulation. Für die Beobachtung erscheinen die Zeiten im Vorfrühling und Vorherbst zwischen 16.00 bis 19.00 Uhr MEZ als besonders günstig. Bleibt zu hoffen, daß sich viele Funkamateure und SWL’s bei der Erforschung dieses Aus¬ breitungsmechanismus der Dekameterwellen beteiligen werden. Nach einem Beitrag der sowjetischen Zeitschrift Radio, übersetzt und be¬ arbeitet von Dipl.-Ing. F. Schutze. 95 Ing. Klans K. Streng Neue Schaltkreise aus dem RGW-Bereich Auch im vergangenen Jahr machte die Elektronik in den Staaten des Rates für Gegenseitige Wirtschaftshilfe (RGW) beachtliche Fortschritte. Aus der Vielzahl der neuen elektronischen Geräte, Anlagen und Bauteile wird hier nur ein kleines Teilgebiet herausgegriflfen: das der linearen integrierten Schaltkreise. Seit vielen Jahren gehören solche IS zu den Erzeugnissen der Sowjetunion. Im Elektronischen Jahrbuch wurde fast alljährlich darüber be¬ richtet. Anfang 1980 überraschte nun die sowjetische Halbleiterindustrie mit einer ausführlichen Veröffentlichung^ ] über neue bzw. bisherunbekannte Operationsverstärker, und zwar in Tabellenform, und wird auszugsweise wiedergegeben (Tabelle). Bild 1 zeigt die Anschlußbelegungen. Bild 2 die Sockel mit der Pin-Numerierung des Herstellers - die auch hier gilt. Mit diesen Operationsverstärkern - das geht aus den Daten hervor - wird der Anschluß an den technischen Höchststand (1980) hergestellt. Bezüglich der in der Tabelle aufgeführten vergleichbaren internationalen Operations¬ verstärker ist daran zu erinnern, daß der sowjetische 8polige Rundsocke] eine etwas andere Pin-Bezeichnung hat als der «internationale TO-77» (s.hierzu auch den Beitrag «Transistorarrays und ihre Einsatzmöglichkeiten» im Elektronischen Jahrbuch 1981). Ähnlich wie bei den Operationsverstärkern ist auch der Stand bei den Spannungskomparatoren. Auch in diesem Fall brachte die sowjetische Halb¬ leiterindustrie völlig neue Typen auf den Markt, die bei uns noch weitgehend unbekannt sind [2]. Es handelt sich dabei um die Typen K 521 CA 1 (x r >A 711 HM),K 521 CA 2(x LM710 H),K 521 CA 3(x LM 111 H) und K 554 CA 2 (x LM 710 N). Aber nicht nur neue IS erregen die Auf¬ merksamkeit von Elektronikfachleuten und -amateuren. Der integrierte Doppeltaktmischer K 140 MA 1 (Bild 3) ist zwar nichtmehr sehr neu, wurde aber im Jahre 1979 wiederentdeckt [3], Auf Grund seiner Schaltung kann er auch als Multiplizierer verwendet werden (Bild 4) [4], Schließlich sind auch einige IS der «Familie» K 174 noch weitgehend unbekannt. Zu Unrecht, denn sie entsprechen weitgehend den modernen internationalen Schaltkrei¬ sen. Zu nennen sind: K 174 VP 1 (Ton-ZF-Verstärker mit FM-Demodula- tor), Bild 5 -K 174 yp 2 (Bild-ZF-Verstärker), Bild 6; K 174 yn 1 (Hellig¬ keitssignal-Verstärker) sowie eine RGB-Matrix und ein Farbartsignal¬ verstärker [5]. Es dürfte interessieren, daß Pin-Kompatibilität (also gleiche 96 Tabelle Neue Operationsverstärker aus der UdSSR (* Spitze-Spitze) .y h i_ oo o 2 o - C/3 CQ ja 0$ > Qi Qi 2 03 U -o * # 00 > = 03 b *o * a ^ > H ä. 2 > b £ b > > a >. H < =L o ©_ ©_ •n i/i io < 5 =L 2 < =L < ä. < rL < 5 rL J < iL 03 03 o o cc h h O O o — © © © © rj im in © so in m m so" so" so" i/i in in so" so" so" i/s in n n so" so" so" so" +i +i +i +i +i +i +i +i +i +i +i +i +i +i +i +i +i +i +i +i +i +i Ol Ol so"mn in 1 >1 >1 >> >. >1 >> >. >. >. >> >. >. >. © © © © © © © © © © © © © © © Ol Ol Ol Ol ''fr ■-fr 'fr ■fr- •'t ■'t >n in »n in — — - — — — — '— 1 — 1 ~ ~ 1 — — ~ — ~ ~ 1 in in in 54 54 54 54 54 54 54 54 14 14 X 14 14 14 >4 14 54 54 54 7 Schubert, Eljabu 82 97 2,0 A Bild 2 Sockel (nicht maßstabgerecht) der in Tabelle 1 angeführten sowjetischen Operationsverstärker 100 Lautstärke¬ regler Bild 5 Applikationsschaltung des k 174 yp 1 Bild 6 Applikationsschaltung des K 174 yp 2 Anschlußfolge) zwischen K 174 YP 1 und unserem A 220 D sowie zwischen dem K 174 yp 2 und unserem A 240 D besteht. Allerdings sind die je¬ weiligen Schaltkreise nicht äquivalent, d.h. auch in ihren Daten nicht gleich. Da der Begriff «äquivalent» oft in Zusammenhang mit der Austausch¬ möglichkeit einheimischerund ausländischer IS verwendet wird, dabei jedoch viele falsche Vorstellungen im Umlauf sind, einige Bemerkungen, die an sich nicht direkt zum Thema dieses Beitrags gehören. 2 Schaltkreise sind ein¬ ander äquivalent, wenn sie sich in Aufbau, technischen Daten und Sockel¬ schaltung (Pin-Belegung) gleichen. Wie leicht zu überprüfen ist, gibt es gemäß dieser Definition kaum 2 Schaltkreise (sogar mit gleicher Typenbezeichnung, aber von unterschied¬ lichen Herstellern), die einander wirklich äquivalent sind. Für den Austausch ist das jedoch nicht immer notwendig. Oft genügt eine weitgehende Über¬ einstimmung in den Hauptkenndaten und in der Sockelschaltung. Solche Kreise bezeichnet man als «pin-äquivalent». In diesem Fall wird z.B. der Temperaturbereich, in dem die Schaltkreise verwendet werden können, ver¬ nachlässigt. Oft werden 2 Kreise als «funktionsäquivalent» (funktionsgleich, ver¬ gleichbar) bezeichnet. Sie haben dann lediglich die gleiche elektrische Funk¬ tion in der Gesamtschaltung. Eine direkte Austauschmöglichkeit ohne kleinere oder größere Schaltungs- bzw. Bauelementeänderungen gibt es nicht! Wenden wir uns einem anderen sozialistischen Land zu, dessen Halbleiter¬ industrie ständig um Weiterentwicklungen auf dem Gebiet der Schaltkreis¬ technik bemüht ist, nämlich der CSSR mit ihrem auch bei uns gut bekann¬ ten Werk TESLA-Roznov. In ihrem Halbleiterkatalog 1979/80 [6] nehmen die linearen IS immerhin einen Raum von 39 A4-Seiten ein, ohne Sockel¬ schaltungen. Schwerpunkt bei den Neuheiten bilden die zum größten Teil bereits bekannten Fernsehempfänger-IS wie die in MOS-Technik ausgeführ- Tast- Kegelspannung 102 ten Sensortastenschalter MAS 560 A (4 Kanäle). In Verbindung mit ihm ist zu nennen die «Anzeige-IS» MAS 1008. Bemerkenswert sind auch der MAS 562 (8 Kanäle), der PAL-Dekoder MBA 530, die Referenzschaltung MBA 540, der Farbartsignalverstärker MCA 640, der PAL-SECAM-um- schaltbare Farbartsignaldemodulator MCA 650, der Kontrast-, Farbsätti- gungs- und Helligkeitssteuerungs-IS MCA 660 [7] sowie der Vertikalab- lenkungs-Leistungs-ISA/TM 1044 E. Schließlich seien die integrierten Schalt¬ kreise für Bildschirmspiele erwähnt: MAS 601, MAS 602 und MAS 603. Neben diesen eigenen Neuentwicklungen zeigt sich jedoch eine Tendenz, die große Aufmerksamkeit verdient: In den Katalog von TESLA-Roznov wurden mehrere bekannte IS aus anderen RGW-Ländern aufgenommen. Es sind das: die Horizontalkombination (für TV-Empfänger) A 250 D (DDR), die Komparatoren A 110 C und B 110 C (DDR), der Stereosignaldekoder UL 1611 N (Volksrepublik Polen). Zählt man zu diesen linearen IS noch die gleichfalls aus den Staaten des RGW stammenden zahlreichen digitalen IS von Unitra Cemi (Volksrepublik Polen], Transistoren (UdSSR, Volksrepublik Bulgarien, DDR, Volksrepublik Polen) und Dioden (UdSSR, DDR), so ist eine zunehmende internationale Standardisierung der Halbleiterbauelemente innerhalb des RGW zu erken¬ nen, die in ihren Anfängen schon seit Jahren sichtbar war, sich nun aber weitgehender durchsetzt. Die Lösung ist vernünftig und dürfte allen Freun¬ den der modernen Elektronik einleuchten: Jeder Partner fertigt das, wofür er die günstigsten Voraussetzungen hat. Eine ähnliche Tendenz gibt es für Empfänger-Elektronenröhren seit vielen Jahren. Das Erreichen und das Mitbestimmen der Weltspitze bei Halbleiterbau¬ elementen erfordern gewaltige Investitionen. Vorbei ist die Zeit, in der «jeder alles fertigte» - oder vielmehr fertigen wollte. So wird die höhere Form der sozialistischen Integration auch auf dem Halbleitergebiet sichern, den tech¬ nischen Höchststand mit zu bestimmen. Literatur [1] Hcnapoe, IO.jBopobOen, E.: Cno/maii Taöjimia napaivieTTpoB onepa- UHOHHbix yCHnHTenen, Radio, Moskva 77 (1980) 3, Seite 59 und 60 [2] IIIuao, B. JI.: JTHHeitHbie HHTerpajtbHbie cxeMbi b pamiouieKTpoHHOÜ annapaiype, Sowjetskoje Radio, Moskva 1979 [3] Ha3apoe, IO./IIIMUKUHa, JI.: IlHTHrpa.'ibHaa MMKpocxeMa K 140, MA I, Radio, Moskva 76 (1979) 4, Seite 59 und 60 [4] Birus, DjSzabolcs, E.: K 140 MA 1 als Multiplizierer, radio fernsehen elek- tronik, Berlin 29 (1980) 6, Seite 383 bis 385 [5] Integrated semiconductor Microcircuits K 174 Series, Electronsagrapostawka 1976 [6] Polovodicove soucästky 1979-80, TESLA Roznov [7] Stricek, F.: Neue Schaltkreise für TV-Geräte, radio fernsehen elektronik 28 (1979) 2, Seite 111 bis 115 103 Ing. Winfried Müller Entwicklungsstand von Lichtemitter¬ anzeigebauelementen Optoelektronische Anzeigebauelemente, für deren Funktion lichtemit¬ tierende Halbleitermaterialien eingesetzt werden, sind seit mehr als zehn Jahren bekannt. In diesem Zeitraum wurden die Lichtemitteranzeigebau¬ elemente ständig weiter verbessert. Beachtliche erzielte Fortschritte betreffen besonders die Lichtausbeute der lichtemittierenden Halbleitermaterialien, die Ausdehnung der Symbolgröße für Ziffern- und Symbolanzeigebau¬ elemente und die Anzahl der Emissionsfarben sowie spezielle konstruktive Details. Anfänglich standen nur Anzeigebauelemente zur Verfügung, die rotes Licht abstrahlten. Gegenwärtig sind die Lichtfarben Grün, Gelb und Orange selbstverständlich. Es ist auch gelungen, blau leuchtendes Halb¬ leitermaterial herzustellen, jedoch muß die Materialbasis dafür noch mehr erforscht werden. Außerdem bereitet das technologische Beherrschen des Herstellungsprozesses und die kostengünstige Produktion noch große Schwierigkeiten, so daß in nächster Zeit nicht mit der Massenherstellung von blau leuchtenden Lichtemitteranzeigebauelementen zu rechnen ist. Lichtemitterdioden-Kristallaufbauten Für den strukturellen Aufbau eines Lichtemitterdioden-Kristallchips wer¬ den unterschiedliche Materialkombinationen und Verfahrenstechnologien herangezogen. Chips für die Emissionsfarben Rot, Orange und Gelb sind Mischkristalle aus GaAsP, die je nach gewünschter Lichtfarbe unterschied¬ lich mit Stickstoff dotiert werden. Mit der Materialkombination GaP läßt sich ebenfalls rotes Licht erzeugen, wenn es mit ZnO dotiert wird. Stickstoff¬ dotiertes GaP emittiert dagegen grünes Licht. Die aktive lichtemittierende Schicht aus GaAsP oder GaP wird mit der Gas- oder der Flüssigphasen¬ epitaxie auf einem Substratmaterial aus GaAs oder GaP aufgebracht. Welches dieser technologischen Verfahren für die Herstellung bestimmter Mischkristalle herangezogen wird, geht aus den Angaben zu den Kristall¬ aufbauten [I] in Bild 1 hervor. Die gezeigten Varianten der Kristallaufbau¬ ten (Chips) werden prinzipiell für alle Arten von Anzeigebauelementen mit Lichtemitterdioden (LED) eingesetzt. 104 105 Lichtemitterdioden Lichtemitterdioden werden mit unterschiedlichen Gehäusebauformen an- geboten. Am meisten verbreitet, weil universell einsetzbar, sind die in Bild 2 gezeigten zylindrischen Bauformen (mit einem Linsendom in der Betrach¬ tungsrichtung) mit 3 mm und 5 mm Durchmesser. Neben diesen schon als klassisch anzusehenden Bauformen werden solche auch in Sonderbauformen hergestellt, die nach gestalterischen Gesichtspunkten entworfen wurden und auf ihre Weise zu einem zeitgemäßen Frontplattendesign beitragen. Diese besonders geformten LED setzt man bevorzugt in Geräten der Unterhal- tungs-, Musik- und Haushaltselektronik ein. Rechteck-LED (Bild 3) werden meist für elektronische Skalenanordnungen aneinandergereiht. Ein speziell für solche Anwendungen vorgesehener integrierter Schaltkreis A 277 D des VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) erlaubt, die Anordnung bis zu 12 LED als ein sich verlängerndes Leuchtband oder als einen wandern¬ den Lichtpunkt anzusteuern. Geeignete Schaltungsvorschläge sind in [2] ent¬ halten. LED-Skalenanordnungen werden beispielsweise zur analogen An¬ zeige der Leistungsabgabe von Verstärkerendstufen, zur Balancekontrolle Universal-LED, zylindrische Bauform 5 mm Durchmesser und 3 mm Durch¬ LED im Rechteckgehäuse und im quadratischen Gehäuse (2 mm Kanten¬ länge) mit angesetzter Linse fn u.m m ■ : L r 1 * MP 9 r y ' j i ; ; i mf » i 4 ! ; * ; m L "! 'T • f TT f"1| Li „ 4» M* rr~Y" ».tu | „ * messer von Stereoverstärkern, als optoelektronische Skalenanzeige in Rundfunk¬ geräten, als Temperaturanzeige und für vieles andere mehr benutzt. Für die erwähnten Anwendungen ist auch der Miniaturtyp gedacht, ebenfalls in Bild 3 zu sehen. Erläßtsichim Rasterabstand von 2,5 mm aneinanderreihen. 3eckige LED sind für Pfeildarstellungen vorgesehen, während quadratische und solche mit größeren LichtaustrittsöfTnungen (8,89 mm x 3,81 mm bzw. 19,05 mm x 3,81 mm) iur systemgerechten Beleuchtung von Schriftsymbo¬ len (z. B. FM, AM, STEREO) eingesetzt werden. Für die Ausleuchtung großflächiger rechteckiger Leuchtflächen werden 2 bis 4 einzelne LED in einem Gehäuse benötigt. Schließlich sei auf mehrfarbige LED hingewiesen. Die meisten der bereits erwähnten Gehäusebauformen werden auch für diese Spezialtypen verwen¬ det. Die LED sind mit 2 oder 3 Chips für unterschiedliche Lichtfarben aus¬ gestattet. Die Katode ist für alle Chips gemeinsam herausgeführt, die Ano¬ den sind selbstverständlich einzeln zugänglich. Mehrfarbige LED ermögli¬ chen das Anzeigen von 2 oder 3 unterschiedlichen Funktionen (Grün: Be¬ trieb; Rot: Störung) am selben Ort, ein Vorteil für Geräte mit engen Platz¬ verhältnissen. Der Einsatz mehrfarbiger LED erlaubt somit, die Anzeige von Funktionen auf derselben Gerätefläche zu verdoppeln. Als Spezialtypen muß man auch die LED bewerten, die mit einer im Gehäusekörper mitein¬ gebauten Konstantstromquelle versehen sind. Die Konstantstromquelle ist in integrierter Schaltungstechnik hergestellt und bewirkt, daß die LED ohne äußeren Vorwiderstand an Betriebsspannungsquellen mit unterschiedlichen Spannungen betrieben werden kann. Lichtemitteranzeigen für Ziffern und Symbole Für die Darstellung von Ziffern und einer begrenzten Anzahl von Symbolen sowie von einigen Buchstaben werden 7-Segment-Anzeigebauelemente be¬ nutzt. Die Darstellung aller bekannten Symbole und Buchstaben gelingt mit speziellen Anzeigebauelementen, den alpha-numerischen Anzeigen. Diese Anzeigebauelemente können aus einer Vielzahl von balkenförmigen Segmenten in einer bestimmten Anordnung oder aus Flächen, die aus 35 LED zusammengesetzt sind, bestehen. Die zuletzt genannte Variante ist die gün¬ stigere, da sie eine höhere Auflösung des darzustellenden Symbols ermöglicht oder gar erst eine Darstellung zu realisieren gestattet. Die Chips sind auf 7 Zeilen mit je 5 Chips je Zeile verteilt (7 x 5-Matrix-Anzeige). Der An¬ steueraufwand ist erheblich. Um dem Anwender in dieser Hinsicht einen Teil des schaltungstechnischen Aufwands zu ersparen, wird ein Teil der er¬ forderlichen Ansteuerelektronik in integrierter Schaltungstechnik im Ge¬ häuse des Anzeigebauelements miteingebaut. Es handelt sich hierbei um den Treiber, den Dekoder und den Speicher. 7-Segment-Anzeigebauelemente für sehr kleine Symbolhöhen lassen sich monolithisch herstellen. Die Segmentanordnung ist mit den in der Halb¬ leitertechnik eingesetzten Bearbeitungsverfahren im Kristallchip eingearbei- 107 tet. Für diese Technologie ist nur das rot leuchtende Kristallmaterial aus GaAsP auf GaAs (Bild la) geeignet. Es hat die hier genutzte Eigenschaft, daß der Teil des erzeugten Lichts, der in das Kristallinnere eindringt, im Kristall absorbiert wird. Sichtbar wird nur das Licht, das auf direktem Wege den Kristall verläßt. Die Absorptionseigenschaft verhindert, daß von einem leuchtenden Segment Licht in benachbarte Bereiche und Segmente trans¬ portiert und dort in unerwünschter Weise sichtbar wird. Die übrigen in Bild 1 b bis 1 d gezeigten Kristallaufbauten haben nicht die erwähnte Eigen¬ schaft. Sie können aus diesem Grund auch nicht für die Fertigung von an¬ dersfarbigen, monolithisch herzustellenden Chips verwendet werden. Diese Tatsache erklärt, warum keine grün leuchtende Taschenrechner-Anzeige- einheiten hergestellt werden, obwohl grün leuchtendes Kristallmaterial ver¬ fügbar ist. Monolithisch gefertigte Ziffernchips werden, wie bereits angedeutet, vor¬ zugsweise für den Aufbau von Taschenrechner-Anzeigeeinheiten verwendet. Die Bedeutung dieser Bauelementekategorie für die genannte Gerätegruppe ist durch den Einsatz der äußerst leistungsarmen Flüssigkristallanzeigen (LCD) stark eingeengt worden. Lichtemitteranzeigebauelemente in Reflektortechnik Für den Bau von 7-Segment-Anzeigebauelementen hat sich in der letzten Zeit das Prinzip der Reflektor- oder Lichtleittechnik weitgehend durchge¬ setzt. Für diese Technik spricht, daß sie einerseits mit wenig Kristallmaterial für ein Segment auskommt (der Kristallchip ist in der Größe mit dem einer Lichtemitterdiode vergleichbar) und sich andererseits aus dem punktförmig leuchtenden Chip auf optischem Wege ein balkenförmiges Segment formen läßt. Die doppelte Segmentlänge entspricht etwa der Symbolhöhe. Zur Zeit sind 7-Segment-Reflektorbauelemente mit Symbolhöhen von 7 bis 20 mm bekannt. Als lichtemittierendes Material werden nur Chips mit hoher Licht¬ ausbeute eingesetzt, um die im optischen System auftretenden Lichtverluste auszugleichen. Solche Materialien sind zwischenzeitlich entwickelt worden (Bild 1 b bis Bild 1 d) und stehen auch für die Fertigung zur Verfügung. Bild 4 zeigt das für die Reflektortechnik (auch Lichtschachttechnik ge¬ nannt) angewendete Prinzip der Lichtleitung. Ein Lichtemitterdiodenchip ist in der Lichteintrittsöffnung einer Reflektorkammer positioniert. Für den Reflektor setzt man einen weißen Plastwerkstoff (Bild 5) mit sehr guten Re¬ flexionseigenschaften (Reflexionsfaktor 0,95) ein. Das vom Chip emittierte Licht wird an den Innenwänden des Reflektors reflektiert und aufdiese Weise zur balkenförmigen Lichtaustrittsöffnung des Segments befördert. Die Licht¬ austrittsöffnung ist mit einer Diffusorfolie abgedeckt, gegen die das reflektierte Licht geworfen und zerstreut wird. Bei einigen Bauelemente¬ technologien anderer Fabrikate (Bild 6) sind die Hohlräume der Reflektor¬ wannen mit einem transparenten Gießharz ausgegossen, wobei auch der Chip vom Harz umschlossen ist. Bei Modifikationen dieses Verfahrens wird auf 108 LED \^\ Nt' \ts Anschlüsse' Diffusorfolie Plastikreflektor¬ gehäuse Leiterzug 5^ Leiterplatte Epoxydharz Bild 4 Konstruktionsprinzip eines Reflektoranzeigebauelements, Reflektor innen hohl und mit Diffusorfolie abgedeekt Bild 5 Hohles Reflektorsystem für ein mehrstelliges Anzeigesystem den eigentlichen Reflektor verzichtet und das Licht über rechteckige licht¬ leitende Plastkörper geleitet, die in geeigneter Weise mit Zusätzen eines licht¬ streuenden Materials versehen sind. Die Lichtaustrittsöffnungen der Plast¬ körper haben die Form und die Größe der Segmente. Sie werden durch eine Abdeckkappe mit segmentierten Öffnungen überstülpt (Bild 7). Die Chips eines Anzeigebauelements sind auf einer mit Leiterbahnen ver¬ sehenen Leiterplatte (Bild 8) oder auf einem metallischen Trägersystem (Bild 9) durch einen leitenden Kleber befestigt. Die Chipunterlage und die Bonddrahtbefestigung auf der Oberfläche des Chips führen zu den An- 109 Bild 6 Anzeigebauelement mit Lichtleitkörpern und Abdeckhaube Plastikreflektor¬ gehäuse Metallträgerrahmen Epoxydharz Bild 7 Konstruktionsprinzip eines Reflektoranzeigesystems. Der Reflektorraum ist mit Epoxidharz gefüllt , das als lichtleitendes Medium wirkt Schlüssen des Bauelements. Die im Bauelement vorgenommene Verschaltung der Chips führt entweder zu Anzeigebauelementen mit gemeinsamer Katode oder gemeinsamer Anode, sie stehen dem Anwender wahlweise zur Verfü¬ gung. Die verwendeten Emissionsfarben können Rot, Grün, Orange oder Gelb sein. Neuerdings sind auch 2-Farben-7-Segment-Anzeigebauelemente ent¬ wickelt worden, ln der Lichteintrittsöffnung eines Reflektors befinden sich bei diesen Bauelementen 2 Chips mit unterschiedlichen Emissionswellen¬ längen. Die Chips sind miteinander antiparallel geschaltet (Bild 10). Durch Umpolen der Betriebsspannung oder des Betriebsstroms läßt sich die eine Bild 8 Leiterplatte eines mehrstelligen Reflektoranzeigesystems (Prinzip Bild 4) mit Chipplätzen f iir 7-Segment-Anzeige und Doppelpunkt Bild 9 M et all träger System mit Anschlüssen fiir LED- Chips ( Prinzip Bild 7) 111 oder die andere Lichtemitterdiode in Betrieb setzen. Mit dem Farbwechsel kann beispielsweise das Überschreiten vorgegebener Grenzwerte signalisiert werden. Bild 11 zeigt eine Auswahl von der Vielfalt der Bauformen und der ver¬ wendeten Stellenzahlen. Das in Bild 12 wiedergegebene Anzeigebauelement ist ebenfalls in Reflektortechnik hergestellt. Die zeilenförmig angeordneten Reflektoren sind dem Prinzip nach wie die entsprechend Bild 5 aufgebaut. Das Bauelement ist vorzugsweise für den Einsatz in Stereogeräten gedacht. Es wird multiplex angesteuert. gemeinsame Mel Katode X' 3eg mentkatoden/Anoden Bild 10 Innennerschaltung einer 2-Farben-7- Segmentanzeige Bild 11 Unterschiedliche 7-Segment-Anzeigebauelemente in Reflektortechnik Bild 12 LED-Doppelzeile in Reflektortechnik für Stereogeräte 112 Bild 13 Abhängigkeit des mitt¬ leren Gleichstroms l r vom Tastverhältnis für unterschiedliche LED- Materialien bei kon¬ stanter Lichtstärke l v Bild 13 gibt Auskunft über Eigenschaften von Lichtemitterbauelementen unterschiedlicher Lichtfarbe, wenn sie mit Impulsfolgen betrieben werden, wie es beim Multiplexbetrieb der Fall ist. Die Kurvenscharen zeigen die Ab¬ hängigkeit des mittleren Gleichstroms I F vom Tastverhältnis r bei konstan¬ ter Lichtstärke / v . Auffallend ist, daß sich für die Halbleitermaterialien mit den Emissionsfarben Grün, Gelb und Orange mit kleiner werdendem Tast¬ grad (1 /t = T/t) die aufgenommene mittlere Leistung verringert. EineEigen- schaft, die sich auf die Leistungsbilanz eines Geräts vorteilhaft auswirkt. Der Rückgang des für die Aufrechterhaltung einer bestimmten Licht¬ stärke erforderlichen Stromes erklärt sich durch das überproportionale An¬ steigen der Lichtemission bei sich erhöhendem Durchlaßstrom. Bei rot leuchtendem Material zeigt sich dagegen eine geringere Abhängigkeit des Stromes vom Tastverhältnis, wodurch auch die aufgenommene elektrische Leistung nahezu konstant bleibt. Literatur [1] nach Unterlagen der Fa. Siemens [2] Gemeinsame Mitteilung des VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) im VEB Kombinat Mikroelektronik und der Technischen Universität Dresden, Be¬ schreibung und Applikationshinweise zum Schaltkreis A 277, 09-03-80 8 Schubert, Eljabu 82 Ing. Dieter Müller Wissenswertes über Thermistoren Thermistoren sind Widerstände, deren Wert sich bei steigender Temperatur verringert. Diese Bauelemente werden deshalb auch als Heißleiter oderNTC- (negativer Temperatur-Koeffizient) Widerstände bezeichnet. Äußerlich sind Thermistoren üblichen (Schicht-) Widerständen sehr ähnlich (besonders die der TNM- Reihe, Bild 2), ihrem inneren Aufbau nach den von früher be¬ kannten Massewiderständen. Thermistoren bestehen aus gesinterten Oxyden von Nickel und Magnesium mit einigen Zusätzen. Die Temperaturabhängig¬ keit des Widerstandswerts von Thermistoren ist gegeben durch die Be¬ ziehung R T = r e 6,T ; R t - Widerstandswert bei einer bestimmten Temperatur T in Q, r - Widerstandswert, den der Heißleiter bei der Temperatur T — oo an¬ nehmen würde, in O, b - die Energiekonstante des Heißleiters in K, T - die absolute Temperatur, bei der sich R T ergibt, in K. In Bild 1 ist die Abhängigkeit des Widerstandswerts einer Auswahl von Thermistoren der T AA/-Reihe von der Temperatur entsprechend [ 1 ] grafisch dargestellt. Hierbei ist ein Temperaturbereich bis 500°C = 773 K zugrunde gelegt. Höhere Temperaturen sind auch bei Ausführungen mit Schwei߬ anschluß nicht zulässig. Auch bei dieser Temperatur weist der Widerstands¬ wert noch fallende Tendenz auf, und den endgültigen kleinsten Wert, die Größe r, hat er noch nicht erreicht. Da r nur eine theoretische Größe ist, da T = oo nicht realisiert werden kann, wird zweckmäßigerweise der Wider¬ standswert bei 293 K (= 20°C) R 2 o als Bezugsgröße gewählt. Der Wider¬ standswert bei einer bestimmten Temperatur T ergibt sich dann aus T t = R 20 e [b,T - < b ' 293 K >T Die Kurven für die Temperaturabhängigkeit des Widerstands entsprechend Bild 1 gelten nur dann genau, wenn der durch den Thermistor fließende Strom so klein ist, daß er keine nennenswerte Eigenerwärmung des Bauele¬ ments hervorruft. Je nach Bauform (Tabelle 2) liegt diese Grenze bei 0,5 oder 1 mW. Weiter enthält die Tabelle Werte für die Dissipationskonstante (5. 114 Wider st and swerte einiger Thermistoren der TNM-Reihe [4] in Abhängigkeit von der Temperatur bei vernachlässigbar kleiner Eigenerwärmung durch den durchfließenden Strom Diese gibt an, welche elektrische Leistung nötig ist, um die Temperatur des Thermistors bei ruhender Umgebungsluft um 1 K (= I °C) zu erhöhen. Bei den meisten Anwendungsfällen werden die TNM- und 7WÄ'-Typen mit sehr kleiner Leistung betrieben, so daß ihr Widerstandswert nur von der Temperatur abhängt und durch Eigenerwärmung nicht verfälscht wird. In einigen anderen Anwendungsfällen wird demThermistor eine bestimmte elektrische Leistung zugeführt, die zu einer definierten Erwärmung führt. Eine Widerstandsänderung ruft dann die Wärmeableitung durch das jewei¬ lige umgebende Medium hervor. Die Widerstandsänderung kann zur Mes¬ sung der Strömungsgeschwindigkeit des umgebenden Mediums (besonders bei Flüssigkeiten) oder der Dichte (besonders bei Gasen, auch Vakuum¬ messung) ausgenutzt werden. Bild 2 zeigt Kennlinien einer Auswahl von Thermistoren der 77VAT-Reihe, bei denen die Eigenerwärmung berücksich¬ tigt ist. ln röhrenbestückten Fernseh- und älteren Allstrom-Rundfunkemp¬ fängern wurde die speziell für diesen Zweck ausgelegte 77V/!-Reihe von Thermistoren eingesetzt. Bild 3 zeigt die Strom-Spannungs-Kennlinien einer Auswahl der in Fernsehempfängern eingesetzten 300-mA-Reihe. Bis zur Grenze P = 25 mW bzw. 50 mW zeigt die Abhängigkeit des Stromes von der Spannung einen linearen Verlauf wie bei einem üblichen Widerstand. Bei einsetzender Erwärmung infolge des Stromdurchflusses verkleinert sich der Widerstand, die Kennlinie / = /((/) biegt dann ab. Eine relativ kleine Spannungsänderung führt zu einer wesentlich größeren Stromänderung als im linearen Teil. Ist erst ein gewisser Grenzwert überschritten, z. B. U = 16 V bei dem Typ TNA 10/300, so steigt der Strom / bei fallender Spannung U infolge der Erwärmung weiter an und erreicht bei U = 10 V und I = 300 mA seinen Nennwert. Die Kennlinien nach Bild 2 und Bild 3 gelten prinzipiell nur für den jeweiligen thermischen Endzustand, d.h. für den Fall, daß der Thermistor Zeit hatte, die der jeweiligen Leistung entsprechende Endtemperatur an¬ zunehmen. Kurzzeitigen Strom- bzw. Spannungsänderungen gegenüber ver¬ hält sich der Thermistor wie ein üblicher Widerstand. Ein Maß für die Zeit¬ abhängigkeit der Erwärmung bzw. der Abkühlung ist die Erholungszeit. Sie gibt an, in welcher Zeit sich das Bauelement von der Nenntemperatur (maximal 423 K = 150°C bei den TNM- und ZNK-Typ&n) so weit abkühlt, bis es den halben Nennwiderstandswert aufweist. Diese Zeit hängt wesent¬ lich von der Eigenmasse des Thermistors ab und beträgt bei den TNM- und 77VA>Typen etwa 30 s, bei den wesentlich massigeren TTV/l-Typen 450 s (TNA 10 bis 15) bzw. 550 s (TNA 18 bis 30). Die Bezugstemperatur liegt bei den 77V/1-Typen bei 523 K = 250 C. Bild 4 zeigt die Bauformen. Anwendungsbeispiel 1 Stabilisierung des Ruhestroms von Transistorstufen Einen Transistor kann man sich aus 2 Dioden zusammengesetzt vorstellen (Basis-Kollektor-Diode und Basis-Emitter-Diode), die eine Elektrode, die 116 Bild 2 Strom-Spannungs-Kennlinien einiger Thermistoren der TNM-Reihe (mit Eigenerwärmung durch den durchfließenden Strom), Temperatur als Para¬ meter 117 Bild 3 Strom-Spannungs-Kennlinien einiger Thermistoren der TNA-Reihe [2] TNM h I, TNK-4 10 S,5,m...6,Bk IS V,5 ) %lk...1S0k TNK-FormA in 7 CD 1 J TNK-Form M6x0,5 SWS Bild 4 Abmessungen der Ther¬ mistoren der TNM- und TNK-Reihe entsprechend [3], [4] Basis des Transistors, gemeinsam haben. Wird an die Basis-Kollektor-Diode eines Transistors in Sperrichtung eine Spannung angelegt, so fließt bei offe¬ nem Emitter der Reststrom / CB o (Bild 5). Mit steigender Temperatur steigt auch dieser Strom an. Bild 5 zeigt die A-Bo-Kennlinien (Mittelwerte) eines Germanium-pnp-Transistors GS 121 und eines Silizium-npn-Transistors SS 216 entsprechend [5]. Die jeweils entgegengesetzte Richtung von Strö¬ men bzw. Spannungen bei pnp- und npn-Typen wurde wie auch in Bild 6 durch Betragsstriche berücksichtigt. Der temperaturabhängige Anstieg von I c Bo zeigt bei prinzipiell ähnlichem Verlauf einen bei Germanium gegenüber Silizium um etwa 2 Größenordnungen höheren Betrag. Der Kollektor- Emitter-Reststrom bei offener Basis I CEO weist annähernd die gleiche Ten¬ denz auf, liegt jedoch um den Stromverstärkungsfaktor ß höher: Ic .eo ~ A bo • ß ■ Als Folge des Verhaltens des Reststroms ist auch jeder beliebige andere Kollektorstrom temperaturabhängig. Bei einer festen Basis-Emitter-Span¬ nung U BE steigt der Kollektorstrom / c mit der Temperatur an. Umgekehrt müßte die Basis-Emitter-Spannung mit der Temperatur fallen, damit der Kollektorstrom I c konstant bleibt. Es besteht ein (reziproker) relativ linearer Zusammenhang zwischen der Sperrschichttemperatur T s eines Transistors und der Spannung U BE . Bild 6 zeigt diesen Zusammenhang jeweils für einen Ge- und einen Si-Transistor für/ c = 1 mA und / c = 10 mA. Die Steigung dieser annähernden Geraden wird auch als Temperaturdurchgriff D t AU AT bezeichnet. Dessen Größe hängt vom Kollektorstrom / c ab. Sie fällt mit steigendem Strom und ist bei Ge-Transistoren größer als bei Si-Typen. 119 Bild 6 Abhängigkeit der Basis-Emitter-Steuerspannung U BE von der Sperrscliicht- temperaturT-, bei konstantem Kollektorstrom I c fiir Ge- und Si-Transistoren Bild 7 zeigt die entsprechenden Abhängigkeiten vom Kollektorstrom. Aus Bild 6 geht auch hervor, daß der Temperaturdurchgriff über einen größeren Temperaturbereich konstant ist. Von besonderer Bedeutung ist die Temperaturstabilisierung des Ruhe¬ stroms bei Transistorendstufen. Während bei Transistorvorstufen durch geeignete Dimensionierung mit relativ großen Kollektor- und Emitterwider- 121 122 ständen eine Temperaturstabilisierung vorgenommen werden kann, sind bei Endstufen auf Grund der relativ kleinen Widerstände im Kollektor- und Emitterkreis dafür besondere Maßnahmen erforderlich. Bild 8 zeigt eine herkömmliche Gegentakt-B-Endstufe mit Transformator und Ge-pnp- Transistoren. Die Probleme liegen bei eisenlosen und Endstufen mit Si- Transistoren prinzipiell ähnlich. Um den Anstieg des Kollektorruhestroms mit der Temperatur zu ver¬ meiden, wird der Basis der Endtransistoren eine mit steigender Temperatur fallende Vorspannung (/ BE zugeführt. Der Spannungsteiler, der diese Span¬ nung (Bild 8) erzeugt, enthält einen Thermistor R r , dem zur Linearisierung ein temperaturunabhängiger Widerstand R3 parallelgeschaltet ist. Ein Thermistor allein zeigt eine zu große und nichtlineare Abhängigkeit des Widerstandswerts von der Temperatur (Bild 1). Ideal wäre ein Bauelement, das genau die gleiche Temperaturabhängigkeit aufweist wie die Basis- Emitter-Spannung t/ BE bei konstantem Kollektorstrom (Bild 6).- Bei einer Reihen-Parallel-Schaltung von Thermistor und den Wider¬ ständen R v und R p entsprechend Bild 9 a bzw. der Parallel-Reihen-Schaltung nach Bild 9 b läßt sich der Gesamtwiderstand der Schaltung und die Tem¬ peraturabhängigkeit in weiten Grenzen variieren. Die Vorausberechnung einer solchen Schaltung ist relativ aufwendig. Die in [6] angegebene relativ übersichtliche Methode gilt aber nur in einem engen Bereich in der Nähe der Bezugstemperatur (293 K — 20 C), für die die Temperaturkonstante T K als Bild 8 Temperaturkompensation bei einer Gegentakt-B-Endstufe mit Über¬ tragern Bild 9 Reihen-Parallel-Schaltung (Bild 9a) und Parallel-Reihen¬ schaltung (Bild 9 b) von Thermistor und Widerständen 123 253 273 233 313 333 353 373 Tin K m Bild 10 Widerstandswert in Abhängigkeit von der Temperatur für einen Ther¬ mistor TN IW 220 und für die Parallelschaltungen eines TNM 220 mit Widerständen von 51 Q, 100 Q und 120 ü 124 Katalogangabe bekannt ist. Andere Methoden sind mathematisch aufwen¬ dig und für Amateure nur bedingt geeignet [7], [8]. Eine grafisch-rech¬ nerische Methode findet der Leser in [9], In den meisten Fällen, in denen der Amateur Heißleiter zur Temperatur¬ stabilisierung von Transistorschaltungen einsetzt, genügt eine überschlägige Bestimmung. Allgemein ist der Thermistor in einer Schaltung ähnlich Bild 8 so zu dimensionieren, daß die an ihm abfallende Steuerwechselspannung klein bleibt, die Verlustleistung nicht zu einer Erwärmung durch den durch¬ fließenden Strom führt ( P v g 0,5 bzw. 1 mW) und an ihm annähernd die für den Ruhestrom erforderliche Spannung U BE abfällt. Bei Schaltungen mit Ge- Transistoren kommen für R T Werte von etwa 50 0 bis zu einigen hundert Ohm in Frage, für Schaltungen mit Si-Transistoren (überwiegend eisenlose Endstufen) Werte bis zu einigen Kiloohm. Bild 10 zeigt die Abhängigkeit bei Parallelschaltungen von Thermistor R T und unterschiedlichen Größen von Widerständen R3 (z. B. gestrichelte Linie TNM 220\\5\ 0). Bei sehr niedrigen Temperaturen wird der Widerstands¬ wert des Thermistors sehr groß. Der Gesamtwiderstand der Parallelschal¬ tung nähert sich der Größe von R3. Bei sehr hohen Temperaturen schließt der Heißleiter den Widerstand R3 nahezu kurz und bestimmt im wesent¬ lichen den Widerstandswert der Parallelschaltung (Bild 10 bei T = 413 K). Zwischen diesen beiden Extremen, die durch entgegengesetzte Krümmung der Kennlinie der Parallelschaltung gekennzeichnet sind, liegt in der Nähe des Wendepunkts WP der Teil mit der größten Linearität (gut erkennbar an den Kurven, Bild 10). Eine optimale Dimensionierung der Schaltung ist ge¬ geben, wenn der interessierende Temperaturbereich symmetrisch um diesen Wendepunkt liegt. Der für diese optimale Dimensionierung erforderliche Parallelwiderstand errechnet sich nach [10] aus A _ 2 R3 = — - Ä T ; ft — + 2 T B - Energiekonstante des Thermistors in K (Tabelle 1), T- Temperatur des Thermistors, bei der der Wendepunkt liegen soll, in K, R T - Widerstand des Thermistors bei der Temperatur Tin ß, R3 in ß. ln der Praxis wird der Amateur einen Thermistor-Typ wählen, dessen Nennwert (bei 293 K — 20°C) etwa 2- bis 5mal so groß ist wie der vorher überschlägig berechnete Wert der Parallelschaltung R P . Aus den Kurven (Bild 1) kann der ungefähre Widerstandswert bei der gewünschten mittleren Temperatur (Wendepunkt) ersehen werden. Bei Ge-Transistoren legt man den Wendepunkt zweckmäßigerweise auf 293 K = 20’C und kann auf diese Weise bei der Berechnung von R3 den Nennwert des Thermistors einsetzen. Als Beispiel (Bild 8) sei R 3 für einen Thermistor TNM 220 für eine mittlere Temperatur von 293 K zu berechnen. Nach Tabelle 1 ist für den TNM 220: B = 1900 K; 125 1900 R3 293 ■ - 2 1900 + 2 293 119,5 Q. 220 6,48 - 2 6,48 + 2 ■ 220 = 0,541 • 220 Der Wert der Parallelschaltung R P errechnet sich aus D _ Rt'M Kp — , R r ■ R 3 wobei für R3 ein dem errechneten Wert naheliegender Normwert, im vor¬ liegenden Fall 120 Q, verwendet wird. Aus den Kurven (Bild 1) wird der Widerstandswert für eine zweite Temperatur, etwa 20 oder 30 K höher als der Wendepunkt, ermittelt und auch hierfür die Parallelschaltung berech¬ net. Für das Beispiel ergeben sich bei 313 K = 40 °C R r x 128 Q; R P x 61,5 Q. Da die Temperaturabhängigkeit der Parallelschaltung in einem Bereich von etwa ± 20 bis 30 K als annähernd linear angesehen werden kann, wird diese mit einer Geraden durch beide Punkte, die man noch um etwa 30 K über den Wendepunkt hinaus verlängert (nach niedrigen Temperaturen hin), hinreichend genau angegeben. Setzt man diese Parallelschaltung in einem Spannungsteiler entsprechend Bild 8 ein, so läßt sich an Hand der Tempera¬ turabhängigkeit des Widerstandswerts auch auf die der Spannung U B e schließen, wobei die Wahl einer geeigneten Größe des Teilerquerstroms / T wichtig ist. Im vorliegenden Fall erhält man mit I T = 2,7 mA bei T = 293 K : t/ BE = 2,7 mA • 77 ü = 208 mV, bei T = 313 K : U BE = 2,7 mA ■ 61,5 Q = 166 mV, somit wird AU _ 208 mV - 166 mV _ 42 mV _ mV AT " 313 K- 293 K 20 K ~~ ’ K' Wie aus Bild 7 hervorgeht, wäre mit diesem Wert der Ruhestrom eines Ge- Transistors von / c = 10 mA voll temperaturkompensiert. Auf Grund von Streuungen der Transistordaten und eines eventuell kleiner gewünschten Ruhestroms als 10 mA können die sich bei 293 K einstellenden 208 mV etwas zu groß sein. Hier hilft eine geringfügige Verkleinerung von / T , jedoch bei einer unwesentlichen Verschlechterung der Temperaturkompensation. Andererseits fällt über dem gemeinsamen Emitterwiderstand R E eine Span¬ nung von üblicherweise 10 bis 50 mV ab, die ebenfalls zur Verkleinerung der zwischen Basis und Emitter wirksamen Spannung führt, die Temperatur¬ kompensation aber nicht beeinflußt. 126 Anwendungsbeispiel 2 Temperaturstabilisieriing bei eisenlosen Endstufen Bei eisenlosen Endstufen (Bild 11) ergeben sich quantitativ etwas andere Verhältnisse. Zwischen den Basisanschlüssen der Treibertransistoren T2 und T4 wird eine Spannung t/ B B benötigt, die sich zusammensetzt aus den Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren T5, T4 und T2 sowie den Spannungsabfällen über die Emitterwiderstände von T2 und T5. Für Si- Transistoren erhält man für U B b einen Wert von etwa 2,2 V und für Ge- Transistoren von etwa 0,75 V. Auf Grund der Gleichstromkopplung der Gegentaktschaltung ergibt sich näherungsweise auch eine Addition der Temperaturdurchgriffe aller 4 Transistoren (T2 bis T5). Nimmt man einen Ruhestrom für die Leistungstransistoren T3 und T5 von 50 mA und für T2 und T4 von etwa 10 mA an, so erhält man entsprechend Bild 7 bei Si-Tran¬ sistoren D t x 1,6 mV/K für T2 und T4 sowie D T ~ 1,4 mV/K für T3 und T5. Als Summe aller Tempera turdurchgriffe ergibt sich D t x 2- 1,6 mV/K + 2- l,4mV/K = 6mV/K. Die entsprechenden Werte für Ge-Transistoren sind D T a 2 • 2,1 + 2 • 1,7 a 7,6 mV/K. Wählt man für eine Schaltung mit Si-Transistoren den Wendepunkt bei 323 K — 50°C und einen Thermistor TNM 1,5 kü, so erhält man nach entsprechender Interpolation aus den Kurven Bild 1 (zwischen TNM 1 kO Bild 11 Eisenlose Quasi-Kom- plementär-Endstufe mit Kennzeichnung der für die Temperaturkompen¬ sation des Ruhestroms maßgeblichen elektri¬ schen Größen und Bau¬ teile 127 und TNM 2,2 kfl) die Werte R T bei 323 K etwa 590 fl, bei 353 K (80 "C) etwa 300 fl. R3 errechnet sich dann aus 2800 - 2 - 323 R 3 = ——-■ 590 = 368 fl, gewählt 390 fl. _ 2 M+ 2 323 Die Werte der Parallelschaltung ergeben sich dann zu R P = 225 fl bei 323 K und R P = 170 fl bei 353 K. Bei einem Spannungsteilerquerstrom von I T = 3,3 mA erhält man als Spannungsabfall über der Parallelschal¬ tung für 323 K - AU = 3,3 mA • 225 fl = 743 mV, für 353 K - AU = 3,3 mA ■ 170 fl = 563 mV, somit wird AU 743 mV- 563 mV 180mV - — =-=-= 6 mV/K . Ar 353 K - 323 K 30 K Zur Einstellung des Ruhestroms bei Raumtemperatur wird eine Spannung U aa von etwa 2,2 V benötigt. Bei 293 K hat der Thermistor seinen Nenn¬ widerstand von 1,5 kfl. Die Parallelschaltung hat bei dieser Temperatur einen Wert von R P = 310 fl. Als Spannungsabfall AU ergibt sich dabei AU = 3,3 mA-310fl= 1023 mV. Da zur Einstellung des Ruhestroms eine Spannung von etwa 2,2 V benötigt wird, muß ein zusätzlicher Widerstand R2 eingefügt werden, an dem die Differenzspannung U2 abfällt. U2 = 2,2 - 1,023 = 1,177 V. Somit wird R2 1,177 V 3,3 mA 350 fl. Zur genauen Einstellung des Ruhestroms verwendet man zweckmäßig einen Einstellregler 500 fl. Man erkennt, daß sich durch eine Änderung des Teilerquerstroms I T der Temperaturgang der Spannung über der Parallelschaltung von R T und R 3 variieren läßt. Ein größerer Teilerstrom / T ergibt bei der gleichen Wider¬ standskombination auch eine größere Abhängigkeit AU/AT, wobei I T mit RI eingestellt werden kann. Der zusätzliche Widerstand R2 dagegen ver¬ schiebt die Spannung U BB und damit den Ruhestrom nur nach oben, ohne das Temperaturverhalten wesentlich zu ändern. Ein größerer Wert von R3 führt auch zu einem größeren Betrag von AU/AT und zu einer steileren Kurve entsprechend Bild 10, aber auch zu einem tiefer liegenden Wendepunkt. Umgekehrt ergibt ein kleinerer Wert von R3 einen Wendepunkt bei höheren Temperaturen, aber auch eine flachere Kurve. Die Parallelschaltung von R T und R3 sollte möglichst so 128 dimensioniert sein, daß ein zusätzlicher (einstellbarer) Widerstand R2 ge¬ braucht wird. Bei den niedrigen Werten von U BE wird das bei Ge-Transisto- ren nicht immer möglich sein. Als Beispiel sei für eine Schaltung mit Ge-Transistoren ähnlich Bild 11 ein Thermistor TNM 680 gewählt. Für R 3 errechnet sich ein Wert von 430 fl. Der Widerstand der Parallelschaltung R P beträgt bei 293 K 262 fl und bei 313 K 186 fl. Mit einem Teilerstrom von / x = 2,9 mA erhält man die etwa gerade noch zulässige Größe von U Ba = 760 mV. Dabei ergibt sich für AU/AT = 7,33 mV/K ein etwas kleinerer Wert. Bei entsprechend höherer, erforderlicher Vorspannung von T5 (Exemplarstreuung) kann auch / T noch vergrößert werden, wodurch man auch einen günstigeren Wert für AU/AT erhält. Tabelle 1 Thermistoren der TNM-Reihe (Auszug aus TGL 14281 Bl.04) TNM-Typ entsprechende Kaltwiderstände bei 20°C (293 K) in Q Energie¬ konstante b in K Temperaturkonstante T K bei 20 °C (293 K) in %/grd 47 1500 1,7 56 1550 1,8 68 1600 1,9 82 1650 1,9 100 1700 2,0 120 1750 2,0 150 1800 2,1 180 1850 2,1 220 1900 2,2 270 1950 2,3 330 2000 2,4 390 2100 2,5 470 2200 2,6 560 2300 2,7 680 2400 2,8 820 2500 2,9 1 kfl 2600 3,0 1,2 kfl 2700 3,1 1,5 kfl 3,3 1,8 kfl 2900 3,4 2,2 kfl 3000 3,5 2,7 kfl 3100 3,6 3,3 kfl 3150 3,7 3,9 kfl 3200 3,7 4,7 kfl 3250 3,8 5,6 kfl 3300 3,9 6,8 kfl 3400 4,0 9 Schubert, Eljabu 82 129 TNM-Typ entsprechende Energie- Temperaturkonstante T K Kaltwiderstände bei konstante b bei 20°C (293 K) 20 °C (293 K) in Q in K in %/grd 8,2 kü 3500 4,1 10 kQ 3600 4,2 12 kü 4,3 15 kü 4,4 18 kü 4,5 22 kü 4,6 27 kü 4,7 33 kÜ 4,8 39 kü 4,9 47 kü 5,0 56 kÜ 5,1 68 kü 5,2 82 kü 5,4 100 kü 5,6 150 kü 5,8 Tabelle 2 Eigenschaften der Thermistoren der TNM-Reihe Form A B c D Oberfläche nicht umhüllt nicht glasiert des Thermistors umhüllt umhüllt Anschlußdrähte verzinnt nicht verzinnt, lötbar schweißbar Temperaturbereich -65 ... 150°C -65 ... 500°C, -65 bis (208 ...423 K) (208 ... 773 K)400°C (208 bis 673 K) Belastbarkeit 1 W 2 W Eigenleistung ohne Erwärmung 0,5 mW Dissipationskonstante ö 5 mW/K 130 Bauform A 4 und B Bauform A 10 Kaltwiderstand Energie- Kaltwiderstand Energie- bei 20°C in Q. konstate b in K bei 20 °C in 12 konstante b in K 47 2500 1,5 1750 470 3300 4,5 2420 1,5 kQ 3700 18 3100 10 kß 4100 47 3200 100 3400 150 3600 470 3800 1 kß 4000 Tabelle 3 Eigenschaften der Thermistoren der TNK-Reihe Form A 4 A 10 B maximale Betriebs- temperatur 120°C (393 K) 80°C (353 K) Belastbarkeit 0,5 W 1 W - W Eigenleistung ohne Erwärmung 0,5 mW 1 mW — mW Dissipationskonstante S 6 mW/K. lOmW/K 7,5 mW/K Literatur [1] VEB Keramische Werke Hermsdorf, Katalog über Halbleiterwiderstände [2] TGL 14281 Bl. 02, NTC-Widerstände für Anlaßzwecke, TNA-Reihe [3] TGL 14821 Bl. 03, NTC-Widerstände für Kompensationszwecke, TNK- Reihe [4] TGL 14281 Bl.04, NTC-Widerstände für Meßzwecke, TNM-Reihe [5] Kombinat VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder), Kataloge über Germa¬ nium-Transistoren und Silizium-Transistoren [6] Albrecht, H.: Widerstände mit vorgeschriebenem Temperaturkoeffizienten, radio und fernsehen 14 (1965), Heft 6, Seite 182 bis 183 [7] Ruder, G.: Temperaturstabilisierung mit Heißleiterwiderständen, radio und fernsehen 13 (1964), Heft 24, Seite 760 bis 761 [8] Markow, M.: Linearisierung von Thermistorkennlinien, radio fernsehen elektronik 19 (1970), Heft 4, Seite 126 bis 130 [9] Berger, K.H.: Dimensionierung von Heißleiterschaltungen, radio fern¬ sehen elektronik 23 (1974), Heft 3, Seite 99 bis 102 [10] Telefunken-Taschenbuch Röhren, Halbleiterbauteile, Ausgabe 1965, Seite 543 bis 551 131 Dipl.-Ing. Frank Roscher Einiges über Varistoren Der Begriff Varistor ist eine Abkürzung, die aus den Worten variable res istor entstand. Eine häufig benutzte Bezeichnung ist VDR. Dem liegt der englische Ausdruck voltage r/ependent resistor zugrunde, was übersetzt spannungs¬ abhängiger Widerstand heißt. Die nicht selten anzutreffende Bezeichnung VDR-Widerstand ist demnach nicht exakt, da die Abkürzung bereits das Wort Widerstand enthält. Dann ist es schon sinnvoller, von VDR-Element zu sprechen. Da es sich um einen Widerstand handelt, hat man das VDR- Schaltzeichen von dem des Widerstands abgeleitet. Die Beeinflußbarkeit des Widerstandswerts wird durch einen Schrägstrich angedeutet. Um kenntlich zu machen, daß die Spannung als Einflußgröße wirkt, schreibt man das Formelzeichen U an das Symbol. Zusammenhang zwischen Strom und Spannung Der genannte Zusammenhang kann durch eine verhältnismäßig einfache Formel ausgedrückt werden: U = C /■“; Spannung U in V, Strom / in A. Die beiden Konstanten C und ß sind die eigentlichen Kennwerte eines Varistors. Sie bedeuten: C - Bauartkonstante, sie hängt wesentlich mit dem Querschnitt und dem Material des Varistors zusammen. C gibt an, welche Spannung angelegt werden müßte, damit ein Strom von 1 A fließen kann. ß - Materialkonstante, die als Nichtlinearitätskoeffizient bezeichnet wird. Sie kennzeichnet den Spannungsanstieg in seinem Zusammenhang mit der Stromzunahme, ß = 1 entspricht einem ohmschen Widerstand. Varistoren bestehen aus Siliziumkarbidkörnern, die mit tonartigen Binde¬ mitteln verpreßt werden, danach folgt eine Sinterung bei hohen Tempera¬ turen. Das Varistor-Kennlinienbild Varistoren haben die Eigenheit, daß der Strom mit steigender Größe der an¬ gelegten Spannung verhältnismäßig stark zunimmt. Dieser Zusammenhang 132 gilt für beide Stromrichtungen gleichermaßen. Bild I zeigt eine typische Spannungs-Strom-Kennlinie im linearen Maßstab. Beim genauen Betrach¬ ten dieser Kennlinie wird auffallen, daß diese im Prinzip dem Verlauf der Spannungs-Strom-Kennlinie einer Ventildioden-Antiparallelschaltung gleicht. Außerdem ist aus diesem Bild gut zu erkennen, daß bei zunehmender Spannung der Strom zunächst wenig ansteigt. Der Varistor hat somit für niedrige Spannungen hohe Widerstandswerte. Zu sehen ist weiterhin, daß mit weiter wachsender Spannungsgröße der Strom im Vergleich zur Span¬ nung schneller zunimmt, d. h. kleiner werdender Widerstandswert für höhere Spannungen. Für die praktische Auswertung ist die Kennliniendarstellung im doppel- logarithmischen Maßstab besser geeignet. Bild 2 veranschaulicht ein Bei¬ spiel. Diese Kennlinien werden vom Hersteller angegeben. Der logarith- mische Maßstab ermöglicht es, in einem Bild große Zahlenbereiche derart unterzubringen, daß die Zahlenwerte vom Anfang eines solchen Bereichs ebensogut abzulesen sind wie die Zahlen von diesem Bereichsende. Der Werkstoff des Varistors weist eine gewisse Dielektrizitätskonstante auf, die sich als verlustbehaftete Eigenkapazität niederschlägt. Das führt zu einer frequenzabhängigen Kennlinie, wie das Bild 3 verdeutlicht. Somit weichen gegenüber den Kennlinien mit Gleichspannung die mit Wechselstrom auf¬ genommenen Kennlinien ab. Der Frequenzeinfluß macht sich besonders bei Bild 1 Varistor-Kennlinie (linearer Ma߬ slab) Bild 2 Ull-Kennlinie int doppellogaritli- misehen Maßslab fiir zwei unter¬ schiedliche Typen 133 Bild 3 Frequenzabhängigkeit der Spannungs-Strom- Kennlinie eines Varistors kleinen Spannungen und Frequenzen größer 200 FIz bemerkbar. Es treten bei Wechselspannung Verzerrungen der Strom- und Spannungskurven auf. Diese Verzerrungen sind um so größer, je kleiner ß ist. Die Anwendungs¬ grenze liegt bei etwa 5 kHz. Varistoren der DDR-Produktion Varistoren werden nach der TGL II 701 vom Kombinat VEB Keramische Werke Hermsdorf gefertigt. Für den Amateur sind die SV-J3- sowie SV-44- Typenreihen interessant. Tabelle I enthält alle wesentlichen Kenndaten dieser Reihen. Die Kennzeichnung der Bauelemente geschieht nach folgendem Schema: Herstellerzeichen Klassifizierungsspannung - zulässige Abweichung von der Klassifizierungsspannung - Gütezeichen - Herstellungsdatum. Beispiel spannungsabhängiger Widerstand Varistor - S V 560/ J Klassifizierungs¬ spannung in V 10- 13 zulässige Abweichung in % Durchmesser in mm - Standard - TGL 11701 134 Tabelle 1 Kenndaten von Varistoren des Kombinats VEB Keramische Werke Hermsdorf Klassi- zulässige maximale Nicht- Bau- fizierungs- Abweichung Spannung Belast- linearitäts- form barkeit koeflizient ß U K d s in V in % in mm in mm in W von bis 22 0,25 0,35 33 ±20 47 0,23 0,31 56 68 3 82 0,19 0,27 100 120 150 ± 10 13 0,9 0,15 0,23 A, B 180 5 220 + 20 ± 2 270 330 7 390 470 0,14 0,22 560 8 680 10 15 3 0,25 0,40 22 ±20 0.21 0,30 33 47 56 68 4,5 82 0,18 0,26 100 44 3,7 B 120 ± 2 150 5 180 ± io 220 270 ±20 7 0,14 0,22 330 390 470 560 8 680 135 Spannung U in V Bauform A Bau form B Bild 4 Ausfiihrungsformen von Silizium- Karbid- Varistoren des Kombinats VEB Keramische Werke Herms¬ dorf Bild 4 enthält die lieferbaren Bauformen. Als weitere technische Kennwerte wären zu nennen: Maximale Betriebstemperatur (durch die Schmelztemperatur des Lotes begründet) Maximale Belastbarkeit bei Dauerbetrieb bei Impulsbetrieb Spannungsabnahme bei konstantem Strom und Umgebungstemperatur¬ erhöhung Stromzunahme bei konstanter Spannung und Umgebungstemperatur¬ erhöhung 120 J C 0,9 W (SV-13-Reihe) 3,7 W (SV-44-Reihe) etwa 60 Ws/1 g Masse etwa 0,15 %/°C etwa 0,7%/°C Bild 5 Statische Kennlinien einiger Varistoren (Zuordnung siehe Text) 136 o- 4; Bild 6 Uberspannungsschutz mit Varistor; a - Varistor parallel zur Induktivität , b - Varistor parallel zum Schalter Bild 5 gibt die statischen Kennlinien einiger Varistoren der SV-13-Typen- reihe wieder. Die entsprechende Kennlinien-Nummer gehört zu folgenden Typen: Typ Kennlinien-Nummer SV 22120 - 13 I SV 33/20 - 13 2 SV 47120- 13 3 SV 56/10- 13 4 SV 68110 -13 5 SV 82110-13 6 SV 100/10- 13 7 Anwendungshinweise Varistoren werden vorwiegend zur Stoßspannungsbegrenzung sowie zur Spannungsstabilisierung verwendet. Bei der Anwendung ist in jedem Fall zu beachten, daß - die höchste zulässige Betriebsspannung sowie - die zulässige Dauerverlustleistung nicht überschritten werden. Man beachte außerdem, daß die Dauerverlust- leistung nicht nur von den elektrischen Größen, sondern auch von der Häufigkeit der auftretenden Spannungsspilzen abhängt. ln erster Linie verwendet man Varistoren zum Schutz vor Überspannun¬ gen, wie sie beim Abschalten von Induktivitäten entstehen. Bild 6 zeigt die Anwendung. Die Variante gemäß Bild 6a läßt sich für Speisespannungen bis etwa 100 V anwenden. Andernfalls wird der Varistor entsprechend Bild 6 b dem Kontakt parallelgeschaltet. Hierfür sollte der Varistor so ausge¬ wählt werden, daß dieser bei geschlossenem Schalter S etwa ein Zehntel des Spulenstroms aufnimmt. Nähere Ausführungen hierzu siehe [2] und [3]. Tabelle 2 enthält Richtwerte, wie sie beispielsweise vom Kombinat Elektro- Apparate-Werke Berlin für RELOG-Relais angegeben werden. Eine sinngemäße Anwendung- wenn auch seltener - ist die Begrenzung von Überspannungen, die beim Abschalten eines Transformators entstehen. Hier kann der Varistor entweder die Primär- oder die Sekundärseite überbrücken. 137 Tabelle 2 VDR-Richtwerte zur Überspannungsbegrenzung an Relaisspulen (nach Kombinat Elektro-Apparate-Werke Berlin) Relais- VDR-Typ Betätigungsspannung [/„ in V 12 SV 15/10-44 24 SV 33/10-13 48 SV 56/10-13 60 SV 68/1 0-13 Bild 7 Schaltung zur Spannungsstabilisierung Bild 8 Regelspannungsgewinnung mit Varistor i Bild 9 Varistor als Begrenzer an Ablenk¬ spulen. Es werden die Rücklauf¬ spannungsspitzen gedämpft , um die zulässige Spannung U CE des Tran¬ sistors nicht zu überschreiten 138 Dabei richtet sich die Varistor-Nennspannung nach seiner primär- oder sekundärseitigen Anwendung. Grundsätzlich sollte dabei eine Überspan¬ nung von 10% berücksichtigt werden. Bei derartigen Anwendungen beachte man noch folgendes: - Der höchste Leistungsanfall ergibt sich, wenn der Transformator im Leer¬ lauf abgeschaltet wird. - Bei sekundärseitiger Beschaltung ist das Stromübersetzungsverhältnis zu berücksichtigen. Ein weiteres Anwendungsgebiet wäre das der Spannungsstabilisierung. Allerdings läßt sich damit die Qualität von vergleichbaren Transistorschal¬ tungen nicht erreichen (s. Bild 7). Näheres dazu in [4], Schließlich werden Varistoren noch in der Fernsehelektronik für folgende Aufgaben verwendet: - Regelspannungsgewinnung (Bild 8); - Dämpfung von Rücklaufspannungsspitzen an Ablenkspulen (Bild 9). Literatur [1] Ausborn , IV.: Elektronik-Bauelemente. VEB Verlag Technik, Berlin 1979, 6. Auflage [2] Fuhrmann , H.: Die Funkenlöschung bei magnetischen Kontakten und die Berechnung der Funkenlöschglieder, Nachrichtentechnische Zeitschrift 14 (1961), Heft 10, Seite 481 ff. [3] Brynich, I .: Dimensionierung von Funkenlöschgliedern für den Schutzrohr¬ kontakt RKR 50 in induktiven Gleichstromkreisen, radio fernsehen elek- tronik 20 (1971), Heft 19, Seite 645 bis 648 [4] Höft, H.: Passive elektronische Bauelemente, VEB Verlag Technik, Berlin 1977, Kapitel 1.3.3. Wir klären Begriffe ABSCHIRMKÄFIG 139 Wolfram von der Aa - Y22XM Frequenzteilung mit nichtganzzahligem T eilungsver hältnis Allgemeines Es besteht vielfach die Aufgabe, eine bestimmte stabile Frequenz, für die kein Quarzoszillator verfügbar ist, aus einer anderen Festfrequenz zu er¬ zeugen. Ein Beispiel dafür ist die Erzeugung der Trägerfrequenzen für die ESB-Aufbereitung mit dem mechanischen Filter MF 200 + E-03/0, wenn durch Umschalten der Trägerfrequenzen eine Seitenbandumschaltung er¬ reicht werden soll. Grundsätzlich kann diese Aufgabe auch immer mit ganz¬ zahliger Teilung und anschließender Vervielfachung gelöst werden. Der Vor¬ teil des beschriebenen Teilers mit rational gebrochenem Teilungsfaktor be¬ steht darin, daß die gewünschte Frequenz mit besonders starker Amplitude im Ausgangsspektrum enthalten ist. Bild 1 zeigt das Prinzip der Frequenz¬ aufbereitung. Eine elektronische Umschaltung von / A bei konstanter/ E läßt sich über die Beeinflussung von P und Q mit digitalen Steuersignalen vor¬ nehmen. Mathematische Grundlagen Die folgende Gleichung zeigt den Zusammenhang zwischen Ein- und Aus¬ gangsfrequenz: ,/a = "~/e> (I) K wobei K = P/Q mit P > Q. P und Q sind ganze Zahlen. Der Quotient P/Q ist irreduzibel, d. h. nicht weiter kürzbar. Zur elektrischen Realisierung wird P/Q als Kettenbruch entwickelt. Das ist aus zwei Gründen sinnvoll: Erstens kann über den Kettenbruch leicht ein Näherungsquotient mit kleineren P und Q gefunden werden, und zweitens ergibt sich bei der elektrischen Reali¬ sierung eines Kettenbruchs mit Digitalschaltungen eine optimale Ausgangs¬ impulsfolge (Sequenz). Optimale Sequenzen haben eine hohe Gleichmäßig¬ keit der Ausgangsimpulsfolge (s. Bild 10). Damit verbunden ist eine gute Vorselektion der gewünschten Spektrallinie (s. Bild 1 1). Die Kettenbruch- 140 Bild 1 Frequenzteiler mit Selektion entwicklung erfolgt nach dem nächsten Ganzen, weil diese Art die stärkste Konvergenz zeigt. wobei b^ wiederum b a = +1 /bp und bg wiederum die Form = b 2 ± 1 lb y hat. Durch Einsetzen ergibt sich der komplette Kettenbruch: bi 1 + — " b 2 1 (2) 1 + - bn Durch Verkürzen des Kettenbruchs kann man zu Näherungslösungen kom¬ men. Dazu wird das jeweils letzte Glied weggelassen und der Bruch neu be¬ rechnet. Die Zahlen für P und Q nehmen dabei ständig ab, und der Fehler A/ a steigt an. Der Kettenbruch wird nur so weit verkürzt, wie das der Fehler für / A zuläßt. Beispiel / E = 1000 kHz, / A = 203,7 kHz Je_ _ 1000 kHz _ 1000 0 _ 2 4 ■ 5 4 / A “ 203,7 kHz “ 2037 ’ “ 3-7-97 Die Primfaktorenzerlegung zeigt, daß 10000/2037 ein irreduzibler Quotient ist. Kettenbruchentwicklung nach Gl.(2): 10000 2037 2037 185 185 11 + 92 + 185 2037 2 185 1 (oder auch 93 — 1/2) _P Q 5 11 + 92 + Der komplette Kettenbruch wird durch Gl.(3) ausgedrückt. (3) 141 Elektrische Realisierung Bei Digitalteilern mit ganzzahligem Teilungsfaktor, deren Teilungsfaktor von 2 N abweicht (N = Anzahl der 2: I-Teilerstufen), werden einfache Rückführungen eingesetzt. Die elektrische Realisierung des Kettenbruchs führt zu Teilern, die in den Rückführungszweigen wiederum Teiler enthalten. Bild 2 zeigt die Realisierung von Gl.(2). Wird Bild 2 umgezeichnet, so ergibt sich das elektrisch aussagekräftigere Bild 3. Die Kettenbruchentwicklung ver¬ langt positive und negative Rückführungswirkstellen. Die negative Rück¬ führung verringert und die positive Rückführung vergrößert den Teilungs¬ faktor eines Teilers. Eine Verringerung des Teilungsfaktors wird durch Einkopplung zusätzlicher Impulse am Eingang des Teilers erreicht. Die zu¬ sätzlichen Impulse werden dem Teiler, wie Bild 4 zeigt, selbst entnommen. Damit ergibt sich ein Teilungsfaktor von P_ h - 1 Q ~ 1 Bei der positiven Rückführung müssen Taktimpulse ausgeblendet werden. Dazu wird, wie in Bild 5 dargestellt ist, ein Speicher benötigt. Der Speicher sperrt das Impulsgatter IG bei Eintreffen eines Rückführimpulses. Der darauffolgende Taktimpuls gelangt damit nicht an den Teiler b. Er schaltet den Speicher in die Ausgangslage, die «IG offen» heißt, zurück. DerTeilungs- faktor wird damit P_ _ b + I Q _ l 142 Bild 4 Schema der negativen Rückführung Bild J Schema der positiven Rückführung Die Rückführungswirkstellen können schaltungsmäßig auf viele unterschied¬ liche Arten aufgebaut werden. Das hängt von den verwendeten Bauelemen¬ ten und vom eigenen Einfallsreichtum ab. Während man beim J «.-Trigger (D 172) gut die JK-Eingänge benutzen kann, ist bei Verwendung eines D- Triggers (D 174) das Beschälten der R- bzw. S-Eingänge günstiger. Beispiel Soll bei der ESB-Aufbereitung mit dem erwähnten mechanischen Filter eine Seitenbandumschaltung mit einer zweiten Trägerfrequenz vorgenommen werden, so muß diese 203,7 kHz betragen. Im vorangegangenen Abschnitt wurde der erforderliche Kettenbruch bereits berechnet. Der Aufwand für einen Teiler mit P/Q = 10000/2037 ist beträchtlich, und es soll geprüft werden, ob bei Zulassung einer Abweichung für \f A von < 30 Hz eine Näherung mit kleineren P und Q gefunden werden kann. Bei Weglassen des letzten Gliedes von Gl.(3) ergibt sich die erste Näherung zu PJQ, = 4973/ 1013 und bei Weglassen eines noch weiteren Gliedes die zweite Näherung zu PJQ 2 = 54/11. Im ersten Fall ergibt sich ein Frequenzfehler von A/ a1 = —0,03 Hz und im zweiten Fall von A/ A2 = +3,7 Hz. Eine noch weitere Reduzierung des Kettenbruchs führt zu größeren Fehlern als 30 Hz, und deshalb soll der Teiler P/Q = 54/11 realisiert werden. Bei diesem Teiler ist besonders auffällig, wie bei Zulassung einer Fre¬ quenzabweichung der schaltungsmäßige Aufwand gesenkt werden kann. Bild 6 zeigt ein mögliches Schaltungsprinzip. Die mit einem Kreis gekenn¬ zeichneten Zahlen entsprechen der Anzahl der Impulse je Gesamtperioden¬ länge des Teilers. Es gibt eine noch günstigere Struktur des Teilers, wenn man den Vorteil der Unterdrückung der geradzahligen Harmonischen aus¬ nutzt. Das wird möglich, wenn P eine gerade Zahl ist. Gl. (4) kann um- 143 P*54 ® © ± =s .i a 11 M ■ a-ii Bild 6 Prinzipschaltung des Teilers 54/11 Bild 7 Teilerschaltung mit optimaler Zeitfunktion IS1 IS l IS 3 IS 4 Bild 8 Stromlaufplan des Teilers mit TTL-Sclialtkreisen IS 1, 2: D 174 D IS3: MH 7490 r f A in kHz H 203,7 IS 4: DIOOD U B = 5 V/60 mA L 200,0 144 Bild 9 Stromlaufplan des Teilers mit CMOS-Sclialtkreisen JS1, 2, 3: K 176 TM2 (CD 4013) Y f A in kHz IS4: K 176 1E8 (CD 4017) - H 200,0 U B =9V/2mA L 203,7 0 2 ♦ 6 8 10 K 14 16 18 20 ll 21 26 28 30 32 3t 36 38 W tiWWK 58 52 54 geschrieben werden in Der in Bild 7 dargestellte Teiler ist das elektrische Modell der Gl. (5). Er hat den Vorteil, daß die Ausgangszeitfunktion durch die Teilung 2 : 1 am Ende symmetrisch wird und damit die geradzahligen Harmonischen des Aus¬ gangsspektrums unterdrückt sind, wie in Bild 11 zu erkennen ist. Bild 8 zeigt den Teileraufbau mit TTL-Schaltkreisen und Bild 9 mit Schaltkreisen der CMOS-Reihe K 176. Die Ausgangszeitfunktion ist für beide Teiler gleich und in Bild 10 dargestellt. Das in Bild 11 wiedergegebene Fraquenzspektrum ist ebenfalls für beide Teiler gleich. Es handelt sich um Harmonische von J\ mit /* = t- (6) Bei einer Eingangsfrequenz von/ E = 1000 kHz ergibt sich/i = 18,518 kHz. Die 11. Harmonische erscheint besonders stark und widerspiegelt das Prinzip des Teilers mit rational gebrochenem Teilungsfaktor. Die Forderung an das nachfolgende Selektionsmittel kann aus Bild 11 abgelesen werden. Durch den Bandpaß (BP) nach Bild 12 werden die un¬ erwünschten Frequenzen uaterdrückt und haben danach einen Abstand von > — 80 dB zum Nutzsignal. Der Durchlaßbereich des BP ist in Bild 13 darge¬ stellt, und man sieht, daß bei Umschalten des Teilers auf Ausgangsfrequenz 200 kHz keine wesentliche Änderung des Ausgangspegels auftritt. Der BP kann über einen Koppelkondensator direkt an den Teilerausgang angeschlos¬ sen werden, weil der Innenwiderstand des Teilers klein gegen den Schein¬ widerstand des BP ist. 146 C1,C5 5nF •?% L1, Ul = 12l/2SpH i 12,5+ 14 Wij, HF-Li. 45x0,05 02,04 : 130pF 2% Ll ■ 60p ßBSWdg, HF-Li. 25x0,07 C3 :lOnF1% L1...3 5chalenkeml4x8 l ManW l AL~'lßOnH Bild 12 Bandpaß 202 kHz; CI, C5 - 5 nF 1/ C2, C4 - 180 pF 2/ C3 - 10 nF 1% L1,L3 - 121/28 pH; 12,5 + 14 Wdg., HF-Litze 45 X 0,05 L2 - 60 fiH; 18,5 Wdg., HF-Litze 25 X 0,07 Ll-3 — Schalenkern 14 x 8, Man 183, A, = 160 nH 190 200 ff kHz) 210 Bild 13 Dämpfimgsoerlauf des BP 202 kHz Literatur [1] Witzschel, G.: Digitale Schaltungsanordnung zur Pilotfrequenzerzeugung, Fernmeldetechnik 10 (1970), Heft 1, Seite 20 bis 23 [2] Schröder, R.: Zur quasiperiodischen Frequenzteilung, Frequenz 30 (1976) 3, Seite 50 bis 55 147 Jürgen Erxleben - Y26Q0 Oszillatorumschaltung mit Gleichspannungen Prinzip der Umschaltung und Verwendungszweck Die Frequenzumschaltung von Oszillatoren geschieht vielfach so, daß die frequenzbestimmenden Bauelemente wie Kondensatoren, Spulen und Quarze direkt durch mechanische Kontakte geschaltet werden. Es kann aber zu Frequenzänderungen infolge von Alterungserscheinungen an den Kontak¬ ten kommen. Durch die notwendige enge Verbindung zwischen Oszillator und Umschalter ist außerdem die Anordnung der Baugruppen vorgeschrie¬ ben, dadurch sind die Gestaltungsmöglichkeiten der Frontplatte eingeengt. Die Verwendung von Dioden zur Umschaltung der frequenzbestimmenden Bauelemente erleichtert die Probleme, erfordert aber eine ausreichend große Umschaltspannung, um den Einfluß der Dioden auf die Schaltung gering zu halten. Die beschriebene Umschaltung ist zwar etwas materialaufwendiger, dürfte aber vom Preis her noch erschwinglich sein. Für jede Frequenz bzw. jeden Bereich wurden gesonderte Oszillatoren aufgebaut, die sich dann je¬ weils durch Anschalten der Betriebsspannung umschalten lassen. Die aus¬ geschalteten Oszillatoren belasten allerdings durch ihre Ausgangswider¬ stände den eingeschalteten Oszillator. Durch geeignete Entkopplungswider¬ stände bzw. kleine Koppelkondensatoren gelingt es jedoch, daß diese den Oszillator nur gering beeinflussen. Der Vorteil dieser Umschaltung besteht in der großen Entkopplung von Umschaltspannung und frequenzbestimmenden Bauelementen. Die Anord¬ nung der Umschalter kann unabhängig von der Lage der umzuschaltenden Baugruppe vorgenommen werden. Die nachfolgend beschriebenen Schal¬ tungen sind Bestandteil eines kombinierten KW-UKW-Senders. Oszillatoren für SSB-CW-Signalerzeugung In Bild 1 ist die Oszillatorschaltung für die Frequenzen 200 und 201 kHz dargestellt. Der freischwingende Oszillator erzeugt das CW-Signal, das in den Durchlaßbereich eines mechanischen Filters fällt. Die Frequenzstabili¬ tät ist ausreichend und nicht so kritisch wie die Stabilität des 200-kHz-, Oszillators. Die Spulen LI und L2 sind auf Schalenkerne gewickelt, wobei 148 sich die Windungszahl nach der Beziehung berechnen läßt. Mit CI läßt sich ein Feinabgleich vornehmen, mit C 2 schiebt man das Maximum der Resonanzkurve auf 200,5 kHz. Die 33-kü-Widerstände zwischen Oszillator und Trennstufe entkoppeln die beiden Oszillatoren von¬ einander, verringern allerdings auch ihre Amplitude. Die Verstärkerstufe mit niederohmiger kapazitiver Auskopplung hebt die Oszillatoramplituden wieder an, damit eine nachfolgende Begrenzerstufe angesteuert werden kann. Quarzoszillatoren für die Seitenbandumschaltung Die Verwendung eines 10,7-MHz-Quarzfilters erforderte für eine Seitenband¬ umschaltung Quarzoszillatoren für 10,5 und 10,9 MHz. Bild 2 zeigt die 149 Schaltung. Es werden die Sperrschicht-FET KP 303 E verwendet. Beide Oszillatoren werden mit den Kondensatoren 22 pF entkoppelt. Die Schal¬ tung wurde mit HC 6 U- und HC 18 (/-Grundwellenquarzen probiert und ergab keine Probleme beim Anschwingen. Umschaltbarer VFO Der VFO umfaßt den Frequenzbereich von 19,3 bis 21,3 MHz und ist in 4 Bereiche mit 500 kHz Frequenzumfang unterteilt worden. Bild 3 zeigt die Schaltung des VFO. Zur Abstimmung wirdein UKW-4fachdrehkondensator verwendet. Den genauen Abgleich nimmt man mit den Parallelkondensato¬ ren CI bis C4 vor. Die Spulen LI und L2 sind auf kleine Polystyrolspulen¬ körper gewickelt und haben keine Abgleichkerne. Beim Aufbau der Schaltung auf einer Leiterplatte ist darauf zu achten, daß alle Masseverbindungen der frequenzbestimmenden Bauelemente jedes Oszillators für sich dicht zusammenliegen. Die Leiterplatte wurde auf einem 2 mm starken, einseitig abgewinkelten Messingblech befestigt. Den Dreh¬ kondensator lötet man von außen seitlich an den abgewinkelten Teil an und verbindet ihn über kurze Drähte mit der Leiterplatte. Dieser kompakte Oszillator wird dann in ein Alu-Gehäuse eingebaut. 150 Begrenzerstufe Da alle genannten Oszillatoren zur Ansteuerung von Ringmischern verwen¬ det werden, wurde jeweils eine Begrenzerstufe vorgesehen. Die Schaltung ist in Bild 4 dargestellt. Beim 200/201-kHz-Oszillator wird der Übertrager Ü1 durch einen Widerstand von 470 fl und einen Auskoppelkondensator von 0,33 (J.F ersetzt. An einem Belastungswiderstand von 180 fl ergab sich eine Spitze-Spitze-Amplitude von 3,2 V. Beim 10-MHz-Oszillator wird für Ü1 ein Doppellochkern mit 2x5 Wdg., 0,45 mm-CuL-Draht, bewickelt. 151 Bild 4 Begrenzerverstärker zur Ansteuerung eines Ringmischers Beim VFO wird ebenfalls ein Doppellochkern für Ü1 verwendet (A L = 2800 nH). Es ergab sich bei einer Belastung mit 75 Q U ss = 2,4 V (W\ = 4 Wdg., \V2 = 2 Wdg., 0,5-mm-CuL). Die Abblock- und Koppel¬ kondensatoren müssen entsprechend den Frequenzen von 1 p.F bis 33 nF gewählt werden. Wir klären Begriffe PERSONENSUCHANLAGE 152 Wolfgang Grübet Einfacher Thermostat Um den Einfluß des Temperaturkoeffizienten von Quarzen (z. B. in Quarz¬ uhren, Zählern) zu minimieren, wird der Quarz in einem Thermostat bei konstanter Temperatur gehalten. Oft verwendet man dazu wärmeisolierte Behälter, die von einem Heizwiderstand über ein Thermorelais, das bei einer bestimmten Temperatur schaltet, beheizt werden. Für Quarze kleinerer Abmessung gibt es eine einfache Möglichkeit, bei der man auf Relais und Heizwiderstand verzichtet. Zur Beheizung wird der steuernde Transistor verwendet, wobei man die in jedem Transistor ent¬ stehende Verlustwärme zur Heizung nutzt. Günstig erwiesen sich Transi¬ storen der Reihe SF126 ... SF129, die bei idealer Kühlung mit 2,5 W Ver¬ lustleistung betrieben werden können. Transistor als Heizer, Quarz (oder auch andere auf konstante Temperatur zu haltende Bauelemente) sowie Temperaturfühler werden in einen Metall¬ block versenkt (Bild 1). Bei den Abmessungen entsprechend Bild 1 ist bei einer Temperatur von 60 C bei Isolierung mit 5 mm starkem Schaumpoly¬ styrol etwa 1 W Heizleistung erforderlich. Die Verwendung von 2 Tran¬ sistoren ergibt einmal eine bessere Wärmeverteilung im Block, zum anderen wird eine verminderte Belastung der Einzeltransistoren erreicht. für Buarz Bild 1 Transistor, Quarz und Temperaturfühler im Metallblock 153 Mechanischer Aufbau Bei Verwendung als Thermostat für einen Quarz wird ein Metallblock (Cu, Fe, Al) der Abmessung 20 mm x 20 mm x 30 mm hergestellt und ent¬ sprechend Bild I gebohrt. Die Transistoren und der Quarz werden mit mini¬ malem Spiel vorsichtig in den Metallblock eingedrückt. Eine weitere Boh¬ rung ist für den Temperaturfühler vorzusehen. Der gesamte Block wird mit Schaumpolystyrol wärmegedämmt. Elektrischer Aufbau Die Transistoren werden im Kurzschluß betrieben, wobei man den Basis¬ widerstand analog der Stromverstärkung so bemißt, daß die maximale Ver¬ lustleistung entsprechend der gewählten Temperatur nicht überschritten wird (immer < 2,5 W). Auf diese Weise kann der Transistor als regelbarer Heizwiderstand genutzt werden. Variante 1 Die vom elektrischen Aufbau einfachste und auf lange Zeit genaueste, aber vom mechanischen Aufbau und der Empfindlichkeit (Glasgerät) un¬ günstigste Methode ist die Messung der Temperatur mit einem Kontakt¬ thermometer (Bild 2). Erreicht die Temperatur den eingestellten bzw. bei Spezialthermometern vorgegebenen Wert, so wird die Basis-Emitter-Strecke kurzgeschlossen, und die Transistoren TI, T2 schalten ab. Steigt die Temperatur wieder etwas, so schalten die Transistoren wieder ein, und der Metallblock wird geheizt. Die Temperatur schwankt entsprechend der Wärmekapazität und der Heiz- Bild 2 Messung mit Kontaktthermometer 154 Bild 3 Stromlaufplan der Variante 2 - mit Thermistor als Temperaturfühler leistung um einen bestimmten Mittelwert (Schwankung etwa ±0,1 °C). Die Dioden Dl bis D3 wirken als Entkopplung. Das Ein- unfl Ausschalten und damit die Funktionstüchtigkeit der Regelung zeigt eine Kontrollampe oder eine LED an, die über einen weiteren Transistor geschaltet wird (Bild 2). Die Widerstände B l bis R 3 können für jeden Transistor entsprechend der Stromverstärkung sehr unterschiedlich sein und werden deshalb in einem Vorversuch mit veränderlichem Widerstand ermittelt. Der Kollektorstrom von TI und T2 soll bei etwa 200 mA je Transistor liegen. Zur Einstellung wird RI direkt an die Versorgungsspannung +5 V gelegt und RI so lange verringert, bis sich ein Kollektorstrom von etwa 150mA einstellt. Analog wird T2 eingestellt. Die Potentiometer werden dann durch Festwiderstände ersetzt. Danach schließt man entsprechend Bild 2 das Kontaktthermometer an, und der Thermostat ist betriebsbereit. Betriebserfahrung Variante 1 wird bei 60 °C seit 6 Jahren in einer Zimmerquarzuhr nahezu im ununterbrochenen Betrieb ohne Ausfälle betrieben. Die Temperaturschwan¬ kungen liegen bei ±0,1°C und sind damit für den Anwendungsfall aus¬ reichend. Variante 2 In diesem Fall wird als Temperaturfühler ein Thermistor-Widerstand in Brückenschaltung eingesetzt und die A bweichung vom Brückengleichgewicht mit Operationsverstärker (OPV) gemessen. Der Ausgang des OPV steuert die Transistoren TI und T2. 155 Es entsteht eine Regelung mit P-Verhalten. Mit R5 läßt sich der Proportio¬ nalitätsfaktor so einstellen, daß ein Überschwingen vermieden wird. D3 schützt die Basis vonTl/T2 vor negativer Spannung, wenn die Tem¬ peratur durch Überschwingen über dem Sollwert liegt und der Ausgang des OPV negativ wird. Betriebserfahrung Variante 2 benötigt weniger Platz, ist unempfindlicher gegen mechanische Beanspruchung und läßt sich demzufolge besser in transportablen Geräten einsetzen. Bei dem Versuchsmuster wurden Schwankungen von ±0,2°C ge¬ messen. Über Langzeitkonstanz kann noch nichts ausgesagt werden. Wir klären Begriffe GERÄUSCHUNTERDRÜCKUNG 156 Steffen Lehmann Ein SSTV-Empfangs- zusatz mit IS In diesem Beitrag soll für Funkamateure ein SSTV-Empfangszusatz (Schmal¬ bandfernsehen) beschrieben werden, der sich durch eine hohe Selektivität auszeichnet. Mit dem konsequenten Einsatz integrierter Schaltungen konnte der Aufwand bei guter Nachbausicherheit gering gehalten werden. Es wurde hauptsächlich der Operationsverstärker MAA 741 eingesetzt. Für sämtliche Filter entfallen somit das Wickeln und das zeitaufwendige Abgleichen von Spulen. Außerdem benötigt dieser IS gegenüber dem A 109 und dem MAA 709 keine äußere Frequenzkompensationsbeschaltung (bei 20 IS immerhin eine Einsparung von 60 Bauelementen). Demgegenüber steht jedoch der höhere Anschaffungspreis des MAA 741. Das Grundkonzept des Empfangszusatzes entstand in Anlehnung an []]. Ein nach dieser Schaltung aufgebauter Empfangszusatz zeigte einige Mängel: so z. B. die starke Störanfälligkeit des Synchronimpulsfilters und -demodula- tors gegen Störimpulse (QRM) und die Videofrequenz. Außerdem sind in dieser Schaltung mehrere Druckfehler vorhanden (Frequenzverdoppler, Bildtrigger). Diese Schaltung wurde nun um einige Stufen erweitert und ver¬ vollkommnet. Sie soll nachfolgend näher beschrieben werden. 1.Baugruppe: Begrenzer und Hochpaß Das empfangene SSTV-Signal gelangt vom Produktdetektor des KW- Empfängers (bzw. vom Magnetbandgerät) direkt auf den Verstärker IS 1. Dieser verstärkt das Signal lOfach und steuert damit den Begrenzer IS 2 an. Die beiden Dioden Dl und D2 begrenzen die Differenzeingangsspannung auf für den IS unschädliche Werte. Am Ausgang von IS 2 steht das begrenzte Rechtecksignal mit einer Amplitude von 28 V (t/ 5S ) zur Verfügung. Es folgt ein 4faches Hochpaßfilter mit einer Eckfrequenz von etwa 2,0 kHz. Ur¬ sprünglich wurde diese Eckfrequenz auf 1,0 kHz gelegt, um die Video¬ frequenz (maximal 900 Hz) zu unterdrücken und die Synchronfrequenz (1200 Hz) ungehindert passieren zu lassen. Dabei trat jedoch folgendes Problem auf. Auf Grund des rechteckigen Verlaufs des begrenzten Eingangssignals hat dieses einen starken Oberwellengehalt. Bei einer Videofrequenz von 600 Hz 157 Verstärker Begrenzer erzeugt das Hochpaßfilter einen scheinbaren Synchronimpuls (1. Oberwelle von 600 Hz), der nur um 4 dB schwächer ist als ein echter Synchronimpuls. Das ist aber völlig unzureichend. Daraufhin wurde die Eckfrequenz des Hochpasses auf 2000 Hz gelegt. Der scheinbare Synchronimpuls ist nun gegenüber dem echten um 10 dB gedämpft und stört somit nicht mehr. Die Dämpfung der 3. Oberwelle von 400 Hz ist bereits so groß, daß diese erst recht nicht stört. Zum Pegelausgleich folgt dem Hochpaß ein Verstärker, der das Signal um 13 dB (4,6fach) verstärkt (IS 7). Das Ausgangssignal gelangt nun zur Bau¬ gruppe 2. 2.Baugruppe: Tiefpaß, Synchronimpulsfilter und -demodulator Diese Baugruppe hat die Aufgabe, die Synchronimpulse herauszufiltern, zu demodulieren und zu triggern. Beim Nachbau des Empfangszusatzes nach DJ 6 HP in [1] traten in dieser Baugruppe die meisten Schwierigkeiten auf. Die Bandbreite der beiden Synchronimpulsfilter ist zu groß, so daß die Videofrequenz und der Bildträger (1,5 bis 2,3 kHz) mit hindurchgelangen. Sie sind zwar gegenüber den Synchronimpulsen geschwächt, reichen aber aus, die Ausgangsspannung des Demodulators über den Triggerpegel zu heben. Der Trigger ist somit blockiert. Durch die Verwendung des 4kreisigen Hochpasses (Baugruppe 1) wird die Videofrequenz schon um 15 dB ge¬ dämpft. Es muß nun noch der Videoträger vom Synchronimpulsfilter ferngehalten werden. Das geschieht mit einem 2kreisigen Tiefpaßfilter (IS 8, IS 9). Dieser Tiefpaß wurde auf eine Eckfrequenz von 700 Hz gelegt. Dadurch wird der Pegelunterschied zwischen Synchronfrequenz und «Schwarz»-Frequenz (1500 Hz) von 10,2 dB erreicht. Die Absolutdämpfung bei 1500 Hz ist 12,5 dB und bei 1700 Hz bereits 29 dB. Die resultierende Filterkurve von Baugruppe 1 und Baugruppe 2 hat eine 3-dB-Bandbreite von 300 Hz und eine 10-dB-Bandbreite von 500 Hz. Mit dem Potentiometer PI wird der Synchronimpulspegel so eingestellt, daß eine sichere Triggerung erfolgt. Zwischen Tiefpaß und Synchronimpulsfilter ist außerdem noch ein Verstär¬ ker geschaltet, der den Pegelverlust des Tiefpasses wieder ausgleicht. Nach dem Filter folgt der Synchrondemodulator (IS 13). Dieser wandelt die Synchronfrequenz in eine der Amplitude proportionale Gleichspannung um. Für die Diode D5 sollte unbedingt eine Germanium-Spitzendiode ver¬ wendet werden. Als Trigger kann man den IS A 902 verwenden. Dieser ist sehr klein (8 mm x 8 mm) und braucht nur einen Widerstand als äußere Beschaltung. Selbstverständlich können auch andere Triggerschaltungen verwendet werden, z.B. mit dem D 100 oder dem 7413. Beide nehmen je¬ doch weitaus mehr Platz ein als der A 902. An dessen Ausgang stehen nun die Bild- und Zeilensynchronimpulse zur weiteren Verarbeitung an. 159 Tiefpaß Tiefpaß Verstärker 1200-Hz-Filter 160 Bild 2 Baugruppe 2: 2facher Tiefpaß, Synchronimpulsfilter und Synchrondemodulator I i 11 Schubert, Eljabu 82 3. Baugruppe: Synchronimpulstrennung und Vertikalablenkung Zunächst muß nun der Bildimpuls von den Zeilenimpulsen getrennt werden. Dazu wurde eine Integrationskette nach [2] benutzt, weil das in [1] be¬ schriebene Verfahren keine zufriedenstellenden Ergebnisse bringt. TI und T2 verstärken die Synchronimpulse auf 15 V. Von T2 gelangen die Syn¬ chronimpulse einmal auf die Integrationskette (CI, C2, R4, R5 ) und weiter¬ hin zurBaugruppe«Horizontalablenkung». Andie Integrationskette schließt sich IS 15 als Trigger mit einstellbarer Triggerschwelle an. Mit dem Potentio¬ meter P2 stellt man die Vorspannung und damit die Triggerschwelle so ein, daß eine sichere Synchronisation des Bildes erreicht wird. Da der Bildimpuls 6mal so lang ist wie ein Zeilenimpuls, erscheint er an C2 auch mit höherer Spannung. Diese übersteigt die Vorspannung am in¬ vertierenden Eingang von IS 15, und sein Ausgang schaltet auf + 15 V. D6 und D7 formen das Ausgangssignal von IS 15 in ein TTL-Signal um. IS 16 bildet einen Monoflop mit einer Kippzeit von 12 ms. Er kippt nach jedem Triggersignal von IS 15 in seinen labilen Zustand. Dadurch steuert T4 durch und lädt den Kondensator C5 auf. Dieser sollte unbedingt ein Tantal-Elektrolytkondensator sein. Die zeit¬ lineare Entladung sichert eine Konstantstromquelle, die aus T5, den Dioden D8, D9 und dem Widerstand R 13 besteht. Die Spannung von C5 wird über eine hochohmige Darlington -Schaltung (T6, T7) abgenommen. Hier steht nun die Vertikalablenkspannung zur Verfügung. Die Schaltung dieser Vertikalablenkung entstammt ebenfalls [2], wurde allerdings geringfügig umdimensioniert, um ein stabileres Arbeiten zu gewährleisten. Die Leucht¬ diode LED 1 gestattet die optische Kontrolle der Synchronimpulse und er¬ leichtert das Einregeln des Synchronpegels mit PI wesentlich. 4.Baugruppe: Horizontalablenkung Auen der Horizontalgenerator wurde nach [2] gestaltet mit einigen gering¬ fügigen Änderungen. Die Schaltung ist leicht zu synchronisieren und sichert einen stabilen Betrieb. Eine nach [1] aufgebaute Horizontalablenkung bringt nur mäßige Erfolge, weil die automatische Rücksetzung durch den 74121 nur in einem kleinen Spannungsbereich funktioniert und die Ausgangs¬ spannung stark temperaturabhängig ist. 5. Baugruppe: Ablenkverstärker Da die verwendete sowjetische Bildröhre 13 LM 31 B keine Ablenkplatten hat, muß sie magnetisch abgelenkt werden. Dazu wurde ein blechgekapseltes Ablenksystem aus einem alten Fernseher verwendet. Es paßt zufällig genau auf den Röhrenhals der Röhre. Außerdem weist es gleichzeitig die benötigte magnetische Fokussiereinrichtung auf. Der Gleichstrominnenwiderstand der 162 KF517 oder KFY'16 zur Bau¬ gruppe 5 Bild 4 Baugruppe 4: Horizontalablenkung Ablenkspulen beträgt 100 O. Dadurch ist es nicht möglich, als Ablenkver¬ stärker einen Operationsverstärker 741 direkt zu benutzen. Es mußte ein Booster aus 2 komplementären Transistoren nachgeschaltet werden. Die Schaltung für die Vertikal- und Horizontalablenkung ist 2mal vorhanden und wird unter geringfügigen Änderungen nach [3] aufgebaut. R\ verschiebt das Bild und R2 verändert die Bildgröße. Um eine eventuelle Überlastung des Ablenksystems zu verhindern, wird jeder Ablenkspule ein Widerstand in Reihe geschaltet. Die Verstärkung des Ablenkverstärkers ist dazu aus¬ reichend genug. Da in den meisten Fällen eine Bildröhre mit Ablenkplatten vorhanden sein wird, müssen die Ablenkverstärker anders gestaltet werden (z. B. als Differenzverstärker). Eine Schaltung dazu ist in [2] zu finden. Auf die Beschreibung des Sichtteils wurde verzichtet, da seine Schaltung stark von der verwendeten Bildröhre abhängig ist. Auch hier sei auf [2] verwiesen. 6.Baugruppe: Videomodulator und Videoverstärker Die Schaltung der Videomodulation entstand ebenfalls in Anlehnung an [1 ]. Mit IS 17 wird das von Baugruppe 1 kommende Signal verstärkt und be¬ grenzt. D18 und D19 wandeln das Ausgangssignal in ein TTL-Signal um, das auf den Frequenzverdoppler mit IS 18 und IS 19 gelangt. Dadurch be¬ kommt die Trägerfrequenz einen größeren Abstand zum Videosignal und kann leichter im folgenden Tiefpaß unterdrückt werden. Im Gegensatz zu [1] wurde der Verdoppler nicht mit dem integrierten Monoflop 74121 aufgebaut, da dieser IS für die meisten OMs nur relativ schwer zu bekommen ist. 163 Bild 5 Baugruppe 5: Ablenkverstärker. Statt der im Stromlaufplan genannten Ab¬ lenktransistoren sind dieTypen KU 611 o.ä. bzw. GD 240 o.ä. einzusetzen Es wurde auf eine einfache Schaltung mit dem IS D 100 entsprechend [4] zurückgegriffen. Die Ausgangsimpulslänge wird nach [1] auf etwa 60p.s eingestellt. IS 18 liefert bei jeder positiven, IS 19 bei jeder negativen Flanke des Eingangsimpulses einen negativen Ausgangsimpuls. Das Gatter G8 faßt diese zusammen, und an seinem Ausgang steht (meßbar) die doppelte Ein¬ gangsfrequenz an. Die Trägerfrequenz liegt nun zwischen 3,0 und 4,6 kHz. Der Tiefpaß erster Ordnung mit IS 20 arbeitet als Videodemodulator. Er wandelt die Trägerfrequenz in eine ihr proportionale Spannung um. Im nachfolgenden Tiefpaß (IS 21, IS 22) wird das Videosignal von Träger¬ resten befreit. Es gelangt nun über P3 auf den Videoverstärker. Mit P3 stellt man die Amplitude des Videosignals und damit den Kontrast ein. Der Videoverstärker wurde so ausgelegt, daß er durch Umschalten eines Wider¬ stands auf der Leiterplatte (z. B. durch Relais) entweder als nichtinvertieren¬ der oder als invertierender Verstärker arbeitet. Dadurch ist es möglich, so¬ wohl als Positiv wie auch als Negativ gesendete Bilder zu empfangen. Der Ausgang von IS 23 kann direkt (über einen Widerstand) den Wehnelt- Zylinder der Bildröhre steuern. Abgleich Baugruppe 1: benötigt keinen Abgleich. Baugruppe 2: An den Eingang des Empfangszusatzes ein sinusförmiges Prüfsignal von 1200 Hz einspeisen (etwa U ss = 1 V). Am Ausgang von IS 13 164 Videodemoduiaton Vielfachmesser anschließen und mit RS und R 13 auf maximale Spannung abgleichen. Anschließend die Schleifer mit einem Lacktropfen sichern. Baugruppe 3: benötigt keinen Abgleich. Baugruppe 4: Kontrastregler auf Vollausschlag stellen, an den Eingang des Empfangszusatzes eine Frequenz von 1600 Hz anlegen. R 12 und/? 19 wechselseitig s o einstellen, daß die Bildröhre gerade dunkel geschrieben wird. Beim Erhöhen der Eingangsfrequenz muß die Helligkeit zunehmen und bei 2300 Hz ihr Maximum erreichen. Wird die maximale Helligkeit zu früh oder zu spät erreicht, so muß die Verstärkung des Videoverstärkers verändert werden (RI 7, R20). Aufbau Den Aufbau nimmt man auf 6 Leiterplatten vor. Sie werden mit Abreibe¬ folie Typofix hergestellt. Für die IS wurden die Abreibemuster der Folie Digital- Vlosaik 2 vom Original-Bauplan 37 benutzt. Diese eignen sich besser für IS als die von der Folie Elektronik-Universal. Beim Aufbau des Sichtteils sind die allgemeinen Hinweise zu beachten. Die Bildröhre muß von einem Abschirmzylinder aus Eisenblech umgeben sein. Notfalls eignet sich dafür eine passende, ausgeglühte Konservenbüchse aus möglichst dickem Material. Die Leitungen zur Katode, zum Wehnelt- Zylinder und zu den Ablenkplatten müssen ebenfalls abgeschirmt werden. Der Netztransformator ist möglichst auch mit einer Haube aus Eisenblech mit entsprechenden Lüftungslöchern zu versehen, um sein Streufeld von der Bildröhre und der Schaltung fernzuhalten. Erfahrungen Gegenüber der Schaltung in [1 ] ist der Empfangszusatz wesentlich störfester. Es wird eine sichere Synchronisation auch bei schwächeren Signalen er¬ reicht. Man kann die Störfestigkeit weitererhöhen, indem man zwischen Baugruppe I und Baugruppe 4 einen mehrfachen Tiefpaß mit einer Eck¬ frequenz von etwa 2400 Hz schaltet. Dadurch werden helle Streifen auf dem Schirm bei starkem QRM unterdrückt. IS 17 darf dann allerdings nicht be¬ grenzen, weil sonst die Wirkung des Tiefpasses wieder aufgehoben wird. Dieser Empfangszusatz stellt ein durchaus lohnendes Objekt für den ernsthaft am SSTV-Betrieb interessierten Amateur dar. Literatur [1] Leclmer , D.: Kurzwellenempfänger, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1975, Seite 147/149 und Anlage 12] Kallenbach, B.: Eine einfache Empfangsanlage für das Sehmalbandfernsehen, FUNKAMATEUR, Heft 2/1979, Seite 87 bis 90 166 [3] Kühne , H.: Schaltbeispiele mit dem Operationsverstärker A 109, Amateur¬ reihe «electronica», Band 170, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1979, Seite 48 bis 50 [4] Jakubaschk, H.: Das große Schaltkreis-Bastelbuch, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1978, Seite 139 bis 142 ELEKTRONIK-SPLITTER Mittelwellenempfang - ganz einfach Für den experimentierenden Anfänger gedacht ist der Stromlaufplan eines Mittelwellenempfängers, der mit nur einem Transistor arbeitet. In der Schaltung wird der Transistor 2fach ausgenutzt, einmal als HF-Verstärker, einmal als NF- Verstärker. Das ist möglich, weil beide Frequenzbereiche sehr weit auseinander¬ liegen. Das HF-Eingangssignal wird von der Ferritantenne aufgenommen, auf den gewünschten Mittelwellensender stellt man den HF-Schwingkreis (Spule L\ und Drehkondensator) ein. Über die Ankoppelwicklung L2 gelangt das HF-Signal an die Basiselektrode des Transistors und wird von diesem verstärkt. Im Kollek¬ torkreis befindet sich ein HF-Übertrager L3/L4. Mit der Diode GA 100 erfolgt die Demodulation, das daraus erhaltene NF-Signal wird an die Basiselektrode zurückgeführt. Nach der Verstärkung ist dieses NF-Signal über den Ohrhörer hörbar. Der Kondensator 10 nF stellt fürL2 die Verbindung zum Massepotential her und führt HF-Restspannungen nach der Demodulation nach Masse ab. Der Elektrolytkondensator hat ähnliche Aufgaben für das NF-Signal. Und der Wider¬ stand 82 kD ist notwendig, um die Basisspannung sicherzustellcn. Die Spulenwicklungen L1/L2 werden auf einem kleinen Stück Ferritstab (8 mm Durchmesser, 50 mm lang) aufgebracht, L\ etwa 70 bis 100 Wdg., L2 etwa 10 bis 15 Wdg., 0,1-mm-CuL. Für den HF-Übertrager eignet sich gut ein kleiner Ferritschalenkern, L3 und L4 haben je 180 Wdg., 0,1-mm-CuL. Be¬ stückt wird die Schaltung mit einem HF-Siliziumtransistor mittlerer Strom¬ verstärkung (SF 225c). Die Stromaufnahme beträgt nur wenige Milliampere, so daß auch 1 bis 2 Knopfzellen zur Stromversorgung ausreichen. K.H.S. 167 Dipl.-Phys. DetleJ 'Lechtier - Y2ITD Das Quarzfilter in der Amateurpraxis Kommerzielle Quarzfilter Am häufigsten setzen Funkamateure kommerzielle Quarzfilter ein. Tabelle 1 gibt Daten kommerzieller 9-MHz-Quarzfilter wieder. Die angegebenen Spezifikationen dieser Filter werden in der Praxis übertroffen, wie viele Funk¬ amateure durch Messungen bestätigen konnten. Den Typen XF-9A und XF-9B ähnliche Quarzfilter werden von TESLA in der CSSR unter der Be¬ zeichnung PKF-9-MHz-2,5/5Q und PKF-9-MHz-2,4/8Q hergestellt, der zweite aber nur in sehr geringen Stückzahlen. Auch in der Volksrepublik Polen wird ein dem Typ XF-9B ähnliches Einseitenbandquarzfilter mit 8 Quarzen produziert. Seit einiger Zeit liefert die Firma Quarzverarbeitwig Neckarbischofsheim (KVG) auch die beiden Einseitenbandquarzfilter XF-9B 01 und XF-9B 02. Diese beiden Filter unterscheiden sich vom Typ XF-9B nur durch die Lage des Durchlaßbereichs. Sie sind für 9,000 MHz Trägerfrequenz vorgesehen. Das Filter XF-9B 01 läßt das untere Seitenband, das Filter XF-9B 02 das obere Seitenband durch. Beim Einsatz dieser beiden Filter braucht man beim Seitenbandwechsel nicht mehr die Oszillatorfrequenz und -eichung zu korri¬ gieren. Tabelle 1 Daten kommerzieller 9-MHz-Quarzfilter Typ XF-9 A B C D E NB Sendeart A3I A3I A3 A3 F3 Al, Fl Quarzanzahl 5 8 8 8 8 8 b 3 2,4 2,3 3,6 4,8 11,5 0,4 kHz B 6 2,5 2,4 3,75 5,0 12,0 0,5 kHz Welligkeit < 1 <2 <2 <2 <2 <0,5 dB Durchlaßdämpfung <3 <3,5 <3,5 <3,5 <3,5 <6,5 dB B t 500 500 500 500 1200 500 Q c x 30 30 30 30 30 30 pF B sol Be 1,7 - - - - - Beo! Be - 1,8 1,8 1,8 1,8 2,2 BsolBe - 2,2 2,2 2,2 2,2 4,0 Weitabselektion >45 > 100 > 100 > 100 >90 >90 dB 168 Bild 1 Innenschallimg XF9B ( Quarzhalbbriickenfilter) Bild 1 zeigt die Innenschaltung des Quarzfilters XF-9B. Sie besteht aus der Kettenschaltung von 4 Halbbrückenfiltern. L\, L2 und Li bewirken, daß die jeweils angeschlossenen Quarze im Gegentakt angesteuert bzw. belastet werden. Die Schwingkreise Z.1/CI, Ci/Li, C2/L2 sind auf etwa 9 MHz in Resonanz. Dadurch wird die schädliche Wirkung der Streuinduktivität von L\,L2 bzw. Li stark verringert. Mit C4 und C 5 stellt der Hersteller die Kopp¬ lung der Quarzbrücken untereinander so ein, daß die Dämpfungspole die Filterflanken versteilern, aber die Rückkehrdämpfung nicht zu gering wird. Ursprünglich hatten L\ und L2 nur eine Anzapfung in der Mitte, und der Filteranschluß führte auch an CI bzw. C2. Im Laufe der Produktion ging der Hersteller auf ein niedrigeres Impedanzniveau durch Schaffen der 2. An¬ zapfung an L\ und L2 über. UKW-Funkamateure verwenden häufig Quarzfilter mit 10,7 M Hz Mitten¬ frequenz, die aus der Massenproduktion für UKW-Sprechfunkgeräte stam¬ men und preiswert sind. 12 kHz breite Filter sind für frequenzmodulierten Sprechfunk am besten geeignet. Für den KW-Funkamateur eignen sich Quarzfilter mit 10,7 MHz Mittenfrequenz weniger gut, denn ein Empfänger mit dieser Zwischenfrequenz weist auf einigen KW-Amateurfunkbändern Nebenempfangsstellen auf. Die unangenehmste tritt beim Empfang auf 21,4 MHz (= 2 x 10,7 MHz) auf. Schwingt der Oszillator unterhalb der Empfangsfrequenz, so gilt / 05Z = / z , und der Oszillator verursacht eine starke Pfeifstelle. Schwingt der Oszillator oberhalb der Empfangsfrequenz, so gilt für / ein = 21,4 MHz und ,f z = 10,7 MHz / osz = 32,1 MHz, und ein Signal in der Nähe wird über die Beziehung 2/ ein — / osz = ,/ z nebenemp¬ fangen. Ähnliche, aber nicht ganz so schwerwiegende Nebenempfangs¬ probleme treten im 40-m-Band und in den übrigen KW-Amateurfunkbän¬ dern auf. In letzter Zeit nimmt die Anzahl der international auf dem Markt an¬ gebotenen monolithischen Quarzfilter zu. In der überwiegenden Mehrheit besteht ein monolithisches Quarzfilter aus einer Quarzplatte, auf die 4 Elek¬ troden aufgedampft sind (Bild 2). Die beiden Gegenelektroden sind zuweilen schon im Inneren, manchmal nur von außen elektrisch leitend miteinander verbunden. Die Anordnung wirkt elektrisch wie 2 getrennte Schwingquarze, die miteinander über eine Koppelkapazität verbunden sind, ln Wirklichkeit wird die Verkopplung durch die mechanische Welle bewirkt, die sich über die erregende Elektrodenfläche hinaus ausbreitet. Der Koppelfaktor läßt sich durch den gegenseitigen Abstand der beiden Deckelelektroden regulie¬ ren. Er ist kritisch, und eine ökonomische Herstellung wurde erst durch den 169 Deckelektrode 1 Deckelektrode Z mechanischen Welle bei Erregung des Elektrodenpaares 1 Bild 2 Monolithisches Quarzfilter (Prinzip) Einsatz moderner mikroelektronischer Herstellungsverfahren (Elektronen¬ strahllithografie) rentabel. Bisher gilt das nur für monolithische Quarzfilter, die 2 Quarze auf einer Scheibe vereinen. Ein Beispiel dafür ist das mono¬ lithische Quarzfilter XF-912. Es hat 9 MHz Mittenfrequenz, eine 3-dB- Durchlaßbandbreite von 15 kHz, keine eingebauten Spulen, wird im HC-18/U-ähnlichen Gehäuse mit 3 Stiften geliefert und erfordert 4 kQ Abschlußimpedanz für Tschehyschew-V erhalten. Es eignet sich gut zum Ein¬ bau am Ende eines 9-MHz-ZF-Verstärkers, um die Weitabselektion des ZF- Verstärkers über den Wert hinaus, den das Kompaktfilter am Eingang liefert, zu erhöhen sowie um die Rauschbandbreite des ZF-Verstärkers ein¬ zuschränken und auf diese Weise den Produkdetektor zu entlasten. Monolithische Quarzfilter (MQF) werden im Englischen oft MCF (mono- lithic crystal filter) abgekürzt. Im Handel ist es üblich, auch Kompaktfilter mit mehreren Quarzscheiben, die je ein Elektrodenpaar tragen, als « mono¬ lithisch» zu bezeichnen, obwohl sie diese Bezeichnung im physikalisch¬ technischen Sinne nicht verdienen. Bild 3 zeigt zwei Beispiele. Mono¬ lithische Quarzfilter sind kleiner, lassen sich mit weniger Handarbeit her- stellen und haben mit diskreten Quarzfiltern vergleichbare Eigenschaften. mmmmm, KVG XFM-107B 1 *5 c T t I“T T W T I C T TT "p 2 $° z 10,7 MHz f 7,5kHz sioampF smizspF TLX ^ II T. V Kl/6 XFM-107S03 10,7 MHz 110,6 kHz Bild 3 Innenschaltimg zweier kommerzieller « monolithischer » Quarzfilter 170 Für den Funkamateur unterscheiden sie sich in der Anwendung nicht von diskreten Quarzfiltern. Tabelle 2 gibt Daten von in der DDR hergestellten monolithischen Quarzfiltern wieder. Solche mit höherem Integrationsgrad sind gegenwärtig noch Gegenstand der wissenschaftlichen Forschung. Tabelle 2 Monolithische Quarzfilter (VEB Kombinat Elektronische Bauelemente Teltow) Welligkeit in dB ^6()/^6 MQF 10,7-0350 g2 2,1 MQF 10,7-1800/1 gl 2,2 MQF 10,7-1900 gl 2,3 MQF 70,2-1600/1 g0,5 3,4 Quarzabzweigfilter Als Abzweigschaltung bezeichnet man einen Zweiport, der zwischen Ein- und Ausgang abwechselnd Längs- und Querimpedanzen enthält (Bild 4). Über¬ brückungen zu einem entfernten Knotenpunkt dürfen nicht auftreten. Be¬ schrieben wird die Herstellung von spulenlosen Abzweigfiltern mit n = 2, 3, 4, 6 oder 8 gleichen Quarzen (Bild 5) mit geringem Rechen- und Meßauf- wand. Geeignet sind z.B. Trägerquarze aus Funksprechgeräten. Es können auch Obertonquarze sein. Unterhalb von etwa 3 MHz Filtermittenfrequenz läßt sich keine mehr für Einseitenbandmodulation ausreichende Bandbreite erzielen. Die Filter haben 1 dB Welligkeit. Bild 4 Abzweig Schaltung ( Prinzip) E ntwurfsalgorithmus 1. Probefilter mit n = 2 Quarzen und 3 Kondensatoren mit untereinander gleicher Kapazität C test aufbauen (Bild 6). C, C5l ist innerhalb vernünf¬ tiger Grenzen frei wählbar. 2. Erforderlichen Abschlußwiders.tand R t für Generator- und Lastseite berechnen gemäß Gl.(l): R t meß 0,613 2^/ 0 C,es. ( 1 ) 171 k Sl k S7 HHÜhHOHH 0,613 0,613 n*2 d=k, 1 0,613 n*3 ' HHniriöhHöHH 0701 l k ± k 0,5 V) so stark schwächen, daß sie nicht die leisesten Amateursignale (U a „, < 0,5 }LV) stören. Sehr gute Quarzfilter sollten also eine Weitabselektion von größer als 0,5 V/0,5 (xV = 1 Million = 120 dB aufweisen. Diese Forderung wird selbst von sehr guten kommerziellen Amateurfunkempfängern nicht erfüllt. Die Ursache liegt oft nicht in der zu geringen Anzahl der Quarze, sondern im wenig sorgfältigen Einbau in das Gerät. Durch Verkopplung der Strom¬ kreise an Ein- und Ausgang umgeht ein Teil des Signals das Filter. Es reicht nicht, nach der Devise vorzugehen: «Ein- und Ausgang des Filters dürfen sich nicht sehen.» Um eine Weitabselektion von mehr als 10000 s 80 dB bei einer Mittenfrequenz von größer 5 MHz erreichen zu können, ist min¬ destens erstens eine geschlossene Kammerbauweise anzuwenden und zwei¬ tens die Abschirmwand zwischen Ein- und Ausgang durchgängig an der Kammerwand anzulöten. Für noch größere Weitabselektion muß das Filter breitflächig auf der ebenen Chassisfläche aufliegen und sehr fest angeschraubt werden. Bei hohen Dämpfungsanforderungen ist doppeltkaschiertes Halbzeug als Kam¬ mermaterial ungeeignet; man müßte die äußere Massefläche mit den beiden inneren Masseflächen zu oft in Filternähe durchkontaktieren. Man legt un¬ ter die Befestigungsmuttern des Filters je eine Lötöse und eine Zahnscheibe und benutzt die eine Lötöse als gemeinsamen Erdungspunkt für die Misch¬ stufe und die zweite (die sich in der anderen Kammer befindet) für die 1. ZF- Stufe. Beide Kammern sollen einen vollständig schließenden Deckel tragen. Wer beim Filteraufbau nicht auf kupferkaschiertes Halbzeug verzichten will, muß mit verringerter Weitabselektion rechnen. Beim Aufbau mit doppeltkaschiertem Halbzeug ist wie folgt zu verfahren: 1. Quarzfilter von unten gegen die untere Kaschierung schrauben. 2. Die Trennwand über der Mitte des Quarzfilters ist an beiden Seiten lückenlos mit der oberen Kaschierung und der Kaschierung der Seiten¬ wände der Kammer zu verlöten. 3. Obere Kaschierung möglichst wenig von Leiterzügen unterbrechen, aber als «heißen» Leiter betrachten. Keine Schaltelemente auf ihr oder der Trennwand erden. 4. Schaltelemente nur über Aussenkungen an der unteren Kaschierung erden. 179 5. Einen Erdungspunkt in der unteren Kaschierung in der Nähe des Quarz¬ filters als gemeinsamen Erdungspunkt der Stufe verwenden. 6 . Damit keine Kurzschlüsse entstehen, müssen die Bohrungen für alle Bau¬ elemente in der Kammer von der Unterseite freigesenkt werden. Die Verblockung der Leitungen, die in die Kammer führen, ist äußerst sorgfältig vorzunehmen. Man schraubt in die Kammerwand ein Durch¬ führungsfilter EZsO!39 (dessen 60-U-Einfügedämpfung bei 9 MHz aber nur etwa 3 = 10 dB beträgt) und lötet innen und außen je einen HDK- Keramikkondensator auf kurzem Wege nach Masse (nicht zum gemein¬ samen Erdungspunkt!). Die Serienresonanzfrequenz dieser Kondensatoren soll im eingebauten Zustand gleich der Filtermittenfrequenz / p sein. Das läßt sich durch Einspeisung eines Meßgeneratorsignals von außen, Anklemmen eines H F-lndikators (z. B. emptindlichesOszilloskopEO 174) innen (Bild 10) und Auswechseln gegen Kondensatoren mit anderer Kapazität C prüfen. Generator und Indikator erdet man auf kurzem Wege in der Nähe des Durchführungsfilters. Geeignete Startwerte sind C = 10 (33) nF bei /□ = 9(5) MHz. Die versorgte Elektrode wird mit einem Kondensator zum gemeinsamen Erdungspunkt der Stufe hin abgeblockt. Er soll ebenfalls Serienresonanz bei fo aufweisen. Wenn seine Leitungen länger sind, muß er eine kleinere Kapa¬ zität haben. Beide Kondensatoren verbindet man durch eine Drossel, die auf Parallelresonanz bei / 0 abgeglichen ist. Die Parallelresonanzfrequenz läßt sich durch Ankoppeln eines Griddippers an die Drossel im eingelöteten Zustand messen. Auch außerhalb der Kammer lötet man eine Drossel an das Durchführungsfilter, damit äußere Störspannungen nur zu kleinen Chassisaußenströmen und -innenströmen führen. Leitungen, die die folgenden Stufen des ZF-Verstärkers versorgen, brau¬ chen um den Verstärkungsfaktor der ersten Stufen weniger sorgfältig gegen das Eindringen von ZF-Signalen verblockt zu werden. Dagegen muß beim Mischer die Verblockung für den gesamten KW-Bereich wirksam sein. N icht Hier HF-Indikator Hier Meßsender über 50Q einspeisen \ _/ „ Hier Meßsender erden srüj Hier empfindlichen HF-Indikator (zß. Oszilloskop) über 50Q und Koaxialkabel ankoppeln Quarzfilter Erdleitung 2 um Transistor Abschirmwand Metall, \Gemeinsamer Erdungspunkt durchgängig einlöten der i.ZF-Stufe Bild 10 Korrekte Verblockung eines Quarzfilters (siehe Text) 180 selten umgeht das ZF-Signal das Quarzfilter über die Zuleitung vom Oszil¬ lator. Es empfiehlt sich, einen Doppelbalancemischer zu benutzen (da er den ZF-Ausgang von HF- und Oszillatoreingang etwas entkoppelt) und den HF-Eingang des Mischers mit einem ZF-Saugkreis (Trap) zu shunten. Diegeschilderten Probleme werden oft dadurch entschärft, daß in größerem Abstand von der Filtermittenfrequenz LC-Kreise im ZF-Verstärker zusätz¬ lich zur Weitabselektion beitragen und in dichtem Abstand von der Filter- mittenf requenz das Rauschen des eigenen Überlagerungsoszillators die dyna¬ mische Selektion herabsetzt. Abschlußimpedanz Quarzfilter müssen am Ein- und Ausgang bestimmte Abschlußwiderstände haben, anderenfalls steigen die Betriebsdämpfung und die Welligkeit des Filters im Durchlaßbereich an. Das gilt sowohl für den ohmschen Anteil als auch den Blindanteil des Wechselstromwiderstands. Meist denkt man ihn sich hervorgerufen durch einen Widerstand/?,, dem dieKapazitätC, parallel¬ geschaltet ist. Zum Beispiel beträgt beim Quarzfilter XF-9B R t = 500 Q und C, = 30 pF. Der Betrag der Eingangsimpedanz eines Quarzfilters steigt außerhalb des Durchlaßbereichs mit zunehmendem Abstand von der Mittenfrequenz steil an. Ein Halbleitermischer, der direkt auf ein Quarzfilter als Lastwiderstand arbeitet und ein HF-Eingangssignal in die ZF-Lage außerhalb des Durchla߬ bereichs umsetzt, wird in diesem Bereich deshalb leicht Intermodulation verursachen. Deshalb schaltet man immer häufiger zwischen Mischer und Quarzfilter eine Trennstufe mit geringer Rückwirkung. Die Trennstufe soll einen frequenzunabhängigen Eingangswiderstand haben, wenig rauschen und großsignalfest sein. Üblich sind transformatorgegengekoppelte Bipolar¬ transistoren und Hochstrom-SFET in Gateschaltung. Die Abschlußwiderstände /?,, die das Filter haben muß, werden meist nicht durch den Einbau von Widerständen realisiert, sondern durch den Ausgangswiderstand der vorigen bzw. Eingangswiderstand der nachfolgenden Stufe. Oft unterscheiden sich diese Widerstände, und man muß sie einander anpassen (transformieren). Zu diesem Zweck schaltet man einen HF-Trans- formator (auf Ferritkern), einen Schwingkreis mit Anzapfung, ein E-Glied oder ein 7r-Glied dazwischen. Die monolithischen Quarzfilter MQF 10,7-1800/1 und MQF 70,2-1600/1 erfordern /?, = 4,7 kQ und einen induktiven Blindabschluß. 181 ... , . .... , ., . , Halbleiterschaltungen Dipl.-Ing. Michael Kmetzsch - ö Y27BO für den UKW-Amateur Rauscharmer Vorverstärker für das 2-m-Band Eine bessere Empfindlichkeit vorhandener Empfangsanlagen kann durch Anbringen eines rauscharmen Antennenvorverstärkers in unmittelbarer Nähe der Antenne erzielt werden. Das Problem stellt sich für viele Funk¬ amateure, die auf Grund der gegebenen örtlichen Lage Antennenzuleitungen von über 30 m haben. Hier machen sich die Kabelverluste handelsüblicher Koaxialkabel in der Gesamtempfindlichkeit einer Empfangsanlage schon bemerkbar. Mit modernen Mikrowellentransistoren lassen sich Vorverstär¬ ker für das 2-m-Band mit Rauschzahlen um 1,5 dB verhältnismäßig leicht aufbauen. Bild 1 zeigt einen solchen Vorverstärker nach DJ 7 VY [1], der mit dem Transistor BFT 66 (Siemens) realisiert ist. Da solche Transistoren eine sehr hohe Transitfrequenz und hohe Leistungsverstärkung auf- Abschirmung Bild 1 2-m- Vorstufe mit dem BFT 66 182 weisen, sind sie sehr schwingfreudig. Daher ist es sehr wichtig für die Stabili¬ tät, daß der Emitter auf dem kürzesten Wege geerdet wird. Die Länge des Emitteranschlusses darf 1 mm nicht überschreiten. Aus der in Bild 1 angegebenen Tabelle sind die Eigenschaften der Schal¬ tung in Abhängigkeit von der Wahl des Arbeitspunkts zu ersehen. Die Temperaturstabilisierung des Gleichstromarbeitspunkts wird über die tem¬ peraturabhängige Basisvorspannung mit 3 in Reihe geschalteten Si-Dioden verwirklicht. Mit einem mittleren Interception Point (IP) von — 3,5 dBm liegt dieses Verzerrungsmaß um 8,5 dB niedriger, als man es mit einem Dual- Gate-MOSFET 3N200 (IP = 5 dBm, F = 3 dB) erzielen würde. Ein Nach¬ teil solcher rauscharmer Vorverstärker ist aber die geringe Vorselektion auf Grund der niedrigen Betriebsgüte, wie sie zu wählen ist, um keine Verschlech¬ terung der Rauschzahl durch die Durchlaßdämpfung des Eingabekreises zu erhalten. 2-m-HF-Vorverstärker mit Dual-Gate-MOSFET Der Dual-Gate-MOSFET BF 900 ist für den Einsatz als geregelter HF-Ver- stärker in Sourceschaltung bis zu Frequenzen von 600 MHz sowie als Misch¬ stufe bis 900 MHz entwickelt worden. Für eine Meßfrequenz von 200 MHz ist eine typische Rauschzahl von 2 dB durch den Hersteller angegeben. Bild 2 zeigt eine Schaltung für das 2-m-Band [2]. Der Dual-Gate-MOSFET arbeitet in Sourceschaltung. Im Drainkreis wurde ein Bedämpfungswiderstand von 10 fl eingeschaltet, um parasitäre Schwingungen im UHF-Bereich zu ver¬ hindern. Die Anzapfung am Eingangskreis ist zur Erzielung der günstigsten Rauschzahl zu optimieren, Rauschzahlen um 1,5 dB lassen sich dabei er¬ reichen. Die Leistungsverstärkung der Schaltung beträgt 30 dB (1/ =14 V). Um die zur Ausnutzung des vollen Regelbereichs des Verstärkers benötigte negative Spannung zwischen dem Gate 2 und Source zu umgehen, wird das Sourcepotential über die zusätzliche Stromeinspeisung durch den Wider¬ stand 4,7 kfi auf einem minimalen Potential von 2,7 V bei herabgeregeltem Transistor gehalten. Für den Regelbereich von 50 dB ist die Regelspannung Ue = 1...nv Bild 2 2-m- Vorstufe mit dem BF 900 183 zwischen 14 V (maximale Verstärkung) und 1 V zu variieren. Da die Rege¬ lung des MOSFET seine Verzerrungseigenschaften wesentlich verschlechtert, empfiehlt es sich nicht, sie für Eingangsstufen anzuwenden. In solchen Fällen wird Gate 2 über einen Spannungsteiler mit 14 V versorgt. 2-m-Konverter mit einer ZF von 9 MHz Konverterschaltungen mit einem 2 MHz breiten ZF-Bereich bereiten mit¬ unter Schwierigkeiten infolge «durchschlagender» KW-Stationen im Nach¬ setzempfänger. Ein Ausweg ist die Erzeugung einer variablen Oszillator¬ frequenz im Konverter, um den Nachsetzempfänger nur auf der ZF-Fre- quenz zu benutzen. Durch andere Frequenzkombinationen von verviel¬ fachter Quarzfrequenz und der zugemischten VFO-Frequenz läßt sich dieses Konverterkonzept an vorhandene Quarze und gewünschte ZF-Frequenzen leicht anpassen. Selbstverständlich kann man diese in [3] und in Bild 3 wiedergegebene Schaltung auch als Empfängereingangsteil eines 2-m-Emp- fängers verwenden. Die HF-Verstärkung wird in einem 2stufigen Vorver¬ stärker mit dem FET KP 303 vorgenommen. Die 1. Stufe T1 arbeitet in einer neutralisierten Sourceschaltung (mit L2) und T2 in Gateschaltung. Der 184 Gleichstromweg für T2 wird über die Neutralisationsspule L2 sowie die Ein¬ gangsspule LI geschlossen. In der dem Vorverstärker folgenden Mischstufe wird der Dual-Gate- MOSFET KP 350 A eingesetzt. Im Drainkreis filtert der Schwingkreis L5 die ZF von 9 MHz aus. Die Oszillatorfrequenz von 135 bis 137 MHz wird dem Gate 2 von T3 zugeführt, sie ist nach dem Syntheseprinzip aufbereitet. Ein Grundwellenquarz um 8 MHz wird in der Oszillatorschaltung T4 auf seiner 3. Harmonischen erregt, danach folgt der als Verfünffacher arbeitende Transistor T5. Im Kollektorkreis werden 122,7 MHz ausgekoppelt und an das Gate 1 von T6 geführt, der als Mischstufe zur Erzeugung der Oszillator¬ frequenz des Konverters arbeitet. Durch den VFO (T7), eine kapazitive Dreipunktschaltung, wird eine variable Frequenz von 12,3 bis 14,3 MHz erzeugt, die Gate 2 vonTö aussteuert. Über ein 2kreisiges Bandfilter filtert man das erwünschte Mischprodukt aus. Zur Inbetriebnahme des Oszillators nur der Hinweis, daß der 30-pF- Kondensator an der Basis von T4 zuerst durch 10 nF zu ersetzen ist und an¬ schließend der Kollektorkreis bei überbrücktem Quarz auf die Oberton¬ frequenz eingestellt wird. Abschließend ist der 30-pF-Kondensator so zu variieren, daß sich nur eine quarzstabilisierte Obertonerregung einstellt. Einfacher FM-Relais-Transceiver Dem Bedarf an einfacher Technik zur Abwicklung des Funkbetriebs über ein FM-Relais mit 600-kHz-Ablage im 2-m-Band kommt die von OKI WPN angegebene Schaltung in Bild 4 entgegen. Der Sender ist 4stufig aufgebaut. Ein 12-MHz-Quarz, entsprechend der genauen Frequenz für die jeweils ge¬ wünschte Relaiseingabefrequenz, wird in einer kapazitiven Dreipunktschal¬ tung mit TI erregt. Mit einem 2kreisigen Bandfilter wird die 3fache Quarz¬ frequenz 36 MHz im Kollektorkreis von TI ausgesiebt und dem als Ver¬ dopplet arbeitenden Transistor T2 zugeführt. Durch einen Einzelkreis wer¬ den hier die 72 MHz zur Ansteuerung des weiteren Verdopplers T3 bereit¬ gestellt. Der Endstufentransistor T4 arbeitet im Geradeausbetrieb auf 144 MHz. Die Ausgangsleistung liegt bei 100 mW und ist von der Transistor¬ bestückung der Senderstufen in ihrer Gesamtheit abhängig. Mit der Kapa¬ zitätsdiode KB 105 wird der Oszillator TI frequenzmoduliert. Als Mikrofon nutzt man den Lautsprecher, und der Operationsverstärker IS2 wirkt im Sendebetrieb als Modulationsverstärker. Zur Erzeugung der Ruftonfrequenz wird ein astabiler Multivibrator (T7, T8) herangezogen. Der Empfangsteil des kleinen Transceivers arbeitet mit einer ZF von 600 kHz, so daß die Sendefrequenz als Empfangsoszillatorfrequenz verwen¬ det werden kann. Auf Grund der niedrigen ZF und der mäßigen Eingangs¬ selektion wird die Spiegelempfangsfrequenz nicht unterdrückt. Der HF- VerstärkerdesEmpfängereingangs arbeitet ohneEingangskreis für 144MHz. Über ein 2kreisiges Bandfilter gelangt das verstärkte Eingangssignal an die Mischstufe T5, in deren Kollektorkreis ein auf 600 kHz umgestimmtes ZF- 185 mMHz Filter eines üblichen 455-kHz-ZF-Verstärkers eingesetzt ist. ZF-Verstär- kung und FM-Demodulation werden durch den IS1 (A 220 D) vor¬ genommen. Am Pin 5 läßt sich über das Potentiometer die Lautstärke ein¬ stellen. Im Empfangsbetrieb wird IS2 als Lautsprecherverstärker genutzt. Das im Kollektorkreis von TI entstehende Oszillatorsignal wird über die im Empfangsbetrieb als Diodenfrequenzvervielfacher wirkende Basis-Emitter- Strecke von T2 und den Schwingkreis LI2a vervierfacht und der Empfänger¬ mischstufe zugeführt. Während des Empfangs werden die Transistoren T2 bis T4 und für die Dauer des Sendebetriebs die IS1 abgeschaltet. Die gesamte Schaltung ist auf einer Leiterplatte mit den Abmessungen 90 mm x 65 mm untergebracht. Diese geringen Abmessungen sind möglich, da auf räumlich große Abgleichelemente des Senderteils, die einen bequemen Abgleich gestatten würden, verzichtet wird. Weiterhin ist dadurch Platz gewonnen worden, daß die Selektionsmittel im Vervielfacherteil des Senders sowie im Empfängereingang und im ZF-Teil reduziert werden. Nach Vor¬ schalten eines Bandpaßfilters wird die Nebenwellenfreiheit des Senders ver¬ bessert, und die Übersteuerung des Eingangsteils des Empfängers durch starke UKW- oder andere Funkdienste ist geringer. 70-cm-Vorverstärker Oft wird die Empfindlichkeit der 70-cm-Empfangsanlage durch die Dämp¬ fung des verwendeten Antennenzuleitungskabels reduziert. Sehr schnell werden Dämpfungswerte von 3 dB und mehr erreicht. Nur die Verwendung eines Vorverstärkers in der Nähe der Antenne kann Abhilfe schaffen. Bild 5 zeigt eine mögliche Variante eines 70-cm-Vorverstärkers nach PA 0 DKO Bild 5 70-cm-Vorverstärker nach PA 0 DKO 187 Bild 6 Die mechanische Gestaltung des Vorverstärkers nach Bild 5 [4]. Dieser 2stufige Verstärker ist in der 1. Stufe mit dem rauscharmen Transistor BFT 66 in Basisschaltung bestückt, der die Gesamtrauschzahl von 2 bis 3 dB bestimmt. Für die 2. Stufe wendet man den in Emitterschal¬ tung betriebenen BFY 90 an. Die Gesamtverstärkung beträgt 25 bis 30 dB. Die Schwingkreise sind als kapazitivverkürzte 2/4-Leitungskreise aufgebaut. Aus Bild 6 ersieht man den mechanischen Aufbau. Die Transistoren sind in die Kammerwände eingelassen. Es ist darauf zu achten, daß der Basisan¬ schluß von TI sowie der Emitteranschluß von T2 möglichst kurz über einen keramischen Chipkondensator geerdet werden. Als Material für die Kam¬ mern wird Messingblech verwendet. Die Kammerhöhe beträgt 25 mm und die Innenleiter sind aus versilbertem 2-mm-Kupferdraht hergestellt. Der Vorverstärker eignet sich auch als Vorstufe für einen 70-cm-Eingangsteil, mit einem der Vorverstärker folgenden Ringmischer als Mischstufe. Auch der Einsatz als Anfangsstufen eines linearen Verstärkerzugs nach derUmsetzung eines Tx-Signals in das 70-cm-Band ist denkbar. 188 Oberwellenfilter für 70-cm-Sender Bei der Realisierung von Oberwellenfiltern im 70-cm-Band machen sich die parasitären Zuleitungsinduktivitäten der Kondensatoren bemerkbar. Ein interessanter Lösungsvorschlag zum Vermeiden der Zuleitungsinduktivitä¬ ten, die das Frequenzverhalten der Schaltung stören und die beabsichtigten Dämpfungswerte der Oberwellen reduzieren würden, zeigt Bild 7 [5], Das Oberwellenfilter beginnt und endet mit einer Induktivität, so daß am Ein¬ gang und Ausgang des Filters keine zusätzlichen Zuleitungsinduktivitäten entstehen. Durch Realisieren der Kondensatoren als gedruckte Ausführun¬ gen auf einer 1,6 mm starken, doppeltkaschierten Epoxydharzleiterplatte werden für die Kondensatoren Zuleitungsinduktivitäten verhindert. Zur Ent¬ kopplung der Spulen sind 2 Abschirmbleche eingesetzt. Die Kondensator¬ flächen werden freigeätzt, wobei die andere Kupferseite als durchgängige Massefläche erhalten bleibt. Für den Anschluß der Kabel und der Induktivi¬ täten L\ und L3 werden kleine Lötfiächen vorgesehen. Als Durchla߬ dämpfung wurden 0,6 dB gemessen, und die Dämpfung der 1. Oberwelle wurde mit mehr als 25 dB, die der 2. Oberwelle mit mehr als 35 dB an¬ gegeben. Die Berechnung solcher Filter ist nach den üblichen Methoden möglich, und bei bekannter Dielektrizitätskonstante des Leiterplattenmaterials kann man auch die benötigten Flächen der Kondensatoren ermitteln. Die 70-cm- Oberwellenfilter lassen sich auch sehr gut unter Verwenden von Chip¬ kondensatoren realisieren, die nach dem Prinzip in Bild 7 auf einer gemein¬ samen Massefläche aufgelötet werden. Die Oberseiten der Chipkondensa¬ toren dienen dann wieder als Lötstützpunkte. 189 HF-Vox Für die Kopplung eines Leistungsverstärkers mit einem Transceiver benötigt man 2 HF-Umschaltrelais, die zum einen den Transceiver direkt an die An¬ tenne legen und bei Sendebetrieb den Leistungsverstärker zwischen Trans¬ ceiver und Antenne schalten. Speziell bei FM-Transceivern eignet sich zur Umschaltung eine HF-Vox, die in Abhängigkeit der anliegenden HF-Ein- gangsspannung, d.h. der Ausgangsspannung des Senders, die Zwischen¬ schaltung selbständig vornimmt. Bild 8 zeigt eine mögliche Schaltung. Die bei Sendebetrieb des ansteuernden Transceivers entstehende Senderaus¬ gangsspannung wird mit einer Gleichrichterschaltung ausgewertet und steuert über die Transistorkombination das Umschalten der Relais. Zur Betriebs¬ anzeige ist die Leuchtdiode vorgesehen. Mit der FIF-Vox ist bei Nachschal¬ ten eines Leistungsverstärkers nach diesem Prinzip nur die HF-Ansteuerung zum Transceiver herzustellen. Es entstehen keine weiteren Verbindungs¬ punkte zur Steuerung. Will man auch weiterhin die Möglichkeit des Sendebetriebs mit nur der Steuerleistung offenhalten, z. B. für Testzwecke, empfiehlt es sich, einen Schalter zum Abschalten der HF-Vox vorzusehen. Zu beachten ist bei An¬ wendung solcher Kopplungsschaltungen zwischen Endstufen und Steuer¬ geräten, daß zum Zeitpunkt der Zuschaltung der Endstufe - für die Dauer der Schaltzeit des eingangsseitigen Relais - die ansteuernde Endstufe ohne Last arbeitet und dieser Zustand bei Schaltzeitunterschieden zwischen bei¬ den Relais auch für den nachgeschalteten Leistungsverstärker auf treten kann. Zum anderen wird zumindest das eingangsseitige Relais unter Last geschaltet. Fehlanpassungsgeschützte Transistoren oder Schaltungen und übliche Steuerleistungen von einigen hundert Milliwatt lassen diese Zustände nicht zum Problem werden. 190 Einfacher Rauschgenerator In Sperrichtung betriebene Basis-Emitter-Übergänge von HF-Transistoren ermöglichen den Aufbau eines einfachen Rauschgenerators für unterschied¬ liche Testzwecke. Bild 9 gibt eine solch einfache Anordnung wieder. Das erzeugte Spektrum ist breitbandig und reicht bis oberhalb des 70-cm-Bands. Der Ausgangswiderstand wird durch die 3 parallelgeschalteten Widerstände realisiert. Über die Regelung des Sperrstroms kann die abgegebene Rausch¬ leistung variiert werden. Bei Strömen oberhalb von einigen hundert Mikro¬ ampere wurde keine Zunahme der Rauschleistung festgestellt. Vielmehr trat mit steigendem Strom eine bereichsweise Reduzierung auf. Ein definierter Zusammenhang zwischen Rauschleistung und Strom besteht allerdings nicht. Durch die Nachschaltung eines Preh-Reglers oder fester Dämpfungsglieder läßt sich eine definierte Regelabschwächung verwirklichen. Mit der an¬ gegebenen Schaltung werden an einem 2-m-Empfänger mit einer Rausch¬ zahl von 3 dB, bei einer Bandbreite von 2,4 kHz ein Rauschspannungs¬ anstieg am Ausgang des Empfängers von 30 dB gemessen. Anwendungs¬ möglichkeiten sind der Abgleich von Empfängern, die Optimierung von Arbeitspunkten wie Leistungsanpassung oder Rauschanpassung, die Über¬ prüfung der Empfindlichkeit im Empfangsbereich, die Eichung der dB- Schritte des S-Meters oder vergleichende Messungen'. Zur Auswertung der Rauschspannung hat sich der in Bild 10 angegebene einfache Rauschspannungsindikator bewährt. Mit einem Lautsprecherüber¬ trager wird die Rauschspannung transformiert, so daß die Schwellspannung der Germaniumdiode keinen Einfluß auf die gleichgerichtete Spannung hat. Als Gleichspannungsindikator eignet sich ein Multizet mit 20 kLä/V. Bild 9 Ein Rauschgenerator für Test¬ zwecke Bild 10 Einfacher Rauschspannungs¬ indikator 191 Eichmarkengenerator In [6] ist ein Eichmarkengenerator für 100-kHz- und 1-MHz-Marken be¬ schrieben, die bis oberhalb des 70-cm-Bands reichen. Durch die Erzeugung extrem kurzer Impulse ist der Amplitudengang der Eichmarken zwischen 100 kHz und 150 MHz kleiner als —1 dB. Der Schaltkreis 1S1 (Bild 11) arbeitet als 1-MHz-Quarzoszillator. Ihm folgt ein IS 7490 als 10: 1-Teiler, und über einen Schalter wird dem Schon k>’-TTL-Schaltkreis 74S00 (IS3) wahlweise das 100-kHz- oder 1-MHz-Signal zugeführt. Am Ausgang 8 des Gatters entstehen unter Ausnutzen der Gatterlaufzeiten Nadelimpulse mit einer Halbwertbreite von 2 nS. Der Aufbau des 74S00 muß sehr gut ab¬ geschirmt sein, und dieEntkopplung am Anschluß 14 ist über einen möglichst kurz angelöteten Keramikkondensator 100 nF auszuführen. Mit dem Ein¬ stellregler am Ausgang der Impulserzeugungsstufe kann eine definierte Aus¬ gangsamplitude der 100-kHz-Marken auf 100 p.V im Bereich von 100 kHz bis 150 MHz eingepegelt werden. Nach Umschaltunj* auf 1-MHz-Marken entstehen entsprechend dem Frequenzverhältnis Markenamplituden von 1 mV. Eine nachgeschaltete Dämpfungsleitung erhöht die Einsatzmöglich¬ keiten des Eichmarkengenerators. Spulendaten (ID - Innendurchmesser) Bild 1 LI, L2: 5 Wdg., 1-mm-CuAg, 6,5 mm ID, 8,5 mm lang, Anzapfung L2: 1,5 Wdg. und 1 Wdg. vom kalten Ende Bild 2 LI, L2: 7 Wdg., 0,6-mm-CuAg, 6 mm Durchmesser, Anzapfung 2 Wgd. vom kalten Ende Bild 3 LI: 7 Wdg., 0,7-mm-CuAg, Luftspule 7,5 mm Durchmesser, Anzapfung 1,5 Wdg. vom kalten Ende L2: 18 Wdg., 0,41-mm-CuL, Spulenkörper 6,5 mm Durchmesser mit Abgleich¬ kern (Messing 5 mm Durchmesser, 12 mm lang) L3: 7 Wdg., 0,7-mm-CuAg, Luftspule 7,5 mm Durchmesser L4: 6 Wdg., 0,7-mm-CuAg, Luftspule 7,5 mm Durchmesser, Anzapfung 3 Wdg. vom kalten Ende L5: 15 Wdg., 0,35-mm-CuL, Spulenkörper 8 mm Durchmesser mit Abgleichkern (Ferritkern 4 mm Durchmesser, 12 mm lang, fl = 600) L6: 4 Wdg., 0,35-mm-CuL, um L5 gewickelt (am kalten Ende) L7: 20 Wdg., 0,35-mm-CuL, Spulenkörper 8 mm Durchmesser mit Abgleichkern (Ferritkern 4 mm Durchmesser, 12 mm lang, fl = 600) L8: 4 Wdg., 0,7-mm-CuAg, Luftspule 8 mm Durchmesser, Anzapfungen vom heißen Ende bei 1 und 2 Wdg. 13 Schubert, Eljabu 82 193 L9: 7 Wdg., 0,7-mm-CuAg, Luftspule 8 mm Durchmesser, Anzapfung vom hei¬ ßen Ende bei 0,5 Wdg. L10: wie L9, Anzapfung bei 1 Wdg. LI1: 18 Wdg., 0,35-mm-CuL, Spulenkörper 8 mm Durchmesser mit Abgleich¬ kern (Ferritkern 6 mm Durchmesser, 10 mm lang ,/u = 600) Bild 4 LI: 5 Wdg., 0,5-mm-CuL, 3 mm ID L2: 25 Wdg., 0,3-mm-CuL, 3 mm ID L3: wie L2, Anzapfung 6 Wdg. vom kalten Ende L4: 8 Wdg., 0,5-mm-CuL, 4 mm ID L5: 3 Wdg., 0,5-mm-CuL, 6 mm ID, auf das kalte Ende von L4 gewickelt L6: 7 Wdg., 0,8-mm-CuL, 4 mm ID LI : 2 Wdg., 0,8-mm-CuL, 66 mm ID, auf das kalte Ende von L 6 gewickelt LS: 3 Wdg., 0,8-mm-CuL, 5 mm ID L9 : wie LS L 10: 5 Wdg., 0,5-mm-CuL, Spulenkörper 5 mm Durchmesser mit VH F-Abgleich kern LI 1: wie L10 L12a: 7 Wdg., 0,5-mm-CuL, 3 mm ID L12b: 2 Wdg., 0,5-mm-CuL, 4 mm ID, über das kalte Ende von L12a gewickelt Drosseln: 10 Wdg., 0,2-mm-CuL, auf Ferritstab 2 bis 3 mm Durchmesser Bauelemente für Bild 4 TI ... T3, T5, T6: KF 124, KF 125, KF 524, KF 525, KF 167, KF 173 T4: KSY63, KSY 21, KSY 71 TI, T8: KC 147 ... KC 149 ISI : TBA 120 S, A 220 D IS2: MAA 501, MAA 592, MAA 504, MAA 725 Literatur fl] DJ 7 VY: Ein rauscharmer Vorverstärker für 144 MHz, VHF-UHF- DUBUS-TECHNIK, Seite 135 [2] Schuermann, J ., DJ 1 SK: Moderne FETs für HF-Anwendungen in Ama¬ teurfunkbändern, cq-DL (1977), Heft 11, Seite 418 bis 422 [3] Gorbati, W. U.: Amateur-U K W-Funkstation mit Transistoren, Verlag Ener¬ gie, Moskau 1978 [4J Kooijstra, D., Pa 0 DKO: Een 70-cm-voorversterker, Electron 34 (1979), Heft 5, Seite 325 [5] Kooijstra, D., PA 0 DKO: Harmonischen-filter voor 70 centimeter, Electron 34 (1979), Heft 8, Seite 520 [6] Waxweiler, R., DJ 7 VD: Eichmarkengenerator mit definierter Marken¬ amplitude und definiertem Abschwächer, cq-DL (1978), Heft 8, Seite 348 bis 349 194 Karl Rothammel - Y21BK Rauschbrücke für Messungen an Antennen Die Antennenrauschbrücke ist ein modernes Meßgerät mit vielseitiger An¬ wendungsmöglichkeit, das sich wegen seines einfachen Aufbaus für den Funkamateur besonders eignet. Die Rauschbrücke ermöglicht das Fest¬ stellen der Resonanzfrequenz und der Fußpunktimpedanz von Antennen. Ferner eignet sie sich zum Ausmessen der Resonanz von Leitungen und Schwingkreisen. Mit geringem zusätzlichem Aufwand können auch Blind¬ widerstände bestimmt werden. Das Meßprinzip der Brückenschaltung beruht auf dem des Antennascope [1]. Die Unterscheidungsmerkmale zwischen Antennascope und Antennen¬ rauschbrücke sollen die Übersichtschaltpläne in Bild 1 verdeutlichen. Beim Antennascope (Bild 1 a) verwendet man einen frequenzabstimmbaren Gene¬ rator G (Meßsender, Stationssender, Griddipmeter usw.), der die Brücke jeweils mit einer bestimmten Frequenz erregt; das Brückennull wird all¬ gemein durch ein Mikroamperemeter in Verbindung mit einer Gleich¬ richterdiode angezeigt, d. h. nicht frequenzselektiv. Bei der Antennenrausch¬ brücke (Bild 1 b) hingegen sind die Verhältnisse umgekehrt. Der Generator G ist eine Rauschquelle, die ein «weißes Rauschen» erzeugt, das außer¬ ordentlich breitbandig ist und als aperiodisch bezeichnet werden kann. Prüfling [z.B. Antenne) selektiver Generator (Meßinstrument) [z.B. VFOjGDO) aperiodisch Prüfling Rauschgenerator Empfänger ^aperiodisch) (selektive Nullanzeigej Bild 1 Übersichtsschalt pl an des Meßprinzips von Brückenschalt ungen; a - Antennascope , b - Rauschbrücke 195 Diesem nichtselektiven Generator steht ein frequenzselektiver Null¬ indikator in der Form eines abstimmbaren Empfängers gegenüber. Der Praktiker weiß, daß Messungen mit dem Antennascope problema¬ tisch sind, wenn als Frequenzgenerator ein Griddipmeter verwendet wird, denn auch kommerziell gefertigte Geräte haben eine mangelhafte Frequenz¬ stabilität und Ablesegenauigkeit. Über einen geeigneten (entsprechend kost¬ spieligen) Meßgenerator verfügt der Funkamateur gewöhnlich nicht. Ein brauchbarer Rauschgenerator ist dagegen mit einfachsten Mitteln - zumeist mit bereits vorhandenem Material - ohne Schwierigkeiten herzustellen. Ein Kurzwellenempfänger, der als Nullindikator wirkt, dürfte immer vorhanden sein. Er ist erheblich empfindlicher als z. B. das Drehspulmeßinstrument eines Antennascope, so daß nur eine sehr geringe Leistung des Rausch¬ generators erforderlich wird. Das Rauschminimum kann sehr präzise im Empfänger abgehört bzw. an seinem S-Meter abgelesen werden. Besonders geringen materiellen Aufwand erfordert die in Bild 2 dar¬ gestellte und von WB2EGZ konstruierte Rauschbrücke, die in [2] und [3] beschrieben wurde. Eine auf ZL2AMJ zurückgehende Schaltung [4] weist nur geringfügige Unterschiede gegenüber den vorhergenannten auf und ist in der Funktion identisch. Als Rauschquelle wirkt die Silizium-Z-Diode ZD mit einer Z-Spannung von 6,2 V (z.B. SZX 1916,2 oder SZX 21/6,2). Sie hat nicht die Aufgabe der Spannungsstabilisierung, daher wird die genaue Einhaltung der an¬ gegebenen Z-Spannung von 6,2 V nicht gefordert, sie kann etwa zwischen 5 und 7,5 V variieren. Es interessieren nur die Rauscheigenschaften, des¬ halb sollte man von mehreren Exemplaren die Diode aussuchen, die das (zß. Antenne) Bild 2 Die Antennenrauschbriicke nach WB2EGZ; Bauelemente RI - 5kÜ; R2 - 33 kü; R3 - 470 Q; R4 - 47 Q; R5 - 390 Q; R6 = R7 - 50 Q; PI - Kohleschichtpotentiometer WO U; ZD - Z-Diode 6,2 V; CI = C3 - 1000 pF; C2 = C4 - 470 pF; C5 - 10 pF; C6 - 3 ... 30 pF; TI = T2 - beliebige NPN-Transistoren hoher Transit¬ frequenz und großer Stromverstärkung (z.B. SF 137); Tr-Breitband- Symmetriewandler (s. Text und Bild 3) 196 Bild 3 Bewicklungsschema für den Breitband-Ringkerniibertager Tr stärkste Rauschen im Bereich zwischen etwa 3 und 30 MHz produziert. Da man mit dem Widerstandswert von R\ die Höhe des Rauschpegels be¬ einflussen kann, ist es zweckmäßig, diesen variabel auszuführen, wie in der Schaltung gestrichelt angedeutet (Ohmwert des Einstellreglers etwa 5 kQ). Der 2stufige Rauschverstärker bietet keine Besonderheiten, beide Si-npn- Transistoren sind von gleichem Typ; es ist nur zu beachten, daß sie hohe Transitfrequenz und ausreichende Verstärkung haben. Im Mustergerät wur¬ den die Typen 2 N 918 oder 2 N 3563 verwendet. Die Verstärkung soll so groß sein, daß der an die Brücke angeschlossene Empfänger noch einen Rauschpegel von mindestens S9 + 10 dB anzeigt. Den Übergang zur Brückenschaltung bildet der Breitband-Übertrager Tr. Seine Aufgabe ist es, die erdunsymmetrische Rauschspannung zu symme- trieren, so daß auf der Sekundärseite die Brücke symmetrisch erregt wird. Von der Güte dieses Übertragers hängt die Brauchbarkeit der Rausch¬ brücke maßgeblich ab. Er ist auf einen Ferrit-Ringkern geeigneten Kern¬ materials aufgebracht (z. B. Mf343, Siferrit 80K1, Fenoxcube 4C4 oder Ferroxeube 4C6. o.ä.). Der Ringkern wird entsprechend Bild 3 bewickelt. Die Wicklungen A und B sind 2drähtig (bifilar) ausgeführt, sie sollen zu¬ sätzlich noch miteinander verdrillt werden, so daß sich etwa eine axiale Verdrehung je Zentimeter Drahtlänge ergibt (geht nicht aus der Zeichnung hervor!). Es werden je 9 Wdg., 0,4-mm-CuL-Draht, gemäß Bild 3 auf den Ringkern aufgebracht. Der Wickelsinn von C ist - wie gezeichnet - zu be¬ achten. Als Potentiometer PI benutzt man einen Kohleschichtwiderstand mit linearem Widerstandsverlauf in möglichst kapazitätsarmer Ausführung, ge¬ gebenenfalls ist eine vorhandene Metallabdeckplatte zu entfernen. Da die Linearität häufig nicht einwandfrei ist, soll die Potentiometerskale in Widerstandswerten geeicht werden, indem man an die Buchse «Prüfling» unterschiedliche Widerstände bekannten Widerstandswerts nacheinander anschaltet und jeweils mit PI das Brückennull sucht. Der Widerstandswert wird an der betreffenden Zeigerstellung eingetragen. R6 und RI sollen genau gleichen Wert haben (1 % Toleranz) und möglichst induktivitätsarm sein. Die in der Brückenschaltung vorhandenen bzw. «eingebauten» Streu¬ kapazitäten werden mit dem Kapazitätstrimmer C6 kompensiert. Man geht dabei so vor, daß die Prüflingsbuchse mit einem 50-U-Widerstand ab- 197 geschlossen wird, gleichzeitig stellt man PI auf Mittelstellung = 50 Q. Ein nun noch vorhandenes Rauschen wird mit C6 zum Minimum gebracht. Der Impedanzmeßbereich erstreckt sich von 0 bis 100 Q, die Meßgenauig¬ keit nimmt zu den Bereichsgrenzen hin stark ab. Bei anderen, aber fast bau¬ gleichen Ausführungen verwendet man für PI höhere Widerstandswerte und erreicht damit einen entsprechend größeren Impedanzmeßbereich. Eine weitere Antennenrauschbrücke wurde von der Firma Omega-T- Systems, Ine. entwickelt und ist daher als Omega-T-Schaltung bekannt [5], [6], [7]. Bild 4 zeigt die Schaltung. Hier ist der Rauschverstärker 3stufig aus¬ geführt, er enthält keine Besonderheiten. Der ebenfalls auf einen Ferrit- Ringkern aufgewickelte Breitband-Symmetriewandler Tr ist bei gleicher Funktion anders gestaltet. Er wird 4drähtig mit 0,3-mm-CuL-Draht be¬ wickelt. Es sind je 4 Drahtwindungen auf den Ringkern aufzubringen. Die 4 Einzeldrähte werden miteinander verdrillt, so daß sich etwa eine axiale Verdrehung je Zentimeter Drahtlänge ergibt. Anfang und Ende jedes Drah¬ tes sollte man kennzeichnen. Die auf diese Weise gebündelten Drähte wer¬ den gemeinsam mit 4 Windungen um den Ringkern gewickelt und so auf dessen Umfang verteilt, daß sie etwa l / 3 davon bedecken. Das richtige Zu¬ sammenschalten der Drahtanfänge und Drahtenden geht aus der Buch¬ stabenkennzeichnung in Bild 4 hervor. Es kommt vor allem darauf an, daß alle Drahtlängen auf der Brückenseite (C-C' und D-D') genau gleiche Länge haben, so daß der Punkt C'-D exakt die elektrische Mitte darstellt. Deshalb müssen auch die Verbindungen von Punkt C zu PI und von Punkt D' zur Prüflingsbuchse so kurz wie möglich und von gleicher Länge sein. Wenn kein passender Ferrit-Ringkern vorhanden ist, kann dafür auch (zB. Antenne) Bild 4 Die Antennenrauschbrücke in Omega-T-Schaltung; Bauelemente RI - 2,7 kQ; R2= R5 - 100 kQ; R3 = R6 - I kü; R7 - 68 kQ; R8 - 820 Q; CI - 10 nF; C2 - 1 ftF/15 V; C3 = C4 = C5 = C6 - 1000 pF; PI - Kohleschichtpotentiometer 100 Q litt.; ZD - Z-Diode 6,8 V; TI = T2 = T3 - beliebige npn-Transistoren hoher Transitfrequenz und großer Stromverstärkung 198 Bild 5 Ferrit-DoppelLochkern als Ersatz fiir Ringkern ein Ferrit-Doppellochkern nach Bild 5 als Wicklungsträger verwendet wer¬ den, wobei die Wicklung auf den Mittelsteg aufgebracht wird. Die obere Grenzfrequenz für die Brauchbarkeit einer selbst hergestellten Antennenrauschbrücke hängt von der Güte der Brückenkonstruktion in Verbindung mit dem Symmetriewandler ab, wobei es hauptsächlich darauf ankommt, Streukapazitäten zu vermeiden und für bestmögliche Symmetrie in den Brückenzweigen zu sorgen. Der Rauschgenerator bildet kein Krite¬ rium, er «rauscht» bis in den UHF-Bereich und darüber hinaus, sofern er mit geeigneten Transistoren hoher Transitfrequenz bestückt ist. Die gute Funktion im gesamten Kurzwellenbereich ist immer gegeben. Bei Verwen¬ dung geeigneter Brückenbauteile und sorgfältigem Aufbau läßt sich die Rauschbrücke auch noch im 2-m-Band einsetzen. Für eine industriell ge¬ fertigte Antennenrauschbrücke der Firma Omega-T, die für den Amateur¬ gebrauch bestimmt ist, wird z.B. eine obere Grenzfrequenz von 300 MHz angegeben. Für den Gebrauch der Rauschbrücke gilt folgende Kurzanweisung: 1. An der Skale von PI den zu erwartenden Impedanzwert einstellen (z. B. 50 oder 75 Q); Empfänger über ein beliebig langes Kabel an Bul und zu untersuchende Antenne an Bu2 anschließen. 2. Empfänger über den Frequenzbereich durchstimmen, in dem Antennen¬ resonanz erwartet wird; Frequenz ablesen, bei der Brückennull eintritt (geringstes Rauschen bzw. kleinster S-Meter-Ausschlag). 3. PI nachstellen auf Rauschminimum. 4. Sphritt 2. und 3. wechselseitig wiederholen, bis ein eindeutiges, nicht mehr verbesserungsfähiges Rauschminimum erreicht ist. Die am Empfänger eingestellte Frequenz entspricht nun der Antennen¬ resonanz, und der am Potentiometer PI abgelesene Widerstandswert ist gleich dem Wirkanteil der Antennenimpedanz. Exakte Meßergebnisse erhält man nur, wenn direkt am Antennenspeise¬ punkt gemessen wird oder wenn die Speiseleitung elektrisch genau 2/2 oder ganzzahlige Vielfache von 2/2 (bezogen auf die Antennenresonanzfrequenz) lang ist. Mit der Rauschbrücke können solche Leitungsresonanzlängen ein¬ fach und exakt ausgemessen werden, indem man das in seiner Länge grob vorausberechnete Leitungsstück (Verkürzungsfaktor beachten) an die Buchse 2 (Prüfling) anschließt und am Empfänger das Rauschnull sucht. Dabei steht PI auf 0 £2, und das Leitungsstück ist an seinem Ende kurz¬ geschlossen. Liegt das Rauschnull frequenzmäßig niedriger als gewünscht, muß die Leitung entsprechend verkürzt werden und umgekehrt. Manchmal werden auch 2/4-Leitungen gebraucht, z.B. als Transforma- 199 tionsstücke. In diesem Fall gilt die gleiche Meßanordnung mit dem Unter¬ schied, daß die A/4-Leitung an ihrem Ende offen sein muß. Dieses Verfahren läßt sich auch für Leitungslängen mit ungeradzahligen Vielfachen von A/4 (3/4 A, 5/4 A usw.) anwenden. Es sei noch bemerkt, daß Resonanzmessungen an allen Leitungstypen, unabhängig von deren Wellenwiderstand, durch¬ geführt werden können (z. B. Koaxialkabel, Bandleitungen, verdrillte Lei¬ tungen oder «Hühnerleitern»). Der Praktiker wird noch eine ganze Reihe weiterer Anwendungsmöglichkeiten für die Rauschbrücke herausfinden (siehe auch [2], [3] und [8]). Bekanntlich ist der Fußpunktwiderstand einer Antenne nur im Resonanz¬ fall ein reiner Wirkwiderstand. Wird sie außerhalb ihrer Eigenresonanz be¬ trieben, treten kapazitive und induktive Blindwiderstände auf. Das bedeutet, daß man als Empfänger möglichst einen Allwellenempfänger einsetzen sollte, mit dem man auch bei stärker verstimmten Antennen, deren Resonanzen außerhalb der Amateurbänder liegen, die Resonanzfrequenz in jedem Fall feststellen kann. Wenn nur ein Bandempfänger vorhanden ist, erweitert man zweckmäßig die Brückenschaltung entsprechend Bild 4 nach Bild 6. Es be¬ steht dann die Möglichkeit, induktive und kapazitive Reaktanzen fest¬ zustellen. Nach Bild 6a wird dem Potentiometer PI ein Drehkondensator C7 mit etwa 200 pF Endkapazität parallelgeschaltet, und im anderen Brücken¬ zweig, parallel zur Buchse 2, liegt ein Festkondensator C8 von 100 pF. Zu Beginn einer Messung muß die am Drehkondensator CI eingestellte Kapa¬ zität genau 100 pF betragen; die Kapazität des Festkondensators wird da¬ mit kompensiert, so daß Brückengleichgewicht herrscht. Diese Grund¬ einstellung markiert man auf der Skale von CI. Die in Bild 6b dargestellte Brückenerweiterung [8] ist in ihrer Wirkungsweise identisch, es liegt in die¬ sem Fall lediglich eine Reihenschaltung der Kondensatoren vor. Die End¬ kapazität des verwendeten Drehkondensators ist nicht kritisch, der Festkondensator C8 hat immer den halben Kapazitätswert der Drehkonden¬ satorendkapazität. Für den Kurzwellenbereich genügt ein einfacher «Quetsch¬ drehkondensator» (Hartpapierdrehkondensator). Soll die Brücke auch im VHF-Bereich eingesetzt werden, ist ein Luftdrehkondensator vorzuziehen. Natürlich werden durch die zusätzlichen Bauelemente weitere Streukapazi¬ täten und -induktivitäten in die Brückenschaltung eingebracht, so daß im ungünstigen Fall die Brauchbarkeit im VHF-Bereich eingeschränkt wird. b) Bild 6 Die Erweiterung der Briickenschaltung für Reaktanzmessungen; a - Schaltungsanordnung nach [ 6 ], b - Schaltungs¬ anordnung nach [ 8 ] 200 Muß bei Resonanzmessungen die Kapazität von C7, von der Grund¬ stellung ausgehend, vergrößert werden, liegt ein kapazitiver Blindwider¬ stand vor. Wird eine kleinere Kapazität erforderlich, ist der Blindwiderstand induktiv. Dementsprechend muß man die Antenne verkürzen oder ver¬ längern, um auf die gewünschte Resonanz zu kommen. Diese zeigt sich da¬ durch an, daß C7 bei Rauschminimum in der Grundstellung steht (induk¬ tiver Widerstand = kapazitiver Widerstand). Gleichzeitig zeigt die Stellung von PI den reellen Fußpunktwiderstand der Antenne an. Der Anwendungsbereich einer für Reaktanzmessungen erweiterten Rauschbrücke ist sehr breit. Damit kann z.B. die Resonanzfrequenz von Serien- und Parallelschwingkreisen bestimmt werden, man kann Induktivi¬ täten und Kapazitäten messen und Empfängereingänge auf optimale An¬ passung an die Antenne «hintrimmen». Solche und weitere Anwendungen werden in [8] näher beschrieben. Literatur [1] Rothammel, K.: Antennenbuch, 9. Auflage. Abschnitt 31.5.1.. Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1979 [2] Glaisher, R.L.: An RF Noise-Bridge and its Uses, The Short Wave Maga¬ zine, London, Vol XXIX (1971) July, Seite 285 bis 290 [3] Nelson, D.: The rf bridge, ham radio, Greenville, Conn. (1970) December [4] Hawker, P.: Amateur radio techniques, 6th Edition, RSGB, London 1978, Seite 320 bis 321 [5] Hart, R.T.: The Antenna Noise Bridge, «QST», Newington, Conn. (1967) December, Seite 39 bis 41 [6] Koch, O.: Eine Antennenrauschbrücke, cq-DL, Baunatal 47 (1976), Heft 4, Seite 118 bis 120 [7] ...: Radio Communication Handbook, 5th Edition, Vol.2, p. 18.23-18.24, RSGB, London 1977 [8] Schifferdecker, H.: Messung und Abstimmung von Kurzwellenantennen mit¬ tels der Rauschbrücke, cq-DL, Baunatal 50 (1979), Heft 9, Seite 396 bis 399 [9] Krischke, A.: Rauschbrücke (Berichtigung zu [8]), cq-DL, Baunatal 51 (1980), Heft 1, Seite 46 201 _ , , Internationale Schaltungsrevue Obenng. Karl-Heinz Schubert - ° Y21XE „Amateurfunk“ Modulationsverstärker für 2-m-FM-Sender Die Eingangsstufe des Modulationsverstärkers ist ausgelegt für ein nieder¬ ohmiges, dynamisches Mikrofon. Zur HF-Entkopplung liegt zwischen Basis- und Emitterelektrode ein Kondensator 1 nF. Zur Aussteuerung sind etwa 10 mV erforderlich. Danach folgt ein gesteuerter Spannungsteiler, er besteht aus dem Widerstand 22 kQ und der Kollektor-Emitter-Strecke von T2. An der Basiselektrode wird T2 von der Ausgangsspannung gesteuert, so daß sich eine konstantere NF-Ausgangsspannung erreichen läßt. Damit ver¬ bessert sich die Modulation des Senders. Mit T4 wird eine niederohmige Auskopplung der NF-Spannung erreicht. Durch niedrige Kapazitätswerte der Koppel- und Entkoppelkondensatoren wird erreicht, daß sich der über¬ tragene Frequenzbereich von 300 Hz bis 3 kHz erstreckt. Die erzielbare NF-Ausgangsspannung ist etwa 2 V. Als Transistoren eignen sich SC 236/ SC 239, für D1/D2 verwendet man Germaniumdioden GA 100. Modulationsverstärker mit Sprachklipper Bei der AM-Modulation kann die Verständlichkeit dadurch verbessert wer¬ den, indem man das NF-Signal mit Klipper symmetrisch begrenzt. Die Folge ist, daß sich das NF-Signal der Rechteckform annähert und dadurch 202 v+IZV Bild 2 Modulationsverstärker mit Klipper [2] zahlreiche Oberschwingungen entstehen. Deshalb gehören zu einem NF- Klipper zwei Voraussetzungen. So muß dem Klipper ein Tiefpaßfilter (/ g o ~ 3 kHz) folgen, das die Oberschwingungen sperrt. Da das Tiefpa߬ filter aber die Oberschwingungen sehr niedriger Frequenzen passieren läßt, sollte vor dem Klipper ein Hochpaßfilter (/ gu ~ 300 Hz) angeordnet werden. Bild 2 zeigt einen Modulationsverstärker mit Klipper. An Stelle von 2 antiparallelen Dioden mit Vorspannung besteht der Klipper aus der Tran¬ sistorschaltung T2/T3, die Symmetrie der Begrenzung kann mit dem Ein¬ stellregler variiert werden. Als Hochpaßfilter wirkt C2 mit der Eingangs¬ impedanz von T2, wobei die Flanke mit 6 dB/Oktave abfällt. R2 bis R4 und C3 bis C5 bilden mit T4/T5 ein aktives Tiefpaßfilter, dessen Flanke mit 18 dB/Oktave abfällt. Das dynamische Mikrofon ist niederohmig. Als Tran¬ sistoren eignen sich SC 236/SC 239. Der Kondensator C6 ist so groß zu wählen, daß mit der nachfolgenden Impedanz das NF-Signal nicht über¬ steuert wird. Sprachgesteuerter Schalter (VOX) Mit der VOX (Voice operated control) wird erreicht, daß sich beim Be¬ sprechen des Mikrofons automatisch der Sender einschaltet. Dazu muß das NF-Signal, das man vom Modulationsverstärker entnimmt, verstärkt und gleichgerichtet werden. Die Gleichspannung lädt einen Elektrolytkonden¬ sator, dem ein Schaltverstärker folgt, der das Sende-Empfangs-Relais steuert. Die Schaltung muß man so dimensionieren, daß die 1. Silbe nicht verschluckt wird und die Abfallzeit nicht zu klein ist, damit das Relais beim Sprechen nicht klappert. In der Schaltung in Bild 3 wird ein umgekehrter Weg gegangen, in dem der Kondensator C nicht von der NF-Spannung aufgeladen, sondern von der Ladespannung 12 V entladen wird. Damit ergibt sich eine sehr kurze 203 Bild 3 Sprachgesteuerter Schalter (VOX) [3] Einschaltzeit für die VOX. Als Transistoren eignen sich SC 236/SC 239, die Diode D ist der Germaniumtyp GA 100. NF-Verstärker für SSB-Empfänger Für den Empfang von SSB-Signalen ist es günstig, wenn man die Über¬ tragungsbandbreite des NF-Verstärkers auf das notwendige Maß einengt. Eine moderne Methode ist die Anwendung aktiver ÄC-Filterschaltungen. Bei dem in Bild 4 gezeigten Schaltungsbeispiel wird die Reihenschaltung von 2 aktiven Tiefpaßfiltern mit einer oberen Grenzfrequenz von 2,5 kHz an¬ gewendet. Dadurch erreicht man einen sehr steilen Flankenabfall von etwa 35 dB/Oktave. Der Erfolg besteht darin, daß der Empfang eines SSB- Signals sehr sauber wird, weil alle in der Nähe des Signals liegenden Ge¬ räusche abgeschnitten werden. Als Transistoren eignen sich SC 236/SC 239. An die NF-Ausgangsstufe kann ein Kopfhörerpaar angeschlossen werden. SSB-9-MHz-Quarzfilter im Eigenbau Für den Aufbau von SSB-Transceivern ist die Quarzfilterfrequenz von 9 MHz fast ein Standard. Im Ausland werden industriell solche 9-MHz- Quarzfilter mit unterschiedlicher Durchlaßbreite produziert. Das in Bild 5a dargestellte Filter wurde mit Fernsteuerquarzen aufgebaut, die eine Fre¬ quenz von etwa 27 MHz haben. Da diese Quarze Obertonquarze sind, ist die Grundfrequenz etwa 9 MHz. Für das gezeigte Filter benötigt man folgende Quarzfrequenzen: Qul = 27,005 MHz und Qu2 = 26,985 MHz. Der Koppelübertrager besteht aus 2 X 10 Wdg. (bifilar), HF-Litze 10 x0,07 mm auf einem kleinen Ferrit-Ringkern bzw. Doppellochkern. Die Abschlußwiderstände R haben den Wert 470 Q. Der verwendete Träger- 204 frequenzquarz muß die Frequenz 26,965 kHz aufweisen. Bild 5 b zeigt den erreichbaren Durchlaßbereich. Breitere Quarzfilter, z. B. für FM-Anwen- dungen, lassen sich mit Fernsteuerquarzen nicht realisieren. Quarzoszillatorschaltungen Die in Bild 6a gezeigte Quarzoszillatorschaltung für niedrigfrequente Quarze ist 2stufig, der Quarz wird in seiner Serienresonanz erregt. Mit dem Trimmerkondensator kann die Quarzfrequenz noch gering verstimmt wer¬ den. Die H F-Ausgangsspannung ist etwa 700 mV. Quarze höherer Frequenz können mit der Schaltung nach Bild 6 b erregt werden. Die Kondensatoren CI bis C3 müssen nach der Quarzfrequenz gewählt werden: 0,8 bis 4 MHz CI = C3 = 2,2 nF, C2 = 560 pF; 4,0 bis 20 MHz CI = C3 = 390 pF, C2 = 100 pF. Eine Besonderheit ist die Auskopplung der HF-Spannung (etwa 200 mV) zwischen der Reihenschaltung von Qu und RI. Quarz, C3 und /?1 bilden zusammen ein Tiefpaßfilter, das die 1. Oberwelle der Quarzfrequenz mit etwa 60 dB unterdrückt. Bild 6 Quarzoszillator fiir das Frequenzgebiet 50 bis 800 kHz (a) und fiirdas Frequenzgebiet 0,8 bis 20 MHz (b) [6] 206 VFO für 2-m-Transceiver Der 2-m-Transceiver von OZ 9 ZI bereitet das SSB-Signal mit einem 9-MHz- Quarzfilter auf. Dazu muß für den Frequenzbereich 144 bis 146 MHz als Oszillatorfrequenz des Sender- wie auch des Empfängerteils der Frequenz¬ bereich 135 bis 137 MHz zur Verfügung stehen. Bild 7 zeigt die Prinzip¬ schaltung für die Erzeugung dieses Oszillatorfrequenzbereichs. Mit einem Transistorquarzoszillator wird die Frequenz 38,333 MHz erregt. Eine wei¬ tere Transistorstufe verdreifacht diese Frequenz auf 115 MHz, die dann an die Mischstufe gelangt. Dem Mischer wird außerdem die VFO-Frequenz im Bereich 20,0 bis 22,0 MHz zugeführt. Als Ausgangsfrequenz erhält man dann (1 15 + 20) MHz = 135 MHz bis (115 + 22) MHz = 137 MHz. Bild 8 zeigt den Stromlaufplan des VFO 20,0 bis 22,0 MHz. Bestückt ist die Schal¬ tung mit Feldeffekttransistoren TIS 88, geeignet sind auch BF 244/BF 245 und KP 303. Die gesamte VFO-Schaltung arbeitet mit einer stabilisierten Spannung von 9 V. Durch 2 Trennstufen wird eine geringe Rückwirkung erreicht. Die Auskopplung erfolgt niederohmig an der Source von T3, der 220 m 207 in der Draingrundschaltung arbeitet. Die Induktivität L hat 9 Wdg., 0,6-mm- CuAg, 12 mm Innendurchmesser, Anzapfung an der 3.Wdg. vom kalten Ende. Super-VFO für das 2-m-Band Der Frequenzbereich 144 bis 146 MHz (2-m*Band) kann direkt mit einem sogenannten Super-VFO erzeugt werden, in dem man eine abstimmbare VFO-Frequenz mit einer festen Quarzfrequenz mischt. Bild 9 zeigt das Prinzip. Für den VFO sollte man bestimmte Frequenzbereiche vermeiden, damit harmonische Frequenzen (n/ VF o) nicht in das 2-m-Band fallen. Bild 9 Prinzipschaltung des Super- VFO für das 2-m-Band Für den VFO gibt es folgende verbotene Frequenzbereiche: 14,400 bis 14,600 MHz - 16,000 bis 16,222 MHz - 18,000 bis 18,250 MHz - 20,572 bis 20,857 MHz - 24,000 bis 24,333 MHz - 28,800 bis 29,200 MHz - 36,000 bis 36,500 MHz- 10.Harmonische, 9. Harmonische, 8. Harmonische, 7. Harmonische, 6. Harmonische, 5. Harmonische, 4. Harmonische. Von den übriggebliebenen Bereichen lassen sich die Bereiche 14,600 bis 16,000 MHz und 16,222 bis 18,000 MHz nicht verwenden, da diese beiden Bereiche weniger als 2 MHz breit sind. Für den VFO eignen sich daher folgende Bereiche: A-18,250 bis 20,572 MHz, B - 20,857 bis 24,000 MHz, C- 24,333 bis 28,800 MHz, D-29,200 bis 36,000 MHz. 208 Um die Auswahl der benötigten Quarzfrequenz für diese 4 VFO-Bereiche zu erleichtern, sind nachfolgend die Quarzfrequenzbereiche mit den ent¬ sprechenden Frequenzvervielfältigungsfaktoren aufgeführt. A B C D 1 x 125,428-125,750 122,000-123,143 117,200-119,667 110,000-114,800 2 x 62,714-62,875 61,000-61,571 58,600-59,834 55,000-57,400 3 x 41,809-41,917 40.667- 41,047 39,067-39,889 36.667- 38,267 4 x 31,357-31,437 30.500- 30,786 29,300-29,917 27.500- 28,700 Beispiel Für eine Quarzfrequenz von 62,750 MHz wird der VFO-Bereich gesucht, um mit dem Super-VFO das 2-m-Band zu erreichen! Die Quarzfrequenz gilt für den VFO-Bereich A, sie muß verdoppelt werden. Dann ist der VFO- Bereich / min = 144,00 - 2 ■ 62,750 = 18,500 MHz, /max = 146,00 - 2 • 62,750 = 20,500 MHz. Damit ist der VFO für den Abstimmbereich 18,5 bis 20,5 MHz zu kon¬ struieren. Dip-Meter für Bereich 2 bis 250 MHz In der Praxis des Funkamateurs ist das Dip-Meter ein vielseitig verwendbares Prüfgerät zur Frequenzmessung an Schwingkreisen, die sowohl aktiv oder passiv betrieben werden. Die in Bild 10 gezeigte Schaltung arbeitet mit einem bipolaren Silizium-HF-Transistor (SF 126/SF 129, SF 136/SF 137, SF 235/SF 245). Die am Dip-Meter-Schwingkreis anstehende HF-Span- nung wird von der Diode D (GA 100) gleichgerichtet und vom Meßwerk angezeigt. Mit dem Potentiometer P (10 kQ - lin) werden die Basis- und die Kollektorspannung variiert, so daß Schwingbedingung und Anzeige bequem eingestellt werden. 220 14 Schubert, Eljabu 82 209 Der Drehkondensator ist ein Zweifachtyp 2x 120 pF, wobei die Rotor¬ pakete an Masse liegen. Für die Spulen L der ersten 3 Frequenzbereiche wird Plasterohr mit einem Durchmesser von 16 mm verwendet; I- 2 bis 5,5 MHz - 124 Wdg., 0,25-mm-CuL, II- 5,5 bis 15 MHz- 27 Wdg., 0,25-mm-CuL, 111-15 bis 40 MHz- 10 Wdg., 0,25-mm-CuL. Im Bereiche IV (36 bis 100 MHz) verwendet der Autor eine gedruckte Spule mit 4 Wdg., Außenvierkant 20 mm x 20 mm. Für den Bereich V (90 bis 250 MHz) wird ebenfalls eine gedruckte Spule in Haarnadelform benutzt. Die Außenabmessungen sind 20 mm x 30 mm, die Leiterbreite ist 6 mm. Literatur [1] Kuipers, H .: Modulationsverstärker, Electron, Heft 9/1976, Seite 534 [2] Rollema , D. W.: Literaturschau, Electron, Heft 8/1971, Seite 260/261 [3] wie [2], Electron, Heft 6/1972, Seite 238 [41 Spaargaren, K.: Eigenbauempfänger DX11-A, Electron, Heft 11/1971, Seite 387 bis 394 [5] Leeman, E. H.: Selbstgemachte 9-MHz-Kristallfilter, Electron, Heft 3/1975, Seite 125 [6] wie [2], Electron, Heft 8/1976, Seite 453/454 [7] Gruby, S.: Transceiver für 144 MHz, Zeitschrift «OZ», Heft 9/1980, Seite453 bis 464 [8] Peelen , R.: Misch-VFO-Frequenzbereiche für das 2-m-Band, Electron, Heft 5/1974, Seite 202/203 [9] Sondergard, F.B.: Dipmeter mit Transistor, Zeitschrift «OZ», Heft 3/1980, Seite 107 bis 111 Wir klären Begriffe DUNKELSTEUERUNG 210 Dipl.-Ing. Erhard Löser MW-Kleinsuper mit lichtelektrischer Batterie Bei der Schaltung nach Bild 2 handelt es sich um einen dem Verwendungs¬ zweck entsprechend sparsam ausgelegten MW-5-Kreis-Super [3], [4], [5]. Er besteht aus einer selbstschwingenden Mischstufe, einem 2stufigen ZF-Ver¬ stärker mit RC-Ausgang und einem 2stufigen, galvanisch gekoppelten NF- Verstärker. Da er lichtelektrisch betrieben wird, zuvor einige Ausführungen zu Aufbau und Wirkungsweise von Selen-Fotoelementen sowie über den Umgang und die Anforderungen an lichtelektrisch gespeiste Schaltungen [ 1 ], [ 2 ]. Aufbau und Wirkungsweise von Selen-Fotoelementen Selen-Fotoelemente wandeln Lichtenergie in elektrische Energie um. Bei Lichteinfall wandern die im Halbleiter frei werdenden Elektronen zur an¬ grenzenden Metallschicht. Der Wirkungsgrad von Selen-Fotoelementen ist bescheiden, es wird nur etwa 1 % des Lichtes in elektrische Energie um¬ gewandelt. Die abgegebene Spannung hängt von der Belastung ab und ver¬ ringert sich bei Stromentnahme. Die Energieabgabe ist von der Größe des Selen-Fotoelements abhängig. Handelsübliche gehäuselose Selen-Fotoelemente sind Vorderwandzellen. Dieser Typ besteht aus einer metallischen Grundplatte, auf der eine licht¬ empfindliche, dünne Selen-Schicht und darüber eine dünnere, durch¬ scheinende Metallschicht angebracht sind. Selen- und Metallschicht werden durch einen lichtdurchlässigen Lack geschützt. In Bild 1 ist der Schichten¬ aufbau eines Selen-Fotoelements vom Vorderwandtyp angegeben. Umgang mit Selen-Fotoelementen Unsachgemäße Behandlung der gehäuselosen Selen-Fotoelemente mindert den Wirkungsgrad erheblich. Es muß deshalb folgendes beachtet werden: - Schutz der lichtempfindlichen Fläche vor jeder mechanischen Beschädi¬ gung (auch Kanten), vor Feuchtigkeit und Lösungsmittelklebern. 211 + A Lichteinfall Streifen - kontakt o-(gn) ■ Schutzlack lichtdurchlässig - hchtdurchlässiger Metallbelag - Selenschicht metallische Trägerplatte - (rot) Bild / Aufbau von Selen-Fotoelementen (rechteckige Ausführung, Vorderwand¬ zelle) - Schutz der Selen-Fotoelemente vor höheren Temperaturen (maximal 60 °C). - Abgebrochene Drahtanschlüsse sind mit einem Lötkolben geringer Lei¬ stung schnell und sauber anzulöten. Dabei sollten die Streifenkontakte gerade noch schmelzen. Für den Drahtanschluß ist dünner Kupferdraht (Durchmesser 0,2 mm) zu verwenden. - Vor Inbetriebnahme und Abgleich des Geräts sollten die Selen-Foto¬ elemente bereits in einen passenden Halter eingebaut werden. Forderungen an lichtelektrisch gespeiste Schaltungen Selen-Fotoelemente liefern nur geringe Spannungen und Ströme. Weiterhin haben sie einen relativ hohen Innen widerstand. Um erfolgreich eine mit Selen-Fotoelementen gespeiste Schaltung aufbauen zu können, sind folgende Grundsätze zu berücksichtigen: - Die Schaltung ist für geringen Spannungsbedarf (etwa 1 V) und kleinst- mögliche Stromaufnahme (etwa 0,5 mA) auszulegen. - Die Schaltung muß eine möglichst konstante Stromaufnahme aufweisen. - Spannungsteiler sind zu vermeiden. - Es sind Si-Transistoren (Planar-Epitaxie) mit einem besonders hohen Stromverstärkungsfaktor (ß g 200) einzusetzen. - Als Koppelkondensatoren in NF-Verstärkern sind keine Elektrolytkon¬ densatoren zu verwenden. - Als Energiespeicher sind Elektrolytkondensatoren hoher Kapazität ein¬ zusetzen. - In die Stromzuführung zwischen Vorstufen und Endstufe ist eine Ge- Diode mit geringem Durchlaßwiderstand einzufügen. Ein Abfließen der Ladung des Vorstufenelektrolytkondensators bei erhöhter Stromauf¬ nahme der Endstufe wird dadurch vermieden. - Es sollten nur Bauelemente mit dem besten Wirkungsgrad verwendet wer¬ den (Luftdrehkondensator, großer Ferrit-Stab, leckstromfreie Konden¬ satoren usw.). 212 213 Schaltungsbeschreibung Der abgestimmte Eingangskreis, bestehend aus LI, CI und C2, gibt sein Signal über die Koppelwicklung L2 und den Koppelkondensator C3 an die Basis des Transistors TI. Durch die Widerstände RI und R2 wird der Arbeitspunkt der selbstschwingenden Mischstufe festgelegt. Der Oszillator arbeitet mit induktiver Rückkopplung. Die in der Kollektorleitung befind¬ liche Rückkopplungsspule L5 koppelt auf den aus L3, C5 und C6 bestehen¬ den abgestimmten Oszillatorkreis. Über den Kondensator C4 gelangt die Oszillatorspannung an den Emitter von TI. Für die Oszillatorfrequenz (455 kHz höher als die Eingangsfrequenz) arbeitet TI deshalb in Basis¬ schaltung, aber für die Eingangsfrequenz 525 bis 1605 kHz in Emitter¬ schaltung. Im Kollektorkreis liegt das lkreisige ZF-Filter Fil, bestehend aus L6 und C7, das auf die Zwischenfrequenz 455 kHz abgestimmt wird. Von der Aus¬ koppelspule LI kommt die ZF-Spannung über C9 an die Basis der l.ZF- Stufe mit T2. Diese Stufe arbeitet in Emitterschaltung ohne die sonst üb¬ liche Regelung und Dämpfungsdiode. Ein Emitterwiderstand zur Stabili¬ sierung des Arbeitspunkts wird nicht vorgesehen. Der Arbeitspunkt wird durch die Widerstände R3 und R4 festgelegt. Zwischen Kollektor der l.ZF-Stufe und Basis der 2.ZF-Stufe befindet sich ein Piezofilter SPF 455-9 (rot). Dieses Piezofilter Fi2 hat 2 mechanische Kreise und ist für die Ankopp¬ lung an den R-Ausgang der l.ZF-Stufe besonders geeignet. Im Muster¬ gerät wurde ein gerade vorhandenes Piezofilter SPF 455 A 6 (blau, 1 elek¬ trischer und 2 mechanische Kreise) verwendet. Vom Ausgang des Piezofilter Fi2 gelangt das ZF-Signal an die Basis von T3, der ebenfalls in Emitterschaltung arbeitenden 2.ZF-Stufe. Diese 2.ZF- Stufe hat einen /?C-Ausgang. Die Demodulation wird mit einer Spannungs- verdopplerschaltung (Dl, D2, CI I, RI + P 1) vorgenommen, die den Span¬ nungsverlust gegenüber einer induktiven Auskopplung ausgleichen soll. Die Größe des Siebkondensators CI I für die Rest-HF beträgt 10 nF. Der Be¬ lastungswiderstand des Gleichrichters besteht aus RI und dem Lautstärke¬ regler PI. Bild 3 2stufiger NF- Verstärker mit nieder¬ ohmigem Ausgang 214 Vom Lautstärkeregler aus wird die NF-Spannung über den keramischen Scheibenkondensator C 12 an die Basis von T4 geführt. Diese 1. Stufe des NF-Verstärkers arbeitet in Emitterschaltung. T5 ist galvanisch angekoppelt und arbeitet in Kollektorschaltung. Die Kollektorstufe setzt den Ausgangs¬ widerstand herab und gewährleistet die Anpassung an den niederohmigen Ohrhörer. Der Arbeitspunkt beider NF-Stufen läßt sich besser einstellen, wenn die NF-Schaltung nach [1], siehe Bild 3, verwendet wird. Bauelemente Die geringsten Schwierigkeiten beim Aufbau eines Supers sind zu erwarten, wenn industriell gefertigte Bauelemente wie Ferrit-Antenne, Oszillatorspule mit dem zugehörigen Zweifach-Drehkondensator und ZF-Filter verwendet werden. Im vorliegenden Gerät wurden der M/AAi-Drehkondensator (Import Japan), die A/z'AA/-Oszillatorspule und der bewickelte Ferrit-Stab vom Kos¬ mos verwendet. Dieser komplette Ferrit-Stab konnte ohne Änderung der Windungszahl eingesetzt werden. Als ZF-Filter wirkt ein umgewickelter Spulenkörper, einschließlich Ferrit-Schalenkörper vom Bambino. Die Ab¬ schirmhaube besteht aus einer gekürzten Filterhaube der HFW-Kleinfilter. Für den Nachbau kommen die HFW-Kleinfilter AM 111, AM 106 oder AM 103 in Frage (Kreiskapazität 1 nF, Koppelspule in oben genannter Reihenfolge 20, 28, 34 Wdg.). Beim Aufbau zeigte es sich, daß auch ohne Luftdrehkondensator und großen Ferritstab eine gute Empfängerempfindlichkeit erreicht wird. Als Kondensatoren werden außer CI keramische Scheibenkondensatoren eingesetz). Im HF-Teil kommen Si-Transistoren 2 N 3904 hoher Strom¬ verstärkung (ß = 220) zur Anwendung. Sie können durch den Typ SF 136 / SF 137 E ersetzt werden. Beim SF 136/13 7 handelt es sich um einen npn- Planar-Epitaxie-Transistor mit Kollektor am Gehäuse. Die im NF-Teil ver¬ wendeten BC 148 C (ß= 500) können durch die Typen SC 206/SC 207 F, SC 236 ... 239 F, SF 121 ... SF 123 F oder SF 136/ SF 137 F ersetzt werden. Als Lautstärkeregler wird ein Rändelpotentiometer 50 kfl mit Schalter eingesetzt. Ein 5-kfl-Rändelpotentiometer kann ebenfalls verwendet wer¬ den, RI ist dann aber nicht mehr notwendig. Lautstärkeregler und Schalter sind normalerweise nicht erforderlich. Sie werden trotzdem vorgesehen, weil dadurch ein Batteriebetrieb, z. B. NC-Akkumulator 1,2 V/0,1 Ah (vom Kos¬ mos), möglich ist. Die Ge-Diode D3 sollte einen geringen Durchlaßwider¬ stand aufweisen (etwa 350 fl). Als Hörer wird ein Sternchen- Ohrhörer MH 65, 40 fl, eingesetzt. Stereo¬ kopfhörer ä 100 fl und hochohmige Kopfhörer sind ebenfalls gut geeignet. Als lichtelektrische Batterie werden 4 in Reihe geschaltete Selen-Foto¬ elemente der Abmessungen 14 mm x 52 mm verwendet. Unter Belastung liefern diese 4 Selen-Fotoelemente zusammen etwa 1 V bei einer Strom¬ stärke von etwa 0,5 mA. Die genutzte lichtempfindliche Fläche beträgt je 215 Selen-Element etwa 5 cm 2 . Es können deshalb auch 4 runde Selen-Foto¬ elemente SeG 35 (Durchmesser 35 mm) mit 6,1 cm 2 lichtempfindlicher Fläche je Element oder 8 rechteckige Selen-Fotoelemente Seil 13 mm x 26 mm (2,7 cm 2 ) verwendet werden. Leiterplatte Für den Empfänger wird eine Leiterplatte aus kupferkaschiertem Halbzeug mit den Abmessungen 56 mm x 85 mm entworfen. Die Breite der Leiter¬ platte ergibt sich aus den Abmessungen der verwendeten Gehäusebauteile Amateurelektronik. Ansonsten wird die Größe der Leiterplatte von den zur Verfügung stehenden Bauelementen bestimmt. Auf die Darstellung des Leitungsmusters wird deshalb verzichtet. Die komplette Leiterplatte halten im Gehäuse eingeklebte Gleitschienen. In Bild 4 ist die Anordnung der Bau¬ elemente auf der Leiterplatte zu erkennen. Die Leiterplatte wird nach einem relativ einfachen und bewährten Verfahren hergestellt: - Entwurf des Leitungsmusters unter Beachtung der Bauelementeabmessun¬ gen (Anschlußpunkte und Bauelementeumrisse) auf Transparentmilli¬ meterpapier. - Zurechtsägen des kupferkaschierten Halbzeugs auf die erforderliche Größe und gründliches Säubern mit Elsterglanz. - Übertragen der für die Bauelemente erforderlichen Durchbrüche (Löt¬ augenmittelpunkte) mit Körner auf die Folieseite und Bohren der Löcher. Markieren des Leitungsmusters mit schwarzem Nitrolack mit feinem Pin- Bitd 4 Bestückte Leiterplatte des M W-Kleinsupers, entsprechend Bild 2 216 sei. Lötaugen vorher mit einem Filzstift, der in die Farbe getaucht wird, hersteilen. Die Spitze des Filzstifts wird dabei in das schon gebohrte Loch gesetzt. - Exaktes Beschneiden der Leiterzüge nach dem Antrocknen des Lackes mit Linea] und Nadel. - Herauslösen nichtabgedeckter Kupferpartien im Ätzbad [Eisen(III)- chlorid]. - Gründliches Waschen der Leiterplatte nach dem Ätzen (Farbe mit Lap¬ pen und Brennspiritus entfernen). - Nachbohren aller Löcher zum Entfernen der Farbe. - Nochmaliges Polieren und Einstreichen der Leiterseite mit in Spiritus gelöstem Kolophonium. - Einlöten der Bauelemente. Alle Widerstände (eventuell nur Basiswiderstände) vorerst provisorisch durch Einstellregler ersetzen. Widerstandswerte nach Augenschein grob ein¬ stellen. Gehäuse Das Gehäuse wird aus Plastteilen des Systems Komplexe Amaleurelektronik hergestellt. Dazu werden kleine Wandelemente, große Frontplatten und Gleitschienen verwendet. Diese Teile sägt man entsprechend zurecht, ver¬ sieht sie mit den erforderlichen Aussparungen und klebt sie mit Plastikfix zusammen. Gleitschienen werden zur Befestigung der Leiterplatte, der Selen-Fotoelemente, der Glasscheibe 50 mm x 60 mm und der Rückwand verwendet. Die im Fotohandel erhältliche Glasschutzscheibe schützt die Selen-Fotoelemente und gewährleistet ihre gute Beleuchtung. Damit die Anschlußdrähte der Selen-Fotoelemente nicht abbrechen, sollte eine Lötösenleiste mit Gleitschienen in das Gehäuse eingeklebt werden. Bild 5 zeigt die Ansicht des Gehäuses im Größenvergleich mit dem ver¬ wendeten Ohrhörer. Inbetriebnahme und Abgleich Alle Basiswiderstände R 1, RS, R5, RS und R9 (eventuell auch Emitter- und Kollektorwiderstände) müssen vorerst provisorisch durch Einstellregler er¬ setzt werden. Die Änderung eines Widerstandswerts wirkt sich durch die veränderte Stromaufnahme auf alle Stufen aus. Begonnen wird mit dem Abgleich des Filters Fil, der Oszillatorspule und dem Eingangskreis. Beim Abgleich der Induktivitäten ist es vorteilhaft, eine 1,5-V-Batterie oder einen NC-Akkumulator (1,2 V) zur Stromversorgung anzuschließen. Nach dem genauen Abgleich kann dann die lichtelektrische Batterie angeschlossen werden. 217 Bild 5 Gehäuse des MW-Kleinsupers mit eingebauten Selen-Fotoelementen Es kann aber auch erforderlich werden, sich schrittweise den von der lichtelektrischen Batterie zur Verfügung gestellten geringen Strom- und Spannungswerten anzunähern. Dazu ist zwischen 1,5-V-Batterie oder NC- Akkumulator ein Einstellregler I kfl einzufügen. Dieser Vorwiderstand wird dann stufenweise von 0 bis etwa 500 fl vergrößert. DieBasiswiderstände sind dabei immer auf optimalen Empfang neu einzustellen. Der wechsel¬ seitige Abgleich wird so lange durchgeführt, bis die Schaltung bei einer Spannung von etwa 1,0 V und einem Stromverbrauch von etwa 0,5 mA optimal funktioniert. Der endgültige Abgleich der Widerstände und Spulen ist dann mit an¬ geschlossener lichtelektrischer Batterie vorzunehmen. Dabei sind die Selen- Fotoelemente mit einer 75-W-Lampe im Abstand von 20 cm zu beleuchten. Dieser Abstand garantiert die Funktionsfähigkeit der Schaltung auch tagsüber bei bedecktem Himmel. Alle Einstellregler sind dann nacheinander durch Festwiderstände zu ersetzen. Betriebserfahrungen Dieser lichtelektrisch gespeiste Kleinsuper gewährleistet tagsüber auch bei starker Bewölkung guten Empfang. Im Sommer bei voller Mittagssonne machte sich infolge Überspannung bereits leichte Schwingneigung bemerk¬ bar. Der aufgebaute Empfänger zeigte auch bei unterschiedlicher Beleuch¬ tungsstärke eine gute Frequenzkonstanz. Die Lautstärke des eingesetzten NF-Verstärkers ist für Ohrhörerbetrieb gerade ausreichend. 218 Der Klirrfaktor des galvanisch gekoppelten NF-Verstärkers ist relativ hoch. Wenn die Schaltung nach Bild 3 und ein Ohrhörer (Impedanz §200 Q) eingesetzt werden, läßt sich der Klirrfaktor verringern. Literatur [1] Schlenzig, K.: Selen-Optoelektronik - Fotoelektronische Effekte in der Amateurpraxis, Amateurreihe «electronica», Band 114, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1973 [2] Jakubaschk, H.: Das große Elektronikbastelbuch, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin 1974 [3] Klauek, D.: 80-m-Fuchsjagdempfänger,FUNKAMATEUR 21 (1972), Heft7, Seite 341 bis 343 [4] Kanthack , N.: Ein Taschenempfänger für den Betrieb mit der 3-V-Batterie BCT 3, FUNKAMATEUR 22 (1973), Heft 6, Seite 274 und 275 [5] Reiß,J.: Ein hochleistungsfähiger ZF-Verstärker, FUNKAMATEUR 21 (1972), Heft 11, Seite 555 Wir klären Begriffe LÖSCHKOPF Erich Lössl Weckeinrichtung mit Melodiegenerator Der Schaltungsvorschlag (Bild 1) soll den Gebrauchswert einer Digitaluhr erhöhen. Gemessen am Gesamtaufwand einer Quarzuhr, ist der zusätzliche Aufwand gering; sie läßt sich mit Bastelschaltkreisen preiswert realisie¬ ren. Die Schaltung wurde so ausgelegt, daß beim Erreichen der program¬ mierten Zeit bis zur nächsten Minute ein Lied von 4 s Dauer mit dazwischen¬ liegender Pause von 4 s ertönt. Als Eingangspegel zum Start des Liedes «Wachet auf, wachet auf!» ist TTL-Pegel notwendig. Ist in der Uhr keine TTL-Dekodierung für dezimale Anzeige vorhanden, so muß durch zusätz¬ liche Dekodierschaltungen bzw. durch Pegelanpassungsglieder eine solche Erweiterung vorgenommen werden. Die Schaltung besteht aus folgenden Baugruppen: - Ansteuerlogik, - Taktgenerator, - Zähler 0 bis 15, - Dekodierung 0 bis 9, - astabiler Multivibrator mit Lautsprecherendstufe. Stimmen programmierte Zeit und Uhrzeit überein, so gelangt an das Gatter 22 H-Pegel. Am Ausgang des Gatters 21 ist H-Pegel. Der Taktgenerator, bestehend aus Gl7 bis G20, beginnt zu arbeiten. Mit 7G0 wird die ge¬ wünschte Taktzeit eingestellt, die den kürzesten Ton darstellt. Tabelle Töne und dazugehörige Taktzeiten Zählerstand 0: 1; (2: 3) 4; 5; (6; 7) (8; 9; 10; 11; 12; 13; 14; 15;) Tonhöhe c e g eg c' Pause Anmerkungen: Der 3. und der 6.Ton wurden auf eine Viertelnote reduziert. Die Rechteckimpulse gelangen an den Zähler. Nach Beendigung bzw. vor Beginn des Liedes wird über die Dioden D10 bis D13 der Zähler gelöscht. Damit der Ton beim Erreichen der nächsten Minute erlischt, wird von G23 über DI4 dann T3 voll durchgesteuert und damit T4 gesperrt. Der ver¬ wendete Kodierschalter muß dezimalen Kode aufweisen. 220 L + 5/> - > zu den Schaltkreisen 1 C13 100k "f,IK '■nofi KU o 100 Bild 1 Stromlaufplan der Weckeinrichtung mit Melodiegenerator Bild 2 Ansicht der kompletten Digitaluhr mit VVeekeinrichtung Der Zähler weist keine Besonderheiten auf. Er zählt von 0 bis 15. Zur Erzeugung der Tontakte sind die Gatter 1 bis 6 zuständig. Ist der Zähler¬ stand 8 erreicht, so springt der Ausgang von G7 auf H-Potential. Über R9 und Dl wird T4 wieder gesperrt. Beim Übergang des Zählerstands von 15 auf 0 wird die Sperrung und damit die Pause beendet. Am Ausgang der Dekodierung, bestehend aus G9 bis Gl6, besteht das dezimale Signal mit L-Potential zur Verfügung. Die Dioden D2 bis D9 be¬ wirken die Entkopplung des H-Signals am Ausgang der Gatter. Mit RI 1 bis 7?14 werden die notwendigen 5 Tonhöhen eingestellt. D4, D5 und D8, D9 sind verbunden, um die notwendigen längeren Töne zu realisieren. Um bei mehrmalig vorkommenden gleichen Tonhöhen Einstellregler einzusparen, werden D3/D6 und D4/D7 verbunden. Bild 3 Innenaufbau der kompletten Digitaluhr 222 Bild 4 Ansicht der doppelten Leiterplatte mit der Weckeinrichtung und dem Melodiegenerator Der astabile Multivibrator, bestehend aus TI und T2, weist keine Be¬ sonderheiten auf. Er schwingt immer. Seine Konstanz ist von der Tempera¬ tur abgängig. Über /G8, J?ll bis /?13 und über D2 bis D9 bekommt TI seine Steuerspannung über das Gatter der Dekodierung, das jeweils L-Poten- tial hat. Durch die unterschiedlich entstehenden Zeitkonstanten bilden sich auf diese Weise die gewünschten Rechteck-Tonspannungen. Über CI2 wird die NF ausgekoppelt. Der Verstärker wird, wie bereits erläutert, in den Pausen und in der nichtprogrammierten Zeit gesperrt. Mit R 19 stellt man die Lautstärke und zugleich das Klangbild ein. Als Lautsprecher genügt eine Kleinstausführung (4 bis 16 Q; >0,05 W). R2\ und CI 3 bewirken die Entkopplung des Vorverstärkers und des Multivibrators. Betriebserfahrungen Die Schaltung arbeitet in der in Bild 2 gezeigten Quarzuhr über ein Jahr ohne Störung. Temperaturänderungen wirken sich kaum merklich auf die Tonhöhen aus. Die Versorgungsspannung sollte etwa 4,8 bis 5,2 V betragen und frei von EiF-Störungen sein. Literatur [1] Kühne, H.: Schaltbeispiele mit TTL-Gattern der Schaltkreisserie D 10, Teil 1, Amateurreihe Electronica, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1976, Seite 85 bis 87 [2] Musik Klasse 4, Volk und Wissen, Volkseigener Verlag, Berlin 1974 223 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE IS-Anwendungen in der Amateurpraxis Vor allem für den Anfänger unter den Elektronikamateuren sollen nach¬ folgend einige Schaltungen vorgestellt werden, in denen integrierte Schal¬ tungen als aktive Bauelemente verwendet werden. Um es dem Anfänger zu erleichtern, enthalten die Schaltungen nur den TTL-Schaltkreis D WO C und den integrierten Operationsverstärker. Der IS D 100 C ist ein digitaler Schaltkreis, der 4 NAND-Gatter mit je 2 Eingängen enthält. Die Betriebs¬ spannung an den Anschlüssen 7 (Minuspol) und 14 (Pluspol) darf im Be¬ reich (7 S = 4,75 bis 5,25 V liegen, wobei die meisten Schaltungen auch mit der Flachbatterie 4,5 V arbeiten. Beim Operationsverstärker kann die Be¬ triebsspannung maximal ±18V sein, wobei für die meisten Schaltungen eine positive und eine negative Betriebsspannung erforderlich sind. Während der Operationsverstärker A 109 D für die Frequenzkompensation eine Außenbeschaltung benötigt, ist diese beim Typ MAA 741 (TESLA) nicht notwendig. Für alle Schaltungen können Bastelausführungen der ent¬ sprechenden IS verwendet werden. Bild 1 enthält die Anschlußschaltungen der eingesetzten Schaltkreise. 14 13 12 11 10 9 8 n n n n n n n D100C O D 100 C A 109 D TD U U U U U U ,7 2 3 4 5 6 7 7_ 2_ 4_ 5 S_ ffl 12 2 -| o) A 109 D 3 Eingangskomp. V invertierender Eing 5 nicht invertierender Eng. 6 ~U S 3 Aasgangskomp. 10 Ausqanq 11 +U S 12 Eingangskomp. MAA 741 1 Nulloffset 2 3 4 5 Nultoffset 6 7 8 nicht belegt Bild / Gehäuse der Schaltkreise D 100 C, A 109 D (a) und MAA 741 (b), Anschlnßbelegungen der Schaltkreise (c) 224 Multivibrator mit IS Als Multivibrator allgemein bezeichnet man einen Impulsgenerator, der keinen stabilen Zustand aufweist. Deshalb ist die eigentlich richtige Bezeich¬ nung astabiler Multivibrator. Es handelt sich dabei um einen stark rück¬ gekoppelten Verstärker, wobei die f?C-Glieder die erzeugte Frequenz be¬ stimmen, die meist rechteckförmig ist. Bild 2 zeigt die Grundschaltung des astabilen Multivibrators mit 2 Gatterschaltungen. Die niederohmigen Gattereingänge verlangen, daß auch die angeschalteten /?C-Glieder nieder¬ ohmig sein müssen. Das bedeutet, daß die Widerstände R etwa im Bereich von 0,3 bis 3,3 kfl liegen müssen, während die Kapazität der Kondensatoren von etwa 100 pF bis in den p.F-Bereich reichen darf. Näherungsweise kann man die Impulsfolgefrequenz wie folgt berechnen: 1,42 . R\ C\ + R2-C2 ’ f in Flz, R in MO, C in p.F. Das Tastverhältnis ist etwa 1 : 1, wenn Ä1 = R2 und CI = C2 ist. Sind die Widerstände R sehr niederohmig (< 1,5 kfl), so sind zusätzliche Gatter als Bild 2 Prinzip des astabilen Multivibrators mit 2 Gatterschaltungen Anschwinghilfe erforderlich. Da sich der symmetrische astabile Multivibra¬ tor kaum frequenzvariabel gestalten läßt, wird er bevorzugt eingesetzt, wenn nur eine bestimmte Frequenz erzeugt werden soll. Morseübungsgenerator Das Üben der erlernten Morsezeichen geht so vor sich, daß man einen Ton¬ generator entsprechend tastet. Für die Schaltung des zu verwendenden Tongenerators gibt es viele Möglichkeiten. Bild 3 zeigt einen astabilen Multivibrator mit 2 Gattern, der eine Frequenz von etwa 800 Flz erzeugt. Das 3. Gatter wird benutzt, um mit der Morsetaste den Multivibrator ein- und auszuschalten. Am Ausgang (6) kann über einen Elektrolytkondensator 50 p.F ein Kopfhörer angeschlossen werden. Verwendet man für die Multi¬ vibratorschaltung den Leistungsgatterschaltkreis D 140 C, so läßt sich mit dem Tonfrequenzsignal eine ganze Morseklasse versorgen, da der Aus- 15 Schubert, Eljabu 82 225 Bild 3 Morseübungsgenerator mit IS D WO C gang mit bis zu 20 Kopfhörern belastet werden kann. Die Stromversorgung mit einer Flachbatterie erfolgt an den Anschlüssen 7 (Minuspol) und 14 (Pluspol). Quarzeichgenerator 100 kHz Im Bereich höherer Frequenzen kann der astabile Multivibrator über einen Quarz im Rückkopplungszweig stabilisiert werden (Bild 4), so daß man eine quarzstabilisierte Impulsfolgefrequenz erhält. Aus den beiden restlichen Gattern des Schaltkreises D 100 C wird ein Schmitt-Trigger gebildet, der auf Grund seiner Ein- und Ausschaltschwelle die Flanken der Impulsfolge¬ frequenz versteilert. Die Folge ist, in dem Rechtecksignal sind sehr viele Oberwellen enthalten, so daß die Eichpunkte bis in das 2-m- und 70-cm- Band reichen. Zum Feinabgleich der Quarzfrequenz ist ein LC-Serienglied vorhanden. Der Kondensator C hat eine Kapazität von 1,5 nF, für die Spule L benötigt man 400 Wdg., 0,1-mm-CuL, HF-Schalenkern 22 mm Durchmesser. RC-Meßbrücke mit IS-Tongenerator Baut man eine 7?C-Meßbrücke nach dem Prinzip von Wheatstone auf, so benötigt man eine Tongeneratorschaltung zur Speisung der Meßbrücken- 226 D100C Schaltung und einen Abhörverstärker, um im Nullzweig das Tonminimum wahrzunehmen. Bild 5 zeigt die komplette Schaltung einer einfachen RC- Meßbrücke. Mit dem Schaltkreis D 100 C wird ein unsymmetrischer astabiler Multivibrator gebildet, der eine Impulsfolgefrequenz von etwa 700 Hz erzeugt. Damit wird die Brückenschaltung gespeist, die aus dem Brückenabgleich-Potentiometer P und den Brückenzweigen für bekannten und unbekannten Widerstand bzw. Kondensator besteht. An die andere Brückendiagonale ist der Abhörverstärker für Kopfhörerbetrieb angeschlos¬ sen. Mit dem Einstellregler kann die Abhörlautstärke eingestellt werden. Da die Brückennullspannung hoch liegt, müssen zur Stromversorgung des Tongenerators und des Abhörverstärkers 2 Flachbatterien 4,5 V ein¬ gesetzt werden. Man kommt mit nur einer Flachbatterie aus, wenn man zwischen Tongenerator Und Meßbrücke einen NF-Übertrager I : 1 an¬ ordnet. Dann kann die Brückenspeisespannung über die Sekundärwicklung hochgelegt werden, und einen Punkt des Brückennullzweigs (an dem der Emitter des Transistors liegt) kann man an Masse legen. Die Meßbereiche sind: I ID bis 100 n IV 100 pF bis 10 nF II 100 n bis 10 kO V lOnF bis 1 jxF III 10 kD bis 1 Mn VI 1 jxF bis 100[xF Das Brückenabgleich-Potentiometer P erhält eine 270 -Skale, die im Bereich 0,1 bis 10 geeicht wird. Türklingelsirene Da man für den Aufbau eines symmetrischen, astabilen Multivibrators 2 Gatterschaltungen benötigt, kann man mit dem Schaltkreis D 100 C, der 4 Gatterschaltungen enthält, 2 solche Multivibratoren aufbauen. Eine Sirenenschaltung besteht meist aus 2 Multivibratoren. Der eine Multivibra¬ tor erzeugt eine hörbare Tonfrequenz von 600 bis 800 Hz. Über einen Tief- 227 Bild 6 Stromlaufplan einer elektronischen Sirene ton-Multivibrator (3 bis 6 Hz) wird er dann gesteuert, so daß der auf- und abschwellende Ton einer Sirene entsteht. Deshalb liegt es nahe, für diese beiden Multivibratoren einen Schaltkreis D 100 C zu verwenden. Bild 6 zeigt diesen Stromlaufplan. Der linke Multivibrator erzeugt eine Ton¬ frequenz von etwa 800 Hz. Der rechte Multivibrator steuert mit seinem 5-Hz-Signal am Gattereingang 1/2 den Tonfrequenzmultivibrator. Dem Gatterausgang 3 folgt eine NF-Verstärkerstufe, die einen Lautsprecher im Kollektorkreis enthält. Über den Druckschalter S kann der Sirenenton akustisch über den Lautsprecher abgestrahlt werden. Neben dem Einsatz als Türklingel gibt es für diese Sirenenschaltung noch viele Einsatzmöglich¬ keiten. Vielseitiger Impulsgenerator Einen frequenzvariablen Impulsgenerator erhält man durch die Verbindung zweier Gatterschaltungen mit einem npn-Transistor. Mit dem Potentio¬ meter PI kann dann die Impulsfrequenz in einem weiten Bereich geändert werden. Allerdings ist die Ausgangsspannung stark unsymmetrisch, die aus schmalen Impulsen in einem bestimmten Abstand besteht. Deshalb baut man mit den beiden restlichen Gattern des D 100 C einen flankengetriggerten Flip-Flop auf. Das flankengetriggerte Flip-Flop hat 2 stabile Zustände, ein 1. Impuls läßt es kippen, ein 2. Impuls kippt es zurück. Da die vom Impuls¬ generator kommenden Impulse gleichen Abstand haben, ist die rechteck¬ förmige Ausgangsspannung des Flip-Flop symmetrisch. Da allerdings zum Schalten 2 Impulse erforderlich sind, ist die Impulsfrequenz am Ausgang des Flip-Flop nur noch halb so groß. Bild 7 a zeigt die komplette Schaltung des Rechteckgenerators. Bild 7c zeigt eine Anwendung als Morseübungsgenerator. Für den Ton¬ frequenzbereich ist CI etwa 0,1 pF und PI etwa 100 kQ. Anschluß 3 ist der 228 Bild 7 Stromlaufplan eines vielseitig verwendbaren Impulsgenerators (a); An¬ wendung als Blinkschaltung (b) und als Morseiibungsgenerator [ 2 ] Takteingang, mit dem definiert geschaltet werden kann. Am regelbaren Ausgang (Anschluß 2) wird der Kopfhörer angeschlossen. Soll die Schal¬ tung Bild 7 a als Blinkgeber arbeiten, so ist CI auf 20 bis 100 ;jlF zu ver¬ größern. Bild 7b zeigt die Anschaltung der Transistorlampenstufe. Miniorgel mit IS Einfache elektronische Musikinstrumente, die nach dem Prinzip einer Elektronenorgel aufgebaut sind, bestehen meist aus einer RC-Tongenerator- schaltung zum Erzeugen der 12 Töne einer Oktave, einem Tieftongenerator für den Vibratoeffekt und einer NF-Endstufe für Lautsprecherbetrieb. Solche einfachen elektronischen Musikinstrumente lassen sich nur mono- fon spielen, d. h., es kann immer nur ein Ton angeschlagen werden. Im Bild 8 ist der Stromlaufplan eines einfachen elektronischen Musik¬ instruments dargestellt. Für den Tieftongenerator wird eine Multivibrator¬ schaltung mit 2 Gattern der IS D 100 C aufgebaut, ein weiteres Gatter schal¬ tet den Multivibrator in Verbindung mit der Tipptaste S ein, das 4. Gatter koppelt die Multivibratorfrequenz aus, die im Bereich 3 bis 6 Hz liegen soll. Nach Ansicht des Bearbeiters wären für den Vibratoeffekt Koppel¬ kondensatoren von 50 bis 100 [cF günstiger. Der Tonfrequenzgenerator mit dem Operationsverstärker (für den auch ein A 109 D mit entsprechen¬ der Beschaltung zur Frequenzkompensation verwendet werden kann) stellt ebenfalls eine Multivibratorschaltung dar, frequenzbestimmend sind der Kondensator 10 nF und die Widerstandsbeschaltung am nichtinvertieren¬ den Eingang. Die einzelnen Töne der eingestrichenen Oktave (c 1 bis h 1 ) und den Ton c 2 bewirken die Widerstände )?l bis /? 13 und die Einstellregler PI bis PI 3. Die jeweilige Reihenschaltung endet in kleinen Kontaktflächen, so daß man mit dem Kontaktgriffel G die einzelnen Töne einschalten kann. Die Tabelle enthält die notwendigen Angaben zur Einstellung der einzelnen Töne. 229 Ton Frequenz Hz Periodenzeit [LS PI bis P13 kQ RI bis R13 k£2 c 1 261,63 3,82 10 39 cis 277,18 3,61 10 35 d 293,67 3,41 10 33 dis 311,13 3,21 5 22 e 329,63 3,03 5 22 f 349,23 2,86 5 18 fis 369,99 2,70 5 15 g 392,0 2,55 5 12 gis 415,31 2,41 5 7,5 a 440,0 2,27 5 7,5 b 466,16 2,15 5 6,8 h 493,88 2,02 5 2,2 c 2 523,25 1,91 5 2,2 An den Ausgang des Operationsverstärkers wird die Transistorstufe direkt angeschlossen, im Kollektorkreis liegt der kleine Lautsprecher. Zur Stromversorgung benutzt man die 9-V-Batterie. Da der Schaltkreis D 100 C nur mit einer maximalen Betriebsspannung von 5,25 V betrieben werden darf, wird die 9-V-Spannung mit einer Z-Diode SZ 600/5,1 herabgesetzt. Die 13 Kontaktflächen für die einzelnen Töne ätzt man in Form einer Klaviertastatur auf ein Stück Leiterplattenmaterial. 230 Meßgeräteschaltungen mit Operationsverstärker Der Operationsverstärker ist auf Grund seiner universellen Einsetzbarkeit gut geeignet für Meßgeräteschaltungen. Bild 9a zeigt einen Gleichstrom¬ messer mit den Strommeßbereichen 10 p.A - 100 p.A - 1 mA - 10 mA - 100 mA. Für Vollausschlag genügen am nichtinvertierenden Eingang 3 mV, entsprechend ist der Spannungsteiler aufgebaut. Da der Operationsverstärker meist mit einer positiven und einer negativen Betriebsspannung arbeitet, zeigt Bild 9 b die Schaltung der Stromversorgung. Bild 10 zeigt den Strom- + 9V 1mA Bild 10 Stromlaufplan eines Wechselspannungsmilliooltmeters 231 laufplan für ein Wechselspannungsmillivoltmeter, das im NF-Bereich und im HF-Bereich bis etwa 1 MHz verwendet werden kann. Die Schalter¬ stellungen bedeuten: 1 - Bereich 0 bis 100 mV 2 - Bereich 0 bis 200 mV 3 - Bereich 0 bis 500 mV 4 - Bereich 0 bis 1 V 5 - Nullpunkteinstellung 6 - Aus Die Nullpunkteinstellung erfolgt mit dem Potentiometer P durch Kom¬ pensation des Eingangsstroms. Gegen Überspannungen am Eingang des Operationsverstärkers schützen die antiparallelgeschalteten Dioden D1/D2. Bild 11 zeigt ein elektronisches Ohmmeter mit 5 Meßbereichen. Am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers liegt eine stabili¬ sierte Bezugsspannung von 3 V. Das Meßwerk zeigt ebenfalls Vollausschlag Bild 11 Stromlaufplan eines elektronischen Olimmeters 1,2k 232 bei 3 V, wenn die Verstärkung 1 ist. Da es Z-Dioden für 3 V in der DDR- Fertigung nicht gibt, schaltet man 3 Z-Dioden SZX 18 // in Reihe. Die Meßwiderstände müssen bei allen Schaltungen eine Toleranz von ±1% haben. Abschließend soll in Bild 12 noch die Schaltung eines elektronischen Temperaturmessers vorgestellt werden. Jn einer Widerstandsbrückenschal¬ tung befindet sich als Temperaturfühler ein Thermistor 100 11 Im Brücken¬ nullzweig liegt der Eingang des Operationsverstärkers, so daß Veränderun¬ gen der Brückennullspannung vom Meßwerk angezeigt werden. Der Tem¬ peraturmeßbereich reicht von 0 bis 50 °C. Literatur [1] Winkler, J.: RC-Meßbrücke, Amaterske Radio, Heft A/4 1980, Seite 127/ 128 [2] Belza, J.: Impulsgenerator für Tonsignale, Amaterske Radio A/12 - 1980, Seite 406 [3] Tömpe, R.: Elektronisches Musikinstrument, Tehnium, Heft 10/1980, Seite 9 [4] Nicolae, A.: Elektronisches Ohmmeter, Tehnium, Heft 8/1980, Seite 11 Wir klären Begriffe SCHALLDRUCK 233 Ronald Büdding Moderne 3-Kanal-Lichtorgel Die Modulation von Lichtquellen durch NF-Signale kennzeichnet den Trend, Musik auch optisch wiederzugeben. Es sind bereits eine Reihe von Schaltungen zu dieser Thematik veröffentlicht worden. Dieser Beitrag stellt eine Erweiterung dar und baut auf vorhandenen Schaltungen auf. Schaltungsbeschreibung Bild 1 zeigt die Schaltung einer 3-Kanal-Lichtorgel für LO-, Dimmer- und Lauflichtbetrieb. Mit den Schaltern S2 bis S5 werden die entsprechenden Betriebsarten eingestellt. Die einzelnen Kanäle steuert man bei LO-Betrieb mit den Schiebereglern PI bis P4 und bei Dimmerbetrieb mit den Potentio¬ metern P5 bis P7 aus. Die Umlaufgeschwindigkeit des Lauflichts (SPEED) kann mit P8 im Bereich 0,1 bis 2 s variiert werden. Das Gerät wird mit dem Netzschalter S1 eingeschaltet. Die Betriebsbereitschaft zeigt eine ent¬ sprechende LED an. LO- und Dimmerbetrieb Zur NF-Steuerung wird über die Buchse Bul das Signal eingespeist. Stereo¬ fone Signale werden an RI, R2 addiert. Die UKW-Drossel unterdrückt HF- Störfrequenzen. Beim Anschluß älterer Stereotuner kann der Restpilotton bereits zu einer Aussteuerung führen, ln diesem Fall muß am Eingang eine 19-kHz-Sperre eingefügt bzw. die obere Grenzfrequenz des Höhenkanals durch Vergrößern von C2 auf etwa 14 kHz herabgesetzt werden. Nach dem Summenregler PI wird das Eingangssigna] mit einem inte¬ grierten NF-Verstärker IS6 vorverstärkt. Die Mindestausgangsamplitude muß 2 V betragen. Mit R 3 läßt sich die Verstärkung von 1S6 einstellen. Ein Übersteuern sollte man vermeiden, da die Amplitude nicht mehr zunimmt und somit die Dynamik verlorengeht. Mit P2 bis P4 wird die Aussteuerung der einzelnen Kanäle vorgenommen. Um die frequenzbezogene Ansteuerung der Thyristoren zu erreichen, arbeitet TI mit kapazitiver An- und Gegen¬ kopplung. Die Aufteilung des Frequenzspektrums wird zweckmäßig wie 234 folgt vorgenommen: BASS 20 bis 150 Hz, MITTEN 300 bis 4000 Hz, HÖHEN 6 bis 16 kHz. Außerhalb der genannten Frequenzen sollte die Verstärkung rasch ab¬ nehmen, um ein Überlappen der einzelnen Kanäle zu vermeiden. Bei Über¬ steuerung steigt die Bandbreite des Kanalverstärkers an und führt zu einer Begrenzung bevorzugter sowie der Verstärkung abgeschwächter Frequen¬ zen. Die Frequenzbänder gehen ineinander über. Alle Kanäle sind schaltungstechnisch identisch. Bei der in Bild 1 dar¬ gestellten Schaltung wird das Kollektorpotential von TI auf wenige Zehntel Volt festgelegt. Bei Ansteuerung entstehen nur positive Kollektorsignale. Sie rufen eine Verringerung von U CB des Transistors T2 hervor. Da (J BE annähernd konstant ist, sinkt U CE ■ Das entspricht einer Änderung des Kollektor-Emitter-Widerstands. Am Emitter von T2 steht eine der An¬ steuerung proportionale Gleichspannung. Die kapazitive Gegenkopplung bewirkt eine Begrenzung der Übertragungsbandbreite dieser Stufe. In der Tabelle (Bild 2) sind die Richtwerte für CI und C2 sowie die entsprechen¬ den Frequenzspektren angegeben. Zwischen Emitter T2 und Basis T3 liegt die Umschaltung für LO- und Lauflichtbetrieb (Schalter S2). Beide Betriebsarten arbeiten auf einen Impulsgenerator. Diese Art Thyristoren zu zünden hat den Vorteil, daß mit ihr eine definierte Phasenanschnittsteuerung möglich ist. Bild 3 zeigt das Prinzipeiner Impulszündung mit Unijunction-Transistor. Hat der Kondensator die zur Zündung von T notwendige Spannung U E Bereich CI [Fj 02-[f] Af [Hz] Bass 22U 0,15p 20... 150 Mitten 0,1p lOn 1k.. Hk Höhen lOn 150p Bk...Wk Höhen* ZOn 3,3n 5k...nk * Eingrenzung der Bandbreite bei Restpilottonaussteuerung Bild 2 Richtwerte der kapazi¬ tiven An- und Gegen¬ kopplung für CI, C2 R3 Bild 3 Prinzip einer Impulszündung mit U nijunction-T ransist or 235 20 Bild / Gesamt stromlaufplan der Lichtorgel LO 9-2. Alle Spannungen mit Röhren¬ voltmeter gegen Punkt 23 gemessen. Keine Taste gedrückt: Dimmerbetrieb. Taste B, M, D gedrückt: LO-Betrieb. Alle Tasten gedrückt: Lauf lichtbetrieb. Kombination aller drei Zustände möglich. 236 S |tei RI 100 kO) in den nieder¬ ohmigen Zustand (<50mi2) zwischen den beiden Basiselektroden Bl und B2 über. Wird U E durch die abgebaute Kondensatorspannung unterschritten, sperrt T, und der Ladeprozeß beginnt erneut. Mit dem Potentiometer P wird der Aufladevorgang zeitlich gesteuert, d. h. der Zündwinkel mit der Zeitkonstante geändert. Ersetzt man das Potentiometer durch Transistoren, Fotowiderstände o.a., so kann der Impulsgenerator beliebig gesteuert wer¬ den. ln der vorliegenden Schaltung wird das Potentiometer P5 bei LO- Betrieb durch einen Fotowiderstand ersetzt. Für den Unijunction-Transistor ist eine Ersatzschaltung nach Bild 4 möglich. R6, C3, ST1 bewirken die Entstörung und verhindern die Abstrahlung der bei Phasenanschnittsteuerung entstehenden Störfrequenzen ins Stromnetz. Die Umschaltung bei LO-Betrieb nimmt man mit dem Schalter S5a vor. Bei der Nachbildung eines Optokopplers werden als Geber Modelleisenbahn¬ lampen 16 V/0,1 A und als Empfänger Fotowiderstände CPR 62 benutzt. Um eine Beeinflussung des Fotowiderstands durch Fremdlicht auszuschlie¬ ßen, werden alle Koppler optisch voneinander abgeschirmt. Für das richtige Funktionieren der Optokoppler ist es erforderlich, Lampen und Fotowider¬ stände so dicht beieinander wie möglich anzuordnen. Dabei ist es unerheb¬ lich, ob die Lichtsteuerung seitlich oder frontal erfolgt. Die Netzspannung wird mit einer Graetz -Brücke gleichgerichtet. Je nach geforderter Leistung kann die Netzgleichrichtung als einfache oder doppelte Gractz-Brücke ausgelegt werden. Die Lösung mit parallelgeschalteten Dio¬ den Dl bis D8 wurde gewählt, um die relativ teuren 10-A-Dioden zu um¬ gehen. Bei dieser Schaltung ist eine f FM -Belastung von 4 A möglich, das be¬ deutet eine maximal steuerbare Leistung von 880 W, etwa 290 W je Kanal. Wird eine noch höhere Leistung gefordert, ist der Einsatz von 10-A-Dioden unumgänglich. Gleichzeitig müssen neben stärkeren Thyristoren auch die Transistoren des Impulsgenerators ausgetauscht werden, da zum sicheren Zünden der Thyristoren höhere Zündströme notwendig sind. Bei einer zu steuernden Gesamtleistung von 2200 W sind die Bauelemente wie folgt zu ändern: 238 Dl bis D4 SK 164 , T4 KF 517, T5 SF126, Thl ST 121 j4, D5 bis D8 entfallen. Die Versorgungsspannung wird aus einem kleinen Netzteil gewonnen, das für Vorstufe und Kanaltrennung eine Spannung von +20 V bei 0,5 A und für das Lauflicht die mit T17 stabilisierte Spannung von +4,8 V bereitstellt. Lauflicht Unter Lauflicht versteht man das optische Umlaufen eines Lichtpunkts um die Beobachterachse. Elektronisch bedeutet das die Ansteuerung der Lam¬ pen hintereinander und mit konstanter Umlaufgeschwindigkeit bei gleichem Tastverhältnis. Bild 5 zeigt das Realisierungsprinzip. Ein Generator erzeugt eine Rechteckspannung, die mit P8 im Frequenzbereich 0,5 bis 10 Hz variiert werden kann. 2 Flip-Flop teilen die Generatorfrequenz im Verhält¬ nis 3 : 1. An den Ausgängen Ql, Ql, Q2, Q2 stehen 4 in Pegel und Phase unterschiedliche Spannungen, die über eine Dekodiermatrix entsprechend der Reihenfolge der Schaltzustände dekodiert werden. Die Schaltung des Lauflichts ist im Gesamtstromlaufplan (Bild 1) zu finden und besteht aus den Schaltkreisen ISI bis IS5 sowie aus TI6. Der Generator wurde [9] ent¬ nommen und für diesen Verwendungszweck umdimensioniert. T16 ist ein n-Kanal-SFET (BF 245, KP 303) und arbeitet als Sourcefolger. Durch seinen hohen Eingangswiderstand kann das Potentiometer zur Frequenz¬ änderung ebenfalls hochohmig gewählt werden. Mit P8 werden die Auf- und Entladezeitkonstante geändert. Die Verstärkung und die Rückkopplung werden durch die Gatter der ISI erreicht. RI legt die obere Grenzfrequenz fest. Beim Anlegen einer Betriebsspannung ist T16 leitend. Der Konden¬ sator CI wird aufgeladen. Das negative Potential am Gate steuert TI6 zu, das wiederum zum Entladen von CI führt. Bei Nullpotential am Gate öffnet der SFET wieder. Steht kein n-Kanal-SFET zur Verfügung, kann mit ge¬ ringen Bauelementeänderungen und dem Einsatz eines n-Kanal-Ver- armungs-MOSFET (TI 6a - SM 103/SM 104) der Generator ebenfalls zum Schwingen gebracht werden. Der Arbeitspunkt und das TastVerhältnis wer¬ den mit R8 eingestellt. Für die Generatorfrequenz gilt /gen = ?/takt> ,/takt = 0,5 bis 10 Hz. Bild 5 Prinzipschaltimg des Lauf lichts 239 Bild 6 Potentialverhältnisse an ver¬ schiedenen Punkten des Lauflichts Qi ö i Gz 13 15 Der Generator hat den Vorteil, daß bei Frequenzänderung das Tastverhält¬ nis konstant bleibt. Das bedeutet gleich lange Brenndauer der Lampen ent¬ sprechend der Umlaufgeschwindigkeit. Der 3: 1-Teiler ist mit 2 Master- Slave-Flip-Flop (IS2/3 = D 172) aufgebaut. Er läßt sich ebenso mit NAND- Gattern realisieren. Um eine fortlaufende Schaltfolge zu erhalten, wird die Dekodierung mit den Gattern der IS4 vorgenommen. Zur Ansteuerung der npn-Transistoren ist 1S5 eingeschoben. Durch Negation entstehen positive Spannungssprünge, die zur Ansteuerung der Transistoren T3, T8, T13 be¬ nutzt werden. Die Impulsgeneratoren zünden die Thyristoren entsprechend der vorgegebenen Reihenfolge. Bild 6 zeigt die zeitlichen Verläufe der Spannungen an unterschiedlichen Punkten des Lauflichts. Stör- und Berührungsschutzmaßnahmen Das Durchschalten der Thyristoren bei Phasenanschnittsteuerung erzeugt HF-Störspannungen. Aus diesem Grund ist es notwendig, diese Störabstrah¬ lung zu verhindern. Bild 7 zeigt eine Störschutzmaßnahme mit ri-Glied vor der Netzgleichrichtung. Für die Spule L eignen sich Entstörschutzdrosseln mit einer Induktivität bis 5 mH und einer Strombelastung bis 4 A. Eine zusätzliche Entstörung bietet die /?C-Kombination 47 0/0,1 jxF von der Anode zur Katode des Thyristors. Es sollte weiterhin darauf geachtet wer¬ den, daß Stark- und Schwachstromteil galvanisch voneinander getrennt sind. Ebenso wichtig ist die Schutzleiterführung. Um bei einer Lichtorgel mit galvanischer Trennung alle Bedienelemente auch an metallischen Front- 240 Bild 7 Schaltung eines Störschutzes mit LC- Glied R Masselei tunq Mp Bild 8 Betrieb der Lichtorgel bei Verbindung mit Schutzkontakt mit der Masse¬ leitung Bild 9 Kurzschluß der Netzspannung bei Verbindung von Schutzkontakt mit der Masseleitung und Drehen des Netzsteckers oder Montageplatten befestigen zu können, dürfen die innere Masse und das Gehäuse nicht mit dem Schutzleiter verbunden werden. Bei einer solchen Verbindung sind schwerwiegende Folgen zu erwarten, wenn Null und Phase durch Drehen des Netzsteckers vertauscht werden (Kurzschluß in der Zu¬ leitung, Zerstörung einer Strecke der Netzgleichrichtung) Bild 8 und Bild 9 verdeutlichen das. Aufbau Die Lichtorgel ist in einem Gehäuse, bestehend aus 2 Plastehalbschalen und der dazugehörigen Front-, Montage- und Rückplatte, untergebracht. Leiterplatten, Kühlbleche für Dioden und Thyristoren, Bedienelemente so¬ wie sonstige Bauteile sind entsprechend zusammengefaßt und gegebenen¬ falls in Etagenbauweise ausgeführt. Als selbständige Einheiten sind die Dio- Bild 10 Vorderansicht der Lichtorgel LO 9-2. Rechts vom Tastensatz befinden sich die Schieberegler für SUMME , SPEED , VOLUMEN der 3 Kanäle. Links die Potentiometer für Dimmerbetrieb in entsprechender Kanal¬ zuordnung 16 Schubert, Eljabu 82 241 Bild 11 Rückansicht der LO 9-2. Über dem jeweiligen Kanalausgang befindet sich die dazugehörige Sicherung, rechts der NF-Eingang den der Netzgleichrichtung und die Thyristoren auf speziell dafür vorgesehe¬ nen Kühlblechen und die Optokoppler an der Rück- bzw. Montageplatte befestigt. Um ein schnelles Auswechseln eventuell defekter Lampen der Optokoppler zu gewährleisten, kann die Abschirmkappe durch Lösen zweier Schrauben leicht entfernt werden. Alle notwendigen Sicherungen sind von der Rückseite leicht zugänglich und den entsprechenden Ausgängen zu¬ geordnet. Abgleich und Inbetriebnahme Alle Funktionsgruppen werden vor dem Einbau geprüft und, soweit not¬ wendig, vorabgeglichen. Nach dem Zusammenbau ergibt sich nachfolgender Abgleichvorgang. Vorverstärker und Kanaltrennung Am Eingang Bul wird ein NF-Signal mit U E = 25 mV bei /= 1 kHz und voll aufgeregeltem PI eingespeist. Mit R3 stellt man am Punkt 2 eine Ampli¬ tude von 6 V ein. Die Voreinstellung der Kanalverstärker führt man ohne Aussteuerung durch. Mit dem Regler R4 wird das Kollektorpotential von TI auf etwa 0,3 V festgelegt. Es darf keine Lampe des Optokopplers auf- leuchten. Die beiden anderen Kanäle stellt man analog ein. Zur Funktions¬ prüfung wird eine Eingangsspannung von 25 mV der jeweiligen Bandmitten¬ frequenz angelegt und mit den Schiebereglern P2 bis P4 die Funktion oszillografisch überprüft. Am Emitter von T2 stehen Nadelimpulse mit einer Amplitude von etwa 5 V. Die Ansprechschwelle von T3 kann mit R9 fest¬ gelegt werden. 242 Bild 12 Aufbau des Geräts. Rechts die in Etagenbauweise ausgefiihrten Leiter¬ platten 1 und 2, die Kühlflächen fiir Dioden und Thyristoren. Links hinten die abgeschirmten Optokoppler Starkstromsteuerung Zur Prüfung der Impulsgeneratoren wird Dimmerbetrieb eingestellt und ein Verbraucher zugeschaltet. Mit P5 verändert man die Impulsfrequenz und kontrolliert oszillografisch am Punkt 12. Gleichzeitig muß sich dieSpannung am Verbraucher ändern. Sollte der Impulsgenerator sehr niederfrequente Schwingneigung zeigen, ist R5 zu ändern (R5 < 700II). Mit I?10, Ä11 können die Empfindlichkeit und der maximale Zündwinkelbereich vor¬ gegeben werden. Sicherer Arbeitsbereich bei /?10 = 7?11 =1 bis 10 kil Lauflicht Zur Prüfung der Funktionsgruppe Lauflicht wird am Punkt 16 mit einem Röhrenvoltmeter oder Oszillografen (Gleichspannungseingang) die Takt¬ frequenz kontrolliert. An den Ausgängen Punkt 13, 14, 15 ist eine dem Teilerverhältnis entsprechende Taktspannung zu erkennen. Bei Einsatz eines elektronischen Mehrkanalschalters können die Spannungsverhältnisse Bild 6 entsprechend dargestellt werden. RI legt die obere Grenzfrequenz des Taktgenerators und RS das Tastverhältnis fest. 243 Bild 13 Leiterzugseite für die Leiterplatte 1 « Vorverstärker , Kanaltremmvg, Netzteil» (120 mm x 160 mm; Ausschnitt: 60 mm x 50 mm) Netzteil Am Punkt 21 stellt sich im Ruhebetrieb eine Spannung von +20V ein, die unter Last auf +18 V zurückgeht. Mit R12 wird bei eingeschaltetem Lauflicht am Punkt 22 eine Spannung von +4,8 V eingestellt. Eingang Kanal-Trsnng. \t SY320/1 Bild 14 Bestiickungsseite der Leiter platte in Bild 13 Eingang-NF 245 Bild 15 A Leiterzugseite der Leiterplatte 2 «Phasenanschnittsteuerung» (120 mm X 110 mm) 246 Bild 16 Bestückungsseite der Leiterplatte in Bild 15 247 3x0,12fj i 630 V Bild / 7 Leiterzugseite der Leiter¬ platte 3 « Lauflicht » (95 mm x mm) Literatur [1] Kaiser, K .:Thyristororgel mit Phasenanschnittsteuerung,FUNKAMATEUR 26 (1977), Heft 12, Seite 5921T. [2] Sabrowski, L.: Selbstgebaute Lichtorgeln Teil 1 und 2, FUNKSCHAU 41 (1969), Heft 22, Seite 795 ff. [3] Kühne, H Helligkeits- und Drehzahlsteuerung mit Thyristoren, FUNK¬ AMATEUR 22 (1971), Heft 9, Seite 435 ff. [4] Theilig, H.J.: Lichteffektanlage «Sound-Light 2000», FUNKAMATEUR 25 (1974), Heft 6, Seite 274ff. 248 A usgang zu S2/S3/Sk- -f Vj8Y 1k n a** Bild 18 Bestiickungsseite der Leiterplatte in Bild 1 7 [5] Wagner, M.: Thyristoren - Schaltmöglichkeiten und Anwendung, FUNK¬ AMATEUR 22 (1971), Heft 3, Seite lXff. [6] Dr. Kretzmar , R.: Handbuch der Elektronik, Verlag für Radio-Foto-Kino- technik GmbH, Bln.-Borsigwalde, 1968 [7] Ausborn , W.: Elektronik-Bauelemente, VEB Verlag Technik, Berlin, 1973 [8] Kunze, E.: Stör- und Berührungsschutz von Lichtorgeln, MELODIE UND RHYTHMUS 19 (1975), Heft 12 [9] rfe-Kurzberichte, rfe26 (1977), Heft 23/24, Seite 813 249 Ing. Egon KUiffke - Y22FA draht 1/2/3 - einfaches Telefon für Ausbildung, Sport und Spiel Die folgenden Schaltungen sind für Arbeitsgemeinschaften der Klassen 5 bis 8 der allgemeinbildenden polytechnischen Oberschulen gedacht. Mit den Modellen nach Bild 3 und Bild 5 wird die Brettschaltung entsprechend [1] beibehalten. Damit kann die AG-Tätigkeit stufenweise fortgesetzt werden. Bild 7 erlaubt dann bereits einen Aufbau als Baugruppe und nach eigenen Vorstellungen. Die Schaltungen weisen keine Besonderheiten auf und sind leicht nachzubauen. Weitere Ausführungen über Technik und Entwicklung des Fernsprechens findet der Leser in [3], [4], [5], [6], Anforderungen Die einfachste Telefonverbindung ist in Bild 1 dargestellt. Ein solches «Streckentelefon» besteht aus je einer Hörkapsel, die abwechselnd vor den Mund als Mikrofon und anschließend als Hörer an das Ohr gehalten wird. Diese Schaltung eignet sich zum Experimentieren. Man nimmt 2 Kopf¬ hörer oder Kopfhörerpaare und versucht, eine solche Schaltung von einem Raum zum Nachbarraum aufzubauen. Es funktioniert zwar, aber das Ergeb¬ nis ist nicht zufriedenstellend. Als wichtigstes Bauelement wird ein Handapparat, eine Kombination von Mikrofon und Hörer, benötigt. Entweder baut man sich einen solchen Handapparat aus einer Kohlemikrofonkapsel und einer Hörkapsel selbst zusammen, oder man versucht einen kompletten Handapparat aus Alt¬ beständen oder aus Umrüstungen von Betrieben zu bekommen. Für die Stromversorgung wurde die in [1] beschriebene kontaktsichere Klemmvorrichtung beibehalten. Diese Klemmvorrichtungen nach Bild 2 können auf jeder Brettschaltung fest montiert werden. Bild 2 a oder Bild 2 b eignen sich auch als separate Baugruppe für draht 3. Als Winkel und Winkelbänder kann man dieTeile aus dem Metallbaukastensystem Construc- tion verwenden. Bild 1 Einfachste Schaltung - Strecken- telefan 250 D □ + 4.5V - Q (j^ -Winket Winhelbond a) +6V +3V 0 c) Bild 2 Klemmvorrichtung für Batterien; a - Flachbatterie 4,5 V; b - Gnomzellen = 6 V; c - 2 Flachbatterien = 9 V Mit diesen Voraussetzungen sind Anforderungen erfüllt wie - einfacher und übersichtlicher Aufbau, - nur Schraub- und Klemmverbindungen für die Anfänger bei clralit I und dralit 2, - einfache Lötverbindungen bei clralit 3 für Fortgeschrittene, - Richtungsverkehr für clralit I und clralit 2, - Richtungs- und Netzverkehr für clralit 3, - gute Verständigung, - Eignung für die individuelle und organisierte Freizeitgestaltung, für die Ausbildung, für das Ferienlager und das Pioniermanöver. Es muß allerdings beachtet werden, daß die aus Klingeldraht bestehende Fernleitung keine Störungen verursacht. Sie darf nicht über öffentliche Wege und Plätze führen und nicht in der Nähe anderer Leitungen liegen. draht 1 Das ist ein einfaches, funktionstüchtiges Telefon, das für kurze Entfernungen eingesetzt werden kann. Es besteht aus einem Handapparat, einem Um¬ schalter und einer Spannungsquelle. Vor Beginn des Gesprächs sind die 251 Bild 4 Aitfbauschema draht 1 Umschalter S1 und S2 beider Sprechstellen auf Empfang E gestellt. Schaltet nun Sprechstelle 1 auf Senden S, ist im Hörer der Sprechstelle 2 ein leises Knacken zu hören. Jetzt schaltet die Sprechstelle 2 auf Senden S, und das Gespräch kann beginnen. Nach Beendigung des Gesprächs schalten beide Sprechstellen wieder auf Empfang E. Auf diese Weise kann der Anruf auch von der zweiten Sprechstelle vorgenommen werden. Der Nachteil besteht darin, daß draht I keine besondere Rufeinrichtung aufweist. Dafür ist aber der Aufbau sehr einfach. Als Umschalter eignet sich ein Klingelumschalter. Solche Umschalter sind einzeln oder in den elektro-set-Packungen und in PIKO-Elektrobau- kästen erhältlich. Zum praktischen Aufbau werden noch eine 2polige Lüsterklemme und 2 Winkel und ein Winkelband aus dem Metallbaukasten benötigt. Bild 4 zeigt das Aufbauschema auf einem Grundbrett. Nach eige¬ nen Vorstellungen baut man sich eine Halterung für den Handapparat. Es ist auch möglich, das Grundbrett in einen kleinen Kasten oder in ein Ge¬ häuse einzubauen. Beim Einbau der Spannungsquellen ist die Polung zu beachten, ln der Sprechstelle 1 liegt der Pluspol, in der Sprechstelle 2 der Minuspol an der Fernleitung. Diese Polung darf auch beim Anschließen der Fernleitungen nicht vertauscht werden. Manchmal reichen 4,5 V als Betriebsspannung nicht aus. Zu lange Fern¬ leitungen erhöhen den Widerstand, die Lautstärke wird geringer. Das läßt sich in bestimmten Grenzen durch Erhöhen der Betriebsspannung aus- gleichen. Wie andere Betriebsspannungen erreicht werden können, ist aus Bild 2 zu ersehen. draht 2 Diese Schaltung erfordert etwas mehr Aufwand, enthält aber dafür eine Rufeinrichtung. Es werden eine Taste, ein Wecker und ein Kippumschalter benötigt. Taste und Wecker sind ebenfalls einzeln in elektro-set -Packungen und in PIKO-Elektrobaukästen erhältlich. Statt des Klingelumschalters 252 kann eine einzelne Drucktaste verwendet werden, die einen 2poligen Um¬ schalter enthält. Die Funktionsweise von dralit 2 ist aus Bild 5 zu erkennen. Sprechstelle 1 schaltet S1 auf EIN. Taste TI wird gedrückt. In Sprechstelle 2 ertönt der Wecker. Man verfolge den Stromkreis: Bl-Pluspol, Fernleitung, S2 über Kontakt 1 und 2, W2, Fernleitung, TI, S1 über Kontakt 3 und 4, Bl-Minus- pol. Ein anderer Weg ist nicht möglich. Wird bei Sprechstelle 1 die Taste TI losgelassen, ertönt der Wecker nicht mehr. Sprechstelle 2 schaltet ebenfalls auf EIN. Nun gilt folgender Strom¬ weg: Bl-Pluspol, Fernleitung, B2, S2 über Kontakt 3 und 4, Handapparat M2 H2, Fernleitung, Handapparat Hl Ml, S1 über Kontakt 3 und 4, Bl- Minuspol. Es kann beiderseits gesprochen werden. Nach dem Gespräch sind S1 und S2 auszuschalten. Danach können sich die Sprechstellen wieder gegenseitig anrufen. Aus Bild 6 ist das Aufbauschema für draht 2 zu ersehen. Der Hand¬ apparat wird über eine besondere Lüsterklemme angeschlossen. Die zweite Lüsterklemme ist für die Fernleitung vorgesehen. Der Kippumschalter oder n m m rn Fernleitum •o -‘ F die Drucktaste sind mit einem besonders anzufertigenden Blechwinkel auf dem Grundbrett zu befestigen. Wecker und Taste werden mit kleinen Holz¬ schrauben angebracht. Beim Einsetzen der Batterie ist darauf zu achten, daß in der Sprechstelle I der Pluspol an der Fernleitung liegt. In der Sprech¬ stelle 2 liegt der Minuspol an der Fernleitung. Daraus folgt wieder, daß beim Verbinden der Sprechstellen über die Fernleitung die Anschlüsse nicht ver¬ wechselt werden dürfen. Diese Tatsache verhindert auch den Aufbau eines Fernsprechnetzes, draht 1 und draht 2 eignen sich nur zum Richtungs¬ verkehr. draht 3 Die Schaltung eignet sich für den Verkehr im Fernsprechnetz. Dabei schal¬ tet man alle draht 3 parallel, d. h., alle Klemmen Fl sind über die Fern¬ leitungen miteinander zu verbinden, ebenso alle Klemmen F2. Der Anruf wird durch einen LC-Generator erzeugt. Als Übertrager Ü (Bild 7) wird ein Ausgangsübertrager K21 oder K31, deren Anschlüsse aus Bild 8 zu ersehen sind, verwendet. Transistor Tri ist ein 400-mW-Typ GC 301 o.ä. aus dem Halb/eiter-Bastlerbeutel !. Fl und F2 werden als Buchsen aus¬ geführt. S1 ist ein Drucktaster. Die gesamte Schaltung läßt sich sehr klein auf einer Universalleiterplatte oder auf einer Lochrasterplatte aufbauen. 1 m letzten Fall wird dann konventionell verdrahtet. Außerdem sind folgende Besonderheiten zu beachten. 254 Der Kombination R-C schenke man besondere Aufmerksamkeit. C be¬ stimmt die Tonhöhe des Rufgenerators und ist in den Grenzen 1 C gl0|j.F/10V wählbar. R hat Einfluß auf den Basisstrom des Transistors. Infolge der Exemplarstreuungen bei Basteltransistoren ist der erforderliche Basisstrom unterschiedlich. Um eine optimale Schaltung zu erreichen, muß experimentiert werden. Der Wert kann zwischen 0,5 S R 5= 5 kQ liegen. Bei ungünstiger Wahl des Widerstands R kann der Generatorton zunächst völlig unterdrückt werden. Der Handapparat hat in diesem Fall 3 Anschlüsse. Besitzt man einen Handapparat mit 2 Anschlußschnüren, dann muß die fehlende dritte Lei¬ tung entweder an einen Mikrofon- oder Höreranschluß angelötet werden, und zwar so, daß die dritte Leitung zwischen Mikrofon und Hörer als Mittenanzapfung liegt. Der Schalter S2 läßt sich unterschiedlich ausführen: S2 kann ein Gabel¬ schalter sein. Er muß den Stromkreis schließen, wenn der Handapparat auf¬ genommen wird. S2 ist manchmal als Sprechtaste im Handapparat ein¬ gebaut und muß beim Sprechen gedrückt werden. S2 kann eine Aufhänge¬ vorrichtung sein, ein Haken, an dem der Handapparat hängt. Beim Ab¬ nehmen des Handapparats wird der Kontakt geschlossen. Die einfachste Lösung ist auch hier wieder ein EIN-Schalter beliebiger Ausführung. Die Verkehrsabwicklung ist unkompliziert. Wenn man bei der Sprech¬ stelle 1 S1 drückt, wird die Sprechstelle 2 gerufen. Dort wird S2 geschlossen, und der Teilnehmer meldet sich. Schließt man nun bei Sprechstelle 1 Schalter S2, kann telefoniert werden. Nach dem Gespräch wird bei beiden Sprechstellen der Schalter S2 wieder geöffnet. Literatur [1] Klaffke, E.: Funkbetrieb in Arbeitsgemeinschaften, Broschürenreihe Der junge Funker, Band 21, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1978 [2] Schubert, K.-H.: Mit Transistor und Batterie, Broschürenreihe Der junge Funker, Band 6, Militärverlag der DDR, Berlin 1965 [3] Conrad, W.: Forscher, Funker, Ingenieure, VEB Fachbuchverlag Leipzig, 1969 255 [4] Temi, A.: Friedrich-Tabellenbücher ELEKTROTECHNIK, VEB Fachbuch¬ verlag Leipzig, Leipzig 1974, 16., neubearbeitete Auflage [5] Jakubaschk, H.: Das kleine Elektrobastelbuch, Kinderbuchverlag, Berlin, 1975 [6] Autorenkollektiv, Grundlagen der Fernsprechtechnik, Deutscher Militär¬ verlag, Berlin 1969 ELEKTRONIK-SPLITTER Einfacher Thermoschalter Mit einem Siliziumtransistor (TI) als Wärmefühler arbeitet die Schaltung des einfachen Thermoschalters im Bereich von 0 bis 100°C. Der Schaltverstärker mit 2 Germaniumtransistoren in Darlington -Schaltung schaltet das Relais, wenn für T2 eine bestimmte Basisspannung erreicht ist. Die Temperatur-Schaltschwelle stellt man mit dem Einstellregler P ein, die Basisspannung für den Wärmefühler¬ transistor wird damit festgelegt. Für den Transistor TI verwendet man einen metallverkappten Siliziumtransistor, z. B. SF 126, SF 136. Der Schaltverstärker arbeitet mit Germaniumtransistoren wie GC 121, GC 301. Sollen mit dem Thermoschalter Geräte am Netz geschaltet werden, so muß man ein weiteres Relais nachschalten, dessen Kontaktsatz für Netzspannung und Betriebsstrom ausgelegt ist. Die Genauigkeit der temperaturabhängigen Schaltvorgänge wird erhöht, wenn man den Spannungsteiler mit dem Einstellregler P aus einer stabi¬ lisierten Spannung betreibt. Dazu muß die Betriebsspannung auf 9 V erhöht, parallel zum Einstellregler eine Z-Diode SZX 2116,2 angeschlossen und zwi¬ schen Kollektorwiderstand von T2 und dem oberen Anschluß von P ein Vor¬ widerstand von etwa 12012 eingefügt werden. K.H.S. Literatur Wasilew, M.: Thermorelais und Thermometer mit Transistorfühler, Mlag Kon¬ struktor, Heft 10/1975, Seite 5/6 256 Lothar Schilling Prüfgerät für TTL-Schaltkreise Es wird ein Prüfgerät vorgestellt, mit dem sich ohne großen Zeitaufwand die wichtigsten für die Praxis interessierenden Parameter von TTL-Schalt- kreisen ermitteln lassen. Das Gerät ermöglicht die Überprüfung folgender Kennwerte: - Feststellung der logischen Pegelwerte L und H, - Ermittlung der Ansprechspannung von Triggern, - Ermittlung des Ausgangslastfaktors (N 0 ), - Ermittlung des Wertes bis zu dem ein Gattereingang noch «L» liest (Ä L ). Bild 1 zeigt die Gesamtansicht des Prüfgeräts für TTL-Schaltkreise. Bild 1 Gesamtansicht des Prüfgeräts für TTL-Schaltkreise 17 Schubert, Eljabu 82 257 Schaltung des Prüfgeräts Das Gerät besteht aus den Baugruppen Netzteil, Logiktester und Takt¬ generator. Der Gesamtstromlaufplan ist in Bild 2 dargestellt. Die 14 An¬ schlüsse der Schaltkreisfassung Fa sind mit den Telefonbuchsen 1 bis 14 verbunden. Das Netzteil ist dem Anwendungszweck entsprechend einfach ausgeführt. Die Schaltung wurde [I] entnommen. Die Spannung ist mit den Transistoren TI und T2 stabilisiert, mit P4 wird die Spannung U s auf 5 V eingestellt. Zum Feststellen der logischen Pegelwerte dient P1, mit dem sich die Aus¬ gangsspannung des Netzteils von 0 bis 3,5 V einstellen läßt. Dazu betätigt man die Taste «L-H», wobei der Ausgang des Netzteils an die Buchsen «Eingang» gelegt wird. Gleichzeitig läßt sich mit MSI die eingestellte Aus¬ gangsspannung kontrollieren. Mit der Taste «MB» wird der Meßbereich des Spannungsmessers von 1 auf 5 V erweitert. Der jeweilige Meßbereich wird durch eine der 2 im Meßgerät angeord¬ neten Glimmlampen angezeigt. Nachdem Eingang und Ausgang des jeweils zu prüfenden Gatters mit den Buchsen «Eingang» und «Ausgang» des Testers verbunden sind, kann mit PI dem Gattereingang eine regelbare Gleichspannung zugeführt werden. Mit dem am Gatterausgang liegenden Logiktester lassen sich die Grenzwerte 0,8 V für L-Pegel (Lai), 1,2 bis 1,6 V für den verbotenen Bereich (La3) und 2,0 V für H-Pegel (La2) er¬ mitteln. Die Ansprechspannung von Triggern kann in dieser Weise eben¬ falls kontrolliert werden. Nach dieser Überprüfung läßt sich durch Drücken der Taste «V 0 » die Belastbarkeit desGattereingangs, der Ausgangslastfaktor, ermitteln, was bei nichtklassifizierten Schaltkreisen von Interesse ist. Durch Taste «A 0 » wird P2 an den Ausgang des Schaltkreises gelegt. Der Eingang des Gatters bleibt offen, so daß der Ausgang auf L-Pegel liegt. Mit P2 wird nun dem Gatter¬ ausgang ein Strom aufgeprägt. Mit dem Logiktester läßt sich festslellen, bis zu welchem Wert des Stromes der Ausgang noch den L-Pegel (>0,4V) einhält. P2 wurde dazu in Milliampere geeicht. Eine Eichung in Ausgangs¬ lastfaktoren N 0 ist ebenfalls möglich, eine /V 0 -Einheit entspricht dabei 1,6 mA. Durch Drücken der Taste R L läßt sich im Anschluß daran fest¬ stellen, bis zu welchem Widerstandswert gegen Masse ein Gattereingang noch L-Pegel liest, d.h. seinen Ausgang auf H-Pegel hält. P3 wurde dazu unmittelbar in Ohm geeicht. Einwandfreie Gatter sollten bis etwa 700D ihren Ausgang auf H-Pegel halten. Ab 1,5 kü ist am Gatterausgang L-Pegel vorhanden. Der Taktgenerator mit der Frequenz von 1 Hz wird mit der Taste «Gen» in Betrieb gesetzt. Die Schaltung dazu stammt ebenfalls aus [1]. Die Taktfrequenz am Ausgang Q zeigt La 4 an. Beide Ausgänge Q und Q sind an 2 Buchsen gelegt, die mit den Eingängen der Schaltkreise verbunden werden können, so daß sich auch statisch arbeitende Flip-Flop überprüfen lassen. Eine Feineinstellung der Frequenz läßt sich mit PI vornehmen. 259 Aufbau des Geräts Netzteil, Taktgenerator und Logiktester sind auf jeweils einer Leiterplatte aufgebaut. Die Leiterplatten dieser Baugruppen sind in Bild 3 bis Bild 5 dargestellt. Als Netztransformator wird ein Klingeltransformator verwendet. Alle Baugruppen und Teile werden auf einer 3 mm starken Hartgewebe¬ platte mit den Abmessungen 270 mm x 180 mm montiert und verdrahtet. Diese Platte setzt man in einen dazu passenden, im Handel erhältlichen Transportbehälter ein. Die Frontplatte wird mit weißglänzendem Papier abgedeckt, auf dem die Beschriftung mit einem Skribent vorgenommen wurde. Darüber schraubt man eine 1 mm starke Piacryl- Platte. Beim Bau geht man so vor, daß zunächst die Hartgewebeplatte und die Piacryl -Platte zugeschnitten werden. Nach dem Anreißen der Bohrungen wird die Piacryl -Platte in den Eckpunkten mit Schrauben M2,5 auf die Hartgewebeplatte geschraubt. Danach bohrt man gleichzeitig beide Platten. Für die Potentiometer P2 und P3 werden 6-mm-Löcher gebohrt. Für die Schaltkreisfassung wird ein Ausschnitt von der Größe 50 mm x 20 mm ausgearbeitet. Die Fassung ist auf einer 1,5 mm starken Hartgewebeplatte befestigt, mit der der ausgearbeitete Ausschnitt abgedeckt wird. Bihl 4 Leiterplatte (a) und Be- stiickungsplan (b) des Logik¬ testers D 2 zw; m Bl o CI o Dl m o o o Elf- Bif Cif 0-70 o O 0„ E3 B3 C3 oE2oB2oCZ - \La3'V ■ r a = — R R ui (3) ansteigt, benötigt er nach Gl.(3) eine bestimmte Zeit zur Sättigung. Die in der Zündspule gespeicherte Energie E, 1 *2 (4) hängt in höchstem Maß von dem zum Abschaltpunkt anliegenden Strom i p , ab. Dieser wird aber mit höheren Drehzahlen (r g r a ) kleiner und mit ihm auch die Zündenergie und die Hochspannung. Deshalb ist die Einhaltung des vorgeschriebenen Schließwinkels des Unterbrecherkontakts von großer Bedeutung, um die erforderliche Funkenanzahl ohne Aussetzer zu erreichen. Durch den Einsatz kontaktloser Zündanlagen kann man den Schlie߬ winkel (Verhältnisse der Winkelsegmente der Scheibe, Bild 2) auf etwa 75% 265 Leiterplatte 75 mm x 140 mm 266 steigern und erhält außerdem eine wartungs- und verschleißfreie Zünd¬ anlage mit konstantem Zündzeilpunkt während der Laufzeit. Zusätzlich kann die Anlage bei hohen Drehzahlen stärkere Funken und eine höhere Funkenanzahl durch die höheren Abschaltströme erzeugen, denn die Zünd¬ spule wird zeitlich etwa 15% länger mit «Strom versorgt». Eine weitere Erhöhung des Schließwinkels ist zu vermeiden, da einerseits dann die Zündspule thermisch zu hoch belastet wird und andererseits bei hohen Drehzahlen ein Zündwinkel von etwa 30 bis 40 an der Kurbelwelle (=15 bis 20 auf der Geberscheibe) nicht unterschritten werden sollte. Beim Einsatz in Zweitaktfahrzeugen erreicht man als großen Vorteil auch die Verschleißfreiheit, benötigt aber auf Grund der fehlenden Hochspan¬ nungsverteilung den Schaltungsaufwand für jeden Zylinder. Beschreibung der Zündanlage Bild 1 zeigt den Stromlauf plan fürdie Transistorzündung (TSZ) mit kontakt¬ losem optoelektronischem Geber. Da der Unterbrecher zur Einhaltung der Zündverstellcharakteristik (Bremsmoment durch Reibung) im Fahrzeug verbleiben muß, wurde die Optoelektronik im Verteiler über dem Kontakt angeordnet. Bei einem eventuellen Ausfall der Elektronik kann man so auf diese Weise leicht durch einfaches Umstecken des Kabels von Punkt 5 an den Unterbrecher mit der herkömmlichen Zündanlage weiterfahren. Im Verteilergehäuse wird unter dem Verteilerfinger eine Geberscheibe nach Bild 2 über Distanzstücke am Nockenteil befestigt. Sie wird von der Verteilerwelle zusammen mit dem Nocken über die Fliehkraftverstellung angetrieben. Diese Scheibe steuert periodisch die Lichtschranke aus Dl und Material einfach Cevausit a) Geberscheibe Verteiler Bild 2 a- Maßskizze der Geber scheibe fiir die Optoelektronik ( Radien/iir Lada); b - Anordnung der Geberscheibe im Verteiler 267 io. Tl. T2 bildet eine Stromquelle, die im Bereich von 7 bis 16 V den Strom durch Dl auf etwa 25 mA konstant hält. Die Lichtschranke ist an der Unterbrechergrundplatte befestigt. Wenn TI durch Erreichen eines der 4 Ausbrüche auf der Scheibe leitet, dann leitet auch der Emitterfolger T3 (T4 bis T7 sperren). Damit wird der Strom durch die Zündspule (analog der Öffnung des Unterbrechers) unterbrochen und, vereinfacht gesagt, der Zündfunken ausgelöst. Der Transistor T8 wird über das Glied /? 10 und C3 so rückgekoppelt, daß sich bei sehr kleinen Drehzahlen die Stromabschaltung beschleunigt (Triggerverhalten). Zusätzlich hält er gemäß r = RC für etwa 200[zs jeg¬ liche Störungen von der Endstufe fern, da ja T8 den Transistor T3 kurz¬ schließt. Die Dioden D3, D4, D6, D10 sollen die BE-Strecken der Transisto¬ ren schützen. D7 bis D9 begrenzen die Primärinduktionsspitze der Zünd¬ spule auf maximal 360 V. Auch ZnO-Varistoren sind dafür geeignet. Zur weiteren Sicherheit wurde RS mit 5,6 Ü sehr niederohmig ausgelegt, um die t/ CE -Sperrspannung der Transistoren zu erhöhen. Da der maximale Zünd¬ spulenstrom um 4 A liegen kann, wurden 2 Transistoren SU 165 parallel¬ geschaltet (T6/T7). Der SU 165 ist ein Anfalltyp des SU 161 mit einem U ceo = 350 V und einem / Cmax = 3 A. Er wird in ähnlicher Funktion zur Schaltung von Induktivitäten in Schaltnetzteilen industriell angewendet. Die Z-Diode KC 620 A ist ein sowjetisches Erzeugnis für eine Z-Spannung von 120 V. ln Bild 3 sind Impulsbilder derTSZ bei der Drehzahl von etwa « = 2000U je min dargestellt. Dabei konnte festgestellt werden, daß die Größe des Kon¬ densators CI Einfluß auf den Spannungsanstieg und die Fföhe der Hoch¬ spannung (Funkenlänge) hat. Zur Erzielung einer größeren Anstiegs¬ geschwindigkeit der Spannung und damit einer verbesserten Nebenschlu߬ empfindlichkeit wurde der Kondensator CI auf 22 nF reduziert. Testen läßt sich die TSZ leicht außerhalb des PKW, indem z. B. ein Spiel¬ zeugmotor die Geberscheibe antreibt bzw.ein geeigneter Rechteckgenerator die TSZ ansteuert. Beim Betrieb ohne Batterie sollte das Stromversorgungs¬ gerät mit 10 bis 20 mH an den Ausgangsklemmen gestützt werden. Achtung! Bei Inbetriebnahme und Test ist die Gefahr vor hohen Be¬ rührungsspannungen unbedingt zu beachten. Auch beim eventuellen An¬ schluß transistorisierter Meßgeräte ist entsprechende Vorsicht geboten. 268 Bild 3 Impulsbilder der TSZ mit großer 12-V-Ziindspule bei U B = 14 V und 8-mm-Funkenstrecke (Oszillograf Pikoskop - siehe Anschlußsclialtiing im Bild I rechts) Hinweise zum Aufbau Beim Eigenbau elektronischer Zündanlagen ist zum Erreichen der gewünsch¬ ten Standfestigkeit und Zuverlässigkeit die besondere Beanspruchung der Bauelemente und der gesamten Konstruktion im PKW zu beachten. Das betrifft 1. den Temperaturumfang, der — 30°C bis über +85°C betragen kann und in hohem Maß vom Einbauort abhängt; 2. den Schutz der Elektronik vor Nässe und Korrosion (Schutzlack auf¬ bringen); 3. die solide, schwingungs- und stoßfeste Ausführung der Konstruktion, der Verdrahtung (flexibel) und Bauelementebefestigung (kurze Anschlüsse eventuell Festlegung mit Cenusil); 4. die Schutzmaßnahmen gegen Störspannungspitzen; 5. die sichere Auslegung der Dimensionierung und das Vermeiden des Be¬ triebs von Bauelementen nahe ihrer Grenzdaten. 269 + Hl- 270 KT815 oder BD354 Kühlblech 2mmAi T6/T7 (hintereinander) Die Bauelemente außer dem Geber sowie T6/T7 und R9 werden auf einer Leiterplatte 75 mm x 140 mm gemäß Bild 4 angeordnet und in ein Gehäuse des Waschmaschinen-Schaltverstärkers SV1 (war in Berliner Amateurfilialen preiswert erhältlich) eingebaut. Die äußeren Verbindungen werden mit Kfz-Steckkontakten realisiert. Die Geberscheibe ist so genau wie möglich (< 1° Abweichung von der Symmetrie) anzufertigen, damit die Frühzünd¬ winkel aller 4 Zylinder gleich sind. Die Optoelektronik justiert man durch Verschieben so ein, daß der Zündzeitpunkt gleich dem der herkömmlichen Zündung wird. Zum Einbau ist der Verteiler auszubauen. Vorher wird die Kurbelwelle (Marke auf der Riemenscheibe) auf den Zündpunkt gedreht und die Lage des Verteilers durch Anriß gekennzeichnet. Ergebnisse Die Zündanlage wurde in einem Lada bisher 10000 km gefahren. In Ver¬ bindung mit einer Reduzierung der Kraftstoff düse der 1. Vergaserstufe auf 1,25 mm und der Erhöhung des Zündkerzenelektrodenabstands auf 0,9 mm sowie der Erhöhung der Frühzündung um 5° (ohne Klingeln) wurde eine Benzineinsparung zwischen 0,5 und 1 1 auf 100 km erreicht. Weitere Vorteile sind die noch bessere Drehwilligkeit und das stabilere Anlassen. Die Anlage ist wartungsfrei, und der Zündzeitpunkt weist dauer¬ hafte Konstanz auf. Literatur [1] Streubel, G.: Kontaktlose Magnetzündung, KFT 19 (1976), Heft 6, Seite 270 bis 271 [2] Conrad, K. H. .Hochspannungs-Kondensator-Zündanlagedes «TATRA613», KFT 21 (1978), Heft 10, Seite 319 bis 320 272 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y21XE Schaltungsrevue für Elektronikamateur Fernsehton in Pseudo-Stereo Wenn im Tonkanal eines Fernsehempfängers ein Ausgangsübertrager vor¬ handen ist (z. B. Elektron 24), so kann mit der Filterschaltung in Bild 1 ein Pseudo-Stereo-Signal erzeugt werden, das einem vorhandenen Stereo¬ verstärker zur Wiedergabe des Fernsehtons zugeführt wird. Vorausgesetzt, die niederohmige Lautsprecherwicklung (4 bis 5 CI) ist nicht an Masse an¬ geschlossen, da Fernsehempfänger Allstromgeräte sind! Der Lautsprecher des Fernsehempfängers wird entweder einseitig abgetrennt, oder man schal¬ tet ein 50-C2-Potentiometer vor. Damit kann man die abgestrahlte Schall¬ leistung verringern. Das Filter in Bild 1 symmetriert die NF-Spannung über R\/R2, der Massepunkt ist mit einem Masseanschluß des Stereoverstärkers zu verbin¬ den. Die nachfolgenden 7?C-Schaltungen erzeugen verschiedene Phasen¬ verschiebungen, so daß etwa im Frequenzbereich von 300 Hz bis 6 kHz eine Phasenverschiebung von 90° zwischen Kanal L und Kanal R vor¬ herrscht. Unterhalb und oberhalb dieser Frequenzen wird die Phasen¬ verschiebung geringer. Die NF-Ausgangsspannung ist abhängig von der Einstellung des Lautstärkereglers am Fernsehgerät. Pseudo-Quadrofonie Bei der echten Quadrofonie sind 4 getrennte Kanäle erforderlich. Damit ist der Aufwand doppelt so groß wie bei der Stereofonie. Schwierigkeiten be¬ reitet vor allem die Tonspeicherung, da auch bei Schallplatte und bei Magnetband 4 getrennte Toninformationen vorhanden sein müssen. Bei der Wiedergabe läßt sich sehr einfach die Pseudo-Quadrofonie verwirklichen, wenn man ein Stereosigna] zur Verfügung hat. Bild 2 zeigt eine einfache Schaltung, für die man lediglich 2 Zusatzlautsprecher (etwa 5 VA; 4 bis 8 Q) benötigt. Man bringt am Chassis des Stereoverstärkers 2 zusätzliche Lautsprecherbuchsen an und verschaltet sie entsprechend Bild 2. Der Plus¬ pol des Lautsprechers ist meist durch einen Farbpunkt gekennzeichnet. Durch die angewendete Serienschaltung und die gegensinnige Polung der Zusatzlautsprecher entspricht der abgestrahlte Schalldruck von L H den Signalspannungen (L- R), bei R H ist entsprechend —(R — L). Die Stereo- 18 Schubert, Eljabu 82 273 Bild 1 Filterschaltung zur Er¬ zeugung eines Pseudo- Stereosignals aus einem Monosignal [ 1 ] Bild 2 Anordnung der Lautsprecher an einem Stereoverstärkerausgang für eine Pseudo-Quadrofonie-Wiedergabe Bild 3 Prinzipdarstellung einer Pseudo-Quadrofonie-Anlage mit Quadroadapter 274 lautsprecherboxen (L v und R v ) stehen seitenrichtig vor dem Hörer, sie müssen seitenrichtig mit den Stereolautsprecherboxen übereinstimmen. Wenn man 2 Stereoverstärker zur Verfügung hat, wird der Stereo¬ verstärker für die hinteren Lautsprecher über einen Quadroadapter an¬ gesteuert (Bild 3). Dieser hat die Aufgabe, aus den beiden Stereosignalen die beiden'zusätzlichen Signale für die Pseudo-Quadrofonie zu gewinnen. Bild 4 zeigt den Stromlaufplan des Quadroadapters. Durch Phasendrehun¬ gen und Zuführung von Signalen des einen Kanals in den anderen entstehen an den Ausgängen die erforderlichen Zusatzsignale. Für die hinteren Laut¬ sprecher reicht eine Verstärkerleistung von 2 x 3 bis 6 VA aus. Filter für Lautsprecherboxen Um mit Lautsprecherboxen HiFi-Qualität zu erreichen, müssen mehrere Lautsprechersysteme eingebaut werden. Man unterscheidet 2-Wege-Boxen mit Tiefton- und Hochtonlautsprecher und 3-Wege-Boxen mit Tiefton-, Mittelton- und Hochtonlautsprecher. Die Aufteilung des Frequenzbereichs auf die Lautsprecher erfolgt über Filterschaltungen. Dabei werden die In¬ duktivitäten meist als Luftspulen ausgeführt. Verwendet man Ferritkerne, so muß der Luftspalt groß sein wegen der sonst möglichen Verzerrungen. Die Kapazitäten sind meist Elektrolytkondensatoren in bipolarer Aus¬ führung. Oft hat man diese nicht zur Verfügung, so daß man Elektrolyt- 275 Tiefton Hochton Tiefton Mittelton Hochton a) b) Bild 5 Filtersclialtimgen für Lautsprecher; a - 2- Wege-Box , b - J- Wege-Box [ 3 ] kondensatoren mit dem doppelten Kapazitätswert gegensinnig gepolt in Reihe schalten muß. Bild 5a zeigt die Schaltung einer 2-Wege-Box. Für Lautsprecher 4 O ist LI = 0,4 mH, C3 = 10 bis 22p.F, R2 = 1 ß. Bei 8 ü ist LI = 0,8 mH, C3 = 3,3 bis 10 (iF, R2 = 2 fl. Die Schaltung für eine 3-Wege-Box zeigt Bild 5 b. Für 4-fl-Lautsprecher ist LI = 0,8 bis 2,0 mH, L3 = 0,3 bis 0,5 mH, R\ = 1 bis 3 fl, R2 = 1 bis 3 A, CI = 100 bis 300 p.F, C2 = 33 bis 100fiF, C3 = 4,7 bis 10p.F. Bei 8 AistLl = 1,5 bis 5,OmH,L3 = 0,7 bis 1,0 mH, «I = 1 bis 5 A, R2 = 1 bis 5 Ci, CI = 47 bis 220 p.F, C2 = 16 bis 47 p.F, C3 = 1,5 bis 6,8 p.F. Kohlemikrofon-Anschlußschaltung Ein Kohlemikrofon funktioniert nur dann, wenn die mit Kohlegrus gefüllte Kapsel von einem kleinen Gleichstrom durchflossen wird. Beim Besprechen der Membran wird der Widerstandswert bzw. der Gleichstrom verändert. Früher war es üblich, das Kohlemikrofon mit einer Batterie in Reihe zu schalten und über einen NF-Übertrager an den Verstärkereingang anzu¬ schließen. Bild 6 zeigt eine elektronische Lösung. Das Kohlemikrofon bildet einen Teil des Emitterwiderstands. Am Kollektor kann das beim Besprechen erzeugte NF-Signal abgenommen werden. 7,2k ( \l°0 \ 1 fl 470 y k u 10n > TI Yp < zum SC 236 )n Verstärke/’ 100p- Lj 'yl Kohle- Bild 6 - ÜA mikrofon A nschlußschaltung Co -. . I i_1 fiir ein Kohlemikrofon 276 Mithörverstärker für Magnetbandaufnahmen Bei Kassettenbandgeräten ist es oft so, daß man bei der Aufnahme nicht mithören kann. Dazu benötigt man einen kleinen Zusatzverstärker, an dem sich ein Ohrhörer oder ein Kopfhörer anschließen läßt. Die 5poligen Diodenbuchsen sind doppelt vorhanden und parallelgeschaltet. An eine Buchse kommt das Kassettenbandgerät, an die andere Buchse der Ausgang z. B. des Plattenspielers (oder des Mischpults, des Rundfunkempfängers bzw. ein anderes Magnetbandgerät). Bild 7 zeigt den Stromlaufplan des Mithörverstärkers. Die Buchsen wer¬ den für Stereobetrieb beschältet, an einem Stereokanal wird der Mithör¬ verstärker angeschlossen. Die Schaltung stellt einen 2stufigen NF-Verstärker für Kopfhörerbetrieb dar, mit dem Potentiometer P kann die Lautstärke variiert werden. Die Stromaufnahme ist etwa 12 mA. Die komplette Schal¬ tung bringt man in einem kleinen Kasten unter, den man aus Leiterplatten¬ material zusammenlötet, nur die Bodenplatte wird aufgeschraubt. Bul Bu2 Bild 7 Stromlaufplan für einen Mithörverstärker bei Aufnahmen mit dem Kassettenbandgerät Ton-Licht-Metronom Als Taktgeber bei der Musik oder beim Morseunterricht wird ein Metronom verwendet. Bild 8 zeigt dafür eine elektronische Schaltung, die wahlweise mit Lichtimpulsen bzw. Schallimpulsen arbeiten kann (umschaltbar mit S2). Die Schaltung ist eine Art Sperrschwinger, im Moment des Einschaltens sind beide Transistoren gesperrt, und der Elektrolytkondensator wird auf¬ geladen. Wenn die Emitterspannung etwa 0,6 V unter der Basisspannung bei TI ist, schalten die Transistoren durch. Der nun fließende Strom läßt La aufleuchten, bzw. der Lautsprecher gibt ein Knackgeräusch ab. Da der Elektrolytkondensator über die Emitter-Kollektor-Strecke von T2 entladen wird, wiederholt sich dieser Vorgang ständig. Die Größe der Basisspannung von TI kann mit dem Potentiometer eingestellt werden. Dadurch kann die 277 Bild 8 Stromlaufplan fiir ein Metronom [5] Lampe La in der Minute 30 bis 180mal aufleuchten, bzw. man erhält 60 bis 360 Knackgeräusche über den Lautsprecher. RC-Oszillator mit Doppel-T-Netzwerk Für die Erzeugung einer Tonfrequenz gibt es viele Schaltungsmöglichkeiten, wobei die RC-Schaltung bevorzugt wird. In der Schaltung nach Bild 9 liegt zwischen Eingang und Ausgang der 2stufigen Transistorschaltung zur Rück¬ kopplung ein Doppel-T-Netzwerk (RI/R2/R3 und C1/C2/C3). Für dieses Netzwerk gelten folgende Beziehungen: R\ = R2, R3 = 0,1 ■ R I, CI = C2, C3 = 2 - CI, 280 0 RI ■ CI ’ R in kC2, C in fiF, / in kHz. Mit diesen Angaben kann für eine NF-Frequenz sehr einfach das Doppel- T-Netzwerk dimensioniert werden. Bild 9 RC-Generator mit Doppel-T- Netzwerk 278 Es soll z. B. die NF-Frequenz / = 400 Hz erzeugt werden. Wählt man CI = 10 pF, dann ist /?! 280 280 280 , - =-= - = 70 kll. fo • CI 0,4 • 10 4 Das Doppel-T-Netzwerk besteht dann aus folgenden Bauelementen: RI = R2 = 70 kD, RI = 0,1 • «1 = 0,1 ■ 70 = 7 k£2, CI = C2 = 10 pF, C3 = 2 • CI = 2-10 = 20 pF. Feuchteindikator Die Schaltung für einen Feuchteindikator ist verhältnismäßig einfach zu realisieren. Man nutzt dabei aus, daß ein sehr kleiner Basisstrom einen wesentlich größeren Kollektorstrom hervorruft. Wendet man dabei die Darlington -Schaltung mit 2 Transistoren an, so kann ein Strom im pA- Bereich am Schaltungseingang die Leuchtdiode LD zum Aufleuchten brin¬ gen. Bild 10a zeigt die Schaltung. Der Feuchtefühler ist ein Teil des Basis- vorwiderstands. Ist er trocken, so hat der Widerstand zwischen den beiden Elektroden einen so großen Wert, daß kein Basisstrom fließt. Der Wider¬ stand verringert sich wesentlich, wenn der Zwischenraum zwischen beiden Elektroden befeuchtet wird. Dann wird schließlich der Basisstrom so groß, daß die Transistoren durchsteuern, die Leuchtdiode leuchtet auf. Bild 10b zeigt eine mögliche Ausführung für den Feuchtefühler. Hergestellt wird er aus einem Stück Leiterplattenmaterial (etwa 25 mm x 25 mm), das man bis auf die beiden Elektroden A-B freiätzt. Eingesetzt werden kann der Feuchteindikator vielseitig. So als Regen¬ melder, als Überlaufwarnung für die Badewanne usw. Thyristor-Leistungssteller Für die Leistungsregelung von Wechselstromverbrauchern (Lampen, Bohr¬ maschine usw.) eignet sich der Thyristorleistungssteller. Bild I I zeigt eine Bild 10 Stromlaufplan für Feuchteindikator (a) und Vorschlag f ür Feuchtefühler (b) [ 6 ] 279 Bild II Stromlanfplan fiir einen Thyristor-Leisiungsteiler [7] geeignete Schaltung. Die Transistoren T1/T2 bilden die Zündspannung, vom Emitter TI aus wird der Thyristor gesteuert. Die mögliche Phasenverschie¬ bung wird mit dem Potentiometer P geregelt. Mit dem Einstellregler 100 kfl ist eine Feineinstellung des minimalen Leistungswertes möglich. Wichtig ist eine ausreichende Entstörung der Netzeingangsschaltung, da die steilen Flanken der angeschnittenen Halbwellen HF-Störungen hervorrufen. Als Entstördrosseln eignen sich Ferritstabstücke (10 mm Durchmesser, 40 mm lang), auf die man in 3 Lagen 140 Wdg., CuL-Draht 0,7 mm, aufbringt. Der Thyristor sollte auf einem Kühlblech 50 mm x 50 mm x 2 mm be¬ festigt werden. Als Bauelemente eignen sich Dl bis D4 - SY 204, D5 - SY 360/3, Th - ST 103/4, TI - SF 128, T2 - Si-pnp-Typ. Mit dem Potentiometer P läßt sich der Phasenwinkel im Bereich 15 bis 165' einstellen, so daß eine Leistungseinstellung von 10 bis 300 VA möglich ist. Literatur [1] Jak, W.: Pseudo-Stereo-Fernsehton über Stereoanlage, Radio Electronica, Heft 6/1972, Seite 193/194 [2] Diefenbach, W. IV.: Pseudo-Quadro-Adapter, Radio Electronica, Heft 8/ 1974, Seite 267/268 [3] Nonhebel, D.J.: Frequenzfilter für Lautsprecher, Radio Bulletin, Heft 11/ 1976, Seite 457 bis 459 [41 Diefenbach, W. W.: Mithörverstärker fürBandaufnahmen,RadioElectronica, Heft 24/1974, Seite 829/830 [5] Birkhoff, IV.: Metrolux, Radio Bulletin, Heft 9/1974, Seite 343/344 [6] Birkhoff, W.: RB-Feuchteindikator, Radio Bulletin, Heft 9/1974, Seite 339/ 340 [7] ...: Thyristor-Leistungsregler, Radio Electronica, Heft 13 bis 14/1972, Seite 476 bis 478 280 Dipl.-Journ. Harry Radke Reservisten - Spezialisten Mit Siegmar Pusch hatte alles angefangen. Als er nach Armee- und Studien¬ jahren in Wittenberg seßhaft geworden war, ging er zum GST-Kreis- vorstand, um nachzufragen, wo in der Elbestadt die Hochburgen des Nach¬ richtensports seien. Siegmar war während seines Ehrendienstes bei den Grenztruppen der DDR Nachrichtenmann gewesen, hatte als Leiter einer Fernschreibstelle gedient, und nun hatte der Stabsgefreite der Reserve Sorge, seine Spezialkenntnisse könnten verschüttgehen. Er aber wollte sie erhalten, auffrischen, nutzbringend anwenden. Na, und im Vertrauen: Ein Lehrer wie Siegmar Pusch ohne eine außerunterrichtliche Arbeitsgemeinschaft - das wäre sowieso undenkbar. Warum, so dachte er, nicht eine für Fernschreiber, was Spaß macht, nützlich ist und dem Reservistenauftrag entspricht? Beim Vorsitzenden im Büro Nun hatte Siegmar mit seinem Vorstoß den GST-Kreisvorstand ganz schön ins Schwitzen gebracht. Fernschreiben? Nein, so etwas gab es im ganzen Kreis Wittenberg nicht. Zwar existierte in der GST-Grundorganisation Ernst Thälmann im VEB Gummiwerk Elbe eine starke, aktive, erfolgreiche Sektion Nachrichten, die sich um die vormilitärische Ausbildung künftiger Tastfunker der NVA, um den Amateurfunknachwuchs und um den Funk¬ mehrkampf kümmerte - aber Fernschreiben, dafür fehlten vor allem die Fachleute. Jemandem fiel zu guter Letzt ein, daß die Grundorganisation vor vielen Jahren mal eine Fernschreibmaschine bekommen haben muß - sicherlich war sie schon längst abgeschrieben, vielleicht auch im wörtlichen Sinne des Wortes. Doch Siegmar reichte diese Auskunft. Er trabte zum Vorsitzenden der Grundorganisation, auch ein Reservist: Oberfeldwebel der Reserve Horst Storbeck. Und in einem Keller fand sich wirklich die vermutete Fern¬ schreibmaschine. Siegmar polierte sie auf, brachte sie zum «Spielen». Und er wollte nun eine Ausbildungsgruppe aufbauen, waren doch zwei weitere Fernschreibmaschinen bald in Aussicht gestellt. Doch wo sollte die Aus¬ bildung stattfinden? 281 Bild 1 Fernschreibbetriebsdienst in demgroßzügig und modern eingerichteten Fern- schreibstützpunkt der Sektion Nachrichten der GST-Grundorganisation Ernst Thälmann des VEB Gummiwerk Elbe Wittenberg. Ausbilder ist der Stabsgefreite der Reserve Siegmar Pusch Horst Storbeck ist nicht der Mann, der Initiative hemmt oder sie an solchen Kleinigkeiten wie einem fehlenden Raum scheitern ließe. Kurzer¬ hand installierten sie die Fernschreibmaschinen im Zimmer des Vorsitzen¬ den, und die Ausbildung für Fernschreibmehrkämpfer konnte beginnen - das war im Jahre 1964. Übrigens hatte sich der Vorsitzende der Grund¬ organisation doch verkalkuliert: Er hielt den natürlichen Lärm, den die Ausbildung machte, und die damit für ihn verbundenen Unbequemlich¬ keiten nicht lange aus und besorgte einen anderen Raum. Der wurde dann gleich richtig hergerichtet, mit fester Installation und einer Lehrtafel. Die GST muß im VEB Gummiwerk Elbe Wittenberg hoch im Kurs stehen, denn welcher Betrieb klagt nicht über chronischen Raummangel? Von der ersten Generation Die erste Ausbildungsgruppe wurde von Siegmar Puschs Schülern gebildet. Er hatte an der Schule kräftig die Werbetrommel gerührt - und viele waren ihrem Mathematiklehrer gefolgt. Zu Siegmar Puschs erster Ausbildungs- 282 gruppe gehört auch Hans-Jürgen Herrmann , der damals 16 Jahre alt war und eigentlich nur mit zum Fernschreiben gegangen war, weil alle seine Kumpel dort waren. Für Hans-Jürgen müssen das Klappern der Maschinen, das doch mühevolle Erlernen des Zehnfingerblindschreibens, die ersten Leistungsvergleiche und Wettkämpfe entscheidend gewesen sein, denn der unterdessen 33jährige Unteroffizier der Reserve ist immer noch dabei. « Als ich von neunzehnhundertdreiundsiebzig bis neunzehnhundertsechsundsieb¬ zig bei der Armee war, hatten meine Kameraden den Kontakt nie abreißen lassen. Und das lag ganz bestimmt nicht nur daran, daß ich in einer Nach- Bild 2 Geduldig, mit päd¬ agogischem Finger- spitzengefühl, für diese Tätigkeit besonders qualifiziert: Hans- Jiirgen Herrmann, Unteroffizier der Re¬ serve - hier mit Peter Wohlrab, der größten Hoffnung der Witten¬ berger Fernschreib¬ mehrkämpfer Bild 3 Der Vorsitzende der GST-Grundorgani¬ sation Ernst Thäl¬ mann im VEB Gummi¬ werk Elbe Wittenberg, Oberfeldwebel der Re¬ serve Horst Storbeck 283 richtenwerkstatt der Luftstreitkräfte/Luftverteidigung Fernschreibmaschi¬ nen reparierte! Horst St orbeck und Siegmar Pusch warteten schon regelrecht auf mich, wollten mich zum Ausbilder für Fernschreibmehrkampf qualifi¬ zieren. » Diesen Lehrgang in Schönhagen, wo sich das Schulkombinat Ernst Schneller der GST befindet, hat Hans-Jürgen unterdessen längst besucht. Für ihn war es wirklich selbstverständlich, sich als gedienter Reservist wie¬ der einzutakten in die GST. «Es ist doch so, daß man während der Armee¬ zeit sehr viele politische Einsichten, praktische Erfahrungen vom Soldaten¬ alltag, umfangreiche Kenntnisse von der modernen Militärtechnik erhalten hat. Wer, wenn nicht die gedienten Reservisten, soll in der GST die Soldaten von morgen auf ihren Dienst in den bewaffneten Kräften vorbereiten, jungen Leuten helfen, sich auf ihren militärischen Beruf vorzubereiten?» Hans- Jürgen steht mit der Ansicht nicht allein, ln der GST-Grundorganisation Ernst Thälmann in Wittenberg ist der Anteil der gedienten Reservisten an dem Ausbilder- und Übungsleiterstamm ungewöhnlich hoch. Auch das spricht für Ansehen und Gewicht der GST-Arbeit in dem Betrieb. Erfolge langfristig planen «Die künftigen Wehrpflichtigen werden es den Reservisten in Euren Reihen, ihren Ausbildern und Übungsleitern sicher zu danken wissen, wenn sie ihnen frühzeitig ein wahrheitsgetreues Bild über das Leben und die Anforde¬ rungen in unserer Armee vermitteln, ihnen die Härten und Strapazen, aber auch die schönen Seiten des Soldatenlebens nicht verschweigen. Eure Arbeit, liebe Genossen, verlangt von Euch als Ausbilder und Funktionäre der GST großes Können, aber auch ebensoviel pädagogischen Takt, Feingefühl, einen kameradschaftlichen Ton und Achtung gegenüber jungen Menschen. Das sind unerläßliche Voraussetzungen, um unsere Jugend zu gewinnen, zu begeistern, anzuspornen und zu hohen Leistungen zu führen.» So formu¬ lierte Armeegeneral Heinz Hoffmann, Mitglied des Politbüros des Zentral¬ komitees der SED und Minister für Nationale Verteidigung der DDR, auf dem VI. Kongreß der GST den Anspruch an die Reservisten. Und sicherlich wird das bestärkt auf dem bevorstehenden VII. Kongreß der GST, der in diesem Jahr in Cottbus stattfinden wird. Natürlich gibt es einige Bedingungen, die die Grundorganisationen der GST selbst schaffen müssen, um für die Reservisten Anziehungspunkt zu sein, ihnen eine Heimstatt zu geben, in der sie sich wohl fühlen können, wo sie gefordert, gefördert werden, anerkannt sind. Die wichtigste Bedingung ist wohl eine gut gestaltete vormilitärische und wehrsportliche Ausbildung selbst, zu der auch Leistungsvergleiche, Besten¬ ermittlungen, Wettkämpfe, der Amateurfunkbetrieb unter demAusbildungs- rufZeichen, der planmäßige Erwerb von Berechtigungen und Genehmigungen gehören. Denn wo die nachrichtensportliche und vormilitärische Nach¬ richtenausbildung, der Übungs- und Wettkampf betrieb Spaß machen, dort- 284 hin zieht es die jungen Kameraden immer wieder zurück - vorausgesetzt, daß auch während des Dienstes in den bewaffneten Kräften die Verbindung zwischen GST-Grundorganisation und dem jungen Soldaten nicht abriß. Eine weitere Erfahrung der Wittenberger ist: Je länger die Verbindung mit der GST besteht (im besten Fall begann sie in einer Arbeitsgemeinschaft Junge Funker oder Junge Fuchsjäger ), je differenzierter die Anforderungen waren, je mehr die Persönlichkeit des Jugendlichen gefördert wurde, je größer die Erfolge waren (und sei es, daß ein junger Kamerad schon mit kleinen Aufgaben als «Assistent» des Ausbilders betraut wurde), um so sicherer ist das Interesse am Nachrichtensport, an einer Tätigkeit in der GST auch nach dem aktiven Wehrdienst. Richtig ansprechen Es wird wohl die Ausnahme bleiben, daß ein gerade aus dem aktiven Wehr¬ dienst in die Reserve versetzter junger Mann sofort und aus eigenem An¬ trieb in der GST eine ehrenamtliche Tätigkeit aufnimmt. Es ist verständlich, daß einem frischgebackenen Reservisten zunächst berufliche und persön¬ liche Probleme mehr unter den Nägeln brennen, bis er im Arbeitskollektiv wieder Fuß gefaßt hat. Aber die Atmosphäre dort entscheidet vieles. In den Kollektiven des VEB Gummiwerk Elbe stehen Fragen der Landesverteidigung regelmäßig auf der Tagesordnung - auch ohne eine große Versammlung. Das wird nicht zuletzt dadurch erleichtert, daß auf allen Leitungsebenen dem Zusammenhang von Ökonomie und Landesverteidigung die nötige Aufmerksamkeit gewidmet wird, daß zum Beispiel die GST-Grundorganisation einen guten Ruf im Be¬ trieb hat, weil in der Belegschaft bekannt ist und anerkannt wird, was die Kollegen in der GST leisten. Weil im Betrieb eine parteiliche, offene Atmosphäre zu allen Belangen der Landesverteidigung herrscht, weil jeder der Reservisten in den Kampf¬ gruppen der Arbeiterklasse, der Zivilverteidigung oder der GST engagiert ist, deshalb hat die GST-Grundorganisation keine Sorgen, eine ausreichende Anzahl und die Reservisten als Ausbilder oder Übungsleiter zu gewinnen. Die Mitglieder des Vorstandes der Grundorganisation der GST vereinen unter der Führung der Betriebsparteiorganisation der SED ihre Anstren¬ gungen mit der staatlichen Leitung, mit den Meistern, den jungen Reser¬ visten die Einsatz- und vielfältigen Qualifizierungsmöglichkeiten in der GST aufzuzeigen. In der vormilitärischen Nachrichtenausbildung können sie nach entsprechenden Lehrgangsbesuchen als Ausbilder für Tastfunk, Aus¬ bilder für Fernschreiben oder Kreisausbildungsleiter eingesetzt werden. Im Nachrichtensport bestehen Qualifizierungs- und Einsatzmöglichkeiten als Ausbilder im Amateurfunk und Funkmehrkampf, Fernschreibausbilder, Ausbilder im Funkpeilmehrkampf, Übungsleiter in diesen Disziplinen, Lei¬ ter von Arbeitsgemeinschaften Junge Funker und Junge Fuchsjäger, Leiter oder Mitglied von Reparaturkollektiven. 285 Die Wittenberger Fernschreibmehrkämpfer um Siegmar Pusch haben keine Sorgen, daß sie in ihren ehrenamtlichen Funktionen in der GST alt werden müssen, denn sie kümmern sich auch selbst um Ausbildernachwuchs. Der 17jährige Peter Wohlrah beispielsweise, die große Hoffnung, sagt schon heute: «Wenn ich meinen Armeedienst beendet habe, komme ich wieder her, ist doch klar.» Das ist für ihn ebenso selbstverständlich wie eine 3jährige Dienstzeit - natürlich am liebsten als Fernschreiber. ELEKTRONIK-SPLITTER Einfacher Temperaturmesser Für die gezeigte Schaltung eines Temperaturmessers wird ein Siliziumtransistor als Wärmefühler verwendet. Die Anzeigeschaltung ist eine Brückenschaltung mit 2 Germaniumtransistoren, bei der eine Basisspannung (T2) vom Wärmefühler¬ transistor beeinflußt wird. Damit man eine stabile Anzeige erreicht, ist die Be¬ triebsspannung mit einer Z-Diode zu stabilisieren. Außerdem sind die beiden Transistoren (T2/T3) mit einem gemeinsamen Kühlblock zu versehen. Für den Temperaturmeßbereich 0 bis 100°C sind nachfolgende Abgleicharbeiten vorzu¬ nehmen. Bei 0°C wird mit den Einstellreglern PI und P3 der Zeiger des Me߬ werks auf den Skalenwert 0 eingestellt. Mit dem Einstellregler P2 wird dann bei 100°C der Skalenendwert für den Meßwerkzeiger einreguliert. Der Transistor TI ist ein metallverkappter Siliziumtransistor, z.B. SF 126, SF 136. Für T2/T3 eignen sich die Germaniumtransistoren GC 121, GC 301. Die Z-Diode ZD hat eine Z-Spannung von etwa 6 V, z. B. der Typ SZX 21/6,2 ist geeignet. K.H.S. Literatur Wasilew, M.: Thermorelais und Thermometer mit Transistorfühler, Mlag Kon¬ struktor, Heft 10/1975, Seite 5/6 286 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR Nachdem Huggy auf den Bezirksmessen der Meister von morgen herum¬ geflattert war und auch einige Betriebsmessen besucht hatte, bereitete er sich zur Landung auf der XXIII.Zentralen Messe der Meister von morgen in Leipzig vor. Die jährliche Leistungsschau junger Arbeiter und Genossen¬ schaftsbauern, Studenten und Lehrlinge, Soldaten sowie junger Wissen¬ schaftler der Deutschen Demokratischen Republik, die 1980 in der Zeit vom 10. bis 21. November stattfand, zeigte die hervorragenden Ergebnisse, die die Jugend in der Parteitagsinitiative der FDJ erbracht hatten. Innerhalb der Bewegung Messe der Meister von morgen beteiligten sich 1980 2483913 FDJler und Pioniere. Auf den Kreismessen waren 10900 Ju¬ gendbrigaden vertreten. Die besten von ihnen konnten nun ihre Exponate auf der XXIII.Zentralen Messe der Meister von morgen zeigen und ihre Erfahrungen austauschen. Über 1900 Exponate waren das Ergebnis einer erfolgreichen Forscher- und Rationalisierungstätigkeit in Vorbereitung auf den X. Parteitag der Sozialistischen Einheitspartei Deutschlands. Die Ex¬ ponate ergeben einen hohen volkswirtschaftlichen Nutzen, indem 1249 Ar¬ beitskräfte, 1,1 Millionen Arbeitsstunden, 12632 Tonnen Material, 20021 t Brennstoff und 48610 Megawattstunden Elektroenergie eingespart werden. Von den über 1900 Exponaten werden bereits 1745 genutzt und 317 über¬ betrieblich nachgenutzt. Über 1175 Exponate haben ihre Grundlage in den Plänen Wissenschaft und Technik der Kombinate und Betriebe. Mit diesen Leistungen trugen die jungen Werktätigen gleichzeitig dazu bei, den Plan 1980 zu erfüllen und 2 zusätzliche Tagesproduktionen zu sichern. Die Nationale Volksarmee und die Grenztruppen der DDR wurden durch 254 junge Neuerer und Rationalisatoren auf der XXIII. Zentralen Messe der Meister von morgen vertreten, die 63 Exponate ausstellten. Davon waren 8 Ausstellungsstücke gemeinsam mit Rationalisatoren und Erfindern der Gruppe der sowjetischen Streitkräfte in Deutschland entstanden. 45 Neue¬ rungen hatten ihre Grundlage in Planauflagen, und 30% der Exponate fan¬ den bereits ihren Niederschlag in der Gefechtsausbildung. Diese gute Bilanz ist darauf zurückzuführen, daß im Ausbildungsjahr 1979/80 mehr als 24000 Armeeangehörige und Zivil beschäftigte an der Neuererbewegung teilnahmen und von ihnen 16000 Neuerungen eingereicht wurden. Davon konnten bereits über 90% truppenwirksam werden. 287 Damit haben die Angehörigen der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR sowie die Zivilbeschäftigten einen Teil ihrer Ver¬ pflichtungen im Rahmen des sozialistischen Wettbewerbs KAMPFPOSI¬ TION X. PARTEITAG Für hohe Gefechtsbereitschaft! Alles zum Wohle des Volkes! erfüllt. In seiner Ansprache auf der Auszeichnungsveranstaltung anläßlich der XXIII. Zentralen Messe der Meister von morgen in Leipzig am 14.11.1980 sagte der Stellvertreter des Ministers für Nationale Verteidigung, General¬ oberst Fleißner: «Auch an der Neuererbewegung wird sichtbar: Je gründ¬ licher, je umfassender die Massen die Politik unserer Partei verstehen, um so größer ist auch ihre Bereitschaft, deren Beschlüsse zu realisieren. Der Kampf um einen hohen militärischen Nutzen der Neuerungen ist harte ideo¬ logische Arbeit, ist Teil unserer Parteiarbeit. Wichtigstes Kriterium für diesen militärischen Nutzen ist, daß eine Neuerung beachtlich die Gefechts¬ bereitschaft steigern hilft und schnell auf die Truppe übertragen werden kann.» Generaloberst Fleißner stellte für das Ausbildungsjahr 1980/81 drei Schwerpunktaufgaben, die im Rahmen des sozialistischen Wettbewerbs auch innerhalb der Neuerer- und Rationalisatorenbewegung zu erfüllen sind: Erstens gilt es, den militärischen Nutzen des sozialistischen Wettbewerbs zu erhöhen. Zweitens ist die erzieherische Wirksamkeit aller Wettbewerbsanstrengun¬ gen in dem Sinne zu steigern, daß der Kommunismus dort beginnt, wo sich einfache Menschen in selbstloser Weise Sorgen machen um die Erhöhung der Arbeitsproduktivität, um das Ganze, um Dinge, die der gesamten Ge¬ sellschaft zugute kommen. Drittens ist es wichtig, daß der sozialistische Wettbewerb in den Kampf¬ und Arbeitskollektiven lebendig ist. So, wie viele junge Werktätige bis zum X. Parteitag der Sozialistischen Einheitspartei Deutschlands eine weitere zusätzliche Tagesproduktion er¬ brachten, rangen auch die Angehörigen der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR sowie die Zivilbeschäftigten um die Erhöhung der Gefechtsbereitschaft zum Wohle unseres Volkes. Für die Leser des Elektronischen Jahrbuches , die nicht die XXIII. Zentrale Messe der Meister von morgen besuchen konnten, stellt Fluggy nun wieder eine kleine Auswahl von Exponaten vor. Nachstehend zunächst die An¬ schriften der Dienststellen, die Nachnutzern von Neuerervorschlägen wei¬ tere Auskünfte erteilen. Dabei ist zu beachten, daß Dienststelle und ent¬ sprechende Registriernummer des Neuerervorschlags übereinstimmen. Nationale Volksarmee 7022 Leipzig Postfach 13 315/H Registriernummern 10000 bis 19999 und 73900 bis 74899 288 Nationale Volksarmee 2040 Neubrandenburg Postfach 15515/W Registriernummern 20000 bis 29999 Nationale Volksarmee 1260 Strausberg Postfach 14415/C Registriernummern 30000 bis 39999 Nationale Volksarmee 2500 Rostock Postfach 18815/B Registriernummern 40000 bis 49999 Grenztruppen der DDR 1600 Königs Wusterhausen Postfach 16614 Registriernummern 50000 bis 69999 Nationale Volksarmee 1501 Wildpark-West 21 Potsdam Postfach 11115 Registriernummern 70000 bis 70999 und 75000 bis 76999 Hauptverwaltung Zivilverteidigung Bereich BVS 1080 Berlin Mauerstraße 18-20 Postfach 192 Registriernummern 90000 bis 90025 Nationale Volksarmee 1260 Strausberg Postfach 98421 alle übrigen Registriernummern Ausgewählte Exponate 1. Elektroakustische Anlage - K/L (Bild 1, Reg.-Nr.: 8001/80) Neuererkollektiv: Hauptmann Perrin, Eberhard Die Anlage schafft die Möglichkeit, 4 Rundfunkprogramme der DDR und 1 Eigenprogramm wahlweise in jedem Unterkunfts- und Dienst¬ zimmer zu empfangen. Neben einer durch die Industrie gefertigten zentralen Steuereinheit für den Anschluß von 65 Teilnehmern wurden als Neuererleistung zur 19 Schubert, Eljabu 82 289 Bild 1 Elektro akustische An¬ lage - K/L Bild 2 Z Und spul en prüf gerät Wiedergabe der gesendeten Programme handelsübliche Lautsprecher so modifiziert, daß eine Auswahl der Programme sowie eine Umschaltung auf Pfiichtempfang möglich ist. 2. Zündspulenprüfgerät (Bild 2, Reg.-Nr.: 17901/80) Neuererkollektiv: Fähnrich Krause, Wolfgang Mit diesem Gerät lassen sich Zündspannung, Zündenergie, Spannungs¬ überschläge in der Sekundärwicklung und Kurzschlüsse innerhalb des Primär- und Sekundärstromkreises von 6- und 12-V-Zündspulen bei einer Temperatur bis 70 C feststellen. Die Prüfergebnisse werden als einsatzbereit oder nichteinsatzbereit dar¬ gestellt. Der Nutzen dieses Geräts besteht darin, daß sich die Instandsetzungszeit senken läßt. 3. Funkstörsimulator (Bild 3, Reg.-Nr.: 54642/79) Neuererkollektiv: Leutnant Fett, Bernd Die Neuerung wird für die Ausbildung der Funker unter Bedingungen, die den realen Möglichkeiten nahekommen, eingesetzt. Das Gerät erzeugt 4 unterschiedliche Arten von Störungen. Das Signal- pegel-/Störpegel-Verhältnis kann entsprechend der Notwendigkeit ein¬ gestellt werden. Die Ausgangsleistung des NF-Verstärkers für Kopf¬ hörer beträgt 2 W und für Lautsprecher 5 W/4 L2. Bild 3 Funkstörsimulator 291 Bild 6 Universeller HF- Leisiungsmesser 4. Trainingsgerät für Vermittlungspersonal P-240 (Bild 4, Reg.-Nr.: 23708/80) Neuererkollektiv: Leutnant Dasclikeit, Rainer Mit dem Gerät ist es möglich, den Fernsprechbetriebsdienst unter den Bedingungen der mittleren und höchsten Belastung während der Aus¬ bildung an der Vermittlung P-194 zu simulieren. Die Hauptbaugruppen sind der Rufgenerator, der Mikrofonverstärker und die 40 Tasten zum Wählen unterschiedlicher Vermittlungswege. Die Vermittlung kann direkt oder auch über die Ausgänge am P-299 bzw. P-240/41 angeschlossen werden. Betrieb ohne Netzspannung ist möglich und das Nutzen unter feld¬ mäßigen Bedingungen gewährleistet. Das Gerät läßt sich in jeder Nach¬ richtenwerkstatt aufbauen. 5. Prüfgerät für WL- und GWN-Anlagen (Bild 5, Reg.-Nr.: 25 306/79) Neuererkollektiv: Stabsfeldwebel Schönfeld, Heiko Bei unkomplizierter Bedienung, geringem Gewicht und kleinen Aus¬ maßen können mit dem Gerät Wechselsprech- und Fernsprechverbindun¬ gen ZB/OB geprüft werden. In Verbindung mit einer zusätzlichen Induktivität ist es möglich, Lei¬ tungen zu orten. Das Gerät ist netzunabhängig und als Taschengerät ausgebildet. Mit ihm können Verbindungen an jedem Ort ohne technischen Aufwand in kür¬ zester Zeit geprüft werden. 6. Universeller HF-Leistungsmesser (Bild 6, Reg.-Nr.: 25705/80) Neuererkollektiv: Fähnrich Bliiml, Hans-Joachim Mit diesem Gerät kann die Sendeleistung im Frequenzbereich von 293 !,5 MHz < f < 52 MHz geprüft werden. Es stellt eine Ergänzung zum Meß- und Prüfsatz IK-2 dar. Es erlaubt, die HF-Leistung an einem Abschlußwiderstand im Bereich von 50 O < Rp < 75 Q zu bestimmen. Durch die freie Wahl des Abschlußwiderstands wird der Einsatz des Ge¬ räts an den unterschiedlichen Funkgeräten gewährleistet. Die Leistung wird gemessen, indem man die HF-Spannung mit dem Diodenvoltmeter bestimmt. 7. Prüfgerät für UFT422 (Bild 7, Reg.-Nr. 68027/75) Neuererkollektiv: Fähnrich Lcieven, H.-Jürgen Dieses Gerät ist ein Instandsetzungshilfsmittel, mit dem UFT-Geräte einzeln in allen Kanälen geprüft werden können. Die Quarze der Geräte lassen sich über eine spezielle Buchse auf Schwing¬ fähigkeit testen. Durch einen eingebauten und geeichten Indikator ist es möglich, eine genaue Aussage über die abgestrahlte Leistung der geprüften Geräte zu erhalten. Aleksander Lwowitsch Minz - ein Pionier der sowjetischen Funktechnik (II) Der Sender WZSPS Unserem Kollektiv wurde großes Glück zuteil. Wir erhielten den Auftrag, die größte Rundfunkstation der Welt zu bauen. Anfangs war vorgesehen, daß dieser Rundfunksender von der deutschen Firma Telefimken gebaut wird. Das war Ende 1927. Die Firma Telefunken führte Vorgespräche und gab die Zusage für den Bau des Senders. Seine Leistung sollte nicht mehr als 50 kW betragen. Dafür verlangte die Firma einige Millionen Goldmark und veranschlagte eine Bauzeit von 2,5 bis 3 Jahren. Dagegen wandte sich ganz entschieden Sergej Ordshonikidse. Er war über¬ zeugt, daß in der Sowjetunion Menschen gefunden werden, die in der Lage sind, keinen schlechteren Sender zu bauen. Zur gleichen Zeit faßte das Zentralkomitee der Partei den Beschluß, die gesamte Arbeitsgruppe, die am Sokolniki-Sender gearbeitet hatte, aus Moskau nach Leningrad zu schicken, um dort die erste im Lande spezialisierte Organisation für den Rundfunk¬ bau - das Büro für leistungsstarke Sender bei der Vereinigung der Schwach¬ stromfabriken - zu bilden. Den Vorschlag Ordshonikidses unterstützte Sergej Mironowitsch Kirow, der ebenfalls meinte, daß man in Leningrad das gleiche erreichen könne wie die Deutschen in Berlin. Dank der Unterstützung durch Ordshonikidse und Kirow erhielten wir den entsprechenden lang erwarteten Auftrag für den Bau des Senders. Wer nahm an dieser Arbeit teil? In erster Linie möchte ich meinen Stell¬ vertreter, Porfiri Porfirjewitsch Iwanow, und die Ingenieure WitaH Demitri- jewitsch Seleiwochin, Michail Iwanowitsch Schbykin, Nikolai Iwanowitsch Oganow, Michail Iwanowitsch Bassalajew und Aleksander Wladimirowitsch Parfanowitsch nennen. Die Gruppe reiste nach Leningrad und nahm am 2. Februar 1928 ihreArbeit auf. Wir arbeiteten nicht nur viel, sondern auch nach einem anderen Stil, als er in den Vereinigte Schwachstromwerke üblich war. Wir vertraten die Auffassung, daß bei einem großen Mitarbeiterstab viel Zeit für Beratungen und Abstimmungen erforderlich sei. 7 Mitarbeiter dagegen könnten die Ausarbeitung des technischen Projekts bewältigen und benötigen dafür auch weniger Zeit. Das bewies sich sehr schnell in der Praxis. In 2,5 Mona¬ ten war die Arbeit geschafft, für die gewöhnlich 1,5 bis 2 Jahre benötigt wurden. 295 Nachdem das Projekt für den Sender vorlag, gingen die Entwickler un¬ mittelbar auf den Bau als Keifer. Früher wurde die Arbeit den Montage- und Bauspezialisten übergeben. Schon nach kurzer Zeit wurde unser Büro in eine Zweigstelle des Rund¬ funklaboratoriums für Sendeeinrichtungen umbenannt, das dann bis 1935 bestand. Unsere Zweigstelle hatte die Aufgabe, die Entwicklung und den Bau aller leistungsstarken Sender der Sowjetunion zu projektieren, zu kon¬ struieren und zu bauen. Am Vorabend unserer Abreise nach Moskau gab es ein Abschiedsessen. Ich schenkte jedem, der abreiste, einen kleinen Taschenspiegel. Auf der Rückseite hatte er folgende Inschrift: «Wenn Du in schweren Zeiten Dich fragst, welcher Dummkopf das projektiert hat, was Du jetzt bauen sollst, so dreh diesen Spiegel um und schaue hinein.» Die Rundfunkstation WZSPS , die wir bauten, hatte nicht eine Leistung von 50 kW, wie es die Firma Telefunken vorgeschlagen hatte, sondern eine von 100 kW. Und an Stelle der 2,5 bis 3 Jahre Bauzeit benötigten wir nur 17,5 Monate. Wir hatten für diesen Sender eine originelle Schaltung ent¬ wickelt. Erstmalig wandten wir die Quarzstabilisierung für die Frequenz an. Diese Rundfunkstation zeichnete sich auch durch eine hohe Wiedergabe¬ qualität aus. In unzähligen Briefen aus dem In- und Ausland wurde uns das von den Hörern bestätigt. Das war der Beginn einer neuen Etappe beim Aufbau des Rundfunks. Die Sowjetunion nahm damals sehr schnell den ersten Platz in der Welt hinsicht¬ lich der Gesamtleistung aller Rundfunkstationen ein und hatte auch die leistungsstärksten Sender in ihrem Land. Nach der Rundfunkstation WZSPS wurden noch 4 - jede mit 100 kW Sendeleistung - gebaut. Man muß bemerken, daß zu dieserZeit die leistungs¬ stärksten Sender der USA insgesamt eine Leistung von 50 kW hatten.'Erst 1934 bauten die USA die erste 500-kW-Rundfunkstation in Cinncinnati. Wir hatten aber bereits am l.Mai 1933 eine solche Station fertiggestellt und ihr den Namen Komintern gegeben. Im Namen der Komintern Immer größere Teile des Landes sollten durch den Rundfunk erfaßt werdet!. Daher wurde Anfang der 30er Jahre beschlossen, eine Rundfunkstation mit einer Sendeleistung von 500 kW zu bauen. Wenn man sich die Karte des europäischen und des asiatischen Teils der Sowjetunion betrachtete, so fiel auf, daß sie zusammen eine Figur bildeten, die einem Oval ähnlich war. Das bedeutete, bei der Projektierung einer Rundfunkstation die Energie der elektromagnetischen Wellen so zu ver¬ teilen, daß sich der größere Teil nach dem Westen und dem Osten aus¬ breitete und der kleinere Teil nach dem Norden und dem Süden abgestrahlt wurde. Um uns zu überzeugen, daß das überhaupt möglich sei, führten wir nicht nur Berechnungen durch, sondern bauten auch ein Modell der Antenne 296 im Maßstab 1 : 8 und erprobten sie am östlichen Ufer des Finnischen Meer¬ busens. Unsere Mitarbeiter verluden ihre Empfangsgeräte auf ein Boot, fuhren damit auf dem Finnischen Meerbusen herum und nahmen das Richt¬ diagramm der Antenne auf. Das Richtdiagramm erwies sich tatsächlich als oval und hatte genau die Form, die wir anstrebten. Nachdem die Rundfunk¬ station aufgebaut war, umflogen wir sie mit einem Luftschiff in einer Ent¬ fernung von 120 km und nahmen nochmals das Richtdiagramm der Antenne auf. Das Richtdiagramm wies auch dabei die ideale Form eines Ovals auf. Die von uns entwickelte Antenne zeichnete sich auch noch durch eine weitere Eigenschaft aus. Die Antenne hatte einen sehr hohen Strahlungs¬ widerstand, d.h., die Strahlungsleistung floß nicht in die Erde ab oder ging in den Kabeln verloren, sondern sie wurde in den Raum abgestrahlt. Und die Hauptsache, es gelang uns, die hohe Strahlungsleistung mit bescheidenen Elektronenröhren zu erzielen. Unsere leistungsstarken Senderöhren hatten eine Leistung in der Größen¬ ordnung von 100 kW, aber wir mußten 500 kW erreichen. Deshalb wurde vorgeschlagen, und ich glaube, das war eine der besten Arbeiten in meinem Leben, ein System zu schaffen, später nannte man es Blocksystem. Dieses System gestattet es, die Leistung von 6 100-kW-Sendern zu addieren. Etwas mehr als 50 kW gingen zwar in den verschiedenen Kabeln verloren, aber über 500 kW wurden der Antenne zugeführt. Der Aufbau der Rundfunk¬ station wurde, wie bereits erwähnt, zum l.Mai 1933 beendet, und wir nannten sie Komintern. Im Zusammenhang mit diesem Ereignis erinnere ich mich an eine lustige Diskussion auf den Seiten der Zeitschrift Radio front. Einer der hervorragend¬ sten sowjetischen Funkspezialisten, das Korrespondierende Mitglied der Akademie der Wissenschaften der UdSSR, Michail Aleksandrowitxch Bontsch- Brnjewitsch, bemerkte einmal, daß unser Land sehr groß sei und man des¬ halb die Leistung der zentralen Rundfunkstation bedeutend steigern müsse. Er nannte damals eine Leistung von 500 bis 1000 kW. Das verschlug mir den Atem, und ich antwortete ihm auf den Seiten derselben Zeitschrift etwa in der Weise: «Selbstverständlich, zu schreiben, man benötigt 1000 kW, ist leicht, aber wie soll man sie erzeugen? Wie soll man sie in die Antenne be¬ kommen? Was muß getan werden, damit diese Energie nicht zu Entladungen führt, d.h. die Zuleitungen aufleuchten uud Energie verlorengeht? Bevor diese Aufgaben nicht gelöst sind, ist es sinnlos, solche Probleme zu stellen.» Später, als die 500-kW-Rundfunkstation aufgebaut war, lachte mich Bontsch-Brujewitsch aus: «Sehen Sie, Sie haben gestritten und haben es selbst vollbracht.» Ich gab zu, daß ich damals etwas voreilig mit meiner Ansicht war. Die größte in der Welt 1941, in den ersten Tagen des Krieges, wurde der Beschluß gefaßt, den Sendebetrieb der Moskauer Rundfunksender einzustellen, um dem Gegner 297 keine Möglichkeit zu geben, sie als Navigationshilfen für seine Flugzeuge zu benutzen. Wir brauchten deshalb einen Sender im tiefen Hinterland, der die Sendungen des Moskauer Rundfunks über Drahtleitungen zugeführt bekam. Der Standort des neuen Senders war an der Wolga. Die Leistung dieser Rundfunkstation mußte wesentlich größer sein als die des Komintern¬ senders, d.h. etwa 1200 kW. Das war damals eine phantastische Leistung für einen Rundfunksender. Mit der Verlegung des Senders nach dem Osten mußten die Rundfunk¬ hörer im europäischen Teil der Sowjetunion weiterversorgt und gleichzeitig die Empfangsbedingungen in Sibirien verbessert werden. Dieser neue Sen¬ der unterschied sich grundsätzlich von dem Sender Komintern. Für ihn wurde ebenfalls das Blocksystem angewendet, aber in verbesserter Form, so daß es einen um den Faktor 1,5 höheren Wirkungsgrad aufwies. Anfang Juli 1941 mußte ich auf die Baustelle des neuen Senders fahren. Dort herrschten ungewöhnliche Bedingungen. Ein Bauprojekt für die neue Station gab es nicht. Ein großer Teil der Geräte und Einrichtungen wurde beim Transport aus Leningrad vernichtet. Die Schuten mit den Geräten an Bord wurden auf dem Ladogasee bei Bombenangriffen versenkt. Aber zum Glück blieben die Elektronenröhren erhalten. Ihre Herstellung am neuen Standort des Senders wäre äußerst schwer zu organisieren gewesen. Vor uns stand vor allem die Aufgabe, die Arbeit so zu organisieren, daß die Rund¬ funkstation schneller errichtet werden konnte. Zusammen mit meinem Stellvertreter Por/ir Porfirjewitsch Iwanow erarbeiteten wir in 5 bis 6 Tagen eine Konzeption für den künftigen Sender. Und dann begannen die Projek¬ tanten, die zeitweilig in der Dorfschule untergebracht waren, entsprechend dem Ablauf der Bau- und Montagearbeiten die Zeichnungen der einzelnen Gebäude und der Einrichtungen anzufertigen. Als wir die allgemeinen Konturen der neuen Rundfunkstation bestimmt hatten, begannen die Bagger mit ihrer Arbeit. Sie arbeiteten Tag und Nacht. Dann mußte das Eisenbetonfundament gegossen werden, auf dem das Rundfunkgebäude errichtet werden sollte. Die Zeichnungen dafür wurden kurzfristig angefertigt, und wir begannen noch vor den starken Frösten im Winter 1941/42 mit dem Betonieren. Die Temperaturen sanken damals bis — 46 C. Der Frost war von starkem Wind begleitet. Den Arbeitern erstarr¬ ten die Hände, und der Frost vereiste ihre Gesichter. Wir waren gezwungen, aus Decken warme Handschuhe und Gesichtsmasken herzustellen. Parallel dazu ging die Projektierung der gesamten Station weiter. Beson¬ ders schwer war es, daß wir nicht ein Werk zur Verfügung hatten, das Er¬ fahrungen im Bau der notwendigen Funktechnik hatte. Zum Beispiel war eins der komplizierten Details, den für einen leistungsfähigen Sender er¬ forderlichen Hochfrequenzkondensator herzustellen. Gewöhnlich verwendet man als Dielektrikum Glimmer. Aber wir hatten es nicht. Wir entschlossen uns deshalb, Kondensatoren zu bauen, in denen als Dielektrikum Stickstoff unter einem Druck von 15 at verwendet wurde. Diese Kondensatoren baute eine Vergaserfabrik, die, wie der Name schon sagt, bis dahin noch niemals Kondensatoren gebaut hatte. 298 Ungeachtet der Schwierigkeiten bereiteten wir zum 17. November die fertige Rundfunkstation zur Übergabe vor. Und da passierte das Unvorher¬ gesehene. Zusammen mit der Kommission berieten wir die Reihenfolge der Abnahme der Station. Unerwartet wurde das Gebiet, in dem der Sender lag, von dichtem Nebel eingehüllt. Ein Flugzeug verfing sich in 100 m Höhe in einem der 200-m-Masten. Es sollten insgesamt 8 Antennenmasten sein, darunter 4 mit einer Höhe von 200 m und 4 mit 150 m Höhe. Die Kommis¬ sion stellte fest, daß die Station unvollständig zur Abnahme vorbereitet sei. Und in der Tat, durch die Katastrophe fehlteein Mast. Der Sender konnte zwar betrieben werden, und er arbeitete auch, aber die Unvollständigkeit blieb. Die Organisation des Aufbaus eines neuen selbsttragenden Metallmastes war nicht leicht. Die Werke, die in den ersten Monaten des Krieges noch Mastelemente produzierten, waren auf den Panzerbau umgestellt worden. Sie von der Panzerproduktion für die Front zu befreien war nicht möglich. So begannen wir sorgfältig, unsere eigenen Reserven zu mobilisieren. Aus Rohren für Bohrtürme bauten wir an Ort und Stelle einen neuen 200 m hohen Mast. Unsere 1200-kW-Rundfunkstation nahm faktisch 1 Jahr nach Bau¬ beginn ihren Betrieb auf, allerdings nicht mit der vollen Leistung. Voll¬ ständig fertig war sie im August 1943. 2 Jahre und 2 Monate - ein solches Bautempo kannte keine Rundfunkstation dieser Leistungsgröße der Erde. Der Sender erhielt eine hohe Einschätzung seitens desStaiitlichen Komitees für Verteidigung. Die Teilnehmer am Bau wurden mit Orden und Medaillen geehrt. Ich persönlich erhielt eine staatliche Auszeichnung. Sechs Mitarbeiter aus der Industrie erhielten sie ebenso wie die Erbauer der Sendemasten. Ich erinnere mich immer mit innerer Erregung an den Enthusiasmus, der damals in unserem Kollektiv herrschte. Die Seele aller Bauten in dem Ge¬ biet waren A. P.Lepilow , B. R.Netschajewski und W. W. Wulkow. Sie haben uns viel geholfen. Mein Stellvertreter für den Bauabschnitt, Nikolai Law- rowitsch Kolesnikow, war ein mutiger Ingenieur, der die Betonierungs¬ arbeiten unter schwierigsten klimatischen Bedingungen meisterte. Der Bau ging auch bei strengsten Frösten voran. Die Betonsäulen, davon waren 144 im Hauptgebäude, die Zwischendecken und die Außenwände wurden während der Fertigung elektrisch beheizt. Als die Staatliche Kommission die Säulen abnahm, entbrannte ein Streit darüber, ob nicht die Bauvorschriften und Normen verletzt worden seien. Zu der Zeit galt, daß bei Frost Beto¬ nierungsarbeiten in Wärmezelten durchgeführt werden müssen, oder man wartete auf besseres Wetter. Wir aber fieberten dem Ende des Baus entgegen. Die Errichtung dieser leistungsstarken Rundfunkstation war das Ergebnis der heldenhaften Arbeit von 6000 Menschen, d.h. eines gewaltigen Kollek¬ tivs. Die Organisation der Arbeit, die parallele Projektierung und der Bau, die Produktion der Anlagen in Werken, die dafür nicht eingerichtet waren, all das forderte von uns große Anspannung. Aber es tobte der Große Vater¬ ländische Krieg, und jeder von uns wollte für den Sieg alles tun, was in seinen Kräften stand. 299 Tabellenanhang Heißleiter (NTC-Thermistor) TNA-Typenreihen (Anlaßlieißleiter) 100-m A-T y penreihe: Betriebsstrom 100 mA maximale Betriebstemperatur 250°C Toleranz für Spannungsabfall und Energiekonstante ±10%, ±20% Typ Spannungs¬ Kalt¬ Energie- P m ax Erholzeit, Dissi¬ abfall bei wider¬ konstante bezogen pations¬ 100 mA stand R 20 auf 100 mA konstante in V in kQ in K in W in min in mW/K TNA 10/100 10 2,0 ± 1,0 3600 4,2 4 13 TNA 12/100 12 3,0 ± 1,5 3900 4,2 4 13 TNA 15/100 15 4,0 ± 1,5 4100 4,2 4 13 300-mA-Typenreihe: Betriebsstrom maximale Betriebstemperatur Toleranz für Spannungsabfall und Energiekonstante 300 mA 250 °C ± io%. ±20% Typ Spannungs¬ Kalt¬ Energie - Rtnax Erholzeit, Dissi¬ abfall bei wider¬ konstante bezogen pations¬ 300 mA stand R 20 auf konstante 300 mA in V in kQ in K in W in min in mW/K TNA 10/300 10 2,0 ± 1,0 4200 7,3 6 20 TNA 12/300 12 3,0 ± 1,5 4500 7,3 6 20 TNA 15/300 15 4,0 ± 1,5 4700 7,3 6 20 TNA 18/300 18 5,0 + 1,5 4300 10,4 8 38 300 Farbkennzeichnung TNF- G Farbkennzeichnung TNK-Typenreihen (Kompensationsheißleiter) TN K -10-Typenreihe: maximale Betriebstemperatur maximale Belastbarkeit in Luft Toleranz für R 20 und Energiekonstante b Grenzleistung ohne Eigenerwärmung Erholzeit, bezogen auf 120°C Dissipationskonstante 120°C 0,7 W ' ±10%, ±20% » l mW (120 ± 60) s lOmW/K Typ K 20 in L2 b in K Typ ^20 in Q b in K TNK 1,2-10 1,2 1680 TNK 39-10 39 3100 TNK 1,5-10 1,5 1750 TNK 47-10 47 3100 TNK 1,8-10 1,8 1950 TNK 56-10 56 3300 TNK 2,2-10 2,2 2130 TNK 68-10 68 3300 TNK 2,7-10 2,7 2270 TNK 82-10 82 3400 TNK 3,3-10 3,3 2330 TWK 100-10 100 3400 TNK 3,9-10 3,9 2370 TNK 120-10 120 3400 TNK 4,7-10 4,7 2420 TNK 150-10 150 3600 TNK 5,6-10 5,6 2470 TNK 180-10 180 3600 TNK 6,8-10 6,8 2540 TNK 220-10 220 3600 TNK 8,2-10 8,2 2620 TNK 270-10 270 3800 TNK 10 -10 10 2700 TNK 330-10 330 3800 TNK 12 -10 12 2800 TNK 390-10 390 3800 TNK 15 -10 15 3000 TNK 470-10 470 3800 TNK 18 -10 18 3200 TNK 560-10 560 4000 TNK 22 -10 22 3100 TNK 680-10 680 4000 TNK 27 -10 27 3100 TNK 820-10 820 4000 TNK 33 -10 33 3100 TNK 1000-10 1000 4000 TNK-4-Typenreihe: maximale Betriebstemperatur maximale Belastbarkeit in Luft Toleranz für R 2 o und Energiekonstante b Grenzleistung ohne Eigenerwärmung Erholzeit, bezogen auf 120°C Dissipationskonstante 120°C 0,6 W ± 10 %, ± 20 % » 1 mW (30 ± 10) s 7 mW/K Für Kaltwiderstände zwischen 10 Q und 10 kfl erfolgt die Stufung dieser Typen¬ reihe nach der Reihe E6. 302 TNK-B-Typenreihe: maximale Betriebstemperatur 80°C maximale Belastbarkeit, eingebaut in Chassis 1 W Toleranz für R 20 und Energiekonstante b ± 10%, ±20% Grenzleistung ohne Eigenerwärmung ä 1 mW Erholzeit, bezogen auf 80 °C (40 ± 20) s Dissipationskonstante 15 mW/K Für Kaltwiderstände zwischen 1012 und 10 k!2 erfolgt die Stufung dieser Typen¬ reihe nach der Reihe EG. i TNM-Typenreihe (Meßheißleiter) maximale Betriebstemperatur je nach Ausführung maximale Belastbarkeit in Luft je nach Ausführung Toleranz für R 2 o und Energiekonstante b Grenzleistung ohne Eigenerwärmung Erholzeit, bezogen auf 150°C Dissipationskonstante Für Kaltwiderstände zwischen 47 12 und 150kl2 Typenreihe nach der Reihe E12. (120 bis 500) °C (1 bis 2) W ± 10 %, ± 20 % « 0,5 mW (30 ± 10) s X 5 mW/K erfolgt die Stufung dieser T'NS-Typenreihen (Spezialheißleiter) TNS-Typenreihe (Mikroheißleiter, normal): maximale Betriebstemperatur maximale Belastbarkeit Toleranz für R 20 Toleranz für Energiekonstante b Grenzleistung ohne Eigenerwärmung Dissipationskonstante Für Kaltwiderstände zwischen 680 12 und 680 k!2 erfolgt die Stufung dieser Typenreihe nach der Reihe E6. 200 °C 60 mW ± 10 %, ± 20 % ±5%, ±10%, ±20% 0,01 mW « 0,3 mW/K TNS-A-Typenreihe (Mikroheißleiter, Verglast) Werte und Stufung entsprechen der TNS-Typenreihe. TNF-Typenreihen (Heißleiter in Fühler form) TNF-G-Typenreihe (Glasfühler): maximale Betriebstemperatur maximale Belastbarkeit Toleranz für R 20 und Energiekonstante b Grenzleistung ohne Eigenerwärmung Erholzeit, bezogen auf 150°C in Luft in Öl 200 °C 60 mW ± 10 %, ± 20 % 0,01 mW 60 s 5 s Dissipationskonstante *0,4 raW/K Für Kaltwiderstände zwischen 680 Q und 680 kQ erfolgt die Stufung dieser Typenreihe nach der Reihe E6. 303 TNF-M-Typenreihe (Metallfühler): Werte und Stufung entsprechen der TNF-G-Typenreihe, abweichend Erholzeit, bezogen auf 150°C m Luft 45 s in Öl 5 s Hersteller: Kombinat VEB Keramische Werke Hermsdorf Kaltleiter (PTC-Widerstand) TP-10-Typenreihe: maximale Betriebsspannung bei etwa 25 °C Umgebungstemperatur Toleranz für R 20 Dissipationskonstante 50 V ±50% « 10 mW/K Typ ^20 in Q Anstiegs- f eldcr in fA Sprung¬ temperatur t s in °C maximale Temperatur t M in °C Kenn¬ farbe TP 30/50-10 30 1000 50 130 gelb TP 30/90-10 30 1000 90 170 orange TP 30/120-10 30 1000 120 190 rot TPM-Typenreihe (Fühlerform): Durchschlagspannung > 2,3 kV Toleranz für R 20 ±50% Zeitkonstante (5...9)s Typ ^20 in £2 Schaltgrenztemperatur in °C R max = 500 ü. R min = 900 ü TMP 90 60 80 90 TMP 100 60 90 100 TMP 110 60 105 110 TMP 115 60 1 10 115 TMP 120 60 115 120 TMP 130 60 120 130 TMP 170 60 160 170 Hersteller: Kombinat VEB Keramische Werke Hermsdorf 304 Grundschaltungen inte 6°~ 7 °~ elektronisches Potentio¬ meter mit nachfolgendem Operationsverstärker links AZ73D einstellbarer Verstärker links Ansteu¬ erschal¬ tung Php siologie- teil I Ansteu- erschak tungLaut- stärke Balance [ elektronisches Potentio¬ meter mit nachfolgendem Opera tions Verstärker zur Tiefenstellung rechts 1 - elektronisches Potentio meter mit nachfolgendem 0gerat io ns Verstärker zur Höhenstellung rechts -°1 -°2 -°16 -01 2 ~°13 15 -°n grierter Schaltkreise Preisrätsel 1982 - o % ? 3 3 Si J -6 g> ■6 - c ö -5 £ o c S -fi 0) H- « "9 C — c £ 0) 0) ® . -O T ® o *- 5-6 “ J = l