Herausgeber: Obering. Karl-Heinz Schubert Y 21 XE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1981 Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik 1. 60. Tausend © Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB) - Berlin, 1980 Cheflektorat Militärliteratur Lizenz-Nr. 5 • LSV 3535 Lektor: Wolfgang Stammler Illustrationen: Harri Förster, Hans-Joachim Purwin Zeichnungen: Heinz Grothmann Fotos: Archive der Verfasser, Werkfotos, Militärbilddienst Typografie: Ingeburg Zoschke • Hersteller: Hannelore Lorenz Vorauskorrektor: Ingeborg Kern • Korrektor: EvaPlake Printed in the German Democratic Republic Gesamtherstellung: Offizin Andersen Nexö, Graphischer Großbetrieb, Leipzig III/18/38 Redaktionsschluß: 15. März 1980 Bestellnummer: 746 172 8 DDR 7,80 M Inhaltsverzeichnis Zum 1. März Generalmajor Walter Paduch 25 Jahre Nationale Volksarmee - 25 Jahre zuverlässiger Schutz des Friedens und des Sozialismus . 11 Hauptmann Klaus König Erlebt an der Militärtechnischen Schule Erich Habersaatli Meister fallen nicht vom Himmel . 15 KOVO - Elektronik-Handelspartner der DDR . 22 Mikroelektronik bestimmt den technischen Fortschritt. 29 Fritz Erpenbeck Als SA-Mann Hans Weber am Mikrofon . 43 Wissenswertes über moderne Technik Dipl.-Ing. Horst Schmied Das Telefon und die Elektronik . 50 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Digitalverfahren bei Bild- und Tonsignalen. 61 Ing. Klaus K. Streng Moderne Technik im Rundfunkempfänger . 76 Dipl.-Ing. Friedrich Schulze Probleme der elektromagnetischen Verträglichkeit. 83 Neue Bauelemente der Elektronik Ing. Klaus K. Streng Transistorarrays und ihre Einsatzmöglichkeiten. 92 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y 21 XE Wissenswertes über Schichtschaltungen . 99 5 Moderne Technik für den Funkamateur Bernd Knapp QRP-Telegrafie-Transceiver für das 80-m-Band . 109 Volkmar Schindler - Y 2-9S54/N Elektronische Morsetaste mit TTL-Gatterschaltungen . 115 Ing. Hans-Uwe Fortier - Y 23 OO Ein Hauptoszillator nach dem Frequenzanalyse-Verfahren (PLL) .... 122 Wolfgang Casper Antennendrehanlage mit elektronischer Steuerung. 131 Karl Rothammel - Y 21 BK Vertikal polarisierte Kurzwellenantennen - eine Übersicht. 136 Dipl.-Ing. Eike Barthels - Y 22 UL Ein HF-Baustein für KW-Transceiver in 50-Q-Technik . 147 Ohering. Karl-Heinz Schubert - Y 21 XE Internationale Schaltungsrevue „Amateurfunk“. 154 Bauanleitungen für den Elektroniker Dipl.-lng. Konrad Sittig DNL-Schaltung zur dynamischen Rauschminderung. 163 Dipl.-Phys. Frank Tüngler Ein universelles FET-Voltmeter. 174 Dipl.-lng. Wolfgang Schmidt Universalnetzteil fürTTL-Schaltkreise mit dem integrierten Spannungs¬ regler MAA 723 . 182 Dipl.-lng. Joachim Uhlig Realisierungsmöglichkeiten von 7?C-Generatoren . 189 Reinhard Messal Einfache Anzeigeschaltung mit LED. 195 Konrad Kliewe - Y 23 UA 80-m-Band-Empfänger mit Schaltkreis A 244 D . 200 Obering. Karl-Heinz Schubert - Y 21 XE Schaltungsrevue für Elektronikamateure . 206 Ing. Dieter Müller Baugruppen für einen Stereoverstärker ..... 217 Ing. Harro Kühlte Zwei Spannungs-Frequenzumsetzer für Gleichspannungen. 230 6 Dipl.-lng. Frank Roscher Zur Verwendung des Operationsverstärkers in Gleichspannungsnetz¬ geräten . 238 Ing. Manfred v. Hoff Geräusch-Integrator. 244 Wölfgang Wilken Sinus/Rechteck-Generator für einen Frequenzbereich von 6 Hz bis 800 kHz . 248 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Dipl.-Journ. Harry Radke Ganz schön in Trab gekommen Was ist, was soll, was kann der Bereich Nachrichtenausbildung am Schulkombinat Ernst Schneller der Gesellschaft für Sport und Technik 256 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR . 267 Aleksander Lwowitsch Minz - ein Pionier der sowjetischen Funk¬ technik (I) . 276 Tabellenanhang Integrierte Dünnschicht-Hybrid-Schaltkreise (KME-3-Bausteine) - Kombinat VEB Keramische Werke Hermsdorf. 283 Auflösung des Preisrätsels 1980 . 302 7 1981 JANUAR FEBRUAR MÄRZ M 5 12 19 26 2 9 16 23 2 9 16 23 30 D 6 13 20 27 3 10 17 24 3 10 17 24 31 M 7 14 21 28 4 11 18 25 4 11 18 25 D 1 8 15 22 29 5 12 19 26 5 12 19 26 F 2 9 16 23 30 6 13 20 27 6 13 20 27 S 3 10 17 24 31 7 14 21 28 7 14 21 28 s 4 11 18 25 1 8 15 22 1 8 15 22 29 APRIL MAI JUNI M 6 13 20 27 411 18 25 1 8 15 22 29 D 7 14 21 28 5 12 19 26 2 9 1 6 23 30 M 1 8 15 22 29 6 13 20 27 3 10 17 24 D 2 9 1 6 23 30 7 14 21 28 4 11 18 25 F 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 19 26 S 4 11 18 25 2 9 16 23 30 6 13 20 27 S 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 JULI AUGUST SEPTEMBER M 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 D 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 M 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 D 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 F 3 10 17 24 31 7 14 21 28 411 18 25 S 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 S 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 OKTOBER NOVEMBER DEZEMBER M 5 12 19 26 2 9 1 6 23 30 7 14 21 28 D 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 M 7 14 21 28 4 11 18 25 2 9 16 23 30 D 1 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 F 2 9 16 23 30 6 13 20 27 4 11 18 25 S 3 10 17 24 31 7 14 21 28 5 12 19 26 S 4 11 18 25 1 8 15 22 29 6 13 20 27 9 Zum 1. März 1981 25 Jahre Nationale Volksarmee - 25 Jahre zuverlässiger Schutz des Friedens Generalmajor Waller Paduch Und des Sozialismus Am 1. März 1981 begeht die Deutsche Demokratische Republik den 25.Jahrestag ihrer Nationalen Volksarmee. Deren Aufstellung wurde un¬ umgänglich, als Mitte der fünfziger Jahre, ungeachtet der Lehren des zwei¬ ten Weltkrieges und der konsequenten Friedenspolitik der sozialistischen Länder, in der Bundesrepublik Deutschland mit Hilfe der USA die ver¬ hängnisvolle alte Macht des militanten Monopolkapitals in neuem Gewand wiedererrichtet worden war. Geeint in blindwütigem Antikommunismus, hatte sich die Bundesrepublik Deutschland zum engsten Verbündeten des USA-Imperialismus entwickelt. Sie schickte sich damals an, Seite an Seite mit den USA und nunmehr unter NATO-Flagge eine Vormachtstellung in Westeuropa erringen, die sozialistischen Länder bedrohen, die Ergebnisse des zweiten Weltkrieges revidieren und das Rad der Geschichte zurück¬ drehen zu wollen. In Übereinstimmung mit den Rechten und Pllichten jedes souveränen Staates zum Schutz seiner Bürger und seines Territoriums und angesichts der entstandenen Lage beschloß deshalb die Volkskammer der Deutschen Demokratischen Republik am 18. Januar 1956 die Schaffung der Nationalen Volksarmee. Bewährte und erfahrene Parteikader wurden in die entscheiden¬ den Kommandoposten eingesetzt und leiteten, gestützt auf das militär¬ theoretische Erbe der Klassiker des Marxismus-Leninismus und mit un¬ eigennütziger Unterstützung der Sowjetunion, den Prozeß der Formierung unserer jungen Streitkräfte. Dadurch verliefen die praktischen Arbeiten zur Aufstellung der Truppenteile und Verbände so zügig, daß die ersten bereits am l.März 1956 vereidigt werden konnten. Deshalb wurde der 1. März auch zum Tag der Nationalen Volksarmee bestimmt. Dank der zielklaren Führung durch die SED, der ständigen Fürsorge der Partei- und Staatsführung sowie der Werktätigen unserer sozialistischen Republik kann die Nationale Volksarmee an der Schwelle ihres 25.Grün¬ dungstages auf eine erfolgreiche und beachtliche Entwicklung verweisen. In historisch kurzer Zeit wurde sie zu einer schlagkräftigen modernen Armee, die über alles Notwendige verfügt, um - fest integriert in den Ver¬ einten Streitkräften des Warschauer Vertrages - ihre Aufgaben im engen Zusammenwirken mit der ruhmreichen Sowjetarmee und -Seekriegsflotte und den anderen sozialistischen Bruderarmeen zuverlässig erfüllen zu kön- 11 nen. Ihre Fähigkeit zu Handlungen im Koalitionsbestand konnte sie bei ge¬ meinsamen Übungen und Manövern sowie in Diensthabenden Systemen zum Schutze der Land- und Seegrenzen und des Luftraumes der DDR und der ganzen sozialistischen Staatengemeinschaft wiederholt unter Beweis stellen. Sie bewährte sich bei der militärischen Sicherung der Staatsgrenze zu BERLIN-West im August 1961 genauso wie bei der Hilfsaktion zum Schutze des Sozialismus in der CSSR im Sommer 1968 oder in anderen Situationen der Klassenauseinandersetzung. Heute wird ihre kontinuierlich gewachsene Kampfkraft und Gefechts¬ bereitschaft von unseren Freunden und Verbündeten hoch eingeschätzt und muß auch von unseren Feinden ins Kalkül gezogen werden. Die Nachrichten- und Flugsicherungstruppen haben zu dieser positiven Gesamtbilanz ihren Teil beigetragen. Ihnen wurde der Kampfauftrag er¬ teilt, stabile Nachrichtenverbindungen für eine ununterbrochene und elasti¬ sche Truppenführung, ein reibungsloses Zusammenwirken allerKräfte sowie für eine zeitgerechte Benachrichtigung, Warnung und Versorgung der Truppen sicherzustellen, mit anderen Worten: die «Nervenstränge» der Armee zu schallen. In den Luftstreitkräften haben sie zusätzlich die Flug¬ sicherheit nachrichtentechnisch zu gewährleisten. Diesen komplizierten und verantwortungsvollen Auftrag haben sie an der Seite der Waffenbrüder und im engen Zusammenwirken mit den Nachrichtenleuten der Schutz- und Sicherheitsorgane sowie dem staatlichen Nachrichtenwesen der DDR ehren¬ voll und mit zunehmender Qualität erfüllt. Heute sind die Nachrichten- und Flugsicherungstruppen der Nationalen Volksarmee sowohl hinsichtlich ihres Erziehungs- und Ausbildungsstandes als auch ihrer Ausrüstung mit modernen Funk-, Richtfunk- und Tropo¬ sphärenfunkstellen, Fernmodulations- und Fernwirktechnik, Trägerfre¬ quenzkabel und -geräten, Telegraphie- und Datenübertragungsanlagen, vervollkommneter Flugsicherungs- und maritimer Spezialtechnik sowie viel¬ fältigen End- und Peripherieeinrichtungen den Waffenbrüdern ebenbürtig. Das ist eine wichtige Voraussetzung für zuverlässige Nachrichtenverbin¬ dungen über Sprach- und Ländergrenzen hinweg, im «übernationalen» Nachrichtensystem der Vereinten Streitkräfte. Darum ist auch der heute er¬ reichte Entwicklungsstand des Nachrichtenwesens unserer Armee untrenn¬ bar mit der internationalistischen Hilfe unserer sowjetischen Waffenbrüder und anderer Bruderarmeen verknüpft, wäre ohne sie undenkbar. Dafür sind wir ihnen für immer dankbar und in fester Freundschaft verbunden. Auch für die achtziger Jahre ist und bleibt Ausgangspunkt aller Anstren¬ gungen zur weiteren Entwicklung unserer Armee der ihr von der Partei der Arbeiterklasse übertragene militärische Klassenauftrag, «... die sozialisti¬ sche Ordnung und das friedliche Leben der Bürger der DDR und aller Staa¬ ten der sozialistischen Gemeinschaft zuverlässig... zu schützen...». [1] Wie dem IX.Parteitag nachfolgende Plenartagungen des ZK der SED wiederholt und eindringlich unterstrichen, wächst dabei jedoch angesichts der Verschärfung der weltweiten Klassenauseinandersetzung und der Be- 12 Strebungen vor allem der USA-Administration, zum kalten Krieg zurück¬ zukehren und die Ergebnisse jahrelangen Ringens um Frieden und Ent¬ spannung zunichte zu machen, die Verantwortung der sozialistischen Streit¬ kräfte bedeutend. Die Absichten der aggressiven NATO, durch ihr Lang¬ zeitprogramm der Hochrüstung und die Stationierung von Mittelstrecken¬ atomraketen in Westeuropa das relative Gleichgewicht der Kräfte zu stören und militärische Überlegenheit über den Warschauer Vertrag zu erlangen, erf ordern von uns höchste Wachsamkeit und ständige Erhöhung der Kampf - kraft und Gefechtsbereitschaft. Der Kampfauftrag der Nachrichten- und Flugsicherungstruppen bleibt auch unter diesen Bedingungen prinzipiell unverändert. Im Vergleich zu früher haben sich jedoch Umfang, Charakter und Inhalt der Aufgaben, vor allem qualitativ, wesentlich verändert. Das hat seine Ursache vor allem in der neuen Etappe der Revolution im Militärwesen, die nur mit der seinerzeitigen Einführung der Raketenkern- wafifen vergleichbar ist und charakterisiert wird durch -r- umfassende Anwendung der Elektronik und Mikroelektronik, - durchgängige Automatisierung der Aufklärungs-, Waffen-, Walfenleit- und Führungssysteme, - Verwendung neuartiger «Präzisionswalfen» mit größerer Treffsicherheit und wirkungsvolleren Munitionsarten. Auch der höhere Grad der Integration zwischen den Staaten des War¬ schauer Vertrages und ihren Armeen, die zunehmende internationale Ver¬ knüpfung der Führungs- und Nachrichtensysteme und die Forderung, daß der Bereitschaftsgrad dieser Systeme gleich oder höher als der der Truppen und der Kampftechnik sein muß, sowie die wachsende Bedeutung des Zeit¬ faktors üben auf unserem Verantwortungsgebiet bestimmenden Einfluß aus. Hinzu kommen noch ständig wachsende Anzahl und Möglichkeiten sowie zunehmende Komplexität und technische Raffinesse der Nachrichten- und Flugsicherungstechnik. Diesen hohen Anforderungen gerecht zu werden, das ganze Arsenal mo¬ dernster und vielfältigster Technik richtig einzusetzen und ihre Vorzüge voll zur Wirkung zu bringen verlangt den Nachrichten- und Flugsicherungs¬ truppen alles ab und setzt einen hohen Bewußtseins- und Ausbildungsstand voraus. Deshalb muß der Nachrichtensoldat der achtziger Jahre - hohe politisch-ideologische und psychologische Standhaftigkeit und solche kämpferisch-moralische Eigenschaften besitzen wie Mut, Beharr¬ lichkeit, Einfühlungsvermögen und internationalistische Haltung, - militärisch und spezialfachlich mehr wissen und können und sich durch Verantwortungsgefühl für das Ganze auszeichnen, - als Gehilfe von Kommandeuren und Stäben Verschwiegenheit und hohe Kultur beweisen, - physische Dauerbelastungen ertragen können. Solche Fähigkeiten und Fertigkeiten müssen den jungen Soldaten in einem zeitaufwendigen und komplizierten Erziehungs- und Ausbildungs- 13 prozeß anerzogen bzw. beigebracht werden. Deshalb hat jener Jugendliche im vorwehrpflichtigen Alter die besten Chancen, Nachrichtensoldat zu wer¬ den, der sich frühzeitig dafür entscheidet und auf lange Sicht auf den Ehren¬ dienst vorbereitet. Der zukünftige Nachrichtenmann soll gute Kenntnisse in Mathematik, Physik und Russisch haben und die deutsche Spracheeinwand¬ frei beherrschen. Erste praktische Erfahrungen kann er sich vielerorts in den Arbeitsgemeinschaften junger Funker oder Fuchsjäger (Peilfunker) in den 5. bis 8. Klassen der Oberschulen aneignen. An den erweiterten Oberschulen und Berufsschulen kann das im Nachrichtensport der Gesellschaft für Sport und Technik sowohl in der vormilitärischen Ausbildung für die Laufbahnen Tastfunker und Fernschreiber der Nationalen Volksarmee als auch in den Wehrsportarten Amateurfunk oder Funkpeilen fortgesetzt werden. Auch für die Reservisten der Nachrichten- und Flugsicherungstruppen bieten sich hier die günstigsten Möglichkeiten, bei der Ausbildung junger Menschen ihre Kenntnisse nutzbringend anzuwenden und sich gleichzeitig die eigene Qualifikation zu erhalten. Viele nachrichtentechnische oder artverwandte Berufe bilden eine ebenso¬ gute Grundlage für den Dienst im Nachrichtenwesen. Zurückblickend und zusammenfassend kann festgestellt werden, daß die Nationale Volksarmee in den vergangenen 25 Jahren unter der bewährten Führung der Partei der Arbeiterklasse an der Seite ihrer sozialistischen Waffenbrüder Frieden und Sozialismus zuverlässig geschützt hat. Die gegenwärtigen und kommenden Aufgaben sind erkannt und gestellt und die Armeeangehörigen bereit, auch in Zukunft ihren Beitrag zur weite¬ ren erfolgreichen Durchsetzung der abgestimmten Außen-, Sicherheits- und Militärpolitik der sozialistischen Staatengemeinschaft und damit für den kollektiven Schutz des Friedens und des Sozialismus zu leisten. Literatur [1] Bericht des ZK an den IX. Parteitag der SED, Berichterstatter Genosse E. Honecker, Berlin 1976 14 Erlebt an der Militärtechnischen Schule Hauptmann Klaus König Erich Hubersauth Meister fallen nicht vom Himmel... Erfahren und notiert in der Meßmittelwerkstatt bei Instand¬ setzungsmeister Stabsfeldwebel Ulrich Götze Mitunter geht es kurios zu im Leben, sagte mir Ulrich Götze, nach seinem Werdegang befragt. Einmal, das war als Zehnjähriger, bekamereineModell- eisenbahn geschenkt. Er lernte Stromkreise schalten und freute sich, wenn die Lok fuhr. Doch wenig später ödete ihn das schon an. Es drängte ihn zu erfahren, wie das alles technisch funktioniert. Er schleppte Literatur aus der Bibliothek heran. Er drang in die technischen Zusammenhänge ein. Und er hielt eines Tages den Schaltplan eines Detektors in der Hand. Seitdem nahm er sein Taschengeld, um Teile für elektronische Basteleien zu be¬ schaffen. Er wurde Mitglied der Arbeitsgemeinschaft Elektrotechnik seiner Schule. Er lernte Schaltungen lesen, Radios reparieren, Verstärker bauen... Eins ließ ihn bei alldem nie los, die Wißbegierde, zu erfahren, wie alles funktioniert. Auch später in der Lehre als Fernmeldemechaniker gehörte die Frage nach dem Wie zu den am meisten gestellten. Und erinnert er sich heute dieser Zeit, so meint er, habe ihm das die ersten Schritte bei der Nationalen Volks¬ armee erleichtert. Nicht selten ging ihm in der Ausbildung das berühmte Licht auf: Das hattest du doch schon irgendwann? Mitunter geht es kurios zu im Leben, sagte mir Ulrich Götze bei meinem Besuch in seiner Werkstatt - umgeben von Meßbrücken, Oszillografen, Ab¬ gleichbestecken, Halbleitern, Röhren... In diesen Worten klingt Zufriedenheit mit. Zufriedenheit darüber, einen Weg konsequent beschritten zu haben - von der Modelleisenbahn, dem Detektor, der Arbeitsgemeinschaft, dem Fernmeldemechaniker bis zum Leiter einer Meßmittelwerkstatt der Nationalen Volksarmee. Und Stolz ist darüber herauszuhören, daß er auf diesem Weg allen Schwierigkeiten ge¬ trotzt hat. Schwierigkeiten, die ihn in den 25 Jahren unserer Armee die mo¬ derne Entwicklung des Nachrichtenwesens am eigenen Leib spüren ließen... Ein Tabu gebrochen Der Frage: Wie funktioniert das? ist Ulrich Götze während dieser Zeit immer nachgegangen. Auch als Unteroffiziersschüler der Fachrichtung Nachrichten im Frühjahr 1971 ließ er keine Tabus gelten. Nur einmal, so er- 15 Bild 1 Nahm seinen Weg von der Modelleisenbahn über den Detektor, die Arbeitsgemeinschaft bis zum Naclirichtenspezialisten mit Meisterbrief: Stabsfeldwebel Ulrich Götze-29 Jahre, ausgezeichnet mit Leistungs¬ abzeichen und der Medaille der Waffenbrüderschaft innert er sich heute, brachte ein Fachlehrer ihn und seine Wißbegier in Be¬ drängnis. Drei Tage lang ist er deshalb nach Dienstschluß unzufrieden ge¬ wesen. Da hat er noch bis spät Fachbücher gewälzt, Schaltpläne entwirrt, er¬ fahrene Ausbilder konsultiert. Ein Fachlehrer hatte ihn fast zu Lehrgangsende beauftragt, Abgleich¬ arbeiten an einer Funkstation R 105-D durchzuführen. Die Abweichungen zwischen Skalen- und Sendewert sollte er korrigieren. Fachbezeichnung: Sendertrelfsicherheit. Ein ungewöhnlicher Auftrag, der sogar unter Fach¬ leuten als Tabu gilt, weil er Erfahrung und Fingerspitzengefühl verlangt. Was wunder, wenn ihm da die Manschetten gingen? Wach waren in ihm all die bisherigen Ermahnungen, frequenzbestimmende Teile nur ja nicht anzu¬ fassen. Und nun solch eine Aufgabe! Er überlegte, wie am günstigsten zu Werke gehen? Er rekapitulierte den Aufbau der Meßmittel. Er übte den Um¬ gang mit der Justierzange, mit der er die Platten am Drehkondensator um Millimeter zu biegen hatte. Er vergegenwärtigte sich die Reihenfolge der Abgleichtechnik: von der größten Frequenz zur kleinsten, weil sich sonst der Fehler um ein Vielfaches vergrößern kann. Drei Tage lang schwitzte er dann vorder Funkstation R 105-D. Haderte mit sich und der Welt, weil, wenn die ersten Frequenzen stimmten, die 16 Bild 2 Erklären, demonstrieren, üben - Prinzip seiner Unterweisungen am GAZ 66, der mobilen Instandsetzungswerkstatt für Funk- und Fern¬ meldetechnik letzten tolerierten. Zum Auswachsen! hatte er geflucht und dennoch nicht aufgegeben. Am dritten Abend endlich lagen alle Frequenzen in den ge¬ forderten Normen. Mit Fingerspitzengefühl und Präzision hatte er die Sendertreffsicherheit der ihm anvertrauten Station eingestellt. Nach drei Tagen hatte er ein Tabu der Spezialisten gebrochen. Ein Wunder, wenn der Unteroffiziersschüler Ulrich Götze, Unteroffiziersprüfung und Facharbeiterbrief Tage später mit «sehr gut» bestand? Auf eigenen Füßen Mitunter geht es kurios zu, damit hatte Ulrich Götze begonnen, mir Einblick in sein Leben zu gewähren. Kurios erschien ihm, als ihm, dem frischgebacke¬ nen Funkobermechaniker, die Leitung der Werkstatt angetragen wurde, in der er zehn Monate lang ausgebildet worden war. Die UKW-Werkstatt - den Fachleuten bekannt als Bereich der Funktechnik kleiner Leistung. Hier war er mit allem vertraut. Hier wußte er Bescheid im letzten Ersatzteilregal. Dennoch, so einfach war es für ihn nun auch nicht. 2 Schubert, Eljabu 1981 17 Da hatte er auf eigenen Füßen zu stehen. Da blieb der Blick des Fach¬ lehrers über die Schulter aus. Da hatte er die Verantwortung für 30 Aus¬ bildungsplätze. Da stand seine Unterschrift für Funkstationen, Meßgeräte, elektronische Bauelemente... Und er hatte selbständig für die Instand¬ setzung der Ausbildungstechnik zu sorgen. Alles in allem Verantwortung, die ihn anfänglich verunsicherte. Er leugnet nicht, daß er Zeit brauchte, das zu verkraften. Ein halbes Jahr später, kaum Fuß gefaßt in der neuen Funktion, stand er vor dem Auftrag, die neue Funktechnik R-l 13 instand zu setzen. Galten bei der allgemeinen Fehlersuche auch feste Prinzipien, verlangte es von ihm doch, erneut zu lernen. Statt mit-variablen Frequenzen wurde er mit Festfrequenzen auf Quarz¬ basis konfrontiert. Wollte er hier beispielsweise die Treffsicherheit korrigie¬ ren, verlangte das, Bedienung und Schaltweise zu beherrschen. Manchen Abend brütete er deshalb, um sich in Signalverlauf, Baugruppen, Strom¬ laufplan und Funktion «einzufitzen». Und er experimentierte, weil bei Ab¬ gleicharbeiten ein anderer Meßaufbau erforderlich war. Lange brannte an diesen Abenden Licht im Fachkabinett oder in seinerUnterkunft im Ledigen- wohnheim. Lange blieb er skeptisch, ob diese Flürde zu bezwingen war. Und so kurios, wie es aus seinem Munde klingt, kaum war die Skepsis geschwun¬ den, hatte er mit einem neuen Problem fertig zu werden. Verzettelt und bezwungen Im Spätsommer 1972 wurde von den Werkstattleitern gefordert, auch theo¬ retisch in der Nachrichtengerätelehre auszubilden. «Hoffentlich dauert das noch», hatte Ulrich Götze damals gestöhnt. Er war kein Mann des großen Wortes und schon gar kein erfahrener Pädagoge. Er zählte sich zu den Praktikern. Und nun hieß es, Gleichaltrige zu unterrichten. Er sah sich schon seitenlange Unterrichtsvorbereitungen schreiben. Er sah sich ab¬ rackern, um diese Stunden interessant, anschaulich und methodisch richtig zu gestalten. Ihm roch das förmlich nach Panne und Pleite. Wer wollte ihm ein Unbehagen verübeln? «Der Lauf der Dinge läßt sich nicht auf halten.» Mit den Worten fügte sich Ulrich Götze seiner neuen Aufgabe. Er ackerte die Stromlaufpläne ganzer Funkstellen durch und fertigte Aufzeichnungen an. Er beschäftigte sich intensiver mit den physikalischen Vorgängen in den Geräten. Er hospitierte bei Fachlehrern, denen eine gute Methodik bescheinigt wurde. Er notierte, verglich, wertete und überlegte, was übertragbar ist. Bei einem sah er, daß der Schaltpläne optisch vergrößert, Details herauszieht, anders räumlich aufteilt und auf diese Weise an Bekanntes anknüpft. Bei einem zweiten studierte er, wie man Disziplinlosigkeiten begegnet - militärisch-schroff oder humoristisch-diplomatisch. Und von einem dritten lernte er, wie man sich frei im Stoff bewegt und auf die Schüler konzentriert. 18 Bild 3 Bestandteil der Ausbildung künftiger Funkobermechaniker: Störungs¬ suche am als Nachrichtenknotenstelle eingesetzten Gerätesatz UAS-R 1125 F Als er dann eines Morgens seine erste Stunde zu halten hatte, hoffte er, die Hand noch auf der Klinke der Tür zum Kabinett: Wenn sie doch nicht da wären. Ein plötzlicher Alarm, ein Arbeitseinsatz... Statt dessen meldete ihm der diensthabende Schüler die Klasse vollzählig. Unsicher und beklommen begann er mit der Wiederholung des letzten The¬ mas. Nach zehn Minuten spürte er, wie das dumpfe Gefühl in der Magen¬ gegend wich. Ergewann an Sicherheit. Er machte die Schüler mit dem Innen¬ leben der Panzerfunkstationen vertraut. Als er den Stoff zusammenfassen lassen wollte, meldete sich ein Schüler. Der sagte: «Genosse Unterfeldwebel, ein interessantes Thema. Doch wir haben die Pause schon fünfzehn Minuten überschritten.» Wie Schuppen fiel es Ulrich Götze von den Augen. Erhatte sich hinreißen lassen, all sein Wissen auszubreiten. Er hatte versäumt, die Schüler einzu¬ beziehen. Er hatte sich verzettelt. Dennoch, es war sein Einstand, der die Beklemmung als Lehrender überwinden half... 19 Nach der Theorie in der Lehr k lasse Erläuterungen zu Funktion und Arbeits¬ ablauf in einer Nachrich¬ tenknotenstelle. .. Bild 5 .. . und praktisches Trai¬ ning der Tätigkeiten Verantwortlich vom Wecken bis zum Zapfenstreich So kurios, wie manches im Leben von Ulrich Gülze scheint, sein Einsatz im Mai 1974 als Fachlehrer/Zugführer war nahezu gesetzmäßig. Mir sagte er darüber in Anbetracht seines Einstandes im Fach Nachrichtengerätelehre: «Wenn einer etwas bringt, muß er es immer machen.» Und er bemühte sich, es gut zu machen. Er sah sich plötzlich vom Wecken bis zum Zapfenstreich für 30 Unter¬ offiziersschüler verantwortlich. Für Schrank- und Bettenbau, militärische Disziplin, Gefechtsausbildung, persönliche Sorgen und Nöte... Rund um die Uhr, verantwortlich dafür, was in der Psychologie Kollcktivbildung heißt. Wenn etwas kurios war, dann das: Ein inzwischen zum Instandsetzungs¬ spezialisten gereifter Feldwebel, dem an den verschiedensten Typen von Funkgeräten keiner ein X für ein U vormachen konnte, griff wieder zu den Dienstvorschriften der militärischen Grundausbildung. Er wollte auf¬ frischen, womit er einst seinen Weg begann. Er erarbeitete auf diese Weise seine Ausbildungsunterlagen. Und er holte sich Rat bei denen, die über Jahre Erfahrungen als Zugführer hatten. Er scheute sich nicht, abends im Dienstzimmer das Anlegen des Schutzanzuges so lange zu trainieren, bis es zu einem «sehr gut» reichte. Erklären, vorzeigen und üben. So hatte er es bisher immer gehalten, weil er in Rechnung stellte, daß die Auszubildenden sonst nur die Hälfte kapie¬ ren, und weil er während seiner Dienstzeit nie die Forderung des Ministers für Nationale Verteidigung, Armeegeneral Heinz Hoff mann, in seiner Rede zur Eröffnung der Schule an die Ausbilder vergaß: «Er muß in der Lage sein, die Handlungen und Tätigkeiten, die er von seinen Unterstellten for¬ dert, selbst mustergültig auszuführen, sie vorzumachen ... und mit methodi¬ schem Geschick zu vermitteln.» Mitunter geht es kurios zu im Leben. Mit den Worten hatte Stabsfeldwebel Ulrich Götze begonnen, mir in seiner Meßmittelwerkstatt Stationen seines Werdeganges zu erzählen. Heute besitzt er einen Meisterbrief und sorgt mit einem Kollektiv dafür, daß die Ausbildungstechnik stets einsatzbereit ist. Er achtet auf Qualität, weil sie damit das Niveau effektiver und intensiver Ausbildung künftiger Truppenunteroffiziere bestimmen. Und auch das ist ohne erneutes Lernen, ohne Qualifizierung am Arbeitsplatz schlecht machbar. Die Tür zu einer nächsten Station steht ihm offen: 6 Monate Fachschule - Fähnrich, Inge¬ nieur, Pädagoge... Mitunter geht es kurios zu im Leben, so empfing mich Ulrich Götze in seinem «Reich». Kurios? Kurios wohl kaum angesichts einer solchen Ent¬ wicklung. Es bestärkt höchstens in der Tatsache: Meister fallen nicht vom Himmel... 21 KOVO- Elektronik-Handelspartner der DDR Elektronische Bauelemente aus unserem sozialistischen Bruderland CSSR kennt der Elektronikamateur oft nur unter dem Begriff TESLA. So nennt sich in der CSSR die große Industrievereinigung der Elektronikindustrie. Der Export der TESLA-Erzeugnisse aber erfolgt durch das staatliche Außenhandelsunternehmen K.OVO, das Export- und Importgeschäfte für mehrere tschechoslowakische Industrievereinigungen tätigt. Am 28. April 1948 billigte die gesetzgebende Nationalversammlung der Tschechoslowakischen Republik das Gesetz über die staatliche Organisie¬ rung des Außenhandels und des internationalen Speditionswesens. Die Na¬ tionalisierung des Außenhandels war eine logische Folge der revolutionären Veränderungen, zu denen es nach der Befreiung der Tschechoslowakei im Jahr 1945 und nach dem Sieg der Werktätigen im Februar 1948 gekommen war, der darüber entschied, daß die politische Macht in die Hände der von der Kommunistischen Partei der Tschechoslowakei geführten Arbeiterklasse überging. Das ermöglichte dem Staat die wirksame Leitung des Außenhandels und seine Entwicklung im Einklang mit den Erfordernissen der sozialistischen Wirtschaft. Dabei entfaltete die Tschechoslowakei intensiv ihre Wirtschafts¬ beziehungen mit den Mitgliedsländern des Rates für Gegenseitige Wirt¬ schaftshilfe, vor allem mit der Sowjetunion. Diese Beziehungen zeichnen sich durch langzeitige Stabilität, proportionales Wachstum und hohe Dyna¬ mik aus. In den Jahren 1948 bis 1977 wuchs der tschechoslowakische Außenhandel kontinuierlich und erfolgreich, ohne Erschütterungen und Schwankungen. Die CSSR exportierte in dieser Zeitspanne insgesamt Ware von mehr als einer Milliarde Tonnen und im Wert von 1,2 Billionen kcs Devisen. Der Um¬ satz des tschechoslowakischen Außenhandels erhöhte sich in diesem Zeit¬ raum auf das Zwölffache. Seit der Nationalisierung des tschechoslowakischen Außenhandels ist der Warenaustausch zwischen der Tschechoslowakei und den anderen RGW- Ländern auf das nahezu 25fache gestiegen. Der Anteil der RGW-Länder am tschechoslowakischen Außenhandelsumsatz hat sich in den Jahren 1948 bis 1977 verdoppelt. Den bedeutendsten Platz in den Außenwirtschaftsbeziehungen der CSSR 22 nimmt die Sowjetunion ein. Seit dem Jahr 1950 beteiligte sie sich mit unge¬ fähr einem Drittel am tschechoslowakischen Außenhandel. Die Orientierung der Außenwirtschaftsbeziehungen auf die Sowjetunion wirkt auf die tsche¬ choslowakische Volkswirtschaft als ein bedeutender Stabilisierungsfaktor, als zuverlässige Gewähr für eine planmäßige, ununterbrochene Entwicklung und ermöglicht es, negative Auswirkungen der Krisenerscheinungen im kapitalistischen Teil der Welt auf die tschechoslowakische Ökonomik in ent¬ scheidendem Maß zu mindern. Der Anteil der tschechoslowakischen Außenwirtschaftsbeziehungen mit den entwickelten kapitalistischen Staaten ist nach dem Jahr 1948 zurück¬ gegangen. Dazu haben die Politik des Embargos in der Zeit des kalten Krieges und die Diskriminierung der Tschechoslowakei als eines Landes, das sich unwiderruflich für den Sozialismus entschied, beigetragen. Erst zu Be¬ ginn der 60er Jahre traten realere Haltungen der meisten entwickelten kapi¬ talistischen Staaten zum Warenaustausch mit den Ländern des Sozialismus in den internationalen Wirtschaftsbeziehungen in Erscheinung. Das Volu¬ men des Warenaustauschs zwischen der CSSR und den entwickelten kapita¬ listischen Staaten wurde wieder größer. Im Jahr I960 erreichte es den Stand des Jahres 1948. Seither nimmt es rasch zu und hat sich auf mehr als das Fünffache erhöht. Der tschechoslowakische Handel mit den Entwicklungsländern hat sich in den zurückliegenden 30 Jahren verfünffacht. Bild 1 Der Lochkartenaufbereiter EL 9080 ist zum Stanzen , Überprüfen und für die Beschriftung von Lochkarten des 80-Spalten-Systems bestimmt, rechts davor eine der in der ÜSSR produzierten kontaktlosen Tastaturen 23 Vom Warenhaussortiment zur Spezialisierung Nach seiner Gründung im Jahr 1949 befaßte sich das Außenhandelsunter¬ nehmen KOVO mit Exporttätigkeit in allen Maschinenbranchen. Infolge der raschen Erhöhung der Produktion neuer Warenarten und damit auch des Wachstums des Außenhandels mußte das Programm des Unternehmens spezialisiert werden. Zu Beginn der 50er Jahre wurden aus dem Export¬ programm Investanlagen, Schwermaschinen, Kraftwagen, Motorräder und während der weiteren Jahre nach und nach Traktoren, Werkzeugmaschinen, Schienenfahfteuge, Straßenbaumaschinen, Einrichtungen für Bäckereien, Dieselmaschinen, Pumpen, Krane, Großküchen, Waschmaschinen und andere Maschinenbauerzeugnisse ausgeklammert. Im Jahr 1966 wurde der Handel mit Textil-, Gerberei- und Schuhmaschinen, Nähmaschinen und Wälzlagern dem Außenhandelsunternehmen Investa übertragen, das Sorti¬ ment Uhren, Armbanduhren und Wecker, Optik- und Foto-Kino-Erzeug- nisse dem Außenhandelsunternehmen Merkniia. Auch die slowakischen Außenhandelsunternehmen übernahmen den Export von Geräten der Unterhaltungselektronik und Medizintechnik. Das Sortiment des Außenhandelsunternehmens KOVO ist seither unver¬ ändert geblieben und erstreckt sich über das gesamte Elektroniksortiment von aktiven und passiven Bauelementen für die Schwachstromtechnik bis zur Investitionselektronik einschließlich Rechentechnik, Fernmeldetechnik, Meß- und Kerngerätetechnik, Industrieautomatisierung und -regelung, Laboreinrichtungen, Maschinen für die polygrafische Industrie, elektrische Lichtquellen sowie KraftstotTpunip- und -meßeinrichtungen. Als Allein¬ exporteur vertritt KOVO seit 1978 auf den Weltmärkten mehr als 70 Pro¬ duktionsbetriebe der CSSR. Die bedeutendsten Hersteller sind die National¬ unternehmen Elektronik- und Schwachstromwerke TESLA Prag und ZPA- Werke für industrielle Automatisierung Prag. Die Handelsgruppe Bau¬ elemente für die Elektronik (einschließlich Anlagen zur Bauelementeproduk¬ tion) nimmt im Handel einen der vordersten Plätze ein. Beim Gesamtexport von KOVO in die sozialistischen Staaten beträgt ihr Anteil 20 %, in die kapi¬ talistischen Staaten erreicht er 35%. Jährlich werden z.Z. Steigerungsraten im Export von 10% erreicht. Elektronische Bauelemente stark gefragt Ein wichtiger Posten des Exports in die kapitalistischen Staaten sind Schwarzweiß-Fernsehbildröhren, die in die BRD, nach Frankreich, Eng¬ land, Portugal, in die Türkei usw. geliefert werden. Diese Bildröhren werden von einer Reihe großer europäischer Hersteller bei der Fertigung von Fern¬ sehempfängern verwendet. Das Nationalunternehmen TESLA-Roznov schenkt der technischen Weiterentwicklung seiner Produkte große Aufmerksamkeit, besonders den modernsten Elektronikbauteilen, den integrierten Schaltkreisen. Gegen- 24 Bild 2 Der Universalziihler BM 526 ist ein zum überwiegenden Teil mit integrier¬ ten Schaltungen bestücktes Gerät der dritten Generation. Seine Ausstat¬ tung ermöglicht die Zusammenarbeit mit weiteren Geräten im Rahmen automatischer Meßsysteme, ln der Basisausstattung mißt das Gerät Perio¬ den und Frequenzen, arbeitet a/s einfacher Frequenzziililer oder-teilet • und wirkt außerdem als Geber genauer Frequenzwerte wärtig werden neben den bereits bekannten neue integrierte Schaltkreise hergestellt: die monolithischen NF-Leistungsverstärker MBA 810 , MBA 810 S und MBA 810 AS sowie die 20-W-Typen MDA 2010 und MDA 2020. Mit einem integrierten Schaltkreis für Farbdekoder läßt sich das Problem der Farbdekodierung in den zwei meistverwendeten Normen PAL und SECAM vorteilhaft lösen. Auf zwei Leiterplatten können universelle Aus- tauschmodule konstruiert werden, mit denen sich ohne weitere größere Ein¬ griffe die Empfangsmöglichkeiten aller Typen von Farbfernsehempfängern erweitern lassen. Dabei wird von PAL auf SECAM und umgekehrt auto¬ matisch umgeschaltet. Grundbausteine der PAL- und SECAM-Dekoder sind die integrierten Schaltkreise MCA 640, MCA 650 und MBA 540. Zur Signalsteuerung wird der Schaltkreis MCA 660 und zur Anpassung an das Modul der Endstufe des Farbverstärkers der Schaltkreis MBA 530 ein¬ gesetzt. Das Nationalunternehmen TESLA-Lanskroun mit seinen Werken Jih- lava, Blatnä und Jablonne liefert klassische passive Bauteile für den Export. Die Nachfrage nach diesen Bauteilen wächst von Jahr zu Jahr, und die Pro¬ duktionskapazität dieser Werke reicht nicht aus, die Nachfrage voll zu decken. Es werden darüber hinaus ständig neue Erzeugnisse in die Produk¬ tion eingeführt wie hybride Dick- und Dünnschichtschaltungen, z. B. Digi¬ talschaltkreise für Regelsysteme, der Schaltkreis WTD 012 zum Sendendes Videosignals, lineare Flybridschaltungen (Operationsverstärker für die 25 Rechen- und Gerätetechnik), bipolare integrierte Schaltkreise (hauptsäch¬ lich die schnellen Schaltkreise WSH 115 und WSH 216), die Operations¬ verstärker WSH 220, WSH 218, WSH 217 und WSH 219, die elektro- metrischen Verstärker WSH 222 und WSH 223. Das Nationalunternehmen TESLA-Hradec Krälove erzeugt und liefert außer den bekannten Filtern und Kristallen selektive integrierte Hybrid¬ schaltungen, die auf der Basis von piezoelektrischenKristallen arbeiten. Das ist z. B. der monolithische FM-Diskriminator MDL 10.7-15. Von den selek¬ tiven Blöcken in integrierter Ausführung kann der Gyrator SN 15010 an¬ geführt werden, der sich in Fernmeldesystemen, in der Nachrichtentechnik, in Oszillatorschaltungen, in NF-Schaltungen der Industrie und in der Konsumgüterelektronik einsetzen läßt. Bedeutend sind auch die Importe Das Außenhandelsunternehmen KOVO ist auch ein sehr interessanter Part¬ ner für die Exportunternehmen industriell hochentwickelter Staaten der Welt. Die von KOVO alljährlich verwirklichten Importe machen rund die Hälfte des KOVO-Gesamtumsatzes aus und übersteigen in manchen Jahren den Wert der eigenen Exporte. Das Schwergewicht der Einfuhroperationen bilden die Länder der sozialistischen Gemeinschaft, vor allem die UdSSR, die DDR, die Volksrepublik Polen und die Ungarische Volksrepublik, aber nicht weniger bedeutend ist die Einfuhr aus den westeuropäischen Staaten, aus Nordamerika und aus Japan. Der im Jahr 1977 erzielte Einfuhrwert im Vergleich zum Jahr I960 ist mehr als zwölfmal höher. Zur Erhöhung des Einfuhrbedarfs tragen einerseits das Wachstum der tschechoslowakischen Ökonomik einschließlich ihrer Modernisierung bei, andererseits in hohem Maß auch die sich vertiefende ökonomische Integration der RGW-Länder. Begreiflicherweise ist es nicht möglich, auf Einzelheiten bezüglich der ge¬ samten Einfuhrtätigkeit des Unternehmens einzugehen, denn KOVO ver¬ sorgt alljährlich mehr als 7000 tschechoslowakische Betriebe der unter¬ schiedlichsten Volkswirtschaftssparten. Einige kurze Informationen über die hauptsächlichen Importe vermitteln immerhin eine Vorstellung von ihrem Umfang und ihrer Bedeutung. Einrichtungen der Rechentechnik werden im Rahmen des ESER-Einheitssystems elektronischer Rechner aus der UdSSR, der DDR, der Volksrepublik Polen, der Ungarischen Volksrepublik und der Volksrepublik Bulgarien eingeführt. Allein aus der Sowjetunion, derenerster ausländischer Abnehmer von Rechnern KOVO war, wurden bereits über 100 mittlere Rechner bezogen. Jedes Jahr werden anspruchsvolle Einrich¬ tungen dieser Art auch aus der BRD, aus Großbritannien, Schweden, Däne¬ mark, Italien und den USA importiert. Diese Rechner sind in tschecho¬ slowakischen Grubenbetrieben, in der Stahlindustrie, in der Produktion ver¬ schiedener Sparten, in Forschungsinstituten, an Universitäten, im Bank¬ wesen, im Eisenbahnverkehr, im Handel und in den Dienstleistungen ein¬ gesetzt. , 26 Bild 3 Mit dem automatisierten Meßgerät BM 528 läßt sich automatisch die Funktionstiichtigkeit von digitalen TTL-Schaltkreisen messen. Für die ein¬ zelnen IS-Typen wird eine Programmkassette links unten eingeschoben und in der Mitte rechts das Kennbild ausgewechselt Handelsbeziehungen im RGW-Bereich Die größten Aktivitäten des Außenhandelsunternehmens KOVO gelten dem Handel mit den sozialistischen Ländern. Zusammen mit tschechoslowaki¬ schen Produktionsbetrieben hat das Außenhandelsunternehmen KOVO mit Partnern aus der UdSSR, der DDR, der Volksrepublik Polen, der Ungari¬ schen Volksrepublik und weiteren Ländern der sozialistischen Gemeinschaft bereits mehrere Dutzend multi- und bilateraler Spezialisierungs- und Ko¬ operationsvereinbarungen abgeschlossen. Der bedeutendste Partner von KOVO in der Einfuhr und Ausfuhr ist dabei die Sowjetunion. Der Handel entfaltet sich in sämtlichen Sortimenten des Handelsprogramms und wird Ende 1980 mehr als 40% des Gesamtumsatzes erreichen. Die hauptsäch¬ lichen Erzeugnisse des wechselseitigen Warenaustauschs sind Einrichtungen der Rechentechnik und des Fernmeldewesens sowie Meßgeräte und Auto¬ matisierungsmittel. Der zweitgrößte Partner des Außenhandelsunternehmens KOVO auf dem Markt der sozialistischen Gemeinschaft sind die Außenhandelsbetriebe der Deutschen Demokratischen Republik. Auch hier verläuft ein wechselseitiger Warenaustausch in breitem Sortiment, wobei zu seiner Entfaltung in hohem Maß das Wachstum der Ein- und Ausfuhr der im Rahmen der sozialistischen 27 ökonomischen Integration gefertigten Erzeugnisse beiträgt. Eine ähnliche Entwicklung läßt auch der Handel mit weiteren Partnern, namentlich der Volksrepublik Polen, der Ungarischen Volksrepublik, der Volksrepublik Bulgarien und der Sozialistischen Republik Rumänien erkennen. Im Handel mit den Ländern der sozialistischen Gemeinschaft ist seit 1970 die Ausfuhr des Außenhandelsunternehmens KOVO auf mehr als das Doppelte und der Einfuhrumsatz sogar auf das Dreifache gestiegen. Die von KOVO angestrebten Planziele für den Zeitraum 1976 bis 1980 setzen eine weitere Erhöhung des Warenaustauschs voraus. Die für 1980 festgesetzte Planaufgabe rechnet mit Erhöhung der Ausfuhr in die sozialisti¬ schen Länder um 80% im Vergleich zu dem im ersten Jahr des Planjahr¬ fünfts erreichten Stand. Da bereits die gegenwärtigen Jahresumsätze sehr hoch sind, ist das eine tatsächlich anspruchsvolle Zielsetzung. Ihre Verwirk¬ lichung ist um so bedeutender, als es sich um Gebiete der fortgeschrittenen technischen Entwicklung handelt, die in starkem Maß das Wachstum der Produktivkräfte beeinflussen, zur Effektivität der Volkswirtschaft beitragen und damit die weitere Entwicklung der ökonomischen Basis der sozialisti¬ schen Gemeinschaft fördern. Die wichtigste Rolle wird auch künftig die in den Plan der multilateralen Integrationsmaßnahmen der RGW-Länder für die Jahre 1976 bis 1980 ein¬ gereihte elektronische Rechentechnik spielen. Das ESER-Einheitssystem elektronischer Rechner besteht aus sechs grundlegenden Rechnersystem¬ varianten und etwa 150 Typen von Peripherieneinrichtungen, wovon die CSSR etwa 35 Typen herstellt. Mit diesen Einrichtungen beliefert sie in größeren Mengen die einzelnen RGW-Länder, während sie Rechner und zu¬ gehörige Peripheriegeräte einführt. Diese spezialisierte Produktion und ihr wechselseitiger Austausch beeinflussen in beiden Richtungen sehr stark das Außenhandelsvolumen. Wenn man dicErgebnisse der über 30jährigenTäiigkeit des Außenhandels¬ unternehmens KOVO wertet, kann man feststellen, daß der fachlich und sprachlich qualifizierte Mitarbeiterstamm gute Voraussetzungen für eine erfolgreiche Erfüllung der großen Perspektivplanaufgaben des Unterneh¬ mens besitzt. Dabei wird durch die Zusammenfassung aller Abteilungen in einem neuen, modern ausgestatteten Gebäude ein hohes Niveau der Ar¬ beitsumwelt gewährleistet. Moderne Geräte der Rechen- und Organisations¬ technik erleichtern die Arbeit, die vorausschauend bereits bis zum Jahr 1990 prognostiziert ist. Zusammengestellt nach Materialien von KOVO-export 28 Mikroelektronik bestimmt den technischen Fortschritt Mit 43000 Quadratmeter Ausstellungsfläche - einem Sechstel der Gesamt¬ fläche des Messegeländes - sowie Ausstellern aus 25 Ländern und einem Er¬ zeugnisangebot in 800 Warengruppen hatte der Angebotsbereich Elektro¬ technik/Elektronik zur vergangenen Leipziger Frühjahrsmesse Fachmesse¬ charakter. Die in die Branchen Elektrotechnik, Automatisierungstechnik, Nachrichten- und Meßtechnik, Präzisionsgeräte, Datenverarbeitungs¬ anlagen und Büromaschinen sowie Elektronische Bauelemente unterglie¬ derte Gesamtofferte wies ein hohes wissenschaftlich-technisches Niveau auf, das durch die Teilnahme führender Unternehmen des sozialistischen und des kapitalistischen Wirtschaftsgebiets gewährleistet wurde. Bauelemente der Elektronik Die Mikroelektronik erweist sich international mehr und mehr als ein ent¬ scheidender Faktor, um den wissenschaftlich-technischen Fortschritt in allen Bereichen der Wirtschaft und des öffentlichen Lebens durchzusetzen. Dieser Tatsache trägt in der Deutschen Demokratischen Republik der VEB Kom¬ binat Mikroelektronik mit seinem Erzeugnisprofil Rechnung. Jahrzehnte¬ lange Traditionen und reiche Erfahrungen auf dem Gebiet der Entwicklung und Fertigung elektronischer Bauelemente wurden mit den neuesten For¬ schungsergebnissen von Wissenschaft und Technik in dieser leistungsstarken und komplexen Industrievereinigung optimal verbunden. So bekannte Halbleiterhersteller wie der VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) als Leit¬ betrieb eines Wirtschaftsbereichs von fünf weiteren Betrieben, der VEB Werk für Fernsehelektronik Berlin und der VEB Funkwerk Erfurt repräsen¬ tieren das Hauptpotential der Entwicklung und Produktion mikroelektro¬ nischer Erzeugnisse. Ein weiterer Leitbetrieb des Kombinats, der VEB Uhrenwerke Ruhla, produziert zusammen mit den Betrieben dieses Wirt¬ schaftsbereichs (VEB Uhrenwerk Glashütte und VEB Uhrenwerk Weimar) Erzeugnisse, die im steigenden Maß mikroelektronische Bauelemente ent¬ halten. Zum direkten Anwender von Bauelementen der Mikroelektronik wurde auch der VEB Röhrenwerk Mühlhausen durch seinen jüngsten 29 Produktionszweig, der Fertigung hochwertiger elektronischer Taschen¬ rechner. Der VEB Funkwerk Erfurt leistet mit der Entwicklung und Fertigung mikroelektronischer MOS-Bauelemente einen wesentlichen Beitrag für die Volkswirtschaft der DDR. Als Neuentwicklung stellte er das Mikro¬ prozessorsystem U 880 D vor. Dieses System ist vorgesehen zum Aufbau von Mikrorechnern und ermöglicht eine weitere Erhöhung der Gebrauchs¬ werte, der Zuverlässigkeit und der Arbeitsgeschwindigkeit. Die damit auf¬ gebauten Geräte und Anlagen werden kleiner und die Stromversorgung ein¬ facher. Haupteinsatzgebiete sind Erzeugnisse der Automatisierungstechnik und der Informationsverarbeitung sowie hochwertige Konsumgüter. Über den Einsatz in Industrierobotern ist z. B. ein wesentlicher Rationalisierungs¬ effekt in vielen Bereichen der Industrie möglich. Das Mikrorechnersystem U 880 D besteht aus folgenden MOS-LSI- Schaltkreisen: • U 880 D - Zentrale Verarbeitüngseinheit, • Ü855 D - Paralleler Ein- und Ausgabeschaltkreis, • U 856 D Serieller Ein- und Ausgabeschaltkreis, • U 857 D - Zähler-Zeitgeber-Schaltkreis. Das System wird ergänzt durch folgende Speicherschaltkreise: • U 552 C - 2-K-bit-EPROM, • U 505 D 8-K-bit-ROM. Mit den Schaltkreisen des Mikroprozessorsystems U 880 D wird in der DDR eine neue Generation von MOS-LSI-Schaltkreisen der n-Kanal- Silizium-Gate-Technologie hcrgestellt. Die Schaltkreise benötigen nur noch eine Betriebsspannung (5 V). Das Kernstück dieses Mikroprozessorsystems ist die Zentrale Ver¬ arbeitungseinheit U 880 D , die zu den leistungsfähigsten 8-bit-Mikro- prozessoren gehört. Der U 880 D hat eine Wortlänge von 8 bit, und es können maximal 64 Byte Speicherkapazität adressiert werden. Der U 880 D kann 158 unterschiedliche Befehle ausführen, er ist TTL-kompa- tibel. Der Parallel-Ein-Ausgabeschaltkreis U 855 ist Bestandteil des Mikro¬ prozessorsystems. Er enthält zwei TTL-kompatible-8-bit-Tore für den parallel-bidirektionalen Datenverkehr mit vollständiger Steuerung des Quittungsbetriebes («handshaking»). Der Schaltkreis ermöglicht eine pro¬ grammierbare I nterruptvorbereitung. Der U 856 D ist ein programmierbarer zweikanaliger Interface-Schalt¬ kreis, der Daten in das für serielle Datenübertragung erforderliche Format umsetzt. Er kann asynchron, synchron und bitorientiert synchron arbeiten. Der U 857 D ist ein programmierbarer Zähler/Zeitgeber-Schaltkreis. Er verfügt über 4 voneinander unabhängige programmierbare Zähler/Zeit¬ geber-Kanäle mit Interruptprioritätslogik. Neben den Aufgaben als Zähler/ Zeitgeber eignet er sich auch als Interface für Bildschirmgeräte und zur Sektorensteuerung von Floppy-Disk-Speichern. Mit der Entwicklung des Mikroprozessorsystems U 880 D ergibt sich 30 Bild 1 Bipolare digitale Schaltkreise werden vor allem im VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) produziert auch der Bedarf an neuen Speicherschaltkreisen. Der U 505 D ist ein stati¬ scher maskenprogrammierbarer Festwertspeicher (ROM) in n-Kanal- Silizium-Gate-Technologie mit einer Speicherkapazität von 8-K-bit. Der U 552 C ist ein elektrisch programmierbarer und UV-löschbarer Festwertspeicher (EPROM) in p-MOS-Technologie mit einer Speicher¬ kapazität von 2-K-bit. Vom VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) wurden auf der Leipziger Frühjahrsmesse nachfolgende Neu- und Weiterentwicklungen vorgestellt. Analoge integrierte RGB-Matrix A 232 D zur Bildung der Farbsignale Rot, Grün und Blau in Farbfernsehgeräten. Der Schaltkreis ist geeignet zur Ansteuerung leistungsarmer Videoendstufen, z.B. für PIL-Farbbildröhren, zur problemlosen Anschaltung mehrerer Dekoderkonzepte und als integrier¬ ter Umschalter für Farbsignalaustastung bei externer Einspeisung von Zu¬ satzsignalen (Vergleichstyp TDA 2532). Analoger integrierter Bild-ZF-Verstärker und Demodulator A 241 D für Färb- und Schwarzweiß-Fernsehgeräte. Der Schaltkreis enthält einen drei¬ stufigen geregelten ZF-Verstärker, eine interne Regelspannungsgewinnung ohne Taktimpuls, ein AFC-Schaltungsteil mit Abschaltmöglichkeit, einen Regelstromausgang für pnp-Tuner (geeignet für Pin-Dioden-Tuner), eine Ultraschwarz- und Ultraweißstöraustastung sowie einen VCR-Schalter für die elektrische Abschaltung des Video-Signals bei Einspeisung eines exter- 31 nen Signals. Der IS A 241 D gewährleistet einen extern einstellbaren Regel- übernahmepunkt und ist geeignet für diskrete Filteranordnungen und für Oberflächenwellenfilter (Vergleichstyp TDA 241 D). Weiterentwickelt wurde der analoge integrierte 5-W-NF-Verstärker A 210 E mit thermischer Schutzschaltung. Dieser Schaltkreis enthält nun zwei Kühlfahnen mit je einer Bohrung (ähnlicher Typ TBA 810 S). Beim analogen integrierten Schaltkreis A 211 D entfällt der Kühlsteg, so daß mit dem nunmehr l4poligen DIL-Plastgehäuse eine einfachere Montage auf der Leiterplatte möglich ist (ähnlicher Typ TAA 611 B ). Neuentwickelt wurde der analoge integrierte Mikrofonverstärker B 308 D für Piezo-Sprechkapseln in Telefonhandapparaten. Erreicht werden damit - großer Speisest rombereich, - polaritätsunabhängige Schaltung, - externe Verslärkungscinslellung, - Rufspannungsschulz. - hohe Ausgangsimpedanz. Ein ähnlicher Typ ist der TAA 970. Neu ist auch der analoge integrierte Kameraschaltkreis A 311 D zur Um¬ wandlung der Eingabegrößen Objektleuchtdiode, Filmempfindlichkeit und Blendenwert zu einer elektrischen Signalgröße für die Belichtungszeit¬ bildung von 2s ... '/2000 s. wahlweisen Batteriekontrollanzeige oder Voran¬ zeige der Belichtungszeit sowie der Speicherung der gemessenen Belichtungs¬ zeit bis maximal 10 s. bei den digitalen Schaltkreisen ist neu der bipolare Treiberschaltkreis D 410 D für den Einsatz in Elektronikbaugruppen unter prozeßnahen Be¬ dingungen. Er enthält 3 UND-Gatter mit kurzschlußfesten Ausgängen und hat großen Betriebsspannungsbereich, einstellbaren Ausgangs-Fl-Pegel und Unterdrückung von Störspannungsimpulsen durch interne Verzögerungs¬ schaltung. Der Vergleichstyp ist der SAA 1029. Alle bisher vom VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) produzierten NF- Sihziumtransistoren waren npn-Bauelemente. Neuentwickelt wurden die pnp-Silizium-NF-Transistoren SC 307 ... SC 309, die gedacht sind für einen universellen Einsatz sowie für komplementäre Schaltungstechniken mit den npn-Silizium-NF-Transistoren SC 237 ... SC 239. DerTyp SC 309 ist rauscharm, damit für NF-Vorstufen besonders geeignet. Mit dem neuen Si-npn-Transislor Sh' 369 lassen sich leistungsarme AB- bzw. B-Endstufen für Video-Endstufen in Fernsehempfängern realisieren (Vergleichstyp BE 469). ■ Im Bereich der Konsumgüterproduktion des VEB Halbleiterwerk Frank¬ furt (Oder) wird das Bildschirmspielgerät BSS 01 produziert, das bereits im Fachhandel erhältlich ist. Es enthält in Schwarzweiß-Darstellung die 4 Ballspiele Tennis, Fußball, Squash und Pelota. Das netzbetriebene Gerät wird an die Antennenbuchse des Fernsehgeräts angeschlossen. Einstellbar sind variable Schwierigkeitsgrade, Ballgeschwindigkeit, Schlägergröße und Ablenkwinkel. Der Balleinwurf kann wahlweise von Hand oder automatisch erfolgen. 32 rj l m § rr r ■ * — — Bild 3 Mit dem Bildschirmgerät BSS 01 können auf dem Bildschirm des Fern¬ sehempfängers Sportspiele für 1 oder 2 Personen ausgetragen werden 3 Schubert, Eljabu 81 33 Rundfunk und Fernsehen Ein besonderer Anziehungspunkt zur Leipziger Messe ist stets das Messe¬ haus Handelshof mit dem RFT-Trakt, den der VEB Kombinat Rundfunk und Fernsehen der DDR gemeinsam mit den Betrieben der Konsumgüter¬ elektronik gestaltet. Die Erzeugnisse der Fernseh-, Rundfunk-, Phono- und Kassettentechnik sowie Lautsprecherboxen und Zubehör einschließlich Antennentechnik stellen die Leistungsfähigkeit dieses Industriezweigs unter Beweis. Insgesamt wurden rund 120 Exponate, darunter zahlreiche Neu- und Weiterentwicklungen, vorgestellt. Für das Sortiment, das den Forde¬ rungen der internationalen Märkte entspricht, ist die Entwicklung multi¬ valent nutzbarer standardisierter Bau- und Gerätereihen charakteristisch. Erzeugnisse der Konsumgüterelektronik der DDR konnten bisher 19 Gold¬ medaillen der Leipziger Messe erringen. Der Sortimentsteil Fernsehtechnik umfaßt 9 Schwarz-Weiß-Tischemp- fänger auf der Basis des voreinheitlichen, volltransistorisierten, teil integrier¬ ten Modulchassis mit unterschiedlichen Ausstattungen, Gestaltungen und Bildröhrendiagonalen (VEB Fernsehgerätewerke Staßfurt), 12 Farb-Fernseh- enipfänger in den unterschiedlichsten Ausstattungen und Gebrauchswert¬ merkmalen mit SECAM und SECAM/PAL-Empfangsmöglichkeiten (VEB Fernsehgerätewerke Staßfurt) sowie zwei Schwarzweiß-Portables mit 31-cm- Bildröhre mit Sensor- oder Kurzhubbedienfeld und Tonempfang im OIRT- Bereich (VEB Robotron-Elektronik Radeberg). Schwerpunkte der Fernseh- Bild 4 Der neue Farbfernsehempfänger Colortron 3000 ist mit einer modernen In-line-Bildrohre (67 cm - 110°) bestückt Bild 5 Der HiFi-Turm SC 1700 schließt eine Lücke auf dem HiFi-Markt, die Ausgangsleistung ist 2 x 35 W (Musik) technik bilden die neuentwickelten Farb-Fernsehempfängcr Colortron 3000 und Colortron 3001 aus Staßfurt. Sie sind mit einer 67-cm-ln-line-Bildröhre in 110°-Technik ausgestattet. Zusammen mit Ablenkmitteln und Strahl¬ korrekturmitteln bildet die Bildröhre ein selbstkonvergierendes System. Es basiert im wesentlichen auf Funktionseinheiten und Baugruppen des Farb- Fernsehempfängers Chromalux. Zur Anpassung des selbstkonvergierenden Bildröhrensystems wurden die Baugruppen zur Hochspannungserzeugung und die Ablenkstufen neuentwickelt. Zum Einsatz gelangt ein modifiziertes Schaltnetzteil. Folgende Gebrauchswertmerkmale kennzeichnen diese Neu¬ entwicklung: brillantes Farbbild hoher Leuchtdichte und Helligkeit. Kurz¬ hubtasten für den 8fach-Programmspeicher mit zugeordneter LED-Anzeige, Dreheinsteller fürHelligkeit,Kontrast, Farbkontrast, Lautstärke und Klang, frontseitige Anschlüsse für Kopfhörer und BTG, Ausstattung für SECAM- bzw. SECAM/PAL-Empfang. Als Neuheit stellte der VEB Stern-Radio Sonneberg den HiFi-Turm SC 1700 vor. Er besteht aus den Komponenten HiFi-Tuner 922, HiFi-Ver¬ stärker HSV 926, HiFi-Phonozarge Granat 216-1 sowie einer Frontbestük- 35 Bild 7 Ein Spitzengeriit ist die HiFi-Stereokassette SK 900, die ein Rausch- minderungsverfahren enthält kungsvariante der ebenfalls als Neuentwicklung vorgestellten HiFi-Stereo- kassette SK 900. Die Gestaltung des HiFi-Turms entspricht in Form, Farbe (Metallelfekt-Lackierung) und Ausführung dem internationalen Stand. Das vom gleichen Betrieb vorgestellte FliFi-Stereokassettengerät der Klasse IT, Typ SK 900, basiert auf einem ungarischen BRG-HiFi-Laufwerk und weist u.a. folgende Gebrauchswerte auf: Rauschminderungssystem für Aufnahme und Wiedergabe, wahlweise Automatik- oder Flandaussteuerung, 36 Pegelanzeige mit zwei Instrumenten, Bandlängenzählwerk mit Nullkontakt, Bandendabschaltung und automatische Bandsortenumschaltung, Stereo¬ mikrofonanschluß, Pausentaste, Mithörkontrolle über Kopfhörer. Gestalte¬ risch wurde das Erzeugnis den HiFi-Steuergeräten Carat S und HiFi 100 angepaßt. Eine Kombination mit weiteren HiFi-Steuergeräten oder Ver¬ stärkern ist selbstverständlich möglich. Als Weiterentwicklung des bekannten RFT-Autosupers Stern Transit stellte der VEB Elektrotechnik Eisenach den mit IS-Technik ausgestatteten 4-Wellenbereichsempfänger A 130 IS vor, in dessen NF-Teil eine wesent¬ liche Volumen- und Gewichtsverminderung erzielt und generell eine maxi¬ male Ausgangsleistung von 4 W erreicht werden konnte. A 130 IS hat zu¬ dem einen Lokalschalter für Mittel- und Langwelle gegen Übersteuerung im senderstarken Gebiet. Eine Spitzenentwicklung ist der offene dynamische Stereokopfhörer DK 78 des VEB Funktechnik Leipzig. Er kann an Stelle von Lautsprechern an Mittelklasse-HiFi-Geräten angesetzt werden. Auf Grund seiner Kon¬ struktion nach dem offenen Prinzip wird er international auch für die Kunst¬ kopfstereofonie genutzt. Nachrichtentechnik Besonders deutlich zeigt sich der durch die Anwendung der Elektronik und Mikroelektronik erzielte wissenschaftlich-technische Fortschritt auf nach¬ richtentechnischem Gebiet. So ist die Zahl neuer elektronischer Lösungen beim VEB Kombinat Nachrichtenelektronik augenfällig. Sie sind das Ergeb¬ nis einer planmäßigen, auf die Verringerung des Aufwands für die Durch¬ führung der Nachrichtenverkehrsprozesse, die Verbesserung des Masse-/ Leistungs-Verhältnisses, die Erhöhung der Qualität und Zuverlässigkeit so¬ wie die Steigerung der Gebrauchswerteigenschaften der Erzeugnisse aus- Bild 8 Zum neuen Zugfunksystem gehören diese Fahrdienstleiteranlagen FADA in einfacher und erweiterter Form Bild 9 An einem Flinkerarbeilsplatz wird als Empfangsfernschreiber (vorn links) der Typ F 1200 aus dem VEB Meßgerätewerk Zwönitz eingesetzt gerichteten Forschungs- und Entwicklungstätigkeit, bei der das Kombinat eng mit Hochschulen und Instituten der DDR sowie Forschungseinrich¬ tungen der UdSSR und anderer RGW-Länder zusammenarbeitet. Die Leistungsdarstellung des VEB Kombinat Nachrichtenelektronik er¬ folgt auch zur diesjährigen Frühjahrsmesse anwenderbezogen, wobei die einzelnen Problemlösungen drei großen Ausstellungskomplexen zugeordnet sind. Der erste Komplex vereint neue elektronische Systemlösungen für Ver¬ mittlung und Übertragung und zeigt auf ihrer Grundlage Möglichkeiten der Gestaltung eines Nachrichtennetzes der 80er Jahre. In seinem Mittelpunkt steht das Einheitliche Nachrichtensystem für analoge und digitale Vermitt¬ lung ENSAD. Dieses neue elektronische Fernsprechvermittlungssystem wurde auf der Grundlage eines Regierungsabkommens zwischen der UdSSR und der DDR von den nachrichtentechnischen Industrien beiderLänderent¬ wickelt und erprobt. Mit ihm lassen sich die aufwendigen administrativen Arbeiten und Betriebsdienste der Fernmeldeverwaltungen automatisieren und neue Leistungsmerkmalefür Fernsprechteilnehmer und Verwaltungen reali¬ sieren. Der ausgeprägte modulare Charakter der Funktionsgruppen der ver¬ mittlungstechnischen Peripherie und der Programmversorgung gestattet den Aufbau von Zentralen für jeden vorkommenden Einsatzfall in beliebiger Ausbaugröße. Das Fernsprechvermittlungssystem ENSAD ist so gestaltet. 38 Bild 10 Die Schallkreislechnik dominier/ beim neuen elektronischen Fernsprech- Vermittlungssystem EN SAD daß in Verbindung mit dem Rechner eines zentralen Betriebs- und Instand¬ haltungszentrums alle wesentlichen Daten des Betriebs automatisch erfaßt, weiterverarbeitet und zur Steuerung des Betriebs und des Netzes genutzt werden können. Das ENSAD wird auf der Leipziger Messe durch Einrichtungen einer Ortszentrale mittlerer Kapazität repräsentiert, an die Fernsprechapparate der a//>/;n-Familie in Nummernschalter- und Tastwahlausführung (MFC- Wahl) angeschlossen sind. Sie veranschaulichen den konstruktiven Aufbau und die elektrische Gliederung der 4 wesentlichsten Gestelltypen einer Be¬ dienungsgruppe für 1024 Teilnehmeranschlüsse. Fine weitere bedeutende Neuentwicklung für die rationelle und effektive Lösung nachrichtentechnischer Probleme der 80er Jahre und darüber hinaus stellt das PCM-System 120 dar. Für die fernmeldetechnische Erschließung ländlicher Gebiete offeriert der VEB Kombinat Nachrichtenelektronik mit der RFT-Landfunktelefonie eine komplexe Systemlösung, die in einem hohen Maße an die jeweiligen territorialen Bedingungen anpassungsfähig ist. Die Landfunktelefonie, die den zweiten Ausstellungskomplex bildet, bietet optimale Möglichkeiten zur Überbrückung von topografisch kompli¬ ziertem Gelände durch drahtlosen Anschluß von Fernsprechteilnehmern und für die Verbindung der Landtelefonzentralen an vorhandene Netze. Sie baut 39 auf bewährte technische Lösungen der Vermittlungs-, Übertragungs- und Funktechnik sowie dem neuen Radiotelefoniesystem URTES und dem ebenfalls neuen Mobilen Niederkanalsystem MNF/MTF auf. Das UHF/VHF-Radiotelefoniesystem ermöglicht den drahtlosen An¬ schluß von Fernsprechteilnehmern in großflächigen Gebieten mit Vermitt¬ lungszentralen bestehender Fernsprechnetze. Die Funkkanäle werden dabei ökonomisch durch Anwendung der mi/W-acceji-Technik (Bündeltechnik) genutzt. Eine hohe Verbindungsqualität und die Wahrung des Fernsprech¬ geheimnisses werden durch Pilottonübertragung und selektive Identifizie¬ rung gewährleistet. Im dritten Ausstellungskomplex wurde die Rationalisierung von Trans¬ port- und Umschlagprozessen durch den Einsatz moderner Nachrichten¬ mittel, insbesondere neuer Kommunikationssysteme, erläutert. Zu ihnen ge¬ hört ein Zugfunksystem, das auf dem UKW-System U 700 aufbaut und im 0,7-m-Band arbeitet. Es nutzt die Möglichkeiten, die Funk-Fernsprech¬ verbindungen zusammen mit automatisierten Meldungs- und Auftrags¬ systemen bieten. Das neue Zugfunksystem ermöglicht den Informationsaustausch zwischen festen Dienststellen der Eisenbahn und den auf der Strecke verkehrenden Zügen. Im Hinblick auf den ständig zunehmenden grenzüberschreitenden Verkehr erfüllt es die Kompatibilitätsforderungen des Internationalen Eisen¬ balmverbandes (U1C) und das Forderungsprogramm der Organisation für die Zusammenarbeit der Eisenbahnen (OSShD). Der Einsatz des Zugfunk¬ systems trägt u.a. zu einer Erhöhung der Durchlaßfähigkeit hochbelasteter Strecken, zur Verbesserung des Ausnutzungsgrads des Fahrzeugparks bei gleichzeitiger Einsparung von Betriebspersonal, zur Erhöhung der Betriebs¬ sicherheit durch operative Eingriffsmöglichkeiten in Gefahrenfällen und zur Beschleunigung von fahrdienstlichen Handlungen bei. Neu im Sortiment der UKW-Verkehrsfunktechnik sind dabei das trag¬ bare Sende-Empfangsgerät UFT 771 für das 0,7-m-Band sowie der UKW- Empfängerdiversity-Auswerter UED 650. Die Fernschreibtechnik wird durch elektronische Blattschreiber der Gerätefamilie RFT F 1000 repräsen¬ tiert. Erstmalig ausgestellt wurde der Sende-Empfangsfernschreiber F 1101. Er bildet den Auftakt der neuen Baureihe F 1100 der Gerätefamilie, die Sende-Empfangsfernschreiber umfaßt. Weiterhin werden Empfangsfern¬ schreiber der Baureihe F 1200 in den bereits bekannten Ausführungen an- geboten. Datenverarbeitung Auf die Bedeutung der Datentechnik muß man nicht besonders verweisen, sie erhöht immer die Effektivität in den unterschiedlichsten Bereichen von Industrie, Wissenschaft und Ökonomie. Bedeutenden Anteil hat der VEB Kombinat Robotron, Entwickler, Produzent und Exporteur von Geräten und Anlagen der Rechentechnik und Bürotechnik der DDR. Im Vorder- 40 Bild 11 Der programmierbare Kleinslrechner robolron K 1003 ist so ansgelegt, daß ersieh ohne Kennt¬ nis einer Programmier¬ sprache verwenden Hißt Bild 12 Die neue, mikro¬ prozessorgesteuerte Schreibmaschine robotron S 6001 ist ein Spitzenerzeugnis der neuen Generation der Schreibtechnik grund seiner Messe-Offerte standen Geräte und Anwenderlösungen aus dem neuen Erzeugnisprogramm Dezentrale Datentechnik. Dieses modular auf¬ gebaute Programm ist ein zukunftsorientiertes Organisationskonzept für die Erfassung, Speicherung, Übertragung, Verarbeitung und Bereitstellung von Daten mit einer abgestimmten Reihe von Einzelgeräten, Gerätekomplexen und Anwenderlösungen auf der Grundlage von ro6o?ro«-Mikrorechnern. Entsprechend den möglichen Einsatzgebieten umfaßt es die Vertriebslinien Buchung, Fakturierung, Abrechnung, Datenerfassung, -aufbereitung und -konvertierung, Texterfassung, -bearbeitung und -Verarbeitung, Kleindaten¬ verarbeitung, Datenfernverarbeitung und Prozeßdatenverarbeitung. Eine Neuentwicklung ist die Mikrorechnerfamilie robotron K 1600. Die Anwendungsbreite der 3 Modelle dieses Mikrorechnersystems wird durch die Ausschöpfung der Vorzüge der Mikroelektronik, den Anschluß eines 41 breiten Spektrums peripherer Geräte und die Bereitstellung leistungsfähiger Basis-Systemunterlagen bestimmt. Die Hauptanwendungsgebiete liegen im Einsatz als leistungsfähiges Kleindatenverarbeitungssystem mit einer inter¬ nen Speicherkapazität bis zu maximal 256 K Bytes, als Prozeßrechenanlage für die Automatisierung von Produktionsprozessen, als Rechner zur Labor- und Prüffeldautomatisierung und als intelligente Steuereinheit für moderne Datenfernverarbeitungssysteme. Das Angebot auf dem Gebiet der Schreibtechnik erhält seinen besonderen Akzent durch die neue elektronische Schreibmaschine robotron S 6001. Sie wird durch einen Mikroprozessor gesteuert, hat eine Speicherkapazität von 4-K-Byte und einen Zeichenvorrat von 96 Zeichen. 5 Speicher für Formate, in denen vertikale und horizontale Spalten für Tabellen bzw. Formulare ge¬ speichert und beliebig abgerufen werden können, und 3 Speicher für Bedien¬ folgen, die sich mit konstanten Textteilen, Adressen, Grußformeln usw. füllen lassen, sichern einen hohen Komfort an Schreibtechnik. Obering. Karl-Heinz Schubert Als SA-Mann Hans Weber Fritz Erpenbeck äffl Mikrofon In der antifaschistischen Arbeit wurde das Medium Rundfunk vielseitig zur Entlarvung des Faschismus eingesetzt. Bekannt ist der Deutsche Freiheit¬ sender 29,8, der von 1937 bis 1939 in der Spanischen Republik arbeitete, und über dessen Arbeitsweise wir im Elektronischen Jahrbuch 1980 berichte¬ ten. Bis zum Überfall des Faschismus auf die Sowjetunion arbeiteten deut¬ sche Antifaschisten vorwiegend mit an den deutschsprachigen Sendungen des Moskauer Rundfunks. Im Herbstl941 begann dann der eigenständige Deut¬ sche Volkssender in der UdSSR mit der Ausstrahlung seiner Sendungen, die nach unterschiedlichen Adressaten¬ gruppen differenziert waren. Beson¬ ders erfolgreich war die Sendung Senderder SA-Fronde mit dem fiktiven SA-Mann Hans Weber. Darüber be¬ richtet in dem Band Erinnerungen so¬ zialistischer Rundfunkpioniere, heraus¬ gegeben vom Lektorat Rundfunk¬ geschichte beim Staatlichen Komitee für Rundfunk beim Ministerrat der DDR, der Schriftsteller Fritz Erpen¬ beck. Dies ist kein wissenschaftlich fundierter Eericht. Tch erzähle Erlebtes. Mein Gedächtnis für Zahlen und Namen ist mangelhaft, hingegen zuverlässigfür- oft geringfügige, anekdotische - Tatsachen und Begebenheiten. So könnte ich beispielsweise heute noch das Zimmer im Moskauer Dom Lux , wo ich Genossen unserer Parteiführung aufzusuchen hatte, bis ins Detail genau beschreiben, die Zeitangabe jedoch muß unbestimmt bleiben. Einige Tage oder eine Woche nach dem Überfall Hitlers auf die Sowjet¬ union? Ich weiß es nicht mehr. Der Genosse Ulbricht empfing mich mit dem lapidaren Satz: «Du bist der SA-Mann Hans Weber.» «Wie bitte?» Er erklärte mir, daß ich ab sofort einen «illegalen» Sender, wie es deren in England bereits mehrere gab, aufzubauen hätte, inhaltlich mit der Fiktion: Rebellische SA-Gruppen, die Fronde , vertreten durch ihren Rundfunk¬ sprecher Hans Weber , bekämpfen die Nazimacht, indem sie sie systematisch zersetzen. Es lag nahe, zunächst Vergleiche mit dem britischen Geheim-Sender Nr. 1 (Gustav Siegfried 1) anzustellen, der offenbar eine ähnliche Aufgabenstel- 43 lung hatte. Konnten wir von ihm lernen, vielleicht sogar Erprobtes und Be¬ währtes übernehmen? Gustav Siegfried wurde erwiesenermaßen sehr viel gehört, insbesondere von Panzerbesatzungen, in der Luftwaffe sowie im gesamten drahtlosen Nachrichtenwesen an der Front und in der Heimat. Er sprach rüde und zotig, war ultrapornographisch, schilderte behaglich allerintimste, oft sogar ekelerregende Einzelheiten angeblicher oder tatsächlicher Perversitäten von «Goldfasanen», SS-Verbrechern und namhaften Frontdrückebergern. Seine Tendenz: Kameraden, wollt ihr euch dafür an der Front in Klump schießen oder in der Heimat von Bomben zerfetzen lassen? Macht Schluß! - Wie, das wurde nicht gesagt. Selbstverständlich war die Wirkung dieser Sendungen auch von sowjeti¬ schen Sachverständigen erforscht und analysiert worden. Die politische Wirkung erwies sich als gering. Die Sendungen wurden (hier und da sogar im Beisein von Vorgesetzten) als sexuell auf putschender Soldatenulk ge¬ wertet. Interessant für uns war, daß trotz der offenkundigen politischen und technischen Unmöglichkeit der angebliche Standort des GS 1 in Deutsch¬ land oder in besetzten Gebieten kaum angezweifelt, zumindest kaum dar¬ über gesprochen wurde. Wenn wir also mit unserem Sender der SA-Fronde möglichst viele vom Nazismus Enttäuschte oder nur Neugierige erreichen wollten, also zumeist kleinbürgerliche, vermeintlich «unpolitische» Menschen - denn andere hör¬ ten, oft unter Lebensgefahr, die regulären deutschsprachigen Sendungen aus Moskau und London -, so mußten wir uns zunächst Quantität und Qualität des politischen Inhalts sorgsam überlegen. Selbstverständlich durften wir uns nicht als Kommunisten bekennen, wohl aber konnten wir als rebellische SA-Männer gelegentlich von der «Kommune» wohlwollend, manchmal so¬ gar bewundernd sprechen. In der Hauptsache jedoch wirkten wir bewußt - unserem Auftrag der Zersetzung entsprechend - nur enthüllend, radikal kritisierend, Ärger und Mißmut verstärkend. Wir zielten - als Sender der SA-Fronde - sinnentsprechend fast ausschließlich auf SS-, Staats- und andere Nazifunktionäre, große wie kleine. Die ersten zwei, drei Sendungen unterlagen einer strengen Zensur. Das war angesichts des heimtückischen deutschen Überfalls auf die Sowjet¬ union, sodann wegen der absichtlich dialektgefärbten, für russische Ohren kaum verständlichen Diktion der Sendungen nicht verwunderlich. Wohl aber war es das Umgekehrte, nämlich daß nach der dritten, vierten Sendung die Kontrolle sehr großzügig gehandhabt wurde und schließlich, schätzungs¬ weise nach der zehnten Sendung, ganz aufhörte. Im Interesse einer strafferen Leitung der Tarnsender war die Verantwor¬ tung auf den Genossen Georgi Dimitroff übergegangen, der seinen persön¬ lichen Referenten, den tschechischen Genossen Fritz Kramer (Felix Ginin¬ der), mit der politischen Kontrolle beauftragte. Zu seinem Arbeitsbereich gehörten neben mehreren «illegalen» National¬ sendern (französisch, italienisch, finnisch) auch ein speziell für die deutsch¬ sprachigen Gebiete der CSR bestimmter, der KPC unterstehender Sudeten- 44 sender (für den Hedda Zinner viel schrieb); ferner ein österreichischer Frei¬ heitssender, in dem das heutige Mitglied des ZK der KPÖ, Genosse Zucker- Schilling, einen oft von bissigem Humor getragenen Kampf gegen die «Piefkes» führte; und schließlich ein besonders auf Polen und Ungarn ge¬ richteter, in mehreren Sprachen arbeitender «christlicher» Sender, der es in seiner Argumentation Wider den Antichrist - von allen wohl am leichtesten hatte. Aus naheliegenden Gründen arbeiteten wir konspirativ. So weiß ich bis heute nicht, welche Genossen beispielsweise an den «illegalen» französi¬ schen, polnischen oder finnischen Freiheitssendern als Redakteure oder Sprecher wirkten, obwohl wir uns bestimmt oft begegneten und freundschaft¬ lich unterhielten. So mußte ich auch die spätere Aufforderung Wilhelm Piecks, am Sender Freies Deutschland mitzuwirken, ablehnen, weil meine Stimme und mein Tonfall schon «anderweitig» zu bekannt waren. Volkstümlicher Ton, derbe Ausdrucksweise und grimmiger Humor - trotzdem hätte all das auf die Dauer kaum viele Hörer fesseln können, zumal das Abhören sehr gefährlich war. Bestimmend mußte also das Material sein, der Inhalt. Der Text, jeweils etwa acht Schreibmaschinenseiten (vieles sprach ich, wenn die Zeit zum Abtippen nicht gereicht hatte, ziemlich frei nach hand¬ geschriebener Vorlage), mußte aktuell, möglichst tagesaktuell sein und vor allem ohne jegliche Didaktik (!) den «gewöhnlichen Faschismus» als volks¬ feindlich entlarven. Und das rund zweitausend, später in Ufa dreitausend Kilometer vom Ort des Geschehens entfernt! Angeblich sendeten wir, häufig wechselnd, aus Gebäuden, Kellern und Schuppen in verschiedenen Orten, wegen Sicherung gegen Anpeilung zeitweise auch aus Land- und Wasser¬ fahrzeugen. Dies wurde jedoch, um keine ungewollten Überlegungen der Hörer anzuregen, nicht betont, sondern nur hie und da beiläufig erwähnt. Aus gleichem Grund wurde auch nur dann und wann andeutungsweise, unter Berufung auf die erforderliche Konspiration gegenüber der Gestapo, von der Organisation unserer SA-Fronde gesprochen. Das Sendematerial stammte angeblich von Mitverschworenen und kam von überallher. Ich habe es mit wenigen Ausnahmen, hauptsächlich Zitaten - so deutete ich an -, zu einzelnen Beiträgen, Nachrichten und Glossen verarbeitet. Das enthob mich stilistischer Experimente beim Schreiben und Sprechen. Jede Sendung enthielt einen längeren, meist tagespolitisch oder militärisch wichtigen Beitrag, zwei kürzere und einige kleine Meldungen. Manchmal fügte ich auch eine Minute lang «chitfrierte Mitteilungen und Anweisungen» (willkürliche Zahlenkombinationen) für die Kampfgruppen der SA-Fronde hinzu. Mit Sekundärmaterial wie Büchern, Lexika, Stadtplänen, Reiseführern sowie abgehörten Reden und Wehrmachtsberichten war da, obwohl zum Fundieren sehr nützlich, allein wenig anzufangen. Kommentare, 24 Stunden nach dem Anlaß gesendet und inhaltlich sachbedingt sehr ähnlich, wären so gut wie wirkungslos geblieben. Das Hauptproblem war demnach, das Allgemeine lokal zu fixieren und zu 45 konkretisieren; mit anderen Worten: die Illusion unseres Standorts im Lande herzustellen und ständig aufrechtzuerhalten. Jede Sendung von (zunächst) täglich 20 Minuten mußte zweckmäßig ge¬ mischt sein aus etwa einem Drittel entlarvter, unglaubwürdig gemachter, derb verhöhnter allgemeiner Nazipolilik, zum Beispiel offizieller Radio¬ ansprachen, Leitartikel des Völkischen Beobachters und immer widerspruchs¬ voller werdenden Frontkommentaren des Kriegsverbrechers Fritzsche. Zwei Drittel jeder Sendung, die ich schrieb und monatelang als SA-Mann Hans Weber allein sprach, hatten jedoch als wichtigste Komponente möglichst lokal fixierte, konkrete Alltagsereignisse. Kommentare und ideologische Widerlegung der «großen» Nazipolitik konnten fundierter und zweckmäßiger andere, offizielle Sender in Moskau und London verbreiten; im Sender der SA-Fronde hingegen mußten der kleine Bonze - die letzlich zuverlässigste Stütze des Nazisystems -, der stur gläubige Mitläufer und schließlich der Nutznießer, auch der kleine, über¬ zeugend bloßgestellt werden. Ihre Taten und Nichttaten, ihr gewöhnliches und gewohntes Tun und Lassen, ihre auch im bürgerlichen und kleinbürger¬ lichen Bewußtsein verbrecherischen, jeden anständigen Menschen empören¬ den Verhaltensweisen, Maßnahmen, Befehle, Denunziationen und Korrup¬ tionsaffären, insbesondere zwecks Drückebergerei vom Fronteinsatz, glaub- haft zu zeigen - darin bestand, vor allem anfangs, die scheinbar unüberwind¬ liche Schwierigkeit. Die Sendung lief am frühen Abend im 32-Meter-Band, mußte also bis dahin sendefertig geschrieben sein. Das bedeutete eine schwere, heute nicht mehr vorstellbare tagtägliche Arbeitsleistung und Nervenbelastung. Erst gegen Mittag lagen mir sämtliche deutschsprachigen Texte des Nazi¬ rundfunks, Londons und Moskaus vor. Das war zwar sehr informativ, ent¬ hielt aber für unseren Spezialzweck, wie ich bereits ausführte, leider sehr wenig verwendbares Material, denn es kam, ebenso wie der Nazi-Front¬ bericht, um rund 24 Stunden zu spät. Wenn Hitler, Goebbels oder ein anderer führender Nazi aus gewichtigem Anlaß vor- oder nachmittags eine Rede hielten, konnten die Hörer des SA-Mannes Hans Weber rechtens verlangen, daß dieser unmittelbar darauf einging. Ich durfte deshalb nicht abwarten, bis der authentische Text anderntags auf meinem Schreibtisch lag. Persönlich abhören konnte ich nicht, weil ich mich geographisch an eineiri Ort befand, wo die braunen Wellen von starken sowjetischen Sendern über¬ lagert wurden. Ich wählte deshalb, da wichtige Reden nahezu synchron von nicht gestörten faschistischen Regionalsendern ausgestrahlt wurden, die Übertragung in Holländisch oder Afrikaans. So erfuhr ich zumindest, ob¬ wohl ich die beiden Sprachen nur ungefähr verstand, rechtzeitig, um was es inhaltlich im wesentlichen ging (neun Zehntel waren ohnehin nur Propa¬ gandaphrasen) und worauf diesmal besonderes Gewicht gelegt wurde. Des¬ halb konnte ich umgehend antworten: entlarvend, meist scharf glossierend, an den «gesunden Menschenverstand» des Hörers appellierend. Mit diesem unmittelbaren Reagieren war überdies ein Teil unserer Glaubwürdigkeit be¬ gründet, nicht zuletzt auch, was unseren angeblichen Standort anlangte. 46 Zweckmäßig ausgewertet, bildeten Nazizeitungen und Zeitschriften wert¬ volles Material. Sie wurden uns sofort nach Besetzung von Wehrmachts¬ unterkünften, Bunkern, Gräben und Feldpoststationen zugeleitet. Es ist für jeden, der sich noch nicht damit befaßt hat, kaum vorsteßbar, was man den kleinen und kleinsten Lokalnotizen der Provinzblätter, den lokalbehörd¬ lichen Ankündigungen und Anordnungen, nicht zuletzt aber den Inseraten aller Art, einschließlich der Todesanzeigen («in stolzer Trauer ...»), ent¬ nehmen konnte. Es sei hier bloß erwähnt, daß uns aus diesen Materialien, wenn schon nichts anderes, Funktion, Rang und Namen zahlreicher faschi¬ stischer Orts- und sogar Dorfgewaltiger bekannt wurden, was man gelegent¬ lich verwenden konnte, um eine zersetzende Nachricht örtlich überzeugend anzusiedeln. Nutzbares war auch den faschistischen Soldatenzeitungen, ins¬ besondere der Erika, zu entnehmen, denn bei der dort betriebenen knalligen Durchhaltepropaganda stieß man sehr bald auf die neuralgischen Punkte. Trotz alledem hätten unsere Sendungen ohne zwei weitere bedeutsame Materialquellen dünn und blutleer bleiben müssen. In anderem Zusammenhang erwähnte ich bereits die eroberten Feldpost¬ stellen. In den uns schnellstens zugeleiteten Briefen, auch in solchen, die bei Gefallenen und Verwundeten gefunden wurden oder Kriegsgefangenen ab-, genommen wurden, steckte eine Überfülle selbst uns oft überraschenden Materials. Insbesondere enthielten Briefe aus Lazaretten in die Heimat, noch mehr solche von Lazarett zu Lazarett (wo keine Zensur befürchtet wurde) manchmal empörende, ja haarsträubende Einzelheiten. International bekannt wurde später - denn wir gaben benutztes Material mit entsprechen¬ den Hinweisen zurück - der Brief einer, wie man so sagte, «deutschen Frau und Mutter», die ihren Mann - «Partisanen»-Bekämpfer bei der Waffen- SS - aufforderte, ihr doch wieder einmal Kinderwäsche zu schicken: «Sie kann ruhig blutig sein, ich wasche es heraus ...» Einem Briefwechsel zwischen zwei sich offenbar in verschiedenen Lazaret¬ ten langweilenden Landsern entnahmen wir die Schilderung eines Skandals, der die gesamte braune Führungsschicht eines westfälischen Städtchens bloßstellte. Genußvoll schilderte der eine BriefSchreiber, der sich stolz als «alter Kämpfer» bezeichnete, diverse Sauf- und Sexualorgien, und er nannte auf Anfrage seines Freundes die vollen Namen und politischen Funktionen aller Beteiligten. Man kann sich unschwer denken, wie zersetzend eine solche Sendung in einer Kleinstadt wirkte, wie nachhaltig sie die Autorität der braunen Obrigkeit untergrub und wie daraufhin (das erfuhr ich zufällig 1945) die Flüsterpropaganda dem «SA-Mann» Hans Weber neue ständige Hörer zubrachte. Wir paßten sehr auf, daß nichts widerlegbar war. Lieber verzichteten wir auf sensationelles Material. Gegenüber Aussagen von Kriegsgefangenen, , von denen uns manche vollständig oder in Protokollauszügen zugingen, ver¬ hielten wir uns skeptisch, wenn wir den Gefangenen nicht selbst detailliert befragen konnten. Selbstverständlich logen wir nicht, wir kombinierten nur logisch. Wir ver¬ mieden Übertreibungen und, sogar wenn wir Tatsachen als Wahrheits- 47 beweise hätten anführen können, Unwahrscheinlichkeiten. Mit unserem Freund und Ratgeber Fritz Kramer (Gminder) gab es auch hierbei keine Differenzen. Ich erinnere mich noch, daß ich im Krieg offenkundig über¬ flüssige, ja sinnlose Großinserate von Daimler-Benz für Privatwagen im Organ des NS-Kraftfahrerkorps mit der Person des Chefredakteurs - ehe¬ dem laut Handbuch ein kleiner Gehaltsempfänger - in Verbindung brachte; denn die Korruption war evident. Ich behauptete, der Pg. Hühnlein habe be¬ reits sieben Millionen auf seinem Bankkonto. «Das nehmen dir die Hörer nicht ab», mahnte mich Fritz Kramer, «anderthalb Millionen tun’s auch.» Ich weiß nicht mehr, um wieviel ich daraufhin das vermutliche Einkommen des hohen Nazibonzen kürzte, aber 1945 erfuhr ich, als unsere sowjetischen Freunde die Akten eines Finanzinstituts am Nollendorfplatz beschlag¬ nahmten, das speziell für die Führungsschicht der Nazis eingerichtet worden war, daß das zu versteuernde Einkommen des Pg. Hälmlein elf Millionen Mark betrug. Wahrheit oder Wahrscheinlichkeit - das war bei uns mehr als einmal die Frage. Allmählich gab es so viel gutes Material - denn im Nazistaat kriselte es zunehmend -, daß täglich zwei Sendungen wünschenswert wurden. Aber das war natürlich von nur einem Menschen nicht zu schaffen, zumal das Wieder¬ holen einzelner Beiträge möglichst unterbleiben sollte. Da hatte ich nach ungefähr einjähriger Alleintätigkeit das Glück, den Genossen Max Keilson als Partner zu erhalten. Wir hatten schon 1929 bis 1931 gelegentlich propagandistisch zusammengearbeitet und uns gut ver¬ standen. Nunmehr wurden wir bei der intensiven gemeinsamen Arbeit rasch zu Freunden. Max hatte viel konkrete Phantasie, schrieb einen lockeren, sehr persönlichen Stil und sprach ausgezeichnet ein etwas heiseres, rauhes Berlinisch. Wir schrieben nach vorheriger, fast immer ertragreicher Absprache am frühen Vormittag jeder eine 20-Minuten-Sendung; nur als Sprecher lösten wir uns, je nach Charakter des jeweiligen Beitrags, manchmal ab. Unsere Ansage lautete; «Hier ist der Sender der SA-Fronde, es spricht SA-Mann Hans Weher» oder; «... SA-Mann Max Schröder.» Wir hatten auch in der Zeit, da ich noch allein arbeitete und glücklicher¬ weise nie ernsthaft erkrankte, keinen Sende-Ausfall, wenn auch einmal eine im Lichthof des Instituts explodierende Bombe die Fenster eindrückte und mich mit Glassplittern übersäte. Da mußte natürlich ohne Stocken und Zögern weitergesprochen werden, denn - für unsere Hörer befanden wir uns ja in Deutschland, wo zu diesem Zeitpunkt wahrscheinlich keine Bomben fielen. Nicht einmal als das vom Genossen Dimitroff geleitete Internationale Institut für Politik, zu dem die «illegalen» Sender organisatorisch gehörten, nach Ufa und nach einigen Monaten wieder von Ufa nach Moskau verlegt wurde, gab es eine Unterbrechung: Max oder ich sendeten, während einer reiste, so lange allein, bis umgeschaltet werden konnte. Nachtrag. 1946 wurden Max Keilson und ich mit der sowjetischen Medaille für gute Arbeit im Großen Vaterländischen Krieg ausgezeichnet. Die schönste 48 Auszeichnung aber war, als ich nach meiner Rückkehr erfuhr, daß unser Sender einer der vielgehörten antifaschistischen Sender während der dunkel¬ sten Zeit der deutschen Geschichte in unserer Heimat war. Über den Autor Fritz Erpenbeck , Sohn eines Elektro¬ monteurs und späteren Ingenieurs, wurde am 6.4.1897 in Mainz geboren. Er besuchte die Realschule in Osna¬ brück und erlernte danach das Schlos¬ serhandwerk. Von 1915 bis 1918 war er Soldat. Bis 1921 ließ er sich in Osna¬ brück als Schauspieler ausbilden. Nach vielen Engagements kam er schließlich nach Berlin, wo er auch als Dramaturg und Regisseur ( Lessing- Theater, P/sca/or-Bühne) tätig war. 1927 trat er in die KPD ein und wurde Mitglied im Bund proletarisch-revolu¬ tionärer Schriftsteller. Ab 1929 war er als Journalist tätig, von 1931 bis 1933 Redakteur am Roten Pfeffer (politisch¬ satirische Zeitschrift). 1933 emigrierte er nach Prag und arbeitete dort bei der AIZ. Ab 1935 weilte er mit seiner Frau Hedda Zinner in Moskau, war dort u.a. Redakteur der Zeitschriften Das Wort und Internationale LiteraturI Deutsche Blätter. 1937 erschien in Moskau sein Roman Emigranten , der die Schwere des Lebens und des Kamp¬ fes der ausdem faschistischen Deutsch¬ land Vertriebenen schildert. Unter anderem enthält dieses Buch auch literarisch verarbeitet das Schicksal von Rolf Formis, der zu den Gründern des Amateurfunks in Deutschland ge¬ hört. Mit der Gruppe Walter Ulbricht kehrte F.Erpenbeck 1945 nach Berlin zurück. Er war Redakteur bzw. Chef¬ redakteur verschiedener Zeitschriften (u.a. Theaterdienst , Theater der Zeit , Artistik). 1959 war Erpenbeck Chef¬ dramaturg der Berliner Volksbühne , danach freischaffender Schriftsteller, Essayist und Theaterkritiker. Er er¬ hielt viele staatliche und gesellschaft¬ liche Auszeichnungen, u.a. den Vater¬ ländischen Verdienstorden , Banner der Arbeit, Lessingpreis. 1964 bis 1969 ist Erpenbeck mit einer Serie von 5 Kri¬ minalromanen hervorgetreten, um dieses vielgefragte Genre der sozialisti¬ schen Gegenwartsthematik dienstbar zu machen (Künstler pension Boulanka , Tödliche Bilanz u.a.). Fritz Erpenbeck verstarb am 7.1.1975 nach einem ar¬ beitsreichen, erfüllten Leben. 4 Schubert, Eljabu 81 49 Dipl.-big. Horst Schmied Das Telefon und die Elektronik Das Telefon ist über 100 Jahre alt. Erfunden wurde es von Philipp Reis, der es 1861 einem größeren Personenkreis vorführte. Von Reis stammt auch die Bezeichnung Telefon, allerdings konnte sich das Gerät für die Nutzung da¬ mals nicht durchsetzen. Erst in der praktisch verwendbaren Form als Er¬ findung von Bell (1876) mit dem Kohlemikrofon von Edison (1877) wurde es innerhalb kurzer Zeit in vielen Ländern in größerem Umfang für die Sprach- übertragung zwischen auseinanderliegenden Sprechstellen verwendet. Im vorigen Jahrhundert hatten die Telefone an der Gehäuseseite eine Handkurbel (als Antrieb für einen Kurbelinduktor). Wollte man telefonie¬ ren, mußte man zunächst an der Kurbel drehen und dadurch die Rufspan¬ nung erzeugen. In der Vermittlungsstelle wurde damit der Wecker betätigt und am Vermittlungsschrank die der Leitung zugeordnete Anrufklappe frei¬ gegeben. Auf diese Weise wurde dem Vermittlungsbeamten angezeigt, wer ein Gespräch wünschte. Nach Abfragen des rufenden Teilnehmers steckte der Vermittlungsbeamte die Verbindung zum gewünschten Teilnehmer auf dem Buchsenfeld. Das Telefon ließ sich in den ersten Jahren nur während der Dienstzeit der Vermittlungsbeamten nutzen, die örtlich unterschiedlich geregelt war. In den Nachtstunden war die Vermittlung in vielen Ämtern un¬ besetzt. Um von den Vermittlungskräften unabhängig zu werden, wurde 1892 in Chicago die erste automatische Wählvermittlung mit Strow^cr-Wählern in Betrieb genommen. In Deutschland folgte ein derartiges Amt im Jahr 1908 (Hildesheim). Zur Steuerung der Wähler mußte jeder Fernsprechapparat einen Signalgeber erhalten. Das war die Nummernscheibe, die gleichartig U nsi ■ i Mikrofon- und Hörschaltung I " G] © i i i © 20... 60 mA 60 ms A U l±| A \A-JJSL b)~ t= 100 ms Bild 1 a - Apparatesclialttmg (vereinfacht); b - Impulsverlauf bei Wahl der Nummer 42 auch heute noch verwendet wird. Im Innern des Apparats befindet sich der Nummernschalter, dessen Feder sich bei Drehen der Wählscheibe aufzieht. Wird die Wählscheibe freigegeben, dann geht die Spiralfeder in den Ruhe¬ zustand zurück und treibt dabei eine Flügelscheibe an, die den Kontakt nsi so oft öffnet, wie es dem gewählten Ziffernwert entspricht (Bild 1). Zu Bild 1: An den Leitungsanschlüssen a/b I iegt die 60-V-Spannung (Spei¬ sung vom Amt über 1 ... 2,5 kf2). Der Umschalter U ist im Ruhezustand ge¬ öffnet und der Stromkreis durch den Apparat unterbrochen. Lediglich der Wecker W ist an die Leitung angeschaltet (Wechselstromweg über die Kapa¬ zität). Der Umschalter U schließt bei Abnahme des Hörers. Durch die Appa¬ rateschaltung fließen 20 ... 60 mA, je nach Leitungslänge zwischen Amt und Teilnehmer. Zieht man die Nummernscheibe auf, so schließt der Kontakt nsa und bleibt auch während des Rücklaufs geschlossen. Dadurch wird der Stromfluß über die a/b-Ader erhöht und ein gesichertes Arbeiten der Wahl¬ empfangsrelais erreicht. Gleichzeitig werden die Wahlgeräusche von der Hörschaltung ferngehalten. Die bei Ablauf der Wählscheibe erzeugten Unterbrechungen des Schleifen¬ stroms haben das im Bild 1 b gezeigte Aussehen. Als Impuls gilt jeweils die Stromunterbrechung. Je Sekunde werden 10 Impulse ausgesendet (Toleranz + 10%). Das Zeitverh’iltnis Öffnung des nsi-Kontakts zu Schließung ist 1,6:1. Um die genannten Grenzen einzuhalten, wird der Ablauf der Num¬ mernscheibe durch eine Fliehkraft bremse geregelt. Das Ablaufen der Nummernscheibe bei Wahl z.B. der «0» dauert somit 1 Sekunde. Es wird Ziffer nach Ziffer der Rufnummer gewählt und vom Nummernschalter die entsprechende Anzahl Impulse (Stromunterbrechungen) auf die Teil¬ nehmerleitung gegeben. In der Vermittlungsstelle schaltet ein Wahl¬ empfänger (Relais) je nach eingehender Impulszahl die Wähler. Über ein halbes Jahrhundert blieben die Grundform des Fernsprech- 51 apparats und dessen technische Einzelheiten im wesentlichen unverändert. Die Apparate wurden jedoch in dieser Zeit kleiner, und neue Werkstoffe brachten auch neue und rationellere Fertigungsverfahren. Erst Ende der sechziger Jahre folgte mit der Einführung der Tastwahl eine wesentliche Neuerung. Der Fernsprechapparat erhielt ein neues Gesicht, an die Stelle der Wählscheibe trat der Tastensatz. Im folgenden soll gezeigt werden, in welche Bereiche des Fernsprechapparats die Elektronik eindrang. Wahlschaltung Die Einführung der Tastwahl wurde zum einen durch den Wunsch nach Be¬ quemlichkeit bedingt. Die zu wählenden Ziffern werden wie bei Rechen¬ maschinen über ein Tastenfeld eingegeben. Damit entfällt der «Abrieb» am Finger beim Aufziehen der Nummernscheibe. Zum anderen bot die Ein¬ führung der Tastwahl Vorteile infolge der in den fünfziger Jahren in den Vermittlungsstellen zum Einsatz gekommenen Koordinatenschalter (Kreuz¬ schienenverteiler). Während bei der Drehwählertechnik der Verbindungs¬ aufbau synchron zur ablaufenden Nummernscheibe erfolgt, wird bei Ko¬ ordinatenschaltern die Wahlinformation zunächst in einem Register zwi¬ schengespeichert und erst am Ende des Wahlvorgangs die Verbindung in einem Zug durchgeschaltet. Die Signalgabe der Nummernscheibe ist in diesem System wesentlich langsamer, als durch die Signalaufnahme des Registers erforderlich (da der Schaltgeschwindigkeit der Drehwähler ange¬ paßt). Der Wahlvorgang ließ sich durch Einführung der Frequenztastwahl beschleunigen. Während bei Nummernschalterwahl die Zeichengabe durch die Anzahl der Impulse erfolgt, werden bei der Frequenztastwahl je Ziffer jeweils 2 Frequenzen ausgesendet (MFC = Mehrfrequenzkodezeichengabe). Dabei ist eine Frequenz aus einer unteren (697 ... 941 Hz), die zweite Fre¬ quenz aus einer oberen Frequenzgruppe (1209 ... 1633 Hz). Diese Frequen¬ zen liegen innerhalb des übertragenen Sprachbands, somit ist eine Über¬ tragung auf den Sprechwegen ohne Umsetzung möglich. Die Zusammenstel¬ lung der 2 Frequenzen wurde so gewählt, daß sie in der Sprache und in der Musik nicht auftritt. Damit sind Störungen des Wahlvorgangs durch Ge¬ räusche, die auf das Mikrofon gelangen, äußerst unwahrscheinlich. Der Einsatz der MFC-Wahl war erst möglich geworden durch die Er¬ findung des Transistors im Jahre 1948 und nachdem man gelernt hatte, Transistoren mit zeitlich stabilen Kennwerten und verbesserter Zuverlässig¬ keit (Siliziumtransistor) zu fertigen. Das ermöglichte, die Schaltung zur Frequenzerzeugung beim Teilnehmer vom Amt aus durch den üblichen Teil¬ nehmerstrom zu speisen und sie im Volumen des üblichen Fernsprech¬ apparats unterzubringen. Bild 2a zeigt die Anordnung der Ziffern und die Zuordnung der Frequenzen für die Waagrechten und Senkrechten. Die Zeichentasten neben der 0 sind für Zusatzfunktionen vorgesehen (z. B. Rückfrage, Vermittlungsanrufe, Aufschalten). Jede Zifferntaste hat 2 Schalt¬ kontakte (W und S). Davon schaltet der W-Kontakt die zugeordnete Fre- 52 637 Hz 770 Hz 85Z Hz 947 Hz a) 7 209 7 336 7477 Hz Hz Hz □ EH □ EH □ □ □ EHE Bild 2 Tastemeiefon; a - Anordnung der Ziffern, b - Prinzipschaltung der Walil- oszillatoren quenz der unteren, der S-Kontakt die der oberen Frequenzgruppe. Bild 2 b zeigt die vereinfachte Schaltung zur Wahlfrequenzerzeugung [3]. Es sind 2 Transistoroszillatoren. Durch Anschalten der unterschiedlichen Anzap¬ fungen des Schwingkreis-L wird die erzeugte Frequenz bestimmt. Im Amt werden die eintreffenden Wahlinformationen durch Wahlempfänger aus¬ gewertet. Jede der möglichen Wahlfrequenzen wird durch einen auf sie ab¬ gestimmten (selektiven) Wahlempfänger erkannt. Über einen Dekoder wer¬ den aus dem MFC-Signal Gleichstromsignale im 2-von-5-Kode zur Speiche¬ rung im Register gewonnen. Bei Wahl mit dem Tastensatz (MFC) läßt sich bis zu 50% der Wahlzeit einsparen im Vergleich zur Wahl mit Nummernscheibe (Impulsgabe). Bild 3 zeigt diese Verhältnisse. Die MFC-Tastwahl kann vorerst nur von Bild 3 Zeitoergleich zwischen Wahl mit Nummernscheibe und mit Tastensatz 53 einem kleinen Teilnehmerkreis genutzt werden, da hierfür Ämter mit Koordinatenschaltern oder elektronischer Vermittlungstechnik Voraus¬ setzung sind. Die Lebensdauer der Fernmeldeeinrichtungen liegt bei etwa 40 Jahren. Deshalb wird also die Mehrzahl aller Teilnehmer noch mehrere Jahre an dekadisch gesteuerte Vermittlungen angeschaltet sein. Die Fort¬ schritte in der Halbleitertechnik ermöglichten, daß ab Anfang der siebziger Jahre auch diese Teilnehmer Apparate mit Tastwahl erhalten konnten. Es handelt sich um einen Tastensatz, der einen integrierten Schaltkreis (IS) durch Anlegen von Gleichspannungspotential an die Eingabeeingänge so einstellt, daß am Ausgang des IS die gleiche Impulsserie wie vom sonst üblichen mechanischen Nummernschalter abgegeben wird. Der Schaltkreis muß einen Zwischenspeicher haben, da die Zitferneingabe vom Tastensatz schneller erfolgt, als die Wählimpulse - bestimmt durch die zu steuernde langsamere Drehwählertechnik - vom Schalt-kreis abgegeben werden können. Die Verwendung des Tastensatzes, wie ihn der Apparat für Frequenz¬ tastwahl hat (2 Arbeitskontakte je Taste), führt zu einer kodierten Ziffern¬ eingabe auf die Eingabeeingänge des Schaltkreises A bis D: Ziffer A B C D 1 H H H H 2 L H H H 3 H L H H 4 H H L H 5 L H L H 6 H L L H 7 H H H L 8 L H H L 9 H L H L 0 L L H H Bei jeder gedrückten Zifferntaste wird an einen oder an zwei der Eingänge L-Potential ( — 6 V) angeschaltet. Da der Schaltkreis aus dem Speisestrom der Apparateschaltung vom Amt gespeist wird, muß seine Leistungsauf¬ nahme niedrig sein. Dafür verwendet man eine MOS-Schaltung in dynami¬ scher Technik (d. h. keine statische Speisung, Speisung nur über die Taktzu¬ führung 20,47 kHz). Die über 400 Transistoren benötigen insgesamt nur 2 mW Speiseleistung. B'ld 4 zeigt das Wirkprinzip des IS. Eingangsschaltung: Im Zusammenwirken mit der Registersteuerung zum An¬ fügen der gerade anliegenden kodierten Ziffer an die richtige Stelle des stän¬ dig umlaufenden Speicherinhalts im Schieberegister. Ausgangsschaltung: Im Zusammenwirken mit der Registersteuerung zum Auslesen der im Speicher befindlichen Ziffern in 4er Reihenfolge ihrer Ein¬ gabe. 54 Bild 4 Funktionsblöcke des Impulstastwahl-Sclialtkreises Schieberegister: Dynamisches Schieberegister mit 4 Parallelspuren zur Auf¬ nahme einer Rufnummer mit maximal 18 Ziffern. Inhalt ständig umlaufend mit der Frequenz des Taktgenerators (20,47 kHz). Umkodierer: Setzt die im 4-Bit-Kode gespeicherte Wahlinformation so um, wie sie zum Setzen des Zählers benötigt wird. Zähler: Wird durch Vorwahl auf die eingegebene Ziffer eingestellt und durch den Takt auf den Zählerstand «Null» heruntergezählt. Zählersteuerung: Steuert die Ausgabe der Wahlimpulse in der vom Zähler vorgegebenen Anzahl. Am Ende dieser Serie wird die Zwischenwahlzeit t z angefügt (400... 800ms), ehe d'e Freigabe der Ausgangsweiche zur Über¬ nahme der nächsten Ziffer in den Zähler erfolgt. Wählimpulsgenerator: Erzeugt den Wahlimpuls (Impuls 60 ms, Pause 40 ms) durch Teilung der Taktgeneratorfrequenz. Ausgang: Die Ausgangsstufen bestehen aus je einem MOS-Transistor, der in einem Zustand gesperrt, im anderen durchgeschaltet ist. Zur Steuerung des Schaltkreises wird eine Frequenz von 20,47 kHz be¬ nötigt. Da die Amplitude 18 V sein muß, wurde eine LC-Oszillatorschaltung mit gleichzeitiger Spannungstransformation von 6 V (Primärspeisung) auf sekundär 18 V verwendet. Inzwischen konnte durch Fortschritte in der 55 Technologie die benötigte Speisespannung bei den neuesten Schaltkreisen auf 5 V gesenkt werden. Eine direkte Impulsabgabe der MOS-Ausgänge auf die Teilnehmerleitung ist nicht möglich, da die Ausgänge zu hochohmig und nicht spannungsfest genug sind. Deshalb erfolgt die Impulsgabe auf die Leitung über Schutzrohrkontakt-Relais (gesteuert vom MOS-Ausgang über zwischengeschaltete Bipolar-Transistorstufen), besser jedoch über Impuls¬ relais, da sie nur zum Umschalten mit einem Schaltimpuls gespeist werden müssen. Auf der Basis der Fortschritte der Halbleitertechnik wurde es in den letzten Jahren möglich, hochsperrende Schalttransistoren mit einer Emitter- Kollektor-Sperrspannung von 250 V zu fertigen. Diese können als nsi- und nsa-Schalter direkt in die Teilnehmerleitung eingefügt werden. Bei den ersten Serien der produzierten Schaltkreise wurde die eingegebene Rufnummer bei Aussenden im Speicher des Schaltkreises gelöscht. Auf der nächsten Entwicklungsstufe blieb die Information im Speicher erhalten. Da¬ durch wurde ermöglicht, bei nicht zustande kommender Verbindung (z.B. Besetztzeichen) den ganzen Wahlvorgang durch Drücken einer Wiederhol¬ taste beliebig oft zu wiederholen. Erst bei Auflegen des Hörers wird die in dem Zwischenspeicher befindliche Rufnummer gelöscht. Durch Hinzu¬ nahme eines weiteren MOS-IS (Speicher, RAM) wird es möglich, z.B. 20 komplette Rufnummern, die man am häufigsten benötigt, vorab in den Speicher einzutasten. Will man dann einen dieser Teilnehmer sprechen, so braucht man anstatt der vielstelligen Rufnummer nur die zweistellige Kenn¬ zahl für den Speicher einzutasten, und der Wahlvorgang wird aus dem Lang¬ zeitspeicher gesteuert. Im RGW werden MOS-Schaltkreise für Impulstastwahl sowie damit be¬ stückte Apparate, und zwar sowohl für einfachen Wiederholruf, als auch mit Langzeitspeicher für bis zu 40 Rufnummern, in der Volksrepublik Bul¬ garien gefertigt. Diese Apparate ermöglichen eine Zeiteinsparung bei der Wahl und bringen eine Arbeitserleichterung. Besonders spürbar wird das an Plätzen, an denen arbeitsbedingt viel telefoniert werden muß (Vermittlungs¬ kräfte, Dispatcher). Inzwischen sind auch für die MFC-Tastwahl Schaltkreise zur Tonfre¬ quenzerzeugung bekannt geworden. Eingangsfrequenz für den IS ist eine Festfrequenz großer Konstanz. Aus dieser wird durch Teilung mit variablem Faktor die benötigte Basisfrequenz erzeugt, die einen Zähler taktet. Durch Digital-Analog-Wandlung wird die abzugebende Sinusfrequenz nach dem Prinzip des Treppenspannungsgenerators in ihren Amplitudenwerten an¬ genähert. Die Realisierung erfolgt durch einen Quarzgenerator mit einem billigeren Quarz aus einer Massenfertigung für Konsumgüter (z.B. 4,44 MHz). Seine Frequenz wird mit einem variablen Teilungsfaktor, be¬ stimmt durch die gedrückte Zifferntaste, herabgeteilt. Ein folgender Zähler treibt mit seinen Ausgängen über ein Netzwerk mit Bewertungswiderständen bzw. Konstantstromquellen den D/A-Wandler. Wahlempfänger-Schalt¬ kreise wurden in den letzten Jahren gleichfalls entwickelt. Sie arbeiten nach dem Digitalprinzip. Mit einem elektronischen Filter wird zunächst die untere von der oberen Frequenzgruppe getrennt. Die Frequenz innerhalb 56 der Gruppe wird erkannt durch Auszählung der Periodendauer, wie das von Frequenzzählern bekannt ist. Sprech- und Hörkreis Der Telefonklang der menschlichen Stimme ist allgemein bekannt. Ganz anders klingt dieselbe Stimme, über den Rundfunk übertragen. Der Unter¬ schied kommt zustande durch die unterschiedliche Übertragungsbandbreite, die bei UKW-Sendern von 30 Hz ... 15 kHz reicht, bei Telefongesprächen dagegen von 300 Hz ... 3,4 kHz. Je größer die Bandbreite gewählt wird, desto natürlicher klingt die Stimme, desto teurer würde aber auch das ein¬ zelne Gespräch. Deshalb ist das Kriterium für die Telefonübertragung eine hinreichende Verständlichkeit. Bis zu den dreißiger Jahren war bei den ein¬ gesetzten Kohlemikrofonen der Frequenzbereich 1000 ... 1500 Hz stark bevorzugt. Zu dieser Zeit gelang es, durch Konstruktionsverbesserungen den Frequenzverlauf gleichmäßiger zu gestalten. Die Kohlesprechkapsel hat neben ihren Vorteilen (z.B. billige Herstel¬ lung) auch Nachteile. Das sind ungleichmäßiger, von der Lage abhängiger Frequenzverlauf, begrenzte Lebensdauer von etwa 3 Jahren (da die Kohle¬ körner mit der Zeit verkleben und sich die Sprachumwandlung verschlech¬ tert) sowie ein Klirrfaktor bis zu 20%. Doch es gab über Jahrzehnte keine Alternativlösung. Begründet ist es darin, daß das Kohlemikrofon an sich verstärkend wirkt. Die auf das Mikrofon auftreffende Schallenergie ver¬ ändert den Widerstand zwischen den Kohlekörnern und steuert auf diese Weise den Mikrofon-Speisestrom. Die Schalleistung der Sprache von einigen Mikrowatt wird mit der von außen anliegenden höheren Speisespannung (4 ... 10 V) in eine elektrische Leistung von 1 mW umgewandelt. Die ande¬ ren Mikrofonarten wandeln den Schall direkt in elektrische Energie, geben jedoch eine viel kleinere elektrische Leistung ab. Deshai b benötigen sie einen zusätzlichen Verstärker. Solche Lösungen wurden nun möglich, da der (z.B. dreistufige) Verstärker, als IS ausgeführt, so wenig Platz benötigt, daß er im Volumen des zu ersetzenden Kohlemikrofons mit untergebracht werden kann. Verwendet werden Piezokapseln als Wandlerelemente. Da der nach¬ geschaltete Verstärker Unterschiede sowohl in bezug auf unterschiedliche Leitungslängen der Anschlußleitung als auch Toleranzunterschiede der Mikrofone auszuregeln vermag, ergibt sich eine spürbare Verbesserung der Übertragungsqualität. Der Hörkapsel wurde in den letzten Jahren gleichfalls ein Verstärker mit automatischer Regelung vorgeschaltet, der im Apparat plaziert ist. Damit wird es möglich, auch unempfindlichere Kapseln zu verwenden (höhere Fertigungsausbeute) und die Verständlichkeit auf längeren Verbindungs¬ leitungen zu erhöhen. 57 Rufton Bei der Erzeugung des Rufsignals gibt es seit einigen Jahren Apparate, bei denen man an Stelle des bisherigen Weckers (bekannt als Klingel) einen Tonruf von etwa 1 kHz verwendet. Bei der bisherigen Lösung wird der Teilnehmerapparat vom Amt aus mit einer Rufwechsclspannung (75 V, 25 Hz) gespeist. Auf diese Frequenz ist der Wecker abgestimmt. Um an Stelle des Klingelzeichens eine Tonfrequenz 1 kHz abzustrahlen, muß die RufSpannung zunächst gleichgerichtet werden. Ein Transistor, als Oszillator geschaltet (Rückkopplung aus dem Emitter¬ schwingkreis in den Basiskreis), wird aus der gleichgerichteten Spannung ge¬ speist. Der erzeugte Rufton wird übereinen kleinen Lautsprecher abgestrahlt, wie er aus Taschenradios bekannt ist. Die Anwendung des elektronischen Rufes ergibt eine kontinuierlichere Einstellmöglichkeit der gewünschten Lautstärke. Trennung von Sprech- und Hörkreis Im Fernsprechapparat cilplw des VEB Fernmeldewerk Nordhausen wurde der traditionelle Diü'ercntialübertrager durch eine elektronische Gabel¬ schaltung ersetzt. Bild 5 zeigt die bisherige Schaltung. Durch Anschaltung Bilcl 5 Briickensc/ialrung zur Trennung von Mikrofon- uml Hörkreis des Mikrofons an die Mittenanzapfung des Übertragers erreicht man, daß die Mikrofonspannung auf die Teilnehmerleitung gegeben wird, während der Hörkreis im Brückennullzweig liegt (Z L - Widerstand der Anschlu߬ leitung, Z E - eingefügter Widerstand im Gegenzweig der Brücke), da w, und vv 2 gegensinnig vom Mikrofonstrom durchflossen werden. Das ankommende Gespräch durchfließt dagegen w 2 , w 2 gleichsinnig und wird durch den Über¬ trager in den Hörkreis eingekoppelt. Bei der elektronischen Gabel ersetzt man den Übertrager durch ohmsche Widerstände in den Brückenzweigen. Diese Lösung ergibt eine größere Dämpfung und wird nur möglich bei Ein¬ satz elektronischer Verstärker im Sprech-Hör-Kreis. 58 Bild 7 Fernsprechapparareder Typenserie Variant, wie sie seil densiebziger Jahren Verwender werden; links mir Nummernscheibe und Tasten für Umschall- ftmktionen, rechts mir Tastensatz zur Nummernwahl Münzfernsprecher Das neueste Bauelement der Halbleitertechnik, der Mikroprozessor, fand auch Eingang in den Fernsprecher. Er wird in Münzfernsprechern zur Steuerung und Registrierung verwendet. Die Wandlung des Tastensatz¬ signals in Impulsserien beim Wahlvorgang ist mit dem Mikroprozessor mög¬ lich, ebenso Wiederholwahl ohne Neueinwerfen des Geldes. Bei der Kassie- 59 rung erlaubt der Mikroprozessor, nur teilweise verbrauchte größere Münzen zurückzuholen. Sind z. B. von einem 1-Mark-Stück nur 0,50 Mark ver¬ braucht (ersichtlich an einer Ziffernanzeige), so wirft man ein 50-Pfennig- Stück bzw. 5 x 10 Pfennige ein. ln diesem Fail gibt der Münzfernsprecher die größere Münze zurück. Literatur [1] _' 100 Jahre Fernsprecher in Deutschland, Archiv für deutsche Post¬ geschichte 1/1977, Frankfurt a. M. [2] Rumpf, K.-H.: Trommeln, Telefone, Transistoren, VEB Verlag Technik, Berlin 1976 [3] Nuoffer, B.: Die Tastenwahl im Fernsprechapparat Modell 70, Technische Mitteilungen PPT 1/1974, Seite 2 bis 11 [4] ...: Tastenwahl, Problemy lacznosci Warszawa 12 (1972), Seite 1 bis 90 [5] Billiiig, R.: Tastensatz für Fernsprecher mit Tonwahl, Ericsson Review Vol. 46 (1969) 2, Seite 49 bis 58 [61 ITT: Integrierte Schaltungen für die Konsumelektronik 1975/76 [7] Rüdiger, M.: Fernsprechgerät «alpha», Fernmeldetechnik 18 (1978), Heft 2, Seite 52 Wir klären Begriffe BERÜHRUNGSSCHUTZ 60 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Digitalverfahren bei Bild- und Tonsignalen Bei der Übertragung und Verarbeitung von Bild- und Tonsignalen greift man vorwiegend auf analoge Verfahren zurück. Die Anwendung digitaler Verfahren blieb deshalb auf die Datenverarbeitung beschränkt. Dieser Ent¬ wicklungsstand ist aber durch das stärkere Vordringen der Digitaltechnik im Zusammenhang mit der integrierten Schaltkreistechnik ins Wanken geraten. Erste Anzeichen eines beginnenden Einsatzes digitaler Verfahren auf Gebie¬ ten, die bisher der Analogtechnik Vorbehalten waren, lassen sich bereits er¬ kennen. Hierzu zählen z.B. die digitale Übertragung von Tonsignalenzwi¬ schen Studio und Sender oder der Einsatz der PCM-Technik im Fernsprech¬ verkehr, digitale Hall- und Echogeräte sowie die Signalübertragung zu und von Satelliten. Die Gründe für das Eindringen digitaler Verfahren in Gebiete, in denen heute noch analoge Verfahren dominieren, sind vielfältig und beruhen auf den Vorteilen, die digitale Verfahren gegenüber analogen Verfahren auf¬ weisen, und auf völlig neuen Möglichkeiten, die erst durch digitale Ver¬ fahren realisierbar werden. Die Hauptvorteile digitaler Übertragungs- und Verarbeitungsverfahren lassen sich wie folgt zusammenfassen: - Rausch- und störungsarme Übertragung über große Entfernungen. Durch die Rückführung des S'gnalaufbaus auf 2 Binärschritte (0 und 1) entsteht während der Übertragung keine Ansammlung von Rausch¬ anteilen im Signal. - Regenerierbarkeit des Signalaufbaus. Das aus einer Binärschrittfolge bestehende Signal kann relativ einfach mit modernen elektronischen Schaltungen regeneriert werden. - Anwendbarkeit zusätzlicher Kodierungen und Anpaßbarkeit an die Eigenschaften des Übertragungskanals. Mit zusätzlichen Kodierungen kann eine Redundanzverringerung des übertragenen Signals erzielt werden. Auch läßt sich die Störanfälligkeit durch entsprechende Kodierungen reduzieren. - Einsatz der modernen Technik integrierter Schaltungen bei der Über¬ tragung und Verarbeitung digitaler Signale. Digitale integrierte Schaltungen gestatten eine wirtschaftliche Realisie¬ rung verschiedener Funktionen zur Verarbeitung von digitalen Signalen. - Verarbeitung und Bearbeitung von digitalen Signalen im Studio bei der 61 Programmproduktion und -Verteilung sowie bei der Automation von Ab¬ läufen (Signalverzögerungen, Mischung, Synchronisation, Spezialeffekte). - Hohe Stabilität und Zuverlässigkeit. - Unempfindlichkeit gegenüber nichtlinearen Verzerrungen. - Hohe Flexibilität der Signalverarbeitung. Grundprinzip der digitalen Signalübertragung Zur digitalen Signalübertragung [1] ist das analog vorliegende Signal in ein digitales Signal umzuwandeln. Die in Betracht kommenden Signale (Bild¬ oder Tonsignale) werden vorwiegend analog erzeugt (Mikrofonausgangs- Bild I Prinzip der Digitalisierung; Ia - Abtastung, 1 b - Quantisierung, Ic- Ko¬ dierung 62 Signal, Kameraausgangssignal), so daß die Analog-Digital-Wandlung einen wesentlichen Schritt im gesamten Übertragungsablauf darstellt. Die Digitali¬ sierung umfaßt drei Operationen (Bild 1): Abtastung - Quantisierung - Kodierung. Bei der Abtastung (Bild 1 a) werden dem zeitkontinuierlichen Signal zu be¬ stimmten Zeitpunkten Proben entnommen. Aus dem zeitkontinuierlichen Signal wird auf diese Weise ein zeitdiskretes Signal, das nicht mehr aus einem kontinuierlichen Kurvenzug besteht, sondern nur noch bestimmte Abtastwerte dieses Kurvenzugs zu bestimmten Zeitpunkten enthält. Die Höhe der Abtastimpulse entspricht dabei der Größe der Amplitudenwerte des zeitkontinuierlichen Signals zu den entsprechenden Zeitpunkten. Die Abtastung durch einen Puls, der ein diskretes Frequenzspektrum aufweist, führt zu einer Pulsamplitudenmodulation mit einem Frequenzspektrum, das neben den Spektrallinien des unmodulierten Pulses 2 Seitenbänder aufweist, deren Breite jeweils der höchsten abzutastenden Frequenz (Modulations¬ frequenz) entspricht. Damit sich die Seitenbänder nicht überlappen (Bild 2) und um das zeitkontinuierliche Signal genügend genau durch die zeit¬ diskreten Abtastimpulsfolge darstellen zu können, muß die Folgefrequenz der Abtastimpulse/ T größer als die doppelte abzutastende Frequenz des zeit¬ kontinuierlichen Signals sein: fr > 2/ max . Zur Sprachübertragung wird häufig eine maximale Übertragungsfrequenz von 3,4 kHz gewählt. Die Abtastfrequenz beträgt in diesem Fall 8 kHz. Soll Musik übertragen werden, so liegt die maximale Übertragungsfrequenz wesentlich höher, nämlich bei 15 kHz. Die Abtastfrequenz beträgt hier 32 kHz. Die Amplitude des Abtastimpulses kann bei der Abtastung der unter¬ schiedlichsten analogen Signalverläufe auch unterschiedliche Größen an¬ nehmen. Bei der Quantisierung (Bild 1 b) erfolgt eine Einschränkung über die Größe der zulässigen Amplitudenwerte, indem bestimmte Amplituden¬ stufen festgelegt werden. Zur Übertragung wird der Mittelwert der Stufe (Quantisierungsstufe) a usgewählt. Zwischen tatsächlich vorliegendem Ampli¬ tudenwert und der entsprechenden Quantisierungsstufe tritt eine Ditferenz auf, die man mit Quantisierungsfehler bezeichnet. Der Quantisierungsfehler wird durch eine entsprechende Abstufung der Quantisierungsstufen gering gehalten, damit die mit ihm verbundenen Quantisierungsverzerrungen [2] klein bleiben. U Bild 2 Moduliertes Puls-Freqiieitzspcktriim 63 Durch die Abtastung und die Quantisierung wurde nun in regelmäßigen Abständen und mit bestimmten erlaubten A.mplitudenwerten eine Signal¬ folge erzeugt, die kodiert werden kann, d.h., die möglichen Amplituden¬ werteerhalten eine Kodezahl, die an Stelle des Amplitudenwerts übertragen wird, ln diesem Fall greift man auf das Dual- oder Binärsystem zurück, das nur mit den Signalzuständen 0 und 1 arbeitet. Der gewählte Kode bewirkt die Zuordnung der möglichen Amplitudenwerte zu den digitalen Signal¬ werten. Die Anzahl der möglichen Amplitudenwerte N entspricht dabei der Anzahl der notwendigen Kodewörter. Dabei gilt: N = 2 m , wobei m die Stellenzahl des verwendeten Kodes festlegt. Dieses Kodierungsverfahren be¬ zeichnet man auch als Pulscodemodulation (Bild 3). ln Bild lc wird mit einer Quantisierung von 8 Stufen (0 bis 7) gearbeitet (N = 8). Damit ergibt sich für m = 3, d. h., für ein Kodewort einer Stufe müssen 3 Dualzahlen ver¬ wendet werden. Bild 3 Modiilationsvcrjalireii ( Übersicht) 64 Tabelle 1 Bandbreitenbedarf Übertragung Bandbreite PCM-Telefonie 32 kHz (/max = 3,4 kHz, / T = 8 kHz, 8-bit-Kode) PCM-Musikübertragung 128 kHz Wnax = 15 kHz, fj = 32 kHz, 8-bit-Kode) PCM-Fernsehen 42 MHz (/max = 5,5 MHz,/ T = 12 MHz, 7-bit-Kode) Die Frequenzbandbreite (Tabelle 1) der Übertragung wird durch die An¬ zahl der Dualzahlen festgelegt, aus denen die Kodewörter bestehen. Sie steigt mit der Stellenzahl m des Kodeworts an. Die Frequenzbandbreite des digitalen Signals ist: Bild 4 zeigt das Grundprinzip einer digitalen Übertragung. Es enthält einen analogen Signaleingang mit anschließendem Tiefpaß und darauffolgender Analog-Digital-Wandlung. Das danach vorliegende digitale Signal kann je nach Anforderung unterschiedlich zur weiteren Übertragung verarbeitet werden. Ein wesentliches Merkmal zur Signalverarbeitung ist die Anpassung an Eigenschaften des Übertragungskanals (z.B. an seinen Bandpaßcharak¬ ter). Zu den weiteren Signalverarbeitungsmöglichkeiten gehören neben einer geeigneten Übertragungsmodulation: - Quellenkodierung - Das Signal wird einer Redundanzverringerung unter¬ zogen und kann mit geringerer Bandbreite übertragen werden. Dadurch lassen sich Kanäle mit kleinerer Bandbreite zur digitalen Übertragung aus- Signal h ■ Tiefpaß - Signal¬ verarbeitung Übertragung s kanal } r L Signal¬ verarbeitung b ■D/A h ~ Tiefpaß |—*■» Ausgang Biid 4 Grundprinzip der digitalen Übertragung 5 Schubert, Eljabu 81 65 nutzen bzw. eine Mehrfachbelegung eines breitbandigeren Kanals ermög¬ lichen. - Kanalkodierung - Um das übertragene Signal gegenüber Fehlern bei der Übertragung zu sichern, wird eine zusätzliche Redundanz hinzugefügt, die eine Fehlererkennung und -korrektur gestattet. - Frequenz- und Zeitmultiplexbetrieb - In diesem Fall werden mehrere, voneinander unabhängige Signale über den gleichen Kanal übertragen und auf diese Weise eine bessere Ausnutzung des Kanals erzielt. Der Übertragungskanal selbst enthält Regeneratoren, die eine durch große Übertragungsstrecken «verschlissene» Signalfolge regenerieren. Auf der Empfängerseite sind entsprechende Signalverarbeitungsmethoden und eine entsprechende Digital-Analog-Wandlung notwendig, um das Signal wieder in seiner ursprünglichen Form zurückzuerhalten. Digitalverfahren zur Kodierung und Signalübertragung Bereits mit Erfolg wird die digitale Tonübertragung zwischen Studio und Sender erprobt und in der Fernsprechtechnik (Übertragungssystem PCM 30) eingesetzt. Zur Kodierung von Farbfernsehsignalen [3] gibt es zwei Möglichkeiten (Bild 5). Einmal geht man dabei vom zusammen¬ gesetzten Farbfernsehsignal aus, das als Ganzes kodiert (geschlossene Ko¬ dierung) wird. Zum anderen teilt man das Signal in drei Komponenten auf, die jeweils getrennt (getrennte Kodierung) kodiert werden. Da die Farb- fernsehsysteme PAL und SECAM ähnliche Basisbandkomponenten auf¬ weisen, schätzt man ein, daß es möglich sein wird, für beide Farbfernseh- systeme gleiche Komponentencodierungsverfahren zu entwickeln. Beson¬ ders für Normenwandler ist auf lange Sicht die getrennte Kodierung des Bild 5 Farbfernsclikodieritng (Prinzip) 66 Bild 6 Differentielle Puhcodemodulation DPCM (Prinzip) Fernsehsignals in Luminanz- und Chrominanzkomponenten als ein Opti¬ mum bezüglich geringer Qualitätsverluste bei der Normenwandlung zu be¬ trachten. Als Abtastfrequenz wählt man das Drei- oder Vierfache der Farbträger¬ frequenz [3] und gelangt dadurch für das NTSC-Farbfernschsystem zu Ab¬ tastfrequenzen von 10,7 bzw. 14,3 MHz (Tabelle 2). Mit einem 8-bit-K.ode ergeben sich Bitraten von etwa 86 bzw. etwa 115 Mbit/s. Die Abtastfrequenz im PAL-Farbfernsehsystem beträgt in einer Versuchsanlage 13,3 MHz, so daß man mit einem 8-bit-Kode eine Bitrate von etwa 106 Mbit/s erzielt. Tabelle 2 Abtastfrequenzen und Bitraten bei verschiedenen Farbfernsehsystemen Abtastfrequenz 2 x 3 X 4x Farbhilfsträger NTSC 7,2 10,7 14,3 MHz Bitrate 57,6 85,6 114,4 Mbit/s PAL 8,9 13,3 17,7 MHz Bitrate 70,9 106,3 141,8 Mbit/s SECAM 13,3 17,7 MHz Bitrate 106,3 141,8 Mbit/s Als besonders günstiges Digitalisierungsverfahren hat sich die differen¬ tielle Pulscodemodulation (DPCM) erwiesen, bei der eine Voraussage über die Signalabtastung aus der vorhergehenden Abtastung abgeleitet wird (Bild 6). Zur Quantisierung gelangt nur die Differenz zwischen Voraussage und tatsächlich eintretendem Signalwert. Dadurch kann man mit einem kleineren Bitkode arbeiten und gelangt zu einer reduzierten Bitrate, die in der Größenordnung von 34 Mbit/s liegt [4]. Neben der DPCM gibt es noch weitere Verfahren [3] zur Verringerung der zu übertragenen Bitrate bei digitalen Fernsehsignalen. - Digitalisierung nur der aktiven Bildfläche, d.h. Wegfall von Zeilen- und Bildaustastlücke. 67 - Lineare Transformalionsverfahren. - Ausnutzung der Redundanz zwischen Halb- oder Vollbildern, d.h., nur der sich verändernde Bildinhalt zwischen den betreffenden Bildern wird übertragen. - Sub-zVjvH/.vt-Kodierung, bei der die Abtastfrequenz so weit verringert wird, daß sich ein kodiertes Seitenband mit dem Basisband überdeckt (Aliasing). Dabei werden die spektralen Seitenbandkomponenten in die spektralen Lücken des Basisbandes gelegt. - Kombination obengenannter Verfahren. Mit einer Bitrate von 34 Mbit/s ko.nnte bereits ein digitales Versuchs-Farb¬ fernsehübertragungssystem aufgebaut werden, das auch für die digitale Fernsehübertragung über Satelliten [4] geeignet ist. Es arbeitet mit getrenn¬ ter Quellenkodierung des Leuchtdichte- und der beiden FarbdilTerenzsignale. In diesem Fall wird mit 10 MHz abgetastet. Durch die gewählte DPCM kann man mit einer Kodierung von 5 ... 3 bit je Abtastwert arbeiten. Die Vorhersage erfolgt zweidimensional in der Zeile vom Punkt vorher und zur Nachbarzeile des gleichen Halbbilds. Die nicht zur eigentlichen Informationsübertragung beim Fernsehen be¬ nutzten Zeitabschnitte, die im Fernsehsignal vorhanden sind (Horizontal- austastlücke, Vertikalaustastlücke),auch auszunutzen, bildet die Zielstellung vieler Entwicklungen. Hierzu zählt die digitale Übertragung mehrerer Ton¬ kanäle in der Horizontalaustastlücke. Dazu wurden unterschiedliche digi¬ tale Tonübertragungsverfahren vorgeschlagen. Neben den Vorzügen, die die digitale Übertragung von sich aus bietet, erhält man hier noch zusätzliche Vorteile durch die Einsparung der Sendeleistung, die zur Zeit der zusätzliche Tonsender benötigt. Auch diese digitalen Verfahren können mit Rücksicht auf existierende Empfänger nicht unmittelbar zur Ausstrahlung von Fern¬ sehprogrammen verwendet werden. Man setzt sie für Punkt-zu-Punkt- Übertragungen, z. B. für Satellitenstrecken ein. In den Austastlücken lassen sich auch andere Signale einfügen. In diesem Fall sind zusätzliche Bild¬ übertragungsdienste vorgeschlagen worden, die auf die Vertikalaustastlücke zurückgreifen und in ihr eine entsprechende Textinformation übertragen, die auf den Bildschirmen der Fernsehempfänger wiedergegeben wird. So¬ wohl für die Ton- wie auch für die Bildübertragung sind im Fernsehempfän¬ ger zusätzliche Speicher notwendig, die die in den relativ kurzen Austast¬ lücken übertragenen Informationen schnell aufnehmen und später in der richtigen Zeitfolge wiedergeben können. Ein bedeutungsvolles Anwendungsgebiet der digitalen Signalübertragung ist die optische Nachrichtentechnik. Das zur Führung der Wellen verwendete Medium, die sogenannten Lichtleitfasern (Glasfasern), stellt auf Grund seiner Eigenschaften ein breitbandiges Übertragungsmedium dar, das in der Lage ist, komplizierte und viele Informationen enthaltene Signale zu über¬ tragen. Zusammen mit entsprechenden Lichtsendern (Halbleiterlasern) sind Bitrate bis zu 1 Gbit/s realisierbar. Auf diese Weise läßt sich eine Vielzahl von Ton- und Fernsehkanälen gleichzeitig übertragen. Zur Realisierung einer digitalen Übertragung von Ton- und Bildsignalen in Fernsprech- und 68 künftigen Breitbandnetzen wird die digitale Lichtleitfaserübertragung (Glas¬ fasern) auf allen PCM-Hierarchiestufen von 1,544 bzw. 2,048 Mbit/s bis zu 800 Mbit/s bzw. 1,12 Gbit/s erprobt. Digitale Lichtleitfaser-Versuchs¬ übertragungen sind bereits mit Übertragungsraten von <100 Mbit/s mit Leuchtdioden bzw. pin- und Lawinen-Fotodioden durchgeführt worden. Weiterhin wurde eine digitale 1,12-Gbit/s-Übertragung überein 3 km langes Tabelle 3 Digitale optische Nachrichtenübertragungsstrecken (Versuchsbetrieb) Bitrate in Mbit/s Licht¬ sender Licht¬ empfänger Licht¬ leitfaser Verstärker¬ abstand in km Jahr Ort 0,048 Laser LFD s 0,13 1975 Tokyo 8,448 Laser LFD G 6; 7 1977 Ipswich 32 Laser LFD G 3 1975 Tokyo 44,7 Laser LFD G 7 ... 11 1976 Atlanta 100 Laser LFD G 10 1976 Tokyo 140 Laser LFD G 3 1977 Hitchin 400 Laser LFD G 4 1975 Tokyo 400 Laser LFD M 5,9 1975 Tokyo 800 Laser LFD M 7,3 1977 Tokyo LFD - Lawinen-Fotodiode; S - Mehrmoden-Stufenindex-Faser; G - Gradien- ten-Faser; M - Einmoden-Stufenindex-Faser. Kabel mit Gradientenfasern realisiert. Tabelle 3 gibt einen Überblick über die wichtigsten digitalen Lichtleitfaser-Versuchsübertragungen bei 0,85 um, wobei bei größeren Bitraten Laserdioden eingesetzt werden. Digitale Videotechniken Eine weitere und bedeutsame Möglichkeit zum Einsatz der Digitaltechnik bildet die Signalverarbeitung im Studio (Ton- oder Fernsehstudio). Dar¬ unter fallen neben der Signalübertragung im Studio selbst Signalverarbei¬ tungsaufgaben, die man im Fall eines Fernsehstudios auch mit dem Begriff digitale Videotechniken [3] zusammenfaßt und über die ein Überblick ge¬ geben werden soll. Zeitfehlerallsgleich Die bei der elektronischen Bildberichterstattung verwendeten Schrägspur- Videoaufzeichnungsgeräte sind im allgemeinen nicht stabil genug, um die 69 Studiobedingungen zu erfüllen. Aus diesem Grund müssen die wieder¬ gegebenen Signale bezüglich ihrer Zeitbasis korrigiert werden. Der Zeit¬ fehlerausgleich muß unter Umständen in der Größenordnung einiger Zeilen erfolgen und ist nur unter Verwendung digitaler Techniken zu realisieren. Diese Geräte lassen sich durch eine Funktionserweiterung auch zur Ver¬ besserung der Bildsignale einsetzen, z.B. zur Geschwindigkeitskorrektur, Dropout-Kompensation oder zum Laufzeitausgleich zwischen Helligkeits¬ und Farbsignal. Synchronisatoren Synchronisatoren erlauben es, mit dem Studiotakt nichtsynchrone Video¬ signale zu synchronisieren oder die Einflüsse des Doppler -Effekts bei Satelli¬ tenübertragungen zu vermeiden. Sie sind insbesondere günstig, wenn Video¬ signale weit voneinander entfernter Signalquellen miteinander verarbeitet werden sollen. Biidmiseher Mit digitalen Bildmischern kann man auch konventionelle Schnitt-, Über¬ blend- und Mischmöglichkeiten realisieren sowie eine Erweiterung auf neue Funktionen vornehmen, die bisher nur mit optischen Trickeffekten möglich waren. Dazu gehören Kompression und Expansion von Bildern, Vergröße- rungs- und Spiegeleffekte. S chriftgeneratoren In diesem Fall sind einfache wie auch komplizierte Schrift- und Zeichen¬ generatoren bekannt. Mit Vorteil bedient man sich der Rechner- wie auch der Mikrorechnertechnik als Steuerungs- und Editierungshilfen. Die Geräte gestatten unterschiedliche Zeichenarten, Zeichengrößen sowie auch die Dar¬ stellung von Zeichen in unterschiedlichen Farben. Sie arbeiten oft zusammen mit entsprechenden Speichersystemen, die eine Vielzahl von Zeichen ab¬ speichern können. Bei der Realisierung digitaler Videosymbolgrafiken unter¬ scheidet man: - .die Zeichengeneratoren; - die grafische Erzeugung von bestimmten Symbolformen (Titeln), wobei Bildvorlagen aufgenommen, digitalisiert und gespeichert werden; - die rechnergestützte Erzeugung von Zeichenformen (Bildschirmspiele, XY-Erzeugung), wobei man keine Vorlagen benutzt, sondern die Zeichen im Gerät selbst erzeugt werden. 70 Geometrische Bildeffekte Digitale Bildspeicher erlauben es, geometrische Bildeffekte, die bisher nur optischen Methoden Vorbehalten waren, herzustellen. Die Speicherplätze im digitalen Speicher für die einzelnen Elemente des seriell übertragenen Bild¬ rasters sind durch die Adressen fest vorgegeben. Verändert man beim Aus¬ lesen des Bildes die Folge der Adressen, so kann man Verschiebungen, Ver¬ tauschungen und Wiederholungen der einzelnen Bildelemente oder von Bildelementengruppen vornehmen. Beispiele für derartige geometrische Bildeffekte sind Positionierung (d. h. Verschiebung des Bildinhalts in belie¬ biger Richtung), Teilung, Spiegelung, Echobildung, Bildgrößenänderung (Verkleinerung von der vollen Bildgröße bis auf praktisch Null oder Ver¬ größerung mit Einfügung neuer Zeilen) mit der Möglichkeit der Cinema¬ scopeentzerrung auf elektronischem Weg und die Kombination unterschied¬ licher Effekte, z. B. Positionierung eines verkleinerten Bildes an einer beliebi¬ gen Stelle im ursprünglichen Bild. Die Breite der Möglichkeiten demonstriert ein Gerät mit 1600 Trickeffekten. Ein zur Bildgrößenänderung [5] eingesetzter digitaler Speicher muß einen Informationsgehalt aufnehmen können, der 512 Zeilen (NTSC-Norm) mit je 768 Elementen entspricht. Verwendet man zur Kodierung einen 8-bit-Kode, so beträgt die notwendige Speicherkapazität insgesamt 393 216 8-bit-Wörter. Diese Speicherkapazität wird im Speicher in 48 Teile zu je 8192 8-bit- Wörter aufgeteilt. Zur Bildverkleinerung wird eine Änderung bei der Ein¬ speicherung in den Speicher vorgenommen, zur Bildvergrößerung eine Änderung während des Auslesens. Digitale Speicherverfahren Digitale Verfahren (Bild 7) gestatten es bei ihrem Einsatz zur Tonsignal¬ speicherung, die Qualität der Aufzeichnung (Rauschen, Pegelschwankungen, Geschwindigkeitsschwankungen des Speichermediums, Verzerrungen und Kopiereffekte) zu verringern. Auch hier wird die erforderliche Speicherband¬ breite durch die Digitalisierung erheblich erhöht, so daß breitbandige Spei¬ chermedien, z. B. Videobandgeräte oder Bildplatten, verwendet werden Bild 7 Digitale Speicherung ( Prinzip) 71 müssen. Beim Einsatz von Videobandgeräten zur Tonsignalspeicherung er¬ hält man einen Frequenzgang von 0 ... 20 kHz ±0,25 dB und einen Dyna¬ mikbereich von 85 ... 95 dB. Das Übersprechen liegt in der Größenordnung von 80 dB, der Klirrfaktor ist 0,03 %. Das Tonsignal wird mit einem Laserstrahl auf optischen Bildplatten (PCM-Schallplatten) aufgezeichnet [6], der kleine Flecken mit einem Durch¬ messer von 0,6 um auf einer Metallschicht erzeugt, die durch die Einwirkung des Laserstrahls verdampft. ZurWiedergabe setzt man ebenfalls einen Laser¬ strahl ein. Bei der Laserstrahlabtastung entstehen an den modulierten Stellen Interferenzen, die entsprechend ausgewertet werden. Die Schallplatte dreht sich mit 1800 U/min und liefert bei einseitiger Plattenbenutzung eine Spiel¬ zeit von 30 Minuten. Von der japanischen Firma JVC wurde erstmalig ein kombiniertes Video- und PCM-Tonwiedergabesystem [7] auf Grundlage der kapazitiven Bild¬ platte vorgestellt. Träger der zu speichernden Bild- oder Toninformation ist eine aus PVC hergestellte Platte mit einem Durchmesser von etwa 30 cm. Sie rotiert mit einer Drehzahl von 900 U/min. Die Informationen sind in einer Vielzahl von Vertiefungen (pits) auf der sonst glatten und ebenen Oberfläche enthalten. Der Abnehmer wird elektronisch nachgeführt. Zu diesem Zweck sind zusätzlich zu den verschlüsselten Ton- bzw. Bildsignalen noch Nach¬ führsignale aufgezeichnet. Für den PCM-Tonwiedergabebetrieb sind 2 Ka¬ näle mit einer Bandbreite von 1 Hz ... 20 kHz vorgesehen. Der Klirrfaktor liegt unter 0,05 %, der Dynamikbereich ist größer als 90 dB. Eswirdmit einer Abtastfrequenz von 44,056kHz und einer Quantisierung von Mbit ge¬ arbeitet. Neu ist bei diesem System die Tatsache, daß es auch für die Bild¬ wiedergabe vorgesehen ist. Hier wird als Signalmodulation die Frequenz¬ modulation angewendet. Kommerziell läßt sich die PCM-Tonsignalspeicherung bereits im Schall¬ plattenstudio [8] einsetzen (Digital Master Recording), wobei man an Stelle der bisherigen analogen Magnetbandspeicherung eine digitale Aufzeichnung vornimmt und dabei auch die Vorteile einer tonstudiotechnischen Weiter¬ verarbeitung nutzen kann. Mit Digitalspeichern arbeitet das Sprachbeeinflussungssystem Varispeech [9], das eine Zeitdehnung (Expansion) der Wiedergabe um einstellbare Fak¬ toren zwischen 1 und 2 oder eine entsprechende Zeitraffung (Kompression) um Faktoren zwischen 1 und 2,5 gestattet. In beiden Fällen bleibt die Ton¬ höhe unverändert. Auf diese Weise lassen sich Tonwiedergaben realisieren, bei denen man bei gleicher Tonhöhe und guter Verständlichkeit einen auf¬ genommenen Text schnell überfliegen kann. Eine wesentliche Bedeutung haben digitale Bildspeicher zur Verarbeitung von Bildsignalen. Sie nehmen in diesem Fall die Informationsmenge einer Fernsehzeile, mehrerer Fernsehzeilen, eines Halb- oder eines Vollbilds auf und werden zur Zwischenspeicherung benutzt. Bei einer übertragenen Bit¬ rate von 106 Mbit/s (Abtastfrequenz 13,3 MHz, 8-bit-Kode) ist zur Speiche¬ rung eines Fernsehvollbilds (40 ms) eine Speicherkapazität von etwa 4,26 Mbit erforderlich. Verzichtet man auf die Abspeicherung der Abtast- lücken, so reduziert sich diese Speicherkapazität auf etwa 3,2 Mbit. Diese Speicherkapazität läßt sich z. B. praktisch mit 256 einzelnen 16-kbit- RAM aufbauen. Bei einem in Japan aufgebauten experimentellen digitalen Speichergerät zur Farbbildaufzeichnung greift man auf einen üblichen Schragspur-Video- recorder zurück, bei dem die übliche Videospurbreite in 3 getrennte Spuren zur Aufnahme einer Informationsmenge von 8 Bit je Abtastung aufgeteilt wird. Als Abtastfrequenz wird die dreifache Farbträgerfrequenz verwendet. Die Kodierung erfolgt mit 8 bit. Durch diese Maßnahmen ergibt sich der gleiche Bandverbrauch wie bei der analogen Aufzeichnung (Tabelle 4). Tabelle 4 Parameter einer digitalen Bildspeicherung (Beispiel) Farbfernsehnorm NTSC Kodierung Abtastfrequenz Videokopfanzahl Bandgeschwindigkeit Relativgeschwindigkeit Spurbreite Schutzabstand Aufzeichnungsdichte 8 Bit/Abtastung dreifacher Farbträger 3 244 mm/s 25.6 m/s 40 [im 20 um 22.7 kbit/mm 2 Zur digitalen Rauschbefreiung von Fernsehbildern [3] werden mit einem digitalen Vollbildspeicher über eine rekursive Filterschaltung aufeinander¬ folgende Fernsehbilder gemittelt, wobei stationäre Bildinhalte erhalten blei¬ ben, korreliertes Rauschen jedoch vermindert wird. Ein derartiger Rausch- verminderer kann direkt vor dem Sender eingefügt werden und wirkt nur auf verrauschte Bildsignale ein. Es sind Verbesserungen des Störabstands zwi¬ schen 9 und 15 dB möglich. Mit Action Track [10] wird ein neues System (CBS) zur Realisierung digi¬ taler Speichereffekte bezeichnet. Es erzeugt im Echtzeitbetrieb Mehrfach¬ bilder von sich bewegenden Objekten unter Verwendung üblicher Farb- fernsehsignalquellen (live oder Aufzeichnung). Dabei werden auf dem Bild¬ schirm nicht nur das gegenwärtige Abbild eines sich bewegenden Objekts dargestellt, sondern auch eine Reihe selektierbarer Bilder, die vor dem gegenwärtigen Bild liegen. Das System arbeitet so, daß zunächst ein Bezugs¬ bild zu Beginn des gewünschten Bewegungsablaufs gespeichert wird. Dann werden die Bildelemente nachfolgender Bilder mit dem Bezugsbild ver¬ glichen. Die Bildpunkte, die Unterschiede bezüglich des Bezugsbilds auf¬ weisen, werden ausgewählt, gespeichert und zusammen mit einem laufenden Bild im Echtzeitbetrieb dargestellt. Auf diese Weise lassen sich ganze Bewe¬ gungsabläufe bei gleichbleibendem Hintergrund darstellen. 73 Bei der zur Gewinnung eines Fernsehsignals benutzten Filmabtastung mit kontinuierlichem Filmlauf und fortlaufender Abtastung über Halbleiter- Zeilendetektoren [I 1] (Halbleiter-Bildaufnahmeeinrichtungen) ist eine Zwi- schenspeicherung eines Halbbilds erforderlich, um eine dem Zeilensprung¬ verfahren entsprechende Signalfolge zu erhalten. In diesem Fall habbn sich digitale Zwischenspeicher als günstig erwiesen, die jeweils ein Halbbild auf¬ nehmen. Weiterer Entwicklungstrend Die aufgeführten Beispiele geben einen allgemeinen Überblick über den Stand und die künftigen Möglichkeiten digitaler Verfahren bei der Über¬ tragung und Verarbeitung von Ton- und Bildsignalen. Es läßt sich die Ten¬ denz erkennen, die Einsatzbreite digitaler Verfahren für diese Zwecke zu erweitern, wobei die Forderung nach internationaler Normung sehr dring¬ lich ist. Begünstigt wird die Entwicklung auf dem Gebiet digitaler Verfahren durch die moderne Halbleitertechnik und die integrierte Schaltungstechnik, die die bauelementeseitigen Voraussetzungen für die ökonomische Realisie¬ rung der notwendigen Funktionen geschaffen hat. Digitale Verfahren haben aber nicht nur eine große Bedeutung bei der kommerziellen Ton- und Bild¬ signalverarbeitung bzw. ihrer Übertragung (Studio- und Sendertechnik), sondern werden auch Einfluß auf den Aufbau und die Funktionsweise von Empfängern nehmen. Hier sind es digitale Verfahren zur Anzeige, Abstim¬ mung und Bedienung, die die Gebrauchswerte und den Bedienungskomfort wesentlich erhöhen. Die Übertragung zwischen Sender und Empfänger wird mit Rücksicht auf die weite Verbreitung herkömmlicher Rundfunk- und Fernsehempfänger auch weiterhin analog erfolgen. Auf digitale Verfahren greift man aber be¬ reits gegenwärtig zurück - und wird das künftig vermehrt tun -, wenn es gilt, neue Übertragungsstrecken (Satellitenübertragung, optische Nachrichten¬ technik) aufzubauen bzw. neue Informationsdienste (zusätzliche Ton- und Bildübertragung) einzurichten. Literatur [1] Clausen, T. A. C. M.: Warum Digitaltechnik bei der Speicherung von Bild- und Tonsignalen?, Fernseh- und Kinotechnik 32 (1978) 7, Seite 245 bis 250 [2] Prokott, E.: Modulation und Demodulation, Dr. A. Hüthig Verlag, Heidel¬ berg 1975 [3] Digital Video, New York: SMPTE, 1977 [4] Digitale Fernsehübertragung über Satellit, Funkschau 50 (1978) 19, Seite 912, 913 [5] McCoy, R.F.H.: A new digital video specialeffect equipment, SMPTE J. 87 (1978) I, Seite 20 bis 23 74 [6] Laser liest PCM-Schallplatten, Radio Mentor Electronic 43 (1977) 11, Seite 464 bis 465 [7] Ein kombiniertes Video- und PCM-Tonwiedergabesystem, Funkschau 50 (1978) 26, Seite 1319 bis 1320 [8] Digital Master Recording - ein Schritt in die Zukunft der Schallplatte, Fernseh- und Kinotechnik 33 (1979) 8, Seite 276 [9] Trotz veränderter Geschwindigkeit: Gleiche Tonhöhe, Funkschau 49 (1977) 18, Seite 847 bis 851 [10] Moore, J.K.lKaiser, A./Mahler, H. W.: A recent innovation in digital special effects, SMPTE J. 87 (1978) 10, Seite 673 bis 676 [11] Millward , J.D.: Anwendung digitaler Techniken bei Filmabtastern, Fern¬ seh- und Kinotechnik 33 (1976) 6, Seite 207 bis 209 ELEKTRONIK-SPLITTER Prüfschaltung für Quarze Um die Schwingfreudigkeit von Quarzen festzustellen, eignet sich die unten¬ stehende Schaltung. Sie besteht aus einer Oszillatorschaltung (TI) und einer An¬ zeigeschaltung (T2). Der Zeigerausschlag ist ein Maß für die Schwingfreudigkeit des Quarzes. Die Oszillatorschaltung arbeitet mit einer Parallelkapazität von etwa 32 pF, was für die meisten Parallelresonanz-Quarze ein günstiger Wert ist. Mit der Schaltung können Quarze im Frequenzbereich 0,1 ... 100 MHz geprüft werden. Obertonquarze schwingen mit der Grundfrequenz. Bei Quarzen für Serienresonanz ergibt sich ein nur kleiner Zeigerausschlag. Am Ausgang von T2 (Kondensator 100 pF) kann man ein Signal entnehmen, das reich an harmonischen Frequenzen ist. So ist mit einem Quarz von 8 MHz das Signal noch im 2-m-Band hörbar. Damit kann man die Schaltung auch als einfachen Eichpunktgeber verwenden. Für den Nachbau eignen sich alle gängi¬ gen Si-HF-Transistoren (z.B. SF 121/SF 129, SF 131/SF 137, SF 2J5/SF245) Literatur Rollema, D. W.: Kristalltester, Electron (PA), Heft 12/1974, Seite 541; Reprint aus QST, Heft 11/1973 75 Ing. Klaus K. Streng Moderne Technik im Rundfunkempfänger Die moderne Elektronik verändert qualitativ die Rundfunkempfänger¬ technik in Form einer gestiegenen Gebrauchswerterhöhung, z.B. durch ver¬ besserten Bedienungskomfort, sie ermöglicht auch neue und bessere Ver¬ fahren in Bereichen, in denen das bisher nicht möglich war. Einige Beispiele sollen das verdeutlichen. Da ist zunächst die Einführung der PLL-Technik (PLL = phase-locked loop £ Phasenregelschleife). Am bekanntesten ist zweifellos der PLL- Stereo-Dekoder. Seit einigen Jahren produziert der VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) (Leitbetrieb im VEB Kombinat Mikroelektronik Erfurt) dafür einen Schaltkreis unter der Bezeichnung A 290 D (Bild 1) [1], [2]. Dieser Schaltkreis entspricht den fortgeschrittenen Leistungen der inter¬ nationalen Konsumgüterelektronik. Er ermöglicht den Aufbau von Stereo¬ dekodern ohne Induktivitäten, also ohne 19-kHz- oder 38-kHz-Filter. Be¬ wirkt wird das durch die angewendete PLL-Technik. Auch andere Schaltungen lassen sich mit dieser Technik verwirklichen. Bild 2 zeigt einen FM-Demodulator, der ebenfalls ohne abgestimmte Kreise auskommt. Bemerkenswert an der Schaltung ist unter anderem der geringe Klirrfaktor 0,3 ... 1 % bei ± 75 kHz Frequenzhub. Aber auch für den AM- Synchrondetektor gibt es PLL-Schaltkreise (Bild 3) [3]. Bild 1 Stromlaufplan mit dem PLL- Stereodekoder A290 D 76 Bild 2 Stromlaufplan einer PLL-FM- Demodulatorstufe ohne Induktivitäten Bild 3 Stromlaufplan einer A M-Synchron~ detektorstufe nach dein PLL-Prinzip Das größte Novum in der Rundfunkempfängertechnik ist die digitale Frequenzanzeige. Zwar gibt es sie bis heute lediglich in Spitzenempfängern, z. B. in Allwellenempfängern, doch sind sie darüber hinaus ein beliebtes Bau¬ objekt erfahrener Funkamateure. Man muß etwas weiter ausholcn, um den Zweck der digitalen Frequenzanzeige zu verstehen: Bis heute - seit etwa 50 Jahren - gibt es mehr oder weniger a'ufwendige Skalen zur Anzeige des ge¬ wählten Senders bzw. der gewählten Frequenz. Bereits die ältesten Emp¬ fänger hatten eine beleuchtete farbige Flutlichtskale. Ein Zeiger bewegte sich bei Abstimmung des Empfängers und zeigte den Namen des eingestellten Senders an. Das heißt: Er sollte anzeigen. In Wirklichkeit war das meist nicht möglich, da sich die Sender oft an einer ganz anderen Stelle der Skale befanden, als angezeigt. Aber auch die «Wellenlänge» oder die Frequenz wurde auf der Skale an¬ gezeigt. Das konnte man jedoch in Wirklichkeit bestenfalls als Orientie¬ rungshilfe betrachten, da die angezeigte Empfangsfrequenz meist um einige zehn (Mittelwelle! Kilohertz neben der wirklich empfangenen lag. Bei Kurz¬ wellen- oder Ultrakurzwellenempfang war die Abweichung noch wesentlich größer. 77 Mit der digitalen Frequenzanzeige gibt es nun dieses Problem nicht mehr. Ähnlich wie die Digitaluhr mit Ziffernanzeige, die die klassische Analoguhr mit Zeigern ersetzt, geschieht das mit der digitalen Frequenzanzeige an Stelle der Skale: Die jeweils eingestellte Frequenz - in kHz oder MHz - wird quarz¬ genau als Zahlenwert angezeigt. Bei Kenntnis der exakten Sendefrequenz ist es also kein Problem mehr, den Empfänger vorher auf den gewünschten Sender abzustimmen. Wie arbeitet nun die digitale Frequenzanzeige? Logisch ist es, die Fre¬ quenz des Überlagerungsoszillators zu messen. Für diese aktive Frequenz¬ messung benötigt man nur einen Zählfrequenzmesser. Ein quarzgesteuerter Hilfsoszillator (Zeitbasis) öffnet und schließt ein Tor («gate») während einer definierten Zeitspanne. In dieser Zeit werden die Spannungsmaxima des Überlagerungsoszillators gezählt. Mathematisch ausgedrückt, findet fol¬ gende Operation statt: Übcrlagerungsoszillator-Periodenzahl Zeiteinheit Man erinnere sich daran, daß diese Größe nichts anderes ist als die Frequenz des Überlagerungsoszillators. Hier kommt ein Einwand: Die Frequenz des Überlagerungsoszillators ist ja gar nicht die Empfangsfrequenz! Vielmehr gilt für den Überlagerungsempfänger: fo = /e + /,; f,- Überlagerungsoszillatorfrequenz,/ e - Empfangsfrequenz,/ z - Zwischen¬ frequenz. Man muß also von der Oszillatorfrequenz (deren Frequenz wirklich ge¬ messen wurde) die Zwischenfrequenz (etwa 455 kHz bei AM, 10,7 MHz bei FM) subtrahieren, um die Empfangsfrequenz zu erhalten. Wie dasz.B. beim UKW-Empfänger geschieht, soll Bild 4 veranschaulichen. Die Eingangsfrequenz wird zweckmäßigerweise geteilt (z.B. um den Fak¬ tor 1000). Für diese I. Stufe verwendet man einen ECL-Baustein; TTL- und MOS-Schaltkreise sind fast immer «zu langsam». Aber zunächst wird der Bild 4 Ühersichisxtromlanfplan einer digitalen Freqttenzzälileinrichtung int V KW-Rundfunkempfänger 78 Wert der Zwischenfrequenz rückwärts gezählt. Dafür kann man einen Dual¬ zähler verwenden. Die Zeitbasis - hier mit einem 100-kHz-Quarz - zählt: 10,7 MHz 1,07 • 10 7 s — 1 -=---;— = 107 Impulse (oder Perioden). 100 kHz I • 10 5 s — 1 Dann wird der Zähler gestoppt und in Richtung «vorwärts» geschaltet. Jetzt mißt man die Oszillatorfrequenz, wobei die 107 Impulse für die ZF subtrahiert werden. Der Zähler muß sie ja erst «durchlaufen», bevor er wieder auf 0 steht. Das Zählen der 107 Impulse läßt sich beim Digitalzähler relativ leicht durchführen. Man zieht die nächstkleinere Potenz von 2, hier 2 6 = 64, von 107 ab. Von dem Ergebnis wird wieder die nächstkleinere Potenz von 2, hier 2 5 = 32, abgezogen usw. Das Resultat ist: 2 6 + 2 5 + 2 3 + 2 1 + 2° oder 64 + 32 + 8 + 2 + 1 = 107. Nur bei dieser Zahl sind die Ausgänge der 7., 6., 4., 2. und 1. Stufe auf L- Potential, d. h., es wird ein Impuls abgegeben. Also genügt es, die Ausgänge der genannten Stufen über ein AND-Verknüpfungsglied so mit dem Zähler zu verbinden, daß dieser den «Befehl» erhält umzukehren. Jetzt wird die Richtung des Zählers umgeschaltet, und er zählt die Oszilla¬ torfrequenz. Dabei ist zu bedenken, daß durch den Vorteiler nur eine um den Faktor 1000 geteilte Frequenz gezählt wird. Gezählt werden also kHz, wenn auch in Wirklichkeit Frequenzen im MHz-Bereich am Geräteeingang vorhanden sind. Dieser Umweg erlaubt die Verwendung von «langsameren» Zählern (z.B. bestückt mit der TTL-Technik). Eine dreistellige Frequenz¬ anzeige (87,5 ... 99,9 MHz) ist völlig ausreichend, eine feinere Auflösung wäre unnötig. Der Zähler muß also «nur» bis zur höchsten Frequenz 99,9 kHz zählen. Diese Frequenz wird z. B. mit einer LED-Anzeige angezeigt, wobei in diesem Fall die dafür notwendigen Operationen (Dekoder) übergangen werden, da sie nichts Neues bieten. Beispiel Empfangen wird die UKW-Sendefrequenz 95,1 MHz. Der Oszillator schwingt auf der Frequenz 95,1 + 10,7 = 105,8 MHz. Seine Frequenz wird, um den Wert der ZF gemindert, auf den Zähler gegeben. Man erhält als An¬ zeige den Wert der empfangenen Frequenz, nämlich 95,1 MHz. Die Fre¬ quenzanzeige ist quarzgenau. Die Genauigkeit wird nur von der Zeitbasis und ihrem 100-kHz-Quarz bestimmt. Diese digitale Frequenzanzeige ist, wie eingangs erwähnt, ein beliebtes Bauprojekt für fortgeschrittene Funkamateure. Es gibt dafür interessante Bauanleitungen [4], [5]. Dabei zeigt sich, daß oft TTL-Schaltkreise wegen ihres relativ großen Energiebedarfs zugunsten von MOS-Schaltkreisen ver¬ mieden werden. Allerdi igs ist das Arbeiten mit MOS-Schaltkreisen nicht ganz so unproblematisch, da statische Aufladungen bei ihnen Schaden an- richten können. Das weiß jeder, der schon mit MOSFET gearbeitet hat. 79 Derartige Rundfunkempfänger-Frequenzmeßsysteme gibt es gegenwärtig - 1979 - in zahlreichen Varianten, nicht nur in Form der erwähnten Bau¬ anleitungen, sondern auch als industriell gefertigte Zusatzgeräte [6], [7], Selbst große Bauelementefirmen liefern in Applikationsschriften detaillierte Schaltungsvorschläge für derartige Einrichtungen [8]. Die einzelnen Ausführungen beruhen alle auf dem erwähnten Prinzip. Sie unterscheiden sich jedoch z. B. durch die Art der Anzeige (LED oder Gas¬ entladungsanzeige) oder den « Komfort» der Anzeige. Man kann bei einigen Modellen z.B. die Nummer des UKW-Kanals mit seiner Ablage von der Sollfrequenz (+ oder —) anzeigen. Denkbar wäre auch eine vier- oder sogar fünfstellige Anzeige. Einige Lö¬ sungen wiederum arbeiten mit einer anderen Zeitbasisfrequenz, z.B. 4 MHz, andere mit von 455 kHz abweichenden Zwischenfrequenzwerten (449 bis 472 kHz), je nach Empfänger. Es gibt zahlreiche Varianten der grob be¬ schriebenen Schaltung, doch das Prinzip bleibt stets das gleiche. Der Phanta¬ sie sind kaum Grenzen gesetzt. Der Aufwand steigt zwar mit jeder Erweite¬ rung, aber das ist für den Funkamateur - hinter dessen Empfangsgerät keine Serienfertigung steht - kein Hindernis. Ein dritter Schwerpunkt soll die kleine Neuheitenliste bei Rundfunk¬ empfängern beschließen, die Programmspeicher. Eigentlich sind sie nicht mehr neu, aber doch noch selten zu finden. Gemeint ist das Vorprogrammie¬ ren bestimmter Rundfunksender, die dann nicht erst auf der Skale (dem Frequenzzähler) eingestellt werden müssen. Ein Knopfdruck genügt zur Abstimmung. Bei den Fernsehempfängern ist das bereits Selbstverständlich¬ keit. Das in diesem Fall angewendete technische Verfahren - die Festabstim¬ mung des Tuners mit Kapazitätsdioden - wird auch beim (UKW-) Rund¬ funkempfänger benutzt. Bild 5 zeigt als Beispiel den Abstimmteil des rema toccata 940 liifi. Die Funktion ist leicht zu verstehen, wenn man sich die der entsprechenden Fernsehempfänger ins Gedächtnis zurückruft. Beim Berühren einer Sensortaste (UO ... U5) bricht die über 10-MQ- Widerstände liegende Gleichspannung von 26,5 V zusammen, wodurch sich die Spannung an einem der Eingänge 2 ... 5 bzw. 7 und 8 des Schaltkreises U 700 verringert. Die Folge ist einmal das Schalten einer Gleichspannung zur Abstimmung an Vor-, Zwischen- und Oszillatorkreis im UKW-Tuner, zum anderen das Einschalten einer der Glühlampen Lai ... La6, die jeweils über einen Transistor (TI ... T6) gesteuert werden und auf diese Weise den jeweils gewählten Kanal anzeigen. Betrachtet man aufmerksam Bild 5, so fällt ein scheinbarer Widerspruch auf: 6 Sensortasten, 6 Anzeigelampen, aber nur 5 einstellbare Gleichspan¬ nungen für den Tuner! Das Rätsel löst sich schnell, wenn man sich die Funktion des Potentiometers R6 vergegenwärtigt. Es dient ebenfalls zur Ab¬ stimmung, genau wie R I ... R5, ist jedoch nicht mit der Funktion einer Stationstaste verknüpft, sondern ermöglicht das beliebige Abstimmen inner¬ halb des gesamten U KW-Empfangsbereichs. Es ersetzt gewissermaßen den klassischen Drehkondensator [10]. Soweit die Funktion des Programmspeichers an Hand des rema toccata 80 940 hifi. Man kann sich vorstellen, daß auch die Ultraschall-Fernbedienung des Fernsehempfängers [9] eines Tages ihren Einzug in hochwertige UKW- Rundfunkempfänger halten könnte. Technische Schwierigkeiten dürfte es kaum geben. In diesem Beitrag kam es darauf an, einige Trends zu zeigen, die dem lange etwas vernachlässigten Rundfunkempfänger ein neues Gesicht geben, und das nicht nur äußerlich. Die gezeigten neuen Entwicklungen bedeuten nicht, daß morgen die bisherigen Empfänger überholt oder gar unbrauchbar wären! Die neuen Schaltungen werden sich nur langsam und schrittweise einführen. Literatur [1] ...: Analoge integrierte Schaltkreise, Konsumgüterelektronik, Ausgabe 1978/79, VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) [2] Kröbel, D.E.: Integrierter PLL-Stereodekoder A 290 D, radio fernsehen elektronik 27 (1978) 8, Seite 495 bis 497 [3] ...: Phase Locked Loops; Signetics Corporation, London 1973 [4] Feuehtinger, H.: Digitale Frequenzanzeige für UKW-Empfänger, Funk¬ schau 49 (1977) 16, Seite 743 bis 745 [5] Arnohit , M.: Frequenzzähler für UKW-Rundfunkempfänger, Funk- Technik 32 (1977) 18, Seite W & S 237 bis W & S 245 [6] ...: Digitaler Frequenzzähler für Kurzwellenempfänger, ELO 3 (1977) 11, Seite 29 [8] ...: Rundfunk-Frequenzmeßsystem mit den integrierten Schaltungen SAA 1058 und SAA 1070, Valvo Technische Mitteilungen für die Industrie 781110 [9] Streng, K.K.: Sensortasten und Ultraschallfernbedienung, in Elektronisches Jahrbuch 1976, Seite 89 bis 96, Militärverlag der DDR, Berlin 1975 [10] Böhme, G./Freitag, D.: Stereosteuergerät rema toceata 940 hifi, radio fern¬ sehen elektronik 26 (1977) 3, Seite 83 bis 90 und 93 82 Probleme der elektromagnetischen Dipl.-Ing. Friedrich Schulze Verträglichkeit Die Funktechnik hat in den vergangenen Jahren eine stürmische Entwick¬ lung erfahren und Eingang in viele Anwendungsgebiete gefunden. Ohne den Rundfunk und das Fernsehen, ohne moderne Nachrichtenübertragungs¬ systeme und die Funknavigation, ohne die Funkastronomie, die Funk¬ geologie und Funkspektroskopie wäre dasLeben in der heutigen Gesellschaft undenkbar. Eine derart umfangreiche Verbreitung der Funkelektronik in allen Bereichen der Wirtschaft, des Verkehrswesens, des öffentlichen Lebens und der bewaffneten Organe brachte jedoch auch ein kompliziertes Problem mit sich - die Gewährleistung der elektromagnetischen Verträglichkeit funk¬ elektronischer Mittel. Das Wesen der elektromagnetischen Verträglichkeit besteht darin, die gegenseitigen (unerwünschten) Funkstörungen, die der gleichzeitige Betrieb funkelektronischer Mittel in begrenzten Räumen oder auf benachbarten Frequenzen mit sich bringt, zu reduzieren oder in vertretbaren Grenzen zu halten. Entwicklungstendenzen Der gegenwärtige technische Fortschritt läßt noch nicht absehen, wann die Eskalation der Funktechnik einmal ihren Flöhepunkt erreichen wird. Es liegt der Gedanke nahe, ob gar nicht eines Tages ein solcher Zustand hervor¬ gerufen wird, bei dem die gegenseitigen Störungen den Einsatz funkelektro¬ nischer Anlagen und Geräte ad absurdum führen. Vorerst freilich scheint dieser Zeitpunkt noch nicht gekommen zu sein. Von Jahr zu Jahr erhöht sich die Zahl der Wissenschaftler und Institu¬ tionen, die sich diesen Problemen zuwenden. Erfahrungen und Erkenntnisse in der elektromagnetischen Verträglichkeit werden analysiert und in tech¬ nische Entwicklungskonzeptionen sowie in organisatorische Weisungen zur Verhinderung der gegenseitigen Störbeeinflussung funkelektronischer Mittel umgewandelt [1], Ursache für die obendargelegte Entwicklungstendenz ist die in allen Län¬ dern ins uferlose ansteigende Anzahl von Funkdiensten und die damit immer größere Belegung des vorhandenen Frequenzspektrums. So werden gegen- 83 wärtig etwa 60000 kommerzielle Funkverbindungen im Dekameterwellen¬ bereich betrieben. Wer aufmerksam die Entwicklung im Äther verfolgt, wird nicht an der Tatsache Vorbeigehen können, daß zwischen allen Funkdien¬ sten - militärischen wie auch kommerziellen - ein Kampf um die Frequenzen entfacht ist. Statistische Angaben zeigen, daß der Gesamtbedarf an Frequen¬ zen in den letzten 15 Jahren annähernd um das Zehnfache gestiegen ist. Man erwartet, daß sich die Anzahl der beweglichen Bodenfunkstellen auf der Welt alle 4 Jahre verdoppelt, der verwertbare Bereich des Frequenz¬ spektrums für die unterschiedlichsten Funkdienste in der gleichen Zeit aber nur unbedeutend erweitert werden kann. Mit aller Bestimmtheit läßt sich jetzt schon feststellen, daß auch in Zukunft der wesentlichste Teil der Geräte, die elektromagnetische Wellen ausstrahlen, im Bereich von lOkFlz bis 12 GHz konzentriert sein wird (Bild 1). Infolge der Begrenztheit des verwertbaren Frequenzspektrums und des an¬ gestiegenen Bedarfs an Frequenzen wäre es wenig erfolgversprechend, das Problem der elektromagnetischen Verträglichkeit funkelektronischer Mittel allein durch eine rationelle Aufteilung der Frequenzbereiche und Frequenz¬ nominalwerte lösen zu wollen. Ganz das Gegenteil ist der Fall. Auf Grund der Überbelegung des Frequenzspektrums gilt es oft, gemeinsame oder sehr eng beieinanderliegende Frequenzbereiche zu nutzen. Entwicklung der Gerätetechnik Die Schwierigkeiten nehmen weiterhin zu, indem sich mit dem zahlen¬ mäßigen Wachsen der funkelektronischen Mittel zugleich ihr energetisches Potential sowie die Empfindlichkeit der Empfänger erhöht. Im Verlaufe der vergangenen 20 Jahre wuchs die Leistung der Funksender gleicher Zweckbestimmung um mehr als das Zehnfache an. Zum Beispiel sind Funksendeanlagen mit einer Leistung von einigen Kilowatt heute keine Seltenheit mehr. Ausgehend von der Tatsache, daß die Seitenbandstrahlung eines Senders nach den Empfehlungen des CCIR maximal 1 % der Haupt¬ strahlungsleistung betragen darf, sind das bei hochleistungsfähigen Sendern bereits einige zehn Watt. Es ist daher völlig klar, daß derartige Seitenband¬ oder Oberwellenstrahlungen den Betrieb anderer funkelektronischer An¬ lagen und Geräte, besonders solcher, die mit geringen Leistungen arbeiten und die sich in unmittelbarer Nähe befinden, erheblich stören können. Moderne Funkempfänger haben eine hohe Empfindlichkeit. Sie sind in der Lage, Signale von 10~ 22 W aufzunehmen. Innerhalb der vorgegebenen Bandbreite nimmt ein Empfänger alle Signale auf, auch die Störstrahlungen eines fremden Senders. Daneben können Störstrahlungen über die Neben¬ kanäle in die Empfangsanlage eindringen und einen unzulässigen hohen Störpegel hervorrufen. Gemeint sind in diesem Fall die Störungen, die sich als nichtbeabsichtigte elektromagnetische Strahlungen der verschiedenartigsten elektronischen Ge¬ räte und Anlagen in Form von Oberwellen, Suboberwellen, von kombinier- 84 85 Bild 2 Verteilung der Bänder und Pegel elektromagnetischer Ausstrahlungen funkelektronischer Mittel; I - belegtes Frequenzband, 2 - erforderliches Frequenzband, 3 - Seitenbandstrahlung, 4 - Hauptstrahlung, 5 - Ober Wellenstrahlung, 6 - Intermodulationsstrahlung, 7 - Kombinationsstrah¬ lung, 8 - Parasitärstrahlung ten, intermodulierten und parasitären Strahlungen in den freien Raum er¬ gießen. Sie sind für den Zweck der Anlage, in der sie entstehen, entbehrlich; sie haben auch sonst keine Daseinsberechtigung im Äther. Sie entstehen meist im Ergebnis nichtlinearer Verzerrungen (Bild 2). Diese ungewollten elektromagnetischen Störstrahlungen konnte man un¬ beachtet lassen, solange niemand da war, der durch sie gestört wurde. Gegenwärtig ist die Lage eine andere: Durch die ungeahnte Entwicklung der funkelektronischen Mittel rückt diese Angelegenheit in die Sphäre des öffentlichen Interesses. Es muß also die technische Forderungerhoben wer¬ den, daß der Raum für die Strahlen frei gehalten wird, die ihn naturgemäß in Anspruch nehmen müssen. Alle anderen nichtbeabsichtigten Neben¬ strahlungen sind ihm aber fernzuhalten, soweit das die Fortschritte neuzeit¬ licher Technik gestatten. Zuspitzung in der Dichte Außerordentlich kompliziert erscheint das Problem überall dort, wo eine hohe Dichte der funkelektronischen Anlagen auftritt oder wo die Mittel auf engstem Raum untergebracht werden müssen. Es können beispielsweise in einem Flugzeug bis zu 30 und auf einem Schiff bis zu 100 funkelektronische Mittel sowie eine Vielzahl von Antennen installiert werden. Die Situation wird noch dadurch erschwert, indem die Antennensysteme vieler funkelektronischer Anlagen, auch solcher mit Richtwirkung, eine rosettenförmige Charakteristik aufweisen. Sie senden bzw. empfangen die elektromagnetischen Wellen nicht nur über die Hauptkeulen, sondern auch über die Seiten- und Hinterkeulen ihres Antennenrichtdiagramms (Bild 3). Stehen die Antennen unterschiedlicher Funkanlagen dicht beieinander, so befinden sie sich im Nahfeld des Nachbarsenders und «koppeln» die abge¬ strahlte Energie sofort auf die eigene Empfangsanlage «über». Das führt in der Regel dazu, daß der 1.HF-Verstärker des Empfängers «zugestopft» 86 Bild 3 A ittermenriclit- diagramm; 1 - Haupt kettle , 2 - Nebettkeule, 3 - Hinterkeule wird. Die elektronischen Geräte werden so gesättigt, daß ihre Kapazität er¬ schöpft ist. Damit wird die Möglichkeit des Verminderns von gegenseitigen Funkstörungen durch räumliche Selektionen der Strahlung stark einge¬ schränkt. In der Nähe von Städten und Industriezentren ist die Lage noch ver¬ worrener. Dort ist der Äther stets durch einen hohen Störpegel der Industrie gesättigt. Industrieanlagen und elektrische Geräte erzeugen industrielle Funkstörungen in einem breiten Spektrum. Derartige Störungen entstehen hauptsächlich durch Funken: - an Kontakten von Schaltern, Relais und Schützen; - an Stromabnehmern von elektrischen Bahnanlagen; - an Kohlebürsten von Elektromotoren; - an Lichtbogen von Schweißgeräten, Elektroofen und Hochleistungsgleich¬ richtern; - an Energieübertragungsanlagen; - bei Zündanlagen von Kraftfahrzeugen und Aggregaten. Darüber hinaus werden für medizinische und industrielle Zwecke auch HF- Generatoren betrieben (KW-Therapie, HF-Härtung, HF-Schmelzen). Die industriellen Störungen haben vorwiegend impulsartigen Charakter; sie gelangen entweder vom Störer direkt (durch Strahlung) oder über das Stromversorgungsnetz zum Empfänger. Die direkte Strahlung weist meist nur eine geringe Intensität auf. Sie ist im allgemeinen nur im Umkreis bis zu 200 m zu bemerken [2], Beurteilung der Lage Nach all dem bisher Gesagten versteht es sich eigentlich von selbst, daß sich das Problem der elektromagnetischen Verträglichkeit funkelektronischer An¬ lagen und Geräte in allen Bereichen, sowohl im zivilen als auch im militäri¬ schen, zugespitzt hat. Trotz seiner Aktualität erscheint dieses Problem zum derzeitigen Zeitpunkt noch nicht umfassend gelöst. Dafür gibt es mehrere Gründe. So müssen bei der Beurteilung der elektromagnetischen Lage eines bestimmten Territoriums eine Vielzahl von Faktoren berücksichtigt werden. Hinzu kommt, daß die elektromagnetische Lage kein konstanter, kein für immer feststehender Zustand ist. Durch das Ein- und Ausschalten der man- 87 nigfaltigsten Strahlungsquellen, den Wechsel iher Betriebsparameter und Standorte, ist sie fortwährenden Veränderungen ausgesetzt. Und nicht zu¬ letzt kann das Chaos, das bisweilen im Äther herrscht, durch die in einigen Gebieten dominierenden Industriefunkstörungen beachtlich zunehmen und die Untersuchung der elektromagnetischen Lage erheblich erschweren. Es sollen nun die Parameter von funkelektronischen Anlagen betrachtet werden, die im entscheidenden Maße die elektromagnetische Lage bestim¬ men und folglich die Lösung der Probleme der elektromagnetischen Ver¬ träglichkeit beeinträchtigen. Diese Merkmale werden als Parameter der elektromagnetischen Verträglichkeit bezeichnet und in zwei Gruppen ein¬ geteilt [3]. Zur ersten Gruppe gehören solche Betriebsparameter der funkelektroni- schenMittel wie der Frequenzbereich, die Arbeitsfrequenz, die Sendeleistung, die Empfindlichkeit, die Trennschärfe, der Rauschfaktor und die Zwischen¬ frequenz der Empfänger, die Modulationsart und ihre Kennwerte, das Antennenrichtdiagramm sowie der vorhandene Störschutzfaktor. Die zweite Gruppe enthält die Parameter der elektromagnetischen Ver¬ träglichkeit, deren Herabsetzung zu einer störungsfreien Arbeit der funk¬ elektronischen Anlage beiträgt. Hierzu zählen: die Leistung der Ober- und Nebenwellenstrahlung; der Antennengewinn in einem breiten Frequenz¬ spektrum, die Breite der Hinter- und der Seitenkeulen des Antennenricht¬ diagramms sowie die Parameter der Nebenkanäle. Maßnahmen gegen Funkstörungen Die Vielfalt der zuvor genannten Störungsursachen sowie ihr komplizierter Charakter weisen darauf hin, daß einzelne Gegenmaßnahmen kaum zum Erfolg führen werden. Im Kampf gegen diese Funkstörungen hilft nur ein ganzes Programm konkreter, aufeinander abgestimmter Maßnahmen weiter. Diese werden entsprechend ihrer Zweckbestimmung in organisatorische und technische Maßnahmen unterteilt. Bei den organisatorischen Maßnahmen handelt es sich um solche, die eine effektive Nutzung des zur Verfügung stehenden Frequenzspektrums garan¬ tieren. Dazu zählen die zentrale Frequenzverteilung für die verschieden¬ artigen Funkdienste ebenso wie die Kontrolle auf Einhaltung der Empfeh¬ lungen und Normen zur Gewährleistung der elektromagnetischen Verträg¬ lichkeit. In der DDR obliegt diese Aufgabe dem Ministerium für Post- und Fernmeldewesen [4]. Ein weiterer Weg zur Verbesserung der elektromagnetischen Verträglich¬ keit wird in der Anwendung bandbreitesparender und gleichzeitig wenig störanfälliger Modulationsarten gesehen. Aber auch durch die Belegungnoch ungenutzter Frequenzbereiche soll die gegenseitige Störbeeinflussung herab¬ gesetzt werden. In diesem Sinne gilt dem Millimeterwellenbereich besonde¬ res Augenmerk [5]. Die technischen Maßnahmen umfassen geeignete Störschutzschaltungen, 88 die an den funkelektronischen Anlagen und Geräten zu treffen sind. Oben¬ drein werden Empfehlungen gegeben, mit denen bereits bei der Entwicklung funkelektronischer Mittel der Verbesserung der Störfestigkeit gegenüber elektromagnetischen Feldern im zunehmenden Maße Rechnung getragen wird. Zu den Störschutzschaltungen, die an erster Stelle genannt werden sollen, gehören: spezielle Siebschaltungen mit Bandfiltern, Abschirmung der ein¬ zelnen Geräte und Baustufen untereinander, spezielle Schaltungen zur Unterdrückung oder Kompensation von Funkstörungen, Erhöhen der Frequenzstabilität, Einsatz von stark bündelnden Sende- und Empfangs¬ antennen, Verringern der Leistung sowie der Bandbreite der unerwünschten Oberwellen- und Seitenbandausstrahlungen. Der Nachrichtenempfänger EKD 300 Diese zuvor genannten Störschutzmöglichkeiten bleiben aber nicht nur Theorie. Sie finden gegenwärtig in der Praxis breite Anwendung. Ein an¬ schauliches Beispiel hierfür ist der Empfänger EKD 300. Die elektrische Konzeption dieses vom VJEB Funkwerk Köpenick entwickelten Empfängers entspricht dem neuesten Stand von Wissenschaft und Technik. Durch die Anwendung moderner Bauelemente und neuer Technologien gelang es, die empfängertypischen Parameter, darunter auch die der elektromagnetischen Verträglichkeit, wesentlich zu verbessern. Außer einer hohen Frequenz¬ konstanz (A/ = ±5 • 10~ 7 ) mit temperaturkompensiertem Quarzoszillator gewährleistet der Empfänger eine hohe Störfestigkeit. Das Empfangssignal wird über den Empfangsschutz einem auf 15 Teil¬ bereiche umschaltbaren Vorselektor zugeführt, der neben den hohen Dämp¬ fungswerten für die Spiegelfrequenz (2 80 dB) und die Zwischenfrequenz (S 80 dB) den Summenstörpegel an den nachgeschalteten aktiven Elementen reduziert. Nach dem Vorselektor gelangt das Eingangssignal über ein regelbares Dämpfungsglied zum 1. Mischer. Wenn das Eingangssignal einen Mindest¬ wert überschreitet, beginnt das Dämpfungsglied durch automatische Ver¬ stärkungsregelung zu wirken, so daß die Eingangsspannung am I. Mischer herabgesetzt wird und daher Intermodulationsverzerrungen vermindert werden. Die durch2 Signale von je 30 mV EMK verursachten Modulations¬ produkte sind gegenüber dem Nutzsignal um £40 dB gedämpft. Ein monolithisches Quarztilter für die l.ZF-Stufe sowie 8 umschaltbare magnetomechanische Filter im 2. ZF-Verstärker bewirken ausgezeichnete Selektionswerte. Darüber hinaus wird durch die Kombination eines Lang¬ zeit- und eines Kurzzeitdetektors für die Regelspannungserzeugung eine zu¬ sätzliche Störaustastung erreicht [6]. Durch die sprunghafte Vergrößerung der Anzahl von funkelektronischen Mitteln nehmen die gegenseitigen Funkstörungen von Jahr zu Jahr zu. Die effektive Nutzung aller funkelektronischer Anlagen wird dadurch immer 89 Tabelle Frequenz- und Wellenbereiche E £ < jä o U- > o o o 3 * — — o'^ — — ° c c o c u 13 ü 13 - £ 13 * ? «- > v > c a d> * g i— d> d» ~ I £ c3 d) d> JD Ö3 c ^ ” s .1 H S S^iqSqnSQ N N N N N X X X X X roroc^f^rnf r i f ^ro fri O co ^ o m m © m ö" ^ o“ [L( U- ^ r, th u* x x x x 2 I I > 3 w w i ^ « T u © d> a « £ « .c « • U- 5 Uh .£ Uh So C C C d> d» N N G C d> d» 3 3 er c* di d» w r u «- 3 U- Uh iS. ü U. = o 3 u= £ u 0 u Ä -C t/5 3 _ W c s s s g ü c Sa? er ü g- £ u. a u. m U. Jä 0 ü o "" o •£ E *£ 8.S 8- d> .C rfinvOt^-OOONO — Ei = Ai - sin (co Rcf t + @ Ref0 ); © Re r ist die Phase der Referenzschwingung. Die Amplitude A, und die An¬ fangsphase 0 Refo sind konstant. Da sich der Anfangszeitpunkt des Ver¬ gleichs willkürlich wählen läßt, kann man © Refo = 0 setzen. Die Frequenz oj Ref schwankt in einem relativ kleinen Frequenzbereich um den mittleren Wert co„ und E 2 = A 2 • sin ©osz, E 2 = A 2 - sin (co OS2 r + 0 Os z); ©osz ist die Phase des Vergleichsoszillators. Die Amplitude (A 2 ist auch hier konstant) ergibt sich zu A • A 2 * E 2 = “ ' COS {[(ö^Osz ^Rcf) t "t” ®o] - COS [((«Osz + ® R ef) > + ©ol) • Wie ersichtlich, ist der Träger unterdrückt, und es sind nur die Summen- und Differenzfrequenzen vorhanden. Schließt man nun alle Faktoren in die weitere Betrachtung ein, so erhält man für die Ausgangsgröße: Ei ■ E 2 = - 1 -- [sin (0 Ref - 0 Osz ) + sin (0 Rcl + © 0 sz)l; V p ist der Übertragungsfaktor des Phasendiskriminators. Das Produkt be¬ steht also aus einem mit der Frequenz co Re r — cu 0s2 langsam veränderlichen und einem mit der Frequenz a> Ref + co 0s2 schnell veränderlichen Glied. Für den Erhalt der Regelgröße benötigt man aber nur den langsamen Teil des Produkts, es folgt daraus: KO A i • A 2 ■ V„ ■ F(w) 2 sin o 0 ; dt) ist die Regelgröße. Um diesen Teil aussieben zu können, benötigt man ein Tiefpaßfilter. Daher steht auch die Übertragungsfunktion im Zähler der Regelgröße. Das dynamische Verhalten des Regelkreises im Fangbereich und im Haltebereich wird hauptsächlich durch dieses Filter bestimmt. Es haben sich Phasenkopplungssysteme 2. Ordnung durchgesetzt. Daraus er¬ gibt sich für die Filterfunktion, daß sie um eine Ordnung n iedriger ist als die des gesamten Systems. Für das Tiefpaßfilter kommen RC-Anordnungen in Frage, wie sie in Bild 2 wiedergegeben sind. Diese Filter 1. Ordnung werden integrierendes (a) und proportional-integrierendes Filter (b) genannt. Das proportional-integrierende oder auch lag-lead-Filter wird am häufigsten im Zusammenhang mit einem OV als aktives Filter eingesetzt. 123 Bild 2 Schaltungsanordnung zweier Tiefpaßfiller J. Ordnung. Bei (a) handelt es sich um ein einfaches integrierendes Filter, (b) ist ein proportionalintegrierendes Filler. Es hat eine für RC-Tiefpaßfilter günstigere Über¬ tragungsfunktion Das Filter - unterdrückt die Summenfrequenz; - begrenzt die Durchlaßbreite auf das Nutzsignal, blendet damit höher- frequente Störsignale aus; - glättet Störspitzen und verhindert ein Ausrasten bei kurzzeitigen Unter¬ brechungen (wegen des im Tiefpaß befindlichen Kondensators). Wie aus der kurzen Darlegung der Problematik ersichtlich ist, muß also das Tiefpaßfilter sehr sorgfältig dimensioniert werden. Hinweise zur Theorie der Filter findet der Leser in [1], Als Phasenvergleicher haben sich digitale Systeme mit UND-Gattern und R-S-Flip-Flop durchgesetzt. Ausführliche Beschreibungen dieser digitalen Phasenvergleicher sind in [2] und [3] zu finden. Eine praktische Ausführung eines PLL-Oszillators mit dem D 274 C und D 200 ist in (41 beschrieben. Weitere Beschreibungen von PLL-Schaltungen für Rastergeräte und für eine PLL mit einer Ausgangsfrequenz von 133,3 bis 135,3 MHz sind in [6], [7], [8] und [9] zu finden. Neben diesen Phasenvergleichern haben sich aber auch analoge Systeme durchgesetzt. Hier eignen sich hauptsächlich solche Schaltkreise, die mit einem Koinzidenzdemodulator ausgestattet sind. Auch die im weiteren Ver¬ lauf beschriebene und praktisch erprobte PLL-Schaltung ist mit einem sol¬ chen Schaltkreis ausgelegt. i=C RC o) RI °-CZ> r t~-(RI*RZ)C xZ’RZC RZ b) £ Übersichtsstromlauf plan des Analyseoszillators (Bild 3) In [5] wurde von PA 0 RLV ein kompletter PLL-Oszillator für eine Fre¬ quenz von 72 MHz beschrieben, der in seiner prinzipiellen Konzeption bei¬ behalten wurde. Es wird das Prinzip des Phasendiskriminators verwendet. In Bild 3 ist der Übersichtsschaltplan wiedergegeben. Die VCO-Frequenz beträgt im Gerät 44,433 ... 45,100 MHz, weil die ZF 10,7 MHz ist. Auf Grund von vorhandenen Quarzen, die im 3. Oberton betrieben werden, er¬ gibt sich für den Vergleichsoszillator eine Frequenz von 39,875 MHz. Der VFO muß daher einen Bereich von 4,56 ... 5,23 MHz überstreichen. In der Mischstufe wird dann die Frequenz des Vergleichsoszillators mit der VCO- Frequenz auf die um etwa den Faktor 10 niedrigere Frequenz von 4,56 bis 5,23 MHz umgesetzt. Diese Frequenz gelangt dann zum Detektor. 124 Aktives Filter JBA 120 MAA 74 7 TI VFO 4,56 MHz Phasen dis - ... >Jtriminafoi u(üg) \> u r T4 VCO 44,43MHz men - \ stufe NJ Qfc' \ -Wh fo T2 + T3 39,88 MHz Höh Bild 3 Übersichtsstromlaujplan der vorgestellten PLL-Scliahiwg Gleichzeitig gelangt auf den zweiten Detektoreingang die VFO-Frequenz. Die am Ausgang stehende Größe, bestehend aus dem Gleichspannungsanteil und den Seitenbändern a) Rcf — d.h. die gewünschte Himmelsrichtung eingestellt. R2 ist mit dem Antennen¬ mast gekoppelt, seine Schleiferstellung gilt als Maß für den Istwert. Um den Bild I Stromlaufplan der Antennendrehanlage; Wikheldaten für den Netztrans¬ formator: wl = 2200 Wdg., 0,3-mm-CuL; w2 = w3 = 200 Wdg., 0,6-mm-CuL; w4 = 400 Wdg., 0,3-mm-CuL 131 Bild 2 Ansicht des geöffneten Steuergeräts Bild 3 Ansicht der Frontplatte des Steuergeräts 132 Motor Ml richtig anzusteuern, ist es notwendig, einen der drei Zustände Linkslauf, Rechtslauf oder Stillstand zu ermitteln. Dazu wird die Spannung zwischen den beiden Schleifern ausgewertet. Das geschieht mit 2 komple¬ mentären Stromtriggern. Sie sind eingangs- und ausgangsseitig parallel¬ geschaltet. Das ermöglicht es, mit nur einer Rückkopplung für beide Trigger auszukommen (R6, RI). Mit R6 stellt man die Hysterese ein. Je nach Polarität der Eingangsspannung schalten TI bzw. T3 den Motor einpolig an den positiven oder negativen Pol der Versorgungsspannung. Ist die Spannung zwischen den Schleifern kleiner als die Ansprechschwelle der Stromtrigger (etwa 1 V), so liegen am Motor etwa 0 V an. Eine kleinere An¬ sprechspannung erreicht man durch Germaniumtransistoren für T2 und T4 und/oder durch Einsatz eines Kaltleiters für R3 (z. B. Glühlampe 60 V/ 0,05 A oder 2 x 24 V/0,025 A). Treten dadurch Pendelschwingungen des Antennenmastes auf, so muß die Spannung der Gleichstrombrücke ver¬ ringert werden (eventuell mit einer Stabilisierungsschaltung). Als Motor wurde ein Scheibenwischermotor 24 V/20 kpcm verwendet, der durch einfache Betriebsspannungsumpolung seine Drehrichtung ändert. Er hat an Stelle einer Feldwicklung mehrere Dauermagneten. C4 verhindert Rückwirkungen über den Transformator zum Triggereingang. Bei kleineren Werten für C4 treten in der Nähe der Schaltschwelle Kippschwingungen auf. Werden für T2 und T4 Germaniumtransistoren mit hohem Reststrom verwendet, so sind die Bauelemente R 4. RS und D6 zusätzlich vorzusehen. Die Lampen erfüllen mehrere Funktionen. Alle zeigen sie das Vorhanden¬ sein der 3 Versorgungsspannungen an. La2 und La3 gestatten außerdem die Drehrichtungsanzeige: Lai leuchtet ständig hell bei eingeschaltetem Gerät. - La2 und La3 leuchten hell beim Drehvorgang (Rechts- bzw. Linkslauf) und mit geringerer Helligkeit bei Stillstand des Motors. Bild 4 Leiterziige der Platine fiir die Sletterschallting, Maßstab I: I 133 Die Entstörung wird mit C5 und R 10 vorgenommen, die direkt am Motor angebracht werden. Der Motor erhält zusätzlich eine metallische Abschir¬ mung. Als Transformator benutzt man einen umgewickelten Klingeltransfornra- tor 6 V/l A. Damit durch die geringere Windungsanzahl keine erhöhten Verluste auftreten, ist er so umzuschichten, daß die einzelnen L-Bleche wech¬ selseitig eng beieinanderliegen. Inbetriebnahme des Steuergeräts Vor der Inbetriebnahme ist die Hysterese auf 0 einzustellen, d.h., der Schleifer von R6 liegt auf Emitterpotential von T2 und T4. Nach dem Zuschalten der Betriebsspannung wird nun R6 so eingestellt, daß beide Stromtrigger (Kon¬ trolle durch Motorlauf) bei der gleichen Schleiferstellung von RI aus¬ schalten. Damit ist der elektrische Abgleich beendet. Die Ruhestromauf¬ nahme des Geräts beträgt etwa 35 ... 40 mA. Die beschriebene Schaltung läßt sich durch eine Drehrichtungsvorwahl er¬ gänzen. Über einen Tastensatz können z. B. voreingestellte Potentiometer an Stelle von R I eingeschaltet werden. Mechanischer Aufbau Der mechanische Teil wurde unter Ausnutzung der im Scheibenwischer¬ motor eingebauten Untersetzung entwickelt. Der Exzenter des Motors wird entfernt. Ein Schneckengetriebe, bestehend aus einer Motorradsto߬ dämpferfeder und dem großen Kettenrad eines Fahrrads (46 Zähne), setzt Bild 5 Bestückungsplan der Platine nach Bild 4 134 Bild 6 Blick auf den mechanischen Antrieb der Antennendrehanlage die Drehgeschwindigkeit auf etwa 1 U/min herab. Über eine Fahrradkette wird die Motorkraft auf ein Zwischenstück übertragen, das mit dem An¬ tennenmast versplintet ist. Als Lager für den Mast verwendet man ein handelsübliches Kegellager. Um später Reparaturen an der Antenne ausführen zu können, kann man den Antrieb einschließlich Motor seitlich abschwenken und den Mast durch zwei Führungen herabgleiten lassen (Bild 6). Die Gehäuseaußenabmessungen der elektronischen Steuerung ent¬ sprechen mit Ausnahme der Breite (180 mm) denen des Kurzwellenempfän¬ gers SWL-1 nach [3]. Literatur [1] Kühne, H.: Sinus- und Impulsgeneratoren, Amateurreihe electronica, Band 107, Deutscher Militärverlag, Berlin 1972 [2] Starke, B.: DrehbareUKW-AntennemitRichtungswahl,FUNKAMATEUR 23 (1974), Heft 8, Seite 389 bis 390 [3] Richter, P./Dathe, R.: Der KW-Empfänger «SWL-1», FUNKAMATEUR 26 (1977), Heft 5, Seite 248 bis 249 Karl Rothammel - Y 21 BK Vertikal polarisierte Kurzwellenantennen - eine Übersicht Die in vielen Veröffentlichungen beschriebenen bewährten Kurzwellen- Drehrichtstrahler, seien es Yogi-, Cubicai-Quad- oder Delta-Loop-Anten- fi?h , bleiben für die meisten Funkamateure Wunschträume. Die Realisierung scheitert meist an den örtlichen Aufbaumöglichkeiten sowie aus materiellen und finanziellen Gründen. Zudem können Drehrichtstrahler oft nur für die 3 hochfrequenten KW-Amateurbänder 10 m, 15 m und 20 m verwirklicht werden. Für viele Funkamateure besteht die schwierige Aufgabe meist darin, aus einer verwirrenden Vielzahl von bekannten und weniger bekannten Kurzwellen-Antennenformen jene auszuwählen, die bei bestmöglichem Wirkungsgrad den jeweiligen örtlichen Verhältnissen angemessen sind und deren Realisierung im Bereich der materiellen und finanziellen Möglich¬ keiten liegt. Bei einer solchen Auswahl soll man systematisch vorgehen und zunächst entscheiden, ob Horizontalpolarisation oder Vertikalpolarisation des Strah¬ lers vorzusehen ist. Für die ionosphärische Ausbreitung besteht aber im Kurzwellenbereich kein bemerkenswerter Unterschied zwischen beiden Polarisationsrichtungen, zumal in der Ionosphäre immer Polarisations¬ änderungen auftreten. Horizontal polarisierte Kurzwellenantennen Bei der Horizontalpolarisation verläuft der strahlende Antennenleiter waagrecht zur Erdoberfläche. Das bedeutet, daß relativ große Freiflächen zur Verfügung stehen müssen, etwa größere Gärten, über denen die An¬ tennendrähte in möglichst großer Höhe ausgespannt werden können. Für einen brauchbaren Allbandbetrieb muß mit einer Antennenlänge von minde¬ stens 40 m gerechnet werden. Kompromißlösungen kommen mit weniger Fläche aus. Horizontal polarisierte Antennen haben imn5!r eine mehr oder weniger stark ausgeprägte Richtwirkung in der Horizontalebene, ihre Strahlungs¬ eigenschaften werden durch nahe gelegene Energie- und Fernmeldefrei¬ leitungen sowie sonstige waagrecht verlaufende Metallflächen (z.B. lange Metalldachrinnen) negativ beeinflußt. Der örtliche Störpegel ist bei Emp- 136 fang mit Horizontalpolarisation im allgemeinen geringer als bei Vertikal¬ polarisation, weil die meisten Störer (elektrische Haushaltgeräte, elektro- medizinische Geräte, elektrische Industrieeinrichtungen usw.) vorzugsweise vertikal polarisierte Störwellen abstrahlen. Eine wirkungsvolle Ausbreitung über sehr große Entfernungen (DX) wird erreicht, wenn der vertikale Erhebungswinkel der Hauptstrahlung (man nennt ihn auch Abstrahlwinkel) möglichst klein ist, so daß eine Flachstrah¬ lung tangential zur Erdoberfläche entsteht. Für den Horizontalstrahler be¬ deutet das, daß er sich möglichst hoch über dem Erdboden befinden soll, je höher, desto besser die DX-Erfolge. Dieser «Höhenfaktor» kann durch sehr lange Antennendrähte (lang - bezogen auf die Betriebswellenlänge) etwas ausgeglichen werden. Bei Horizontalantennen, die nur in geringer Flöhe errichtet sind, verläuft der vertikale Erhebungswinkel der Hauptstrahlung mehr oder weniger steil nach oben gerichtet. Die sogenannte Sprungdistanz wird dadurch ent¬ sprechend klein. Eine solche Antenne besticht durch sehr gute Verbindungs¬ möglichkeiten über mittlere Entfernungen (Europaverkehr), sie versagt aber gewöhnlich im Weitverkehr, weil die gewünschte DX-Station nur mit mehreren energiezehrenden «Sprüngen» (Reflexionen an der Ionosphäre) erreicht werden kann. Der empfangsseitige Nachteil solcher Steilstrahler be¬ steht darin, daß man Europastationen sehr stark empfängt. Dadurch wird der DX-Empfang vom «Europa-QRM » zugedeckt. Vertikal polarisierte Kurzwellenantennen Bei der Vertikalpolarisation verläuft der strahlende Antennenleiter senk¬ recht zur Erdoberfläche. Es gibt aber auch Bauformen, bei denen die Verti¬ kalpolarisation äußerlich nicht sofort erkennbar ist (z. B. Delta- und Quad- schleifen, T-Antennen). Hier geben erst die Stromverteilungs- und Spei¬ sungsverhältnisse Auskunft über die Polarisationsrichtung. Grundsätzlich hat jede einfache, vertikal polarisierte Antenne Rundstrahl- charakteristik in der Horizontalebene. Das heißt, daß sie in alle Richtungen der Windrose gleich stark strahlt. Je nach Verwendungszweck kann die Rundstrahlung als vorteilhaft oder als nachteilig betrachtet werden. Zunächst ist festzustellen, daß beim Emp¬ fang mit einem vertikal polarisierten Rundstrahler die örtlichen und die atmosphärischen Störpegel höher sind als beim Empfang mit einer ver¬ gleichbaren horizontal polarisierten Antenne. Auch der Rundempfang er¬ fordert einen sehr selektiven Empfänger mit großer Intermodulationsfestig¬ keit. Jedoch bietet die horizontale Rundcharakteristik die Gewähr dafür, daß keine Himmelsrichtung «ausgelassen» wird, wie das bei horizontal polarisierten Antennen praktisch immer der Fall ist. Die Feststellung, daß ein vertikal polarisierter Strahler bei richtiger Bemessung eine ausgezeich¬ nete «DX-Antenne» für Senden und Empfang darstellt, sei hier vorweg¬ genommen. Der Platzbedarf eines senkrechten Antennenleiters ist äußerst gering, die Mindestlänge beträgt für das 20-m-Band rund 5 m (A/4), für das 10-m-Band etwa 2,50 m und dürfte sich zumindest für die 3 hochfrequenten Kurzwellen¬ bänder in allen Fällen realisieren lassen. Da man Vertikalstrahler häufig auf Hausdächern montiert, müssen sie sturmsicher verankert werden. Dem Blitzschutz ist ganz besondere Bedeutung zuzumessen! Sehr wichtig für guten Wirkungsgrad und flache Abstrahlung ist eine erstklassige Hoch¬ frequenzerde (nicht gleichzusetzen mit einer guten Blitzerde!) oder ein Netz von abgestimmten Viertelwellen-Gegengewichten (Radiais). Theorie vertikal polarisierter Kurzwellenantennen Als die Urform vertikal polarisierter Antennen kann man die Marconi- Antenne betrachten. Sie besteht aus einem senkrechten Antennenleiter, der sich unmittelbar über gut leitendem Erdboden befindet und dessen elek¬ trische Länge A/4 beträgt, bezogen auf die Betriebswellenlänge A (Bild 1). Viertelwellenstrahler benötigen ein Gegengewicht, das sie zum Halbwelien- dipol ergänzt. Die A/«ra>/i/-Antenne sucht sich ihr Gegengewicht im Erd¬ boden. Die Ströme, die dabei im Erdboden fließen, sind reine Verlustströme. Unter idealen Bedingungen ist der Speisepunktwiderstand R A im Reso¬ nanzfall gleich dem Strahlungswiderstand R s , der bei der Marconi -Antenne 36,5 ü beträgt. Da aber Erdwiderstand R E und Strahlungswiderstand R s eine Reihenschaltung bilden, wird der Speisepunktwiderstand R A mit dem Erdwiderstand R F beaufschlagt. Man wird deshalb bei jeder praktisch aus¬ geführten A/Vf/roi«'-Antenne nie den idealen Speisepunktwiderstand R A von 36,5 Ü messen können, sondern nur größere Werte. So kann es durchaus Vorkommen, daß der Speisepunktwiderstand R A 75 f) beträgt, womit ein 75-ß-Koaxialkabel perfekt angepaßt wäre. Das ist jedoch kein Grund zur Freude, denn diese Messung sagt außerdem aus, daß die gesamten Verlust¬ widerstände 38,5 il betragen, die fast ausschließlich vom Erdwiderstand R E verursacht werden. Fazit: Die der Antenne zugeführte Leistung P A wird knapp zur Hälfte als Strahlungsleistung P s abgestrahlt, die andere Hälfte heizt als Verlustleistung P v den Erdboden ( P s = P A — P v ). 138 Bild 1 Marconi-Antcnne mit Strom- und Spannungsverteilung ln solchen Fällen kann man den Wirkungsgrad verbessern, wenn der Erd¬ widerstand R E verringert wird. Das geschieht, indem, vom Strahlerfußpunkt radial ausgehend, ein möglichst dichtes und weit ausgedehntes Netz von Metalldrähten auf oder nicht zu tief in den Erdboden verlegt wird (üngertief bis spatentief). Dann kann man vielleicht einen Speisepunktwiderstand f? A von 45 fl messen, d.h., daß die Verlustwiderstände nur noch 8.5 fl betragen und der Wirkungsgrad auf 0,81 (= 81 %) gestiegen ist. Ein weiterer Weg, den Antennenwirkungsgrad bei schlechten Erdverhältnissen zu verbessern, be¬ steht in der Erhöhung des Strahlungswiderstands H s , damit R s groß gegen¬ über R e wird. Das kann geschehen, indem man z.B. den Vertikalstrahler als halben Faltdipol nach Bild 2a ausführt, dessen Strahlungswiderstand R s den vierfachen Wert der gestreckten Ausführung beträgt (4 x 36,5 fl). Dabei ist ein Leiterbein direkt geerdet (Blitzschutz!), am anderen Ende des Parallel- Biid 2 Vertikalstrahler mit geerdetem Antennenleiter; a - halber Faltdipol, b - Marconi-Antenne mit Gamma-Anpassung, c - selbstschwingender Me¬ tallmast mit Omega-Anpassung 139 leiters befindet sich der Speisepunkt mit R A > 146 fl (abhängig vom Durchmesserverhiiltnis und Abstand der beiden Parallelleiter). Durch den relativ großen Strahlungswiderstand arbeitet diese Antenne auch noch bei dürftigen Erdverhältnissen mit gutem Wirkungsgrad. Die Anpassung der koaxialen Spciseleitung erfolgt über ein Widerstandstransformations- giied. Besonders bei längeren Viertelwellenstrahlern über Erde ist es von Vorteil, wenn man den Fußpunktisolator weglassen kann, d.h., wenn der Strahler¬ fußpunkt direkt geerdet wird. Man kann dann sehr einfach die Einspeisung nach Bild 2 b über eine Gamma-Anpassung vornehmen. Der dabei auf¬ tretende induktive Blindwiderstand wird durch eine Serienkapazität C s kompensiert. Oft ist bereits ein geerdeter Meta I Imast vorhanden, der z. B. als Träger für eine drehbare Richtantenne benutzt wird. Er kann - weitgehend unabhängig von seiner Länge - nach Bild 2c in seiner Gesamtheit als Verti¬ kalstrahler erregt werden. Die An- und Aufbauten des Mastes (z.B. weitere Antennen) sind nicht von Nachteil. Sie bilden eine kapazitive Endbelastung, durch die der Strahlungswiderstand und damit der Antennenwirkungsgrad erhöht werden kann. Durch das Hinzufügen von C A (Abstimmkapazität) ist eine Omega-Anpassung entstanden, bei der C A die Strahlerresonanz her¬ stellt und C s ein beliebiges Koaxialkabel anpaßt. Gestreckte Vertikalstrahler sind nicht an die Viertelwellenlänge gebunden. Wie aus Bild 3 hervorgeht, kann man durch größere Strahlerlängen die Vertikaldiagramme beeinflussen. Besonders günstig für den DX-Ver- kehr ist eine Höhe von 5/8 A, da in diesem Fall die Hauptstrahlung mit einem Erhebungswinkel von nur etwa 5 ... 23 erfolgt. Diese schmale Strahlungskeule bringt einen Gewinn von 3 dB, bezogen auf einen Halb¬ wellendipol. Ein kleiner Nebenzipfel bei 60 bewirkt, daß auch mittlere Entfernungen gut erreicht werden können. Da 5/8 A keine resonante Länge darstellt, muß durch eine Verlängerungsspule L am Fußpunkt die Resonanz bei 3/4 A hergestellt werden (Bild 4). Der Speisepunktwiderstand beträgt dann etwa 70 D, womit gute Anpassung an ein entsprechendes Koaxial¬ kabel besteht. Das Kriterium der Marconi-Antenne ist die gut leitende Erdoberfläche, von der der Wirkungsgrad entscheidend abhängt und die mit relativ großem Aufwand erst geschaffen werden muß. Ferner ergibt sich oft ein ungünstiger Standort des Strahlerfußpunkts unmittelbar über der Erdoberfläche, z.B., wenn die Antenne von umliegenden Gebäuden und sonstigen Hindernissen «eingekesselt» wird. Es ist jedoch möglich, Erdungsnetz und Strahler¬ fußpunkt auf beliebige Höhe über den Erdboden anzuheben, es entsteht dann die bekannte Groundplane-Antenne. Da aber ein erhöht montiertes Erdungsnetz in der Praxis kaum verwirklicht werden kann, ersetzt man es durch einige speichenartig vomStrahlerfußpunkt ausgehende Gegengewichte (sogenannte Radiais), deren elektrische Länge sich in Viertelwellenresonanz mit der Betriebswellenlänge befinden muß (Bild 5). Üblich, jedoch nicht bindend vorgeschrieben, sind 4 Radiais. Der Speisepunktwiderstand einer Viertelwellen-Groundplanc mit waagrechten Radiais beträgt ebenfalls 140 Bild 5 Vierwellen-Groundplune 36,5 A. Durch Absenken der Radiais entsteht im Extremfall ein vertikaler Halbwellendipol mit dem theoretischen Fußpunktwiderstand von 73 A. Es kann somit durch entsprechendes Absenken der Radiais jeder gewünschte Speisepunktwiderstand zwischen 36,5 und 73 fl zur perfekten Anpassung eines Koaxialkabels eingestellt werden. Bei allen bisher erwähnten Vertikalstrahlern kann man die Erde durch abgestimmte A/4-Radials ersetzen. Die Radiais stellen keine Blitzerde dar, diese ist gesondert zu errichten! Die Radiais werden an ihrem zentralen Sammelpunkt direkt mit der Blitzerde und dem Außenleiter des koaxialen Speisekabels verbunden. Der Blitzschutz für den nichtgeerdeten Vertikal¬ strahler kann aus einer einfachen Hörnerfunkenstrecke mit etwa 2 mm Schlagweite bestehen. Diese Funkenstrecke überbrückt man zweckmäßig mit einem Widerstand >50 kfl. Er leitet statische Aufladungen des Strah¬ lers zur Erde ab und vermindert auf diese Weise das beim Empfang häu¬ tig Prasseln. Vertikalstrahler in der Praxis Zum Nachbau oder als Anregungen für eigene Entwicklungen werden nach¬ folgend einige Beispiele in Kurzform beschrieben. Sie bilden nur einen kleinen Ausschnitt aus der Vielfalt der Möglichkeiten und sollen vor allem das «know how» für den zweckmäßigen Aufbau von wirkungsvollen Verti¬ kalstrahlern vermitteln. Von W8JK wird ein gefalteter 3/8-2-Vertikalstrahler nach Bild 6a vor¬ geschlagen. Er wird von dem weitgehend unbekannten 3/4-2-Faltdipol ab¬ geleitet (Bild 6 b), der in seinem oberen Abschnitt unterbrochen ist. Somit darf auch der 2.«Fuß» des Leiters nicht geerdet werden. Da der 3/4-Ä-Falt- dipol einen Speisepunktwiderstand von 450 fl hat, beträgt dieser für die halbierte Ausführung 225 fl plus Erdwiderstand R E , so daß man mit rund 142 “ w77/ 3/4 A-Faltdipol Bild 7 Bild 8 80-m-Groundplane nach W6SA1 Zweibandanlenne 40 m/80 m nach G3VYF 250 fl rechnen kann. Die Abmessungen für den Betrieb im 20-m-Band sind eingetragen. Es erscheint recht schwierig, einen Vertikalstrahler für das 80-m-Band zu errichten (A/4 = 20 ml). Nach W6SAI gelingt das auch mit einem Vertikal- tei 1 von nur 7,35 m Höhe, dem ein waagrechter Abschnitt von 13,5 m Länge als kapazitive Endlast angefügt ist (Bild 7). Die Antenne arbeitet mit ab¬ gestimmten Radiais, die vorzugsweise unter dem Horizontalteil ausgelegt werden sollten. Mit dem Drehkondensator wird die Resonanz eingestellt. 143 Etwas mehr Bauhöhe, dafür aber als Zweibandantenne 80 m/40 m brauchbar, benötigt der von G3YVF entwickelte Strahler nach Bild 8. Der vertikale Abschnitt stellt einen A/4-Strahler für 40 m dar, der durch einen Parallelresonanzkreis (/ rcs = 7,05 MHz) elektrisch vom waagrechten Teil getrennt ist. Für diesen sogenannten Trap beträgt die Induktivität 10,18 ;/.H bei einer Kapazität von 50 pF. Wird die Antenne mit 80 m betrieben, dann wirkt die Induktivität des Trap als Verlängerungsspule, so daß zusammen mit dem Horizontalteil Viertelwellenresonanz für 80 m besteht. Bei dem in Bild 9a dargestellten Strahler handelt es sich um eine «auf dem Kopf stehende» oder «umgedrehte» Ä/4-Groundplane (Inverted Groundplane). Die beiden A/4-Radials sind dabei nach oben verlegt, der Vertikalteil ist endgespeist und daher hochohmig (Spannungsbauch). Die Anpassung an ein Koaxialkabel kann über ein LC-Netzwerk oder, wie ein¬ gezeichnet, über eine abgestimmte offene A/4-Leitung (Viertelwellentrans¬ formator) vorgenommen werden. Aus dieser Bauform entwickelte DL2EO eine sehr bemerkenswerte Vierbandantenne [1], die in Bild 9 b dargestellt ist. Sie wurde für Viertelwellenresonanz im 40-m-Band bemessen. Der 9 m lange Vertikalabschnitt ist zweidrähtig ausgeführt, um den hohen Speisepunkt¬ widerstand etwas herabzusetzen. Dieser wurde im 40-m-Band mit 1500 fl ermittelt, im 10-m-Betrieb beträgt er noch 600 fl. Dadurch kann auch bei schlechten Erdverhältnissen noch mit gutem Wirkungsgrad gerechnet wer¬ den; es genügt ein einfacher Staberder. Die Oberwellenerregung, verbunden mit Resonanzabstimmung und Anpassung an das koaxiale Speisekabel, er¬ folgt über umschaltbare LC-Glieder. Für diese ermittelte DL2EO Richt¬ werte, die in der Tabelle angegeben sind. Bild 9 Die Inverted Groundplane; a - Einbandausfiihrung , b - Vierbandantenne nach DL2EO 144 Tabelle LC-Glieder für die 4-Band-Antenne nach DL2EO 40 m 20 m 15 m 10 m L= 6 [J.H 2,3 [CH 1,4 fiH 1,0 JJ.H C = 80 pF 50 pF 40 pF 30 pF Mit dem LC-Glied für 20 m läßt sich die Antenne auch im 80-m-Band er¬ regen. Da für diesen Fall aber der Fußpunktwiderstand recht niederohmig ist, wird empfohlen, einige A/4-Radials für 80 m auszulegen. Einen Dreibandvertikalstrahler, der ohne Umschaltmechanismen arbeitet, entwickelte OD5CB. Nach Bild 10 hat der aus beidseitig kurzgeschlossener 300-D-Bandleitung bestehende Vertikalstrahler eine Länge von 6,71 m. Das sind annähernd 5/8 A für 10 m, knapp A/2 für 15 m und fast A/3 für 20 m. An den Fußpunkt ist eine Zweidrahtleitung angeschlossen, die die Anpassung für den 15-m-Betrieb bewirkt. Sie besteht aus 300-Q-Bandleitung (z. B. Typ 300 A 6-1), die unter Berücksichtigung des Verkürzungsfaktors V = 0,80 eine Länge von 8,27 m hat. Das nachfolgende LC-Netzwerk beseitigt die Reaktanzen beim 10-m- und 20-m-Betrieb. Der Parallelresonanzkreis Ll-Cl wird mit CI auf eine Resonanzfrequenz von 35,85 MHz fest ein¬ gestellt (Grid-Dip-Meter). Dann schaltet man versuchsweise C2 parallel zu CI und stimmt mit C2 auf eine Resonanzfrequenz von 21,37 MHz ab. C2 wird mit dieser Einstellung wieder an seinen ursprünglichen Platz gebracht. 10 Schubert, Eljabu 81 145 damit ist der Abglcich beendet. Mit der vorgegebenen Induktivität von 0,86 |i.H ergeben sich rechnerisch für CI = 22,8 pF und für C2 = 41,6 pF. Am Ausgang besteht nun für alle 3 Bänder gute Anpassung an ein 75 -Cl- Koaxialkabel. Für jedes Band ist eine Serie von je 4 abgestimmten A/4- Radials vorzusehen. Literatur [1] Brandt, H.-J.: L- und T-Antennen für Kurzwelle, «QRV», Stuttgart, 29 (1975) Heft 2, Seite 65 [2] Hawker , P.: Amateur radio techniques, 6th Edition, RSGB, London 1978 [3] Rothammel, K.: Antennenbuch, 9. Auflage, Abschnitt 19, Vertikal polari¬ sierte Kurzwellenantennen, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin 1979 Wir klären Begriffe ELEKTROCHIRURGIE 146 Dipl.-lng. Eike Barthels - Y 22 UL Ein HF-Baustein für KW-Transceiver in 50-Q-Technik Übersicht In der kommerziellen Technik ist es üblich geworden, HF-Baustufen so aus¬ zulegen, daß sie am Ein- und am Ausgang einen Wellenwiderstand von 5011 haben. War diese Technik früher für größere Komplexe üblich, so erlauben es moderne Bauelemente jetzt, auch einzelne Stufen wie Verstärker oder Mischer breitbandig in 50-Q-Technik aufzubauen. Zwischen diesen Stufen werden Selektionsmittel angeordnet, deren Ein- und Ausgänge die gleiche Impedanz haben. Da die Niedcrohmigkeit bei Breitbandverstärkern durch große Kollektorströme erreicht wird und Breitbandmischer mit großen Oszillatoramplituden betrieben werden, spricht man auch von Hochstrom- Breitbandtechnik. Diese Technik hat folgende Vorzüge: - genormte Meßtechnik und genormte Schnittstellen; - Verbindung der geschirmten Baugruppen über längere Koaxkabel und Steckverbinder ist möglich, dadurch Variation und Kombination dieser; - hohe Störeinstrahlfestigkeit sowie geringe Abstrahlung durch nieder¬ ohmige Leitungen; - stark verringerte Schwingneigung der Stufen; - Verbesserung der Intermodulationseigenschaften der Verstärker durch Gegenkopplung und übersteuerungsfeste Mischer. Im neuen 7-Band-Transceiver (80 m ... 70 cm) des Verfassers wurden im KW-Trakt Breitbandverstärker, Diodenringmischer und ein elektronisch umschaltbarer Bandfilterblock zu einem Baustein kombiniert, der sich bis¬ her ausgezeichnet bewährt hat. Bild 1 zeigt den Übersichtsschaltplan. Herz¬ stück des Blocks bildet ein Schottky-Dioden-Ringmischer M, der bidirektio¬ nal betrieben wird. Er ist an allen 3 Klemmen über den zu verarbeitenden Frequenzbereich mit 50 Q abgeschlossen. Dieser Abschluß ist erforderlich, um die guten Intermodulationseigenschaften des Mischers vor allem in der Empfangsrichtung zu sichern. Auf der Antennen- und der Oszillatorseite wird der Abschluß durch je einen Breitbandverstärker BV1 gebildet. Auf der ZF-Seite erfolgt der Abschluß bei Empfang durch einen FET-Breitband- verstärker BV2, der auch die Anpassung an das Quarzfilter übernimmt. Bei Senden ist der Abschluß durch die niederohmige Koppelwicklung des SSB- Verstärkers gegeben. 147 10 *15 +Z0*W+8Q Übersichtsschall plan des beschriebenen HF-Bausteins für einen KW-Transceiver Die Unterdrückung von Spiegelfrequenz und Fehlempfangsstellen durch Oberwellen des Oszillators bewirkt die Bandfilterkombination BF, die je¬ weils das gesamte Amateurfunkband durchläßt und nicht nachgestimmt werden muß. Die Selektion über alles wird durch eine Ticfpaß/Hochpaß- Kombination (TP für 80, 40, 20, 10 m; HP für 15 und 10 m) aus Caiter- Tiefpässen TBC 05 verbessert, die in erster Linie Oberwellen der Transistor- PA unterdrücken soll, aber auch bei Empfang wirksam ist. Die Sende-Empfangs-Umschaltung geschieht durch Relais. Bei Empfang ist die Stufenfolge Antenne - TP/HP - HF - Potentiometer - BF - BV1 - M - BV2 - Quarzfilter wirksam, bei Senden gelangt das SSB-Signal über M - BF - BV1 - PA - TP/HP an die Antenne. Schaltungseinzelheiten (Bild 2) Breitbandverstärker BV1 Der Breitbandverstärker nach [1] und [2] erreicht seine Niederohmigkeit durch Gegenkopplung und eine hohe Steilheit, die mit einem Kollektor¬ strom von 30 ... 50 mA eingestellt wird. Bei 1 0 = 40 mA wird ein Eingangs¬ widerstand von 50 Q gemessen. Für die Transistoren TI und T2 werden in der Originalarbeit Breitbandtransistoren 2 N 5109 eingesetzt, die speziell für das Kabelfernsehen entwickelt worden sind. Wegen der Gegenkopplung lassen sich HF-Transistoren wie SF 128, BSY 34, 2 N 5189, SSY 20 oder BFX 33 verwenden, soweit sie den Kollektorstrom verkraften. Der Trans¬ formator (Tri, Tr4) im Kollektorkreis wird mit 2x8 Wdg. CuL-Draht bi- filar auf einen Ring- oder Doppellochkern gewickelt. Es eignen sich auch noch Ferrite, deren obere Grenzfrequenz mit 1 MHz angegeben ist. Im Gerät werden kleine Doppellochkerne aus Mf240 eingesetzt. Die Stufen¬ verstärkung der Breitbandverstärker beträgt 10, sie ist konstant über einen Frequenzbereich von 600 kHz ... 40 MHz. Als Senderverstärker lassen sich unverzerrt Ausgangsleistungen von etwa 10 mW erzielen, während die Rauschzahl bei Empfang unter 10 kTo liegt. Schottky-Dioden-R ingmi scher Im Mischer werden sowjetische Schottky-Dioden vom Typ KD 514 A ver¬ wendet, die von DM2 GBL zu Quartetten ausgemessen wurden. Schottky- Dioden haben gegenüber Si-Schaltdioden den Vorteil, weniger zu rauschen und eine geringere Mischdämpfung zu haben. Ohne größere Nachteile kön¬ nen aber auch Siliziumdioden wie SA Y 12 im Mischer eingesetzt werden. Die 2 Übertrager Tr2 und Tr3 wurden auf kleine Doppellochkerne aus Mf 240 mit 3x5 Wdg. dünnem Kupferlackdraht trifilar gewickelt. Bezüg¬ lich des Ferritmaterials gilt auch hier das beim Breitbandverstärker Gesagte. Bei einer Oszillatorspannung von 300 mV wurde eine Mischdämpfung von 6 dB gemessen. Darüber sinkt die Mischdämpfung nicht weiter ab, jedoch 149 S: s loHII fl IIMil Sanil limi KU lag PÜKi IC.HI ||l CSi mm mm ir,u iH Cil mm IfÜHli WSm ici HH Sjj|g§Kik| Vncl erhöht sich die Intermodulationsfestigkeit. Aus diesem Grund sollte die Oszillatorleistung auf etwa 10 mW (entsprechend 0,7 V an 50 fl) eingestellt werden. Gegenüber Transistoreintakt- und auch -gegentaktmischern fällt die sehr gute Unterdrückung der am Mischprozeß beteiligten Eingangs¬ signale auf. Wird eines der Eingangssignale abgeschaltet, so sinkt die Aus¬ gangsspannung des Mischers auf Werte unter 10 mV, entsprechend einer Unterdrückung von besser als 35 dB. Bandfilterblock Entsprechend einer Anregung in [3] werden die Filter im Bandfilterblock mit Schaltdioden umgeschaltet. Die Bandfilter wurden auf 50-A-Anpassung und kritische bzw. leicht überkritische Kopplung berechnet. Sie lassen je¬ weils das gesamte Amateurband durch. Es wurde davon ausgegangen, daß innerhalb des Bandes vorhandene Störer auch bei abstimmbaren Kreisen nicht ausreichend unterdrückt werden können und daß die Verstärker- und Mischerschaltung so intermodulationsfest ist, daß sie das Signalgemisch störungsfrei verarbeitet. Auf diese Weise kann auf einen «Pre-Selektor» verzichtet werden. In kritischen Fällen, z.B. an langen Antennen abends im 40-m-Band, kann der HF-Abschwächer zu Hilfe genommen werden, der die auf diesem Band überflüssige Verstärkung von BVI wieder reduziert. Tabelle Daten der Bandfilter Band in m Bereich in MHz L2 = L3 Wdg. L\ = L4 Wdg. CI = C3 pF C2 pF m 3,45 .. . 3,85 29 4 220 18 6,95 .. . 7,35 22 2 100 5,6 ü 13,95 .. . 14,40 16 1 47 1,5 15 21,6 13 1 33 10 28,0... 31,5 11 2 22 2,2 Als Schaltdioden sind spezielle Schaltdioden (z.B. SA 412) zu verwenden, die einen dynamischen Widerstand von etwa 1 fl gegenüber von etwa 5 fl bei üblichen Schaltdioden (SAY 12) haben. Die jeweils leitenden Dioden werden von einem Strom von 10 mA durchflossen, der an einem Widerstand von 680 fl eine Sperrspannung von 6 V für die anderen Dioden erzeugt, die über einen 100-kfl-Widerstand im nichtaktivierten Zustand an Masse 1 iegen. Die gesamte Bandumschaltung, auch die Relaisumschaltung der TP/HP- Gruppe, geschieht auf diese Weise durch eine einzige Schalterebene, die hinten am umschaltbaren VFO (modifizierte Baugruppe 1 des Transceivers DM3ML-77 [4]) montiert wird. Die Einfügedämpfung des Bandfilterblocks beträgt einschließlich der Diodenumschaltung etwa 4 dB. 151 Bild 3 Stromlaufplan fiir den Breitband¬ verstärker B V2 Breitbandverstärker BV2 (Bild 3) Wie in [2] gezeigt wurde, ist der Eingangswiderstand eines hochfrequenten Quarzfilters (XF9 B) nur in der Nähe der Filtermittenfrequenz niedrig, außerhalb steigt er stark an und wird komplex. Da der Diodenringmischer über den gesamten zu verarbeitenden Frequenzbereich reell mit 50 Q ab¬ geschlossen werden muß, ist ein weiterer Breitbandverstärker erforderlich, der einen Eingangswiderstand von 50 Q und nach Möglichkeit einen Aus¬ gangswiderstand von 500 Q (Filteranpassung) realisiert. Nach [2] wurde diese Stufe mit einem steilen FET (BF 246) aufgebaut. Für die Gate-Basis- Schaltung gilt R e = 1/S. Die Steilheit kann über den Drainstrom verändert werden, der mit dem Sourcewiderstand eingestellt wird. Mit der angegebenen Dimensionierung beträgt I A = 20 mA. Die als «Ultralinearvorverstärker (ULVV)» bezeichnete Schaltung «verdaut» Eingangsspannungen von über 500 mV. Mit einem FIochstrom-FET CP 643 wurden entsprechend [2] 11 dB Verstärkung gemessen, in der vorliegenden Schaltung werden 9 dB erreicht. Da auf den ULVV das Quarzfilter mit seiner Durchlaßdämpfung folgt, muß auch die erste ZF-Verstärkerstufe gute Rauscheigenschaften haben. Beim Verfasser wurde der ZF-Verstärker mit 2 x KP 350 aufgebaut, besser dürf¬ ten drei FET sein. Eigenschaften des Blocks Der ZF-Teil hat ab Eingang des ULVV (BV2) eine Empfindlichkeit von 0,6 (iV für 10 dB S/S + R. Seine Regeleigenschaften sind zusammen mit der AVC-Erzeugung (Baugruppe 10 vom Transceiver DM3ML-77 [5]) so gut, daß eine Regelung im HF-Block entfallen kann. Er hat einen Regelumfang von > 90 dB bei maximal 6 dB Ausgangsspannungsänderung. Bei Senden gibt der ZF-Teil 200 mV an 50 Q ab. Am Eingang des Oszillatorverstärkers BV1 sind maximal 0,1 V an 50 Q erforderlich, die von einem Trenn¬ verstärker zwischen VFO und BV1 aufgebracht werden. Die Empfindlichkeit des kompletten Empfängers für 10 dB S/S + R liegt zwischen 0,5 jxV (10 m) und 1,0 ;xV (80 m). Der Interceptionspoint, eine das Intermodulationsverhaltcn kennzeichnende Größe [2], wurde von DM 3 PML zu +7,5 dBm ohne Vorverstärker BV1 und zu —2,5 dBm mit BV1 ge- 152 messen. Vergleichswerte nach [2] sind z. B. Transceiver FT 277: —21,5 dBm oder Siemens-Empfänger EK 47\ +3 dBm. Der Empfänger des Transceivers brachte endlich die Lösung für das 40-m- Band. Ohne TP/HP beträgt die ZF-Durchschlagfestigkcit schon mehr als 50 dB, die Spiegelwellenselektion lag unter gleichen Bedingungen zwischen 50 dB (80 m) und 80 dB (15 m). Versuche mit dem «nackten» Mischer, mit TP/HP, aber ohne BF und BV1, zeigten, daß bis zum 20-m-Band auf den Vorverstärker verzichtet werden kann. Bei Senden werden am Ausgang des Blocks 0,7 ... 1,0 V an 50 0 (ent¬ sprechend 10 ... 20 mW) abgegeben, die zum Ansteuern einer Endstufe (z.B. [6] mit EL 861-GI30) mehr als ausreichend sind. Aufbauhinweise Der HF-Block wurde in der Bauweise der Baugruppen des Transceivers DM3ML-77 [4] und [5] aufgebaut. Für die Leiterplatte verwendet man doppeltkaschiertes Material. Die Bestückungsseite dient als durchgängige Masseebene. «Heiße» Anschlüsse werden frei gesenkt. Der HF-Block ent¬ hält zusätzlich zur Schaltung nach Bild 2 den VFO-Trennverstärker und 3 Relais zur Umschaltung auf 2 m und auf den 2. VFO. Trennwände aus dünnem Weißblech unterteilen die Kammern für Bandfilterblock, HF-Ver- stärker, Mischer und VFO-Verstärker. Literatur [1] Eichel, K. H.: Einfache Methode zur Erzielung eines konstanten Eingangs¬ widerstandes bei Breitbandverstärkern, Internationale Elektronische Rund¬ schau, Heft 2/1973, Seite 45/46 [2] Martin, M.: Extrem lineares Empfängereingangsmodul mit großem Dyna¬ mikbereich und sehr geringen IM-Verzerrungen, Internationale Elektronische Rundschau, Heft4/1975, Seite 73 bis 75 [3] Stepanow, UIV3AX/Sclniplgin, UA3ACM: Transceiver RADIO 77, RADIO (UdSSR), Heft 12/1977 bis Heft 2/1978 [4] Kollektiv DM3ML: Transceiver DM3ML-77, Baugruppe 1 - VFO, FUNK¬ AMATEUR, in Vorbereitung [5] Kollektiv DM3ML: Transceiver DM3ML-77, Baugruppe 10 - NF, FUNK¬ AMATEUR, Heft 8/1979, Seite 402 [6] Barthels, E.: Eine Endstufe zum 6-Band-Transcciver, FUNKAMATEUR, Heft 5/1975, Seite 242 153 Oben’ng. K Ctrl ■ Hei 11 z Schubert - Y 21 XE Internationale Schaltungsrevue „Amateurfunk" Colpitt-VFO 5,0 ... 5,78 MHz Mit Feldeffekttransistoren bestückt ist die VFO-Schaltung nach Bild 1. Die Rückkopplung erfolgt von der Sourceelektrode über den kapazitiven Span¬ nungsteiler 820 pF/1,2 nF. Die Auskopplung erfolgt niederohmig, sowohl bei TI wie auch bei T2. Die Oszillatorstufe T1 arbeitet mit einer stabilisierten Spannung 5,6 V. Möglich ist auch der Aufbau mit dem sowjetischen Feld¬ effekttransistor KP 303. wobei die Steilheit wenigstens 3 mA/V betragen sollte. Breitbandverstärker Vielseitige Anwendungen für Breitbandverstärker ergeben sich in der Me߬ praxis. Die in Bild 2 vorgestellte Schaltung für einen zweistufigen Breitband¬ verstärker kann im Bereich 500 kHz bis 500 MHz eingesetzt werden. Für den Kurzwellenbereich wird eine Verstärkung von 50 dB angegeben. Im 2-m-Band ist sie noch 30 dB, im 70-cm-Band noch 12 dB. Als Transistoren werden solche verwendet, wie sie in Antennenverstärkern üblich sind. Die Transitfrequenz sollte 800 ... 1000 MHz betragen. Der Aufbau kann auf einer kleinen Platine erfolgen, die Stromaufnahme ist etwa 20 mA. Bild 1 Stromlaufplan f ür einen VFO 5,0 ... 5,78 MHz mit FET-Bestiickung [1] 154 47 0 Bild 2 Stromlaufplan für einen Breitband¬ verstärker 500 kHz bis 500 MHz 12 ] Antennenverstärker 0,15 ... 30 MHz Der in Bild 3 vorgestellte Antennenverstärker verbessert die Empfangs¬ leistungen eines AM-Supers, vor allem bei längeren Antennenzuleitungen. Die Verstärkung ist etwa 35 dB. Im Eingang und im Ausgang sind einfache Tiefpaßfilter angeordnet. Beide Transistorstufen arbeiten temperaturstabil durch eine entsprechende Beschaltung der Basis- und Emitterelektroden. Als Transistoren eignen sich solche für Antennenverstärker bzw. UKW-Sender- vorstufen. Für einen Nachbau kann auch der RFT-Transistor SF 245 ver¬ wendet werden. Einfaches Stereofilter In den vergangenen Jahren wurden mehrfach Vorschläge unterbreitet, um bei Telegrafieverbindungen das Aufnehmen der CW-Signale zu verbessern (Kohärent-CW, Stereokode-Verfahren). Da dabei mitunter ein größerer Schaltungsaufwand erforderlich ist, fehlt es nicht an Versuchen zur Ver¬ einfachung der Verfahren. So schlägt der britische Funkamateur G 4 BWE Bild 3 Stromlaufplan eines Antennenverstärkers für LW—MW-KW [3] 155 LS 2 . NF- o— Endstufe i S1 Iß Hh C7 RS 72 C2 I risH, 47 _ o Stereo- * köpfhören Bild 4 Schaltung des einfachen Stereofillers f ür den CIV- Empfang [4] vor, das Pscudo-Stereo-Signal mit einem einfachen Stereofilter direkt für die Stereokopfhörer zu erzeugen. Bild 4 zeigt die Schaltung, die zwischen dem NF-Ausgang des KW-Empfängers und dem Stereokopfhörer angeordnet wird. Mit dem Schalter S1 kann auf den Lautsprecher umgeschaltet werden, S2 ist der Umschalter «Mono» (geschlossen) und «Pseudo-Stereo» (offen). Der rechte Kopfhörer wird über ein Hochpaßfilter (CI, RI, R4), der linke über ein Tiefpaß (C2, R2) gespeist. Die Spannungsteiler RI/R4 und R3/R5 vermindern den Einfluß des Stereokopfhörers auf die Filter. R6 stellt die Belastung für den NF-Ausgang dar (12 D/l W). Die Verbesserung des CW- Empfangs durch dieses Stereofilter wird deutlich, wenn man mit S1 auf Lautsprecherbetrieb umschaltet. Allerdings ersetzt dieses Stereofilter nicht ein schmalbandiges CW-Filter. Günstig wirkt sich das Stereofilter auch bei SSB-Empfang aus. Aktiver SSB-Phasenschieber Bei einem SSB-Sender, der mit der Phasenmethode arbeitet, wird zur Phasenverschiebung beim NF-Signal meist ein 7?C-Netzwerk verwendet. Bild 5 zeigt einen modernen Phasenschieber unter Anwendung von Opera¬ tionsverstärkern (A 109 D, f/A 741, ßA 747). Bei einem übertragenen NF- Band 250 Hz bis 2500 Hz ist der Phasenunterschied zwischen «A» und «B» gleich 90° ± 1°, so daß eine Seitenbandunterdrückung von mindestens 40 dB erreichbar ist. Die Originalarbeit mit der programmierten Berechnung findet man in der Zeitschrift «Electronic Design», Heft 19/1976. Die R- und die C-Werte zur Bestückung der Schaltung müssen genau ausgemessen werden. CW-Mithörgerät Um beim Telegrafiebetrieb mit dem KW-Sender bzw. KW-Transceiver das eigene Signal bequem mithören zu können, verwendet man einen sogenann¬ ten CW-Monitor. Bild 6 zeigt ein praktisches Beispiel für einen solchen CW-Monitor, der sich leicht aufbauen läßt. Hauptbestandteil ist eine M ulti- vibratorschaltung, mit der der NF-Ton erzeugt wird. Die Betriebsspannung für diesen Multivibrator wird aus dem Sendersignal gewonnen, in dem es mit 156 10k 10k 10k 10k Bild 5 Mil Operationsverstärkern aufgebauter NF- Phasen¬ schieber fiir SSB- Phasensender [5] Koaxialkabel- Innenleiter Bild 6 Stromlaufplan fiir einen CW- Monitor nach ZL 2 AKW [6] der Diode D gleichgerichtet und anschließend über das RC-Glied gesiebt wird. Ein Stück isoliertes Koaxialkabel wird am CW-Monitor angcschlossen und im Senderchassis in der Nähe der PA-Stufe verlegt. Die aufgenommene HF-Spannung reicht aus, daß der Multivibrator arbeitet (Betriebsspannung 4 ... 6 V). Erfahrene Funkamateure können diesen CW-Monitor auch als empfindliche Abstimmhilfe verwenden, indem sie Tonhöhe und Lautstärke beobachten. Am Ausgang kann ein Kopfhörer oder ein kleiner NF-Ver- stärker mit Lautsprecher angeschlossen werden. F requenzabgleichgerät Will man einen VFO in Frequenzen eichen, so verwendet man als Ver¬ gleichsnormal einen Quarzoszillator bzw. Quarzkalibrator. Um die Schwe¬ bungsfrequenz bequem abhören zu können, kann man die Schaltung in Bild 7 verwenden. An die Basis von TI wird das VFO-Signal geführt (etwa 100 mV). Das quarzgesteuerte Signal legt man an die Emitterelektrode. Sind 157 Bild 7 Stromlaufplan für ein Frequenzabgleichgerät [7] beide Frequenzen etwa gleich, so entsteht am Kollektor eine Schwebungs¬ frequenz, die über die Transistorstufe T2 an den Kopfhörer gelangt. Die VFO-Frequenz kann nun durch Abhören dieser Schwebungsfrequenz be¬ quem auf Schwebungs-Null eingestellt werden und der Frequenzwert auf der VFO-Skale markiert werden. In gleicher Weise markiert man auch die har¬ monischen Frequenzen des Quarzkalibrators. Anstelle des Quarzkalibra¬ tors kann man auch geeichte Abgleichsender, Dipmeter o.ä. anschließen. Für den Aufbau der Schaltung kann man auch moderne Silizium-npn- Transistoren verwenden, wobei lediglich die Elektrolytkondensatoren und die Batterie umzupolen sind. TVI-Filter für KW-Bereich Damit der Fernsehempfang nicht gestört wird, sollte man dem KW-Sender ein Tiefpaßfüter nachschalten (Bild 8a), das die Frequenzen über 30 MHz dämpft. Damit werden harmonische Frequenzen unterdrückt (etwa 25 dB), so daß sie nicht über die Antenne abgestrahlt werden. Die Spulen LI und L2 bestehen aus 5 Wdg., 1,5-mm-CuL-Draht, 8 mm Durchmesser. FürL3/L4/ L5 benötigt man 11 Wdg., 1,5-mm-CuL-Draht, 8 mm Durchmesser. Für die Kondensatoren werden keramische Ausführungen verwendet; CI = C2 = 56 pF. C3 = C4 = 150 pF. Auf einer Leiterplatte 80 mm x 100 mm lassen sich alle Bauteile bequem unterbringen. Werden Fernsehempfänger durch Frequenzen unter 30 MHz gestört, so muß zwischen Fernsehantenne und Antenneneingang des Fernsehempfän¬ gers ein Hochpaßfilter (Bild 8b) geschaltet werden. Ein solches Hochpa߬ filter dämpft alle Frequenzen unter 30 MHz (etwa 25 dB), läßt aber alle Frequenzen über 30 MHz passieren, so daß der Fernsehempfang nicht be¬ einträchtigtwird. Für LI und L2 benötigt man 5,5 Wdg.. 0,5-mm-CuL, 5 mm Durchmesser. Die keramischen Kondensatoren haben die Werte CI = C3 = 47 pF, C2 = 27 pF. Für den Aufbau genügt eine Leiterplatte 30 mm x 50 mm. 158 Bild 8 T Vl-T iefpaßfilter für Kn-Sender (a) und TVl-Hochpaßfilter für Fernsehempfänger (h) [8] Auch das Signal eines 2-m-Senders kann bei einem Fernsehempfänger den Fernsehempfang beeinträchtigen. DaTiefpaß- oder Hochpaßfilter nichtmög- lich sind, muß man ein Bandsperrfilter vorsehen, das den Frequenzbereich 144 bis 146 MHz vom Antenneneingang des Fernsehempfängers fernhält. Ein geeignetes 2-m-Bandsperrfilter zeigt Bild 9, das von LA 8 AK vor¬ geschlagen wurde. Die Dämpfung liegt im Bereich 50 . . 60 dB. Der Kreis L2/C2 wird auf Bandmitte abgegiiehen. L\/Cl und Z.3/C3 werden auf die untere bzw. die obere Grenzfrequenz abgestimmt (s. Tabelle 1). Die Spulen¬ werte sind L\ = £3 = 10 Wdg., 0,6-mm-CuAg, 4,5 mm Durchmesser und L2 = 2 Wdg., 0,6-mm-CuAg, 7,5 mm Durchmesser; C2 = 39 pF und CI = C3 = Trimmer 4/20 pF. Tabelle 1 Frequenz-Abgleichwerte zu Bild 9 Kreis Band Band 144 ... 146 MHz 144,0 ... 144,5 MHz 7,1/CI 144 MHz 144 MHz L2/C2 145 MHz 144,25 MHz LijCi 146 MHz 144,5 MHz TVI-Filter für das 2-m-Band LZ 5 0...75S 7k- Antenne rO -L7 C2 73? 50...752 iC 1 C3 ; 7k- Empfänger Bild 9 2-m-Band sperr filier für Fernseh¬ empfänger [9] 159 Bild 10 Bandpaßfilter für den 2-m-Sender [10] Bandpaßfilter für den 2-m-Sender Zur Unterdrückung harmonischer Frequenzen des 2-m-Senders sollte man zwischen Senderausgang und Antenne ein Bandpaßfilter schalten. Bild 10 zeigt dafür ein Beispiel. Ein Tiefpaßfilter wurde schaltungsmäßig so ver¬ formt, daß das Filter mehr wie ein Bandpaßfilter wirkt. Dabei erfolgt be¬ quem die Anpassung an 5012, indem Eingang und Ausgang bei einer halben Windung angelötet werden. Das Gehäuse aus doppeltkaschiertem Basis¬ material (Glasfiber) hat die Abmessungen 53 mm x 43 mm x 28 mm. Für L\ = L2 benötigt man 4 Wdg., 1,5-mm-CuAg, 12,5 mm Durchmesser, 12,5 mm lang. Auch im 70-cm-Band ist das Bandpaßfilter in dieser Bauart verwendbar (LI = L2 = 2 Wdg., 2,0-mm-CuAg, 12,5 mm Durchmesser; C = Trimmer 2/10 pF). Zur Unterdrückung starker Signale in der Nähe des 2-m-Bandeskann das Bandpaßfilter ebenfalls dienen. Es genügt dann, dieses Filter auf der Leiter¬ platte des 2-m-Konverters anzuordnen. Verwendet wird ein Spulendurch¬ messer von 6 mm und 0.5-mm-CuAg-Draht. ■ Für das Senderfilter gibt der Autor eine 3-dB-Bandbreite von 6 MHz an. Die 3. Harmonische wird mit etwa 40 dB unterdrückt, bei der 2.Harmoni¬ schen ist die Dämpfung noch größer. Einfache Abschwächer Abschwächer oder Dämpfungsglieder werden vielseitig in der Funkamateur¬ praxis eingesetzt, vor allem bei meßtechnischen Aufgaben. Meistverwendete Anordnungen sind das «T»-Filter (Bild 11 a) und das «Tc»-Filter (Bild 11 b). Bild 11 Dämpfungsglieder in «T»-Schal- tung (a) und in «n»-Sc/mltitng (b) [U] 160 Beide Filtertypen sind mit einer eingangs- und ausgangsseitigen Anpassung für 50 fl ausgelegt. Für diesen Wert gibt Tabelle 2 die Widerstandswerte für RI und R2 in Abhängigkeit von der Dämpfung an. Tabelle 2 Widerstandswerte für Dämpfungsglieder mit Z = 50 fl Dämpfung in dB «T»-Filter RI in fl R2 in Q «7t »-Filter Ä1 in fl R2 in n i 2,9 433 870 5,8 2 5,7 215 436 11,6 3 8,6 142 292 17,6 4 11,3 105 221 23,9 5 14,0 82 178 30,4 6 16,6 67 150 37,4 7 19,1 56 131 44,8 8 21,5 47,3 116 53 9 23,8 40.6 105 62 10 26,0 35,1 96 71 12 30,0 26,8 84 93 14 33,4 20,8 75 120 16 36,3 16,3 69 154 18 38,8 12,8 64 196 20 40,9 10,0 61 248 25 44,7 5,6 56 443 30 46,9 3,2 53 790 Literatur [1] Hidvegi, T.: Frequenzstabile Oszillatoren, Rädiötechnika - Jahrbuch 1979, Seite 159 bis 170 [2] Porumbaru, N.: Breitbandverstärker, Tehnium, Heft 11/1979, Seite 9 [3] Kinschew u.a.: Antennenverstärker, radio-fernsehen-elektronik, Heft 8/ 1979, Seite 15 bis 17 [4] Hawker, P.: Technische Tips, Radio Communication, Heft 5/1979, Seite 422 bis 427 [5] SP 5 AUD: Phasenschieber für SSB-Sender, SP-Bulletin, Heft 8/1979, Seite 29/30 [6] Hawker, P.: Technische Tips. 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Die z\i er¬ reichende HF-Eingangscmpfindlichkeit des Direktmischempfängers wird wesent¬ lich beeinflußt vom Verstärkungsfaktor des NF-Verstärkers. Die daher günstige Einengung des zu verstärkenden NF-Bands kann durch ein NF-Tiefpaßfilter erfolgen, das zwischen Mischstufe und NF-Verstärkereingang angeordnet wird. Die untenstehende Schaltung besteht aus dem Produktdetektor mit den Übertragern Ü1/Ü2 und dem nachgeordneten NF-Tiefpaßnlter mit einer Bandbreite von etwa 2 kHz (0 Hz... 3,2 kHz). Die Übertrager Ü1/Ü2 bestehen jeweils aus 3 Wicklungen mit CuL-Draht 0,2 mm Durchmesser, je 23 Wdg., trlfilar gewickelt auf einen kleinen Ferritringkern bzw. einen Doppellochkern für Symmetrierglieder. Als Dioden eignet sich der Typ SAY 17 bzw. SA Y 18. Die Tiefpaßfilterspulen werden mit Schalenkern aufgebaut, die Filterkondensatoren sind aus Styroflex-Kondensatoren zusammengestellt. Literatur Hammer-Christensen, K.: 80-m-Empfänger vom Typ l-v-3, Zeitschrift «OZ», Heft 5/1975, Seite 164 bis 168 • - Wicklungsanfänge 100pH U3,hmH 35,65mH 34,5mH 162 Dipl.-Ing. Konrad Sittig DNL-Schaltung zur dynamischen Rauschminderung Auf der NF-Wiedergabeseite in Kassettenbandgeräten haben sichbesonders zwei Rauschminderungsverfahren durchgesetzt, die beide den Verdeckungs¬ effekt des menschlichen Gehörempfindens ausnutzen. Das als DNL-Sy'stem bekannte Verfahren schwächt den oberen Teil des NF-Übertragungs- bereichs, von einer meist feststehenden Frequenzgrenze ausgehend, gleich¬ mäßig in Abhängigkeit vom Signalpegel ab. Bild 1 zeigt den Übersichts¬ schaltplan üblicher DNL-Schaltungsanordnungen. Bei dem anderen, auch als MK-43 -Prinzip bekannten Verfahren (ExKo wird beim MK 42 benutzt und ist dem DOLBY-Verfahren ähnlich), verwendet man ein dynamisches Tiefpaßfilter, dessen Knickfrequenz in Abhängigkeit vom Signalpegel ver¬ schoben wird. Bild 2 zeigt den Übersichtsschaltplan für eine solche An¬ ordnung. Der Realisierungsaufwand, der Schwierigkeitsgrad der Schaltungs¬ beherrschung und die Abwägung der hörphysiologischen Effekte spielen die ausschlaggebende Rolle bei der Entscheidung für eine dieser beiden Metho¬ den. Bild 1 Übersichtsschaltplan für das DN L-System 163 Bild 2 Ühersiclitssclialtplan des spannungsgesteuerten, dynamischen Tiefpaßfilters (s. S. 163) Diagramm 1 zeigt die Kurve gleicher Lautstärkeempfindung für reine Töne in Abhängigkeit vom Schalldruckpegel und von der Frequenz. Es ist erkennbar, daß Frequenzen im Bereich zwischen 1,5 kHz bis etwa 6 kHz be¬ sonders laut und somit störend empfunden werden, wenn sie Bestandteil des abgestrahlten Rauschbandes sind und nicht durch im Pegel höherliegende Nutzsignale verdeckt werden. Die Lautstärkeempfindung des menschlichen Ohres hängt auch davon ab, ob es sich um ein diffuses oder um ein gerichtetes Schallfeld handelt. Dia¬ gramm 2 zeigt die Kurve gleicher Lautstärkeempfindung in Abhängigkeit von der Frequenz und von der Differenz der Schalldruckpegel zwischen direktem und diffusem Schallfeld. Auch in diesem Fall bestätigt sich die Aussage, daß Frequenzen zwischen 1,5 und 6 kHz besonders stark störend wirken, da man als Hörer einer z.B. stereofonen Wiedergabe ein gerichtetes Schallfeld empfängt. Eine weitere Tatsache, die erwähnt werden muß, um eine möglichst opti¬ male Lösung zu finden, besteht darin, daß die empfundene Lautstärke eine Funktion der Bandbreite ist. Diagramm 3 zeigt den empfundenen Laut¬ stärkepegel bei konstantem Schalldruckpegel in Abhängigkeit von der Bandbreite bei einer Mittenfrequenz von 1 kHz. ln diesem Fall kann die Bandbreite von 160 Hz als kritische Bandbreite angesehen werden, da jede Erhöhung derselben eine Lautstärkezunahme empfinden läßt, obwohl der Schalldruckpegel unverändert bleibt. Der bereits erwähnte Verdeckungseffekt des menschlichen Ohres beruht darauf, daß die einzelnen Hörnerven breitbandig angeregt werden und n icht für reine Töne selektiv ausgelegt sind. Treten benachbarte Frequenzen mit unterschiedlichem Pegel auf, dann wird durch die gleichzeitige Anregung eines Nervenstrangs von diesen beiden Tönen nur der lautere gehört und der schwächere verdeckt. 164 / Frequenz (kHz) Diagramm 1 Kurven gleicher Laut - Stärkeempfindung für reine Töne Frequenz (kHz) Diagramm 2 Kurven gleicher Laut¬ stärkeempfindung für diffuses oder gerichtetes Schallfeld Parameter: 1 _ 160 Hz 330Hz 670Hz WO Hz Bandbreite zur Mitten frequenz 1kHz Diagramm 3 Empfundener Lautstärke¬ pegel hei konstantem S cl lal Id ruck pegel 165 Daraus ist ersichtlich, daß sich der Verdeckungseffekt abschwächt, wenn sich der Frequenzabstand zwischen Nutzsignal (mit höherem Pegel) und Störsignal (mit geringerem Pegel) erhöht. Aus dieser Darstellung geht aber auch hervor, daß die zur Auswahl stehenden Rauschminderungsverfahren Vor- und Nachteile haben, die zumeist unterschiedlich verteilt sind. Den¬ noch dürfte das DNL-Verfahren, da es grundsätzlich das gesamte NF- Spektrum überträgt und somit keinen partiellen Informationsverlust ver¬ ursacht, einer HiFi-Konzeption mehr entsprechen. Die geringe Verbreitung des DNL-Systems beruht wohl in erster Linie auf dem deutlich höheren Schaltungsaufwand, der für eine einwandfreie, fre¬ quenzlineare und besonders klirrarme Arbeitsweise gefordert wird. Ziel des vorliegenden Schaltungsvorschlags ist es. bei höchsten Anforderungen an die Funktionsqualität der Rauschunterdrückung die preisgünstigen Operations¬ verstärker R 109 (Basteltyp des A 109) zu nutzen. Für ein klirrfaktorarmes Arbeiten einer DNL-Schaltung ist in erster Linie die Konzeption des spannungsgesteuerten dynamischen Abschwächers wich¬ tig. Bild 3 zeigt die verwendete Prinzipschaltung. Die Übertragungsfunktion dieser Verstärkerschaltung ergibt sich aus der Beziehung: U a = t/2 [1 + * (1 + «)] - k- Ul. (1) Ersetzt man den Widerstand R/n durch die Reihenschaltung eines ohmschen Vorwiderstands mit dem Bahnwiderstand R DS eines Sperrschicht-Feld¬ effekttransistors, dann wird n zur steuerbaren Größe in Gl.(l). Stellt man die Forderung, daß sich im Steuerungsbereich die Ausgangsspannung im Werteintervall — Ui < U a < 0 (2) ändern soll, dann muß die Eingangsspannung U2 über einen Spannungs¬ teiler aus der Spannung U I gewonnen werden. Der Teilerkoeffizient sei N. Geht man weiterhin davon aus, daß der Bahn¬ widerstand des FET bei kleinen Signalpegeln maximal wird, dann erreicht n den Minimalwert « mi „ und die Ausgangsspannung den Wert — Ui; U a = N- Ui [1 + *(1 + « min )] — k - Ui = —Ui. (3) Dann errechnet sich der Teilerfaktor N aus Gl.(3) zu: 166 Bei Vollaussteuerung wird dagegen der Bahnwiderstand R DS des FET klein, und für n ergibt sich der Wert ;; nlax , der sich aus Gl. (1) und Gl. (4) eliminie¬ ren läßt. Für die Ausgangsspannung muß sich gemäß Gl.(2) der Wert <7 a = 0 ergeben. Für « max erhält man damit: n max k( 1 - AQ - N k ■ N (5) Der Reihenwiderstand zu R DS läßt sich aus Gl.(5) bestimmen. Es gilt: - = R\ + ^DSmin- (6) Für die konkrete Dimensionierung werden der Faktor k und der Wider¬ stand R gewählt. Danach muß die Kennlinie der zur Verfügung stehenden Feldeffekttransistoren bezüglich des Drain-Source-Bahnwiderstands in Ab¬ hängigkeit von der Gate-Source-Spannung ermittelt werden. Mit /; m , n x f?/f?DSmax ur >d Gl. (4), Gl. (5) sowie Gl. (6) läßt sich der Abschwächer voll¬ ständig dimensionieren. Diese Dimensionierungsvorschrift und der folgende Hinweis zur Metho¬ dik dermeßtechnischen Ermittlung des Kurvenverlaufs von R DS in Abhängig¬ keit von der Gatespannung sollen den interessierten Leser in die Lage ver¬ setzen, gerade zur Verfügung stehende FET für die DNL-Schaltung zu verwenden. Aus dem gleichen Grund wird in der Schaltung nach Bild 5 der Signalgleichrichter mit dem Funktionsnetzwerk als Block angegeben, da sich die Ausführung dieses Schaltungsteils auch nach dem verwendeten FET richtet. Zur Ermittlung der Beziehung R DS = f(U Gs ) kann mit dem Meßschal¬ tungsaufbau nach Bild 4 gearbeitet werden. Dabei stellt R N einen aus¬ wechselbaren Vergleichswiderstand dar. Die Steuerspannung C/ GS ändert man so lange, bis mit einem (hochohmigen) Voltmeter die halbe Referenz¬ spannung am Drainanschluß des Prüflings gemessen wird. In diesem Fall entspricht der Widerstand R N dem gesuchten Bahnwiderstand R DS . Für n-Kanal-Sperrschicht-FET ergeben sich typische Funktionsverläufe, wie sie das Diagramm 4, das den Drain-Source-Widerstand eines KP 303 B (SU- Import) in Abhängigkeit von der Gate-Source-Spannung zeigt, ausweist. Für zweikanalige Ausführungen müssen 2 FET mit möglichst geringen Abweichungen ihrer R DS -Kennlinie ausgemessen werden. Bild 4 Meßschaltung zur Ermitt¬ lung der Beziehung Rns — f(Uas) 167 Rß$[kQ] Diagramm 4 Exemplarkurven der Abhängigkeit des Drain-Source-Widerstands von der Gate-Source-Spannung des sowjetischen Feldeffekttran¬ sistors KP 303 Bild 5 zeigt die einkanalige Ausführung eines Rauschunterdrückers nach dem DNL-Prinzip. Die Stufe mit TI und T2 bildet einen Impedanzwandler, dessen Ausgangssignal man an R5 abnimmt und das einem Hochpaßfilter 2.Ordnung mit Bessef-Charakteristik zugeführt wird-, das mit dem OV Al realisiert ist. Die Knickfrequenz des Filters liegt bei f g = 2,6 kHz. DasFilter verursacht eine Phasenverschiebung der Ausgangs- gegenüber der Eingangs¬ spannung, die frequenzabhängig ist. Am Summationspunkt am Transistor T3 muß die Phasenlage zwischen Allpaßsignal und Hochpaßsignal exakt 180° betragen, da bereits geringe Abweichungen von dieser Forderung die Wirkung der Rauschunterdrückerschaltung stark beeinträchtigen und bei groben Phasenfehlern sogar eine gegenteilige Wirkung auftritt. Um diesen Effekt zu vermeiden, wird das Allpaßsignal in seiner Phasen¬ lage korrigiert. Es wird dazu am Transistor T2 zwischen RA und C2 ab¬ genommen. Die RC-Beschaltung zwischen Emitter und Kollektor von T2 168 BC179 \M Bild 5 Dimensionierter Stromlaufplan zum DNL-System (FNIV= Funktionsnetzwerk) Bild 6 Zcigerdarstelhmg der Spannungen am Phasenkorrekt urglied bewirkt eine frcqucnzproportionalc Phasenverschiebung, die etwa der des Filters entspricht. Bild 6 zeigt das Zeigerdiagramm dieser Anordnung. Um Schwierigkeiten durch Bauelementetoleranzen zu umgehen, kann R4 durch einen Festwiderstand (10 kß) mit einem Einstellregler (4,7 kß) in Reihe er¬ setzt werden. Der Operationsverstärker A2 ist als Abschwächer gemäß Bild 3 be¬ schältet. Der Faktor k beträgt 2, der Widerstand R wurde zu 6,8 kß ge¬ wählt. Der verwendete FET (KP 303 B) wird zwischen 100 kß und etwa 300 ß ausgesteuert. Damit ergibt sich für n min der Wert 0,066 und fürn ma , der Wert 1,625. Der Teilerkoeffizient N wird durch den Spannungsteiler R 13, R 14 bestimmt und beträgt 0,32. Der Widerstand R 11 hebt die Verstär¬ kung des Flochpaßfilters auf. Der Reihenwiderstand zu R DS (T5) wurde ge¬ mäß Gl.(6) zu 3,6 kß errechnet. Durch diesen Vorwiderstand ist abgesichert, daß nichtlineare Verzer¬ rungen, die der Drain-Source-Widerstand verursacht, wenn das an ihm ab¬ fallende Signal über etwa 100 mV ansteigt, vermieden werden, da gerade bei großen Aussteuerungen der Bahnwiderstand R DS klein wird und somit der überwiegende Signalanteil an R v abfällt. Die Beschaltung R36 und R 37 an T5 bewirkt eine Linearisierung von R DS und erweitert dessen Wechselspan¬ nungsbelastbarkeit. Nach [4] sollen diese beiden Widerstände etwa gleich groß und sehr viel größer als der maximal auftretende Bahnwiderstand R os sein. Mit der Dimensionierung zu je 5,1 Mß wurde dieser Forderung ent¬ sprochen. Die Transistoren T3 und T4 bilden einen Summationsverstärker, der gleichzeitig als Impedanzwandler arbeitet und eine Spannungsverstärkung von etwa 12 dB aufweist. Sowohl der Eingangsverstärker (TI und T2) als auch der Ausgangsverstärker (T3 und T4) können ohne Schwierigkeiten durch bipolare Transistorschaltungen mit entsprechender Funktion ersetzt werden. Zur Bildung des Steuersignals für T5 wird das Signal an beiden Ka¬ nälen nach dem Filter Al entnommen und der Stufe mit dem OV A3 zu¬ geführt. A3 arbeitet als Tiefpaßfilter 2. Ordnung mit ße^iW-Charakteristik. Die Knickfrequenz liegt bei 12,5 kHz. Außerdem bewirkt diese Stufe die Summation der Signale vom rechten und vom linken Kanal. Sie weist eine Spannungsverstärkung von 12 dB auf, die allerdings eine geringe Ver- 170 schlechterung der Flankensteilheit des Filters zur Folge hat. Über die Be¬ rechnung der Filter kann der Leser in [4] oder [5] nachlesen. Aus der Signal¬ führung zur Aufbereitung der Steuerspannung für T5 ist zu erkennen, daß diese nur aus dem Frequenzbereich zwischen etwa 2,5 ... 12,5 kHz ge¬ wonnen wird. Mit dieser Maßnahme werden Störungen, z.B. durch Rum¬ peln oder durch Pilottonanteile, vermieden. Um die Voraussetzungen zu erfüllen, die zu Gl.(3) und Gl.(5) führten, wird für die Steuerspannung am Gate von T5 ein Verlauf gefordert, der einer stetigen Abnahme ihres Betrags mit zunehmendem Steuersignal entspricht. Weiterhin muß die Steuerspannung schnell auf eine Lautstärkezunahme reagieren, während sie relativ langsam einer Pegelabnahme folgen soll. Durch dieses Zeitverhalten wird eine merkliche Rauschmodulation ver¬ mieden. Die Einstellung der Zeitkonstanten hängt stark vom subjektiven Urteil des Hörers ab und muß individueller Dimensionierung überlassen bleiben. Bild 7 zeigt eine Schaltung, die ein Steuersignal mit diesen Eigen¬ schaften für T5 bereitstellt. Bei fehlender Aussteuerung am Punkt d wird C L über R5 und R6 auf einen negativen Spannungswert aufgeladen, der an T5 einem Widerstand von etwa 100 kO für R DS entspricht. Durch die Dimensionierung von R9 und 7?10 läßt sich dieser Spannungswert beeinflussen. Im Diagramm 4 sind die entsprechenden Werte für beide Kurven angegeben. Erscheint am Punkt d ein Steuersignal, dann wird im Gegentakt über die Dioden Dl und D2 der Ladekondensator C L entladen, und der Betrag der Steuerspannung sinkt ab. Das Zeitverhalten der Steuerspannung auf Pegeländerungen weist die oben¬ geforderten Eigenschaften auf. Die Schaltung nach Bild 7 wird universeller, wenn man die Widerstände R9 und RIO durch die Stromquellenkombination gemäß Bild 8 ersetzt. Mit dem Einstellpotentiometer P kann der Anfangswert der Stcuerspannung für T5 zwischen etwa —6 bis —2 V stufenlos variiert werden. Die Empündlich- Bild 7 Schaltungsvorschlag zur Gewin¬ nung der Sleiierspamwng (Gleichrichter und Funktions¬ netzwerk in Bild 5) für den Abschwächer 171 Bild 8 Ersatzschaltimg für R9 und RIO in Bild 7 keit der Schaltung nach Bild 7 läßt sich durch PI einstellen. Die Dioden Dl und D2 können auch durch eine Dioden-Widerstandskombination ersetzt werden, um eine Linearisierung des Verlaufs von R DS in Abhängigkeit von der Aussteuerungsspannung am Punkt d zu erreichen. Inbetriebnahme Bei der Inbetriebnahme wird am Eingang des Rauschunterdrückers (Bild 5) ein Signal von etwa 4 kHz (200 mV) eingespeist. Die Steuerspannung an T5 wird zunächst durch eine stellbare Gleichspannung simuliert. Wenn keine Schaltfehler vorliegen, muß die Wechselspannung am Aus¬ gang von T4 von nahezu 0 bis zu einem von der Verstärkung abhängenden Maximalwert steuerbar sein. Ist das nicht oder nur teilweise möglich, so muß man R4 in der Schaltung nach Bild 5. wie bereits empfohlen, einstellbar auslegen. R4 wird dann so lange korrigiert, bis die geforderte Signal¬ abschwächung erreicht ist. Erst dann verwendet man die Steuerspannung aus der Schaltung nach Bild 7. Dazu wird mit P2 eine symmetrische Aus¬ steuerung von TI und T2 eingestellt. Die Ruhesteuerspannung am Punkt a/a' muß der Steuerspannung an T5 entsprechen, für die R DS den Wert von 100 kß annimmt. Durch nun folgende Hörtests kann eine optimal emp¬ fundene Dimensionierung für C L , R5, R6 und ein entsprechendes Dioden- Widerstandsnetzwerk, das Dl und D2 ersetzt, vorgenommen werden. Die Höhenabsenkung der Schaltung nach Bild 5 setzt bereits bei 1,5 kHz ein, da die Phasenverschiebungen zwischen Hochpaßfilter und Phasenkorrektur¬ glied unterhalb von 2,5 kHz noch divergierend verlaufen. Literatur [1] Acoustic handbook, Application Note 100, Hewlett-Packard-GmbH, Böblingen 1968 172 [2] Fischer , B.: Dynamische Rauschfilter - eine Möglichkeit zur Rauschminde¬ rung beliebiger NF-Quellen, radio-fernsehen-elektronik 26 (1977) Heft 2, Seite 5 6 ff. [3] Bor dt, A.: 45-W-HiFi-Stereoverstärker, radio-fernsehen-elektronik 26 (1977) Heft 17, Seite 551 ff. [4] Tietze , U./Schenk, Ch.: Halbleiterschaltungstechnik, Springer-Verlag Heidel¬ berg-Berlin, 2. Auflage [5] Wiederhold , M./Sittig , K.: RC-Filter, radio-fernsehen-elektronik 22 (1973) Heft 20, Seite 677 ff. [6] Radant, R.: Dynamische Rauschfilter, radio-fernsehen-elektronik 27 (1978) Heft 11, Seite 725 ff. Wir klären Begriffe GERÄUSCHUNTERDRÜCKUNG Dipl.-Phys. Frank Ti'mgler Ein universelles FET-Voltmeter Bedingt durch den Einsatz moderner Siliziumhalbleiter und analoger Schalt¬ kreise, ist es verstärkt notwendig, auch relativ kleine Spannungen bei geringst¬ möglicher Belastung der Schaltung zu messen. Die in der Vergangenheit da¬ zu benutzten Röhrenvoltmeter wiesen eine Reihe von Nachteilen wie längere Einlaufzeit, Nullpunktdrift und geringe Empfindlichkeit auf. Im folgenden wird eine Voltmeterschaltung beschrieben, bei der durch den Einsatz moder¬ ner Halbleiterbauelemente diese Nachteile vermieden werden und die für alle in der Halbleiterschaltungstechnik auftretenden Messungen geeignet ist. Bild 1 zeigt den Stromlaufplan des FET-Voltmeters, das sich für Gleich¬ wie auch für NF-Wechsel Spannungsmessungen eignet. Bei Gleichspannungs¬ messung gelangt die zu messende Spannung über den geschlossenen Kontakt rsl auf den Eingangsspannungsteiler, der in allen Meßbereichen einen Ein¬ gangswiderstand von 10 Mfl gewährleistet. Über den ebenfalls geschlos¬ senen Kontakt rs2 und den Kondensator 10 nF werden eventuell vor¬ handene Wechselspannungsanteile der Meßspannung vom Eingang der Brückcnschaltung ferngehalten. Die Kombination 10 kQ und 8 x SAY 17 schützt die Feldeffekttransistoren vor zu hohen Eingangsspannungen. Die sonst üblichen antiseriell geschalteten Z-Dioden lassen sich in diesem Fall auf Grund des zu hohen Reststroms und der zu großen Sperrschicht¬ kapazität nicht einsetzen. Der eigentliche Meßverstärker besteht aus den als Diflferenzverstärker arbeitenden Feldeffekttransistoren TI und T2 sowie den als Emitterfolger arbeitenden Transistoren T3 und T4. Durch die Nachschaltung der Emitter¬ folger wird die Steilheit der FET mit der Stromverstärkung der Transistoren multipliziert, so daß sich eine sehr hohe wirksame Steilheit und somit eine ausgezeichnete Linearität der Anzeige ergeben. Gleichzeitig wird durch den erhöhten Querstrom der Brückenschaltung der Einsatz eines unempfind¬ licheren Meßwerks (im Mustergerät 1 mA Endausschlag) möglich. Den Nullabgleich der Brücke nimmt man mit dem Potentiometer 500 D vor, wobei der Stellbereich so groß ist, daß eine Nullpunktverschiebung um den vollen Meßbereich und ein Betrieb als Mittelpunktinstrumenl möglich sind. Die Nullpunktstabilität war beim Mustergerät so gut, daß auf ein Nachstellen nach einmaligem Abgleich bei Inbetriebnahme verzichtet wer¬ den konnte. Die Brückenausgangsspannung gelangt über eine Umpolschal- 174 KP303E \KP303E\ 1 TZ 10k S/SAY17 Stromlaufplan des Meßteils des beschriebenen FET-Voltmetcrs (gezeichnete Schalterstdlung +0,6 V_) SF126U Bild 2 Stromlaufplan der Stromversorgung für das Meßteil 175 tung (S2) und einen zum Einstellen des Endausschlags veränderlichen Vor¬ widerstand an das Anzeigeinstrument. Bei Wechselspannungsmessung ergibt sich die gleiche Funktion, nur sind jetzt rell und rel2 geöffnet, so daß Gleichspannungsanteile der Eingangs¬ spannung von CI gesperrt werden und der 10-nF-Kondensator wirkungslos ist. Die Meßspannung wird erst hinter der Brückenschaltung gleichgerichtet, so daß für alle Meßbereiche der gleiche Skalenverlauf gilt. Außerdem be¬ einflußt die Gleichrichtung dadurch nicht den Eingangswiderstand. Der Eingangsspannungsteiler ist frequenzkompensiert, so daß eine relativ hohe obere Grenzfrequenz (beim Mustergerät etwa 100 kHz) erreicht wird. Be- , dingt durch die Gleichrichtung, ergibt sich allerdings ein nichtlinearer Skalenverlauf, so daß eine separate Skaleneichung für Wechselspannung notwendig ist. Den Endausschlag stellt man dabei mit einem gesonderten Einstellregler ein, so daß sich die volle Skalenlänge ausnutzen läßt. Die Umschaltung der Betriebsarten sowie der Anzeigepolarität bei Gleichspannungsmessung ist auf S2 zusammengefaßt. Dadurch beschränkt sich die Bedienung bei der Messung auf die Meßbereichswahl mit S1 und die Einstellung der Betriebsart mit S2. Mit dem Mustergerät erreichte technische Daten: Wert Eingangswiderstand Linearitätsabweichung Endausschlagsfehler Nullpunktdrift Gleichspannung 0,6 V 1,2 V 3,0 V 6,0 V 12 V 30 V 10 MD < 1 % <2% < 0 , 1 % Wechselspannung 0,6 V 1,2 V 3,0 V 6,0 V 12 V 30 V 10 Mß/20 pF <2% < 0 , 1 %. Der Nachbau der Schaltung bereitet keine Schwierigkeiten, wenn man die folgenden Hinweise beachtet. Für den Meßbereichsschalter S1 kommt nur eine hochwertige, möglichst keramische Ausführung in Frage. Die Wider¬ stände des Eingangsspannungsteilers sollten engtoleriert sein, um eine sepa¬ rate Eichung der einzelnen Bereiche zu vermeiden. Dabei ist es ohne weiteres möglich, nichterhältliche Widerstandswerte durch Reihen- oder Parallel¬ schaltung herzustellen. Das gleiche gilt auch für die parallelgeschalteten Kondensatoren, die die Frequenzkompensation des Teilers bewirken. Die Relais Rell und Rel2 sind mit besonderer Sorgfalt auszuwählen. Hier lassen sich nur Ausführungen mit ausgezeichneter Isolation zwischen Kontaktsatz und Erregerwicklung verwenden, da es sonst zu Störungen durch von der Erregerspannung hervorgerufene Kriechströme kommen kann. Sind ent¬ sprechende Relais nicht zu beschaffen, so empfiehlt es sich, diese gemäß Bild 3 selbst anzufertigen. Die Windungsanzahl der Erregerwicklung beträgt dabei etwa 4000, die Drahtstärke 0,1 mm (CuL-Draht). Die übrigen Bauelemente sind relativ unkritisch. Statt der angegebenen Feldeffekttransistoren KP 303 lassen sich auch andere Typen mit einer Steil¬ heit von mehr als 4 mS verwenden, z. B. BF 245, BF 247 oder 2 N 3823. MOSFET entsprechender Steilheit dürften ebenfalls geeignet sein. Beim 176 tl Anschlüsse der Erregerwicklung Erregewicklung direkt auf Schutz¬ rohr gewickelt Schutzrohrfontakt R6K 20 Flansche 12*, Hartpapier Idick auf Schutzrohr geklebt mit E Pit aä. Bild 3 Aufbauskizze für ein Relais mit Schutzrohr- kontakt Aufbau der Schaltung ist auf beste Isolation zu achten, und es sind mögliche Kriechstromwege zu vermeiden. Beim Aufbau auf einer Leiterplatte ent¬ sprechend Bild 4 bis Bild 6 kommt als Basismaterial nur glasfaserverstärktes Epoxidharz in Frage. Die Leiterzüge auf der Bestückungsseite leiten mög¬ liche Kriechströme ab und dürfen keinesfalls weggelassen werden. Wenn keine Möglichkeiten zur Herstellung einer Zweiebenenleiterplatte bestehen, sollte man den Aufbau in konventioneller Technik vornehmen, wobei eben¬ falls auf beste Isolation zu achten ist. Wird eine Leiterplatte verwendet, so ist zum Erreichen der notwendigen Isolationswiderstände eine vom üblichen Verfahren abweichende Behand¬ lung erforderlich. Nach dem Ätzen und Reinigen der Platte werden alle LeiteFfiächen dünn verzinnt, und anschließend reinigt man die Platte noch¬ mals gründlich von allen Rückständen. Sie wird nicht mit Kolophonium oder ähnlichem beschichtet. Die Leiterplatte muß man unter sparsamster Verwendung von Flußmittel bestücken, um die Plattenoberfläche nicht wie¬ der zu verunreinigen: Ebenso darf man die Oberfläche nicht mit den Händen berühren. Die Bauelemente der Eingangsschaltung werden am besten freitragend zwischen den entsprechenden Anschlußpunkten montiert, zusätzliche Stütz¬ punkte sind möglichst zu vermeiden. Das Verwenden von Relais ent¬ sprechend Bild 3 kommt dieser Aufbautechnik entgegen. Der Aufbau der übrigen Schaltung ist völlig unkritisch und kann entsprechend den persön¬ lichen Vorstellungen und Möglichkeiten vorgenommen werden. Bild 2 zeigt den Stromlaufplan der im Mustergerät eingesetzten Stromversorgung. Ein Leiterbild wird nicht angegeben, da es von den zur Verfügung stehenden Bau¬ elementen abhängt. Bild 7 und Bild 8 zeigen den Aufbau des Mustergeräts, Bild 9 die Front¬ plattengestaltung. Im Mustergerät wurde ein gerade vorhandenes 1-mA- Meßwerk mit öOteiliger Skale verwendet, was auch zu der angegebenen Meßbereichsaufteilung führte. Bei einem Meßwerk mit 50- oder lOOteiliger Skale ergeben sich bei entsprechendem Abgleich die Meßbereiche 0,5 V, 1 V, 2,5 V, 5 V. 10 V und 25 V. Eine Erweiterung nach oben hin wäre durch eine weitere Unterteilung des masseseitigen Widerstands des Eingangs¬ spannungsteilers möglich, erscheint für den vorgesehenen Einsatzzweck je¬ doch nicht sinnvoll. Die Inbetriebnahme und das Eichen des Voltmeters bereiten keine Schwierigkeiten. Zunächst wird der Bereich 0,6 V für Gleichspannung ein- 12 Schubert, Eljabu 81 177 Symb. Bohrung Lötauge o 10 180 © 1,3 0 2,50 0 3,2 0 Leiterzugbreife 0,5mm " " 1,0mm Leiterfläche Bild 4 Leiterplatte für das Meßteil (Leiterseite) Bild 5 Leiterplatte f ür das Meßteil (Bestiickiingsseite), Plattengröße 80 mm x 50 mm 178 o t20V 5* ff« 7 « ff« o ^o'sv Zßk 1 ^ 00 /* c« »c S« fl« £• • ff 2,5/r £f -N- S csf (7 • «N E D C O (7 E D S S D « • e • « © ff o Bild 6 Bestiickungsplan für die Leiterplatte des Meßteils geschaltet und der Nullabgleich durchgeführt. Bei einem probeweisen Durchschalten der übrigen Bereiche darf sich der Nullpunkt nicht merklich verschieben, anderenfalls kontrolliert man besonders Sl, die Relais und die Leiterplatte auf mögliche Verschmutzungen oder Kurzschlüsse. Sollte der Nullabgleich nicht oder erst in der Nahe einer Endlage des Potentiometers möglich sein, so sind die Sourcewiderstände des FET entsprechend zu ün- Bild 7 Blick auf das Chassis des LET- Voltmeters 179 Bild 8 Chassis-Rückansicht des FET-Voltmcters Bild 9 Ansicht der Frontplatte des FET-Voltmeters dern. Dabei ist daraufzu achten, daß der Gesamtwiderstand im Sourcekreis annähernd erhalten bleibt, d.h., daß die Summe der beiden Sourcewider¬ stände etwa 500 ü ± 50 CI beträgt. Kann man den Nullpunkt stabil einstellen, so wird eine möglichst genaue und konstante Spannung von 0,6 V an den Eingang gelegt und mit PI der Endausschlag am Meßwerk eingestellt. Danach wird die Eingangsspannung umgepolt und S2 auf die andere Polarität umgeschaltet. Es muß sich der gleiche Ausschlag ergeben. Anschließend werden die anderen Meßbereiche durch Anlegen der entsprechenden Eingangsspannungen überprüft. Die An- 180 zeigelinearität kann man kontrollieren, indem in einem beliebigen Me߬ bereich die Eingangsspannung an einen hinreichend genauen Spannungs¬ teiler gelegt wird und die gemessenen Teilspannungen mit den berechneten Werten verglichen werden. Dadurch wird vermieden, daß der schwer zu er¬ fassende Teilungsfehler eines Vergleichsinstruments die Meßwerte ver¬ fälscht. In der gleichen Weise eicht man die Wechselspannungsbereiche. Im 0,6-V-Bereich wird eine sinusförmige Wechselspannung mit einem Effektiv¬ wert von 0,6 V sowie einer Frequenz von etwa 1 kHz an den Eingang ge¬ legt und mit P2 Endausschlag eingestellt. Dann werden entsprechend dem Linearitätstest unterschiedliche Teilspannungen zugeführt und die zugehö¬ rigen Skalenwerte abgelesen. Aus den auf diese Weise erhaltenen Werte¬ paaren wird der Skalenverlauf grafisch gemittelt und - je nach Möglichkeit - eine Graduierung auf der Meßwerkskale angebracht oder eine Eichkurve angefertigt, aus der man dann bei der Messung die dem abgelesenen Ska¬ lenwert entsprechende Spannung feststellt. Dabei ist die erste Variante im Sinne eines schnellen und bequemen Ablesens zu bevorzugen. Nach der Eichung kontrolliert man die übrigen Meßbereiche und den Frequenzumfang. Als Grenzen des Arbeitsfrequenzbereichs können dabei die Frequenzen gelten, bei denen der Anzeigewert bei konstantgehaltener Eingangsspannung um 5% gegenüber dem Wert bei mittleren Frequenzen abgesunken ist. Bei ordnungsgemäßer Funktion der Schaltung und günsti¬ gem Aufbau der Eingangsschaltung liegen diese Grenzen unter 50 Hz und weit über 20 kHz. Damit ist der Abgleich abgeschlossen und das Gerät be¬ triebsbereit. Zusammenfassend kann festgestellt werden, daß es auch mit relativ ge¬ ringem Aufwand und mit handelsüblichen Bauelementen möglich ist, ein allen Anforderungen der Amateurpraxis genügendes Voltmeter aufzubauen, das in seinen Eigenschaften auch industriell gefertigten Geräten nicht nach¬ steht. Wir klären Begriffe TONKOPF 181 Universalnetzteil für TTL-Schaltkreise mit dem integrierten Dipl Ing. Wolfgang Schmidt Spannungsregler MAA 723 Das beschriebene Netzteil ist für die Stromversorgung von Experimentier¬ schaltungen mit TTL-Schaltkreisen vorgesehen, es kann jedoch auch für eine umfangreichere Schaltung (z. B. Universalzähler, Digitalvoltmeter usw.) eingesetzt werden. An eine solche Schaltung werden folgende An¬ forderungen gestellt: - Die Ausgangsspannung muß eine hohe Konstanz aufweisen, da die Be¬ triebsspannung von TTL-Schaltkreisen mit 5 V ± 5 % relativ eng toleriert ist. - Das Netzteil muß kurzschlußfest sein, um bei Überlastung oder Kurz¬ schluß (was sich insbesondere beim Betrieb von Versuchsschaltungen nicht immer ganz vermeiden läßt) den Längstransistor nicht zu zerstören. - Das Netzteil muß einen Überspannungsschutz haben, da TTL-Schalt¬ kreise beim Überschreiten der maximal zulässigen Betriebsspannung schnell zerstört werden. Bei umfangreichen Schaltungen kann das sehr teuer werden, so daß sich der Mehraufwand für den Überspannungsschutz durchaus lohnt. Die beiden erstgenannten Forderungen lassen sich durch den Einsatz des integrierten Spannungsreglers MAA 723 (TESLA) gut realisieren. Der integrierte Spannungsregler MAA 723 Der integrierte Spannungsregler MAA 723 enthält eine Referenzspannungs¬ quelle, einen Dill'erenzverstärker und ein Stellglied (Bild la). Weiterhin ist eine Schaltung zum Überlastungsschutz des Stellglieds vorhanden. Mit einer äußeren Beschaltung des Schaltkreises durch einige Widerstände zur Ein¬ stellung der gewünschten Ausgangsspannung sowie der Strom-Spannungs- Charakteristik entsteht bereits ein kompletter Regelbaustein für kleine Aus¬ gangsströme. Für Ströme in der Größenordnung von 1 A ist als Stellglied ein zusätzlicher Leistungstransistor erforderlich, der entweder direkt vom Schaltkreis oder über einen weiteren Transistor angesteuert wird. Der MAA 723 hat ein zehnpoliges TO-fOO-Gehäuse. Die Anschlu߬ belegung ist in Bild 1 b dargestellt. Weitere Einzelheiten über Eigenschaften und Anwendung des MAA 723 sind in [1] und [2] enthalten. 182 Bild 1 Übersiclitssclialtplan (a) des Schaltkreises MAA 723 und Anschlu߬ belegung des MAA 723 (b) im TO-lOO-Gehciuse (Blick von unten auf den Schaltkreis) Die Schaltung des Netzteils Bild 2 zeigt den Stromlaufplan des kompletten Netzteils. Als Netztrans¬ formator wird ein Heiztransformator für 2 x 6,3 V/12 VA, Größe M 55, benutzt. Die Sekundärspannung erscheint zunächst etwas niedrig für ein 5-V-Netzteil, es hat sich jedoch gezeigt, daß sie bei geeigneter Schaltungs¬ auslegung ausreicht. Allerdings muß gewährleistet sein, daß die Netzspan¬ nung nicht wesentlich unter der Nennspannung von 220 V liegt. Das Muster¬ gerät funktionierte bei 208 V gerade noch einwandfrei. Sinkt die Netzspan¬ nung weiter, so wird die am Ladeelektrolytkondensator CI/C2 noch an¬ liegende Brummspannung durch die Regelschaltung nicht mehr ausgeregelt. Diesem Nachteil bei der Verwendung eines Heiztransformators stehen aber zwei wesentliche Vorteile gegenüber: - Der Heiztransformator ist handelsüblich. Das kommt vor allem den Amateuren zugute, die nicht die Möglichkeit haben, einen speziellen Transformator selbst zu wickeln bzw. wickeln zu lassen. TI KU E05o.ä. M55 2Z0V/2xB,3V Sil B=30 10 - Die Kollektor-Emitter-Spannung am Längstransistor, und damit dessen Verlustleistung, ist gering, so daß man mit einer kleinen Kühlfläche aus¬ kommt und auch keine thermischen Probleme beimEinbau in einGehäuse entstehen. Der Wirkungsgrad der Stabilisierungsschaltung wird daher relativ groß. Die Sekundärwechselspannung wird durch eine Zweiwegschaltung mit Dl und D2 gleichgerichtet. Die am Ladeelektrolytkondensator C1/C2 ent¬ stehende Gleichspannung beträgt bei maximalem Laststrom 6,4 V. Die Be¬ triebsspannung für den Schaltkreis muß jedoch mindestens 9,5 V betragen. Eine Spannungsverdopplerschaltung, bestehend aus D5, D6, C3 und C4, er¬ zeugt deshalb eine Elilfsspannung für die Versorgung des Schaltkreises und des Treibertransistors T2. Im Schaltkreis wird eine Referenzspannung von etwa 7 V zur Verfügung gestellt. Über den Spannungsteiler RI, Pl,7?2 wird hieraus die Sollspannung von 5 V abgeleitet. Den exakten Abgleich nimmt man mit PI vor. Die Soll¬ spannung wird über Anschluß 3 des Schaltkreises dem Differenzverstärker zugeführt, während über Anschluß 2 die Istspannung an den zweiten Ver¬ stärkereingang gelangt. Tritt eine Abweichung der Istspannung von der Soll¬ spannung auf, dann wird über den Ausgang 6 und den Treibertransistor T2 der Längstransistor TI so gesteuert, daß sich die Regelabweichung wieder kompensiert. Die Kurzschlußsicherung realisiert man durch die Widerstände R4 bis R6 und P2 sowie die Diode D7. Damit wird über den IS-Anschluß 10 die Basis eines internen Transistors angesteuert, der im Überlastungs- bzw. Kurz- 184 Bild 3 Folilback-Keimlinie schlußfall das Stellglied zusteuert. Der Ansprechstrom der Überlast¬ sicherung ist mit P2 auf 1 A einzustellen. Bild 3 zeigt die Strom-Spannungs- Charakteristik des Netzteils, die sich aus dieser Beschaltung ergibt. Sie wird als Foldback-Kennlinie bezeichnet. Der Verlauf dieser Kennlinie, und da¬ mit auch der Kurzschlußstrom, kann durch geeignete Dimensionierung der genannten Widerstände beeinflußt werden [I ]. Mit den angegebenen Werten erreicht der Kurzschlußstrom nur einen Wert von 60 mA. Der Thyristor Thl bildet in Verbindung mit T3 und D8 die Überspan¬ nungssicherung [3], Steigt die Ausgangsspannung des Netzteils auf einen zu hohen Wert an, z.B. als Folge eines Defekts im Regelverstärker oder im Stellglied, so erhält T3 über D8 Basisstrom und wird leitend. Durch den jetzt fließenden Kollektorstrom wird der Thyristor Th I gezündet und schließt den Ausgang kurz. Wenn die Kurzschlußsicherung noch intakt ist, fließt der relativ niedrige Kurzschlußstrom über den Thyristor. Liegt jedoch ein Fehler im Stellglied vor (z.B. TI defekt), so ist die Kurzschlußsicherung wirkungslos. Es fließt in diesem Fall ein so großer Strom, daß die Schmelz¬ sicherung Sil anspricht. Der Ansprechpunkt der Überspannungssicherung liegt bei (/ ZD8 + (/ BET3 ■ Die Z-Spannung U z hat einen Wert von 4,8 ... 5,4 V. Mit (/ B i u = 0,6 V liegt der Ansprechpunkt bei 5,4 ... 6,0 V. Variante für höheren Ausgangsstrom Die vorgestellte Schaltung ist auch für höhere Ausgangsströme geeignet, wenn ein entsprechender Netztransformator zur Verfügung steht. Für einen Strom / A = 2 A sind folgende Änderungen der Schaltung notwendig: - Ersatz des Heiztransformators M55 durch einen Transformator A/65 für 2 x 8 V Sekundärspannung (Windungszahl s. Tabelle I); 185 Tabelle 1 VVickeldaten des Netztransformators (Variante 2A) Kern: M65 Wicklung Wdg. Draht Spannung primär 1650 0,25-mm-CuL 220 V sekundär 2x 60 0,80-mm-CuL 2 x 8 V - Parallelschallen der Dioden D3 und D4 (in der Schaltung nach Bild 2 ge¬ strichelt) zu Dl und D2; - Ändern der Widerstünde R 5, R 6 und P2 sowie der Schmelzsicherung Sil auf die Werte in Klammern; - der Widerstand R4 muß mit 0,5 W belastbar sein. Auf Grund der etwas höheren Transformatorspannung sind auch größere Netzspannungsschwankungen zulässig. Das Mustergerät arbeitete noch bei 200 V. Netzspannungsschwankungen nach oben können bei beiden Varian¬ ten bis 240 V auftreten. Die dabei entstehende größere Verlustleistung im Längstransistor wird durch ein reichlich dimensioniertes Kühlblech ab¬ geleitet. Der Kurzschlußstrom beträgt bei der 2-A-Variante etwa 120 mA. In Tabelle 2 sind für beide Varianten des Netzteils die Spannungen an markanten Punkten der Schaltung, gemessen gegen Masse, angegeben. Diese Angaben sollen die Funktionskontrolle und die Fehlersuche erleich¬ tern. Tabelle 2 Spannungswerte der Schaltung 1-A-Variante bei / A = 0 bei I\ = 1 A 2-A-Variante bei I\= 0 bei I A — 2 A Kollektor TI 11,0 V 6,4 V 11,8 V 7,2 V Basis TI 5,4 V 5,9 V 5,4 V 6,0 V Emitter TI 5,0 V 5,0 V 5,0 V 5,0 V Kollektor T2 21 V 15 V 23 V 15 V Basis T2 6,1 V 7,8 V 6,0 V 10,6 V Emitter T2 5,5 V 7,2 V 5,4 V 9,9 V Aufbau Die gesamte Schaltung außer Netztransformator, Schmelzsicherung und Leistungstransistor wurde auf einer Leiterplatte mit den Abmessungen 150 mm x 60 mm untergebracht. Die Leiterplatte wurde für beide Schal¬ tungsvarianten konzipiert, d.h., es ist Platz für die Dioden D3 und D4 vor- 186 Bild 5 Bestiickungsplan der Leiterplatte nach BiLI 4 gesehen, die je nach Bedarf eingebaut werden. Bild 4 zeigt die Leitungs¬ führung der Leiterplatte, Bild 5 den Bestückungsplan. Der Stelltransistor TI ist auf ein Kühlblech aus 2 mm starkem Alumi¬ nium zu montieren. Das Kühlblech hat die gleichen Abmessungen wie die Leiterplatte und ist mit 4 Abstandsbolzen (30 mm lang) mit dieser ver¬ schraubt. Mit diesem Kühlblech kann im ungünstigsten Fall (Oberfläche des Bleches blank, Montage waagrecht) eine Verlustleistung von etwa 10 W abgeleitet werden (bei maximaler Umgebungstemperatur von 45 °C). Die tatsächlich auftretenden Verlustleistungen betragen bei der I-A-Variante maximal 1,5 W und bei der 2-A-Variante maximal 5 W. In Hinblick auf mögliche Überspannungen im Netz ist es jedoch günstig, das Kühlblech etwas reichlicher zu bemessen. Literatur [1] Schuster, IV.: Gleichspannungsregler mit integrierten Schaltkreisen, radio- fernsehen-elektronik 22 (1973) Heft 17, Seite 552 bis 554 187 [2] Jungnickel , H.: Anwendung integrierter Spannungsregler, radio-fernsehen- elektronik 27 (1978) Heft 2, Seite 85 bis 87 [3] Kulme , H.: Schaltbeispiele mit TTL-Gattern der Schaltkreisserie D 10, Teil I, Reihe «clectronica», Band 141, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin 1976, Seite 27 bis 31 ELEKTRONIK-SPLITTER NF-Tongenerator für Prüfzwecke Beim Aufbau von NF-Schaltungen benötigt man zum schnellen Überprüfen von Verstärkerstufen ein NF-Signal im Bereich von 800 bis 1000 Hz. Steht kein Ton¬ generator zur Verfügung, so genügt eine einfache Oszillatorschaltung in RC- Technik. Bekannt sind /?C-Oszillator-Schaltungen mit JK/ert-Brücke, mit RC- bzw. C/?-Kettenschaltung und mit dem überbrückten i?C-T-Glied. Dieses RC-T- Glied wird bei der untenstehenden Schaltung eingesetzt, RI/R2/C3 und CI /C2/R3 sind die beiden Teilglieder des überbrückten T-Glieds. Angeordnet ist es im Rückkopplungszwcig der Schaltung zwischen Ausgang und Eingang der beiden Verstärkerstufen. Mit den angegebenen R- und C-Werten liegt der erzeugte NF-Ton im Bereich von 800 bis 1000 Hz. Die Stromaufnahme ist etwa 5 mA für eine Betriebsspan¬ nung von 12 V. Bei einer höheren Betriebsspannung ist diese mit RS auf 12 V zu erniedrigen. Als Transistoren eignen sich Miniplast-NF-Transistoren (z. B. SC236 o.ä.). Am Potentiometer 10 kO kann die NF-Ausgangsspannung regel¬ bar entnommen werden. Literatur Kroupa, J. u.a.: Verstärker T74/78, Verlag SNTL, Prag 1978, Seite 49 bis 51 188 Dipl.-Ing. Joachim Uhiig Realisierungsmöglichkeiten von ÄC-Generatoren RC-Generatoren im Niederfrequenzgebiet erfreuen sich dank ihrem un¬ komplizierten Aufbau großer Beliebtheit. Auch bei diesen Generatoren kann durch den Einsatz integrierter Schaltkreise der Aufwand reduziert und die Zuverlässigkeit erhöht werden. Die bisher veröffentlichten Schaltungen basieren vorwiegend auf dem Einsatz der Operationsverstärker A 109. Diese Lösung hat aber einige wesentliche Nachteile. Die Operationsverstär¬ ker benötigen zwei Betriebsspannungen (± 15 V). Bei Batteriebetrieb ergibt sich somit ein hoher Aufwand zur Stromversorgung. Außerdem wurde in bisher veröffentlichten Schaltungen oft ein erheblicher Aufwand getrieben, der meist für Amateurzwecke nicht notwendig ist. Nachfolgend werden 2 f?C-Generatoren mit Anwendung von analogen Schaltkreisen vorgestellt. Die Schaltungen sind als Anregung für eigene Versuche gedacht, sie stellen keine direkten Bauanleitungen dar, da der Autor jeweils nur ein Muster aufgebaut hat. Es liegen daher keine Unter¬ suchungen über Toleranzeinflüsse der Bauelemente vor. Die ÄC-Sinusgeneratoren arbeiten mit einer fL/'e/j-Brücke im frequenz¬ bestimmenden Zweig. Diese H'ien-Bvücke soll möglichst hochohmig abge¬ schlossen werden (t/ E ) und der Speisepunkt niederohmig sein (U A ). Eingang und Ausgang des Verstärkers müssen gleichphasig sein, und die Verstärkung soll etwa 3 betragen. Der Verstärkungsfaktor wird so eingestellt, daß der Generator gerade anschwingt. Damit wird ein minimaler Klirrfaktor er¬ reicht. Um über den gesamten Frequenzbereich die geringe, notwendige Verstärkung einzustellen und eine klirrarme, konstante Ausgangsspannung zu erhalten, ist eine Regelung notwendig. Bild I Übersichtsschahplan eines Wien-Brücken- generalors 189 Die Resonanzfrequenz der IF/ew-Brücke errechnet sich nach folgender Beziehung: 2rr • R ■ C ' Interessenten tinden über die theoretischen Grundlagen Genaueres in [1], RC-Generator mit dem Schaltkreis A 281 D In Bild 2 ist ein RC-Generator mit dem AM-FM-ZF-Verstärker A 281 D dargestellt. Der IF/e»-Brücken-Zweig wird durch CI ... C6, RI ... RA und CI... CI2 gebildet. Der IS A 281 D ist am Anschluß 5 regelbar. Die Ampli¬ tudenregelung der Ausgangsspannung, und damit die Verstärkungsrege¬ lung, wird über C21, RIO, die Gleichrichtung mit Dl und D2 sowie über R8 realisiert. Mit R 7 erhält die Regelstufe die notwendige Vorspannung. Die Beschaltung entspricht der Standardbeschaltung des A 281 D (s. [2]). Der A 281 D ist nicht optimal als Regelverstärker im RC-Generator ausgelegt. Sein Eingangswiderstand ist zu niedrig, seine Verstärkung zu hoch und seine Aussteuerbarkeit zu gering. Das äußert sich in der Begrenzung der Ausgangsamplitude trotz der Rege¬ lung. Da die Eingangsspannung bei einer Betriebsspannung von 9 V dabei 18 mV nicht überschreiten darf, um Begrenzungserscheinungen vorzu¬ beugen, wurde ein Vorwiderstand (R5) eingesetzt. Damit verringert sich die 190 zwischen Eingang und Ausgang der tD'e/j-Brücke wirksame Verstärkung. Die Begrenzung der Ausgangsspannung wird damit verhindert. Auf Grund der geringen, maximal möglichen Eingangsspannung ergibt sich bei einer Verstärkung von etwa 4 eine Ausgangsspannung von maximal 72 mV. Es ist deshalb meist notwendig, eine oder mehrere Verstärkerstufen nachzu¬ schalten. Der entscheidende Vorteil dieser Schaltung liegt im Frequenzbereich. Der Generator arbeitet von etwa 300 Hz bis etwa 5 M Hz. Diese obere Frequenz- grenze ist ein für i?C-Generatoren recht hoher Wert. Es muß jedoch davon abgeraten werden, den vollen Abstimmbereich (R I und R 3 haben den Wert 0 ... 10 kfi) auszunutzen, da sich die Regelung dafür als nicht ausreichend erweist. Am hochfrequenten Ende traten Begrenzungserscheinungen auf, bzw. der i?C-Generator setzt am niederfrequenten Ende aus. Dieser ÄC-Generator ist geeignet als Festfrequenzoszillator oder als Oszillator mit relativ geringer Frequenzvariation, wobei an die Betriebs¬ spannung keine hohen Forderungen bezüglich ihrer Konstanz gestellt wer¬ den müssen. Die Betriebsspannung kann man zwischen 4,5 und 10 V wählen. ÄC-Generator mit dem Schaltkreis .4 211 D Der 1-W-NF-Verstärker A 211 D scheint auf den ersten Blick nicht ge¬ eignet, da seine obere Grenzfrequenz allgemein mit 8 kHz angegeben wird. Durch Veränderung der Standardbeschaltung kann aber die obere Grenz¬ frequenz bis auf über 100 kHz erhöht werden. Bild 3 zeigt die Schaltung des Bild 3 Einfacher Generator mit dem Baustein A 211 D 191 RC-Generators. Der IS A 21I D erfüllt die anfangs genannten Bedingungen wesentlich besser als der IS A 281 D. Sein Eingangswiderstand beträgt 390 k£l Die Verstärkung läßt sich mit R6 in weiten Bereichen einstellen. Sie berechnet sich nach [3] wie folgt: In [3] findet der interessierte Leserauch die Berechnung der Grenzfrequen¬ zen, auf die hier verzichtet werden soll. Da R6 wesentlich die Verstärkung beeinflußt, liegt es nahe, in diesem Zweig die Regelschaltung anzuordnen. Im einfachsten Fall erfüllt ein Kaltleiter (Glühlampe) diese Funktion. Der RC-Generator nach Bild 3 arbeitet im Bereich von 30 Hz ... 130 kHz stabil, wobei die Regelung mit Lai zwar eine Begrenzung verhindert, jedoch ein Verringern der Ausgangsamplitude (maximal 0,8 V) im hochfrequenten Be¬ reich nicht vermeiden kann. Nach Einstellen der niedrigsten Frequenz wird mit R6 die Verstärkung so eingestellt, daß der RC-Generator gerade an¬ schwingt. Bei dieser Schaltung kann man die Betriebsspannung im Bereich von 4,5 ... 15 V wählen. Sie muß nicht besonders stabilisiert sein. Bessere Regeleigcnschaften lassen sich bei Einsatz aktiver Regelschal¬ tungen erreichen. Bild 4 zeigt eine Möglichkeit (nach [4]). Der MOSFET SM 104 ist im nichtangesteuerten Zustand niederohmig. Damit wird ein sicheres Anschwingen bei einer hohen Verstärkung erreicht. Je größer die Ausgangsamplitude des Generators, desto stärker sperrt TI. Damit ver¬ ringertsich die Verstärkung des A 211 D. Eine weitere Regelmöglichkeit ist in Bild 5 gezeigt. Dabei wird der Baustein A 211 D als Operationsverstärker aufgefaßt und die Verstärkung durch Rückführen des Ausgangs auf den invertierenden Eingang (Anschluß 9) geregelt. Je geringer der Rückführungs¬ widerstand R f ist, desto geringer wird die Verstärkung. Im Schaltkreis ist bereits ein Widerstand /-, von 7,5 kfl integriert. Diese Variante wurde daher Bild 4 Eickironische Regel sclialtung f ür den Gene¬ rator nach Bild J 192 Bild 5 Prinzip der Regelung durch Riickf iihrimg Bild 6 A usgangslrennstufe mit niederohmigem Ausgang praktisch nur mit einem Einstellregler erprobt. Sie ist als Anregung für weitere Versuche gedacht. Gesamteinschätzung Der 7?C-Generator nach Bild 3 bzw. Bild 4 eignet sich bei Nachschaltung einer Trennstufe (Bild 6) gut als einfaches Werkstattmeßgerät, während der /?C-Generator nach Bild 1 bei höheren Frequenzen und kleinen Frequenz¬ variationen innerhalb spezieller Schaltungen eingesetzt werden kann. Die dargestellten Schaltungen sind erprobt, es kann jedoch keine Garantie für Nachbausicherheit gegeben werden. Ziel war es, ungewöhnliche Lösungs¬ möglichkeiten für f?C-Generatoren und «zweckentfremdeten Einsatz» von integrierten Schaltkreisen vorzustellen. Weiterhin sollen mit diesen Schal¬ tungen Anregungen für weitere Untersuchungen vermittelt werden. Literatur [1] Sittig, K.jWiederhold, M.: Realisierung von (Den-Brückengeneratoren, radio-fernsehen-elektronik 22 (1973) Heft 9, Seite 298fT. [2] Jüngling, H.: Aufbau und Einsatz des integrierten AM-FM-ZF-Verstärkers A 281 D, radio-fernsehen-elektronik 24 (1975) Heft 19, Seite 619fT. 13 Schubert, Eljabu 81 193 [3 ] Jahn, ff.: A211D - integrierter 1-W-NF-Verstärker, radio-fernsehen- elektronik 24 (1975) Heft 21, Seite 691 ff. [4] Jakubaschk, H.: Komplementärschaltungstechnik, Reihe «electronica», Band 154, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, Berlin 1977 ELEKTRONIK-SPLITTER Aktives Filter für SSB-Empfang Die Wiedergabe von CW- und SSB-Sendungen mit dem Amateurempfänger läßt sich noch verbessern, wenn man den Übertragungsbereich des NF-Verstärkers auf das nur notwendige Maß beschränkt. So kann es vorteilhaft sein, bei Tele¬ grafieempfang den NF-Verstärker im Bereich von 800 bis 1000 Hz ganz schmal- bandig auszulegen. Für SSB-Sendungen genügt ein Übertragungsbereich von 300 Hz bis etwa 2700 Hz, weil dabei die wichtigsten Sprachfrequenzen übertragen werden. Aufwendige Filterschaltungen mit mehreren Spuien größerer Induktivität be¬ reiten oft Schwierigkeiten in der Realisierung. Aber heute gibt es ja auch aktive Filterschaltungen für diesen Zweck. Die untenstehende Schaltung besteht aus 2 Tiefpässen (T1/T2) und einem Hochpaß (T3) mit den Eckfrequenzen 2700 Hz und 300 Hz. Bei 2700 Hz ist der Abfall 24 dB/Oktave, bei 300 Hz ist er 12 dB/ Oktave. Für den Nachbau geeignet sind die Transistoren SC 236/SC 239. Am Emitter von T3 kann ein hochohmiger Kopfhörer angeschlossen werden. Das aktive Filter wird nach dem Produktdetektor angefügt. Für Lautsprecher¬ empfang kann ein entsprechender NF-Verstärker angeschlossen werden. Literatur Mer kl in, T 80-m-Anfängerempfängtr, Zeitschrift «OZ», Heft 11/1977, Seite 545 bis 547 194 Reinhard Messal Einfache Anzeigeschaltungen mit LED Da das Angebot an Lumineszenzdioden und LED-Anzeigeelementen stän¬ dig erweitert und preiswerter wird, nimmt ihr Einsatz im Amateurbereich zu. Dabei lassen sich nicht nur relativ teure und empfindliche Meßinstrumente durch LED-Anzeigeeinheiten ersetzen. Es ist auch möglich, beliebige Be¬ triebszustände von Geräten oder Baugruppen anzuzeigen. Die nachfolgend vorgestellten Schaltungen wurden zu diesem Zweck entwickelt. Dabei wurde Wert auf einfache und kostengünstige Schaltungstechnik gelegt. Elektronische Leuchtbandanzeige Für einen Eigenbau-FM-Kofferempfänger mit C-Dioden-Tuner wurde nach einer Möglichkeit gesucht, die Senderanzeige durch eine elektronische An¬ zeige zu realisieren. Die Schaltungsvorschläge in [1], [2] und [3] waren für diesen Zweck zu aufwendig. Bild 1 zeigt den Stromlaufplan der aufgebauten Anzeigeeinheit, in Bild 2 ist der verwendete Ansteuerteil dargestellt. Die Transistoren TI ... T10 werden niederohmig angesteuert. Da die Kollektor¬ ströme bei etwa 5 mA liegen, genügenkleineEingangsspannungsänderungen, um sie voll durchzusteuern. Die Dioden Dil ... Dn erhöhen die Einschalt¬ schwellen der einzelnen Transistoren, so daß die Leuchtdioden nachein¬ ander angesteuert werden. Für Dil ... Dn werden beliebige Siliziumdioden verwendet. Ab der 6. Anzeigestufe wird es zweckmäßig sein, auch Z-Dioden entsprechender Spannung einzusetzen. Die Leuchtbandanzeige wird von der Darlington -Kombination T23, T24 angesteuert. D23 kompensiert die Abstimmspannung, die am unteren Fre¬ quenzbereich noch an den C-Dioden anliegt. Die Widerstände R2A und R25 werden so eingestellt, daß alle LED bei der größten Abstimmspannung leuchten. T21, T22, /?21, C21, R22 und T A bilden dazu einen einfachen Zeitschalter, der nur bei Batteriebetrieb wirksam ist. Die Leuchtzeit der An¬ zeige wird mit R21 eingestellt. Die Dioden D21 und D22 entkoppeln Batterie und Netzteil. Die beim Umschalten auftretenden Spannungsschwankungen am Kollektor von T23 wirken sich kaum auf den Anzeigeteil aus. Für D21, T21 und T22 werden wegen der geringeren Restspannung Ge-Bauelemente eingesetzt. 195 Bild 4 Die bestückte Leiterplatte des Anzeigeteils Bild 3 und Bild 4 zeigen den praktischen Aufbau der Leuchtbandanzeige. Als vorteilhaft erwies es sich, daß die Leuchtdioden nicht sprunghaft zuge¬ schaltet werden. Zwischenwerte lassen sich gut erkennen. Die gewählte Schaltungsvariante läßt hinsichtlich der genauen Ablesbar¬ keit der Sendereinstellung noch einige Wünsche olfen. Die Reproduzierbar¬ keit der Anzeige ist völlig ausreichend. Von entscheidendem Vorteil ist es, daß auch bei Betätigung der Programmlasten eine gut sichtbare Anzeige auf der Hauptskale, die einmal geeicht wird, erfolgt. Bei abgeändertem Steuerteil ließen sich NF-Aussteuerungsmesser und ein¬ fache Geräte zur Spannungs- und zur Temperaturmessung leicht realisieren. 197 Sollwert-Anzeigeschaltungen Häufig kommt es vor, daß physikalische Größen (Spannung, Stromstärke, Temperatur, Drehzahl usw.) überwacht werden müssen. Die Schaltung nach Bild 5 kann für diesen Zweck eingesetzt werden. Ohne Eingangsspannung sind TI und T2 geschlossen. Dl leuchtet nicht. Bei U E > +0,6 V beginnt T2 langsam zu leiten, und Dl erhält Strom. Steigt U E über eine bestimmte Grenze, die sich mit R3 einstellen läßt, so öff net auch TI und übernimmt den Strom von Dl. Die Leuchtdiode verlischt. Die Einschalt- und Ausschalt¬ schwelle von Dl läßt sich durch Verändern von R2 und R 3 weitgehend vari- Einfache Schaltung zur Sollwertanzeige ieren. Das sehr «schleichende» Schaltverhalten kann für einige Anwen¬ dungen von Nachteil sein. Die Schaltung nach Bild 6 weist in dieser Beziehung günstigere Werte auf. Mit R3 wird die Einschaltschwelle von T2 und damit von Dl festgelegt. Das Durchsteuern von T3 führt zum Verlöschen von Dl. Die Abschaltschwelle wird mit R4 eingestellt. Literatur [1] Kühne, H.: Ansteuerschaltungen für Leuchtdiodenzeilen, radio-fernsehen- elektronik 24 (1975), Heft 19, Seite 600 bis 607 [2] Kallofen, S.: Digitalisierte Analoganzeigen, radio-fernsehen-elektronik 27 (1978), Heft 6, Seite 390 bis 393 [3] Grygera, L.: Indikator napetovych ürovni, Amaterske Radio 28 (1979), Heft 8, Seite 288 bis 290 Wir klären Begriffe DACHRINNENANTENNE Konrad Kliewe - Y 23 UA 80-m-Band-Empfänger mit Schaltkreis A 244 D Mit der integrierten Schaltung A 244 D steht dem Amateur eine vielseitig einsetzbare Schaltung zur Verfügung. Der Schaltkreis enthält einen voll¬ ständigen AM-Empfänger, bestehend aus regelbarer HF-Vorstufe, multipli¬ kativer Mischstufe und vierstufigem geregeltem ZF-Verstärker. Die Eigen¬ schaften und Einsatzmöglichkeiten dieser IS sind ausführlich in [1], [2] be¬ schrieben. In [3] werden ein Dreibandempfänger mit der IS A 244 vorgestellt und die erreichbare Miniaturisierung und Schaltungsvereinfachung demon¬ striert. Allerdings werden dabei die ausgezeichneten technischen Parameter der IS nicht voll ausgenutzt. Die vorliegende Schaltung entstand mit dem Ziel, einen einfachen und leistungsstarken, aber auch nachbausicheren Ein¬ bandempfänger zu entwickeln. Dabei werden Grundkenntnisse über Funk¬ tionsweise und Abgleich eines Superhetempfängers vorausgesetzt. Stromlauf plan Über einen kontinuierlichen Abschwächer gelangt das Antennensignal auf das Eingangsbandfilter, dem eine HF-Verstärkerstufe mit dem S-FET TI in Gateschaltung folgt. Diese Stufe bewirkt hauptsächlich die Entkopplung und die Verbesserung der Großsignalfestigkeit. Über den Zwischenkreis ge¬ langt das Signal symmetrisch auf die HF-Verstärkerstufe des A 244. Diese Stufe wird über pin 3 getrennt geregelt, wobei man die Regelspannung durch Dl an der Auskoppelwicklung von Filter 1 gewinnt. Die Vorstufenregelung spricht somit auch auf starke Signale außerhalb des ZF-Durchlaßbereichs an. Vor- und Nachteile sollen nicht behandelt werden. Andere Möglichkeiten der Vorstufenregelung sind in [3] aufgezeigt. Im Mischerausgang pin 15 liegt zur ZF-Selektion die Standardkombina¬ tion LC-Kreis mit den Piezo-Filtern (blau und rot). Der Mischerausgang ist nicht exakt angepaßt. Bei Schwingneigung ist das Filter 2 zu bedämpfen. Über pin 12 wird das Signal dem ZF-Verstärker zuge f ührt und an pin 7 ver¬ stärkt abgenommen. Mit der Diode D2 wird die ZF-Regelspannung gewon¬ nen und über ein RC-Glied dem Regeleingang pin 9 zugeführt. An pin 10 kann die Regelspannung zur Anzeige entnommen werden. 200 Als Oszillator nutzt man die interne Schaltung des A 244 D aus, die über pin 4,5 induktiv rückgekoppelt wird. Der Oszillator wird im Gleichlauf mit den Vorkreisen mit einem Vierfachdrehkondensator (4 x 12 pF) ab¬ gestimmt. Über das Filter 3 wird das ZF-Signal auf den aktiven Demodulator mit der IS A 220 D gekoppelt [4]. Die an pin 14 anliegende BFO-Amplitude sollte die Größenordnung von 50 mV aufweisen. Als BFO arbeitet der Clapp- Oszillator mit T2, dem ein Emitterfolger mit T3 folgt. Der NF-Verstärker ist mit einer IS A 211 D aufgebaut. Der Lastwiderstand ist einseitig geerdet, wodurch sich bei Netzbetrieb eine größere Brummspannungsunterdrückung erreichen läßt. Aufbau Der gesamte Empfänger ist auf einer Leiterplatte mit den Abmessungen 140 mm x 125 mm untergebracht. Dabei wurde auf eine Miniaturisierung kein Wert gelegt. Die Leitungsführung der Leiterplatte ist in Bild 2 dar¬ gestellt, Bild 3 zeigt den Bestückungsplan. Beide Bilder findet der Leser im Vorsatz und im Nachsatz des Buches (innere Buchdeckelseiten). Als Spulen¬ körper werden durchweg solche der neuen Standardreihe (StB-...) ver¬ wendet. ln der ZF und im BFO kommen Originalkreise zur Anwendung, da¬ bei sind folgende Verhältnisse für die Koppelwicklungen einzuhalten: Filter 1-1:2; Filter 2 - 1:3; Filter 3 - 1:20. Beim Verwenden der angegebenen Spulenkörper und Kerne Manifer 330 ergeben sich die in der Tabelle aufgeführten Wickeldaten für die Vorkreise und den Oszillatorkreis. Beim Oszillatorkreis ist auf den richtigen Wickel¬ sinn der Rückkopplungswicklung zu achten. Sollte der Oszillator nicht an - schwingen, sind seine Anschlüsse zu vertauschen. Den Einbau der Platine in ein Gehäuse kann man entsprechend den eigenen Vorstellungen vornehmen. In das Mustergerät wurde ein Netzteil eingebaut, das eine stabilisierte Spannung von 12 V abgibt. Möglich ist eine Versorgungsspannung von 9 ... 15 V, wobei man beachten muß, daß die IS A 220 D bei 12 V erst optimal arbeitet. Eine Versorgung aus Batterien ist möglich, auf Grund des relativ hohen Strombedarfs des NF-Verstärkers aber unökonomisch. Der VFO-Kreis und die IS A 220 D sind empfindlich gegenüber magne¬ tischen Feldern. Entsprechender Abstand zum eventuellen Netztransforma¬ tor und zum Lautsprecher sind einzuhalten. Bild 4 zeigt die bestückte Platine und Bild 5 eine Gesamtansicht des Empfängers. Ergebnisse und Erweiterungen Mit dem Empfänger wurde eine Empfindlichkeit von besser 1 gV für ein S/R-Verluiltnis von 10 dB erreicht. Die Spiegelselektion istgrößer40 dB, der 202 Bild 4 Ansicht der bestückten Empfängerplatine Bild 5 Ansicht des Mustergeräts des 80-m-Band-Empfängers Regelumfang beträgt 70 dB bei einer Ausgangssignaländerung von 6 dB. Der Empfänger wurde in der Zwischenzeit von mehreren Funkamatcuren mit gleichem Erfolg nachgebaut. Dabei wurde auch der Einsatz mechani¬ scher Filter erprobt. Überraschend sind die Ergebnisse einer 7-MHz- Variante mit einer ZF von 200 kHz (mechanisches Filter). Das Großsignal¬ verhalten ist so gut, daß zu den Zeiten maximalen QRM durch Rundfunk- 203 sender ungestört DX-Verbindungen verfolgt werden konnten. Aus Zeit¬ gründen liegen noch keine Meßwerte vor. Die erreichten Ergebnisse veranlaßten den Verfasser, seinen 80-m-CW- Sender durch einen Empfangsteil mit der IS A 244 D zu einem Transceiver zu erweitern. Gegenüber der Schaltung nach Bild 1 wurden dazu einige Ver¬ änderungen vorgenommen. Ein mechanisches Filter (etwa 420 kHz) wurde zur ZF-Selektion eingesetzt. Aus BFO- und VFO-Frequenz wird die Sende¬ frequenz gemischt. Aus diesem Grund ist ein externer VFO mit RIT vor¬ gesehen. Über einen Emitterfolger wird das VFO-Signal pin 4 der IS A 244 D zugeführt. Dabei sollte dort ein Pegel von 150 mV nicht über¬ schritten werden. Pin 5 wird über 47 nF hochfrequenzmäßig geerdet. Als Demodulator wurde ein Ringmischer aufgebaut. Ein einstufigerNF-Ver- stärker bewirkt im Anschluß den nötigen Pegel zur Ansteuerung der IS A 211 D. Bild 6 vermittelt einen Eindruck von der kompletten Empfänger¬ platine. Die erreichten Ergebnisse entsprechen denen der Schaltung nach Bild 1, wobei sich die ZF-Selektion erheblich verbesserte. Auf Grund der gewonnenen Erfahrungen erscheint es sinnvoll, die IS A 244 D als Empfänger auf der l.ZF, bei Einsatz von mechanischen Filtern in der 2. ZF im hochwertigen Doppelsuper einzusetzen. Bild 6 Platine der Empfangen arianle für einen CW-Trunsceioer Tabelle Wickeldaten der Spulen des HF-Eingangs für das 80-m-Band L in tiH Windungen Koppel¬ windungen 67,5 102 5 67,5 102 30 67,5 102 10 ■ 67,0 73 + 27 20 Literatur [1] Jüngling , H.: Eigenschaften und Einsatzmöglichkeiten der AM-Empfänger- schaltung A 244 D, radio-fernsehen-elektronik Heft 4/1978, Seite 212 bis 216 [2] Halbleiterinformation 149, AM-Empfängerschaltung A 244 D, radio- fernsehen-elektronik, Heft 7/1978, Seite 445 bis 448 [3] Reichel, J.: Ein Dreiband-Empfänger mit A 244 D, FUNKAMATEUR, Heft 3/1978, Seite 141 bis 144 [4J Schubert, K.-H.: Integrierte Schaltkreise aus der DDR-Produktion, Elek¬ tronisches Jahrbuch 1977, Militärverlag der DDR, Berlin 1976, Seite 94 bis 108 Wir klären Begriffe BLITZSCHUTZ AUTOMAT Obering. Karl-Heinz Schubert - Y 21 XE Schaltungsrevue für Elektronikamateure HF-Teil für einfache Transistorempfänger Wer als Anfänger einen transistorisierten Rundfunkempfänger bauen will, dem kann eigentlich nur die Geradeausempfängerschaltung empfohlen werden. Dabei entfallen die Gleichlaufprobleme und die Abgleicharbeiten, die bei einer Superhet-Empfängerschaltung erforderlich sind. Zwar erreicht man mit der Superhetschaltung eine höhere HF-Empfindlichkeit und eine bessere Trennschärfe, aber unter Beachtung einiger Hinweise lassen sich mit der Geradeausschaltung befriedigende Empfangsergebnisse erreichen. Bild 1 zeigt eine HF-Eingangsschaltung mit 2 bipolaren HF-Transistoren, die beide als HF-Verstärker arbeiten. Frequenzbestimmend ist der Schwing¬ kreis am Eingang, bestehend aus der Induktivität LI und dem Drehkonden¬ sator 10/450 pF. Da für eine ausreichende Trennschärfe (Empfang nur eines Rundfunksenders bei Unterdrückung frequenzbenachbarter Sender) eine möglichst große Schwingkreisgüte vorhanden sein soll, sind nachfolgende Hinweise wichtig. LI ist als Spule auf einen Ferritstab (8 mm Durchmesser, 120 mm langt zu wickeln. Damit eine große Spulengüte erreicht wird, muß als Spulendraht eine HF-Litze (z. B. IC x 0,07 mm) verwendet werden. Die Ankoppelspule L2 soll wenige Windungen haben, nur so viele, daß eine aus¬ reichende Ansteuerung von T) erfolgt. Wird zusätzlich eine Außenantenne (z. B. Langdrahtantenne) angeschlossen, so soll der Ankoppelkondensator - 1 - 2xGA100 Ti = KP 303 W TZ =SFZ15 o.a. o+5/ Bild 1 Stromlaufplan für ein HF-Eingangsteil für Geradeausempfänger [1] 206 Bild 2 Stromlaufplan für ein HF- Eingangsteil fiir Geradeausempfänger, f ür TI wird ein Feldeffekttransistor eingesetzt [ 1 ] nur eine geringe Kapazität haben, damit der Schwingkreis nur wenig be¬ dampft wird. Empfang von Mittelwellensendern LI = 65 ... 70 Wdg., HF-Litze 10x0,07 mm; L2 = 2 ... 5 Wdg., CuL- Draht 0,2 mm. Empfang von Langwellensendern LI = 170 ... 180 Wdg., HF-Litze 10 x 0,07 mm; L2 = 6 ... 10 Wdg., CuL- Draht 0,2 mm. Nach der Verstärkung des schwachen H F-Signals durch die beiden Tran¬ sistorstufen T1/T2 wird mit den Germaniumdioden D1/D2 die Demodula¬ tion vorgenommen. Damit erhält man das dem Rundfunksender aufmodu¬ lierte NF-Signal, das nach Passieren eines HF-Siebgliedes zur weiteren NF- Verstärkung am Ausgang zur Verfügung steht. Für die HF-Verstärkerstufen eignen sich HF-Siliziumtransistoren, wobei die Stromverstärkung wenig¬ stens 100 betragen soll. Die Stromaufnahme beträgt etwa 2 mA. Da bipolare Transistorstufen einen niedrigen Eingangswiderstand haben, ist für TI ein Feldeffekttransistor günstiger, weil dann der Eingangswider¬ stand sehr hoch ist. Dadurch kann die Ankoppelspule L2 entfallen, der Schwingkreis wird direkt an die Gateelektrode angeschlossen. Bild 2 zeigt dafür ein Schaltungsbeispiel, wobei für LI die Werte zu Bild 1 gelten. In der Betriebsspannungszuführung liegt wie bei Bild 1 ein Siebglied, damit die HF- Verstärkerstufen gegenüber dem nachfolgenden NF-Verstärker entkoppelt sind. Die Stromaufnahme beträgt etwa 1 mA. 207 NF-Verstärker für einfache Transistorempfänger Will man mit einem HF-Teil aus dem vorangegangenen Abschnitt einen ein¬ fachen Taschenempfänger realisieren, so genügt zur Wiedergabe ein Kopf¬ hörer oder ein Ohrhörer. Bild 3 zeigt einen dafür geeigneten zweistufigen NF-Verstärker mit Siliziumtransistoren. Am Eingang liegt ein Potentio¬ meter als Lautstärkeregler. Die Stromaufnahme, die nur 2 ... 3 mA beträgt, kann durch die Wahl des Widersrandswertes der Basisvorwiderstände be¬ einflußt werden. Als Kopfhörer bzw. Ohrhörer eignen sich hochohmige Ausführungen (wenige kfll Für größere Transistorradios muß ein NF-Verstärker vorgesehen werden, der Lautsprecherbetrieb ermöglicht. Einen Stromlaufpian für einen eisen¬ losen NF-Verstärker zeigt Bild 4. Mit einer NF-Eingangsspannung von Bild 3 Stromlaufpian für einen einfachen NF-Verstärker mit Kopfhörer¬ betrieb [2] 75-SF 727/729 o.ä. T5-GC301o.ä. Bild 4 Stromlaufpian für einen eisenlosen NF-Verstärker mit einer Ausgangs¬ leistung von etwa 300 m W [2] 208 4,5... SP 15 mV wird eine NF-Ausgangsieistung von etwa 300 mW erreicht. Die Ruhestromaufnahme liegt bei etwa 8 mA (ohne Eingangssignal). Bei Voll¬ aussteuerung steigt die Stromaufnahme bis auf 100 m A an. Die Widerstände 15 kfl und 270 kß müssen eventuell variiert werden, um eine symmetrische Aussteuerung zu erreichen. Dazu muß die Spannung an den Emitterelek¬ troden von T5/T6 genau +4,5 V betragen. Eine größere Ausgangsleistung von mehreren Watt wird erreicht, wenn man 2 Germanium-Leistungstransistoren GD 160 nachschaltet und die Be¬ triebsschaltung auf 12 V erhöht. Einfaches Mischpult in Bausteintechnik Mit einem Mischpult kann man mehrere NF-Eingangssignale zusammen¬ fassen und sie dosiert einzeln dem nachfolgenden NF-Leistungsverstärker als Ansteuerspannung zuführen. So ein Mischpult benötigt man z. B. bei Disko- Veranstaltungen. Das nachfolgend beschriebene Mischpult läßt sich einfach aufbauen, da für alle Verstärkerstufen nur ein Verstärkertyp als Baustein verwendet wird. Bild 5 a zeigt diesen Verstärker-Baustein, der mit einem rauscharmen NF-Siliziumtransistor bestückt ist. Wird das Mischpult für Monobetrieb ausgelegt, so ist für jedes NF-Signal ein Verstärker-Baustein erforderlich. Bei Stereobetrieb benötigt man für jedes NF-Signal zwei dieser Verstärker-Bausteine. Bild 5b zeigt den Übersichtsschaltplan für ein Mono-Mischpult, beste¬ hend aus 6 Eingängen, einem Ausgang und einem Indikator-Baustein zur Bild 5 Universalverstärker als Mischpult-Baustein (a) und Übersichtsschaltplan für ein einfaches Mischpult mit 6 Eingängen (b) [3] 14 Schubert, Etjabu St 209 Anzeige der Ausgangsspannung. Die Anpassung der NF-Quelle an den Ein¬ gangswiderstand des Verstärker-Bausteins erfolgt durch entsprechende Wahl der Widerstandsgrößen des Vorwiderstands R c . Den entsprechenden Wert für R c kann man der Tabelle entnehmen. Am Ausgang A der Eingangs- Tabelle Wert des Vorniderstands (Bild 5) NF-Quelle Ausgangsspannung R q Mikrofon 0,5 . . 2 mV 0 Rundfunkempfänger 5 . . 10 mV 6,8 kß Gitarre 10 . . 50 mV 22 kß Rundfunktuner 250 . . 500 mV 470 kß Magnetbandgerät 0,5 . . 1 V 1 Mß Kristall-Tonabnehmer 0,2 . . 0,5 V 1 Mß magnetischer Tonabnehmer 0,1 . . 0,5 V 1 Mß (mit Vorverstärker) Es ist u. U. günstig, anstelle eines Festwiderstands einen Einstellwiderstand vor¬ zusehen. Verstärker-Bausteine Bl ... B6 liegen die Lautstärke-Potentiometer PI bis P6. Über die Widerstände 470 kß sind alle Eingänge entkoppelt am Eingang des Ausgangs-Verstärker-Bausteins B7 parallelgeschaltet. Der Indikator- Baustein B8 liegt mit seinem Eingang am Ausgang des Mischpults. Die An- zcigeempfindlichkeit des am Ausgang von B8 angeschlossenen Meßwerks läßt sich mit dem Einstellwiderstand 1 MH variieren. In der Zuführung der Betriebsspannung liegen die Vorwiderstände R 12 und R 13. Für diese gelten folgende Beziehungen: *12 6000 N ' 6000 N + n + n i ’ N- Anzahl der Eingangs-Verstärker Bausteine, n - Anzahl der Ausgangs- Verstärkcr-Bausteine, n, - Anzahl der Indikator-Bausteine. Für das Beispiel entsprechend Bild 5 b ist N = 6; /; = 1; /i i = 1; R 12 6000 6 1 kß, *13 6000 6+1 + 1 = 750 ß. Vorverstärker für niederohmige Mikrofone Niederohmige Mikrofone erfordern zur Anpassung einen niedrigen Ein¬ gangswiderstand der Verstärkerschaltung. Bild 6 zeigt ein Beispiel für Mikrofone mit einer Impedanz von etwa 250 ß. Die Verstärkung liegt im 210 *+ 201 ' TI N V-Ol— ° R _J-1_ 7 00p sm fl 470 TV. SC Z39 o.ä. TZ: SC 236/238 o.ä. Bild 6 Vorverstärker fiir niederohmige Mikrofone [4] Bereich 20 ... 100, abhängig vom Widerstandswert von R. Die Ausgangs¬ spannung ist 0,5 ... 1 V, der Übertragungsbereich 20 Hz bis 25 kHz. Die Ausgangsimpedanz der Schaltung ist etwa 400 £2. Auslöseschaltung für Zweitblitz In der Fotografie ist das Arbeiten mit nur einem Blitzgerät oft ungünstig, da meist nur eine ungenügende Ausleuchtung erfolgt. Wenn man aber zwei oder mehrere Blitzgeräte einsetzt und zum gleichzeitigen Auslösen diese Blitz¬ geräte mit entsprechenden Kabeln verbindet, so stören diese Kabel oft. Wesentlich eleganter ist die drahtlose Auslösung der Zusatzblitzgeräte auf optoelektronischem Weg. Das bedeutet, mit dem Licht des Blitzgeräts am Fotoapparat (Mutter-Blitzgerät) werden ein oder mehrere zusätzliche Blitzgeräte gleichzeitig ausgelöst. Da entsprechend dimensionierte elektro¬ nische Schaltungen sehr schnell arbeiten können, bedeutet «gleichzeitig», daß die Zeitverzögerung beim Auslösen der Zusatzblitzgeräte nur etwa */io ooo Sekunde beträgt. In der Fachliteratur wurden schon mehrfach solche Zusatzblitz-Auslöse¬ schaltungen veröffentlicht. Dabei sind vor allem solche Schaltungen inter¬ essant, die ohne eine eigene Stromversorgung auskommen. Man ist dann aller Sorgen enthoben, die ausgelaufene Batterien usw. bereiten können. Bild 7 zeigt eine Auslöseschaltung, die am Synchronanschluß des Zweitblitz¬ geräts angeschlossen wird. Da der Synchronanschluß am Zündkondensator der Zündschaltung für die Elektronenblitzröhre liegt, kann darüber gleich die Stromversorgung der Auslöseschaltung sichergestellt werden. Diese Zündspannung ist bei den Blitzgerätetypen unterschiedlich, liegt aber im Bereich von etwa 150 ... 300 V. Man muß nur kontrollieren, daß am inneren Synchronanschlußkontakt der positive Pol der Zündspannung liegt, was aber meist der Fall ist. Ohne Lichteinfall ist der Thyristor Th hochohmig. Trifft das Blitzlicht des Mutter-Blitzgeräts auf den Fototransistor FT, so entsteht am Widerstand 211 SP 201A DZ 47 Af Th = ST 103/3 o.ä. Bild 7 Optoelektronische Aus¬ löseschaltung für Zweit¬ blitzgeräte [5] 470 kü ein Impuls, der die Transistoren T1/T2 durchsteuert. Damit wird der Thyristor niederohmig, so daß über den Synchronkontakt S das Zweit- blitzgerät ausgelöst wird. Zur sicheren Auslösung sollte aber der Foto¬ transistor in Richtung des zu erwartenden Blitzlichts «sehen». Der große Vorteil der vorgestellten optoelektronischen Blitzgerät-Auslöseschaltung be¬ steht darin, daß keine zusätzliche Stromversorgung notwendig ist und daß man beliebig viele Zusatzblitzgeräte auslösen kann, wobei die entsprechende Anzahl Auslöseschaltungen erforderlich ist. Einfache Prüfgeräte für Anfänger Beim Aufbau von Transistorschaltungen ist es oft erforderlich, Spannungen, Ströme und Widerstandswerte zu messen. Dafür verwendet man meist so¬ genannte Vielfachmesser, die über entsprechende Meßbereiche verfügen. Hat man ein stromempfindliches Meßwerk (Mikroamperemeter mit Voll¬ ausschlag maximal bis 1 mA) zur Verfügung, so kann man sich ein einfaches Vielfachmeßgerät auf bauen. Ein Beispiel zeigt Bild 8. Zur Erweiterung der Spannungsmeßbereiche sind Vorwiderstände vor dem Meßwerk erforder¬ lich. Mehrere Strommeßbereiche ergeben sich durch einen unterteilten Bild 8 Stromlaufplan für einen einfachen Vielfachmesser [7] 212 Nebenwiderstand zum Meßwerk. Bei Strommessungen ist Schalter S1 zu schließen, bei Spannungsmessungen ist er offen. Ein Einsatz als Ohmmeter bzw. als Durchgangsprüfer ist möglich, wenn man das Meßwerk mit einer Batterie und einem Vorwiderstand in Reihe schaltet. Ein Teil des Vorwiderstands ist ein Potentiometer, mit dem bei R = 0Ü (Buchsen «O» und «Null» kurzgeschlossen!) Zeiger-Vollaus¬ schlag eingestellt wird. Daher verlauft die Ohm-Skale umgekehrt wie die Skalen für V und mA. Mit diesem Meßwerk lassen sich Widerstände im Be¬ reich von etwa 50 ß bis 50 kß bestimmen. Die schnelle Überprüfung von NF-Verstärkern und von Rundfunk¬ empfängern (LW-MW-KW-Bereich) ist mit einem Multivibrator möglich, ein Schaltungsbeispiel zeigt Bild 9. Die impulsförmige Ausgangsspannung Bild 9 Stromlaufplan für einen Multivibrator, der als Priifsignalgcber verwendet wird [6] enthält Frequenzen, die vom hörbaren NF-Bereich bis weit in den HF- Bereich reichen. Mit der angegebenen Dimensionierung liegt die Grund¬ frequenz bei 1000 Hz. Die Überprüfung von NF-Verstärkern bzw. Rund¬ funkempfängern beginnt man am Ausgang (NF-Endstufe). In Richtung Eingang wird das Multivibratorsignal jeder Verstärkerstufe nacheinander zugeführt. So findet man schnell eine defekte Verstärkerstufe, wenn das Multivibratorsignal nicht mehr hörbar ist. Der Aufbau sollte in Form eines PrüfStifts erfolgen, weil dann der Multivibrator leicht zu handhaben ist. Die Signalzuführung erfolgt dabei über eine Tastspitze, für den Masseanschluß sieht man eine Litze mit Krokodilklemmen vor. Sirene mit TTL-Schaltkreis Das Signal einer Sirene wird mechanisch erzeugt. Bei der Imitation durch eine elektronische Schaltung wird ein NF-Oszillator (etwa 800 Hz) mit einem 2.NF-Oszillator moduliert (wenige Hz). Ein Schaltbeispiel mit dem TTL-Schaltkreis D 100 D zeigt Bild 10a. Da ein höherohmiger Lautspre¬ cher nicht immer zur Verfügung steht, zeigt Bild lOb/c weitere Anschlu߬ möglichkeiten. Der Übertrager Tr ist ein Ausgangsübertrager aus einem T ransistor-T aschensuper. 213 1/23 ß/L 1 n E k2,2 k 820, “ 8 _ I) J H 1 A + 5/ +5 V 01 ...Gtf * D100D C=>4Z)SF 121/129 ISO o.ä. “i'rL i sfl[~ C) A . - -J Bild 10 Stromlaufplan für eine elektronische Sirene mit ' TTL-Schaltkreis (a), Lautsprecheranschluß über Transistor (b), Laut¬ sprecheranschluß über Ausgangsübertrager (c) [7] 57 k,5V 72 \SF1Zlo.d. Lal/LaZ: LaZ 3fiV; 50mA Bild 11 Stromlaufplan für das Fahrradblinklicht [8J Ti/T2 = 6F121 o.ä. 73 = GC301 o.ä. Bild 12 St romlauf plan für ein Metronom mit optischer und akustischer Anzeige [9] Blinklicht für das Fahrrad Baut man die Blinkschaltung mit komplementären Transistoren auf, so wird der Batterie nur während der Leuchtdauer ein größerer Strom entnommen. Den Stromlaufplan dafür zeigt Bild 11. Zeitbestimmend für die Leucht¬ dauer ist der Kondensator; für die Pausendauer wirkt zusätzlich der Wider¬ stand 20 kQ. Die Transistoren sollen keine zu hohe Stromverstärkung auf¬ weisen. Elektronisches Metronom Zur Tempofestlegung in der Musik erfand 1816 der Wiener Mechaniker Johann Nepomuk Mätzel das mechanische Metronom. Dabei konnte ein Pendel durch ein verschiebbares Gewicht auf eine bestimmte Schwingungs¬ zahl eingestellt werden. Eine elektronische Variante zeigt Bild 12, wobei das Tempo optisch mit der aufleuchtenden Lampe oder akustisch als Impuls über den Lautsprecher hörbar ist. Die Schaltung besteht aus einem Multi¬ vibrator (T1/T2) und einer Verstärkerstufe (T3). Mit dem Potentiometer 47 kfl ist die Anzahl der Impulse in der Minute einstellbar, wobei ein Bereich von etwa 30 bis 200 Impulsen/min erfaßt wird. Das Metronom ist auch ein brauchbares Hilfsmittel bei der Tastfunk¬ ausbildung. So kann damit bei der Gebeausbildung das Tempo vorgegeben werden. Literatur [1] Borisow, IV.G.: Geradeausempfänger, RADIO, Heft 5/1979, Seite 54/55 [2] Borisow, W.G.: Niederfrequenzverstärker, RADIO, Heft 4/1979, Seite 52/53 [3] Drexler,J.: Baustein-N'F-Mischpult. Amaterske Radio, HeftA2/1979, Seite 49 [4] A. IV.: Transistorschaltungen für den NF-Bereich, Radioamator. Heft 3/ 1978, Seite 61 und 66 [5] Kohout,L.: Aus der elektronischen Praxis 1, Amaterske Radio, Heft B2/ 1979, Seite 64/65 [6] Borisow, W.G.: Milliamperevoltohmmeter und Prüfstift, RADIO, Heft3/ 1979, Seite 52/53 [7] Petrow, W.: Elektronische Sirene mit TTL-Schaltkreis, radio-fernsehen- elektronik, Heft 2/1979, Seite 27 [8] Grigorow, G.: Blinklicht für das Fahrrad, radio-fernsehen-elektronik, Heft 2/1979, Seite 27 [9] Berdys,T.: Elektronisches Metronom, radio-elektronik, Heft 7-8/1979, Seite 197/198 215 ELEKTRONIK-SPLITTER Reflexempfänger mit Siliziumtransistoren Für einen kleinen Taschenempfänger eignen sich vor allem Reflexschaltungen, weil durch die doppelte Nutzung der Transistoren weniger Bauteile erforderlich sind. In der untenstehenden Schaltung für den Mittelwellenempfang wird das Sendersignäl mit einer Ferritantenne aufgenommen, L\ und CI bilden für den eingestellten Sender den Schwingkreis. Danach wird das HF-Signal zweistufig (TI und T2/T3) verstärkt, und über den HF-Übertrager L3/L4 ist die Demodula¬ torschaltung angeschlossen. Das dann vorhandene NF-Signal wird über den Kondensator 1 [xF wieder an den Verstärkereingang geführt und zweistufig ver¬ stärkt. Mit dem niederohmigen Ohrhörer im Emitterkreis von T3 werden die dem Rundfunksender aufmodulierten NF-Signale hörbar. Als Transistoren eignen sich für TI Miniplast-HF-Transistoren (z. B. SF 215 ; ß ~ 150), für T2/T3 Miniplast-Transistoren mit kleiner Stromverstärkung (ß ~ 50). Für die Diode D wird eine Germaniumdiode, z.B. GA 100 , verwendet. Der Ferritstab (13 mm x 3 mm, 60 mm lang) hat für LI etwa 80 Wdg., HF- Litze 10 x 0,07 mm, für L2 können 3 ... 7 Wdg. aufgebracht werden. Der HF- (jbertragcr kann mit einem Schalenkern oder mit einem Ringkern aufgebaut werden; L3 = 80 Wdg., L4 = 50... 60 Wdg.; CuL-Draht 0,1 mm. Die Strom¬ versorgung besteht aus 2 Knopfzellen, da die gesamte Schaltung nur 3 ... 4 mA aufnimmt. Literatur Bornowolokow , E. P./Frolow, W. W.: Radioamateurschaltungen, Verlag Technik, Kiew 1979, Seite 95/96 216 Ing. Dieter Midier Baugruppen für einen Stereoverstärker Es werden mit Siliziumbauelementen bestückte NF-Baugruppen beschrie¬ ben, die entweder wie beim Mustergerät zu einem Stereoverstärker zusam¬ mengefügt oder auch einzeln bzw. in Kombination mit anderen Baugruppen eingesetzt werden können. Die Aufteilung der Stufen in Baugruppen bzw. Leiterplatten entspricht der üblichen Unterteilung nach: Vorverstärker (ein¬ schließlich Umschaltung für die unterschiedlichen Eingänge) - Klangregel¬ verstärker - Endverstärker. Der Aufbau des beschriebenen Stereoverstär¬ kers erfolgte auf Leiterplatten aus dem Sonderangebot des Handels (vom Stereoverstärker CX 30 der PGH Fernseh-Radio, Berlin, einem Vorläufer des bekannten Stereoverstärkers HiFi 50). Stromlauf plan Bild 1 zeigt den Stromlaufplan des Stereoverstärkers. Neben den üblichen Stufen: Vorverstärker - Klangregelverstärker - Endverstärker ist eine zu¬ sätzliche NF-Verstärkerstufe erforderlich. Wegen der hohen Verstärkung und Grenzfrequenz der Si-Transistoren und infolge des gedrängten Aufbaus neigt ein solcher Endverstärker zum Schwingen, so daß die Gesamtverstär¬ kung der Endstufe herabgesetzt werden muß. Die Verwendung von vor¬ handenen Leiterplatten bringt zwar den Vorteil der Zeitersparnis beim Auf¬ bau, aber auch den Nachteil, daß man auf die Schaltungskonzeption des Ur¬ sprungsgeräts Rücksicht nehmen muß. ln allen Baugruppen entsprechen die Kurzzeichen für die Bauelemente weitgehend dem CX 30 (Bild 2). Ein eventueller Nachbau auf Leiterplatten dieses Geräts wird dadurch sehr er¬ leichtert. Da für das Mustergerät im wesentlichen Si-npn-Transistoren ver¬ wendet wurden, mußte sinnvollerweise auch der Minuspol der Speisespan¬ nung als Bezugspotential dienen und liegt daher an Masse. Endverstärker Die Schaltung des Endverstärkers entspricht einer Quasi-Komplementär- Endstufe mit npn-Leistungstransistoren (T8, T10) der Serie KU 605 / Vorverstärker mit Tastensatz (Leiterplatte I) Linker Kanal gezeichnet Rechter Kanal auf gleicher Leiterplatte ( 219 Bild 2 Schaltung des linken Kanals des Stereoverstärkers CX 30 entsprechend [8]; a - Vorverstärker und Klangregelung, b - Endstufe KU 606 aus der CSSR [1]. Das gegenphasige Steuersignal für die End¬ transistoren erzeugt ein (selbst ausgemessenes) npn-pnp-Treibertransistor- paar (T7, T9) SF 123 -KF 517 (CSSR). T6 liefert diesen das NF-Signal und stabilisiert über eine Gleichstromgegenkopplung R43/R44 den Arbeitspunkt der Endstufe bzw. die Höhe der Mittenspannung U M . T5 stellt eine Vorstufe dar, die über C26/R51 und R39 und den Emitterwiderstand R 38 in die Ge¬ samtgegenkopplung des Endverstärkers mit einbezogen ist. Der Vorteil von Si-Leistungstransistoren gegenüber Ge-Transistoren liegt vor allem in ihrer höheren thermischen Belastbarkeit, woraus ein wesentlich kleineres Kühlblech resultiert [1]. Die beim Mustergerät verwendeten Kühl¬ bleche (Bild 3a) mit einer Flache von 49,5 cm 2 erlauben eine Verlustleistung eines Endtransistors von etwa 6 W bei einer Umgebungstemperatur von 45 C C. Mit dem etwas größeren Kühlblech (Bild 3b) kann die Verlust¬ leistung bis 7 W betragen. Bild 4 zeigt in grafischer Darstellung die gemessenen Werte der Endstufe bei unterschiedlichen Betriebsspannungen U B und Lastwiderständen R L von 4 bzw. 6 fi bei Aussteuerung mit Sinussignal. Die Schnittpunkte A, G und D 221 rU 3 4 i t>3,6 -d/Ub i t fcj ! 1 .77. 1 - l i CM! ♦ * n i I i -i- o T co 18 W mit einem Kühlstern versehen werden. Mit R42 wird der Ruhestrom einer Endstufe auf etwa 25 mA eingestellt, mit 7?43 die Mittenspannung U M auf }U B . Weitere Hinweise für die Inbetrieb¬ nahme sind aus [I] und [2] zu entnehmen. Zusatzverstärker Der Endverstärker benötigt ähnlich wie der des HiFi 50 ein etwa zehnmal so großes Eingangssignal wie der CX 30 (Bild 2). Sollte die Aufteilung auf die einmal vorhandenen Leiterplatten beibehalten werden, ist eine zusätzliche Stufe mit einer etwa zehnfachen Verstärkung erforderlich (Bild 1). Sie wurde auf einer kleinen Universalleiterplatte aufgebaut. Im Gegensatz zu den End¬ stufen befinden sich bei dieser und den vorangehenden Stufen beide Kanäle (links und rechts) auf gemeinsamen Leiterplatten. 224 Baut man den Verstärker auf selbst angefertigten Leiterplatten auf, so < wird die zusätzliche Stufe sinnvollerweise an den Klangregelverstärker gleich mit «angehängt» [3], [4] und [5]. Klangregelverstärker Die Schaltung des Klangregelverstärkers zeigt eine Emitterstufe mit einer etwa zehnfachen Verstärkung und nachgeschaltetem f^C-Netzwerk. Sie ent¬ spricht bis auf die Polarität der Betriebsspannung und daraus resultierenden kleinen Änderungen der Schaltung nach Bild 2. Selbstverständlich ist es, daß man in dieser Stufe beide Kanäle räumlich nicht trennen darf, da die Einstellwiderstände für Balance (R22), Lautstärke (R23), Tiefen (7?30) und Höhen (/?33) Tandemverstellwiderstände sein müs¬ sen, das sind mechanische Bauteile, die elektrische Schaltelemente für beide Stereokanäle enthalten. Das Klangregelnetzwerk ist niederohmig ausgelegt (lO-kD-Potentiometer). Das erlaubt gegenüber hochohmigen Varianten et¬ was längere Zuleitungen. Dadurch ist es möglich, auch zufällig erhältliche Tandemschichtschiebewiderstände dieser Größe einzusetzen (Bild 6). Origi¬ nal ist die Leiterplatte für Tandemschichtdrehwiderstände der Größe 2 (ent¬ sprechend [6], Bild 34) ausgelegt. Wenn man diese verwendet, läßt sich das Netzwerk hochohmiger auslegen, z.B. mit 100-kQ-Drehwiderständen, ähn¬ lich [3], [4] und [5], Die Tandemschiebe widerstände wurden beim Mustergerät mit Teilen des Reißmann -Baukastensystems befestigt. Bild 6b zeigt die Ansicht auf die Bedienelemente. Vorverstärker Die Schaltung des Vorverstärkers wurde gegenüber Bild 2 stark vereinfacht. Auf die direkte Anschlußmöglichkeit eines magnetischen Plattenspielabtast¬ systems wird verzichtet, da neuere Geräte mit solchen Systemen bereits einen Sehneidkennlinien-Entzerrerverstärker enthalten. Der eigentliche Vor¬ verstärker ist ähnlich wie beim HiFi 50 Quadro-Effekt [5] zweistufig aufge¬ baut. Hierdurch wird die Schaltung sehr übersichtlich. Anzahl und Art der umschaltbaren Eingänge wird wesentlich von dem mehr oder weniger zu- 15 Schubert, Eljabu 81 225 Bild 6 Ansicht des Klangregeherstärkers mit Schiebereglern; a - Ansicht auf die Bestiickungsseite der Leiterplatte, b - Ansicht auf die Bedienelemente fällig erhältlichen Tastenschalter bestimmt. Beiden Eingängen Phono, Radio und Magnetband ergibt sich die Verstärkung v' aus der Gegenkopplung [7] mit: , ^ R8_ _ 8200 ~ Rll ~~ 620 13fach. Der Eingangswiderstand wird im wesentlichen durch R 3 (470 kß) gebildet. Beim Eingang Spezial II (50 mV) besteht der gleiche Gegenkopplungsgrad und damit die gleiche Verstärkung. Durch den kleineren Vorwiderstand (33 kß an Stelle von 470 kß) ergibt sich eine größere Empfindlichkeit bei 226 kleinerem Eingangswiderstand. Beim Eingang Spezial I (100 mV) wird bei gleicher hochohmiger Eingangsschaltung wie bei Phono usw. die Gegen¬ kopplung herab- und die Verstärkung damit heraufgesetzt. Als Gegenkopp¬ lung wirken die Parallelschaltung von R\2 und 13 in Reihe mit RS. Daraus ergibt sich für v v' RS + (fl 12///? 13) ~ R\ 1 8200 + 16600 Anr , - ä 40fach 620 Die Eingangsempfindlichkeit ist dadurch etwa dreimal so groß wie bei den anderen hochohmigen Eingängen. Am empfindlichsten ist der Mikrofoneingang. Hierbei ergibt sich die Ver¬ stärkung t>': RS + R 12 /(Tl 8200 + 68000 62Ö I23fach. Von allen Eingängen ist dieser der niederohmigste. Bild 7 zeigteineAnsichtdes Vorverstärkers mit Tastenschalter. Wegen der vereinfachten Schaltung bleibt die Leiterplatte verhältnismäßig leer. Ein weiterer Grund hierfür ist der Wegfall der Tasten für das Rumpel- und das Rauschfilter. Das war mit auf den Tastenschalter zurückzuführen, der aus¬ einandergesägt werden mußte, um die unbedingt benötigte «Mono»-Taste an die richtige Stelle zu bekommen. Bild 7 Ansicht des Vorverstärkers auf die Bestiicknngsseite mit den Tasten¬ schaltern 227 Aufbau und Inbetriebnahme Die Stufen kann man, sofern Leiterplatten des CX 30 verwendet werden, auf Grund der beibehaltenen Bauelementekurzzeichen nach dem zum Leiter¬ plattensatzmilgelieferten Bestückungsplan aufbauen. Dabei ist zu beachten, daß zwar die Kurzzeichen, nicht aber die Bauelementewerte übereinstim¬ men: Größere Abweichungen durch Wegfall von Bauelementen ergeben sich im Vorverstärker. Einige der entfallenen Bauelemente werden durch Draht¬ brücken ersetzt. Infolge der umgekehrten Polarität der Speisespannung sind alle Sieb- und Entkoppelkondensatoren umgekehrt (Minus an Masse) einzu¬ löten, Kollektor und Emitter von T4 sind zu vertauschen, und CI7 ist ent¬ sprechend anzuschließen. Die Kühlbleche mit den Endtransistoren werden mit Abstandshülsen von etwa 20 mm Länge auf der Leiterplatte befestigt. Dabei muß man beachten, daß die Befestigungsteile für T8 nur solche Leiterzüge berühren, die + U B - Potential führen und die für T10 nur mit der Mittenspannung in Berührung kommen. Das Leitungsmuster der Endstufe ist so gestaltet, daß die Aus¬ gangsspannung bzw. Mittenspannung in unmittelbare Nähe des Eingangs geführt wird. Der Aufbau der Endtransistoren auf der Leiterplatte (T10 be¬ findet sich unmittelbar über T5) unterstützt das noch. In Verbindung mit den Eigenschaften der Si-Transistoren (hohe Grenzfrequenz) führt das bei Bei¬ behaltung der Empfindlichkeit des Originalgeräts (etwa 60 mV für Voll¬ aussteuerung) zu der bereits beschriebenen Schwingneigung und zu den Maßnahmen zu ihrer Beseitigung. Versuche haben ergeben, daß bei günstigerem Aufbau bzw. besserer räumlicher Trennung von Eingang und Ausgang der Endstufe die Schwing¬ neigung abnimmt. Die Verstärkung der Endstufe kann bei Einsatz einer anderen Leiterplatte durch Verringerung der Gegenkopplung erhöht wer¬ den. Hierzu werden R38 und R46 verkleinert. Die Empfindlichkeit der End¬ stufe läßt sich dadurch eventuell so weit steigern, daß eine geringfügige Ver¬ größerung der Verstärkung von T4 (durch Verkleinern von R26) ausreicht, um auch ohne den Zusatzverstärker Vollaussteuerung der Endstufe zu er¬ reichen. Die Originalleiterplatte bringt also nicht nur Vorteile. Beim Aufbau der Klangregelstufe bringt die Originalleiterplatte dann den größten Nutzen, wenn auch die dafür vorgesehenen Tandemschichtdreh¬ widerstände der Baugröße 2 [6] zur Verfügung stehen. Die Leiterplatte für den Vorverstärker (Bild 7) zeigt relativ viel ungenutzte Fläche. Sofern sich nicht ein annähernd passender Tastenschalter beschaffen läßt (auch das Mustergerät hat keinen Originaltastensatz), kann es zweckmäßiger sein, den Vorverstärker auf einer Universalleiterplatte und damit auch raumsparen¬ der aufzubauen. Steht ein Tastensatz mit nur 5 bzws 4 abhängigen Tasten zur Verfügung, sollte einer der Eingänge Spezial 1 bzw. Spezial fl oder beide entfallen. Sofern außer dem Eingang Spezial I auch noch der Mikrofon¬ eingang entfallen kann, vereinfacht sich die Schaltung wesentlich. Die Gegenkopplung wird nicht mehr umgeschaltet. Einziger Gegenkopplungs¬ widerstand ist dann R8, R 12 wird durch eine Drahtbrücke ersetzt. 228 Bei der Verdrahtung des Gesamtgeräts ist zu beachten, daß man für die Minusleitung einen möglichst großen Querschnitt vorsieht (mindestens 1-mm-Schaltdraht) und diese vom Netzteil über die Endstufe entgegen dem Signalfluß bis zum Vorverstärker geführt wird. Die Signalleitungen zwischen den einzelnen Stufen sind gegebenenfalls abzuschirmen. Die Inbetriebnahme ist relativ unproblematisch, sofern die Hinweise für die Endstufe beachtet werden. Von Vorteil ist bei der Inbetriebnahme aller Stufen ein NF-Generator. Alle Stufen beider Kanäle sind auf jeweils paar¬ weise annähernd gleiche Verstärkung durch Ändern der Gegenkopplung abzugleichen. Literatur [1] Miilter, D.: NF-Leistungsstufen mit Siliziumtransistoren, Elektronisches Jahrbuch 1973, Militärverlag der DDR, Berlin 1972, Seite 204 bis 214 [2] Müller, D.: HiFi-Verstärker mittlerer Ausgangsleistung mit modernen Si- Bauelementen, Elektronisches Jahrbuch 1974, Militärverlag der DDR, Berlin 1973, Seite 235 bis 245 [3] Stereoverstärker HiFi 50, Mitteilung der PGH Fernseh-Radio Berlin, radio- fernsehen-elektronik, 23 (1974) Heft 5, Seite 150 bis 151 [4] Wiltz,J.: Reparaturhinweise für den Stereoverstärker «HiFi 50 Quadro- Effekt», radio-fernsehen-elektronik, 25 (1976), Heft 17, Seite 561 bis 564 [5] Stereoverstärker «HiFi 50 Quadro-Effekt», radio-fernsehen-elektronik, 25 (1976), Heft 23, Seite 762 bis 763 [6] Schubert, K.-H.: Veränderbare Widerstände, Elektronisches Jahrbuch 1977, Militärverlag der DDR, Berlin 1976, Seite 290 bis 311 [7] Müller, D.: Transistorisierte NF-Vorverstärkerbausteine, Elektronisches Jahrbuch 1970, Deutscher Militärverlag, Berlin 1969, Seite 204 bis 220 [8] Schaltbild CX 30, PGH Fernseh-Radio Berlin Ing. Harro Kühne Zwei Spannungs- F requenzumsetzer für Gleichspannungen Das besondere Merkmal der beiden nachstehend beschriebenen Spannungs- Frequenzumsetzer ist ihr geringer schaltungstechnischer Aufwand im Ver¬ gleich zu bekannten Lösungen. Die einfache Umsetzervariante wurde aus¬ schließlich für positive Eingangsspannungen ausgelegt. Nur wenig mehr Bauelemente sind für den zweiten Spannungs-Frequenzumsetzer erforder¬ lich, der Gleichspannungen beliebiger Polarität umsetzen kann. Die Polari¬ tät wird automatisch mit einer Lumineszenzdiode angezeigt. Der nur posi¬ tive Eingangsspannungen verarbeitende Spannungs-Frequenzwandler wurde für einen Eingangsspannungsbereich von U c = 0 ... 2 V dimensioniert. Der zweite Umsetzer verarbeitet Eingangsspannungen innerhalb der Grenzen ±U e = 0 ... 0,5 V. Die genannten Eingangsspannungsbereiche dürfen um maximal 20% überschritten werden. Der Linearitätsfehler war bei beiden Umsetzern etwa identisch und unterschritt die 0,1-%-Grenze. Die Aus¬ gangssignale der beiden Spannungs-Frequenzumsetzer sind schmale positiv gerichtete Impulse, deren Folgefrequenz der Eingangsspannung proportio¬ nal ist. Die Impulsamplitude betrug U„ = 5 V, so daß das Ausgangssignal der Umsetzer direkt von TTL-Schaltungen weiterverarbeitet werden kann. Die Umsetzkonstante betrug bei beiden Spannungs-Frequenzwandlern f.JU c = 10 kHz/V. Die Eingangswiderstände bzw. die Eingangsströme sind nur von dem verwendeten Typ für den Eingangs-Operationsverstärker ab- +Ug,=5V TI KF517B m Bild 1 Stromgesteuerter Transistor¬ sperrschwinger 230 hängig. Bei der Verwendung von Operationsverstärkern mit SFET- oder MOSFET-Differenzeingangsstufe können Eingangswiderstände in der Größenordnung von R e = 10 9 ß leicht realisiert werden. Vorteilhaft sind die niedrigen Speisespannungen von + U sl = 5 V und — U s2 = 5 V. Beide Spannungs-Frequenzwandler haben als eigentliche Umsetz¬ baugruppe einen stromgesteuerten Transistorsperrschwinger, dessen Strom¬ laufplan Bild 1 zeigt. Gegenüber anderen ström-oder spannungsgesteuerten Generatoren hat der Transistorsperrschwinger trotz seines geringen Bau¬ elementeaufwands eine ausreichende Linearität zwischen dem Steuerstrom und der erzeugten Impulsfrequenz, einen großen möglichen Frequenz¬ umfang, er betrug bei dem Erprobungsmuster Am.u//ämin = 50- 10 3 , und eine relativ gute Stabilität der Impulsfrequenz gegenüber Änderungen der Umgebungstemperatur. Speisespannungsänderungen wirken sich auf die er¬ zeugte Impulsfrequenz nahezu proportional aus, so daß die Speisespan¬ nung des Sperrschwingers unbedingt gut stabilisiert sein muß. Sehr brauch¬ bar sind zu diesem Zweck Festspannungsstabilisatoren mit U S i = 5 V des Typs AM 7805. Der stromgesteuerte Sperrschwinger besteht aus TI, CI, R 1, Dl und dem Impulsübertrager Tri. Die Stromquelle liefert den Steuerstrom Ist und soll bei der jetzt folgenden Beschreibung des Sperrschwingers zunächst nicht näher betrachtet werden. Wichtig ist nur, daß die Stromquelle den Umlade¬ strom für CI und den Basisstrom für TI zur Verfügung stellt. Im Einschalt¬ moment ist der Kondensator CI zunächst nicht geladen. Über die Wick¬ lung w2 von Tri fließt der Steuerstrom auf den Kondensator CI und lädt diesen auf eine, bezogen auf den positiven Pol der Speisespannung, negative Spannung auf. Erreicht die Spannung über dem Kondensator CI die Basis- Emitter-Schwellspannung des Transistors TI, so fließt in die Basis dieses Transistors ein Basisstrom, und TI beginnt zu leiten. Die dabei über der Kollektorwicklung w\ liegende Spannung wird sofort, entsprechend dem Übersetzungsverhältnis ii = w2/wl, auf die Wicklung w2 übertragen. Da¬ durch vergrößert sich der Basisstrom von T1. Dieser fließt über den Konden¬ sator CI und lädt diesen auf eine, bezogen auf den Emitter von TI, positive Spannung auf. Der Ladestrom nimmt dabei exponentiell ab. Im Augenblick des Durchsteuerns von TI steigt dessen Kollektorstrom wegen der Induktivi¬ tät im Kollektorkreis etwa linear an. Wenn der Übertrager seine Sättigung erreicht, steigt der Kollektorstrom von TI dagegen sehr steil an. Da gleichzeitig aber, wie oben gesagt, der •Basisstrom abnimmt, reicht zu einem bestimmten Zeitpunkt die Strom¬ verstärkung des Transistors TI nicht mehr zu seiner Sättigung aus. Die Spannungen über beiden Wicklungen brechen zusammen, und der Tran¬ sistor TI wird gesperrt. Die in dem Übertrager Tri gespeicherte Energie fließt über die Freilaufdiode Dl ab. Der Transistor TI sperrt so lange, bis der Kondensator CI von dem Steuerstrom Ist entladen und bis auf die Basis- Emitter-Schwellspannung von TI aufgeladen wurde. Dann beginnen die be¬ schriebenen Vorgänge von vorn. Das Ergebnis dieser Arbeitsweise sind sehr schmale positive Impulse mit konstanter Impulsbreite t,. Die Abstände t p 231 zwischen den einzelnen Impulsen sind eine Funktion des Steuerstroms. Die Impulsamplitude ist etwa gleich der Speisespannung C/ S i ■ Die zeitliche Dauer der Ausgangsimpulse ist abhängig von dem Kern¬ material für Tri und der Induktivität der Wicklung w 1. Die Zeit q muß für die genannten Anwendungsfälle immer sehr klein gegenüber der minimalen Impulspause t p sein: h < V (1) In dem in Bild 1 dargestellten Sperrschwinger wird für Tri ein Ringkern¬ transformator benutzt. Der Kern hat die Abmessungen: Außendurchmesser 10 mm, Innendurchmesser 6 mm und Höhe 3 mm. Der Kern trägt die Wick¬ lungen w 1 = 25 Wdg. (0,3-mm-CuL) und w2 = 20 Wdg. (0,3-mm-CuL). Die Induktivität von w 1 ist L wl = 320 ;xH. Mit diesem Übertrager beträgt die gemessene Impulsbreite 0 = 3 [xs. Der Widerstand RI begrenzt den maximal möglichen Kollektorstrom von TI auf/ CTlma „ = 0,5 A.DerSteuer- strom /st konnte bei dem Erprobungsmuster Werte zwischen hx = 0,2 |xA und 4t = 10 mA annehmen. Die Zeiten für die Pausen zwischen den Im¬ pulsen veränderten sich dabei von t p = 0,94 s bis herab zu t v = 19 [rs. Der Transistor TI sollte hohe zulässige Werte für den Kollektor- und den Basis¬ strom haben. Sehr wichtig ist aber ein möglichst geringer Sperrstrom der ge¬ sperrten Basis-Emitter-Diode. Diese Eigenschaft ist zur Sicherung einer aus¬ reichenden Linearität im Anfangsbereich des Steuerstroms erforderlich. Nur dann wird der Kondensator CI mit sehr kleinen Strömen, sie liegen in der Größenordnung von /st » 1 [tA, umgeladen. Die Berechnung der Impulsfrequenz f ä ist unter Verwendung der Zeiten t, und t p möglich. Es gilt die Beziehung: 1 0 + t P ( 2 ) /in Hz, T bzw. t in s. Die Zeit t p ist dem Kehrwert des Steuerstroms / st proportional. Zur Berech¬ nung von t p geht man vom Verlauf der Spannung an der Basis des Tran¬ sistors TI aus. Zu Beginn der Umladung des Transistors TI, also am Ende der Zeit /, hat die Basisspannung von TI den Wert I/ BT n: Übtii = t4i “b f/ sl * ii — Uß eti • (2) Am Ende der Umladephase ist die Spannung an der Basis von TI bis auf I/ B Ti 2 abgesunken: Ubti2 = Chi ~ I/heti ■ (4) Für die Spannungsänderung A(7 BT1 an der Basis des Transistors TI ergibt sich aus Gl.(3) und Gl.(4): AI/ B ji = I/ B xii — I/ B ti2 = ti' (5) 232 SAY12 Bild 2 Stromgesteuertcr Transistor - Sperrschwinger mit linearisierter Steuer - kennlinie Damit erhält man für die Pausenzeit r v die Beziehung: _ ü • U sl • CI ( 6 ) Die Spannungsänderung U BTl sollte Werte von t/ BTl = 4 V nicht über¬ steigen, weil sonst auf Grund des Basis-Emitter-Sperrstronis von TI die Linearität bei kleinen Strömen von 4t schlechter wird. Für die Frequenz/, ergibt sich durch das Einsetzen der Gl.(6) in Gl.(2) die folgende Abhängig¬ keit von dem Steuerstrom: / =_ hi _ h _ a ü • U S1 - CI \ Ü-U sl -C\r Auf Grund der Impulsdauer q, in der der Kondensator CI neu aufgeladen wird, weist die Steuerkennlinie einen Linearitätsfehler auf. Eine ausreichende Linearität der Steuerkennlinie kann nur gewährleistet werden, wenn das Verhältnis t-Jt p auch an der Stelle /i,sehr klein gegenüber dem Wert 1 ist. Bild 2 zeigt eine einfache Möglichkeit zur Linearisierung der Steuerkenn¬ linie eines Transistorsperrschwingers. Abweichungen ergeben sich nur durch die zusätzlichen Bauelemente D2 und R2. Die Funktionsweise dieses Sperr¬ schwingers ist mit dem in Bild 1 weitgehend identisch. Innerhalb der Zeit t,, in der der Kondensator CI aufgeladen wird, überbrückt die Diode D2 den zusätzlichen Widerstand. Ohne diese Diode würde der Kondensator CI, be¬ sonders wenn R2 relativ große Werte aufweist, auf eine erheblich geringere Spannung als bei dem Sperrschwinger nach Bild 1 aufgeladen werden. Inner¬ halb der Zeit t p fließt der Steuerstrom auch durch den Widerstand R2 und erzeugt über diesen den Spannungsabfall U R2 : U R2 = R2I st . (8) Der Spannungswert U R2 muß von der Spannung U Kl ,, zu Beginn der Um- 233 ladung von CI subtrahiert werden, und für die Basisspannung f/ BT11 zu Beginn der Zeit t p gilt deshalb: ^btii — £4i + C S itS — t/ BET1 — 4 ( /?2. Für die Zeitdauer r p ergibt sich aus Gl.(4), Gl.(5) und Gl.(9): 4 f'C s ,C 1 4i «2C1. (9) ( 10 ) Das Einsetzen dieser Beziehung in die Gl.(2) liefert: 1 /a = 4t - Ä2C1 + Für die Zeitkonstante R2C1 gilt nun die nachstehende Vorschrift: R2CI = ü. Bei dem Einhalten der Gl.(12) vereinfacht sich die Gl.(11) zu: 01) ( 12 ) /a = 4t HU SI C 1 ' (13) Entsprechend dieser Gleichung ist also nun die Frequenz des Sperrschwin¬ gers eine lineare Funktion des Steuerstroms. Auch in den Bällen, in denen die Bedingung Gl. (12) nur genähert erfüllt wird, kann ein erheblich kleinerer Wert für die relative Nichtlinearität erwartet werden, als das ohne die be¬ schriebene Kompensation möglich wäre. Aus diesem Grund wurde der in Bild 2 dargestellte Transistorsperrschwinger in den nachstehend beschriebe¬ nen Spannungs-Frequenzumsetzern benutzt. Der in Bild 3 gezeigte Spannungs-Frequenzumsetzer verarbeitet nur posi¬ tive Eingangsgluichspannungen von + U c = 0 ... 2 V, und seine Umsetz- Bild 3 Spamumgs-Frequenz- wandler für positive Eingangsspamumgen 234 konstante beträgt fJU c = 10 kHz/V. Zusätzlich zum schon ausführlich be¬ schriebenen Sperrschwinger ist eine Baugruppe erforderlich, die die an¬ liegende Eingangsspannung in einen ihr proportionalen Strom umwandelt. Diese Aufgabe übernehmen der Operationsverstärker IS1 und TI, die in diesem Fall als spannungsgesteuerte Stromquelle Zusammenarbeiten. Die hohe Verstärkung von IS1 bewirkt, daß die Eingangsspannung und die Emit¬ terspannung des Transistors TI identisch sind. Für den sich dabei in TI ein¬ stellenden Emitterstrom / ET] gilt: Als Steuerstrom für den Transistorsperrschwinger wirkt aber der Kollcktor- strom / c xi, es folgt daher: /cri= U r ~- ' (l ~ (151 Ri -(- R4 \ ßjil Der Kollektorstrom / CT1 hängt also linear von der Eingangsspannung U c ab, wenn die Stromverstärkung ß T1 des Transistors TI konstant ist. Die Strom¬ verstärkung ist aber einmal von der Umgebungstemperatur und zum ande¬ ren von dem Kollektorstrom abhängig. Der erste Einfluß wirkt sich auf die Temperaturstabilität der Spannungs-Stromumsetzung aus. Die zweite Ab¬ hängigkeit verursacht einen Linearitätsfehler. Im Interesse einer nur unbe¬ deutenden relativen Nichtlinearität der Spannungs-Stromumsetzerbau¬ gruppe müssen für TI Exemplare mit hoher und möglichst vom Kollektor¬ strom unabhängiger Stromverstärkung genutzt werden. Der in Bild 3 an¬ gegebene Typ erwies sich als brauchbar. R5 wird entsprechend der Vorschrift Gl.(12) abgeglichen. Man ermittelt zu diesem Zweck mit einem Oszilloskop die Impulsbreite q, die sich bei einem Kurzschluß von Dl einstellt. Anschließend setzt man den mit der Gl.(12) errechneten Wert in die Schaltung ein und prüft erneut. Gegebenen¬ falls muß dieser Abgleich von R5 noch einmal wiederholt werden. Nach dieser Einstellung kompensiert man mit dem Einstellregler /?l die Offset¬ spannung des Operationsverstärkers 1S1. Bei kurzgeschlossenem Eingang wird RI so eingestellt, daß die Frequenz an A den Wert von f, = 10 Hz unterschreitet. Anschließend verbindet man den Eingang des Spannungs- Frequenzumsetzers mit einer positiven Gleichspannung von U c = 2 V und verändert R4 so lange, bis sich eine Impulsfrequenz von fl, = 20 kHz ergibt. Für den Operationsverstärker IS1 wurde ein Typ mit SFET-Eingangs- stufe genutzt. Diese Lösung sichert automatisch einen extrem geringen Ein¬ gangsstrom und damit einen großen Eingangswiderstand des Umsetzers. Natürlich sind auch andere Verstärker (A 109 B oder, besser, MAA 741) geeignet. Es muß aber bei diesen Ausführungen beachtet werden, daß der Eingangsruhestrom bei der Messung an hochohmigen Spannungsquellen Fehler verursacht. Vorteilhaft ist es deshalb, wenn man bei Operations¬ verstärkern mit bipolarer Eingangsstufe zusätzlich einen diskret realisierten Differenzvorverstärker mit SFET oder MOSFET verwendet. 235 KM UD8A SAY1Z Bih! 4 Spannimgs-Freqttenzwandler für Eingangsspannungen beliebiger Polarität Einen Spannungs-Frequenzumsetzer für Gleichspannungen beliebiger Polarität und deren automatischer Anzeige stellt der Stromlaufplan in Bild 4 dar. Der Eingangsspannungsbereich dieser Schaltung beträgt ± U Q = 0 ... 0,5 V. Die Umsetzkonstante hatte den Wert fJU e = 10 kHz/V. Der Operationsverstärker IS1 arbeitet bei diesem Schaltungsvorschlag wechselseitig, je nach vorliegender Polarität der Eingangsspannung, mit TI oder T2 als spannungsgesteuerte Stromquelle. Die der Eingangsspannung proportionalen Kollektorströme von TI und T2 steuern je einen Sperr¬ schwinger, deren Transformatoren die zusätzliche Wicklung w>3 tragen. Gegenüber dem Massepotential liegen über den Wicklungen »v3 von Tri oder Tr2 bei positiver bzw. negativer Eingangsspannung positive Impulse, die das Oder-Gatter aus den Dioden D5 und D6 sowie R9 dem gemeinsamen Ausgang A zuleitet. Liegt am Eingang E eine positive Gleichspannung, dann arbeitet T2 zusammen mit dem Operationsverstärker IS1 als spannungs¬ gesteuerte Stromquelle. Die Diode Dl ist in Durchlaßrichtung gepolt. Die Lumineszenzdiode D2 sperrt und leuchtet deshalb nicht. Die positive Basis- Emitter-Spannung des Transistors T2 liegt auch an der Basis-Emitter- Strecke von TI und wirkt für diesen Transistor als Basis-Emitter-Sperr- spannung. In TI fließt deshalb kein Kollektorstrom, und der Sperrschwinger 236 mit T4 ist ausgeschaltet. Der Kollektorstrom des Transistors T2 fließt als Steuerstrom zum Sperrschwinger mit dem Transistor T3. Die Arbeitsweise des Spannungs-Frequenzumfetzers ist also im Bereich positiver Eingangs¬ spannungen identisch mit der des Umsetzers nach Bild 3. Für die Frequenz 4 an A gilt: = _j4a (16) a (R6 + RT) f/ SI (/ Trl CI Negative Eingangsspannungen führen zu einem Anstieg der Ausgangsspan¬ nung von IS1 in negativer Richtung. Die Lumineszenzdiode ist in Durchla߬ richtung gepolt, diese leitet und zeigt durch ihr Aufleuchten die negative Polarität der Eingangsspannung an. Für den Flußstrom / t l)2 der Lumines¬ zenzdiode, er bestimmt die Flelligkeit der Diode D2, gilt die Gleichung: 7fD2 = u c + ^BETl R5. Die Helligkeit ist bei dieser einfachen Lösung von der Größe der jeweiligen Eingangsspannung abhängig. Dieser Nachteil wurde im Hinblick auf den geringen Bauelementeaufwand für die Polaritätsanzeige in Kauf genommen. Als Emitterwiderstände des Transistors TI wirken bei negativen Eingangs¬ spannungen nicht nur R6 + R 7, sondern die Summe von R3, R4, R6 und R 7. Die zusätzlichen Widerstände sind notwendig, um die Umsetzkonstante im negativen Spannungsbereich unabhängig von dem Abgleich bei posi¬ tiven Eingangsspannungen einstellen zu können. Der impulsfrequenzbestim¬ mende Kondensator C3 des bei negativer Eingangsspannung wirksamen Sperrschwingers wurde etwas kleiner als CI dimensioniert. Für gleiche Fre¬ quenzen erfordert deshalb der Sperrschwinger mit dem Transistor T4 einen geringeren Steuerstrom als der Sperrschwinger mit dem Transistor T3. Aus dieser Tatsache resultiert bei betragsgleichen Eingangsspannungen ein grö¬ ßer Emitterwiderstand für den Transistor TI .Dieser Zusatzwiderstand wurde i veränderlich ausgeführt, um einen für positive und negative Eingangsspan¬ nungen getrennten Abgleich des Spannungs-Frequenzumsetzers vornehmen zu können. Für die Frequenz / a gilt bei negativer Eingangsspannung die Gleichung: _ -t/e-d - 1/ftn) _ (R3 + R4 + R6 + R7) • - U S2 • « T ,2 ' C3 (17) Der Abgleich des Spannungs-Frequenzumsetzers beginnt mit dem Null¬ punktabgleich. Dieser Einstellvorgang wird mit dem Regler RI analog wie bei dem in Bild 3 dargestellten Umsetzer durchgeführt. Anschließend stellt man mit RI bei einer positiven Eingangsspannung von + U c = 0,5 V die Frequenz an A auf den Wert.4 = 5 kHz ein. Bei negativer Eingangsspan¬ nung nimmt man dann diesen Abgleich mit dem Regler R4 vor. 237 Dipl.-Ing. Frank Roscher Zur Verwendung des Operationsverstärkers in Gleichspannungsnetzteilen Die Kette der mannigfaltigen Anwendungsmöglichkeiten von Operations¬ verstärkern (nachfolgend nur noch kurz OV genannt) soll in diesem Beitrag um ein weiteres Glied erweitert werden. Der Beitrag vermittelt Einsatz¬ hinweise von OV in Gleichspannungsnetzgeräten. Forderungen an Gleichspannungsnetzgeräte Allgemein werden an ein hochwertiges Speisegerät folgende Forderungen gestellt: - die Eingangs-Wechselspannung (Netzspannung) muß um etwa ±10% variieren können, ohne daß davon die Ausgangs-Gleichspannung nennens¬ wert beeinflußt wird, - der Innenwiderstand des Netzgeräts R, = UJI A sollte niedrig sein (Größenordnung kleiner 50 rnQ), - der Wirkungsgrad soll hoch sein, -die Restwelligkeit der Ausgangs-Gleichspannung sollte unter 20mV liegen, - das Netzgerät sollte kurzschlußfest sein. Diese eben genannten Anforderungen sind in der Industrie-Elektronik an der «Tagesordnung». Im Amateurbereich sind sie nicht die alles entschei¬ denden Entwurfsfaktoren, obwohl auch der Amateur nach hochwertigen Geräten beim Selbstbau strebt. Der Regelverstärker Die erste angeführte Forderung bedeutet für die Praxis, daß ein Regel¬ verstärker vorgesehen werden muß. Damit wird gleichzeitig die zweite For¬ derung erfüllt, denn ein Regelverstärker hat für die Schaltung einen niedri¬ gen Innenwiderstand zur Folge. Die funktionellen Zusammenhänge lassen sich an Hand des Prinzipstromlaufplans (Bild 1) erläutern. Das Stellglied (der Längstransistor) hat die bekannte Aufgabe. Es stellt einen veränder¬ baren Widerstand dar, der in Abhängigkeit von der Eingangsspannung U E 238 Bild 1 Prinzipschaltbild eines Serienreglers mit Regeluerstiirker sowie der Belastung gesteuert wird. Der Regelverstärker muß eine Anord¬ nung sein, die zwei Eingänge und einen Ausgang hat. Den einen Eingang beaufschlagt man mit der Sollspannung (die Referenzspannung), während an den anderen Eingang die Ist-Spannung angelegt wird. Den Ist-Wert bildet ein der geregelten Ausgangsspannung proportionaler Spannungswert. Der Regelverstärker hat nun die Aufgabe, beide Spannungen miteinander zu vergleichen. Sobald beidevoneinander abweichen.gibter ein entsprechen¬ des Steuersignal an das Stellglied. Die Referenzquelle ist im einfachsten Fall eine Z-Diode mit Vorwider¬ stand. Man sollte aber beachten, daß die Konstanz der Ausgangsspannung direkt von der Qualität der Referenzspannungsquelle abhängig ist. Und noch ein wichtiger Fakt: Der Regelverstärker kann und soll nur dann ein Steuersignal abgeben, wenn zwischen beiden Eingängen eine Spannungs¬ differenz herrscht. Je höher seine Verstärkung ist, desto niedriger wird der Fehler sein, denn genau genommen sollen Ist-undSoll-Spannung gleich sein. Daher bedeutet hohe Verstärkung des Regelverstärkers einen guten Stabili¬ sierungsgrad. So ist es u. a. möglich, mit einem OV als Regelverstärker die Ausgangs-Gleichspannung auf weniger als 1 mV konstantzuhalten. Noch höhere Konstanz zu verlangen ist wenig sinnvoll, denn dann wird die Frage der Temperaturkompensation schon problematisch. Längsgeregelte Netzgeräte mit OV Bild 3 zeigt die hierfür benutzte (Grund-) Schaltung. Als Vergleich dazu ist dieselbe Anordnung mit Transistoren (Bild 2) nochmals angeführt. In Bild 2 bildet der Transistor T2 den Regelverstärker. Dieser Transistor wird entsprechend Bild 3 durch einen OV ersetzt. Beide Anordnungen sind als äquivalent zu betrachten. Da die Funktion der Schaltung bekannt sein dürfte (s. [2]), sollen hierzu nochmalige Erläuterungen entfallen. Trotz des hochwertigen Regelverstärkers und des guten Stabilisierungs- 239 Serienregler mit Bipolartransistor als Regelverstärker Bild 3 Serienregler mit Operationsverstärker als Regel Verstärker Bild 4 Einfaches Netzgerät mit O V nach [4] faktors beim Einsatz von OV haben längsgeregelte Netzgeräte einen nicht zu unterschätzenden Nachteil, nämlich der verhältnismäßig niedrig liegende Wirkungsgrad. Im Längstransistor TI .wird eine Verlustleistung von P V Ti = 4 ' im Ausgangs-Spannungsteiler ermöglicht die Variation des Ausgangsspannungs¬ wertes. Für die Größe der Ausgangsspannung gilt: Ua = U z • 1 - R 2 + (l - «) r 3 R 4. + öc/?3 Mit der angegebenen Bemessung werden erreicht: Ausgangsspannung U A = 9... 25 V, Ausgangsstrom / A = 0..,100 mA, bei Eingangsspannungen C/ E = 20 ... 30 V. Da der Regelverstärker (OV) meist keine größeren Ströme abgeben kann, ist es für hohe Ausgangsströme erforderlich, den Längstransistor durch eine Kaskadenschaltung zu ersetzen. Bei einer Dreifach-Kaskade kann man z.B.mitnur0,l mA Steuerstrom bereits mehrere Ampere regeln. Bild 5 zeigt ein derartiges Beispiel. In dieser Anordnung wird mit dem Potentiometer PI die Sollspannung eingestellt. Ansonsten ist die Schaltung überschaubar, so TI Bild 5 Stromlaufplanfiir ein Netz¬ gerät mit einstellbarer Ansgangsspannung von 5... 60 V (nach Fairchild- Unterlagen) 16 Schubert, Eljabu 81 241 daß nähere Erläuterungen entfallen können. Noch ein Wort zur Verlust¬ leistung des Stelltransistors TI: Es wurde hier im Original der 2 N 3055 ein¬ gesetzt. Bei einer Eingangsspannung von etwa 70 V gibt die Regelschaltung Gleichspannungen im Bereich von 5 ... 60 V bei Strömen bis zu 5 A ab. Es soll der ungünstigste Fall angenommen werden: Die erwünschten Ausgangs¬ größen mögen U AX = 10 V bei / A = 2 A sein. Dann folgt nach Gleichung (1) Pvti = 2 A (70 V - 10 V) = 2 A ■ 60 V P V T i = 120 W. Diese Verlustleistung ist doch erheblich, so daß beim Aufbau dieser Schal¬ tung entsprechende Transistortypen gewählt werden müssen. Bei einer Ausgangs-Gleichspannung von t/ A = 60 V und I A = 5 A hingegen wird nur eine Verlustleistung von 50 W «verheizt». Damit wird also deutlich, daß die Verlustleistung des Stelltransistors am größten ist, wenn die Ausgangs- Gleichspannung niedrigen Wert aufweist, der Ausgangsstrom aber seinen Maximalwert hat. Somit ist also eine sorgfältige Auswahl des Stelltransistors geboten, wenn der erreichbare Ausgangsspannungs-Bereich von 5 ... 60 V bei Strömen bis 5 A voll «durchfahren» werden soll. In jedem Fall ist TI mit einem Kühlblech entsprechender Größe zu versehen. Abschließend noch ein Schaltbeispiel, daß einen OV mit hohem Aus¬ gangsstrom enthält [5]. Der TAA 861 bringt als maximalen Ausgangsstrom Werte bis zu 70 rnA. Die eigentliche Stabilisierung erfolgt mit dem OV und dem nachgeschalteten Transistor TI (Bild 6). Die Ausgangsspannung wird am Potentiometer P eingestellt. Der nicht invertierende Eingang des OV liegt über R3 an der Referenzspannung von t/ ref = 6.8 V. Über die Gegen¬ kopplung mit dem Potentiometer P gelangt eine der Ausgangsspannung pro¬ portionale Spannung an den invertierenden OV-Eingang. Somit ist die Regelschaltung komplett. Erwähnenswert ist noch die Strombegrenzung. Sie wird realisiert mit Transistor T2 und Widerstand R6. Die Einstellung erfolgt mit R6. Wird die Bedingung ü B et2 = 3 a R6 erfüllt, so schaltet T2 durch und macht somit TI stromlos. Mit U B E ä 0,6 V bei Verwendung des SF 021 wird im Beispiel bei / Amax ~ 60 mA die Aus- gangsstrombegrenzung einsetzen. Bild 6 Stromlauf plan für ein Netzgerät mit Ausgangs¬ strombegrenzung 242 Für höhere Ausgangsströme kann der Emitterfolger-Transistor TI durch größere Typen ersetzt werden (Anpassung mit R5 wird aber erforderlich). Kurzdaten der Schaltung nach Bild 6: Eingangsspannung U E = 15 ... 20 V, Ausgangsspannung U A = 6 ... 19,5 V, Ausgangsstrom / A m a , = 60 mA, Innenwiderstand Ri < 50 mü. Zusammenfassung Der Beitrag sollte informativ zeigen, wie der Operationsverstärker in her¬ kömmlichen Serienreglern eingesetzt werden kann. Beim derzeitigen Stand der Technik ist aber anzunehmen, daß die monolithisch integrierten Span¬ nungsregler künftig derartige konventionelle Netzgeräte der Niederspan¬ nungstechnik ablösen werden. Gerade der international bekannte Typ 723 (u.a. als MAA 723 von TESLA gefertigt) gestattet es schon heute, mit ge¬ ringem schaltungstechnischem Aufwand hochwertige Netzgeräte zu reali¬ sieren. Literatur [1] Jung nicket, H.: Stromversorgung elektronischer Geräte. Reihe «Automati¬ sierungstechnik», Band 167, VEB Verlag Technik, Berlin 1974 [2] Schlenzig/Oettel: Das große Bauplan-Bastelbuch, Reihe «Amateurbiblio¬ thek», Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1976 [3] Pabst, D.: Operationsverstärker, Reihe «Automatisierungstechnik», Band 108, VEB Verlag Technik, Berlin 1971 [4] Pabst , D Moderne Dualspannungsnetzteile, radio-fernsehen-elektronik 25 (1976), Heft 23, Seite 770 [5] Giintner, H.: Ein Operationsverstärker mit hohem Ausgangsstrom, Teil 2, Elektronik 19 (1970), Heft 6, Seite 200 243 Ing. Manfred v. Hoff Geräusch-Integrator Mit dem im folgenden beschriebenen Gerät können Schallquellen über eine bestimmte Zeit überwacht werden. Die Anwendungen sind vielfältig. Es läßt sich z.B. ein Arbeitsplatz, an dem während der Nachtschicht ein be¬ stimmter durchschnittlicher Lärmpegel nicht überschritten werden darf, kontrollieren. Bei Aufführungen kann man das Gerät als «Beifallmeßgerät» verwenden. Beliebige akustische Signalquellen können bei Abwesenheit überwacht werden (z. B. Wohnungsklingel, Telefon usw.). Der Verfasser be¬ nutzte das Gerät zur Überwachung des Kinderzimmers. Weitere Anwen¬ dungen bleiben den Amateuren und Neuerern in Betrieben überlassen. Meßprinzip Durch ein Mikrofon werden die Geräusche aufgenommen. Danach wird die gewonnene NF verstärkt und gleichgerichtet. Die Gleichspannung führt man einem Integrator zu, der die Signale integriert. Der integrierte Wert wird mit einem Meßinstrument angezeigt. Ist kein Geräusch vorhanden, bleibt die Anzeige stehen und steigt bei jedem Geräusch je nach Lautstärke weiter an. Bei einer anderen Variante wird ein Zählwerk verwendet, das Impulse zählt, die je nach Lautstärke, in unterschiedlichen Abständen gebildet wer¬ den. Diese Variante ist besonders für Langzeitmessungen geeignet. Variante 1 In Bild 1 ist die Schaltung dargestellt. Verwendet wird eine Kohlemikrofon¬ kapsel vom Telefon. Der einstufige Vorverstärker weist keine Besonder¬ heiten auf. Gleichgerichtet wird mit einer Spannungsverdopplerschaltung, die über PI eine Vorspannung erhält. Die Integration erfolgt mit dem nach¬ geschalteten M/VfeMntegrator. Die Empfindlichkeit läßt sich mit P2 ein- stelien. Als Meßinstrument ist jeder Typ geeignet, der einen Vollanschlag unter 4,5 V hat. Empfindlichere Meßinstrumente sind allerdings günstiger, da die Belastung des Integrators geringer wird. 244 Zum Einstellen von PI ist der Kondensator C auszulöten. PI stellt man dann so ein, daß das Instrument gerade auf 0 steht. Eingeschaltet wird das Gerät mit Sl. Da der Elektrolytkondensator C entladen ist, zeigt das Instru¬ ment zunächst Vollausschlag. Mit der Taste Ta wird die Anzeige auf 0 ge¬ stellt. Der Ladestrom wird dabei als positiver Ausschlag mit angezeigt. Da der Elektrolytkondensator auf die volle Betriebsspannung aufgeladen wird, ist zunächst die Basisspannung am Integrator negativer als die Vorspan¬ nung, über PI und die Dioden gleicht sich das aber nach kurzer Zeit aus. Spricht man während dieser Zeit das Mikrofon an, so ist eine geringere Empfindlichkeit vorhanden. Bei stärkerem Ansprechen läßt sich ein kurz¬ zeitiger negativer Ausschlag beobachten. Das ist der Entladestrom von C. Sollte dieser Effekt störend sein, so können in Reihe zu Tal 3 in Durchla߬ richtung gepolte Siliziumdioden geschaltet werden. Der Nachteil der Variante 1 besteht darin, daß über längere Zeit, je nach 245 Bild 2 Stromlaufplan der Variante 2 Verstärkung von T2 und T3, Beschaffenheit des Elektrolytkondensators und des Kollektorstroms, die Anzeige wieder abfällt. Man kann diesen Effekt mit Feldeffekttransistoren und Tantalelektrolytkondensator verringern. Es bleibt aber der zweite Nachteil, daß bei erreichtem Vollausschlag keine Funktion mehr möglich ist. Variante 2 Mit Variante 2 werden die beiden Nachteile beseitigt. Die Schaltung der Variante 1 wird übernommen, wobei man statt des Meßinstruments einen monostabilen Trigger mit Zählwerk verwendet. Ist infolge der Aufsteuerung von T2/T3 die Spannung am Kollektor T3 so niedrig geworden, daß T4 sperrt, so steuert T5 auf. Das Zählwerk spricht an. Über D3 wird der Inte¬ grator auf 0 gesetzt. Damit das trotz der Restspannung am Kollektor T5, die insbesondere durch den Emitterwiderstand hervorgerufen wird, möglich ist, wurde D4 eingefügt. Wenn die Entladung des Rückkopplungskondensators soweit fortgeschrit¬ ten ist, daß T4 aufzusteuern beginnt, sperrt T5, das Zählwerk fällt ab, und T 4 steuert wieder voll auf. Durch weitere « Schallauf nähme » werden T2 und T3 allmählich wieder aufgesteuert, bis sich der Vorgang wiederholt. Als Zählwerk benutzt man einen Telefongesprächszähler. Obwohl seine Nenn¬ spannung 12 V beträgt, zieht der Zähler mit 4 V noch einwandfrei an. Die Betriebsspannung kann auch höher gewählt werden. Wir klären Begriffe BEGLEITTON 247 Sinus/Rechteck-Generator für einen Frequenzbereich von Wolfgang Wilken 6 Hz bis 800 kHz Bild 1 zeigt die Schaltung des Sinus/Rechteck-Generators. Die IF/'e/i-Brücke wird durch die Kondensatoren CI bis CIO sowie das Tandempotentiometer PI gebildet. Mit dem Schalter S1 wird der Frequenzbereich von 6 Hz bis 800 kHz wie folgt unterteilt: Schalterstellung 1 6 Hz bis 100 Hz, Schalter¬ stellung 2 63 Hz bis 1000 Hz, Schalterstellung 3 620 Hz bis 10 kHz, Schal¬ terstellung 4 4,9 kHz bis 80 kHz, Schalterstellung 5 56,6 kHz bis 800 kHz. Mit dem Tandempotentiometer PI erfolgt innerhalb der Stufen die Fein¬ einstellung der Frequenz. Die Transistoren TI bis T3 üben eine Verstärker¬ funktion aus. Mit R9 gleicht man das Sinussignal, das über C14 am Kollek¬ tor von T3 ausgekoppelt wird, auf gutes Anschwingen und saubere Sinus¬ form im oberen Frequenzbereich ab. Gleichzeitig stellt sich damit die maximal erreichbare Sinusausgangsspannung ein. Die Glühlampe als Kaltleiter be¬ wirkt die Amplitudenstabilisierung, die sich als ausreichend erwies. Bei Um¬ schaltung von S2 gelangt das Sinussignal über R 12 auf den Schmitt- Trigger, der durch die Transistoren T4 und T5 gebildet wird. Mit RI 1 läßt sich die Form des Rechtecksignals einstellen. Am Emitter von T6 wird das Recht¬ ecksignal ausgekoppclt und über S2 dem Spannungsteiler P2 und R23 bis R25 zugeführt. An Buchse «1» läßt sich die von Potentiometer P2 einge¬ stellte Ausgangsspannung unmittelbar abnehmen. An den anderen Buchsen, dem festen Spannungsteiler, ergibt sich eine Teilung von 1:10:100. Bei 1 V an Buchse «xl» ergeben sich an Buchse «x0,l» 100 mV und an Buchse «x0,01» 10 mV. Zur Einhaltung der Werte am geeichten Spannungsteiler und für stabilen Betrieb des Sinusgenerators ist ein stabilisiertes Regelnetz¬ teil erforderlich. Die erreichbare Sinusausgangsspannung beträgt C/ e rr = 3 V, die Rechteckspannung U ss = 8 V. Abweichungen der Sinusausgangsspan¬ nungen innerhalb der Bereiche wurden bei diesem Gerät gemessen und in der Tabelle zusammengefaßt. Die Frequenzen 10 Hz, 100 Hz, I kHz, 10 kHz und 100 kHz sind nicht die Bereichsmittenfrequenzen, entsprechen aber in etwa der Potentiometermittelstellung. Sinusgenerator, Regelnetzteil und Schmitt -Trigger sind auf einer Leiter¬ platte untergebracht. In Bild 2 ist die Außenbeschaltung der Leiterplatte und in Bild 5 ist die Beschaltung des Tandempotentiometers ersichtlich. Bild 4 zeigt die Bestückungsseite der Platine. Die Elektrolytkondehsatoren CI2 und C14 setzen sich jeweils aus zwei parallel geschalteten Kondensatoren 248 3,3 k Bild 1 Stromlaufplan des Sinusj Rechteck-Generators Buchsen xl xO,l xO.Ol Masse von 1000 [j.F/ 16 V zusammen. Ein Elektrolytkondensator befindet sich auf der Bestückungsseite, der andere auf der Leiterseite der Platine. Beim Be¬ stücken der Leiterplatte ist weiter zu beachten, daß der Großteil der Lötösen von der Leiterseite angebracht wird und das 2 Drahtbrücken eingelötet werden müssen. Zur Frequenzfeineinstellung wird ein Tandempotentio¬ meter 2 x 10 kfi lin. verwendet. An das Potentiometer werden hohe Gleich¬ laufeigenschaften gestellt. Vor dem Einbau sollte es mit einem Ohmmeter «durchgefahren» werden. Man stellt schon meist beim Messen an den An¬ schlüssen A und E des Potentiometers und beim Vergleich der vorderen mit der hinteren Widerstandsbahn fest, ob es sich in der Wien -Brücke einsetzen läßt oder nicht. Für die Kondensatoren CI bis CIO sollte man ebenfalls aus¬ gemessene Kondensatorpaare oder zumindest engtolerierte benutzen. Nicht¬ einhalten dieser Punkte führt zu einem hohen Klirrfaktor und schlechten Amplitudengang. Als Transformator kann der handelsübliche Heiztrans¬ formator Typ STT-I 200 V/6,3 V 0,3 A verwendet werden. Nach Entfernen der Heizwicklung werden sekundärseitig 270 Wdg., 0,35-mm-CuL-Draht, neu aufgebracht. Das ergibt am Ladeelektrolytkondensator C18 eine Span¬ nung von 29,5 V, die mit dem Einstellregler R20 auf 26 V am Siebelektrolyt¬ kondensator C17 gebracht wird. Der Transformator läßt sich sehr gut schachteln und durch die Aufteilung des Wickelkörpers ebensogut wickeln. Für die Telefonstecklampe 6 V/50mA, deren Sockel entfernt wurde, kann man auch andere Exemplare, wie 12 V/25 mA oder 24 V/25 mA einsetzen. Diese Lampen, die die Regeleigenschaften der Schaltung wesentlich beein- 250 251 Bild 3 Leitungsfiihrung der Leiterplatte für den Generator CIO 252 O Lötösen auf der Bestückungsseite • Lötösen auf der Leiterseite HZ 680 zu 51 C6...C10 zuSI C1...C5 Masseleitung Tanaempoti Verdrahtung (Ansicht von hinten auf die Kontakte) Bild 5 Verdrahtung des Tandem¬ potentiometers. Ansicht von hin¬ ten, auf die Kontakte. Bei neueren Potentiometern werden die Anschlüsse mit cba gekenn¬ zeichnet. üahei sind die An¬ schlüsse cba in der Reihenfolge mit ESA identisch Potiachse Gravierte Potimutter Decilitplatte -,-/-, WMM — TLJxL Montage- Perfinax oder Piacrylplatte "Poti platte Bild 6 Potentiometerbefesti¬ gung an der Montage- platte flusscn, müssen dann ausprobiert werden. Je schlechter der Gleichlauf des Tandempotentiometers zur Frequenzeinstellung ist, um so besser muß die Regelung funktionieren, um eine auf allen Bereichen gleichmäßigeAusgangs- spannung zu erhalten. Die 1-A-Si-Dioden Dl bis D4 sind im Netzteil über¬ dimensioniert. Sie sind aber platzmäßig gut auf der Leiterplatte unterzu¬ bringen. Das Potentiometer P2 zur Regelung der Ausgangsspannung darf den Wert von 2,5 kQ nicht unterschreiten. Bei einem Potentiometer von 1 kQ brach im letzten Drittel die Ausgangsspannung etwas zusammen, da der Teilerquerstrom zu hoch wurde. Schalter S1 ist ein Fc/ju/io-Schalter mit 5 Schaltstufen, aber 12 Kontakten auf einer zweifach elektrisch unterteilten Schaltebene. Die Widerstände sind 0,1-W-Typen, aberauch andere mit einer Leistung von 0,25 W können eingesetzt werden, weil sie, und das ist das ent¬ scheidende, die gleiche Baulänge haben. Als Gehäuse wird ein Transport¬ kasten Größe 178 mm x 132 mm x 55 mm verwendet, in der die Montage¬ platte aus Aluminium 1,5 mm, auf Grund der leicht nach innen gewölbten Seitenflächen des Gehäuses, eingepreßt werden kann. An dieser Aluminium¬ platte wird der Transformator, die beiden Potentiometer, die Buchsenplatte, die Sicherung, die Kippschalter sowie die Leiterplatte über Abstandsröll¬ chen befestigt. Dabei sollte man beachten, daß die Gehäusetiefe begrenzt ist und dadurch die Länge der Abstandsröllchen zur Anbringung der Leiter¬ platte sorgfältig ausgemessen werden muß. Nicht in jedem Fall wird ein Digitalfrequenzmesser zur Frequenzei¬ chung, ein Transistorvoltmeter zur Eichung der Sinusausgangsspannung und 253 Bereich® Generator 1 10 Hz-USB Hz 2. 100 Hz-1000 Hz vS""'- 1 i ; 3, t KHz-10 KHz , ■/ / 4 IOKHi-IWKH*/ v;''\v 1 1 > , ' / •> 18B KHz-1 MH* .C.'X.' l '; ' X V \l .. •*'; ■ «0.01 X 0.1 X1 MOS#« Tabelle Abweichung der Sinus-Ausgangsspan- nungen von der Frequenz in den ein¬ zelnen Bereichen Bereich 1 6 Hz 0,80 10 Hz • 1,00 100 Hz 1,25 Bereich 2 63 Hz 1,00 100 Hz 1,00 1000 Hz 1,05 Bereich 3 620 Hz 1,01 1 kHz 1,00 10 kHz 1,03 Bereich 4 4,9 kHz 0,98 10 kHz 1,00 80 kHz 1,05 Bereich 5 56,6 kHz 1,02 100 kHz 1,00 800 kHz 1,05 ein Serviceoszillograf zur Beurteilung des Sinus/Rechteck-Signals zur Ver¬ fügung stehen. Benötigt werden aber auf alle Fälle ein Oszillograf und ein geeichter Tongenerator, um mit Lissajoitschen Figuren die Frequenzen an der Skale des gebauten Generators zu markieren. In [3] sind dazu Hinweise gegeben. Literatur [1] Eberl , P.: Sinus/Rechteck-Generator, für 10 Hz bis 1 MHz, FUNKAMA¬ TEUR 24 (1975), Heft 1, Seite 31 [2] Diefenbach, W.: Sinus/Rechteck-Generator, f unk- Technik 25 (1970), Heft 5 [3] Czech, J.: Oszillografen Meßtechnik, Verlag für Radio-Foto-Kinotechnik GmbH Berlin-Borsigwalde 255 Dipl.-Journ. Harry Raclke Ganz schön in Trab gekommen Was ist, was soll, was kann der Bereich Nachrichtenausbildung am Schulkombinat Ernst Schneller der Gesellschaft für Sport und Technik «Mensch, Wolf gang , was machst du denn hier?» Die Frage an Wolfgang Perske, Y 41 IVO, war nicht nur eine Floskel. Denn Wolfgang ist seit 1965 Funkamateur, beherrscht sein Metier, kümmert sich an der Klubstation auch um die jungen Leute. Und dann treffe ich ihn auf-der Schulbank - bei einem Lehrgang für Ausbilder Amateurfunk am Schulkombinat Ernst Schneller der Gesellschaft für Sport imcl Technik in Schönhagen bei Trebbin. • Hat er das nötig? Bild 1 Pie zum Lehrbereich Nachrichtenausbildung am GST-Schulkombinat Ernst Schneller gehörende Amateurfunkstelle Y64Z 256 «Ja. Denn an unserer Klubstation haben wir jetzt viele Jugendliche, haben unser aufgebaut. Dafür reichen die Ausbilder nicht aus, und da qualifiziere ich mich eben. Außerdem kann die Klubstation dann das Ausbildungsrufzeichen nutzen - das ist wichtig.» «Morgen ist der Lehrgang zu Ende - nun sag doch mal: Lohnte sich das für dich?» «Du, wirklich, ich habe viel Neues kennengelernt. Fängt schon mit dem einfachsten an. Sieh mal, jeder CW-Mann denkt doch, daß er im Hören und Geben keine Schwierigkeiten beim Lehrgang haben wird. Doch was war? Wir haben hier in unserem Lehrgang Leute, die bringen im QSO sicher weit über 100 Zeichen in der Minute im Geben. Doch bei einer Kontrollübung im Tempo 40 hatten sie 52 Schreibfehler. Weil sich eben keiner richtig um die neue Funkerschrift gekümmert hat. Na, und dann haben hier wir eben in unserer Freizeit gesessen und gebimst, damit wir wenigstens die Mindest¬ anforderung erfüllen können. Es geht ja auch nicht, daß man als Ausbilder den Schnee von gestern lehrt. Und neu waren für mich auch die vielen metho¬ dischen Tips. Noch etwas, was man auf Monatsversammlungen der Funk¬ amateure oder per Rundschreiben eben leider nicht erfährt: Erstmals habe ich hier eine komplette Übersicht über alle gültigen gesetzlichen Grundlagen und Ordnungen im Amateurfunk bekommen.» Zwölf Tage intensives Lernen Der Abend vordem letztenLehrgangstag. Ein Fußball-Mittwoch mitEuropa- cup-Spielen. Obwohl überall die Klubräume voll sind, überall ferngesehen wird, Billard gespielt oder Tischtennis oder Skat, finde ich die Nachrichten¬ leute nicht. Sie haben keine Zeit für solche vergnüglichen Freizeitbeschäf¬ tigungen, sie sitzen brav in ihren Stuben und lernen. «Na schön», sage ich zu ihnen, « der Abend vor den Prüfungen...» «Na, hast du eine Ahnung. Wir sind ganz schön in Trab gekommen an allen Lehrgangstagen. Ist ja auch verständlich. Bei uns hängt von der Prü¬ fung einiges ab, und wohl kein richtiger Funkamateur will Gefahr laufen, die Amateurfunkgenehmigung der Klasse 1A nicht zu schaffen, nur weil er die Amateurfunkordnung nichtjichtig auslegen kann oder das Tempo 60 im Hören und Geben nicht packt. Wir finden auch nichts dabei, die paar Abende hier richtig zu lernen.» Und ein anderer assistiert: «Wie oft war ich schon zu Weiterbildungsveranstaltungen, bei denen die Zeit vergammelt wurde. Und so schlimm ist es nun auch nicht. Ich fand sogar noch Zeit, für unsere Klubstation einige Ausbildungsmaterialien zu überspielen oder zu kopieren.» Das Lehrprogramm ist ziemlich straff. Da werden Kenntnisse in Wehr¬ politik, Pädagogik, in der Elektrotechnik,, der Hochfrequenztechnik, der Organisationspolitik der Gesellschaft für Sport und Technik vermittelt, wird die Methodik der Hör- und Gebeausbildung dargelegt, stehen Gesetzes¬ kunde, Ausbildungsprogramme, Richtlinien und Vorschriften der Gesell- 17 Schubert, Eljabu 81 257 schafl für Sport und Technik auf dem Plan, werden Fertigkeiten im Hören und Geben und im Amateurfunkbetriebsdienst abverlangt. Es gibt zahl¬ reiche praktische Übungen, deren Höhepunkt die Lehrprobe ist. Das ist so: Jeder Lehrgangsteilnehmer erhält zu Beginn des Lehrgangs ein Thema aus dem Ausbildungsprogramm Nachrichtensport, bereitet sich mit einem Leh¬ rer der Schule auf seine «Stunde» vor und hält dann vor dem Lehrgangs¬ kollektiv die Ausbildungsstunde. Da mag es einigen Kameraden schwer¬ fallen, sich zu überwinden. Aber weil jeder drankommt, geht es sehr kame¬ radschaftlich zu, und was das wichtigste ist: Die Auswertung der Lehrprobe wird zum unmittelbaren Erfahrungsaustausch über die methodische Gestal¬ tung der Ausbildung. Sie sind reihum zufrieden mit dem, was der Lehrgang geboten hat. Sicher, es ist nicht allen gleich leicht- oder schwergefallen - dazu waren die Voraus¬ setzungen zu unterschiedlich. Und einem Kameraden aus dem Bezirk Cott¬ bus hat die Prüfungsangst gar so zugesetzt, daß er nicht mehr den Unter¬ schied zwischen einer Röhre und einem Transistor erklären konnte. Übrigens wurde er in der Prüf ung danach nicht gef ragt... Einhellige Meinung: Es beeindruckte die Korrektheit, mit der alle prak¬ tischen Übungen während des Lehrgangs entsprechend den Vorschriften durchgeführt wurden, wobei keiner den Eindruck hatte, daß ihn die Vor¬ schriften in seinem Schwung hemmen. Bei einer Auswertestunde zu den praktischen Übungen, die sich der Leiter des Lehrbereichs Nachrichtenausbildung, Dr. Dieter Wieduwilt, Y 26 CD, selbst Vorbehalten hatte, kam es dennoch zu hitzigen Diskussionen. Da hatte einer im Muster-QSO den Rapport 5/7 gegeben, aber kurz darauf gebeten, daß der Funkpartner seinen Namen wiederhole, da viel QRM sei. Gute Rapporte aus falsch verstandener Höflichkeit - ein altes Problem. Oder: Einem anderen unterlief ein glatter Funkverstoß, weil er sein Rufzeichen nicht exakt mit den Zusätzen versehen hatte. Nur ein Schönheitsfehler? Eine weit verbreitete Unsitte, die jeder logisch denkende Funkamateur rasch ablegen sollte: Die zweckentfremdete Anwendung von Telegrafie¬ abkürzungen beim SSB-Betrieb. Stärkster Fehlgriff: Ein «Hi» mit tod¬ ernster Miene zu sagen, statt aus ganzem Herzen natürlich zu lachen. «Saubere Betriebsabwicklung verlangt mehr als ein sauberes Signal. Da müssen sich Höflichkeit und gegenseitige Rücksichtnahme mit äußerster Korrektheit paaren.» Mit diesem Appell faßt Dr. Wieduwilt - er leitet den entsprechenden Lehrbereich seit Ende 1976 - die erfolgreiciche Ausbildungs¬ stunde zusammen. Der Anfang: Ein Lehrkabinett in der Fliegerschule Anfang des Jahres 1971 wurde an der damaligen GST-Fliegerschule in Schönhagen ein Lehrkabinett für Nachrichtenausbildung eingerichtet - Keimzelle des heutigen Lehrbereichs für Nachrichienausbildung im GST- Schulkombinat, das so heißt, weil es. außer dem Lehrbereich Nachrichten- 258 i'% ■ pH \ Sa • lrl ; 1 :> • ; P PHP 5 | v- Bild 2 Im Lehrkabinett Fernschreiben , das auch für das Hören und Geben aus¬ gerüstet ist. Im Hintergrund der Monitor der Industrie-Fernsehanlage Bild 3 Im Lehrkabinett Funk 259 ausbildung noch die Fliegerschule, die Funktionärschule und den Lehr¬ bereich Modellsport vereint. Das bedeutendste Ereignis für den Lehrbereich Nachrichtenausbildung war die Fertigstellung der neuen, großzügigen Lehrbasis im Mai 1977, die modernsten Ansprüchen gerecht wird. Neben aller in der Gesellschaft für Sport mul Technik gebräuchlichen Nachrichtentechnik sind ein Fernschreib¬ pult FSP 20, spezielle Empfänger und Sender für den Amateurfunk, Me߬ mittel und Morsezeichengeber vorhanden. Die Verkabelung aller Ausbil- dungs- und Werkstatträume sowie der Amateurfunkstelle ist unter Flur er¬ folgt, wobei alle Kabinette untereinander verbunden sind, so daß sie sich vielfältig nutzen lassen. Die Verbindung der Räume untereinander ist nicht nur NF-, sondern auch HF-seitig, so daß auch die Antennen in die ver¬ schiedenen Räume geschaltet werden können. Außer den Lehrkabinetten besticht die Amateurfunkstelle Y64Z, die für die Ausbildung zur Verfügung steht, aber auch als Sonderamateurfunkstelle betrieben und bei großen internationalen Contestes genutzt wird. Im Klub¬ stationsraum ist eine Industrie-Fernsehanlage installiert, die es ermöglicht, Bild und Ton des Geschehens im Stationsraum in alle Unterrichtsräume, in denen Monitore installiert sind, zu übertragen. Auch das Lehrkabinett Nachrichtentechnik des Lehrbereichs ist an dieses Kommunikationssystem angeschlossen. Damit kann der Funktion der Amateurfunkstelle Y64Z best¬ möglich Rechnung getragen werden. Selbstverständlich ist, daß genügend Tonaufzeichnungsanlagen zur Verfügung stehen, um u.a. die Ausbildungs- QSOs aufzeichnen und anschließend auswerten zu können. Die Amateurfunkstelle steht auch den Lehrgangsteilnehmern mit Ama¬ teurfunkgenehmigung in ihrer Freizeit zur Verfügung. Einige Jahre lang wurden von der Station auch Sendungen zum Erlernen von Morsezeichen abgestrahlt. Nachdem vom VEB Deutsche Schallplatten Magnetband¬ kassetten für diesen Zweck in hohen Stückzahlen hergestellt worden sind, hat man diese Sendungen eingestellt. Es gibt Vorstellungen, Sendungen zur Unterstützung der Ausbildungstätigkeit wieder aufzunehmen, wenn auch mit anderem Inhalt. Zentrale Qualifizierungsstätte für die Nachrichtenausbildung in der Gesellschaft für Sport und Technik Die Entwicklung des Lehrbereichs Nachrichtenausbildung am GST-Schul- kombinat kam nicht von ungefähr. Seit dem VI. Kongreß der Gesellschaft für Sport und Technik im Jahre 1977 in Karl-Marx-Stadt hat sich die Gesell¬ schaft für Sport und Technik als sozialistische Wehrorganisation der DDR immer mehr profiliert. Ihr gesellschaftlicher Auftrag besteht darin, die Jugendlichen so auf den Wehrdienst vorzubereiten, daß sie die Verteidigung des Sozialismus als höchste politische und moralische Konsequenz des so¬ zialistischen Patriotismus und proletarischen Internationalismus erkennen, daß sie bereit und fähig sind, sich in den Reihen der Nationalen Volksarmee 260 Bild 4 Bei einem Lehrgang für Ausbilder Amateurfunk und der Grenztruppen der DDR als standhafte und disziplinierte Verteidiger des Sozialismus zu bewähren, und daß sie um hohe Leistungen in der vor¬ militärischen Ausbildung und im Wehrsport ringen. Und er besteht darin, mit der Gestaltung einer interessanten und differenzierten wehrsportlichen Tätigkeit vielen Bürgern die Möglichkeit zu geben, ihre Wehrfähigkeit weiterzuentwickeln bzw. zu erhalten. Wie dieser gesellschaftliche Auftrag erfüllt wird - darüber entscheiden in ganz wesentlichem Maße die Funktionäre, Übungsleiter und Ausbilder der Gesellschaft für Sport und Technik. Damit wird ihre Qualifikation zu einer entscheidenden Größe, wird ihre Qualifizierung zu einem wichtigen An¬ liegen der Gesellschaft für Sport und Technik. Für die Nachrichtenausbildung in der Gesellschaft für Sport und Technik nimmt der Lehrbereich Nachrichtenausbildung diese Aufgabe wahr. Hier erfolgen die sogenannte Grundqualifizierung und die zyklische spezialfach¬ liche Weiterqualifizierung von Ausbildern für die vormilitärische Nachrich¬ tenausbildung, von Ausbildern Funk, Fernschreiben und Amateurfunk, von Übungsleitern Funk, Fernschreiben und Funkpeilung sowie von Leitern von Amateurf unk-Klubstationen. Dabei bedeutet «Grundqualifizierung», daß der Kamerad den Lehrgang des betreffenden Profils zum ersten Mal besucht. Nach erfolgreichem Lehr¬ gangsabschluß erhält er einen Nachweis, der durch erneuten Lchrgangs- besuch nach spätestens fünf Jahren zu verlängern ist. Für Ausbilder in der vormilitärischen Ausbildung für die Laufbahnen Tastfunker und Fern- 261 Schreiber der Nationalen Volksarmee erfolgt die Weiterbildung in den zen¬ tralen militärischen Lehrgängen. Der Vollständigkeit halber sei hier noch angemerkt, daß zur zyklischen Weiterqualifizierung auch Wocheneqdlehrgänge in den Bezirksausbildungs¬ zentren stattfinden. Über die Voraussetzungen und Einsatzmöglichkeiten in den einzelnen Lehrgangsprofilen informiert die Übersicht. Darüber hinaus werden in dem Lehrbereich all die Kameraden qualifiziert, die die Amateurfunkgenehmigung der Klasse 1 erwerben wollen. Diese Ge¬ nehmigungsklasse kann nur noch durch einen Lehrgang in Schönhagen er¬ worben werden. Zu den Aufgaben des Lehrbereichs gehören auch Trainingslehrgänge der Auswahlmannschaften für Telegrafie- oder Funkmehrkampf-Wettkämpfe sowie Lehrgänge zur Qualifizierung von Nachrichtensportausbildern anderer Staaten. Die Lehrer zeichnen auch verantwortlich für eine Reihe von methodischen und Lehrmaterialien, die in der Nachrichtenausbildung in der Gesellschaft für Sport und Technik genutzt werden. Schließlich finden hier an der Schule auch nachrichtensportliche Wettkämpfe statt, beispielsweise in den ersten Wochen jedes Jahres der um den Telegrafiepokal des Präsidiums des Radio¬ klubs der DDR. Bei solchen Veranstaltungen sind auch für Zuschauer ideale Möglichkeiten gegeben, die an den Monitoren die Wettkämpfe verfolgen können. Die Lehrgangsprogramme sind alle sehr praxisbezogen gestaltet, wozu zahlreiche Übungen vorgesehen sind. Viele Spezialisten treten als Lektoren auf, so z.B. Willy Eckert zum Transceiver Teltow 215, Siegfried Blech¬ schmidt über das Funkfernschreiben, Helmut Radach zur Organisation von Wettkämpfen im Funkmehrkampf und Karl-Heinz Schade zum Übungs¬ betrieb im Funkpeilmehrkampf. Neben dem Vortrag, der Diskussion, dem Erfahrungsaustausch gibt es natürlich wie bei jedem Studium auch ausreichend Zeit für das Selbst¬ studium. Entscheidungen für die Zukunft Wie kommt man zu einer Delegierung für einen Lehrgang in Schönhagen? Das Angebot an Lehrgängen ist die eine Seite der Medaille, das Angebot richtig zu nutzen, die andere. Obwohl in den Sektionen, Grundorganisa¬ tionen und an Klubstationen der Gesellschaft für Sport und Technik immer wieder über Mangel au qualifizierten Ausbildern geklagt wird, sind die Lehrgänge des Lehrbereichs Nachrichtenausbildung nicht restlos ausge¬ lastet. Liegt es daran, daß darüber nicht genügend informiert wird, oder daran, daß die Kreisvorstände der Gesellschaft für Sport und Technik der Qualifizierung ihrer Kader nicht genügend Aufmerksamkeit widmen? Freie Plätze gibt es vor allem in den Übungsleiterlehrgängen und denen für Aus¬ bilder in der vormilitärischen Nachrichtenausbildung. 262 Delegierungen zu zentralen Lehrgängen erfolgen über die GST-Kreis- und Bezirksvorstände. Der Kreisvorstand ist dafür verantwortlich, daß recht¬ zeitig ein Qualifizierungsvertrag mit dem Betrieb abgeschlossen wird. In den Vorständen gibt es langfristige Kaderbedarfs- und -entwicklungspläne, die garantieren helfen, daß Entscheidungen über das Niveau der Nachrichten¬ ausbildung in den nächsten Jahren rechtzeitig getroffen werden. Wichtig ist, daß die für einen zentralen Lehrgang vorgesehenen Kameraden über alle Voraussetzungen für den betreffenden Lehrgang verfügen. Denn sonst wird entweder der Lehrgangsbesuch abgelehnt, oder - wir kennen das von diesem Lehrgang - die Kameraden müssen während des Lehrgangs fast ihre gesamte Freizeit aufwenden, um den Anschluß zu bekommen, was natürlich letztlich das Niveau der Lehrgänge gefährdet. Wolfgang Perske und die Kameraden dieses Lehrgangs haben die Prüfung abgeschlossen - leider nicht alle mit Erfolg. Am Abend sitzen alle zusammen beim Bier und entspannen sich. Dem Hubert Basner, Y43WI, aus Arnstadt merkt man die Freude über den erfolgreichen Lehrgangsabschluß an. Er ist erst seit kurzem Funkamateur. Sein Sohn hat ihn für diese Sportart be¬ geistert. Vater schaute nur mal so nach, was sein Sohn zur Abendbrotzeit da immer in der Klubstation zu suchen hat - heute muß Mutter oft allein zu Abend essen, Vater blieb dem Amateurfunk treu. Mit dem Erfolg, daß seine Bild 5 Die Zeit nach ihrer Prüfung zum Abschluß des Lehr gangsAusbi/der Amateurfunk nutzen Wolfgang Perske, Y 41 YO, Horst Hilde¬ brandt, Y 27 YD und Peter Lorenz, Y 43 YD (v.l.n.r.), um die Technik instand¬ zusetzen 263 Kameraden ihn anstachelten: «Mensch, Hubert , du kannst doch gut mit Kindern umgehen, willst du nicht die Ausbildung übernehmen?» Wieder begeisterte sich Vater Basner am Nachrichtensport, die Delegie¬ rung zu dem Lehrgang Ausbilder Amateurfunk wurde eingeleitet. «Ich hatte ganz schön Bammel, weil ichja nichtmehr der Jüngste bin, aber im Amateur¬ funk eben doch noch ein heuriger Hase. Aber alles lief gut.» Hubert hat die Erwartungen seiner Kameraden nicht enttäuscht. Er kann seine neuerworbe¬ nen Kenntnisse schon anwenden, hat eine Gruppe in der Amateurfunk¬ ausbildung Stufe C übernommen. Bleibt nur zu hoffen, daß bald der nächste Basner auch nachzieht... Lehrgangsprofile am Bereich Nachrichtenausbildung im Schulkombinat Ernst Schneller der Gesellschaft für Sport und Technik Ausbilder Funk Voraussetzungen - Vollendetes 16. Lebensjahr, - Mitglied der Gesellschaft für Sport und Technik , - Geben und Hören von Morsezeichen im Tempo 8 Gruppen/min, - Betriebsberechtigung für Funkgeräte, - Einverständnis des Erziehungsberechtigten bei Kadern, die das 18. Lebensjahr noch nicht vollendet haben. Einsatzmöglichkeiten - Ausbilder Funk im Nachrichtensport, - Mitglied einer Prüfungskommission zur Abnahme von Betriebsberechtigungen für Funkgeräte, - Funkgerätewart. Der Lehrgangsteilnehmer erhält nach erfolgreichem Abschluß des Lehrgangs auch die Funkerlaubnis. Ausbilder Fernschreiben Voraussetzungen - Vollendetes 16. Lebensjahr, - Mitglied der Gesellschaft für Sport und Technik , - Zehnfingerblindschreiben mit 50 Anschlägen/min, - Regeln des Fernschreibbetriebsdienstes, - Betriebsberechtigung für Funkgeräte (Sprechfunk), - Einverständnis des Erziehungsberechtigten bei Kadern, die das 18. Lebensjahr noch nicht vollendet haben. Einsatzmöglichkeiten - Ausbilder Fernschreiben im Nachrichtensport, - Mitglied einer Prüfungskommission zur Abnahme von Sprechfunk-Betriebs¬ berechtigungen für Funkgeräte, - Funkgerätewart. 264 Der Lehrgangsteilnehmer erhält nach erfolgreichem Abschluß des Lehrgangs auch die Funkerlaubnis. Ausbilder für die vormilitärische Ausbildung für die Laufbahn Tastfunker der Nationalen Volksarmee V orausset zungen - Vollendetes 18. Lebensjahr, - Ausbilder Funk (siehe dort), - Geben und Hören von Morsezeichen im Tempo 12 Gruppen/min, - möglichst Reservist der Nationalen Volksarmee. E insatzmö gl ichkeiten - Ausbilder für die vormilitärische Ausbildung für die Laufbahn Tastfunker der Nationalen Volksarmee, - Kreisausbildungsleiter, - Mitglied einer Prüfungskommission zur Abnahme von Betriebsberechtigungen für Funkgeräte, - Kampfrichter bei der Bestenermittlung. Ausbilder für die vormilitärische Ausbildung für die Laufbahn Fernschreiber der Nationalen Volksarmee Voraussetzungen - vollendetes 18.Lebensjahr, - Ausbilder Fernschreiben, - Zehnfingerblindschreiben mit 100 Anschlägen/min, - möglichst Reservist der Nationalen Volksarmee. E i nsatzmö gl ichkeiten - Ausbilder für die vormilitärische Ausbildung für die Laufbahn Fernschreiber der Nationalen Volksarmee, - Kreisausbildungsleiter, - Mitglied einer Prüfungskommission zur Abnahme von Sprechfunk-Betriebs- - berechtigungen für Funkgeräte, Kampfrichter bei der Bestenermittlung. Übungsleiter Funk Voraussetzungen - Ausbilder Funk (siehe dort). E insatzmö gl ichkeiten - Übungsleiter Funk, - Kampfrichter oder Helfer bei Funkwettkämpfen, - Mitglied einer Prüfungskommission zur Abnahme von Betriebsberechtigungen für Funkgeräte, - Funkgerätewart. 265 Übungsleiter Funkpeilung Voraussetzungen - Vollendetes 16.Lebensjahr, - Mitglied der Gesellschaft für Sport und Technik , - Betriebsberechtigung für Funkgeräte (Sprechfunk), - Einverständnis des Erziehungsberechtigten bei Kadern, die das 18.Lebensjahr noch nicht vollendet haben. Einsatzmöglichkeiten - Übungsleiter Funkpeilung, - Kampfrichter oder Helfer bei Funkpeilwettkämpfen. Übungsleiter Fernschreiben V orausset zungen - Ausbilder Fernschreiben (siehe dort), - Zehnfingerblindschreiben mit 100 Anschlägen/min. Einsatzmöglichkeiten - Übungsleiter Fernschreiben, - Kampfrichter oder Helfer bei Fernschreibwettkämpfen. Ausbilder Amateurfunk Voraussetzungen - Amateurfunkgenehmigung, - Ausbilder Funk (siehe dort). Ei nsatzmögl ichkei ten - Ausbilder an einer Amateurfunk-Klubstation. Leiter von Amateurfunk-Klubstationen Voraussetzungen - Vollendetes 18. Lebensjahr, - einjährige aktive Tätigkeit als Funksendeamateur oder zweijährige Tätigkeit als Funkempfangsamateur. Einsatzmögl ichkei t - Leiter einer Amateurfunk-Klubstation. 266 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR Huggys Terminkalender wies im 30. Jahr unserer Deutschen Demokratischen Republik kaum einen freien Platz auf. Wollte doch besonders die Jugend beweisen, zu welchen Taten sie zum Wohle ihrer Republik fähig ist. Trotz der vielen Höhepunkte fand Huggy noch die Zeit, die XXII. Messe der Meister von morgen in Augenschein zu nehmen. Und er hat es nicht bereut. Was dort an Ideen, die im Rahmen des sozialistischen Wettbewerbs inner¬ halb der Neuerer- und Rationalisierungsbewegung geboren wurden, gezeigj wurde, konnte sich sehen lassen. An diesem M M M-Jahrgang waren etwa 2,5 Millionen Jungen und Mädchen beteiligt, davon über 540000 junge Ar¬ beiter. Mehr und mehr werden in der MMM-Bewegung Aufgaben aus den Plänen Wissenschaft und Technik gelöst: in diesem Jahr waren es 1388 Ex¬ ponate. Der volkswirtschaftliche Nutzen der ausgestellten Exponate dieser Messe der Meister von morgen betrug unter anderem Einsparungen von 2,5 Millio¬ nen Stunden Arbeitszeit, 680 Arbeitskräften, 11646 Tonnen Material und 8385 Megawattstunden Elektroenergie. Übrigens: Die seit 10 Jahren durch¬ geführte FDJ-Initiative Materialökonomie erbrachte einen Nutzen von 8,3 Milliarden Mark. Zu diesen Erfolgen trugen die jungen Neuerer, Rationalisatoren und Er¬ finder der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR eben¬ falls nicht unwesentlich bei. Innerhalb des sozialistischen Wettbewerbs Saint DDR 30 - Für unser sozialistisches Vaterland wachsam und gefechts¬ bereit! konnten die Angehörigen der Nationalen Volksarmee und der Grenz¬ truppen der DDR zum 30.Jahrestag unserer Deutschen Demokratischen Republik große Erfolge bei der Stärkung der Verteidigungsbereitschaft der sozialistischen Heimat erringen. Nahezu 80 Exponate auf der XXII. Messe der Meister von morgen beweisen das hohe wissenschaftlich-technische und militärische Niveau der Arbeiten und ihren großen Nutzen für die sozialisti¬ sche Landesverteidigung. Jährlich werden etwa 15000 Neuerungen von mehr als 23000 Armee¬ angehörigen und Zivilbeschäftigten eingereicht. Von den etwa 13 000 Neuerer¬ vorschlägen des Ausbildungsjahres 1978/79 konnten z. B. bis jetzt 92% über¬ geleitet werden, wobei sich 32% davon für die entsprechend Mehrfach¬ nutzung eigneten. Für die hervorragenden Leistungen wurden auf der 267 XXII. Messe der Meister von morgen 36 Neuererkollektive und Einzelneuerer ausgezeichnet. Auch für die nächsten Jahre haben sich die jungen Neuerer und Rationali¬ satoren der Nationalen Volksarmee und der Grenztruppen der DDR viel vorgenommen. Für die Neuererarbeit beginnt die Periode des Fünfjahr¬ plans 1981 bis 1985, die entsprechend den höheren Anforderungen der 80er Jahre neue Maßstäbe von der Neuerer- und Rationalisatorenbewegung verlangt. Dabei ist diese Bewegung stärker auf die sozialistische Intensivie¬ rung zu orientieren und eine höhere Effektivität zu erreichen sowie die Neuererarbeit planmäßig zu leiten. Der Stellvertreter des Ministers für Nationale Verteidigung, Generaloberst Fleißner, nannte in seinem Referat auf der Zentralen Neuererkonferenz der Nationalen Volksarmee anläßlich der XXII. Messe der Meister von morgen , ausgehend von den politischen und militärischen Aufgaben im gegenwärtigen Ausbildungsjahr, für die Neuerer- und MMM-Bewegung folgende Aufgaben: - Die Neuerer- und MMM-Bewegung ist vorrangig qualitativ weiter r zuentwickeln. Ihre Wirksamkeit sowie ihr Beitrag zur Steigerung der Kampfkraft und Gefechtsbereitschaft sind weiter zu erhöhen. - Die zwischen den Verbänden und vor allem zwischen den Truppenteilen noch vorhandenen Niveauunterschiede bei den wichtigsten Ergebnissen der Neuerertätigkeit sind weiter zu verringern. - Die in den Plänen der Neuerer gestellten Aufgaben sind in hoher Qualität zu lösen. Dabei ist eine straffe Plandisziplin durchzusetzen. Den Neigrern sind anspruchsvolle Aufgaben zu übertragen, die ihr ganzes Wissen und Können verlangen. An die geplante und vereinbarte Neuerertätigkeit sind ebenso hohe Anforderungen zu stellen wie an andere wissenschaftlich- technische Leistungen. - Die Bearbeitung, Überleitung, Nutzung und Nachnutzung von Neue¬ rungen ist grundlegend zu verbessern. Die Kontrolltätigkeit auf dem Ge¬ biet des Neuererwesens ist stärker mit einer wirksamen Anleitung und Hilfe zu verbinden. - Die Zusammenarbeit der Neuerer der Nationalen Volksarmee und Grenz¬ truppen der DDR mit den Rationalisatoren und Erfindern der Gruppe der sowjetischen Streitkräfte in Deutschland ist auf der Grundlage ge¬ meinsamer Vereinbarungen weiter auszubauen. «Damit wir die vor uns stehenden Aufgaben lösen können, müssen wir unsere ganze Kraft einsetzen. Nutzen wir den Elan, mit dem der sozialisti¬ sche Wettbewerb zu Ehren des 30. Jahrestages unserer Republik geführt wor¬ den ist, und sorgen wir alle gemeinsam dafür, daß unsere Neuerer- und MMM-Bewegung anläßlich des 25.Jahrestages des Warschauer Vertrages im Jahre 1980 und des 25. Jahrestages der Nationalen Volksarmee im Jahre 1981 wiederum hervorragende Ergebnisse abrechnen kann», sagte General¬ oberst Fleißner auf der Zentralen Neuererkonferenz der Nationalen Volks¬ armee anläßlich der XXII. Messe der Meister von morgen. Für die Leser des Elektronischen Jahrbuches , die nicht die XXII. Messe der Meister von morgen besuchen konnten, stellt Huggy nun wieder eine kleine Auswahl von Exponaten vor. Nachstehend zunächst die Anschriften der Dienststellen, die Nachnutzern von Neuerervorschlägen weitere Auskünfte erteilen. Dabei ist zu beachten, daß Dienststelle und entsprechende Regi¬ striernummer des Neuerervorschlages übereinstimmen. Nationale Volksarmee 7022 Leipzig Postfach 13 315/H Registriernummern 10000 bis 19999 und 73900 bis 74899 Nationale Volksarmee 2040 Neubrandenburg Postfach 15515/W Registriernummern 20000 bis 29999 Nationale Volksarmee 1260 Strausberg Postfach 14415/C Registriernummern 30000 bis 39999 Nationale Volksarmee 2500 Rostock Postfach 18815/B Registriernummern 40000 bis 49999 Grenztruppen der DDR 1600 Königs Wusterhausen Postfach 16614 Registriernummern 50000 bis 69999 Nationale Volksarmee 1501 Wildpark-West 2/Potsdam Postfach 11115 Registriernummern 70000 bis 70999 und 75000 bis 76999 Nationale Volksarmee 1260 Strausberg Postfach 98421 alle übrigen Registriernummern 269 Ausgewählte Exponate 1. Prüf- und Meßplatz für Radaranlagen (Bild 1, Reg.-Nr.: 43043/79) Neuererkollektiv: Maat Breit, Peter Baugruppen und Geräte von Radaranlagen können unabhängig von¬ einander und von der Gesamtanlage betrieben werden. Deshalb ist es möglich, Wartungs- und Instandsetzungsarbeiten an operativen Anlagen mit sämtlichen Service-Einstellungen und Reparaturen gleichzeitig durch¬ zuführen. 2. Elektronische Uhrenregulierung (Bild 2, Reg.-Nr.: 45218/79) Neuererkollektiv: Zivilbeschäftigter Reuter, Horst Uhren aller Typen und Fabrikate können mit einer Ganggenauigkeit von 10- 10 reguliert werden. Das Verfahren arbeitet nachdem Zeitwaageprinzip unter Ausnutzung der Normalfrequenz des Fernsehens der DDR. Es läßt sich in allen Instand¬ setzungseinrichtungen der Uhrenbranche einsetzen. 3. Kombiniertes Batterie-Test- und Ladegerät (Bild 3, Reg.-Nr.: 10507/79) Neuererkollektiv: Oberfeldwebel KnolL Werner Das Gerät ist zur Prüfung von Akkumulatoren mit einer Kapazität von 84, 135 und 150 Ah ausgelegt und arbeitet auf elektronischer Basis auto¬ matisch. Es gibt eine genaue Aussage über die Kapazität eines Akkumu¬ lators (Zyklus 20 min) und kann unter stationären sowie feldmäßigen Bedingungen verwendet werden. Durch Wechseln des Belastungsteils lassen sich auch NC-Sammlcr der Nachrichtentechnik überprüfen. Bild I Prüf- und Mcßplatz für Radaranlagen 270 4. Test-70 Automatik (Bild 4, Reg.-Nr.: 66278/78) Neuererkollektiv: Fähnrich Hof mann, Eckard Mit diesem Gerät ist die Überprüfung der Einsatzbereitschaft von signal¬ technischen Anlagen möglich. Es werden angezeigt: - defekte Signalausgänge, - defekte Baugruppen. Die Durchführung von Dauertests bei neuen signaltechnischcn Anlagen kann vorgenommen werden. 5. Universeller Examinator (Bild 5, Reg.-Nr.: 10147/79) Neuererkollektiv: Oberstleutnant Bliilier, Eberhard Der universelle Examinator gewährleistet eine effektive Überprüfung der Auszubildenden in mehreren Profilen. Es können 12 unterschiedliche Antworten vorgegeben werden, die in un¬ geordneter Reihenfolge angebracht sind. Die Effektivität der Ausbildung wird erhöht. 6. Fl-Prüfgerät (Bild 6, Reg.-Nr.: 11454/79) Neuererkollektiv: Oberleutnant Herold, Reinhard Das Gerät läßt sich für die Überprüfung und Instandsetzung von Fl- Demodulatoren verwenden, die mit einer Zwischenfrequenz von 200 kHz arbeiten (ortsfeste Technik). Das Prinzip ist auch auf Geräte mit einer ZF von 128 kHz anwendbar.Die Bedienung des Geräts ist einfach. 7. Prüfplatz für Relaisblöcke (Bild 7, Reg.-Nr.: 46 105/76) Neuererkollektiv: Major Kammei, Heinz Bild 2 Elektronische Uhrenregulierung 271 Bild 3 Kombiniertes Batterie- Test- und Ladegerät Kontrolle Bild 4 Test-70 Automat :V/‘ X X (Ä- ; v; ¥ : 1 W \ , % i'i , .1 X/ ' : • Vx. i! V •« L "* . 1 I », j . .♦$*' T■ : IV. -■a ■ ■ -~Y M % j~p 4.'" | ts : X ! / . \‘V 1* ' v4 »\ ;%? 1. • t \ *»■ • \ s ?, . V ( 1 • * ;i v ® •; *\ - \ Bild 5 Universeller Examinator 1 fl Sr * ■■ % «. -fi 1 ■« .*... ■; •— H * K ; *■'* . .... . - Zur Senkung der Instandsetzungszeiten wurde ein Prüfplatz für Relais¬ blöcke entwickelt, der die Überprüfung unter stationären und feldmäßi¬ gen Bedingungen gewährleistet. Es ist möglich, den systembedingten Quantisierungsfehler zu bestimmen, zu analysieren und durch sach¬ kundige Auswertung des AufStreifens die Instandsetzungsdurchläufe zu senken. Nutzen: Erhöhung der Gefechtsbereitschaft sowie der Qualität der War¬ tung und Instandsetzung. 275 Aleksander Lwowitsch Minz - ein Pionier der sowjetischen Funktechnik (I) Dem Herausgeber dieses Jahrbuches war es 1974 vergönnt, anläßlich der Feierlichkeiten zum 50jährigen Bestehen unserer sowjetischen Bruderzeit¬ schrift RADIO diesen hervorragenden Wissenschaftler kennenzulernen. Seine humorvollen Bemerkungen zur 50jährigen Zusammenarbeit mit dieser Zeitschrift und zu ihrer Entwicklung waren einer der vielen Glanzpunkte der Festveranstaltung. Eine Episode wird mir im Gedächtnis bleiben. Als junger Wissenschaftler hatte A.L.Minz seine Beiträge immer unter einem Pseudo¬ nym veröffentlicht. Er wollte von seinen Kollegen nicht als «Radiobastler» angesehen werden. Später, als international anerkannter und vielfach aus¬ gezeichneter Wissenschaftler war er stolz, wenn ihn die Redaktion um einen Beitrag für die Zeitschrift bat. Karl-Heinz Schubert Die Entwicklung der sowjetischen und der internationalen Funktechnik ist untrennbar verbunden mit dem Namen des hervorragenden sowjetischen Akademikers Aleksander Lwowitsch Minz. Als Mensch mit außergewöhn¬ licher wissenschaftlicher Voraussicht, mit bewundernswerter ingenieur¬ technischer Intuition stand er an der Spitze zahlreicher wissenschaftlicher Kollektive und leitete er wichtige funktechnische Bauten. Unter seiner Lei¬ tung wurden in kürzester Zeit einzigartige Anlagen errichtet, die der Stolz der Sowjetunion sind. Mit seinem Namen sind hochleistungsfähige Funk¬ sendeanlagen, die Schaffung von Beschleunigern für Elementarteilchen, die Ausarbeitung einiger fundamental neuer Richtungen in der Funktechnik verbunden. Aleksander Lwowitsch wird am 8.Januar 1895 in Rostow am Don ge¬ boren. Von 1914 bis 1917 studiert er an der physikalisch-mathematischen Fakultät der Moskauer Universität und beendet 1918 die physikalisch¬ mathematische Fakultät der Staatlichen Universität in Rostow am Don. Erste Bekanntschaft mit der Funktechnik macht er in den Jahren des Bür¬ gerkriegs. Von 1920 bis 1921 befehligt er die Funkdivision der legendären Ersten Reiterarmee Budjonnys. Von 1924 an beschäftigt sich A.L.Minz leidenschaftlich mit der Entwicklung des Rundfunks, die Lenin als außer- 276 ordentlich wichtige Arbeit bezeichnet. Er persönlich und die von ihm ge¬ leiteten Kollektive haben großen Anteil an der Schaffung der Leninschen «Zeitung ohne Papier und ohne Entfernung». 1924 entwirft und leitet A.L.Minz den Aufbau der ersten Versuchs¬ anlage für Funktelefonie am Sokolniki-Sender in Moskau. 1925 entwickelt er den ersten europäischen Kurzwellensender für Funkamateure, um sie an Funkbeobachtungen zu beteiligen. Im Jahre 1926 beweist er die Zweck¬ mäßigkeit des Einsatzes von Kurzwellen für zuverlässige Fernverbindungen, und im darauffolgenden Jahr erfindet er eine Schaltung für die Frequenz¬ modulation. A.L.Minz schafft und erbaut damals die leistungsfähigsten Rundfunk¬ stationen der Welt. Das große Territorium der Sowjetunion und die Ent¬ wicklung des internationalen Rundfunks erfordern Anfang der 30er Jahre den Aufbau neuer Langwellen-Rundfunkstationen mit einer Leistung von 500 kW und einer gerichteten Energieabstrahlung. Zu dieser Zeit haben die größten Rundfunkstationen in den USA Leistungen von nicht mehr als 50 kW und in Europa bis 120 kW. Am l.Mai 1933 nimmt die Rundfunk¬ station mit dem Namen Komintern ihren Betrieb auf und bringt die Sowjet¬ union hinsichtlich der Leistung dieses Senders auf den ersten Platz in der Welt. Einen besonderen Platz im wissenschaftlichen Entwicklungsweg und im Lebenslauf des Gelehrten nimmt der Aufbau eines 1200-kW-Rundfunk- senders in den schweren Jahren des Großen Vaterländischen Krieges ein. Der Aufbau dieser Rundfunkstation bestätigt auf glänzende Weise alle Ent- 277 deckungen und neue Methoden von A.L.Minz beim Bau von leistungs¬ starken Rundfunksendern, die zahlreichen wissenschaftlichen Grundlagen und die brillanten ingenieurtechnischen Berechnungen. Die 1200-kW- Rundfunkstation ist die Krönung der wissenschaftlichen Gedanken von A.L.Minz und ihr Aufbau in einer Zeit von etwas über 2 Jahren eine wahr¬ hafte Heldentat. 1946 ändert sich die wissenschaftliche Entwicklung des Gelehrten. Seine Erfahrungen, sein Wissen, sein ingenieurtechnisches Talent werden für die Grundlagenforschung auf dem Gebiet der Kernphysik und der Physik hoher Energien gebraucht. A.L.Minz beschäftigt sich mit der Schaffung von Be¬ schleunigern für Elementarteilchen. Und auch auf diesem Arbeitsgebiet er¬ reicht er hervorragende wissenschaftliche und praktische Resultate. Mit seinem Namen ist der Aufbau der größten Maschinen zur Erkenntnis der Materie verbunden. Er vermag dabei neue Ideen, neue Wege und neue Rich¬ tungen zu entwickeln und in der Praxis anzuwenden. Besonders hervorzu¬ heben ist das Protonensynchrotron bis 10 GeV, das 1957 gebaut wird. Es ist seinerzeit die größte Anlage in der Welt. Die USA verfügen damals nur über ein Betatron für 6 GeV. In den folgenden Jahren leitet A.L.Minz die Arbei¬ ten zur Schaffung noch leistungsfähigerer Protonensynchrotrone, neuer Sy¬ steme für zyklische Beschleuniger mit starker Fokussierung, für einen Linear¬ beschleuniger, für einen kybernetischen Beschleuniger mit berechneter Be¬ schleunigungsenergie der Teilchen, die 1000 GeV beträgt. Volk und Partei würdigen die großartige Arbeit des Gelehrten. 1956 wird A.L.Minz für seine Arbeiten mit dem Titel Held der sozialistischen Arbeit ausgezeichnet, 1959 erhält er den Leninpreis für seine Arbeiten am Synchro- phasotron in Dubna, 1946 und 1951 werden ihm staatliche Auszeichnungen im Zusammenhang mit den Arbeiten an leistungsfähigen Rundfunkstationen und am leistungsstarken Synchrotron verliehen. Der Gelehrte erhält viermal den Leninorden , zweimal den Rotbannerorden, zweimal den Orden Roter Stern und viele Medaillen. A.L.Minz leistet vielseitige gesellschaftliche Arbeit, ist ein großer Freund der sowjetischen Funkamateure sowie Autor von 250 wissenschaftlichen und populärwissenschaftlichen Arbeiten. Er arbeitet bis zur letzten Stunde seines Lebens (er stirbt im Dezember 1974), einige Tage vor seinem 80sten Geburtstag. Das Land verliert einen großen Gelehrten, einen einfachen, herzlichen Menschen, einen glühenden Patrioten. Der Name des Helden der sozialistischen Arbeit, des Lenin- und Staatspreis¬ trägers, des Akademikers Aleksatuler Lwowitsch Miliz ist den Lesern der Zeitschrift RADIO gut bekannt, da er seit 1924 als Autor mitarbeitet. Vor einem halben' Jahrhundert, in der ersten Ausgabe der Zeitschrift RADIO (die damals Radioamateur hieß, d.Ü.) veröffentlichte Aleksander Lwowitsch unter dem Pseudonym A. Modulator einen Beitrag: Wie kann man sich selbst einen Verstärker für den Rundfunkempfang bauen? In der Folgezeit, während der 50 Jahre des Bestehens der Zeitschrift RADIO, schrieb der Akademi- 278 ker Minz nicht nur einmal über den neuesten Entwicklungsstand der Funk¬ technik, zu dem er persönlich einen großen Beitrag geleistet .hat. Nachfolgend soll aus seinen Erinnerungen veröffentlicht werden, in denen er über eine lange Periode seines Lebens berichtet, die mit dem Auf¬ bau des Rundfunks in der UdSSR verbunden ist. Die ersten Schritte des Rundfunks Ich möchte dabei verweilen, etwas dazugetan zu haben, daß der Rundfunk den Menschen Freude bringt, daß er den Rundfunkhörern Vergnügen be¬ reitet. Dabei erinnere ich mich an den 8. September 1924. Im Bolschoi- Theater in Moskau war der «Erste Radiomontag» angekündigt. An diesem Tag war auf der Bühne des Bolschoi-Theaters ein Radiogerät aufgebaut, das den Rundfunkempfang für die Zuhörer im Saal ermöglichte. Seit 1922, bis zu dem 8. September 1924, wurden von dem Komintern- Sender zeitweilig Sendungen ausgestrahlt, aber mit Verlaub gesagt, ihre Qualität war nicht sonderlich hoch, und sie bereiteten den Hörern kein ästhetisches Vergnügen. Die Sprache war verständlich, die Neuigkeiten interessant, aber Musikübertragungen waren von derartig vielen Neben¬ geräuschen begleitet, daß es schwerfiel, die Leistung des Künstlers zu be¬ urteilen. An «Radiomontagen» wurden zwei Programme ausgestrahlt: Das erste Programm wurde vom Komintern-Sender gesendet. Die Übertragungen waren schlecht, obwohl die besten Moskauer Künstler auftraten, die zur Gruppe Rundfunkmusik gehörten. Es sang die Sängerin Neshdanowa, auf dem Cello spielte Kasolupow, die Harfen partie bot Erdeli, und auf der Geige begleitete Sibor. Wie man mir später erzählte, war unter den Zuhörern im Saal auch der bekannte Regisseur des Bolschoi-Theaters Vjatscheslav Suk (er war tschechoslowakischer Herkunft). Kurz nach dem Auftritt der Neshdanowa rief Suk in gebrochenem Russisch aus: «Das war nicht die Neshdanowa, sondern irgendein verschlungener Darm.» Das Publikum war bitter enttäuscht, und faktisch war der Rundfunk, das Radio kompromit¬ tiert. Anschließend wurde den im Saal verbliebenen Hörern der Empfang eines Konzerts von der zweiten, der Sokolniki-Rundfunkstation, angekün¬ digt. Ich glaube, nicht unbescheiden zu sein, wenn ich erkläre, daß diese Station von mir entwickelt, nach meinem Projekt und unter meiner un¬ mittelbaren Leitung entstanden ist. Meine Mitarbeiter und ich wickelten die Spulen für einige Transformatoren dieses Senders mit eigenen Händen. Wir errichteten ein kleines Studio beim Sender, aber Künstler, und noch dazu bekannte, hatten wir nicht. Deshalb organisiertenwir so etwas, das man heute künstlerische Selbstbetätigung nennt. In der Hauptsache trat mein Stellvertreter, der heutige Professor I.G. Kljalzki, auf, der in hervorragender Weise mit metallener Stimme den Linken Marsch von Majakowski vortragen konnte. Nach ihm sang der Militärkommandant des Senders (die Rundfunkstation war eine militärische 279 Einrichtung) das damals populäre Lied Die Mutier begleitete mich zu den Soldaten. Mir oblag, und das nicht nur einmal, die Rolle des Ansagers, und so mußte ich alle Darbietungen des Programms ansagen. Große Begeiste¬ rung bei den Zuhörern rief die Darbietung des alten russischen Liedes Es tönt der Monat hervor, durch zwei Angehörige der Wachmannschaft mit Mandolinenbegleitung interpretiert. Die Stimmung des Publikums im Saal schlug danach um. Die Menschen verstanden erstmalig, daß mit dem Radio Musik wirklich tadellos übertragen werden kann. Unsere Künstler hatten einen durchschlagenden Erfolg. Über Telefon erfuhren wir, daß die Sendung erfolgreich war. Man bat uns, so schnell wie möglich in das Bolschoi- Theater zu kommen. Ich erinnere mich, wie glücklich und zufrieden wir durch das Sokolniki-Gehölz schritten, uns in die Straßenbahn setzten und zum Theaterplatz, dem heutigen Swerdlow- Platz, fuhren. Im Saal empfing man uns mit großem Applaus. Das Publikum war darüber informiert, wer die Darbietungen gebracht hatte, wer den Sender gebaut hatte usw. Wir fühlten uns buchstäblich als Geburtstagskinder. Auf diese Weise wurde das Ansehen des Radios gehoben. Die Studios der Moskauer Rundfunksender, aus denen die ersten Rund¬ funkkonzerte gesendet wurden, befanden sich in kleinen ungeeigneten Zim¬ mern. Im Traum war nicht daran zu denken, in ihnen einen Chor oder ein Orchester unterzubringen. Dennoch hatten wir den großen Wunsch, auch Musiksendungen zu veranstalten. Man kann sich vorstellen, wie hocherfreut wir waren, als uns der Stadtsowjet der Gewerkschaften einen Studioraum im Kolonnensaal des Hauses der Gewerkschaften zur Verfügung stellte. Wir hatten für die Organisation von Konzerten wenigGeld, so daß wir uns entschlossen, als Künstler talentierte Studenten vom Konservatorium auf- treten zu lassen. Einige dieser Künstler sind später Solisten am Bolschoi- Theater geworden. So wurde z.B. nach ihrem Debüt in der Oper Carmen im Rundfunkstudio, Natalia Schlange , unmittelbar in das Künstlerkollektiv des Bolschoi-Theaters übernommen. Bei uns traten auch noch junge Künstler wie beispielsweise die Geigerin Galina Barinowa und die Harfenspielerin Vera Du Iowa auf. Aber auch das neue Studio zwang uns nach kurzer Zeit umzuziehen. Die Akustik erwies sich als unzureichend. Wir gingen in das Bolschoi-Theater, wollten Sendungen von Bühnenstücken aus kleinen Künstlertheatern ver¬ anstalten, Sendungen von Moskauer Plätzen durchführen und aktuelle Übertragungen gestalten. Das alles erforderte große Anstrengungen und hohes Wissen, Studium der Sendebedingungen. Auf dem Gebiet der Akustik waren wir zu der Zeit noch recht unwissend. Die größten Schwierigkeiten entstanden bei der Organisation von Sen¬ dungen aus dem Bolschoi-Theater, dessen Saal sehr groß ist. Wir wendeten uns an die Theaterdirektion mit der Bitte, uns zu sagen, an welchem Ort die Mikrofone aufgestellt werden müssen. Man sagte uns, der beste Platz sei wohl die ehemalige Zarenloge, die sich unmittelbar gegenüber der Bühne befindet. Wir bauten unsere Mikrofone in der besagten Loge auf, und oh weh! 280 Man hatte den Eindruck, als ob der ganze Saal erkältetwäre. Ein nicht enden wollendes Husten übertönte die Musik und den Gesang. Das-kam daher, daß zwischen der Bühne und der Loge, in der sich unser Mikrofon befand, das Parkett war, in dem mehr als tausend Menschen saßen. Sobald auch nur einer von ihnen hustete, war das bei der Übertragung zu hören. Die Über¬ tragung war entsetzlich. Die Direktion sagte uns dann: «Wir haben noch einen magischen Ort, aber an ihn zu gelangen ist sehr schwer. Er befindet sich im Lüster. Wenn Sie dort Ihre Mikrofone hinbekommen, dann geht alles in Ordnung.» Zu dieser Zeit waren wir noch alle jung und trieben Sport. Sich also auf den Lüster zu schwingen war nicht allzu schwer. Man übertrug mir diese Mission. Wir installierten die Mikrofone im Lüster. Das Licht im Saal verlosch. Die Übertragung begann, und erneut war es ein Mißerfolg. Der Ton war verschwommen. Heute würden wir sagen, daß die Reverberation des Saales zu groß ist, d. h., der Ton klingt länger nach, als er gesungen wird. Nach einigen Überlegungen wurde der Entschluß gefaßt, die Mikrofone etwas näher an die Bühne heranzubringen. Ein Mikrofon wurde in einer der linken Seitenlogen über dem Orchesterraum angebracht. Um nicht noch mehr zu riskieren, verzichteten wir darauf, Opern zu übertragen, und beschränkten uns auf Ballettmusiken, im gegebenen Fall auf die von Schwanensee. Das Suchen hatte sich gelohnt. Die Übertragung war ein voller Erfolg. Ich war sehr froh, als ich einen Brief von Tschaikowskis leiblichem Bruder erhielt, in dem er schrieb, daß er glücklich darüber sei, daß die Musik seines genialen Bruders nun Dank dem Radio bis in die entlegensten Städte und Dörfer übertragen werden kann und auf diese Weise einem großen Zuhörer¬ kreis zugänglich wird. Er selbst habe mit einem Detektorempfänger in Klin die Musik von Schwanensee gehört. Kurze Zeit später entschlossen wir uns zu versuchen, eine Sendung mit mehreren Mikrofonen gleichzeitig aufzunehmen und die Lautstärke ent¬ sprechend zu regeln. Wir stellten drei Mikrofone auf der Bühne und drei im Orchesterraum auf: eins davon neben der Harfe, ein zweites bei der 1. Geige und das dritte hinter den Holzblasinstrumenten, Zu meiner Gruppe ge¬ hörte M.Ju.Jnrjew, der nicht nur das Elektrotechnische Institut, sondern auch eine Ausbildung am Konservatorium in der Cellistenklasse erhalten hatte. Von einer Seitenloge aus regelte er die Lautstärke der einzelnen Mi¬ krofone. Das war eine außerordentliche Probe, aber sie war erfolgreich. Nebenbei gesagt führten wir sie am Abschiedstag des großen russischen Sängers Leonul Vitalewitsch Sobinow durch. Er sang die Partie des Loliengrin in der gleichnamigen Oper von Wagner. Unter den Rundfunkhörern waren viele ausländische Gäste. Ich erinnere mich an einen Brief, den ich vom Generalkapellmeister der Kölner Oper erhielt, in dem er um Aufklärung darüber bat, mit welcher Methode wir einen solch hervorragenden Klang erzielt hätten und eine einmalige Übereinstimmung zwischen dem Orchester und den Sängern herzustellen vermochten. 1926 erhob sich die Frage nach einem neuen Rundfunkprogramm. Wir wollten das Glockenspiel vom Spasski-Turm des Kreml übertragen. Dazu 281 traten wir in Verhandlungen mit der Kreml-Kommandantur, um im Glok- kengestühl des Spasski-Turms Mikrofone zu installieren. Die Antwort war eine kategorische Absage für die Verlegung von Leitungen und die Installa¬ tion von Mikrofonen. Was sollte nun werden? Wir hatten bereits die Rund¬ funkhörer mit folgender Meldung aufmerksam gemacht: «Hören Sie heute um 24.00Uhr eine neue Sendung.» Um welche Sendung es sich handeln würde, hatten wir nicht gesagt. Wir machten daraufhin folgendes. Das Mikrofon stellten wir in einem Hörsaal auf dem Dachboden eines Gebäudes des Volkskommissariats für Verteidigung auf, das nahe dem Spasski-Turm gelegen war. Mit meinen Mitarbeitern hielt ich mich in einem Zimmer in der 1. Etage dieses Gebäudes auf. Nach der Verstärkung der Signale gelangten sie über Drahtleitungen zum Haus Nr. 3 in der Nikolskistraße. In diesem Haus befand sich die Zen¬ trale der Gesellschaft für Rundfunksendungen, die sich damals mit Fragen der Organisation von Sendungen befaßte. Nachdem ich meinen Kontroll¬ posten eingenommen hatte, begann ich etwa ab 22.00 Uhr die vom Mikro¬ fon eingefangene Geräuschkulisse abzuhören. Im Kopfhörer ertönten die abendlichen Geräusche vom Roten Platz. Damals fuhr noch die Straßen¬ bahn über den Platz, ratterten die Droschken über das Pflaster. Sie waren das wichtigste Personentransportmittel. Ich hörte den Klang der Ketten, die den Anhänger mit einem Motorwagen der Straßenbahn verbanden, und den Huf schlag der Pferde. Zu hören waren auch die Schritte der Passanten, die den Platz überquerten, und ihre Gespräche. Einzelne Worte konnte man nicht hören, aber man hatte den Eindruck einer allgemeinen Geräusch¬ kulisse. Plötzlich, nach einem nächtlichen Glockenschlag, ertönte das Glockenspiel mit der Melodie der Internationale. So war nicht nur die Übertragung der Moskauer Glockenschläge, sondern auch die unwieder¬ holbare Sendung vom Roten Platz geboren. Es gab auch traurige Übertragungen. Ich erinnere mich an eine davon. Wir übertrugen vom Roten Platz die Beisetzung von Michail Wassiljewitsch Franse. Die Funker mit ihren Geräten waren auf den Korridoren des ersten provisorischen Mausoleums für W. I. Lenin postiert und verbrachten dort den größten Teil der Nacht. Am Morgen begann die Beisetzung. An diesem Tag fand erstmalig ein Rundfunkmeeting mit einem millionenfachen Audi¬ torium statt. Das ganze Land trauerte zusammen mit Moskau. (Fortsetzung folgt) 282 Tabellenanhang Integrierte Dünnschicht-Hybrid-Schaltkreise (KME-3-Bausteine) - Kombinat VEB Keramische Werke Hermsdorf - In die Hand des Elektronikamateurs gelangen immer mehr KME-3-Bau- steine, über deren Verwendungszweck Unklarheit herrscht, da auf dem Aluminiumbecher lediglich eine siebenstellige Kodenummer aufgedruckt ist, z.B. 21-31211. Meist handelt es sich um Digitalschaltungen in RTL- Technik (Baureihen Dl und Dil) bzw. in DTL-Technik (Baureihen D2, D21 und D31). Außerdem gibt es noch Dünhschicht-Hybrid-Schaltkreise für analoge Anwendungen (Baureihen A2 und A3). Jeder Baustein enthält ein Hartglas-Substrat mit Dünnschichtwiderständen, auf dem zusätzlich Transistoren (Miniplasttyp), Dioden und auch Kondensatoren aufgelötet sind. Bild 1 zeigt die 4 Bauformen der KME-3-Bausteine, in Tabelle 1 sind die wichtigsten Angaben dazu genannt. 283 Tabelle 1 Werte zu den 4 Bauformen der KME-3-Bausteine Bauform 1 (5331) Bauform 2 (5431) Bauform 3 (5531) Bauform 4 (5631) Baustein länge in mm 17,3 22,3 26,3 32,3 Anschlußzahl 6 8 10 12 Masse in g 2,0 2,5 3,0 3,5 Substratgröße in mm 2 15 x 10 20 x 10 24 x 10 30 x 10 Summenbelastbarkeit in mW 130/160 170/200 240/270 250/300 Kodierung 1-Ziffer Die 1. Ziffer gibt den Baureihentyp an. Den zur Zeit vorhandenen Baureihen¬ typen sind folgende Ziffern zugeordnet: analog aktiv 2 digital langsam 5 digital mittelschnell 6 digital schnell 7 2. Ziffer Die 2. Ziffer gibt an, um die wievielte Variante des jeweiligen Baureihentyps es sich handelt. Den zur Zeit vorhandenen Baureihenvarianten werden an dieser Stelle folgende Ziffern zugeordnet: A2-D1-D2-D3J 1 A3-D1I 2 D2! (800 kHz) 3 3. Ziffer Die 3. Ziffer gibt den Schaltkreis- bzw. den allgemeinen Schaltungstyp an. Die Bedeutung der Ziffer ist vom Baureihentyp (1.Ziffer) abhängig, analog aktiv (1. Ziffer ist eine 2) einstufiger Verstärker 1 zweistufiger Verstärker 2 dreistufiger Verstärker 3 Differenzverstärker 8 Sonderfälle 9 digital (1. Ziffer ist eine 5, 6 oder 7) 284 Negator ] Sondernegator 2 NOR 3 Sonder-NOR 4 Flip-Flop 5 Sonstige Kippschaltung 6 Sonderschaltkreise aktiv 8 Sonderschaltkreise passiv 9 4. Ziffer Die 4. Ziffer gibt die spezielle Ausführung des jeweiligen Schaltkreistyps an. Bei NOR-Schaltkreisen wird an' dieser Stelle stets die Zahl bzw. bei Doppel-NORs die Summe der Eingänge angegeben. 5. Ziffer Die 5.Ziffer gibt die konstruktive Variante des jeweiligen Schaltkreises an. Verkapselung im Plastebecher 1 Verkapselung im Metallbecher 2 6. Ziffer Die 6. Ziffer gibt den charakteristischen elektrischen Kennwert des Schalt¬ kreises an, z.B. bei Digitalschaltungen den Ausgangslastfaktor F u . Die Fu, -Werte sind in folgender Weise verschlüsselt: Fl«-W ert 1 3 6 9 12 18 24 36 Sonderfälle 6.Ziffer 1 2 34 56789 Bei Doppelschaltkreisen wird als 6. Ziffer das kleinere F Li der beiden im KME-3-Baustein enthaltenen Schaltkreise angegeben. 7. Ziffer Die 7.Ziffer gibt über spezielle elektrische Eigenschaften Auskunft (z.B. Grenzwerte). Analoge Dünnsehicht-Hybrid-Schaltkreise Tabelle 2 gibt einen Überblick über die entsprechenden KME-3-Bausteine. Einsatzgebiete der Baureihe A2 sind die Nachrichten- und Meßtechnik, wo¬ bei die Bausteine als Verstärker, als Mischer oder als Oszillator verwendet werden können. Speziell für die BMSR-Technik verwendbar ist die Bau- 285 reihe A3, um im Frequenzbereich 50 Hz bis 10 kHz modulierte Steuersignale zu verstärken. Die Schaltkreise lassen sich durch eine äußere Beschaltung mit diskreten Bauelementen bezüglich Verstärkung, Bandbreite und Impe¬ danzen dem jeweiligen Anwendungszweck anpassen. Tabelle 2 Übersicht über analoge KME-3-Bausteine Bau¬ reihe Schaltkreistypen Arbeits- Kodierung bezeichnung A2 einstufiger Schaltkreis Typ I ES I 21-11211 einstufiger Schaltkreis Typ II ES II 21-12211 einstufiger Schaltkreis Typ III ES III 21-13211 zweistufiger Breitbandverstärker ZBV 21-21211 dreistufiger Breitbandverstärker BV 12 21-31211 dreistufiger Vorverstärker VV 12 21-32211 A3 Universeller Wechselspannungs- UWV 1 22-31211 Verstärker Einstufige Schaltkreise ES I, ES H, ES HI Bild 2 zeigt die fnnenschaltung und die Anschlußfolge. Für den RC- bzw. Breitbandverstärker wird eine Spannungsverstärkung von etwa 20 dB er¬ reicht (bis 6 MHz). Bei 100 MHz ist die Leistungsverstärkung etwa 4 dB. Der Schaltkreis läßt sich in Emitter- und in Basisschaltung betreiben. Durch die unterschiedliche Zusammenstellung der Basis- und Emitterwiderstände sind eine Vielzahl von Arbeitspunkten einstellbar. Die Tabelle 3 gibt die wichtigsten Werte für die einstufigen Breitbandverstärker an. Tabelle 3 Daten für einstufige Schaltkreise ES I ES 11 ES III Kollektorstrom (mA) 0,79/23,2 0,37/11,5 0,14/6,3 Widerstand /v 1 (kH-mW) 18-11 39-5 100-2 Widerstand R2 (kH-mW) 8,2-18 18-11 50-3 Widerstand R3 (kO-mW) 5,6-35 12-16 20-4 Widerstand /?4 (kQ-mW) 0,82-120 1,8-70 4-90 Widerstand R5 (kfi-mW) 0,56-160 1,2-85 2-50 t Bei den Widerständen gibt die l.Zahl den Widerstandswert an, die 2.Zahl die Belastbarkeit! 286 Zweistufiger Breitbandverstärker ZBV Bild 3 enthält Innenschaltung und Anschlußfolge. Die Stromaufnahme ist bei 12 V etwa 2,4 mA. Erreicht wird eine Spannungsverstärkung bis etwa 60 dB, je nach Außenbeschaltung. Die Widerstände weisen nachfolgenden Wert in kfl (l.Zahl) bzw. Belastbarkeit in mW (2.Zahl) auf: /?I - 6,8/20; R2 - 10/1; R3 - 6,8/8; R4 - 2,2/3 und R5 - 1,1/2. Dreistufiger Breitbandverstärker BV 12 Bild 4 enthält Innenschaltung und Anschlußfolge. Die Stromaufnahme ist bei 12 V etwa 10,5 mA. Erreicht wird eine Spannungsverstärkung bis etwa 70 dB, je nach Außenbeschaltung. Für die Widerstände gilt Wert in kQ/ Belastbarkeit in mW: R\ - 6,5/1; R2 - 44/4; Ä3 - 0,92/2; R4 - 18/6; R5 - 1,25/4; R6 - 3,25/10; RI - 0,8/60 und R8 - 16/4. Dreistufiger Universalverstärker VV 12 Bild 5 enthält Innenschaltung und Anschlußfolge. Die Stromaufnahme ist bei 12 V etwa 2,7 mA. Erreicht wird eine Spannungsverstärkung von etwa 70 dB. Für die Widerstände gilt Wert in kQ/Belastbarkeit in mW: R] -24/2; R2 - 45/3; R3 - 1,6/6; R4 - 7,5/8; R5 - 9,4/10; R6 - 7,5/3 und RI - 4,7/5. 287 Universeller Wechselspannungsverstärker UWV 1 Bild 6 enthält Innenschaltung und Anschlußfolge. Die Stromaufnahme ist bei 12 V etwa 4 mA. Erreicht wird eine Spannungsverstärkung von etwa 80 dB im Bereich von 30 Hz bis 500 kHz. Für die Widerstände gilt Wert in kn/Belastbarkeit in mW: R I - 28,5/3; R2 - 33/3; R3 - 2/40; R4 - 2/40; R5 - 10/10; R6- 170/1; RI - 80/3; RX - 30/3; «9 - 30/3 und R 10- 10/1. Digitale Dünnschicht-Hybrid-Schaltkreise Tabelle 4 enthält die wichtigsten Kenndaten der digitalen Baureihen, so daß man sich über Einsatzmüglichkeiten informieren kann. Nachstehend wer¬ den in Kurzform zusätzliche Daten genannt, sowie die Innenschaltungen aufgezeigt. Die Anschlußpunkte enthalten zusätzlich eine Ziffer, die den entsprechenden Sockelstift angibt. Eine Übersicht über die digitalen KME- 3-Bausteine gibt Tabelle 5. 19 Schubert, Eljabu 81 289 Tabelle 4 Kenndaten der digitalen KME-3-Bausteine +1 +1+1 > > £ •« oo «n o\ . r. 'O w m (N o n m + I + All VII VII X* ^ S 1 Uh Ph ^ ^ O D. D. ° ° • - IO rr :T «n «n — © © I ' All VII VII , > > E u, U, u u °° “ •* o. o. ^ ^ © © © © © , E " «/•> «n r- cT ©" All VII VII w > > r i | ca ©^ ^4 a ©*'>—*' «n © , All All “ S 1 .y ^ § - SÜ ä “ 0 J W N « 05 ü 1=5 S - §■ ' 5 S cd « i a m cd