— ELEKTRONISCHES Grundschaltungen in U s NF-Verstärker 5W tegrierter Schaltkreise Us C K2 /pF ZOO 7 00 20 10 3 3 3 R K /kS 1,5 1,5 1,5 1,5 1,5 1,5“ 0 Operationsverstärker Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1979 Herausgeber: Ing. Karl-Heinz Schubert DM2 AXE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1979 Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik 1.-60. Tausend © Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB) - Berlin, 1978 Cheflektorat Militärliteratur Lizenz-Nr. 5 • LSV 3535 Lektor: Wolf gang Stammler Illustrationen: Harri Förster, Hans-Joachim Purwin Zeichnungen: Heinz Grothmaim Fotos: Archive der Verfasser, Werkfotos, Zentralbild, Militärbilddienst Typografie: Günter Hennersdorf • Hersteller: Hannelore Lorenz Vorauskorrektor: Gertraut Purfürst • Korrektor: Eva Plake Printed in the German Democratic Republic Gesamtherstellung: INTERDRUCK Graphischer Großbetrieb Leipzig - III/18/97 Redaktionsschluß: 15. März 1978 Bestellnummer: 745 960 1 DDR 7,80 M Inhaltsverzeichnis 30 Jahre Deutsche Demokratische Republik DDR-Elektronik mit hohen Zuwachsraten . 11 Marschall der Nachrichtentruppen I. T. Peresypkin erinnert sich ... Sowjetische Nachrichtenverbindungen in den Kämpfen am Kursker Bogen (2). 26 Robert Köhn, Arbeiterveteran Als Funktionär in der revolutionären Arbeiter-Radio-Bewegung 34 Wissenswertes über moderne Technik Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Kopf bezogene Stereofonie - ein neues Hörerlebnis. 43 Ing. Klaus K. Streng Schaltungspraxis moderner Fernsehempfänger . 52 Ing. Klaus K. Streng So funktioniert das elektronische Schaltnetzteil . 64 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Der Mikroprozessor und seine vielseitige Anwendung . 72 Neue Bauelemente der Elektronik Horst Schmied Analogschaltkreise der Volksrepublik Polen . 81 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Wissenswertes über Selengleichrichter . 98 5 Moderne Technik für den Funkamateur Bernhard Linnecke - DM 2 DXD Gedanken zum Empfängereingang . 116 Ing. Hans-Uwe Fortier - DM 2 G00 Frequenzaufbereitung für einen 2-m-FM-Tranaceiver . 124 Dipl.-Ing. Bernd Petermann - DM 2 BTO CQ-Rufgeber mit variablem Text und automatischer Sende/ Empfangs-Umschaltung . 136 Helmut Kri^c/gr- DM 2 BPG Probleme drehbarer Antennenanlagen .151 Karl Rothammel - DM 2 ABK Rund um das Quad . 157 Karl Rothammel - DM 2 ABK Die Beverage-Antenne. 167 Dipl.-Ing. Michael Knietzsch - DM 2 GBO Sendeumsetzer für das 70-cm-Band . 172 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Internationale Schaltungsrevue «Amateurfunk» . 187 Bauanleitungen für den Elektroniker Dipl.-Ing. Rainer Uhde Elektronische Belichtungsuhr. 200 Dipl.-Ing. Andreas Hertzsch - DM 2 CBN Einfaches Digitalvoltmeter. 207 Andrt-Wemer Supp Elektronisches Effektinstrument . 215 Dipl.-Ing. Wolfgang Beutler - DM 3 WBM Lichtorgel mit Triac. 229 Rainer Zimmermann Elektronischer Würfel .. . 235 Ing. Egon Klaff ke - DM 2 BFA Elektroniktips aus dem Pionierhaus Prag . 241 6 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE . ■ Schaltungstips für den Elektronikamateur . 250 Ing. Dieter Müller Der Siliziumtransistor - vorteilhaftes Bauelement auch für den Bastler . 261 Dipl.-Ing. Bernd Altermann Zündeinstellgerät für Kfz-Motor . 272 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Ing. Egon Klaffke - DM 2 BFA Aus der Tätigkeit der Arbeitsgemeinschaften . 285 Oberstleutnant Dipl.-Ing. Friedrich Schulze Die Melodie der Morsezeichen . 291 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee. 298 Emst Theodorowitsch Krenkel - RAEM, Held der Sowjetunion 305 Tabellenanhang Begriffe zur Mikroprozessortechnik. 314 Vergleichsliste für polnische Halbleiter-Bauelemente (CEMI) .. 318 Auflösung des Preisrätsels 1978. 320 8 1979 Januar Februar März Mo 1 8 15 22 29 5 12 19 26 5 12 19 26 Di 2 9 16 23 30 6 13 20 27 6 13 20 27 Mi 3 10 17 24 äl ' 7 14 21 28 7 14 21 28 Do 4 11 18 25 1 8 15 22 1 8 15 22 29 Fr 5 12 19 26 2 9 16 23 2 9 16 23 30 Sa 6 13 20 27 3 10 17 24 3 10 17 24 31 So 7 14 21 28 4 11 18 25 4 11 18 25 April Mai Juni Mo 2 9 16 23 30 7 14 21 28 4 11 18 25 Di 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 19 26 Mi 4 11 18 25 2 9 16 23 30 6 13 20 27 Do 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 Fr 6 13 20 27 4 11 18 25 1 8 15 22 29 Sa 7 14 21 28 5 12 19 26 2 9 16 23 30 So 1 8 15 22 29 6 13 20 27 3 10 17 24 Juli August September Mo 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 Di 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 Mi 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 Do 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 Fr 6 13 «0 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 Sa 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 So 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 Oktober November Dezember Mo 1 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 Di 2 9 16 23 30 6 13 20 27 4 11 18 25 Mi 3 10 17 24 31 7 14 21 28 5 12 19 26 Do 4 11 18 25 6 13 20 27 Fr 5 12 19 26 2 9 16 23 30 7 14 21 28 Sa 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 So 7 14 21 28 4 11 18 25 2 9 16 23 30 9 30 Jahre Deutsche Demokratische Republik DDR-Elektronik mit hohen Zuwachsraten Unter den Staaten der Welt belegt die Deutsche Demokratische Re- publik nach der Größe des Territoriums (108179 Quadratkilometer) den 103. Platz und nach der Bevölkerung (1976 = 16,767 Millionen) den 37. Platz. In der Industrieproduktion gehört sie zu den ersten 10 Staaten der Erde, im Außenhandelsumsatz rangiert sie nach UNO- Statistiken an 14. Stelle. Dieser hohe ökonomische Stand wurde erreicht auf der Grundlage des sozialistischen Eigentums an den entscheidenden Produktions¬ mitteln, der darauf basierenden sozialistischen Planwirtschaft, der immer festeren wirtschaftlichen Integration in die Gemeinschaft sozialistischer Länder. Neben diesen Grundvoraussetzungen einer ständigen ökonomischen Vorwärtsentwicklung wirken eine Reihe von Faktoren positiv auf diese Entwicklung, zu denen unter anderen gehören: - Die DDR verfügt außer über Braunkohle, Kalisalze und silikatische Rohstoffe kaum über andere Rohstoffe in größeren Mengen. Ihre Hauptstärke beruht daher auf einer hochentwickelten, traditions- reichen und intelligenzintensiven metallverarbeitenden Industrie. - Von der Bevölkerung im arbeitsfähigen Alter stehen mehr Men¬ schen im Produktionsprozeß als in vielen anderen Ländern; der Anteil der berufstätigen Frauen ist einmalig in der Welt. - Die Zusammenarbeit mit der Sowjetunion und den anderen Län¬ dern der sozialistischen Staatengemeinschaft sichert nicht nur eine bereits stark spezialisierte Produktion, sondern auch eine stabile Rohstoff- und Energieversorgung. Auf der Grundlage von Abkom¬ men über Arbeitsteilung, Spezialisierung und wissenschaftlich-tech¬ nische Zusammenarbeit mit den RGW-Partnem konnte die Ar¬ beitsproduktivität und Effektivität der DDR-Wirtschaft ein hohes Niveau erreichen. - Die DDR ist ein geschätzter und zuverlässiger Handelspartner von mehr als 100 Staaten in der Welt. Sie hat sich dabei stets für gleich- 11 berechtigte und beiderseitig vorteilhafte wirtschaftliche und wis¬ senschaftlich-technische Beziehungen zu allen Staaten eingesetzt. Langfristige Verträge auch mit den nichtsozialistisohen Ländern fixieren ihren Platz in der internationalen Arbeitsteilung. Von den 8,018 Millionen Berufstätigen in der DDR (ohne die 464500 Lehrlinge) waren 1976 3,071 Millionen in der Industrie tätig. Das ist im internationalen Vergleich ein sehr hoher Anteil, der in den kommenden Jahren nicht mehr wesentlich gesteigert werden kann. Von dem für den Fünfjahrplanzeitraum 1976 bis 1980 erwarte¬ ten Arbeitskräftezuwachs sind 130000 für die Industrie vorgesehen, während 110000 für den Dienstleistungsbereich, das Bildungs- und Sozialwesen eingesetzt werden. Die weitere Steigerung der Arbeits¬ produktivität in der Industrie wird es also ermöglichen, neben dem weiteren Ausbau der industriellen Produktion verstärkt Arbeits¬ kräfte in nichtproduzierenden Bereichen einzusetzen. So wird die Industrie auch in Zukunft mit mehr als 60% - zusam¬ men mit der Bauwirtschaft zu rund 70% - am Nettoprodukt der Wirtschaftsbereiche beteiligt sein. Der zu größeren Betrieben und Wirtschaftseinheiten (Kombinaten) drängende Konzentrationsprozeß der Produktion - eine wichtige Quelle und Voraussetzung der Arbeits¬ produktivitätssteigerung - hält an. Die Erhöhung der Arbeitsproduktivität, die in den letzten Jahren zu rund 90 % den Zuwachs der Produktion bewirkte, wird in steigen¬ dem Maße durch den wissenschaftlich-technischen Fortschritt reali¬ siert, also durch neue technische sowie technologische Verfahren und Prozesse, computergesteuerte Produktionsvorbereitung, -lenkung und -kontrolle und wissenschaftliche Arbeitsorganisation. Die Maßnahmen zur Rationalisierung - in der DDR spricht man bewußt von sozialisti¬ scher Rationalisierung - sind in jedem Fall mit Maßnahmen zur Arbeitserleichterung und -Verbesserung für die Werktätigen verbun¬ den. Welche Veränderungen sich im Zuge der wissenschaftlich-techni¬ schen Revolution in der Industriezweigstruktur vollzogen haben, ver¬ deutlicht die Tabelle. Sie informiert zugleich über den Anteil der Industriebereiche an der industriellen Bruttoproduktion und über die gegenwärtige Investitionsintensität dieser Betriebe. Die Tabelle läßt erkennen, daß sich in den letzten Jahren vor allem der Maschinen- und Fahrzeugbau, die Chemie und ganz besonders die Elektrotechnik/ Elektronik überdurchschnittlich entwickelt haben. Umfangreiche neue Produktionskapazitäten wurden in Betrieb genommen. In der Mitte einer Fünf jahrplanperiode verdeutlichte die Leipziger Frühjahrsmesse 1978 das kontinuierliche Wachstum und die Stabili¬ tät der Volkswirtschaft der DDR, deren Außenhandelsumsatz 1978 12 Tabelle Struktur der DDR-Industrie Industriebereich Betriebe Zahl 1975 Arbeiter und Angestellte 1975 in 1000 Anteil an der industriellen Bruttoproduk¬ tion 1976 in % Produktion 1976 (1950 = 100) Anteil an Industrieinve¬ stitionen 1976 Energie- und 45 195 5,1 299 24,0 Brennstoffindustrie Chemieindustrie 611 335 15,0 974 16,2 Metallurgie 42 127 7,8 861 6,6 Baumaterialien- 363 94 2,0 842 3,7 industrie Wasserwirtschaft 16 20 0,5 - 5,7 Maschinen- und 2322 872 24,1 1033 16,2 Fahrzeugbau • Elektrotechnik/ 632 429 11,2 1943 5,7 Elektronik/ Gerätebau Leichtindustrie 2685 505 11,3 526 9,1 (ohne Textilind.) Textilindustrie 736 244 6,5 470 3,3 Lebensmittel- 965 242 16,5 591 9,5 industrie Industrie insgesamt 8477 3064 100 770 100 auf 111 % gesteigert werden soll. 4200 Außenhandels- und Industrie¬ betriebe der DDR stellten dem Branchenprofil der Frühjahrsmesse entsprechend ihr Lieferprogramm vor, das 6500 Neu- und Weiter¬ entwicklungen enthielt. Mit diesem konzentrierten Auftreten der DDR-Industrie bot Leipzig die Möglichkeit, sich umfassend mit dem Exportsortiment der Deutschen Demokratischen Republik bekannt zu machen. Die Leser des Elektronischen Jahrbuches interessieren natürlich Neuheiten der Elektronikindustrie der DDR. Bauelemente der Elektronik Die Bauelemente-Industrie der DDR wird durch den VEB Kombi¬ nat Mikroelektronik Erfurt, das Kombinat VEB Elektronische Bau¬ elemente Teltow sowie das Kombinat VEB Keramische Werke Herms¬ dorf repräsentiert. Leitbetriebe des VEB Kombinat Mikroelektronik Erfurt sind die Betriebe VEB Funkwerk Erfurt, VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) und VEB Uhrenwerke Ruhla. Der VEB Funkwerk 13 Bild 1 Der Festwertspeicher U 501 D (PROM, 2048 bit) ist elektrisch program¬ mierbar. Wesentlich kleinere Abmessungen hat der Uhrenschaltkreis U 113 D, der für analog anzeigende Armbanduhren eingesetzt wird Erfurt ist.ein international bekannter und geschätzter Produzent moderner Halbleiterbauelemente, wie unipolarer Festkörperschalt¬ kreise mit unterschiedlichem Integrationsgrad, MOS-Transistoren und Si-Dioden. Sein bekanntes Sortiment für die Konsumgüterindustrie und die industrielle Anwendung wird ergänzt durch die Schaltkreise V 113 F und U 551 D. Der Schaltkreis V 113 F ist zur Anwendung in analog anzeigenden Uhren vorgesehen. Er enthält einen Oszillator, einen 16stufigen Teiler sowie zwei Treiberstufen zur Ansteuerung eines Schrittmotors. Der U 551 D ist ein statischer, elektrisch programmier¬ barer Festwertspeicher (PtlOM) in p-Kanal-Silizium-Gate-Technik mit einer Speicherkapazität von 2048 bit. Aus dem VEB Röhrenwerk Mühlhausen, gemeinsam mit dem VEB Röhrenwerk Rudolstadt und VEB Elektroglas Ilmenau c( em Leit¬ betrieb VEB Funkwerk Erfurt zugeordnet, wird als neuer Schutz¬ rohrkontakt das Dual-in-line-Relais llDR 105 vorgestellt. Dieses Relais entspricht konstruktiv und elektrisch den Anforderungen der integrierten Schaltungstechnik. Es kann ohne zusätzliche Treiber¬ stufen direkt durch DTL- und TTL-Bausteine angesteuert werden. Innerhalb des Fertigungsprogrammes des VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) nehmen analoge integrierte Schaltkreise den ersten Platz ein. Spezielle Typen der Untorhaltun^solektronik bilden nicht 14 Bild 2 Der Schutzrohrkontakt RDR 105 im Dual-in-line-Gehäuse hat eine An¬ sprechspannung von V, eine Schaltleistung von 5 W und eine Schalt - Spannung von 80 V \ nur die bauelementseitige Basis für die Fernsehindustrie der DDR, sondern sind auch Bestandteil eines Regierungsabkommens mit der UdSSR. Darüber hinaus werden sie in andere Länder des RGW sowie ins niehtsozialistisehe Wirtschaftsgebiet exportiert. Neben analogen Schaltkreisen für die Unterhaltungselektronik und für die industrielle Elektronik umfaßt das Lieferprogramm des Leit¬ betriebes bipolare digitale TTL-Schaltkreise, TTL-MSI-Schaltkreise im Keramikgehäuse sowie TTL-Schaltkreise mit geringen Verzöge¬ rungszeiten im Plastgehäuse. An Neuentwicklungen wurden gezeigt die Typen A 210 D und A 210 K (integrierte 5-W-NF-Verstärker mit thermischer Schutzschaltung für den Einsatz in Rundfunk-, Fernseh- und Phonogeräten), A 290 D (integrierter PLL-Stereodekoder nach dem Zeitmultiplexverfahren), B 222 D (integrierter Doppelgegentakt- mischer) und B 340 D (4fach-Transistorarray). Größter Hersteller von Miniplast-Transistoren des Kombinats ist der VEB Röhrenwerk Anna Seghers Neuhaus. Er offeriert ein Sorti¬ ment Silizium-npn-Planar- sowie Planar-Epitaxier-Transistoren. Neu ist die Typengruppe SF 357/SF 358/SF 359 für den Einsatz in Videostufen von SW- und Farbfernsehgeräten. Das Kombinat VEB Elektronische Bauelemente vereinigt die Her¬ steller passiver Bauelemente der DDR. Sein Fertigungssortiment reicht von Steckverbindern (flach und rund) über Leiterplatten (Mehr- lageh- bis Einfachplatten), Schalter und Tasten, feste und verbundene Widerstände, frequenzselektive Bauelemente bis zu Kondensatoren und Ferritspeicherblöcken. Die Messe-Offerte des Kombinats enthielt interessante Neuentwicklungen. An erster Stelle sei das monolithische Quarzfilter 70,2 MHz für den Einsatz in mobilen UKW-Funksprech¬ geräten genannt. Mit den neuen Dickschichtschaltkreisen wurde eine Kombination von veränderbaren Widerständen mit linearer, nicht tolerierter Kurve und Fest widerständen geschaffen, die speziell für die Kameraindustrie bestimmt sind. Ein umfangreiches Leistungsangebot an elektronischen Bauelemen¬ ten unterbreitete auch das Kombinat VEB Keramische Werke Herms¬ dorf. Eine Neuentwicklung im Sortiment Ferriterzeugnisse sind Laut¬ sprecher-Ringmagnete aus Maniperm 870. Lautsprechermagnet¬ systeme aus dem remanenzbetonten Werkstoff 870 sind Haupt¬ bestandteil hochleistungsfähiger permanentdynamischer Lautspre¬ cher mit großer thermischer und mechanischer Konstanz. Bild 3 Quarz-Armbanduhren werden im VEB Kombi¬ nat Mikroelektronik Erfurt, Betrieb VEB Uhrenwerke Ruhla , hergestellt 16 Das Fertigungsprogramm an Widerstandsnetzwerken und inte¬ grierten Hybridschaltkreisen wurde erneut erweitert. Hingewiesen sei besonders auf integrierte Hybridschaltkreise mit erhöhtem Inte¬ grationsgrad für den Einsatz in den unterschiedlichen Gebieten des elektronischen Gerätebaus. Zu diesen Hybridschaltkreisen der 2. Gene¬ ration zählen insbesondere Ansteuerschaltkreise, Reglerschaltkreise und Schaltkreise für Funksprechgeräte. Aus der weiteren Offerte sei noch ein scheibenförmiger Heißleiter in Miniaturausführung (Miniheißleiter) hervorgehoben. Dieser neu¬ entwickelte Thermistor ist speziell für die Medizintechnik bestimmt. Er findet als Temperaturmeßwandler in elektronischen Geräten zur Überwachung der Vitalfunktionen schwerkranker Patienten Einsatz. «Uhren, wie die Zeit sie verlangt» - unter diesem Motto stand die Uhrenausstellung des neugebildeten VEB Kombinat Mikroelektronik Erfurt, in das die uhrenherstellenden Betriebe der DDR in Ruhla, Glashütte und Weimar integriert wurden. Die Zugehörigkeit der Uhrenhersteller der DDR zum Kombinat Mikroelektronik deutet auf den sich gegenwärtig national wie international immer mehr ver¬ stärkenden Prozeß der Entwicklung der Mikroelektronik und der vielseitigen Nutzung ihrer Ergebnisse in der Volkswirtschaft hin. In der Technologie der Feinwerktechnik übernehmen in steigendem Maß Mikroprozessoren komplizierte Steuerungsaufgaben mit höch¬ ster Präzision. Dem Wunsch der Verbraucher nach hochgenauen Uhren entspre¬ chen die geschmackvoll gestalteten Ruhlaer Quarz-Herrenarmband¬ uhren mit einer Abweichung von nur ±2 Minuten im Jahr. Die Mo¬ delle sind mit Analog- und Datumanzeige ausgestattet. Dank des geringen Energiebedarfs der Mikroelektronik und des Schrittschalt¬ motors garantiert diese Uhr - ausgerüstet mit einer Silberoxidzelle von 1,5 V Spannung - eine wartungsfreie Laufzeit von mindestens einem Jahr. Rundfunk und Fernsehen Der Akzent bei Farbfernsehgeräten liegt auf der in sich geschlossenen Chromat- und Chromalux-Reihe, mit 61-em-Bildschirm, volltransisto¬ risiert, aus dem VEB Fernsehgerätewerke Staßfurt. Die Chromat -Typen haben in ihrer Grundkonzeption einen tir eiligen freiwählbaren Pro¬ grammspeicher, IC- und Steckmodulausstattung sowie 7 Automatik¬ funktionen. Die Modelle 2060 und 2160 sind für Einsystemempfang ausgerüstet, die Modelle 2062 und 2162 bieten Zweisystemempfang mit Umschaltautomatik. Sie weisen Anschlußmöglichkeiten für audio¬ visuelle Zusatzanlagen auf. Die Chromalux -Typen haben ebenfalls IC- 2 Schubert, Eljabu 1879 17 Bild 4 Der Farbfernsehempfänger Chromalux 2063 hat verdeckt ein größeres Be¬ dienfeld, in dem auch ein Kopfhörer- und ein MTG-Anschluß enthalten sind. Dazu noch die Ultraschall-Fernbedienung für die wichtigsten Funk¬ tionen und Steckmodulausstattung, jedoch einen 8teiligen frei wählbaren Programmspeicher. Dazu kommen beim Modell 2063 der Zweisystem¬ empfang und die TJS-Fernbedienung mit Sensortechnik. Auf dem Schwarz/Weiß-Sektor, zu dem auch die 31-om-combi- vision- Portables des VEB Robotron-Elektronik Radeberg gehören, sind die volltransistorisierten 6 1-cm-Luxomat- Ausführung mit Oteiligem Programmspeicher und die Luxotron- Modelle mit 8teiligem Pro¬ grammspeicher, teilweise in softline-Gehäuse, zu nennen. Erwähnens¬ wert ist außerdem der volltransistorisierte Tischempfänger Debüt VT 132 mit üteiligem Programmspeicher sowie teilweiser IC- und Steckmodulausrüstung (50-cm-Bildröhre). In softline-Ausführung ist auch das 2-Norm-Gerät Estamat TV 135 gehalten. Ein Anziehungspunkt sind Reisesuper, Radiorecorder und Kas¬ settenabspielgeräte. Die Reihe der Automatic-, Garant-, Contura-, Elite- und Dynamic-Empfänger aus dem Stammbetrieb des VEB Kombinat Stern-Radio Berlin gipfelt in dessen Stern-Sensomat 3000, einem 5-Wellenbereichs-Gerät mit Sensorausstattung und hohem Leistungskomfort. Bei den Radiorecordern sind Stern-Recorder 1000, Stern-Recorder 1610 sowie als Weiterentwicklungen Radiorecorder 4200 (VEB Stern-Radio Berlin) und Babett (VEB Antennenwerke Bad Blankenburg, Kombinat Stern,-Radio Berlin) hervorzuheben. Das Modell 4200 ist eine Variante des R 4000 mit geringfügigen Gebrauchs¬ wertverbesserungen. Dem Gerät Babett liegt das vereinheitlichte Lauf- 18 werk LW 400 zugrunde. Das Gerät weist u.a. 3-Wellenbereichs-Rund- funkteil mit 1,5 W Musikausgangsleistung, IC, Lumineszenzdiode, auf Handbetrieb umschaltbare Aussteuerungsautomatik und automati¬ sche Bandsortenumschaltung auf. Der VEB Stern-Radio Sonneberg (Kombinat Stern-Radio Berlin) zeigt sein Kompakt-Kassettenabspiel¬ gerät Sonett 77 mit sehaltbarer Aussteuerung für Hand- und Auto¬ matikbetrieb, schnellem Vor- und Rücklauf sowie 700 mW Musik¬ ausgangsleistung. Das Heimsuper-Angebot in Mono reicht vom Mittelsuper Lausitz 2011 mit Radioschaltuhr bis zum Prominent 2000 Automatic mit 4-Wellen- bereichs-Empfang und 4 UKW-Stationstasten. Der VEB Robotron- Elektronik Radeberg stellt als Weiterentwicklung den 3-Wellen- bereichs-Mittelsuper Minora 1101 mit 4 W Musikausgangsleistung vor. Das Gerät hat eine tadellose Trennschärfe. Der VEB Hoch¬ frequenz-Werk Meuselwitz präsentiert den 4-Wellenbereichs-Mittel- super Saturn, der über 4 W Musikausgangsleistung verfügt. Saturn ist im softline-Stil gestaltet und wird in zwei Gehäusevarianten offe¬ riert. Bei Stereoempfängem und -anlagen reicht das Angebot von der Anlage Proxima (2 x 10 W) und der Anlage Intana (2x6 W) - beide vom VEB Stern-Radio Sonneberg - bis zu toccata 940 HiFi (VEB .. . j Bild 5 Der Radiorecorder BabeII eröffnet eine neue Generation von Radio- Kassetten- band-Geräten mit wesentlich verbesserten Gebrauchswerteigenschnlten 2 * 19 Bild 6 Das HiFi-Steuergerät Carat S zählt zu den Spitzengeräten des VEB Stern- Radio Sonneberg . Im Endverstärker werden kurzschlußfeste und thermisch gesicherte IC eingesetzt (2x 25 W Musikleistung) Bild 7 Vas neue Heimstudio-Stereo-Mischgerät Regie 3000 ist durch seine Mög¬ lichkeiten auch gut für Diskotheken geeignet. Der eingebaute Stereo-Abhör- verstärker ermöglicht das Mithören über Kopfhörer Rundfunktechnik Rema, Stollberg) mit UKW-Sensor-Programmspei- cher, schaltbarer Stummabstimmung, Lineartaste u.a. Neu auf die¬ sem Sektor ist das Sonneberger Steuergerät Carat S mit 2 X 25 W Musikleistung, überdurchschnittlich hoher HF-Selektion und Sensor¬ aggregat einschließlich 8teiligem Programmspeicher und Quadromög¬ lichkeit. Es ist ein Gerät der Spitzenklasse. Vom gleichen Betrieb stammt das Steuergerät Stereo 5080 mit 3-Wellenbereichs-Empfang und 2 X 4,5 W Musikausgangsleistung. 20 Auf dem Phonosektor sind in erster Linie Plattenspieler und Wieder¬ gabeanlagen des VEB Phonotechnik Zittau (Kombinat Stern-Radio Berlin) hervorzuheben, bei Plattenspielern die HiFi-Modelle Granat 216 electronic und Opal 216. Interessant sind die Mittelklasse-Anlagen Türkis 524 (2x6 bzw. 7,5 W Musikausgangsleistung) sowie Combo 523 (2x4 W). Vom VEB Kombinat Meßelektronik Otto Schön, Dresden, wird die Kompaktanlage Granat 516 HiFi gezeigt, der Betriebsteil Plauen des VEB Rundfunktechnik Rema stellt eine weitere HiFi- Kompaktanlage vor. Von der PGH fernseh-radio Berlin kommen die HiFi-Tuner 50 und 506 und das vielseitige HiFi-Mischpult HiFi- Studio 506. Der VEB Funkwerk Köpenick zeigte sein universales Mischpult Regie 3000. Nachrichtentechnik Moderne Nachrichtentechnik für die Bewältigung der ständig wach¬ senden Nachrichtenverkehrsbedürfnisse in Staat, Wirtschaft und den verschiedenen gesellschaftlichen Bereichen offerierte der Industrie¬ zweig RFT Nachrichten- und Meßtechnik. Seine Offerte • stand im Zeichen nachrichtentechnischer Einzel-, Teil- und Komplexlösungen für vielfältige Belange der Information und Kommunikation. Mit Bild 8 Der elektronische Kmp- fangsfernschreiber F 1200 arbeitet mit 400, 000 oder 800 Zeichen je Minute. Die Schrift wird durch den verwendeten Nadel¬ rasterdruck in der Matrix 5x7 oder 5X8 dar gestellt 21 Bild 10 Das Sende-Empfangs-Gerät UPS 721 dient als bewegliche odei stationäre Funkstelle für den zweiseitigen Funkverkehr im 2-m-Band Bild 9 her neue Nachrichtenempfänger EKD 300 hat den Empfangsbereich 14 kH bis 30 MHz. Die Frequenzeinstellung erfolgt im 10-Hz-Raster t durch eine gezielte Frequenzeinstellung mit dem Ziffern-Tastenfeld bzw. - durch eine quasikontinuierliche Frequenzeinsteliung mit dem Drehknopf 22 ihnen lassen sieh anstehende Probleme des Aufbaus, der Erweiterung, Modernisierung oder Rekonstruktion von Nachrichtennetzen der unterschiedlichsten Art und Größe technisch zukunftssicher und öko¬ nomisch günstig lösen. Der Ausstellungskomplex Fernschreibfechnik stellte die verschiede¬ nen Ausführungen der neuen elektronischen Empfangsfernschreiber¬ familie F 1200 heraus. Die Gerätevarianten des F 1200 können auf Grund ihres geringen Geräuschpegels u.a. durch Anwendung des Spaltenrasterdruckverfahrens und ihrer modernen Formgestaltung bei geringem Gewicht und kleinen Abmessungen direkt auf dem Schreib¬ tisch in Büroräumen aufgestellt werden. Ihre hohe Zuverlässigkeit wird durch den Einsatz moderner elektronischer Bauelemente ge¬ währleistet. Bevorzugte Einsatzgebiete der Empfangsschreiber sind Nachrichten- und Wetterdienste, Redaktionen, Reisebüros und Flug¬ gesellschaften, Eisenbahnwesen, Hafenverwaltungen und Warenlager. Besonderer Anziehungspunkt war ein Funkerarbeitsplatz, auf dem mit der RFT-Kurzwellen-Sende- und -Empfangstechnik die Funk¬ telefonie, Funktelegrafie und der Funkfernschreibverkehr demon¬ striert wurde. Zu seiner Ausstattung zählte der Einseitenband-Kurz- wellenempfänger EKD, das 100-Watt -Sende-Empfangs-Gerät SEG 100 D, der Einseitenband-Empfänger EGD 02, das Antennenverteiler¬ system AVV 01 sowie der Fernwirkgeber FWG, über den der Nach¬ richtensender KN 1-E fernbedient wird. Für den Funkfernschreib¬ empfang wurde der elektronische Empfangsfernschreiber F 1200 ein¬ gesetzt. Das für die Errichtung vonTJKW-Verkehrsfunknetzen vorgesehene Erzeugnissortiment weist innerhalb des Gerätesystems U 700 an Neuentwicklungen das Sende-Empfangs-Gerät USF 721 für den zwei¬ seitigen Funkverkehr im 2-m-Band, die Bedienpulte UßZ 70 und UBZ 71 sowie die Zusatzgeräte UZZ 70 und UZZ 71 für die Reali¬ sierung ortsfester Stätionen im 0,7-m-, 2-m- oder 4-m-Band sowie das Bedienteil UBS C 90 auf. Letzteres ist für den mobilen/tragbaren Einsatz bestimmt, hat offenen Ruf und verfügt über 100 schaltbare Kanäle (simplex) sowie 9 schaltbare Einschaltselektivrufe. Es ist für die Zusammenarbeit mit Sende-Empfangs-Geräten des Systems U 700 vorgesehen. Datenverarbeitung Neben der bewährten Prozeß- und Kleinrechentechnik gehören neu- und weiterentwickelte Mikrorechnersysteme sowie mikroprozessor¬ orientierte Geräte wie Varianten des programmierbaren Kleinrechners robotron K 1001/1003 und das programmierbare Bildschirmterminal 23 Der frei 'programmierbare Kleinrechner robotron K 1002 wird vorwiegend auf wissenschaftlich-technischem Gebiet eingesetzt , wo der hohe Vorberei¬ tungsaufwand bei der Lösung mit einer EDV-Anlage nicht gerechtfertigt ist. Das Modell K 1002 kann mit Magnetkarte arbeiten 24 robotron PBT 4000 zum Angebot des VEB Kombinat Robotron. Das zur Mikrorechnerreihe robotron K 1500 zählende Mikrorechnersystem robotron K 1510 besteht aus über 30 Baugruppen, die den Aufbau von Steuerrechnern für die unterschiedlichsten Aufgabengebiete er¬ möglichen. Dabei ist der Anschluß einer Reihe peripherer Geräte möglich. Der ZVE-Schaltkreis hat eine Verarbeitungsbreite von 8 bit auf der Grundlage p-Kanal-MOS/LSI. Halbleiterspeicher werden mit einer Kapazität von 16 K-Bytes je nach Erfordernis aus PROM- und RAM-Steckeinheiten aufgebaut. Die Mikrorechner werden in unter¬ schiedlicher Ausführung auch als Steuerkern für den programmier¬ baren Kleinstrechner K 1001 / 1002/1003 und für das programmier¬ bare Bildschirmterminal eingesetzt. Die Kleinstrechner dienen vor¬ wiegend zur Lösung wissenschaftlich-technischer Berechnungen und von mehreren aufeinanderfolgenden komplizierten Einzeloperationen. Die Steuerung erfolgt über den Mikrorechner, der ebenso wie der Arbeitsspeicher (RAM) und Mikroprogrammspeicher (ROM) aus MOS/LSI-Schaltkreisen besteht. Die Speicherkapazität beträgt 200, 712 oder 1224 Bytes. Alle mathematischen Grundoperationen sind durch einfachen Tastendruck ausführbar. Bei den drei genannten Modellen handelt es sich um das Grundmodell robotron K 1001 sowie die Ausführung mit Magnetkarteneinzug robotron K 1002 und die Ausführung mit Magnetkarteneinzug und Druckausgabe robotron 1003 als Weiterentwicklungen. Ing. K.-H. Schubert 25 Marschall der Nachrichtentruppen I. T. Peresypkin erinnert sich ... Sowjetische Nachrichtenverbindungen in den Kämpfen am Kursker Bogen ( 2 ) Die Schlacht am Kursker Bogen begann am 5. Juli 1943. An diesem Tag gingen die faschistischen Truppen gleichzeitig von Norden und von Süden zur Offensive auf Kursk über. Um den Preis gewaltiger Verluste an Menschen und Material gelang es dem Gegner, in der Orlow-Kursker Richtung 10 bis 12 km und in der Belgoroder-Kurs- ker-Richtung bis 35 km tief in die sowjetische Verteidigung einzu¬ brechen. Am 12. Juli trat infolge eines starken Gegenschlages der Truppen der Woronesher Front und des Übergangs der West- und der Brjansker Fronten zum Angriff die Krise ein, die das Scheitern der Operation Zitadelle markierte. Am folgenden Tag befahl Hitler, zur Verteidigung überzugehen. In harten Verteidigungsgefechten der Truppen der Zentralfront und der Woronesher Front sowie unter Einbeziehung eines Teils der Kräfte der Steppenfront 1 wurde der Angriff der Faschisten vereitelt, wurden seine Stoßgruppierungen auf¬ gerieben. Damit entstanden günstige Bedingungen für den nachfol¬ genden Übergang zum Gegenangriff. Die Verteidigungshandlungen unserer Truppen am Kursker Bogen waren angespannt und manöverreich. Nicht an einer Front wu de bis dahin so manöverreich mit operativen und strategischen Reserven gekämpft. Allein an der Woronesher Front wurden während der 10 Tage dauernden Verteidigungsschlacht 7 Panzer- und mechani¬ sierte Korps, einige zehn Schützendivisionen und 6 Panzerbrigaden umgruppiert. Das war nur mit einer gut organisierten Truppenführung und stabil arbeitenden Nachrichtenverbindungen möglich. Im Verlauf der Verteidigungsoperation am Kursker Bogen war das Hauptnachrichtenmittel in der Ebene Stab der Front - Stäbe der Ein¬ heiten die Drahtnachrichtenverbindung. Ihr stabiler Betrieb erlaubte den Befehlshabern und den Stäben eine ununterbrochene Führung der Truppen. Das weitverzweigte Netz von Drahtnachrichtenverbin- 1 Im Verlauf der Verteidigungsoperation wurde der Steppenmilitärbezirk in Steppenfront umbenannt. 26 düngen und die große Anzahl von Hilfsnaehrichtenzentralen und Kon¬ trollpunkten ermöglichten es, mit den Fernschreib- und Fernsprech¬ kanälen schnell Umgehungsleitungen zu fast jeder unterstellten Ein¬ heit herzustellen. A11 das sicherte letzten Endes ununterbrochen wir¬ kende Nachrichtenverbindungen bei kurzfristigen Lageänderungen, bei Umgruppierungen und der Änderung von Unterstellungsverhält¬ nissen für Truppenteile und Einheiten. Eine wichtige Rolle spielte die Funkverbindung bei der Sicherstel¬ lung der zahlreichen Panzer- und Artillerieeinheiten. Zum Beispiel befanden sich im Bestand der 13. Armee der Zentralfront, gegen die der Hauptstoß der faschistischen Truppen gerichtet war, fünf selb¬ ständige Regimenter reaktiver Werfer und eine Division Gardewerfer. Das machte mehr als 60% aller Divisionen reaktiver Artillerie der Front aus. Das Hauptmittel zur Führung dieser Truppenteile war die Funkverbindung. Die Führung der reaktiven Feldartillerie in die¬ ser Operation der 13. Armee oblag einer speziell geschaffenen opera¬ tiven Gruppe. Sie hatte stabile Funkverbindung mit allen Garde¬ werfereinheiten und ebenfalls mit dem Stab der operativen Gruppe, die beim Frontstab geschaffen worden war. Durch die sichere Funk¬ verbindung war es möglich, das Feuer der Gardewerfer im Rahmen der Armee zu konzentrieren und dem Gegner dadurch vernichtende Schläge zuzufügen. 27 Am 15. Juli gingen die Truppen der Zentralfront zum Gegenangriff über. Zusammen mit den Truppen der Westfront und der Brjansker Front liquidierten sie am 18. August den Orlower Vorsprung und nahmen die Verfolgung des Gegners auf. In der Belgorod-Charkower Richtung gingen die sowjetischen Truppen am 3. August zum Gegen¬ angriff über. In südwestlicher und südlicher Richtung entwickelten die Truppen der Steppenfront und der Woronesher Front den Angriff und befreiten bis zum 23. August eine große Anzahl Städte, darunter Belgorod und Charkow. Der erfolgreiche Gegenangriff der sowjeti¬ schen Truppen am Kursker Bogen wurde mit der völligen Zerschla¬ gung der faschistischen Elitetruppen abgeschlossen. Er war der Auf¬ takt für die große Sommeroffensive im Jahr 1943. Die Rote Armee warf die faschistischen Truppen zurück und bewegte sich zielstrebig auf den Dnepr zu. Der Plan Hitlers, für die Niederlage bei Stalingrad Revanche zu nehmen, war ein voller Reinfall. Zur erfolgreichen Vollendung der Kursker Schlacht trug die gut organisierte Truppenführung bei, die sich durch eine Reihe Besonder¬ heiten auszeichnete. Eine davon war das breit angelegte Netz von Führungspunkten, die in der ganzen operativen Tiefe der Truppen entfaltet waren. Das ermöglichte den Front- und den Armeebefehls¬ habern, die /Truppenführung unabhängig von der sich entwickelnden Frontlage beweglich zu gestalten, forderte aber von den Nachrichten¬ soldaten eine große und angestrengte Arbeit hinsichtlich der Organi¬ sation und der Sicherstellung aller Arten von Nachrichtenverbin¬ dungen. Während der Angriffsoperationen wurde die Truppenführung z.B. in der 13. Armee vom Haupt- und vom Hilfsführungspunkt sicher¬ gestellt. Ungeachtet dessen, daß der Führungspunkt während der Operation 7mal verlegt wurde, arbeiteten die Drahtnachrichtenver¬ bindungen stabil. Das wurde dadurch erreicht, daß die Kräfte und Mittel der Nachrichtenzentrale der Armee dreigeteilt waren. Zwei Teile waren auf dem Haupt- und dem Hilfsführungspunkt entfaltet. Der dritte Teil diente zur Sicherstellung der Nachrichtenverbindungen dann, wenn die Führungspunkte verlegt wurden. Die Funkverbin¬ dungen arbeiteten während der gesamten Operation ebenfalls ohne große Unterbrechungen. Ein gutes Beispiel für die Organisation und die Aufrechterhaltung der Drahtnachrichten Verbindungen während des Gegenangriffs der sowjetischen Truppen vor Kursk bot die Arbeit der Nachrichten¬ einheiten der 5. Gardearmee der Woronesher Front, die als Chef Nachrichten der Generalmajor der Nachrichten truppen, I. F. Iwa¬ now , befehligte. Dem Chef Nachrichten der Armee waren zu dieser Zeit direkt unterstellt: ein Nachrichtenregiment, ein Leitungsbaubataillon, eine 28 Fernschreibbaukompanie und drei Feldkabelbaukompanien. Diese Einheiten reichten vollkommen aus, um die Nachrichtenverbindungen im Verlauf der Angriffsoperationen sicherzustellen. Ein gut entwickel¬ tes Netz fester Fernmeldeleitungen im Angriffsstreifen der 5. Garde¬ armee erlaubte dem Chef Nachrichten, in der Ausgangslage vor dem Angriff auf den Einsatz von Stangenleitungen zu verzichten. Er schuf sich damit eine große Reserve an Feldnachrichtengerät, das im Ver¬ lauf des Angriffs eingesetzt werden konnte. Bei den Angriffshandlungen der Truppen der Armee war die Draht¬ nachrichtenverbindung mit den Korps nach Achsen und Richtungen organisiert. An den Punkten der nachfolgenden Verlegung des Füh¬ rungspunkts der Armee wurden in der Achse der Nachrichtenverbin¬ dungen der Armee Hilfsnachrichtenzentralen eingerichtet. Zu ihnen wurden mit den Mitteln der Chefs von Richtungsverbindungen der Korps Verbindungsleitungen gebaut. Auf diese Weise entstanden die Verbindungen der Korps zu den neuen Führungspunkten. Wenn das Angriffstempo der Truppen 15 km am Tage nicht überschritt, konn¬ ten dadurch die Drahtnachrichten Verbindungen sichergestellt werden. Bei Gefechtshandlungen der 5. Gardearmee in der operativen Tiefe der gegnerischen Verteidigung, als das Angriffstempo der Truppen auf 30 bis 35 km je Tag anstieg, wurden die Drahtnachrichtenverbin¬ dungen mit den unterstellten Stäben nur nach der Achse der Verbin¬ dungen aufrechterhalten. In dieser Armee nutzte man die Funk¬ verbindung umfassend während des Angriffs aus. Dadurch war auch in schwierigen Situationen eine ununterbrochene Truppenführung gewährleistet. In der Schlacht bei Kursk wurde die Funkverbindung in großem Umfang für die Führung in den Panzerarmeen und in den Panzereinheiten und mechanisierten Einheiten eingesetzt. Im Be¬ stand der Zentralfront, der Woronesher Front und der Steppenfront handelten 5000 Panzer und Selbstfahrgeschütze. Diese Massen an Gefechtsfahrzeugen mußten unter schwierigen Bedingungen geführt werden, die durch hohe Beweglichkeit und manöverreiche Hand¬ lungen der Truppen gekennzeichnet waren. Ohne eine gut organi¬ sierte und exakt funktionierende Funkverbindung war die Führung dieser Einheiten nicht denkbar. In den Panzereinheiten und den mechanisierten Einheiten war die Funkverbindung das hauptsäch¬ lichste und manchmal das einzige Mittel für die Führung überhaupt. Funkverbindungen wurden von den Stäben der Panzerarmeen bis zu dem einzelnen Panzer eingesetzt. Aus diesem Grund schenkten die Befehlshaber der Armeen, die Kommandeure der Einheiten und ihre Stäbe den Funkverbindungen große Aufmerksamkeit, verfolgten sie streng die Aufrechterhaltung der Verbindungen und halfen sie ständig ihren Chefs Nachrichten. Man muß bemerken, daß die Schwierigkeiten, die früher bei der 29 Aufrechterhaltung einer stabilen Funkverbindung der Befehlshaber von Panzerarmeen mit ihren unterstellten Einheiten in der Bewegung bestanden, zu Beginn der Kursker Schlacht überwunden waren. Bis dahin hatten die Befehlshaber von Panzerarmeen sowie die Komman¬ deure von Panzerkorps und von mechanisierten Korps in ihren Pan¬ zern gewöhnliche Panzerfunkstationen, die Verbindungen über grö¬ ßere Entfernungen nicht zuließen. Während der Kursker Schlacht hatten alle Kommandeure Funkstationen mittlerer Leistung vom Typ RSB zur Verfügung, die in den T-34 und Panzer vom Typ KW eingebaut waren. Das erlaubte ihnen, i n den Gefechtsordnungen ihrer Truppen mitzufahren und stabile Funkverbindungen Ait den Vor¬ gesetzten Stäben aufrechtzuerhalten. Die Führung von Panzertruppen unterschied sich in der Form und m den Methoden wesentlich von der Führung in Schützenverbänden. Die Besonderheiten der Führung in den Panzertruppen ergaben sich aus ihrer hohen Beweglichkeit und dem Charakter der zu erfüllenden Gefechtsaufgaben. Zug-Kommandeure von Panzereinheiten, Kom¬ mandeure von Panzerkompanien und von Panzerbataillonen, die Kommandeure von Panzerbrigaden und von Panzerkorps führten Are Einheiten unmittelbar aus der Gefechtsordnung, in der sie mit¬ fuhren. Im Verlauf der Verteidigungs- und der Angriffsoperationen von Panzereinheiten am Kursker Bogen sicherte die Funkverbindung eine schnelle Übermittlung von Gefechtsaufgaben an die Unterstellten. Sie diente hauptsächlich dazu, Angaben über die Lage schnell zu sammeln und sie an die höheren Stäbe weiterzuleiten. Die stabil arbeitende Funkverbindung gab den Befehlshabern von Panzer¬ armeen und den Kommandeuren von Panzereinheiten die Möglich¬ keit, ununterbrochen auf alle Lageveränderungen zu reagieren und die erfolgreiche Lösung von Gefechtsaufgaben zu erreichen. Über Funk wurden vorher festgelegte Aufgaben präzisiert, wurden neue Aufgaben gestellt, die in Form von kurzen Befehlen und Kommandos durchgegeben wurden. Während der Kursker Schlacht erfuhr die Funkverbindung in den Panzertruppen eine weite Verbreitung und eine allgemeine hohe Anerkennung. Ohne Zweifel ermöglichte sie die Erfolge in der Gefechtstätigkeit der Truppen. Die gewachsene Rolle von Panzertruppenteilen und mechanisierten Truppenteilen sowie der Artillerie und ihre zahlenmäßige Zunahme im Bestand der Fronten und Armeen verlangte eine noch exaktere Organisation der Führung für sie. Aus diesem Grund wurde beschlos¬ sen, die Führung der Stäbe der Befehlshaber von Panzerverbänden und mechanisierten Verbänden sowie der Truppenartillerie mit Nach¬ richtenkräften und -mittein zu verstärken. Dazu wurden für die Panzertruppenteile und die mechanisierten Truppenteile der Armee 30 selbständige Nachrichtenkompanien und für die Artilleriekomman¬ deure Führungsbatterien gebildet. Die Nachrichtensoldaten der Panzertruppenteile und der mechani¬ sierten Truppenteile und Verbände nutzten die Funkmittel während der Kampfhandlungen am Kursker Bogen umsichtig aus und erfüll¬ ten tapfer die Aufgaben der Führung. Im Raum des Dorfes Wischnewskowo führte eine Panzereinheit einen erbitterten Kampf mit einer Übermacht gegnerischer Panzer. In dem ungleichen Gefecht wurde der Panzer des Kommandeurs der Einheit getroffen. Von der Besatzung blieb nur der Ladeschütze- Funker Nikolajew am Leben. Der Panzer blieb sofort stehen, aber aus der Kanone und aus dem MG wurde weitergeschossen. Das Feuer führte der Funker. Er fand Zeit, über Funk dem Stab die Lage zu melden. Als es den Faschisten gelang, an den Panzer des heldenhaft kämpfenden Funkers heran¬ zukommen, öffnete er die Luke und warf eine Handgranate. Die zur Hilfe herbeigeeilten sowjetischen Soldaten zählten um den Panzer 25 gefallene Feinde. Für die mutige Handlung wurde Nikolajew mit dem Rotbannerorden ausgezeichnet. Im Feuer des Gefechts lösten sich drei sowjetische Panzer von den sie begleitenden mot. Schützen. Sie verloren in einer Schlucht die Funkverbindung mit ihrem Kommandeur. In diesem' Moment griffen feindliche Panzer an. Das bemerkte der Funkgefreite Turdejew, der mit seiner mot. Schützeneinheit ebenfalls in der Schlucht Stellung bezogen hatte. Er stimmte sein Funkgerät schnell auf die Welle des Kommandeurs der Panzereinheit ab und übermittelte ihm, in welche schwere Lage seine Panzer geraten waren. Der Kommandeur leistete ihnen unverzüglich die erforderliche Unterstützung. Der Funk fand auch umfassende Verwendung für die Verbindungen zwischen den Stäben der Fronten und der Armeen mit den ihnen unter¬ stellten mot. Schützeneinheiten. In der Regel waren diese Funkver¬ bindungen über einige Funknetze und einzelne Funkrichtungen orga¬ nisiert. Zum Einsatz kamen dabei Funkgeräte mit unterschiedlicher Leistung. Besondere Aufmerksamkeit wurde damals der Organi¬ sation der Funkverbindungen zwischen zusammenwirkenden Einhei¬ ten und Einheiten verschiedener Waffengattungen geschenkt. Um die Zuverlässigkeit der Funkverbindungen mit beweglichen Gruppen, mit Panzer- und mechanisierten Einheiten zu erhöhen, entsandten die Stäbe der Fronten und der Armeen ihre Verbindungsoffiziere mit Nachrichtenmitteln zu ihnen. Die Verbindungsoffiziere befanden sich in den Gefechtsordnungen dieser Truppenteile und informierten ihre Stäbe systematisch über den Verlauf der Gefechtshandlungen und über die Lage an der Front. So wurde durch eine ununterbrochene Nachrichtenverbindung die 31 Führung der sowjetischen Truppen während der Kampfhandlungen am Kursker Bogen sicher gewährleistet. Das war ein Ergebnis der gewaltigen Arbeit der Truppen aller drei Fronten zur Entfaltung eines Nachrichtennetzes in der Vorbereitungsperiode, einer sorgfältig durch¬ dachten Organisation und stabil arbeitenden Nachrichtenverbindung im Verlauf der Operation sowie der Meisterschaft und der selbstlosen Arbeit aller Nachrichtensoldaten. Die Nachrichtensoldaten zeigten wie die Soldaten aller anderen Waffengattungen Meisterschaft, Mut und Heldentum. In den Gefechten um die Stadt Dmitrowsk-Orlowski zeichnete sich bei der Erfüllung von Aufgaben der Führung der Fernsprecher des 109. Garde-Schützenregiments der 39. Garde-Rotbanner-Schützen¬ division der Kommunist W. N. Banzekin aus. Am 9. August 1943, während eines heißen Gefechts, befand er sich beim Verlegen von Feldkabel plötzlich von Faschisten umzingelt. Der unerschrockene Nachrichtensoldat nahm mutig den ungleichen Kampf mit den Faschisten auf.. Mit seiner MPi und im Nahkampf tötete Banzekin 9 Faschisten. Er stellt die Nachrichtenverbindung her und kehrte wohlbehalten zu seiner Einheit zurück. Am folgenden Tag ging er ungeachtet des starken Artillerie- und Granatwerferfeuers sowie un¬ unterbrochener Bombenangriffe 12mal die Leitung ab, und jedesmal stellte er die Verbindung zwischen dem Bataillonskommandeur und einer Kompanie wieder her, wenn Beschädigungen Vorlagen. Am 9. September, bei der Forcierung der Desna war Banzekin einer der ersten, der das andere Flußufer erreichte. Dort entdeckte er ein Minenfeld und daneben ein gegnerisches MG-Nest. In Eigeninitiative, sein Leben nicht schonend, ohne Hilfsmittel für die Minenaufklärung, entminte er eine Gasse und nahm dabei 32 Minen auf. Dann näherte er sich dem MG-Nest und vernichtete die Bedienung durch eine Handgranate. Durch seine Heldentaten trug er dazu bei, daß die Gefechtsaufgaben des ersten Bataillons, das über die Desna setzte, erfolgreich erfüllt werden konnten. Für seine Heldentaten wurde W. N. Banzekin durch Erlaß des Präsidiums des Obersten Sowjets der UdSSR als Held der Sowjetunion ausgezeichnet. Es soll auch nicht die Heldentat der Komsomolzen des 93. Garde¬ werfer-Regiments, Aleksander Mosshorin, Wiktor Romanenko und Andrej Egorow , vergessen werden. In den Kämpfen um Orel, im Juli 1943 korrigierten diese drei das Feuer der Regimentsbatterie. Die Nachrichtenverbindung wurde unterbrochen. Der Nachrichtensoldat Egorow, zweifach verwundet, findet die Leitungsunterbrechung.Durch einen faschistischen Scharfschützen erleidet er noch eine dritte Ver¬ wundung. Der sterbende Komsomolze nimmt die Kabelenden in den Mund und stellt die Verbindung her. Zur gleichen Zeit werden die 32 beiden anderen Genossen von den Faschisten umzingelt. Der ungleiche Kampf dauert einige Stunden, und die Nachrichtenverbindung wurde gehalten. Die Helden starben, sie hatten ihre militärische Pflicht bis zum letzten Atemzug erfüllt. Die Komsomolzen A. Mosshorin und W. Romanenko erhielten für ihre Heldentat den Lenin-Orden und Egorow den Orden Roter Stern. Die Schlacht bei Kursk endete mit der völligen Vernichtung der faschistischen Truppen im Baum Orel, Belgorod und Charkow. Die Truppen der Westfront, der Brjansker und der Woronesher Front so¬ wie der Steppenfront erfüllten die ihnen von der Führung der sowje¬ tischen Streitkräfte gestellten Aufgaben. Für den großen Sieg bei Kursk leisteten, wie die Soldaten aller anderen Waffengattungen der Roten Armee, auch die Nachrichten¬ soldaten ihren Beitrag. Dank ihrer unermüdlichen und angespannten Arbeit zur Sicherstellung einer beständig wirkenden Nachrichten¬ verbindung war eine ununterbrochene Truppenführung, als wichtige Voraussetzung für den Sieg über den Feind, möglich. Die Fernschrei¬ ber, Fernsprecher, die Funker und die Leitungsbautrupps, die Nach¬ richtensoldaten aller Laufbahnen schrieben eine wichtige Seite in der Chronik des Großen Vaterländischen Krieges. Die reichen Erfahrungen der Organisation und der Sicherstellung der Nachrichtenverbindungen und die der Arbeit aller Chefs und Nachrichtenkommandeure, die während der Kampfhandlungen am Kursker Bogen gesammelt wurden, gingen in die nachfolgenden Ope¬ rationen der sowjetischen Streitkräfte ein. 3 Schubert, Eijabu 1979 33 Robert Köhn> Arbeiterveteran Als Funktionär in der revolutionären Arbeiter- Radio-Bewegung Die lebendige Bewahrung der revolutionären wehrhaften und mili¬ tärischen Traditionen der deutschen und internationalen Arbeiter¬ klasse nimmt in der Arbeit der Gesellschaft für Sport und Technik (GST) einen bedeutenden Platz ein. Als fester Bestandteil der poli¬ tisch-ideologischen Arbeit der GST vermittelt die Traditionsarbeit historische Kenntnisse und Lehren aus dem militärpolitischen und militärischen Kampf der Volk.smassen, besonders dem der Arbeiter¬ klasse. In Zusammenarbeit mit dem Lektorat Rundfunkgeschichte des Staatlichen Komitees für Rundfunk beim Ministerrat der DDR werden im Elektronischen Jahrbuch in zwangloser Folge Erinnerungen von Funktionären der revolutionären Arbeiter-Radio-Bewegung aus den 20er und 30er Jahren veröffentlicht. Wir beginnen mit den Erinnerungen des Arbeiterveterans Robert Köhn, der von 1929 bis 1939 Funktionär der revolutionären Arbeiter- Radio- Bewegung war. GenosseKö/m war Leiter der Ortsgruppe Branden¬ burg und des Bezirks Ber lin-Brandenburg-Lausitz-Grenzmark, außer¬ dem Mitglied der Reichsleitung des Freien Radio-Bundes Deutschlands. * Meine erste Bekanntschaft mit dem Rundfunk geht etwa auf das Jahr 1926 zurück. Technisch interessiert basteite ich, angeregt durch einen Bekannten, einen Detektorempfänger zusammen, so daß ich mit einer größeren Antenne den Sender Königs Wusterhausen in Brandenburg empfangen konnte. Damals wohnte ich hier in der Blumenstraße 4. Der im gleichen Hause befindliche Laden diente der hiesigen Ortsgruppe der KPD als Literaturvertriebsstelle. In diesem Laden wurde ich bald mit den meisten Funktionären der Ortsgruppe bekannt, so auch mit dem Genossen Wilhelm Bahms, der für den Zeitungsvertrieb verantwort¬ lich war. Da er wußte, daß ich eifriger Radiohörer war, warb er mich — es muß 1929 gewesen sein - als Leser für die revolutionäre Pro¬ grammzeitschrift Arbeiter-Sender. Er war es auch, der mir vorschlug, 34 da ich erwerbslos war, die Abonnenten Werbung für die Zeitung zu übernehmen. Ich war stolz, als es mir innerhalb kurzer Zeit mit Unterstützung von Genossen gelang, die Zahl der ständigen Leser und Abonnenten um ein Vielfaches zu erhöhen. Wie ich dem Arbeiter-Sender entnahm, gab es in verschiedenen Orten, insbesondere in Berlin, infolge der von rechten Sozialdemo¬ kraten betriebenen Spaltung der bis 1929 einheitlichen Arbeiter- Radio-Organisation bereits Ortsgruppen des Freien Radio-Bundes. Durch die Zeitschriften- und Inseratenwerbung stand ich ja in Ver¬ bindung mit der Redaktion und wandte mich deshalb nun an sie mit der Frage, ob es nicht möglich wäre, auch hier in Brandenburg eine Ortsgruppe zu gründen. Ich wurde nach Berlin zu einer Aussprache über diese Frage eingeladen. Die Genossen erklärten mir, daß sie erst dann der Gründung einer Ortsgruppe zustimmen könnten, wenn es sich zeigen sollte, daß es nicht möglich ist, die Ortsgruppe Bran¬ denburg des Arbeiter-Radio-Bundes wieder für die Unterstützung der alten Forderungen der Arbeiter-Radio-Bewegung - wie z. B. nach dem Mitbestimmungsrecht der Hörer bei der Programmgestaltung, der Sendeerlaubnis für Arbeiter-Amateure usw. — zu gewinnen. Eine Ortsgruppe des Arbeiter-Radio-Bundes bestand hier seit einiger Zeit. Sie war dem von Sozialdemokraten geführten Kultur- und Sport¬ kartell angeschlossen, das sie auch finanziell unterstützte. Die Tätig¬ keit der Ortsgruppe beschränkte sich in der Hauptsache auf das Ba¬ steln von Empfangsgeräten sowie auf die Unterstützung der Ver¬ anstaltungen der SPD und des Sportkartells durch eigene Kraft¬ verstärkeranlagen. Ihre technischen Schulungen führte die Ortsgruppe in der Gambrinus-Quelle, einem Lokal in der Wilhelmsdorfer Straße, durch. An einigen dieser Schulungsabende nahm ich teil und bemühte mich vergeblich, die Mitglieder für die Unterstützung der Wünsche der Hörer nach einem Programmaustausch mit Radio Moskau zu gewinnen. Auch einen Vorschlag, den Moskauer Sendereinmal gemein¬ sam abzuhören, lehnte die reformistische Leitung kategorisch ab. Da meine Bemühungen ohne Erfolg blieben, gründete ich im Ein¬ verständnis mit der Reichsleitung im gleichen Jahr die Ortsgruppe Brandenburg des Freien Radio-Bundes Deutschlands (FRBD). Die Gründungsversammlung fand in einem Lokal in der damaligen Bau¬ hofstraße statt. An der Gründungsversammlung nahmen 8 oder 9 Leser des Arbeiter-Senders teil. Zum Politischen Leiter (Pol.-Leiter) wurde ich, zum Kassierer Genosse Erich Köhler gewählt. Als erstes stellten wir uns das Ziel, weitere Mitglieder zu gewinnen, neue Abon¬ nenten und Leser für die Zeitschrift zu werben, erste Kenntnisse über die Struktur des Radios zu vermitteln, insbesondere über den Selbst¬ bau von Vorsatzgeräten für den Moskau-Empfang, und denselben zu propagieren. 3* 35 Die Kurzwellen-Vorsatzgeräte ermöglichten fast das ganze Jahr hindurch, besonders aber in den Sommermonaten, einen sicheren Empfang von Radio Moskau. Das vollständige Programm der deutsch¬ sprachigen Sendungen des Moskauer Rundfunks wurde nur im A rbei- ter-Sender regelmäßig veröffentlicht, der uns darüber hinaus mit tech¬ nischen Anleitungen und Ratschlägen half. Vor allem aber enthüllte die Zeitschrift immer wieder den Klassencharakter der Programme des bürgerlichen Rundfunks der Weimarer Republik. Sie rief die Hörer auf, ihre Forderungen nach einer fortschrittlichen Programmgestal¬ tung, nach Aufnahme des Programmaustausches mit dem Moskauer Rundfunk, nach Freigabe des Mikrofons für Ernst Thälmann an das Funkhaus Berlin zu richten. Auch von hier aus Brandenburg gingen viele Briefe - und nicht nur von Mitgliedern der Ortsgruppe des FRBD - mit solchen Forderungen nach Berlin. Schwer fiel es unserer Ortsgruppe, das gesteckte Ziel zu verwirklichen, eine Kraftverstärker- anlage zu bauen, da hierzu erhebliche Mittel benötigt wurden. Wir fanden einen Weg, diese Mittel zu beschaffen. Durch einen originellen Vorschlag - ich glaube, unseres Hauptkassierers Genossen Erich Köh¬ ler — gewannen wir solche Mitglieder aus unseren Reihen, die ein Instrument spielten, zur Mitwirkung in einer Kapelle. Als sich ge¬ nügend Mitglieder zur Mitarbeit bereit erklärt hatten, trafen wir uns im Hinterhof des Hauses Wilhelmsdorf er Landstraße 19, in dem wir wohnten, und übten viele Wochen, bis wir eine Anzahl Kampflieder wie auch Tanzmusik sicher spielen konnten. Als Kapellmeister wirkte unser Genosse Erich Köhler; weitere Mitglieder waren Fritz Knütter, Hans Ehrlich, Franz Kuhnert, Martin Lippold, Paul Posegga, meine Frau und ich. Zu den Kampfliedern gehörten unter anderen das Lied vom kleinen Trompeter, das Solidaritätslied, das Fliegerlied, das Partisanenlied, das Einheitsfrontlied, Brüder zur Sonne, zur Freiheit, Rote Matrosen, Die Internationale und auch eine von einem Mitglied der Ortsgruppe verfaßte Weise, die nach einer eigenen Melodie ge¬ spielt wurde. Als die Rote Hilfe eine Dampferfahrt nach Werder veranstaltete (die Ortsgruppe Brandenburg des FRBD war als Kollektivmitglied der Roten Hilfe angesehlossen), war es endlich soweit, daß wir öffentlich auf treten konnten. Schwiegermutter hatte für uns alle einheitliche rote Ukrainer-Hemden genäht, wodurch die Kapelle, die wir Rote Funken nannten, auch einen guten äußerlichen Eindruck machte. Der begeisterte Anklang, den unsere Truppe fand, spornte alle Mitglieder an. Es gab bald kein' Wochenende und keinen Sonntag, an dem wir nicht auf Veranstaltungen der fortschrittlichen Organisationen in den Dörfern des Unterbezirks oder hier in der Stadt auftraten. Da wir ohne Bezahlung spielten, flössen der Ortsgruppenkasse die erzielten Einnahmen voll zu. So wurde es möglich, zunächst den Teil der In- 36 strumente, den die Ortsgruppe geliehen hatte, zu kaufen. Denn mit Ausnahme des Kapellenleiters waren alle übrigen Mitglieder arbeits¬ los. Die Aktivität der Roten Funken beschränkte sich jedoch nicht darauf, nur zu spielen und Kampflieder zu popularisieren. Alle unter¬ stützten auch erfolgreich die Agitationsarbeit durch den Verkauf von Zeitungen, Zeitschriften und anderer revolutionärer Literatur. Unter den Broschüren befand sich auch eine mit einer technischen Anleitung zum Bau von Vorsatzgeräten für den Moskau-Empfang mit dem Titel Wie kann ich Moskau empfangen?, ferner eine (wie erstere vom Genossen Paul Jansen verfaßte) Broschüre Der Krieg im Äther, in der nachgewiesen wurde, daß in der Weimarer Republik auch auf dem Gebiet des Rundfunks systematisch aufgerüstet wurde. Die Einnahmen der Kapelle, des Broschüren- und Zeitschriften¬ verkaufs sowie der eigenen Veranstaltungen, die in die Ortsgruppen¬ kasse flössen, ermöglichten es uns schließlich, an den Bau einer Ver¬ stärkeranlage zu gehen. Ein Mikrofon (es befindet sich jetzt hier im Heimatmuseum) und zwei Großlautsprecher wurden angeschafft. Um nicht immer vom Stromnetz abhängig zu sein, kauften wir noch die leider sehr teuren und sehr schweren Akkumulatoren-Batterien für die Anoden- und Heizspannung. Aus billig in Berlin beschafften alten Transformatoren entsprechender Größe und 4 Röhren RE 604 mit 2 Vorstufen baute ich dann einen Kraftverstärker zusammen. Seine Leistung reichte aus, um den Saal in der Jägerhalle, in dem wir wie auch andere revolutionäre Organisationen fast alle größeren Ver¬ anstaltungen durchführten, auszusteuern. Hier gestaltete unsere Ortsgruppe auch einmal einen gut gelungenen öffentlichen Moskau- Empfangsabend. Ein anderes Mal wurde im Rahmen einer Ver¬ anstaltung der Ortsgruppe ein Hörspiel mit einem aktuellen Thema auf geführt. Durch diese Verstärkeranlage war es uns auch möglich, die Wahl¬ propaganda der KPD bei der Reichstagswahl 1932 tatkräftig zu unterstützen. Wir montierten die Anlage auf einen großen Platten¬ wagen, wie ihn die Tischler damals benutzten. Auf der Platte des¬ selben standen die schweren Batterien, während Verstärker, Gleich¬ richter, Grammophon und Mikrofon zwischen dem mit Losungen bespannten Rahmengestell hingen, das wir auf der Wagenplatte auf¬ gebaut hatten. (Das Gleichrichtergerät befindet sich ebenfalls hier im Museum, der Kraftverstärker wurde leider durch Kriegseinwirkung zerstört.) Die Lautsprecher waren oben befestigt. Mit diesem «Agita¬ tions-Handwagen» zogen wir durch die Stadt. Wo Genossen oder Mit¬ glieder der Ortsgruppe wohnten, entnahmen wir den Strom für die Anlage über ein langes Kabel aus deren Wohnungen, so z.B. bei Richard Schönfeld in der Franz-Ziegler-Straße, wo auch die Sendungen von Radio Moskau regelmäßig abgehört wurden, oder bei Max Herrn. 37 Aus dem bisher Gesagten geht sicher hervor, daß unsere Organi¬ sation keineswegs aus Nur-Bastlern bestand, sondern von Beginn an aktiv an der revolutionären Arbeiterbewegung teilnahm. Mit der ideenreichen Propagierung des Moskau-Empfangs entwickelte sie in der Zeit der Weimarer Republik eine über den Rahmen der Organi¬ sation hinausgehende Form der politisch-ideologischen Arbeit, die unter den Bedingungen der Illegalität ihre Bewährungsprobe be¬ stand. Bei alledem darf nicht vergessen werden, daß nur drei bzw. später zwei der musikalischen Mitstreiter der KPD angehörten, die übrigen waren Sympathisierende. Auch in der Ortsgruppe des FRBD gab es nur wenige KPD-Mitglieder, in ihr arbeiteten sogar «Indifferente». Mitglieder der SPD gehörten in Brandenburg nicht zur Ortsgruppe, während in Berlin auch zahlreiche Sozialdemokraten den verschie¬ denen Ortsgruppen beigetreten waren. Ende Oktober 1930 fand in Berlin die 2. Reichskonferenz des Freien Radio-Bundes statt. Als Delegierte unserer Ortsgruppe nahmen der Genosse Willi Reichardt und ich teil. Auf dieser Konferenz wurde ich als Mitglied in die Reichsleitung gewählt, der ich bis zum faschisti¬ schen Verbot angehörte, Vorsitzender wurde Dr. J ohannes Karl König. In einem Gespräch mit dem Genossen Erich Heintze - dem einstigen Begründer und verdienstvollen Vorsitzenden der Arbeiter-Radio- Klubs - erfuhr ich nach der Konferenz, daß meine Bemühungen um die Ortsgruppe Brandenburg des Arbeiter-Radio-Bundes von vorn¬ herein kaum Aussicht auf Erfolg gehabt hatten. Ihre Delegierten seien es seinerzeit gewesen, die durch eine intensive SPD-Fraktionsarbeit erreicht hätten, daß die Leitung des ARBD in die Hände der Refor¬ misten geriet, die den Radio-Bund spalteten, indem sie die Berliner Organisationen aus demselben ausschlossen. Unter den Ausgeschlos¬ senen befanden sich die eigentlichen Gründer des ARBD, wie mir Genosse Heintze nachwies. Auf einer Delegiertenkonferenz des Be¬ zirkes wurde ich zum Politischen Leiter gewählt, übersiedelte 1931 mit meiner Frau nach Berlin und übernahm diese Funktion für den Bezirk Berlin-Brandenburg-Lausitz-Grenzmark. Genosse Richard Avisius aus der Reinickendorfer Straße übte die Funktion des Tech¬ nikers aus und betreute zugleich die der Geschäftsstelle angeschlos¬ sene Akku-Ladestation. Die Bezirksgeschäftsstelle befand sich zur Zeit der Übersiedlung in der Schröderstraße 10. Wir zogen jedoch bald in den ehemaligen Augustkeller in der Auguststraße 2 und von dort nach der Wolliner Straße. Ursache dafür war die immer schwerer werdende finanzielle Situation, da die Inseratenwerbung für den Arbeiter-Sender nicht die notwendigen Ergebnisse brachte. In der Reichsleitung übte Genosse Hans Kahle - der spätere Chef der Volkspolizei 1946/57 in Mecklenburg -, der 1932/33 zugleich auch 38 Redakteur und Verlagsleiter des Arbeiter-Senders war, die Funktion des Politischen Leiters aus. Technischer Leiter war Genosse Paul J ansen. Schwerpunkt der massenpolitischen Arbeit waren — neben der Po¬ pularisierung des Moskau-Empfangs und der Bildung von Moskau- Abhörzirkeln - Briefaktionen, in denen die Freigabe des Mikrofons für Vertreter der revolutionären Arbeiterklasse, insbesondere für Emst Thälmann, ein Programmaustausch mit Radio Moskau, die Aufnahme von Sendungen mit fortschrittlichen Schriftstellern in das Sendeprogramm und anderes gefordert wurden. Ich erinnere mich an eine große Massenveranstaltung mit Zehntausenden von Teil¬ nehmern in einem am Wasser gelegenen großen Gartenlokal mit meh¬ reren Bühnen, für die wir auch eine Verstärkeranlage aufgebaut hat¬ ten, auf der ich kurz über die Forderungen der Rundfunkhörer sprach. Die Forderungen wurden dann durch eine Delegation zum Funkhaus überbracht. Ein anderes Mal wurde im Saalbau Friedrichshain eine Veranstaltung mit Ernst Busch und Erich Weinert durch eine Ver¬ stärkeranlage der Gruppe Mitte unterstützt. Verschiedene Gruppen führten öffentliche Moskau-Empfangsabende durch. Ich erinnere mich aus dieser Zeit auch einer nächtlichen Malaktion am Funkhaus Masurenallee, bei der wir die Forderung auf Freigabe des Mikrofons für Ernst Thälmann in Riesenbuchstaben an das Funkhaus schrieben. Während Genosse Jansen mit seiner «Mimi» die Sicherung auf der Straße übernahm, malten Genosse Kahle (seine Frau hielt den Farb- eimer) und ich die Losung an das Funkhaus. Um zu verhindern, daß sie sich abwaschen ließ, war die Farbe mit Wasserglas angerührt. Genosse Hans Kahle hat dann auch dafür gesorgt, daß am anderen Morgen rechtzeitig ein Pressefotograf zur Stelle war. Sowohl von der Reichsleitung als auch von unseren Berliner Gruppen wurden verschiedentlich Ausstellungen gestaltet, auf denen den Be¬ suchern die von Mitgliedern des FRBD gebauten Geräte, insbesondere auch Kurzwellen-Vorsatzgeräte, im Betriebszustand vorgeführt wur¬ den. Im Rahmen der Ausstellungen wurden auch einzelne Vorträge gehalten. Sie waren meist gut besucht und trugen dazu bei, unsere Forderungen zu verbreiten. Der Druck des Arbeiter-Senders erfolgte in der Druckerei der Roten Fahne im Karl-Liebknecht-Haus. Einige Male konnte ich am Um¬ bruch desselben teilnehmen. Sogenannte Belegexemplare sandte die Redaktion sowohl an die Staatsbibliothek als auch an die Bibliotheken der Universitäten und Großstädte. Auch Radio Moskau erhielt von jeder Nummer des Arbeiter-Senders einige Exemplare. Zwischen den Genossen der Redaktion und der Genossin In« Mott von Radio Moskau bestanden freundschaftliche Kontakte. Ich entsinne mich eines Be¬ suches dieser Genossin in der Redaktion unseres Arbeiter-Senders, als 39 sie zu - leider vergeblichen - Verhandlungen über einen Programm¬ austausch in Berlin weilte. Beinahe alle Ortsgruppen des FRBD im Bezirk befanden sich in Berlin. In der Erinnerung habe ich noch, daß dazu die Gruppen Cott- buser Tor, Wedding, Reinickendorf, Mitte, Tegel, Sehöneberg, Span¬ dau, Prenzlauer Berg, Steglitz (wenn ich mich nicht irre) und einige weitere gehörten. Wenn mich mein Gedächtnis nicht trügt, zählte auch eine Gruppe in Frankfurt/Oder zu den Ortsgruppen im Bezirk. Wieviele Gruppen im damaligen Deutschland bestanden, ist mir nicht mehr bekannt, jedoch, daß eine Anzahl im Ruhrgebiet vor allem auf dem Sektor des Amateurfunks große Aktivität entwickelten. Mir ist noch gegenwärtig, wie erfreut Genosse Jansen einmal war, als eine verabredete Sendung eines solchen «(Schwarzsenders» in Berlin gut empfangen wurde. Der Arbeiter-Sender vermittelte erforderliche Schal¬ tungen für den Bau einfacher Sendegeräte. In Berlin wie im Ruhr¬ gebiet gab es eine Anzahl Mitglieder unserer Ortsgruppen, die mit Amateurfunkern anderer Länder, besonders mit Amateurfunkern in der UdSSR, QSL-Karten austauschten. Mehrfach wurden solche Empfangsbestätigungen im Arbeiter-Sender abgedruckt.' Angesichts der politischen Entwicklung 1932 mußten wir uns auch auf eine eventuelle Illegalität vor bereiten. Ich weiß z.B. noch, daß ich auf Anweisungen des Genossen Kahle oder Jansen alle Mitglieds¬ unterlagen über einen Namensvetter Hans Kahn in dessen Beisein aus den Unterlagen in der Bezirksgeschäftsstelle entfernte. HansKöhn verfügte, wie angedeutet wurde, über große Kenntnisse in der Sende¬ arbeit und sollte eine besondere Tätigkeit übernehmen, die es erfor¬ derlich machte, seine Illegalität zu sichern. Da die Inseratenwerbung nicht mehr die notwendigen Ergebnisse brachte, drängte die schwierige finanzielle Lage der Zeitschrift zu besonderen Maßnahmen. Dazu gehörte, daß ich vor einem Notar offi¬ ziell als Finanzier eingetragen wurde und die auf Kosten der Zeit¬ schrift unterhaltene Geschäftsstelle mit ihren hauptamtlichen Kräften aufgegeben wurde. Wir zogen wieder nach Brandenburg zurück. Entsprechend den Hinweisen der Reichsleitung begannen wir nun auch hier mit vorbereitenden Arbeiten für den Amateurfunk, indem wir einen Morsezirkel bildeten, dem 5 Mitglieder unserer Ortsgruppe angehörten. Aus Berlin hatte ich als Geschenk der Reichsleitung für unsere Ortsgruppe zwei 10-Watt-Röhren mitgebracht, welche im Bedarfsfall auch sehr gut als Senderöhren zu gebrauchen waren (diese Röhren befinden sich wie auch das Mikrofon im hiesigen Mu¬ seum). Bis zu meiner ersten Verhaftung im März 1933 kam unser Morsezirkel regelmäßig bei mir zusammen. Ich wurde im damaligen Wohlfahrtsamt in Brandenburg verhaftet, wo ich die Nachrichten von Radio Moskau über die wirklichen faschi- 40 stisohen Brandstifter des Reichstags weitergab. Da jedoch wahrschein¬ lich die Angaben des Denunzianten nicht ausreichten und der ganze Vorgang den Nazirichtern höchst unsympathisch war, wurde ich im Juni 1933 wieder aus der Untersuchungshaft entlassen. Während der Emigration erfuhr ich in Prag aus einem Inserat in der AIZ - es mag Anfang 1934 gewesen sein daß die Broschüre Krieg im Äther in Genf neu erschienen war. Auf mein Schreiben an den Verlag, in dem ich um Auskunft darüber bat, ob Genosse Jansen in Genf sei, erhielt ich zu meiner großen Freude Nachricht von ihm selbst und zugleich die Mitteilung, daß er bei seiner bevorstehenden Reise nach Moskau in Prag Station machen werde. In der Wohnung des bekannten tschechischen Rechtsanwaltes Genossen Sekanina in der Dlouha Straße traf ich dann mit Paul Jansen, der Genossen Sekanina offensichtlich schon von früher kannte, zusammen. Von Paul Jansen erfuhr ich, daß es auch Genossen Hans Kahle gelungen war, den Nazis zu entgehen. Genosse Richard Avisius sei, wie er er¬ fahren habe, den Faschisten in die Hände gefallen und in die Albreeht- straße verschleppt worden, wo man ihn ermordet habe. Im Einverständnis mit den dafür zuständigen Genossen der KPTsch und unserer Emigrationsleitung wurde ich dann beim Bund der Freunde der Sowjetunion im Generalsekretariat Prag II, Dlafdena 3, als Administrator für die deutschsprachige Zeitung des Bundes Sowjetrußland von heute, später Die neue Welt, eingestellt. Mit Aus¬ nahme des Generalsekretärs des Bundes, Genossen Ing. Jifi Kotatko, der meinen vollen Namen, kannte, war ich den anderen Freunden und Genossen nur als Freund «Robert» bekannt, denn uns Emigranten war ja politische Tätigkeit nicht erlaubt. Hauptkassierer des Bundes war Genosse Vaclav David, Redakteurin Genossin Mery Kotatkova. Diese Arbeit schuf zugleich die Grundlage einer erfolgreichen Tätig¬ keit für die mir übertragene Aufgabe, die Sendungen des Moskauer Rundfunks und die Bildung von Moskau-Abhörzirkeln zu populari¬ sieren. Die Zusammenarbeit im Sekretariat war eine wirkliche Freude. Der Bund der Freunde der Sowjetunion (Svaz pratel SSSR) war eine starke Massenorganisation, die sehr vielfältig erfolgreich wirkte. Ver¬ einbarungsgemäß berichtete ich Genossin Ina Marr in Moskau im Haus der Gewerkschaften, Soljanka 12, laufend über die Arbeits¬ ergebnisse auf dem Radiosektor, insbesondere über*die wachsende Zahl der Moskau-Abhörzirkel in der Tschechoslowakei. Zahlreiche Hörer standen auch in direktem schriftlichem Kontakt mit dem Mos¬ kauer Sender und übermittelten ihre Wünsche, wie das ebenso früher von vielen Hörern aus Deutschland getan wurde. Auf besonderen Wunsch erhielten die Hörer auch die Texte der gesendeten Vorträge zugesandt. Als Briefpapier für die Luftpost benutzten die Redak¬ tionen des Senders damals das sehr dünne Zigarettenpapier. 41 Um den Empfang der Sendungen aus Moskau zu verhindern, setzten die Faschisten, wie dies auch bereits in der Weimarer Republik ge¬ schehen war, verstärkt Störsender ein. Doch auch damit konnten sie nicht verhindern, daß weiter einzeln und in kleinen Gruppen die Sen¬ dungen aus Moskau abgehört wurden. Wie groß die Anzahl der Mos¬ kau-Hörer in der Zeit der Naziherrschaft war, läßt sich nicht sagen, aber sicher ist, daß ihre Anzahl trotz Drohungen, Beschlagnahme von Geräten, Denunziationen, Bespitzelungen und Bestrafungen nicht zurückging, sondern noch anstieg. Nur in einigen Fällen gelang es den Faschisten, vom Abhören solcher Sendungen Kenntnis zu erhalten. Als ein Ergebnis der Bemühungen der Genossen Kahle und Jansen, die Arbeiter-Radio-Bewegung zu aktivieren, wurde in Straßburg - es muß 1935 gewesen sein - eine Konferenz der Freien Radio-Orga¬ nisationen mehrerer Länder durchgeführt, auf der ein Internationales Büro als koordinierendes Organ geschaffen wurde. Ich wurde in Ab¬ wesenheit als dessen Mitglied gewählt mit der Aufgabe, die Radio¬ arbeit in der Tschechoslowakei und Südosteuropa organisieren zu helfen. Mit Unterstützung der Genossin Hermine (Herma) Bienen- feldova, Redakteurin der tschechischen Frauenzeitung Majäk, konnte ich mit mehreren Mitgliedern des ZK über Probleme der Arbeit auf dem Gebiet des Rundfunks sprechen, so mit den Genossen Kopecki und Smeral. Damit habe ich eventuell indirekt mit dazu beigetragen, daß von der KP-Fraktion im Parlament der Beschluß zum Bau des Senders Melnik eingebracht wurde, der mit seinen deutschsprachigen Sendungen der Propaganda des nazistischen Rundfunks entgegen¬ wirken konnte. Bei einem nochmaligen kurzen Aufenthalt des Genossen Paul Jansen auf einer Durchreise in Prag (wir trafen uns wiederum beim Genossen Dr. Sekanina) erfuhr ich, daß sich Genosse Kahle in Moskau befand. Bald danach gingen die Genossen Kahle und Jansen nach Spanien und kämpften in den Internationalen Brigaden gegen die Faschisten. In der tschechischen Zeitung des Bundes der Freunde der Sowjetunion Svgt sovjetu sah ich Genossen Kahle als Brigadekommandeur mit Genossen Jansen als Politkommissar «De Pablo» wieder. In der ÖSR konnten neue Erfolge bei der Bildung von Moskau- Abhörzirkeln erzielt werden, worüber ich der Genossin Ina Marr weiterhin regelmäßig berichtete, bis wir Anfang 1939 - wenige Wo¬ chen vor der Okkupation der ÖSR - mit anderen Emigranten nach Norwegen reisten. 42 Ing. K.-H. Schubert - DM 2 AXE Kopfbezogene Stereofonie - ein neues Hörerlebnis Der eine oder andere unserer Leser wird in der Tagespresse gelesen haben, daß der Kundfunk der DDR seit Oktober 1976 Experimental¬ sendungen in kopfbezogener Stereofonie abstrahlt, allgemein als Kunstkopf-Stereofonie bezeichnet. Sicher wird es nun viele Leser interessieren, was darunter zu verstehen ist und wie man sich daran beteiligen kann. Was ist Kunstkopf-Stereofonie ? In Bild 1 sind die gängigen Übertragungsverfahren dargestellt, wo¬ bei die Verfahren 1, 2 und 4 auch vom Rundfunk übertragen werden. Verfahren 3 wird durch eine geeignete-Schaltungstechnik in dem NF- Stereoverstärker realisiert. MONOFONIE STEREOFONIE Aufnahme 4 a"a PSEUDO- QUADROFONIE KUNSTKOPF- STEREOFONIE K-Klang köroer, M=Mikrofon, L=Lautsprecher, Z-Zu hören, KK- Kunstköpf Z U- KK Bild 1 Schematischer Vergleich von Übertragungsverfahren 43 Die Monofonie ist das älteste Übertragungsverfahren, sie benötigt nur einen Übertragungskanal, ausgehend vom Aufnahmemikrofon im Studio bis zum Wiedergabelautsprecher beim Zuhörer. Alle Rund¬ funkempfänger der unteren Preisklasse und alle Kofferempfänger geben meist monofone Sendungen wieder. Man kann mit dem Gehör keine Schallquellen orten, das ist bei einkanaliger Übertragung nicht möglich. Die Stereofonie benötigt zur Übertragung zwei getrennte Über¬ tragungskanäle, es wird mit zwei Mikrofonen im Studio aufgenom¬ men, und beim Zuhörer erfolgt die Wiedergabe über zwei getrennte Lautsprecher. Folgende Voraussetzungen müssen gegeben sein, um von echter Stereofonie sprechen zu können: 1. Das Stereo-Übertragungsverfahren muß kompatibel sein mit dem Mono-Übertragungsverfahren, denn beide Hörergruppen wollen ja z. B. das Programm des gleichen Rundfunksenders empfangen. 2. In einem Stereoempfangsteil muß ein Stereodekoder vorhanden sein, der aus dem Sendesignal die beiden Kanalinformationen auf¬ bereitet. 3. Durch einen zweikanaligen NF-Stereoverstärker werden die beiden Kanalinformationen verstärkt und über zwei getrennte Lautspre¬ cher wiedergegeben. Da der Mensch mit seinen beiden Ohren räumlich hören kann, ist er beim Anhören einer Stereowiedergabe in der Lage, den Standort einzelner Musikinstrumente festzustellen. Allerdings muß er einen bestimmten Platz vor den Lautsprechern def Stereoanlage einneh¬ men. Bei der Pseudo-Quadrofonie (Stereo-Ambiofonie) wird durch eine Kunstschaltung der Raumsignalanteil im Stereosignal als Differenz¬ signal zwischen dem linken und dem rechten Stereosignal gebildet, verstärkt und über Lautsprecher hinter dem Zuhörer wiedergegeben. Durch diese Zusatzinformation wird der Raumeindruck bei einer Konzertwiedergabe verbessert, so daß man dem Original einen Schritt näher kommt. Neu ist die Kunstkopf-Stereofonie, auch kopfbezogene Stereofonie benannt, mit der man der originalgetreuen Wiedergabe noch näher kommt. Sie basiert auf dem Stereo-Übertragungsverfahren, hat aber ein anderes Aufnahmeverfahren und kann nur durch einen Stereo¬ kopfhörer wiedergegeben werden. Die Aufnahme erfolgt mit einer Nachbildung des menschlichen Kopfes (Kunstkopf). Sowohl im rech¬ ten als auch im linken Gehörgang des Kunstkopfs befindet sich je¬ weils ein empfindliches Mikrofon. Die beiden Signale werden zwei- kanalig getrennt verstärkt und gelangen am Ende an die entspre¬ chende Kopfhörermuschel. Bei der Wiedergabe ist man jetzt nicht 44 mehr an einen bestimmten Platz im Wiedergaberaum gebunden, schließt man die Augen, so denkt man bei einer Konzertübertragung, man säße auch im Konzertsaal. Wobei bei der Aufnahme auch tat¬ sächlich der Kunstkopf im Konzertsaal plaziert wird - mitten in das Orchester gestellt, wäre die Wiedergabe etwas ungewöhnlich. Im Grunde ist die Übertragung köpf bezogener Stereofonie eine Ohr-zu- Ohr-Übertragung. Das kommt besonders beim Hörspiel zur Geltung, wenn die Schauspieler um den Kunstkopf agieren und sogar den Zu¬ hörer in das Spiel einbeziehen. Wie empfängt man köpf bezogene Stereofonie? Voraussetzung ist eine Stereoempfangsanlage, bestehend aus Stereo¬ empfangstuner und Stereo-NF-Verstärker, und ein Stereokopfhörer. Die meisten Stereo-NF-Verstärker haben einen Anschluß für Stereo¬ kopfhörer, so daß man unbedenklich die Stereokopfhörer anschließen kann. Muß man erst einen passenden Anschluß anbauen, so sollte man Schutzwiderstände vom Lautsprecheranschluß zum Kopfhörer¬ anschluß vorsehen (400 bis 600 II, 1/2 W). Sollen mehrere Stereo- Bild 2 Neu im Angebot des Fachhandels ist der Stereo-Koffersuper Stereoport, Stereosendungen werden mit Stereohörer abgehört (Foto: RFT-Pressedienst) kopfhörer angeschlossen werden, baut man sich in ein kleines Käst¬ chen die entsprechenden Anschlußbuchsen und schaltet sie parallel. Ein ideales Gerät, weil tragbar, ist der Stereoreiseempfänger SRE 100 Stereoport (Bild 2), mit dem man auch die Sendungen in kopf- bezogener Stereofonie abhören kann. Der Koffersuper Stereoport (Kombinat VEB Meßgerätewerk Zwönitz) ermöglicht den Empfang stereofoner Rundfunksendungen auf UKW sowie den Empfang von Lang-, Mittel- und Kurzwelle. Das Gerät kann sowohl mit 6 Mono¬ zellen R 20 als auch mit dem integrierten Netzteil am 220-V-Wechsel- stromnetz betrieben werden. Es verfügt über eine eingebaute Tele¬ skop- und eine Ferritantenne. Mit 6 Batterien hat das Gerät eine Masse von etwa 5,5 kg. In der Schaltung werden modernste Bauelemente eingesetzt. So kommen 3 integrierte Schaltkreise, 17 Si-Transistoren, 14 Dioden, 2 Z-Dioden, 1 Lumineszenzdiode sowie 2 Piezofilter zum Einsatz. Um die Qualität des Stereoempfangs zu garantieren, sind eine auto¬ matische Verstärkungsstabilisierung, eine automatische Mono/Stereo- Umschaltung und ein elektronisch stabilisiertes Netzteil vorgesehen. Die Abstimmung geschieht mit Zweifach-Drehkondensator bei AM und FM. Zum Abhören der Stereosendungen, die durch eine Lumi¬ neszenzdiode angezeigt werden, wird ein Stereokopfhörer verwendet. Über den schaltbaren Eingang TA/TB kann Stereoport für den Be¬ trieb mit einem Stereo-Magnetbandgerät bzw. -Plattenspieler ver¬ wendet werden. In Verbindung mit einer Stereo-NF-Anlage ist die Möglichkeit der Verwendung als HF-Tuner gegeben. Außerdem kann das Gerät durch seinen eingebauten Lautsprecher als Monoreiseemp¬ fänger genutzt werden. Für alle Bereiche ist Autoantennenanschluß vorhanden. Das Gerät hat eine servicefreundliche Konstruktion und ist mit zwei Leiterplatten bestückt, auf denen alle elektrischen Bauelemente untergebracht sind. In der UKW -Ebene sind Merkreiter vorhanden. Der als Drehregler ausgeführte Balanceregler befindet sich ebenfalls in dieser Ebene, die Regler für Höhen, Tiefen und gehörrichtige Laut¬ stärke dagegen sind Schieberegler. 46 Wann sind Experimentalsendungen? Der Berliner Rundfunk hat im Oktober 1976 auf der Stereo-Frequenz Berlin II (91,4 MHz) mit der Ausstrahlung von Experimentalsendun¬ gen in Kunstkopf-Stereofonie begonnen und führt diese Sendungen fort. In der Programmzeitsohrift FF-Dabei wird das im Rundfunk¬ programmteil angezeigt; Bild 3 zeigt das Emblem dafür. Bild 4 gibt ein Beispiel einer Programmankündigung wieder. Ab Januar 1977 übertragen auch die UKW-Stereo-Sender von Radio DDR II alle vier Wochen mittwochs von 22.00 bis 23.00 Uhr Sendungen in kopf¬ bezogener Stereofonie. Tabelle 1 gibt eine Übersicht dieser Sender und ihrer Frequenzen im UKW-Bereich. Am überzeugendsten wirken auf den Hörer Hörspiele, bei Musiksendungen ist der plastische Ein¬ druck nicht ganz so deutlich. Oft wird die Frage gestellt, ob man solche Kunstkopf-Stereo¬ sendungen auch mit dem Magnetbandgerät auf nehmen kann. Das geht natürlich nur, wenn man ein geeignetes Stereo-Magnetbandgerät zur Verfügung hat. Schallplatten mit Aufnahmen in Kunstkopf- Stereofonie gibt es aber noch nicht. Emblem für Eunstkopf-Stereofonie der Zeitschrift FF-Dabei führiichem Wetterbericht CCD STEREO 10.40—13.30 Treffpunkt Alexanderplatz Das Mittagsmagazin das BERLINER RUNDFUNKS Heute mit: »Treffpunkt Rötet Platz* gestaltet von Inge F 21.30 Pultschiag der Zeit Mit Nachrichten .und Die Welt—heute abend m KUNSTKOPF-STEREO- __ Experimentalsendung 22.00 Die schlanke Stimme Hörspiel von Leszek Prorok ' (VR Polen) ,, Bild 4 Auf diese Weise werden die Kunstkopf-Stereo-Experimentalsendungen der Rundfunks der DDR in der Programmzeitschrift FF-Dabei angekündigt 47 Tabelle 1 Stereofrequenzen der UKW-Sender von Radio DDR II/ Berliner Rundfunk Sender Frequenz Berlin II 91,04 MHz Marlow IV 91,05 MHz Dresden IV 92,25 MHz Inselsberg IV 92,55 MHz Schwerin IV 92,75 MHz Karl-Marx-Stadt IV 92,85 MHz Leipzig IV 93,85 MHz Brocken IV 94,60 MHz DequedeIV 94,90 MHz Cottbus IV 98,60 MHz Berlin IV 99,70 MHz Kopfhörer und Zusatzgeräte Wie schon mehrfach betont, ist für die Wiedergabe ein Stereokopf¬ hörer erforderlich, da eine kopfbezogene Stereosendung bei Wieder¬ gabe über zwei Lautsprecher weniger überzeugend wirkt als eine echte Stereosendung. Den geschilderten Vorteilen stehen eigentlich nur zwei Nachteile gegenüber. Einmal, daß man über die «Strippe» mit der Stereoempfangsanlage verbunden ist. Außerdem sind die im Handel erhältlichen Stereokopfhörer sogenannte geschlossene Systeme. Das heißt, man nimmt die Umwelt gehörmäßig nicht wahr. Will man an den Hörenden eine Frage richten, so muß man brüllen, oder er muß die Stereohörer absetzen. Der neue dynamische Kopfhörer DK 75 (VEB Funktechnik Leipzig) ist ein Gerät der gehobenen Mittelklasse. Er arbeitet nach dem Prin¬ zip des dynamischen, geschlossenen Systems (s. Bild 5). Die techni¬ schen Parameter sind: Schwingspulenimpedanz bei 1000 Hz etwa 400 £1. Wandlerempfindlichkeit 120 dB und Klirrfaktor < 1 %, jeweils gemessen bei 1 mW und 1000 Hz, der Übertragungsbereich gemessen mit Koppler 20 Hz bis 18 kHz, Belastbarkeit 60 mW oder 4 System. Die Masse des Hörers beträgt ohne Zuleitung 260 g. Die Zuleitung ist 3,5 m lang. Der Hörer wird in zwei Anschlußmöglichkeiten geliefert: 1. mit 2 Spezialbuchsensteckern, 2. mit dem für dynamische Kopfhörer standardisierten Stecker des Typs DKAV 05. Die Spezialbuchsenstecker gestatten den Anschluß des Hörers an Lautsprecherausgänge unter Beachtung der notwendigen Schutzma߬ nahmen (gleichspannungsfreies Signal). Hörer mit dem Stecker des 48 Typs DKAV 05 können nur an für Kopfhörer bestimmte Ausgänge angesehlossen werden. Ein breiter, sehr elastischer Kopfbügel, der mit einem schaumstoffgepolsterten Überzug versehen ist, und folie¬ überzogene Schaumstoff-Formteile, die sich ohrumschließend weich und elastisch anlegen sowie lästiges Drücken der Hörersysteme an den Ohren verhindern, verleihen dem Hörer einen angenehmen Sitz. Die weichen Ohrpolster gewährleisten gutes Abdichten gegenüber Störgeräuschen. Mit den zwei Gleitbügeln kann der Kopfbügel den unterschiedlichen Anforderungen angepaßt werden. Zur subjektiven Beurteilung des Klangbilds ist folgendes zu sagen: verzerrungsfreie volle Klangwiedergabe bei sehr guter Wandleremp¬ findlichkeit, sauberes und äußerst transparentes Klangbild. Die gute Ausstattung des Hörers, seine verbesserten technischen Parameter, z. B. Übertragungsbereich, Wandlerempfindlichkeit und geringe Masse, sowie seine moderne Form sind wesentliche Faktoren, die den Ge¬ brauchswert positiv beeinflussen. Im Fachhandel werden außerdem noch die Stereokopfhörer DK 66 (VEB Funktechnik Leipzig) und SN 50 (Volksrepublik Polen) angeboten. Zur Zeit wird ein sogenann¬ ter offener Stereohörer entwickelt, den man etwa ab 1979 im Handel erhalten kann. Beim offenen Stereohörer nimmt man die Raum¬ geräusche wahr, bleibt also in das Familienleben einbezogen. Für ältere Stereoanlagen, die keinen Kopfhörerausgang haben, bietet Bild 5 Neben den guten über - tragungswerten hat der Stereohörer DK 75 auch angenehmere Trageeigen - schäften als ältere Kopf - hörertypen (Foto: RFT- Pressedienst) 4 Schubert, Eljabu 1979 49 Bild 6 Innenschaltung der Stereo-An-und- Umschalteinrichtung 71, die bei älteren Stereoempfaugsanlagen einen problemlosen Anschluß von vier Stereohörern ermöglicht der Fachhandel die Stereo-An-und-Umschalteinrichtung an (VEB Funktechnik Leipzig), Preis etwa 40,- M. Es lassen sich vier Stereo¬ hörer gleichzeitig anschließen, wobei die Impedanzen 100 bis 2000 Q sein können. Die Verbindungsleitungen sind 3 m lang. Bild 6 zeigt die Innenschaltung des Geräts. Mit der Drucktaste läßt sich wahl¬ weise Kopfhörer- oder Lautsprecherbetrieb einschalten, es müssen also nicht immer die Stecker umgesteckt werden. Der besondere Wert der Geräts besteht darin, daß als Überlastungsschutz für den Stereo¬ hörer Schutzwiderstände eingebaut sind. Eine notwendige Nachbemerkung Nach dem Anhören kopfbezogener Stereosendungen bin ich über¬ zeugt von dem Qualitätsgewinn, der besonders deutlich bei Wort¬ sendungen eintritt, wenn der Zuhörer in das Geschehen einbezogen wird. Bei der Aufnahme von Konzerten befindet sich der Kunstkopf im Saal, so daß alle Geräusche wie Papierrascheln, Husten usw. deut¬ lich zu hören sind. Auf einer Schallplatte würden mich diese Geräusche stören, wenn immer an der gleichen Stelle das Husten bzw. das Rascheln mit dem Schokoladenpapier beginnt. Allerdings, Möglich- 60 keiten für die Schallplatte bieten sich bei der LITERA-Produktion an. Begrenzt sind ebenso noch die Ortungsmöglichkeiten in einem Winkelbereich von 30° vor dem Hörer. Ganz so einfach sind die Vor¬ gänge des Hörens und des gedanklichen Verarbeitens im Kopf beim Menschen eben nicht, wie sich das so ein Kunstkopf vorstellt. An diesen Problemen wird gearbeitet, d.h., das Verfahren des kopf¬ bezogenen Stereohörens ist gut, aber es kann durchaus noch weiter¬ entwickelt werden. Im kapitalistischen Ausland gibt es eine Kunstkopf-Stereo- Euphorie. Die einen sagen der Kunstkopf-Stereofonie nach, daß sie die Quadro-Technik (4-Kanal-Übertragung) aus dem Feld schlage. Die anderen meinen, daß die 4-Kanal-Technik der Kunstkopf-Stereo¬ fonie weit überlegen ist. Wenn man weiß, daß die ersteren die Her¬ steller von Stereohörarmaturen sind, die anderen die Hersteller von Quadro-Anlagen, so kann man sich ausrechnen, daß bei dieser Aus¬ einandersetzung die wirklichen technischen Möglichkeiten außer acht gelassen werden. Jede dieser Gruppen hat nur daran Interesse, ob sie es ist, der der größte Profitanteil an diesem Geschäft mit dem schlecht informierten Rundfunkhörer gelingt. 4* 51 Ing. Klaus K. Streng Schaltungspraxis moderner Fernsehempfänger Die Technik des modernen Fernsehempfängers entwickelt sich ständig weiter. Allerdings sind solche Schaltungsänderungen meist für den Besitzer eines Geräts kaum zu bemerken. Der interessierte Techniker jedoch entdeckt alljährlich einige Neuheiten, die den erhöhten Be¬ dienungskomfort, die größere Zuverlässigkeit und die bessere Service¬ freundlichkeit betreffen. Brachten die vergangenen Jahre eine zu¬ nehmend stärkere Transistorisierung, den Stationstastentuner, die Sensortasten und die Ultraschall-Fernbedienung, so ist 1976/77 das Vordringen der integrierten Schaltkreise (IS) in den Fernsehempfänger das hervortretende Moment. Sicher, einige IS gab es während der vergangenen Jahre bereits im Fernsehempfänger. Wir berichteten darüber im Elektronischen Jahrbuch 1977 [1]. Aber es waren «nur» einige bestimmte Stufen bzw. Geräteteile, die mit integrierten Schaltkreisen arbeiteten: der NF- Verstärker, der ZF-Verstärker mit FM-Demodulator, der Spannungs¬ regler für den elektronisch abstimmbaren Tuner -- diese findet man auch weiterhin in der Schaltungspraxis. 1976/77 brachte das Kombinat VEBJfed6Ze^erwerfcFrankfurt (Oder) eine Reihe von Schaltkreisen heraus, mit denen Schwarzweiß- und Farbfernsehempfänger bestückt werden können: A 240 D - Bild-ZF-Verstärker mit Videodemodulator, A 230 D - RGB-Matrix, A 270 D - Verstärker für das Video- bzw. Luminanzsignal, A 204 K - Verstärker für den Vertikal-A blenkteil, A 295 D- SECAM-Dekoder [2]. Auf der Leipziger Frühjahrsmesse 1977 waren mit Ausnahme des A 295 D die ersten Geräte mit diesen neuen IS zu sehen. Als typisches Gerät soll der Farbfernsehempfänger Chromat 1060 des VEB Fern¬ sehgerätewerke Staßfurt genannt werden, um einige Anwendungs¬ beispiele zu zeigen. Bild 1 gibt den Bild-ZF-Verstärker dieses Geräts mit A 240 D 52 Eingang desZF- Signa/s Tuner¬ regelung . Referenz^ Externe krei$ Kapazität J Rv 1 ff U s (stabilisiert) \jZ negativer Videoausgang x Tuner ein- Siebung ? Eingang des satzregier “T“ der Regel- Tastimpulses . A—Spannung TI positiven Videoausgang Bild 1 Bild-ZF-Verstärker mit A 240 D im Farbfernsehempfänger Chromat 1060 (VEB Fernsehgerätewerke Staßfurt) wieder [3], und Bild 2 gestattet einen Einblick in das komplizierte «Innenleben» dieses Schaltkreises [4]. Zwischen den Anschlüssen 1 und 16 wird die Eingangsspannung angelegt. Der Verstärker teil ist symmetrisch, d. h., keine der Eingangsklemmen liegt an Masse. Zwei der Eingangsstufen weisen zwischen den Emittern der Transistor¬ elemente Dämpfungsdioden auf. Sie werden von einem Regel ver¬ stärkerteil so gesteuert, daß sie die Verstärkung mehr oder weniger dämpfen. Der Regelumfang beträgt 50 bis 60 dB. Die eigentliche Spannungsverstärkung wird nun in 3 Stufen vor¬ genommen (T3/T4; T7/T8 und T13/T14). Die anderen Verstärker¬ elemente desVerstärkerteils(T1/T2; T5/T6;Tll/T12;T15bisT18) sind als Emitterfolger geschaltet. Sie trennen die Verstärkerstufen von¬ einander bzw. unterstützen die Regelung (T9/T10). Am Ausgang des Verstärkerteils (T17/T18) wird das Signal dem Begrenzerverstärker zugeführt. An die Anschlüsse 8 und 9 ist ein auf die Bildträgerfrequenz •38,9 MHz abgestimmter Schwingkreis angeschlossen. An ihm steht ein regeneriertes Trägersignal. Es wird dem Transistorquartett T27 bis T30 als Schaltspannung zugeführt, außerdem das verstärkte ZF- Signal über T21/T22. Beide Signale multiplizieren sich. Das Ergebnis ist eine Demodulation ohne ungewollte Mischprodukte aus Bild- und Ton-ZF bzw. mit dem Farbhilfsträger. Auch der Träger wird weit¬ gehend unterdrückt. Die gesamte Schaltung des Schalt-Demodulators ist recht auf¬ wendig — mit diskreten Bauelementen wäre der dazu notwendige Aufwand zu kostenungünstig. Es ist ein Vorteil der integrierten Schaltung, daß man hier einen solchen Aufwand treiben kann. Der Demodulation des Bildsignals folgt eine Vor Verstärkung des Video- 53 Bild 2 Stromlauf plan des integrierten Schaltkreises A 240 D 55 Dunkel- Y-Rückfiihrung Um +Ug tastung^ AZ70D \ \ 7 v n Sril um 10. AZ30D s -m -j’UefAusgänge mr Uß) 'S 1 9 7 5 72 ^ / \1 \ Grund- Gleich - Masse Dunheltast - heHig- keit Spannungs¬ eingang ausgang Bild 3 Übersichtsschaltplan des integrierten Schaltkreises A 230 D Signals (T45 bis T48), das an den Ausgangsklemmen 11 (negative Synchronimpulse) oder 12 (positive Synchronimpulse) erscheint. Am Anschluß 7 des Schaltkreises liegt die getastete Regelspannung U sa = 1,5 bis 5 V. Diese Regelspannung wird mit einer internen Span¬ nung verglichen. Entsprechend dem Ergebnis dieses Vergleichs wird über den Regel verstärkerteil im A 240 D am Anschluß 5 eine Regel- Spannung für die Tuner erzeugt. Gleichzeitig steuert diese Regel - Spannung über T51 die Dioden-Dämpfungsglieder und damit die Ver¬ stärkung des ZF-Verstärkers. Weiter soll auf die Wirkungsweise dieses komplizierten Schalt¬ kreises nicht eingegangen werden. Man vergegenwärtige sich nur, daß dieser Bauteil in einem winzigen DIL-16-Plastgehäuse (kleiner als 25 mm lang und 8 mm breit) einen vollständigen geregelten Bild¬ ZF-Verstärker mit über 80 dB Verstärkung bei 7 MHz Bandbreite und einen aufwendigen Multiplikations-Demodulator enthält — ohne zu schwingen. Dieser Hinweis zeigt schon deutlich, was heute mit der Technik der integrierten Schaltkreise möglich ist. Als weiterer Schaltkreis wurde eingangs der A 230 D genannt [5]. Er ist, im Gegensatz zu dem soeben beschriebenen A 240 D, nur für Farbfernsehempfänger bestimmt. Bild 3 zeigt den Übersichtsschalt¬ plan des A 230 D. An die Klemmen 3 und 16 werden die Farbdiffe- renzsignale U B _ Y und U R _ Y geführt, die aus dem SECAM-Dekoder stammen. Außerdem erhält Klemme 13 das Leuchtdichtesignal U Y • Der IS stellt aus diesen Signalen die 3 Primärfarbsignale t/ B , U R und U G her, die den RGB-Endstufen zugeführt werden. Die Dematrizierung, d. h. die Herstellung der 3 Farbartsignale für Rot, Blau und Grün, beruht auf dem mathematischen Zusammenhang der Farbdifferenzsignale U R _ Y und U B _ Y einerseits und dem Leucht¬ dichtesignal U Y andererseits. Es ist 0,30 (Ur - U Y ) + 0,59 ( U Q - U Y ) + 0,11 (C r B ™ U Y ) = 0. 56 Daraus folgt für das 3. Farbdifferenzsignal: (U G - CM - i- U Y ) - -Hi- (ÜB - u Y ). Aus den 3 Farbdifferenzsignalen (U R — U Y ), ( U G — U Y ) un d (^b — U Y ) kann man durch Addition von U Y die 3 Primärfarbsignale ge¬ winnen, und ebendas wird durch den Schaltkreis A 230 D erreicht. In Bild 4 ist die Innenschaltung des A 230 D zu sehen. Waren in den Farbfernsehempfängern Color 20jColor 21 noch jeweils 6 Tran¬ sistoren erforderlich, so geschieht der entsprechende Vorgang im Chromat 1060 mit einem IS, ebendem A 230 D. Auf weitere Einzel¬ heiten wie Referenzausgangsspannung, Dunkeltastung, Gleichspan¬ nungseingang soll nicht eingegangen werden, da sie für das Funk¬ tionsprinzip dieses Schaltkreises nicht von Bedeutung sind. Der A 230 D ist auch in einem 16poligen Plastgehäuse untergebracht. Von seinen technischen Daten sei nur die Gesamtverlustleistung her¬ ausgegriffen, sie darf 1060 mW bei einer Umgebungstemperatur von 25 °C betragen. Ein weiterer Schaltkreis, der A 270 D, ist ebenfalls für Farbfernsehempfänger bestimmt. Wie sein Übersichtsschaltplan (Bild 5) zeigt, enthält dieser Schaltkreis Videoverstärker (Vor- und Endstufe), Helligkeitsklemmschaltung, Schwarzwerttastschaltung, Kontraststrombegrenzung und einen getrennten npn-Transistor [6]. Vom Herstellerwerk wird dieser Schaltkreis als Leuchtdichtesignal¬ verstärker , das ist der Videoverstärker im Farbfernsehempfänger, be¬ zeichnet. Bild 6 zeigt die Einordnung des A 270 D im Farbfernseh- gerät. An Klemme 3 wird das Eingangssignal, d.h. das demodulierte FBAS-Signal aus dem Videodemodulator, über eine Videotreiber¬ stufe im Chromat 1060 und eine Verzögerungsleitung zugeführt. Diese Verzögerungsleitung — Verzögerung etwa 0,7 jas - ist typisch für den Leuchtdichtesignalverstärker. Sie soll die zeitliche Übereinstimmung von Leuchtdichte- und Farbsignal wieder hersteilen, die zwar im Sender vorhanden, im Empfänger aber wegen des unterschiedlichen Signalwegs der beiden Signalteile verlorengegangen war [7]. Hier wird das Signal breitbandig verstärkt und der Helligkeits¬ klemmschaltung innerhalb des Schaltkreises A 270 D zugeführt. Ihre Ausgänge (Klemme 12) führen zu einem Potentiometer, mit dem der Arbeitspunkt der Videoendstufe (im Fall des Chromat 1060: der RGB-Endstufe) eingestellt werden kann. Gleichzeitig führt man das verstärkte FBAS-Signal auch einem Video vor Verstärker (Impedanz¬ wandler) zu. Sein Ausgang liegt an Klemme 1. Von ihr und der Klemme 15 des A 270 D wird das verstärkte Y-Signal (Leuchtdichte¬ signal) der RGB-Matrix zugeführt (im Chromat 1060 ist das der Schaltkreis A 230 D ). Der getrennte npn-Transistor - Kollektor an 57 Bild i Stromlaut plan des integrierten Schaltkreises A 230 D Strahlstrom- begrenzung Bild 5 Übersichtsplan des A 270 D 59 Synchronimpuls Gegenkopplung 10 ll +U B AlOihV 77° ^7 Ausgang w (V-Ablenk¬ spulen) Masse Bild 7 übersichtsschaltplan des A 204 K TBAS- Signal direktes *U S Masse _XX_ ndimodulator ■11 •Mil Torimpu/s @ verzögertes Signa! @ Farbsynchronisation 'ür Farbträger¬ sperre Färb - 1 _ kanalauf- _ Schaltung "Wj l/mschaltimpuls j\_\Austastung Farbkanalausschaltung (automatisch) Farbkontrast Dematrix- einstellung Bild S Übersichtsschaltplan eines SECAM-Dekoders mit A 295 D (gestrichelt die Teile, die im A 295 D enthalten sind) Klemme 4, Basis an Klemme 5, Emitter an Klemme 6 - ist meist als Sehaltstufe für die Farbträgersperre («Golor killer») eingesetzt; durch Verändern der Gleichspannung an Klemme 7 wird der Kon¬ trast geregelt. Ein weiterer neuer IS, den man im Chromat 1060 findet, ist der A 204 K. Über diesen Schaltkreis ist bis jetzt (Juli 1977) noch keine nähere Veröffentlichung erschienen. Es handelt sich bei ihm um einen Vertikalablenkverstärker — also ohne Vertikalablenkgenerator. Er erhält an Klemme 10 das vorverzerrte Vertikalablenksignal. Zwi¬ schen den Klemmen 8 und 10 beeinflußt ein Regler die vertikale Bildlinearität. Der «fertige» V-Ablenkstrom wird an Klemme 16 ab¬ genommen und den Ablenkspulen zügeführt. Bild 7 gibt einen ver¬ einfachten Einblick in den elektrischen Aufbau des A 204 K. 60 Färb- FP-Farb- kontrasf kontrast +12V Bild 9 Komplette Dekoder Schaltung mit A 295 D ZF-Verstärker DF- A 'F- und Video- Verstärker Endstufe demodulator u.DF-Demodulator c- Oioden- Tuner DÖ Filter MAA 550 ■/////" A220D A205K rV m Stabilisierung der Abstimmspannung Leuchtdichi Verstärker Netzteil HGB- Matrix n i Amu i_i y m Bild- Zeilen¬ ablenkteil ablenkteil Bild 10 Über sichtsschalt plan des Farbfernsehempfängers Chromat 1060 ( verein¬ facht ), die integrierten Schaltkreise sind durch Schraffur hervor gehoben Nicht im Chromat 1060 eingesetzt wird der Schaltkreis A 295 D. Er stellt einen kompletten SECAM-Dekoder dar: Farbkanalabschal¬ tung bei SW-Empfang, phasenrichtige Synchronisation des SECAM - Schalters, der im A 295 D enthalten ist und Begrenzer für das Farbträgersignal. Die charakteristische Verzögerungsleitung von etwa 64 fxs Verzögerungsdauer (eine Bildzeile), die ein Merkmal desSECAM- Verfahrens ist, und die FM-Demodulatoren für die geträgerten Farb- differenzsignale (R—Y) und (B-Y) sind nicht im A 295 D enthalten, sondern müssen mit diskreten Bauelementen realisiert werden. In Bild 8 [8] wird der Inhalt eines kompletten SECAM-Dekoders ge¬ zeigt, gestrichelt sind die Teile umrandet, die im A 295 D enthalten sind. Bild 9 zeigt schließlich eine komplette Dekoderschaltung mit dem A 295 D. Bild 10 zeigt die Einordnung der besprochenen IS - und andere, die bereits länger bekannt sind — im Farbfernsehempfänger Chromat 1060. Vergessen wir nicht: Das ist nur ein Farbfernsehempfänger aus unserer Produktion, zweifellos werden weitere Geräte (SW- und Farb¬ fernsehempfänger) folgen und mit den neuen IS ausgerüstet sein. Außer den IS im Farbfernsehempfänger Chromat 1060 entwickelte das Kombinat VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) noch den A. 250 D, eine Horizontalablenkkombination, bestehend aus einem Amplituden¬ sieb mit Störaustastung, einer Bildkippabtrennstufe, einer Phasen- 62 Vergleichsschaltung, einem Zeilenfrequenzoszillator und einer Zeilen¬ endstufe, sowie den A 223 D> einen DF-Verstärker und Demodulator, oder die Horizontalkombination (mit Thyristor) A 252 D. Die Entwicklung IS plus wenige diskrete Bauelemente plus Farb¬ bildröhre war zwar seit Jahren vorauszusehen — daß sie allerdings so schnell erfolgte, überraschte viele Fachleute. Es zeigt sich einmal mehr, wie sehr unsere Konsumgüterelektronik-Industrie bemüht ist,- den technischen Höchststand mitzubestimmen. Literatur [1] Streng, E. K.: combi-vision 310 - ein nicht alltäglicher Fernsehempfänger, Elektronisches Jahrbuch 1977, Militärverlag der DDR, Berlin 1976 [21 Schlegel, W. E.: Neue lineare integrierte Schaltungen aus dem Halbleiterwerk Frankfurt (Oder), radio fernsehen elektronik 25 (1976) 17, Seite 551 bis 556 [3] Welzei, E. J./Erler, H.: Chromat 1060 - das erste Gerät einer neuen Farb¬ fernsehempfänger-Generation, radio fernsehen elektronik 26(1977) 9, Seite 295 bis 302 und 305 bis 307 [4] Gutsche, Integrierter Bild-ZF-Verstärker mit Demodulator A 240 D, radio fernsehen elektronik 26 (1977) 9, Seite 287 bis 290 [51 Gebhard, S.: Integrierte Schaltung A 230 D - Applikation, radio fernsehen elektronik 26 (1977) 8, Seite 254, 259 und 260 [61 Krüger, E.-H.: A 270 D, A 295 D, A 230 D - Aufbau, Funktionsweise und Anwendung, radio fernsehen elektronik 26 (1977) 8, Seite 248 bis 253 [71 Streng, K. K.: Kleine Einführung in das Farbfernsehen, Band 89 der Bro¬ schürenreihe «electronica», Deutscher Militärverlag, Berlin 1969 [8] Schmidt, E. J.: Integrierte Schaltung A 295 D - Applikation, radio fernsehen elektronik 26 (1977) 8, Seite 260 bis 265 [91 Streng, K. K.: Praxis der Farbfernsehempfängertechnik, Band 106 der Bro¬ schürenreihe «electronica», Deutscher Militärverlag, Berlin 1972 Ing. Klaus K. Streng So funktioniert das elektronische Schaltnetzteil In den meisten netzbetriebenen elektronischen Geräten findet man im Stromversorgungsteil einen Transformator. Dieser trennt die Betriebsspannung des Geräts galvanisch vom Netz. Dadurch werden viele Unfälle verhindert: Wäre der Transformator nicht vorhanden, so wäre das «Chassis» bzw. der Minuspol der Betriebsgleichspannung, die Masse, mit einem Pol des Netzes verbunden. Jede Person, die mehr oder weniger gut «geerdet» ist (z.B. durch Berühren der Zentralheizung), erhält dann beim Anfassen des erwähnten Minus¬ pols im Gerät einen schmerzhaften elektrischen «Schlag». Die Schutzaufgabe des Netztransformators darf als bekannt vor¬ ausgesetzt werden. Doch warum hat der Fernsehempfänger keinen Netztransformator? Gelten hier andere Gesichtspunkte? Da ein Pol der Betriebsspannung im Fernsehempfänger mit dem Netz verbun¬ den ist, gelten strenge Sicherheitsvorschriften: Keine Piattenspieler- eingänge, die meist ohne Trennübertrager angeschlossen werden, größte Vorsicht beim Anschluß eines zweiten Lautsprechers! Sogar die Madenschrauben in den Bedienungsknöpfen sind durch einen Tropfen isolierender Vergußmasse gegen eine zufällige Berührung geschützt. Obwohl die meisten Fernsehempfänger nur für den Be¬ trieb am Wechselstromnetz konzipiert sind, haben sie doch einen Allstromnetzteil, das Sorgenkind verantwortungsbewußter Tech¬ niker. Im übrigen hat es unterschiedliche Gründe, daß man deü Netz¬ transformator im Fernsehgerät nach Möglichkeit vermeidet: Ge¬ wicht, magnetisches Streufeld, Kosten. Im Zeitalter der integrierten Schaltkreise werden die Geräte der Elektronik kleiner und leichter. Aber bei aller «Integrationsfreund¬ lichkeit» wurde der Netztransformator nun ein Hindernis. Entweder man verzichtete auf ihn - dann ließ sich Gewicht sparen. Gleichzeitig — siehe oben — stieg die Unfallgefahr. Oder man nahm ihn in Kauf, dann hieß es, sich auch mit seiner Masse abzufinden. Die Entwicklung neuer Transformatorbleche, neuer Blechformate usw. brachte zwar Verbesserungen, aber keine grundsätzliche Änderung. 64 Das Prinzip des Schaltnetzteils Wäre die Frequenz unserer Lichtnetze nicht 50 Hz, sondern hundert¬ mal höher, könnte man viel kleinere und leichtere Netztransformato¬ ren bauen. Die Induktion eines Transformators ist der Frequenz der Klemmenspannung proportional. Für jedes ferromagnetische Mate¬ rial gibt es einen bestimmten Wert für die Induktion (Feldlinien¬ dichte), der nicht überschritten werden soll. Bei Dynamoblech ist das etwa 1,5 • 10 -4 Vs cm -2 . Eine hundertmal höhere Frequenz er¬ laubt bei gleicher Induktion etwa hundertmal kleinere Kerne. Dazu kommt noch, daß eine größere Frequenz auch nur kleinere Selbst¬ induktionen erfordert. Statt 200 H wären jetzt nur noch 2 H erfor¬ derlich. Damit hätte die Primärspule weniger Windungen, die Kup- fferverluste nähmen ab. Aber man kann doch unsere 50-Hz-Netze nicht auf 5 kHz umstellen! Es gibt einen Ausweg. Die Netzwechselspannung wird ohne Netz¬ transformator gleichgerichtet, mit der Gleichspannung speist man einen Wechselrichter bzw. Gleichspannungswandler. Dieser kann im Interesse eines guten Wirkungsgrads mit Frequenzen um 16 bis 25 kHz arbeiten. Damit wird sein Übertrager wesentlich kleiner und leichter als der klassische Netztransformator, den er ersetzt. Bild 1 zeigt den Übersichtsschaltplan eines solchen Schaltnetz¬ teils. Transistor oder Thyristor? Für den Aufbau des Gleichspannungswandlers gibt es zwei grund¬ sätzlich unterschiedliche Lösungen: Entweder man «schaltet» die gleichgerichtete Netz Wechselspannung mit einem Thyristor oder mit einem Transistor. Die Schaltungstechnik beider Bauelemente unter¬ scheidet sich. Man kann auch einen Thyristor so rückkoppeln, daß er selbsttätig schaltet (Wechselrichter). Diese Lösung wurde ursprüng- r Netz° üi,h pderThy Bleich¬ spannung Gleich- Gleichspannungs¬ richter wandter Bild 1 Obersichtsschallplan eines Schaltnetzteilt ein aus 5 Schubert, Eljabu 1979 Bild 2 Kurvenimm des im Schaltnetzteil geschal¬ teten Gleichstroms 65 lieh benutzt, als es noch keine Hochleistungs-Schalttransistoren gro¬ ßer Leistung gab. Heute ist der Thyristor nur noch in Schaltnetz¬ teilen für sehr große Leistungen (über 2000 W) zu finden. Das führt zu der Frage, welche Forderungen an den Schalttransistor gestellt werden müssen, um ihn im Schaltnetzteil einsetzen zu können. Der Transistor entsprechend Bild 1 kann das schaltende Bauelement des Transverters sein. Er «zerhackt» die an ihm liegende Gleichspannung. Der durch ihn und den Übertrager Ü1 fließende Strom ist impuls¬ förmig. Es wird sogar eine möglichst gute Annäherung an eine ideale Rechteckimpulsfolge (Bild 2) gewünscht, da dann die Stromände¬ rungsgeschwindigkeit di/dt groß ist. Näheres über den Transverter, seine Wirkungsweise und seine Varianten findet der Leser in [1]. Bezogen auf die Forderungen, die an den Transistor zu stellen sind, ergibt sich: Ein großer Kollektorstrom I cmax > bzw. ein großer Kollek¬ torspitzenstrom /cm mai ermöglichen eine große Schaltleistung, d.h. einen leistungsfähigen Netzteil. Eine kurze Schaltzeit ist Voraus¬ setzung für ein trägheitsloses Umschalten vom sperrenden in den lei¬ tenden Zustand bzw. umgekehrt. Meist werden die typischen Schalt¬ zeiten für / c und / B in den technischen Daten nicht ausdrücklich genannt. Man orientiert sich dann mit der Transitfrequenz / T , obwohl das nur ein unvollkommener Ersatz ist. Typische Transitfrequenzen von speziell für Schaltnetzteile entwickelten Transistoren nennt [2], sie liegen bei etwa 6 bis 10 MHz. Da die Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors in Reihe mit der Primärseite des Transverterübertragers an der gleichgerich¬ teten 220-V-Netzspannung liegt, muß sie für diese Spannung mal 2 j/2 dimensioniert sein. Zuzüglich eines ausreichenden Sicherheitsabstands soll die Impulsspannungsfestigkeit des Transistors etwa 800 bis 1000 V betragen. Die Wahl des Transvertertyps Bekanntlich unterscheidet man die Transvertertypen dadurch, daß sie während der Leit- oder der Sperrphase des Transistors Leistung abgeben bzw. in Ein- oder in Gegentakt ausgeführt sind [1], In einer Untersuchung [3] wird gezeigt, daß für kleine Leistungen und Span¬ nungen (auf der Sekundärseite) Sperrwandler günstiger sind, wäh¬ rend bei großen Leistungen und Spannungen der (Durch-)Flußwand- ler, auch Leitwandler genannt, vorzuziehen ist. Bei sehr großen Lei¬ stungen, über etwa 600 bis 800 W, hat auch der Gegentaktwandler seine Berechtigung. Bild 3 zeigt diese Einteilung. Der Flußwandler [4], [5] gestattet einen sehr einfachen Aufbau des Schaltnetzteils. Sein Ausgang ist prinzipiell niederohmig, d.h., 66 Bild 3 Einteilung der Schalt¬ netzteile nach ihrer Lei¬ stung in bezug auf ihre Transvertertypen seine Ausgangsspannung schwankt nur wenig bei wechselnder Be¬ lastung. Der Sperrwandler hat andere Vorzüge. Hervorzuheben ist seine Kurzschlußsicherheit. Hingegen ist ein Leerlauf des Sperrwand¬ lers zu vermeiden, da dann seine Ausgangsspannung «hoch» läuft, d.h. unzulässig große Werte annimmt. Das kann zu einer Beschädi¬ gung des Gleichrichters und/oder der Siebkondensatoren führen. Sperrwandler weisen auch eine größere Spitzenspannung am Tran¬ sistorkollektor auf als Flußwandler. Man muß die Vor- und Nachteile der Transvertertypen sorgfältig von Fall zu Fall abwägen, um den richtigen Typ wählen zu können. Eine weitere Frage taucht sowohl beim Thyristor- als auch beim Transistor-Regelnetzteil auf: Ist es sinnvoller, den eigentlichen Schalt¬ vorgang von der Erzeugung der Schaltfrequenz zu trennen, oder soll man beide Funktionen in einem Halbleiterbauelement vereinen? Im ersten Fall benötigt man einen getrennten Multivibrator. Die Regelung Ein Netzteil, bestehend nur aus Gleichrichter und Transverter (Bild 1), wäre sehr mangelhaft: Es fehlt in ihm eine Vorrichtung, die die Ausgangsspannung gegen Belastungs- oder Eingangsspannungs¬ änderungen konstant hält (Regler) [6], [7]. Im Normalfall fließt bei eingeschaltetem Regelnetzteil Strom durch RI /7f 2/Sokundärsoite LI, in die Basis des Transistors T1 und steuert diesen auf. Dadurch fließt Strom durch LI, L2 und die Kollektor-Emitter-Strecke von TI. Bei Zunahme des Stroms wird TI gesättigt, die Kollektorspannung steigt an. Der sich ändernde Spannungsabfall über LI induziert einen Strom 5* 67 durch die Sekundärwicklung von LI, was TI sperrt. Dl wirkt als Entladungswiderstand, der Spannungsabfall über L\ wird 0. Es fließt wieder Strom durch 7il/R2/Sokundärsoite LI (wie oben). Der Zyklus beginnt dann von neuem. Seine Frequenz in diesem Beispiel beträgt etwa 6 kHz. Die ungleichen Wechselstromhalbwellen (positiver Strom größer als negativer Strom) durch C2 laden diesen auf, es wird bei üblicher Netzspannung eine Gleichspannung von 90 V an diesem Kondensator aufgebaut. Bei Unterspannung des Netzes oder bei zu großem Ausgangs¬ strom (Überlastung) gelingt es nicht, diese 90 V zu erreichen oder zu erhalten. Dadurch leiten die Z-Dioden D3 und D4 nicht, und der Transverter (T3/T4) erhält keine ausreichende Steuerspannung. Unter normalen Bedingungen, d.h. bei üblicher Netzspannung, ist die Span¬ nung über C 2 ausreichend, damit leiten D3 und D4, wodurch über die Mittenanzapfung von Tr2 die Basiselektroden aufgesteuert werden [7] (Bild 4). Die Wirkungsweise des Gegentakttransverters wird nicht erläutert, sie ist in der Literatur zu finden [1], [8]. Auch auf die Bolle des Komparators soll nicht näher eingegangen werden: Er vergleicht einen Teil der Transverterausgangsspannung mit der Spannung an einer Z-Diode. Bei Abweichung zwischen bei¬ den wird über T1/T2 wieder der Transverter beeinflußt und somit der festgestellten Abweichung entgegengewirkt. Dieses nur angedeutete Prinzip der Regelung findet man in unter- 73 Integrator Addierstufe Bild 4 Einfache Regelvorrichtung in einem Schaltnetzteil 68 Netz |T~rLj T T ilXri T T i y Bild 6 HF-Siebglied zur Unterdrückung der HF- Störungen in der Netzzuleitung eines Schaltnetzteils schiedliohen Varianten bei allen transistorbestückten Schaltnetzteilen wieder. Die moderne Elektronik schuf dafür spezielle Schaltkreise, wie die Typen TDA 1060 oder TDA 2640 ( Valvo ) [9]. Schließlich zeigt Bild 5 noch einen Schaltnetzteil mit Thyristor [10]. Nach Gleichrichtung in einem 6-Vaefe-Solengleichrichter wird die Gleichspannung mit Bl, CI und C2 gesiebt und der Reihenschaltung der Wicklung nl des Übertragers in Reihe mit der Katoden-Anoden- Strecke des Thyristors Th zugeführt. Dieser ist über die Übertragor- wicklung n2 an seiner Gateelektrode rückgekoppelt und schwingt mit etwa 20 kHz. Der auf diese Weise entstandene Wechselstrom wird im Übertrager herabtransformiert sowie in der Wicklung %i3 aus¬ gekoppelt und gleichgerichtet. Es entsteht eine (Ausgangs-)Gleich- spannung von 5 V, die mit 40 A belastet werden darf. Gleichzeitig bilden diese 5 V auch die Betriebsspannung des Tran¬ sistors TI. Dieser verstärkt die im Übertrager erzeugte Wechselspan¬ nung, die gleichgerichtet (Dl) und mit der konstanten Spannung 69 einer Z-Diode (D2) verglichen wird. Die Differenzspannung daraus verstärkt man in T2 nochmals und beeinflußt über den Diac Di den Zündzeitpunkt des Thyristors. Abschirmmaßnahmen Eine grundsätzliche Eigenschaft aller Schaltnetzteile ist das peri¬ odische Schalten («Zerhacken») einer großen Gleichspannung mit einer Frequenz von 5 bis 20 kHz. Da der dadurch entstandene Wechsel- strom möglichst rechteckförmig ist, enthält er zahlreiche Oberwellen¬ anteile, die bis in den Kurzwellenbereich reichen. Gegen diese stö¬ rende HF-Spannung muß man Abschirmmaßnahmen treffen, damit nicht benachbarte Funkgeräte aller Art gestört werden. Dabei ist zu unterscheiden zwischen direkter Abstrahlung durch den Schaltnetz¬ teilübertrager und andere Bauelemente sowie Ausbreitung der HF- Störungen auf angeschlossenen Leitungen. Gegen die direkte Abstrah¬ lung hilft, ähnlich wie bei der Zeilenendstufe im Fernsehempfänger, ein Metallkäfig. Gegen die Ausbreitung auf angeschlossenen Leitungen müssen HF-Siebglieder in diese eingebaut werden. Bild 6 zeigt ein solches Siebglied für die Netzleitung. Zusammenfassung Es wurde über eine zur Zeit (1977) noch neue Art von Stromversor¬ gungseinrichtungen in Elektronikgeräten berichtet: die Schaltnetz¬ teile. Ihre wichtigsten Funktionsprinzipien wurden kurz erklärt, auf einige besonders zu beachtende Punkte bei ihrem Entwurf wurde hingewiesen. Auf nähere Einzelheiten konnte nicht eingegangen wer¬ den, wie etwa Arten der Regelung, Aufbau der integrierten Schalt¬ kreise für Schaltnetzteile, Schutzbeschaltung der Transistoren, Pro¬ bleme beim Aufbau der Transverterübertrager. Auch die Notwendig¬ keit, «schnelle» Dioden im Schaltnetzteil zu verwenden, wurde nicht erläutert. Die künftige Bedeutung der Schaltnetzteile kann zur Zeit nur unvollkommen eingeschätzt werden. Es lohnt bestimmt, die Ent¬ wicklungen der Schaltnetzteile aufmerksam zu verfolgen. Eine kleine Auswahl der Veröffentlichungen über diese Thematik findet der Leser am Ende dieses Beitrages. 70 Literatur [1] Streng, K. K.: abc der Strom Versorgungstechnik, Miiitärverlag der DDR, Berlin 1972 [2] Neues aus dem Halbleiterprogramm, Leipziger Frühjahrsmesse 1977, Valvo GmbH, Hamburg [3] Schalt-Netzteile mit Transistoren der Reihe BUX 80, Technische Infor¬ mationen für die Industrie 76 10 27, Valvo GmbH, Hamburg [4] Heidt, K./Finck, R.: Schaltnetzgeräte für die Stromversorgung in der In¬ formationselektronik, radio fernsehen elektronik, 26 (1977) 5, Seite 153, 154 und 163 [5] Van Velthooven, C ./H etter scheid, W Dimensionierung von Durchflußwand- ler-Schalt-Netzteilen, Technische Informationen für die Industrie 76 11 05, Valvo GmbH, Hamburg [6] Ripplinger, W Schaltnetzgeräte - eine Stromversorgung mit Z.ukunft, Steuerungstechnik 8 (1975) 5, Seite 47 und 48 [7] Rauch, S./Hoogendoorn, B.: Swithing regulator produces versatility in power supplies, electronics 48 (1975) 20, Seite 109 bis 112 [8] Laborbuch III, Telefunken AG, Ulm/Donau 1963 [9] Houkes, H.: Steuerschaltung TDA 2640 für Schaltnetzteile, Technische In¬ formationen für die Industrie 76 01 21, Valvo GmbH, Hamburg [10] Halbleiter-Schaltbeispiele 1973/74, Siemens AG, München Wir klären Begriffe DREIFACHDROSSEL Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Der Mikrorechner und seine vielseitige Anwendung Die 6. Tagung des Zentralkomitees der SED erarbeitete für die wei¬ tere Entwicklung der Gebiete Elektrotechnik und Elektronik über¬ aus wichtige Zielstellungen und Forderungen. Dabei muß man zwei Grundtendenzen besonders betonen. 1. Die technologische Beherrschung und der umfassende Einsatz der Mikroelektronik bilden den Hauptinhalt unserer weiteren wis¬ senschaftlich-technischen Entwicklung. Damit erreichen wir eine neue Qualität in der Intensivierung der Produktionsprozesse. 2. Die damit verbundene qualitative Veränderung der materiell- technischen Basis der Gesellschaft und der Stellung der Menschen in der Produktion wird im Sozialismus nicht dazu führen, daß Arbeits¬ losigkeit entsteht. Im Gegenteil, die Vorzüge durch die Anwendung der Mikroelektronik werden wir planmäßig im Interesse unserer Werk¬ tätigen nutzen. Die große Bedeutung der Anwendung der Mikroelektronik liegt vor allem darin, daß sich der gesellschaftlich notwendige Arbeits¬ aufwand wesentlich verringert, daß sich der Material- und Energie¬ aufwand stark reduziert, die Zuverlässigkeit aber wesentlich ansteigt. Es lassen sich beim Einsatz mikroelektronischer Schaltungen bis zu 70% des Fertigungsaufwands und bis zu 80% der Entwicklungszeit einsparen. Im Elektronischen Jahrbuch 1978 wurde ein grundlegender Beitrag zur Mikroprozessortechnik veröffentlicht [1], Inzwischen ist die Ent¬ wicklung auf diesem Gebiet sehr schnell weitergegangen. So stehen Mikroprozessoren mit einer Wortlänge von 16 bit zur Verfügung (Intel - 8086; Zilog-Z 800; TI-TMS 9900; Fairchild 9440). Bei den Speicher-Bauelementen nimmt die Packungsdichte ständig zu, so fertigt National Semiconductor einen ROM mit einer Kapazität von 131072 bit (128 k), ein 256-k-ROM ist angekündigt. Verwirklicht ist von mehreren Firmen bereits der 1-Chip-Mikrorechner, d.h., außer dem Mikroprozessor sind auch die Speicher (ROM, RAM), der Takt- 72 Tabelle 1 Entwicklungsstufen der Mikroelektronik (modifiziert nach FAGGIN) Jahr 1950 1961 1966 1971 1977 Integrations¬ stufe diskrete Bau¬ elemente geringe Integration (SSI) mittlere Integration (MSI) Gro߬ integration (LSI) Höchst¬ integration (VLSI) Bau¬ element Transistor Diode Gatter Flip-Flop Addierer Zähler Halbleiter¬ speicher Mikro¬ prozessor Mikro¬ rechner Karten¬ baugruppe Gatter Flip-Flop Addierer Zähler Steuerwerk Prozessor Mikro¬ rechner Zentral¬ einheit Tabelle 2 Voraussichtliche Entwicklung der Mikroprozessoren (modifiziert nach F AG GIN) Aufbau 1977 1980 ’ 1985 1990 Speicher Speicher bis 16kbit Speicher bis 64 kbit universeller Mikroprozes¬ sor mit 256- kbit-Speicher und integrier¬ ter Ein-/Aus- gabe universeller Block mit Program¬ mierung Mikro¬ prozessor Wortlänge 8 bit 16 -bit-Mikro- prozessor mit integrierter Ein-/Ausgabe Ein-Ausgabe- Baugruppe separate Ein¬ heit Programmie¬ rung Programmie¬ rung kompli¬ ziert Programmie¬ rung ver¬ einfacht Programmie¬ rung mit pro¬ blemorientier¬ ter Sprache ohne beson¬ dere Pro¬ gramm¬ sprache generator, die Zusatzlogik und die I/O-Bausteine integriert. Tabelle 1 zeigt die Entwicklungsstufen der Mikroelektronik, während Tabelle 2 die voraussichtlichen Entwicklungsstufen des Mikroprozessors dar¬ stellt [2]. Aufbau von Mikrorechnern ' Wie bereits in [1] bemerkt, ist eine Anwendung der iiP-Technik erst in der Konfiguration als Mikrorechner gegeben (Bild 1). Neben dem Taktgenerator und der Stromversorgung sind Speicherbausteine er¬ forderlich. Der Datenspeicher besteht aus Schreiblese-Speichern (RAM) auf Halbleiterbasis. Alle variablen Daten werden darin zwi¬ schengespeichert. Ebenfalls auf Halbleiterbasis aufgebaut sind die Festwertspeicher (ROM, PROM, EPROM), die das Arbeitsprogramm 73 Büd 1 Aulbau eines einfachen Mikrorechner-Systems des Mikrorechners fest programmiert enthalten. Die I/O-Bausteine stellen die Verbindung zwischen Mikrorechner und Peripherie her. Über sie laufen also die eingegebenen und die ausgegebenen Daten. Zur Peripherie zählen u.a. Daten-Ein/Ausgabe-Geräte, A/D- bzw. D/A-Wandler, externe Speicher, Interfaces sowie externe Stell- und Steuerglieder. Die Anwendungsmöglichkeiten lassen sich erweitern mit einer Zusatzlogik, durch die z. B. der modifizierte Interrupt¬ betrieb oder der DMA-Betrieb (schnelle Datenübertragung zwischen Speicher und Ein/Ausgabe-Geräten, wobei die Zentraleinheit gesperrt ist) gesteuert wird. Mikrorechner aus der DDR-Produktion In der DDR werden Mikrorechner vom VEB Kombinat ROBOTRON angeboten, die auf dem Mikroprozessor U 808 D aus der DDR-Pro¬ duktion beruhen. Der Mikrorechner ZE 1 ist ein frei programmier¬ barer Rechner für den Einsatz in der mittleren Datentechnik mit EDV-Peripherie. Außerdem kann er für die automatische Steuerung von Geräten und Anlagen bzw. industriellen Prozessen in einer Viel¬ zahl von Anwendungsfällen verwendet werden. Flexibler einsetzen läßt sich das Mikrorechnersystem K 1510, das aus einem Sortiment von über 30 Baugruppen in Einbauversion besteht. Der Kleinst- rechner K 1001 ist ein leicht zu bedienendes Tischgerät, das mit einer übersichtlichen Tastatur und durch die gewohnte Anwendung mathe¬ matischer Schreibweisen programmiert wird. Dadurch ist die Anwen¬ dung einer Programmiersprache nicht erforderlich. Das frei programmierbare Bildschirmterminal PBT 4000 erinnert an eine Schreibmaschine mit aufgesetztem Bildschirm. Die alpha- 74 numerische Bildschirmeinheit hat einen Bildinhalt von 8 Zeilen zu je 32 Zeichen. Der Zeichenvorrat beträgt 64 Zeichen in der Größe 5,5 mm x 7,8 mm. Die Einsatzgebiete sind u.a. die Meßdatensamm¬ lung und Steuer wertausgabe in meß- und prüf technischen Prozessen der Produktion und in Labors, zur Überwachung und Steuerung von Maschinen und Geräten, zur Steuerung von Einzelgeräten des wissen¬ schaftlich-technischen Gerätebaus, zur Überwachung und Bestands¬ führung in dezentralen Lagern, für Lehr- und Lernsysteme an Uni¬ versitäten und anderen Bildungseinrichtungen oder für Auskunfts- und Buchungssysteme. Mikrorechner im Bundfunkempfänger Obwohl das Haupteinsatzgebiet der Mikrorechner die industrielle Elektronik und die Fertigungstechnik sind, gibt es auch viele Be¬ reiche des täglichen Lebens, für die mit dem Mikrorechner neue Lösungswege offenstehen. Mit einem 1-Chip-Mikrorechner (MK 3870, mit 2-kx8-bit-Pro- grammspeicher und 64x8-bit-Datenspeicher) ausgerüstet ist der HiFi- Receiver MC 3000 von LoeweOpta GmbH. Der Mikrorechner führt alle Bedienfunktionen aus, steuert den PLL-Synthesizer und beein¬ flußt auf digitalem Wege das Klangbild. Für die Wellenbereiche LW-MW-KW-UKW können 4 x 12 = 48 Sender gespeichert wer¬ den. Die Lautstärke kann für AM und FM getrennt ebenfalls ab¬ gespeichert werden. Das externe CMOS-RAM behält alle Werte, da bei ausgeschaltetem Gerät ein NiCd-Akku die Daten schützt. Die Frontplatte hat 44 Tasten, davon lassen sich die 28 wichtigsten auch über eine Infrarot-Fernbedienung betätigen [3]. Mikrorechner im Farbfernsehgerät Der Farbfernsehempfänger PS 19 von Blaupunkt weist 19 direkt ab¬ rufbare Speicherplätze auf, die sich automatisch programmieren las¬ sen. Neben weiteren Bedienungshilfen können bis zu 20 verschiedene Programmdaten gespeichert werden, um das Gerät zu beliebigen Zei¬ ten ein-, um- oder auszuschalten. Verwendet wird der 8-bit-Mikro- prozessor F 8. Der elektrisch löschbare, nichtflüchtige EAROM (1400- bit-Speicher in p-Kanal-NMOS) behält die eingegebenen Daten für mindestens 10 Jahre! Daher kann man Wunschprogramme z.B. für ein Jahr voraus einspeichern. 75 Folgende Funktionen sind u.a. gegeben - Rauschunterdrückung bei Senderausfall, - Schlummerfunktion (automatisches Ausschalten des Geräts 5 min nach Absohalten des eingestellten Senders), - fernbedienbare Kontrastregelung, - Feinabstimmregelung (individuell für jeden Sender), - fernbedienbare Klangumschaltung, - Senderspeicherung über fernbedienbaren Suchlauf, - fernbedienbare Programmfolge wähl, - über die Fernbedienung direkt einstellbare quarzgesteuerte 24- Stunden-Uhr, - über die Fernbedienung direkt einstellbarer Vierjahreskalender, - 20 Ein-, Um- oder Ausschaltbefehle mit oder ohne Datum, - Einstellung individueller Normwerte für Lautstärke, Helligkeit, Farbstärke und Kontrast mit der Fernbedienung, - Mehrfachausnutzung der Anzeige: Uhrzeit, Datum, Kanal, Ab¬ stimmspannung, Fernsehbereich. Alle Vorgänge erfolgen über das Infrarot-Fernbedienungsteil mit den übersichtlich angeordneten 30 Tasten [4], Mikrorechner in Meßgeräten Vielseitig ist der Einsatz des Mikrorechners in hochwertigen Me߬ geräten, weil Routinemessungen automatisiert und die erhaltenen Meßergebnisse im Gerät verarbeitet werden können. So erreicht Wave- Fernseh¬ gerät Bild 2 Systemaufbau eines Bildschirmspiels mit Mikrorechner, der Spiele-Pro- gmmmspeicher ist ein ROM-HalbleiterSpeicher, der lest programmiert wird 76 tek einen hohen Bedienungskomfort durch Einsatz eines Mikrorech¬ ners im Funktionsgenerator Typ 172, der dadurch programmierbar mit Synthesizereigenschaften wird. Im Frequenzbereich 0,0001 Hz bis 13 MHz ist eine Einstellung mit einer Genauigkeit von 0,0005 % möglich. Von Fluke bietet der Signalgenerator Typ 6010 A die Mög¬ lichkeit, durch sein leicht zu bedienendes Tastenfeld 10 Frequenzen zu speichern und wieder abzurufen, was ihn zu einer sehr vielseitigen Signalquelle im Bereich 10 Hz bis 11 MHz macht mit 7stelliger LED- Anzeige. In der RLC-Meßbrücke von OenRad, Typ 1657 Digibridge, wird der Mikrorechner zur Vereinfachung der Schaltung bei dem vorgesehenen vollautomatischen Abgleich verwendet. Intelligente Bildschirmspiele Bekannt geworden sind auf dem westlichen Fernsehgerätemarkt Bild- schirmspielefür Farbfernsehempfänger, die teils eingebaut, zum Nach¬ rüsten oder neuerdings auch über den Video-Anschluß anzuschalten, geliefert werden. Dafür wurden spezielle integrierte Schaltungen ent¬ wickelt, die von mehreren Halbleiterproduzenten gefertigt werden. Allerdings sind die meisten Spiele sehr einfach gehalten, so daß auch ihr Spielwert gering ist (Pelota, Squash, Fußball, Tennis). Durch Ein¬ satz von Lichtpistolen kann man weitere Spiele gestalten (Treibjagd, Tontaubenschießen). Bekannt geworden sind auch Brettspiele und Geschicklichkeitsspiele, die auf speziellen IC’s integriert wurden. Bild 3 Systemaufbau eines Bildschirmspiels mit Mikrorechner, der Spiele-Pro- grammspeicher ist eine Magnetbandkassette 77 vorieie- mm m g.l .,**.»„.1.■-- r&f '« 1 , . ...1-i- .Jtl.:i .- “T.“...“ Bild 5 Mit dem Mikrorechner System ROBOTRON K 1510 lassen sich Steuerrech¬ ner für die unterschiedlichsten Einsatzgebiete kostengünstig realisieren 78 Bild 6 Das programmierbare Bildschirmterminal PBT 4000 von ROBO¬ TRON dient der Kom¬ munikation mit den ver¬ schiedensten Prozessen bzw. mit den ROBO¬ TRON-Rechnern der Serie 4000 Für komplexere und auch ((intelligentere» Spiele wird in zunehmen¬ dem Maße der Mikrorechner eingesetzt. Durch die Programmierung läßt sich praktisch eine unbegrenzte Anzahl von Spielen unterschied¬ licher Art ermöglichen. Dabei zeichnen sich für die erforderliche Pro¬ grammspeicherung zwei Wege ab: 1. Der Einsatz von Magnetbandkassetten, 2. Der Einsatz von ROM-Speichern. Verwendet man den festprogrammierten ROM-Speicher, so läßt sich meist nur ein Spiel in ihm speichern. Das verteuert die Spiele, die Fertigung ist zeitaufwendiger (Bild 2). Günstiger lassen sich Magnet¬ bandkassetten verwenden, die sehr einfach vervielfältigt werden kön¬ nen. Dazu ist die Speicherkapazität der Kassette wesentlich größer als beim ROM, so daß auch programmintensive Spiele (Dame, Schach) möglich werden. Allerdings erfordert die Anwendung der Magnetband¬ kassette für den Mikrorechner einen zusätzlichen RAM-Spielpro- grammspeicher entsprechender Kapazität (Bild 3). Aber das sollte kein Nachteil sein, denn damit kann das Fernsehgerät auch anderen audiovisuellen Anwendungen zugänglich gemacht werden (Quali¬ fizierung, Trainer usw.), wenn man entsprechende Magnetband¬ kassetten entwickelt. 79 Mikrorechner im Auto In einem Auto gibt es eine Anzahl Steuer- und Regelprobleme, die einmal kompliziert sind, zum anderen in sehr schnellen Zeiten ab¬ laufen. Günstige Lösungen wären mit einem Mikrorechner möglich. Zwar ließe sich das Fehlverhalten des Menschen in kritischen Situa¬ tionen nicht ganz beseitigen, aber als Unfallursache könnte es zurück- gedrängt werden. Gedacht ist in diesem Fall an das Abstandsradar, an gesteuerte Bremssysteme zur Vermeidung des Schleudems oder an die automatische Fahrzeugsteuerung auf langen Strecken. Mit einem Mikrorechner lassen sich auch optimal der Zündfunke und der Kraftstoffverbrauch in Abhängigkeit zahlreicher Variabler gestalten, wobei auch die Umweltverschmutzung geringer wird. Den gesamten Nockenwellenmechanismus eines Viertakt-Otto¬ motors haben amerikanische Ingenieure durch einen mikrorechner- gesteuerten Ventilantrieb ersetzt und damit überraschende Erfolge erzielt. Der von ihnen gebaute Prototyp eines solchen Motors läuft im gesamten Drehzahlbereich mit optimalem Drehmoment. Im Be¬ trieb werden die Positionen des Gaspedals durch eine Wegmeßein¬ richtung und die Winkellage der Kurbelwelle durch einen Winkel¬ sensor abgefragt. Die Signale verarbeitet der Mikrorechner nach vor¬ gegebenem Programm. Die Ausgangssignale steuern das öffnen und Schließen der Ventile und lassen sich durch das Programm variieren, so daß der Motor in unterschiedlichen Betriebsarten arbeiten kann. Der Mikrorechner soll auch den Motor für die Rückwärtsfahrt umsteuern, womit der Rück¬ wärtsgang im Getriebe wegfällt. Infolge der flexiblen Ventilsteuerung soll der Motor jederzeit leicht anspringen und beim Anhalten nicht im Leerlauf arbeiten. Durch das Programm können alle Ventile gleichzeitig geschlossen werden, wodurch die Gasmischung ohne zu zünden im Zylinder verbleibt. Beim Niederdrücken des Gaspedals springt der Motor von selbst an, da der Mikrorechner dann wieder die Zündimpulse in der richtigen Zündfolge steuert. - Literatur [1] Schubert, K.-E.: Rund um den Mikroprozessor, Elektronisches Jahrbuch 1978, Seite 93 bis 101, Militärverlag der DDR, Berlin 1977 [2] Vaggin, F.: Die Zukunft der Mikroelektronik und Mikrorechner, Weltkongreß der Elektrotechnik, Moskau Juni 1977; Sektion 0, Vortrag 10 [3] Eolighaus, B.iKanow, W.: Mikrocomputer steuert Hi-Fi-Gerät, Funkschau, Heft 23/1977, Seite 1091 bis 1094 [4] Baum, W.: Farbfernsehgerät mit Mikroprozessor-Steuerung, Funkschau, Heft 17/1977, Seite 763 bis 768 [51 Führling, H. W.: Bildschirm-Spiele, Funkschau, Heft 14/1977, Seite 647 bis 651 [6] Thevenin, C. O.: Die kommende intelligente Generation der Bildschirmspiele, Funkschau, Heft 15/1977, Seite 681 bis 682 80 Horst Schmied Analogschaltkreise der Volksrepublik Polen In der Volksrepublik Polen ist die Vereinigung Unitra CEMI Allein¬ hersteller von Halbleiterbauelementen. Gefertigt werden neben einem großen Typenspektrum an diskreten Halbleitern 112 Typen digitaler Schaltkreise und 28 Typen Analog-Schaltkreise. Die Verteilung in der Fertigung betrug 1975 98 Millionen Transistoren und Dioden und 9,4 Millionen Schaltkreise. Bis 1980 soll eine Verdreifachung in der Produktion diskreter Halbleiter und eine Vervierfachung in der Schaltkreisproduktion erreicht werden. Im folgenden wird eine Übersicht über sämtliche in der Volks¬ republik Polen gefertigten Analog-Schaltkreise gegeben. Die als Er¬ gänzung zu den in der DDR gefertigten Analog-Schaltkreisen inter¬ essanten Typen werden ausführlich vorgestellt und Beispiele für wei¬ tere Einsatzmöglichkeiten außerhalb des Hauptanwendungsfalls ge¬ geben. UL 1000 L Der UL 1000 L ist ein Ringmodulator zum Einsatz als Frequenz¬ umsetzer in der Fernmeldetechnik (Trägerfrequenztechnik). Da die Transistoren TI bis T4 auf einem Chip integriert sind, ergeben sich $ 6 Schubert, Eljabu 1979 81 nur kleine Abweichungen in den Kennwerten (Bild 1). Die wichtigsten Kennwerte sind: Kollektor-Emitter-Spannung 2; 10 V Kbllektorstrom = 10 mA Stromverstärkung bei 150 pA, 5 V) >20 Unterschied der Basis-Emitter-Spannung ( U BE i U BE2 j bzw. |U BE3 U BE4 j bei 150 pA, 5 V) Unterschied der Stromverstärkung (l^21Bl ^*21B2l bzW. fcl B 3 — ^21B4 <15 mV bei 150 pA, 5 V) Verlustleistung (für gesamte IS bei <0,008 = 100 °C) = 100 mW Betriebstemperatur -25 bis + 100°C Bild 2 zeigt einen mit dem UL 1000 L aufgebauten Bingmischer. Die Intermodulationsprodukte sind durch die kleinen Parameterabwei¬ chungen innerhalb der zwei Transistorpaare minimiert. Dadurch wird ein Symmetrieabgleich der Schaltung überflüssig. In Abhängigkeit von der Polarität der Oszillatorspannung sind jeweils TI und T2 oder T3 und T4 leitend. Werte der Schaltung l Mischdämpfung = 0,75 dB, Trägerrestleistung = 3 nW. UL 1000 82 Ansicht von oben Bild 3 Innenschaltung des UL 1101 N Zwei gleichartige Differenz Verstärker mit Konstantstromquelle aus je 3 Transistoren (Bild 3). Die wichtigsten Werte sind: Grenzwert typischer Wert Kollektor-Emitter-Spannung (^oeo) 15 V 26 V Kollektorstrom (je Transistor) 50 mA Verlustleistung (je Transistor) 300 mW (gesamte Schaltung) 600 mW Betriebstemperatur 0 bis 55 °C Eingangsoffsetspannung (bei 3 V, 2 mA) 5 mV Eingangspolarisationsstrom 24 (iA Eingangsoffsetstrom 2pA Gleichtaktunterdrückung 100 dB Spannungsverstärkung (U c = 12 V, U E = 6 V) 32 dB Dynamische Transistorparameter ^lle 5 kQ (U CE = 3 V, I c = 1 mA, ^12e 2 • IO'* f = 1 kHz) ^*21e 110 ^22# 20 ps Transitfrequenz 550 MHz In der Volksrepublik Polen wurde der mit Einzelhalbleitern bestückte Rundfunkempfänger Jubilat (Bereiche U, K, M, L) voll auf IS-Be- stückung umgerüstet. Die Bezeichnung des Empfängers ist Jubilat US-2 [4]. Im UKW-Tuner wird der Schaltkreis UL 1101 N ein¬ gesetzt. Als UKW-Eingangsstufe arbeiten T3, T2_in Kaskodeschal- tung. Die Transistoren T4, Tö, T6 wirken als Oszillator und Misch¬ stufe für UKW. Als zweiter Schaltkreis wird der UL 1111 N ver¬ wendet. Er arbeitet als ZF-Verstärker für alle Bereiche und als selbst- 6 * 83 Bild 4 Zweistufiger NF-Verstärker mit UL 1101 [5] schwingende Mischstufe für die Bereiche (K, M, L) sowie als NF- Vorverstärker (Transistor T5). Als NF-Endstufe wirkt der Schalt¬ kreis UL 1402 L. Der mit Schaltkreisen bestückte Empfänger hat eine bessere Störsignalunterdrückung. Mit dem UL 1101 läßt sich ein zweistufiger NF-Verstärker auf- bauen (Bild 4). Der Eingang ist asymmetrisch, der Ausgang symme¬ trisch. Durch Änderung der Spannung U 8t zwischen —2 V und —5,5 V ergibt sich eine Verstärkungsregelung zwischen den Werten A v = +60 dB und —20 dB. Kennwerte der Schaltung Bild 4: Eingangsspannung 0 bis 40 mV Spannungsverstärkung + 60 dB bis — 20 dB Eingangswiderstand 1 kQ Ausgangswiderstand 2 kQ Bandbreite 50 Hz bis 23 kHz Man kann auch mit einem UL 1101 zwei voneinander unabhängige einstufige NF-Verstärker auf bauen. Dazu werden in der Schaltung Bild 4 die zwei 1 -jxF-Koppelkondensatoren weggelassen. Anschluß 9 wird über 10 |xF als Eingang des 2. Verstärkers herausgeführt. Zwi¬ schen Anschluß 8 und 6 (Ausgang 2) werden 8,2 nF geschaltet. Die Anschlüsse 13 und 14 bilden den Ausgang des 1. Verstärkers. Band¬ breite jedes Verstärkers: 100 Hz bis 21 kHz, Verstärkung 30 dB. 84 Bild 5 Geregelter zweikanaliger NF-Verstärker [5] Bild 6a Schaltung zur Frequenzgangkorrektur mit XJL 1101 [6‘] 85 Bild 5 zeigt einen Verstärkungsregler. Bei Stereoverstärkern wird zur Lautstärkeregelung üblicherweise ein mechanisch gekoppeltes Doppelpotentiometer verwendet. In der gezeigten Schaltung wird mit einem einfachen Potentiometer die Verstärkung in beiden Kanälen gleichzeitig geregelt. Die Regelspannung wirkt auf die Basis von Tran¬ sistor T3 und T4 (Stromquellen). Die Regelcharakteristik ist in erster Näherung linear (Ausgangsspannung als Funktion der Regelspan¬ nung). Kennwerte der Schaltung Bild 5: Eingangsspannung Spannungsverstärkung (U„ f = 1,75 V bis 0,65 V) Eingangswiderstand Ausgangswiderstand Bandbreite 0 bis 70 mV 34 dB bis —9 dB 1 kQ 7,5 kQ 30 Hz bis 20 kHz Die Schaltung eines NF-Vor Verstärkers, als Frequenzgangkorrektur¬ glied für magnetische Tonabnehmer geschaltet, zeigt Bild 6. Die Frequenzgang Charakteristik wird durch die Rückführung des Aus¬ gangssignals über die RC-Glieder auf den Anschluß 12 bestimmt. Kennwerte der Schaltung: Eingangsspannung Spannungsverstärkung Eingangswiderstand Ausgangswiderstand 0,4 bis 4 mV 300fach 25 kQ 3 kQ Frequenz Bild 6b Frequenzgangverlauf für die Schaltung Bild 6a UL 1111 N Differenzverstärkerpaar und 3 Einzeltransistoren (Bild 7). DerSchalt- kreis UL 1111 N ist (wie auch der UL 1101 N) für eine universelle Anwendung geeignet. t 86 Die wichtigsten Kennwerte sind: Grenzwert typischer Wert Kollektor-Emitter-Spannung 15 V 26 V Kollektorstrom (je Transistor) 50 mA Verlustleistung (je Transistor) 300 mW (gesamte Schaltung) 750 mW Betriebstemperatur — 25 bis + 70 °C Stromverstärkung je Transistor (3 V, 1 mA) 40 100 Eingangsoff setspannung 5 mV Transitf requenz 550 MHz Rauschfaktor 3,7 dB Emitter-Basis-Kapazität (U EB = 3 V, 1 MHz) 0,5 pF Kollektor-Basis-Kapazität (C7 cb = 3 V, 1 MHz) 0,4 pF Kapazität Kollektor-Substrat 20 pF Ansicht von oben ft 13 72 77 10 3 8 1 Z 3 4 5 6 7 Innenschaltung des UL 1111 N m 87 Bild 8 zeigt einen Spannungsstabilisator mit dem UL 1111 als Ver¬ gleicher und Regelverstärker und dem Transistor BC 211 als Reihen¬ regler. Die Transistoren des UL 1111 haben folgende Funktionen: TI und T2 (Differenzpaar) Verstärker der Regelabweichung, T3 als Emitterfolger zur Steuerung des BC 211, T4 (als Diode geschaltet) zur Stabilisierung der Bezugsspannung des Differenzverstärkers, T5 als Strombegrenzer (Wert einstellbar mit Regler 100 Q). UL 1111 Bud 9 Vorverstärker mu UL 1111, obere Orenzfrequenz 100 kHz [6] 3,6k \\2Jk ■si Bild 10 Breitbandverstärker bis 6 MHz mü UL 1111 [61 Kennwerte der Schaltung: E ingangsspannung Ausgangsspannung Stabilisierungsfaktor Ausgangsstrom Ruhestrom Brummspannung 11 bis 15 V 9 V ±0,3% 650 mA 2,3 mA 0,4 mV Bild 9 zeigt einen breitbandigen Vorverstärker. Es sind in der Schal¬ tung: TI Eingangstransistor, T2 Gegenkopplung (rückgeführtes Aus¬ gangssignal), T3 Emitterfolger, T4 Ausgangsstufe (Emitterfolger), T5 Verstärkungsstufe. Kennwerte der Schaltung: E ingangsspannung Spannungsverstärkung Eingangswiderstand Ausgangswiderstand Bandbreite 0 bis 60 mV 26 dB 60 kQ 1 kQ 60 Hz bis 100 kHz Eine Erhöhung der Verstärkung um etwa 50% ist möglich durch Überbrückung des Widerstands 12 kQ an Anschluß 7. mit einem Elektrolytkondensator 100 fiF. Wird dem Vorverstärker mit einem UL 1111 das Leistungstransistorpaar BD 254/BD 255 (Volksrepublik Polen) nachgeschaltet, beträgt die mögliche Ausgangsleistung 3 W. Bild 10 .zeigt einen Breitbandverstärker mit dem UL 1111. Die Transistoren T5, TI und T3, T4 sind als zwei Kaskodestufen ge¬ schaltet. Um eine große Bandbreite zu erzielen, sind zwei gegen¬ koppelnde Rückführungen eingesetzt. Die Rückführung vom An¬ schluß 3 auf 12 ist wirksam für Gleichspannung und NF, die Rück¬ führung von Anschluß 8 nach 14 für Gleichspannung und das ge¬ samte Frequenzband. Spannungsverstärkung 57 dB (700fach) Bandbreite 10 Hz bis 6 MHz. Bild 11 zeigt einen spannungsgesteuerten astabilen Rechteckmulti¬ vibrator für hohe Frequenzen mit dem UL 1111. Als Multivibrator wir¬ ken die Transistoren T3, T4. T5 arbeitet als Stromquelle großer Sta¬ bilität und macht das Ausgangssignal unabhängig von Schwankungen der Speisespannung. Die Schwingfrequenz wird festgelegt mit dem Differenzpaar TI, T2 (als Arbeitswiderstand geschaltet), die in einem weiten Temperaturbereich thermisch kompensiert sind. Die Abhän¬ gigkeit zwischen Steuerspannung U^ (12 bis 17 V) und der Ausgangs¬ frequenz der Schaltung (9 bis 14 MHz) ist linear, die Ausgangsspan- nungs-Amplitude beträgt 4 V. 89 Bild 11 Spannungsgesteuerter Rechteckgenerator mit UL 1111 [6] UL 1202 L Der Schaltkreis enthält einen Breitbandverstärker sowie Elemente zur Vörspannungserzeugung (Bild 12). Er kann auch in HF-Schaltungen des Kurzwellenbereichs verwendet werden. Die wichtigsten Kennwerte sind: maximale Speisespannung Betriebstemperatur maximale Verlustleistung maximale Eingangsspannung Eingangswiderstand Ausgangswiderstand 3 2 ' Bild 12 Innenschaltung und Anschluflbeleguny des Breitbandverstärkers UL 1202 L 24 V -25 bis +70 °C 300 mW ±3 V 1,1 kQ 0,8 kQ 90 Bild 13 Generatorschaltung 468 kHz mit UL 1202 [7] +3... +ZW Bild 14 QuorzgeneratorSchaltung mit UL 1202 [7] Bild 15 LC-Generator ( Meißner-Schaltunq ) mit UL 1202 [7] Bild 13 zeigt einen 468-kHz-Generator. In der Rückkopplung findet das sowjetische piezokeramische Filter PF 1 P22 des Rundfunk¬ empfängers Meridian Verwendung. Das Potentiometer im Filterkreis wird zur Amplitudeneinstellung (kleinere Amplitude ergibt geringe¬ ren Klirrfaktor) benutzt. Der Generator ist geeignet als Signalquelle in Meßschaltungen, zum AM-ZF-Abgleich und als BFO-Generator in Empfängern mit einer ZF von 468 kHz. Die Schaltung hat eine ge¬ ringe Abhängigkeit der Schwingfrequenz von der Speisespannung: C7 S 9 12 15 20 24 V C7 0 0,2 0,47 0,74 0,91 0,95 V f 0 469,077 469,078 469,074 469,074 469,074 kHz Wird in der Rückführung ein Quarz eingesetzt, ergibt sich die Schal¬ tung nach Bild 14. An Stelle des Widerstands im Ausgangskreis wird hier ein Schwingkreis verwendet, der auch auf eine der Harmonischen der Quarzfrequenz f 0 abgestimmt werden kann (23/„, 4/ 0 ). Der Generator wurde auf einer Frequenz von 27,12 MHz erprobt. Eine bessere Stabilität ergibt sich, wenn das Ausgangssignal unter Zwi¬ schenschaltung einer Trennstufe abgenommen wird. Bild 15 zeigt einen LC-Generator in Meißner-Schaltung. Die Schal¬ tung ist für die Einsatzfälle geeignet, bei denen die Schwingfrequenz nicht über einen großen Bereich veränderbar sein muß. Über den 91 Bild 16 LC-Generator als BFO- Schaltung mit UL 1202 [7] Bild 17 Durchstimmbare HF- Generatorschaltung mit UL 1202 Bild 18 Durchstimmbarer HF- Ge nerator mit verbesserter A mplitudenkonstanz Kondensator C 2 ist die Rückkopplungsspule mit dem Basiseingang des UL 1202 verbunden (auf richtigen Wicklungssinn achten!). Windungen der Rückkopplungsspule 20 bis 30% der Windungen der Resonanzkreisspule. Bild 16 zeigt einen als BFO in Verkehrsempfängern einzusetzenden LC-Oszillator. Die Frequenz läßt sich mit einer Kapazitätsdiode im Bereich ±1,5 kHz verstimmen. Bild 17 stellt einen durchstimmbaren HF-Generator dar (einzu¬ setzen als Meßgenerator oder als Oszillator im Rundfunkempfänger). Der Nachteil dieser Schaltung - die große Amplitudenänderung des Ausgangssignals über den Frequenzbereich - läßt sich durch Ein¬ schalten eines Emitterfolgers in den Rückkopplungszweig (Bild 18) 92 Bild, 19 Innenschaltung und Anschlußbelegung des UL 1550 L Bild 20 Stabilisierung sschaltung für die Abstimmspan¬ nung non Kapazitäts¬ dioden beseitigen. Der Koppelfaktor zwischen Ausgangsspule und Rück¬ koppelwicklung kann wegen des großen Eingangswiderstands des Emitterfolgers klein sein. UL 1550 L Der UL 1550 L ist ein temperaturkompensierter Spannungsstabili¬ sator hoher Stabilität (Bild 19). Er wird an seinen äußeren Anschlüs¬ sen wie eine Z-Diode beschältet. Die Temperaturabhängigkeit der stabilisierten Spannung ist etwa um den Faktor 10 kleiner als bei einer einfachen Z-Diode. Die Kennwerte der Schaltung sind: Stabilisierungsspannung in Gruppen: I II III maximaler Stabilisierungsstrom Betriebstemperatur 31 bis 35 V 31 bis 32,2 V 31.8 bis 34,2 V 33.8 bis 35 V 15 mA -25 bis +70 °C 93 maximaler dynamischer Wider- stand (bei 5 mA) 25 Q Temperaturkoeffizient der Span- — 1 bis +0,5 • 10 4 /grd nung (10 bis 50 °C) Der UL 1550 L ist zur Speisung von Kapazitätsdioden in TV- und UKW-Tunern vorgesehen. Bild 20 zeigt dafür die Schaltung. Tabelle Analog-Schaltkreise aus der Volksrepublik Polen Typ Funktion Haupt¬ Integriertes Gehäuse kennwerte Bauelement T D R UL 1000 L Ringmodulator/ Demodulator 4 - - R (4 Transistoren) UL 1101 N Transistorarray Uce 15 V 6 - - DIL (2 Differenzverstär¬ J c 50 mA ker mit Konstant¬ stromquellen) / T 550 MHz UL 1111 N Transistorarray (2 T als Differenz¬ paar und 3 Einzel¬ transistoren) wie UL 1101 5 - DIL UL 1201 N FM-ZF-Verstärker U s 7,5 V V 55 dB TJ 0 0,55...1,4V 10 7 11 DIL tJL 1202 L FM-ZF-Verstärker U a 10 V / 8 4...12 mA V 30 dB U o 1,2 V 3 5 5 R UL 1211 N AM/FM-ZF-Ver¬ U ä 5 V 9 5 14 DIL stärker mit AM- Jg 10 mA Demodulator (kleine V 60 dB (AM) Stromaufnahme, für Batteriebetrieb ge¬ 40 dB (FM) • eignet) UL 1221 N Video-ZF-Verstärker U a 12 V 29 7 39 DIL (anwachsende AVR- I s 27 mA Spannung bei grö¬ ßerem Bildsignal) F p 50 dB UL 1231 N Video-ZF-Verstärker (sinkende AVR-Span- nung bei größerem Bildsignal) wie UL 1221 N 29 7 39 DIL UL 1241 N Ton-ZF-Verstärker U 8 9 V 14 7 20 DIL mit FM-Demodulator I 8 50 mA und NF-Verstärker V ZF 45 dB V NF 67 dB UL 1242 DF-Verstärker und Demodulator (für TV und Rundfunk) 94 Tabelle Fortsetzung Typ Funktion Haupt¬ Integriertes kennwerte Bauelement T D R UL 1252 Bild-Demodulator (für TV) UL 1261 Synchronisierungs¬ und Zeilengenerator- Schaltkreis für TV (Abtrennung der Syn¬ chronimpulse vom BAS und der Vertikal¬ impulse, Ansteuer¬ signal für Thyristor¬ endstufe) UL 1262 wie UL 1261, jedoch Ansteuersignal für Transistorendstufe UL 1321 N Stereo-Vor Verstärker üa 6 V la 3,5 mA V 60 dB B 400 kHz 13 6 26 UL 1401 L NF-Leistungs¬ üa 11 V; 9 3 13 verstärker (B 100 kHz, V 30 dB) Po 1 W UL 1402 L 13 V; 2 W UL 1403 L 18 V; 3 W UL 1405 L 22 V; 5 W V UL 1461 L NF-Leistungs¬ üa 13 V 15 4 28 verstärker mit Vor¬ Po 3 W verstärker V 60 dB B 100 kHz UL 1490 N NF-Leistungs¬ üa SV 24 - 10 verstärker für Po 650 mW Batterie-Kleinst¬ V 40 dB empfänger B 20 kHz UL 1491 R NF-Leistungs¬ üa SV; 23 - 10 verstärker Po 1,2 W UL 1492 R für Batteriebetrieb 12 V ; 2,1 W UL 1493 R (B 20 kHz; V 40 dB) 9 V; 2,1 W UL 1501 N Regelverstärker für Spannungsstabilisie¬ rung 30 V; 10 mA 2 2 ' UL 1550 L Spannungsstabili¬ U z 31...35V 3 7 8 sator für Kapazitäts- dioden-Speisung 1 z 15 m A UL 1601 N Stereodekoder üa 6 V üo 70...136 mV 19 9 15 UL 1611 N Stereodekoder und U s 12 V 23 10 23 NF-Vorverstärker Uo 200...400 mV UL 1901 M Regel-Schaltkreis üa 3,8...18V für Motordrehzahl Io 1,8 A (Magnetband, Platten¬ U Bezug 1.35 bis spieler, Filmkamera u,ä.) 1,65 V Gehäuse DIL R R DIL-Sp DIL-Sp R R DIL DIL DIL-Sp 95 Tabelle Fortsetzung Typ Funktion Haupt¬ kennwerte Integriertes Bauelement T D R Gehäuse In Entwicklung befinden sich die Äquivalenztypen zu folgenden Schaltkreisen [2]: TDA 440 (Tele- funken) Videoverstärker (dreistufiger Breit¬ bandverstärker und Demodulator für TV) U s 10 ...15 V Ju 56 dB DIL TDA 1190 Tonverstärker für TV 178 9...28V DIL-Sp. (Tele- (DF-Begrenzer und Po 4,2 W mit funken) DF- Demodulator, 50 Hz bis Kühl- Lautstärkeregeluug, NF-Leistungs¬ verstärker) 12 kHz fahne TDA 2640 (Valvo) Steuerschaltung für Schaltnetzteile F s 12 V F r „ 6,2 V U ayn 1 ...10 V; V 0 11,5 V lo 20 mA DIL Erklärung verwendeter Kurzzeichen B Bandbreite D Diode DIL Dnal-in-line-Gehäuse DIL-Sp. DIL-Split-Gehäuse Ausgehend vom DIL-Gehäuse. sind die Anschlußfahnen auf jeder Anschlußseite abwechselnd gegeneinander versetzt. Abstand zwi¬ schen den inneren Anschlußreihen 5 min, zwischen den äußeren 10 mm. Io Ausgangsstrom / s Speisestrom P 0 Ausgangsleistung R Widerstand R (-Gehäuse) Rund- T Transistor U 0 Ausgangsspannung I7 S Speisespannung V Verstärkung Fp Leistungsverstärkung 96 Vergleichs tabelle polnischer Analogschaltkreise UL 1000 L TAB 101/Philips UL 1101 N CA 3026/RCA UL 1111 N CA 3046/RCA UL 1201 N CA 3011/RCA UA 753/Fairchild UL 1211 N CA 3002/RCA UA 703/Fairchild MFC 8030/Motorola UL 1221 N CA 4043/RCA 3065/Fairchild MC 1358/Motorola UL 1231 N UL 1241 N CA 3042/RCA 3065/Fairchild MC 1358/Motorola UL 1321 N CA 3052/RCA UA 739/Fairchild MFC 8000/Motorola UL 1401 L UA 706/Fairchild SN 76005/TI UL 1490 R TBA 790/Sescosem UL 1491 R TBA 790/Sescosem 1492 R 1493 R UL 1550 L TAA 550/Sescosem MAA 550/TESLA TAA 940/Telefunken UL 1601 N UA 767/Fairchild MC 1307/Motorola SN 76110/TI UL 1611 N UA 767/Fairchild MC 1307/Motorola SN 76110/TI UL 1901 M ESM 227/Sescosem Literatur [1] Halbleiterbauelemente und integrierte Schaltkreise Unitra - CEMI, VH Polen [2] Jabionski, T.: Mikroelektronika w Instytucie Technologii Elektronowej (CEMI), Elektronika 18 (1977) 4, Seite 140 bis 141 [3] Lechner, D.: Kurzwellenempfänger, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin 1975 [4] Justat, J./Cezary, R.: Odbiornik radiofoniczny z ukladami scalonymi, Radio- amator i krötkofalowiec 27 (1976) 4, Seite 93 bis 96 [5] Jarzebska, K.: Zastosowania uniwersalnych ukladöw scalonych typu UL 1101 N i UL 1111 N, Radioamator i krötkofalowiec 28 (1977) 2, Seite 35 bis 42 [6] Szpakowski, Z.: Uklady scalone w zastosowaniach, Wydawnictwa Komuni- kacji i Lacznosci, Warszawa 1977 [7] Bilinski, A.: Amatorskie zastosowania ukladu scalonego UL 1202 L, Radio¬ amator i krötkofalowiec 27 (1976) 11, Seite 262 bis 264 [8] Chojnacki, W.: Uklady scalone w urzadzeniach krötkofalarskich, Wydawnictwa Komunikacji i Lacznosci, Warszawa 1975 % 7 Schubert, Eljabu 1979 97 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Wissenswertes über Selengleichrichter Der Einsatz und die Bedeutung des Selengleichrichters in der Elek¬ trotechnik und Elektronik haben sich durch die breite Entwicklung der Halbleiter-Gleichrichter-Bauelemente (Flächengleichrichter) ver¬ ringert. Ein größeres Einsatzgebiet stellt daher nur noch die Konsum¬ güterindustrie dar, und zwar die Produktion von Rundfunk- und Fernsehempfängern. Das Produktionsprogramm des VEB Oleich- richterwerk Großräschen [Kombinat VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder)] umfaßt neben einem Platteinsortiment zum Aufbau von Gleich¬ richtersäulen noch Selenstabgleichrichter, Selenhochspannungsstab- gleichrichter, Selendioden, Selenstabilisatoren, Selenkleinstgleich- richter, Selenklammergleichrichter und Selenblockgleichrichter. 1. Aufbau des Selengleichrichters Gegenüber dem Ge- bzw. Si-Flächengleichrichter, der ein mono¬ kristalliner Halbleitergleichrichter ist, stellt der Selengleichrichter einen polykristallinen Halbleitergleichrichter dar. Auf einer runden, quadratischen oder rechteckigen Eisen- bzw. Alu-Trägerplatte (Bild 1) wird eine Zwischenschicht aus Nickel oder Wismut aufgebracht, die einen sperrfreien Übergang zur nachfolgenden Selenschicht schafft. Unter definierten Verhältnissen wird auf die Zwischenschicht dann Selen aufgedampft, wobei Zusätze von Halogenen die elektrische Leitfähigkeit verbessern. Anschließend wird eine Kadmiumlegierung (Cd-Sn) auf gespritzt, die durch chemische Bildung von CdSe die eigentliche Sperrschicht ergibt. Abschließend drückt ein Messing¬ blech auf die Sperrschicht, das den 2. Anschluß des Selengleichrichters darstellt. Die Trägerplatte bildet die Anode, das Messingblech die Katode des Selengleiohrichters. Wie beim Flächengleichrichter be¬ steht ein pn-Übergang, wobei das Selen p-leitend, das CdSe n-leitend ist. In Richtung von der Trägerplatte zum Messingblech fließt der Durchlaßstrom, in entgegengesetzter Richtung der Sperrstrom. 98 1 Eisen-bzw. Aluplatfc 2 Zwischenschicht 3 Selenschicht 4 Sperrschicht 5 Messingkontaktblech Durchlaßstrom -► .Soerrstrom Bild 1 Aufbausrhema einer Selengleichrichter¬ platte In der Tabelle 1 sind die wichtigsten Werte der elektrischen Eigen¬ schaften für die heute verwendeten Halbleiter-Gleichrichter-Werk¬ stoffe zusammengestellt. Man erkennt daraus unschwer, daß die monokristallinen Halbleitergleichrichter gegenüber den polykristal¬ linen Halbleitergleichrichtern wesentliche Vorteile haben. Die einzelnen Selengleichrichterplatten sind für größere Span¬ nungen in Reihenschaltung angeordnet. Für eine größere Stromstärke werden Selengleichrichter parallelgeschaltet. Das ist möglich, weil Selengleichrichterplatten gleicher Größe fast identische Werte für Sperrstrom und Sperrschichtkapazität aufweisen und sie auch un¬ empfindlicher gegenüber spannungsmäßiger Belastung sind. Bei grö¬ ßerer Strombelastung ist auf einen erforderlichen Plattenabstand zu achten, damit eine ausreichende Luftkühlung erfolgen kann. Montageformen solcher Selengleichrichter sind die bekannten Gleichrichtersäulen, wobei man die Platten auf einem isolierten Stahl- Tabelle 1 Elektrische Eigenschaften von Halbleitergleichrichter-Werkstoffen Polykristallin Monokristallin Cu a O Se Ge Si Stromdichte in A cm -2 0,05 0,1 75 140 x Sperrspannung in V 3. ..8» 20...30* 75 600 Sperrschichttemperatur in °C 70 85 65...95 150...200 Schleusenspannung in V 0,25 0,5 0,35 0,7 Wirkungsgrad Stromreduktionsfaktor 0,78 0,9 0,99 0,99 bei 35 °C 1,0 1,0 1,0 1,0 45 °C 0,5 0,86 0,72 0,95 55 °C 0,2 0,65 0,45 0,9 1 Je Platte »9 7* bolzen anordnet. Kleinere Selengleichrichter werden in Gehäuse ein¬ gebaut (Rohre, Plaste, Metall) bzw. sind mit einer federnden Klam¬ mer zusammengefügt (Selenklammergleichrichter). 2. Schaltungsarten des Selengleichrichters Bei der Auswahl eines Selengleichrichters muß die Belastungsart berücksichtigt werden, und das vor allem bei Einwegschaltungen. Einweg Schaltung - E - (Bild 2 a) Die Einwegschaltung stellt die einfachste aller Schaltungen dar. In ihrer Anwendung ist sie auf solche Fälle beschränkt, bei denen an die Welligkeit des gleichgerichteten Stroms keine besonderen For¬ derungen gestellt werden. Verwenden sollte man die Einwegschaltung bei kleineren Strömen, weil dann nur ein geringer Aufwand an Glät¬ tungsschaltungen erforderlich ist. Da nur eine Halbwelle der Wechsel¬ spannung ausgenutzt wird, muß man die Transformator-Sekundär¬ spannung entsprechend größer bemessen. Die modernen Selenklein¬ gleichrichter werden fast ausnahmslos für eine kapazitive Belastung ausgelegt, so daß Anschlußspannung und Gleichrichter-Nennspan¬ nung identisch sind. Bei reiner Widerstandsbelastung kann daher die Anschlußspannung gegenüber der bei Kondensatorbelastung ver- Bild 2 Schaltungsarten von Gleichrichtern; a - Einwegschaltung IE), b - Mittel¬ punktschaltung (M), c - Verdopplerschaltung nach Delon (F), d - Brücken- schultung {Bi, e - Verdopplerschaltung nach Villard (F) 100 Tabelle 2 Plattensortiment für Selenfreiflächengleichrichter Ä J 0> Ä PQ T3 ^ PQ « SS .5 |! s is 2 jj* S FM 3 a\2 'BPS <1 C ' 'BPS ■SP) “z 6 ? ^iMOißiniflii5QOCOOOoDOO®COOOOOCOCOOOCC i N co co t)i irj to kA iA r# iA t* »A IA kA O o N kA CO A CO lA" kß ifl 1-» N IN A CO CA kA a O IO © 6 i © »—5 ih (N TjS Ift © © kÄ CO I I I I © o o iA" N 9 O » ' CO __ _ oooooooooo — lAkACACOcOOOAlCOOOOOOOOOOO x M(MC0C0MißO®00HHHH(Nc0e0^iAC0 -O x X X X X X X X X X X X. X X X X X x X ^COkAkACOCOOOOO’—^OOOOOOOO (OOllMNlMWeCkAiAiAiANOOOOOOOO PQ Ö 101 Lieferung nach Vereinbarung doppelt werden. Außerdem darf der Belastungsstrom für diesen Fall den Nennstrom um 25% übersteigen. Der arithmetische Mittelwert der abgegebenen Gleichspannung beträgt bei Widerstandsbelastung etwa 40 % der Anschlußspannung und liegt bei Kondensatorbelastung über dem Wert der Anschlußspannung (etwa 110%), abhängig von der Größe der Kapazität. Mittelpunktschaltung - M - (Bild 2b) In der Mittelpunktschaltung werden beide Halbwellen der Wechsel¬ spannung ausgenutzt, daher eignet sie sich besonders f ür die Gleich¬ richtung kleiner Wechselspannungen. Die Ausnutzung des Trans¬ formators ist in dieser Schaltungsart besser als bei der Einwegschal¬ tung, allerdings jnuß der Transformator an der Sekundärwicklung einen mit dem vollen Strom belastbaren Mittelabgriff haben. Der arithmetische Mittelwert der abgegebenen Gleichspannung beträgt bei Widerstandsbelastung etwa 40 % der Anschlußspannung, bei Kon¬ densatorbelastung ist er etwa 55 % der Anschlußspannung, abhängig von der Größe der Kapazität. Verdopplerschaltung - V — (Bild 2c und Bild 2e) Die Verdopplerschaltung wird angewendet, wenn man eine höhere Gleichspannung als die zur Verfügung stehende Anschlußspannung haben will. Es sind immer 2 Kondensatoren erforderlich, so daß eine reine Widerstandsbelastung nicht möglich ist. Der arithmetische Mittelwert der abgegebenen Gleichspannung ist etwa doppelt so groß wie der Effektivwert der Anschlußspannung, abhängig von der Größe der Kapazitäten. Brückenschaltung - B - (Bild 2 d) Die Brückenschaltung ist innerhalb eines weiten Strom- und Span¬ nungsbereichs die wirtschaftlichste Schaltungsart. In der Einphasen¬ gleichrichter-Schaltungstechnik wird sie am häufigsten eingesetzt, da sie eine günstige Ausnutzung des Transformators gestattet. Die maxi¬ male Anschlußspannung entspricht für alle Belastungsarten derNenn- spannung. In Sperrichtung ist jeder der 4 Zweige mit der vollen Anschlußspannung beansprucht. Der arithmetische Mittelwert der Gleichspannung beträgt bei der Widerstandsbelastung etwa 80%, und bei der Kondensatorbelastung etwa 110% des Effektiv Werts der Anschlußspannung. Die Berechnung von Gleichrichterschaltungen wird in der einschlä¬ gigen Fachliteratur oft behandelt. Der interessierte Amateur sei be¬ sonders auf [6] verwiesen. 102 3. Bezeichnungsschlüssel für Selengleichrichter 1. Buchstabe - Schaltungsart E Einwegschaltung M Mittelpunktschaltung V Verdopplerschaltung B Brückenschaltung 1. Zahl - Nennanschlußspannung in V 2. Buchstabe - Belastungsart C kapazitive Belastung 2. Zahl - Nenngleichstrom in mA Werden zwei Zahlenwerte angegeben, so gilt der größere für eine Befestigung auf einem Kühlblech. Beispiel Selengleichrichter B 25 C 200 Brückenschaltung Nennanschlußspannung 25 V Kondensatorbelastung Nenngleichstrom 200 mA Bei älteren Selengleichrichtern findet man einen ähnlichen Bezeich¬ nungsschlüssel, der Nenngleichstrom wurde aber in A angegeben. 4. Begriffe zum Selengleichrichter Aktive Fläche Die aktive Fläche der Gleichrichterplatte ist die Kontaktfläche von Deckelelektrode und Selen. Anschlußspannung Die Anschlußspannung ist der Effektivwert der Wechselspannung, die zwischen zwei wechselstromseitigen Anschlüssen des Gleichrichters anliegt. Belastung bei Gegenspannung Belastung bei Gegenspannung ist die Belastung mit einer Batterie oder einer Gleichstrommaschine. Ähnliche Verhältnisse ergeben sich, wenn dem Verbraucher eine Kapazität parallelgeschaltet wird. Bezugs- und Gehäusetemperatur Sie ist die zulässige Oberflächentemperatur des Gleichrichters, die an einem festgelegten Punkt des Gehäuses gemessen wird. Durchlaßkennlinie Die Durchlaßkennlinie ist die Zuordnung von Durchlaßspannung und Durchlaßstrom oder spezifischem Durchlaßstrom. 103 Durchlaßspannung Die Durchlaßspatinung ist die an der Gleichrichterplatte zum Fließen eines Durchlaßstroms anliegende Spannung. Durchlaßstrom, spezifischer Der spezifische Durchlaßstrom ist der auf die aktive Fläche der Gleich¬ richterplatte bezogene Durchlaßstrom. Frequenz Selengleichrichter lassen sich für die in der Stromversorgungstechnik üblichen Frequenzen von 15 bis 500 Hz verwenden. Darüber hinaus macht sich die Sperrschichtkapazität bemerkbar. Gleichspannung Die Gleichspannung ist der arithmetische Mittelwert der vom Gleich¬ richter abgegebenen Spannung. Gleichstrom Der Gleichstrom ist der arithmetische Mittelwert des vom Gleich¬ richter abgegebenen Stroms. Lebensdauer Die Lebensdauer beträgt für einen ständigen Betrieb bei der maximal zulässigen Plattentemperatur im Dauerbetrieb (75 °C) mindestens 20000 Stunden. Da dieser Fall jedoch nur selten auftritt, ist mit einer Lebensdauer von 50000 bis 80000 Stunden zu rechnen. Leistungsreihe In Durchlaßrichtung unterscheidet man bei den Selengleichrichtern sogenannte Leistungsreihen. Die X-Reihe hat einen mittleren spezi¬ fischen Durohlaßstrom von 90 mA/cm 2 im Nennpunkt, die Y-Reihe einen von 60 mA/cm 2 . In der Entwicklung befindet sich die W-Reihe, die einen wesentlich höheren spezifischen Durchlaßstrom aufweist. N ennanschlußspannung Die Nennanschlußspannung ist der Effektivwert der sinusförmigen Anschlußspannung von 50 Hz, mit der der Gleichrichter gekenn¬ zeichnet wird. N enngleichspannung Die Nenngleichspannung ist der arithmetische Mittelwert der vom Gleichrichter abgegebenen Gleichspannung in der entsprechenden Schaltung. N enngleichstrom Der Nenngleichstrom ist der arithmetische Mittelwert des Durchla߬ stroms, mit der der Gleichrichter gekennzeichnet wird. N ennsperrspannung Die Nennsperrspannung ist der Effektivwert der sinusförmigen Wech- 104 selspannung von 50 Hz, mit der der Gleichrichter gekennzeichnet wird (= Nennanschlußspannung). Plattengrenztemperatur Die Plattengrenztemperatur ist die höchste, dauernd zulässige Plat¬ tentemperatur. Plattentemperatur Die Plattentemperatur ist die Temperatur, die die Gleichrichterplatte an ihrer wärmsten Stelle hat. Schleusenspannung Der Schnittpunkt der Tangente am geradlinigen Teil der Durchla߬ kennlinie mit der Spannungsachse ergibt den Wert der Schleusen¬ spannung oder Schwellspannung. S per r Schichtkapazität Diese Kapazität beträgt bei der Sperrspannung 0 etwa 30 nF/cm 2 , sie sinkt bei der Nennsperrspannung auf etwa 3 nF/cm 2 ab. Sperrspannung „ Die Sperrspannung ist die Spannung, mit der die Gleichrichterplätte in der Sperrichtung beansprucht wird. Sperrstrom Der Sperrstrom ist der infolge der anliegenden Sperrspannung in Sperrichtung fließende Strom. S pitzensperrspannung Die Spitzensperrspannung ist der periodische oder nichtperiodische Spitzenwert der Sperrspannung f ür Selengleichrichter mit spannungs¬ begrenzender Eigenschaft. U mgebungstemperatur Die Umgebungstemperatur ist die Temperatur, mit der das Kühl¬ mittel (z.B. Luft) dem Gleichrichter zuströmt. Bei in Geräten ein¬ gebauten Gleichrichtern ist ihre Umgebungstemperatur häufig höher als die des Geräts. Es empfiehlt sich daher die Kontrolle der Bezugs¬ temperatur. Temperaturkoeffizient Der Temperaturkoeffizient des dynamischen oder statischen Span¬ nungsabfalls in Durchlaßrichtung gibt die Änderung des Durchla߬ spannungsabfalls je Grad Celsius bei Nenngleichstrombelastung an. W ider Standsbelastung Die Widerstandsbelastung ist die Belastung mit einem ohmschen, in¬ duktiven oder daraus zusammengesetzten Widerstand. 105 5. Selengleichrichter-Bauformen Selenkleinstgleichrichter für gedruckte Schaltungen Diese Gleichrichter können zur Gleichspannungsversorgung und als Sperrventil eingesetzt werden. Sie erfüllen die Forderungen nach ge¬ ringen Abmessungen, großer Belastbarkeit und Ausführung in Iso¬ lierstoffgehäuse. Sie sind, um sich der modernen Technik gut anzu¬ passen, ausnahmslos mit Anschlüssen für gedruckte Schaltung ver¬ sehen. Tabelle 3 gibt die lieferbaren Ausführungen an. In Bild 3 sind die Gehäuseabmessungen und die Anschlußbelegungen auf¬ geführt. Selenklammergleichrichter Selenklammergleichrichter sind auf Grund ihrer einfachen Herstel¬ lungsform relativ preisgünstig. Zum Schutz vor Umwelteinflüssen sind sie lackiert. Die Montage ist sowohl freitragend als auch äuf Tabelle 3 Selenkleinstgleichrichter für gedruckte Schaltungen Typ Kenndaten bei # a - -40...+ 40 °C ff AN /FN in V in mA Gehäuse¬ abmessungen in mm 8 E 20 C 60 20 60 4x lOx 12 E 25 C 60 25 60 4x 10X12 E 50 C 80 50 80 7x 12x13 E 60 C 70 60 70 7x 12X13 E 75 C 70 75 70 7X12X13 E 100 C 40 100 40 9x llx12 E 125 * C 40 125 40 9x 11X12 M 20 C 120 20 120 4X 10X12 M 25 C 120 25 120 4X10X12 M 60 C 140 60 140 7x 12X13 M 75 C 140 75 140 7X12X 13 M 80 C 80 80 80 9x llx 12 M 100 C 80 100 80 9x llx12 V 10 C 60 10 > 60 4X10X12 V 12,5 C 60 12,5 60 4x 10X 12 V so C 70 30 70 7x 12x 13 V 37 C 70 37 70 7x 12x 13 V 40 C 40 40 40 9x 11X12 V 50 C 40 50 40 9x 11X12 B 20 C 25 20 25 7x 7x 8 B 25 C 25 25 25 7x 7x 8 B 20 C 200 20 200 7x 12x 13 B 25 C 200 25 200 7x 12x 13 B 40 C 80 40 80 9x llx 12 B 50 C 80 50 80 9x llx12 106 Bild 3 Bauiormen der Selenkleinetgleichrichter für gedruckte Schaltungen einem Kühlblech möglich. Für letzteren Fall sind die größeren Klammergleichrichter mit 2 Schränklaschen versehen, für den klei¬ neren Typ gibt es eine Befestigungsschelle. Sie eignen sich zum Ein¬ bau in gedruckte Schaltungen. Für die Montage auf einem Kühlblech von mindestens 200 cm 2 Fläche gilt jeweils der höhere der beiden Stromwerte. Diese Gleichrichter sind vor allem für elektrische Er¬ zeugnisse der Spielzeugindustrie und als Netzgleichrichter in tran¬ sistorisierten Erzeugnissen der industriellen und Unterhaltungselek¬ tronik zu empfehlen. Tabelle 4 gibt die lieferbaren Ausführungen an. In Bild 4 sind die Abmessungen und die Anschlußbelegungen auf¬ geführt. Selenblockgleichrichter im Metallgehäuse Dieser Gleichrichtertyp ist eine besonders raum- und grundflächen¬ sparende Ausführung. Zur Ableitung der entstehenden Verlust wärme 107 Tabelle 4 Selenklammergleichrichter Typ Kenndaten bei # a = -40...+40 °C Gehäuse¬ Uan ^FN Zf 1 abmessungen in V in mA in mA in mm 3 B 20 C 500/300 20 300 500 6X17X20 B 25 C 500/300 25 300 500 6x17x20 B 30 C 500/300 30 300 500 6x 17x 20 B 20 0 750/500 20 500 750 6x 20x 29 B 25 (' 750/500 25 500 750 6x20x29 B 30 C 750/500 30 500 750 6x20x29 1 mit Kühlblech 200 cm 2 , 2 mm Alu ist die Montage auf einem metallischen Chassis von 200 cm 2 Kühl¬ fläche mit Schrauben oder Nieten erforderlich. Bei der Normalausführung liegt der Minusanschluß am Gehäuse. Diese Gleichrichter haben keine vollständige Kapselung gegen Um¬ welteinflüsse. Sie eignen sich besonders für die Anwendung in Netz¬ geräten aller Art. Tabelle 5 und Bild 5 (links) geben die erforderlichen Inf ormationen. Selenblockgleichrichter im Plastgehäuse für gedruckte Schaltung Die in der Tabelle 6 und in Bild 5 (rechts) vorgestellten Gleichrichter werden vor allem als Netzgleichrichter verwendet. Durch den Ein- 108 Tabelle 5 Selenblockgleichrichter im Metallgehäuse Typ Kenndaten bei Gehäuse- K = -40... 4 40 °C abmessungen Uan ^GN in V in mA in mm 3 B 250 C 90 250 90 10X 15x 32 B 250 C 135 250 135 12x 17x37 Typ 7 z 3 r* 5 7 7 T'Typ _ 4 1 7 7 7 0 0 V-Typ 4 TO 0 0 0 ~ M-Typ [£ 4- j_ 0 jl -ß-fyP _ ri ~ 7 4 SS 7 - Bild 5 Bauformen der Selenblockgleichrichter im Metallgehäuse (links) und im Plastgehäuse (rechts) Tabelle 6 Selenblockgleichrichter im Plastgehäuse für gedruckte Schaltungen Typ Kenndaten bei Gehäuse¬ # a = —40... 4 40°C abmessungen ^AN I GN in V in mA in mm 3 E 500 C 15 500 15 10X10X23 E 625 C 15 625 15 10X 10X23 M 500 C 30 500 30 10X 10X23 M 625 C 30 n 625 30 10X10X23 V 250 C 15 250 15 10x10x23 V 300 C 15 300 15 10X10X23 B 250 C 30 250 30 10X10X23 B 300 C 30 300 30 10X 10X23 109 satz hochbelastbarer Platten und guten elektrischen Eigenschaften ist eine sehr kleine Bauweise möglich. Der Verguß schützt die Gleich¬ richter vor störenden Umwelteinflüssen. In der Normalform werden die Gleichrichter mit Anschlüssen für gedruckte Schaltung geliefert. Selenstabgleichrichter im HP-Rohr Selenstabgleichrichter sind für beliebige Spannungen bei Strömen bis zu 10 mA in Einwegschaltung herstellbar. Diese Gleichrichter lassen sich dann (auch für Hochspannung) zu beliebigen Schaltungen ver¬ knüpfen. Tabelle 7 und Bild 6 (links) geben Hinweise zu den liefer¬ baren Ausführungen. Tabelle 7 Selenstabgleichrichter Im HP-Rohr Typ Kenndaten bei Gehäuse- #a = -40. .. + 40 °C abmessungen Pan 1 FN in V in mA in mm E 12,5 C 3 12,5 3 i E 25 C 3 25 3 1 0 6,5x1 E 37,5 C 3 37,5 3 ) in gleicher Stufung bis E 1500 C 3 1500 3 1 E 12,5 E 25 C 5 C 5 12,5 25 5- 1 5 1 0 6,5X1 E 37,5 C 5 37,5 5 | in gleicher Stufung bis E 1500 C 5 1500 5 1 E 12,5 C 10 12,5 10 | 0 6,5X1 E 25 C 10 25 10 E 37,5 C 10 37,5 10 J in gleicher Stufung bis E 500 C 10 500 10 n = Anzahl der Platten = l \\ : 12,5 V Bild 6 Bauimmen der Selenstabgleichrichter im HP-Rohr {links) und der Selen- hochspaimungsstubgleichrichter im Keramikrohr bzw. der Typ TS ( rechts) 110 Tabelle 8 Selenhochspannungsstabgleichrichter Im Keramikrohr Typ Kenndaten bei # a = -40...+ 40 °C ^AN in V ^RS in kV /fn in mA ^FR in mA l in mm E 2250 C 2,5 2250 9 2,5 200 50 E 3000 C g 3000 10,7 2 150 60 E 3750 C 2 3750 14 2 150 70 E 4500 C 1,7 4500 17,5 1,7 100 85 E 6000 C 1,5 6000 22,6 1,5 100 110 Tabelle 9 Selenhochspannungsgleichrichter TS zur Gleichrichtung des Zeilenimpulses in Fernsehempfängern Typ Kenndaten bei & a = -40.. . + 50 °C U n in kV ^RR in kV ^RS in kV ^FN in mA *fr in mA l in mm TS 6,5 6,5 7,8 9,5 50 TS 9 9 10,8 13 60 TS 11 11 13,2 16 0,3 0,75 70 TS 13,5 13,5 16,0 18,5 85 TS 18 18 21,6 24,5 110 TS 20 20 24,0 26 120 Selenhochspannungsgleichrichter im Keramikrohr Für diese Bauelemente wurden Selenhochspannungsgleichrichter des Typs TS verwendet, deren elektrische Daten für einen Betrieb an sinusförmigen Wechselspannungen mit einer Frequenz von 50 Hz und Kondensatorbelastung ausgelegt sind. Die Stäbe können mit Drahtanschluß oder ohne geliefert werden. Tabelle 8 und Bild 6 (rechts) geben entsprechende Informationen. Selenhochspannungsgleichrichter, Typ TS Der Selenhochspannungsgleichrichter Typ TS ist ein Stabgleich¬ richter im Keramikrohr, der speziell für die Gleichrichtung des Zeilen¬ rücklaufimpulses im Fernsehempfänger gefertigt wird. Die elektri¬ schen Daten gelten daher nur für diesen Anwendungsfall. Die tech¬ nischen Daten haben für eine Zeilenfrequenz von etwa 16 kHz Gül¬ tigkeit. Für die Ausführungen TS 18 und TS 20 ist ein Kapazitäts¬ ausgleich erforderlich (z.B. Drahtschleife an Minusende in der Länge von etwa 1/3 der Stablänge). Die T.S’-Stäbe können mit oder ohne Drahtanschluß geliefert werden. Tabelle 9 und Bild 6 (rechts) zeigen die Ausführungen. 111 7 53 Tabelle 10 Selenhochspannungsstabgleichrichter im Kunststoffrahmen Typ Kenndaten bei 0 a = -40...+ 40 °C Gehäuse- Pan Pbk I FN abmessungen in V in V in mA in mm 3 E 3500 C 15 3500 14600 15 15x 18x 153 Selenhochspamiungsstabgleichrichter im Kunststoff rahmen Diese Hoehspannungsgleiohriohter sind speziell für die Gleichspan¬ nungsversorgung von Röntgengeneratoren, Kabelprüfgeräten, elektro¬ statischen Lackieranlagen, Elektrofilteranlagen usw. entwickelt wor¬ den. Durch ihre besondere konstruktive Formgebung können sie so¬ wohl in Einweg- als auch in Verdopplerschaltung eingesetzt werden. Bei Einbau unter Öl ist eine höhere Belastung möglich, wobei die Plattentemperatur 80 °C an der heißesten Stelle des Gleichrichters nicht überschreiten darf. Tabelle 10 und Bild 7 geben die erforder¬ lichen Informationen. 112 Tabelle 11 Selendioden Typ Kenndaten bei # a = -40... + 40 °C Gehäuse- Raster? tfRM in V Ifn in mA r-R in Mß bei U R in V r F in kü bei /p in gA Abmes¬ sungen in mm 3 maß in mm D 1 12 2 >10 5 12...25 30 7x 7x8 5 D 8 120 2 >16 80 <44 100 7x7x8 7,5 D 16 120-2 2 >16 • 2 80 • 2 <44 • 2 100 7x7x12 5 + 5 D 18 270 2 >36 180 <120 100 7x 7x 12 10 3,5.. Aß St 10: a=9, b=5 Bild. 9 Bauformen der Selenstabilisatoren {links und Mitte ) und des Selenampli¬ tudenbegrenzers (yechts) Tabelle 12 Selenstabilisatoren Typ Kenn- Kenndaten bei Gehäuse- R Zeichnung o 1 !l as 6 33 ,.. + 40 °C abmes- U P /p sungen in mA in V in mm 3 in mm 0,5 St 1 S 1 0,5...0,6 1 1,0 St 1 S 2 1,0...1,2 | 0,5 ...2,0 7X7x8 5,0 1,5 St 1 S 3 1,5...1,8 2,0 St 1 S 4 2,0...2,4 ] 2,5 St 1 S 5 2,5...3,0 | 3,0 St 1 S 6 3,0...3,6 | > 0,5...2,0 7x7x8 7,5 3,5 St 1 S 7 3,5...4,2 4,0 St 1 S 8 4,0...4,8 ) 0,5 St 10 1 S 1 0,5...0,6 | 1,0 St 10 1 S 2 1,0...1,2 | 2,0...20 6x11x12 1,5 St 10 1 S 3 1,5...1,8 2,0 St 10 1 S 4 2,0...2,4 | 2,5 St 10 1 S 5 2,5...3,0 1 K> © K> O 6x 11x12 i 3,0 St 10 1 S 6 3,0...3,6 j 3,5 St 10 1 S 7 3,5...4,2 1 O 0,5 >1,1 >1,7 in Literatur [1] Reusch, K. u.a.: Lehrbuch der Elektrotechnik, Band 2, VEB Verlag Technik, Berlin 1966 [2] Hahn!Munke u.a.: Werkstoffkunde für die Elektrotechnik und Elektronik, VEB Verlag Technik, Berlin 1973 [3] Bender, D. u.a.: Werkstoffkunde Elektroberufe, VEB Deutscher Verlag für Grundstoffindustrie, 6. Auflage, Leipzig 1976 [4] Wahl, R.: Elektronik für Elektromechaniker, VEB Verlag Technik, 4. Auf¬ lage, Berlin 1973 [5] Pabst, B.IFinke, K.-H.: Rundfunk- und Fernsehbauteile mit Bauteilen der Elektroakustik, VEB Verlag Technik, 3. Auflage, Berlin 1977 [6] Streng, K. K.: abc der Stromversorgung, Militärverlag der DDR, Berlin 1972 [7] Heber, S.: Selen-Bauelemente für die Konsumgüterelektronik, Vortrag auf dem 7. Halbleiterbauelemente-Symposium, Fraukfurt/Oder 1975 [8] Selen-Kleingleichrichter, Ausgabe 1969, VEB Gleichrichterwerk Groß- räschen [9] Selen-Gleichrichter, Ausgabe 1971, VEB Gleichrichterwcrk Großräschen [10] Selengleichrichter, Messeangebot 1973, VEB Gleichrichterwerk Großräschen [11] Übersicht Fertigungsprogramm Halbleiter-Bauelemente, Ausgabe 1977, Halbleiterindustrie der DDR 8 * 115 Bernhard Linnecke - DM 2 DXD Gedanken zum Empfängereingang Die internationale Entwicklung auf dem Bauelementesektor hat in den letzten Jahren Ergebnisse gebracht, die die Konstruktion lei¬ stungsfähiger Empfänger für den KW-Funkverkehr ermöglichen. Dazu zählen u.a. Feldeffekttransistoren, Lineartransistoren und kom¬ plette Mischerbausteine. Auch wenn es für den Funkamateur noch Probleme bei der Beschaffung solcher Bauelemente gibt, ist es doch gut, sich mit ihren Einsatzmöglichkeiten vertraut zu machen, denn nur die richtige Auswahl und Anwendung führen zum Erfolg. Es ist auch wichtig, mit Termini wie Intermodulation, Dynamikbereich und Rauschzahl arbeiten zu können. Ausgehend von einem Beitrag zur Klärung solcher Begriffe, wird ein Beispiel für die Leistungsfähig¬ keit moderner Bauelemente gezeigt. Kommerzielle Hersteller und Amateure machen zu Empfängern sehr unterschiedliche Angaben zur Großsignalfestigkeit. Es ist daher schwer, vergleichende Urteile abgeben und Schlüsse auf die Brauch¬ barkeit der Empfänger unter konkreten Empfangsbedingungen ziehen zu können. Zunächst einige Bemerkungen zur Intermodulation. Treffen zwei Empfangssignale R (mit / E und (J R ) und S (mit / s und U s ) auf den Eingang eines Bauelements mit nichtlinearer Kennlinie, so ist an dessen Ausgang neben R und £ ein ganzes Spektrum von durch Intermodulation gebildeten Signalen zu finden. Das ist grund¬ sätzlich so und kann daher an jeder Stufe eines Empfängers ge¬ schehen. Alle Signale, einschließlich R und £, haben untereinander den glei¬ chen Frequenzabstand |/ B . —/ s |. Die jeweils am dichtesten an R bzw. £ liegenden Signale werden als (/^-Produkte bezeichnet. Die nächstfolgenden heißen d b -Produkte. Je weiter die Produkte von R und S entfernt sind, um so geringer ist ihre Amplitude. Der Abstand zur Amplitude der Ausgangssignale R bzw. £ wird Intermodulations¬ abstand IM genannt. Ein Beispiel soll diesen Sachverhalt verdeut¬ lichen. Die HF-Signale R (/ K = 3,60 MHz; U n = 10 mV) und £ (/ s ‘ 116 = 3,65 MHz; U s = 10 mV) stehen am Eingang eines HF-Verstär- kers mit der Verstärkung von 3 (Q. 10 dB). An seinem Ausgang sind R und S jeweils 30 mV groß. Wie groß sind die entstandenen d 3 -Pro- dukte, wenn der Intermodulationsabstand IM = 60 dB beträgt? Die Amplituden der neuen Signale sind lOOOmal (Q: 60 dB) schwä¬ cher als 30 mV, also 30 pV. 30 pV entsprechen etwa einer Signal¬ stärke S 8 und rufen auf den Frequenzen 3,55 MHz und 3,70 MHz schwere Empfangsstörungen hervor. Es sei dazu bemerkt, daß viele Hersteller elektronischer Bauelemente die IM-We rte für bestimmte Anwendungen angeben. Im praktischen Funkverkehr treffen jedoch weit mehr als zwei Signale und diese mit unterschiedlichen Amplituden auf den Emp¬ fänger. Folglich entstehen auch weit mehr unterschiedliche IM- Pro¬ dukte, die oft das sogenannte «Hintergrundgebrabbel» hervorrufen können. , Die Kreuzmodulation hat den gleichen physikalischen Ursprung, die gleichzeitige Aussteuerung einer gekrümmten Kennlinie von min¬ destens zwei Signalen. In diesem Fall wird angegeben, wie stark die Modulation eines Störsenders auf das Nutzsignal auf geprägt wird. Den Angaben von IM- und KM -Werten bleibt ein großer Spiel¬ raum, denn unterschiedliche Amplituden der Störsender ergeben unterschiedlich große IM- bzw. K Af-Produkte. Es ist daher unfair, wenn die Angaben so gewählt werden, daß sie den Eindruck beson¬ derer Leistungsfähigkeit des Empfängers hervorrufen. D. Lechner zitiert in seinem Buch Kurzwellenempfänger [1] z.B. einen Fall, bei dem 2 X 500 mV als Eingangsspannung für einen FET-Mischer ge¬ nannt werden. Es ergeben sich mit dem ebenfalls angeführten IM- Abstand von 31 dB störende 7Af-Produkte von etwa 16 mV. Bei sol¬ chen Störungen ist jedoch jeder Empfang unmöglich. Den Wert der Angabe einer Eingangsspannung von 2 X 500 mV möge nun jeder selbst beurteilen. Die Angabe des Interception Points IP schließt jedoch Mani¬ pulationen aus und gibt jedem die Gelegenheit, die Eigenschaften eines Geräts selbst zu überprüfen. Eine gute Arbeit zu diesem Thema ist von M. Martin in [2] erschienen. Der Interception Point ist der Schnittpunkt der Kennlinie für lineare Verstärkung mit der Kennlinie für die d 3 -Produkte. Es gilt 7P = 0,5 • IM + P B . (1) P E ist der Eingangspegel von R und S. Durch Umstellung von Gl. (1) erhält man den 7AI-Abstand IM = 2 (IP - P E ). ( 2 ) 117 Als Maßeinheit wird das Dezibel dB verwendet. Der Bezugspegel 0 dBm, entsprechend 0,225 V an 50 Q, hat sich international durch¬ gesetzt (s. Anmerkung 1). Der praktische Wert von Gl. (2) soll an einem Beispiel gezeigt werden. Der Allwellenempfänger ,E 1500 von AEG-Telefunken hat den IP = 9 dBm. Die Störsignale R und S sollen wieder 10 mV betragen und die Frequenzen 21,1 MHz und 21,2 MHz haben. Der d 3 -Abstand ist somit IM = 2 (9 + 27) dB = 72 dB. Das bedeutet, es werden auf 21,0 MHz und 21,3 MHz Empfangssignale vorgetäuscht, deren Ampli¬ tuden etwa 1/3000 von R bzw. S, also etwa 3 uV sind. Diese Span¬ nungen von 3 |iV liegen weit über der Empfangsgrenze des Emp¬ fängers und können sich daher beim Empfang schwacher Nutzsignale bereits störend auswirken. Wären R und S nur 2,2 mV —40 dBm) groß, so wären die d 3 -Produkto so klein, daß sie im Eigenrauschen des E 1500. untergehen würden. Allgemein läßt sich eine Verbesserung des IM -Verhaltens durch den Einbau von Dämpfungsgliedern vor den /M-ompfindliehen Bau¬ gruppen erreichen. Allerdings gibt es eine Grenze; die Empfindlich¬ keit des Empfängers fällt. Wie weit man gehen kann, das läßt sich durch Berechnung des Eigenrauschens ermitteln. Als Ausgangspunkt kann die Eingangsempfindlichkeit des ZF-Verstärkers gewählt wer¬ den. Das Verfahren wird am folgenden Beispiel veranschaulicht. Ein ZF-Verstärker soll die Kauschzahl F 3 = 2kT 0 , eine Band¬ breite A/ = 3 kHz und eine Eingangsimpedanz R 3 50 Q haben. (Die Berechnung der äquivalenten Eingangsspannung wird in Anmerkung 2 gezeigt.) Dem ZF-Verstärker sei der Mischer mit der Rauschzahl F 2 = 5,6 kT 0 und der Mischverstärkung v 2 = 0,5 (dA —6 dB) vorgeschal¬ tet. Davor befinde sich das Eingangsfilter mit einer Verstärkung v 1 = 0,72 (^ — 3 dB). Das bewirkt eine Rauschzahl F 2 = 2 kT 0 (Be¬ rechnung s. Anmerkung 3). Das Gesamtrauschen kann nach -f'ye- — P\ d F, — + ~ + ... (3) berechnet werden. Die Gesamtzahl dieses Empfängers beträgt 2 + 4,6 ( 1 lV72~ + 0,72 • 0,5 = 11,2 kT 0 . Schaltet man beispielsweise zwischen das Eingangsfilter und den Mischer ein Dämpfungsnetzwerk mit nur 6 dB Dämpfung, so würde die Gesamtrauschzahl auf etwa 28,2 kT 0 steigen und damit die Emp¬ findlichkeit auf die Hälfte fallen. Ob die zu erreichende Empfindlichkeit für den Empfang eines be¬ stimmten Frequenzbereichs genügt, kann man abschätzen, wenn die Rauschpegel dieser Bereiche bekannt sind. Durchschnittliche Werte 118 für das von der Antenne gelieferte Rauschen liegen im unteren KW - Bereich bei 1000 kT 0 und im oberen bei 30kT o . Wesentlich kleiner als diese Rauschzahlen braucht die des Empfängers nicht zu sein (für den Empfänger E 1500 werden 10 kT 0 genannt). Eine weitere Erhöhung der Empfindlichkeit hätte keinen Nutzen für den prak¬ tischen Funkverkehr. Im Gegenteil würde sie, ausgehend vom heu¬ tigen Bauelementeangebot, zu Lasten der Groß Signalfestigkeit gehen müssen. Und das ist angesichts der ständig steigenden Feldstärken auf den KW-Bändern nicht erstrebenswert. Eine Antenne mit 0 dB Gewinn liefert in den Abendstunden im Mittel 10 mV an 50 II (Ci —27 dBm), in Extremfällen bis zu 100 mV. Wenn man bedenkt, daß viele Amateure dazu noch Antennen mit hohem Gewinn verwenden, wird klar, daß viele Empfänger den An¬ forderungen nicht gerecht werden. Bevor auf die Vorstellung eines modernen Empfängereingangs ein¬ gegangen wird, noch einige Bemerkungen zum Dynamikbereich. Der Dynamikbereich ist der Bereich, in dem sich die Pegel der Eingangs- -12S-0,22uV -123 -1Z8.5 -116S -12SS -12ZS -102S -105.5 UjdBm -24 * 145mV -27 -20.5 -24,5 -645 -m.S Ums/dlm -MS -1305 -134ß -136,5 -1165 -11SS UssIdBm 14,7 7.6 19 SS ZS 1,6 Finr. Bild 1 Die Stufen des im Text als Beispiel gewählten KW •Einzeichen-Empfängers mit Pegelplan. ( 1 ) - Tiefpaß, (2) - Hochstrom-Schottky-Ringmischer, (3) - Verstärker, ( 4 ) - Dämpfungsnetzwerk, ( 5 ) - erstes Quarzfilter, ( 6 ) - Zwischenverstärker, (7) - zweites Quarzfilter 0,5kHz 6dB- a 50 ^ -mi 3 0dB-a s1 Um SOdB - a sl a B - ZiB für das 7. Filter dp - 3dB für das 2. Filter Bild 2 Die Selektionskurven der beiden Quarzfilter, an = 2 dB für das erste FiUer (5) und an = 3 dB für das zweite Filter (7) 119 Signale bewegen dürfen, ohne einerseits kleiner zu werden als das Eigenrauschen des Empfängers und ohne andererseits so große Werte anzunehmen, daß sie /M-Produkte erzeugen, die größer sind als das Eigenrauschen. Es gibt noch andere Definitionen für den Dynamik¬ bereich, jedoch erscheint diese am klarsten. Nachfolgend wird nun der Eingang eines Einzeichen-Telegrafie- Empfängers (SSSH) beschrieben (Bild 1). Für die ZF-Selektion sind zwei Quarzfilter vorgesehen, Durchlaßkurven siehe Bild 2. Der ZF- Verstärker (6) hat eine Rauschzahl von 1,6 kT 0 . Ihm ist das Quarz¬ filter (5) vorgeschaltet (Daten: F = 1,6 kT 0 ; v = —2 dB). Als Mi¬ scher (2) wird ein Hochstrom-.SVd(od/. 7 /-Ringmischer .S'ii.4 1 H ver¬ wendet. Sein IP ist 30 dBm, wenn er reell mit 50 £1 abgeschlossen wird. Das Filter (5) hat jedoch für Frequenzen außerhalb des Durch¬ laßbereichs eine Impedanz ungleich 120 £1. Das bedeutet, daß bei direktem (allerdings impedanztransformiertem) Anschluß der IP des Mischers viel kleiner als 30 dBm sein kann. Daher wird, ein Trenn¬ verstärker in Verbindung mit einem Dämpfungsnetzwerk dazwischen¬ geschaltet. Der IP liegt damit bei 28 dBm. Die Dämpfung ist mit Rücksicht auf eine günstige Gesamtrauschzahl auf 4 dB festgelegt. Der Verstärker wird als Gegentaktschaltung ausgelegt, weil der Ein¬ gang breitbandig ist und die Bildung von d 3 -Produkten maximal unterdrückt werden soll. Die Verstärkung beträgt 12 dB. Der IP liegt bei 30 dBm, und die Impedanzen sind 2 X 25 £1 am Eingang und 2 X 60 £1 am Ausgang. Bild 3 zeigt den Verstärker (3) und das Dämpfungsnetzwerk (4). Der Abschwächer ist nach [3] ausgelegt. Er hat mit dem durch zwei Cauer-Pässe aufgebauten Eingangsfilter eine Gesamtdämpfung von 3 dB. Im Bild sind entsprechend den Stufen die Pegel der Stör¬ signale R und S, der (^-Produkte und des Nutzsignals N dargestellt. Die beiden Störer liegen 1 bzw. 2 kHz neben dem Nutzsignal. Die angegebenen Rauschzahlen sind nach Gleichung (3) berechnet. Es ist zweckmäßig, für diese Rechnungen einen Rechner zu benutzen, weil durch häufiges Multiplizieren erhebliche Fehler entstehen können. Ausgehend von den Signal- und Rauschpegeln auf den KW-Bän- dern ist festgelegt, daß 0,22 uV an 50 £1 (^ —120 dBm) mit einem Rausch- bzw. Störabstand von 10 dB noch empfangen werden sollen. Bei der 7M-Analyse kann der Abschwächer außer Betracht gelassen werden, weil er erst dann Intermodulation erzeugt, wenn der Mischer und der Verstärker bereits übersteuert sind. Man hat untersucht, wo die obere Grenze des Dynamikbereichs liegt. Für diesen Fall sind die Pegel in Bild 1 angegeben. Im Mischer werden d 3 -Produkte erzeugt, die einen 7 Af-Abstand von 110 dB zu R und S haben. Ihr Abstand zum Nutzsignal beträgt 14 dB. Der Verstärker (3) produziert ebenfalls d 3 -Produkte, die sich 120 Bild 3 Stromlaufplan von Verstärker und IJämplungsnetzwerk ( 4 ) (■3) zu denen des Mischers addieren. Allerdings sind ihre Amplituden so klein, daß sie den Gesamtstörabstand nicht verändern. Durch das folgende Filter (5) werden die Störsignale R und S so gedämpft, daß sie im sich anschließenden Verstärker keine nennenswerten IM -Pro¬ dukte erzeugen können. In Hinblick auf die Intermodulation kann also das Nutzsignal mit dem gewünschten Störabstand empfangen werden. Gleiches trifft auch auf das Rauschen zu. Ein entsprechend sauberes Oszillatorsignal wird vorausgesetzt. Es muß jedoch noch ein Problem erwähnt werden. Nach dem Passie¬ ren des ersten Quarzfilters ist das Störsignal R (Abstand von N gleich 1 kHz) zwar um 60 dB gedämpft, doch noch immer etwa 40 dB stär¬ ker als das Nutzsignal. Es würde also den Empfang von N verhindern. Daher wird über einen Zwischenverstärker (6) mit dem FET 40819 ein zweites Filter (7) in den ZF-Kanal geschaltet. Dieses dämpft R um weitere 60 dB, womit der Empfang von N möglich ist. Die Auf¬ teilung der Selektion wurde vorgenommen, weil mit einem Filter Dämpfungen über 80 dB schwer zu realisieren sind und der Einbau hinsichtlich genügender Nebensprechdämpfung problematisch wird. Abschließend bliebe noch festzustellen, welchen Empfangsbedin¬ gungen dieser Baustein gewachsen ist. Das Eigenrauschen ist niedrig 121 genug, um auch im 10-m-Band arbeiten zu können. Die Intermodu¬ lationsfestigkeit reicht für normale Empfangsbedingungen aus. Immerhin kann es trotzdem beispielsweise im 40-m-Band zu Emp¬ fangsstörungen kommen. Eine schnelle Überprüfung zeigt das: U E = U s = 70 mV — lOdBm); /P ge8 = 28 dBm. Damit folgt IM = 76 dB. Das bedeutet: Die störenden (/^-Produkte erreichen etwa 8 pV. Der Empfang schwacher DX-Signale kann also bereits gestört werden. Es sei allerdings bemerkt, daß Störer mit Amplituden von 70 mV nicht die Regel sind und nur kurzzeitig, entsprechend den ionosphärischen Bedingungen, auf treten. Anmerkung 1 Um das Arbeiten in Entwicklung und Fertigung elektronischer Ge¬ räte zu erleichtern, werden moderne HF-Generatoren mit Ampli¬ tudenkennzeichnungen in dBm versehen. Dabei verwendet man die Spannung von 0,225 V an 50 Q als Bezugspegel, weil in diesem Fall an den Verbraucher eine Leistung von 1 mW abgegeben wird. Um diese Relation zu 1 mW zu kennzeichnen, wird das kleine m der Angabe in dB hinzugefügt. Einige wichtige Pegel: 20 dBm = 2,25 V -20 dBm = 22,5 mV 10 dBm = 0,71V -60 dBm = 0,22 mV 0 dBm = 0,225 V -120 dBm = 0,22 pV Anmerkung 2 Die Rauschzahl F läßt sich mit der Gleichung U r = 0,064 1/F ■ R ■ / (U r in V, F in kT 0 , / in kHz) in eine äquivalente Rauschspannung umrechnen. In unserem Fall ist U r = 0,035 pV. Die ZF-Eingangs- spannung muß für ein Signal/Rausch-Verhältnis von 1:1 (=0 dB) ebenfalls 0,035 pV betragen. Anmerkung 3 Nach [4] hat ein passiver Vierpol (Filter, Abschwächer usw.) mit dem Dämpfungsmaß b = N dB ein Rauschmaß r = N dB. Die Um¬ rechnung des Rauschmaßes r in die Rauschzahl F nimmt man durch Delogarithmieren vor. Es gilt r = 10 lgP. 122 Literatur [1] Lechner, D.: Kurzwellenempfänger, Militärverlag der DDR, Berlin 1975 [2] Martin, M.: Extrem lineares Empfängereingangsmodul mit großem Dynamik¬ bereich und sehr geringen Intermodulationsverzerrungen, Internationale Elektronische Rundschau, Heft 4/1975, Seite 73 bis 76 [3] Rohde, U. L.: Zur optimalen Dimensionierung von KW-Eingangsteilen, Inter¬ nationale Elektronische Rundschau, Heft 11/1973, Seite 244 bis 248, Heft 12/1973, Seite 276 bis 280 [4] MeinkelGundlach: Taschenbuch der HF-Technik, Springer-Verlag, Berlin/ Göttingen/Heidelberg 1956 [5] Oxner, E.: FETs in balanced Mixers, Siliconix Inc., Application Note Jy 1972 [6] Schröder, H.: Elektrische Nachrichtentechnik, Band 1, Verlag für Radio- Foto-Kinotechnik GmbH, Berlin-Borsigwalde 1959 ELEKTRONIK-SPLITTER VFO-Schaltung für UKW-Amateursender Die im Bild gezeigte VFO-Schaltung eignet sich für einfache FM-Transceiver im 2-m-Amateurband. Die Schaltung kann sowohl, für den Empfänger- als auch für den Senderoszillator verwendet werden. Benutzt man im FM-Transceiver 2 der¬ artige Oszillatoren, dann kann im Gleichwellenbetrieb gearbeitet werden, oder man arbeitet mit entsprechend versetzten Frequenzen bei Empfang und bei Senden (z.B. beim Relaisbetrieb). Der VFO ist mit 3 Transistoren aufgebaut. TI ist der Oszillator, T2 die Trennstufe und T3 die Stabilisierungsschaltung für den Oszillator. Mit der angegebenen Dimensionierung eignet sich die Schaltung im Frequenz¬ gebiet 10 bis 50 MHz. Zur Abstimmung wird ein UKW-Drehkondensator guter Stabilität verwendet. Die Dimensionierung des Oszillatorschwingkreises richtet sich‘nach der gegebenen Frequenz. Für einen Nachbau eignen sich die Tran¬ sistoren SF 245 (BF 173) und SC 237 (BC 108). Literatur Fack, M.: Sende- und Empfangs-VFO für FM-Geräte, Zeitschrift «cq-dl», Re¬ print in Zeitschrift «OM*, Heft 4/1976, Seite 15 bis 18 77 TZ 123 Ing. Hans-Uwe Fortier - DM 2 COO Frequenzaufbereitung für einen 2-m-FM-Transceiver Der Amateurfunk auf den UKW-Bändern unterliegt anderen Be¬ dingungen als auf der Kurzwelle. Im Gegensatz zu den niederfre¬ quenten Bändern hat sich bei UKW, speziell auf dem 2-m-Band, die Sendeart FM neben der Sendeart SSB durchgesetzt. FM ist keine ausgesprochene DX-Sendeart, sondern wird hauptsächlich für den mobilen Amateurfunk eingesetzt. Gerade auf diesem Gebiet hat FM unbestreitbare Vorteile, die sich auf der Empfängerseite besonders vorteilhaft bemerkbar machen. Der Mobilfunk und auch der Einsatz von FM-Stationen kleiner Leistung hat im Zusammenhang mit der Errichtung von Amateur- Relaisfunkstellen seine Daseinsberechtigung bekommen. Die Relais¬ funkstellen gewährleisten, daß, mit kleinen Leistungen oder aus dem Auto heraus, in Stadtgebieten ohne großen Antennenaufwand gear¬ beitet werden kann. Von diesen Überlegungen aus und vorausgesetzt, daß in unserer Republik auch im Amateurfunk der Betrieb über Relaisfunkstellen nach den IARU-Empfehlungen in absehbarer Zeit möglich sein wird, soll eine Möglichkeit aufgezeigt werden, wie sich mit relativ einfachen Mitteln ein FM-Transceiver aufbauen läßt. Da nicht die komplette Schaltungsbeschreibung wiedergegeben werden kann, wird sich die¬ ser Beitrag mit den hauptsächlichen Baugruppen, dem VFO mit Vervielfacher, dem 10,7-MHz-Oszillator und dem Sendermischer, be¬ schäftigen. Für den FM-Empfang haben sich auch hn Amateurfunk Doppel¬ super mit einer 1. ZF von 10,7 MHz und einer 2. ZF von 450 kHz durchgesetzt. Dabei werden zur Selektion in der 1. ZF Quarzfilter, wie das französische vom Typ FTS 36-C50 [1] und [7], das vor einiger Zeit beim Konsum-Elektronik-Versand in Wermsdorf preiswert zu erwerben war, eingesetzt. Für die 2. ZF haben sich neben den piezo- keramischen Filtern mechanische Filter mit einer Bandbreite von 19 kHz durchgesetzt. Bei dieser Konzeption läßt sich auch gut und ohne viel Komplikationen ein Transceiver aufbauen. 124 Empfängerteil _ HF-Vorstufe 1. Misch- II ZF I] Z.Misch- M ZF 450 H Hz M NF- ' m..MMHz *■ stufe * 10,7MHz * sfc/fe umtmahMu * 1 /erefarte \ 133, 3...13 5,3 MHz I ZZ-MHz-VFO u\ V iMmWaterü] I Oszillator 1 125 Der VFO mit Vervielfacher Das Herzstück eines jeden Empfängers bzw. Senders ist der VFO. Über diese wichtige Baugruppe wurde schon viel geschrieben [2], [3], so daß hier dieses Problem nicht weiter erörtert werden soll. Um eine 1. ZF von 10,7 MHz zu erhalten, muß sich der VFO im Bereich von 133,3 bis 135,3 MHz als Endfrequenz durchstimmen lassen. Auf so hohen Frequenzen lassen sich Oszillatoren nur mit sehr großem Auf¬ wand frequenzstabil aufbauen. Aus diesem Grund wurde auf einen VFO zurückgegriffen, der im Bereich 22,216 bis 22,55 MHz schwingt. Wird dieser Frequenzbereich versechsfacht, so ist die gewünschte Endfrequenz erreicht. Der Mehraufwand bei den Vervielfacherstufen zahlt sich aus und ist auch bei Mobil- bzw. Portable-Stationen gerecht¬ fertigt. Als Oszillatortransistor wird ein Feldeffekttransistor KP 303 E eingesetzt. Unipolare Transistoren eignen sich an dieser Stelle be¬ sonders gut, weil sie keine spannungsabhängigen Sperrschichtkapa¬ zitäten aufweisen und daher auch keine Frequenzdrift durch Betriebs¬ spannungsschwankungen zu erwarten ist. Wichtig ist aber, bei der Dimensionierung des Oszillators darauf zu achten, daß FET fester an den Schwingkreis angekoppelt werden müssen. Beachtet man das nicht, schwingt der Oszillator nicht. Die beiden nachfolgenden Tran¬ sistoren T2 und T3 sind als Trennstufen eingesetzt. In diesem Fall sind Transistoren mit sehr geringer Rückwirkungskapazität an¬ gebracht. Nach diesen beiden Trennstufen folgt die erste Verviel¬ facherstufe, die von 22,2 MHz auf 44,4 MHz verdoppelt. Die Kopp¬ lung zwischen dieser und der nächsten Stufe geschieht durch ein über einen Tiefpunktkondensator kapazitiv gekoppeltes Bandfilter. Dieses Bandfilter sorgt für die nötige Selektivität bei einer Band¬ breite von etwa 700 kHz. Hierzu ist noch zu sagen, daß der Tief¬ punktkondensator eine hohe Güte aufweisen muß, da er maßgeblich die Bandbreite des Filters bestimmt. Epsilankondensatoren sind auf keinen Fall zu verwenden! Mit diesem Bandfilter werden die Grundwelle und unerwünschte Harmonische der VFO-Frequenz unterdrückt. Transistor T5 ist nieder¬ ohmig an das Filter angesohlossen und verstärkt das Signal so weit, daß die nachfolgende Verdreifacherstufe angesteuert werden kann. In dieser Stufe arbeitet ein 2 N 708 im C-Betrieb, der dementspre¬ chend gut verdreifacht. Um parasitäre Schwingungen zu verhindern, ist über den Kollektoranschluß des Transistors eine Ferritperle ge¬ schoben. Das aufbereitete VFO-Signal von 133,3 bis 135,3 MHz wird niederohmig aji L5 abgegriffen. Hier stehen etwa 350 mV an 60 II zur Verfügung. Diese HF-Spannung reicht aus, da andere Impedanz¬ verhältnisse vorliegen, um im Sendermischer die notwendige Misch- 126 127 Bild 3 Stromlaufplan des Sendermischers mit dem 10,7-MHz-Oszillator Verstärkung und den erforderlichen Intermodulationsabstand zu er¬ zielen. Für den Empfängermischer muß die HF-Spannung, wenn man bipolare Transistoren in dieser Stufe einsetzt, durch Spannungs¬ teilung vermindert werden. In diesem Fall reichen U eS =100 bis 150 mV an der Empfängermischstufe aus, um einen einwandfreien Empfang zu ermöglichen. Quarzoszillator für 10,7 MHz Um auf die gewünschte 2-m-Sendefrequenz zu gelangen, ist noch ein 10,7-MHz-Signal erforderlich. Dieses Signal wird in einem einstufigen Quarzoszillator erzeugt. Da die Mischstufe von diesem Signal nur eine HF-Spannung von U eS = 100 mV benötigt, kann als Tran¬ sistor ein SF 215 eingebaut werden. Der Arbeitspunkt des Tran¬ sistors wird so festgelegt, daß die Stufe gerade unter Last schwingt und dadurch ein verzerrungsfreies Sinussignal liefert. Das Oszillator¬ signal wird aperiodisch über einen Kondensator am Kollektor von T7 abgegriffen und der Koppelwicklung des Eingangskreises der Mischstufe zugeleitet. Ein zweiter Quarz von 10,1 MHz bewirkt die Frequenzablage von 600 kHz zwischen Senden und Empfangen, wenn man über Relaisfunkstellen arbeitet. Die Quarze können über ein Relais oder über einen Schalter wahlweise bei der Sende/Empfangs- Umschaltung in Funktion gesetzt werden. Dadurch ist gewährleistet, daß, wenn der Empfänger auf einer Relaisausgabefrequenz steht, beim Umschalten auf Senden automatisch auf der um 600 kHz tie¬ feren Relaiseingabefrequenz gesendet wird. Das lästige Hin- und Herdrehen mit der Abstimmung bei Senden und Empfangen entfällt dadurch. Sendermischer mit Verstärker Die Sendermischstufe wurde aus Gründen eines guten dynamischen Verhaltens im Gegentakt auf ge baut. Um günstiges Intermodulations¬ verhalten und Nebenwellenfreiheit zu erreichen, wurden in der Misch¬ stufe Feldeffekttransistoren KP 303 E eingesetzt. Es ist unbedingt darauf zu achten, daß der Gleichstromarbeitspunkt der Transistoren im quadratischen Teil ihrer Kennlinie liegt [4], Neben diesem Um- Bild 4 Leitungslührung des Sendermischers mit Verstärker. Der Entwurf der Leiter'platte geht auf einen Vorschlag von DM 2 DBO zurück Bild 5 Bestückungsplan der Leiterplatte für den Sendermischer mit Verstärker 128 mmz Ein 33 * ^~133Tm stand haben die Pegel, die der Mischstufe zur Mischung angeboten werden, einen maßgeblichen Einfluß auf die Nebenwellenfreiheit des Ausgangssignals. Die Pegel des 10,7-MHz-Oszillators und des VFO müssen in jedem Fall individuell eingeregelt werden. Mischstufen mit unipolaren Transistoren benötigten auf Grund ihrer Abschnürspannung eine höhere Signalamplitude zum Mischen. Das Spannungsverhältnis der beiden zu mischenden Signale beträgt 1 : 10. Bei Sendemisehern hat meist die höhere Frequenz den größeren Pegel. Das bedeutet für diesen Fall, daß das 133-MHz-Signal eine Amplitude von U eB = 750 mV an den Gate-Elektroden der Transistoren haben muß. Die Spannung für den 10,7-MHz-Oszillator muß etwa U elI = 50 bis 100 mV erreichen. Das VFO-Signal wird im Eintakt über die beiden Kondensatoren von 33 pF auf die Gate-Elektroden gegeben. Durch diese Maßnahme wird das VFO-Signal am Ausgang der Mischstufe weitgehend unter¬ drückt. Das Oszillatorsignal gelangt über den Eingangsübertrager im Gegentakt auf die Gate-Elektroden. Der Eingangsübertrager besteht aus einem Doppellochkern mit einer trifilaren Wicklung von 3 bis 4 Wdg., 0,4-mm-CuL. Auf keinen Fall sollte die Wicklung mehr als 4 Wdg. aufweisen, da sonst durch die Wickelkapazität eine Un¬ symmetrie des Oszillatorsignals auftritt. Für die Gleichstromsymmetrie ist der Einstellregler im Source- Kreis von T8 zuständig. Die HF-Symmetrie des Ausgangssignals wird mit dem Trimmer, der vom heißen Ende des Gegentaktkreises gegen Masse liegt, und durch Verändern des Abstands der einen Hälfte des Ausgangskreises eingestellt. Die Mischstufe zieht bei 12 V etwa 4 mA Strom. Beim Zuschalten des VFO-Signals steigt der Strom leicht an. Bei richtig gewählten Signalamplituden stehen etwa 5 mW am Ausgang der Mischstufe zur Weiterverarbeitung an. Der Eingangskreis der folgenden Verstärkerstufe bildet mit dem Ausgangskreis der Mischstufe ein magnetisch gekoppeltes Bandfilter. Hier wird die 2-m-Frequenz ausgesiebt, und die mit geringen Anteilen anstehenden Frequenzen 133 MHz und 10,7 MHz werden gedämpft. In der nachfolgenden Verstärkerstufe ist ein Transistor mit einer sehr geringen Rückwirkungskapazität erforderlich. An dieser Stelle eignen sich die Transistoren SF 245, KF 173 oder BF 173. Die bei¬ den letztgenannten Transistoren haben noch den Vorteil, daß ihr System durch die geerdete Metallverkappung abgeschirmt ist. Der Arbeitspunkt dieser Stufe wird so eingestellt, daß ein Kollektorruhe¬ strom von etwa 8 mA fließt. Bei diesem Strom haben die angeführten Transistoren ihre größte Verstärkung. Im Kollektorkreis von T10 liegt ein weiteres Bandfilter, das über 2 p F kapazitiv gekoppelt ist. In diesem Filter wird eine weitere Selektion vorgenommen. Die nachfolgende Stufe Tll mit dem Kleinleistungstransistor 130 Bild d Leitungsführung des Vervielfachers Bild 7 Bestückungsplan der Leiter platte des Vervielfachers KT 606 ist niederohmig an dieses Filter angeschlossen. Eine Beson¬ derheit dieser Transistorstufe liegt in der Vorspannungserzeugung für den KT 606. Eine in Durchlaßrichtung gepolte Si-Diode, die mit den Vor widerständen R 11 und .Kl 2 in Reihe liegt, bewirkt den not¬ wendigen Basisstrom von Tll. In dem vorliegenden Fall genügt noch eine SA Y 16, um auch bei Vollaussteuerung den richtigen Basis¬ strom zu liefern. Wird das nicht beachtet, kann es zu erheblichen Unlinearitäten beim zu verstärkenden Signal kommen. Es würde an dieser Stelle zwar auch eine im C-Betrieb arbeitende Transistor¬ stufe ausreichen, nur wäre die zur Verfügung stehende Aussteuerung zu gering. Hinzu kommt, daß durch die Wahl des Arbeitspunkts die größte Verstärkung eingestellt werden kann. Mit dem Einstellregler Äll wird ein Kollektorruhestrom.von etwa 40 mA eingestellt. Bei Vollaussteuerung steigt der Kollektorstrom auf etwa 80 mA an. Wie hinreichend bekannt ist, bereitet die Ge- 9* 131 staltung des Kollektorkreises einige Mühe, weil die Kollektorimpe¬ danz nur bei etwa 30 Q liegt [5], [6]. Bei der Dimensionierung des Ausgangskreises wurde diesem Umstand Rechnung getragen. Am Ausgang der Schwingkreisanordnung stehen etwa 150 mW HF an 60 Q zur Verfügung. Mit dieser Leistung können schon QSOs ge¬ fahren werden, oder man steuert eine Endstufe mit diesem Signal an. Zu der Bemessung der beiden Drosseln Dr4 und Dr5 seien noch einige Hinweise gegeben. Bei nicht richtiger Auslegung kann die Basisdrossel mit der Spule L5 und der Drossel Dr5 einen Huth-Kühn- Oszillator bilden, der auf niederen Frequenzen schwingt, weil die Stromverstärkung der Leistungstransistoren höher ist. Im ungünstig¬ sten Fall kann es zur Zerstörung des KT 606 kommen. Daher dürfen diese Drosseln etwa nur bis 3 pH Induktivität haben [4]. Diese In¬ duktivität erreicht man mit 2 Wdg. auf einem kleinen Doppelloeh- kern bzw. mit anderen Ferritmaterialien, wie durchbohrten Zylinder¬ körpern usw. Diese ffufA-Kü/in-Schwingungen führen immer dazu, daß das aus¬ gestrahlte Sendesignal mit einem «Gartenzaun» behaftet ist. Es muß also nicht immer eine Mischstufe sein, die Nebenprodukte erzeugt. In solchen Fällen lohnt sich die Kontrolle der Betriebsspannung mit einem Oszillografen. Auch sollte man alle Abblockungspunkte über¬ prüfen und gegebenenfalls die Werte der Kondensatoren verändern. 10-pH-UKW-Drosseln lassen sich nicht einsetzen, da die Induktivi¬ tät zu groß ist und im Zusammenhang mit den Abblockkondensatoren ein Schwingkreis entstehen kann, der bei etwa 100 kHz bis 500 kHz arbeitet. Die Schaltung geht auf einen Vorschlag von DM 2 DBO zurück und wurde vom Verfasser überarbeitet. Abgleich der Baugruppen Der VFO sollte nach Möglichkeit temperaturkompensiert sein. Die Kontrolle der Frequenz läßt sich mit einem Allwellenempfänger oder mit einem Dip-Meter vornehmen. Das Signal der Vervielfacherstufen kann in den meisten Fällen vom Amateur nicht mehr abgehört wer¬ den. Hier sind die Schwingkreise im uneingebauten Zustand mit einem Dip-Meter auf Resonanz zu bringen, wobei der Kern etwa halb in die Spulen eingetaucht sein sollte. Der Feinabgleich kann im aufbaufertigen Zustand vorgenommen werden, wobei der Kollektor¬ strom ein wichtiges Hilfsmittel der Anzeige ist. Es wird auf Kollek¬ torstrommaximum abgeglichen. Das Dip-Meter sollte man zur Kon¬ trolle einsetzen, ob auch die richtige Frequenz getroffen wurde. Die richtige Funktion des 10,7-MHz-Oszillators wird überprüft, indem man den Kollektorstrom des Oszillator-Transistors beobach- 132 Bild 8 Ansicht der bestückten Leiterplatte des Sendermischers mit Verstärker Bild 9 Ansicht der Leiterplatte für den VFO-Vervielfacher tet. Ohne eingesetzten Quarz fließt ein geringerer Strom als mit Quarz. Bei der Mischerbaugruppe muß beim Abgleieh der Schwingkreise genauso verfahren werden wie beim VFO-Vervielfacher. Um auch die gewünschte Bandbreite zu erhalten, darf man die Kopplung der Bandfilter nicht verändern, d.h., die Spulen sollten genau an dem Platz aufgebaut werden, wie er auf den Leiterplatten eingezeichnet ist. Spulendaten für die Frequenzaufbereitung des FM-Transceivers Ll - Aufgebrannte Silberspule auf Keramikkörper; 0,75 pH L2 - 15 Wdg., 0,3-mm-CuL, auf Spulenkörper mit 5-mm-Außen- durchmesser L3,4,5 - 7 Wdg., 0,3-mm-CuL, auf Spulenkörper mit 5-mm-Außen- durchmesser L6 - 6Wdg., 1-mm-CuAg, auf 6-mm-Dorn gewickelt L7 - wie L6, jedoch mit Anzapfung bei 1,5 Wdg. vom kalten Ende L8 - 6 Wdg., 1-mm-CuAg, auf 6-mm-Dorn gewickelt, Anzap¬ fung bei 3. Wdg. L9 - wie L6, Abgleich durch Auseinander- oder Zusammen- Hrücken der Spule L10 - 4 Wdg., 0,8-mm-CuAg, auf Spulenkörper mit 5-mm-Außen- durchmesser, Abgleich mit Kern M 320 Lll - 5 Wdg., 0,8-mm-CuAg, auf Spulenkörper mit 5-mm-Außen- durchmesser, Abgleich wie L10 L12 - 3 Wdg., 1-mm-CuAg, auf 6-mm-Dorn gewickelt L13 - f> Wdg., 1-mm-CuAg, auf 6-mm-Dorn gewickelt L14 - 6 Wdg., 1-mm-CuAg, auf 6-mm-Dom gewickelt Dr4,ä - 2 Wdg., 0,5-mm-CuL, auf Doppellochkern 7,5 mm X 4,0 mm x 4,6 mm, M 320 Ü1 - 3...4 Wdg., 0,3-mm-CuL, auf Doppellochkern 14 mm x 12 mm x 8 mm, M 320 Literatur [1] Lechner, D.: 10,7-MHz-Quarzfllter in KW-Sendern und -Empfängern? FUNK¬ AMATEUR 25 (1976), Heft 10, Seite 501 [2] Dr. Rohländer, W.: Optimal-TranSistor-VFO (HFO), Elektronisches Jahr¬ buch 1975, Seite 160, Militärverlag der DDE. (VEB) - Berlin 1974 [3] Rohde, U. L,: Zur optimalen Dimensionierung von UKW-Eingangsteilen, Internationale Elektronische Rundschau (1973), Heft 5, Seite 103 [4] Fortier, H.-TJ.: Doppel-MOSFET-Konverter mit dem KP 350 A, Elektroni¬ sches Jahrbuch 1978, Seite 184, Militärveriag der DDR (VEB) - Berlin, 1977 [5] Brandt, H.-J.: Leistungsendstufen für das 2-m-Band mit dem Transistor 2 N 3632, UKW-Berichte 10 (1970), Heft 1, Seite 48 [6] Knietzsch, M.: Transistor-PA-Stufen für das 2-m-Band, Elektronisches Jahr¬ buch 1978, Seite 168, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1977 [7] Knietzsch, M.: Das 10,7-MHz-Quarzfllter FTS 36-C50, FUNKAMATEUR 25 (1976), Heft 10, Seite 503 134 Dipl.-Ing. Bernd Petermann - DM 2 BTO CQ-Rufgeber mit variablem Text und automatischer Sende/ Empfangs - U mschaltung 1. Konzeption Bei der Konzeption dieses Ruf Zeichengebers wurden neben einem festen Text, wie z. B. bei Kennungsgebern für Funkpeilwettkämpfe, einige weitere Funktionen vorgesehen: - variabler Ruftext, - variable Rufzeichen, - keine überflüssigen Pausen im Text, auch nicht bei Textvariation, - automatische Sende/Empfangs-Umschaltung mit Start/Stop-Sehal- ter, - vollautomatische Sende/Empfangs-Umschaltung mit getrennten variablen Sende- und Pausenzeitgebern, - automatische Sendeaufforderung für die Gegenstation («+K») bei Rufende. Dabei wird nach dem Stopsignal zuerst der Ruftext zu Ende ge¬ geben, dann die Sendeaufforderung angefügt und danach auf Emp¬ fang geschaltet. Die ersten beiden Eigenschaften dieses Rufzeichen¬ gebers werden von einer moderneren Speicher- (Memory-) Taste besser erfüllt. Wenn diese jedoch mit Schieberegister arbeitet, ist die 3. For¬ derung nur noch unvollkommen zu erfüllen. Die letzten S Forderun¬ gen sind jedoch auch bei einer solchen Speichertaste im allgemeinen nicht vorgesehen. Eine dem hier für die automatische Sende/Emp¬ fangs-Umschaltung vorgesehenen Schaltungsteil ähnliche Anordnung könnte auch eine Speichertaste vervollkommnen. Die Schaltung ist mit leicht erhältlichen Bauelementen aus der DDR-Produktion aufgebaut, so daß ein Nachbau nicht auf Schwie¬ rigkeiten stoßen dürfte. Beim heutigen Bauelementeangebot dürften sich auch andere Lösungswege in Hinblick auf die Bestückung an¬ bieten (andere IS für den Ringzähler, auch IS an Stelle der Tran¬ sistorgatter, für den Selektor und für die Flip-Flops). Bei der folgenden Beschreibung kann aus Platzgründen auf Einzel- 135 136 Bild 1 Übersichtsschaltplan des CQ-Rufgebers heiten wenig eingegangen werden; als Erstlingswerk dürfte sieh die¬ ses Objekt aber ohnehin kaum eignen. 2. Übersichtsschaltplan Der Übersichtsschaltplan (Bild 1) soll nur zur Verdeutlichung der Funktion des Gesamtgeräts und zur Unterstützung der Ausführungen in den einzelnen Abschnitten dienen, so daß an dieser Stelle nicht weiter* auf ihn eingegangen zu werden braucht. 3. Textaufbau Der Textaufbau erfolgt nach einem weitverbreiteten Schema (s. Bild 2). Die Spalten (hier 1...36) einer Matrix werden durch ent¬ sprechende Ansteuerung nacheinander einzeln an ein bestimmtes Potential gelegt. Zeilenweise kann man Entkopplungsdioden so an¬ ordnen, daß dabei ein gewünschter (Teil ) Text ent steht. Bei mehreren Zeilen mit unterschiedlichen Teiltexten entstehen folglich parallel an den einzelnen Zeilen («Sammelleitungen») die entsprechenden Text¬ teile. Der Selektor bewirkt, daß immer nur eine Zeile auf den Ausgang geschaltet wird. Nach Ablauf einer Zeile wird ein Impuls auf den Selektor gegeben, worauf dieser die nächste (von hier insgesamt 6 Zeilen) an den Ausgang schaltet. Auf diese Weise könnte man jedoch nur einen festen Text, der Spaltenanzahl x Zeilenanzahl lang ist, «ablesen». Bei kürzerem Text bliebe am Ende eine entsprechend lange Pause. Um den Text varia¬ bler zu machen, wurden folgende 3 Erweiterungen vorgesehen: - Für eine bestimmte Zeile können unterschiedliche Textteile mit einem Schalter wahlweise eingeschaltet werden. - Es können Zeilen übersprungen werden (insbesondere die letzte, um die Sendeaufforderung für die Gegenstation nur zum Schluß des gesamten Sendezyklus wieder einzublenden). - Die Zeilen können verkürzt werden. Das ist notwendig, weil ein¬ mal die wahlweise einzuschaltenden Textteile unterschiedliche Länge haben und zum anderen die jeweiligen variablen Textteile mehreren Zeilen zugeordnet werden. Bei der Spalte, die dem vorgezogenen Zeilenende entspricht, wird je eine «Zeilenenddiode» angeordnet, die im Zusammenhang mit einem besonderen Selektor das Zurückspringen auf Spalte 1, und dadurch auch das Umschalten des Textselektors auf die nächste Zeile, bewirkt,. 137 4. Programmierung Zur Programmierung werden die einzelnen Zeilen entsprechend dem vorgesehenen Text, nach der Regel ein Punkt = 1 Diode, ein Strich = 3 aufeinanderfolgende Dioden, bestückt. Für den Abstand zwischen Punkt und Strich wird eine Spalte, für einen Zeichenabstand werden 3 Spalten und für einen Wortabstand 5 Spalten ausgelassen. Bei einer vorzeitig zu beendenden Zeile setzt man an der entsprechenden Spalte eine Zeilenenddiode ein. Dabei muß man beachten, daß diese Spalte selbst bereits weggelassen ist, weil sofort zu Beginn der entsprechen¬ den Zeitdauer zurück- und auf die nächste Zeile geschaltet wird. Die erste Spalte - zumindest der ersten und zweiten Zeile — wird nicht bestückt, da sonst bereits in Ruhestellung ein Signal am Ausgang entsteht. Bild 2 stellt diese Zusammenhänge besser als die Beschrei¬ bung dar. Daraus kann man auch ersehen, welche Variationsmöglich¬ keiten beim Muster eingebaut wurden: Zeile 1 - CQ, DX, TEST, Überspringen dieser Zeile; Zeile 2 - CQ, DX, TEST, DM; Zeile 3- DE DM; Zeilen 4 und 5-2 BTO, 2 YLO, 0 FA (zu lang für eine Zeile); Zeile 6 — + K (wird normalerweise übersprungen und nur nach dem Stopsignal und nachfolgendem Erreichen des Endes von Zeile 5 eingeschaltet). Dabei lassen sich die Textteile der Zeilen 1 und 2 gesondert mit S1 bzw. S2 wählen, die Textteile der Zeilen 4 und 5 werden mit demselben Schalter S3 umgeschaltot, da sie immer zusammen- Jpa/te1 2 3 V 5 6 7 8 91011121314 ISIS 171819202122232425282728293031323334353ß > Zeilen 1,2 'leite 3 Zeile ff Bild 2 Die Zeichenbildung mit der Diodenmatrix. Es sind die im Rufzeichengeber eingebauten Textvarianten eingetragen. Die Dioden sind nur schematisch dargestellt. Die Anoden liegen jeweils an der Spaltenleitung, die Katoden an der Zeilenleitung 138 gehören. So lassen sich z.B. «CQ CQ DE DM 2 BTO» oder «DX TEST DE DM 0 FA» oder beliebige andere Teiltextkombinationen wählen. Später sollen noch «TVI» in der 1. Zeile (für TVI TEST) und «ING» in der 2. Zeile (für TESTING) in der 2. Zeile eingebaut werden. Wei¬ tere Ergänzungen sind möglich. Die gleichen Textteile für die Zeilen 1 und 2 werden jeweils nur einmal vorgesehen; diese Teil-Diodenmatrizen lassen sich doppelt ausnutzen. Zugleich müssen in den Zeilen 1, 2 und 5 die Enddioden mit umgeschaltet werden (der Umschalter für Zeile 1 erhält noch eine zusätzliche Ebene, um das Überspringen dieser Zeile zu steuern). Die Zeile 3 benötigt keine Enddiode, da der Textteil die Spalte zu¬ fällig gerade ausfüllt. Bei der Zeile 4 gilt das gleiche, da der zu¬ gehörige Textteil sowieso in der 5. Zeile fortgesetzt wird. Über die Enddiode in der 6. Zeile wird die Sende/Empfangs-Um- schaltung gesteuert. Ihre Lage hängt davon ab, wie lange nach dem letzten gesendeten Zeichenelement auf Empfang geschaltet werden soll. Man wird in diesem Fall nicht noch einen Wortabstand folgen lassen, sondern unmittelbar danach oder nach einer Punktlänge, wie in Bild 2 dargestellt, umschalten. 5. Taktgeber Der Taktgeber (Bild 3) bestimmt die Telegrafiegeschwindigkeit. Er muß die Ansteuerimpulse für den ersten Ringzähler bereitstellen. Besonders einfach im Aufbau sind astabile Multivibratoren mit komplementären Transistoren. Außerdem lassen sie mit einfachen Mitteln einen großen Frequenz- bzw. Periodendauerbereich zu. In allen 3 zeitbestimmenden Schaltungen des Geräts wurden deshalb solche Komplementär-Kippschaltungen eingesetzt. Am Emitter des oberen Transistors läßt sich dabei ein negativer Nadelimpuls ab¬ nehmen, an dem Widerstand nach +14 V ein positiver. Der Einsatz von T3 (T28, T35; Konstantstromquelle) erlaubt mit geringer Kapa- 139 +27V Takt SOkSSX, 'CW-Tempp' lffMr Bild 3 Stromtauf plan des Taktgebers zität das Erreichen großer Zeiten und das Verwenden eines relativ niederohmigen Potentiometers, wobei man für die hier vorkommen¬ den Zwecke eine günstige Einstellcharakteristik erhält. Die Basis¬ dioden bei der eigentlichen Kippschaltung sind erforderlich, damit die Basis-Emitter-Strecken nicht mit zu hoher Sperrspannung beauf¬ schlagt werden. 6. Programmwahlschaltkreis U 700 Die IS U 700 war der erste höher integrierte Schaltkreis, der in der DDR im Amateurbedarfshandel zu haben war. Für die Zusammen¬ schaltung mit einer Diodenmatrix ist er in der Anwendung als östelli- ger Ringzähler mit Voreinsteil- bzw. Rückstellmöglichkeit gut ge¬ eignet. 3 Schaltkreise ergeben in der hier gewählten Zusammen¬ schaltung einen maximal möglichen Textumfang von 6x6x6 Zei¬ chenelementen, d.h. 216 bit, was für einen übliehen CQ-Ruftext völ¬ lig genügt. Die IS U 700 hat 6 (Sensor-) Eingänge, mit denen die beiden jeweils zugehörenden und voneinander entkoppelten Ausgänge an die IS-Betriebsspannung von +27 V gelegt werden können. Die Ausgänge a 31 und a 32 z.B. werden also an +27 V geschaltet, wenn am Eingang e 3 eine Spannung von weniger als +18 V liegt. Sie darf aber nicht unter +2V sinken (Grenzwert). Alle anderen Ausgänge sind dann nicht durchgeschaltet, sie führen kein bestimmtes Poten¬ tial, hängen sozusagen «in der Luft». Die Ausgänge lassen sich maxi- 140 mal mit je 2 mA belasten. Damit sich der Schaltzustand nicht ver¬ ändert, soll die Eingangsspannung im Bereich + 25 V bis + 27 V bleiben. Durch einen gegenüber + 27 V negativen Impuls am Fernsteuer¬ eingang e, wird mit seiner H/L-Flanke der Ringzähler um eine Stelle weitergeschaltet; in dem Beispiel sind dann die Ausgänge a 41 und a 42 durchgeschaltet. Beim Impuls muß an e, eine Spannung zwischen + 18 V und +2 V erreicht werden. Anmerkung Zweckmäßigerweise wurden in diesem Fall - entgegen dem Daten¬ blatt - die Spannungsangaben auf den negativen und nicht auf den positiven Betriebsspannungsanschluß bezogen. Außerdem ist zu be¬ achten, daß der Schaltkreis einige Eigenschaften aufweist, die seine Anwendung zur Programmwahl in keiner Weise einschränken, hier aber stören. Es entstehen beim Umschalten an den nichtbetroffenen Ausgängen z. T. kurze Impulse. Außerdem ist eine stabile Durch¬ schaltung der Ausgänge nur bei genügend langem Anlegen der ent¬ sprechenden Eingangsspannung an die zugehörigen Sensor-Eingänge (ej...e 6 ) gewährleistet. Andernfalls ergibt sich danach wieder der alte bzw. ein falscher Sehaltzustand. (Das könnte damit Zusammenhängen, daß durch eine im Schaltkreis getroffene Maßnahme beim Einschal¬ ten immer die Schaltstellung 1 eingeschaltet wird.) Am stabilsten arbeitet die Rückstellung bei der Schaltposition 2, so daß diese für IS 1 und IS 2 als Ausgangsstellung benutzt wird. In den Stromlaufplänen wurde das berücksichtigt. Das Vorhanden¬ sein einiger Kondensatoren ist ebenfalls durch diese Unregelmäßig¬ keiten erforderlich gewesen. Bild 4 zeigt die Anschlußbelegung der IS U 700 (von oben gesehen). Bei einer Neukonstruktion würde die Verwendung anderer hochintegrierter Schaltkreise solche Schwierig¬ keiten vermeiden können. a K a 2Z a 31 a U a S1 07 a n a 2 , *277 a& a« nnnnnnnnnrin 22 72 U100 1 1 _ 77 UUUUULIUUU u IX e s e, e 3 *277 e 6 o« e z e 4 e s a«z %2 e s - Fernsteuereingang (Ringzähler) Cj...e B Sensoreingänge a-n-Od Ausgänge an, ff 72 asw. unabhängige Ausgänge derselben Schaltstellung Bild 4 Anschlußbelegung der IS TT 700 1) (von oben gesehen) 141 7. Matrixaussteuerung Zur mittelbaren Ansteuerung der Diodenmatrix werden 3 Ring¬ zähler mit der IS U 700 benutzt. Zwischengeschaltet sind dann noch die Widerstandsmatrix bzw. die Selektorstufen. Die Bauelemente zwischen 1. und 2. Ringzähler bewirken, daß beim Rückschalten des letzten Ausgangs (a 12 ) von IS1 in die Ruhestellung IS2 jeweils um eine Stellung weitergeschaltet wird. Für das Weiterschalten der 3. IS läßt sich dieses Prinzip nicht an¬ wenden, da der gesamte Zyklus nicht immer durchlaufen wird (ver¬ kürzte Zeilen, s. o.), also der letzte Ausgang von IS2 überhaupt nicht immer die letzte Stellung erreicht. Als Kriterium dient in diesem Fall das gemeinsame Einschalten der Anfangsstellung von IS1 und IS2 nach Durchlaufen des gesamten Zyklus (36 Spalten) oder auch beim gemeinsamen Rückstellen von IS 1 und IS2 über die Eingänge e 2 . Das NAND-Gatter aus T4 und T5 bewirkt sofort, wenn die beiden Aus¬ gänge a 22 durchgeschaltet sind, ein Weiterschalten von IS3 (nächste Zeile). IS3 wird völlig regulär betrieben (die erste Schaltstellung ent¬ spricht auch der ersten laut Anschlußbezeichnung). Die Eingänge e x und e 2 werden benutzt, um über die Gatter der Übersprungselek¬ toren unabhängig von e a die übernächste Zeile zu erreichen (s. Bild 2 und Bild 7). 8. Widerstandsmatrix Die Widerstandsmatrix (Bild 6, oben) dient dazu, die 2x6 Aus¬ gänge von IS1 und IS2 zu den nach Abschnitt 3. erforderlichen 36 Spalten zu verknüpfen. Da die IS-Ausgänge im nicht durch¬ geschalteten Zustand offen sind, müssen durch die 22-kQ-Wider¬ stände die Potentiale gegen das «0»-Potential gezogen werden. Die Rückstellung M - Widerstundsmatrix Bild 5 Beschaltung der 3 IS zur Matrixansteuerung +277 adr* TW atb-T11 Überspringen Zei/e6 Zeilel +nv 142 Werte der 220-kfl-Widerstände sind ein Kompromiß zwischen der durch sie bewirkten Anhebung der «((»-Potentiale auf etwa 1,25 V und dem für T12 bis T17 notwendigen Basisstrom. Durch die Matrix entstehen an den Spaltenleitungen drei mögliche Spannungswerte, von denen sich für die Auswertung nur der höchste nutzen läßt. Das mittlere Niveau - etwas über 14 V - muß unter¬ drückt werden. Dazu wird das Spannungsniveau der Auswerteschal¬ tung (Selektoren) auf +14 V angehoben. Die Durchlaßspannungen der Matrixdioden und die Basis-Emitter-Schwellspannungen von T12 bis T17 bewirken dann endgültig, daß die Transistoren nur beim höchsten Niveau angesteuert werden. 9. Diodenmatrix Alles Wesentliche dazu wurde bereits in den Abschnitten 3. und 4. gebracht. Bild 2 zeigt die Positionierung der Dioden, in Bild 6 (unten) ist diese Matrix nochmals angedeutet. Alle Katoden der Textdioden einer Zeile werden also verbunden. Mit den Schaltern S1 bis S3 kön¬ nen die jeweils gewünschten Textzeilen ausgewählt werden. Sie er¬ gänzen die Diodenmatrix. Wie die Dioden angeordnet sind, ist in Bild 5 nur für die erste Möglichkeit der 1. bzw. 2. Zeile («CQ») an¬ gedeutet. 10. Auswerteschaltung (Selektoren) Die Selektoren (Bild 7) sind mit Transistoren aufgebaute kombi¬ nierte NAND-Gatter mit je 2 Eingängen. Sie verarbeiten von der Diodenmatrix gelieferte Impulse nur weiter, wenn der der entspre¬ chenden Zeile zugeordnete Ausgang von IS3 durchgeschaltet ist. Nur das Gatter mit Tll, T24 und T25 (Selektor für das Überspringen der 6. Zeile) hat noch einen 3. Eingang. Die Kollektoren von T12 bis T17 sind ebenso wie die von T19 bis T21 noch als ODEB-Schaltung zusammengeschaltet. T12 bis T17 steuern dabei die Treiberstufe (T18) für das Tastrelais. 11. Zeitablaufsteueruug Die Zeitablaufsteuerung realisiert die letzten 3 der im Abschnitt 1. genannten Funktionen. Mit der Start-Taste werden beide Flip-Flops und die komplemen¬ täre Zeitgeber-Kippschaltung 1 (T26, T27) in die Ausgangslage ver- 144 10 Schubert, Eljabu 1979 Bild 7 Stromlaufplan der Selektorgatter («. Bild 1 ) setzt. Dabei schaltet das vom Flip-Flop 2 direkt gesteuerte Sende/ Empfangs-Relais die angeschlossene Station auf Senden. Wenn die mit P2 einzustellende Textzeit abgelaufen ist, entsteht am Kollektor¬ widerstand von T26 ein positiver Impuls, der das Flip-Flop 1 (T29, T30) zurücksetzt. Das gleiche ist auch vor Ablauf der Textzeit durch Betätigen der Stop-Taste möglich. Das Zurückkippen des Flip-Flops bewirkt über T25 (Bild 7), daß die Sperrung der Zeile 6 aufgehoben wird. Dabei läuft der Text, unabhängig von der gerade erreichten Stelle, bis zum (vorgezogenen) Ende der Zeile 5 weiter. Dann folgt an Stelle von Zeile 1 bzw. 2 aber die Zeile 6 (« + K» - Sendeaufforderung für die Gegenstation). Nach dem Textende von Zeile 6 stellt der von der Textende-Diode abgegebene und über T11/T22 selektierte Im¬ puls das Flip-Flop 2 (T31, T32) zurück, womit auch das Sende/Emp¬ fangs-Relais wieder abfällt, die Station also automatisch auf Empfang geht. Weiter wird eine Spannung auf die Rückstelleingänge von IS1 und 152 gegeben, wodurch diese in der Startstellung festgehalten werden, unabhängig davon, daß der Taktgenerator weiterläuft. Das Rück¬ stellen bewirkt außerdem (s. a. Abschnitt 7.) das Weiterschalten von 153 auf Zeile 1 bzw., wenn Zeile 1 übersprungen wird, auf Zeile 2. Da die erste Spalte bei den Zeilen 1 und 2 frei ist, bleibt das Tast¬ relais abgefallen. Letzten Endes erhält auch das in der Kollektor¬ leitung von T32 liegende Potentiometer P3 Spannung, wodurch die komplementäre Kippschaltung (T33, T34) über T35 aktiviert wird. Der 10-|i.F-Kondensator kann sich in einer mit P3 einzustellenden Zeit bis zur Kippspannung von T33, T34 aufladen. Der Kippimpuls bewirkt über T36 ein Rückstellen der gesamten Anordnung; ebenso wie es bei Betätigung der Start-Taste der Fall ist: Die Station wird auf Senden geschaltet, IS1 und IS2 werden frei¬ gegeben, und da bereits rückgestellt wurde, beginnt der Text auch am Anfang. Durch Drücken der Start-Taste kann die Pause auch vorzeitig abgebrochen werden. Bei Rechtsanschlag von P2 bzw. P3 erhalten die 10-y.F-Konden¬ satoren keinen Ladestrom mehr, die Sende- bzw. Pausenzeit ist ((un¬ endlich» ; die Schaltung läßt sich nur über die Start- bzw. Stop-Taste steuern. 12. Netzteil Der Netzteil bietet keine Besonderheiten; die beiden Z-Dioden sollen zusammen eine Z-Spannung von 27 V haben, die untere 14 V. Kleine Kühlflächen sind ratsam. Die beiden Lampen verbessern die Stabili¬ sierungswirkung. Eine davon wirkt gleichzeitig als Netzkontrollampe. 146 Aufhebung Überspringen Zeile 6 10 * 147 Bild 8 Stromlaufplan der Ablaufsteuerung IxSYZOl JG&Tn _I M55\ ifWji~ ~WOß 50V \ 50V - 2* 721//5iJ/Wl 12 sind die vertikalen Erhebungswinkel der Hauptstrahlung für beide Antennenformen weitgehend identisch. Bei geringeren effektiven Antennenhöhen ist das Cubical Quad überlegen, da sein Abstrahlwinkel nicht so stark angehoben wird wie der einer 3-Element-[1], [11]. Das Cubioal Quad ist somit umgebungsunempfindlicher. Hybrid-Quads Als Hybrid-Quads kann man alle Antennenformen bezeichnen, bei denen mindestens das gespeiste Element die Form eines Quad oder Doppel-Quad hat. Die Direktoren, und meistens auch die Reflektoren, sind vom Yagi- Typ. Da es sich also um «Kreuzungen» zwischen Quad und Yagi handelt, wurde neuerdings auch die Kurzbezeichnung Quagi geprägt. Aus mechanischen Gründen können Hybrid-Quads prak¬ tisch nur im VHF- und UHF-Bereich auf gebaut werden. Zur Wirksamkeit einer Quagi führte Overbeck [12] ein eindrucks¬ volles Experiment durch: Versuchsobjekt war eine industriell her¬ gestellte Yagi -Antenne für das 70-cm-Band mit Gamma-Anpassung für die Erregung über 50-Q-Koaxialkabel. In der Firmenschrift war diese Antenne mit einem Gewinn von 13,5 dB d propagiert. Tatsäch¬ lich gemessen wurden nur 6,4 dB d ! Als man den gespeisten Ualb- wellendipol entfernte und durch ein einfaches Quad-Element ersetzte, stieg der Gewinn unter gleichen Meß Verhältnissen auf 9,8 dB d . Dabei wurden keinerlei andere Veränderungen an der Yagi vorgenommen, und auch die Erregung erfolgte unverändert über 50-D-Koaxial¬ kabel. Als Ergebnis dieser ermutigenden Versuche entwickelte Over¬ beck Quagi-Antennen für die VHF- und UHF-Amateurbänder, deren prinzipiellen Aufbau Bild 6 zeigt. Es handelt sich um 8-Element- Antennen mit einer relativen Antennenlänge von 22. Die Speisepunkt¬ impedanz ist 60 Q symmetrisch, die Erregung wird direkt über ein entsprechendes Koaxialkabel ohne Symmetriewandler vorgenommen. Der Gewinn wurde bei mehreren Messungen mit minimal ll,5dB d und maximal 14,2 dB d ermittelt. Diese Quagi ist in [12] ausführlich beschrieben. Beim sogenannten Parabeam , der vorzugsweise in Großbritannien verwendet wird, besteht das gespeiste Element aus einem Doppel- 11 * 163 Bild 7 Das gespeiste Doppel - Oblong-Element des Para- beam; a — Frontansicht, b - Seitenansicht Bild 8 Gestockte Quagis und ihre Erregung; a - Beispiel einer Quagi «4 über 4 *, b - gespeistes Element der *4 über 4 » mit Längenangaben {bezogen au / A), c - Variante mit größerer Breite (0,2322.), d - Variante mit größerer Höhe ( 0,6322) Quad nach Bild 4b; genauer gesagt handelt es sich um ein Doppel- Oblong (s. Bild 2 a) mit den Verhältnissen V: H von etwa 1 : 1,9. Wie aus Bild 7 hervorgeht, besteht eine Besonderheit dieses Doppel- Oblong darin, daß es mit einem Öffnungswinker von 158° zur Direk¬ torenreihe hin abgewinkelt ist. Diese Maßnahme bewirkt eine gün¬ stige Ankopplung der Direktorenreihe an das gestockte Erreger¬ element. Der Reflektor besteht entweder aus einem gleichartigen Dop¬ pel-Oblong entsprechender Resonanzbemessung (vorzugsweise im UHF-Bereich) oder aus zwei konventionellen gestreckten Reflektor¬ stäben, die parallel hinter der oberen und der unteren Horizontalen des Doppel-Oblong angeordnet sind. Vergleicht man den Parabeam mit einer gleichlangen «echten» Yagi- Antenne, ergeben sich für den 164 Parabeam folgende Vorteile: Antennengewinn um 3 dB größer, er¬ heblich größere Frequenzbandbreite und hoher Speisepunktwider¬ stand (etwa 280 Q symmetrisch). Ausführungsbeispiele zum Para¬ beam befinden sich in [8]. ' Wird das Doppel-Oblong eines Parabeam so verformt, daß die senk¬ rechten Seiten länger werden (bei entsprechender Verkürzung, der waagrechten Abschnitte), so entsteht ein Doppelelement, dessen oberer waagrechter Abschnitt vom unteren >0,51 entfernt ist. Es bietet sich deshalb an, jedem dieser äußeren Elemente eine Direk¬ torenreihe zuzuordnen, und man erhält auf diese Weise ein gestocktes Yat/'i-System mit zentraler Erregung. In Bild 8 a ist eine solche - an¬ geblich skelettschlitzerregte - gestockte Yagi aufgezeichnet. Wird das Erregerelement gesondert untersucht (Bild 8b), ergibt sich durch Addition der auf I bezogenen Abschnitte A + B + C + D = A' + B' + C' + D = 1,0171. Das ist gerade der Resonanzumfang eines Quad-Elements (etwa 2% > 1). Betrachtet man das Element als Skelettschlitz, würde die Strecke A + A' (bzw. C + C') die Schlitz¬ länge darstellen. Sie beträgt in diesem Fall 0,5531, und sie liegt auch bei 5 anderen untersuchten «Skelettschlitzerregern» dieser Art immer zwischen 0,541 und 0,571. Der Schlitzstrahler verhält sich aber be¬ züglich Resonanzbemessung wie ein normaler Halbwellendipol, des¬ halb müßte die.«Schlitzlänge» kleiner als 0,51 sein [13]. Unterstellt man dem Erregerelement die Wirkungsweise eines Doppel-Oblong, könnten Bemessungen nach Bild 8c und Bild 8d noch Verbesserungen bringen. Bei Erhaltung der Strahlerresonanz und des Stockungsabstands können die gleichphasig erregten strah¬ lenden Abschnitte B und B' auf 0,2321 verlängert werden, wodurch D auf die gleiche Länge gebracht wird (Bild 8c). Soll der Stockungs¬ abstand vergrößert werden, beläßt man die Breite B mit 0,1841 und vergrößert die Höhe A + A' auf Kosten der «Überlänge» von D. Nach Bild 8d wird dann der Stockungsabstand 0,6321 (annähernd 5/81). Gestockte Fog'*-Antennen mit solchen Erregerelementen wer¬ den in [8] und [9] beschrieben. Klare Verhältnisse bestehen bei gestockten Hybrid- Yagis, bei denen das von Roggensack entwickelte Doppel-Quad in Diamond-Form (Bild 4a) als Erregerelement verwendet wird. Es hat sich bereits als Hybrid-Doppel-Quad, nur mit gestockten Reflektoren versehen, vor¬ züglich bewährt [14] und wurde von DL 7 KM durch Hinzufügen von 2 gestockten Direktorenreihen zu einer 2-Ebenen-Quagi weiterent¬ wickelt [15]. Bei einer relativen Antennenlänge von 21 und einem Stockungsabstand von 0,61 wird der gemessene Gewinn mit 15 dB d angegeben. Ebenfalls sehr gute Eigenschaften könnte man einem gestockten Yagi-System Voraussagen, dessen Erregerelement aus einem Doppel- 165 Delta-Loop besteht. Da die gleichphasig erregten Elemente relativ weit auseinanderliegen, lassen sich ohne Schwierigkeiten Stockungs¬ abstände von 0,7Ä und mehr erreichen. Man darf annehmen, daß horizontal polarisierte Quad-Elemente aller Bauformen im Gegensatz zu Halbwellendipolen auch noch be¬ stimmte vertikal oder diagonal polarisierte Anteile abstrahlen bzw. auf nehmen. Diese Annahme würde sich mit der Beobachtung decken, daß bei der Verwendung von Quads weniger Fading auf tritt als bei Y agi- Antennen. Bekanntlich treten im Übertragungsweg über weite Entfernungen im Kurzwellenbereich immer und im VHF-Bereich häufig Polari¬ sationsänderungen auf. Die «unsaubere» Polarisation eines Quad er¬ weist sich in diesem Fall als nützlich, denn es ist dann immer noch ein mehr oder weniger stark verminderter Empfang möglich. Sinn¬ gemäß läßt sich diese Erklärung auch auf den Sendefall übertragen. Ganz wellenschleifen, wie sie Quad-Elemente aller Bauformen dar¬ stellen, haben sich wegen ihrer guten elektrischen und günstigen mechanischen Eigenschaften als Bestandteil von Amateurfunk¬ antennen in allen Frequenzbereichen sehr bewährt. Sie werden auch weiterhin im Gespräch bleiben. Literatur [11 Rückert, H.: Quad-Probleme und dessen Lösung, cq DL, D-3507 Baunatal, 1977, Seite 6 bis 9 [2] Beicher IC asper: Loops vs. Dipoles - Analysis and Discussion, QST, Newing- ton 1976, Heft 8 [3] Lindsay: Quads and Yagis, QST, Newington, 1968, Heft 5 [4] Lawson, J «Loops vs. Dipoles - Where will it all end?», QST, Newington, 1977, H. 4, Seite 51 bis 52 [5] Lentz, R.: Loop-Yagi-Antennen, UKW-Berichte, Baiersdorf, 17 (1977) Heft 2, Seite 82 bis 88 [6] Rothammel, K.: Antennenbuch, 8. Auflage, Abschnitt 15.2. Das Oblong, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1975 [7] Sparks, R.: Build this C-T Quad Beam for Reduced Size, QST, Newington, 1977, Heft 4, Seite 29 bis 31 [8] RSGB: Radio Communication Handbook, Fifth Edition, Vol. 2, London 1977; Seite 12.80, 13.13, 13.14, 13.23 bis 13.26 [9] Rothammel, K.: Antennenbuch, 8. Auflage, Abschnitte 22.4.3. und 22.4.4., Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1975 [10] Ragaller, M.: Die 4-Quad-Serie, eine leistungsfähige, tragbare Antenne für das 2-m-Band, UKW-Berichte, Erlangen 10 (1970) Heft 4, Seite 200 bis 202 [11] Landskoi), H.: Evolution of a Quad Array, QST, Newington, 1977, Heft 3, Seite 32 bis 36 [12] Overbeck, W.: The VHF Quagi, QST, Newington, 1977, Heft 4, Seite 11 bis 14 [13] Rothammel, K Antennenbuch, 8. Auflage, Abschnitt 24.4. Schlitzantennen, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1975 [14] Rothammel, K.: Antennenbuch, 8. Auflage, Abschnitt 27.3.4. Die Hybrid- Doppelquad nach DL 7 KM, Militärverlag der DDR (VEB) — Berlin, 1975 [15] Rothammel, K.: Eine Be&m-Antenne von DL 7 KMfürdas2-m-Band, FUNK¬ AMATEUR, Berlin, 24 (1975), Heft 4, Seite 190 bis 191 166 Karl Rothammel - DM 2 ABK Die Beverage-Antenne In letzter Zeit ist die Beverage-Antenne bei den Funkamateuren ins Gespräch gekommen. Sie wird oft als die DX-Antenne für die lang¬ welligen Kurzwellen-Amateurbänder gelobt. Zunächst sei festgestellt, daß die Beverage keinesfalls eine Anten¬ nenneuheit darstellt; sie ist vielmehr «uralt» und vielen Funkama¬ teuren unter der Bezeichnung abgeschlossene Langdrahtantenne be¬ kannt. Wie Bild 1 zeigt, handelt es sich um einen möglichst langen Draht, der in etwa 3 bis 10m Höhe waagerecht über dem Erdboden ver¬ läuft. Zur Beverage -Antenne wird dieser Langdraht durch den Ab¬ schlußwiderstand Z s , der vom Antennenende zur Erde liegt. Der Abschlußwiderstand - man nennt ihn auch Schluckwiderstand - soll induktionsfrei sein und mit seinem Widerstandswert dem Wellen¬ widerstand Z A des Antennenleiters entsprechen. Z K ist vom Durch¬ messer des Antennendrahts, dessen Abstand von der Erdoberfläche und von den Erdverhältnissen abhängig. Man kann immer mit einem Wellen widerstand Z A von 500 bis 600 Q rechnen. Die Theorie Durch den Schluckwiderstand Z s wird der Antennenleiter mit seinem Wellen widerstand Z A zur Erde hin abgeschlossen. Damit ist eine Energieleitung entstanden, die Wanderwellen führt. Wanderwellen, L»A m , Hauptstrahlrichtung - J'V, 550C Ankoppelspule im Empfängereingang 7Z77777777777777777777777777777777777?77 H<*3...70m Zs ns 500...S00Q Bild l Schema einer Beverage- Antenne 167 auch fortschreitende Wellen genannt, sind dadurch gekennzeichnet, daß der Strom an allen Punkten der Leitung gleiche Größe hat. Das be¬ deutet weiterhin, daß solch ein abgeschlossenes Leitungssystem keine stehenden Wellen führt und somit auch keine Resonanzstellen auf¬ weist. Damit ist die Leitung frequenzunahhängig geworden, d.h., sie hat extrem große Frequenzbandbreite. Solche abgeschlossenen An¬ tennen, wie sie auch die T2FD-, die abgeschlossenen V- und die Rhom¬ bus-Antennen darstellen, kennzeichnet man deshalb auch mit dem Sammelbegriff aperiodische Antennen [1], Im allgemeinen betrachtet man eine mit ihreni Wellenwiderstand abgeschlossene Leitung als nicht oder nur sehr wenig strahlend. Bei der abgeschlossenen Antenne aber sind die beiden Leiter (Antennen¬ draht und Erde) so weit voneinander entfernt, daß die entgegen¬ gesetzten magnetischen Felder nur zum Teil einander aufheben. Das System ist deshalb strahlungsfähig und kann als Sende- und als Empfangsantenne eingesetzt werden. Richtwirkung und Gewinn Das Richtdiagramm der Beverage -Antenne ähnelt dem einer etwa gleichlangen abgestimmten Langdrahtantenne mit dem Unterschied, daß die Hauptstrahlungslappen, die in Richtung zum Einspeisungs¬ punkt zeigen, bei der aperiodischen Antenne fehlen. Bild 2 ver¬ anschaulicht diese Richtwirkung mit Strahlungsdiagrammen (idea¬ lisiert), die auftreten, wenn die Drahtlänge 2X - bezogen auf die Betriebswellenlänge - beträgt. Die Beverage -Antenne ist demnach eine unidirektionale Richtantenne, und man kann mit grober Annäherung sagen, daß bei ihr die Energie der fehlenden Strahlungskeulen aus der unterdrückten Richtung im Schluckwiderstand «verheizt» wird. Das bedeutet gleichzeitig, daß der Abschlußwiderstand im Sendefall eine Belastbarkeit von 50% der gelieferten HF-Senderleistung aufweisen sollte. Bild 2 Horizontaldiagramm von Langdrähten, Länge 2h; a - abgestimmter (offener) Langdraht, b - Beverage- Antenne (abgeschlossener Langdraht) 168 Der Gewinn steigt mit der Vergrößerung des Verhältnisses von Drahtlänge zu Betriebs Wellenlänge. Mit zunehmender Drahtlänge verlagern sich die Hauptstrahlungslappen immer mehr zur Draht¬ spannrichtung. Dabei wird die Antenne richtungsschärfer und der Er¬ hebungswinkel flacher. Reproduzierbare Gewinnaussagen können für die Beverage -Antenne kaum gemacht werden, da in diesem Fall die un¬ terschiedlichen Erdungsverhältnisse eine entscheidende Rolle spielen. Die Praxis Die Drahtlänge einer für die Amateurbänder 80 m und 40 m brauch¬ baren Be«era< 7 e-Antenne sollte nicht unter 100m betragen; 500m könnte man als durchaus normal bezeichnen, und selbst 1000 m wären kein übertriebener Luxus. Daraus geht schon hervor, daß diese Antenne nur an dünn besiedelten Stadträndern oder in ländlichen Gegenden errichtet werden kann. Eine leichte Bebauung durch Waldstreifen, Obst bäume, Hecken, einzelne Zweckgebäude usw. stört nicht. Wichtig ist aber, daß der Abschlußwiderstand eine einwand¬ freie HF-Erdüng vorfindet. Ein Staberder am Antennenende, der möglichst bis ins Grundwasser reicht, ist bei feuchtem Boden günstig, während bei trockenen Böden mit tief liegendem Grundwasserstand ein Netz von flach eingegrabenen, radial verlaufenden Erdungs¬ drähten empfohlen wird. Am besten eignet sich eine Kombination von Staberder und radialem Erdungsnetz. Als wirkungsvolle Ersatz¬ erde könnte auch ein Gegengewicht benutzt werden, das auf oder knapp unter der Erdoberfläche zu verlegen ist. Die Länge soll gleich der des Antennenleiters sein. Bei Gewittern ist der Abschlußwiderstand sehr gefährdet, deshalb wird ausreichende Ersatzhaltung empfohlen! Das ist kein Problem, wenn die Beverage nur als Empfangsantenne betrieben wird, denn dann genügen einfache Schichtwiderstände beliebiger Toleranz und Belastbarkeit. Die Speisepunktimpedanz der Beverage entspricht ihrem Wellen¬ widerstand und beträgt etwa 550 ff über den gesamten Anwendungs¬ bereich. Für den Empfangsbetrieb kann die Antennenankopplungs- spule so bemessen werden, daß Anpassung vorhanden ist. Bei indu¬ striell hergestellten Empfängern möchte man meistens Eingriffe in die mit etwa 60 fl bemessene Eingangsschaltung vermeiden. In die¬ sem Fall kann man ohne besondere Nachteile direkt anschließen, weil die Fehlanpassung gehörmäßig kaum zu bemerken ist. Wer aber be¬ sonderen Wert auf saubere Anpassungsverhältnisse legt, sollte am Antennenspeisepunkt einen Ferrit-Ringkernübertrager mit entspre¬ chendem Übersetzungsverhältnis einsetzen. 169 Die Beverage ist eine hervorragende DX-Einpfangsantenne, sie eig¬ net sich aber als Sendeantenne weniger gut. Diese Aussage wider¬ spricht scheinbar dem Reziprozitätstheorem, das besagt, daß die Eigenschaften und Kenngrößen einer Antenne für den Empfangsfall und für den Sendefall sinngemäß die gleichen bleiben. Der Unter¬ schied liegt auf der funkbetriebstechnischen Seite. Wie allgemein be¬ kannt ist, leiden die Amateurbänder 80 m und 40 m unter außer¬ ordentlichen Störungen unterschiedlichster Zusammensetzung. Dabei muß man sich wundern, daß unter solchen Bedingungen überhaupt noch DX-Verbindungen möglich sind. Eine hohe Empfängerempfind- lichkeit ist unter diesen Umständen sinnlos, sie kann das Übel nur noch verschlimmern. Es ist also notwendig, den Störabstand zwischen DX-Signal und Störpegel bereits antennenseitig zu vergrößern. Erfahrungsgemäß bestehen die 80-m-Antennen bei den meisten Funkamateuren aus horizontalen Halbwellendipolen, L- oder T- Antennen, seltener werden vertikale Viertelwellenstrahler (teilweise mechanisch verkürzt) verwendet. Die horizontalen Antennen sind fast immer in einer — bezogen auf die Betriebswellenlänge - viel zu geringen Höhe aufgebaut, so daß die Hauptstrahlung steil nach oben gerichtet ist. Folge: Verstärkter Nahempfang, bevorzugte Aufnahme örtlicher Störungen und schwache DX-Signale gehen im Störpegel unter. Vertikale Viertelwellenstrahler sind ausgezeichnete DX-Sende¬ antennen, besonders, wenn sie über ein weiträumiges und engmaschi¬ ges Erdnetz (Radiais) verfügen. Der Nachteil für den Empfang be¬ steht ebenfalls im hohen Störpegel, da die Antenne ein horizontaler Rundstrahler mit vertikaler Polarisation ist. Sie empfängt sehr gut aus allen Richtungen, und sie empfängt besonders gut die meist vertikal polarisierten örtlichen Störungen. Die Beverage -Antenne ist nicht besonders effektiv. Das bedingen der Schluckwiderstand, die unvermeidlichen Erd Verluste, die ohm¬ schen Leiterverluste des relativ dünnen und langen Antennendrahts, die dielektrischen Verluste an den vielen erforderlichen Stützisola- tpren und die geringe Aufbauhöhe. Für den Sendefall müßte man daher mit weit mehr als 50% Leistungsverlust rechnen. Wertet man aber die Strahlungseigenschaften der Beverage für den Empfang aus, erkennt man eine einseitig gerichtete, horizontal polarisierte, scharf gebündelte Richtcharakteristik mit flachem Erhebungswinkel. Das bedeutet, daß alle Strahlungen, die nicht aus der Hauptempfangs- richtung kommen, wirksam unterdrückt werden. Europa-QRM und örtlicher Störpegel fallen deshalb stark ab, und selbst atmosphärische Störungen verringern sich richtungsselektiv. Die unter kleinem Er¬ hebungswinkel einfallenden DX-Signale werden verstärkt, und ins¬ gesamt ergibt sich daraus ein großer Störabstand, auf den allein es bei Empfang im 80- und 40-m-Band ankommt. Man darf außerdem 170 erwarten, daß die Beverage -Antenne bestimmte Empfangsschwund¬ erscheinungen mildert oder sogar ganz aufhebt. Damit dürften alle Fragen geklärt sein bis auf die Kardinalfrage: Wo findet der Funkamateur eine stillgelegte Fernmelde- oder Energie¬ freileitung, die er für seine Zwecke nutzen könnte? Literatur [11 Rothamme 1 , K.: Antennenbuch, 8. Auflage, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin,1975, Abschnitt 12. [2] Pitsch, H.: Lehrbuch der Funkempfangstechnik, Band II, Leipzig 1960, § 468 Richtempfangsantennen ELEKTRONIK-SPLITTER Antennenverstärker für das 70-cmrBand Zur Verbesserung der Empfangsanlage im 70-cm-Amateurband ist die im Bild gezeigte UHF-Verstärkerstufe geeignet, die direkt an der 70-cm-Antenne an¬ geordnet wird. Eingang und Ausgang sind für Koaxialkabelanschluß ausgelegt. Der Einbau erfolgt in ein Gehäuse, das man aus kupferkaschiertem Basismaterial zusammenlötet (Breite 40 mm, Länge 70 mm, Höhe 20 mm). Durch eine ein¬ gefügte Messingblech-Trennwand entstehen 2 Kammern (20mmx 20mmx 70mm). LI und L2 sind 2 Messingblechstreifen, 8 mm breit, 59 mm lang, die 7,5 mm über dem Gehäuseboden montiert werden. Ein Ende der Streifen wird am Ge¬ häuseinneren angelötet, an dem anderen Ende befinden sich jeweils ein Trimmer¬ kondensator (Luft) von 6 pF. Die Anzapfungen liegen 13 mm vom kalten Ende (LI/L2) entfernt. Mit den Trimmern 6 pF und dem Einstellregler 4,7 kQ wird auf größte Ver¬ stärkung im 70-cm-Amateurband eingestellt. Erreicht wird eine Verstärkung von etwa 15 dB. Literatur Gigot, J.-M.: Preamplificateur d’antenne 70 cm a faible byuit, Zeitschrift «REF», Reprint in Zeitschrift «OM», Heft 11/1976, Seite 27 bis 28 171 Dipl.-Ing. Michael Knietzsch - DM 2 GBO Sendeumsetzer für das 70-cm-Band Anknüpfend an den Beitrag «Empfangskonverter für das 70-em-Band» im Elektronischen Jahrbuch 1976 [1] werden zwei Schaltungen zur Erweiterung eines 2-m-Senders für das 70-cm-Band vorgestellt. Im 70-cm-Band steht dem Amateur der Frequenzbereich von 430 bis 440 MHz zur Verfügung. Ebenso wie im 2-m-Band gibt es auch hier eine Frequenzplanempfehlung der IARU-Region 1, so daß je nach Interesse und Möglichkeit (Modulation, Teilnahme am DX- Geschehen, Relais- und Satellitenbetrieb, ATV usw.) meist nur ein bestimmter Frequenzbereich des Bandes gewünscht ist. Auch im 70-cm-Band überwiegen die Sendearten Al, A3j und F3. Kann man Al- und F3-Signale ohne weiteres durch Frequenzverdreifachung des 2-m-Signals in das 70-cm-Band umsetzen, so ist das für A3j-Signale nicht möglich. In diesem Fall muß auf eine lineare Signalumsetzung durch Mischung des 2-m-Signals mit einer Hilfsfrequenz zurück¬ gegriffen werden. Varaktorverdreifacher für das 70-cm-Band Ausgehend von einem 2-m-Sender (144 bis 146 MHz) läßt sich durch Verdreifachung ein 70-cm-Signal im Frequenzbereich von 432 bis 438 MHz erzeugen. Bild 1 zeigt einen hierzu geeigneten^ Varaktor¬ verdreifacher. Kernstück des Verdreifachers ist die Varaktordiode. Bei einem Sperrschichtvaraktor wird die nichtlineare Spannungs¬ abhängigkeit der Sperrschichtkapazität und bei einem Speichervarak¬ tor (SAZ 54) das Speichern von Ladungsträgern während der Um¬ schaltphasen zur Frequenzvervielfachung herangezogen. Zur Wir¬ kungsweise des Varaktor verdreifachers ist zu sagen, daß durch die Aussteuerung der Kapazitätskennlinie des Varaktors dieser im wesent¬ lichen Stromanteile der doppelten Grundfrequenz erzeugt und von diesen und dem Strom der Grundfrequenz durchflossen wird. Ein¬ gangs- und ausgangsseitige Anpaßnetzwerke werden zur Transforma- 172 8Z0b mMHz■ CI C5 CB 2 N3B3Z Emitteranschluß bleibt unbeschattet b3ZMHz Bild 1 Stromlaufplan des Varaktorverdreifachers 1441432 MHz (s. Text ) tion der Signalquellen- und Absehlußwiderstände auf die für den Varaktor im jeweiligen Frequenzbereich optimale Impedanz benutzt. Das Ausgangsnetzwerk ermöglicht die Ausfilterung der erwünschten Harmonischen. Da der Stromanteil der dritten Harmonischen geringer als der der zweiten Harmonischen und der Grundfrequenz ist, wird dem Varak¬ tor im Fall der erwünschten Frequenzverdreifachung ein sogenannter Totkreis (Idler) parallelgeschaltet. Der Totkreis ist für die Erhöhung des Wirkungsgrads des Verdreifachers bestimmend, da jetzt ein be¬ trächtlicher Teil der dritten Harmonischen durch Mischung der Stromanteile der Grundfrequenz mit der zweiten Harmonischen er¬ zeugt wird. Der Wirkungsgrad von Varaktorverdreifachern liegt in der Größenordnung um 60 bis 70%. Die maximal zulässige Eingangs¬ leitung wird durch den zur Verfügung stehenden Varaktor bestimmt. Die Speichervaraktoren BAY 96, BAY 66 und SAZ 54 lassen Ein¬ gangsleistungen von 40 W, 20 W bzw. 6 W zu. Die kommerziellen Varaktordioden stehen nicht allen Amateuren zur Verfügung. Als Ausweg werden mit Erfolg bis zu Eingangs¬ leistungen um 1 W die üblichen Kapazitätsdioden für den VHF- und UHF-Bereich verwendet. Ebenso ist zur Steigerung der zulässigen Eingangsleistung im einfachsten Fall eine direkte Parallelschaltung mehrerer Dioden denkbar. Es bieten sich aber auch die Kollektor- Basis-Übergänge von HF-Leistungstransistoren des betreifenden Frequenzbereichs als Varaktordiode an. So kann man dem Kollektor- Basis-Übergang des Oi.'eWay-Transistors 2 N 3632 durchaus Eingangs¬ leistungen bis 10 W anbieten. Da der 2 N 3632 als Parallelschaltung zweier Transistorchips vom Typ 2 N 3375 aufgebaut ist, wird in die¬ sem Fall die mögliche Parallelschaltung von Dioden bestätigt. Der in Bild 1 gezeigte Varaktorverdreifacher nach [2] wurde mit einem 2 N 3632 aufgebaut. Das Eingangsnetzwerk CI, C2 und LJ 173 Anzapfung L5 174 Bild 3 Leiterplattenzeichnung für den Varaktorverdreifacher wird zur Anpassung des Steuereingangs an die Varaktorimpedanz für die Grundfrequenz eingesetzt. L2 und C3 bilden den Totkreis zur Wirkungsgradsteigerung. L3 und C4 sind das Ausgangsnetzwerk zur Auskopplung der dritten Harmonischen und ergänzen sich mit L4/C5 und L5/C6 zu einem dreikreisigen Bandfilter für eine weitere Unterdrückung der Grundfrequenz und deren unerwünschten Har¬ monischen. Der Widerstand R (50 bis 100 kQ) erzeugt den Gleich¬ stromarbeitspunkt der Diode. Bild 2 zeigt den Aufbau des Varaktor- verdreifachers. Die kapazitiv verkürzten A/4-Kreise für 432 MHz wer- 175 den in einer Art Luft-Strip-Line-Technik realisiert. In Bild 3 ist die Leiterplattenzeichnung abgebildet. Verwendet wird einseitig kaschier¬ tes Cemws^-Leiterplattenmaterial, das man mit seiner Leiterseite in 4-mm-Abstand über einer leitenden Fläche montiert. Die Bohrungen für die Bauelemente sind nach den vorhandenen Bauelementen selbst zu wählen. Aus Bild 4 ist die Lage der Bauelemente auf der Bestückungsseite ersichtlich. Die verwendeten Trimmer sind Lufttrimmer 8204. Um einen besseren Abgleich zu ermöglichen, wurden bei C 4 drei und bei C5 , C6 zwei Statorplatten entfernt. Die Leiterplatte ist in ein Käst¬ chen aus Cu-kaschiertem Halbzeug der Größe 108 mm x 78 mm X 38 mm eingebaut. Etwas problematisch ist der Abgleich eines Varaktorverdreifachers, da sich alle Kreise gegenseitig beeinflussen. Bei Beachtung der ein- und ausgangsseitigen Anpassung läßt sich der Abgleich durch mehrfaches Wiederholen des Abgleich Vorgangs auf maximales Ausgangssignal 432 MHz und minimale Leistung auf 288 MHz optimieren. In der Original Veröffentlichung wird unter Verwendung des Varak¬ tors BA Y 66 bei einer Eingangsleistung von 20 W ein Wirkungsgrad von 40 % erreicht. Mit dem in Bild 2 gezeigten Aufbau wurde bei einer Eingangsleistung von 2 W ein Wirkungsgrad von 35 % und für eine Eingangsleistung von 8 W eiti Wirkungsgrad von 25 % erzielt. Oberhalb von 8 W Steuerleistung konnte infolge einer Sättigungs¬ erscheinung keine weitere Steigerung der Ausgangsleistung erreicht werden. Der Wirkungsgrad ist im Vergleich zu anderen Veröffent¬ lichungen [3] (50 bis 70%) geringer. Die Ursachen dafür sind die Ver¬ wendung eines nicht «echten» Varaktors und die recht große Durch¬ gangsdämpfung des Dreikreisfilters von 1,0 bis 1,5 dB. Das sind immerhin 20 bis 30% Leistungsverlust. Eine Verbesserung des Wir¬ kungsgrades läßt sich eventuell durch eine verbesserte Anpassung des Ausgangsnetzwerks an . den Varaktor erzielen. Denkbar wäre ein weiterer Trimmer an L3 (gegen Masse) bei Verringerung von C4. Da¬ mit würde man eine Resonanzabstimmung bei frei wählbarem Trans¬ formationsverhältnis der Last an den Varaktor ermöglichen. Zwischen der Anzapfung von L5 (14 mm vom kalten Ende) und der Ausgangs¬ buchse kann man ebenfalls einen Trimmer zur Vortransformation schalten. Eine Sortierung des 2 N 3632 erfolgte nicht. Das Kühlblech für den Varaktor wurde an der Seitenwand be¬ festigt und ist mit den Abmessungen von 25 mm x 58 mm x 1,5 mm etwas klein ausgefallen. Parameter Veränderungen nach dem Abgleich des Varaktorverdreifachers bei der Befestigung der oberen Deckplatte konnten nicht festgestellt werden. Für eine Ausgangsleistung von 2 W (432 MHz) bei einer Steuerleistung von 8 W waren die Grund¬ frequenz um 52 dB, die zweite Harmonische des Steuersignals 288 MHz 176 um 39 dB und die Harmonischen der Grundfrequenz oberhalb von 432 MHz um mehr als 57 dB gedämpft (bezogen auf das Nutzsignal 432 MHz). Abschließend einige Bemerkungen zum praktischen Betrieb mit einem Varaktorverdreifachen Die Ansteuerung mit Al- und F3- Signalen ist ohne weiteres möglich, da nichtlineare Verzerrungen den Modulationsinhalt nicht verfälschen. Bei der Frequenz- bzw. Phasen¬ modulation ist zu beachten, daß sich der Frequenz- bzw. der Phasen¬ hub ebenfalls verdreifacht. Somit muß das 2-m-Signal den Verdrei- facher mit einem auf ein Drittel reduzierten Hub ansteuern. In einem bestimmten Eingangsleistungsbereich läßt sich mit dem Varaktor- verdreifacher auch ein A3-Signal vervielfachen. In diesem Fall muß mit einer reduzierten Steuerleistung gearbeitet werden. Kriterium für ihre Höhe sind die entstehenden Verzerrungen. A3j-Signale kön¬ nen mit einem Varaktorverdreifacher nicht umgesetzt werden. Es bietet sich aber in diesem Fall eine einfache Möglichkeit an, ein im 2-m-SSB-Sender erzeugtes Einseitenbandsignal umzusetzen. Ein offensichtlicher Unterschied zwischen dem nicht umsetzbaren A3j- und dem umsetzbaren A3-Signal besteht darin, daß bei einem A3- Signal ein Trägerpegel vorhanden ist. Versuche ergaben, daß bei Trägerzusatz zum SSB-Signal dieses auch auf dem 70-cm-Band zu lesen ist. Die besten Ergebnisse lassen sich in der Sendeart A3h (Träger¬ amplitude — maximale Seitenbandamplitude) erreichen. Da A3h in der DDR nicht zulässig ist, wurde auch mit A3a (Trägerunter¬ drückung 6 bis 32 dB) getestet. Es hat sich gezeigt, daß man auch mit einer Trägerunterdrückung von 6 bis 9 dB das A3a-Signal ver¬ vielfachen und den Amateurbedingungen entsprechend gut lesen kann. Diese Variante stellt nicht den anzustrebenden technischen Stand der Bereitstellung eines 7 0-cm-SSB-Signals dar, bietet jedoch eine erste Möglichkeit der Erweiterung der SSB-Station und vor allem die Teilnahme am Funkverkehr im SSB-Bereich. Die Modu¬ lation A3h kann auch mit einem A3-Demodulator gelesen werden, sie ist dennoch eine Einseitenbandmodulationsart (Träger und ein Seiten¬ band). Besteht die 2-m-St^tion aus einem getrennten Empfangs- und Sendegerät, so treten keine Zusammenschaltungsprobleme auf. Steht nur auf 2 m ein Sende-Empfangs-Gerät zur Verfügung, ergibt sich das Problem, daß bei einer Verdreifachung der Sendefrequenz und einer Empfangsumsetzung mit einem quarzgesteuerten Konverter die Sende- und die Empfangsfrequenz nicht übereinstimmend Als Ausweg aus dieser Situation muß der Transceiver eine komplette zweite Frequenzaufbereitung aufweisen sowie ein Signal für die letzte, nicht gemeinsam benutzte Signalumsetzung im Sendezweig haben, .12 Schubert, Eljabu 1979 177 damit man sich im eigenen Transceiver und vorgeschalteten 70-cm- Konverter mit dem verdreifachten Sendesignal auf 70 cm einpfeifen kann. Linearumsetzer für das 70-cm-Band Als Gegenstück zum Verdreifacher wird ein Umsetzer vor gestellt, der durch eine einmalige Frequenzumsetzung den 2-m-Frequenz- bereich umsetzt und keine Verzerrungen von A3j-Signalen ver¬ ursacht. Der Umsetzer ist für die anderen Modulationsarten eben¬ falls geeignet. Es ergeben sich keine Probleme bei der Zusammen¬ schaltung mit einem Transceiver, der über eine gemeinsame Fre¬ quenzabstimmung für Senden und Empfang verfügt. Die Umsetzung 2 m/70 cm über eine Mischstufe hat den Nachteil, daß neben der er¬ wünschten Ausgangsfrequenz auch die durch die Mischstufe erzeugte dreifache Harmonische des 2-m-Signals direkt in das 70-cm-Band fällt. So ergibt z.B. 144,1 MHz mit 288 MHz gemischt 432,1 MHz und neben den anderen unerwünschten Nebenfrequenzen ein Signal auf 432,3 MHz. Problematisch ist, daß diese dreifache Eingangs¬ frequenz nicht mehr vom Nutzsignal durch selektive Maßnahmen getrennt werden kann. Obwohl ein bestimmter Pegelabstand zwischen dem Nutzsignal und der dreifachen Eingangsfrequenz besteht, kön¬ nen dennoch im Nahbereich des QTH benachbarte OMs auf 70 cm gestört werden. Auswege aus dieser Misere sind die Verwendung von versetzten Oszillatorfrequenzen, z.B. 287,5 MHz. Jetzt wird im ungünstigsten Fall eine Nebenfrequenz auf 433,5 MHz erzeugt, da die 144,5 MHz umgesetzt 432 MHz ergeben. Damit wird zumindest der DX-Bereich des 70-cm-Bands nicht gestört. Viel wichtiger erscheint es, daß man die Umsetzermischstufe nicht durch zu starke 2-m-Signale über¬ fordert und damit einen beachtlichen Abstandsgewinn durch un¬ nötige Ansteuerung verschenkt. Sollte es trotz wirksamerer Gestal¬ tung des Mischers nicht gelingen, einen Abstand von 50 bis 70 dB zu erzielen, wobei dieser Wert letztendlich von der Stationsdichte in der näheren Umgebung bestimmt wird, so bietet sich der mit Mehrauf¬ wand verbundene Weg einer doppelten Umsetzung des 2-m-Signals an. Zu diesem Zweck wird das 2-m-Signal mit 2 X 96 MHz =182 MHz gemischt und dann durch eine zweite Mischstufe über eine weitere Mischung mit 96 MHz in das 70-cm-Band umgesetzt. Bild 5 zeigt den Stromlauf plan des gewählten Linearumsetzers, der ein 2-m-Signal durch einmalige Mischung direkt in das 70-cm- Band umsetzt. Kernstück des Umsetzerbausteins ist ein Schottky- Dioden-Ringmischer Dl bis D4 mit den sowjetischen Schottky -Dioden 178 LO [50 S] a ^ e T r ' mmer '■ 8203 Z88 MHz s-lWI ZV/2 ZW3 ZWO- ZW5 ZWO ZW7 Bild 5 Stromlaufplan für den Linearumsetzer in das 70-cm-Band {ZW 1 bis ZW7 stellen die Kammerzwischenwände dar) KD 514 A. Der Ringmischer hat eine Umsetzdämpfung von 8 bis 9 dB. Bei einem oberwellenfreien 144-MHz-Signal von 100 mV (an 50 fl) wurde ein Abstand von 75 dB für die dreifache Eingangs¬ frequenz am Ausgang des Ringmiachers RF, bezogen auf das 432- MHz-Signal, gemessen. Damit dieser Abstand erreicht werden kann, muß man den Ringmischer eingangsseitig (X-Eingang) mit einem Signal ansteuern, das einen Oberwellenabstand für die dritte Har¬ monische von Größe 60 dB aufweist. Da das in X eingespeiste Signal¬ spektrum um die Entkopplung von 24 dB gedämpft am Ausgang RF erscheint, ist die Forderung an den Oberwellenabstand notwendig. Zum anderen muß vor die erste Verstärkerstufe T2 ein Bandfilter eingefügt werden, damit das am Ringmischerausgang RF anstehende gedämpfte Eingangssignal nicht den ersten Transistor ansteuert und dieser den Oberwellenabstand verschlechtert. Beim Einsatz von schnellen Schaltdioden SAF 17 B beträgt die Umsetzdämpfung 9 bis 10 dB. Der Abstand der dreifachen Eingangsfrequenz zur Nutz¬ frequenz ist 50 bis 60 dB. Die erreichten technischen Parameter erlauben somit eine direkte Umsetzung des 2-m-Signals. Der Ring¬ mischer wird über den Schaltverstärker TI angesteuert. Der LO- Signalpegel beträgt 0,3 bis 0,5 V. Am Übertrager Ü1 sind etwa 1 V erforderlich. Durch die Wahl der breitbandigen Übertrager und den aperiodisch arbeitenden Schaltverstärker ist der Umsetzer auch für andere Frequenzkombinationen geeignet. So läßt sich ohne Schal¬ tungsänderungen auch eine Umsetzung vom 10-m-Band aus ermög¬ lichen. Der dem Ringmischer folgende dreistufige Selektivverstärker hat sieben kapazitiv verkürzte 7./4-Kreise zur Sicherstellung der erforder¬ lichen Nebenwellonfreiheit bezüglich der Unterdrückung der Spiegel¬ frequenz und des Oszillatorsignals. Angestrebt wurde eine Dämpfung von größer als 80 dB. Der Frequenzgang des Selektivverstärkers T2, T3, T4 ist in Bild 6 dargestellt. Bezogen auf 433 MHz beträgt die 1-dB-Bandbreite 3 MHz, die 2-dB-BB 4 MHz und die 3-dB-BB 5 MHz. Die weiteren Werte sind aus dem in Bild 6 gezeigten Frequenzgang zu ersehen. Die nichtsymmetrische Resonanzkurve verweist auf die nicht zu vernachlässigenden Rückwirkungen der Transistoren T2 bis T4, und daß die Ankopplung auf Grund der Parameterschwankun¬ gen der Transistoren nicht die geforderte Gleichheit der Gütewerte der Resonanzkreise erfüllt. Der Abgleich wurde mit einem Breitbandwobbler vorgenommen und erfordert etwas Zeitaufwand. Wird eine größere Durchlaßband¬ breite gewünscht, so muß die Kopplung der, Kreise über die Koppel¬ schleifen LK1 bis LK3 verändert werden. Es sei noch erwähnt, daß die Auslegung des Selektivverstärkers nicht für eine Signalumsetzung von 144 MHz vorgenommen wurde, sondern für eine Ausgangsfre- 180 quenz um 20 bis 40 MHz, um somit eine multivalente Nutzung für andere Frequenzbereiche zu sichern. Für die Transistoren T2 und T3 eignen sich die Typen BFY 90 (TESLA) und KT 368A (SU). Für T4 wird der leistungsstarkere Transistor KT 610A (SU) verwendet, damit ein höherer Ausgangspegel linear verarbeitet werden kann. Die Leistungsverstärkung der dreistufigen Anordnung beträgt 33 dB. Alle drei Linearstufen arbeiten im A-Betrieb. Um den Verstär¬ kungsverlust durch einen hochfrequenzmäßig nicht ideal über brück¬ ten Emitterwiderstand zu vermeiden, werden die drei Stufen ohne Emitterwiderstand betrieben und die Emitter direkt auf Masse ge¬ lötet. Zur Stabilisierung des Gleichstromarbeitspunkts sind die Tran¬ sistoren T5 bis T7 erforderlich. Diese wirken als Regeltransistoren zur Konstanthaltung der Kollektorströme von T2 bis T4. Dazu wird der jeweilige Kollektorstrom über den Emitterwiderstand des Regel¬ transistors erfaßt und mit der an der Basis einstellbaren Referenz¬ spannung verglichen. Über den Kollektorstrom des Regeltransistors wird der benötigte Basisstrom eingeregelt. Die Dioden D5, D6 und D7 werden zur Temperaturkompensation des Regelverstärkers be¬ nutzt. Für die Transistoren T2, T3 wird ein Kollektorstrom von je¬ weils 15 mA und für T4 ein Strom von 50 mA eingestellt. Die Tran¬ sistoren T5 bis T7 sind pnp-Si-Transistoren. Durch die gewählte Art der direkten Emittererdung kann mit einem Gewinn an Leistungs¬ verstärkung von größer als 1 dB je Stufe gerechnet werden. Wem der Aufwand dafür zu hoch erscheint, kann die Schaltung des Selektiv- [dB] N - Lg -U(M33MHz) 1 n » 7ÄÄ MUy i - r L - i V - ) i \ - ! i \ - / f \ 279 93.0 m 430 45.0 470 490 fr [MHz] Bild 6 Frequenzgang des Selek¬ tivverstärkers im Linear¬ umsetzer 181 Verstärkers mit den üblichen Basis-Spannungsteilern und überbrück¬ ten Emitterwiderständen ausrüsten. In Bild 7 ist der Aufbau des Umsetzerbausteins zu erkennen. Die Leiterplatte LP2 ist auf der Rückseite montiert. Die Transistoren T2 bis T4 sitzen in Durchbrüchen der Kammerwände. Die wichtigsten mechanischen Abmessungen sind in Bild 8 und Bild 9 angegeben. Der Gewindestutzen des KT 610A wurde gekürzt und über ein 6-mm- Cu-Rohr-Abstandsstück mit 4-mm-Innengewinde der thermische Kon¬ takt und die Befestigung des Transistors mit dem Kammerboden ge¬ währleistet. Die Rohrtrimmer sind vor dem Einbau auf etwaige Kurz¬ schlüsse zu untersuchen. Bild 7 Ansicht des auf gebauten Linearumsetzers 182 Bild 9 Maßskizzen für die Zwischenwände ZW1 bis ZW7 Bild 10 Stromlaufplan für einen Oszillatorbauslein 288 MHz Die Gesamtverstärkung des Umsetzers beträgt im Linearbetrieb 24 dB. Im Linearbetrieb ist eine Ausgangsleistung von 45 mW PEP möglich. Der dazu benötigte Steuerpegel am Eingang des Ring¬ mischers beträgt 100 mV Eintonsignal an 50 Li. Durch Erhöhung des Steuerpegels um 5 dB kann für die Umsetzung von Al- und F3- Signalen eine Ausgangsleistung von 80 mW erreicht werden. Die erste Oberwelle von 432 MHz ist um 46 dB bei 80 mW Ausgangssignal 183 Bild 11 Ansicht des aufgebauten Quarzoszillatorbausteins 288 MHz Bild 12 Maßskizze für die Anordnung der BandfiUerinduktivitäten des Quarz¬ oszillatorbausteins 288 MHz gedämpft. Das 288-MHz-Oszillatorsignal liegt um 94 dB unter dem Nutzsignal. Der verwendete 288-MHz-Quarzoszillator ist in Bild 9 bis 11 vorgestellt. Den Ausgangspunkt der Oszillatoraufbereitung bildet der 96-MHz-Oberton-Quarzoszillator TI. Damit der Einfluß des Kollektorkreises L2 auf die Schwingfrequenz reduziert wird, ist er mit einem Widerstand von 2,7 kQ zusätzlich bedämpft. Die Spule LI stellt eine Ziehspule zur Korrektur der Schwingfrequenz des Ober- 184 tonoszillators dar. Der anschließende Transistor T2 arbeitet als Ver¬ dreifachen In seinem Kollektorkreis wird die dritte Harmonische 288 MHz ausgesiebt und dem Trenn- und Selektivverstärker T3 zu¬ geführt. Das ausgangsseitige Ä/4-Krois-Landfilter ist. mit einem Lei¬ stungsteilerhybrid abgeschlossen. Dieser Leistungsteiler ermöglicht zwei entkoppelte Ausgänge für den Sende- und Empfangsumsetzer. An jedem Ausgang stehen 0,5 V an 50 Q zur Verfügung. Das 96-MHz- Signal ist an den Ausgängen um 53 dB, das 192-MHz-Signal um 43 dB und alle anderen Harmonischen von 96 MHz sind um 73 bis 90 dB gedämpft. Durch eine Bandfilterkopplung zwischen den Stufen T2 und T3 läßt sieh eine verbesserte Unterdrückung der 96-MHz- und 192-MHz-Frequenzen erreichen. Spulendaten zu Bild 1 LI - 5 Wdg., 1-mm-CuAg, 6 mm Innendurchmesser, 11 mm lang L2 - 2 Wdg., 1-mm-CuAg, 6 mm Innendurchmesser, 5 mm lang LZ bis LS - siehe Bild 4 Spulendaten zu Bild 5 LI bis LI - LK1 bis LK3 Drl - Dr2/Dr3 - Dr4 — Dr5 — Dr6 bis Dr8 Ü1 - Ü2 - 2-mm-CuAg, Innenleiterlänge 44 mm - 1-mm-CuAg, 17 + 11 + 17 mm lang 10 Wdg., 0,6-mm-CuL, 3 mm Innendurchmesser, 8 mm lang 5 Wdg., 0,6-mm-CuL, 3 mm Innendurchmesser, 6 mm lang 2,5 Wdg., 0,2-mm-CuL, Zweilochkern M / 360 wie Dr2/Dr3, 8 mm lang aufgeschobene Ferritperle 2x3 Wdg., 0,2-mm-CuL, bifilar gewickelt; je eine bifilare Wicklung auf die beiden Außenschenkel des Doppellochkerns Mf 340 (klein) 3x3 Wdg., 0,2-mm-CuL, trifilare Wicklung auf den Innenschenkel des Doppellochkerns Mf 340 (klein) Anzapfungen der Kreise, vom kalten Ende gerechnet: LI - 9,5 mm L2/L4 J 9 mm L6 - 7,5 mm LZfLS - 31 mm LI - für Transistor 24 mm, für Ausgang 15,5 mm 185 Spulendaten zu Bild 10 LI - 3,75 Wdg., 0,8-mm-CuAg, Kern Mf 320 L2- 5,75 Wdg., 0,8-mm-CuAg, Kern Mf 320 L3- 2,5 Wdg., 0,8-mm-CuAg, Anzapfung an Zuleitungs¬ ende (10 mm) Li/L5 - siehe Bild 12 L6 - 2x3 Wdg., 0,2-mm-CuL, bifilar gewickelt auf den Innensehenkel eines Doppellochkerns Mf 340 (ldein) L7 - UKW-Drossel 10 pH LI bis L'.i Spulenkörper 5 mm Durchmesser Literatur [1] Schubert, K.-H.: Empfangskonverter für das 70-cm-Band, Elektronisches Jahrbuch 1976, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1975, Seite 170 bis 179 [2] Reithofer, H.: Amateurfunkgeräte für das 70-cm-Band, Franzis-Verlag, Mün¬ chen 1972, Seite 68 bis 73 [3] Valvo-Handbuch: Halbleiterbauelemente für die professionelle HF-Technik 1971/72, Valvo GmbH, Hamburg 1971 Wir klären Begriffe ECHOSPERRE Internationale Schaltungsrevue «Amateurfunk» Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Kurzwellen-Einkreiser mit Rückkopplung Wenn man die Rückkopplungsspannung nach einer Phasenumkehr¬ stufe (T2) gewinnt, so entfällt einmal die Rückkopplungsspule, zum anderen kann die Rückkopplung wesentlich besser (weicher) ein¬ reguliert werden. In der Schaltung (Bild 1) arbeitet als TI ein Feld¬ effekttransistor (BF 245, z.B. KP 303), so daß eine Spulenanzapfung entfällt. Mit T2 (BF 254, z.B. SF 235) erfolgt eine weitere HF-Ver¬ stärkung, gleichzeitig wird am Potentiometer PI ein Teil der HF- Spannung abgenommen und zum Schwingkreis zurückgeführt (über die Kapazitäten 1,5 pF und 3,3 pF). Mit der Diode D (z.B. GA 100) wird die Demodulation vorgenommen. Als NF-Kopfhörerverstärker wirkt ein Operationsverstärker, aber auch eine zweistufige Tran¬ sistorschaltung ist geeignet. m 187 Der Saugkreis (LS, Elektrolytkondensator 15 pF) unterdrückt Rauschspannungen. Die Lautstärke wird mit P3 eingestellt, während P2 als Tonblende wirksam ist. Für eine Feineinstellung der Rück¬ kopplung kann man das Potentiometer P4 vorsehen. In der Ein¬ gangsschaltung sind zwei Frequenzbereiche vorgesehen: 3,3 bis 9,6 MHz (L21/22) und 9,4 bis 30,0 MHz (Lll/12). Die Frequenz¬ abstimmung erfolgt grob mit Ol, und mit <72 ist eine Feinabstimmung möglich. Spulenwerte: L 11 = 2,5 Wdg., 0,5-mm-CuL; L12 = 6 Wdg., 0,7-mm-CuL; L21 = 5,5 Wdg., 0,5-mm-CuL; L22 = 19 Wdg., 0,5- mm-CuL; Spulenkörper 10 mm Durchmesser, Spulenlänge 25 mm, HF-Abgleichkern, Antennen- und Kreisspule mit Abstand 5 mm nebeneinander gewickelt. Für LZ genügt ein Ferritstift 4 mm Durch¬ messer, 15 mm lang, auf den etwa 75 Wdg., 0,1-mm-CuL, aufgewik- kelt und verklebt werden. Eine Stabantenne wird bei A3 angeschlos¬ sen, längere Antennen verbindet man mit den Antennenbuchsen A2 oder Al. Direktmischer-Peilempfänger Beim Direktmischprinzip wird eine Eingangsfrequenz mit einer glei¬ chen Oszillatorfrequenz gemischt, so daß man nach dem Produkt¬ detektor gleich die Niederfrequenz erhält. Bild 2 zeigt den Strom¬ laufplan eines nach diesem Prinzip aufgebauten Peilempfängers für das 80-m-Band. TI und T2 bilden die HF-Verstärkerstufe, sie sind in Kaskodeschaltung angeordnet. LI ist eine Rahmen-Peilantenne, mit dem Trimmer 25 pF wird der Eingangskreis fest auf 3,6 MHz abgestimmt. Auf diese Frequenz gleicht man auch den Schwingkreis L2/22 pF ab. LZ ist mit den übrigen Bauteilen der Balancemischer (Produktdetektor), dem die Eingangsfrequenz und die mit T6 er¬ zeugte Oszillatorfrequenz zugeführt werden und dem die aus der Mischung erhaltene NF-Spannung entnommen wird. Um eine aus¬ reichende Selektivität zu erreichen, wird die NF-Spannung über einen NF-Tiefpaß (Li, 2 X 33 nF) geführt, der eine obere Grenzfrequenz von etwa 3 kHz hat. Der dreistufige NF-Verstärker (T3 bis T5) muß eine hohe Verstär¬ kung haben, um eine ausreichende HF-Empfindlichkeit des Peil¬ empfängers zu erreichen. Die Oszillatorfrequenz wird mit T6 erzeugt. Die Abstimmung erfolgt elektronisch mit der als Kapazitätsdiode eingesetzten Z-Diode D3, deren Sperrspannung mit PI verändert wird, so daß eine Abstimmung im Bereich 3,5 bis 3,7 MHz möglich ist. Das Potentiometer P2 regelt die HF-Verstärkung durch Ver¬ ändern der Betriebsspannung von T1/T2. Eingeschaltet wird der Peilempfänger über einen 3. Kontakt des Kopfhörersteckers. 188 Die Rahmenantenne besteht aus einem Alu-Rohr mit einem Durch¬ messer von 12 mm, das mit einem Kreisdurchmesser von 250 bis 300 mm kreisförmig gebogen ist. Die aufsteckbare Stabantenne hat bei einem Durchmesser von etwa 5 mm eine Länge von etwa 700 mm (Alu-Stab). In die Rahmenantenne werden 5 Wdg. Schaltdraht ein¬ gezogen, die die Eingangsspule bilden. Für L2/L3 und L5 verwendet man kleine HF-Spulenkörper mit Abgleichkern und Abschirmbecher. L2 hat 75 Wdg., 0,15-mm-CuLS, L3 besteht aus 2x8 Wdg., 0,3- mm-CuLS, die bifilar über L2 gewickelt werden. Die Oszillatorspule weist 50 Wdg., 0,15-mm-CuLS, mit Mittelanzapfung auf. Im NF- Tiefpaßfilter kann als L4 die Primärspule eines Treiberübertragers aus einem Transistortaschensuper eingesetzt werden. Für die Halb¬ leiterbestückung eignen sich Germanium-HF- und -NF-Transistoren (GF 122, GC 117). Die Betriebsspannung ist 6 V. Einfacher Direktmischempfänger W. Poljakow , RA 3 AAE , hat in [3] eine neuartige Mischstufe für Direktmischempfänger beschrieben, deren wesentlicher Bestandteil zwei antiparallel geschaltete Halbleiterdioden sind. Dadurch hat die Demodulatorkennlinie keinen quadratischen Verlauf mehr, sondern sie ist kubisch. Um die dem Eingangssignal aufmodulierte NF-Span- nung zu erhalten, muß die Oszillatorfrequenz genau der halben Ein¬ gangsfrequenz entsprechen. Das ermöglicht es, eine bessere Frequenz¬ konstanz des Oszillators zu erreichen, vor allem bei höheren Emp- f angsf re quenzen. P28 Mm 190 Im Bild 3 ist der Stromlaufplan eines einfachen Direktmisch¬ empfängers mit- dieser Mischstufe für den Empfang des 80-m-Bands dargestellt. Eingangskreis und Oszillatorkreis werden mit dem Doppel- d^phkondensator 2x 365 pF (Kapazitätsverkürzung durch 2x 220 pF) eingestellt. Für den Empfangsbereich 3,5 bis 3,8 MHz wird dabei die Oszillatorfrequenz im Bereich von 1,75 bis 1,9 MHz abgestimmt. Nach der Mischstufe mit den beiden Dioden D1/D2 folgt ein NF-Tief- paß mit einer oberen Grenzfrequenz von 3 kHz (L3 und 2 x 50 nF). Der anschließende NF-Verstärker ist zweistufig ausgeführt (T1/T2). Die Oszillatorstufe (T3) wird mit einem Siliziumtransistor bestückt. Die Betriebsspannung beträgt 12 V, die Stromaufnahme ist etwa 4 mA. Die HF-Spulenkörper haben einen Durchmesser von 6 mm und einen Ferrit-Abgleichkern. ‘ LI besteht aus 14 Wdg. und L2 aus 32 Wdg., 0,15-mm-CuLS; beide mit einer Anzapfung an der 4. Wdg. von Masse aus. Für L3 wird eine Induktivität von etwa 100 mH er¬ forderlich, so daß man einen Ferritschalenkern verwenden muß mit etwa 300 bis 400 Wdg., 0,1-mm-CuL. Für T1/T2 eignet sich der Transistor GC 117 , für T3 der Siliziumtransistor SF 235. KW-Konverter für 20 m Den Empfang des bei einem Rundfunkempfänger nicht vorhandenen Empfangsbereichs kann man durch das Vorsetzen eines Konverters ermöglichen. Dabei setzt der Konverter den gewünschten Empfangs¬ bereich mit einer Oszillatorfrequenz in einen anderen Empfangs¬ bereich um, der im Rundfunkempfänger vorhanden ist. Die Schaltung in Bild 4 ist gedacht zum Empfang des 20-m-Amateurbands (14,0 bis 14,35 MHz). Das 20-m-Band wird durch eine Mischung mit der Oszillatorfrequenz 12,8 MHz in den Bereich 1,20 bis 1,55 MHz (Mittel¬ wellenbereich) des nachgeschalteten Rundfunkempfängers umgesetzt. TI ist die Mischstufe, an der Basis liegt sowohl die Eingangs- als auch die Oszillatorfrequenz. Die aus der Mischung erhaltene Differenz¬ frequenz kann am Kollektor entnommen und an die Antennenbuchse des Nachsetzempfängers geführt werden. Den Eingangskreis stimmt man mit LI fest auf 14,15 MHz ab, ebenso den Oszillatorkreis mit L2 fest auf 12,8 MHz. Um die HF-Empfindlichkeit des Konverters zu verbessern, kann eine HF-Verstärkerstufe mit T3 (Bild 4b) vor die Mischstufe geschaltet werden. Die HF-Spulenkörper haben 8 mm Durchmesser und einen Abgleichkern. Für LI = LV sind 24 Wdg. und für L2 sind 14 Wdg., 0,25-mm-CuLS, vorzusehen. Die Drosseln Drl/Dr2 haben eine Induktivität von etwa 100 [xH (30 bis 40 Wdg., 0,1-mm-CuL, auf dünnem Ferritstift). 191 Bild 4 a- Stromlaufplan für einen KW-Konverter zum Empfang des 20-m-Ama¬ teurbands, b - HF-Vorstufe zur Verbesserung der HF-Empfindlichkeit [5] Für SSB- und für Telegrafieempfang muß der nachgesetzte Rund¬ funkempfänger über einen Telegrafieüberlagerer (BFO) verfügen. KW-Konverter für 10 m Der in Bild 5 gezeigte Konverter setzt das 10-m-Band (Amateur¬ bereich 28,0 bis 28,7 MHz) um auf eine Frequenz im 80-m-Amateur- band (3,6 MHz). Die Schaltung besteht aus einer HF-Stufe (TI), der Mischstufe (T2) und der Oszillatorstufe (T3). Die HF-Kreise für die Eingangsfrequenz (F1/F2) sind etwa auf Bandmitte fest abgestimmt (28,8 MHz), ebenso die beiden Bandfilterkreise für die Ausgangs¬ frequenz (F3: 3,6 MHz). Der frequenzbestimmende Oszillatorschwing¬ kreis besteht aus A3 und den Kondensatoren 51 pF und 200 pF an T3. Die Frequenzabstimmung im Bereich 31,6 bis 33,3 MHz erfolgt durch Verändern der Basisspannung von T3, wobei sich dabei die Ausgangskapazität des Transistors parallel zum Schwingkreis aus¬ wirkt. Die verwendeten HF-Spulenkörper (alte Bandfilter) mit Abschir¬ mung haben einen Durchmesser von 7,5 mm und weisen einen (Al) oder zwei (A2/A3/A4, A5/A6) HF-Abgleichkerne auf. Der Spulen¬ abstand A2 bis A4 ist 15 mm, bei A4 bis A3 ist er 3 mm, und bei A5 bis A6 beträgt er 7 mm. Die Windungszahlen sind Al = 7 Wdg., 192 Anzapfung 2. Wdg. von Masse; L2 = 6 Wdg., Anzapfung 2. Wdg. von Masse; L3 = 5 Wdg., Li = 2 Wdg., L5/LG = 34 Wdg., Draht CuLS 0,15 bis 0,25 mm Durchmesser. Die Betriebsspannung ist 12 V, die auf 10 V mit einer Z-Diode stabilisiert wird. Konverter für das 2-m-Band Der Frequenzbereich von 144 bis 146 MHz wird mit diesem Kon¬ verter auf eine Frequenz von 10,7 MHz umgesetzt. Als Nachsetzer kann der ZF-Eingang eines entsprechenden UKW-Rundfunkemp¬ fängers oder ein KW-Empfänger verwendet werden. Die Schaltung (Bild 6) eignet sich für den beginnenden Funkamateur, da leicht be¬ schaffbare bipolare Transistoren verwendet werden. Aus der DDR- Produktion sind SF 235, SF 245 und SF 137 geeignet. Die Schaltung besteht aus einem zweistufigen HF-Verstärker, dem Balancemischer und einem zweistufigen Oszillatorteil. Die Betriebsspannung für den HF-Verstärker ist 24 V, für den Oszillatorteil wird diese auf 12 V stabilisiert. Alle Spannungszuführungen zu Basis und Emitter werden über Durchführungskondensatoren 1 nF geführt. Die Spulen L\ bis Li haben 6 Wdg., 1,6-mm-CuAg, 22 mm lang, Innendurchmesser 7 mm. Die Anzapfungen, von Masse aus gerechnet, sind LI - 1,5 Wdg., L2 - 1,25 Wdg., L3 - 1,5 und 5,25 Wdg., Li - 4,25 und 5,75 Wdg. X5/L7/D6 und LS/L9/L10 werden trifilar auf Doppelloch-Ferritkerne gewickelt. L5/L6 je 2 Wdg , 0,35-mm-CuLS, Fl FZ F3 Bild 5 Stromlaufplan für einen KW-Konverter zum Empfang des 10-m-Amateur¬ bands [6] 13 Schubert, Eljabu 1979 193 Bild 6 Stromlaulplan für einen VHF-Konverter zum Empfang des 2-m- Amateur¬ bands [7] £7-2 Wdg., 0,6-mm-CuPVC; £8/£9 je 8 Wdg., 0,35-mm-CuLS, £10 - 3 Wdg., 0,35-mm-CuLS. HF-Spulenkörper mit 5 mm Durch¬ messer verwendet man im Oszillatorteil; £11/£13 - 3,5 Wdg., 0,6- mm-CuL, £12/1,14 - 1 Wdg., 0,35-mm-CuLS. £ll bis £12 haben einen Abstand von 1 mm, £14 wird auf die Mitte von £13 gewickelt. VFO für Kurzwellensuperhet Der in [8] beschriebene KW-Amateurempfänger hat, eine Zwischen¬ frequenz von 9 MHz. Der erforderliche VFO muß die einzelnen Ama¬ teurbänder 160 m bis 10 m auf diese 9 MHz umsetzen. Tabelle 1 zeigt die zusammengehörenden Frequenzwerte. Für alle 6 VFO-Bereiche wird nur eine Oszillatorspule mit der Induktivität 0,5 |j.H verwendet. Beim Abgleich werden alle VFO-Bereiche auf eine maximale Skalen¬ länge mit den Verkürzungstrimmern zum Drehkondensator und den Trimmern parallel zur Spule geeicht. TI ist der Oszillatortransistor, T2 wirkt als Trennstufe. Parallel zum Schwingkreis liegt die Kapa- 194 zitätsdiode KB 105 A, mit dem Potentiometer P kann eine Fein¬ verstimmung von ±4 kHz (160 m) bzw. ±18 kHz bei 14 MHz vor¬ genommen werden. Die Betriebsspannung von 12 V wird auf 9 V mit der Z-Diode stabilisiert. Über den Emitterkondensator 100 pF von T2 wird die Oszillatorspannung an die Mischstufe des KW-Emp¬ fängers geführt. QRP-Senderschaltungen Für den experimaintierfreudigen Funkamateur ist die Betriebstechnik mit Sendern kleiner Leistung (QRP-Betrieb) reizvoll. Nachfolgend einige Schaltungen aus der Praxis ausländischer Funkamateure. In Bild 8 a ist eine quarzgesteuertü Oszillatorschaltung zu sehen, die auch als einstufiger Telegrafiesender verwendet werden kann. Die Betriebsspannung kann 9 bis 15 V betragen. Als Transistor eignet sich der Typ SF 126/129. Zur HF-Anzeige verwendet man eine Glüh- Tabelle 1 VFO-Frequenzbereiche (Ur die einzelnen KW-Amateurbänder bei einer ZF von 9 MHz KW-Band in MHz VFO-Bereich in MHz 1,750.. . 1,950 10,750., ..10,950 3,500.. . 3,800 12,500. ..12,800 7,000.. . 7,100 16.000. ..16,100 14,000.. .14,350 23,000. ..23,350 21,000.. .21,450 12,000. ..12,450 28,000.. .29,000 19,000. ..20,000 [S] 13* 195 Bild 8 QRP-Schaltungen; a - Quarzoszillatorschaltung für das 80-m-Band, b - 1-Transistor-PA-Stufe, c - 2-Transistor-PA~Stufe, d - empfindlicher HF- Indikator [9] lampe 6 V/50 mA, verbunden mit einer Koppelspule von 4 Wdg. Die Spule L 1 hat 32 Wdg., 0,3-mm-CuL, der Spulenkörper weist einen Durchmesser von 5 mm auf. Über L2 kann die in Bild 8 b gezeigte einstufige Transistor-PA-Stufe angekoppelt werden. L2 - 8 Wdg., 0,3-mm-CuL, auf LI gewickelt; L3 - 24 Wdg., 0,5-mm-CuL, Spulenkörper 11 mm Durchmesser, An¬ zapfung 7. Wdg. vom Pluspol; L4 - 4 Wdg., 0,5-mm-CuL, auf LS gewickelt. Zur HF-Anzeige benutzt man eine Glühlampe 6 V/100 mA. Eine größere Ausgangsleistung ist zu erreichen, wenn man in der PA- Stufe 2 Transistoren parallelschaltet (s. Bild 8c). Die Spulenwerte ent¬ sprechen Bild 8 b. Eine genauere HF-Anzeige ergibt die Schaltung in Bild 8 d. L5 hat 2 Wdg., 1,0-mm-CuL, 13 mm Durchmesser, das Meßwerk kann eine Stromempfindlichkeit bis 1 mA haben. 196 QRP-Telegrafiesender für 40-m-Band Bild 9 zeigt einen quarzgesteuerten, dreistufigen Sender für QRP-Be- trieb in Telegrafie. Mit den angegebenen Werten arbeitet der Sender im 40-m-Amateurband. Die Taste unterbricht die Stromversorgung der Oszillatorstufe. Der Kollektorstrom von T3 und die HF-Ausgangs¬ spannung an A und B können mit einem umschaltbaren Meßwerk angezeigt werden. Das am Senderstromkreis liegende Relais RI schal¬ tet mit dem Empfangs-/Sende-Schalter E/S die verwendete Antenne zwischen Senderausgang und Empfängereingang um. Für den Nach¬ bau eignen sich die Transistoren SF 126/129,^SSY 20, KF 506/508 (TESLA). Die erreichbare PA-Ausgangsleistung ist etwa 3 W. Die Spulen haben einen Durchmesser von 8 mm und einen HF- Abgleichkern. L1/L2 - 16 Wdg., 0,4-mm-CuL, Anzapfung 6 Wdg. vom Pluspol; L3 - 16 Wdg., 0,4-mm-CuL; L4/L5 - 5 Wdg., 0,4-mm-CuL, am kalten Ende von L3. Bild 10 Stromlauf plan für einen Q-Multiplier zur Verbesserung der Bandbreite eines ZF-Verstärkers (ZF 455 kHz ) [11] Tabelle 2 Transistorwerte zu Bild 10 Type TI 2 N 4124 T2 2 N 2102 T3 2 N 3632 ^ t ceo 30 65 40 V fc 0,2 1,0 3,0 A /t 300 100 400 MHz Pc 0,31 5,0 23,0 W P out 0,1 2,0 13,5 W Ä 21E 360 190 - _ G v - - 5,9 dB 197 Q-Multiplier für 455 kHz Der Q-Multiplier (GüteVervielfacher) wird meist im ZF-Verstärker eingesetzt, um die Selektionseigensohaften zu verbessern. Es handelt sich dabei um eine rückgekoppelte ZF-Verstärkerstufe, die in den ZF-Verstärker eingeschleift wird. Je nach eingesteller Entdämpfung enthält dann der ZF-Verstärker einen schmalbandigen Kreis. Bei entsprechender Umschaltung kann im Durchlaßbereich des ZF-Ver¬ stärkers auch ein mehr oder weniger breites Loch erzeugt werden, so daß sich ein störendes HF-Signal ausblenden läßt. Bild 10 zeigt eine Q-Multiplier-Schaltung für eine ZF von 455 kHz, für die der Schwingkreis dimensioniert ist. Mit dem Potentiometer PI wird die Güte variiert, während P2 für die Bandbreite zuständig ist. Der Umschalter S1 erlaubt die Arbeitsweise «Anheben (Peak)» oder «Absenken (Null, Loch)». Als Transistoren eignen sich HF-Sili- ziumtransistoren kleiner Leistung. Eventuell müssen die Widerstände 270 kC2 variiert werden. NF-Filter für den CW-Empfang Für den Telegrafieempfang sollte auch der NF-Verstärker schmal- bandig sein. Mit der in Bild 11 gezeigten Schaltung eines NF-Filters braucht man keinen Eingriff im NF-Verstärker des KW-Empfängers vorzunehmen. Diese Schaltung kann man am Empfänger-NF-Aus- 198 gang anordnen (Kopfhörerbuchse). Die Schaltung selbst stellt einen NF-Verstärker dar, der über ein Doppel-T-Filter mitgekoppelt ist, die Filterfrequenz liegt bei 800 bis 900 Hz. Mit dem Potentiometer 10 kQ kann die Bandbreite verändert werden. Als Transistor eignet sich der Typ SC 236. Am Ausgang kann Kopfhörer- oder Lautspre¬ cherbetrieb vorgesehen werden. Literatur [1] Schreiber, H.: Kurzwellenempfänger mit verbesserter Rückkopplungsschal¬ tung, Funktechnik, Heft 19/1977, Seite 255 bis 260 [2] Bachmatjuk, D .: Direktmischempfänger für die Fuchsjagd, RADIO/UdSSR, Heft 1/1977, Seite 22/23 und Beilageseite III [3] Poljakow, W .: Mischstufe für Direktmischempfänger, RADIO/UdSSR, Heft 12/1976, Seite 18/19 [4] Poljakow, W.: Direktmischempfänger, RADIO/UdSSR, Heft 11/1977, Seite 53 bis 55 [5] Schulgin, Q.: Kurzwellenkonyerter, RADIO/UdSSR, Heft 1/1977, Seite 51/52 [ 6] Poljakow, W.: Konverter für den Empfang von KW-Signalen, RADIO/ UdSSR, Heft 7/1977, Seite 53/54 [7] Dumitrescu, TjCuznetov, I.: VHF-Konverter, Tehnium/Rumänien, Heft 11/ 1977, Seite 7 [8] Prokop, M.: Empfänger für die KW-Amateurbereiche, Amaterske Radio/ CSSR, Heft A9/1977, Seite 351 bis 354, und Heft A10/1977, Seite 390 bis 393 [9] Rayer, F. 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Wird der Kondensator mit einer Konstantstromquelle aufgeladen, i(t) = I = konst., so ergibt sich eine proportionale Abhängigkeit zwi¬ schen der Spannung über der Kapazität und der Zeit ( 2 ) Diese linear ansteigende Spannung gelangt über einen Emitterfolger auf den Eingang des Sc&miM-Triggers. Bei Erreichen eines bestimm¬ ten Spannungswerts t/ g wird durch ihn ein Schaltvorgang ausgelöst. Der Schmitt -Trigger steuert ein Relais an, mit dem das Vergrößerungs¬ gerät geschaltet wird (Bild 1). Die Schaltzeit i e , d.h. vom Beginn der Kondensatorladung bis die Sehaltspannung des Schmitt -Triggers erreicht ist, kann - durch unterschiedliche Kapazitäten (Änderung des Spannungs¬ anstiegs) bzw. 200 Konstant - Zeit ein- Impedanz- Schmitt - Relais- Stromquelle Stellung wandler Trigger Schaltstufe Bild 1 Übersichtsschaltplan der Belichtitn.gsuhr — durch Addition einer einstellbaren Spannung zur Kondensator¬ ladespannung verändert werden. Wird diese Spannung mit einem Widerstand R erzeugt, der in Reihe zum Kondensator liegt, so erhält man für die Schaltzeit t s = C — -ßj . wobei -pj > 0. (3) Schaltung und Dimensionierung In Bild 2 ist der Stromlaufplan der Belichtungsuhr dargestellt. Die Konstantstromquelle liefert einen Strom I = 40 (xA, der sich mit P6 einstellen läßt. Es können auf diese Weise Bauelementetoleranzen (Flußspannungen der Dioden, Basis-Emitter-Spannung T2) aus¬ geglichen werden. Für die Spannung, die zum Schaltzeitpunkt des >ScÄm»M-Triggers an der Basis von T3 hegt, ist U% = 11 V gewählt worden. Mit dem Potentiometer P = 250 kÜ läßt sich ein Spannungs¬ bereich von 0 bis 10 V einstellen. Damit erhält man für die Schalt¬ zeit hU = C/aF (0,025...0,275) s . (4) Mit dem Schalter S3 können die Ladekondensatoren umgeschaltet werden. Mit den gewählten Kondensatoren erhält man die in Tabelle 1 angegebenen Zeitbereiche. Tabelle 1 Berechnete Zeltbereiche für P = 250 bis 0 kQ Bereich C in nF t$ in s I 10 Ö,25...2,75 II 100 2.50 ...27,50 III 1000 25...275 201 Der Eingangswiderstand R e des Emitterfolgers T3 ergibt sich aus Ä e «= ß (iJ 7 + R a ) »50MQ. (5) Der maximale Lastwiderstand der Stromquelle ist bei L'J erreicht Rl max 275 kD . ( 6 ) Damit ist die Bedingung R c /t L erfüllt, und es kann vorausgesetzt werden, daß der Eingangsstrom von T3 auf den Ladevorgang ver¬ nachlässigt werden kann. Über den Spannungsteiler im Emitterzweig wird der Schmitt- Trigger angesteuert. Mit R7 kann U a gegenüber U% verändert und 202 damit der Einsehaltzeitpunkt verschoben werden. Rll bestimmt die Sehalthysterese des Schmitt -Triggers und U B . Die Versorungsspan¬ nung von 24 V wird mit einem stabilisierten Netzteil zur Verfügung gestellt. Am Siebkondensator CI wird die Betriebsspannung für das Relais A (ä; 60 V) abgenommen. Wird ein anderes Relais mit Stark¬ stromkontakten (z.B. U B = 24 V) verwendet, so kann ein Trans¬ formator mit einer geringeren Sekundärspannung (20 bis 24 V) ein¬ gesetzt und das Netzteil entsprechend geändert werden. Arbeitsweise und Meßergebnisse Bei Inbetriebnahme sind die Relais A und B abgefallen. Die Tran¬ sistoren T3 und T4 sperren, während T5 leitet. Sein Kollektorstrom fließt durch R12. Mit Tal wird das Relais B parallel zu i?12 in den Kollektorzweig gelegt. Es zieht an, trennt R 12 vom Kollektor T5, und über den Schaltkontakt b3 fließt auch nach öffnen von Tal der Kollektorstrom durch die Relaisspule. Gleichzeitig wird der Kurz¬ schluß über dem Ladekondensator aufgehoben und mit dem Relais A das Vergrößerungsgerät eingeschaltet. Der zeitbestimmende Kon- Tabelle 2 Gemessene Schaltzelten P in kfi Schaltzeit tß in s I II III 250 _ 1,7 15,5 200 - 8,0 75,0 150 1,3 13,8 131,0 100 1,9 19,5 185,0 50 2,6 26,0 252,0 10 3,1 31,5 305,0 0 3,2 32,5 327,0 203 densator lädt sich auf, bis am Eingang des Schmitt -Triggers U a er¬ reicht ist. Zu diesem Zeitpunkt wird T4 leitend, und T5 sperrt. Die beiden Relais A und B fallen ab, der Ladekondensator entlädt sich, und der Schmitt -Trigger schaltet in den Ausgangszustand zurück. Mit Ta2 kann der Stromfluß durch das Relais B unterbrochen und Bild 3 Ansicht der fertiggestellten Belichtungsuhr Bild 4 Ansicht des Aufbaits der Belichtungsuhr, die Leiterplatte ist nach oben ge¬ klappt 204 Bild 5 Leiter'Plattenzeichnung der Platine der Belichtungsuhr Bild 6 Bestückungsplan für die Leiterplatte nach Bild 5 der Ausgangszustand vor Ablauf der eingestellten Schaltzeit her¬ gestellt werden. Die Schaltzeiten konnten nur mit einer Stoppuhr ermittelt wer¬ den. Die Ergebnisse sind in Tabelle 2 zusammengefaßt. Im Bereich III macht sich eine geringe Abweichung der größeren Zeitwerte gegen¬ über dem Bereich II bemerkbar. 205 Das läßt sich auf den Verlustwinkel des Kondensators zurück¬ führen, der bei dem großen Kapazitätswert nicht mehr zu vernach¬ lässigen ist. Mit der Aufteilung in 2 X 500 pF konnte der geringste Einfluß festgestellt werden. Während des Ladevorgangs verringert sich der Konstantstrom um 2 pA. Dieser Abfall tritt in jedem Zeitbereich auf, so daß er bei der Festlegung der Zeitskale berücksichtigt werden kann und keinen zu¬ sätzlichen Zeitfehler bringt. Mit einem Transistor Voltmeter sind die Spannungen U% = 9,8 V und U 8 = 0,74 V ermittelt worden. Aus diesen Werten und der nicht idealen Kondensatorladung resultieren die Abweichungen zwischen Tabelle 1 und Tabelle 2. Mechanischer Aufbau Die Belichtungsuhr ist in einem Gehäuse von 200 mm X 150 mm X 90 mm untergebracht. Die Bedienungselemente befinden sich auf der Frontplatte des Geräts. Die Zeitskale wird mit der Glimmlampe beleuchtet und dadurch ein besseres Arbeiten in der Dunkelkammer ermöglicht. Der obere Teil der Frontplatte ist abgeschrägt (Bild 3). Der Netzanschluß, die Sicherung, der Anschluß für das Vergröße¬ rungsgerät sowie für die Fußbedienung befinden sich auf der Rück¬ seite. Die Leiterplatte ist mit einem Scharnier über dem Potentiometer und dem Stufenschalter befestigt. Sie kann nach oben herausgeklappt werden, so daß alle Bauelemente gut zugänglich sind (Bild 4). In Bild 5 und Bild 6 sind die Leiterzugzeichnung und der Bestückungs¬ plan dargestellt. Die Anordnung der anderen Bauteile richtet sich nach den verwendeten Schaltern, dem Relais A und dem Trans¬ formator. Beim Anschluß der Netzspannung führenden Teile sind die einschlägigen Schutzmaßnahmen zu berücksichtigen. 206 Dipl.-Ing. Adreas Hertzsch - DM 2 GBO Einfaches Digitalvoltmeter Das beschriebene Digitalvoltmeter (DVM) hat eine dreistellige An¬ zeige (999) und erreicht eine Genauigkeit von etwa 0,1 % + 1 Digit im Umgebungstemperatur bereich + 10 bis +30 °C. Ein Vorteil der digi¬ talen Spannungsmessung ist die wesentlich größere zu erreichende Auflösung gegenüber Zeigermeßwerken. Daraus resultieren höhere Anforderungen bezüglich Linearität, Temperaturkonstanz, Genauig¬ keit und Stabilität der verwendeten Bauelemente und Schaltungen. Das führt zwangsläufig zum Einsatz von monolithisch integrierten Schaltkreisen. Das DVM mißt Gleichspannungen von 1 mV bis 100 V in drei Bereichen (0,..99mV, 0...9,99V, 0...99,9 V). Der Eingangswider¬ stand beträgt etwa 10 MD. Die Polarität der Meßspannung kann mit einem Schalter gewählt werden. Außerdem läßt sich bei Me߬ spannungen, die größer als 5 mV sind, eine automatische Polaritäts¬ erkennung und -umschaltung ermöglichen. Der Eingang des DVM ist erdfrei (HI — LO). Die LO-Buchse kann mit Gerätemasse (GND) verbunden werden. Mit einfachen Zusatzgeräten lassen sich auch andere Meßgrößen digital messen, z.B. Strom/, Widerstand/? und Kapazität C. Dar¬ auf wird jedoch nicht näher eingegangen. Wichtig ist dabei nur, daß die jeweilige Meßgröße in eine Gleichspannung umgeformt werden kann. 1. Schaltungsbeschreibung Die Gesamtschaltung besteht aus Analogteil, Digitalteil und Netz¬ teil. Auf die Beschreibung des Netzteils wird verzichtet, da es keine Besonderheiten enthält. Für das Analogteil sind folgende Spannungen bercjitzustollen: +5 V/40 mA, —5V/20mA, +12 V/10 mA sowie eine Beiaisspannung je nach verwendeten Relais. Für das Digitalteil be¬ nötigt man: +5 V/0,2 A, +170V/6mA. Alle Spannungen außer 207 RZ Relaisspannung und der Spannung für die Ziffernanzeigeröhren müs¬ sen gut stabilisiert sein. 1.1. Analogteil Von den zahlreichen Möglichkeiten der A/D-Wandlung wurde ein Spannungs-Frequenz-Wandler nach [1] ausgewählt. Diese hervor¬ ragend arbeitende Schaltung ist an Einfachheit kaum zu unterbieten. Die in [1] angegebenen Werte wurden erreicht: Linearitätsfehler 0,03% zwischen 1 mV und IV sowie TK 3- 10 _4 /K zwischen —10 und +50 °C. In Bild 1 ist dieser [///-Wandler durch IS3, IS4 und TI realisiert. An Stelle des Operationsverstärkers 741 kann auch der A 109 ein¬ eingesetzt werden. Dabei muß man beachten, daß die Frequenz¬ kompensation und die Offsetspannungskorrektur extern beschältet werden müssen. Bild 2 zeigt die erforderliche Zusatzbeschaltung. IS4 ist die monostabile Kippschaltung 74121, die auch in der UdSSR unter der Typenbezeichnung K155A01 hergestellt wird. Unter Ver¬ zicht auf Genauigkeit und Linearität wäre ein Ersatz dieser Schal¬ tung durch mit TTL-Gattern der DlO-Serie aufgebauten Schmitt- Trigger und Monoflop denkbar. Der [///-Wandler gibt im Bereich von 1 mV bis 1 V eine proportionale Impulsfolge mit einer Frequenz von 10 Hz bis 10 kHz ab. Die Eingangsspannung muß aus schaltungs¬ technischen Gründen negative Polarität haben. Die Funktion des Wandlers sei nur kurz angedeutet. Näheres ist in [1] nachzulesen. Liegt eine negative Eingangsspannung am Integrator IS3 an, so steigt seine Ausgangsspannung linear mit einer Steilheit, die der Größe der angelegten Eingangsspannung proportional ist. Über¬ schreitet diese Sägezahnspannung den Triggerpunkt des Monoflops 14 Schubert, Eljabu 1979 209 IS4, so kippt dieses in seine metastabile Lage und entlädt den Inte¬ grator IS3 über TI als Schalter innerhalb eines genau definierten Zeitintervalls (Kippzeit des Monoflops IS4) mit einer Steilheit, die sich aus +5V minus Eingangsspannung ergibt. Da zu- und ab¬ fließende Ladung, über einen längeren Zeitraum gesehen, gleich sein müssen, regelt sich die Schaltung auf eine der Eingangsspannung proportionale Wiederholfrequenz des eben geschilderten Vorgangs ein. Die Aüsgangsfrequenz wird am Anschluß 1 des IS4 entnommen. Wichtig für die Konstanz der Anordnung sind R17, R 18, C2 und die Spannung +5 V. Für RI 7 wurde ein Metallschichtwiderstand und für C2 ein Polyesterkondensator verwendet. Der Einsiellregler Bl8 ist ein 1-W-Typ mit Keramikisolierung. Die automatische Polaritätserkennung geschieht durch Nullspan¬ nungsvergleich mit dem integrierten Komparator ISS. In diesem Fall kann an Stelle des Typs 710 ohne weiteres der A 110 aus der DDR-Produktion eingesetzt werden. Durch IS5 wird die Ausgangs¬ spannung von IS1 mit 0 verglichen. Ist sie positiv, so liegen am Komparatorausgang etwa 3 V, und über T2 wird Rsl eingeschaltet. Über Kontakt rs 1.2 gelangt die Meßspannung vom Ausgang des Inverters IS2 zum Eingang des [///-Wandlers. Durch die Polaritäts- umkehrung des Inverters IS2 wird die an sich positive Meßspannung negativ und damit am Eingang des [///-Wandlers polaritätsrichtig. Die Verstärkung des Inverters IS2 muß genau gleich eins sein. Des¬ halb müssen RIO und Rll genau gleiche Werte haben. Ist RS1 abgefallen, so liegt über Kontakt rsl.l der Eingang des [///-Wandlers am Ausgang von IS1. Das ist bei negativen Meßspan¬ nungen der Fall. Bei Spannungen unter 5 mV arbeitet IS5 nicht mehr stabil. Mit S2 kann dann die Polarität der Meßspannung bezüglich der HI-Klemme fest eingestellt werden. Über Kontakt rsl.3 wird die negative Polarität bezüglich der HI-Klemme durch Aufleuchten einer Glimmlampe angezeigt. Der schwierigste Teil des DVM sind die hoch¬ ohmige Eingangsstufe und der Eingangsspannungsteiler. Um einen hohen Eingangswiderstand zu erreichen, wird IS1 als Elektrometer¬ verstärker betrieben. Durch den als Spannungsfolger geschalteten Operationsverstärker mit seiner hohen Schleifenverstärkung läßt sich an seinem nichtinvertierenden Eingang ein sehr hoher Eingangs¬ widerstand erzielen (nach [2] etwa 400 MQ für den OP 741). Dieser hohe Eingangswiderstand wird jedoch durch nicht ideal isolierenden Aufbau, durch äußere Beschaltung u.a.m. erheblich reduziert. Den¬ noch werden 10 MQ ohne Schwierigkeiten erreicht. Ein großer Nachteil des Operationsverstärkers mit bipolarer Ein¬ gangsstufe ist sein relativ großer Eingangsruhestrom (beim 741 ty¬ pisch 80 nA). Dadurch kann bei hochohmigen Meßspannungsquellen über ihren Innenwiderstand ein nicht zu vernachlässigender Span- 210 nungsabfall entstehen, der durch die Spannungsfolgereigenschaften von IS1 direkt auf den Ausgang übertragen wird. Der unerwünschte Eingangsruhestrom wird durch die Gegenkopplung nicht beeinflußt. Eine gute Lösung dieses Problems bringt der Einsatz von symmetri¬ schen FET- bzw. MOSFET-Eingangsstufen, die auf Grund der extrem niedrigen Gateströme besonders geeignet sind. Dem Amateur stehen sie mit der notwendigen Qualität jedoch nicht zur Verfügung. Des¬ halb wurde ein anderer Weg beschriften. Über R5 und Zi6 wird ein dem Eingangsruhestrom entgegengesetzt gerichteter Strom einge¬ speist, dessen Betrag man mit RI dem Eingangsruhestrom gleich einstellt. Die Temperaturdrift dieser externen Kompensation ist lei¬ der nicht zu vernachlässigen. R 7 wurde für Schraubenziehernachstel¬ lung seitlich am Gerät zugänglich gemacht. Die Eingangsspannungsteiler sind bei der geforderten Genauigkeit schwierig herzustellen. Die genaue Eichung wurde mit Einstellreglern vorgenommen. RS, Dl und D2 schützen den Eingang von IS1 vor Überspannungen. Für Dl und D2 lassen sich nur Glasdioden ver¬ wenden, da Plast-Z-Dioden den Eingangswiderstand erheblich herab¬ setzen. 1.2. Digitalteil (Bild 3) Die vom [///-Wandler erzeugte Frequenz wird in drei Zähldekaden 7490 mit einem Tor gezählt, das ein 100-ms-Takt steuert. An Stelle des Typs 7490 läßt sich auch der D 192 aus der DDR-Produktion einsetzen. Die an den Zähldekaden angeschlossenen Dekoder 74141 konvertieren die BCD-Werte ins Dezimale und treiben die Katoden der Ziffernanzeigeröhren Z 590 M. Deren Dezimalpunkte werden über eine Ebene des Spannungsbereichsschalters mit umgeschaltet, so daß die Spannung kommarichtig angezeigt wird. Die vom Meßtaktgenerator IS[ (7400 oder D 100) erzeugte Takt¬ frequenz triggert ein Monoflop, bestehend aus IS2, C2, Dl, R2. Das Monoflop gibt einen Impuls von etwa 1 ps Länge ab, mit dessen L/H- Flanke die Zähldekaden über die Eingänge R01 zurückgesetzt wer¬ den. Die H/L-Flanke des Impulses triggert den Zeitgeber, bestehend aus IS3 (74121), RS, Ri und (73. Der Zeitgeber erzeugt eine Torzeit von genau 100 ms. Das Tor wird durch G8 gebildet. Am Eingang von G8 liegen der Ausgang des [///-Wandlers und das Torsignal des Zeit¬ gebers. Die Anzeigezeit des Meßergebnisses kann mit RI zwischen 0,5 s und 4 s gewählt werden. Entscheidend für die Genauigkeit der Frequenzmessung ist der Zeitgeber. Die Abhängigkeit der Torzeit von der Speisespannung Bild i Ansicht des einfachen Digilalvoltmeters 212 kann man bei guter Stabilisierung vernachlässigen. Die Messung zur Temperaturabhängigkeit der Torzeit ergibt einen TK von besser 2 • 10 -5 /K im Bereich + 10 bis 30 °C und läßt sich dadurch mit dem TK einfacher, nicht thermostatisierter Quarzschaltungen verglei¬ chen. Die Temperaturkonstanz ist nahezu völlig von den externen Komponenten R4 und C3 abhängig. C3 muß ein verlustarmer Kon¬ densator mit kleinem TK sein. Ri setzt sich aus Metallschichtwider¬ ständen zusammen. Der genaue Wert wird durch Reihen- und Par¬ allelschaltung unterschiedlicher Widerstände erzielt, wobei man die Torzeit mit einem Universalzähler mißt. Die Einsparungen durch den eben beschriebenen Zeitgeber sind groß. Neben dem teuren Quarz und seiner Oszillatorschaltung fällt vor allem die Einsparung der Teilerdekaden ins Gewicht. 2. Aufbau Analogteil und Digitalteil sind auf je einer Zweilagenleiterplatte von 90 mm x 90 mm aufgebaut. Der Netzteil besteht aus dem Transformator und einer 90 mm x 90 mm Einlagenleiterplatte. Diese Teile sind in einem Rahmen angeordnet und befestigt, der mit Front- und Rückplatte verbunden ist und eine Abdeekhaube trägt. Der Analogteil ist abgeschirmt. 3. Inbetriebnahme und Abgleich Zunächst werden alle Versorgungsspannungen gemessen und richtig eingestellt. Dann wird die Platine des Analogteils angeschlossen und der [///-Wandler eingestellt. Dazu trennt man RI3 vom Relais¬ kontakt rsl.4 ab. An den Frequenzausgang des Wandlers schließt man einen Frequenzzähler an. Nun wird an den Eingang des Wand¬ lers eine Spannung von 1 mV angelegt und mit R15 auf 10 Hz ab¬ geglichen. Dann legt man eine Spannung von 999 mV an den Ein¬ gang und gleicht mit R18 auf 999 Hz ab. Das wiederholt man mehr¬ mals und kontrolliert die Stabilität der eingestellten Werte. Die Ein¬ stellung mit R18 ist relativ unabhängig von der Offsetnulleinstellung mit R15. Der Abgleich gelingt gut und nimmt wenig Zeit in Anspruch. Nach diesem Abgleich verbindet man R13 wieder mit dem Relais¬ kontakt rsl.4 und stellt den Schalter S2 auf Plus. RIO wird vom Ausgang der IS1 getrennt und mit einer positiven Spannung von 999 mV verbunden. RIO und Rll müssen nun so justiert werden, daß der Wandler genau 999 Hz erzeugt. Dazu muß vorher die Offset¬ spannung mit R12 auf 0 eingestellt werden. Dann kontrolliert man 213 mit unterschiedlichen Spannungswerten die Linearität des Inverters, die besser als 0,5 mV im Bereich I mV bis 999 mV sein muß. Das wird durch die große Gegenkopplung ohne weiteres erreicht. Nach¬ dem RIO wieder mit dem Ausgang des Elektrometerverstärkers ver¬ bunden ist, wird dieser just iert. Der Schalter S1 wird auf den 1-V- Bereich geschaltet. Mit R9 gleicht man bei kurzgeschlossenem Eingang auf Offset 0 ab. Jetzt wird mit RI der Eingangsruhestrom bei offenem Eingang kompensiert. Nachdem man mit unterschiedlichen Spannungswerten die Linea¬ rität über alles kontrolliert hat, kann der Eingangsspannungsteiler abgeglichen werden. Der Komparator ISS wird mit R22 auf 5 mV Ansprechwert eingestellt. Im Digitalteil müssen die Torzeit und mit RI die Anzeigedauer eingestellt werden. Literatur [1] Knallinger, G.: Einfacher Spannungs-Frequenzumsetzer, Elektronik 1975, Heft 7, Seite 46 [21 The Linear Integrated Circuits Data Catalog, Fairchild Corp. [3] TietzetSchenk: Halbleiterschaltungstechnik, 2. Auflage, Springer-Verlag, New York 1971 Wir klären Begriffe KURVENANALYSE 214 Andre-Werner Supp Elektronisches Effektinstrument Der folgende Beitrag beweist, daß man mit erträglichem Aufwand ein wirkungsvolles Effektinstrument mit über 1000 Klangkombina¬ tionen auch selbst aufbauen kann. Wesentliche Baugruppen eines Synthesizers sind in der beschriebenen Schaltung bereits enthalten, obwohl diese auf Grund einiger Vereinfachungen (feste Klangregister, ein Hauptoszillator, ohne Ringmodulator) keinen «Vollsynthesizer» darstellt. Durch Einsatz von IS konnte der Aufwand erheblich ver¬ ringert werden. Bild 1 zeigt den Übersichtsschaltplan. Nachfolgend einige Daten des Mustergeräts: - Grundtonbereich 32,7 bis 7902,4 Hz (8 Oktaven), - 8chörig (1', 2', 4', ö 1 //, 8', 16', 32', 64'), - externe Klaviatur 2 Oktaven C...H, - Anschlüsse für externe Signalquellen (Mikrofon, Gitarre, Band¬ manual). 1. Hauptoszillator Der Hauptoszillator bildet das Kernstück der Schaltung. Hohe An¬ forderungen werden an die thermische und die elektrische Stabilität gestellt. Bild 2 zeigt eine frequenzstabile Schaltung aus [1]. T2 und T3 bilden einen komplementären Sägezahngenerator, dessen Impulse über die Kollektorstufe T5 ausgekoppelt werden. T6 arbeitet als Impulsformer und liefert negative Nadelimpul.se (etwa U r , = 9 V) zur Ansteuerung der Frequenzteiler. Der Tasttransistor T4 erhält eine konstante Basisspannung und bewirkt emitterseitig durch eine Wider¬ standskette (Tonhöhe) das Einschalten des Generators. T7, T8 und D3 stabilisieren zusätzlich die Betriebsspannung des Hauptoszillators (15 V). Mit C t: wird der Grobabgleich des Generators vorgenommen (Sl^ro/Zez;-Ausführung, Richtwert 8 bis 10 nF). 215 Bild 1 Übersichtsschaltplan des beschriebenen Effektinstruments 216 217 2. Frequenzteiler I Zur Erzeugung der geradzahligen Fußlagen (Chöre) von 2' bis 64/ wurde eine MOS-IS U 112 D verwendet, die mit einem Minimum an Außenbeschaltung auskommt.. Der Ausgangspegel beträgt etwa U M = 10 V. Sechs der integrierten Teilerstufen arbeiten als Frequenz¬ teilerkaskade mit einem Teilerfaktor von jeweils 2 : 1. Der siebente Teiler stellt durch nachfolgende Integration sägezahnförmige Impulse für die Bläserklangfilter 8' zur Verfügung. Alle Ausgänge der IS wur¬ den durch Widerstände entkoppelt und galvanisch durch Konden¬ satoren von den nachfolgenden Filtern getrennt (Bild 3). 3. Frequenzteiler II Die zur Erzeugung der Quinttonlage Ö 1 /«/ erforderliche Frequenz¬ teilung von 6 : 1 wurde durch einen IS-Teiler mit Rückführung in TLL-Technik realisiert (Bild 4). Der geringe Ausgangspegel der TTL- Schaltkreise von etwa 2 V wird mit der Auskoppelstufe T9 auf U M = 5 V heraufgesetzt, um die Filterdämpfung auszugleichen. 4. Klangfilter Die Klangfilter ermöglichen additive und subtraktive Klangformung. Im Mustergerät wurden zum Ein schalten der Filter Tastenschalter verwendet, jedoch ist prinzipiell auch eine stufenlose Einblendung mit getrennten Reglern möglich. Nicht benötigte Filter werden durch einen Ruhekontakt des jeweiligen Registerwahlschalters gegen Masse kurzgeschlossen. Die Einstellregler 1 MQ bewirken die Entkopplung und die Pegelanpassung der Filter untereinander. 4.1. Tiefpässe Zur Erzeugung von oberwellenarmen, sinusförmigen Signalen mit Flötencharakter wurden dreigliedrige I2(7-Tiefpässe verwendet. Für jede Fußlage (2 Oktaven Frequenzumfang) wurde ein separater Tief¬ paß vorgesehen. Aus Bild 5 ist die Dimensionierung für die einzelnen Fußlagen zu ersehen. 4.2. Hochpässe Die Dimensionierung der Hochpässe (Bild 6) wird so vorgenommen, daß die Grundfrequenz der vom Teiler gelieferten Rechteckimpulse 218 m Bild 4 Stromlaujplan für Frequenzteiler II _L _L -L 6 . r z 11 Bild 5 Schaltung der Tietpaßfilter ü E2 V 8' 16 ' 32' St R in kQ 50 13 43 33 39 33 33 C in nF 7 2,2 4,7 10 22 41 WO — n r 2' V' 8' 16' 32' 64' C in pF 100 300 m 1000 1500 2200 4700 R mktt 68 43 68 62 82 110 100 Bild 6 Schaltung der HochpaßfUter unterdrückt werden und lediglich die ungeradzahligen Harmonischen passieren können. Das Ergebnis sind scharfe, oberwellenreiche (1'...8') bzw. in tieferen Fußlagen schnarrende Töne. 4.3. Kombinierte Filter Diese -RC'-Filter haben Allpaß-, Bandpaß- und Tiefpaßcharakter mit geringer harmonischer Unterdrückung. Sie werden vorwiegend zur Erzeugung streicherartiger Klänge benutzt [3]. 219 Bild 9 Schaltung des Filtere für die Quinttonlage 5 1 / 3 ' 4.4. Formantfilter Die Imitation von Bläserinstrumenten wurde mit LC-Filtern reali¬ siert (Bild 8). Der charakteristische Bläserklang entsteht durch An¬ stoß der LC-Kreise mit Sägezahn- (8') und Bechteckimpulsen (16'). Durch Überlagerung der Resonanzfrequenz der Filter mit den zu¬ geführten Impulsen wird eine Anhebung der für die Imitation erforder- lichenFormantbereiche erreicht. 4.5. Filter für 5 } / 3 ' Die Filter der Quinttonlage wurden für drei Klangfarben (2mal TP, HP) ausgelegt (Bild 9). 5. Effektschaltungen 5.1. Vibrato/Glissando Der Vibratogenerator (Bild 10) wird zur Frequenzmodulation des Hauptoszillotars benutzt. Der Frequenzbereich (6 bis 20 Hz) und die Amplitude lassen sich stetig regeln. Zum Erzielen eines Glissando¬ effekts werden die parallel zur Widerstandskette geschalteten Elek¬ trolytkondensatoren CI...CS eingesetzt (s. Bild 2). Die Wirkungsweise ist folgende: Je nach betätigter Klaviaturtaste entsteht ein proportionaler Spannungsabfall über der Widerstands¬ kette. Bei eingeschaltetem C1...C3 lädt sich dieser in Abhängigkeit von der Kapazität auf, bis die endgültige, die Tonhöhe bestimmende Spannung über der Kette erreicht ist. Nach Loslassen der Taste ent¬ lädt sich der Elektrolytkondensator wieder über T4. Der Endeffekt ist ein gleitender Tonübergang beim Spiel auf der Klaviatur. Die Anstiegszeit der Frequenz läßt sich durch unterschiedliche Kapa¬ zitäten C1...C3 wählen. 221 Hduptoszillator Bild 11 Stromlauf plan für die Perkussionsdie Sustain- und die Yoi-Sehaltung 5.2. Perkussion/Sustain/Yoi Für die Erzeugung des Perkussion/Sustain-Effekts wurde eine Schal¬ tung aus [5] verwendet, die sich im Muster gerät gut bewährt hat (Bild 11). Die Ansteuerung erfolgt aus dem 1'-Sägezahnausgang des Hauptoszillators. Zur Funktion sei auf [5] verwiesen. Die nachfolgende Stufe mit T17 stellt die Impulse für den Yoi-Effekt bereit. Je nach Stellung von Sy wird ein positiver bzw. negativer Impuls auf den Hauptoszillator gegeben, der diesen nach erfolgter Tastenbetätigung kurzzeitig höher oder tiefer stimmt. Der Frequenzhub läßt sich mit Py stetig regeln. 222 5.3. Tremologenerator Der Tremoloeffekt (Amplitudenmodulation) wurde ebenfalls foto¬ elektrisch realisiert [2]. Bild 12 zeigt die Schaltung, Frequenz (3 bis 10 Hz) und Amplitude lassen sich regeln. 5.4. Rauschgenerator Die Erzeugung definierter Rauschspektren (rosa bzw. weißes Rau¬ schen) ist relativ aufwendig. Deshalb wurde im Mustergerät als Rauschquelle eine Si-Z-Diode verwendet (Bild 13). Das Spektrum Bild 12 Schaltung für den Tremologenerator ist für den Zweck der Geräuschimitation (Wind- und Anblaseffekte) völlig ausreichend. Zur Vergrößerung des Rauschpegels ist der Ver¬ stärker mit T23 und T24 (F u «s öOOfach) nachgeschaltet. Zur Zu¬ schaltung des Rauschsignals bei Tastendruck wird die Schaltstufe mit T21/T22 benutzt. Die Ansteuerung erfolgt ebenfalls aus dem 1'- Sägezahnausgang des Hauptoszillators. Für das Relais im Kollektor von T22 muß ein geräuscharmer Typ verwendet werden, um ein stö¬ rendes Klappern während des Spiels zu vermeiden. Im Mustergerät wurde ein Reedreiais (Gefco-Kontakt) eingesetzt, das fast geräusch¬ los arbeitet. Mit dem Schalter Sr kann der Rauschgenerator auch un¬ abhängig von der Tastenbetätigung eingeschaltet werden. 5.5. Hauptverstärker Der Hauptverstärker (Bild 14) epthält vier Baugruppen: Mischstufe, aktives Filter, Zwischen- und Ausgangsverstärker. Die kollektor- Q extern Signalquellen -1 h?T T 1k gekoppelte Misehstufe mit T25/T26 ermöglicht eine rückwirkungs¬ freie Mischung der Klangfiltersignale und des Rauschsignals. Vor den Pegelreglern liegen die Fotowiderstände FR1 und FR2, die mit der Tremololampe gekoppelt sind. Dadurch ist eine Amplituden¬ modulation beider Signale möglich. Der Mischstufe folgt ein aktives T-Filter [2] mit T27 zur Realisierung des Wow-Wow-Effekts. Das Filter kann mit FR3 wahlweise durch eine niedrige Frequenz (Tre¬ molo) von 3 bis 10 Hz oder mit einem einmaligen Lichtimpuls bei Tastenbetätigung (Perkussionslampe) gewobbelt werden. Die Inten¬ sität dieses Effekts läßt sich mit dem 1-MD-Regler einstellen. Es folgt eine Verstärkerstufe mit einer Spannungsverstärkung von 20 dB (T28). Zwischen dem Ausgang dieser Stufe und dem Ausgangsver¬ stärker ist FR4 angeordnet, der mit der Perkussionslampe gekoppelt wird. Bei der Erprobung des Geräts zeigte sich, daß zur Erreichung eines wirkungsvollen Perkussionseffekts eine Signaldämpfung von 0 dB auf — 30 dB auf Grund des Eingangswiderstandes des nachfolgenden Verstärkers nicht ausreicht. Darum wurde der Foto widerstand nach¬ träglich mit 1 kfl belastet. Die dadurch erreichte Spannungsteilung entspricht einer Dämpfung von über —60 dB. Der Ausgangsverstär¬ ker (T29/T30) liefert maximal U ea = 3 V, die zur Aussteuerung eines Leistungsverstärkers vollkommen ausreichen. Für FR1 bis FR4 wur¬ den Fotowiderstände WK 650 mit einem Hell/Dunkel-Widerstands¬ bereich von etwa 100 Q bis 2 MH eingesetzt. 6. Netzteil Das stabilisierte Netzteil weist keine Besonderheiten auf. Für T32 genügt eine Kühlfläche von 150 cm 2 . Eine Stabilisierung der Betriebs¬ spannung der IS1 ( + 27 V) war nicht erforderlich, da sich dieser MOS-Schaltkreis im Gegensatz zu TTL-Typen als relativ unkritisch gegenüber geringfügigen Spannungsschwankungen erwies. 7. Mechanischer Aufbau, Das Mustergerät wurde als Einschub in ein im Sonderangebot der Amateurbedarfsfiliale RFT-Funkamateur in Dresden erhältliches Metallgehäuse (VEB Meßelektronik) eingebaut. Die relativ große Frontplatte (500 mm x 165 mm) reichte gerade für die übersicht¬ liche Anordnung der 48 Bedienungselemente aus (Bild 16). Als Regi¬ sterschalter wurden 6 Tastensätze von HSV 900 verwendet. Die Klaviatur wurde als separates Teil aufgebaut (Bild 17). Schwerpunkte 15 Schubert, Eljabu 1979 225 sind dabei die exakte Justierung und Leichtgängigkeit der Tasten so¬ wie der Kontaktsatz. Im Mustergerät wurden Ag-Pd-Kontakte mit Bronzefedern eingesetzt. Weitere wertvolle Hinweise findet der Leser in [3]. 8. Erfahrungsbericht Sämtliche Baugruppen funktionierten auf Anhieb. Die Stimmungs¬ konstanz des Hauptoszillators gegenüber Temperaturschwankungen ist ausgezeichnet. Entsprechende Versuche durch Erwärmen mit Heißluft (70 °C) und anschließendes Abkühlen mit Prüfgas hatten ASZ1015 j-J00ji[35 =j= 500/1/35 |SWW \m& m hsyzoo szxiqßo szooo/izszmsß Bild 15 Stromlaufplan für das stabilisierte Netzteil Bild 16 Frontansicht des Mustergeräts 22 Bild 17 Aufbauvorschlag für eine externe Klaviatur; rechts oben die Glissando¬ schalter für 3 Anstiegszeiten einen Drift von etwa 0,1% zur Folge. Die Frequenzkonstanz über längere Zeit ist. hauptsächlich von den verwendeten Einstellreglern der Widerstandskette abhängig. Miniaturausführungen sollte man vermeiden. Da der Widerstandsbereich der 250-Q-Einstellregler für Frequenzen unterhalb 4 kHz nicht ausreichte, mußten Festwider¬ stände (220 Q) in Reihe geschaltet werden. Die Steuerleitungen und die Mehrzahl der NF-Leitungen sind unkritisch. Sie brauchen bei kurzer Leitungsführung (z.B. von den Filtern zu den Registerschal- tern) nicht abgeschirmt zu werden. Lediglich für die zum Haupt¬ verstärker führenden Verbindungen wurde Diodenkabel verwendet. Die fotoelektrischen Koppler müssen Abdeckungen vor Fremdlicht erhalten. Zur vollen Ausnutzung des Klangvolumens des Instruments eignen sich nur hochwertige Verstärkeranlagen mit großer Leistungsband- 15* 227 breite, da die tiefsten zu übertragenden Frequenzen bei etwa 30 Hz liegen. Vorsicht ist bei Vollaussteuerung transistorierter Endstufen mit Ge-Legierungstypen geboten, da vor allem bei Einschaltung der Hochpässe Harmonische von 15 kHz bis 24 kHz auf treten, die die Transistoren thermisch stark belasten. 9. Erweiterungen Als nützliche Erweiterungen des Effektinstruments wären der An¬ schluß eines Fußschwellers, einer Nachhall- bzw. Echoeinrichtung und einer Leslie -Box (Rotorsound, Orgelkabinett) zu nennen. Beim Einsatz von zwei weiteren, separat abstimmbaren Hauptoszilla¬ toren mit Frequenzteilern und einigen geringfügigen Veränderungen der Filter könnte durchaus das Klangvolumen eines industriellen Synthesizers erreicht werden. Literatur [1] Engel, G.: Elektromechanische und vollelektronische Musikinstrumente, Teil 4, Band 135 der Reihe «electronica», Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1975 [2] Schubert, K.-H.: Elektronische Effekte in der Tanzmusik, FUNKAMATEUR 20 (1971), Heft 5, Seite XIX, Deutscher Militärverlag, Berlin [3] Engel, G.: Elektromechanische und vollelektronische Musikinstrumente, Teil 1, 3 und 4, Band 132, 134 und 135 der Reihe «electronica», Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1975 [4] Lessen, M.: Eigenschaften und Anwendungen des binären Frequenzteilers U 112 D, radio-f'ernsehen-elektronik 25 (1976), Heft 5, Seite 161 ff., VEB Verlag Technik, Berlin [5] Salomom, P.: Beitrag zur Beleuchtungssteuerung von Fotowiderständen in elektronischen Filterschaltungen, FUNKAMATEUR 24 (1975), Heft 6, Seite 279ff., Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin 228 Dipl.-Ing. Wolf gang Beutler-DM 3 WBM Lichtorgel mit Triac Lichtsteuerschaltungen, bei denen als Schaltelemente Thyristoren [2], [3], Relais [1], [3] oder Transistoren [4], [8] verwendet werden, sind in der angegebenen Literatur hinreichend beschrieben worden. Dem Elektronikamateur stehen in zunehmendem Maß preisgünstig Triac zur Verfügung. Auf dieser Grundlage ist die nachfolgende Schaltung beschrieben. Der Triac ist im Gegensatz zum Thyristor ein zweiseitig steuer¬ barer Gleichrichter [7]. In einem Triac sind also zwei Thyristor¬ systeme vereint. Er eignet sich besonders zur verlustarmen Schaltung und Steuerung von Wechselströmen. Solche Aufgaben sind zwar auch mit Thyristoren zu lösen, dabei werden jedoch voneinander getrennte Steuerkreise (Antiparallelschaltung) oder mehrere Halbleiterleistungs¬ dioden (Brückenschaltung) benötigt. Der hier eingesetzte Triac TS 10-4 kann Lastströme bis 10 A bei 220 V Wechselspannung schalten. Es läßt sich somit bei entsprechen¬ der Kühlung eine Leistung bis 2,2 kW steuern! Schaltungsvariante 1 Die in Bild 1 gezeigte Schaltung ist in ihrer Einfachheit kaum noch zu unterbieten. Sie arbeitet nach dem Prinzip der Lautstärkesteue¬ rung, was für viele Anwendungsfälle ausreicht. Da zwischen Steuer¬ kreis und Hauptstromkreis keine galvanische Trennung besteht, ist ein Trenntransformator Tri erforderlich, um Schäden in Richtung der NF-Quelle zu vermeiden. Die Isolation zwischen Primär- und Sekundärwicklung sollte bei 220 V Netzspannung für 2,5 kV Prüf¬ spannung ausgelegt sein. Geeignet sind NF-Ausgangsübertrager, wie sie in Röhrenendstufen eingesetzt werden, sowie Netztransformatoren für 6 bis 20 V Sekundärspannung. Das Übersetzungsverhältnis sollte mindestens 1:10 betragen, um bei geringer Grundlautstärke des NF- Verstärkers noch eine ausreichende Steuerung zu erzielen. 229 % Durch -RI wird vermieden, daß der Eingangswiderstand der Licht¬ orgel eine größere Last für den Verstärker bildet. Er soll die Größe der Lautsprecherimpedanz haben. Durch Tri wird darüber hinaus das am niederohmigen Lautsprecherausgang ausgekoppelte NF- Signal an den Eingang der Steuerschaltung angepaßt. Dafür hat man in der Schaltung einen M42-Netztransformator 220 V/18 V ver¬ wendet. Da der Cu-Widerstand der 18-V-Wicklung mit 270 fl größer als die Lautsprecherimpedanz ist, kann RI entfallen. Mit P läßt sich die Arbeitsweise der Lichtorgel an die eingestellte Lautstärke bzw. an den verwendeten NF-Verstärker anpassen. Die meisten Triac, so auch der in der Schaltung verwendete sowjetische Typ TS 10-4, wer¬ den am zweckmäßigsten mit negativer Steuerspannung angesteuert. Für T setzt man einen pnp-Ge-Transistor (ß > 100) ein. Ist eine Eingangsspannung U K . vorhanden, die T in den Durchla߬ zustand schaltet, so wird Tc gezündet. Je nach Größe des NF-Signals, also lautstärkeabhängig, wird der Zündstrom von Tc durch T ver¬ ändert. Durch die damit erzielte mehr oder weniger große Zünd¬ verzögerung tritt ein Phasenanschnitt der sinusförmigen Wechsel¬ spannung und folglich eine Leistungsänderung ein. Sollen induktive Lasten gesteuert werden, dann ist eine R-C-Be- schaltung des Triac erforderlich, damit ein unkontrolliertes Zünden durch Überspannungsspitzen verhindert wird. Richtwerte sind C = 0,1 pF, R as 50 fl. Empfohlen werden R-C-Glieder, weil die maxi¬ malen Überspannungsamplituden der Netzspannung in den seltensten Fällen genau bekannt sind. Der verwendete Triac zündet bei einem Zündstrom von 15 mA bereits sicher zu Beginn der Netzhalbwelle, was maximale Leistung am Lastwiderstand (Lampengruppe) bedeutet. Der Netzteil für den Steuerstromkreis (Bild 2) weist keine Besonderheit auf. Die abgege¬ bene Gleichspannung soll >9 V sein und wird nach oben durch Dceo von 1* begrenzt. 230 Schaltungsvariante 2 (Bild 3) Die Variante 1 hat den Nachteil, daß die NF-Spannung parallel vom Lautsprecherausgang des Verstärkers abgegriffen wird. Verändert sich seine Verstärkung, so muß auch der Empfindlichkeitsregler der Licht¬ orgel nachgestellt werden. Um die Lichtorgel davon unabhängig zu machen, wird das NF-Signal am Diodenbuchsenausgang des Rund¬ funkempfängers odereines NF-Verstärkers entnommen und im nach¬ geschalteten dreistufigen NF-Verstärker auf den zur Vollaussteuerung notwendigen Pegel von etwa 2 V verstärkt. U CE von TI und T2 stellt man mit R4 bzw. R7 auf 0,5 C B ein. Diese Widerstände sind beim Einsatz von Transistoren mit anderer Stromverstärkung entspre¬ chend zu ändern. Der optimale Arbeitspunkt von T3 wird mit P2 eingestellt. Am Ausgang ist der NF-Trenntransformator angeschlos¬ sen. Es wurde ein M42-Netztransformator für 12 V verwendet. Beim Einsatz eines anderen Übertragers ist zu beachten, daß der Cu-Wick¬ lungswiderstand den Arbeitspunkt von T3 mitbestimmt. Er sollte darum zur Sicherheit von T3 nicht kleiner als 40 Ci sein; sonst ist eine Emitterkombination analog R9-C5 vorzusehen. Weiter wird bei dieser Variante das Frequenzspektrum durch .RC- Filter in 3 Kanäle aufgeteilt. Den Kanälen sind verschiedenfarbige Lampengruppen zugeordnet. An die RC-Filter schließen sich die Steuerstufen an. Sie sind analog der Variante 1 (Bild 1) auf gebaut. Mit P3, P4 und P5 läßt sich die maximale Helligkeit für jeden Kanal einzeln kontinuierlich einstellen. Um ein Im-Dunkeln-Stehen zu vermeiden, ist ein «Pausenlicht» vorgesehen. Tc4 wird dann gezündet, wenn keine NF-Spannung U E anliegt oder wenn sie einen bestimmten Mindestwert unterschreitet, den man mit P6 einstellen kann. Auf Grund der geforderten galvanischen Trennung von Steuerteil und Verstärker ist für den NF-Teil ein separates Netzteil erforderlich. Es wurde ein Netzteil mit einem Transistor als elektronische Siebung verwendet. Praktische Versuche mit einem Netzteil mit nur einem Ladeelektrolytkondensator von 1000 fxF ohne Transistor haben ge¬ zeigt, daß durch das noch auf tretende Restbrummen bei auf geregel¬ tem Empfindlichkeitsregler für tiefe Frequenzen bereits ein Zünden von Tel und somit Dauer licht eintritt. Um das zu verhindern, wären Bild 2 Stromlaufplan des Netzteils für den Steuerstromkreis beider Schaltungsvarianten 231 232 Bild 3 Stromlauf plan der Schaltungsvariante 2. I)ie Transistoren T3 und T4 sind mit Kühlsternen zu versehen mehrere Elektrolytkondensatoren großer Kapazität erforderlich, öko¬ nomisch günstiger ist darum der Einsatz eines Transistors zur Sie¬ bung, da die wirksame Kapazität = B It ■ C 9 beträgt, in diesem Fall also 9000 uF. Aufbau Die Schaltung wird in Leiterplattentechnik aufgebaut. Der Aufbau ist völlig unkritisch. Die Potentiometer sowie die Netztransforma¬ toren werden außerhalb der Leiterplatte angebracht. Die Lichtorgel kann man in ein Hplzgehäuse einbauen. An der Rückwand sind für jeden Kanal sowie für das «Pausenlicht» eine Unterputzsteckdose an¬ gebracht. KH-Buchse und Dioden-Eingangsbuohse sind dort ebenfalls angeordnet. Bemerkungen Für T5 und T8 setzt man Transistoren mit geringem Reststrom / CE0 ein. Andernfalls kann ein zu großer I C eo bei völlig zurückgeregelten Empfindlichkeitsreglem ein mehr oder weniger starkes Aufleuchten der Lampengruppe bewirken, Am Kopfhörerausgang (4 kö) läßt sich das verstärkte NF-Signal kontrollieren. Eine Übersteuerung des Ver¬ stärkers ist zur einwandfreien Funktion der Lichtorgel zu vermeiden. Verzerrte Signale führen zu tonfalschen Lichteffekten. Da der Steuerstromkreis mit Netzpotential in Verbindung steht, soll noch die Möglichkeit des transformatorlosen Netzteils [6] (Bild 4) für die Betriebsspannung U s angegeben werden. Die RC-Worte der Filter können beim Nachbau variieren und sind bei Bedarf zu ändern. Hinweise über die Farbanordnung findet der Leser in [1], [8]. Ein Verfahren zum Einfärben von normalen Glüh¬ lampen ist in [5] beschrieben. Weil diese Literatur allgemein zugäng¬ lich ist, wird auf diese Problematik nicht näher eingegangen. Da die Schaltungen einpolig mit dem Stromnetz Verbindung haben, muß die Lichtorgelschaltung berührungssicher aufgebaut werden. MP~250V 0,3A 7 00 2..Afi GY100 U B 5 ° C =t mw 220 V Hh 500k o SZ 500/72 L t 4°- -°-1ZV £ l + 50Vfi -°4 Bild 4 Stromlaufplan eines tramforma- torlosen Netzteils für die Licht- orgtl 233 Literatur [1] Berkenkampf, F.: Lichtmusik für die Diskothek, FUNKAMATEUR 20 (1971), Heft 12, Seite 588 [2] Theilig, H.-J.: 3-Kanal-Lichtorgel, FUNKAMATEUR 22 (1973), Heftl, Seite 19 [3] Theilig, H.-J.: Lichteffektanlage «sound-Light 2000», FUNKAMATEUR 23 (1974), Heft 6, Seite 274 [4] Henke, H.-H.: Eine Farbmusikanlage für die Heimdisko, FUNKAMATEUR 25 (1976), Heft 1, Seite 38 15] Grässer, J.: Lichtorgel - preiswert und leistungsstark, FUNKAMATEUR 25 (1976), Heft 5, Seite 178 [6] Jakubaschk, H.: Das große Elektronikbastelbuch, Militärverlag der DDR, Berlin 1976, Seite 166 [7] Moritz, J.: Applikationsbeispiele für Thyristoren und Triacs, FUNKAMA¬ TEUR 22 (1973), Heft 11, Seite XLI [8] Großstück, H.: 3-Kanal-Lichtorgel für kleine Räume, Elektronisches Jahr¬ buch 1977, Militärverlag der DDR, Berlin 1976, Seite 193 ELEKTRONIK-SPLITTER Stabiler Vackar-VFO Dem Thema « Frequenzvariabler Oszillator mit Halbleiterbestückung» wurde im Elek¬ tronischen Jahrbuch schon mehrfach Raum gegeben. Die im Bild gezeigte Schal¬ tung stellt einen VFO nach Vackar für den Frequenzbereich 4,2 bis 4,4 MHz dar. Bestückt ist die Schaltung mit einem Feldeffekttransistor. Bei der angegebenen Dimensionierung beträgt die Stromaufnahme etwa 2,5 mA. Die von G3JIS verwendete Schaltung hatte ursprünglich für CI = 20 pF und an der Source- Elektrode nur RI und C2. Bei einem Test mit Kälte-Spray stellte G 3 JIS fest, daß die Frequenzstabilität vor allem von der Spule und von den Betriebsdaten des FET beeinflußt wird. Nach Reduzierung von CI auf 10 pF und die Parallelschaltung von R2 und C3 an der Source-Elektrode ging die Stromaufnahme von 7 mA auf 2,5 mA zurück. Die Frequenzstabilität wurde um den Faktor 10 verbessert. Die Spule L hat 17 Wdg., 0,7-mm-CuAg, 25 mm Durchmesser, 40 mm lang. Nach Fertigstellung wird sie mit Epoxidharz bestrichen und temperaturbehandelt. Die Widerstände sind 2-W- Typen großer Stabilität. Alle Kondensatoren müssen hochwertige HF-Ausfüh- rungen sein. Der Trimmer 10 pF hat Luftdielektrikum. Für C2/C3 genügt ein Kondensator 50 nF, für R1/R2 ein Widerstand 600 ß/2 W. Literatur Hawker, P.: Technical Topics, Radio Communication, Heft 4/1977, Seite 291 +10V stab. Puffer- stufe 234 Rainer Zimmermann Elektronischer Würfel Es wurde ein elektronischer Würfel konzipiert, der im Gegensatz zu früheren Veröffentlichungen einfach und unkompliziert im Aufbau und in der Stromversorgung ist. Durch die ausschließliche Verwen¬ dung von TTL-Schaltkreisen unter Einbeziehung von zwei MSI- Bausteinen wurde auch eine schaltungsmäßig einfache Variante rea¬ lisiert. Wenn auch der Nutzeffekt eines solchen «Spielzeugs» in keinem Verhältnis zum Kostenaufwand steht, so ist doch die Beschäftigung mit komplexen digitalen Bauelementen eine Erweiterung des Wis¬ sens der Beteiligten. Weiterhin ist, ein solcher Würfel auch ein re¬ präsentatives Exponat für Schulmessen und ähnliche Ausstellungen. Ein elektronischer Würfel besteht aus den Baugruppen getasteter Generator, Zähler, Dekodierung und Anzeige (Bild 1). Der Generator wird durch zwei rückgekoppelte TTD-Gatter realisiert, die Wirkungs¬ weise wurde schon oft beschrieben. Die Schwingfrequenz beträgt etwa 2R ■ C (/ in MHz, R in Q, C in (xF), wobei die Dimensionierung der Zeit¬ konstante R-C unkritisch ist, da die Schwingfrequenz (im Beispiel fast 5 MHz) weit über der Wahrnehmungsgrenze liegt und Mani¬ pulationen mit Sicherheit ausgeschlossen sind. Im Ruhezustand wird ein Eingang des ersten Gatters auf L-Poten- tial (Masse) gelegt, der Generator ist nicht schwingfähig. Für die Dauer der Tastung durch den Spieler wird die Erdung des Eingangs unterbrochen (entspricht H-Potential), und der Generator schwingt. Als Taste wurde ein handelsüblicher Mikrotaster eingesetzt. Eine Tastung mit, Sensorflächen arbeitet bei der niedrigen Betriebsspan¬ nung nicht genügend störsicher! Die Generatorimpulse gelangen auf den Eingang eines Zählerschalt¬ kreises D 192 bzw. D 193. Gemäß der Zahlenfolge beim Würfelspiel 235 soll nach der Ziffer 6 wieder eine 1 erscheinen. Hierzu wird die am Ausgang des Zählers im BCD-Kode erscheinende Ziffer 7 so aus¬ gewertet, daß sich über eine UND-Verknüpfung der dabei auf H- Potential liegenden Datenausgänge Q A , Q ß und Q c ein Ladeimpuls gewinnen läßt, wodurch nun die Wertigkeit der Datenoingänge A, B, C und D, die entsprechend der Ziffer 1 beschältet sind, in den Zähler übernommen werden kann (s. Tabelle). Der Zähler zählt also 236 so lange alternierend von 1 bis 6, wie der Generator schwingt, d. h. solange man die Taste drückt. Die an den Zählerausgängen 2, 3, 6 und 7 im BCD-Kode erschei¬ nenden Ziffern 1 bis 6 gelangen unmittelbar zufn nächsten MSI- Schaltkreis, den BCD-zu-7-Segment-Dekoder D 147 (bzw. D 146). Wie schon die Bezeichnung angibt, werden in diesem Schaltkreis die BCD-kodierten Ziffern so umgewandelt, saß sich eine 7-Segment- Anzeigeeinheit direkt ansteuern läßt. Als Anzeigeeinheit ist ein Lumi¬ neszenzanzeigetableau VQB 71 vorgesehen. Die 100-Q-Widerstände zwischen Dekoder und Segmenteingängen bewirken die Strombegren¬ zung der Anzeigesegmente, wobei Helligkeitsunterschiede einzelner Segmente durch Variation dieser Widerstände ausgeglichen werden können. Den Dezimalpunkt (Anschluß 6) kann man über einen Widerstand 510 Q anschließen; er bewirkt subjektiv eine bessere Erkennbarkeit der angezeigten Ziffern. Die TTL-Versorgungsspannung beträgt nach [1] U B = 4,75 bis 5,25 V, wobei als absoluter Grenzwert + 7 V zugelassen werden. Der Verfasser hat eine Flachbatterie für die Stromversorgung verwendet. Ihre Kapazität läßt sich jedoch nicht voll ausnutzen, da die Klem- 237 Bild 3 Abhängigkeit der Stromaufnahme von der Batterie-Klemmenspan¬ nung menspannung schon nach kurzer Betriebszeit auf 4,2 V absinkt und die Schaltung dann schon funktionsuntüchtig sein kann. Die Strom¬ auf nähme ist beim Mustergerät unter 300 mA geblieben, ihre Ab¬ hängigkeit von der Klemmenspannung, ist in Bild 3 dargestellt. Es ist eine 6-V-Batterie (4 Monozellen) in Verbindung mit einer Stromsparschaltung zu empfehlen, wobei nach etwa 3 s die Anzeige automatisch gelöscht wird (Bild 2). Hierfür benötigt man allerdings einen weiteren IS, ein 4fach-Gatter D 100. Aus zwei Gattern bildet man eine monostabile Schaltstufe unter Einbeziehung eines pnp-Transistors mit einem möglichst großen Kollektor/Basis-Strom-Verhältnis ^ 2 ie» die vom Impulsgenerator ge¬ triggert wird. Die zwei verbleibenden Gatter werden zu einer Impuls¬ formerstufe zusammengeschaltet, deren negativer Ausgangsimpuls den in der Stromversorgungsleitung liegenden Transistor für die Dauer der durch die Zeitkonstante der monostabilen Kippstufe bestimmten Zeit öffnet. Dieser Transistor sollte eine niedrige Restspannung auf¬ weisen (z.B. GC 301 , KT 208 , KT 209 , KT 501). Durch die nach Bild 2 vorgeschlagene Anordnung wird während der Würfelpausen nicht nur der Stromverbrauch der Anzeigeeinheit eingespart, sondern auch die beträchtliche Stromaufnahme des IS D 193 und D 147. Aus diesem Grunde wurde nicht auf die elegantere Art der Dunkel¬ steuerung der Anzeige durch ein L-Potential am Anschluß 4 des IS D 147, das über ein als Negator geschaltetes Gatter direkt vom Aus¬ gang der monostabilen Kippstufe bereitgestellt werden kann, zurück¬ gegriffen. Sinkt die Batteriespannung auf etwa 4,1 V herab, so setzt als erste Stufe der monostabile Multivibrator der Sparschaltung aus. T 2 ist dann ständig geöffnet, und die Anzeige verlischt nicht mehr. 238 Bild 4a Ätzvorlage (schwarz Bauelementeseite) 3193 C IS I k DMC Bild 5 Ansicht des Mustergeräts Bild 4 zeigt eine Ätzvorlage für die zweiseitig* kaschierte Leiter¬ platte. Den mechanischen Aufbau nimmt man in einem PVC- oder Hartpapierkasten entsprechend den Abmessungen der verwendeten Batterien vor. Eine Abdeckplatte aus durchsichtigem Material ( Pi- acryl) läßtbeimDemonstrationsmodell die elektronischen «Eingeweide» erkennen. Bild 5 zeigt die Ansicht des Mustergeräts. Die IS D 100 und D 110 sind im Halbleiter-Bastlerbeutel 8 ent¬ halten, während für die MSI-Bausteine nach [2] auch die Basteltypen P 147 C und P 192 bzw. P 193 C verwendet werden können. Literatur [1] Bipolare digitale Schaltkreise, Firmenschrift HFO/IMD, Ausgabe 75/76 [2] Halbleiter-Bastlerschaltkreise, radio fernsehen elektronik 26 (1977), Heft 2, Seite 37, VEB Verlag Technik, Berlin 240 Ing. Egon Klaffke — DM 2 BFA Elektroniktips aus dem Pionierhaus Prag Hinter dem Symbol, einem großen R mit dem eingesetzten Wort «Klub» und dem Schaltzeichen eines Transistors (Bild 1), verbirgt sich der Radioklub des Ustfedni dum pionyru a mlddeze Julia FuÜika, des Zentralhauses Julius Fucik der Pioniere und Mitglieder des Jugendverbandes der CSSR in Prag. Beachtenswert sind die Bau¬ anleitungen, die der Radioklub für die technische Massenarbeit her¬ ausgibt. Von besonderem Interesse ist aber auch die Auswahl der auf bereiteten Schaltungen und vor allem die Art und Weise der Auf¬ bereitung selbst. Das Schaltungsangebot reicht von elektronischen Alarmanlagen, Summern,. Blinkern über verschiedenartige Verstärker bis zu kompletten Empfängern. Die Aufbereitung wird in Form einer Bauanleitung vorgenommen, meist einem Faltblatt A6 oder A5 (Bild 2), das immer die Schaltungsbeschreibung, die Bauanleitung mit technischen und konstruktiven Hinweisen, den Stromlauf plan, die Zeichnung der Leiterplatte, den Bestückungsplan der Leiterplatte und eine Materialliste enthält. Oftmals sind Fotos der fertigen kleinen Geräte eingefügt. Die Ausführung erfolgt im Zweifarbendruck. Vor allem aber: Zu jeder Bauanleitung, die erscheint, erhält man die fertige Leiterplatte im Handel. Das ist mehr als eine erfreuliche Feststellung für die Pioniere und Jugendlichen in der uns befreunde¬ ten ÖSSR, das sollte zugleich Hinweis und Anregung für die Arbeit 16 Schubert, Eljabu 1979 Bild 1 Symbol des Radioklubs des Pionierhauses in Prag 241 Bild 2 Bauanleitung für einen Komplenbentär-Blinklichtgeber, Faltblatt A5, Seitei und 4 unseres Zentralhausee der Jungen Pioniere, der Industrie und des Handels sein. Für einige Schaltungen gibt es Abreibefolien mit den Leiterzügen für die Leiterplatte. Wird die Kupferseite der Leiterplatte gut ge¬ reinigt und getrocknet, lassen sich die Leiterzüge leicht von der Folie auf die Kupferseite durch Abreiben übertragen, danach kann man ätzen. Der Autor hat die Leiterplatte für den Blinklichtgeber auf diese Weise hergestellt und ein einwandfreies Ergebnis erhalten. Ver¬ wendet wurde der bei uns im Handel angebotene Ätzsatz für Ama¬ teurzwecke. Inzwischen erschien in unseren Amateurfilialen eine Universalabreibefolie ( typofix , Blatt 1837) mit den gleichen Eigen¬ schaften. Sie enthält gerade und gewinkelte Leiterzüge, Lötaugen und Leiterzüge für zwei Schaltkreise. Bild 3 und Bild 4 zeigen den Einfallsreichtum der Schöpfer dieser Bauanleitungen aus dem Badioklub des Pionierhauses in Prag. Sie enthalten die Bauanleitung für einen kleinen Transistorempfänger, der weiter unten beschrieben wird. Die Bauanleitung ist auf einer Klappkarte A6 zu finden. Ein Niet hält eine Scheibe, mit der der junge Funker oder Bastler die benötigten Bauelemente ermittelt (Bild 3). Mit dem gleichen Niet ist auf der Rückseite der Bauanleitung die Leiterplatte befestigt (Bild 4). Nach dem Entfernen der Leiter- 242 Bild 3 Bauanleitung für einen Transistorempfänger, Faltblatt A6 genietet, Vorderseite mit Bau- elementenscheibe platte wird der Bestückungsplan im Zweifarbendruck, in diesem Fall Leiterplatte rot, Bauelemente schwarz, sichtbar. Eine Aufmachung, die jeden interessierten Bastler sofort;anzieht. Die in diesem Beitrag vorgestellten Schaltungen sind besonders für den Anfänger geeignet. Die Schaltungen müssen nicht unbedingt als fertiges Gerät aufgebaut werden. Oftmals genügt ein Versuchsaufbau, um sich mit der Schaltung vertraut zu machen. Dieser Hinweis richtet sich besonders an unsere Arbeitsgemeinschaften. Soweit Transistoren aus der ÖSSR-Produktion nicht zur Verfügung stehen, werden Transistoren aus der DDR-Produktion eingesetzt. Da der Anfänger nicht über die Kenntnisse verfügt, die zum Nachrech¬ nen der Schaltung erforderlich sind, müssen Vergleichstabellen zu Rate gezogen werden. Durch Experimentieren läßt sich die Schal¬ tung optimieren. Da man aber aus der Bezeichnung des Transistors und seinem Einsatz in der Schaltung ziemlich sichere Schlüsse auf einen äquivalenten DDR-Typ ziehen kann, empfiehlt es sich, in Tran - sistordaten von Klaus K. Streng [1] nachzuschlagen. 16* 243 Kiuhsmv ipejo»»« deniiku cödel o« nouxju fodyrtonim «ytfcu). Vyvrt«J «(»di»*y ott-of 0 SO mm ptt i tfchye*n> ottkniho kond#nidtooj, ofxcry 0 * mm pro »dtfky, «tw 0 3,2 mm pto Sim««eni *«ch deteüö o fopoj«*»i j« xfujrni i« stHemotu a nakiesu {nbkrtj ja * pohitdu se i»or>y souiostek). 0t«eoy koftd«r>jct®r up»*ni ai noiontsc, käyi ul moi thnbo/ ottolnl ooutanky iapoj«ny. I osuft jsj 60, aus dem Bastlerbeutel 7, 500 mA/600 mW, B > 60. Literatur [1] Streng, Klaus K.: Transistordaten, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1975 [2] Schubert, Karl-Heinz: Das große Radiobastelbuch, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1974 [3] König, Lothar: Rundfunk und Fernsehen selbst erlebt, Urania-Verlag Leipzig, Jena, Berlin 1970 [4] Bauanleitungen aus dem Pionierhaus Prag, z.T. ohne Angaben der Autoren, «tranzitorvy prerusovaö», Bauanleitung des Radioklubs, «dvoustupnovy tran¬ zistorovy prijimaö*, Bauanleitung des Radioklubs, «tranzistorovy zesilovaö 2 T 61» von Ladislav Kavalir, «tranzistorovy zesilovaC 4 T 76*, Bauanleitung des Radioklubs Praha, UDPM JF 249 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Schaltungstips für den Elektronikamateur Verbesserter Detektorempfänger Im Elektronischen Jahrbuch 1978 wurden einfache Detektorempfänger¬ schaltungen vorgestellt, die nur im Nahbereich leistungsstarker Mittel¬ wellensender einen ausreichenden Empfang ermöglichten. In größerer Entfernung vom Sender muß der Empfänger eine bessere HF-Emp- findlichkeit haben, um bei der geringen vorhandenen Senderfeldstärke noch ein ausreichendes Signal zu erhalten. Will man beim Detektor¬ prinzip bleiben, so muß man für den HF-Gleichrichter die Spannungs- verdopplerschaltung anwenden, wie sie in der Stromversorgungspraxis zur Spannungsverdopplung bekannt ist ( FiZZarcZ-Schaltung und Delon- bzw. Greinacher- Schaltung). Bild 1 zeigt die Anwendung der FZZZarcZ-Schaltung bei einem Detek¬ torempfänger. Der Kondensator CI wird während einer positiven Halbwelle durch den durch Dl fließenden Strom auf geladen. Die Spannung von CI addiert sich zu der Spannung von C2, der in der vorangegangenen positiven Halbwelle aufgeladen wurde. Damit fällt CI Bild 1 Verbesserung des Detektorempfängers durch Demodulation mit Spannungs- Verdopplung und Anwendung der Gegentaktschaltung [i] 250 am Arbeitswiderstand etwa die doppelte Spannung ab. Durch die Anordnung von C'3, D3, C 4, D4 und R2 entsteht für die Detektor¬ schaltung eine Gegentaktschaltung. Damit ist eine symmetrische NF-Spannung nach der Demodulation vorhanden, um einen Gegen¬ takt-Transistor Verstärker direkt anzusteuem. Die Spule L befindet sich auf einem HF-Spulenkörper mit 8 bis 10 mm Durchmesser und mit einem HF-Abgleichkern. Aufgebracht werden etwa 80 Wdg. HF-Litze. Die Außenantenne soll etwa 10 bis 40 m lang sein (Hochantenne). Als Ausgangsübertrager eignet sich ein Typ aus einem Transistor-Taschenempfänger. Will man den Aus¬ gangsübertrager selbst wickeln, so benötigt man einen kleinen Eisen¬ kern (M20, M30, M42). Die Windungszahlen sind nl = 2 X 250 Wdg., 0,1-mm-CuL, und n2 = 60 Wdg., 0,3-mm-CuL. Der Ruhestrom der Schaltung ist etwa 3 bis 4 mA, der bei NF-Ansteuerung entsprechend ansteigt. Bei 9 V Betriebsspannung sind die Basiswiderstände auf 470 kQ zu vergrößern. Einfacher Taschenempfänger Bei der Realisierung eines Miniaturempfängers ist ein Problem die Stromversorgung, weil Batterien den größten Teil des Gehäuse¬ volumens beanspruchen. Daher ist es günstig, wenn die Schaltung für eine niedrige Batteriespannung dimensioniert wird, weil dann das Batterievolumen gering bleibt. Bild 2 zeigt eine auf diese Weise di¬ mensionierte Schaltung für einen einfachen Taschenempfänger, wobei ein 1,5-V-Element (Gnombatterie oder ein Element einer 3-V-Stab- batterie) zur Stromversorgung ausreicht. 0.7 5... 1,5 mA 0,3...0fimA 02mA Bild. 2 Einfacher Taschenempfänger mit niedriger Batteriespannung [2] 251 In der Schaltung mit 4 Transistoren ist TI der HF-Verstärker. Mit T2 erfolgt die Demodulation der verstärkten HF-Spannung. T3 und T4 bilden den zweistufigen NF-Verstärker, wobei zur Wieder¬ gabe ein Ohrhörer eingesetzt wird. Entsprechend den verwendeten Transistoren müssen eventuell die angegebenen Basiswiderstände (mit Stern gekennzeichnet) verändert werden, um die angegebenen Kollek¬ torströme zu erreichen. Für den Schwingkreis ist der flache Antennen¬ stab (60 mm x 13 mm x 3 mm) zu empfehlen oder ein gekürzter runder Antennenstab von 8 bis 10 mm Durchmesser. Für den Mittel¬ wellenbereich hat LI - 80 bis 90 Wdg., 0,2-mm-CuLS, L2 - 7 bis 8 Wdg., 0,2-mm-CuLS. Bei Langwelle ist LI - etwa 270 Wdg., 0,1- mm-CuLS, L2-20Wdg., 0,1-mm-CuLS. Die Schaltung kann be¬ quem auf einer kleinen Leiterplatte aufgebaut werden, an die dann nur der Schwingkreis der Ohrhörer, die Batterie und der Schalter S anzuschließen sind. Taschenempfänger mit MOSFET Einfache Empfängerschaltungen haben meist nur einen HF-Schwing- kreis und dadurch nur eine geringe Selektivität. Bei Einsatz von Halbleiterdioden (Detektorempfänger) oder von bipolaren Tran¬ sistoren erfolgt noch eine zusätzliche Bedämpfung des HF-Kreises, so daß die Selektivität noch geringer wird. Der bipolare Transistor hat einen niederohmigen Eingangswiderstand, der parallel zum Schwingkreis wirksam wird. Aus diesem Grund liegt der Schwing¬ kreis über eine Koppelwicklung am Transistoreingang (siehe z. B. L2 in Bild 2). Günstiger gestalten lassen sich die AnpassungsVerhältnisse, wenn man einen unipolaren Transistor (MOSFET oder FET) im HF- 120 1 / Bild 3 Taschenempfänger mit MOSFET-F.ingang [3] 252 Verstärkereingang vorsieht. Unipolare Transistoren haben einen sehr hohen Eingangswiderstand, so daß der HF-Schwingkreis wenig be- dämpft wird. In der Schaltung (Bild 3) bilden die Transistoren TI bis T3 den HF-Verstärker, der Demodulator arbeitet mit den Dioden D1/D2 in Spannungsverdopplerschaltung. Der zweistufige NF-Verstärker ist für den Betrieb mit einem Ohrhörer ausgelegt. Der MOSFET im Eingang (TI) arbeitet in Drainschaltung, so daß diese Stufe gleich als Impedanzwandler wirkt. Am Gate wird durch den hochohmigen Eingang der Schwingkreis nicht bedämpft. Der niederohmige Aus¬ gang an der Source-Elektrode von TI erlaubt es, den bipolaren Tran¬ sistor T2 direkt anzukoppeln. Zur Verbesserung der Empfangseigen¬ schaften wird an der Demodulatorschaltung eine Regelspannung ent¬ nommen, die sich an der Basis von T2 auswirkt (automatische Ver¬ stärkungsregelung). P2 ist der NF-Lautstärkeregler. Da die Strom¬ aufnahme der Schaltung durch die eingesetzten Siliziumtransistoren gering ist (etwa 6 mA), kann man 4 kleine runde Knopf zellen (NiCd, 1,2 V - 50 mA) zur Stromversorgung einsetzen. Für die Spule L ver¬ wendet man einen kurzen Ferritstab (8 mm Durchmesser, etwa «40 mm lang), auf den man etwa 80 Wdg. HF-Litze auf bringt. Einfache Mischpultschaltungen Hat man einen NF-Verstärker zur Verfügung und mehrere NF-Spa,n- nungsquellen (Radio, Magnetbandgerät, Plattenspieler, Mikrofon usw.), so ist eine Programmgestaltung damit umständlich, wenn man erst immer NF-Stecker umstecken muß. Einfacher geht es mit einem NF-Mischpult, bei dem man jede vorhandene NF-Spannungsquelle anschließen kann und jede einen eigenen Lautstärkeregler hat. Bei der Programmgestaltung kann man dann alle NF-Spannungsquellen auf 0 regeln und eine beliebige zur Wiedergabe aufregeln. So ist der mühelose Übergang zwischen beliebigen NF-Spannungsquellen mög¬ lich. Die einfachste Schaltung dafür zeigt Bild 4 a, die als passives Mischpult bezeichnet wird, weil keine verstärkenden Bauelemente vorhanden sind. Voraussetzung ist nur, daß der NF-Verstärker schon mit sehr kleinen NF-Signalen ausgesteuert werden kann. An die NF- Eingangsbuchsen schließt man das dynamische Mikrofon (I), den Diodenausgang des Rundfunkempfängers (II), den Ausgang des Magnetbandgeräts (III) und den Ausgang des Plattenspielers (IV) an. Der NF-Ausgang (V) wird mit dem Eingang des NF-Verstärkers verbunden. Als Lautstärkeregler eignen sich Drehpotentiometer oder die Schieberegler-Ausführung. 253 / Bild 4 Schaltungen für einfache NF-Mischpulte; a - passives Mischpult, b - Mischpult mit Vorverstärker, c - Kontrollverstärker für Magnetbandauf¬ nahmen [4 J In Bild 4b hat jeder NF-Kanal einen Transistor zur Vorverstär- kung, wenn der nachgeschaltete NF-Verstärker unempfindlicher ist. Außerdem wird ein regelbarer Ausgang vorgesehen, um mit dem Magnetbandgerät Aufnahmen durchführen zu können. Am Punkt A kann man die Kopfhörer-Verstärkerstufe (Bild 4c) anschließen, wenn man die Magnetbandaufnahme mithören will, ohne daß der an¬ geschlossene NF-Verstärker in Betrieb ist. Da die Schaltung nur einen kleinen Strombedarf hat, kann man die Stromversorgung aus 2 Flach¬ batterien 4,5 V in Reihenschaltung entnehmen. Die Lautstärkeregler können wieder Drehregler oder Schieberegler sein. Der Aufbau erfolgt in einem pultförmigen Gehäuse. Auf der Frontplatte befinden sich die Lautstärkeregler, an der Rückwand die NF-Buchsen. Dadurch ist ein übersichtliches Arbeiten möglich. Durchgangsprüfer Für die Durchgangsprüfung an Bauelementen, Leitungen usw. ver¬ wendet man einen Durchgangsprüfer. Die einfachste Möglichkeit einen Durchgangsprüfer zu realisieren, ist die Verwendung einer Bat¬ terie und einer Skalenlampe in Reihenschaltung (s. die Schaltung für 254 Bild 5 Stromlaujplan eines Durchgangsprüjers mit Lampenanzeige [5] den Ohm-Bereich in Bild 5). Damit lassen sich niederohmige Strom¬ wege überprüfen. Als Durchgangsprüfer bezeichnet man aber auch einfache Ohmmeter, wobei der Zeigerausschlag eines Meß Werks cjen Durchgangswiderstand anzeigt. Will man das teure Meßwerk um¬ gehen, so bietet Bild 5 eine geeignete Schaltung, bei der das Auf¬ leuchten einer Skalonlampo (2,5 bis 3,5 V/0,2 A) den Durchgangs¬ widerstand anzeigt. Je hochohmiger der zu untersuchende Durchgangswiderstand ist, um so stromempfindlieher muß die Anzeigeschaltung sein. Dazu wird die Stromverstärkung von Transistoren ausgenutzt. Im Ohm-Bereich (Buchsen 3-0) wird nur die Lampe und die Batterie zur Anzeige be¬ nötigt. Eine Anzeigeerkennung ist bis etwa 20 Q möglich. Die Tran¬ sistoren T2/T3 arbeiten im Kiloohm-Bereich (Buchsen 2 - 0), die Stromempfindlichkeit beträgt etwa 20 pA, so daß eine Anzeige bis etwa 100 kQ zu erkennen ist. Die geringste Stromempfindlichkeit (kleiner 1 pA) ist im Megaohm-Bereich (Buchsen 1-0) vorhanden, so daß eine Erkennung des Durchgangs Widerstands bis etwa 25 MO möglich wird. Einfacher Signalverfolger Beim Eigenbau von Rundfunkempfängern kommt es beim Anfänger vor, daß das Gerät auf Anhieb nicht funktioniert. Eine schnelle Suche des Fehlers ermöglicht ein Signalverfolger. Bild 6 zeigt den Stromlaufplan eines einfachen Signalverfolgers, der aus einem zwei¬ stufigen NF-Verstärker mit Kopfhörerausgang besteht und neben dem NF-Eingang auch einen HF-Eingang mit Demodulationsschal¬ tung aufweist. Damit können sowohl modulierte HF-Signale als auch NF-Signale in einem Empfänger verfolgt werden. Der Aufbau ist unproblematisch. Für die Lautstärkeregelung benutzt man das 255 Bild 6 Schaltung eines einjachen Signaiverfolgers [ 6] Potentiometer P, um dessen Drehknopf eine Rundskale gezeichnet werden sollte, um die Stellung schnell erkennen zu können. Zur Signal Verfolgung an einem zu untersuchenden Empfänger ver¬ bindet man den Masseanschluß («0») mit dem Massepotential des Empfängers. An die Eingangsbuchse des Signalverfolgers («HF») schließt man eine Prüf schnür mit Tastspitze an. Man beginnt am heißen Ende des Eingangsschwingkreises, das man mit der Tastspitze berührt. Mit dem Drehkondensator wird ein Sender eingestellt. Durch die Demodulation im Eingang des Signal Verfolgers kann man die Modulation dop Senders hören. Danach tastet man die weiteren HF- und ZF-Stufen des Empfängers ab. Nach jedem Verstärker-Bau¬ element (Röhre, Transistor) muß die Lautstärke größer werden, so daß der Lautstärkeregler des Signal verf olgers zurückzudrehen ist. Nach der Demodulationsstufe des Empfängers steckt man die Prüf- schnur in die Buchse «NF» um und setzt die Überprüfung bis zum Lautsprecher fort. Bleibt das Signal aus oder wird es schwächer, so ist an der da vorliegenden Verstärkerstufe des Empfängers etwas nicht in Ordnung. Auf diese Weise kann mit dem Signal Verfolger ein Fehler in einem Empfänger sehr schnell eingekreist und ermittelt werden. 256 Bild 7 Stramlaujplan für ein Morseübungsgerät [7] Morseübungsgerät Beim Erlernen des Mörsens wird eine Tonfrequenz im Bereich 800 bis 1000 Hz getastet, und die gegebenen Zeichen werden mit dem Kopfhörer auf genommen. Für die Erzeugung der Tonfrequenz gibt es vielfältige Schaltungsmöglichkeiten. Bild 7 zeigt die Schaltung eines komplementären Multivibrators, der einen npn- und einen pnp- Transistor erfordert. Mit dem Einstellregler kann die Tonhöhe va¬ riiert werden. An Stelle des Lautsprechers läßt sich auch eine nieder¬ ohmige Telefonhörerkapsel verwenden. Die Stromverstärkung der Transistoren muß nicht sehr groß sein, es genügen Werte um 50. Elektronische Sicherung In kurzschlußgefährdeten Halbleiterschaltungen kann man in den meisten Fällen keine Schmelzsicherungen einsetzen. Diese sprechen trotz der Bezeichnung «flink« zu spät an, so daß die Halbleiterbau¬ elemente meist schon eher defekt sind. In solchen Fällen muß man elektronische Sicherungsschaltungen einsetzen, für die es eine An¬ zahl Schaltungsvarianten gibt. Die in Bild 8 dargestellte elektroni¬ sche Sicherung hat den Vorteil, daß sie eine zweipolige Schaltung ohne eigene Stromversorgung darstellt, so daß sie bei beliebigen, ab- Bild 8 Stromlaufplan für eine elektronische- Sicherung (a), Einfügung der elek¬ tronischen Sicherung in den Stromkreis ( b ) pij 17 Schubert, Eljabu 1979 257 zusichemden Schaltungen schnell eingesetzt werden kann. Mit der angegebenen Dimensionierung läßt sich mit dem Einstellregler der Absohalt-Strombereich von 0,5 A bis 4 A bei einem Gleichspannungs¬ bereich von 6 V bis 60 V einstellen. Für diese Schaltung sind folgende Transistoren einzusetzen: TI - KU 605, KU 606, KU 607 (TESLA); T2 - KFY'18, KF 517 (TESLA); T3 - BC 107, SC 237 (RFT); T4 - BC 109, SC 239 (RFT). Bei kleineren Abschalt-Stromgrößen lassen sich für T1/T2 auch Transistoren kleinerer Verlustleistung einsetzen. Über die Wirkungs¬ weise elektronischer Sicherungen kann sich der Leser in [9] informie¬ ren. Da der Widerstand 0,33 Q eine Belastung von etwa 6 W aushal- ten muß, ist er aus Widerstandsdraht herzustellen. Elektronische Sirene Für akustische Signale eignen sich wegen der besseren Hörbarkeit sirenenartige Töne. Üblicherweise werden diese mit zwei verkoppel¬ ten Multivibratoren erzeugt, wobei der erste eine Tonfrequenz im Bereich weniger Hertz, der andere eine bei etwa 800 bis 1000 Hz erzeugt. In der Schaltung nach Bild 9 besteht die Steuerschaltung (TI) für den Multivibrator aus einem RC-Generator mit dreigliedri¬ ger Phasenkette, der die sehr niedrige Frequenz erzeugt. Der Multi¬ vibrator (T2/T3) ist für eine Frequenz von etwa 1000 Hz ausgelegt. 2Z0k 258 Da die Steuerschaltung einen sinusförmigen, sehr niedrigen Ton er¬ zeugt, ergibt der Multivibrator einen auf- und abschwellenden Ton wie bei einer elektromechanischen Sirene. Der anschließende NF-Verstärker wird durch die angewendete Darlington -Schaltung sehr einfach. Da die Stromaufnahme bei voller Aussteuerung etwa 1,5 A ist, muß ein größerer Lautsprecher (10 VA) zur Wiedergabe eingesetzt werden. Für kleinere Ausgangsleistungen kann man auch einen anderen NF-Verstärker kleinerer Leistung vor¬ sehen. Transverter für Leuchtstofflampen Leuchtstofflampen haben den Vorteil, daß sie bei gleicher Leistungs¬ aufnahme gegenüber Glühlampen eine wesentlich höhere Lichtaus¬ beute (Leuchtstofflampe etwa 50 lm/W, Glühlampe etwa 15 lm/W) haben. Das wirkt sieh besonders günstig aus, wenn man Batterien zur Stromversorgung einsetzen muß (Camping, Boot, Wohnwagen). Mit einem Transverter muß nur die Batteriespannung auf die für Niederdruck-Entladungslampen (Leuchtstofflampe) erforderliche Wechselspannung (220 V) umgesetzt werden. Eine geeignete Leucht¬ stofflampe ist der 8-W-Typ, das Glasrohr hat einen Durchmesser von 16 mm und eine Länge von 288 mm. Bild 10 zeigt den Stromlaufplan des Transverters für eine Batterie¬ spannung von 12 V. Als Kern für den Transverter-Transformator kann man ein Stück Ferrit-Antennenstab (10 mm Durchmesser etwa 60 mm lang) verwenden. Die Windungszahlen sind: n\ - 25 Wdg., 0,5-mm-CuL, »2 - 16 Wdg., 0,5-mm-CuL, m 3 - 450 Wdg., 0,3-mm-CuL, m4 - 25 Wdg., 0,3-mm-CuL. ZN 3055/KU G0$ hZ Leuchte stoff- röhrt BW hl Bild 10 Transoerter Schaltung für den Be¬ trieb einer kleinen , stab förmigen Leuchtstofflampe ( 8-W-Typ) [11] 17* 2ö9 Auf den Ferritstab bringt man eine Lage Isolierband auf für eine Wickelbreite von etwa 42 mm. Dann folgt n3 als erste Wicklung, da¬ nach n4. Nach einer weiteren Isolierschicht folgen n\ und n2. Beim Einschalten ist der Schalter S geschlossen, damit die Leucht¬ stofflampen-Elektrode h2 auf geheizt wird. Wenn dann die Leucht¬ stofflampe einige Minuten brennt, kann der Schalter S geöffnet wer¬ den. Für andere Batteriespannungen findet der Leser in [12] Berech¬ nungsunterlagen für Transverter. Literatur [1] ...: Hangszörös vdtel - diödäs vevökkel, Radiotechnika/Ungarn, Heft 2/ 1977, Seite 94 [2] Bulytsch, W. Der junge Radiokonstrukteur, Verlag DOSAAF, Moskau 1976, Seite 42 bis 44 [3] Zakow, M.: Miniatur-Radioempfänger, Radio-Fernsehen-Elektronik/Bul- garien, Heft 5/1977, Seite 3/4 [4] Wirsum, S.: Mischpulte und Mischpultmodule, RPB Band 335, Franzis- Verlag, München 1974 [5] Grabowski, M.: Transistorisierter Prüfer für elektrischen Durchgang, Radio- amator/Polen, Heft 2/1977, Seite 48 und 52 [6] Mitrö, J.IKamocsai, I.: Hobby mit Elektronik, Verlag Gondolat, Budapest 1977 [7] ...: Morsegenerator, Tehnium/Rumänien, Heft 1/1977, Seite 22 (Reprint aus «Ezermester»/Ungarn) [8] Weselinow , Regelbare elektronische Sicherung, Radio-Fernsehen-Elek- tronik/Bulgarien, Heft 2/1977, Seite 29/30 (Reprint aus «DC Power Supply», Hewlett-Packard) [9] Jakubaschk, H.: Das große Elektronikbastelbuch* 4. Auflage, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1974 [10] Raids, L Elektronik um uns, Amaterske Radio/CSSR, Heft B2/1977, Seite 69 (Reprint aus «Le Haut Parleur», Nr. 1561/1976) [11] Birkhoff, W Vakantie-TL, Radio Bhlletin/Holland, Heft 4/1977, Seite 129 bis 132 [12] Streng, K. K.: abc der Stromversorgungstechnik, Militärverlag der DDR, Berlin 1972 260 Der Siliziumtransistor - vorteilhaftes Bauelement ing. Dieter Müller auch für den Bastler Häufig werden noch für elektronische Schaltungen Germaniumtran¬ sistoren als aktive Bauelemente verwendet. Das hat seine Berechti¬ gung, da sich bei vielen Bastlern noch größere Bestände an Ge- Transistoren befinden, die durch Aussonderung älterer Geräte und Lagerbestände der Industrie auf dem Weg über die Bastlerbedarfs- geschäfte ständig wieder aufgefüllt werden. Abgesehen von wenigen Spezialschaltungen und solchen Fällen, bei denen andere, passive Bauelemente aus Gründen der Anpassung bestimmte Ge-Transistoren erfordern, wie z.B. bei ZF-Filtern und anderen HF-Übertragern von Empfängern, oder wenn man aus Kostengründen, z. B. bei Leistungs¬ transistoren, Ge-Typen einsetzen möchte, ist die Verwendung von Si-Transistoren zweckmäßiger. Auch beim Nachbau von Schaltungen mit Ge-Transistor bestückung lassen sich bei Beachtung ihrer spezifi¬ schen Eigenschaften Si-Transistoren mit Erfolg verwenden. Häufig wird sich die Schaltung dabei vereinfachen und die Anzahl der Bau¬ elemente verringern. Besonderheiten von Schaltungen mit Siliziumtransistoren Siliziumtransistoren sind überwiegend (auch die in der DDR her¬ gestellten Typen) vom npn-Leitungstyp, die eine positive Kollektor¬ betriebsspannung benötigen. Ge-Transistoren sind meist (die DDR- Typen sämtlich) vom pnp-Leitungstyp. Sie benötigen eine negative Kollektorbetriebsspannung. Es liegt nahe, bei Schaltungen mit Ge- Transistoren den Pluspol der Speisespannungsquelle als Bezugs¬ potential (Masse) zu verwenden und bei Si-Transistoren den Minus¬ pol. Die Schaltungsart mit dem Minuspol als Bezugspotential ist in der Technik weit verbreitet. Sie ist z.B. bei fast allen elektrischen Anlagen in Fahrzeugen zu finden. Es gibt daher eine große Anzahl auch von industriellen Schaltungen mit pnp-Transistoren, bei denen der Minuspol das Bezugspotential darstollt. 261 Bild 1 Orundschaltung einer Transistor-Emitter- stuje mit Siebglied R a -C a in der Speise- spannungszuleitung; a - Schaltung mit pnp-Transistor, Pluspol als Bezugs¬ potential, b - Schaltung mit pnp-Tran¬ sistor, Minuspol als Bezugspotential, c - Schaltung mit npn-Transistor, Minuspol als Bezugspotential Bild 1 zeigt diese drei Varianten am Beispiel einer einfachen Emitterstufe mit einem Entkoppelglied C 8 -R B in der Speisespannungs¬ leitung. Bild la gibt die Schaltung mit pnp- (Ge-) Transistor und Plus¬ pol als Bezugspotential wieder. Die Schaltungsart ist übersichtlich. Sie wird deshalb gern von Bastlern benutzt, und man findet sie sowohl in älteren industriellen Transistorempfängern als auch in neueren Taschenempfängern (z.B. Sternchen , Mikki , Kosmos , T 100 Rema T6 , Spatz-Baby). Der Nachteil besteht jedoch darin, daß der Anschluß an eine Autobatterie nicht ohne weiteres möglich ist und daß die Ent¬ koppelkondensatoren (C E und C 8 ), überwiegend Elektrolytkonden¬ satoren, mit ihrem Pluspol auf Masse liegen, während ihr Gehäuse Spannung führt. Bei Anwendung der Schaltungsart nach Biid lb werden beide Nachteile vermieden. Trotz des Einsatzes von pnp-Ge-Transistoren wird der Minuspol als (wechselstrommäßiges) Bezugspotential be¬ nutzt. Die Entkoppelkondensatoren liegen mit ihrem Gehäuse (Minuspol) auf Masse. Nahezu alle neueren Transistorempfänger ab Stern 31 Stern 4 sind nach diesem Prinzip aufgebaut. Von Nachteil ist, daß die Emitter der Transistoren gleichspannungsmäßig «hoch»» lie¬ gen. Bei Spannungsmessungen an den Transistoranschlüssen kann man das Meßinstrument nicht einseitig an Masse anschließen, sondern es muß mit dem Pluspol der Speisespannung verbunden werden, möglichst noch «hinter» dem entsprechenden Siebwiderstand R B . Bei 262 den Bastlern ist diese Schaltungsart nicht besonders beliebt, und sie eignet sich auch wenig für Anfänger. Diese Nachteile werden durch die Schaltung mit npn-Si-Transisto- ren und Minuspol als Bezugspotential vermieden (Bild lc). Die Schaltung ist übersichtlich. Die Entkoppelkondensatoren (auch die Siebkondensatoren eines eventuell vorhandenen Netzteiles) liegen mit ihrem Gehäuse auf Masse. Der Anschluß an eine Fahrzeug¬ batterie ist möglich. Ein weiterer Vorteil der Si-Transistoren ergibt sich aus dem sehr kleinen Kollektorreststrom. Schließt man einen Ge-Transistor ent¬ sprechend Bild 2a ohne den Widerstand Ä BE an eine Spannung von etwa 6 V an, so fließt ein Kollektorreststrom I cE0 , der Werte bis zu mehreren 100 uA annehmen kann. Erst durch das Parallelschal¬ ten eines Widerstands f? BB von etwa 1 k£2 zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors wird dieser Strom auf Werte um 100 ptA herabgesetzt. Bei einer entsprechenden Messung an Si-Transistoren (Bild 2b) wird man auch bei Basteltransistoren für I cE0 kaum einige Mikroampere feststellen können. Der Widerstand f? BB ist zur Herabsetzung des Reststroms nicht erforderlich. Berücksichtigt man, daß Si-npn-Transistoren durchschnittlich eine 5- bis lOfach höhere Stromverstärkung B als Ge-Transistoren auf¬ weisen und die Grenzfrequenz aller Typen über 100 MHz, mindestens über 50 MHz liegt, so ergeben sich für Si-Transistoren vielfältige Einsatzmöglichkeiten. Bei Ge-Transistoren sind Schaltungen zur Einstellung des Arbeits¬ punkts ähnlich Bild 1 a üblich. Auf Si-npn-Transistoren angewendet, ergäbe sich eine Schaltung nach Bild 1 c. Da bei Si-Transistoren eine höhere Basis-Emitter-Spannung (0,6 bis 0,7 V) U BE erforderlich ist als bei Ge-Transistoren (0,2 bis 0,3 V), damit ein Kollektorstrom von einigen Milliampere fließt, muß der Widerstand R2 gegenüber einer entsprechenden Ge-Transistorschaltung etwas vergrößert werden. Insgesamt kann man den gesamten Spannungsteiler R \—R2 wegen des kleineren Rest- und des kleineren Basisstroms hochohmiger auslegen. Auf Grund der höheren R-Werte-ergibt sich gegenüber gleichartigen Schaltungen mit Ge-Transistoren meist eine höhere Spannungsver- Bild 2 Schaltmigen zur Messung ~ 6/ des Kollektorreststroms; ~ a-an einem Qermanium- pnp-Transistor, b - an einem Silizium-npn ; Transistor 263 Bild 3 Schaltungen zur Arbeitspunktein- stellung, vorwiegend für Silizium- transistoren geeignet; a - mit Ba- sisvorwiderstand RI, b - mit Ba- sisvor wider stand RI und Gleich- stromgegenkepplung über R^-Rl, c und d - Schaltungen entspre¬ chend Bild 3 a und Bild 3 b, je¬ doch mit zusätzlicher Emitter¬ kombination Stärkung der Stufen. Unter Umständen kann der Emitterkonden- sator C E weggelassen werden. Die Spannungsverstärkung F u der Stufe ergibt sich dann angenähert aus Wegen der kleinen Restströme können auch sehr einfache Schal¬ tungen zur Arbeitspunkteinstellung angewendet werden. Den gering¬ sten Aufwand bei hoher Stufen Verstärkung bietet die Schaltung nach Bild 3a. RI läßt sich überschlägig nach der Gleichung U R m » — —. b tc bestimmen. Eine höhere Temperaturstabilität garantiert die Schaltung nach Bild 3 b, Bl ergibt sich näherungsweise aus Bl ss (-^5-B L j-B[l]. Voraussetzung ist, daß über B L ein nennenswerter Spannungsabfall auftritt (mindestens 1/5 bis 1/4 der Betriebsspannung). Die Span¬ nungsverstärkung der Stufe wird durch diese Gegenkopplung theo¬ retisch nicht verringert, wohl aber die Stromverstärkung und der Eingangswiderstand. Ein kleinerer Eingangswiderstand ergibt aber 264 im Zusammenhang mit einer vorangehenden Signalquelle mit nicht sehr kleinem Innen widerstand ein kleineres Ausgangssignal. In die Schaltungen nach Bild 3 a und Bild 3 b können zur Stabilisierung auch Emitterwiderstände eingefügt werden (Bild 3 c und Bild 3d). Es ergeben sich dann kleinere Werte für RI. Verwendet man keine Überbrückungskondensatoren C E , so ergibt sich eine zusätzliche Seriengegenkopplung mit einer resultierenden Spannungsverstärkung V u von Da die Schaltungen auch ohne B E hinreichend stabil sind, kann B E in relativ weiten Grenzen frei gewählt werden, um z. B. einen be¬ stimmten Verstärkungsgrad einzustellen. Auf Grund der hohen B-Werte der Si-Transistoren kann Bl Werte bis zu einigen Megaohm annehmen. Durch die kleinen Basis- und Restströme ist die Gleichstromkopp¬ lung bei Si-Transistoren unproblematischer als bei Ge-Typen. Schal¬ tungen mit direkter Kopplung von Si-Transistoren sind daher weit verbreitet, in höchster Vollendung bei den integrierten Schaltkreisen. Schaltungen mit Siliziumtransistoren Der Beitrag [2] im Elektronischen Jahrbuch 1978 zeigte einige Schal¬ tungen mit Germanium- und auch mit Siliziumtransistoren, in der Mehrzahl aus dem Gebiet der NF-Verstärker. Die Schaltbeispiele des vorliegenden Beitrags entstammen überwiegend den Gebieten der Meßtechnik und allgemeinen Elektronik, sie sind ausschließlich mit Siliziumtransistoren bestückt. Einfacher NF-Generator Bild 4 zeigt die Schaltung eines NF-Generators einfachster Art ähn¬ lich [3]. Die phasendrehende Rückkopplung vom Kollektor zur Basis des Transistors erfolgt über eine BC-Kette. Mit einem der Wider¬ stände (Bl), der als Drehwiderstand ausgeführt ist, kann die Fre¬ quenz in gewissen Grenzen verändert werden, wobei sich eine Fre¬ quenzabhängigkeit der Ausgangsspannung nicht vermeiden läßt. Der dritte Widerstand der Kette wird durch den Eingangs widerstand des Transistors gebildet. Seine Stromverstärkung muß außergewöhnlich groß sein (B > 300). Hierfür kommen u.a. die Transistoren 8C 206 und SF 136 , Gruppe F und E in Frage. Durch entsprechende Wahl 265 +72/ Bild 4 Schaltung eines einfachen RC- yF-Generators mit kleinem Ab¬ stimmbereich der Kapazitätswerte von (71...(73 kann der gewünschte Frequenz¬ bereich festgelegt werden. Die nachfolgende Aufstellung gibt dafür einige Richtwerte an. ci = C2 = C 3 in nF /,. in Hz /„ in Hz 330 32 56 100 110 180 15 680 1150 3,3 3000 5000 2,2 8000 14000 Mit einem geeigneten Schalter wahlweise zugeschaltete Kapazitäten würden es gestatten, dem Generator NF-Spannungen in mehreren Frequenzbereichen zu entnehmen. Mit i24 wird der Arbeitspunkt des Transistors so eingestellt, daß er sicher schwingt. Die Ausgangs¬ spannung kann mit RI verändert werden. Lichtschranke Bild 5 zeigt die Schaltung einer empfindlichen Lichtschranke ähnlich [4]. Die spezifischen Eigenschaften der Si-Transistoren erlauben eine sehr einfache Schaltung. Diese spricht nur auf relativ schnelle Hellig¬ keitsänderungen an. Im Ruhezustand wird über R 3 in die Basis von TI ein so großer Strom eingespeist, daß TI voll durchsteuert. Die Stromverstärkung von TI muß deshalb größer sein als das Verhält¬ nis von 123/124, im vorliegenden Fall etwa 100. Die Spannung am Kollektor von TI geht dann auf etwa 0,4 V zurück. Da ein Si-Tran¬ sistor an der Basis mindestens 0,6 V benötigt, damit ein Kollektor¬ strom fließt, wird T2 gesperrt. T3 wird dadurch über R5 bis zur Sätti¬ gung auf gesteuert, was ähnlich wie bei T2 zur Sperrung von T4 führt. Normal ist der Fotowiderstand Fl beleuchtet und damit relativ niederohmig. Tritt eine Verdunkelung ein, steigt der Widerstand von 266 SF21B SF216 Bild 5 Schaltung einer empfind¬ lichen Lichtschranke für relativ schnelle Beleuch¬ tungsänderungen F1 stark an. Es entsteht ein negativer Impuls am Punkt P, der durch CI auf die Basis von TI übertragen wird, TI sperrt, wodurch T2 aufgesteuert wird, was zur Sperrung von T3 führt. Das führt wieder¬ um zur Aussteuerung von T4. Das Relais im Kollektorkreis zieht an. Die Empfindlichkeit der Schaltung kann mit R2 in weiten Gren¬ zen eingestellt werden. Bei sehr großem 7?-Wert von TI ist i?3 ge¬ gebenenfalls zu vergrößern und insbesondere dann zu verkleinern, wenn TI infolge eines zu kleinen 7?-Worts nicht voll durchgesteuert wird. Mit CI läßt sich die Geschwindigkeit der Beleuchtungsände¬ rungen variieren, auf die die Schaltung anspricht. Ausfallsicherung für Kontrollampen Ähnlich wie in der Schaltung Bild 5 werden die speziellen Eigenschaf¬ ten der Si-Transistoren (hohe Steuer- und niedrige Restspannung) bei einer Schaltung, die den Ausfall einer wichtigen Kontrollampe ZxSZ 600/0,75 Ti:SC206 TZ-.SF126 SF 216o.ä. SF136o.ä. Bild 6 Schaltung zur Signalisierung des Ausfalls einer wichtigen Kontroll¬ lampe 267 z.B. signalisieren soll (Bild 6), ausgenutzt. Lai sei eine Warnlampe, z.B. für zu niedrigen Öldruck im Kraftfahrzeug, deren Funktion in jedem Fall gewährleistet sein muß. Liegt im Störungsfall die Span¬ nung von 12 V an, fließt der Lampenstrom durch die Reihenschal¬ tung der Si-Dioden Dl und D2 und erzeugt an diesen einen Span¬ nungsabfall von etwa 1,5 V. Mit i?l wird der Basisstrom von TI so eingestellt, daß der Transistor sicher bis zur Sättigung durchsteuert und seine Kollektorspannung auf etwa 0,4 V absinkt. T2 wird da¬ durch gesperrt. Brennt Lai durch, so bleibt TI gesperrt. Über R2 wird T2 aufgesteuert, und La2 leuchtet auf. An Stelle von Lai kann auch ein anderes Bauteil auf Stromdurchgang kontrolliert werden. Sein Widerstand sollte so dimensioniert sein, eventuell durch Zusatz¬ widerstände, daß ein Strom von 10 bis 200 mA fließt. La2 kann gegebenenfalls durch ein 12-V-Relais mit Freilaufdiode (ähnlich Bild 8) ersetzt werden, das einen Alarmbefehl gibt. Schmitt-Trigger mit Si-Transistoren Die Äc&m^-Trigger-Schaltung stellt einen relativ einfachen Schwell¬ wertschalter dar [7]. Bild 7 zeigt eine entsprechende Schaltung mit Si-Transistoren ähnlich [6]. Die Eingangsspannung U B i an der Basis von TI sei zunächst 0 V. TI ist gesperrt. Die Spannung am Kollektor von TI liegt nur wenig unter der Betriebsspannung von 12 V. Über den Spannungsteiler erhält T2 eine relativ hohe Steüerspan- nung und wird auf gesteuert. Am gemeinsamen Emitterwiderstand R 1 von TI und T2 tritt ein erheblicher Spannungsabfall U m von etwa 1 V auf, wodurch TI sicher gesperrt wird. Steigt die Spannung U B1 auf eine Größe, die mindestens der Summe von C/ R1 und der Schwel¬ lenspannung von TI (etwa 0,6 V) entspricht, so beginnt durch Ti Bild 7 Schmitt- Trigger-Schaltung mit Si-Transistoren 268 ein Kollektorstrom zu fließen. Die Kollektorspannung an TI sinkt und damit auch die Basisspannung an T2, wodurch sich der Kollek¬ torstrom von T2 verringert. Gleichzeitig verkleinert sich der Span¬ nungsabfall an RI, was zur Vergrößerung der wirksamen Steuer¬ spannung (7 B e an TI führt. Das hat ein weiteres Ansteigen des Kollektorstroms von TI zur Folge und führt zur völligen Sperrung von T2 sowie zur völligen Auf Steuerung von TI. Beim Absinken der Eingangsspannung U B1 tritt der gegenteilige Effekt auf. Das Umschalten bei abfallender Eingangsspannung er¬ folgt bei einem um einige 100 mV niedrigeren Wert als bei ansteigen¬ der (Hysterese). Die Ansprechschwelle der Schaltung liegt bei etwa 1,6 V. Die Größe der Hysteresespannung hängt vom Innen widerstand R { der steuernden Spannungsquelle ab. Steigender Quellen widerstand Ri führt dazu, daß die Hysteresespannung kleiner wird und — wenn sie völlig verschwindet — die Schaltung nicht mehr als Schalter, son¬ dern nur als Verstärker arbeitet. Bei größeren Stromverstärkungs¬ werten von TI und T2 tritt das erst bei größeren Werten von Ri auf (weit über 10 kQ). Außerdem ergeben höhere J?-Werte kürzere U mschaltzeiten. Beides kann mit Si-Transistoren besser realisiert werden als mit Ge-Typen. Mit ihrer höheren Grenzfrequenz ist ein weiterer Grund für steile Umschaltflanken gegeben. Führt man der Schaltung über einen Kondensator C eine Sinusspannung von mindestens 1 V zu, kann man dem Ausgang eine Rechteckspannung gleicher Frequenz entnehmen. Mit Si-Transistoren ist diese Funktion 4 bis zu weit höhe¬ ren Frequenzen möglich als mit einer mit Ge-Transistoren bestückten Schaltung. Lichtschranke mit Schmitt-Trigger Bild 8 zeigt die Schaltung einer Lichtschranke mit einem Schmitt- Trigger ähnlich Bild 7. Normal fällt Licht auf die Fotodiode FD1, diese ist leitend und erzeugt an 121 -f R2 einen relativ hohen Span¬ nungsabfall. Die Spannung an der Basis von TI muß dabei mit R2 auf einen so kleinen Wert eingestellt werden, daß T2 sicher gesperrt ist. Die Ansprechschwelle des Schmitt -Triggers T2-T3 liegt, begründet durch das Teilerverhältnis R5-R8, bei etwa 3 V. Solange sich die Spannung am Emitter von TI unter diesem Wert befindet und die Basisspannung um weitere 0,6 V höher ist, bleibt T2 gesperrt. Wird die Fotodiode verdunkelt, steigt ihr Widerstand an, TI zieht einen größeren Strom. Die Spannung über R3 erreicht die Ansprechschwelle des Triggers. T2 wird leitend, T3 sperrt, wie im vorangegangenen Abschnitt beschrieben. Die Spannung am Kollektor von T3 steigt an. 269 m-6P113...122 SP 107... 703 Bild 8 Lichtschranke mit Schmitt-Trigger als Schaltstufe Durch die Z-Diode ZD1 wird die Kollektorspannung von T3, um die Z-Spannung von 5 bis 7 V verringert, der Basis von T4 zugeführt. Der Basisstrom J B4 von T4 ergibt sich dann überschlägig aus T Uß — U 7j — Uß E4 lBt ~ -* 8 “- Bei mittleren Werten für U z und U BE4 stellt sich ein Basisstrom von 5 bis 6 mA ein. Das durch eine Freilaufdiode geschützte Relais im Kollektorkreis von T4 zieht dann sicher an, wenn der B-Wert vön T4 > 50 ist. Die Ankopplung von T4 durch eine Z-Diode ist für den Schmitt -Trigger typisch und deshalb erforderlich, weil die Kollektor¬ spannung an T3 auch im leitenden Zustand von T3 immer einen größeren Wert als 1 V hat. Mit dieser Minimalspannung an der Basis wäre T4 ständig aufgesteuert. Für TI ist ein Transistor mit großer Stromverstärkung (B > 150) erforderlich. Der Hellstrom (Strom bei Beleuchtung) durch die Foto¬ diode kann bei den Siliziumtransistoren SP 101 ...SP 103 und bei Basteltypen unter Umständen nur einige Mikroampere betragen. Bei Verdunkelung der Diode fließt dieser Strom durch die Basis von TI. Er muß ausreichen, um TI so weit durchzusteuern, daß der Schmitt- Trigger umkippt. Allgemein haben Ge-Fotodioden (GP 119...OP 122) größere Hellströme als die Si-Fotodioden (SP 101 ...SP 103), sie wei¬ sen aber auch größere Restströme und eine höhere Temperatur¬ abhängigkeit auf. Beim Einsatz von Ge-Fotodioden kann es zweck- 270 mäßig sein, für R2 einen Einstellregler mit einem Widerstand von 100 kQ oder 250 kQ zu verwenden. R2 ist in jedem Fall so einzustel¬ len, daß das Relais bei verdunkelter Diode sicher anzieht und bei Beleuchtung sicher abfällt. Literatur [1] Hetzer, R.: Einige Schaltungsbeispiele für die Arbeitspunkteinstellung bei Transistoren, Funktechnik 20 (1965) Heft 4, Seite 137 bis 138 [2] Müller, D.: Elektronikschaltungen - nicht nur für den Anfänger, Elektroni¬ sches Jahrbuch 1978, Seite 261 bis 276, Militärverlag der DDR (VEB) - Ber¬ lin, 1977 [3] Vajda, J.: Einfacher RC-Generator für Tonfrequenzen, Funktechnik 25 (1970) Heft 24, Seite 973 [4] Schreiber, H.: Empfindliche Lichtschranke, Funktechnik 31 (1976) Heft 19, Seite 690 [5] Schlenzig, K.: Lichtempfindliche Halbleiterbauelemente für die Amateur¬ praxis, Elektronisches Jahrbuch 1973, Seite 192 bis 203, Militärverlag der DDR, Berlin 1972 [6] Schkltbeispiele, Industriemitteilungen Intermetall 1967 [7] Schiller, H. J.: Transistor-Schmitt-Trigger, radio und fernsehen 10 (1961) Heft 11, Seite 340 bis 342 271 Dipl.-Ing. Bernd Altermann Zündeinstellgerät für Kfz-Motor Die richtige Einstellung der Zündung bei Verbrennungsmotoren ist eine grundsätzliche Voraussetzung für die optimale Ausnutzung des Kraftstoff-Luft-Gemischs. Weiterhin sind Motorleistung und Ver¬ schleiß des Kurbeltriebs weitgehend abhängig von dem eingestellten Zündzeitpunkt. Zündzeitpunkt und Schließwinkel sind im wesent¬ lichen die Parameter einer Kfz-Zündanlage, die, bedingt durch Ab¬ nutzung des Unterbrecherkontaktes, ständigen Änderungen im Fähr¬ betrieb unterliegen sowie in zeitlichen Intervallen überprüft und gegebenenfalls korrigiert werden müssen. In den meisten Fällen erfolgt die Einstellung des Zündzeitpunkts nach einer statischen Meßmethode mit einer parallel zum Unter¬ brecherkontakt der Zündanlage geschalteten Glühlampe. Bei ab¬ gezogenen Kerzensteckern und eingeschalteter Zündung des Kraft¬ fahrzeugs wird die Kurbelwelle von Hand in Laufrichtung gedreht, bis der Unter brecherkontakt öffnet und dabei die Lampe leuchtet. Da beim öffnen des Unterbrecherkontakts die auf der Primärseite der Zündspule entstehende Spannungsspitze in der Sekundärseite auf die erforderliche Zündspannung transformiert wird, ist der Zündzeit¬ punkt identisch mit dem Zeitpunkt bei Aufleuchten der Lampe. Die Stellung der Kurbel welle entspricht also bei Abhebung des Unter¬ brecherkontakts dem Zündzeitpunkt. 272 Da besonders bei Viertaktmotoren zum Erzielen der optimalen Motorleistung eine drehzahlproportionale Zündzeitpunktverschiebung durch eingebaute Fliehkraftregler und Unterdruckdosen erfolgt, läßt sich diese Methode zur Kontrolle und Einstellung des Zündzeitpunkts im Arbeitsdrehzahlbereich von Motoren nicht anwenden. Da Prüf- bzw. Meßgeräte, mit denen eine dynamische Messung des Zündzeit¬ punkts möglich ist, nicht im Handel angeboten werden, wird eine erprobte Schaltung beschrieben, die sich relativ problemlos naoh- bauen und mit einfachen Mitteln eiohen läßt. Meßprinzip Entsprechend dem Funktionsprinzip eines Verbrennungs-Otto-Motors erfolgt die Zündung des Kraftstoff-Luft-Gemischs vor dem oberen Totpunkt des Kurbeltriebs (OT). Der Winkel von OT bis zum Zünd¬ punkt (ZP), entgegengesetzt zur Drehrichtung gesehen, ist der Zünd¬ winkel (ZW). Unter Schließwinkel (SW) versteht man den Winkel, um den sich die Kurbel- bzw. Verteiler welle, auf der der Unter¬ brechernocken sitzt, bei geschlossenem Unterbrecherkontakt (Bild 1) dreht. D a nach Schließen des Unterbrecherkontakts eine gewisse Zeit erforderlich ist, bis sioh das magnetische Feld in der Zündspule voll aufgebaut hat, erfordert die optimale Zündspannungshöhe einen vom Zündspulentyp abhängigen Schließwinkel. Grundprinzip des Geräts zur dynamischen Messung des Zündwinkels ist der Stroboskopeffekt. Durch eine Elektronenblitzröhre wird syn- 18 Schubert, Eljabu 1979 273 chron zur an der Zündkerze des Motors liegenden Zündspannung eine Kerbe angeblitzt, die sich bei den meisten Motoren an der auf der Kurbelwelle sitzenden Riemenscheibe befindet. Diese Kerbe erscheint dem menschlichen Auge dabei auch bei laufendem Motor «stehend», so daß die auf dem Motor block gegenüberliegenden Markierungen für entsprechende Zündwinkel direkt in Grad vor OT abgelesen werden können. Die Stellung der angeblitzten Kerbe ist sowohl abhängig von der Grundeinstellung des Unterbrecherkontakts als auch von der drehzahl¬ abhängigen Verstellung durch Fliehkraftregler und Unterdruckdose. Daraus ergibt sich die Notwendigkeit der Kontrolle der Motordreh¬ zahl mit einem Drehzahlmesser. Die Drehzahlmessung nimmt man durch Auswerten der drehzahlproportionalen Unterbrecherimpulse vor, deren TastVerhältnis gleichzeitig zur Schließwinkelmessung ge¬ nutzt wird. Grundlagen für die Schaltungsdimensionierung Da bei allen Fahrzeugtypen die drehzahlabhängige Verstellung des Zündwinkeis bis etwa 4000 U • min -1 erfolgt, wird diese Drehzahl n als obere Grenze für die Frequenz der Blitzröhre gewählt. n Für Viertaktmotoren ergibt sich aus / = — eine Blitzfrequenz . 4000 Z /b — 60 = 33 > 3 Hz • Damit ist bei Zweitaktmotoren, für die f = n gilt, ein Einsatz¬ bereich des Stroboskops bis n = 2000 U • min -1 möglich. Das reicht völlig aus, da eine drehzahlabhängige Zündwinkelverstellung beim Zweitaktmotor grundsätzlich nicht erforderlich ist, jedoch beispiels¬ weise beim PKW Trabant zur Begünstigung des Startvorgangs durch einen Fliehkraftregler der Zündwinkel bis etwa 1100 U • min -1 ver¬ stellt wird. Aus den Kenndaten von Elektronenblitzröhren läßt sich ersehen, daß die zulässige elektrische Arbeit A der Röhren wesentlich von der Blitzfrequenz / B und der Betriebsspannung U B abhängt. Am Beispiel der Blitzröhre Typ 81-30 wird die prinzipielle Dimensionierung des Stroboskops gezeigt, so daß eine Umrechnung auf beliebig andere Röhrentypen vorgenommen werden kann. Aus der Prinzipschaltung (Bild 2) ist ersichtlich, daß die erforderliche elektrische Arbeit für die Röhre durch Entladung des Kondensators C bereitgestellt wird, der sich über den Widerstand R zwischen 2 Blitzen nachlädt. 1/2 C/fxF * U'max/kV’ » A'maiyw = ^max/Wd * /max/uim -1 • 274 R + 0—Q I I Katode "TLo Bild 2 Prinzipschaltung von Bl'dzr Öhren Für den Typ 81-30 gilt: x4 max = 165 Ws, / max = 6 min -1 , U UMZ = 600 V, lV max = 165 Ws • 6 min -1 = 16,5 W. Bei / B = 33,3 Hz wird JVrnax _ 16,5 W • s /b 33,3 0,5 Ws; I7 max - maximale Betriebsspannung, JV max - maximale Dauerleistung, A max - maximale zulässige elektrische Arbeit. Daraus ergi bt sich: C 2 A ~TT2 Dg 1 • Ws 0,6 2 • yä 2,78 pF (bei U B = !7 raal ). R errechnet sich näherungsweise aus der Zeit zwischen zwei Blitzen bzw. aus .der Zeitkonstante x = R ■ C; 1 1 77 " "2 ? /b ’ 1 • s "27t . 3,33 4,8 ms. c 4,8 • 10 -3 s 778 ' TÖ - « F 1,73 k£i. Dieser Wert ist ein Richtwert und kann in Abhängigkeit von der zur Speisung des ÄC-Glieds genutzten Spannungsquelle, d. h. vom Innenwiderstand der Spannungsquelle, variiert werden. Für die Messung der drehzahlproportionalen Unterbrecherimpulse ist die Unterbrecherfrequenz f a bei Zweitaktmotoren 18* 275 unter der Voraussetzung, daß, wie üblich bei diesen Motoren, jede Zündkerze aus einer separaten Zündspule gespeist wird. Bei Viertakt¬ motoren ist , n ,n ~ TT W ' z: z - Zylinderanzahl, n - Drehzahl min“ 1 . Für einen Drehzahlbereich bis 6000 U • min -1 ergibt sich daraus eine maximale Unterbrecherfrequenz von 100 Hz für Zweitakt- bzw. von 200 Hz für 4-Zylinder-Viertaktmotoren. Da der Drehzahlmesser auch für andere Kontrollzwecke am Motor eingesetzt werden kann, wurde die Schaltung für eine f u = 200 Hz dimensioniert, d.h. für den gesamten Drehzahlbereich üblicher Kfz- Motoren. Für eine bequeme Handhabung des Zündeinstellgeräts ist das Be¬ treiben aus dem Fahrzeugbordnetz zweckmäßig. Daraus ergibt sich die Notwendigkeit der Anpassung der Stromversorgung an den Beg¬ ierbereich des Fahrzeugs. Da das Gerät für 6- und 12-V-Anlagen aus¬ gelegt ist, muß die Stromversorgung für einen Spannungsbereich von 6 bis etwa 15,5 V dimensioniert werden. Schaltungsbeschreibung (Bild 3) Transverter Die für die Elektronenblitzröhre erforderliche hohe Gleichspannung wird durch einen am Fahrzeugbordnetz betriebenen Gegentakttrans¬ verter mit anschließender Spannungsverdopplung erzeugt. Die für die Transistoren TI und T2 gewählten Leistungstransistoren werden weit unterhalb ihrer Grenzwerte betrieben, so daß man sie ohne Kühl¬ flächen direkt in die Schaltung einlöten kann. Obwohl der Transverter nur für eine Leistung von etwa 6 W aus¬ gelegt ist, wurde wegen des erforderlichen Wickelraums ein Kern M 55/20, Dynamobleche IV, gewählt. Die Transverterschaltung weist keine Besonderheiten auf, lediglich werden durch das Relais in Ab¬ hängigkeit von der Betriebsspannung die Kollektorwicklungen von 6- auf 12-V-Betrieb automatisch umgeschaltet. Als Relais verwendet man ein Relais mit 4 Umschaltkontakten vom VEB Relaistechnik Ilmenau/Großbreitenbach. RI wird dabei so eingestellt, daß das Relais bei 8,5 bis 9 V sicher anzieht. C2 wirkt als Anschwinghilfe. Durch R2 wird der Rückkopplungsgrad des Transverters festgelegt. In Abhängigkeit von den verwendeten Transistoren ist R 2 so abzu¬ gleichen, daß der Transverter auch bei maximaler Belastung, d.h. 276 277 Bild 3 Stromlaufplan des Zündeinstellgeräts bei höchster Blitzfolge, noch sicher schwingt. Die Spannungsverdopp- lung geschieht durch D2, D3, (73 und (74. Über R3 wird der Blitz - kondensator - Reihenschaltung von (75 und (76 - in den Pausen zwi¬ schen 2 Blitzen aufgeladen. Da die gezündete Blitzröhre sehr niederohmig ist, werden C5/C6 im Rhythmus der Blitzfolge gewissermaßen ständig kurzgeschlossen. Deshalb ist es erforderlich, schaltfeste Kondensatoren vom Typ I B (TGL 200-8294102) einzusetzen. Da Elektrolytkondensatoren mit einer Spannungsfestigkeit von 600 V nicht zur Verfügung stehen, werden zwei Elektrolytkondensatoren mit doppelter Kapazität in Reihe geschaltet. Drehzahlmesser Das Grundprinzip des Drehzahlmessers ist die Messung des arith¬ metischen Mittelwerts der von einem monostabilen Multivibrator abgegebenen Impulsfolge durch ein Drehspulinstrument, wobei der Multivibrator mit T5 und T6 von den drehzahlproportionalen Unter¬ brecherkontaktimpulsen getriggert wird. Das Instrument integriert dabei diö vom Multivibrator abgegebenen Impulse. Die Kippzeit des Monoflops wird durch die Zeitkonstante 2? 19, (710 bzw. (711 bestimmt. Sie ist so bemessen, daß sich bei größter Ein¬ gangsimpulsfolge nach dem Zurückkippen in den stabilen Zustand eine ausreichende Erholzeit bis zum nächsten Triggerimpuls ergibt. Ist S3 offen, dann wirkt nur CIO, so daß der Meßbereich des Dreh¬ zahlmessers bis 6000 U • min“ 1 reicht. Wird durch S3 Cll zugeschal¬ tet, ergibt sich ein Meßbereich bis 1500 U • min“ 1 , den man für Leer¬ laufeinstellung und Abgasmessung an Motoren benötigt. Für die Drehzahlmessung ist das Instrument an R 16 angeschaltet, so daß ein Teil des Kollektorstroms von T5, dessen arithmetischer Mittel¬ wert drehzahlproportional ist, angezeigt wird. Mit .RI6 stellt man den Vollausschlag des Instruments ein, d.h. .bei 6000 bzw. 1500 U • min“ 1 . Um auch bei niedrigen Kippfrequenzen eine ruhige Stellung des Instrumentenzeigers zu erreichen, liegt ein Elektrolytkondensator (C9) parallel zum Instrument. Dip Triggerimpulse für den Multi¬ vibrator werden am Kollektor von T4 abgegriffen, der als Impuls¬ former arbeitet. C8 und .RI5 wirken für den Triggerimpuls als Diffe¬ renzierglied. Die Basis von T4 wird über ein .RC-Glied von den Unter¬ brecherimpulsen der Zündanlage gesteuert. Das RC-G lied wirkt als Tiefpaß, so daß die beim öffnen des Unterbrecherkontakts durch Ausschwingvorgänge auf der Primärsöite der Zündspule entstehenden Spannungsspitzen mit sehr großen Flankenanstiegen unterdrückt werden. Durch D6 werden die negativen Halbwellen der Unter¬ brecherimpulse kurzgeschlossen. Das sichere Sperren von T4 bewirkt 278 D7, so daß T4 erst durch eine Eingangsspannung geöffnet wird, die größer als die Kniespannung von D7 ist. D8 hat für Tö die gleiche Funktion. Schließwinkelmesser Für die Messung des Schließwinkels der Zündanlage wird das Instru¬ ment durch 82 über R12 und R 13 an den Kollektor von T4 ge¬ schaltet. Das Instrument mißt den arithmetischen Mittelwert der an der Basis von T4 liegenden Impulsspannung. Bei Betätigung des Schalters Sl, d.h., S1/1 geschlossen und S1/2 offen, wird an die Basis von T4 eine Gleichspannung angelegt, die T4 voll durchsteuert. (Das entspricht dem Zustand bei Messung eines Schließwinkels von 0°.) Mit Sl, vorteilhaft als Taste ausgeführt, kann also die einwand¬ freie Funktion des Schließ Winkelmessers bei Bedarf kontrolliert werden. In Bild 4 sind in Abhängigkeit von der Unterbrecherfrequenz der Kfz-Zündanlage die für Drehzahl- und Schließwinkelmessung wesent¬ lichen Spannungsverläufe der Schaltung dargestellt. Bei der Drehzahl¬ messung ist ersichtlich, daß die in 3 und 3 a schraffierten Flächen sich entsprechend dem Verhältnis der Drehzahlen bzw. der Unterbrecher¬ impulse wie 1 : 3 verhalten. Die arithmetischen Mittelwerte der Flä- Bild 4 I mpulsdiagramm 1 Eingangsimpuls vom Unter¬ brecherkontakt; t\ - Unterbrecherkontakt offen, t80 BF 180 BF 180 - BF 180 BF 181 BF 181 BF 181 BF 181 BF 181 BF 182 BF 182 BF 182 BF 182 - BF 183 BF 183 BF 183 - - BF 194 BF 194 BF 194 BF 194 BF 194 BF 195 BF 195 BF 195 BF 195 BF 195 BF 196 BF 196 BF 196 BF 196 BF % 196 BF 197 BF 197 BF 197 BF 197 BF 197 BF 200 BF 200 BF 200 - BF 200 BF 214 BF 214 - BF 214 - BF 215 BF 215 - BF 215 - BFP 519 - - - - BFP520 BF 169 - - - BFP 521 - - - - 3. Silizium-NF-Transistoren mittlerer Leistung CEMI SESCOSEM Philips SIEMENS, ITT, TELE- FUNKEN SGS-ATES BC 211 BC 211 _ BC 140 BC 286 BC 313 BC 313 - BC 160 BC 287 BF 257 BF 257 BF 257 BF 257 BF 257 BF 258 BF 258 BF 258 BF 258 BF 258 BF 259 BF 259 BF 259 BF 259 BF 259 4. Silizium-Schalttransistoren kleiner Leistung CEMI SESCOSEM Philips, Mullard VALVO TELE- FUNKEN BSYP 59 _ BSX 59 BSX 59 _ BSXP 60 - BSX 60 BSX 60 - BSXP 61 - BSX 61 BSX 61 BSY 46 BSXP 65 2 N 2222 2 N 2222 2 N 2222 2 N 2222 BSXP 66 2 N 2221 2 N 2221 2 N 2221 2 N 2221 BSXP 67 - 2 N 2220 - - BSXP 87 2 N 914 2 N 914 - 2 N 914 BSXP 92 2 N 2368 2 N 2368 2 N 2368 - BSXP 93 2 N 2369 2 N 2369 2 N 2369 - BSXP 94 - - - BSYP 62 2 N 706 2 N 706 - 2 N 706 BSYP 63 2 N 708 2 N 708 2 N 708 2 N 708 319 Auflösung des Preisrätsels 1978 So war es richtig! Und das sind die Gewinner: 1. Preis (1 Transistorempfänger und für 30,— M Bücher aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik) B. Krämer, 90 Karl-Marx-Stadt, Irkutsker Straße 229 2. Preis (Bücher für 75,-M aus dem Militärverlag der Peutschen Demokratischen Republik) Michael Prüfer, 1193 Berlin, Bouchestraße 25 3. Preis (Bücher für 50,-M aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik) Matthias Hartmann, 9291 Altzschillen, Fach 7 4. bis 10. Preis (je Preisträger Bücher für 25,- M aus dem Militär¬ verlag der Deutschen Demokratischen Republik) Hellmut Münzel, 87 Lübau, Postfach 35 802-L2 Karsten Reichelt, 4701 Hackpfüffel Wilfried Eue, 49 Zeitz, Bukarester Straße 10 Thomas Beversdorff, 3501 Hassel, Dorfstraße Hans-Peter Grüning, 95 Zwickau, Straße des 7. Oktobers Nr. 1 Thomas Larws, 6902 Jena-Lobeda, Otto-Grotewohl-Straße 34 Frank Bittner, 7042 Leipzig, Ernst-Haeckel-Straße 12 Die Preisverteilung erfolgt unter Ausschluß des Rechtsweges. Einsendeschluß für das Preisrätsel zum Elektronischen Jahrbuch 1979 ist der 31. Mai 1979 (Datum des Poststempels) S 320 Grundschaltungen integ rierter Schaltkreise +3V NF ~AM .iMi FM I I _|i_I i | 1_ii_I i i 7 oo" i ' i 10 aL. iV 7 m FiO Irr i * 10,7 MHz -J AM'bl 055 kHz -HYH 1 TfP ! a, b: zur Mischstufe AM-Filter Fi 1/Fi 3: wl = 75 W ; wZ = 10 w \FiZ FM-Filter FO/FS: wl--23W; wZ- 3W FM-Filter Fi 7: Industrietyp AM-Filter Fid: wl » SOW; wZ - 05 W ! Fil AM-FM- Zwischenfrequenzverstärker