ELEKTRONISCHES JAHRBUCH 1978 Integrierte MOS-Scha U S1 e 21 e ?.Z S 23 U sz Sz Ü z U101D S ^ r 1 C P 7 J 77 J 72 U108D Itkreise der DDR-Industrie U102 D U103D U105 D U109D Herausgeber: Ing. Karl-Heinz Schubert DM 2 AXE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1978 Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik 1.-60. Tausend © Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB) - Berlin, 1977 Cheflektorat Militärliteratur Lizenz-Nr. 5 LSV 3535 Lektor: Wolfgang Stammler Illustrationen: Harri Förster, Hans-Joachim Purwin Zeichnungen: Heinz Grothmann Fotos: Archive der Verfasser, Werkfotos, Zentralbild, Militärbilddienst Typografie: Ingeburg Zoschke • Hersteller: Hannelore Lorenz Vorauskorrektor: Johanna Pulpit • Korrektor: Eva Plake Printed in tlie German Democratic Republic Gesamtherstellung: INTERDRUCK Graphischer Großbetrieb Leipzig III/18/9 Redaktionsschluß: 15. März 1977 Bestellnummer: 745 864 1 DDR 7,80 M Inhaltsverzeichnis 60 Jahre Sowjetarmee Marschall der Nachrichtentruppen I. T. Peresypkin erinnert sich ... Sowjetische Nachrichtenverbindungen in den Kämpfen am Kursker Bogen. 11 Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Fortschritte der DDR-Elektronikindustrie . 23 Ing. Hans-Uwe Fortier — DM 2 COO Dipl.-Ing. Bernd Petermann — DM 2 BTO «Wermsdorf» — klein, aber oho. 30 Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Elektronische Kampfführung. 36 Wissenswertes über moderne Technik Dipl.-Phys. Jürgen Feuerstake Organische Halbleiter — Entwicklungsstand und Tendenzen .... 44 Dr. Günter Miel Modellfernsteuerung — ein interessantes Gebiet für den Amateur¬ elektroniker . 54 Ing. Winfried Müller Fortschritte der Elektronik bei Fotoblitzgeräten . 65 A. Tagajevski Funkverkehr bis zur Venus . 77 Dr. paed. Lothar König Zur Problematik der Begriffsbestimmung «Elektronik» und zum Verhältnis der Elektronik zur Elektrotechnik. 86 5 Neue Bauelemente der Elektronik Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Rund um den Mikroprozessor .... 93 Ing. Klaus K. Streng Spezielle Schaltkreise für die Anwendung in der Elektronik. 102 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Wissenswertes über Ferrite. 113 Moderne Technik für den Funkamateur Karl Rothammel — DM 2 ABK Logarithmisch periodische Antennen . 135 Peter Haferkorn - DM 2 BBN Ein SSB-Klipper für. 200 kHz . 145 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Prüfgeräteschaltungen für den Funkamateur . 148 Ing. Egon Klaffke - DM 2 BFA Übungsgerät für die AG «Junge Funker». 159 i Dipl.-Ing. Michael Knietzsch - DM 2 GBO Transistor-PA-Stufen für das 2-m-Band. 168 Ing. Hans-Uwe Fortier — DM2 COO Doppel-MOSFET-Konverter mit dem KP 350 A .. 184 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Internationale Schaltungsrevue «Amateurfunk» . 194 Vilmos Värteresz Direktmischempfänger für den Anfänger. 206 Bauanleitungen für den Elektroniker Dipl.-Ing. Bernd Petermann - DM 2 BTO Eine Zweit-«Klingel» für das Telefon . 212 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Schaltungsrevue für den Anfänger . 221 Dietmar Hof mann Belichtungsmeßgerät für Foto-Vergrößerungsarbeiten. 233 Dr. paed. Lothar König Universelle Warneinrichtung mit integrierten Schaltkreisen .... 241 6 Dipl.-Ing. Reinhard Langmann Stabilisiertes Doppelnetzteil 2 x 20 V/2 A . 247 Wolf gang Dick Ein universelles Experimentiergestell. 256 Ing. Dieter Müller Elektronikschaltungen - nicht nur für Anfänger . 261 Ing. Harro Kühne Spannungs-Frequenzumsetzer für positive und negative Ein¬ gangsspannungen mit automatischer Polaritätsanzeige .. 277 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Internationale Komplexwettkämpfe im Funkmehrkampf. 287 Oberstleutnant Dipl.-Ing. Friedrich Schulze Offizier in der Nachrichtentruppe - ein interessanter Beruf. 294 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee. 299 Aus der Geschichte der sowjetischen Funkamateure (II) . 305 Auflösung des Preisrätsels 1977 . 313 Tabellenanhang Bipolare Transistoren aus der Volksrepublik Polen . 314 7 1978 Januar Februar März Mo 2 9 16 23 30 6 13 20 27 6 13 20 27 Di 3 10 17 24 31 7 14 21 28 7 14 21 28 Mi 4 11 18 25 1 8 15 22 1 8 15 22 29 Do 5 12 19 26 2 9 16 23 2 9 16 23 30 Fr 6 13 20 27 3 10 17 24 3 10 17 24 31 Sa 7 14 21 28 4 11 18 25 4 11 18 25 So 1 8 15 22 29 5 12 19 26 5 12 19 26 April Mai Juni Mo 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 19 26 Di 4 11 18 25 2 9 16 23 30 6 13 20 27 Mi 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 Do 6 13 20 27 4 11 18 25 1 8 15 22 29 Fr 7 14 21 28 5 12 19 26 2 9 16 23 30 Sa 1 8 15 22 29 6 13 20 27 3 10 17 24 So 2 9 16 23 30 7 14 21 28 4 11 18 25 Juli August September Mo 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 Di 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 Mi 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 Do 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 Fr 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 Sa 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 So 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 Oktober November Dezember Mo 2 9 16 23 30 6 13 20 27 4 1) 18 25 Di 3 10 17 24 31 7 14 21 28 5 12 19 26 Mi 4 11 18 25 1 8 15 22 29 6 13 20 27 Do 5 12 19 26 2 9 16 23 30 7 14 21 28 Fr 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 Sa 7 14 21 28 4 11 18 25 2 9 16 23 30 So 1 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 60 Jahre Sowjetarmee Marschall der Nachrichtentruppen I. T. Peresypkin erinnert sich ... Sowjetische Nachrichtenverbindungen in den Kämpfen am Kursker Bogen Das Hauptquartier entsandte seinen Vertreter, A.M. Wassilewski, in das Gebiet von Kursk, um die Kampfhandlungen der Zentralfront und der Woronesher Front zu koordinieren. Unsere Nachrichten¬ zentrale wurde deshalb abgebaut und in Gefechtsordnung, unter Führung von General P. D. MiroschniJcow, in das Kursker Gebiet verlegt. Nachdem ich mich herzlich vom Frontoberbefehlshaber, F. I. Golikow, und dem Mitglied des Kriegsrats, F. F. Kusnezow , verabschiedet hatte, flog ich mit einem Flugzeug vom Typ PO-2 ab. Wassilewski legte mit einer Gruppe Generale und Offiziere den Weg nach Kursk auf dem schweren Winterweg in Autos zurück. Als ich in Kursk ankam, wurde die Nachrichtenzentrale bereits am nördlichen Stadtrand entfaltet und Verbindung mit dem General¬ stab und den Stäben der Zentral- und Woronesher Front hergestellt. In der Nähe der Nachrichtenzentrale waren auch die Quartiere für die Generale und die Offiziere der Gruppe vorbereitet. Nach der Ankunft Marschall Wassilewskis begann, wie gewöhnlich,, eine an¬ gestrengte Arbeit. Zur gleichen Zeit gingen Teile und Einheiten der Zentral- und der Woronesher Front zur Verteidigung über, führten Gefechte örtlicher Bedeutung und erfüllten Aufgaben zur Vervoll¬ kommnung der Verteidigungsanlagen. Die Nachrichtensoldaten bau¬ ten neue Fernmeldeleitungen, richteten Nachrichtenzentralen auf Haupt-, Reserve- und Hilfsführungsstellen ein und entfalteten Kon¬ trollpunkte, an denen sich Leitungen kreuzten. Das war zu der Zeit die Hauptaufgabe aller Nachrichteneinheiten beider Fronten. Zusammen mit Marschall Wassilewski kamen wir im Stab der Zentralfront an, der nördlich von Kursk, im Raum der Station Swo- boda, entfaltet war. Ich besichtigte die Nachrichtenzentrale des Sta¬ bes der Front, der in gut eingerichteten und gediegenen Unterständen untergebracht war, und hörte mir den Bericht des Chefs Nachrichten der Front, General P. J. Maksimenko , an. Anschließend fuhren wir zu den Stäben der 13. und der 70. Armee und ebenfalls zum Stab der Woronesher Front. Und überall, wo wir hinkamen, wurde an- 11 gespannt an der Vervollkommnung der Verteidigungsanlagen, der Einrichtung von Führungspunkten und der Erweiterung der Nach¬ richtenverbindungen gearbeitet. In Kursk hielten wir uns nur kurz auf. An der Front war es zu der Zeit ruhig. Dringende Arbeiten riefen A. M. Wassilewski nach Moskau. Ich fuhr mit ihm zusammen zurück nach Moskau. Kurze Zeit später erhielt ich erneut den Auftrag, zum Kursker Bo¬ gen zu fahren. Das war Mitte April 1943. Diesmal bestand meine Aufgabe darin, die Nachrichtenverbindungen mit den Stäben der Einheiten und operativen Gruppierungen zu kontrollieren, die sich in der Reserve des Hauptquartiers des Oberkommandos befanden und sich östlich von Kursk konzentrierten. In diesem Gebiet wurde die Steppenfront gebildet. Zu ihr sollten vier allgemeine und eine Panzerarmee, zwei selbständige Panzer-, ein mechanisiertes und drei Kavalleriekorps gehören. Für den Stab der Front und alle ihre Ein¬ heiten waren Nachrichtenverbindungen erforderlich. Als Chef Nach¬ richten der Steppenfront wurde Oberst B. T. Soldatenkow eingesetzt. 1 Nach der Zusammenkunft mit dem Oberbefehlshaber der Front, I. S. Konew, und dem Chef des Stabes der Front, M. W. Sacharow, und dem Anhören ihrer Wünsche hinsichtlich der Nachrichtenverbin¬ dungen begannen wir mit der Arbeit. Unsere erste und Hauptaufgabe war die Sicherstellung einer zu¬ verlässigen Nachrichtenverbindung des Frontstabes mit allen Stäben der zugeführten Armeen und Korps sowie mit dem Generalstab. Sta¬ bile Nachrichtenverbindungen in all den genannten Richtungen, in einem nachrichtentechnisch wenig erschlossenen Gebiet, das heißt, das Netz der allgemeinen staatlichen Drahtnachrichtenverbindungen war schwach entwickelt, war nicht einfach sicherzustellen. Die Lage wurde noch dadurch erschwert, daß während der Konzentrierungs¬ phase der Truppen der Steppenfront die sendeseitige Nutzung von Funkgeräten kategorisch verboten war, um die große Ansammlung von Reserven des Hauptquartiers des Oberkommandos nicht zu de¬ maskieren. Alle Funkverbindungen waren organisiert und zur Ver¬ bindungsaufnahme bereit, wurden aber nur empfangsseitig betrieben. Um diese schwere Aufgabe schneller zu lösen, wurde in den Kon¬ zen trierungsraum der Truppen der Steppenfront alles geschickt, was möglich war: Nachrichteneinheiten, die der Hauptverwaltung Nach¬ richten unterstanden, Nachrichtenbataillone des Volkskommissariats für Nachrichtenverbindungen, Bezirks- und Armee-Nachrichtenein¬ heiten der Steppenfront und Arbeiter aus den örtlichen Einrichtungen des Nachrichtenwesens. Sie alle erweiterten gemeinsam die örtlichen 1 Anfang Juni 1943 wurde als Chef Nachrichten der Steppenfront Generalmajor der Nachrichtentruppen, N. S. Matwejew, eingesetzt. 12 Nachrichtenzentralen, richteten Nachrichtenzentralen für die Füh¬ rungspunkte der Front und der Armee ein, errichteten Fernmelde¬ leitungen und erweiterten bestehende Leitungen. In der Konzentrierungsphase der Truppen der Steppenfront spielte die «besondere Nachrichtenzentrale» eine große Rolle. Sie wurde von einem selbständigen Nachrichtenregiment aus der Reserve des Ober¬ kommandierenden bedient. Als Regimentskommandeur wurde Gene¬ ral N. A. Borsow befohlen. Das war der erste Versuch, ähnliche Nach¬ richtenzentralen für die Sicherstellung von Nachrichtenverbindungen in der operativ-strategischen Ebene der Führung einzusetzen. An¬ fänglich bestand ihre Hauptaufgabe darin, Nachrichtenverbindungen im Interesse des Stabes der Steppenfront sicherzustellen. Im Verlauf der Verteidigungs- und der nachfolgenden Angriffsoperationen wurde der «besonderen Nachrichtenzentrale» die Sicherstellung der Nach¬ richtenverbindungen des Generalstabs mit der Brjansker Front, der Zentralfront, der Woronesher Front, der Steppen- und der Südwest¬ front übertragen. Gestützt auf das System der örtlichen Nachrichtenzentralen des Volkskommissariats für Nachrichtenverbindungen und das entfaltete Netz von Hilfsnachrichtenzentralen und Kontrollpunkten, die von den Nachrichteneinheiten der Fronttruppen entfaltet worden waren, wurde die «besondere Nachrichtenzentrale» ihren schwierigen Auf¬ gaben vollauf gerecht. Die Erfahrungen mit dieser Nachrichtenzentrale während der Gefechtshandlungen am Kursker Bogen zeigten, daß Nachrichtenzentralen in breitem Umfang für die Organisation der Nachrichtenverbindungen des Generalstabs mit den Stäben der Fron¬ ten und den Reserven des Hauptquartiers eingesetzt werden können. Die faschistische Führung sammelte über längere Zeit Kräfte, um einen entscheidenden Schlag gegen die Rote Armee im Raum Kursk zu führen. Sorgfältig wurde eine große Offensive in dieser Richtung vorbereitet. Die Faschisten hofften dadurch die Hauptkräfte der Roten Armee zerschlagen zu können, um erneut die strategische In¬ itiative an sich zu reißen und eine Wende im Krieg zu ihren Gunsten herbeizuführen. Unter Beachtung der Lage der eigenen Truppen im Gebiet von Kursk erhielt der Plan des Gegners die Bezeichnung Zitadelle und verfolgte das Ziel, die sowjetischen Truppen, im Kurs¬ ker Bogen einzuschließen und zu vernichten. Für diese Operation schuf die faschistische Führung eine Gruppierung mit 50 Divisionen (16 davon waren Panzer- und motorisierte Divisionen), etwa 900000 Mann, bis 10000 Geschütze und Granatwerfer, 2 700 Panzer und mehr als 2000 Flugzeuge. 2 2 Geschichte des Großen Vaterländischen Krieges 4er Sowjetunion 1941-1945, Band 3, Moskau 1961, Seite 243. 13 Das Hauptquartier des Oberkommandos erkannte rechtzeitig das Vorhaben des Gegners und leitete alle notwendigen Maßnahmen zur Abwehr der gegnerischen Schläge und zur Vernichtung der faschisti¬ schen Armeen in diesem Raum ein. Die Verteidigung bei Kursk oblag den Truppen der Zentral- und der Woronesher Front, in deren un¬ mittelbarem Hinterland sich die starke Truppenkonzentration der Steppenfront befand, die sich sowohl auf die Verteidigung als auch auf Angriffshandlungen vorbereitete. Die Truppen der Zentralfront und der Woronesher Front bereiteten sich sorgfältig auf Verteidigungsoperationen vor. Von April bis Juni schufen sie an der Front auf einer Länge von mehr als 500 km sechs Verteidigungsabschnitte in einer Tiefe von 150 bis 190 km. Außer¬ dem bauten die Truppen der Steppenfront einen Verteidigungs¬ abschnitt am Fluß Kschenj, und am linken Donufer wurde ein statt¬ licher Verteidigungsstreifen errichtet. Die allgemeine Tiefe der pio¬ niertechnischen Einrichtung des Geländes, die von den sowjetischen Truppen am Kursker Bogen vorgenommen wurde, erreichte mit Be¬ ginn der aktiven Kampfhandlungen in dieser Richtung 300 km. Die Operation wurde auch hinsichtlich der Nachrichtenverbindungen vor¬ bereitet. An allen Abschnitten bauten die Nachrichtensoldaten neue Fernmeldeleitungen, verlegten zusätzliche Leitungen für Fernschreib¬ und Fernsprechverbindungen, vervollkommneten das Netz der Nach¬ richtenzentralen und bereiteten Soldaten und Technik auf den Ein¬ satz vor. Interessant und gut durchdacht wurde das Drahtnachrichtennetz in der Zentralfront aufgebaut. Mit Stand vom 30. Juni hatte der Frontstab stabile Fernschreib- und Trägerfrequenz-Telefonieverbin¬ dungen mit dem Generalstab und den benachbarten Fronten, mit allen unterstellten Armeen. Außerdem hatte die zweite Staffel des Frontstabs direkte Fernmeldeverbiridung mit allen zweiten Staffeln der Armeen und allen Stationen der Front. Gut organisiert und stabil arbeitete auch die Fernschreib- und die Fernsprechverbindung innerhalb der Front. Von den 48 Einheiten, die zum Bestand der Front zählten, hatten 37 Verbindung mit den Armeestäben über Fernschreiber und Telefon und 11 nur über Tele¬ fon. Zwischen allen benachbarten Divisionen, Korps und Armeen bestanden ununterbrochen Fernschreib- und Fernsprechverbindun¬ gen. 3 In der Vorbereitungsperiode bauten die Nachrichtensoldaten der Zentralfront 610 km neue Fernmeldeleitungen, verlegten 6000 km zusätzliche Leitungen und setzten 3000 km Leitungen instand. 4 3 Archiv des Ministeriums für Verteidigung der UdSSR, Fonds 226, op. 347, D12, LL 269-270. 4 Nachrichtensoldaten im Kriege und im Frieden, Moskau 1968, Seite 189. 14 An der Zentralfront war die Reservenachrichtenzentrale des Front¬ stabs gut vorbereitet. Über diese Nachrichtenzentrale verliefen alle wichtigen Fernschreib- und Fernsprechkanäle. In voller Bereitschaft befanden sich die Reservenachrichtenzentralen der Stäbe der Armeen und der Einheiten; ihr technischer Zustand wurde systematisch durch die Offiziere der Stäbe und durch Vorgesetzte Chefs Nachrichten über¬ prüft. Die Reserve- und die Hilfsnachrichtenzentralen sowie die Kon¬ trollpunkte lagen in der Regel außerhalb von Ortschaften in sicheren, speziell eingerichteten Unterständen und Erdbunkern. Um die Standfestigkeit der Drahtnachrichten Verbindungen im Raum der Handlungen der FrQnttruppen zu erhöhen, wurden viele örtliche Nachrichtenzentralen (Kursk, Lgow, Tatesch, Station Solo- tyschino) und sogar die Nachrichtenzentrale des Führungspunktes der Front in Swoboda ringförmig miteinander verbunden. Dadurch waren die Nachrichtenverbindungen weniger anfällig gegen Angriffe aus der Luft. Die NächrichtenVerbindungen des Stabes der Front mit den unterstellten Truppen wurde über zwei bis drei verschiedene Richtungen aufrechterhalten, was ebenfalls dazu beitrug, ihre Zu¬ verlässigkeit und Standfestigkeit zu erhöhen. Außerdem sicherte eine ausreichende Anzahl Kabel- und Drahtleitungen im Frontstrei¬ fen neben den Hilfsnachrichtenzentralen sowie den Kontrollpunkten, an denen Leitungswege kreuzten, dafür, daß mit den Fernschreib¬ und den Fernsprechkanälen beweglich manövriert werden konnte. Das alles bot große Möglichkeiten, ohne zusätzliche Kräfte und Mittel die ununterbrochene Nachrichtenverbindung bei Gegenstößen und bei Lage Veränderungen sicherzustellen. Gut war auch die* Drahtnachrichten Verbindung bei der Woronesher Front organisiert, in der Generalmajor der Nachrichtentruppen A. F. Nowitzki wirkte. In dieser Front waren drei Nachrichtenachsen aufgebaut worden, die untereinander mit vier Drahtleitungen ver¬ bunden waren. Der Führungspunkt der Front hatte spezielle Lei¬ tungen zu den Flugplätzen und den Reserveeinheiten. Während der Entfaltung des Drahtnachrichtennetzes bauten die Nachrichteneinheiten der Woronesher Front etwa 1500 km neue Fern¬ meldeleitungen und ergänzten mehr als 6000 km mit zusätzlichen Leitungen. Die allgemeine Tiefe des Drahtnachrichtennetzes dieser Front betrug zu dieser Zeit 120 bis 150 km. Eine herausragende Be¬ sonderheit dieses Drahtnachrichtennetzes war die große Anzahl von Hilfsnachrichtenzentralen und Kontrollpunkten, die über die ge¬ samte operative Tiefe der Truppen verteilt waren. Allein in der Vor¬ bereitungsperiode der Verteidigungsoperation wurden in der Woro¬ nesher Front 6 Hilfsnachrichtenzentralen und 35 Kontrollpunkte eingerichtet. Während der Gefechtshandlungen am Kursker Bogen setzten die 15 Nachrichteneinheiten im großen Umfang zweiadrige Fernmelde¬ leitungen auf Stangen ein, die vor dem Krieg in der Roten Armee nicht zum Einsatz gekommen waren. Ein Vorteil dieser Leitungen ist, daß sie gegenüber einadrigen Leitungen sowohl Fernschreib- als auch Fernsprechverbindungen ermöglichen. Außerdem lassen sich diese Leitungen bedeutend schneller bauen als feste Leitungen glei¬ cher Kapazität. Die Zweileiter-Stangenleitungen wurden für die Sicherstellung der Nachrichtenverbindungen zwischen den Stäben der Fronten und Armeen, den Armeen und Korps, zwischen den Stäben der Panzer- und mechanisierten Einheiten und für die Verbindung mit den Luft¬ streitkräften eingesetzt. Bei großem Angriffstempo würden sie auch für die Verlängerung der Achsenleitungen der Stäbe der Fronten und Armeen verwendet, wenn die Fernmeldetrupps nicht in der Lage waren, feste Leitungen hinter den angreifenden Truppen zu bauen. Die in diesen Operationen eingesetzten Zweileiter-Stangenleitungen haben sich vollauf bewährt; die mit ihnen sicher gestellten Nach¬ richtenverbindungen arbeiteten stabil, so daß diese Leitungsart auch in den folgenden Operationen der Roten Armee breit genutzt wurde. 5 Alle Maßnahmen der Nachrichtensoldaten zur Entfaltung und Einsatzvorbereitung der Drahtnachrichtenverbindungen boten dem Stab der Woronesher Front eine zuverlässig und stabil arbeitende Nachrichtenverbindung auch in den schwierigsten Gefechtslagen. Die Chefs Nachrichten der Fronten und Armeen realisierten um¬ sichtig die Pläne zur Organisation der Nachrichtenverbindungen im Verlauf der Verteidigungsoperationen, beachteten die Besonderheiten der Gefechtsaufgaben, die den Armeen und den einzelnen Einheiten gestellt waren. Zum Beispiel wurde der Einsatz der 1. und der 2. Panzerarmee, die sich in der zweiten Staffel der Woronesher und der Zentralfront befanden, in mehreren Varianten geplant. So konnte die 2. Panzerarmee nach drei Varianten handeln, und die 1. Panzer¬ armee war auf Gegenstöße in vier Richtungen vorbereitet. In Über¬ einstimmung mit den Plänen für die Handlungen der Armeen nach Varianten waren auch die Nachrichtenverbindungen organisiert. Gleichzeitig schenkte der Chef Nachrichten der Zentralfront seine Aufmerksamkeit den Nachrichtenverbindungen des Zusammen¬ wirkens zwischen der 2. Panzerarmee und der 13. Armee in dem Streifen, in dem Kampfhandlungen der Panzer vorgesehen waren. Das gleiche wurde auch an der Woronesher Front getan, wo das enge Zusammenwirken zwischen der 1. Panzerarmee und der 6. Garde¬ armee besondere Bedeutung hatte. 5 Archiv des Ministeriums für Verteidigung der UdSSR, Fonds 71, op. 12169, D. 701, L 53. 16 In der Vorbereitungsperiode wurde in allen Fronten große Arbeit auch zur Organisation der Funkverbindungen geleistet. In den Front¬ stäben, den Stäben der Armeen und Einheiten wurden neue Funk¬ netze und Funkrichtungen auf gebaut, die Funkgeräte instand ge¬ setzt, die Stromquellen ergänzt und Funker sowie ganze Bedienungen von Funkstellen ausgebildet. Alle Funkstationen waren einsatzbereit, aber in der Vorbereitungsperiode wurde die Funkverbindung für die Truppenführung nur wenig eingesetzt und vornehmlich nur für den Empfang. Das war möglich, da die Truppenführung durch ununter¬ brochen arbeitende Drahtnachrichtenverbindungen gewährleistet war. In der Periode der Vorbereitung auf die Operation am Kursker Bogen hatte ich mehr als einmal Gelegenheit, die Stäbe der Zentral¬ front und der Woronesher Front und einiger Armeen aufzusuchen, deren Nachrichteneinheiten sich mit aller Kraft auf die Sicherstellung der Nachrichtenverbindungen in den bevorstehenden Verteidigungs¬ operationen vorbereiteten. Ich war nicht nur einmal auch im Stab der 13. Armee, die in einem sehr wichtigen Verteidigungsabschnitt der Zentralfront eingesetzt war. Chef Nachrichten der Armee war mein alter Bekannter, Oberst, später Generalmajor der Nachrichten¬ truppe, I. F. Ach/remenJco. Dieser erfahrene Nachrichtensoldat befehligte die Truppennach¬ richteneinheiten der 13. Armee vom ersten Tag des Großen Vater¬ ländischen Krieges bis zum endgültigen Sieg über das faschistische Deutschland. Mit Verlaub gesagt, das ist ein Einzelbeispiel in unserer Armee, daß ein Chef Nachrichten eine so lange Zeit die Nachrichten¬ einheiten ein und derselben Armee befehligte. Im Verlauf des ge¬ samten Krieges führte I. F. Achremenko seine Nachrichteneinheiten umsichtig und erreichte Erfolge in seiner Arbeit. 6 Und jetzt war ich erneut in der 13. Armee. Ich machte mich mit dem Zustand der Nachrichtenverbindungen in der Armee bekannt und besichtigte ihre Nachrichtenzentrale. Wir kamen in einen sicher ge¬ bauten und gut eingerichteten Unterstand, in dem I. F. Achremenko wohnte und arbeitete. Es war schon Abend geworden, und ich blieb bei ihm über Nacht. Im Unterstand, bei einem Glas Tee tauschten wir Erinnerungen über die zurückliegenden Ereignisse aus, sprachen über die ersten Tage des Großen Vaterländischen Krieges, die für immer im Gedächtnis eingeprägt sind, über die Schwierigkeiten, die zu Be¬ ginn des Krieges zu überwinden waren, über die Veränderungen, die 6 Im historischen Museum der Artillerie, der Pionier- und der Nachrichtentruppen finden sich eine große Anzahl von Materialien, die über die Handlungen der Truppennachrichteneinheiten in der Ebene der Armeeführung Auskunft geben und von der 13. Armee stammen. Das ist auch das Verdienst von General I. F. Achremenko. 2 Schubert, Eljabu 78 17 in der Roten Armee vor sich gegangen waren, darunter auch in den Nachrichtentruppen bis zum Sommer 1943. Wir erinnerten uns an den Zustand der Nachrichtenverbindungen in der Armee zu Beginn des Großen Vaterländischen Krieges. Alles erkennt man nur im Vergleich. Die Organisation der Nachrichten¬ verbindungen, die Anzahl der Truppennachrichteneinheiten und ihre Ausrüstung mit Nachrichtengerät in den ersten Kriegsmonaten war nur schwer mit dem zu vergleichen, worüber die 13. Armee im Sommer 1943 verfügte. Dann zeigte mir I. F. Achremenko ein von ihm auf bewahrtes Schema der Drahtnachrichten Verbindungen der 13. Armee vom Juni 1941. Wir verglichen es mit dem Schema der Drahtnachrichten Verbindun¬ gen im Kursker Bogen. Durch einen glücklichen Umstand ist mir das Schema aus dem Jahre 1941 erhalten geblieben, und das aus dem Jahre 1943 fand ich im Archiv des Ministeriums für Verteidigung der UdSSR. Ich möchte beide hier zeigen, da ich meine, daß sie von großem Interesse sind. In ihnen spiegelt sich klar die Entwicklung der Drahtnachrichtenverbin¬ dungen nicht nur in der 13. Armee, sondern auch in der gesamten Roten Armee wider. Diese Schemata illustrieren anschaulich die ge¬ wachsenen Möglichkeiten der Nachrichtentruppen im Sommer 1943 (Bild 1) im Verhältnis zu den ersten Tagen des Großen Vaterländischen Krieges (Bild 2). Bei der Organisation der Nachrichtenverbindungen im Sommer 1943 wurden nicht nur die Erfordernisse hinsichtlich der Nachrichten¬ verbindungen für die Periode der Verteidigung, sondern auch die 18 für die bevorstehenden Angriffshandlungen der Truppen berücksich¬ tigt. Ebendeshalb leitete Oberst Achremenko alle notwendigen Ma߬ nahmen zur Schaffung eines v^eit verzweigten Netzes von Draht¬ nachrichtenverbindungen ein. Mit den unterstellen Korps waren die Drahtnachrichtenverbindungen nach Richtungen organisiert. Es be¬ standen zu ihnen jeweils ein Fernschreib- und ein Fernsprechkanal über Hilfsnachrichtenzentralen, und über die Kontrollpunkte konn¬ ten schnell Umgehungsleitungen in jeder Richtung geschaltet werden. Die Befehlshaber und die operativen Mitarbeiter der Stäbe nutzten von den Drahtnachrichtenverbindungen vornehmlich die Telefon¬ verbindungen zu Gesprächen aus. Die Fernschreibverbindungen dien¬ ten hauptsächlich dem Senden und dem Empfang operativer Doku¬ mente. In der 13. Armee waren auch die Funkverbindungen gut organi¬ siert; der Stab der Armee hatte über eine Funkrichtung Verbindung zum Generalstab und über zwei Funkrichtungen Verbindung zum Stab der Front. Mit allen Korps wurde Funkverbindung im Funknetz des Stabes der Armee gehalten und darüber hinaus über einzelne Funkrichtungen. Der Armeeoberbefehlshaber hatte zuverlässige Ver¬ bindung mit den Kommandeuren der unterstellten Einheiten über seine persönliche Funkstation. In der Armee bestand auch Funk¬ verbindung mit den Divisionsstäben über drei Funknetze. Eine große Entwicklung erfuhr die Funkverbindung in den Stäben der Befehls¬ haber der Artillerie und in den Panzer- und mechanisierten Truppen¬ teilen der Armee. Zu ihrer Verfügung standen sechs Funknetze. Ein derartig breiter Einsatz von Funkmitteln auf der Ebene der Stäbe von Panzer-, mechanisierten und Artillerietruppenteilen wurde in der Roten Armee erstmalig praktiziert. Während der Verteidigungshand¬ lungen nutzten die Stäbe der allgemeinen Truppenteile die Funk¬ verbindung nur wenig aus, aber sie war stets einsatzbereit. 2 * 19 6'D = Schützendivision SK - Schützen ko rps GSD - Gardeschützendivision Bild 2 20 ^ zum Stab zur 16. der Zentralfront n Luftarmee Iwan Terentjewitsch Peresypkin (Kurzbiografie) Marschall der Nachrichtentruppen, Iwan Terentjewitsch Peresypkin , nimmt einen besonderen Platz in der Geschichte des sowjetischen Nachrichtenwesens ein. Seit Mitte 1939 leitete er das Volkskommissa¬ riat für Nachrichtenwesen, und einen Monat nach Kriegsbeginn wurde er auf Beschluß des Zentralkomitees der KPdSU und der Sowjet¬ regierung gleichzeitig zum Chef der Hauptverwaltung Nachrichten der Roten Armee sowie zum Stellvertreter des Volkskommissars für Verteidigung ernannt. «Dieser Entschluß» - unterstreicht der Mi¬ nister für Nachrichtenwesen der UdSSR, N. D. Psurzew, im Vorwort zu dem Buch von I. T. Peresypkin , «Die Nachrichtensoldaten im Großen Vaterländischen Krieg » — «gestattete effektiv und zweckmäßig alle Kräfte und Nachrichtenmittel an der Front und im Hinterland zu mobilisieren. Mit vollem Einsatz aller Kräfte wirkte der zentrale Apparat des Volkskommissariats für Nachrichtenwesen und sein Leiter I. T. Peresypkin für den Sieg. Er mußte in seiner Arbeit in zwei Richtungen wirksam werden, d.h. unter Beachtung der Fragen des gesamtstaatlichen Nachrichtenwesens ständig an den Fronten zu wirken und die Nachrichtenverbindungen des Generalstabs, die Nachrichtenverbindungen in den Truppenteilen, im frontnahen Gebiet Sicherzustellen ...» Marschall der Nachrichtentruppen I. T. Peresypkin hat einen inter¬ essanten Lebensweg hinter sich. Sein Lebenslauf ist typisch für viele große sowjetische Heerführer, Kommunisten. Er wurde 1904 in einer Bergarbeiterfamilie geboren. Von seinem 13. Lebensjahr an fuhr er in den Schacht ein. Im April 1919, als I. T. Peresypkin 1.5 Jahre alt war, trat er freiwillig in die Rote Armee ein. Bis 1921 kämpfte er an der Südfront gegen die Truppen des Weißen Generals Denikin. Nach dem Bürgerkrieg wird I. T. Peresypkin auf Grund noch nicht erreich¬ ter Volljährigkeit aus der Roten Armee entlassen. Zwei Jahre später ist er erneut in den Reihen der Roten Armee. Ab 1923 ist sein Leben für viele Jahre mit dem Militärdienst verbunden. Im Oktober 1924 beendete er in Kiew die Militärpolitische Schule des Kiewer Militärbezirks und wurde zum Politarbeiter in der 1. Saporosher Roten-Kosaken-Kavalleriedivision ernannt. Nach einem Jahr ist er bereits Politstellvertreter einer Eskadron. Im Sep¬ tember 1929 wird Peresypkin Kommissar und später Kommandeur einer selbständigen Nachrichteneskadron der Division. Von dieser Zeit an ist er Nachrichtensoldat und bleibt seinem Beruf treu. Im Oktober 1932 beginnt I. T. Peresypkin an der Elektrotechni¬ schen Akademie der Roten Armee in der Kommandeursfakultät zu studieren. 1937 beendet er sein Studium. Nach dem Akademie¬ abschluß wird Hauptmann Peresypkin als Kommissar im Wissen- 21 schaftlichen Forschungsinstitut des Nachrichtenwesens der Roten Armee eingesetzt. Im Januar 1938 wird er zum Oberst befördert und auf Beschluß des Zentralkomitees der KPdSU(B) als Kommissar der Verwaltung Nachrichten der Roten Armee eingesetzt. Vom 10. Mai 1939 an ist Iwan Terentjewitsch Peresypkin Volkskommissar für das Nachrichtenwesen der UdSSR. In den Jahren des Großen Vaterländischen Krieges nahm er un¬ mittelbar teil an der Organisation der Nachrichtenverbindungen bei der Schlacht vor Moskau, bei Stalingrad, am Kursker Bogen, bei der Befreiung des Donbass, der Ukraine, Belorußlands sowie der Baltischen Republiken. Am 21. Februar 1944 wurde I. T. Peresypkin zum Marschall der Nachrichten truppen ernannt. Für die Erfüllung von Aufgaben der Führung und für vorbildliche Dienstdurchführung erhielt er viermal den Leninorden, zweimal den Rotbannerorden, den Kutusoworden 1. Stufe, den Orden Roter Stern und viele Medaillen. Seit April 1958 arbeitet er als Militär inspekteur/Berater in der Gruppe der Generalinspekteure beim Ministerium für Verteidigung der UdSSR. Iwan Ter ent jewitsch Peresypkin leistet große gesellschaftliche Arbeit als Mitglied des Präsidiums der Föderation des Radiosports in der UdSSR und als Mitglied des Redaktionskollegiums der Zeitschrift Radio. Er ist auch literarisch tätig. Er schrieb mehrere Bücher und Broschüren, die unter den sowjetischen Nachrichtensoldaten populär geworden sind. 22 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Fortschritte der DDR-Elektronikindustrie Mit einem hohen Niveau des Angebots in allen Technik- und Konsum¬ güterbranchen bot die Leipziger Frühjahrsmesse 1977 unter ihrem traditionellen Motto Für weltoffenen Handel und technischen Fort¬ schritt erneut ihr unverwechselbares Bild als Welthandelsplatz. Alle Voraussetzungen für eine intensive Förderüng des internationalen Handels und für den Austausch von Informationen über aktuelle Entwicklungstendenzen in Wirtschaft, Wissenschaft und Technik waren im Sinne der Schlußakte von Helsinki in der Messestadt der DDR gegeben. Für die zunehmende Internationalität und technische Attraktivität der Leipziger Messe sprechen die große Anzahl der teilnehmenden Staaten und der hohe Anteil an Ergebnissen inter¬ nationaler Zusammenarbeit. 4200 Außenhandels- und Industriebetriebe der DDR offerierten in Leipzig ihr Exportprogramm und betonten mit der hohen Qualität ihrer Erzeugnisse die Stabilität und Dynamik der Volkswirtschaft der Republik sowie die konsequente Verwirklichung der Beschlüsse des IX. Parteitages der Sozialistischen Einheitspartei Deutschlands durch die Schöpferkraft des Volkes. Der erfolgreiche Messeverlauf für die Außenhandelsunternehmen, Kombinate und Betriebe, das den Auf¬ gaben des Fünfjahrplans 1976 bis 1980 und des Volkswirtschafts¬ plans 1977 entsprechende sowie mit Außenhandelsorganisationen aus sozialistischen Ländern und Firmen aus Entwicklungsländern und kapitalistischen Industrieländern vereinbarte Vertragsvolumen für Exporte und Importe der DDR bestätigten wiederum das große An¬ sehen unserer Republik als leistungsfähiger, zuverlässiger und attrak¬ tiver Partner im internationalen Handel. Die sozialistische ökonomi¬ sche Integration hat zur Verkürzung der Forschungs- und Entwick¬ lungszeiten, zur Anwendung einheitlicher Konstruktions- und Schal¬ tungsprinzipien, zur Abstimmung technischer Bedingungen, techno¬ logischer Verfahren und zur Erhöhung der Arbeitsproduktivität bei¬ getragen. Diese Zusammenarbeit auf dem Gebiet der Elektrotechnik/ Elektronik wurde durch die Ständige Kommission für radiotechnische 23 und elektronische Industrie beim RGW mit Vorschlägen für die wis¬ senschaftlich-technische Zusammenarbeit, Arbeitsteilung, Speziali¬ sierung und Kooperation angeregt und gefördert. Neue Bauelemente Die VVB Bauelemente und Vakuumtechnik war auf der Leipziger Frühjahrsmesse mit einem umfangreichen und'erweiterten Sortiment an elektronischen Bauelementen und technologischen Ausrüstungen für die elektronische Industrie vertreten. Mit dem ausgewählten Erzeugjiisprogramm, zu dem 72 Neu- und Weiterentwicklungen ge¬ hörten - 12 davon waren Neuentwicklungen auf dem Weltmarkt demonstrierte der Industriezweig die Leistungsfähigkeit der elek¬ tronischen Bauelementeindustrie der DDR. Entsprechend dem Pro¬ duktionsprogramm umfaßte das Ausstellungssortiment Erzeugnisse der Mikroelektronik, Halbleiterbauelemente, Elektronenröhren, Wi¬ derstände, Kondensatoren, Selektions- und Kontaktbauelemente, Lichtquellen und technologische Ausrüstungen. Es ist das vordringliche Anliegen des Industriezweiges, mit seinen Erzeugnissen den ständig steigenden Anforderungen der elektroni¬ schen Geräteindustrie und des wissenschaftlichen Gerätebaus gerecht zu werden. Herausragendes Ereignis war die Vorstellung des in der DDR pro¬ duzierten Mikroprozessor-Bausteins. Der Typ U 808 D in p-Kanal- MOS-Technik ist ein 8-Bit-Parallel-Mikroprozessor auf einem Chip. Der Basisbefehlssatz umfaßt 48 Befehle. Die ZVE ( = zentrale Ver¬ arbeitungs-Einheit = CPU = Central Processing Unit; siehe Bei¬ trag über den Mikroprozessor) hat eine Befehlsausführungszeit von etwa 20 (is und weist einen 8stufigen 14-Bit-Adressen-Stapelspeicher mit 7 nutzbaren Speicherebenen sowie 7 frei verfügbare Daten¬ register auf. Der dynamische 1024-Bit-Schreib-Lesespeicher (RAM) hat die Bezeichnung U 253 D und enthält eine Speichermatrix mit 32 Zeilen und Spalten, Adressenregister und Inverter für 10 Adres¬ sen, Zeilendekoder mit Lese-/Schreib-Verstärkern und den Spalten¬ dekoder mit Ein-/Ausgabe-Einheit. Der Schaltkreis U 501 D ist ein statischer Festwertspeicher (ROM) in MNOS-Technik mit einer Spei¬ cherkapazität von 2048 Bit. Die Ausgabe erfolgt in 256 Worten zu je 8 Bit. Das Bitmuster wird nach Angaben des Anwenders beim Hersteller festgelegt. Diese drei MOS-Schaltkreise werden im Kom¬ binat VEB Funkwerk Erfurt hergestellt (Bild 1). Weitere Neuentwicklungen von MOS-Schaltkreisen: U 705 D - universeller 4-Kanal-Berührungstastenschaltkreis für den Einsatz in der Elektronik zur Ablösung mechanischer Tasten- 24 Ansicht der MOS-Schalt- kreise U 808 D (Mikro¬ prozessor). U 253 D (RAM) und ü 501 D (ROM) Bild 2 Farbfernsehgerät mit Mo- biUräger Chromat 1160 (VEB Fernsehgerätewerke Staßfurt) Bild 3 SchwarzIW ei ß-Fernseh¬ empfänger Luxomat VT 130 (VEB Fernseh¬ gerätewerke Staßfurt) Sätze. Es lassen sich bis zu 20 Schaltkreise miteinander verketten. Der IS hat 4 Sensortasteneingänge, 4 Speicher-Flip-Flops und 4 TTL- kompatible Ausgänge. Durch entsprechende Beschaltung der Ein¬ gänge sind abhängige und/oder unabhängige Betriebsarten möglich. LJ 710 D - 8-Kanal-Programmwahlschaltkreis zur vollelektroni¬ schen Programmumschaltung durch Berührungstasten in Rundfunk- und Fernsehempfängern, erweiterbar zur 16stelligen Einheit mit 2 IS. LJ 711 D - Binär-zu-l-aus-8-Dekoder zur Dekodierung der BCD- Kanalinformation des U 710 D. Mit den Eintransistorausgangsstufen kann die Abstimmspannung eines vollelektronischen Tuners geschal¬ tet werden. U 820 D - Vier-Spezies-Rechnerschaltkreis für Taschenrechner. 4 Grundrechenarten, Konstantenoperation, Gleit- oder Festkomma, 8stellige Anzeige, Anzeige von Negativergebnissen, Eingabe- und Ergebnisüberfüllung sowie Vorzeichenwechsel. Vom Kombinat VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) wurden nachfolgende analoge Schaltkreise vorgestellt: A 230 D - RGB-Matrix mit Dunkeltastschaltung zur direkten An¬ steuerung der Videoendstufe in Farbfernsehempfängern. A 244 D - AM-Empfängerschaltkreis für AM-Empfänger bis 30 MHz mit geregelter Vorstufe, multiplikativem Mischer, getrenn¬ tem Oszillator und 4stufigem ZF-Verstärker. Durch symmetrischen Aufbau und Regelung von 3 der 4 ZF-Stufen wird eine sehr gute Großsignalfestigkeit bei einem Regelumfang von 100 dB erreicht. A 252 D — Horizontalkombination für die Impulsabtrennung und Zeilensynchronisation in Fernsehempfängern mit Thyristor-End¬ stufe. A 270 D - Video- und Leuchtdichtesignalverstärker mit Strahl¬ strombegrenzung und gleichspannungsgesteuerter Kontrast- und Helligkeitseinstellung für SW-und Farbfernsehempfänger. A 295 D - SECAM-Dekoder für Farbfernsehempfänger, bestehend aus Verstärkern für das direkte und das verzögerte Signal, Kreuz¬ schalter, regelbaren Begrenzern für beide Differenzsignale, Farbauf- und -austastschaltung und Farbabschalter. Neue Konsumgüter Hoher Gebrauchswert, Leistungsfähigkeit, Bedienungskomfort, Zu¬ verlässigkeit und technisch-gestalterische Aktualität zeichnen die Geräte des Industriezweigs Rundfunk und Fernsehen aus. Im An¬ gebot von etwa 130 Exponaten waren Neuentwicklungen im Fernseh¬ empfängersektor und im Hörrundfunkempfängerbereich ausgestellt. 26 'u/uffwufiuniuuu~ m 1 Sii Li—_ Bild 4 Stereo- H eimanlage Intana mit einer Aus¬ gangsleistung von 2 x 3 W Bild 5 Stereo-Heimanlage Sonneberg 5001502 mit einer Ausgangsleistung von 2 x 6 W Bild 6 M ono-M ittelsuper Lausitz 2011 mit Radioschaltuhr 27 Die Farbfernsehgeräte wurden erweitert durch das 59-cm-Farb- fernseh-Standgerät Chromat 1160 auf einem Mobilträger und den 59-cm-Tischempfänger Chromalux 1061 mit Ultraschall-Fernbedie¬ nung. Mit dem neuen volltransistorisierten 61-cm-SW-Tischempfän- ger Luxomat VT 130 wurde der erste Typ einer neuen Gerätegenera¬ tion vorgestellt. Eine Variante dieses Typs, der Luxotron VT 133 , hat eine Programmwahl über 8 Sensortasten, wobei die Anzeige des gewählten Speichers erfolgt. Beim Farbfernsehempfänger Chromat 1160 (Bild 2) sind die mei¬ sten Baugruppen mit integrierten Schaltkreisen bestückt und als Steckmoduln ausgeführt. Die Programmwahl erfolgt mit einem sechs¬ teiligen freiwählbaren Programmspeicher, für Lautstärke, Helligkeit, Kontrast, Farbkontrast und Klang wurden Dreheinsteller verwen¬ det. Eine zusätzliche Taste bewirkt die Tonabschaltung. Mit Steckmoduln aufgebaut ist auch der SW-Fernsehempfänger Luxomat VT 130 (Bild 3). Lediglich der Lautstärkeregler ist als Schiebeeinstellei ausgeführt. Der Programmspeicher kann 6- oder 8teilig ausgeführt sein. Die Gehäuseausführung ist dem internatio¬ nalen Trend entsprechend in Soft-line-Technik gehalten. Im Hörrundfunkbereich stellte der VEB Stern-Radio Sonneberg (Kombinat VEB Stern-Radio Berlin), der auf sein 25jähriges Be¬ stehen zurückblicken kann, zwei interessante Neuentwicklungen vor. Die Stereo-Heimanlage Intana mit den Wellenbereichen UKW- KW-MW-LW hat eine Ausgangsleistung von 2x6 W. Die Schal¬ tung ist mit Siliziumtransistoren bestückt. Der Anschluß für einen ßtereokopfhörer befindet sich an der Vorderseite (Bild 4). Eine Aus¬ gangsleistung von 2 x 3 W hat die neue Stereo-Heimanlage Sonne¬ berg 500/502 (Bild 5). Der Schaltungsaufwand ist geringer als beim Typ Intana , das Gehäuse besteht aus einer 2teiligen Plast-Schalen¬ konstruktion. Die Lautstärke der Stereokanäle kann getrennt mit Schiebereglern eingestellt werden. VEB Robotron-Elektronik Hoyerswerda zeigte als Neuheit den Mono-Mittelsuper Lausitz 2011 mit Radioschaltuhr (Bild 6). Die Empfangsbereiche sind UKW-KW-MW. Eingesetzt werden Sili¬ ziumtransistoren sowie integrierte Schaltkreise für die ZF- und die NF-Verstärkung. Die analog anzeigende Schaltuhr ist mit einer Zu¬ satzelektronik gekoppelt und realisiert folgende Funktionen. Das ist einmal Wecken mit Radio , wobei ein vorher eingestellter Sender zur gewünschten Zeit automatisch eingeschaltet wird. Beim Wecken mit Summvr tritt dann an Stelle des Rundfunkprogramms ein Summton. Die Spieldauer für beide Weckarten beträgt 2 Minuten. Die Lautstärke ist unabhängig von der am Lautstärkeregler ein¬ gestellten und läßt sich getrennt davon regeln. Der Weckvorgang kann vorzeitig abgeschaltet werden und wird durch eine Kontroll- 28 lampe angezeigt. Trotz eingestellter Weckfunktion kann das Rund¬ funkprogramm auch weiter verfolgt werden, wenn durch Drücken einer Taste die Abschaltautomatik in Funktion gesetzt wird. Hierbei schaltet die Zusatzelektronik das Radio nach 18 bis 48 Minuten selbst¬ tätig aus. Dieser Vorgang läßt sich beliebig wiederholen und beein¬ flußt die Weckautomatik nicht. Die Einschlaf automatik, kann auch angewendet werden, ohne daß ein Wecken erfolgt. Die Versorgung der Uhr, deren Skale beleuchtet ist, wird mit einer Batteriezelle R14 vorgenommen, die eine Gangdauer von einem Jahr garantiert. Die Schaltung arbeitet als Tongenerator nach dem Prinzip des astabilen Multi¬ vibrators. Der Frequenzbereich wird durch die Größen von R und C bestimmt und läßt sich durch R8 in geringem Maße nachträglich verändern. Die Frequenz der Schaltung beträgt etwa und kann am Ausgang A mit einer Amplitude von etwa 8 V bei U B = 12 V als Rechteckspannung abgenommen worden. Im angegebenen Beispiel läßt sich der Tongenerator im Bereich von 500 •••1000 Hz durchstimmen. TI, T2 = Transistoren aus Beutel 6 oder 7, U B = 3 •••12 V, Stromaufnahme: etwa 10 niA bei TJ B — 12 V. (Kombinat VEB Halbleiterwerk Frankfurt IO.) 29 Ing. Hans-XJwe Fortier - DM 2 COO Dipl.-Ing. Bernd Petermann — DM 2 BTO «Wermsdorf» - klein, aber oho Sprechen Elektronik- oder Funkamateure über Materialfragen, so kommt die Rede über kurz oder lang bestimmt auf Wermsdorf. Was hat es eigentlich mit Wermsdorf, KreisOschatz, BezirkLeipzig, einem schmucken Städtchen, auf sich? Dort befindet sich ein kleiner, unscheinbarer Laden, der in unserer Republik seinesgleichen sucht: ein Eldorado für Amateure und Bast¬ ler, die elektronische Bauelemente für ihre Eigenbauprojekte brau¬ chen. Kaum eine andere Einzel Verkaufsstelle kann es mit dem An¬ gebot des Konsum-Elektronik- Versands, so lautet die offizielle Be¬ zeichnung, auf nehmen. Obwohl Wermsdorf etwas abgelegen ist, ma¬ chen doch viele Benutzer der Autobahn Dresden-Leipzig einen Ab¬ stecher zum Elektronik-Versand. Die Fachfilialen der VVB Rundfunk und Fernsehen RFT-Amateur in den Bezirksstädten führen zwar ein breites Sortiment, aber für Amateure, die auf dem Lande leben, lohnt sich meist eine Fahrt in die Bezirksstadt nicht, um in den Filialen des RFT-Amateur das benötigte Material zu kaufen. Hier weist der Konsum-Elektronik- Versand durch das Versand¬ geschäft einen Ausweg. Darin liegt eigentlich die Stärke des kleinen «Dorfladens» in Wermsdorf, der den größten Teil seines Umsatzes durch das Versandgeschäft erzielt und auf diese Weise auch dem Bastler im entlegensten Winkel unserer Republik eine Chance beim Bauelementeerwerb gibt. Ein weiterer Pluspunkt auf dem Konto von «Wermsdorf» ist.es, daß durch Absprachen mit Funkamateuren selbst zusammengestellte Bausätze, z.B. einige tausend für den 80-m-KW- Super pionier 5, versandt wurden, wozu sich in diesem Jahr der Bau¬ satz für den KW-Empfänger SWL-1 gesellt. Wie hoch der Service von «Wermsdorf» geschätzt wird, zeigt die Wirkung von zwei Notizen in den Zeitschrif ten Für Dich und radio-fernsehen-elektronik über den Bastelbeutel «C». In einer Woche nach dem Erscheinen häuften sich beim Konsum-Elektronik-Versand etwa 20000 Bestellungen! Durch diese Fakten neugierig geworden, machten wir uns im Dezember 1976 auf den Weg nach Wermsdorf, um aus eigenem Er- 30 Bild 1 Entscheidenden Anteil an der Popu¬ larität des Konsum-Elektronik-Ver- sand Wermsdorf hat Kollege Krause, der Verkaufsstellenleiter leben die Situation dort kennenzulernen. Unser erster Eindruck beim Betreten des Ladens war: klein und eng. Jede sich bietende Fläche wurde optimal ausgenutzt. Da der Verkaufsstellenleiter, Kollege Krause , gerade mit einem Lieferanten sprach, hatten wir Zeit, uns umzusehen und nach ver¬ borgenen Schätzen zu suchen. So fiel uns ein Kunde auf, der in jede Schublade mit Halbleiterbauelementen einen Blick werfen wollte und von vielen Typen, ob billig oder teuer, einige kaufte. Zum Schluß summierten sich etwa 26000 M auf seiner Rechnung. Dieser Betreg Bild 2 Erster Eindruck beim Betreten des Ladens: wenig Platz und -viel Material 31 Bild 3 Der Verkaufstisch ( hinten ) bietet gerade vier Verkäuferinnen Platz beeindruckte uns ziemlich, die wir unser Amateur-Budget irgendwie aus der Familienkasse finanzieren müssen. Klar, daß es sich hier nicht um Privateinkäufe handeln konnte, sondern daß auch die Industrie «Wermsdorf» als Bauelemente-Lieferanten entdeckt hat, obwohl gar nicht so wenige Amateure z.B. Oszillografen für vier¬ stellige Summen kaufen. Die Frage ist nun: Wie bringt es der Konsum-Elektronik-V ersand fertig, ein so gutes Bauelemente-Angebot am Lager zu haben und dazu noch Versandhandel zu betreiben? Das Rezept ist eigentlich ganz einfach: persönliches Engagement und ein gutes Kollektiv. Kollege Krause , Jahrgang 1922, hat als Verkaufsstellenleiter alle Fäden fest in der Hand und kann sich auf sein Kollektiv von 12 Mit¬ arbeiterinnen verlassen, von denen aber nur 8 ganztägig arbeiten. Kollege Krause stammt aus einer Bauernfamilie. Gegen den Willen seines Vaters erlernte er den Beruf eines Lebensmittelkaufmanns. Nach dem Krieg sollte er die Wirtschaft seiner Eltern übernehmen, lehnte aber ab und ging lieber zum Konsum, wo er 1956, motiviert und ermutigt durch sein technisches Interesse, Leiter einer Technik- Verkaufsstelle wurde. Diese war der Vorläufer des jetzigen Geschäfts, das seit 1970 die Heimstatt des Konsum-Elektronik-Versands ist. Auf die Möglichkeit eines Versandhandels wurde Kollege Krause durch einen Beitrag in radio und jernsehen aufmerksam. 1963 begann er dann mit dem Bauelementehandel. 1964 belief sich der Umsatz aus dem Versandgeschäft auf 66000 M. Er steigerte sich von Jahr zu Jahr 32 Bild 4 Die Regale im Hinter¬ grund sind für den Amateur eine wahre Schatzkammer: Tran¬ sistoren, Dioden, Schalt¬ kreise, teilweise sehr preiswert und in sehr großer Auswahl. Um zu wissen, was es gibt, muß man schon einmal in ein Schubfach hinein¬ sehen ... beträchtlich, so daß er 1970 schon bei 806000 M lag. 1976 machte «Wermsdorf» einen fast utopischen Gesamtumsatz von etwa 9 Mil¬ lionen Mark, zu dem die fast 30000 Sendungen dieses Jahres einen guten Teil beitrugen. Wie schwierig die Durchführung des Versandgeschäfts für das Kollektiv ist, kann nur jemand mitfühlen, der sich wie wir an Ort und Stelle von den Gegebenheiten überzeugen konnte. So können wir nur mit Hochachtung über die geleistete Arbeit sprechen: Der Verkaufsraum ist etwa 46 m 2 groß. Von ihm gehen noch etwa 10 m 2 ab, die durch einen Raumteiler abgetrennt sind. Dort steht der Pack¬ tisch, an dem 6 Mitarbeiterinnen die gewünschten Bauelemente zu¬ sammenstellen und verpacken. Die restlichen 36 m 2 dienen als Ver¬ kaufsraum und teilweise als Lager. Selbst das Büro von Kollegen Krause ist mehr Lager als Büro. Der Ladentisch bietet nicht mehr als 4 Kolleginnen Platz, so daß die Kapazität für den Direktverkauf einfach aus Platzgründen begrenzt ist. Der vierte Platz hinter dem Ladentisch wird gleich mit zum Schreiben von Rechnungen genutzt, und wenn der Verkaufsraum einmal leer ist, helfen die Verkäuferin¬ nen beim Versand. In «Wermsdorl» gibt es also keinen Leerlauf, und die Arbeitsproduktivität ist hier optimal — die Kolleginen merken das natürlich auch an ihrem Lohn. Um ihnen die Arbeit zu erleichtern, bitten die Kollegen die Ver¬ sandkunden, ihre Bestellungen in doppelter Ausfertigung einzu¬ senden, da ein Exemplar als Rechenhilfe dient und das zweite als Lieferschein herangezogen wird. Bei Sortimenten, wie Bastelbeutel «C», kann es Vorkommen, daß ein ursprünglich im Beutel enthaltener 3 Schubert, Eljabu 78 33 Bild 5 In diesem Raum wird der größte Teil des Versandgeschäfts abgewickelt. Normalerweise sind hier aber noch mehr Kolleginnen am Werk Bild 6 Auch das Büro muß mit als Lager herhalten. Eier haben zusätzlich nur ein kleiner Schreibtisch und ein Tischchen für das Gespräch mit Lieferan¬ ten Platz 34 Artikel ausgeht. In diesem Fall wird gleichwertiger Ersatz geliefert. Die Kunden sollten sich bei vermeintlichen Unstimmigkeiten die er¬ haltene Ware daraufhin ansehen. Erhält der Kunde nach 3 Monaten keine Ware, so ist sie vergriffen, und die Bestellung gilt als erledigt. Für besondere Mitteilungen reicht die Zeit nicht. Auf eines sei noch hingewiesen: «Wermsdorf» nimmt z.B. Bestellungen für Quarze ent¬ gegen, die nicht in seinem Angebot liegen. Die Bestellung ist un¬ verbindlich, und der Auftraggeber muß nach Möglichkeit die genaue Bezeichnung des Bauelements mit Typennummer und allen weiteren Angaben nach Wermsdorf senden. Das gilt auch für andere, etwas ausgefallene Bauelemente aus der DDR-Produktion. Wenn weitere gleichartige Bestellungen eingehendbemüht sich Kollege Krause , sie zu beschaffen. Etwas Zeit muß man ihm dazu aber einräumen. Auch für Vorschläge und Hinweise, welche Bauelemente aus der DDR- Produktion poch in das Sortiment auf genommen werden sollten, ist das Kollektiv in Wermsdorf dankbar. Damit sind wir wieder beim anderen Teil der oben gestellten Frage: Wie kommt das gute Sortiment zustande? Neben dem üblichen Wege über den Großhandel bezieht man in Wermsdorf mit direkten Ver¬ trägen von etwa 25 verschiedenen Betrieben. Ganz entscheidend ist weiterhin das Auf spüren und Umsetzen von geeigneten Überplan¬ beständen in Betrieben. Eine Forderung des IX. Parteitages der Sozialistischen Einheitspartei Deutschlands ist es, mit jedem Gramm an Material zu sparen. Die Verwendung von Überplanbeständen kann dazu beitragen, und die Wermsdorf er haben schon für etliche Mil¬ lionen Überplanmaterial umgesetzt! In dem Maße, wie Elektronik, Fernwirktechnik und Nachrichten¬ technik immer weiter in alle Gebiete von Technik und Volkswirtschaft eindringen, vergrößert sich auch der Kreis der Menschen, die sich in ihrer Freizeit mit elektronischen und funktechnischen Dingen be¬ schäftigen. Unzweifelhaft ist das eine sinnvolle Freizeitbeschäftigung, und sie hat ihre positiven. Rückwirkungen auf die Volkswirtschaft, viele Neuerer beziehen ihre Ideen aus ihrem elektronischen «Hobby». Nicht vergessen werden dürfen die Nachrichtensportler der Gesell¬ schaft für Sport und Technik , die zur Erfüllung ihrer wichtigen Auf¬ gabe, der Vorbereitung der Jugendlichen auf den Wehrdienst, auch elektronische Bauelemente brauchen. Dem Wermsdorf er Kollektiv um Kollegen Krause sei an dieser Stelle noch einmal für seine Mühe Dank gesagt, mit der es einen nicht geringen Teil dieser Aufgabe erfüllt und gezeigt hat, daß mit Inter¬ esse und Initiative viel erreicht werden kann. 3* 35 Ing. Kurl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Elektronische Kampfführung In zurückliegenden Ausgaben des Elektronischen Jahrbuches wurde schon mehrfach über Probleme der Funkaufklärung und Funkgegen¬ wirkung berichtet [1] bis [4]. Mit diesem Beitrag soll das fortgesetzt werden, da sich gerade in jüngster Zeit zeigt, daß durch den zuneh¬ menden Einsatz elektronischer Mittel in den Streitkräften die Bedeu¬ tung von Funkaufklärung und Funkgegenwirkung stark wächst. Das erkennt man auch an den umfangreichen finanziellen Mitteln, die z. B. die USA 1976 für diesen Bereich ausgaben (780 Millionen Dollar). Als Grundlage für diesen Beitrag werden Veröffentlichungen west¬ licher Militärexperten herangezogen. Sichtet man die militärische Fachliteratur der jüngeren Zeit, so wird für die Funkaufklärung und Funkgegenwirkung heute ein neuer Oberbegriff verwendet; er heißt Elektronische Kampfführung. Im NATO-Englisch heißt das Electronic Warfare. Nachfolgend wird dem Leser eine Übersicht gegeben über das Gebiet der elektronischen Kampf führung. Geschichtliches zur elektronischen Kampfführung Mit dem praktischen Einsatz der elektromagnetischen Wellen Anfang dieses Jahrhunderts begann auch die Geschichte der elektronischen Kampfführung. Als z. B. 1905 im russisch-japanischen Krieg die japa¬ nischen Aufklärungsschiffe ihre Beobachtungen der Bewegungen der russischen Seestreitkräfte über Funk dem Oberkommando meldeten, versuchten russische Kapitäne mit ihren Bordsendern diesen Funk¬ verkehr zu stören. Im ersten Weltkrieg beschränkte sich die elek¬ tronische Kampf führung ebenfalls nur auf Funksendeanlagen. Neben der Störung des gegnerischen Funkverkehrs mit Störsendern wurde aber erstmals auch der gegnerische Funkverkehr abgehört und daraus Gegenmaßnahmen abgeleitet. In der Zeit nach dem ersten Weltkrieg, vor-allem seit der industriellen Fertigung von Elektronenröhren, ent- 36 wickelte sich die Funktechnik stürmisch weiter. Immer weitere Be¬ reiche des elektromagnetischen Spektrums konnten technisch genutzt werden. Es wurde in England die Entwicklung der Radartechnik begonnen. Im zuzeiten Weltkrieg begann die elektronische Kampf führung schon in größerem Umfang wirksam zu werden. Die Radartechnik wurde eingesetzt zur Ortung feindlicher Flugzeuge, diese warfen Störmittel in Form von Düppel ab. Fernlenkwaffen wurden entwickelt, die man mit Störsendern fehlzuleiten versuchte. Elektronische Mittel zur Unterwasserbekämpfung von U-Booten konnten wirksam eingesetzt werden. Ein besonders heißer Kampf tobte im Äther im Bereich der N achrichten Verbindungen. Besonders in den imperialistischen Kriegen nach dem zweiten Welt¬ krieg wurde die elektronische Aufrüstung forciert. In großem Um¬ fang kamen in Korea und in Vietnam elektronische Gegenmaßnahmen der USA-Streitkräfte zum Einsatz, die aber letztlich die Niederlage der USA nicht verhindern konnten. Besonders durch den von Israel entfesselten Krieg gegen Ägypten wurde die Bedeutung der elektro¬ nischen Kampfführung unterstrichen. Die Fortschritte in der Halb¬ leitertechnik haben bewirkt, daß in den letzten Jahren umfangreiche elektronische Mittel der elektronischen Kampf führung mit immer kleineren Volumen entwickelt werden konnten. Was ist elektronische Kampfführung? Allgemein versteht man unter dem Begriff elektronische Kampf führung den Einsatz von elektronischen Mitteln zum Schutz der eigenen Nut¬ zung des elektromagnetischen Spektrums sowie zur Aufklärung und Störung der Nutzung des elektromagnetischen Spektrums durch den Gegner. Bild 1 gibt eine Übersicht. Demnach besteht die elektronische Kampf führung — aus den elektronischen Unterstützungsmaßnahmen; — aus den elektronischen Gegenmaßnahmen; — aus den elektronischen Schutzmaßnahmen. Zielstellungen der elektronischen Kampf führung sind einmal die größtmögliche Nutzung der gewollt oder ungewollt von gegnerischen Kampfmitteln ausgehenden elektromagnetischen Abstrahlungen. Nach Aufklärung wird dann mit geeigneten Mitteln die gegnerische Nutzung von Teilen des elektromagnetischen Spektrums erschwert oder verhindert. Letztlich soll der Schutz der eigenen Nutzung von Teilen des elektromagnetischen Spektrums abgesichert werden. In Bild 2 ist das elektromagnetische Spektrum dargestellt für den Fre- 37 Elektronische Elektronische Unterstützungs- Gegenmaßnahmen maßnahmen - Elektronische Schutz¬ maßnahmen Fernmelde- Elektronische aufklärung Aufklärung Handlungs- Störschutz¬ richtlinien Schaltungen Stör- Rückstrahl- Reflexions- Imitative Manipulative Strahlungen Störungen Störungen Täuschung Täuschung Flgz- Ra dar / Fla-Rohr Schiff-Feuerlei tung Boder^jfWeuerteitunj^ Finder) Counter Mortar Flugsicherung Tastfunk.Sprcchfunk.Data Link __ 225 300 | [ | | | | ff | n , | | | , ,| | wm! 30 100 ISO tSO 390 0,56Hz 1,0 1,11 Iß 3,0 0,0 ?2 t,lS,010ß 20 3030USO 100 miitrßont ' l 1 b C ' 0 e'f' 6 'HI ] ' K ' L M ' m.-Banö 1 yftf 1 j JÜF~ * ShF " EHF KaOm-hmt' HF 1 m ' : ' 6 ' F 1 ~ 1 J V X K 'kJu V 7/7/n ir’°m W-%V-*i>ir n m Bild 1 Untergliederung der elektronischen Kampflührung Bild 2 Militärische Nutzung des elektromagnetischen Spektrums im Frequenz¬ bereich 10f bis lO'i Hz (10 MHz bis 100 OHz) [7] Bild 3 Militärische Nutzung des elektromagnetischen Spektrums im Frequenz bereich 3 • 2Ö« Hz bis 10 22 Hz [S] quenzbereich 10 MHz (10 7 Hz) bis 100 GHz (10 n Hz), wobei die Be¬ zeichnung der einzelnen Bänder angegeben ist. In Bild 3 reicht das Frequenzspektrum bis 10 22 Hz, wobei die/militärische Nutzung an¬ geführt wird. Elektronische Unterstützungsmaßnahmen Darunter versteht man das Erfassen und Auswerten der elektro¬ magnetischen Ausstrahlungen des Gegners, um Kenntnisse über seine Taktik und über sein Potential zu erhalten. Die elektronischen Unter¬ stützung smaßnahmen werden in zwei Richtungen betrieben, das ist einmal die Fernmeldeaufklärung , zum anderen die weitaus umfang¬ reichere und wichtigere elektronische Aufklärung. Bei der Fernmelde¬ aufklärung geht es darum, die Nachrichtenverbindungen des Gegners in allen Frequenzbereichen aufzunehmen und den Inhalt auszuwerten. Wesentlich größerer Aufwand betrieben wird bei der elektronischen Aufklärung. Alle Möglichkeiten nutzt man, z.B. Flugzeuge, Schiffe, Satelliten und Landstationen, um Daten über den Gegner zu gewin¬ nen. Erinnert sei an die Spionageflüge der amerikanischen U2 und an das USA-Spionageschiff Pueblo , das der Küstenschutz der Korea¬ nischen Volksdemokratischen Republik auf brachte. Mit den elektro¬ nischen AufklärungsSystemen ortet man gegnerische Navigations¬ geräte, Kommando-, Daten- und Telemetrieverbindungen sowie Leit- und Lenkverfähren von Waffensystemen. Verstärkt wird in letzter Zeit die Satellitentechnik für militärische Zwecke eingesetzt. So hat der amerikanische Satellit Big Bird Sensoren und Aufzeichnungsgeräte zum Erfassen von Funk-, Funkmeß-, Infrarot-, Ultraviolett- und Röntgenstrahlungen an Bord. Die Aufzeichnungen gibt er bei Über¬ fliegen an Bodenstationen ab. Tn der elektronischen Kampfführung spielen die Fernmeldeaufklä¬ rung und die elektronische Aufklärung eine große Rolle, da viele Handlungen der elektronischen Gegenmaßnahmen und der elektroni¬ schen Schutzmaßnahmen davon abgeleitet werden. Deshalb wird auch in Friedenszeiten eine intensive und ununterbrochene elektronische und Fernmeldeaufklärung betrieben. 39 Elektronische Gegenmaßnahmen Mit den elektronischen Gegenmaßnahmen versucht man die Aktivität des Gegners beim Nutzen seiner elektronischen Anlagen und Geräte zu erschweren, einzuschränken oder gar zu unterbinden. Dazu setzt man einmal elektronische Störungen, zum anderen elektronische Täu¬ schungen ein. Die NATO betrachtet die elektronischen Gegenma߬ nahmen als die aktivste Seite der elektronischen Kampfführung, vor allem als Voraussetzung für die eigene Gefechtssicherstellung. Der Einsatz von Störsendern richtet sich einmal gegen die gegneri¬ schen Nachrichtenverbindungen, wobei Verfahren wie die wechselnde Tonstörung und die gleitende Frequenzänderung eingesetzt werden. Durch die Mikrominiaturisierung der elektronischen Bauelemente ist es möglich, in einem Gefecht größere Mengen kleiner Wegwerf-Sender abzuwerfen, die den gegnerischen Funkverkehr stark beeinträchtigen. Ein wesentlich größeres Einsatzgebiet für Störer gibt es im Bereich der Kampfmittel. Alle radargesteuerten Waffen sind vom Empfang genauer Oberflächenechos des Zieles (Luft-, Wasser- oder Landfahr¬ zeug) abhängig. Daher setzt man sogenannte Bordstörer ein, die ein breitbandiges oder schmalbandiges Rauschen abgeben, um das Radar¬ gerät zu täuschen. Eine ebenso große Bedeutung wie Störer haben heute auch elek¬ tronische Täuschungen erreicht. Meist kombiniert man elektronische Störung und elektronische Täuschung , um eine besonders große Wir¬ kung zu erzielen, Die imitativen Täuschungen liefern dem Gegner falsche Signale bzw. Informationen, sie sollen dem gegnerischen Radar Vortäuschen, das Ziel sei woanders. Dazu müssen die ankom- menden Radarimpulse sehr schnell ausgewertet und entsprechend verändert zurückgesendet werden. Derartige Anlagen werden in Form von Gondeln auf gebaut, die unterhalb des zu schützenden Flugzeuges angebaut werden (s. Bild 4 bis Bild 6). Bei den manipulativen Täu¬ schungen werden eigene Sendungen so vorgetäuscht, daß der Gegner irregeführt wird. Eines der ältesten Störmittel im Bereich der Radarfrequenzen ist der Düppel, der in Massen abgeworfen wird und Scheinziele imitiert. Es sind metallbeschichtete Glasfiber- oder Kunststoff Stäbchen, Stanniolstreifen oder Drahtstücke, die in ihrer Länge der halben Wellenlänge des gegnerischen Radars entsprechen. Eine moderne Entwicklung ist der sogenannte intelligente Störer. Er hat die Aufgabe, einen Rauschstörsender im richtigen Zeitpunkt mit der richtigen Frequenz und mit der richtigen Modulation in die richtige Richtung strahlen zu lassen. Bild 7 zeigt als Übersichtsschalt¬ plan den Aufbau eines solchen intelligenten Störers, bei dem im Steuerteil Mikroprozessoren eingesetzt werden. 40 Ga ^4 o» «a n 15 Bild 4 Querschnitt durch eine EloOM-Gondel für Flug¬ zeuge (Typ Alligator) der Firma Thomson CSF. Es bedeuten: 1 - Frontradom; 2 - Stoßdämpfer; 3 - Hohlleiter; 4 - WFR-Stromversorgungsteil; 5 - Gondel; 6 - Steueranschluß; 7 - Stromversor¬ gung steil der Treiber-WFR; 8 - Stromversor¬ gung sanschluß; 9 - Aufhängepunkt; 10 - Kühl¬ anlage; 11 - Video- und Logikschaltungen; 12 - Stromversorgungsteil; 13 - Stoßdämpfer; 14 - Heckradom; 15 - Heckantenne; 16 - Kühl¬ mittelbehälter ( Freon); 17 - Stoßdämpfer; 18 - Mikrowellenschaltungen; 19 - Steuerventil; 20 - Gebläse; 21 - Treiber-WFR; 22 - Sto߬ dämpfer; 23 - Leistungs-WFR: 24 - Freon; 25 - Leistungs-Sampler; 26 - Vorabflugeinstell- leld; 27 - Frontantenne 41 Bild 5 Ansicht von Störsendergondeln der Firma Westinghouse seit 1963 ( v. u. n. o.); der Typ ALQ-119 gehört zur Standardausrüstung der Phan¬ tom-Flugzeuge der USAF Bild 6 Ansicht einer Störsendergondel ALQ-101 {V)-8 an einem U S-Kampf- flugzeug, die in großem Umfang auch von der NATO eingesetzt wird ’ Elektronische Schutzmaßnahmen Zielen die elektronischen Gegenmaßnahmen darauf hin, den Gegner zu stören, so ist es Aufgabe der elektronischen Schutzmaßnahmen , die eigenen elektronischen Mittel gegenüber gegnerischen Störungen ab¬ zusichern. Das geschieht einmal durch bestimmte Handlungsricht¬ linien, die z.B. beinhalten Frequenzwechsel, Chiffren und Kodes, Geheimhaltung, Täuschungsanlagen, Sendezeitverkürzung und Funk¬ stille. Zu den elektronischen Störschutzmaßnahmen gehört z. B. das Erhöhen der Ausgangsleistung, um stärkere Echos zu empfangen. Verbesserte Antennen bringen eine stärkere Bündelung des Radar¬ strahls, die ununterbrochene Änderung der Radarfrequenz (Frequenz¬ springer) schmälert die Möglichkeit der Störung. Oder es werden die ausgesendeten Radarimpulse kodiert, und dann die empfangenen Echos entsprechend dekodiert. Der in diesem Beitrag gegebene Überblick kann natürlich die imperialistischen Entwicklungen auf dem Gebiet der elektronischen Kampfführung nur streifen. Aber bedenken müssen wir, daß rund um die Uhr amerikanische Spezialeinheiten und solche der NATO 42 Bild 7 Übersichtsschaltplan für den Aufbau eines intelli¬ genten Störers (IS), der z. B. in der neuen Stör¬ sendergondel ALQ-131 von Westinghouse inte¬ griert ist, Kosten für eine Oondel - 340 000 Dollar auf den imperialistischen Militärstützpunkten und an den Grenzen der sozialistischen Länder elektronische Spionage betreiben. Sie be¬ dienen sich dazu speziell ausgerüsteter Flugzeuge, Schiffe und Satelli¬ ten. Das bedeutet für unsj im militärischen Bereich hohe Wachsam¬ keit und bewußte Disziplin zu üben bei der Aussendung von elektro¬ magnetischer Strahlung. Selbstverständlich ist es für uns, daß die Armeen der Warschauer Vertragsstaaten mit Mitteln so ausgerüstet werden, daß sie im elektronischen Kampf gegen jeden Gegner erfolg¬ reich bestehen können. Literatur [1] Wollert, O.: Der Krieg, der die Elektronik braucht, Elektronisches Jahrbuch 1968, Seite 1 bis 17, Militärverlag der DDR, Berlin 1967 [2] Pali, A. J.: Der funkelektronische Krieg, Elektronisches Jahrbuch 1971, Seite 24 bis 32, Militärverlag der DDR, Berlin 1970 [3] Anurejew, J. U./Frolow, W.: Funkelektronik im Militärwesen, Elektroni¬ sches Jahrbuch 1974, Seite 38 bis 44, Militärvcrlag der DDR, Berlin 1973 ‘[4] Pali, A. J Funkgegenwirkung bei der Überwindung der Raketenabwehr, Elektronisches Jahrbuch 1976, Seite 24 bis 30, Militärverlag der DDR, Ber¬ lin 1975 [5] Seibt, W.: NATO-Ansichten zur elektronischen Kriegführung der Luftstreit¬ kräfte, Militärwesen, Heft 8/1973, Seite 112 bis 115 [6] Schulze, F.: Die elektronische Kampfführung, Militärwesen, Heft 11/1976, Seite 43 bis 51 [7] ...: Kampf auf allen Wellenlängen, Wehrtechnik, Heft7/1975, Seite 290 bis 296 [8] Sundaram, G. S.: Elektronische Kampfführung - Voraussetzung für das Überleben im Kampf, Internationale Wehrrevue, 9 (1976) 1, Seite 51 bis 54 [9] Loomis, R.: Bedrohung und EloGM-Verfahren, Internationale Wehrrevue, 9 (1976) 1, Seite 55 bis 58 [10] Eustace, H. F.: ElöKa-Bordgeräte - als Kriegsmittel ausgereift, Internatio¬ nale Wehrrevue, 9 (1976) 1, Seite 59 bis 63 [11] ...: Typisches Flugzeug-EloKa-Gerät, Internationale Wehrrevue, 9 (1976) 1, Seite 64 bis 66 43 Dipl.-Phys . Jürgen Feuerstake Organische Halbleiter - Entwicklungsstand und Tendenzen Als Halbleiter werden Stoffe bezeichnet, die bei Zimmertemperatur einen spezifischen Widerstand zwischen l0 -4 und 10“ 12 Qcm aufweisen. Entsprechend ihrer chemischen Struktur sind sie über ein breites Spektrum von Stoffklassen verteilt. Bekannt sind Elementhalbleiter wie z.B. Germanium und Silizium, Verbindungshalbleiter wie z.B. GaAs, InSb, GaP, Salze wie z.B. CdS und organische Verbindungen wie z.B. Kupferphthalozyanin. Die technologische Verwendung der anorganischen Halbleiter¬ materialien revolutionierte die gesamte Elektronik. Inf olge di eser stür¬ mischen Entwicklung und der halbleiterphysikalisch schwerer zu überschauenden Verhältnisse gerieten geeignete organische Materia¬ lien in Vergessenheit. In den letzten 20 Jahren wurden jedoch auch die elektrischen Eigenschaften von organischen Materialien z. T. eingehend untersucht. Diese Untersuchungen sind jedoch noch im Anfangsstadium hinsichtlich ihrer technologischen Verwendbarkeit 1 . Ein Aspekt der Forschung ist die Klärung einer Reihe von biologi¬ schen Vorgängen unter Berücksichtigung der elektrischen Eigenschaf¬ ten von biologischen Polymeren. Im Beitrag werden die z.Z. be¬ kannten Leitfähigkeitsmodelle, die dazu gehörenden Stoffklassen und vorhandene wie auch sich abzeichnende Applikationen beschrieben. Leitfähigkeitsmodelle Die Leitfähigkeit eines Festkörpers hängt von der Anzahl seiner freien Ladungsträger sowie deren Beweglichkeit ab. Von den Metallen unter¬ scheiden sich die Halbleiter dadurch, daß sie bei tiefen Temperaturen 1 Allzu optimistisch war bereits 1960 in einer US-Zeitschrift zu lesen: «Organic semiconductors are on the way, with more versability, easier Pro¬ cessing, greater stability and lower cost!» (Organischer Halbleiter mit größerem Anwendungsbereich, einfacherer Tech¬ nologie, größerer Stabilität und niedrigeren Kosten sind im Kommen!) 44 ein gefülltes Valenzband und ein davon getrenntes leeres Leitungsband haben. Charakteristisch für Halbleiter ist weiter die starke Beein¬ flussung ihrer elektrischen Leitfähigkeit von der Temperatur 2 und geringen Fremdstoff Substanzen. Zwischen halbleitenden Stoffen und Isolatoren besteht kein strenger Unterschied. Die häufig angegebene untere Abgrenzung des Leitfähigkeitsintervalls, d.h., 10 4 Q -1 cm -1 bis lö -12 Q -1 crn -1 , ist eine historisch-meßtechnisch gesetzte Grenze. Damit sind auch die Denkrichtungen für die Leitfähigkeitsmodelle in organischen Halbleitern abgesteckt. Die Modellvorstellungen kön¬ nen an bereits bekannten Theorien zur Leitfähigkeit anorganischer Halbleiter hergeleitet werden 3 . Zwei Hauptprobleme zur Lösung der Problematik in organischen Halbleitern sind die Größe des Energie¬ betrages, der zur Anregung von Elektronen notwendig ist, und die Möglichkeiten des Transportes dieser Elektronen von einem Molekül zum anderen. Anregung bedeutet entsprechend der bekannten Denk¬ weise die Zuführung einer ausreichenden Energie, um ein Molekül¬ elektron aus dem Valenzband in das Leitungsband zu heben. Das Elektron kann sich dann vbn diesem Molekül entfernen und sich einem anderen lose anlagern. Durch das Fehlen eines Elektrons ent¬ hält das erste Molekül eine pc sitive Ladung (ein positives Loch) gegenüber dem Gesamtladungszustand. Beim Anlegen eines elektri¬ schen Feldes erfolgt also Ladungstransport, d.h. Stromfluß wie bei den gewöhnlichen anorganischen Halbleitern (s. a. Bild 1). Im Gegensatz zu den anorganischen Halbleitern, die ein durch starke Bindungskräfte auf gebautes starres Atomgitter aufweisen, be¬ stehen die organischen Kristalle aus Molekülen, deren Bindungskräfte untereinander wesentlich schwächer sind. Es ist verständlich, daß jene organischen Kristalle am ehesten leiten, deren Elektronen sich am leichtesten «anregen» lassen. Welcher Natur diese Leitungselek¬ tronen sind, soll am Beispiel der Kohlenwasserstoffe dargestellt wer¬ den. Anthrazen sei z. B. aus der Gruppe der polyzyklischen Kohlen¬ wasserstoffe herausgegriffen (Tabelle). Die chemische Struktur, mit der die Kohlenstoffatome in jedem Molekül angeordnet sind, kann durch Einfach- und Doppelbindungen, alternierend in der Struktur, gekennzeichnet werden (Bild 2). Jede Einfachbindung wird durch ein Elektronenpaar, die Doppelbindung durch zwei Elektronenpaare gebildet. Da die geometrischen Abstände zwischen den Kohlenstoff¬ atomen in einer aromatischen Verbindung nahezu unabhängig vom 2 Der häufig angeführte positive Temperaturkoeffizient der Leitfähigkeit für Halbleitermaterialien ist zur Definition nicht akzeptabel, da auch Stoffe be¬ kannt sind, deren Leitfähigkeit mit der Temperatur abnimmt. 3 Ein Grundwissen der elektrophysikalischen Vorgänge in Halbleitern muß vor¬ ausgesetzt werden, um den ltahmen des Beitrages nicht zu sprengen. Zum Ver¬ ständnis reicht die in [3] angegebene Darstellung. 45 + Elektr. Feld Anoie Katode leitungs- ■ band ,03 6rund- lustand Kristalldicke : y y " \ y- .=■ -r : - < < j Leitfähig - keits- schwelle Bild 1 Schematische Darstellung des Leitungsmechanismus im Anthrazenkristall zwischen zwei Elektroden Vor liegen einer Einfach- oder Doppelbindung sind, kann eine kom¬ plexe Verteilung der Elektronen in jedem Molekül angenommen werden. Nun weisen die Moleküle mit konjugierten Mehrfachbindun¬ gen neben den lokalisierten Bindungen auch noch delokalisierte Bin¬ dungen, sogenannte jr-Elektronen auf, die in Form von Ladungs¬ wolken über und unter der Molekülebene angeordnet sind. Gerade diese ^-Elektronen können nach entsprechender Anregung zu Lei¬ tungselektronen werden. Wie groß die Beweglichkeit ist, hängt dann noch von der Beschaffenheit jedes Moleküls und dem Molekülgitter¬ aufbau — der (organischen) Kristallstruktur - ab. (Anthrazen ist ein planares Molekül und bildet im Molekülverband ein monoklines Git¬ ter aus: Zwei der Kristallachsen befinden sich im rechten Winkel zur dritten Kristallachse, jedoch untereinander haben sie einen Win¬ kel =j=90 ö .) Zwei Mechanismen für den Transport dieser Leitungselektronen bzw. Löcher werden z. Z. diskutiert. Einmal wird vorgeschlagen, jedes Molekül im Gitter verband als einen Potentialwall anzusehen. Unter 46 dem Scheitel wert dieser Wälle sind dann die Energieniveaus der 7r-Elektronen zu finden. Die Anregung eines Elektrons in seinen er¬ sten Anregungszustand bedeutet die Dissoziation in ein quasifreies Elektron und ein Loch. Das Elektron kann beim Anlegen eines elek¬ trischen Feldes in Richtung Anode die Potentialschwelle durchtunneln. Ähnlich verhält sich das Loch in bezug auf die Katode. Sofern die Potential wälle «dünn» genug sind, erfolgt der Tunnelprozeß ohne Bild 2 Anthrazen; a) Struktur¬ formel, b) Schematische Darstellung der Ji-Elek- tronenladungswolken über und unter der Molekülebene, c) Kri¬ stallmodell des Anthra- 47 größere Schwierigkeiten. Im Fall sehr komplexer Verbindungen lie¬ gen sehr breite Potentialwälle vor. Hier muß eher ein Sprungmecha¬ nismus der Ladungsträger gegenüber dem Tunnelmechanismus an¬ genommen werden. Dieser Umstand führt zu geringerer Leitfähigkeit bei einer gegebenen Temperatur. Das zur Anregung und zum Transport der Elektronen von einem Molekül zum anderen Molekül notwendige Energiespektrum wird wie üblich als Leitungsband bezeichnet. Für Germanium beträgt die notwendige minimale Energie 0,8 eV, wogegen für Anthrazen, also einen «Isolator», mehr als 3 eV notwendig sind. Ferner ist das Leitungsband des Anthrazens sehr schmal, ein freies Elektron hat große Schwierigkeiten sich durch den Molekülkristall zu bewegen, da die notwendigen 7r-Elektronenladungswolken durch die individuel¬ len Molekülbindungen begrenzt sind und nur ein geringer Teil der Ladungswolken sich überlappt. Bei Zimmertemperatur und vorausgesetzter Dunkelheit zeigt ein Isolator nur eine sehr geringe Leitfähigkeit, die sogenannte Dunkel¬ leitfähigkeit. Nur wenige Elektronen sind in der Lage, sich durch den Kristall zu bewegen. Durch Austausch der üblichen Metall¬ elektroden zur Leitfähigkeitsbestimmung gegen sogenannte Elektro- lytelektroden, die stark oxydierend wirken, kann die Dunkelleitfähig¬ keit um mehr als 10 8 gesteigert werden. Ebenso läßt sich eine Steige¬ rung durch Bestrahlen mit ultraviolettem Licht hervorrufen. Das bedeutet, daß einem Elektron mehr als 3,15 eV zugeführt werden muß. Das Elektron bleibt nur etwa 10 _8 s im angeregten Zustand. Doch in dieser kurzen Zeit kann sich das Elektron-Loch-Paar unter Wirkung des angelegten elektrischen Feldes zum jeweiligen Nachbar¬ oder weiter entfernten Molekül begeben. Dieses Exziton kann durch Kollision mit anderen Exzitonen weitere Elektron-Loch-Paare er¬ zeugen. Eine ähnliche Multiplikation läßt sich durch Wechselwirkung mit Kristallfehlstellen hervorrufen. Leitfähigkeit, die in dieser Art und Weise auf tritt, ist als Fotoleitfähigkeit bekannt. Die Fotoleitfähigkeit läßt sich in zwei Techniken messen: durch Beleuchtung des Raumes zwischen den Elektroden an der Oberfläche des Kristalls (Oberflächenzelle) oder durch Beleuchtung des Kristalls durch eine transparente Frontelektrode und Messung des Fotostroms zwischen dieser und einer rückwärtigen Elektrode (Sandwichzelle). Ein Lichtimpuls kann die Anregung einer Schicht von Ladungsträgern nahe der Oberfläche des Kristalls in der Sandwichzelle bewirken. Der Verlauf des ausgelösten Stromimpulses läßt sich mit einem Oszillo¬ grafen darstellen. Auf diese Weise kann die Driftbeweglichkeit der Ladungsträger aus der Kristalldicke, der angelegten Spannung und der Laufzeit des Impulses berechnet werden. Solche Messungen die¬ nen der Untersuchung der unterschiedlichsten Einflüsse auf die Be- 48 weglichkeit der Ladungsträger in einem organischen Halbleiter¬ kristall. Alle bisher bekannten Fakten gestatten die Schlußfolgerung, daß einige sehr große konjugierte Moleküle - lineare, zyklische und makro¬ zyklische - Eigenhalbleiter mit n -Elektronen bzw. n -Löchern als Ladungsträger sind. Die Hauptschwierigkeiten einer detaillierten Untersuchung dieses Punktes in speziellen Materialien besteht in dem Umstand, daß sich die Makromoleküle mit guter Dunkelleitfähigkeit nicht zur Zonenreinigung eignen. Teilweise lassen sie sich schwer lösen, so daß Rekristallisation aus der Lösung hohe Temperaturen er¬ fordert, die wiederum zu einer Zersetzung der Moleküle führen kön¬ nen. Trotz dieser Schwierigkeiten werden in der Literatur von unter¬ schiedlichen Forschem übereinstimmend z. B. für metallfreies Phtha¬ lozyanin 1,5 bis 1,9 eV für den Bandabstand genannt. Dieser Band¬ abstand korreliert mit der bekannten Energiedifferenz von 1,75 eV (Lösung) und 1,68 eV (Kristall) vom Grundzustand und dem ersten Anregungszustand des Moleküls. Ähnlich reproduzierbare Ergebnisse wurden an anderen Substan¬ zen wie Naphthalin, Anthrazen und Diphenylbutadien gefunden. Die Abweichungen der Resultate sind wahrscheinlich auf einen Ober- flächenleitfähigkeitseffekt zurückzuführen. Zusammenfassend ist zu schlußfolgern, daß das Leitungsband durch den Energiebereich bis zum ersten Anregungszustand des Moleküls begrenzt wird. Organische Halbleitersubstanzen - Herstellungsmethoden Eine Auswahl derzeit bekannter organischer Halbleiter ist in der Tabelle wiedergegeben. A. Polyzyklische Kohlenwasserstoffe Unter den polyzyklischen Kohlenwasserstoffen hat Anthrazen trotz seiner geringen Dunkelleitfähigkeit die größte Bedeutung erlangt. Bestimmend waren dafür folgende Eigenschaften: — Anthrazen zeigt eine ausgeprägte Fotoleitfähigkeit. Dieser Effekt ermöglichte sichere und reproduzierbare Bestimmungen der Be¬ weglichkeit der Ladungsträger sowie Haftstellenuntersuchungen. — Anthrazen hat einen einfachen Molekülaufbau. Wie oben erwähnt, ist neben der Beweglichkeit auch die Kristallstruktur bekannt. In Kenntnis dieser Fakten können theoretische Betrachtungen de¬ tailliert durchgeführt werden. — Anthrazen eignet sich als Szintillatormaterial mit großer Licht¬ ausbeute. Es hat Abklingzeiten von nur wenigen Nanosekunden und ermöglicht durch spezielle Auslegung des Szintillators die Be¬ obachtung von a- und ^-Strahlen. 4 Schubert, Eljabu 78 49 Tabelle Zusammenstellung organischer Halbleiter nach Substanzklassen 50 B. Farbstoffe Hinsichtlich ihrer thermischen Stabilität sind hier die Phthalozyanine (Bild 3) in den Vordergrund des Untersuchungsspektrums gerückt. Bei den anderen Farbstoffen befinden sich die Untersuchungen noch im Anfangsstadium. C. Elektron-Donator-Akzeptor-Komplexe Derartige Verbindungen sind durch Molekülkomplexe gekennzeichnet, deren Bestandteile die Eigenschaft haben, Elektronen aufzunehmen (Akzeptoranteil) bzw. abzugeben (Donatoranteil). Der genaue Vor¬ gang der Ladungsübertragung ist komplizierter als bei den hetero- polaren Verbindungen und soll hier nicht näher erläutert werden. D. Polymere Makromoleküle zeichnen sich durch das Vorhandensein von konju¬ gierten Mehrfachbindungen aus. Entsprechend der Struktur der n- Elektronen (siehe oben) zeigen sie halbleitende Eigenschaften. E. Naturstoffe Biophysikalische Untersuchungen ergaben, daß auch eine Vielzahl von Naturstoffen halbleitende Eigenschaften auf weisen. Diese Er¬ kenntnis war wichtig für die Aufklärung biologischer Lebensvorgänge. Die Herstellungsverfahren für die genannten Substanzgruppen sind keinesfalls einheitlich. Es wird noch viel experimentelle Laborarbeit notwendig sein, um stabile Technologien zu entwickeln. Grundsätzlich existieren folgende Primärverfahren: — Umkristallisation in der Lösung (unter gleichzeitiger Entfernung •der Fremdsubstanzen); — fraktionierte Destillation unter Schutzgasatmosphäre; - chromatografische Verfahren; - Zonenschmelzen. Die Reinstherstellung organischer Materialien ist äußerst kompliziert. Zur Zeit liegt die Größenordnung von 1 Fremdanteil in 10 fi bei An- thrazen vor, wogegen bei Germanium und Silizium durchaus die Größenordnung 10 lü erreicht wird. Der Schmelzpunkt des Anthra- zens liegt über seinem Zersetzungspunkt, so daß ein Zonenschmelz¬ prozeß zur Reinigung eingesetzt werden kann. Nach der Auskristalli¬ sation aus der Schmelze und nachfolgendem chromatografischem Prozeß wird das Material unter Stickstoffatmosphäre 60- bis 80mal dem Zonenschmelzverfahren unterworfen. Danach wird, weiterhin unter Schutzgas, ein Einkristall nach dem Brid^emcm-Verfahren her- gestellt. Auf diese Weise lassen sich Einkristalle von wenigen Zenti¬ metern Länge fertigen, vereinzeln und einer Leitfälligkeitsprüfung unterziehen. Bild 3 Phthalozyanin; a) Struk¬ turformel (bei Kupfer¬ phthalozyanin befindet ßich an Stelle der Wasser- stofßjrücke das Kup fer- ion), b) Kristallmodell der Phthalozy anine Diese Technik kann jedoch nicht immer angewendet werden. Sub¬ stanzen mit sehr großen Molekülen, z.B. Phthalozyanin, weisen oft einen für das Zonenschmelzen ungünstigen Schmelzpunkt auf. Des¬ halb können Einkristalle of t nur aus der Lösung oder dem gasförmigen Zustand gewonnen werden. Viele andere Substanzen lassen sich nur als Pulver gewinnen. Diese müssen dann unter Druck oder in Form vorgepreßter Tabletten untersucht werden. Verunreinigungen wie Sauerstoff und Wasserdampf beeinflussen die Messungen stark, so daß die Untersuchungen aufwendig sind und sich nur unter Vakuum durchführen lassen. In einigen Fällen wurden'vergleichbare Werte der Breite der Energielücke und der spezifischen Leitfähigkeit aus Messungen an Einkristallen und gepreßten Pulvern gewonnen. Anwendungen Während der letzten Jahre wurden in der Literatur unterschiedliche Anwendungsmöglichkeiten der organischen Halbleiter beschrieben. PCC (polyvinyl carbozole-chloranil) und ähnliche Komplexe wer¬ den als Fotoleiter im elektrofotografischen Prozeß eingesetzt. Ähn¬ liche Verbindungen werden als Elektrolyte in Festkörperbatterien verwendet. Die TCNQ-Komplexe eignen sich als halbleitende Dünn¬ filmsubstanzen für Festkörperschaltkreise. Die Schwierigkeiten, hohe Beweglichkeiten zu erzielen, haben bis jetzt die Entwicklung «orga¬ nischer Transistoren» usw. verhindert. Eine Entwicklung in diese Richtung ist jedoch durchaus möglich. Literatur fl] Eley, D. D.: Organic Semiconductors, Science Journal. Dezember 1973 [2] Hansel, H.: Organische Halbleiter, Wissenschaft und Fortschritt, 1968, Heft 4 [3] Lindner, H Das Bild der modernen Physik, Urania Verlag, 1973 Wir klären Begriffe ENTZERRER 53 Modellfernsteuerung - ein interessantes Gebiet für den Br. Günter Miel Amateurelektroniker Modellfernsteuerung - welche Möglichkeiten bietet sie dem Amateur¬ elektroniker, wird mancher Leser fragen. Im Rahmen dieses kurzen Beitrags soll versucht werden, darauf eine Antwort zu geben. All¬ gemein kann man unter Modellfernsteuerung die Auslösung von Steuerfunktionen im Modell unabhängig vom Standort des Steuern¬ den verstehen. Ferngesteuert werden bei Modellen von Landfahr¬ zeugen (meist Autos), Schiffen oder Flugzeugen die Funktionen der Fahrt- bzw. Flugrichtung und die Geschwindigkeit, aber auch Zu¬ satzfunktionen, wie Beleuchtung, akustische Signale, Feuerlösch¬ kanonen, Einziehfahrwerke, Klappen u.a. Betrachtet man zunächst nur die Richtungssteuerung, so ist beim Flugmodell das Problem sofort klar. Es lautet: Das Modell muß um alle drei Achsen (Hoch-, Quer- und Längsachse) simultan (gleichzeitig) um jeden erforder¬ lichen Winkel stufenlos steuerbar sein. Entspricht der stufenlos ein¬ stellbare Ruderwinkel dem Auslenkungswinkel des Steuerknüppels, so bezeichnet man dies als Proportionalsteuerung. Moderne Fernsteueranlagen bieten heute die Möglichkeit, bis zu acht Funktionen voll simultan und proportional fernzusteuern. Man kann also beim Flugmodell außer den drei Rudern noch den Motor, das Einziehfahrwerk, Landeklappen, Schlepphaken (Segelflugschlepp) und eventuell noch einen Fallschirmspringer fernsteuern. Es sei aber bemerkt, daß man in den weitaus meisten Fällen mit zwei Proportio¬ nalfunktionen auskommt. Mit zwei Proportionalfunktionen kann man z. B. vorbildgetreu ein Automodell (Lenkung, Motor), ein Motorschiffs¬ modell (Ruder und Motor), ein Segeljachtmodell (Ruder und Segel), ein Segelflugmodell (Höhen- und Seitenruder) oder ein Motorflug¬ modell (Höhen- und Seitenruder oder Seitenruder und Motor) fern¬ steuern. Um sich mit der Materie (Fernsteuerung und Modell) ver¬ traut zu machen, reicht also für den Anfang eine Zweikanalanlage völlig aus. Sie hat außerdem den Vorteil, daß sie wesentlich preis¬ werter als eine Vier- oder Sechskanalanlage ist (Bild 1). Welche elektronischen Probleme sind nun bei einer simultanen und 54 Bild 1 Modelle; a) Automodell, b) Schiffsmodell, c) Flugmodell 55 proportionalen Modellfemsteuerung zu lösen? Ehe die heute üblichen Lösungsvarianten für diese Probleme vorgestellt werden, sei noch darauf hingewiesen, daß immer die jeweils gegebenen technischen Möglichkeiten und die Kosten die Varianten bestimmen. So soll eine Modellfernsteueranlage klein, leicht, betriebssicher und preiswert sein sowie den steuerungstechnischen Anforderungen (simultan, propor¬ tional) genügen. In dieser Hinsicht haben die Modellfernsteueranlagen in den letzten 20 Jahren eine eindrucksvolle Entwicklung durchlaufen. Sie reicht von der röhrenbestückten Anlage der 50er Jahre bis zur heute üblichen volltransistorisierten Anlage. Gegenwärtig werden in zunehmendem Maße Transistorschaltungen durch integrierte Schal¬ tungen (IS) ersetzt. Die bei der Entwicklung und dem Aufbau von Modellfernsteueranlagen zu lösenden elektronischen Probleme sind sehr vielschichtig und können nur angedeutet werden. Auf jeden Fall bieten sie genug Raum für den Amateurelektroniker, auch eigene Ideen zu entwickeln und zu verwirklichen. (5Kanal) Bild 2 Bestandteile einer Modelllernsteueranlage r Antenne (Im) Superhet Buarz 50, U B = 6-12 V, Stromaufnahme: etwa 10 mA bei U B = 12 V, Größe der Ausgangsimpulse: etwa 6 V bei U B = 12 V, Impulsfolgezeit: 0,7---8,0 ms. (Kombinat VEB Halbleiterwerk Frankfurt IO .) 64 Ing. Winfried Müller Fortschritte der Elektronik bei Fotoblitzgeräten Über Fortschritte zu berichten bedeutet zunächst Rückschau zu halten, um den weiten Weg der Entwicklung ermessen zu können. Das Elektronenblitzgerät entstand etwa im Jahre 1940 in den USA. In seiner Funktion als fotografische Lichtquelle ist die Elektronen¬ blitzröhre das herausragende Bauelement. Zur Entwicklung der Lei¬ stungsfähigkeit trugen eine Reihe von Arbeiten von Wissenschaftlern aus mehreren Ländern bei, die in mehreren Jahrzehnten erschienen. Da die Elektronenblitzröhre als das wichtigste Bauelement eines Blitzgerätes anzusehen ist, sollen zu diesem Bauelement einige Infor¬ mationen gegeben werden. Elektronenblitzröhren bestehen aus röhrenförmigen, langgestreck¬ ten oder ringförmig gebogenen Glasgefäßen (Bild 1), die mit Edelgas gefüllt sind. Zwei vakuumdicht eingeschmolzene Elektroden bewir¬ ken die Energiezuführung aus dem Speicherkondensator bzw. dem «Blitzelektrolytkondensator». Die Entladungsgefäße werden aus Hart¬ glas oder, wenn es sich um hochbelastete Elektronenblitzröhren han¬ delt, aus Quarz hergestellt. Da die Zündung kapazitiv erfolgt, be- Bild 1 Typische Bauformen von Elektronenblitzröhren des VEB Elektronische Spezialröhren Leipzig 5 Schubert, Eljabu 78 65 findet sich auf der Außenfläche der Röhren die Zündelektrode in Form eines leitenden Belags oder einer Zündwendel aus dünnem Draht. Das Füllgas nimmt während des Stromdurchgangs - es findet eine Bogenentladung statt - einen sehr geringen Widerstand in der Größen¬ ordnung von 0,5 bis 10 Q an. Die kurzzeitig (Blitzdauer) auf tretenden Stromspitzen können im Bereich von 100 -1000 A liegen. Das Elek¬ trodenmaterial, das diese hohen Stromstärken "weitgehend verträgt, besteht aus Wolfram oder wolframhaltigen Legierungen. Die in Ver¬ bindung mit dem Stromdurchgang auf tretende Wärmebelastung der Elektronenblitzröhre bleibt ohne negative Auswirkung, da der Ent¬ ladungsvorgang in einer sehr kurzen Zeitspanne (10 ps- --10 ms) ab¬ läuft und ein unerwünschter Wärmestau durch die Zwangspause, die zur Wiederaufladung des Blitzelektrolytkondensators benötigt wird, nicht zustande kommt. Die durch die großen Ströme hervorgerufene Bogenentladung führt zur Emission des gewünschten weißen Lichtblitzes, dessen Spektrum mit einer Farbtemperatur von 5000 -• • 6000 K dem des Sonnenlichts ähnlich ist. Im klassischen Elektronenblitzgerät (Bild 2) wird als Spannungs¬ quelle ein Blei- oder Nickelkadmiumakkumulator verwendet. Die Batteriespannung wurde früher mit einem mechanischen Zerhacker in eine transformierbare Wechselspannung umgewandelt und nach¬ folgend wieder gleichgerichtet. Diese Gleichspannung in der Größen¬ ordnung von meist 500 V bewirkte die Aufladung des Blitzelektrolyt¬ kondensators Cjj . Der Blitzelektrolytkondensator stellt für die Blitz¬ röhre B l die eigentliche Spannungsquelle dar, die nach erfolgter Blitz- entladung jedesmal erneut aufgeladen werden muß. In diesem Zu¬ sammenhang sei darauf hingewiesen, daß nach erfolgter Blitzabgabe am Blitzelektrolytkondensator eine nicht ungefährliche Restspannung erhalten bleibt. Die Zündung der Blitzröhre B L erfolgt kapazitiv durch einen Hoch¬ spannungsimpuls. Er wird erzeugt, indem sich der auf geladene Zünd¬ kondensator C z bei kurzgeschlossenem Kamerasynchronkontakt über Bild 2 Prinzipachaltbild eines Elektronenblitz¬ geräts 66 6t E-100/m-0,015 Bild 3 Stromlaufplan des Transistorblitzgeräts elgatron ;Bild 4 Elektronikbaustein des Blitzgeräts elgatron die Primärwicklung des Zündtransformators ZT entlädt. In der Sekun¬ därwicklung wird dann die erforderliche Zündspannung induziert. Aus diesem grundlegenden Funktionsprinzip hat sich auch an den elektronischen Blitzgerä.ten nichts geändert. Der Einzug der Elek¬ tronik in die Schaltungstechnik eines Elektronenblitzgeräts erfolgte bald nach der Bereitstellung geeigneter Transistoren. Als erstes, weil anfälligstes Bauteil, wurde der mechanische Zerhacker durch einen elektronischen Spannungswandler, den Transverter, ersetzt. Mit die¬ sem Schritt wurde auch erstmals eine elektronische Schaltautomatik in einem Blitzgerät realisiert. Es handelt sich um eine Abschalt¬ automatik, die den Transverter zur Energieeinsparung abschaltet, wenn die Aufladespannung des Blitzelektrolytkondensators erreicht ist. Der Transverter schwang auch selbständig wieder an, wenn die Ladespannung auf einen bestimmten Wert abgefallen war. Der Span- 5* 67 nungsabfall wird durch die Energieentnahme der Schaltautomatik und des Zündkreises mit der Kontroflglimmlampe hervorgerufen. Mit der Einführung des elektronischen Spannungswandlers mit Abschaltautomatik verdiente ein auf diese Weise ausgestattetes Elektronenblitzgerät die Bezeichnung elektronisches Elektronenblitz¬ gerät. In der DDR war dies das heute schon legendäre elgatron- Blitz¬ gerät des VEB Elgawa Plauen [1]. Die Schaltung ist in Bild 3 wieder¬ gegeben. Der Bauelementeaufwand und das von diesen beanspruchte Volumen ist, wie in Bild 4 zu ersehen, verglichen mit derzeitigen Kon¬ struktionen, erheblich. Ein Elektronenblitzgerät dieser Art verlangte vom Fotografen, daß er, die Leitzahl des Geräts berücksichtigend, vor jeder Belichtung zur geschätzten Objektentfernung den richtigen Blendenwert errechnete und diesen am Objektiv einstellte. Eine gewisse Erleichterung brachte der am Blitzgerät angebrachte Blendenrechner. Bei sich rasch ändernden Objektentfernungen wurde die schnelle und richtige Blendenwahl zu einem wichtigen Problem. Hierzu brachte eine von der Fa. Honeywell 1968 vorgestellte Schal¬ tungskonzeption, die unter dem werbewirksamen Begriff Computer¬ blitz bekannt und eingeführt wurde, eine wesentliche Bedienungs¬ erleichterung. Hinter diesem Schlagwort verbirgt sich eine elektro¬ nische Schaltung zur Lichtdosierung. Sie trägt zur wesentlichen Be¬ dienungsvereinfachung beim Arbeiten mit einem Elektronenblitzgerät bei. Dem Anwender kommt lediglich die Aufgabe zu, am Blitzgerät eine einmalige, die Filmempfindlichkeit berücksichtigende Einstellung und an der Kamera eine bestimmte, ebenfalls einmalige Blenden¬ einstellung vorzunehmen. Dem Fotografen verbleibt in der Folgezeit nur noch die Aufgabe, die Entfernungseinstellung (Scharfeinstellung nach Sucherbild bei Spiegelreflexkameras) zur Erzielung einer opti¬ malen Bildschärfe manuell vorzunehmen. Die Funktion eines elektronischen Blitzgeräts mit Lichtdosierung erklärt sich folgendermaßen. Der durch den Kamerakontakt aus¬ gelöste Blitz beleuchtet das zu fotografierende Objekt. Das von die¬ sem reflektierte Licht wird durch ein lichtempfindliches Bauelement auf genommen und als elektrische Größe einem Regelkreis zugeführt. Dieser Regelkreis steuert den Löschkreis an, allgemein Quenehkreis genannt. Durch den Löschkreis wird die Bogenentladung der Blitz¬ röhre vorzeitig gelöscht. In der Praxis handelt es sich bei dem Quenehkreis um eine Regel- und Zündschaltung in Verbindung mit einer zweiten Blitzröhre, der Quenchröhre. Diese spezielle Blitzröhre ist im Innern des Blitzgerätes untergebracht und der Nutzblitzröhre parallelgeschaltet. Die Quenchröhre wird zum geeigneten Zeitpunkt durch den Regel- und Zündkreis gezündet und übernimmt die im Blitzelektrolytkondensator vorhandene Energie. Zum Zeitpunkt der Energieübernahme durch die Quenchröhre erlischt die Nutzblitzröhre. 68 Bild 5 Stromlauf plan eines Blitzgeräts mit Lichtdosierung und Löschröhre Bild 5 zeigt eine Schaltung [2] mit Lichtdosierung durch Quench- röhre. Die Quenchröhre bedingt einen zweiten Hochspannungszünd¬ kreis. Dieser Aufwand und insbesondere die Empfindlichkeit der Quenchröhre gegenüber elektrischen Feldern (nichtbeabsichtigte Zündung) führten zu Bestrebungen, das der Technologie nach klassi¬ sche Bauelement Quenchröhre durch Thyristoren zu ersetzen. Da, wie eingangs erwähnt wurde, die auf tretenden Stoßströme bis zu 1000 A betragen können, sind an diese großen Strom übernehmenden Thyristoren besondere bauelementespezifische Anforderungen zu stel¬ len. Bild 6 zeigt die Schaltung [3] eines Blitzgeräts mit Lichtdosierung durch Thyristoren. Den Lichtdosierungsschaltungen, sowohl mit Löschröhre als auch mit Thyristoren, ist gemein, daß der überschüssige Teil der im Blitzelektrolytkondensator gespeicherten Energie ver¬ lorengeht. Computerblitzgeräte der höheren Preisklassen verfügen nun über eine erweiterte Schaltungskonzeption, die diese Energievergeudung vermeidet. Dem Blitzelektrolytkondensator wird in solchen Schal¬ tungen nur soviel Energie entnommen, wie die Lichtdosierungsschal¬ tung zuläßt. Nach erfolgter Blitzauslösung wird der Blitzelektrolyt- kondensator auf den Sollwert automatisch nachgeladen. Diese Me¬ thode trägt wesentlich zur ökonomischen Ausnutzung des Batterie¬ satzes bei. Die Funktion der Lichtdosierungsschaltung wifrd im Zu- 69 Rol RöZ Synchronkoniakt Bild 6 Stromlauf plan eines Blitzgeräts mit Lichtdosierung und Löschthyristor (OPTATRON 420 C) saminenhang mit der Funktionsbeschreibung der nachfolgend er¬ wähnten Gerätekategorie erläutert. Blitzgeräte mit Lichtdosierung verfügen neuerdings über die Mög¬ lichkeit, mit einem vorab ausgelösten Meßblitz zu prüfen, ob unter den vorliegenden Verhältnissen und Einstellwerten eine ausreichende Exponierung des Filmes möglich ist. Angezeigt wird das positive Meßergebnis durch Aufleuchten einer Signallampe. Im negativen Fall muß die Kamera mit dem Blitzgerät dem zu fotografierenden Objekt nähergebracht oder es muß eine größere Blendenöffnung gewählt werden. Diese zusätzliche Meßeinrichtung erweist sich besonders wertvoll beim Arbeiten mit indirekt wirksam werdendem Blitzlicht, dem bounce-light. Das durch einen Schwenkreflektor gegen die Raum¬ decke gerichtete Licht führt zu einer milden diffusen Lichtführung, wodurch z. B. harte Schlagschatten vermieden werden. Die Schal¬ tung [4] in Bild 7 gibt den derzeitig bekannt gewordenen Stand der Computerblitztechnik wieder. Kennzeichnend sind - energiesparende Löschautomatik, - Meßblitztechnik (Belichtungskontrolle durch Meßblitz), - Anwendung des Durchflußwandlerprinzips zur Erzeugung der Be¬ triebsspannung. Ausgehend von einem auf geladenen Blitzkondensator C 3, wird die Zündung der Blitzröhre durch die in der Sekundärwicklung I des Zündtransformators ZT induzierten Hochspannung eingeleitet. Die Blitzröhre wird anfänglich über den Widerstand Ä10 leitend, da zu diesem Zeitpunkt der Thyristor Thl noch gesperrt ist. Der dabei an RIO auf tretende Spannungsimpuls bewirkt die Einleitung mehrerer 71 Vorgänge. Zunächst werden dem Thyristor Thl die Spannungen zur Verfügung gestellt, die seine Zündung ermöglichen. Sowohl an der Anode als auch am Gate, in diesem Fall über die Induktivität LI, wird eine positive impulsförmige Spannung bereitgestellt, die zur Zündung des Thyristors führt. Die durch .RIO gebremste Entladung der Blitz- röhre übernimmt nunmehr der Thyristor. Der niederohmige Strom¬ pfad führt zum lawinenhaften Anstieg des Strqmes durch die Blitz¬ röhre, als dessen Folge der bekannte Lichtblitz erzeugt wird. Bevor es aber zur Zündung von Thl kommt, gelangt der an RIO hervor¬ gerufene Impuls über C6, C8, D7 an (79 und lädt diese auf. Die Kapa¬ zität C9 wirkt als Spannungsquelle für den Löschthyristor Th2. Aus der Sekundärwicklung II wird die Lichtdosierungsschaltung hergeleitet. Mit dieser schaltungstechnischen Maßnahme arbeitet die Regelschaltung erst zu dem Zeitpunkt, da der eigene Lichtblitz aus¬ gesendet wird. Eine vorzeitige Beeinflussung der Lichtdosierungs¬ schaltung durch Fremdblitze läßt sich damit verhindern. Die bei die¬ sem Vorgang sprunghaft an (72 auf tretende Betriebsspannung führt zum kurzzeitigen (etwa 15 (is) Durchschalten von T3. Über T3 wird der Kondensator (7 p kurzgeschlossen, um eine noch vorhandene, die folgende Messung dann verfälschende Restladung abzuführen. Das vom Objekt reflektierte Licht nimmt der Fototransistor T p auf. Er wird dadurch leitend und beginnt die Meßkapazität (7 p aufzuladen. Der Ladevorgang wird beendet beim Erreichen eines durch R19 einstellbaren Schwellwerts (Filmempfindlichkeit). Bei sehr hellen Objekten ist dieser Ladevorgang in kürzerer Zeit beendet als bei sol¬ chen Objekten, die wenig Licht zurückwerfen. Kommt es aber zur Überschreitung des Schwellwerts, wird die vorzeitige Abschaltung der Blitzröhre eingeleitet. Der Transistor T2 beginnt Strom zu füh¬ ren, worauf Th3 durchschaltet. Über Th3 entlädt sich der zuvor auf¬ geladene Kondensator (79. Der dabei im Katodenkreis entstehende positive Spannungssprung gelangt über CIO an das Gate des Lösch¬ thyristors Th2. Über diesen und L2 wird schlagartig der über R41 und RI 4 auf geladene Löschkondensator C6 entladen. Die dabei ein- setzend^ Umladung von C6 führt zu einem an der Anode des Thy¬ ristors Th2 sich einstellenden negativen Potential gegenüber Masse. Der Thyristor Thl verlischt. Durch die Potentialabsenkung kann es nicht zur Stromunterbrechung in der Blitzröhre kommen, da dieser Vorgang gleichbedeutend dem eines Spannungsanstiegs ist. Der Strom der Blitzröhre fließt nunmehr über C6 und den Thyristor Th2. Der Kondensator und damit die Katodenseite der Blitzröhre erhalten ein ansteigendes positives Potential. Mit diesem Vorgang verringert sich ständig die Potentialdifferenz über der Blitzröhre. Der Aufladevorgang ist beendet, wenn das Spannungspotential von C6 annähernd das momentane Niveau des 72 Blitzelektrolytkondensators und damit auch die Löschspannung der Blitzröhre erreicht hat. Nach dem Verlöschen der Blitzröhre erfolgt über .RIO und RI4 eine endgültige Potentialangleichung von C 6 an C 3. Der Stromdurchgang durch Th2 wird beendet, indem die Anode durch den sich entladenden Kondensator (77 einen negativen Impuls erhält. Nach der Löschung der Blitzröhre wird durch den Spannungs¬ wandler sowohl der Blitzelektrolytkondensator als auch der Lösch¬ kondensator (76 auf- bzw. nachgeladen. Der Aufladevorgang für (76 fließt nämlich über RI4 und R41. Solange der an R41 hervorgerufene Spannungsabfall gleich oder größer der Flußspannung von ZJ i % 1,6 V der Lichtemitterdiode ist, leuchtet diese. Diese Information bedeutet,, daß die für die Belichtung eines Filmes vorliegenden Licht Verhältnisse ausreichend sind. Ungünstige Lichtverhältnisse liegen dann vor, wenn das auf den Fototransistor einfallende Licht nicht ausreicht, die Lichtdosierungsschaltung in Funktion zu setzen. Damit entfällt auch die Aufladung von (76. Es fließt kein Strom über RI4 und R41. Durch den an R41 ausbleibenden Spannungsabfall kann LED nicht auf- leuchten. Im folgenden wird einiges zum Trend bei der Stromversorgung und zur Spannungserzeugung in elektrischen Blitzgeräten beschrieben. Die Anwendung des Durchflußwandlers als Spannungswandler hat sich bei allen Varianten elektronischer Blitzgeräte, unabhängig vom schaltungstechnischen Ausstattungsgrad, allgemein durchgesetzt. Die Gründe hierfür sind einfache und daher preisgünstige Schaltungen mit wenigen Bauelementen, die wenig Platz beanspruchen und damit der Forderung nach einem Kompaktgerät entgegenkommen. Bild 8 Batterie- und Netzblitz¬ gerät SL 4, VEB Elgawa Plauen 73 RI 2k 3,6 V od. 680 od. 330 Bild 9 Stromlauf plan des Blitzgeräts SL 4, VEB Elgawa Plauen Die Stromaufnahme des Durchflußwandlers verhält sich wie die des Blitzelektrolytkondensators. Von hohen Anfangswerten zu Be¬ ginn des Ladevorgangs ausgehend, verringert sich der Strom beim Erreichen des Sollwerts der Ladespannung auf einen Minimalwert. Der restliche, ständig fließende Strom deckt Verluste und lädt den Blitzelektrolytkondensator nach. Dieses Konzept ergibt bei mini¬ malem Bauelementeaufwand eine Energiesparschaltung, die für batteriebetriebene Geräte wichtig ist (Bild 8). Das Blitzgerät SL 4 des VEB Elgawa Plauen ist mit einem Durch¬ flußwandler ausgerüstet. Die Schaltung in Bild 9 zeigt, daß diese Gerätekonzeption, obwohl mit Nickel-Kadmium-Sammlern aus- 74 Bild 10 Compaktblitzgerät Emerald der Fa. Vesta gestattet und auch für Netzbetrieb ausgelegt, hinsichtlich der elek¬ tronischen Ausrüstung dem unteren Standard einzuordnen ist. Bild 10 zeigt ein gleichwertiges Erzeugnis aus Japan, aber nur für Trocken¬ batteriebetrieb. Bei der Betrachtung der verschiedensten Fabrikate fällt die weit¬ gehende Abkehr von NK-Sammlern auf. In nahezu allen Modellen bekannter Firmen werden Trockenbatterien des Typs R 6 als Span¬ nungsquelle verwendet. Das wirkt sich günstig auf den Preis eines Blitzgeräts aus. Es entfällt mit den teuren NK-Sammlern auch das für diese unerläßliche Ladegerät. Aber auch andere Vorteile sind nicht von der Hand zu weisen, zumal sie doch recht praktische Be¬ deutung haben. Der durch Trockenbatterien netzunabhängige Betrieb dieser Geräte sichert eine stetige Betriebsbereitschaft auch in solchen Bereichen, wo sonst eine Netzsteckdose zur Nachladung erschöpfter Sammler und zur weiteren Aufrechterhaltung des ^Blitzbetriebs er¬ forderlich wäre. Erschöpfte Trockenbatterien sind hingegen rasch ausgewechselt und zum anderen überall leicht erhält]ich. Da Blitz¬ geräte dieser Kategorie nur sporadisch zum Einsatz kommen, ent¬ fällt die kontinuierliche Pflegeladung von NK-Sammlern. Das Lei¬ stungsvermögen moderner Trockenbatterien (Alkali-Mangan-Zellen) wird in nachstehender Aufstellung gezeigt, entnommen einschlägigen Prospekten: Blitzgeräte ohne Lichtdosierung etwa 140 Blitze, Blitzgeräte ohne energiesparende Lichtdosierung etwa 140 Blitze, Blitzgeräte mit energiesparender Lichtdosierung etwa 140-•-600 Blitze. Abschließend bleibt zu erwähnen, daß größere, mit NK-Sammlern ausgestattete Blitzgeräte, anfangs mit Sohnelladeschaltungen (3- -4 Stunden) ausgestattet, nunmehr über Schnellst- oder Rapidladeschal¬ tungen verfügen, die innerhalb einer Ladestunde wieder eine begrenzte Blitzzahl ermöglichen. 75 Die gesamte dargestellte Technik findet selbstverständlich auch in professionellen Blitzgeräten Anwendung, wobei diese Gerätekategorie hinsichtlich der Ausstattung den Bedürfnissen der Berufsfotografen angepaßt ist und demnach auch voluminöser ausfallen können. Literatur [11 Fugmann , F «elgatron» - ein Blitzgerät mit Transistoren, radio und fern- sehen 10 (1961) Heft 6, Seite 184 [2] Limann, 0.: Fortschritte in der Elektronenblitztechnik, Elektronik (1968) Heft. 5, Seite 137 bis 140 [3] Dennewitz, R.-D.: Ein Elektronenblitzgerät mit automatischer Lichtdosierung über Thyristoren, Elektronik (1970) Heft 7, Seite 241 bis 243 [4] Limann, 0.: Fotoblitzgeräte mit energiesparender Löschautomatik, Elek¬ tronik (1976) Heft 6, Seite 73 bis 76 [5] Krause , O.lKeiner, F.: Linearisierungsschaltung für Fototransistoren in Blitz¬ geräten, Elektronik (1975) Heft 3, Seite 92 bis 93 [6] Krause, G./Keiner, F.: Computer-Blitzgeräte stark vereinfacht, Elektronik (1975) Heft 4, Seite 107 [7 ] Kleffe,H.: Entwicklungstrends moderner Blitzlichttechnik, Fotografie 29 (1975) Heft 9, Seite 35 bis 37 [8] Kleffe, H.: Entwicklungstendenzen der Technik und Anwendung von Blitz¬ licht, Bild und Ton 29 (1976) Heft 2, Seite 47 bis 53 [9] Prospekte der Firmen VEB Elgawa Plauen, VEB Elektronische Spezialröhren Leipzig, BRAUN, Metz, BAUER, Vesta Wir klären Begriffe CODEIMPULS A. Tagajevski Funkverkehr bis zur Venus Der sowjetischen Wissenschaft und Technik gelangen mit den inter¬ planetaren, automatischen Stationen Venus-9 und Venus-10, die mehr als 300 Millionen Kilometer überwanden, hervorragende Er¬ folge bei der Erforschung der Venus. Die Orbitalsektionen dieser Sta¬ tionen, die auf eine Kreisbahn um die Venus gebracht würden, sind die ersten künstlichen Trabanten dieses Planeten. Die Landeapparate landeten weich auf der beleuchteten, aber von der Erde aus nicht sichtbaren Oberfläche der Venus. Erstmalig konnten Fernsehbilder von der Venusoberfläche über¬ tragen und die den Planeten umgebende Wolkenhülle erforscht wer¬ den. Durch dieses Experiment erhielt die Wissenschaft neue Angaben über die Zusammensetzung der Venusatmosphäre, ihre Temperatur, den Druck, wurde die Helligkeit an der Venusoberfläche gemessen, die Oberflächenbeschaffenheit erforscht und die Windgeschwindigkeit bestimmt. Diese herausragenden Erfolge der sowjetischen Kosmonautik waren in hohem Maße nur möglich dank vervollkommneter funkelektroni¬ scher Mittel, die sowohl auf der Erde als auch in den interplaneta¬ rischen Stationen eingesetzt werden konnten. Zweiseitige Nachrichtenverbindungen mit den kosmischen Appa¬ raten über Entfernungen von etwa 100 Millionen Kilometer hielt das Zentrum für kosmische Fernverbindungen (ZDKS) zuverlässig. Von diesem Zentrum aus erfolgte die Begleitung der automatischen Sta¬ tionen auf ihrem Flug, wurden die Bahnparameter überwacht, die Korrekturkommandos gegeben und die Steuerung der komplizierten elektronischen Bordsysteme vorgenommen. Über die Funkkanäle gelangten vielseitige wissenschaftlich-tech¬ nische Informationen und Daten über den Betrieb der Bordsysteme sowie Werte über die Orientierung der Station nach der Sonne und einem Stern als Festpunkt zur Erde. Die telemetrischen Angaben von Bord der kosmischen Apparate wurden über einen Funkkanal zusammen mit den Bahnmeßdaten übertragen. Die gemeinsame Über- 77 tragung von Signalen war nur durch komplizierte Modulationsarten mit zeitlicher Verteilung der Information zu realisieren, die ihre Be¬ währungsprobe während des Flugs der Stationen und bei der Über¬ tragung von Fernsehbildern von der Venusoberfläche voll bestanden haben. Die Nachrichtenverbindungen mit den Stationen Venus-9 und Venus-10 wurden im Dezimeter- und Zentimeterwellenbereich auf¬ rechterhalten. Dabei diente der Dezimeterwellenbereich dazu, Kom¬ mandos von der Erde an die Stationen zu senden und Informationen mit geringer Übertragungsgeschwindigkeit von ihnen zu empfangen. Im Zentimeterwellenbereich wurden vornehmlich Informationen mit hoher Übertragungsgeschwindigkeit von den Stationen gesendet. Das Zentrum für kosmische Fernverbindungen nahm mit Venus-9 und Venus-10 während der Landung mehr als 90mal Verbindung auf. Die funktechnischen Anlagen des Zentrums für kosmische Fern¬ verbindungen bestehen aus großen Antennenfeldern, leistungsfähigen Sendern, hochempfindlichen Funkempfangsgeräten und umfang¬ reicher Rechentechnik. Die Funksysteme des Zentrums für kosmische Fernverbindungen wurden unter Berücksichtigung charakteristischer Besonderheiten für kosmische Fernverbindungen auf gebaut. Es ist bekannt, daß die Entfernung zwischen den sendenden und empfangenden Stationen sich ununterbrochen verändert und infolgedessen durch den Doppler¬ effekt eine Frequenz Verschiebung entsteht. In den Funkgeräten des Zentrums für kosmische Fernverbindungen wurden deshalb spezielle Vorrichtungen eingesetzt, die einen sogenannten Doppler- Korrektur- wert bei der Frequenzsuche des Signals erzeugten. Gleichzeitig wurden die zeitlichen Ausbreitungsbedingungen der elektromagnetischen Wellen berücksichtigt. Bei großen Entfernungen ergibt sich eine Zeitverzögerung des Signals. Diese ist proportional der Entfernung der Objekte. Die Zeit Verzögerung des Signals betrug z.B. bei der Landung des Landeapparats auf der Venusoberfläche 285 s. Das Lenk- und Begleitsystem für die kosmischen Stationen richtete, nach einem von Rechengeräten bestimmten Programm, unter Be¬ rücksichtigung der Ausbreitungszeit der elektromagnetischen Wel¬ len, die entsprechenden Antennen auf den jeweils vorgegebenen Punkt im Raum. ‘Große Schwierigkeiten bereitete der Empfang von Signalen, die über eine Entfernung von mehreren Millionen Kilometern zur Erde gelangten und einen niedrigen Pegel aufwiesen. Um das Nutzsignal auszufiltern, wurden die empfangenen Signale verstärkt und anschlie¬ ßend nach mehrfachen Umwandlungen mit Rechengeräten dechiff¬ riert und auf Fernsehbildschirmen abgebildet. Während des Flugs der automatischen Stationen Venus-9 und 78 Venus-10 war es für Bahnkorrekturen erforderlich, ständig, die ge¬ nauen Koordinaten der Venus zu kennen. Es genügt, wenn daran erinnert wird, daß man für eine erfolgreiche weiche Landung und das Einfliegen von künstlichen Satelliten um die Venus einen Korri¬ dor von insgesamt 200 km Breite passieren muß (Bild 4). Diese technisch schwierige Aufgabe wurde mit funktechnischen Methoden zur Entfernungsbestimmung gelöst. In den Pausen zwischen den Verbindungsaufnahmen mit den Stationen Venus-9 und Venus-10 erfolgte eine Radar-Ortung der Venus mit dem Planetenfunkmeßgerät des Instituts für Funktechnik und Elektronik der Akademie der Wissenschaften der UdSSR, das sich ebenfalls im Zentrum für kos¬ mische Fernverbindungen befindet. Einen vereinfachten Übersichts¬ stromlauf plan von diesem Funkmeßgerät (Radargerät) zeigt Bild 1. Wie wurde die Entfernung zur Venus bestimmt? Das Funkme߬ gerät strahlte in Richtung Venus ein Signal von äußerst hoher Fre- Shuerpuli für das Plantten- funkmeßgerft Bild t Übersichtsschaltplan des Planetenfunkmeßgerätes zur Radarortung der Venus 79 Bild 2 Übersichtsschalt-plan der funktechnischen Ausrüstung der kosmischen Stationen Venus-9 und Venus-10 quenzstabilität (&F/F 0 = 10 10 ) aus. Die Trägerfrequenz ( F 0 = 0,77 GHz) wurde linear frequenzmoduliert. Die Strahlungsleistung, die auf der Planetenoberfläche auf traf, betrug etwa 5 W. Ein Teil der elektromagnetischen Energie wurde von' der Oberfläche reflektiert und gelangte zurück zur Empfangsantenne. Die Laufzeit des Signals vom Sender zum Planeten und zurück wurde mit hoher Genauigkeit durch eine Programmeinrichtung bestimmt, die im Moment der An¬ kunft des reflektierten Signals auf der Erde den Funkmeßempfänger 80 einschaltete. Die Empfindlichkeit des Funkmeßempfängers wurde durch die Empfindlichkeit eines quanten-paramagnetischen Ver¬ stärkers (Masers) im Empfängereingang bestimmt und betrug IO -21 W. Da das reflektierte Signal infolge des Doppler -Effekts eine Frequenz¬ verschiebung erfahren hatte, wurde dem Oszillator eine prognosti¬ zierte Korrektur zugeführt. Das empfangene Signal gelangte nach mehrfacher Umwandlung zur weiteren Verarbeitung in einen Elek¬ tronenrechner. Die Entfernung zur Venus wurde mit einer Genauig¬ keit von ± 0,5 km bestimmt. Woraus bestand die funktechnische Ausrüstung der kosmischen Stationen Venus-9 und V enus-10'l Einen Übersichtsstromlauf plan des entsprechenden Komplexes zeigt Bild 2. Sie umfaßte Miniatursender und -empfänger für den Dezimeter-, Zentimeter- und Meterwellen¬ bereich. Im Meterwellenbereich wurde die Nachrichtenverbindung zwischen den Orbitalsektionen und den Landeapparaten aufrecht¬ erhalten. Weiterhin gehörten zur Bordausrüstung ein Elektronen¬ rechner, Magnetspeichergeräte und vielfältige Systeme zur automati¬ schen Kontrolle. Außerdem waren die Stationen mit unterschiedlichen Gebern ausgestattet, die ihre Lage im Raum und viele physikalische Vorgänge kontrollierten, die außerhalb und innerhalb der Stationen abliefen. Die Signale von den Gebern werden in kodierter Form in eine Ver¬ dichtungseinrichtung eingegeben, in der aus den Einzelsignalen ein Gruppensignal formiert wird. Anschließend gelangt das Gruppen¬ signal in den Modulator des Senders und wird dann über die Antennen in Richtung Erde abgestrahlt. An Bord der interplanetaren, automatischen Stationen sammelte sich während des Flugs eine große Menge unterschiedlicher Informa¬ tionen an. Im Interesse einer ökonomischen Nutzung der Elektro¬ energie und für eine hohe Störfestigkeit der Nachrichtenkanäle wur¬ den die Informationen von der Erde jeweils abgefragt. Während der übrigen Zeit, darunter auch, wenn sich die Station außerhalb der Funksicht befand, gelangten die an die Station gerichteten Informa¬ tionen in einen Speicher, der auf magnetischer Basis arbeitete. Die Prüfgeschwindigkeit bei der Informationsübertragung und die Spei¬ chergeschwindigkeit konnte man von der Erde sowie auf Kommando von der Bordautomatik verändern. Große Aufmerksamkeit schenkte man der Antennenauswahl für die interplanetaren Stationen. Jede von ihnen hatte zwei Spiral¬ antennen für den Dezimeter Wellenbereich, eine scharf bündelnde Parabolantenne für den 2entimeterwellenbereich und zwei relativ schwach bündelnde Antennen für den Meterwellenbereich. Der ge¬ samte funktechnische Komplex arbeitete in einem automatischen Betriebssystem. 6 Schubert, Eljabu 78 81 - Annäherunq ^mlauf^ jü-- v 45 MM. km Bild Bild 4 Sacli richten Verbindung der interpla netaren, automatischen Station mit dem Zentrum für kosmische Fernverbindungen ( ZDKS) Trennung der interplanetaren, automatischen Station in den Landeapparat und die Orbitalsektion Bild 5 Der Flug der interplanetaren Stationen verlief in einzelnen Etappen. In allen Etappen entschied über die Lösung wichtiger Aufgaben die Nachrichtenverbindung. Besonders in der abschließenden Phase nahm ihre Bedeutung noch zu. Nachdem die Stationen den Einflugkorridor passiert hatten, trennten sie sich in die Orbitalsektion OS und den Landeapparat LA (Bild 5). Mit der Orbitalsektion wurde ununter¬ brochen Verbindung von der Erde aus gehalten. Nach einer Bahn¬ korrektur verwandelte sich die Orbitalsektion in einen künstlichen Satelliten der Venus mit einer Minimalentfernung von ihrer Ober¬ fläche von 1500 km. Beim Einflug der Orbitalsektion «hinter» die Venus setzte die Nachrichtenverbindung bis zum erneuten Eintritt in die Funksichtzone aus. Mit dem' Landeapparat, der sich weiter in Richtung Venus be¬ wegte, bestand keine Nachrichtenverbindung. Der Landeapparat war von einer kugelförmigen Schutzhülle umgeben. Beim Eintauchen in die dichteren Schichten der Atmosphäre wurde die Schutzhülle bis zu plus 12000 °C auf geheizt. Durch eine vorherige Kühlung überstieg die Temperatur innerhalb des Landeapparats nicht die zulässige Norm. Das Abbremsen der Landeapparate in der Venusatmosphäre er¬ folgte in vier Etappen. In den ersten drei Etappen wurden Brems¬ fallschirme eingesetzt. In 60 km Höhe wurde die Schutzhülle ab¬ geworfen, und der funktechnische Bordkomplex begann Informatio¬ nen an die Orbitalsektion zu senden (Bild 6). In 50 km Höhe wurde die vierte Bremsetappe mit einem aerodynamischen Schild eingeleitet. Die Orbitalsektion befand sich zu dieser Zeit in Funksicht mit der Erde und begann mit der Funkübertragung von Daten, die der Lande¬ apparat über den Betrieb der unterschiedlichen Systeme, den Abstieg 6 * 83 Bild 6 Nachrichtenverbindung des Landeapparats mit der Erde über den Retranslator an Bord der Orbitalsektion während der Landung Orbitalsektion £ NachricMenver*^ bindungen im Meter- \ - 'dlenbeK 'eich \ Fernsehsendungen während der weichen Landung auf der Venus Bild 7 und weitere wissenschaftliche Informationen sendete. Die im Meter¬ wellenbereich von der Orbitalsektion empfangenen Signale wurden in den Dezimeterwellenbereich umgesetzt und zur Erde gesendet. In der Orbitalsektion erfolgte gleichzeitig mit der Funkübertragung der Signale ihre Speicherung in einer gesonderten Vorrichtung. Eine sehr wichtige Etappe der Erforschung des Planeten Venus war die weiche Landung des Landeapparats und die Sendung von Infor¬ mationen über die Beschaffenheit der Venusoberfläche zur Erde 84 (Bild 7). Erstmalig gelang es, die Venusoberfläche aus der Nähe zu «sehen» und charakteristische Elemente ihres Reliefs zu erkennen. Diese Aufgabe wurde mit einem kosmischen Fernsehsystem gelöst, das an Bord des Landeapparats installiert war. Ein gewöhnliches Fernsehbild beansprucht ein breites Frequenz¬ band (bis zu 6,5 MHz). Um ein solches Signal von der Venus zu senden, wäre ein leistungsfähiger Sender erforderlich gewesen. Das war aber auf Grund der begrenzten Kapazität der Bordstromquellen nicht möglich. Die Bandbreite, die ein Fernsehsignal einnimmt, ist proportional der Übertragungsgeschwindigkeit der Information. Die Bandbreite verringert sich also, wenn der Abtaststrahl das «Bild» langsamer abtastet. Dabei sinkt gleichzeitig die erforderliche Leistung für die Informationsübertragung. Auf dem Landeapparat war eine Panoramafernsehkamera instal¬ liert, die nach dem optisch-mechanischen Übertragungsverfahren, arbeitete. Sie zeichnet sich durch hohe Betriebssicherheit unter kom¬ plizierten Bedingungen aus. Als lichtempfindliches Element diente in der Kamera ein Fotoelektronenvervielfacher. Durch optische und mechanische Baustufen, die die Lichtstrahlen sammelten und ab¬ lenkten, wurde Punkt für Punkt der Umgebung des Landeapparats abgetastet. Das gesamte Panorama wurde in 514 Zeilen mit je 115 Punkte zerlegt. In den Pausen zwischen den Fernsehbildern gelangten telemetrische Informationen über gemessene Parameter der Umgebung zur Erde. Der Landeapparat Venus-9 arbeitete unter schwierigen Bedingun¬ gen 53 min und Venus-10 65 min. Erstmalig in der Geschichte sandten sie Bilder von der Oberfläche der Venus zur Erde. Zum Forschungsprogramm der Orbitalsektionen gehören unter¬ schiedliche Untersuchungen, darunter auch die Ausbreitung von elektromagnetischen Wellen in der Venusatmosphäre. Die Forschun¬ gen werden nach der Zwei-Frequenz-Methode im Dezimeter- und Zentimeterwellenbereich durchgeführt. Fortgeführt wird auch die Erforschung der wolkenartigen Umhüllung des Planeten. «Der erfolg¬ reiche Flug der automatischen Stationen Venus-9 und Venus-10)), sagten L. I. Breshnew , N. W. Podgorny und A. N. Kossygin in einem Grußschreiben an die Wissenschaftler, Konstrukteure, Ingenieure, Techniker und Arbeiter sowie an alle Kollektive und Organisationen, die an der Schaffung und dem Start der interplanetaren automati¬ schen Stationen beteiligt waren, «ist ein großer Sieg der sowjetischen Wissenschaft und Technik, ein gewaltiger Beitrag zur internationalen Wissenschaft, der große Bedeutung für die gesamte Menschheit hat.» Aus RADIO, Heft 4/1976 Übersetzung: W. Krüger 85 Zur Problematik der Begriffsbestimmung «Elektronik» und zum Verhältnis der Elektronik Br. paed. Lothar König zur Elektrotechnik Mit der Erfindung der Elektronenröhre und ihrer industriellen Ferti¬ gung ab etwa 1920 erhielten viele Teilgebiete der Elektrotechnik ein neues Gesicht. Es konnten sowohl bereits mit anderen Mitteln reali¬ sierte Funktionen, wie beispielsweise die Erzeugung elektrischer Schwingungen und elektromagnetischer Wellen, technisch besser und vor allem ökonomischer als auch vollkommen neue Funktionen, wie die Verstärkung von Wechselspannungen beliebiger Frequenzen, ver¬ wirklicht werden. Mit der immer breiteren Anwendung der Elektro¬ nenröhre entstand der Begriff der Elektronik , der heute zu einem festen Bestandteil der natürlichen Sprache und der wissenschaftlichen Fachsprache geworden ist. Wortschöpfungen wie Funkelektronik , Innere Halbleiterelektronik usw. spiegeln diese Anwendungsbreite wider, ohne zur eindeutigen Begriffsbestimmung oder zur Klärung der Beziehungen zwischen Elektrotechnik und Elektronik beizu¬ tragen. 1. Versuch einer Bestimmung des Begriffs Elektronik Die unterschiedlichen Auffassungen zum Begriff Elektronik in der Literatur machen es auf alle Fälle dem Nichtelektroniker schwer, sich ein Urteil zu bilden. Sowohl hinsichtlich des Begriffsinhalts als auch bezüglich des Begriffsumfangs werden die verschiedenartigsten Meinungen geäußert. Eine stichprobenhafte Analyse der existieren¬ den Definitionen oder Begriffsbestimmungen ergibt folgendes Bild: a) Man versucht, die Anwendungsgebiete zu umschreiben, ohne auf den Begriffsinhalt einzugehen, z. B.-: «Die Einsatzmöglichkeiten der Elektronik reichen von der ein¬ fachen Motorsteuerung ... bis zu den Satelliten und dem Mond¬ auto, das ... Bilder ... zur Erde sendet.» [1] b) Der Begriffsumfang wird auf bestimmte Arbeitsgebiete der Elektro¬ technik reduziert: 86 «... unter dem Begriff der Elektronik (werden, der Verf.) all die Einrichtungen verstanden, mit denen digitale Schalt-, Steuerungs¬ und Regelungsvorgänge durchgeführt werden können, ohne daß da¬ bei metallische Kontakte benutzt werden.» [2] Hier wird die Elek¬ tronik ausschließlich der digitalen Schaltungstechnik zugeordnet; analoge Schaltungen gehören nach dieser Definition nicht zur Elektronik. c) Man reduziert den Begriffsumfang auf die in elektronischen Bau¬ elementen ablaufenden inneren physikalischen Vorgänge, wie etwa: «Elektronik: angewandte Physik des durch elektrische und magne¬ tische Felder bewegten Elektrons, speziell im Hochvakuum und in Gasen des freien Elektrons, in Metallen und Halbleitern des Leitungselektrons und im Maser des gebundenen Elektrons (Mole¬ kularelektronik)» [3]. Während eine Umschreibung der Anwendungsgebiete nach a) zwar keine falschen Vorstellungen wie die unter b) angeführte Einschrän¬ kung auf bestimmte Gebiete der Elektrotechnik erwecken kann, dient sie auch in keiner Weise einer exakten Bestimmung des Begriffs Elek¬ tronik. Als Ausgangspunkt weiterer Überlegungen kommt nur die unter c) genannte Auffassung in Betracht, denn hier wird zumindest ein Teil¬ bereich der Elektronik richtig interpretiert, nämlich der Bereich, der unmittelbar auf der Elektrophysik aufbaut und bis zur technischen Realisierung elektrischer Funktionen in elektronischen Bauelementen reicht. Dieser Teilbereich der Elektronik - gelegentlich auch innere Elektronik genannt - läßt sich durchaus als Elektronik im engeren Sinn bezeichnen. An vielen Stellen der Literatur wird nachdrücklich auf die Schwie¬ rigkeit hingewiesen, den Begriff der Elektronik allgemein definieren zu wollen, da die bisherigen Definitionen auf Grund neuer Entwick¬ lungen immer wieder erweitert werden mußten. Unter anderem macht darauf auch Feuerstake in [4] aufmerksam und bringt folgenden Vor¬ schlag: «Unter Elektronik sollen Vorgänge in allen Zustandsfopnen der Materie verstanden werden, die von den jeweiligen elektronischen Zuständen, d.h. von der Art, dem Anregungszustand und der Wech¬ selwirkung der Ladungsträger, beherrscht werden.» Sicherlich wird in diesem Fall nicht ohne Grund nicht mehr schlecht¬ hin von einer Bewegung der Ladungsträger durch elektrische und magnetische Felder gesprochen, da erstens für die Quantenelektronik die Wechselwirkung zwischen dem Feld einer elektromagnetischen Welle und den an die Moleküle gebundenen Elektronen kennzeichnend ist und zweitens die thermoelektronischen und piezoelektronischen Halbleiterbauelemente nicht primär auf der Grundlage eines elek¬ trischen oder magnetischen Feldes arbeiten. 87 Zur Elektronik gehört jedoch noch mehr. Eine elektronische Schal¬ tung enthält im allgemeinen neben den eigentlichen elektronischen Bauelementen, wie Elektronen- und Gasentladungsröhren oder Halb¬ leiterbauelementen, noch weitere Bauelemente, wie beispielsweise lineare ohmsche Widerstände, Kondensatoren und Spulen. Im Hin¬ blick auf eine eindeutige Begriffsbestimmung ist es angebracht, für alle in elektronischen Schaltungen eingesetzten Bauelemente die Bezeichnung Bauelemente der Elektronik zu wählen und die elektro¬ nischen Bauelemente als eine Teilmenge davon aufzufassen. Nicht zuletzt muß auch die elektrische Verbindung der Bauelemente zum Erzielen einer gewünschten Funktion der Elektronik zugeordnet wer¬ den — etwa im Sinne einer äußeren Elektronik wie das auch in [5] richtig zum Ausdruck kommt: «Die Elektronik-Technologie ... beschreibt den Herstellungsprozeß elektronischer Bauelemente und Bausteine sowie die Montage zu kompletten elektronischen Geräten, Anlagen und Einrichtungen.» Es sei jedoch bemerkt, daß der Begriff Montage den Begriffsumfang der Elektronik überschreitet und bereits die Mechanik einbezieht. Für eine Definition der Elektronik sollte das vermieden werden. Nach dem bisher Gesagten sind in einer Elektronik- Definition fol¬ gende Zusammenhänge zu berücksichtigen: a) Die Elektronik befaßt sich mit den Naturgesetzen und der Reali¬ sierungstechnik von elektronischen Bauelementen (vgl. b) und elektronischen Bausteinen (vgl. c). b) Elektronische Bauelemente ermöglichen oder steuern einen Energie¬ oder Informationsfluß. Ihr gemeinsames Wirkungsprinzip beruht in der gezielten Einwirkung auf ihre charakteristischen Ladungs¬ träger, ausgenommen sind makroskopische Ortsveränderungen. c) Elektronische Bausteine üben die Funktion von Bauelemente¬ kombinationen aus, ohne diskrete Bauelemente zu enthalten. d) Elektronische Schaltungen, Geräte und Anlagen entstehen durch funktionsorientierte Verbindung von Bauelementen der Elektro¬ nik oder elektronischen Bausteinen mittels Leitersystems. Der Versuch, diese Gedanken in eine einzige Satzkonstruktion zwän¬ gen zu wollen, erweist sich als unzweckmäßig. Setzt man dagegen die Begriffe elektronisches Bauelement , Bauelement der Elektronik und elektronischer Baustein in obigem Sinne voraus, kann die Elektronik im weiteren Sinn oder Elektronik allgemein etwa folgendermaßen de¬ finiert werden: Unter Elektronik versteht man die Theorie und Realisierungs¬ technik elektronischer Bauelemente und Bausteine sowie deren funk¬ tionsorientierte Verbindung mit weiteren Bauelementen der Elek¬ tronik über ein Leitersystem zu vollständigen Schaltungen, Geräten und Anlagen. 88 2. Stellung der Elektronik zum System der Elektrotechnik Das zweite in diesem Zusammenhang noch wichtigere Problem ist das der Einordnung der Elektronik in das System der Elektrotechnik bzw. die Stellung beider Gebiete zueinander und die Frage nach den Teilgebieten der Elektronik. Auch unter diesem Gesichtspunkt wurde eine Analyse vorgenommen, die folgendes Bild ergibt: a) Für das ehemals mit Starkstromtechnik bezeichnete Arbeitsgebiet der Elektrotechnik verwendet man den Begriff Elektrotechnik , und die ehemalige Schwachstromtechnik nennt man Elektronik. Diese Auffassung steht einmal im Widerspruch zur Definition der Elek¬ tronik und macht zum anderen eine zweideutige Verwendung des • Begriffs Elektrotechnik erforderlich. b) Die Elektronik wird zunächst inhaltlich richtig in die beiden Haupt¬ gebiete Starkstromelektronik und Schwachstromelektronik unterteilt, letztlich erscheinen jedoch die Teilgebiete der Schwachstrom¬ technik als Teilgebiete der Elektronik. Die engen Beziehungen zwischen Elektrotechnik und Elektronik machen es notwendig, zur Beantwortung obiger Fragestellung zu¬ nächst einige Bemerkungen zur Systematik der Elektrotechnik ein¬ zufügen. 2.1. Die Arbeitsgebiete der Elektrotechnik Wenn man unter Technik «... vom Menschen gewolltes und verwirk¬ lichtes Umgestalten der Natur auf Grund der Kenntnis ihrer Ge¬ setze» [6] versteht, kann die Elektrotechnik als «... das Umgestalten der Natur auf Grund der Kenntnis der Naturgesetze und der zweck¬ mäßig geschaffenen Mittel unter vorwiegender Nutzbarmachung der elektrischen Erscheinungen» bezeichnet werden. [7] Auch dazu steht die unter a) genannte Auffassung in Widerspruch. Andererseits charakterisiert die ursprüngliche Einteilung die Elek¬ trotechnik in Starkstromtechnik und Schwachstromtechnik die beiden Hauptgebiete wenig treffend; neuerdings findet man schon häufiger die Bezeichnungen Leistungselektrik und Informationselektrik. Obwohl auch hier sowohl zur Verwendung des der Physik entlehnten Grund¬ worts Elektrik als auch hinsichtlich des Bestimmungsworts Leistung Ein wände gemacht werden können, erweisen sie sich bei einer ge¬ naueren Untersuchung im Vergleich mit den überhaupt möglichen Grundwörtern (Elektrotechnik, Technik, Elektrik) und Bestimmungs¬ wörtern (Leistung, Energie, Information) als recht sinnvoll. Die wei¬ tere bekannte Dreiteilung der beiden Hauptgebiete der Elektrotechnik unter den Gesichtspunkten der Erzeugung (Gewinnung), der Ver- 89 teilung (Weiterleitung, Übertragung) und der Anwendung (Nutzung, Verarbeitung) der Energie bzw. Leistung einerseits und der Informa¬ tionen andererseits hat sich bisher als durchaus brauchbar erwiesen, so daß man etwa folgende Arbeitsgebiete angeben kann: Leistungselektrik - Energieerzeugung - Energieübertragung - Energieanwendung — Netztechnik — Schaltanlagentechnik — Umformertechnik — Elektrische Maschinen und Antriebe — Lichttechnik — Wärmetechnik — Elektrochemie I nformationselektrik - Meßtechnik i— Elektroakustik |— Fernsprech- und Fernschreibtechnik I— Funktechnik Steuerungs- und Regelungstechnik I— Rechentechnik — Nachrichtentechnik — - Datentechnik — Eine solche Aufteilung vermag jedoch weder die Nahtstellen zwi¬ schen den einzelnen Arbeitsgebieten genau anzugeben noch auf Ver¬ bindungen zwischen ihnen hinzuweisen, da sie unter einer ganz be¬ stimmten Fragestellung entstanden ist: Welche Funktion — oder noch allgemeiner - was soll realisiert werden? 2.2. Die Elektronik als Realisierungsmöglichkeit elektrischer Funktionen Erst nachdem die Frage nach der speziellen elektrischen Funktion geklärt ist, lohnt es sich, nach der Art der Realisierung zu fragen: Wie soll die zur Debatte stehende Funktion verwirklicht werden? Für die elementare Funktion Ein-Aus kann z.B. ein handbetätigter Schalter, ein elektromagnetisches Relais oder ein bestimmtes Halb¬ leiterbauelement eingesetzt werden. Dementsprechend darf man von einer mechanischen, einer elektro¬ mechanischen oder von einer elektronischen Realisierung dieser ele¬ mentaren Funktion sprechen, wobei das sicherlich auch für viele andere elektrische Funktionen gilt. In diesem Fall geht es nicht dar¬ um, der einen oder der anderen Realisierungstechnik den Vorrang zu geben, sondern lediglich um die Feststellung, daß die Elektronik eine Realisierungsmöglichkeit elektrischer Funktionen ist. Davon ausgehend erscheint es durchaus gerechtfertigt, die Elek¬ tronik als Realisierungsmöglichkeit zumindest den beiden Haupt¬ gebieten der Elektrotechnik zuzuordnen und die beiden Hauptgebiete 90 der Elektronik Leistungselektronik und Informationselektronik zu nen¬ nen. Diese Begriffe findet man ebenfalls in der neueren Literatur [8], und sie dürften letztlich mit dafür ausschlaggebend gewesen sein, die ehemalige Starkstromtechnik mit Leistungselektrik und nicht etwa mit Energieelektrik zu bezeichnen. Obwohl sich die Elektronik rein formal all jenen Arbeitsgebieten der Elektrotechnik, in denen die Funktionen vorwiegend elektronisch verwirklicht werden, zuordnen läßt, erhebt .sich trotzdem die Frage, ob die Konzipierung eines - dem System der Elektrotechnik weitgehend konformen - Systems der Elektronik angebracht und notwendig ist. Erstens führt ein solches Vorhaben dazu, daß bestimmte Arbeits¬ gebiete der Elektrotechnik als Gebiete der Elektronik verwendet werden. Zweitens hängt die elektronische Realisierung elektrischer Funk¬ tionen vom Entwicklungsstand der Elektronik ab, und drittens verfügt die Elektronik über eine Reihe von Grundschaltun¬ gen und Einrichtungen, die in mehr oder weniger abgewandelter Form für die verschiedenen Funktionen in den einzelnen Arbeits¬ gebieten der Elektrotechnik eingesetzt werden. Deshalb ist es wohl zweckmäßiger, bis auf die beiden Hauptgebiete keine weiteren Teilgebiete der Elektronik zu bilden, sondern von der Elektronik des entsprechenden Arbeitsgebiets der Elektrotechnik zu sprechen, z. B. von der Elektronik der Meßtechnik , Elektronik der Funktechnik , bzw. dort, wo bereits neue Wortkombinationen wie Meßelektronik , Funkelektronik usw. geprägt wurden, darunter die spezielle Anwendung der Elektronik in dem betreffenden Arbeits¬ gebiet als Elektrotechnik zu verstehen. Abschließend sei allen gedankt, die in Diskussionen wesentliche Gedanken zu diesem Problemkreis beisteuerten. Dieser Dank gilt besonders den Herren Prof. Dr. Kienast von der Technischen Hoch¬ schule Ilmenau sowie Dr.-Ing. Peter Bartsch , Prof. Dr. Geiger und Prof. Dr. Krocker von der Technischen Universität Dresden. (XX. Internationales Wissenschaftliches Kolloquium, Technische Hochschule Ilmenau, 1975 Vortragsreihe «Probleme der Konstruktion und Technologie elektro¬ nischer Funktionseinheiten») Literatur [1] Rumpf: Bauelemente der Elektronik, Seite 5 (1973) [2] RumpfIPulvers: Transistor-Elektronik, Seite 5 (1973) [3] Meyers Kleines Lexikon in 3 Bänden (1970), 1. Band, Seite 617 [4] Feuerstake: Die Festkörperphysik - Quelle moderner Elektronik, Elektroni¬ sches Jahrbuch (1972), Seite 85 91 [5] Bartsch: Ein Beitrag zur Elektronik-Technologie, Wissenschaftliche Zeitung der Technischen Universität Dresden 23, Heft 1 (1974), Seite 163 [6] Schönfeld: Charakteristische Merkmale der Technik, Deutsche Elektrotechnik (1952), Heft 2, Seite 50 [7] Geiger: Methodik der Lehre der Wechselstromtechnik, Seite 28 (1956) [8] Möschwitzer: Elektronische Halbleiterbauelemente, Seite 3 (1973) ELEKTRONIK-SPLITTER Monostabiler Multivibrator Ein monostabiler Multivibrator ist eine Kippschaltung, die durch einen Impuls aus ihrem ursprünglichen stabilen Schaltzustand in einen labilen gebracht wird und nach Ablaufen eines Zeitintervalls von t m von selbst in ihre stabile Lage zu¬ rückkippt. Im stabilen Zustand ist TI durchgesteuert und T2 gesperrt. Ein negativer Eingangsimpuls gelangt von E über C2 und Dl an die Basis von TI und sperrt diesen. An Al liegt jetzt XJ By T2 wird durchgesteuert, und C wird über R, R7 und die Basis-Emitterstrecke von T2 aufgeladen. Während dieser Auf¬ ladung bleibt TI auch bei Verschwinden des Eingangsimpulses so lange gesperrt, bis nach Ablauf der Zeit t m * 0,7 (Ä + R7) • C der Kondensator C so weit aufgeladen ist, daß TI wieder öffnet und die Schal¬ tung in ihre stabile Lage zurückkippt. Erst jetzt kann ein weiterer negativer Impuls an E die Schaltung erneut auslösen. Beim Auslösen der Schaltung kann an Al ein positiver und an A2 ein negativer Rechteckimpuls abgenommen werden. Mit der angegebenen Dimensionierung lassen sich Verzögerungszeiten von t m « 0,5 *-25 8 erreichen. TI = Transistor aus Beutel 6 oder 7, B > 60, T2 = Transistor aus Beutel 6 oder 7, U B = +1,5—I-12 V, Stromaufnahme: etwa 5•••10 mA bei U B = 12 V, t m = 0,5•••25 s einstellbar. (Kombinat VEB Halbleiterwerk Frankfurt/O .) 92 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Bund um den Mikroprozessor Im Elektronischen Jahrbuch haben wir schon mehrfach über die Fortschritte der integrierten Schaltkreise (IS) berichtet. Die Anzahl der auf einer vorgegebenen Chipfläche integrierten Gatterfunktionen nahm bei den digitalen IS ständig zu. Nachdem auf einem Chip mit 4 bis 6 mm Kantenlänge mehrere hundert bis mehrere tausend Transistorkonfigurationen je nach angewendeter Technologie reali¬ siert werden konnten, sprach man von der large scale Integration , also den LSI-Schaltkreisen. Durch Weiterentwicklung der platzsparenden MOS-Strukturen und neue Verfahren für bipolare IS sowie verbesserte Fertigungstechnologien können heute unwahrscheinlich umfangreiche LSI-Schaltkreise produzier werden, und ein Ende für den realisier¬ baren Schaltungsumfang ist noch nicht abzusehen. In Anbetracht dieser Tatsachen ist es Unsinn, mit dem Erscheinen des Mikroprozes¬ sors von einer Revolution auf dem Halbleitergebiet zu sprechen, ja sogar ein «Zeitalter des Mikroprozessors» heraufzubeschören. Der Mikroprozessor ist eine hervorragende Ingenieurleistung für ein Schal¬ tungskonzept, das sich universell in einem breiten Anwendungsgebiet für kostengünstige Lösungen einsetzen läßt. In der Industrie und in anderen Bereichen werden Prozeßrechner eingesetzt, um Produktionsabläufe und andere Abläufe automatisch zu steuern. Solche Prozeßrechner bestehen im wesentlichen aus einer Zentraleinheit, dem Arbeitsspeicher, der Ein-/Ausgabe-Steuerung und den Peripheriegeräten für die Erfassung und die Ausgabe der Proze߬ daten. Die Zentraleinheit enthält das Rechen- und das Steuerwerk, damit Rechenoperationen auf Grund der zur Verfügung stehenden Daten und Befehle ausgeführt werden können. Diese Zentraleinheit hat man vereinfacht und in integrierter Form so aufgebaut, daß man mit weiteren Bausteinen Mikrocomputer-Systeme realisieren kann, sie erhielt die Bezeichnung Mikroprozessor. Damit dem Anwender weite Ausnutzungsmöglichkeiten bleiben bei einem mit einem Mikro¬ prozessor auf gebauten Mikrocomputer, hat man den Arbeitsspeicher auf ge teilt in einen für die Rechen Vorgänge ständig belegbaren Daten- 93 Speicher und in einen festprogrammierten Speicher für das An¬ wenderprogramm. Der Mikroprozessor 1971 brachte die Firma INTEL den ersten Mikroprozessor auf den Markt. Der Typ MCS-4 (spätere Bezeichnung 4004) hat eine Wort¬ länge von 4 bit und einen Befehlsvorrat von 46 Befehlen bei einer Befehlszykluszeit von 10,8 (jls. Intern enthält der 4004 einen adres¬ sierbaren Speicherumfang von 4 KByte bei 17 Registern. Der erste 8-bit-Mikroprozessor war der INTEL- Typ 8008. Ausgeführt waren diese Mikroprozessoren in der P-Kanal-MOS-Technik, die Kenn¬ zeichen der ersten Generation der Mikroprozessoren ist. Etwa ver¬ gleichbare Typen boten auch die anderen Halbleiterhersteller an. Die zweite Generation der Mikroprozessoren wendet die schnellere N-Kanal-MOS-Technik an. Zu den bekanntesten Typen zählen der 1973 von INTEL produzierte 8080 und der 1974 von Motorola her¬ ausgebrachte MC 6800, die inzwischen auch von anderen Halbleiter¬ herstellern gefertigt werden. In den letzten Jahren wurden weitere Technologien bei der Produktion der Mikroprozessoren eingesetzt, wobei eine schnellere Befehlszykluszeit und die TTL-Kompatibilität im Vordergrund standen. Das war einmal die CMOS-Technik ( RCA COSMAC), störarm und leistungsarm, die $c/ioW& 2 /-TTL-Technik {INTEL 300013002), die sehr schnell ist (0,1 (i.s), die I 2 L-Technik (Texas SBP 0400), die sehr wenig Chipfläche benötigt, und die ECL- Bild 1 Ansicht des Chips eines Mikroprozessors (Motorola MC 6800) Technik (Motorola MC 10 800), die superschnell (55 ns), aber nicht TTL-kompatibel ist. Bild 1 gibt einen Eindruck von der Chipansicht eines Mikroprozes- * sors wieder. In Übersichtsschaltplänen wird der Mikroprozessor meist als MPU bezeichnet (micro processing unit), im Sprachgebrauch findet man auch fxP. Bild 2 zeigt eine vereinfachte Darstellung des Innen- aufbaus eines Mikroprozessors 8080. An einem internen 8-bit-Daten- 95 Bus (Sammelleitung) liegen die einzelnen Verarbeitungsstufen wie Akkumulatoren, Register, das Rechenwerk (ALU = arithmetic and logical unit) sowie die Ablaufsteuerung. Der Mikroprozessor-Baustein mit seinen 40 Anschlüssen enthält neben den Steuersignalanschlüssen 8 Anschlüsse für den 2-Richtungs-Daten-Bus (8 bit) und 16 An¬ schlüsse für den Adressen-Bus (16 bit). Wie sieht es mit der Zuverlässigkeit eines solchen hochintegrierten Mikroprozessor-Bausteins aus? Der erste röhrenbestückte Elektronen¬ rechner ENIAC (1946, 35 000 Röhren) hatte eine Leistungsaufnahme von 40 kW und eine mittlere fehlerfreie Betriebszeit (MTBF) von 1 h. Nach Zuverlässigkeitsuntersuchungen am pP MC 6800 ist die Ausfallrate 0,17% je 1000 Betriebsstunden. Das entspricht einem MTBF-Wert von 588235 h (= 67,15 Jahre). Nach Vorhersagen für einen verbesserten Herstellungsprozeß will man eine Ausfallrate von 0,08% je 1000Betriebsstundenerreichen(MTBF-Wertetwa 1250000h, etwa 142,7 Jahre). Die Leistungsaufnahme eines Mikroprozessors liegt unter 1 W. Aus diesen Zahlen erkennt man sehr deutlich den Fort¬ schritt in der Zuverlässigkeit durch die IS-Technik. Der Mikrocomputer Ergänzt man einen Mikroprozessor durch weitere Standard-Bausteine wie Programmspeicher, Datenspeicher, Ein-/Ausgabe-Einheit und Taktgenerator, so erhält man einen einfachen Mikrocomputer, die Sammelleitung Bild 3 A ufbauschema für einen einfachen Mikro¬ computer 96 eigentlich brauchbare Anwendungsform eines Mikroprozessors. Bild 3 zeigt diese Minimalkonfiguration für einen Mikrocomputer. Die ge¬ samte Funktion des Mikroprozessors wird vom Taktgenerator ge¬ steuert, der meist quarzgesteuert ist. Als Speicher für Daten und Programm werden bei einem Mikrocomputer Halbleiterspeicher-Bau¬ steine eingesetzt. Der eigentliche Arbeitsspeicher des Mikrocomputers ist ein Schreib-/Lesespeicher mit wahlfreiem Zugriff, er wird als RAM (random acces memory) bezeichnet. Im RAM werden vorübergehend Daten, Ergebnisse, Meßwerte und Schriftzeichen gespeichert. Beim Abschalten des Mikrocomputers gehen allerdings diese Daten ver¬ loren. Vorteilhaft sind CMOS-RAMs, da sie mit kleinen Akkumulato¬ ren über längere Zeit (etwa 4 Wochen) gepuffert werden können. RAMs gibt es heute für Kapazitäten bis 16 Kbit, bis 1980 werden Kapazitäten bis 64 Kbit erwartet. Das eigentliche Verarbeitungsprogramm für einen Mikrocomputer speichert man in einem Nurlesespeicher, er wird als ROM (read only memory) bezeichnet. Das ROM ist ein sogenannter nichtflüchtiger Speicher, das vom Anwender geforderte Programm für den Mikro¬ computer wird vom Halbleiterhersteller über entsprechende Masken bei der Herstellung fest eingeprägt. Soll im Mikrocomputer ein anderes Programm verarbeitet werden, ist ein neues ROM vorzusehen. Damit der Anwender dem Hersteller sein Programm nicht bekanntgeben muß, gibt es programmierbare ROMs, sie werden als PROM bezeich¬ net. Beim bipolaren PROM werden in der Speichermatrix durch Pro¬ grammierimpulse Trennstellen «eingebrannt» (nicht löschbares ROM). Um Mikrocomputer rationeller einsetzen zu können, gibt es Nur¬ lesespeicher, die der Anwender elektrisch programmieren und auch wieder löschen kann. Man bezeichnet sie als EPROMs und als EAROMs. Diese Speicher in MOS-Technik können mit einem Pro¬ grammiergerät programmiert werden. Das EPROM ist mit einem Quarzdeckel versehen, mit ultraviolettem Licht (30 min) kann es ge¬ löscht werden. 100 und mehr Programmierungen lassen noc)i keine Ermüdungserscheinungen erkennen. Das EAROM kann elektrisch gelöscht werden, hat aber den Nachteil, daß nur begrenzte Sehreib- operationen möglich sind, außerdem ist die Schreibzeit sehr hoch. Programmierte ROMs haben eine garantierte Haltezeit der Speiche¬ rung von 10 Jahren, theoretisch reicht sie bis lOOJahret Bipolare- ROM sind für Kapazitäten bis 16 Kbit, bipolare PROM bis 4 Kbit, MOS-ROM bis 16 Kbit, MOS-EPROM bis 8 Kbit und MOS-EAROM bis 1 Kbit erhältlich. Der Ein-/Ausgabe-Baustein dient zum Informationsaustausch mit den weiteren peripheren Anlagen und Geräten. Zur Dateneingabe dienen Fernschreibmaschine oder Tastenfeld (keybord), die Daten¬ ausgabe erfolgt an LED-Anzeigen, Femsehreibmaschine, Drucker oder 7 Schubert, Eljabu 78 97 Bildschirm. Sollen Meßwerte verarbeitet werden, liegt am Eingang ein Analog/Digital-Wandler und am Aüsgang ein Digital/Analog-Wand¬ ler. Der gesamte Daten verkehr erfolgt über die Bus-Leitungen (Sammelschienen), wobei die Befehle auf den Steuerleitungen den Bausteinen die für sie anliegenden Daten auf dem Adressen- bzw. Daten-Bus mitteilen. Alle Daten werden bei dieser Arbeits¬ organisation nacheinander (seriell) verarbeitet. Das hängt damit zu¬ sammen, daß an den Bausteinen nur eine begrenzte Anzahl Anschlüsse möglich sind. Das ergibt aber eine langsame Schaltgeschwindigkeit, die jedoch für die meisten Anwendungsfälle ausreicht. Im Vergleich dazu arbeitet ein Taschenrechner wesentlich schneller. Die hohe Schaltgeschwindigkeit der verdrahteten Logik wie bei EDV-Anlagen, die eine parallele Verarbeitung haben, wird also nicht erreicht. Ein Problem für den Techniker ist das Programmieren der ROMs. Das muß man erlernen, am besten natürlich durch die eigene An¬ schauung. Dazu gibt es mehr oder weniger aufwendige Entwicklungs¬ systeme, bei denen z. B. mit Tastenfeldern oder mit einer Fernschreib¬ maschine der Kontakt mit dem System hergestellt werden kann. Bild 4 zeigt eine einfache Ausführung eines derartigen Lern- und Ent¬ wicklungssystems KIM-1 der Firma MOS-Technology. Anschließen Bild 4 Ansicht des Lern- und Entwicklungssystems für Mikrocomputer KIM-1 98 Bild 5 Ansicht des in einem Koffer eingebauten Lern- und Entwick¬ lungssystems PDS von Motorola für die Pro¬ grammierung kann man einen Fernschreiber und ein Kassettenbandgerät zur Pro¬ grammspeicherung. Umfangreicher ist das Entwicklungssystem PDS von Motorola, das einen 1-Platinen-Mikrocomputer, eine Ansteuer¬ einheit für ein Sichtgerät, eine Tastatur und ein Sichtgerät enthält (Bild 5). Für die Speicherung der Programme und Daten kann ein Kassettenbandgerät angeschlossen werden. Bei solchen Systemen gibt es freie Sockel für programmierbare ROMs. Neben diesen ein¬ fachen Geräten gibt es auch größere Programmiergeräte, die z.T. rechnergestützt arbeiten. Anwendungsbereiche Bei den Mikroprozessoren haben sich Wortlängen von 4 bit, 8 bit und 16 bit durchgesetzt. 2-bit- und 12-bit-MPU werden kaum noch verwendet. Für einfache Geräte genügt eine Wortlänge von 4 bit, die parallel verarbeitet wird. Das sind z. B. Registrierkassen Spielautomaten Fernsehspiele Haushaltelektronik BCD-Steuerungen Büromaschinen Münzwechsler Fernseh-Zeilen-Einblendung Das umfangreichste Einsatzgebiet haben die 8-bit-Mikroprozessoren, u.a.in 7* Bordcomputern Prozeßrechner N C-Maschinensteuerungen Diagnosegeräte 99 Automatische Meßgeräte Reaktorüberwachung Mini/Mikrocomputer V erkehrssteuerungen Schreibautomaten Sortierautomaten 16-bit-MPU werden dort eingesetzt, wo die Wortlänge von 8 bit nicht ausreicht. Durch Untersuchungen wurde festgestellt, daß es für den Mikroprozessor (Mikrocomputer) z.Z. etwa 25000 Einsatz¬ gebiete gibt. Anwendungsbeispiele k Für die Hausfrau wurde ein «denkender» Elektroherd entwickelt, bei dem mit einem Mikrocomputer eine Ablaufsteuerung für 120 Koch-, Brat- und Backprogramme realisiert wird. Im großen Ma߬ stab wird der Mikrocomputer in der Autoindustrie eingesetzt wer¬ den, um die Steuerung von Zündung und Kraftstofffluß in Abhängig¬ keit zahlreicher Variabler zu ermöglichen. Für ein Kfz-Abstands¬ radar (FM-CW-Radar im 35-GHz-Bereich) übernimmt ein Mikro¬ computer die Datenauswertung. Time Computer Ine. arbeitet an einer elektronischen Armbanduhr mit einem Mikrocomputer für Zusatz¬ funktionen (Weckereinrichtung, Rechnerfunktionen, Intervallzeit¬ messung). Das Fahrrad-Trainingsgerät Dynavit weist einen 4-bit- Mikrocomputer auf, bei dem über Tasten Alter, Geschlecht und Ge¬ wicht eingegeben werden. Daraus wird die Pedalkraft automatisch eingestellt. Außerdem wird auf Tastendruck die Pulsfrequenz, der Kalorienverlust und die abgelaufene Zeit angegeben. Bei zu hohem Puls blinkt ein rotes Licht. Zur Steuerung einer automatischen Wetterstation benutzt die USAF einen Mikrocomputer mit dem pP 8080. Waren vorher wenige Messungen in der Stunde möglich, so kann jetzt der Meßtakt auf mehrere hundert je Minute gesteigert werden. Sensor-Eingangs¬ größen sind Temperatur, Taupunkt, Regenmenge, Sichtweite, Wind¬ geschwindigkeit und -richtung sowie Luftfeuchtigkeit. Als letztes Beispiel sei ein handlicher DatenaufZeichner genannt, der mit einem 4-bit-MPU und einem MNOS-Speicher arbeitet. Bei der Kontrolle z.B. von Warenlagern gibt man über Tasten die Daten in den Spei¬ cher ein, um nach Beendigung der Arbeit über Modem und Leitung an den Zentralcomputer abgegeben zu werden, der die Daten ver¬ arbeitet und Listen ausschreibt. Mikroprozessoren und Mikrocomputer werden in den kommenden Jahren auf allen Gebieten große Bedeutung erlangen. Die Weiter¬ entwicklung wird sehr schnell voranschreiten. So wurde der Mikro¬ computer auf einem Chip bereits realisiert! 100 Literatur [1] Kuhn, K./Pose, RJTröger, B.: Mikroprozessoren - Kleinstrechner auf einem Chip, radio-fernsehen-elektronik, Heft 2/1975, Seite 57 bis 58 [2] Tschelebiev, A.lSchlechter, J.: Mikrorechner - eine Übersicht, radio-fernsehen- elektronik, Heft 8/1975, Seite 264 bis 268 [3] Reichel, R.: Mikroprozessoren, radio-fernsehen-elektronik, Heft 1/1977, Seite 5 bis 7 [4] Meiling, W.: Einige Tendenzen in der Entwicklung und Anwendung von Mikroprozessoren und Mikrorechnern, Nachrichtentechnik-Elektronik, Heft 1/1977, Seite 7 bis 10 ■ 15] Gößler, R.: Mikroprozessoren - eine Bestandsaufnahme, Funkschau, Heft 2/ 1977, Seite 50 bis 53 [6] Dieckmann, H. W.: Mikroprozessor, Funkschau, Heft 26/1975, Seite 53 bis 56 [7] Gößler, R.lSchwerte, J.: Auf dem Weg zur Mikroprozessor-Praxis, Elektronik, Heft 3/1976, Seite 74 bis 86 [8] Timm, V.: Im Blickpunkt: ROMs, PROMs und PLAs. Elektronik, Heft 5/ 1976, Seite 36 bis 47 19] Schlenther, M.: Im Blickpunkt: Bipolare und MOS-Schreib-Lesespeicher (RAMs), Elektronik, Heft 10/1976, Seite 57 bis 68 [10] ...: Mikroprozessor im Kfz-Abstandsradar, Elektronik, Heft 12/1976, Seite 15 bis 16 [11] Maderbacher, F .; Siemens im Intel-Fahrwasser, Radio-Elektronik-Schau, Heft 3/1976, Seite 52 bis 53 [12] ...; KIM-1: Universal-P-P-System, Radio-Elektronik-Schau, Heft 10/1976, Seite 26 bis 28 [13] ...: Der Mikroprozessormarkt explodiert, Radio-Elektronik-Schau, Heft 11/ 1976, Seite 58 bis 59 [14] Hagen, W.: Mikroprozessoren - Stille Revolution, Funktechnik, Heft 11/1976, Seite 327 101 Spezielle Schaltkreise für die Anwendung ing. Klaus k. streng in der Elektronik Integrierte Schaltkreise bzw. Integrierte Schaltungen (IS) sind für Elektroniker der 60er und 70er Jahre sozusagen alte Hüte. Längst arbeitet man mit den verschiedenen Gatterarten, Flip-Flops, RAM und ROM. In der Unterhaltungselektronik, die für einige Elektronik¬ fachleute den Ruf genießt, nicht ganz «seriös» zu sein (zu Unrecht!), setzen sich ZF-Verstärker, FM-Demodulatoren, Kleinleistungsend¬ stufen und Spannungsregler immer mehr durch. Und integrierte Operationsverstärker werden heute für viele Anwendungen einge¬ setzt, für die sie ursprünglich nicht gedacht waren. Ständig entwickelt man auch neue IS, wie das im Zuge der tech¬ nischen Entwicklung nicht anders zu erwarten ist. In diesem Beitrag sollen einige neue Schaltkreise vorgestellt werden, die von den ge¬ wohnten abweichen und die ein wenig ungewöhnlich sind. Kameraverschluß-Steuerschaltung D 902 Der Schaltkreis D 902 [1] (Innenschaltung in Bild 1) wurde für die Steuerung der Verschlußzeit in elektronischen Kameras entwickelt. Seine Arbeitsweise läßt sich wie folgt zusammenfassen: Beim An¬ legen der Betriebsspannung (etwa 2,5 ••• 6 V) zwischen die Anschlu߬ klemme 1 ( + ) und 3 ( —) fließt Strom durch T3, T4 und T5, gleich¬ zeitig ist T6 gesperrt und damit T7 wieder leitend. Im Arbeits¬ widerstand, der (außen) zwischen die Klemmen 1 und 4 geschaltet ist, fließt Strom. Beim Anlegen einer äußeren Spannung an den Ein¬ gang (Klemme 2) fließt St rom durch TI und T2, damit werden T3, T4 und T5 gesperrt, T6 wieder leitend und T7 wieder gesperrt. Es tritt also ein genau entgegengesetzter Scnaltzustand ein, durch den Arbeitswiderstand kann kein Strom fließen. Zu erwähnen sind noch die Funktionen der Dioden im Schaltkreis: Dl dient zur Temperaturkompensation, sie macht den Wert der Schwellspannung von TI weitgehend temperatur- (und spannungs-) 102 Bild 1 Innenschaltung des Schaltkreises D 902 unabhängig. Die Z-Dioden D2 und D3 an der Ausgangsklemme (4) begrenzen die Spannungsspitzen bei induktiver Last (Relaiswicklung). RI (im Eingang) soll den Eingangsstrom begrenzen. Den Einsatz des Schaltkreises D 902 zur lichtabhängigen Steue¬ rung des Kameraverschlusses zeigt der Stromlaufplan in Bild 2: Beim Drücken des Auslösers A wird die Betriebsspannung eingeschaltet (Minuspol an Klemme 3). T7 zieht Strom, der durch Klemme 4 und die Relaiswicklung Rel fließt. Das Relais zieht an. Der Kurzschluß des Kondensators C wird aufgehoben. Er kann sich über den Foto¬ widerstand R f aufladen. Beim Erreichen der Schwellspannung von TI «kippt» der Schaltzustand um. Das Ergebnis ist, wie besprochen, die Sperrung von T7, das Relais Rel fällt ab, C wird über den Um¬ schaltkontakt kurzgeschlossen. Die Verschlußzeit (das ist die Zeit zwischen Abfall und Anziehen des Relais) hängt damit u. a. direkt vom Wert von R F ab. Dieser aber ist lichtabhängig! Für mathematisch interessierte Leser die Be¬ rechnung der Verschlußzeit: t v — C R f • ln 1 1 - Uw. U B ’ C in F, R v in Q, U 10 (Schwellspannung von TI) in V, {7 B in V, < v (Kameraverschlußzeit) in s. Bild 2 Einsatz des D 902 zur lichtabhängigen Steuerung der Kameraverschlußzeit Bild 3 Innenschaltung des Schaltkreises D 910 Transistorkombination D 910 [1] Im neuentwickelten Schaltkreis wurden 7 Transistoren zusammen- gefaßt (Innenschaltung in Bild 3). Außer einem frei beschaltbaren npn-Transistor TI sind alle übrigen Transistoren mehr oder weniger miteinander verbunden. Es sind das: die pnp-npn-£>aWm< 7 ® e s a> n e c c .5 ^ ö «2 .2 S S^*^ 2 ^ft>^ §®§M ASM #S £ c £ • öc-2 ö ^ a ec ö o) „ 3 fl . S C ® Cl . 3 OJ , l öc-^'ä) v ■£ r (ü £ ^ ca o> -*f ca - 5 c e ä ö .2 e .2 o c " a.2c” !? ® e «- a)«üui o)ü ft> ;r «- a> 4) ? :'S5xW^|w^|l£W^|£; ; o o o ' s 2 • .2 g o a) ■ .£ o a> * u a.? 5 5 2 ^ © Jj*5" £ > ~ S £ ■» o o Tt< O O s? .!*■ » S o g 5 k o £ ä-^B 2500. Die Verwendung für M 420 ist gegeben für / = 60 kHz und der Güte >4000. Manifer-Werkstoffgruppe 500 Diese Werkstoff gruppe wird verwendet zur Herstellung der in der Datenverarbeitung benötigten Speieherkernringe (0,4 bis 2,0 mm Außendurchmesser) und Schaltringkerne (2,0 bis 10,0 mm Außen¬ durchmesser). Für eine Anwendung in der HF-Technik sind diese Speicherkerne nicht geeignet. Manifer-Werkstoffgruppe 600 Mn-Mg-Ferrite mit oder ohne Al-Zusätze sind der Werkstoff für Bau¬ teile der Mikrowellentechnik. Bei Frequenzen > 10 GHz werden Ni- Zn-Ferrite eingesetzt, für temperaturstabile Bauteile dient Ni-Al- Ferrit. Diese Werkstoffe werden als Ferrit mit Spinellstruktur be¬ zeichnet. In dieser Gruppe gibt es noch die Granatwerkstoffe, die einen hohen Prozentsatz der Oxide der seltenen Erden Yttrium und Gadolinium enthalten, die aber sehr rein eingesetzt werden müssen. An Stelle der Y-Gd-Mischgranate können auch Bi-Ca-V-Granate ver- 117 wendet werden. Vorzugsweise Frequenz-Anwendungsbereiche sind 1- 3 GHz: Granatwerkstoffe M 650, M 651, M 655; 3- • • 10 GHz: Spinellwerkstoffe M 610, M 620, M 630, M 631; 8 -25GHz: Spinellwerkstoffe M 640, M 641, M 642. Bauformen sind Stäbe, Zylinder, Platten oder Scheiben. Manifer-Werkstoffgruppe 700 Verbindungen dieses Typs bezeichnet man als hexagonale Ferrite mit magnetischer Vorzugsebene. Sie haben eine relativ hohe Anfangs¬ permeabilität von 20 bis 30, die durch Drehung der Magnetisierung in der Vorzugsebene entsteht. Sie können in einem Frequenzbereich von 100 MHz bis 1 GHz eingesetzt werden. Allerdings ist zu ihrer Herstellung eine aufwendige Technologie erforderlich. Begriffsbestimmungen Permeabilität ii Unter Permeabilität eines magnetischen Werkstoffs wird allgemein das Verhältnis der magnetischen Induktion B zur magnetischen Feld¬ stärke H verstanden. B [i — H, ■ /x 0 — , wobei /i 0 die Induktionskonstante bzw. die absolute Permeabilität des Vakuums bedeutet. Der Ausdruck fi t = l//a 0 • B/H wird als relative Permeabilität be¬ zeichnet. Anfangspermeabilität ja-, Die Anfangspermeabilität //, ist der Grenzwert der relativen Permea¬ bilität für die Feldstärken H -*• 0. Sie kann an einem geschlossenen, entmagnetisierten und mit einer Wicklung versehenen Ringkern aus der Beziehung für die Induktivität einer Ringkernspule T 2 A L = Mi ■ Pa ■ w ' y (L in H) ermittelt werden. 118 Hierbei ist - Anfangspermeabilität; /li 0 — Induktionskonstante = Atz • 10 -9 Vs/Acm; A — Kernquerschnitt in cm 2 ; w — Windungszahl; l — magnetische Weglänge in cm. Die in Tabelle 1 angegebenen Eigenschaften wurden mit einem Ring- kem ermittelt mit den Abmessungen 36 mm Außendurchmesser, 28 mm Innendurchmesser, 10 mm Höhe. Die Daten können nicht ohne weiteres auf andere Bauformen über¬ tragen werden. Neben der Kompliziertheit der Bauform und der damit verbundenen Streufelder geht hier besonders das Verhältnis von Oberfläche zu Volumen des Körpers ein. Große Oberflächen bei kleinen Volumen bewirken im allgemeinen kleinere Permeabilitäten und größere Verluste. Wirksame Permeabilität /a w Die wirksame Permeabilität eines Magnetkerns in einer Spule ergibt sich aus dem Verhältnis der Induktivität L der Spule mit Kern zu der Induktivität L 0 der Leerspule (d.h. derselben Spule ohne Kern) zu L — y~ * Ai Die wirksame Permeabilität fi w ist kein Werkstoff kenn wert und wird nur im Zusammenhang mit Zylinder-, Rohr- und Stabkernen (Antennenstäbe) verwendet. Sie ist außer von der Werkstoff- (d.h. Anfangs-) Permeabilität von der Kernform sowie von den Spulen¬ daten und von der Stellung des Kerns in der Spule abhängig. Der Begriff der wirksamen Permeabilität wird auch bei Anwendungen mit Vormagnetisierung gebraucht. Gescherte oder effektive Permeabilität ju e Durch Einfügen eines Luftspalts in einen Kern mit magnetisch ge¬ schlossenem Weg (z.B. Ringkern, Schalenkern, E-Kern) tritt eine «Scherung» ein. An Stelle der Anfangspermeabilität jui erhält man die sogenannte gescherte (Anfangs-) Permeabilität da eine Spule mit geschertem Kern eine entsprechend niedrigere Induktivität 119 u ■ /M 0 ■ w ‘ 1 I l Ä hat. Für die gescherte Permeabilität ergibt sich daraus _J_ L, l fi 0 tu 2 A Die Induktivität L e verhält sich zur Induktivität L der Spule mit ungeschertem Kern (d.h. mit Kern ohne Luftspalt) wie die gescherte Permeabilität zur Anfangspermeabilität. Es gilt demgemäß die Be¬ ziehung -^e _ [Ae L (Ui ' Induktivitätsfaktor A L Der Induktivitätsfaktor (A L -Wert) wird für die Berechnung von Spuleninduktivitäten verwendet. Unter dem Induktivitätsfaktor A L einer Spule wird die auf die Windungszahl w = 1 bezogene Induk¬ tivität in nH = 10 -9 H verstanden, d.h., es gilt Al oder , L e Al -s (Al in nH), je nachdem, ob es sich um einen ungescherten oder ge¬ scherten Kern handelt, wobei L bzw. L e in nH einzusetzen ist. Für die gescherte Permeabilität fi t erhält man dann = — • Al ■ E -j . /« o A d.h., die gescherte Permeabilität fi t ist dem A L -Wort und dem Form¬ faktor proportional. Relativer Verlustfaktor tan Hk/Mi Durch Scherung, d. h. durch Einfügen eines Luftspaltes in einen ge¬ schlossenen magnetischen Kreis, wird der Verlustfaktor des magne¬ tischen Kernwerkstoffs tan & k praktisch im gleichen Verhältnis wie die Permeabilität reduziert. Es gilt in erster Näherung tan ö K tan ^ K ' /Mi /Me 120 $k ~ Verlustwinkel des ungescherten magnetischen Kerns; — Verlustwinkel des gescherten magnetischen Kerns; —Anfangspermeabilität; ■' /u e - gescherte Permeabilität. Der Ausdruck tan wird als relativer Verlustfaktor bezeichnet, er ist eine Werkstoff konstante und gestattet den Vergleich verschie¬ dener magnetischer Ferritwerkstoffe hinsichtlich ihrer Verlusteigen¬ schaften unabhängig von ihrer Anfangspermeabilität. Relativer Temperaturkoeffizient der Anfangspermeabilität Der relative Temperaturkoeffizient der Anfangspermeabilität aji i _ A ^ Hi /M ^ A T ist eine von der Scherung unabhängige Werkstoff konstante. Der Temperaturkoeffizient eines gescherten Kernes ergibt sich aus dem in Tabelle 1 angegebenen relativen Temperaturkoeffizienten durch Multiplikation mit der gescherten Permeabilität /u t . Curie- Temperatur Bei Überschreiten der Curie-Temperatur verschwindet die spontane Magnetisierung, da die thermische Energie die Größe der Austausch¬ wechselwirkungsenergie erreicht und demzufolge für eine statistische Verteilung der magnetischen Momente im Spinellgitter sorgt. Die Curie-Temperatur ist eine Funktion der chemischen Zusammen¬ setzung und kann von einigen °K bis etwa 950 °K durch Änderung der Zusammensetzung variiert werden. Bauteile aus Manifer-Werkstoffen Zylinderkerne Sie werden in den Bauformen - Zylinderkerne ohne Gewinde ohne Bohrung (Bild 1 a oben), - Zylinderkern ohne Gewinde mit Bohrung (Bild la unten), - Zylinderkern mit Gewinde (Bild lb, Form A und B) hergestellt. Sie werden vorwiegend als Abgleichelemente von HF- Spulen, z.B. in ZF-Bandfilterspulen, Oszillator- und Vorkreisspulen von Rundfunkempfängern sowie in der Fernsehtechnik, kommer- 121 Bild la Zylinderkerne ohne Gewinde Form A FormB l Bild lb Zylinder-Gewindekerne ziellen Technik und übrigen Elektronik, eingesetzt. Zylinderkerne mit Bohrung werden auch für Abstimmvariometer und vor allem für Dämpfungszwecke verwendet. Für die Auswahl des geeigneten Werkstoffs sind die in Tabelle 1 zugeordneten Frequenzen bestim¬ mend. Vorzugsweise sind zu verwenden Manifer 140, Manifer 320, Manifer 321 und Manifer 330. Durch Eintauchen eines Ferrit-Zylinderkerns in eine Spule kann neben einer Induktivitätserhöhung bei geeigneter Werkstoffauswahl auch eine erhebliche Güteerhöhung gegenüber der Spule ohne Kern erzielt werden. Somit sind die wirksame Permeabilität und der Güte¬ faktor als wichtigste Kennwerte eines Zylinderkerns anzusehen. Die Güte Q wird für jeden Kern typ durch einen vorliegenden Grenzkem festgelegt. Dieser Kern ist ein minimaler Grenzkern, d.h., die Güte der ausgelieferten Kerne liegt darüber. Die Meßfrequenz für die Güte wird nach der Betriebsfrequenz festgelegt, siehe Tabelle 2. Tabelle 3 bis Tabelle 5 geben Werte zum Vorzugsprogramm der Zylinderkerne an. 122 Tabelle 2 Meßfrequenzen für Zylinderkerne Betriebsfrequenz in MHz Meßfrequenz in MHz Werkstoff 1 0,5 Manifer 110, 140, 163 1-3 1 Manifer 110, 140, 163 3-20 10 Manifer 330, 340 20—60 30 Manifer 321 60—150 90 Manifer 320 150-230 230 Manifer 310, 320 Tabelle 3 Zylinderkerne ohne Gewinde ohne Bohrung (Vorzugsprogramm) (Bild 1 a, Abmessungen ln mm) d - 0,1 l ± 0,5 Werkstoff Meßfrequenz MHz 1,8 7 163, 320 0,5; 90 2,0 12 140, 330 1,0; 10 15 140 1,0 2,5 12 140 1,0 3 7 320 90 12 140, 320, 321, 330 1,0; 90; 30; 10 15 140, 320, 321, 330 1,0; 90; 30; 10 3,5 10 140, 320, 321, 330 1,0; 90; 30; 10 12 140 1,0 15 140 1,0 4,0 15 140, 330 1,0; 10 30 140 1,0 4,2 12 321 30 15 140, 330 1,0; 10 5,0 38 164 0,5 6,0 38 140 0,5 Tabelle 4 Zylinderkerne ohne Gewinde mit Bohrung (Vorzugsprogramm) (Bild 1 a, Abmessungen ln mm) di ± 0,3 ± 0,5 1,9 200 , 1 2,4 10 ± 0,4 240 - 6 2,4 125 Die Antennenstäbe werden in bezug auf ju w und Q einer elektrischen Kontrolle unterzogen. Die Messungen erfolgen dabei nicht in Ab¬ solutwerten, sondern als relative Messungen, d.h. durch Vergleich mit festgelegten Null- und Grenzstäben. Topfkerne Topfkerne werden zum Aufbau kleiner, streuarmer Induktivitäten verwendet. Vorwiegendes Einsatzgebiet ist die Rundfunktechnik (ZF-Bandfilter, Oszillatorspule, Stereodekoderspulen). Die Kernaus¬ führung mit konischer Aussparung (Bild 3) eignet sich besonders für ZF-Bandfilter. Die magnetische Kopplung eines zweikreisigen ZF- Bandfilters kann durch Drehung der ausgesparten Topfkerne ein¬ gestellt werden. Weitere Ausführungsformen zeigt Bild 3. Dazu gibt 126 es noch eine Ausführung mit geschlossenem Boden, die vom An¬ wender mit einem Kunststoff-Gewindekopf versehen wird. Der Außen¬ durchmesser ist 7 mm, der Innendurchmesser 5,4 mm und die Höhe 6,2 mm. Topf kerne werden für Frequenzen bis etwa 1,7 MHz aus Manifer 140, Manifer 163 oder Manifer 360 her gestellt. Für 10,7 MHz steht Manifer 330 zur Verfügung. M ehrlochkerne Drosselkerne werden zur Dämpfung von Störstrahlungen im Bereich der HF-Technik eingesetzt. Die Impedanz eines Leiters wird durch Auf fädeln eines Zylinderkerns mit Bohrung erheblich erhöht. Die Verwendung von Breitbanddrosselkernen erfolgt in der Rundfunk- und Fernsehgeräteindustrie zur Vermeidung unerwünschter Kopp¬ lungen. Ausführungsformen zeigt Bild 4, die Bewicklung erfolgt sei¬ tens der Anwender. Drosselkerne werden aus den Werkstoffen Manifer 150 und Manifer 250 her gestellt. Kerne aus Manifer 150 sind vor¬ zugsweise für Drosseln bis etwa 250 MHz geeignet, während Kerne aus Manifer 250 günstiger für höhere Frequenzen bis 800 MHz ein¬ gesetzt werden. INJ ,4 V/AV/A4VA r V/////////A r 10t 0,5 -+■ -- Armierungs Vorschläge: 0,2 mm symmetrisch in beide Schalenkernhälften ge¬ schliffen. Für die verschiedenen Einsatzgebiete gibt Tabelle 8 die entsprechenden Werkstoffe an. Für die Schalenkerne gibt es Armaturen für die normale Ver¬ drahtungstechnik und für die Anwendung in gedruckten Schaltungen. Die zusammengehörenden Schalenkernhälften sind sorgfältig mit der Markierung (Farbstrich über beide Schalenkernhälften) in Über¬ einstimmung zu bringen. Zur Erhöhung der Induktivitätskonstanz und bei Verwendung in stoßbeanspruchten Geräten können die Scha¬ lenkernhälften mit Epoxydharz verklebt werden. Bei Schalenkernen mit asymmetrischem Luftspalt ist der Spulenkörper in die Schalen¬ kernhälfte einzukleben, die den Luftspalt hat. Bild 7 zeigt die Ausführungsformen der Schalenkeme, Bild 8 die verwendbaren Spulenkörper. Tabelle 9 und Tabelle 10 geben die wichtigsten Abmessungen der Schalenkerne und der Spulenkörper an. Für die Schalenkerne mit Armierung für die gedruckte Schaltungs¬ technik zeigt Bild 9 die Rastermaße. Bild 10 zeigt die Abhängigkeit der Induktivität von der Windungszahl und vom A L -Wert, damit kann man die Spuleninduktivität einfach und schnell bestimmen. Tabelle 8 Verwendungszwecke der Schalenkerne Einsatzgebiet Frequenzbereich Werkstoff Schwingkreisspulen bis 150 kHz Manifer 183 Filter hoher Güte bis 600 kHz Manifer 163 Übertrager bis 1,5 MHz Manifer 143 Spulen hoher Güte bis 10 MHz Manifer 343 Pupinspulen bis 100 kHz Manifer 183 132 Tabelle 9 Abmessungen der Manifer-Schalenkerne (Bild 7, Abmessungen in mm) 3 ca ® -o Ä ÖO CO ^ KO '» CO 1 ©“ ©“ ©“ ©“ ©“ °o co CO 05 I I I I I co co ec oo co co co co co* © « © rH co“ CO* ko co^ oo oo © © ©“ ©“ ©“ ©“ ©“ rH + + + + + + + 00 © © © CM © © tj» ko oo^ oo ©^ o cm ©“ © ©“ ©“ rH rH rH I I I I I I I CO CO ^ © © ko CM © 00 rH co © © CM rH rH rH rH CM X X X X X X X rH Tt» 00 CM © © © rH rH rH CM CM CO CO 133 Tabelle 10 Spulenkörper fürSchalenkerne (Bild 8, Abmessungen ln mm) — T) « £ S,2“o e8 JS £ " ß 4) U C | t $3 fi 5.s Ol 00 00_ <55 CO ©_ h* ^ ^ N N W I-H iH rH CO CO CO in 04* 04* co" co" co" ■'* h* ©" © ©~ ©" ©" ©“ t*-“ t>-“ NOHHOOlOMOOCOOtOMMOMH ^ ^ ’l' ^ 't »O iß iß io iß io t» t» N 00 00 00 ©" ©" ©“ ©“ ©“ ©“ ©“ ©“ ©“ ©“ ©" ©“ ©“ ©“ ©“ ©“ ©“ ©“ iß iß Ü5 h* ’t ■’t W lß_ iß © co ©^ © © © l> 00 00 00 ©“ ©“ ©“ ©“ ©“ © ©" ©“ ©" ©" ©“ ©" ©“ ©" ©" ©“ ©“ ©" © iß ©©©©©©©©©©_ ©_©_©_r>-c^t^ ©“ ©" ©" ©" ©" ©" ©" ©“ ©“ ©“ ©" ©“ ©“ ©“ ©“ ©“ ©“ ©“ h h H N N N N N N N N N N Ol Ol 0,5. Wie aus Bild 4 zu ersehen ist, liegt der Gewinn optimal bemessener LPDA zwischen etwa 2,5 dB und maximal 11 dB, wobei der theo¬ retisch mögliche Maximalgewinn aus mechanischen Gründen nicht realisiert werden kann. In der Praxis beträgt der Höchstgewinn 8,5 bis 9 dB, bezogen auf einen resonanten Halbwellendipol. Beispiel Es soll eine LPDA nach Bild 1 berechnet werden, für die ein Frequenz¬ bereich von 140 MHz bis 475 MHz und der Faktor t mit 0,85 vor¬ gegeben sind. Da Optimalbemessung erwünscht ist, entnehmen wir aus Bild 2 den zu r = 0,85 gehörigen öffnungswinkel a mit 20° und können aus Bild 4 gleich den zugehörigen Gewinn von 6,2 dB ermit¬ teln. Die untere Arbeitsfrequenz/ u von 140 MHz entspricht einer Wellenlänge X von 2,14 m. Somit ist L 1 = L max = A max /2 = 1,07 m. Die obere Grenzfrequenz f 0 beträgt 475 MHz = 0,632 m. Folglich ist L mia = X min /3 = 0,210 m. Die Anzahl der erforderlichen Dipole E u erhält man nach Gl. (6) mit E u — 1 + lg 1,5 • 475/140 lg 1/0,85 11 Stück. 140 Die Antennenlänge A beträgt nach Gl. (8): 2,14 m 0,85 , 1 „ „„ A = 4 ' r^ 8 B ' 1 ~ 1,5-475/140 = 2 ’ 436 “■ Die Länge L x wurde mit 1,07 m festgestellt. Die Länge aller folgen¬ den Dipole erhält man, wenn die Länge des jeweils vorhergehenden Dipols mit dem Faktor r = 0,85 multipliziert wird: L v = 1,07 m, L 2 = 0,910 m, L 3 = 0,773 m, L x = 0,657 m, L b = 0,559 m, L 8 = 0,475 m, L 7 = 0,404 m, L 8 = 0,343 m, L 9 = 0,292 m, L 10 = 0,248 m, L n = 0,211 m. Nach Gl. (3) beträgt der optimale Abstand R 1 -R 2 = LJ2 • r = 0,535 m • 0,85 = 0,455 m. Jetzt multipliziert man den Abstand R 1 -R 2 — 0,455 m mit r = 0,85 und erhält daraus den Abstand R 2 -R% mit 0,387 m usw. Es ergibt sich sodann folgende Abstands¬ tabelle : R y -R 2 = 0,455 m, R 2 -R 3 = 0,387 m, ^ 3-^4 = 0,329 m, R^-R 5 = 0,279 m, R 5 -R 6 = 0,237 m, R 6 -R 7 = 0,201 m, R 7 -R 8 = 0,171 m, R 8 -R 9 = 0,146 m, R 9 -R 10 = 0,124 m, R 10 —R n = 0,105 m. Nun stellt man noch nach Bild 3 den Speisepunktwiderstand R E mit 92 Q. fest. Fertigt man alle Dipole einheitlich aus Metallrohr von 10 mm Durchmesser, ergibt sich nach GL (9) für L x ein Wellen wider¬ stand Z von 494 Q, während sich für den kürzesten Dipol L n 300 Q errechnen lassen. Man kann daher einen mittleren Wellenwiderstand Z der Dipole von 400 Q einsetzen. Nach Gl. (10) soll der Wellen¬ widerstand Z 0 der Verbindungsleitung 105 D betragen. Damit ist Z 0 « -ß E > die Fehlanpassung kann vernachlässigt werden (Wellig¬ keitsfaktor s = 1,14). Allerdings bereitet die Herstellung einer über¬ kreuzten Verteilerleitung von 105 Q Wellenwiderstand mechanische Schwierigkeiten, denn das Verhältnis Leitermittenabstand D zu Leiterdurchmesser d würde nur 1,25: 1 betragen dürfen. Die dazu¬ gehörige Näherungsgleichung für Runddrähte mit Luftdielektrikum lautet: Z 0 /Q = 120 Ln ^ . ( 11 ) Der Abschlußstub Z t ist nicht kritisch, er besteht einfach aus einer Drahtschleife, deren gestreckte Länge etwa 20 cm betragen kann. Ein Richtwert für die gestreckte Länge des Stubs lautet: 141 Eine günstigere mechanische Lösung des Aufbaus ist in Bild 5 dar¬ gestellt. Die Antenne wird dabei in zwei gleiche «Blätter» auf geteilt, wobei jedes Blatt einen eigenen Elementeträger hat, der jeweils nur jene Elementhälften auf nimmt, die miteinander direkt verbunden werden dürfen. Ein solches Einzelblatt mit den eingetragenen Ab¬ messungen der berechneten LPDA zeigt Bild 5 a. Der Elemente¬ träger des zweiten, gleichartigen Blattes wird dann — isoliert vom anderen Elementeträger - so angeordnet, daß sich die Elementhälften in der Draufsicht jeweils zu einem Dipol mit gleichlangen Schenkeln ergänzen, wie in Bild 5b skizziert ist. Auf diese Weise vermeidet man bei gleicher elektrischer Wirksamkeit die überkreuzte Verteilerleitung 142 und erhält gleichzeitig einen mechanisch vereinfachten und stabilen Aufbau. Die Verteilerleitung wird dabei von den beiden Elemente¬ trägern dargestellt, deren Wellen widerstand aus Gl. (11) zu er¬ mitteln ist. Mit D = 25 mm und d = 20 mm erhält man z.B. Z 0 = 109 Q. In Bild 5b haben die Trägerrohre quadratisches Profil. Dieses ist besonders günstig für die Befestigung der Elementhälften und die mechanische Halterung der Antenne. Handelsübliche Vierkant¬ rohre mit 16 mm Kantenlänge ergeben einen Wellen widerstand Z 0 von 109 Q, wenn der lichte Abstand der beiden Rohre 6,5 mm be¬ trägt [D/d ^ 1,4). Der Abstand wird durch passende Kunststoffklötze fixiert. Nur die dem längsten Dipol nächstliegenden Rohrenden wer¬ den durch die Mastschelle metallisch leitend miteinander verbunden, wodurch der Stub Z t (s. Bild 1) entsteht. Gespeist wird die Antenne über ein 75-O-Koaxialkabel beliebiger Länge. Man führt es innerhalb eines Trägerrohrs bis zum offenen Ende, das dem kürzesten Dipol benachbart ist. Dort verbindet man den Kabelmantel leitend mit dem Ende des Führungsrohrs und den Kabelinnenleiter mit dem Ende des gegenüberliegenden Trägerrohrs. Auf diese Weise wird gleichzeitig die erforderliche Symmetrie Wand¬ lung vollzogen. Bei einer LPDA können auch Fußpunktwiderstände von 240 Q symmetrisch realisiert werden, wenn man die Elemente als Falt¬ dipole ausführt. Dabei wählt man den Aufbau nach Bild 1 und ver¬ bindet die Schleifendipole mit 240-Q-Bandleitung, die zwischen den Dipolen jeweils um 180° axial verdreht (umgepolt) wird. Eine interessante Anwendung der logarithmisch periodischen Falt¬ dipolantenne wird in [4] angegeben. Man setzt sie als Erregerzentrum von Superbreitbandantennen für den VHF-Fernsehbereich III sowie für das UHF-Fernsehen in den Bereichen IV/V ein. Dabei bewirkt eine nach dem Lang-Fo^i-Prinzip bemessene Direktorenreihe einen hohen Vorwärtsgewinn. Wegen der an sich schon sehr guten Rück¬ dämpfung der LPDA kann im Normalfall auf Reflektoren oder Reflektorwände verzichtet werden, da sie den Gewinn nur unwesent¬ lich erhöhen würden. Im Bedarfsfall läßt sich aber durch das An¬ bringen einer entsprechend großen Reflektorwand die Rückdämpfung noch um 6 bis 10 dB vergrößern. Logarithmisch periodische Antennen lassen sich immer dann mit gutem Erfolg einsetzen, wenn sehr große lückenlose Frequenzband¬ breiten bei gleichbleibenden Antenneneigenschaften über den ganzen Arbeitsbereich gefordert werden. Das ist häufig bei kommerziellen und militärischen Antennenanlagen der Fall. Auch für den Funk¬ amateur können sich Anwendungsfälle ergeben, bei denen eine LPDA die Optimallösung darstellt. 143 Wiederholung der im Text angegebenen Bemessungsgleichungen und sowie t-'max — 2 U11U ^min ^ Rn+1 Rn + 1 "n "n+1 ln Rn Rn-1 ~ Rn in-1 -Rn-1 - Rn = -|- 1 • T 1 1 + tan a/2 tan a/2 = 1 — T T E n = 1 + >g 1.5_to//u lg 1/t . _ Amax (l 1 4“' { 1,5/,//, ■ ^mai A T .(l 1 - r \ Z/Q = 120 ln (0,575 Ljd n ) Z„ = 1 Re fr 2Z |/|2Z V 1 -Re\ 2 + 1 -Re Z„/Q = 120 ln 2 B (1) ( 2 ) ( 3 ) ( 4 ) ( 5 ) ( 6 ) ( 7 ) ( 8 ) ( 9 ) ( 10 ) ( 11 ) Literatur [1] Jasik. H.: Antenna Engineering Handbook, 18.3. Log-Periodic Antennas, McGraw-Hill Book Company, Inc. New York, 1961 [2] ...: The ARRL Antenna Book, Chapter 4, The Log-Periodic Dipole Array, 13th Edition 1974, The ARRL Inc., Newington, Conn., USA [3] Rothammel , K.: Antennenbuch, Abschnitt 26.3.2. Logarithmisch periodische Antennen, Militärverlag der DDR, 8. Auflage 1975 [4] Spindler, E.: Antennen, Abschnitt 4.1.15. und Abschnitt 4.2.1.2.2., VEB Ver¬ lag Technik, Berlin 1968 144 Dipl.-Ing. Peter Haferkorn — DM 2 BBN Ein SSB-Klipper für 200 kHz / Über die Vorteile, die sich beim Einsatz eines Klippers vor allem bei starkem QRM ergeben, ist schon viel geschrieben und diskutiert worden [1], [2], [3]. Jeder OM wird schon einmal auf dem Band Ver¬ suche miterlebt haben, bei denen die Gegenstation den Klipper ein- bzw. ausschaltete. Das Ergebnis ist dabei oft verblüffend, vor allem, wenn es sich um ein sehr schwaches Signal handelt, und es gilt, die QRM-Schwelle zu überschreiten. Angeregt durch diese anschaulichen Versuche entstand diese Variante einer Klipperschaltung, die nach¬ träglich in den bereits vorhandenen Sender eingebaut wurde. Da die Nachteile der NF-Klippung hinreichend bekannt sind, kam nur der Einbau eines HF-Klippers in Frage. Dabei mußte sich die Schaltung problemlos in das Konzept des Senders einfügen. Das war insofern einfach, da die SSB-Aufbereitung ohnehin bei 200 kHz er¬ folgt und somit lediglich ein mechanisches Einseitenbandfilter vom Typ MF 200 + E - 0310 investiert werden mußte. Die SSB-Aufbereitung yrird im vorhandenen Sender mit einem mechanischen Einseitenbandfilter vom Typ MF 200 + E — 0235 vor¬ genommen, das ebenfalls als Nahselektionsmittel im Empfänger Ver¬ wendung findet; dadurch ergibt sich eine etwas ungünstige Reihen¬ folge der Filterbandbreiten bezüglich des SSB-Signalwegs. Günstiger wäre die Anordnung breit vor schmal, aber die ungenügende Weitab¬ selektion des Filters MF 200 + E —0310 [4] läßt das unter dem Gesichtspunkt der Zweifachausnutzung nicht sinnvoll erscheinen. Die Schaltung ist so ausgelegt, daß beim Zuschalten des Klippers jegliche Korrektur, z.B. die Ansteuerung der Endröhren, entfällt. Das bedeutet, daß am Ausgang des eingeschalteten Begrenzers bei voller NF-Ansteuerung am Mikrofoneingang der gleiche Pegel wie im normalen Betriebsfall vorhanden sein muß. Um das mit möglichst geringem Aufwand zu realisieren, wurde auf einen extern einstellbaren Begrenzungsfaktor verzichtet und nur ein fest einstellbarer Wert vorgesehen. Das Ergebnis einer Reihe von Versuchen und Tests mit Stationen aus europäischen und außereuropäischen Ländern ergab, 10 Schubert, Eljabu 78 145 daß ein Klippungsgrad von etwa 17 dB optimal ist. Die in [1] an¬ gegebenen Begrenzungen von 25 bis 30 dB sind eindeutig zu hoch. Hintergrundgeräusche, Brummeinstreuungen und Verzerrungen bei kaum merklichem Anstieg der mittleren Empfangsfeldstärke lassen größere Begrenzungen als 17 dB nicht sinnvoll erscheinen. Im Bild ist die Schaltung des Klippers dargestellt. Das zu begren¬ zende Einseitenbandsignal gelangt, vom mechanischen Einseiten¬ bandfilter kommend, über den Relaiswechselkontakt al an die Tran¬ sistorstufe. Das Einseitenbandfilter kann trotz des sich beim Klip- pungsvorgang ändernden Lastwiderstands für den Transistor TI in der vorliegenden Dimensionierung als angepaßt gelten. Der Kollektor¬ schwingkreis wird für eine Frequenz von 200 kHz dimensioniert. Der Parallelwiderstand zum Schwingkreis bewirkt eine Bandbreite von 3,3 kHz. Die verstärkte Signalspannung wird mit der Diodenkombi¬ nation von 2 x SA Y 32 beschnitten. Mit dem Einstellregler PI läßt sich die Vorspannung für die Dioden und damit der Grad der Klip- pung festlegen. Die sich anschließende Kollektorbasisstufe dient zur Entkopplung und zur sauberen Anpassung an das nun folgende mechanische Einseitenbandfilter. Mit der Voraussetzung, daß der Ausgangswiderstand des Emitter¬ folgers vernachlässigbar klein ist und die Größe des Koppelkonden¬ sators CI ^0,1 fj.F beträgt, müssen die Widerstände i?l und R2 wie folgt dimensioniert werden. Die Parallelschaltung von i?l und R2 muß einen Wert von R p = 1,2 kQ ergeben, damit das Filter angepaßt ist, und zum anderen muß deren Spannungsteilerverhältnis die ge¬ wünschte Anpassung des Ausgangspegels an den Eingangspegel reali¬ sieren. Ein rechnerisches Ermitteln des Spannungsteilers hat nur zu Orientierungszwecken einen Sinn, da bereits schon bei 200 kHz je nach eingesetzten Widerstandsbauformen kapazitive Kopplungen 146 auftreten. Zu beachten ist jedoch, daß RI parallel R2 immer etwa 1,2 kQ ergeben. Über den Relaiswechselkontakt bl kann dann wahl¬ weise das geklippte bzw. ungeklippte Signal abgegriffen werden. Zur Umschaltung dienen je ein am Eingang und Ausgang angeordnetes Schutzgasrelais vom Typ GBR 111. Der Klipper wird nun am zweckmäßigsten mit einem Oszillografen (ggf. auch mit einem Röhrenvoltmeter) und einem NF-Generator ein¬ gestellt. Sofern kein Zweitongenerator zu Abstimmzwecken vorhanden ist, wird eine im Durchlaßbereich (bezogen auf die Trägerfrequenz) liegende NF-Spannung (z.B. 1000 Hz) in den Mikrofoneingang ein¬ gespeist. Dabei muß beachtet werden, daß die eingestellte Amplitude nur so groß ist, wie das bei laut besprochenem Mikrofon der Fall wäre. Außerdem ist mit dem Oszillografen zu kontrollieren, ob bei dieser Amplitude noch keine Begrenzung im MikrofonVerstärker selbst auf tritt. Sind diese Bedingungen erfüllt, so wird bei voller Dioden¬ vorspannung (Schleifer von PI liegt an + 12 V) die HF-Spannung am Meßpunkt Mpl gemessen. Danach wird der Einstellregler PI soweit verändert, bis sich eine Spannung ergibt, die im Verhältnis zur erst¬ genannten um 17 dB kleiner ist. Hat man diesen Wert fixiert, so er¬ folgt mit den Widerständen RI und R2 die Filter- und Pegelanpas¬ sung. In diesem Fall wird man nicht ohne Probieren auskommen. Als Richtwerte sollen die ermittelten Werte für RI = 20 kQ und R2 = 1,3 kQ, die sich auf die in der Schaltung angegebenen Pegelverhält- nisse beziehen, genannt werden. Wird an Stelle des Oszillografen ein effektiv wertanzeigendes Me߬ gerät verwendet, so ist bei der Einstellung des Begrenzungsgrads zu beachten, daß die geklippte Spannung trotz 200-kHz-Schwingkreises im Kollektorzweig keine exakte Sinusform hat. Die Erfahrungen mit diesem Klipper haben die Erwartungen voll bestätigt. Dabei wurde erneut festgestellt, ein starkes und nicht durch QRM beeinflußtes Signal sollte nicht geklippt werden. Sobald jedoch die Gegenstation nur noch mit Mühe das Signal lesen kann, sollte keinen Augenblick gezögert werden, den Begrenzer einzuschal¬ ten (Erhöhung von ein bis zwei S-Stufen bei der Gegenstation). Literatur [1 ] Rohländer, W. - DM 2 BOH: Neue Techniken für Amateure: Seitenband- klippung, FUNKAMATEUR 11 (1972), Seite 560 bis 561 [2] Bittner, J. - DM 2 FDN: NF- und HF-Clippung, FUNKAMATEUR 9 (1973), Seite 450 bis 451 [3] Geschwindt, A. - HA 5 WH: Erhöhung der Wirksamkeit von SSB^Sendern bei schlechten Empfangsbedingungen, FUNKAMATEUR 12 (1974), Seite 609 bis 611, 1 (1975), Seite 35 bis 36 [4] Lechner, D. •* DM 2 ATD: Kurzwellenempfänger, Militärveriag der DDR, Berlin 1975 10 * 147 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Prüf geräteschaltunge n für den Funkamateur Die Devise Messen ist Wissen gilt auch für die praktische Arbeit des Funkamateurs. Bei der nachfolgenden Auswahl wurden vor allem einfache Schaltungen berücksichtigt, die auch der Anfänger reali¬ sieren kann. Absorptionsfrequenzmesser Ein universelles Hilfsmittel beim Abgleich von Oszillatoren, VFO- und Senderstufen ist der einfach aufzubauende Absorptionsfrequenz¬ messer (Wellenmesser), Bild 1. Die vom Schwingkreis auf genommene HF-Energie wird von der Diode gleichgerichtet und vom nachfolgen- Bild 1 Absorptionsfrequenzmesser für den KW- und den UKW-Bereich [1] Tabelle 1 Spulen werte zu Bild 1 L MHz Wdg. Anzapfung Draht¬ durchmesser mm Spulen¬ durchmesser mm 1,6--4,0 125 32 0,3 30 3,2 .«7,4 35 11 0,5 30 6-14 27 8 0,5 30 12-29 10 3 1,0 30 30-90 4 1,5 1,0 20 95 -300 Haarnadelform 50 mm lang, 12 mm breit, 1-mm-CuAg 148 den Meß werk angezeigt. Die Spulen für die einzelnen Frequenz¬ bereiche werden als Steckspulen (30 mm Durchmesser) ausgeführt. Die Skale am Drehkondensator wird mit den entsprechenden Spulen in Frequenzen geeicht. Für den Frequenzbereich 1,6 bis 300 MHz gibt Tabelle 1 die Spulenwerte an. Dipmeter/Quarzeichpunktgeber Die in Bild 2 gezeigte kombinierte Schaltung arbeitet in Schalter¬ stellung 1 als Dipmeter und in Schalterstellung 2 als Quarzeichpunkt¬ geber. Der Meß-Schwingkreis L2-G kann entsprechend den Erforder¬ nissen dimensioniert werden, oder man verwendet die Werte aus Bild 1. LI ist eine ZF-Schwingkreisspule (465 kHz). Als Quarzfrequenz für die Eichpunkte eignen sich die Frequenzen 100 kHz, 500 kHz oder 1 MHz. Bei Quarzfrequenzbetrieb arbeitet L2-C mit der Anzeige¬ schaltung als Absorptionsfrequenzmesser, ebenso aber auch in Schal¬ terstellung 1, wenn die Betriebsspannung abgeschaltet ist. Dadurch lassen sich auch Quarze in Schwingschaltung überprüfen. Bild 2 Schaltungskombination Dipmeter {Stellung 1) und Quarzeichpunktgeber {Stellung 2) [2] Bild 3 Dipmeter-Abgleich mit Signalgenerator [ 5 ] 149 Dipmeter-Abgleich Bild 3 zeigt, wie man mit einem Signalgenerator Dipmeter, Wellen¬ messer und Oszillatorschaltungen abgleichen kann. An den Ausgang des Signalgenerators schließt man eine Spule L und eine Anzeige¬ schaltung an. Ein stromempfindliches Meßwerk (<200 (i.A) kann nach der Gleichrichterschaltung direkt angeschlossen werden. Steht nur ein Meßwerk mit einer Stromempfindlichkeit von > 1 mA zur Verfügung, so muß der Gleichrichterschaltung die Transistor stufe folgen. Die Spule L , an die das abzugleichende Meßobjekt angeschlos¬ sen wird, hat für Frequenzen bis zu 10 MHz etwa 10 Wdg. Für Fre¬ quenzen darüber genügen 3 bis 5 Wdg. Der Spulendurchmesser ist etwa 25 mm, verwendet wird 1-mm-CuL-Draht. Signalgeber Als Signalgeber bezeichnet man einfache Impulsschaltungen, die ein breites Frequenzspektrum abgeben. Damit lassen sich Verstärker¬ schaltungen bis in den KW-Bereich leicht überprüfen. Bild 4 zeigt eine einfache Sperrschwingerschaltung, die mit einer Grundfrequenz von etwa 1 kHz arbeitet. Der Übertrager besteht aus einem Ferrit¬ stift, auf dem sich übereinander 2 Wicklungen aus dünnem CuL- Draht (<^0,1 mm) befinden (I ä 120 Wdg. und II ä; 150 Wdg). Mit einer Multivibratorschaltung arbeitet der Signalgeber nach Bild 5, der sich ebenfalls sehr vielseitig für Prüf zwecke einsetzen läßt. Meist werden Signalgeber in eine Metall- oder Kunststoffhülse eingebaut. An einer Seite befindet sich eine Spitze, an der das Aus¬ gangssignal anliegt. Damit lassen sich bequem Schaltungspunkte antippen. Die Masse Verbindung erfolgt meist über ein Stück Litzen¬ kabel mit angelöteter Krokodilklemme. Prüfgenerator Zum Abgleich von Empfängerschaltungen benötigt man einen Prüf¬ generator, der ein moduliertes HF-Signal abgibt. Bild 6 zeigt eine geeignete Schaltung. TI bildet die Oszillatorstufe, umschaltbar auf die Frequenzbereiche Bereich 1 — 100 bis 330 kHz, Bereich 2 - 0,32 bis 1,0 MHz, Bereich 3 - 1 bis 3,3 MHz, Bereich 4 - 3,2 bis 10 MHz, Bereich 5 - 10 bis 30 MHz. 150 2X6F105 Bild 4 Stromlauf plan für den Signalgeber FONO-TEST (VR Polen ) [2\ Bild 5 Multivibrator Schaltung als Signalgeber [3] Tabelle 2 Spulenwerte zu Bild 5 LI - 570 Wdg., 0,1-mm-CuL, Anzapfung 150 Wdg. 2/2- 390Wdg., 0,12-mm-CuL, Anzapfung 57 Wdg. £3 - 120 Wdg., 0,2-mm-CuL, Anzapfung 36 Wdg. L4 - 20 Wdg., 0,5-mm-CuL, Anzapfung 5 Wdg. Lb - 9 Wdg., 1,0-mm-CuL, Anzapfung 3 Wdg. Bild 6 Stromlauf plan für einen Prüfgenerator 0,1 bis 30 MHz [4] 151 Über den Kondensator 10 pF gelangt das HF-Signal an die Basis der Modulatorstufe T3. Mit T2 ist der Tongenerator auf gebaut, als Übertrager Tr wird der Treiberübertrager eines Transistor-Taschen¬ supers verwendet. Das modulierte HF-Signal gelangt vom Kollektor T3 über den Kondensator 15 pF an den Ausgangsregler 20 kQ. Nachgeschaltet ist eine Anzeigeschaltung und eine Spannungsunter¬ teilung. Die Werte für die Spule gibt Tabelle 2 wieder, verwendet werden HF-Spulenkörper mit einem Durchmesser von 7 bis 8 mm und einem HF-Abgleichkem. Rauschgenerator Zur Messung der Empfindlichkeit von KW- bzw. UKW-Empfängern benötigt man einen Rauschgenerator. Da für Experimente mit Empfänger-Eingangsstufen meist Vergleichsmessungen ausreichen, sollen zwei einfache Schaltungen für Rauschgeneratoren vorgestellt Bild 7 Rauschgenerator mit Siliziumdiode [i] 10... ZÖ Bild 8 Rauschgenerator mit Z-Diode [2] Tabelle 3 Spulenwerte zu Bild 8 LI - 540 Wdg., L2 - 260 Wdg., LS - 80 Wdg., Z4 - 30 Wdg., Lb - 10 Wdg., 0,10-mm-CuL 0,12-mm-CuL 0,20-mm-CuL 0,50-mm-CuL 0,50-mm-CuL 152 Bild, 9 Stromlauf plan für einen RC-Generator [3] werden. In der Schaltung nach Bild 7 wird eine Siliziumdiode als Rauschquelle verwendet. Mit dem Potentiometer kann die Rausch¬ leistung variiert werden. In der Originalschaltung wurde der Dioden¬ typ 1 N 21 verwendet. Man wird nicht umhinkönnen, verschiedene Siliziumdioden in dieser Schaltung auszuprobieren, um eine aus¬ reichende Rauschleistung zu erhalten. In der Schaltung nach Bild 8 wird eine Z-Diode (10-V-Typ) als Rauschquelle verwendet. Am Ausgang B wird das Rauschsignal noch von den einzelnen Schwingkreisen angehoben: Bereich 1-0,1 bis 0,3 MHz, Bereich 2 — 0,3 bis 1 MHz, Bereich 3 — 1 bis 3 MHz, Bereich 4 — 3 bis 9 MHz, Bereich 5 - 9 bis 27 MHz. Die Spulenwerte enthält Tabelle 3, verwendet wird ein HF-Spulen- körper 7 bis 8 mm Durchmesser mit einem entsprechenden HF- Abgleichkern. RC-Generator Eine Applikationsschaltung der Industrie (Ferranti) ist der in Bild 9 gezeigte transistorisierte RC-Generator. Das frequenzbestimmende Glied ist eine Wien- Brücke, die mit dem Tandempotentiometer 153 2 X 10 kQ abgestimmt wird. Für die einzelnen Frequenzbereiche werden die Kondensatoren umgeschaltet: Bereich 1 - 15 bis 200 Hz, Bereich 2 - 0,15 bis 2 kHz, Bereich 3 - 1,5 bis 20 kHz, Bereich 4 - 15 bis 200 kHz, Bereich 5-0,15 bis 2 MHz. Die beiden ersten Transistorstufen bilden eine Darlington -Schaltung mit sehr hoher Verstärkung. Wird der Widerstand 10 kQ (zwischen Emitter T2 und Kollektor T3) durch einen Thermistor ersetzt, so erhöht sich die Stabilität der Schaltung. Als Transistoren eignen sich SG 237 oder SF 123. 2-Ton-Generator Für den Abgleich von SSB-Sendern ist ein sogenannter 2-Ton-Gene- rator nützlich, der 2 NF.-Frequenzen abgibt. Bild 10 zeigt eine Schal¬ tung mit 2 Tongeneratoren (800 Hz und 1800 Hz). Der Frequenz- abgleich erfolgt bei den frequenzbestimmenden Doppel-T-Filtern mit den Einstellreglern 1 kO. Die NF-Frequenzen lassen sich einzeln ein¬ schalten und in der Ausgangsspannung regeln. Für den Nachbau eignet sich der Transistor GF 105. Auch Siliziumtransistoren sind ein- setzbar, allerdings muß dann die Betriebsspannung umgepolt werden. +dV 800Hz11800Hz Bild 10 Stromlauf plan für einen 2-Ton-Qeneraior [4] 154 MPF105 2N2325 IM FET-Voltmeter Mit Feldeffekttransistoren lassen sich hochohmige Eingänge bei Schaltungen realisieren. Da man Spannungen möglichst mit geringer Belastung des Meßobjekts messen will, ist der Einsatz von Feldeffekt¬ transistoren in Voltmeterschaltungen gegeben. Bild 11 zeigt eine einfache Schaltung mit 3 Meßbereichen für Gleichspannung. Der Skalenendwert wird mit dem Ein^tellregler i? a festgelegt, Während R b zur Einstellung des Nullpunktes dient. Eine erweiterte Schaltung, die auf ein Industriegerät zurückgeht, zeigt Bild 12. Der Eingangswiderstand für Gleichspannungen ist wie in der Schaltung nach Bild 11 etwa 10 MQ, für Wechselspannungen hat er etwa 2 MQ. Nullpunkt- und Skalenendwerteinstellung ent¬ sprechen ebenfalls Bild 11. Für die Halbleiterbestückung eignen sich sowjetische FET-Typen der KP -Serie und metallverkappte Silizium¬ transistoren, die man auf etwa gleiche Werte aussucht. 155 HDH Bild 13 Transistor prüf er für universelle Anwendung [1] Bild 14 Prüfschaltung zur Messung der Transistor-Schwingfrequenz [4] ICC85 ZxDOGßZ Bild 15 Schaltung zur Ver¬ gleichsmessung von Quarzen [4] Transistorprüfgerät Zur schnellen Überprüfung von Transistoren ist die Schaltung in Bild 13 geeignet. Bei offenem Schalter S1 wird der Kollektorreststrom gemessen. Zum Feststellen der Stromverstärkung wird S1 geschlos¬ sen. In der linken Schalterstellung von S2 (1 mA) beträgt der Basis¬ strom etwa 1mA, das Meßwerk ist mit R n auf etwa 200 mA geshuntet. In der rechten Schalterstellung weist der Basisstrom etwa 30 pA auf, das Meß werk hat den Endausschlag von 1 mA. Aus dem angezeigten Kollektorstrom kann man unter Berücksichtigung von Kollektor¬ reststrom und Basisstrom die Größe der Stromverstärkung über¬ schlagsmäßig berechnen: ß alle Werte in mA. Der Umschalter S3 dient zur Polaritätsumschaltung für npn- und pnp-Transistoren. Zur Messung der Schwingfrequenz von Transistoren eignet sich die Schaltung in Bild 14. Den zu prüfenden Transistor betreibt man in einer Schwingschaltung, die entstehende HF-Spannung wird gleich¬ gerichtet und angezeigt. Mit dem Potentiometer PI wird für den Transistor ein günstiger Arbeitspunkt eingestellt. P2 regelt die Emp¬ findlichkeit der Anzeigeschaltung. Die Spulen sind so zu dimensio¬ nieren, daß die Bereiche etwa Frequenzen von 3 bis 200 MHz er¬ fassen. Quarz-Vergleichsgerät Beim Eigenbau von Quarzfiltern muß man die erforderliche Frequenz¬ abweichung sehr genau bestimmen. Dafür geeignet ist die Schaltung in Bild 15. Jede Triode bildet einen Quarzoszillator, die entstehende 157 Bild 16 Künstliche Antenne für Sender - ausgangsleistungen bis 100 W [4] Schwebungsfrequenz führt man einer Kopfhörermuschel zu. An der anderen Kopfhörermuschel liegt das Ausgangssignal eines durch¬ stimmbaren Tongenerators. Gehörmäßig kann man beim Durch¬ stimmen des Tongenerators die Größe der Frequenzabweichung durch Feststellen von Schwebungsnull leicht feststellen. Sie liegt im Bereich von wenigen Kilohertz. Künstliche Antenne Zum Abgleich von Senderstufen verwendet man eine künstliche An¬ tenne, die möglichst keine HF-Energie abstrahlen soll. Die meisten Funkamateure benutzen dafür eine passende Glühlampe. Bild 16 zeigt eine Schaltung mit Belastungswiderständen für Leistungen bis 100 W. Die Widerstände müssen ungewendelte Schichtwiderstände sein und dem Abschlußwiderstand der PA-Stufe entsprechen. Draht¬ widerstände sind für HF nicht geeignet! Zum bequemeren Abgleich enthält die zweite abgeschirmte Kammer eine Anzeigeschaltung, die induktiv lose an den Ausgang angekoppelt ist. Literatur [1] Amateur Radio Handbook, Ausgabe 1972, ARRL-Verlag, USA [2] Autorenkollektiv: Kurzwellen-Informator, Ausgabe 1975, Verlag für Verkehr und Nachrichtentechnik, Warschau [3] Hawker, P.: Amateurradiotechnik, RSGB-Verlag, London 1974 [4] wie [2], Ausgabe 1973 158 Ing. Egon Klaffke - DM 2 BFA Übungsgerät für die AG «Junge Funker» In diesem Beitrag für die Arbeitsgemeinschaften Junge Funker sollen Bau und Einsatz eines Übungsgeräts beschrieben werden. Dabei steht die Tätigkeit der Arbeitsgemeinschaft Junge Funker im Mittelpunkt. Aber das, was wir besprechen, ist auch ebenso wertvoll und verwend¬ bar für die Teilnehmer der Arbeitsgemeinschaften Junge Fuchsjäger , Elektrotechnik und Elektronik , in deren Empfehlungen [1] der Bau ähnlicher Geräte angeregt wird. Auch den jungen Elektronikamateu¬ ren, die dieses Gerät zu Hause, im Ferienlager und bei Spiel und Sport verwenden können, ist der Nachbau zu empfehlen. In der Beschreibung der Funktionsweise, des praktischen Aufbaus und der Anwendung beschränken wir uns auf die unbedingt not¬ wendigen Hinweise. Dadurch wird dem eigenen Konstruieren, der eigenen schöpferischen Tätigkeit und der Gestaltung des Geräts nach eigenen Vorstellungen viel Platz eingeräumt. Es geht auch darum, bereits Vorhandenes zu nutzen und auszubauen. Wir wissen, daß sich viele Arbeitsgemeinschaften zum Erlernen des Sprechfunk Verkehrs Wechselsprechanlagen angeschafft haben. Die spätere Tätigkeit ver¬ langt aber auch den Telegrafiefunkverkehr. Es liegt der Gedanke nahe, aus einer Wechselsprechanlage ein Übungsgerät zu bauen, mit dem beides möglich ist. Anforderungen Dazu gehören: — Das Gerät muß vom Aufbau her einfach und übersichtlich sein. — Die durchzuführenden Veränderungen müssen den Fähigkeiten und Fertigkeiten der AG-Teilnehmer entsprechen und von ihnen selbst durchgeführt werden können. — Mit dem Übungsgerät muß es möglich sein, den Funkbetrieb in der Funkrichtung und im Funknetz in Telefonie sowie in Telegrafie zu simulieren. 159 Kernstück Als Kernstück des Übungsgeräts nehmen wir eine Wechselsprech¬ anlage. Diese Wechselsprechanlage sollte möglichst so auf gebaut sein, daß — der Lautsprecher beim Senden und Empfangen abwechselnd an den Ein- oder Ausgang des Verstärkers geschaltet wird, — eine zweiadrige Verbindungsleitung zu den einzelnen Sprechstellen führt, — die einzelnen Sprechstellen als Hauptstellen ausgelegt sind, — jede Sprechstelle eine eigene Spannungsquelle hat. Diese Anforderungen erfüllt die Wechselsprechanlage Swjas. Besitzt eine Arbeitsgemeinschaft solche oder ähnliche Wechselsprechanlagen nicht, so kann ein NF-Verstärker nach eigenen Vorstellungen und eigener Dimensionierung gebaut werden. Funktionsweise Die Funktionsweise gibt der Prinzipstromlauf plan (Bild 1) wieder. Durch den zweipoligen Umschalter S1 schalten wir die Anlage auf Senden bzwi auf Empfang. Die Belegung des zweiten Polpaares des Schalters S1 ist nicht eingezeichnet. Damit wird bei Senden die Spannungsquelle ein- und bei Empfang ausgeschaltet. S2 ist ebenfalls ein zweipoliger Umschalter. Mit ihm kann man die Betriebsart Telefonie oder Telegrafie wählen. Das Prinzip läßt sich leicht überschauen. Bild 1 zeigt den Zustand Senden in Telefonie. Durch S1 wird der Lautsprecher LS an den Verstärkereingang ge¬ legt. Damit arbeitet LS als Mikrofon. Mit S2 wird in der Stellung Telefonie der Verstärker in die Leitung eingeschaltet. Bei Empfang wird durch Umschalten von S1 der Lautsprecher an den Verstärker¬ ausgang der Gegenstation gelegt. Weitere Einzelheiten zeigt der Übersichtsstromlauf plan (Bild 2) im Zustand Senden in Telegrafie. Dabei ist durch S1 die Spannungsquelle 9 V an den Verstärker der Wechselsprechanlage (WA) und über Ta an den NF-Generator (AMV) angeschaltet. Durch S2 wird der Laut¬ sprecher vom Verstärker abgeschaltet und der NF-Generator ein¬ geschaltet. Der Signalweg läßt sich ebenfalls leicht verfolgen. Bei gedrückter Taste läuft das NF-Signal über den 1. Kontakt des ersten Polpaares von S2 über die Fernleitung zur Gegenstation. Beim Umschalten auf Telefonie wird der NF-Generator aus der Leitung ausgeschaltet und der NF-Verstärker eingeschaltet. Nun liegt der Lautsprecher über, den 1. Kontakt des ersten Polpaares von 160 Bild 2 Übersichtsschaltplan für das Übungsgerät mit einem astabilen Multivibrator ( AMV) als NF-Generator S1 am Verstärkereingang der eigenen Station, und das NF-Signal wird über den 4. Kontakt des zweiten Polpaares von S2 über die Fernleitung an die Gegenstation gegeben. Während sich der NF-Verstärker bereits in der Wechselsprech¬ anlage befindet, müssen wir uns den Telegrafiezusatz in Form eines NF-Generators selbst bauen. Telegrafiezusatz Im Prinzip eignet sich dazu jeder NF-Generator. In der vorliegenden Schaltung wurde als erste Variante ein astabiler Multivibrator (AMV) benutzt. Die Schaltung weist keine Besonderheiten auf. Die Schwing¬ frequenz wird bestimmt durch & 11 & to II & CO (1) und c = C\ = C2 (2) mit 1 1,38 -R-C' (3) 11 Schubert, Eljabu 78 161 Für eine annähernde Bestimmung reicht auch die Formel aus, die weit verbreitet ist [2], [3], [4]. Sollten andere Bauelemente verwendet werden, müssen wir für den dargestellten Fall folgende Bedingungen berücksichtigen: R B = R2 = RS, (5) Pc = P 1 = Pi, (6) r^E^L, inax (?) -ßg = B • Rq . (8) Der Faktor B stellt in diesem Fall den Stromverstärkungsfaktor des Transistor mit ß« 55 dar; 4,3 • = 1?b = B • Rq. (8) Bild 3 Übersichtsschaltplan für das Übungsgerät mit einem D 100 C als NF- Generator Bild 4 Stromlauf plan des AMV als NF-Gene¬ rator 162 Bild 5 Stromlauf plan für Morsesummer mit TTL-IS, IS = D 100 C oder IS 1 aus dem Halbleiter-Bastlerbeutel 8 Bild 6 Baustromlauf plan für den Morsesummer mit TTL-IS Die im Versuchsgerät verwendeten Transistoren sind SF 215, SF 216, SS 216, SS 218 oder ähnliche Typen. Im beschriebenen Übungsgerät wurden Transistoren aus dem Halbleiter-Bastlerbeutel 6 verwendet. Als zweite Variante wurde ein NF-Generator (Morsesummer) mit dem Schaltkreis D 100 G auf gebaut. Dieser TTL-IS-Morsesummer kann auch als kleines separates Gerät betrieben werden. Unsere AG- Teilnehmer sollen es ruhig einmal mit der modernen Technik ver¬ suchen. Auch hier machen Übung und Kenntniserwerb den Meister. Bild 5 zeigt den Stromlauf plan. Der Versuchsaufbau auf einer Brettschaltung hat ergeben, daß die nach Bild 5 vorgenommene 11 * 163 Dimensionierung auf Anhieb schwingt und einen klangreinen Ton ergibt. Wollen wir jedoch Bauelemente austauschen, so zeigten die Versuche, daß es bei i?l nicht geht. R2 wurde durch ein 2,5-k£L Potentiometer ersetzt. Dadurch ließ sich die Frequenz geringfügig ändern. CI ist weiter variier bar [5], Ferner wurden nacheinander die vier IS 1 des Halbleiter-Bastlerbeutels 8 in die Schaltung ein¬ gesetzt, die alle auf Anhieb funktionierten. Im Übungsgerät wurde die in Bild 5 vorgeschlagene Bestückung verwendet. Zur Erleichte¬ rung des Nachbaus stellen wir in Bild 6 den Baustromlauf plan des TTL-IS-Morsesummers dar. Der Übersichtsschaltplan mit dem TTL-IS-Morsesummer (Bild 3) zeigt gegenüber Bild 2, bei Verwendung des AMV, eine kleine Be¬ sonderheit, auf die wir bereits an dieser Stelle hinweisen möchten. In Bild 3 ist der Zustand Senden in Telegrafie eingezeichnet. Durch S2 wird der Lautsprecher wieder abgeschaltet. Das Telegrafiesignal wird über S2 an die Fernleitung abgegeben. Ebenfalls liegt die Span¬ nungsquelle von 9 V nicht am TTL-IS-Morsesummer, sondern die Spannungsbereitstellung von 4,5 V erfolgt separat. In der Stellung Empfang haben wir den gleichen Zustand wie bei der Schaltung nach Bild 2. Aufbau Wenden wir uns nun dem praktischen Aufbau zu. Dazu werden einige grundsätzliche Hinweise gegeben. Gestaltung und Ausführung sind dabei der Arbeitsgemeinschaft und dem jungen Funker selbst über¬ lassen. Den Sende-Empfangs-Schalter, einen zweipoligen Umschalter, bauen wir am besten direkt in das Gehäuse der Wechselsprechanlage Swjas ein [6]. Die Sprechtaste wird ausgebaut. Wer nun sehr, geschickt ist, sucht sich in der Wechselsprechanlage noch einen günstigen Platz, wo er den Telegrafiezusatz unterbringen will. In diesem Fall müssen wir aber daran denken, daß der Betriebs¬ artenschalter, ebenfalls ein zweipoliger Umschalter, auch noch im Gehäuse untergebracht werden muß. Bewährt hat sich aber, den Telegrafiezusatz und den Betriebsartenschalter in einem besonderen Gehäuse einzubauen. Das Ganze wird mit einer kleinen Zeibina- Messerleiste versehen. An einer Seite der Wechselsprechanlage bringen wir die dazu passende Zeiöina-Steckerleiste an. Dadurch erhalten wir eine sichere Steckverbindung. Außerdem können wir den Telegrafie¬ zusatz, in den sich ein abschaltbarer zweiter Lautsprecher oder ein Buchsenpaar für einen Kopfhörer einbauen läßt, als gesondertes Morseübungsgerät benutzen. Als Schalter lassen sich auch Druck¬ tastensätze mit voneinander unabhängigen Tasten verwenden. 164 -••*VsfV- -t -v». n c i : : ESC cTe ci Bl R3 . «4 C2 HF Q *$ V rannrninnrai p D100C/ ist] ' maaKiüGLn ' ~~ Kl j£_ _£L BiM 7 Streifenleiterplatte mit Bestückung für den AMV als NF-Generator Bild 8 Streifenleiterplatte mit Bestückung für den Morse¬ summer mit TTL-IS Bild 9 TTL-IS-Morsesummer auf einer Streifenleiterplatte aus dem System Ama¬ teurelektronik Weiter müssen wir beachten, daß die Eingangs- und Ausgangswerte der verwendeten Baugruppen aufeinander abgestimmt sind. Bei Ver¬ wendung unseres TTL-IS-Morsesummers spielt das eine besondere Rolle. Die Schaltung ist für einen Lautsprecher mit 8 Q ausgelegt. Ein solcher Lautsprecher befindet sich auch in der Wechselsprech¬ anlage Swjas. Dadurch ergeben sich für uns keine Schwierigkeiten beim Einsatz dieser Schaltkreis Variante. Unsere Betrachtungen müs¬ sen wir auch auf die Spannungsbereitstellung ausdehnen. Die Anlage Swjas benötigt eine Spannung von 9 V. Dafür ist auch der AMV aus¬ gelegt, es ergibt sich dann die Schaltungsvariante nach Bild 2. Außer¬ dem ist aber auf die richtige Polung beim Zusammenschalten der Baugruppen zu achten, da wir npn-Transistoren verwenden. Werden unterschiedliche Spannungen benötigt, so ist die einfachste und zweckmäßigste Lösung, für jede Baugruppe eine eigene Span- 165 nungsquelle zu nehmen. Das hat aber dann wieder Einfluß auf eine entsprechende Belegung der Schalterkontakte. Für den Aufbau der Summer empfehlen wir folgende Möglichkeiten. Wer noch unerfahren im Arbeiten mit Leiterplatten ist, fertigt sich in Ritztechnik eine Streifenleiterplatte nach Bild 7 an und wählt die Leiterzüge 4 mm und die Abstände 1 mm breit. Dadurch kommt ein Raster von 5 mm zustande. Auf dieser Leiterplatte kann der AMV auf gebaut werden. Für die TTL-IS-Variante ist diese Möglichkeit nur brauchbar, wenn die Stelle der Streifenleiterplatte, die den Schalt¬ kreis auf nehmen soll; im 2,5-mm-Raster angefertigt wird und die Leiterzüge anschließend verbreitert werden. Einfacher ist es jedoch, die Baugruppen auf einer Streifenleiter¬ platte aus dem System Amateurelektronik [7] aufzubauen, wie es Bild 7 bis Bild 9 zeigen. Bild 9 soll im wesentlichen einen Größen¬ vergleich liefern, wurde absichtlich weiträumig aufgebaut und läßt die Kleinheit des TTL-IS-Morsesummers erkennen. Wir würden mit einer halben Streifenleiterplatte auskommen. Diese Platten sind be¬ reits gebohrt und haben das 2,5-mm-Raster. Für den Schaltkreis müssen wir 6 Leiterzüge unterbrechen, und zwar die Verbindungen der Schaltkreisanschlüsse auf der Leiterplatte 1-14, 2-13, 3-12, 5-10, 6-9 und 7-8. Das ist in Bild 8 deutlich zu erkennen. Die Verbindung 4-11 wird nicht unterbrochen, da wir sie nach Bild 3 und Bild 6 benötigen. Einsatz Der Einsatz dieses Übungsgeräts ist vielseitig. In der Arbeitsgemein¬ schaft können wir damit in der Funkrichtung oder im Funknetz arbeiten. Beim Funknetz sind die einzelnen Stationen parallelzu¬ schalten. Wir können im Sprechfunk verkehr oder im Tastf unk verkehr arbeiten. Die Regeln des Funkbetriebsdienstes in der Gesellschaft für Sport und Technik lassen sich an wenden und üben. Das Übungsgerät leistet uns im Geländespiel, beim Manöver Freundschaft und im Ferienlager gute Dienste und ist für die indivi¬ duelle Freizeitgestaltung eine interessante Bereicherung. Literatur [1] Empfehlungen für Arbeitsgemeinschaften der Klassen 5 bis 8, Zentrales Methodisches Kabinett für außerunterrichtliche Tätigkeit beim Ministerium für Volksbildung, Volk und Wissen, Berlin 1975 Klaffke, E.lFreiberger, PJGersch, M.: Junge Funker; Freiberger, P.lKlaffke,E.I Dülge,H.: Junge Fuchsjäger; Scholtze, J./Zeumer, H.-DJ Fröhlich, G.: Elek¬ trotechnik; Buchwald, D.IFrölich, G.: Elektronik 166 [2] Reusch, K.IHoschke, G.lScholz, J.: Lehrbuch elektrischer Systeme, Band 3, VEB Verlag Technik, Berlin 1972 [3] Schröder, H.: Elektrische Nachrichtentechnik, Band 3, Verlag für Radio-Foto- Kinotechnik, Berlin-Borsigwalde [4] Frey, H.: Schwingungserzeugung in Theorie und Praxis, Reihe «electronica*, Band 144, Militärverlag der DDR, Berlin 1976 [5] Kühn/Schmied: Integrierte Schaltkreise, VEB Verlag Technik, Berlin 1974 [6] Klaffke, E.: «Swjas» - betriebssicherer ausgebaut,FUNKAMATEUR 24 (1975), Heft 11, Seite 558 [7] Schlenzig, R.: Amateurelektronik 75, Teil 1 und 2, Reihe «electronica», Band 137 und Band 138, Militärverlag der DDR, Berlin 1975 [8] Kühne, H.: Sinus- und Impulsgeneratoren, Reihe «electronica», Band 107, Militärvcrlag der DDR, Berlin 1972 [9] Schubert, K.-H.: Internationale Schaltungsrevue Amateurfunk, Elektronisches Jahrbuch 1977, Militärverlag der DDR, Berlin 1976 ELEKTRONIK-SPLITTER Außenhandelsbetrieb HEIM-ELECTRIC vor neuen Aufgaben Der Anteil des Außenhandelsbetriebes HEIM-ELECTRIC am gesamten Außen¬ handelsumsatz der Deutschen Demokratischen Republik wird 1977 bedeutend zunehmen. Mit der Übernahme des Geräteteils vom Außenhandelsbetrieb Kamera- Film und bedeutender Bereiche des Außenhandelsbetriebes Elektrotechnik be¬ gann eine neue Phase in der Tätigkeit des Außenhandelsbetriebes HEIM-ELEC¬ TRIC. Das Export- und Importprofil umfaßt jetzt die Sortimente der Industrie¬ zweige Rundfunk und Fernsehen, Elektrische Konsumgüter, Bauelemente und Vakuumtechnik und Automatisierungsgeräte. HEIM-ELECTRIC ist nunmehr in der Lage, seinen Exportpartnern sowohl alle Bauteile und Bauelemente als auch Finalprodukte an Geräten und Anlagen der RFT-Unterhaltungselektronik anzubieten. Weiterhin werden ex- und importiert: elektrische Haushaltgeräte, Leuchten, Installationsmaterial. Kameras, Objektive, Dia-Projektoren, Mikrofllmgeräte, Entwicklungsautomaten für Röntgen- und Reproplanfilm, Bürokopiergeräte, Lichtquellen, Geräte.der MSR-Technik, elektrische, elektronische und kern- physikalische Meß- und Prüfeinrichtungen, Niederspannungsschaltgeräte und Relais, Gefriertrocknungs- und Verdampfungsanlagen, Erzeugnisse und Aus¬ rüstungen der Vakuumtechnik für den Druckbereich unter 10 Torr, technologi¬ sche Spezialausrüstungen für'die elektronische und Elektroindustrie. Das bedeu¬ tet für den gewachsenen Kreis der Abnehmer eine wesentliche Erleichterung bei ihrer Einkaufsplanung und Produktionsvorbereitung. Neue Warengebiete bringen neue sAufgabenstellungen - neue Dimensionen. In 23 Ländern Europas, Asiens, Afrika und Übersee arbeiten Mitarbeiter des Außen¬ handelsbetriebes und der Exportbetriebe in engem Kontakt mit dem Markt. Der unmittelbare Kontakt mit dem Kunden ist eine der wichtigsten Aufgaben. In Verbindung mit Vertretern in Paris, Antwerpen, Amsterdam, Stockholm, Kopen¬ hagen hat HEIM-ELECTRIC ständige Musterzentren eingerichtet, die die Basis für eine kontinuierliche Marktarbeit sind. Sie gewährleisten, daß der jeweilige Kundenkreis umfassend über das neueste und marktbezogene Angebot informiert wird. Die Messe- und Ausstellungstätigkeit hat mit der Übernahme der neuen Waren¬ bereiche beträchtlich an Umfang gewonnen. So wird HEIM-ELECTRIC 1977 auf 40 internationalen Messen und Ausstellungen vertreten sein. 167 Dipl.-Ing. Michael Knietzsch - DM 2 GBO Transistor-PA-Stufen füP das 2-m-Band Der transistorisierte Sender mit Leistungen von 5 bis 10 W setzt sich in der UKW-Amateurfunktechnik immer stärker durch. Im folgenden werden einige Beispiele von Leistungsendstufen für 2-m- Sender mit Ausgangsleistungen zwischen 1 W und 150 W vorgestellt. Für Ausgangsleistungen größer als 50 W werden auch weiterhin über¬ wiegend röhrenbestückte Endstufen verwendet [11]. Die Entwicklung der HF-Leistungstransistoren auf der Grundlage des Overlay-Prinzips und dessen Weiterentwicklung erlaubt gegen¬ wärtig die Bereitstellung von 50 bis 100 W HF-Ausgangsleistung mit einem Endstufentransistor im Frequenzbereich um 150 MHz. Durch Zusammenschaltung mehrerer Verstärkereinheiten lassen sich höhere Ausgangsleistungen erzielen. Bei den Overlay-Transistoren und ihrer Nachfolgeentwicklung werden die guten HF-Eigenschaften durch eine wirkungsvolle Gestaltung der Emitterstruktur realisiert. Dazu schal¬ tet man bis zu einige hundert Emitter auf einem Transistorchip par¬ allel. Durch besondere technologische' Maßnahmen kann man be¬ stimmte Eigenschaften der Transistoren hervorheben. So gibt es im UKW-Bereich vor allem Transistoren für mobile FM-Sender, deren Vorteil in einer hohen Sättigungsausgangsleistung sowie großer Robustheit gegenüber Fehlanpassung und Überspannung bestehen. Forderungen an die Linearität der LeistungsVerstärkung dieser Tran¬ sistoren werden nicht gestellt. Das zweite größere Anwendungsgebiet bilden Transistoren für Fernsehsender und Umsetzer-An Wendungen, bei denen hohe Forderungen an die Linearität und Lebensdauer ge¬ stellt werden. Auch werden die Transistoren meist in Typenreihen angeboten, wobei die einzelnen Transistoren bezüglich ihres Ein¬ gangsleistungsbedarfs und der Ausgangsleistung aufeinander ab¬ gestimmt sind. Dem Amateur stehen gegenwärtig vorwiegend Transistoren aus dem Bereich für mobile FM-Sender zur Verfügung. Bekannte Tran¬ sistortypen sind 2 N 3866, 2 N 3653, 2 N 3375, 2 N 3632 sowie die sowjetischen Transistoren KT 606 , KT 904 und KT 907. Diese erste 168 Generation der moderneren UKW-Leistungstransistoren ist für Be¬ triebsspannung von 28 V ausgelegt und nicht fehlanpassungs¬ geschützt. Der 2 N 3375 enthält 182 Emitter, die über eine auf¬ gedampfte Leitbahn auf dem Transistorchip parallelgeschaltet wer¬ den. Der 2 N 3632 ist durch Parallelschaltung von zwei Chips des 2 N 3375 entstanden. Moderne HF-Leistungstransistoren sind unter bestimmten Bedingungen bis zu Stehwellenverhältnissen von s = 50 fehlanpassungsgeschützt. Diese Eigenschaft wird durch Verhindern einer Stromkonzentration auf einzelne Emitter oder Emittergruppen erzielt. Es werden zusätzliche Emittervorwiderstände für die ein¬ zelnen Emitter bzw. Gruppen eindiffundiert. Über den Spannungs¬ abfall an den jeweiligen internen Emitterwiderständen wirkt man einer Stromkonzentration entgegen. Tabelle 1 gibt einen kleinen Überblick über die erzielbaren Ausgangsleistungen für verschiedene Transistoren im B-Betrieb. Eine Übersicht über sowjetische UKW- Leistungstransistoren findet der Leser in [13]. Tabelle 1 Werte für UKW-Sendetranslstoren 2N 3553 2N 3375 2N 3632 KT 610 A KT 606 KT 904 KT 907 KT 909 A KT 909 B Pin in W 0,25 1 1 3,5 0,1 0,25 0,25 0,8 4 10 20 Pout in W 2.5 7.5 3 13,5 1.5 1.6 0,8 2,5 9 20 40 / in MHz 175 100 400 175 145 145 400 400 400 500 500 U B in V 28 28 28 28 12 28 23 28 28 28 28 Bei einer Reduzierung der Betriebsspannung der Transistoren ver¬ ringert sich ihre LeistungsVerstärkung und die verfügbare Ausgangs¬ leistung. Eine Verwendung der Transistoren, die für FM-Sender ent¬ wickelt wurden, im Linearverstärkerbetrieb (ABj-Einstellung) ist möglich, wenn der Transistor nur mit 60 bis 70% seiner maximalen Ausgangsleistung im B-Betrieb ausgesteuert wird. Die Leistungs¬ verstärkung der Transistoren liegt in diesem Ausgangsleistungsbereich um 2 bis 3 dB höher als im B-Betrieb bei maximaler Ausgangs¬ leistung. Im Vergleich zum röhrenbestückten Leistungsverstärker weist die transistorisierte Endstufe einige Besonderheiten auf. Für Röhren¬ endstufen waren Schwingkreissysteme auf der Grundlage von HF- Leitungen {Lecher- Systeme, Koaxialkreise) zum Erzielen eines hohen Resonanzwiderstands und damit eines guten Kreiswirkungsgrads 169 durchaus notwendig, sie führten zwangsläufig zu großen räumlichen Ausdehnungen. Auf Grund der niedrigen Betriebsspannung der Tran¬ sistoren und der damit zum Erzielen einer bestimmten Ausgangs¬ leistung hohen HF-Ströme werden wesentlich kleinere Arbeitswider¬ stände für die Transistoren notwendig. Somit gestaltet sich das Ver¬ hältnis von Leerlauf güte der Schwingkreise und deren Betriebsgüte günstiger, so daß bei Verwendung von üblichen Schwingkreisen mit konzentrierten Kapazitäten und Induktivitäten ausreichend kleine Schwingkreisverluste erzielt werden. Eine wesentliche Aufgabe bei der Berechnung einer transistorisierten Endstufe ist das Bestimmen geeigneter Transformationsnetzwerke, die den Transistor ein- und ausgangsseitig anpassen. Nähere Hinweise zu diesem Problemkreis findet der Leser in [1], [2], [3], [4]. Bild 1 zeigt die typische Schaltung eines B-Verstärkers. Diese An¬ ordnung geben einige Hersteller von Leistungstransistoren als Me߬ schaltung an. Obwohl für 175 MHz dimensioniert, eignet sich die Schaltung auf Grund des Variationsbereichs der Trimmer C 1 bis C4 auch für das 2-m-Band. Gleichzeitig läßt sich an dieser Schaltung die immer wiederkehrende Erläuterung der unterschiedlichen Trans- Bild 1 Grundschaltung einer transistorisierten Leistungsendstufe Tabelle 2 Spulenangaben und technische Daten zu Bild 1 T 2N 3553 CI 10 -40 pF C2, C3, C4 jeweils wie CI 2N 3375 (BLY 59) 2N 3632 (BLY 60) 3—30 pF 3 —30 pF LI 2 Wdg., 4,5 mm 0 3 Wdg., 8 mm 0 1 Wdg.. 10 mm 0 L2 15 Wdg., 4.5 mm 0 Drossel 15 Wdg., 4 mm 0 L3 4 Wdg., 4,5 mm 0 4 Wdg., 8 mm 0 3 Wdg., 12 mm 0 (LI - 1-mm-CuL-Draht; L2 - 0,7-mm-CuL-Draht; L3 - 1,5-mm-CuL-Draht) Dr Ferritkerndrossel mit 3 Wdg., 0,7-mm-CuL-Draht U B 28 V 28 V 28 V P iD =-- 250 mW 1 W 3,5 W Pout ^ 2,5 W (175 MHz) 7,5 W (100 MHz) 13,5 W (175 MHz) n ^ 50 % 65% 70% /c ^ 180 mA 410 mA 690 mA (Die Leistungsangaben beziehen sich auf den C-Betrieb des Verstärkers) 170 formationsschaltungen durchführen. Die Ansteuerstufe mit ihrem Ausgangswiderstand wird über O1, O2 und LI an den Eingangswider¬ stand des Transistors angepaßt. Der Eingangswiderstand liegt je nach Transistor zwischen 1 Q und 10 Q, mit einem zusätzlichen in¬ duktiven Anteil in der gleichen Größenordnung. Zur Funktion der Transformation nur so viel, daß der Eingangswiderstand mit L\ auf einen höheren Widerstand transformiert und mit O1, O 2 auf einen meist benötigten Eingangswiderstand der Endstufe von 50 bis 75 Q herabtransformiert wird. Durch die Resonanzwirkung des Trans¬ formationsnetzwerks für die Betriebsfrequenz wird ein reeller Ein¬ gangswiderstand der Verstärkerstufe realisiert. Die Betriebsgüte der Spulen liegt in der Größenordnung von 4 bis 10. Ausgangsseitig er¬ möglicht das Netzwerk O3, L3, C4 eine Transformation des Abschlu߬ widerstands des Verstärkers (Antenne, Abschlußwiderstand, weitere Leistungsstufen) auf den erforderlichen Arbeitswiderstand des Tran¬ sistors. Näherungsweise errechnet sich dieser Arbeitswiderstand zu _0_ 2 b_ .2 p out Als Basisdrossel sind 1-fiH-Ferritbreitbanddrosseln geeignet. Han¬ delsübliche 10-fi.H-UKW-Drosseln lassen sich nicht verwenden, da zu große Induktivitätswerte unerwünschte Selbsterregungen ermög¬ lichen. Die Betriebsspannung wird über L2 dem Kollektor zugeführt und mit 05, 06 hochfrequenzmäßig abgeblockt. Um Selbsterregungen über die Betriebsspannungsleitungen zu verhindern, ist ein mehr¬ faches Abblocken, z.B. 1 nF, 10 nF und 0,1 fj.F notwendig. Die grö¬ ßeren Kapazitätswerte berücksichtigen die Tatsache, daß die Lei¬ stungsverstärkung bei tieferen Frequenzen wesentlich höhere Werte annimmt und damit die Schwingneigung zu tiefen Frequenzen zu¬ nimmt. L2 kann als Drossel oder als kleine Induktivität zur Kompen¬ sation der Transistorausgangskapazität ausgeführt werden. Bei Ver¬ wendung einer Drossel ist mitunter ein zusätzlicher Bedämpfungs¬ widerstand erforderlich. In Tabelle 2 sind für einige Transistoren die Dimensionierungswerte der Bauelemente für die Schaltung nach Bild 1 sowie einige technische Parameter angegeben. In Bild 2 ist die 2-m-PA-Stufe AA10 der Firma Drake (USA) [6] dargestellt. Sie erlaubt bei. einer Betriebsspannung von 13,8V eine Ausgangsleistung von 10 bis 15 W (P ln =1,5 bis 1,8 W) und eignet sich für die Aussteuerung mit F3- und Al-Signalen. Das Interessante an dieser Endstufe ist die Antennenumschaltung, die es ermöglicht, die Endstufe einem FM-Sendeempfangsgerät direkt nachzuschalten. Zur Sende-Empfangs-Umschaltung werden die Dioden D2 bis D7 sowie der Serienkreis 09, L6 verwendet. Bei Empfang sind die 171 B565 SiJA Dioden hochohmig, und die Verbindung zwischen Transceiver und Antenne wird über den Serienkreis (145 MHz) hergestellt. Im Sende¬ betrieb steuert, die Ausgangsleistung des Transceivers die PA an, die Dioden D2 bis D7 werden leitend. Der Transistor wird aus¬ gesteuert, und über D4, D5 gelangt die Ausgangsleistung zur An¬ tenne. Der anliegende HF-Pegel schaltet die Dioden D6, D7 in Durch¬ laßrichtung, wodurch die Verbindung zwischen Ausgang und Ein¬ gang der Endstufe unterbrochen ist. Spule L5 und Kondensator C 8 bilden ein Tiefpaßfilter zur Oberwellenunterdrückung. Die Silizium- Diode Dl wirkt zusammen mit der Sicherung als Gleichspannungs¬ verpolungsschutz. Bild 3 zeigt eine Endstufe, die für den B- und AB 1 -Betrieb vor¬ gesehen ist [7], [8], [4]. In Tabelle 3 sind die Bauelementewerte und einige technische Daten auf geführt. Verwendet werden zwei Lei¬ stungstransistorfamilien, BLY 87/90 (13,8 V) und BLY 91/94 (28 V), die in ihren Ein- und Ausgangsleistungen aufeinander abgestimmt sind. Ähnliche Transistorfamilien (Tabelle 6) werden in der UdSSR [13] hergestellt. Die Kapazitäten C3, C4 bewirken das Wegstimmen des induktiven Anteils des Eingangswiderstands. Die Transistorreihe mit 28 V Betriebsspannung erzielt bessere Daten im Linearbetrieb. Beim Abgleich der Endstufe ist die Kontrolle des maximalen Kollek¬ torstroms wichtig. Mit CI, C2 erfolgt der Abgleich auf maximalen Kol¬ lektorstrom und mit C7, C8 auf maximale Ausgangsleistung. Für SSB-Betrieb wird eine ABj-Arbeitspunkteinstellung mit der Schal¬ tung T2, T3 verwirklicht. Der Ruhestrom ist mit R 2 auf 20 bis 50 mA eingestellt. Leiterplattenzeichnungen für die Verstärker sind in [8] 172 Tabelle 3 Spulenangaben und technische Daten zu Bild 3 TI BI/Y87 BLY88 BI/Y89 BLY91 BLY92 BLY93 b T ß 13,5 V 13,5 V 13,5 V 28 V 28 V 28 V Pin 1 W 2,6 W 6,2 W 0,5 W 1,5 W 3,1 W P out 8 W 15 W 25 W 8 W 15 W 25 W CS 47 pF 47 pF 47 pF 47 pF 47 pF 47 pF C 4 - - 47 pF - - 47 pF LI 0,5 Wdg., 1,5-mm-CuL, Innendurchmesser 6 mm, Zuleitungen 2x 10 mm 2/2, LS Ferritbreitbanddrossel 2/4 2,5 Wdg. 2,5 Wdg. 3,5 Wdg. 2,5 Wdg. 2,5 Wdg. 3,5 Wdg. 2/5 4,5 Wdg. 2,5 Wdg. 1 Wdg. 4,5 Wdg. 4,5 Wdg. 1,5 Wdg. (2/4, 2/5 1,5-mm-CuL, Innendurchmesser 6 mm, 2x 10 mm Zuleitung) Ic mal 1,25 A 2,5 A 5 A 0,75 A 1,5 A 3 A 2?3 1,5 kQ 1,5 kQ 1,5 kQ 2,7 kQ 2,7 kQ 2,7 kQ 224 (5,5 W) 47 Q 47 Ü 47 Q 100 Q 100 Q 100 Q und [4] angegeben. Die Hintereinanderschaltung mehrerer Stufen ist möglich. Zum Erzeugen größerer Ausgangsleistungen werden mehrere Tran¬ sistoren oder Verstärkereinheiten parallelgeschaltet. Die einfachste Form der Parallelschaltung zweier Transistoren ist in Bild 4 gezeigt. In diesem Fall erfolgt eine direkte ein- und ausgangsseitige Parallel¬ schaltung, wie sie auch innerhalb eines Transistors vorgenommen wird. Die Möglichkeit der Erzeugung von Ausgangsleistungen bis 150 W im B-Betrieb erlaubt die in Bild 5 gezeigte Endstufe von DC 9 XD [8]. Bei einer Betriebsspannung von 12 bis 15 V beträgt 173 2 * 2113553 rnHHz^ 3 . iWg.,*8mm — ® Jf « 3Wj.J8irm muHz © 50SI 2 Mg. 98 mm 30p «rf'*,SW +2W BiW 4 Parallelschaltung zweier Endstufentransistoren 2 N 3553 die Stromaufnahme der PA bei Vollaussteuerung 16 bis 18 A. Die Ansteuerleistung beläuft sich auf 10 bis 16 W HF. Die Kapazitäten C 3 bis C 6, (711 bis (714, C15 bis (718 unterstützen die Transformation und sind jeweils zu einem der beiden Emitteranschlüsse der in Strip- Line-Gehäuse gefertigten Transistoren geführt. Die Spulen L 3, LS , L9 (Bild 6) sind Leitungstransformatoren und transformieren im Verhältnis 1 zu 4. Über die Treiberstufe TI werden die Transistoren T2, T3 getrennt angesteuert. Im Ausgangskreis geschieht die Par¬ allelschaltung beider Transistoren über das Transformationsnetzwerk. Zur Oberwellenreduzierung schließt sich ein Tiefpaßfilter an. Aus¬ führliche Schaltungsunterlagen und Platinenzeichnungen sind in [8] angegeben. Zur Pegelanhebung von SSB-Signalen werden Linearverstärker benötigt. Im folgenden einige Beispiele für mehrstufige Anordnungen, die eine Verstärkung der SSB-Signale von einigen Milliwatt auf 2 bis 10 W erlauben. Tabelle 4 Spulenangaben zu Bild 5 LI L2, LQ, L7 LS, LS, L9 £4, £5 £ 10 , £11 Dr 1,5 Wdg., 1,5-mm-CuL-Draht, 6 mm Innendurchmesser 4 mm lang, Zuleitungen 2x 5 mm 7 Wdg., 0,5-mm-CuL-Draht, 3 mm Innendurchmesser, ohne Abstand gewickelt, Zuleitungen 2x 5 mm Bifilarwicklung nach Bild 6, 1-mm-CuL-Draht 0,5 Wdg., 1,5-mm-CuL-Draht, 10 mm Innendurchmesser, Zuleitungen 2x 5 mm Zuleitungsinduktivitäten von C23, C24 Ferritbrei tbanddrossel 174 175 Im zweistufigen Linearverstärker (Bild 7) ’nach DL 8 ZX [9] wer¬ den die Transistoren 2 N 3553 und 2 N 3632 verwendet. Für den SSB-Betrieb wird bei 26 V Betriebsspannung eine Ausgangsleistung von 8 W PEP mit einer Steuerleistung von 150 mW erreicht. Eine Steigerung der Steuerleistung auf 0,7 W ergibt eine Ausgangsleistung von 16 W in Al- und F3-Betrieb. Für den SSB-Betrieb ist diese höhere Steuerleistung infolge stark zunehmender Intermodulations¬ verzerrungen nicht zulässig. Die Ruheströme wurden für TI mit 35 mA und T2 mit 65 mA angegeben. Mit dem zweistufigen Linearverstärker [10] nach Bild 8 kann man Ausgangsleistungen um 2,5 W PEP erreichen. Die erste Stufe mit dem sowjetischen Transistor KT 610 A arbeitet im A-Betrieb. Der Kollektorstrom beträgt 120 mA. Die Leistungsverstärkung des Tran¬ sistors liegt bei 17 bis 20 dB (145 MHz) für eine Betriebsspannung von 12 V. Der Transistor hat ein Strip-Line-Gehäuse. An jeden Emit¬ teranschluß wird ein 22-G-Widerstand angeschlossen. Zur Vermei¬ dung einer HF-Gegenkopplung werden diese mehrfach abgeblockt. Die zweite Stufe ist mit dem KT 904 A bestückt, der. eine Leistungs¬ verstärkung von 10 bis 12 dB im Linear-Betrieb auf weist. Der Ruhe- Tabelle 7 Intermodulationsabstände zu Bild 8 Pout IMS 3,2 W PEP -21 dB 2,5 W PEP -28 dB 2 W PEP -32 dB 1,6 W PEP -40 dB 12 Schubert, Eljabu 78 177 Tabelle 8 Spulenangaben zu Bild 8 Spule WdR Innen¬ durchmesser in mm Spulenlänge in mm CuAg-Draht in mm LI 4,5 5,8 6,5 0,8 L2 9,6 5,8 13,5 0,8 LS 1,5 5,8 3,0 0,8 L4 3 5,8 6,5 0,8 L5 9 5,8 14,0 0,8 L6 4 5,8 6,5 0,8 Drl 1,75 Wdg., 0,2-mm-CuLS-Draht, Dcppellochkern Manifer 340 (klein) ström liegt bei 7 bis 10 mA. Die Stabilisierung des Arbeitspunkts von T2 erfolgt über den eingefügten 1-Q-Emitter widerstand. Für eine weitere thermische Stabilisierung des Arbeitspunktes wird die tem¬ peraturabhängige Durchlaßspannung einer Si-Diode ausgenutzt. Der Vorwiderstand der Diode zur Ruhestromeinstellung muß abgeglichen werden. Die thermische Gegenkopplung wird besonders wirksam durch Befestigen der Diode in unmittelbarer Nähe des Transistorgehäuses oder Kühlkörpers. Ausgangsseitig von T2 erfolgt eine mehrfache Transformation zur Realisierung des benötigten Arbeitswiderstands. Die Betriebsspannung ist mehrfach abgeblockt, um parasitäre Schwingneigungen zu unterbinden. Zur Beurteilung der Linearität des Verstärkers werden die Intermodulationsverzerrungen 3. Ord¬ nung herangezogen. Der Intermodulationsabstand ist wie folgt de¬ finiert : IMS = 20 log Uz “ ~ 12 = 20 log X ~- ~ 12 ; b' fl Ui‘2 IM3 in dB. Bei Aussteuerung des Verstärkers mit zwei Signalen Fl und F2 ergeben sich am Ausgang des Verstärkers neben den Signalen Fl und F2 auch Anteile 2 • F1-F2 und 2 • F2-F1. Diese zusätzlichen Frequenzen liegen in unmittelbarer Nachbarschaft des Übertragungs¬ kanals oder direkt innerhalb und äußern sich in einer verzerrten Aus¬ sendung des SSB-Signals. Die Intermodulationsprodukte höherer Ordnung verbreitern das Sendespektrum. Bezugspegel für die IMS- Angabe ist immer der Ausgangspegel eines Signals des Zweitonsignals. Bei Bezugnahme auf den Gesamt-PEP-Output erhöhen sich die Ab¬ stände um 6 dB. Mit dem Verstärker wurden die in Tabelle 7 auf- geführten Intermodulationsabstände erzielt. Der Oberwellenabstand bei 2-W-Eintonaussteuerung betrug für 288 MHz —38 dB und für 432 MHz — 52 dB. Die Leistungsverstärkung liegt in der Größen- 178 Ordnung von 25 bis 28 dB bei 2,5 W PEP-Ausgangsleistung. Bei Eintonaussteuerung von 2,5 W Ausgangsleistung nimmt T2 einen Strom von 190 mA (24 V) auf. Bei Zweitonaussteuerung 2,5 W PEP betrug die mittlere Stromaufnahme 140 mA. Für Al- und F3-An- steuerung sind bei entsprechender Übersteuerung des Verstärkers Ausgangsleistungen bis 5 W möglich. Der in Bild 9 gezeigte dreistufige Linear Verstärker stellt eine Wei- 3 kJ I fc ^ SS O Cv» : e s *5 05 5 12 * 179 Tabelle 9 Spulenangaben zu Bild 9 Spule Wdg. Innen¬ durchmesser Spulenlänge CuAg-Draht in mm in mm in mm LI 3 5,8 5,9 1,0 L2 8 5,8 11,2 1,0 LS 2 5,8 3,5 1,0 LA 4 5,8 5,2 1,0 £5 2 5,8 4,0 1,0 L6 5 5,8 8,8 1,0 L7 7 5,8 14,0 1,0 L8 4 5,8 11,0 1,0 LQ 4 5,8 11,0 1,0 Drl, Dr2 2,75 Wdg., 0,2-mm-CuLS-Draht, Doppellochkern Manifer 340 (klein) terentwicklung des Verstärkers nach Bild 8 dar. Bei einer Betriebs¬ spannung von 28 V für T2 und T3 sind Spitzenausgangsleistungen von 10 W PEP im Linearbetrieb möglich. Der Intermodulations¬ abstand IM3 beträgt —26 dB. Die erreichte Leistungsverstärkung im Linearbetrieb liegt bei 35 dB, woraus eine Ansteuerleistung von etwa 3 mW PEP resultiert. Eine Reduzierung der Betriebsspannung auf 24 V erlaubt eine Ausgangsleistung von 7 bis 8 W PEP. Die Kopp¬ lung der einzelnen Stufen erfolgt über die schon beschriebenen selek¬ tiven Transformationsglieder. TI (KT 610 A) arbeitet im A-Betrieb mit einem Kollektorstrom von 100 bis 130 mA. Die Ruheströme der Transistoren T2 und T3 betragen 7 bis 10 mA (T2) und 15 bis 20 mA (T3) bei einer Betriebsspannung von 24 V. Die praktische Erprobung des Verstärkers zeigte die Notwendigkeit der Verdopplung der Ruhe¬ ströme, wodurch die Intermodulationsprodukte IM 5, IM1 , IM9, IM 11 und damit die belegte Bandbreite durch das SSB-Signal redu¬ ziert wurde. Es zeigte sich nämlich, daß bei sehr starken Belegungen des Bandes und gleichzeitiger räumlicher Konzentration von einer Vielzahl UKW-Stationen (z. B. Berlin) auch diese sehr weit abliegen¬ den Intermodulationsprodukte (A/ ^ 15 kHz) andere Stationen bei der Abwicklung von DX-QSO’s behindern können. Allgemein läßt sich als Richtschnur für die Ruheströme ein Wert von 3 bis 10% des maximalen Gleichstroms angeben. Bei Ansteuerung des Ver¬ stärkers mit Al- und F3-Signalen kann bei gleichzeitiger Erhöhung des Steuerpegels um 3 bis 6 dB eine Ausgangsleistung von 15 bis 16 W erreicht werden. Beim Einsatz des KT 907 A für T3 sind die abweichenden Parameter und Einbaubedingungen gegenüber dem 2 N 3632 zu beachten. Hierbei ist vor allem zu berücksichtigen, daß der Emitteranschluß des KT 907 auf Gehäusepotential liegt. Die Stromaufnahme für T2, T3 beträgt bei Eintonaussteuerung 180 0 ) 602 c ) Bild, 10 Oberwellenfilter für 2-m-Leistungsverstärker Tabelle 10 Spulenangaben zu Bild 10 a) für Z in LI = Z out = 60 ß 4 Wdg., 1,0-mm-CuAg-Draht, 6 mm Innendurchmesser, 7 mm lang b) für Zin LI, L2 CI bis C4 für Z in LI, L2 CI, C4 = Z out = 50 fi (DM 2 GBO) 4 Wdg., 1-mm-CuAg-Draht, 5,8 mm Innendurchmesser, 11 mm lang, L = 69 nH = 18 pF = Z out = 60 Q (DC 6 HL) 4 Wdg., 1-mm-CuAg-Draht, 7 mm Innendurchmesser Windungsabstand 1,5 mm = 20 pF, C2 = 39 pF, C3 entfällt c) für Z in LI, LI L2, L3 = Z out = 50 ü (DM 2 GBO) . 4 Wdg., 1-mm-CuAg-Draht, 5,8 mm Innendurchmesser, 12 mm lang, Zuleitung 2x 10 mm, L = 69 nH wie LI, L4, jedoch nur 7 mm lang, L = 80 nH 900 mA (24 V) bzw. 1 A (28 V). Dem Verstärker ist zur Reduzierung des OberweÜenabstands ein zweistufiges Tiefpaßfilter nachgeschaltet (Oberwellenabstand >60 dB). Zur Einhaltung der postalischen Bestimmungen bezüglich der Oberwellenabstrahlung ist es unbedingt erforderlich, den Transistor- leistungsverstärkem mehrstufige Tiefpaßfilter nachzuschalten. Das Ausgangsnetzwerk der Endstufen bewirkt eine bestimmte Reduzie¬ rung der Leistung der ersten Oberwelle in der Größenordnung von 20 dB. Berücksichtigt man noch, daß für einen B-Verstärker der An- 181 teil der ersten Oberwelle am Gesamtkollektorstrom um 7 dB nied¬ riger als der Grundwellenanteil ist, so kann man mit einem Ober¬ wellenabstand am Ausgang der Verstärkerstufe von rund 30 dB rechnen. Dieser Wert ist nicht ausreichend, um zum einen die postalischen Bestimmungen einzuhalten und zum anderen einer direkten Störung von Fernsehkanälen im Band IV und V vorzubeu¬ gen. Des weiteren dürfte es in UKW-Ballungsgebieten auch für die 70-cm-Aktiven nicht gerade unerfreulich sein, wenn sie nicht zu oft 70-cm-Signale als die Oberwellen von benachbarten 2-m-Stationen identifizieren müssen. Empfehlenswert ist eine mindestens zwei¬ stufige Tiefpaßkette. Bild 10 zeigt eine Auswahl von Oberwellen- filtern. Das in Bild 10c gezeigte Tiefpaßfilter erreicht bei einer Durchlaßdämpfung von 0,5 dB eine Sperrdämpfung der ersten Ober¬ welle (288 MHz) von 80 dB. Wichtig für den Aufbau des Filters ist der Einbau in ein abgeschlossenes Metallkästchen mit entsprechen¬ den Kammern. Bei Abgleich der Filter ist die Lage der Grenzfrequenz zu kontrollieren und die Durchlaßdämpfung im 2-m-Band zu über¬ prüfen. Die Durchlaß dämpf ung liegt im Mittel bei 0,1 bis 0,5 dB. Aufbauhinweise Für die Gestaltung der Leiterplatten empfiehlt sich die Verwendung von zweiseitig kaschiertem Halbzeug Cevausit 07 oder Cevausit 09. Es sind möglichst große Flächen zur Masseführung zu verwenden. Bewährt hat sich die Verwendung einer Seite als durchgehende Massefläche und die Benutzung der zweiten Seite als Leitungs- und Bestückungsseite. Beispiele dafür geben die Literaturstellen [ 4], [ 5], [8] an. Notwendige Masseverbindungen zwischen Ober- und Unterseite ergeben sich durch Durchkontaktierungen mit Hohlnieten und ihre zusätzliche Verlötung auf beiden Seiten. Wichtig ist es auch, daß die Emitteranschlüsse der Transistoren über möglichst kurze Ver¬ bindungen oder gute Abblockungen mit Masse verbunden werden. Jedes Stück Leitungsinduktivität wirkt als HF-Gegenkopplung und reduziert die mögliche Leistungsverstärkung des Transistors. Ein sehr wichtiges und kritisches Problem ist eine ausreichende Wärmeabführung der Verlustleistung der Transistoren durch ent¬ sprechende Kühlkörper. Dazu sei auf Gestaltungsformen der Kühl¬ körper und deren Berechnung, wie sie in [12] angegeben wird, ver¬ wiesen. Bei der Einfügung von Emittervorwiderständen ist zu über¬ prüfen, ob der Emitteranschluß und der Gehäuseanschluß vonein¬ anderisoliert sind. Diese Bedingung erfüllt im Gegensatz zum KT 904 der KT 907 nicht. In diesem Fall ist eine geeignete Glimmerscheibe zur isolierten Montage des Transistors auf dem Kühlkörper vorzu- 182 sehen. Des weiteren achte man auf einen geringen Wärmeübergangs¬ widerstand zwischen Kühlkörper und Transistorgehäuseboden (glatte Oberfläche bzw. mit Wärmeleitpaste, z. B. Silikonfett, bestreichen). Die einzelnen Spulen sind versetzt anzuordnen, um Verkopplungen entgegenzuwirken, notfalls muß man Schirmbleche verwenden. Zum Abgleich der einzelnen Schaltungen nur so viel, daß mit einer kleinen Steuerleistung begonnen wird und, von der letzten Stufe beginnend, ein Abgleich auf maximale Ausgangsleistung erfolgt. Der Abgleich ist bei steigender Eingangsleistung mehrmals zu wieder¬ holen. Dabei sind die maximalen Gleichströme der Transistoren zu beachten, strombegrenzende Netzteile haben sich hierbei bewährt. Sehr wichtig ist der richtige Abschluß des HF-Verstärkers, um Fehl¬ anpassung zu vermeiden, die bei nicht fehlanpassungsgeschützten Transistoren zur Zerstörung führen können. Literatur [1] Hübers, A. H. On the Input and Load Impedance and Gain of R. F. Power Transistors, Electronic Applications 27 (1966/1967), Heft 2, Seite 53 bis 60 |2] Mulder, J.: On the Design of Transistor R. F. Power Ampliflers, Electronic Applications 27 (1966/1967), Heft 4, Seite 166 bis 171 [3] Euler, G Hochfrequenz-Leistungstransistoren, Valvo-Firmenschrift 1975 [4] Valvo-Datenbuch: Halbleiterbauelemente für die professionelle HF-Technik [5] Grukle, F.: Bauanleitung für einen 2-m-Fuchsjagdsender, FUNKAMATEUR (1976). Heft 2, Seite 85 bis 88, III. Umschlagseite 16] Kühne, F.: UKW-Endstufe AA-10, FUNKSCHAU (1974), Heft 22, Seite 848 [7] Hoeck, J.: Transistoreindtrap voor 2 meter, Electron 30 (1975), Heft 8, Seite 409 bis 412, siehe auch in Radioamatörsky zpravodaj (1975), Heft 11/12, Seite 17 bis 18 [8] Stolzenberg, P.: UKW- und UHF-Endstufen für Amateursender, FUNK¬ SCHAU 48 (1976), Heft 15, Seite 637 bis 640, Heft 16, Seite 681 bis 683, Heft 17, Seite 723 bis 724 |9 ] Berber ich, E.: Transistor-Linearverstärker für Funksprechgeräte UKW- Berichte (1971), Heft 3, Seite 156 bis 164 [10] Knietzsch, M.: Linearverstärker für 144 MHz (in Russisch), Radio (1976), Heft 10, Seite 26 bis 27, Moskau [ 11J Damm, G.: Röhrenendstufen für 2-m-Sender, Elektronisches Jahrbuch 1975$, Seite 169 bis 184, Militärverlag der DDR, Berlin 1971 [12] Zimmermann, R.: Kühlvorrichtung für Transistoren, radio fernsehen elek- tronik 25 (1976), Heft 22, Seite 717 bis 721 [13] Katalogheft: Sowjetische Halbleiterbauelemente, radio lernsehen olektronik 25 (1976), Heft 19/20 183 Ing. Hans-Uwe Fortier - DM 2 COO Doppel-MOSFET-Konverter mit dem KP 350 A Bei vielen Funkamateuren besteht der Wunsch, einen leistungsfähigen Konverter für das 2-m-Band zu besitzen. Hauptkriterium ist dabei das Großsignalverhalten des Konverters, das günstig durch die ge¬ eignete Auswahl der aktiven Bauelemente beeinflußt werden kann. Bipolare Transistoren in der Vor- und Mischstufe sind daher nicht geeignet. Gute Ergebnisse in der Mischstufe bringen Schottky- Dioden, die als Ringmischer eingesetzt werden. Der beschriebene 2-m-Kon- verter wurde mit dem Doppel-Gate-MOSFET KP 350 A aus der Sowjetunion bestückt. Zur Diskussion für die Vorstufe stand u.a. auch der Sperrschicht-FET KP 303 E. Nach einigen Versuchen fiel aber auch für die Vorstufe des Konverters die Entscheidung auf den KP 350 A. Beim Doppel-Gate-MOSFET KP 350 A handelt es sich um einen Si-Planar-n-Kanal-HF-Feldeffekttransistor mit zwei isolierten Gates. Dieser Transistor ist u. a. für den Einsatz in Konsumgüterelektronik¬ geräten bis zu einer Arbeitsf requenz von 500 MHz geeignet. Seine sehr geringe Rückwirkungskapazität C12 von etwa 0,035 pF läßt ihn für den Einsatz als HF-Verstärker und als Mischstufe besonders geeignet erscheinen. Der KP 350 A ist in seinen wichtigsten Daten den Typen 3 N 140 und 3 N 141 von ECA ähnlich. Er hat aber keine Gate-Schutzdioden. Man muß daher die Vorschriften über den Ein¬ bau von MOS-Bauelementen ohne Schutzdioden besonders sorgfältig beachten. Die wichtigsten Grenzwerte des KP 350 A lauten: Gate/Source-Spannung Um ^GIS — ^G2S — 15 V Drain/Gate-Spannung Uod U Q1D = 21 V U Q2D = Drain/Source - Spannung Udb 15 V Drainstrom 4 30 mA Verlustleistung P DS bei $amb 25 °C 200 mW Rauscht aktor F <: ti dB bei 400 MHz 184 Vorstufe Bei der Dimensionierung des HF-Teils ist sehr gründlich vorzugehen, da besonders im 2-m-Band die Verhältnisse schwierig sind, weil die Pegelunterschiede zwischen einem schwachen DX-Signal und einer benachbarten Ortsstation manchmal Werte um 100 dB erreichen. Unter Berücksichtigung der ZF-Bandbreite und aller Verluste, ein¬ schließlich des Vorstufenrauschfaktors, muß für die Vorstufen Ver¬ stärkung etwa 23 dB angesetzt werden. Diese Verstärkung hat der Vorstufentransistor KP 350 A aufzubringen. Diese Forderung läßt sich durchaus mit dem KP 350 A realisieren, da er auf Grund seines 'Aufbaus wie eine Kaskodeschaltung, analog der aus der Röhren¬ technik bekannten, arbeitet und auf diese Weise hohe Verstärkung mit geringem Rauschen verbindet. Da bei dem beschriebenen Muster des Konverters auf eine Regelung der Verstärkung verzichtet wurde, muß der Arbeitspunkt des Vorstu¬ fentransistors möglichst ip der Mitte des quadratischen Teils der Kenn¬ linie liegen. Das gilt auch für den Fall, daß der KP 350 A große Ein¬ gangssignale verarbeiten muß. Bei der Festlegung des Arbeitspunkts stoßen wir auf eine Besonderheit des sowjetischen Doppel-MOS-Feld- effekttransistors. Wie aus Kennlinienfeld (Bild 1) zu ersehen ist, be¬ nötigt er an beiden Gates eine positive Spannung, um in den leitenden Zustand zu gelangen. Diesem Umstand wurde bei der Festlegung des Arbeitspunkts Rechnung getragen. Grundlage für die richtige Wahl des Arbeitspunkts bildeten die Veröffentlichungen in [1] und Bild 1 Typische Ausgangskennlinie 7b = Hü db) /wr den Anreicherungs¬ bereich des KP 350 A Bild 2 Vorspannungserzeugung für die Oate-Elektroden des KP 350 A [2]. Aus Bild 2 sind die ermittelten Spannungswerte des KP 350 A für den Einsatz als Vorstufe zu ersehen. Weiter ist zu erkennen, daß die Arbeitspunkteinstellung durch zwei getrennte Spannungsteiler vorgenommen wird. In diesem Fall läßt sich durchaus noch eine Möglichkeit für die Verstärkungsreglung des Vorstufentransistors vor¬ sehen. In Bild 3 ist ein Beispiel für eine geregelte Vorstufe wieder¬ gegeben. Ein weiterer Punkt, der bei der Dimensionierung der Vorstufe nicht außer acht gelassen werden darf, ist die Wahl der richtigen Ankopp¬ lung des Vorstufentransistors an die Antenne. Im Amateurfunk hat sich für Empfänger-Eingangsschaltungen die Rauschanpassung des Vorstufentransistors an die Antenne durchgesetzt. Für den Tran¬ sistor bedeutet das, daß er mit seinem optimalen Generatorwiderstand abgeschlossen sein muß. Dazu muß ein Transformationsglied zwischen Antenne und Transistoreingang geschaltet werden, mit dem man den Antennen widerstand auf den Generatorwiderstand transformiert und den Blindanteil C e des Eingangstransistors wegstimmt. In dem vor¬ gestellten Konverter wurde zur Transformation ein üblicher Parallel¬ schwingkreis mit Transformationswirkung durch Spulenanzapfung eingesetzt, obwohl man hierdurch keine optimalen Ergebnisse er¬ reichen kann, weil ja angezapfte Spulen bei diesen hohen Frequenzen große Streuinduktivitäten zwischen den Teilwicklungen aufweisen. Soll der Eingangstransistor aber in Leistungsanpassung betrieben werden, dann muß man nicht den optimalen Generatorwiderstand als Kriterium heranziehen, sondern den tatsächlichen Eingangswider¬ stand R e des Vorstuf entransistors. Daraus folgt, daß das Transforma¬ tionsglied eine andere Anzapfung erhalten muß. Leistungsanpassung sollte immer dort zur Anwendung kommen, wo mit sehr langen An¬ tennonableitungen gearbeitet werden muß. Das durch die Vorstufe verstärkte Signal wird von einem induktiv gekoppelten zweikreisigen Bandfilter zur Mischstufe übertragen. Die 18ö Durchlaßkurve des Bandfilters läßt sich leicht reproduzieren, wenn die Spulendaten und vor allen Dingen der Abstand der beiden Spulen voneinander genau eingehalten werden. Mischstufe Bei der Mischstufe ist es besonders wichtig, daß der Gleichstrom¬ arbeitspunkt in der Mitte des quadratischen Teils der Kennlinie des eingesetzten Transistors liegt. Dadurch wird das Kreuzmodulations¬ verhalten des Mischtransistors bestimmt. Nach [1] erhält man für den Kreuzmodulationsabstand eines Mischers mit K= 3<5/a* U r * = 1/2 SJS, - U'* . Daraus läßt sich ersehen, daß der Kreuzmodulationsabstand im wesentlichen von der Art der Kennlinie des Transistors abhängt, da die Amplitude des Störträgers quadratisch auf tritt und nicht zu be¬ einflussen ist. Daher bestimmt das Verhältnis der Anteile dritter Ordnung der Kennlinie zur Steilheit im Arbeitspunkt den Kreuz¬ modulationsabstand. Das bedingt, weil die Vorstufe nicht geregelt wird, einen großen dynamischen Bereich der Mischstufe, und es be¬ stimmt hauptsächlich das Großsignalverhalten des Konverters. Aus der Literatur sind leider nur wenig Hinweise zur Dimensio¬ nierung einer Mischstufe mit Doppel-Gate-MOSFET zu entnehmen. Das trifft besonders auf die Festlegung des Arbeitspunkts zu. Die Schaltungen sind so ausgelegt, daß sich die Spannungen an Gate 1 und Gate 2 nur wenig unterscheiden und daß der Drainstrom etwa zwischen 2 mA und 4 mA liegt. Auf diese Weise wurde auch die Mischstufe des vorgestellten Konverters ausgelegt. Es ist aber emp¬ fehlenswert, den Arbeitspunkt von Fall zu Fall beim Nachbau selbst einzustellen, weil die Toleranz für die Steilheit des KP 350 A zwischen 6 mA/V und 10,5 mA/V liegt. Es sollten auch nach Möglichkeit als Spannungsteilerwiderstände solche der E-48-Reihe eingesetzt werden, da ihre Toleranz 5% beträgt und die Normwerte dichter zusammen¬ liegen. Eine Oszillatoramplitude von U ett = 800 mV an Gate 2 stellt einen günstigen Kompromiß zwischen Misch Verstärkung und Intermodu- lationsabstand dar. Hierbei liegt die Misch Verstärkung über 50 % der maximal möglichen. Wird die Amplitude wesentlich vergrößert, so sind in zunehmendem Maße Nichtlinearitäten der Mischkennlinie zu bemerken. Es entstehen Nebenempfangsstellen, und das Misch¬ rauschen hat entgegen der Theorie unzulässig hohe Werte-angenom¬ men. Als Ergebnis der Versuche zur Ermittlung der günstigsten Oszil¬ latoramplitude kann man als Richtwert annehmen, daß mehr als 50 % der maximal möglichen Mischverstärkung erreicht werden, wenn 187 sich beim Anlegen der Oszillatorspannung der Drainstrom J D wenig¬ stens etwas erhöht. Als Maß für die Aussteuerung kann der Drain¬ strom oder noch besser der Spannungsabfall am Sourcewiderstand dienen. Zwar ändert sich dieser gering, nämlich von 0 V bis zur optimalen Oszillatorspannung nur um etwa 10%. Im Drainkreis des Mischtransistors liegt ein ZF-Kreis, der wahl¬ weise je nach der gewünschten ZF ausgelegt werden muß. Die ZF im Musterkonverter beträgt 28- -30 MHz. Oszillator Es wurde ein zweistufiger Oszillator aufgebaut, der die erforderliche Oszillatoramplitude für den Mischer liefern kann. Ausgang der Fre¬ quenzerzeugung ist ein Quarz mit einer Frequenz von 38,667 MHz. Als Oszillatortransistor sollte nach Möglichkeit, wie in [3] hingewiesen, ein metallverkappter Typ eingesetzt werden, da er gegenüber plast¬ verkappten Transistoren weitaus weniger Oszillatorrauschen erzeugt. Es wurde im Musterkonverter ein 2 N 708 eingesetzt, der einen Ruhe¬ strom von 3,2 mA zieht. Beim Einsetzen des Quarzes steigt der Strom auf etwa 5 mA an. Der Kreis im Kollektor ist auf die Quarzfrequenz abgestimmt. Da die Steuerung eines MOSFET, abgesehen von den Kreisver¬ lusten, fast leistungslos geschieht, braucht die Verdreifacherstufe nur eine geringe Leistung auf zubringen. Es genügt daher ein Transistor mit kleiner Kollektorverlustleistung. Der SF 245 hat sich in diesem Fall ausgezeichnet bewährt. Im Kollektorkreis der Verdreifacherstufe wird die Harmonische von 116 MHz ausgesiebt. Das Bandfilter unter¬ drückt die Grundwelle und unerwünschte Harmonische der Quarz¬ frequenz. Die Verdreifacherstufe zieht einen Strom bei Ansteuerung von 4,6 mA. ZF-Stufe Wenn hinter der Mischstufe ein älterer Nachsetzer mit geringer Emp¬ findlichkeit eingesetzt wird, genügt die Durchgangsverstärkung des Konverters nicht. Um über das Nachsetzerrauschen zu kommen, müßte die HF-Verstärkung etwa 30 *35 dB betragen. Dieser Weg läßt sich aus Gründen eines weitaus schlechteren Dynamikverhaltens des Konverters nicht beschreiten. Als Ausweg bietet sich an, die fehlende Verstärkung zwischen dem Mischer und dem Nachsetzer vorzunehmen. Da diese Stufe aber ein ausgezeichnetes Großsignal¬ verhalten aufweisen muß, sind besondere Anforderungen an das 188 Bild 5 Leitungslührung der Leiterplatte für den Konverter nach Bild 4 aktive Bauelement gestellt. Der Transistor muß fast 10- -30 mW ver¬ zerrungsfrei abgeben. Aus diesem Grund wurde für den ZF-Transistor ein KP 303 2£ eingesetzt. Es muß auch starke Signale verzerrungsfrei verstärken. Mit dem Widerstand i?ll wird ein Drainstrom von etwa 10 mA eingestellt. Die erforderliche ZF-Bandbreite kann gegebenen¬ falls durch Bedampfen der Kreise L5 und L6 eingestellt werden. Aufbau Der Konverter wurde auf einer Leiterplatte aus Cevausit mit den Abmessungen 80 mm x 65 mm aufgebaut. Es wurde einseitig kupfer¬ kaschiertes Material verwendet. Beim Aufbau des Konverters traten keine besonderen Schwierigkeiten auf. Bild 4 zeigt den Gesamtstrom¬ laufplan. Zweckmäßigerweise baut man die Stufen in der Reihenfolge Oszillator, Mischstufe, ZF-Stufe und Vorverstärker auf und nimmt sie nach dem Aufbau jeweils gleich in Betrieb. Dadurch besteht eine laufende Kontrolle über die Funktion der Stufen und über ihre Stromaufnahme. Die Abschirmwand zwischen Oszillator und den restlichen Stufen besteht aus Weißblech und ist 20 mm hoch. Das 190 Bild, 6 Bestückung svlan für die Platine nach Bild 5 Bild 7 Ansicht des fertigen 2-m-Konverters. Aus item Foto sind Details der Bestückung zu ersehen 191 gleiche trifft für die Abschirmwand zwischen den ZF-Kreisen zu. Details des Aufbaus können aus Bild 7 ersehen werden. Es ist rat¬ sam, den Konverter in ein geschlossenes Gehäuse einzubauen und die Spannungszuführungen über Durchführungskondensatoren vor¬ zunehmen. Die HF und ZF sollten über HF-Buchsen, z.B. BNC- Buchsen, zu- bzw. abgeführt werden. Das gilt besonders dann, wenn eine niedrige ZF verwendet wird und dadurch die Möglichkeit des ZF-Durchschlags steigt. Abgleich und Inbetriebnahme Nach dem Aufbau des Oszillators wird die Betriebsspannung von + 12V angelegt und der Kollektorschwingkreis L8 der Verdrei- facherstufe auf 116 MHz abgeglichen. Danach dreht man an dem Kern von LI , bis der Oszillator mit Transistor T4 anfängt zu schwin¬ gen. Sollte der Oszillator nicht anschwingen, so ist der Kondensator CI8 zu verändern. Das gilt sinngemäß auch für andere Quarze und Zwischenfrequenzen. Der Oszillator ist genau abgeglichen, wenn nach Unterbrechung der Betriebsspannung der Quarz richtig anschwingt. Es stellt sich der bei der Beschreibung des Oszillators schon erwähnte Strom ein. Das Bandfilter gleicht man mit einem Absorptionsfrequenz¬ messer auf maximale Amplitude ab. Arbeitet der Oszillator, wird die Mischstufe auf gebaut und in Be¬ trieb genommen. Es muß sich für die Mischstufe ein Strom von etwa 4 mA einstellen. Dann wird ein Nachsetzer an die Auskopplung des ersten ZF-Kreises angeschlossen. Der ZF-Kreis muß vorher mit einem Dipmeter vorabgeglichen werden. Es wird ein 2-m-Signal mit dem Dipmeter eingespeist und durch Nachstimmen des ZF-Kreises, des Bandfilters vor der Mischstufe und schließlich des Oszillator-Band¬ filters die Anzeige am S-Meter des Nachsetzers auf Maximum ein¬ gestellt. Jetzt wird der ZF-Transistor T3 eingesetzt und mit dem Source¬ widerstand ein Drainstrom von etwa 5-••10 mA eingestellt. Dann stimmt man, nachdem der ZF-Ausgangskreis L6 vorabgeglichen wurde, nochmals den ZF-Eingangskreis nach und stellt anschließend den Ausgangskreis L6 auf maximalen Ausschlag am S-Meter ein. Zuletzt wird die Vorstufe in Betrieb genommen und eine Antenne oder ein Generator angeschlossen. Der Drainstrom muß durch Ver¬ größern des Widerstands i?4 auf etwa 8 mA eingestellt werden. Nun gleicht man mit einem Signal in Bandmitte alle Kreise des Kon¬ verters auf maximalen S-Meter-Ausschlag ab. Bei der damit vor¬ genommenen Leistungsanpassung am Eingang beträgt die Rausch- zahletwa 6 bis 7 dB. Mit einem Rauschgenerator wird nun auf Rausch- 192 anpassung durch Verdrehen des Trimmers CI abgestimmt. Es kann Vorkommen, daß -zum Erzielen der besten Rauschzahl auch die An¬ zapfung des Eingangskreises LI verändert werden muß. Damit ist der Abgleich des Konverters beendet. Spulendaten für den MOFSET-Konverter: LI, L9: L3, L2, LS: £4, L6, LI : L5: 5 Wdg., 1-mm-CuAg, 10 mm lang, auf 5-mm-Dorn ge¬ wickelt 6 Wdg., 1-mm-CuAg, 12 mm lang, auf 5-mm-Dorn ge¬ wickelt 15 Wdg., 0,2-mm-CuL, auf 5-mm-Spulenkörper gewik- kelt, mit Ferritkern Mf 340 3 Wdg., 0,2-mm-CuL, über Z,4 am kalten Ende gewickelt Abstand der Spulen L2 und L3, Mitte/Mitte: 8 mm Abstand der Spulen LS und L9, Mitte/Mitte: 8 mm Literatur [1] Palme, D.: Das Kreuzmodulationsverhalten von Feldeffekttransistoren in ge¬ regelten Verstärkern, FUNKAMATEUR 25 (1976), Heft 1, Seite 31 [2] Schmitzer, E.: Arbeitspunkteinstellung bei Feldeffekttransistoren, UKW-Be- richte 12 (1972), Heft 2, Seite 73 [3] Rohde, U. L.: Zur optimalen Dimensionierung von UKW-Eingangsteilen, Internationale Elektronische Rundschau (1973), Heft 5, Seite 103 [4] Mögling, W Sowjetische Feldeffekttransistoren KP 350 A, B, V, radio fern- sehen elektronik 24 (1975), Heft 6, Seite 189 Wir klären Begriffe GERÄUSCHMINDERER 13 Schubert, Eljabu 78 193 Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Internationale Schaltungsrevue «Amateurfunk» Transistorisierter O-V-2 Der experimentierfreudige Anfänger unter den Funkamateuren be¬ ginnt meist mit dem Geradeausempfänger für den Kurzwellenemp¬ fang. In der Bauform eines O-V-l oder O-V-2 wurden meist röhren¬ bestückte Geräte aufgebaut. Bild 1 zeigt den Stromlauf plan eines transistorisierten O-V-2, der unkompliziert in der Schaltungsaus¬ legung ist [1], Entsprechend der Kennzeichnung enthält der O-V-2 keine HF-Vorstufe («O»), aber eine Audionstufe («V») und zwei NF- Verstärkerstufen («2»). Bild 1 Stromlaufplan des transistorisierten O-V-2 für den Kurzwellenempfang [7] Tabelle 1 Schwingkreiswerte zu Bild 1 KW-Band LI L2 C3 C4 C5 C6 Draht¬ durchmesser in m Wdg. Wdg. plH in pF in pF in pF in pF mm 80 10 56 22 120 _ 560 1000 0,15 CuLS 40 7 42 17 33 - 330 680 0,15 CuLS 20 2 15 3,6 40 15 150 300 0,6 CuLS 194 In der Audionstufe werden zwei Transistoren in der Darlington- Schaltung verwendet. Dafür eignen sich HF-Transistoren mit mög¬ lichst geringem Reststrom. Die Rückkopplung erfolgt über den Emitter vom kapazitiven Spannungsteiler (75/(76 aus (Clapp- Schal¬ tung). Die Schwingkreisspulen und -kapazitäten können mit Steck¬ spulen oder Schalter (4x3 Kontakte) umgeschaltet werden. Ta¬ belle 1 gibt die Werte der Schwingkreisbauelemente an. Als Spulen¬ körper lassen sich Mehrkammerkörper mit HF-Abgleichkem und einem Durchmesser von 6 bis 8 mm verwenden. Die Rückkopplung kann mit dem Potentiometer 1 kQ geregelt werden (Änderung der Basisspannung). Der zweistufige NF-Verstärker ist für den Anschluß eines hoch¬ ohmigen Kopfhörers ausgelegt. In der ersten NF-Verstärkerstufe sollte ein rauscharmer NF-Transistor eingesetzt werden. Für eine Lautstärkeregelung ist das Potentiometer 10 kQ vorgesehen. Der Drehkondensator (77 hat Luftdielektrikum. Geeignet sind sol¬ che aus Transistor-Koffersupern, wobei das Kondensatorpaket für die Vorkreisabstimmung verwendet wird. KW-Konverter für das 80-m-Band Hat man einen brauchbaren Empfänger für niedrige Frequenzen zur Verfügung, so kann man diesen durch Konverter erweitern zum Empfang höherer Frequenzbänder. Der Stromlauf plan in Bild 2 zeigt einen KW-Konverter [2] zum Empfang des 80-m-Bands (3,5 bis 3,8 MHz). Mit der am Punkt O zugeführten Oszillatorfrequenz 5,9 MHz wird das 80-m-Band umgesetzt in den Empfangsbereich des Nach- 13* 195 setzempfängers 2,0 bis 2,5 MHz. Bestückt ist die Schaltung mit Feld¬ effekttransistoren, die in solchen Schaltungen den bipolaren Tran¬ sistoren vorzuziehen sind. TI und T2 bilden eine Kaskodestufe für die HF-Verstärkung, T3 ist die Mischstufe. Die HF-Verstärkung läßt sich mit dem Potentiometer P2 einstellen, mit PI kann man starke Empfangssignale abschwächen. Die Spulenkörper haben einen Durchmesser von 7 mm und weisen einen HF-Abgleichkern auf. Als Draht wird verwendet 0,3-mm-CuL; LI — 17 Wdg., L2/L3 - 80 Wdg., Z/4 — 100 Wdg., Z/5 - 5 Wdg. Die Oszillatorfrequenz wird in einer Quarzoszillatorschaltung erzeugt. Mit anderen Schwingkreiswerten (LI bis L3) und anderen Oszillatorfrequenzen eignet sich die Schal¬ tung auch zum Empfang anderer Kurzwellenbänder. Einfacher Konverter für 2 m Den in Bild 3 gezeigten Stromlauf plan für einen einfachen 2-m-Kon- verter verwendete PA 0 OVK in seinem Transistor-Koffersuper zum Empfang der Ortsstationen [3]. Die Schaltung besteht aus einem Bw^er-Quarzoszillator T1/T2 mit einem Quarz 4,6 MHz. Der Schwing¬ kreis am Kollektor TI wird auf 23 MH^ abgestimmt, der am Kollek¬ tor von T2 auf 69 MHz. Mit der Diode Dl (hot-carrier-Typ HP 2800) und dem nachfolgenden Schwingkreis erfolgt eine Frequenz Verdopp¬ lung auf 138 MHz. (76 und Z/4 bilden den Eingangskreis für das 2-m- Band. Z/6/Z/7 wird trifilar auf einen Ferrit-Ringkern gewickelt. Di? Ausgangsfrequenz für den als Nachsetzempfänger dienenden Koffer¬ super ist 6- • • 8 MHz. 23 MHz 69 MHz 136 MHz Bild 3 Stromlaufplan für einen einfachen Konverter zum Empfang des 2-m- Amateurbands [3] 196 LI ist eine HF-Spule mit Abgleichkern (2,5 (i.H). Alle anderen Spu¬ len sind Luftspulen mit 1,0-mm-CuAg-Draht. L2 - 8 Wdg., 5 mm Durchmesser, 20 mm lang, Ankopplung 1,5 Wdg.; LS — 5 Wdg., 5 njm Durchmesser, 16 mm lang, Ankopplung 1,5 Wdg. und 2,5 Wdg.; L4/L5 - 5 Wdg., 5 mm Durchmesser, 10 mm lang, Mittelanzapfung; L6/L7 - 3 X 6 Wdg., trifilar gewickelt. Der Doppelbalance-Mischer ist ebenfalls mit «hot-carrier»-Dioden HP 2800 bestückt. Für den Nachbau müßte man die Siliziumdiode SAY 17 ausprobieren. Empfehlenswert ist es, eventuell die Frequenz¬ verdopplung auf 138 MHz mit einem weiteren Transistor vorzuneh¬ men. Außerdem kann man am Antenneneingang eine HF-Vor¬ verstärkerstufe für 2 m vorsehen. Um eine bessere Ansteuerung des Nachsetzempfängers zu erreichen, kann man eine HF-Verstärker¬ stufe für 6 - - -8 MHz dem Konverterausgang folgen lassen. Stabiler VFO 5 ••• 5,5 MHz Bild 4 zeigt eine für den Einsatz in Transceivern geeignete Oszillator- Schaltung [4]. Es handelt sich um eine Clapp- Schaltung, für die Schwingkreiswerte gilt Tabelle 2. Erwähnenswert ist diese Schaltung aus zwei Gründen. Durch die Bauelemente 724, R5 und CS wird er¬ reicht, daß die Ausgangsfrequenz sehr oberwellenarm ist. Darüber hinaus stabilisiert nicht nur die Z-Diode die Betriebsspannung von 8 V, sondern die gesamte Oszillatorschaltung wird von einer Kon¬ stantstromquelle gespeist (T3/T4). Für den Konstantstrom ist RS wie folgt zu dimensionieren R = 0,625/7; R in Q,,7 in A. Bild 4 Stromlauf plan für einen stabilen VFO mit dem Frequenzbereich 5,0 bis 5,5 MHz [4] 197 Tabelle 2 Schwingkreiswerte zu Bild 4 C x in pF CI in pF C2 in pF L 0 in nH 100,000 1071,000 179,000 4,5867 110,000 1041,000 209,000 4,1577 120,000 1017,000 233,000 3,8742 130,000 990,000 260,000 3,6286 140,000 969,000 281,000 3,4591 150,000 945,000 305,000 3,3055 160,000 924,000 326,000 3,1876 170,000 906,000 344,000 3,0957 180,000 888,000 362,000 3,0163 190,000 870,000 380,000 2,9480 200,000 852,000 398,000 2,8892 220,000 822,000 428,000 2,8017 245,000 789,000 461,000 2,7247 270,000 759,000 491,000 2,6716 300,000 726,000 524,000 2,6304 350,000 678,000 572,000 2,5985 380,000 657,000 593,000 2,5886 400,000- 642,000 608,000 2,5885 450,000 609,000 641,000 2,5975 Der Autor gibt folgende Werte an: Frequenzstabilität 100 Hz in 2 h (/ = 5,2 MHz), Amplitudenstabilität 3%, Ausgangsspannung 0 • • 2,5 V. Die Spule L 0 ist eine Luftausführung auf einem 15---20 mm starken Keramikrohr, verklebt mit Epoxydharz. Als Draht wird 0,65 mm CuAg verwendet. Transistor-PA-Stufe Bild 5 zeigt eine universell zu verwendende Transistor-PA-Schaltung, die mit einer Ansteuerleistung von 1 bis 2 W eine Ausgangsleistung von 10 bis 15 W abgibt. In der Originalschaltung [5] wurde der HF- 198 Tabelle 3 Bauelementewerte zu Bild 5 ß x • ß 2 • R L , 1 = 0,7 (fll ' R in MQ, C in pF, / in s. Sirene Die in Bild 10 gezeigte Schaltung ist eine Multivibratorschaltung mit zwei Besonderheiten. Im Kollektorkreis von T2 liegt ein NF-Aus- gangsübertrager mit Lautsprecher. Der Transistor TI ist gesperrt, 230 TI Bild 9 Str miau]-plan für ein einfaches Metronom Bild 10 Stromlauf plan für eine einfache Sirene da sein Basisvorwiderstand den hohen Wert von 22 Mfi hat. Über¬ brückt wird dieser Widerstand mit einem Berührungskontakt, be¬ stehend aus zwei kleinen nebeneinanderliegenden Metallflächen. Be¬ rührt man diesen Kontakt nicht mit dem Finger, so arbeitet die Multi¬ vibratorschaltung nicht. Erst wenn durch den Körperwiderstand einer Fingerkuppe der Basisvorwiderstand erniedrigt wird, schwingt die Schaltung. Die Tonhöhe ist abhängig vom Ohmwert des Basisvor- widerstands. Durch entsprechenden Druck auf den Berührungskon¬ takt könnte man also auch musikähnliche Töne erzeugen! Die Ein¬ satzgebiete für diesen Signalgeber sind vielseitig. Literatur [1] Rözsa, S.: Rundfunk-Adapter, Rädiötechnika, Heft 5/1975, Seite 244 bis 246 [2] Abarichin , W.: Reflex-2-V-2 mit Darlington-Transistorpaar, RADIO, Heft 3/1975, Seite 48 [3] Couf, A.: Einfacher Verstärker für Kohlemikrofon, Amaterske Radio, Heft 3/1975, Seite 86 [4] Rözsa , S.: Transistorisierte Verstärker, Rädiötechnika, Heft 8/1975, Seite 385 bis 387 [5] Schubert, K.-H.: Einfache elektronische Musikinstrumente, Elektronisches Jahrbuch 1977, Militärverlag der DDR, Berlin 1976, Seite 240 bis 249 [6J Kellner, L.: Praktische Elektronikschaltungen, Amaterske Radio, Ausgabe B, Heft 1/1976, Seite 21 231 [7] Borisow, W.: Prüfgeräte, RADIO, Heft 11/1975, Seite 56 bis 58 [8] Schubert, K.-H.: Universalmeßgerät Dip-Meter mit Halbleiterbestückung, Elektronisches Jahrbuch 1975, Militärverlag der DDR, Berlin 1974, Seite 171 bis 183 [9 ] Hellebrand, J Transistorisierter Resonanzmesser, Amaterske Radio, Aus¬ gabe A, Heft 8/1976, Seite 308 bis 310 [10] Johanovsky, A.: Elektronisches Metronom, Amaterske Radio, Heft 3/1975, Seite 89 [11] Koleb, J.: Elektronische Sirene, Radio-Fernsehen-Elektronik (Sofia), Heft 6/1976, Seite 31/32 ELEKTRONIK- SPLITTER Setzmaschinen über DFE 200 ferngesteuert Eine interessante und nicht alltägliche Einsatzmöglichkeit der Datenfernüber¬ tragungsanlage DFE 200 zeigt das Bild: Ihre Integration in ein rechnergestütztes System zur Automatisierung der Satzherstellung für Zeitungen und Zeitschriften. Diese Lösung, die eine höhere Effektivität in Setzereien gewährleistet, wurde ge¬ meinsam von der UdSSR, der Volksrepublik Polen und der DDR entwickelt und aus Erzeugnissen dieser Länder realisiert. Sie sieht vor, daß der Text und alle dazu erforderlichen satztechnischen Informationen auf einem Primär-Endlos- Lochstreifen erfaßt werden, während gleichzeitig eine Klarschrift zur Ausführung erforderlicher Korrekturen entsteht. An Hand der Klarschriftkorrektur wird ein Korrekturlochstreifen hergestellt, dessen Informationen in einem Kleinrechner aufbereitet werden. Die im Rechner erarbeiteten Steuerlochstreifen können nicht nur Schnellsetzmaschinen «am Ort» steuern, sondern lassen sich auch mit der Datenfernübertragungseinrichtung DFE 200 an weitere Standorte automatischer Setzmaschinen übertragen. Dadurch wird bei zentraler Texterfassung und Text¬ aufbereitung die dezentrale Satzherstellung möglich. Die Datenfernübertragungseinrichtung DFE 200 eignet sich nicht zuletzt des¬ halb besonders für den Einsatz in dem rechnergestützten Satzsystem, weil das ihr zugrunde liegende Baukastenprinzip ermöglicht, auf einzelne Geräte der DFE 200 zu verzichten, so z.B. bei Richtungsbetrieb einseitig auf Lochbandleser bzw. Lochbandstanzer. Weiterhin ist es durch Umschalten einer DFE 200 mög¬ lich, von einer entsprechend vorbereiteten unbesetzten Gegenstelle Daten an¬ zufordern oder ihr zu übertragen. 232 Belichtungsmeßgerät für Foto- Dietmar Hof mann Vergrößerungsarbeiten Angeregt durch den Beitrag in [1], wurde ein Meßgerät zur Bestim¬ mung der Papiergradation gebaut, das den in [1] dargelegten Prin¬ zipien entspricht, jedoch in seinem Aufbau wesentlich einfacher, klei¬ ner und preiswerter ist. Da die in obengenanntem Beitrag angeführten Voraussetzungen zum Einsatz des Meßgeräts, nämlich - Verwendung immer des gleichen Entwicklertyps in gleicher Ver¬ dünnung, - Konstanthaltung der Entwicklerbadtemperatur, - Verwendung immer der gleichen Papiersorten, schon seit Jahren als richtig erkannt und praktiziert wurden, ließ sich das Meßgerät lückenlos in das Arbeitsprinzip des Verfassers ein- fügen. Bei der nachfolgenden Beschreibung des Meßgeräts wird die Kenntnis der Arbeitsweise des in [1] beschriebenen Verfahrens voraus¬ gesetzt. Das wichtigste Bauelement ist der Fotowiderstand. Auf seine Daten muß die gesamte Schaltung ausgerichtet werden. Da die Beschaffung des in [1] empfohlenen Fotowidörstands des Typs CdS 8 nicht mög¬ lich war, mußte auf ein ausländisches Exemplar unbekannten Her¬ stellers und unbekannter technischer Daten zurückgegriffen werden. Es handelt sich dabei um einen Typ in rundem Metallgehäuse, das mit glasklarem Kunstharz ausgegossen ist. Seine Meßfläche beträgt etwa 6 mm x 6 mm. Die Kennlinie des Fotowiderstands wurde in der Dunkelkammer durch Belichtung mit dem Vergrößerungsgerät auf genommen. Schon die ersten Versuche zeigten, daß dieser Foto¬ widerstand wesentlich niederohmiger als der CdS 8 war! Bei einer Spannung von 6 V wurden mit einem Milliamperemeß- werk die den Blenden 2,8 bis 16 des Vergrößerungsobjektivs zugeord¬ neten Innen widerstände des Fotowiderstands (unter Berücksichti¬ gung des Meßwerkwiderstands) ermittelt. Um den Meßbereich der geschilderten Anordnung zu erweitern, wurde die Grundhelligkeit beim Messen durch ein Graufilter ver- 233 Tabelle 1 Messung ohne Graufilter Helligkeit Blende Widerstand 32 16 8,2 kQ 16 11 5,25 kQ 8 8 3,85 kQ 4 5,6 2,73 kQ 2 4 2,00 kQ 1 2,8 1,54 kQ Tabelle 2 Messung mit Graufilter Helligkeit Blende Widerstand 16 nicht ermittelt 11 nicht ermittelt 256 ' 8 etwa 30 kQ 128 5,6 17,4 kQ 64 4 12,1 kQ 2,8 8,2 kQ ringert, das so ausgewählt war, daß bei Blendeneinstellung 2,8 am Vergrößerungsobjektiv der Widerstand des Foto wider Stands genau¬ so groß war wie bei Blende 16 ohne Graufilter. Auf diese Weise ergibt sich Tabelle 2, die sich exakt an die Meßreihe der Tabelle 1 an¬ schließt. Die Grundhelligkeit hätte auch durch Vorschalten eines Widerstands vor die Lampe des Vergrößerungsgeräts verringert wer¬ den können. Um den Einfluß von Nichtlinearitäten in der Spektral¬ empfindlichkeit des Fotowiderstands zu umgehen, der sich eventuell bereits durch geänderte Farbtemperatur der Lampe bemerkbar macht, wurde die Verwendung des Graufilters vorgezogen. Da sich die Helligkeiten beim Sprung von einer Blendenzahl zur nächsten jeweils verdoppeln, läßt sich entsprechend der ersten Spalte in Tabelle 1 und in Tabelle 2 eine einfache Zuordnung zwischen Helligkeit und Widerstand treffen. Bild 1 zeigt die Empfindlichkeits¬ kurve des Foto widerstands, die nicht so linear ist, wie die in [1] für den CdS 8 angegebene. Auf der Grundlage der in [1] empirisch er¬ mittelten Helligkeitsumfänge für die einzelnen Fotopapierarten (s. Tabelle 3), die etwa auch den Angaben in der Literatur entsprechen, wurden nun die zugehörigen Widerstände aus der Empfindlichkeits¬ kurve des Foto widerstands Bild 1 ermittelt. Dabei wurde der Hellig¬ keitswert 1 nicht mehr der Blende 2,8 zugeordnet, sondern in Rich¬ tung der X-Koordinate zur Blende 5,6, d.h. in die Mitte der Blenden¬ reihe des Vergrößerungsobjekts verlegt, um später beim praktischen 234 Tabelle 3 Helligkeitsumfang für Fotopapiere Gradation Widerstände nach Wahl Helligkeitsumfang EH 0,5 MQ 5 MQ 1 10 H 0,5 MQ 9 MQ 1 18 N 0,5 MQ 16 MQ 1 32 S 0,5 MQ 28 mQ 1 : 56 w 0,5 MQ 50 MQ 1 : 100 235 Bild 1 Empfindlichkeitskurve des Fotowiderstands Tabelle 4 Zuordnung der Meßwiderstände Schwarzwert 2,7 kß Weißwert EH 4,8 kß Weißwert H 6,2 kß Weißwert N 8,7 kß Weißwert S 11,5 kß Weißwert W 15,5 kß Arbeiten den nötigen Spielraum bei der Einstellung des Schwarz- wertes zu erhalten. In Tabelle 4 ist die Zuordnung der auf diese Weise ermittelten Meß widerstände zu sehen.. Der Schwarz wert entspricht dabei nicht dem absoluten Schwarzwert, sondern dem des bildwichtig¬ sten dunkelsten Details (Schattenzeichnung). Da entsprechend dem Verfahren in [1] die Grundhelligkeit des je¬ weiligen Einzelnegativs durch Auf- oder Abblenden des Objektivs immer entsprechend dem Wert von 2,7 kO eingestellt wird, ist prak¬ tisch kein Einfluß der Nichtlinearität der Empfindlichkeitskurve des verwendeten Fotowiderstands auf die Messung vorhanden: Er würde sich lediglich durch die gewählte digitale Anzeige im Grenzbereich zwischen den jeweiligen Papiersorten bemerkbar machen. In diesem kurzen Stück ist jedoch die Empfindlichkeitskurve hinreichend linear. Die Meßschaltung Der gegenüber dem CdS 8 relativ niederohmige Fotowiderstand er¬ möglicht die Verwendung einer Transistor Schaltung. Am einfachsten wäre jedoch eine Brückenschaltung ohne aktive Bauelemente mit einem empfindlichen Meßwerk mit Zeigermittelstellung. Da ein sol¬ ches Meßwerk nicht zur Verfügung stand, wurde es durch ein so¬ genanntes magisches Band (Anzeigeröhre) vom Typ PM 84 ersetzt, das zur Zeit in den RFT-Bauelementeläden der Bezirkshauptstädte der DDR preiswert angeboten wird. In Verbindung mit einem klei¬ nen Heiztransformator bietet sich die Schaltung nach Bild 2 an. Der Heiztransformator hat eine 12,6-V-Wicklung mit Mittelanzapfung, an der über einen kleinen Drahtwiderstand von 15 Q (-R7) die Röh¬ renheizung angeschlossen ist. Die Anodenspannungsversorgung der Röhre erfolgt ohne Gleichrichtung und ohne Spannungskonstant¬ haltung mit geringstem Aufwand direkt am Netz. Das Arbeitsprinzip beruht auf Spannungskompensation. Durch einen großen Katodenwiderstand von 26 kQ (R5) wird das Gitter über den Gitterableitwiderstand i?6 so weit negativ vorgespannt, daß sich die Leuchtbalken bei Belichtung des Foto wider Stands mit 236 Bild 2 Stromlauf plan für das beschriebene Belichtungsmeßgerät Blende 5,6 gerade berühren. Mit einem Potentiometer an Stelle von R5, das später gegen einen Fest wider stand ausgetaus3 richten sich nach dem verwendeten Meßwerk). Die Transistoren T4 und T5 bewirken die optische Anzeige des Überlastungszustands. Im Normalfall sind T4 und T5 gesperrt. Beim .Erreichen der Stromgrenze wird die Basis von T2 und somit auch der Emitter von T4 negativer. Da sich das Basispotential von T4 nicht ändert, öffnet dieser Transistor, und durclj den jetzt fließenden Basis¬ strom von T5 leitet auch Transistor T5, in dessen Kollektorkreis die Lampe LA 1 aufleuchtet. Mechanischer Aufbau Um das Netzteil so einfach wie möglich aufzubauen, wurde auf ein Chassis verzichtet. Der tragende Rahmen wurde aus Eisenwinkeln zusammengeschraubt. Der Transformator ist zur besseren Masse- 252 Ansicht des Netzteiles von oben. In der Mitte der Transformator, rechts und links die Elektrolytkondensatoren 2000 fiF und die Leistungsdioden Bild 7 Ansicht der beiden in das Doppelnetzteil ein¬ gebauten bestückten Leiterplatten (Ansicht der Unterseite) Bild 8 Frontansicht des Doppel¬ netzteiles; links unten - Einschaltleuchttaste, in der Mitte - Betriebs¬ artenschalter und die optischen Überlast¬ anzeigen Verteilung in der Mitte des Rahmens auf zwei Eisenwinkeln angeord¬ net. Die Leistungsdioden und die beiden Elektrolytkondensatoren 2000(xF/50V wurden symmetrisch zum Transformator zu beiden Seiten auf den gleichen Winkeln wie der Transformator befestigt. In dem frei bleibenden Raum zwischen Frontplatte und Leistungs¬ bauelementen sind Schalter, Buchsen, Meßgeräte usw. verdrahtet. Auf der Unterseite des Netzgeräts wurden zwischen die beiden Winkel, die den Transformator tragen, die beiden Leiterplatten ge¬ schraubt. Die beiden Kühlkörper mit den Leistungstransistoren KT 803 A befinden sich zur guten Wärmeabführung auf der Rück¬ seite des Netzteiles. Wichtig ist dabei, daß die Leistungstransistoren einen guten Wärmekontakt mit den Kühlkörpern haben (Verwendung von Silikonfett zwischen Kühlkörper und Transistor). Die geschwärz¬ ten Al-Kühlkörper mit den Abmessungen 110 mm x 80 mm x 20 mm weisen Kühlrippen auf und können etwa 35 W Wärmeleistung ab¬ geben (bei etwa 75 °C Kühlkörpertemperatur). Der Rahmen ist mit Autoreparaturlack gespritzt; die Frontplatte mit weißem PUR-Lack gestrichen und mit selbstklebenden Folie¬ buchstaben beschriftet. Ein Überzug von verdünntem farblosem Nitrolack auf der Frontplatte vermeidet ein Abblättern der Buch¬ staben und Zahlen. Die Abmessungen des Doppelnetzteiles sind 280 mm x 120 mm X 160 mm. Bild 6 bis Bild 8 veranschaulichen den mechanischen Aufbau. Betriebserfahrungen und Meßergebnisse Das Netzteil wurde mit je drei Überlastbereichen ausgerüstet, die den Ausgangsstrom wahlweise auf 100 mA, 1 A oder 2 A begrenzen. Der Spannungsverlauf bei Erreichen der Stromgrenze ist in Bild 9 dar gestellt (/ L grenz = 2 A). Der Verlauf des Übergangs von Kon¬ stantspannungsquelle zur Konstantstromquelle kann durch i?10 be¬ einflußt werden. Mit dem Regler sollte ein Wert von etwa 500 D eingestellt werden. Dies garantiert ein sauberes Umschalten von Konstantspannung auf Konstantstrom und verhindert außerdem eventuell auf tretende Schwingungen beim Konstantstrombetrieb. Um die Betriebssicherheit des Doppelnetzteiles weiter zu erhöhen, wäre es günstig, noch einen Thermoschutz einzubauen, der beim Er¬ reichen einer bestimmten Gehäusetemperatur der Leistungstran¬ sistoren das Netzteil abschaltet. Insbesondere bei der Entnahme hoher Ströme über eine längere Zeit bei niedrigen Ausgangsspannungen würde dieser Schutz die Transistoren KT 803 A vor eventuellen ther¬ mischen Überlastungen schützen. 254 Bild 9 Verlauf der Ausgangsspannung U A in Abhängigkeit vom Laststrom Ij, (Strombegrenzung / L grenz = 2 A) Die technischen Daten des auf gebauten Netzteiles sind nachstehend auf geführt. Besonders gute Ergebnisse wurden hinsichtlich der Restwelligkeit erreicht. So konnte bei U A = 40 V (2 x 20 V) und / L = 2 A auf einem Oszillografen mit einer Y-Empfindlichkeit von 5 mV/cm keine Brummspannung festgestellt werden. Technische Daten des Netzteiles Ausgangsspannung Belastbarkeit Innenwiderstand Restwelligkeit Spannungskonstanz bei ±10% Netzschwankungen 2 x (0- -20) V 2 A 0,08 Q nicht feststellbar (s. Text) ± 0 , 1 % Wickeldaten des verwendeten Transformators (Kern EI 106a) primär 220 V, 770 Wdg., 0,6-mm-CuL sekundär 2 x 22 V, 2 x 80 Wdg., 1,2-mm-CuL 2 x 15 V, 2 x 54 Wdg., 0,3-mm-CuL Literatur [1] Tietze, U.lSchenk, CA.: Halbleiterschaltungstechnik, Berlin, Heidelberg, New York, Springer Verlag 1969 [2] Schubert, K.-H.: Der Operationsverstärker und seine Anwendung, Elektro¬ nisches Jahrbuch 1974, Militärverlag der DDK, Berlin 1973 255 Wolf gang Dick Ein universelles Experimentiergestell Zur Erprobung von Halbleiterschaltungen und zum Experimentieren werden sogenannte «Brettschaltungen» aufgebaut. Leider findet man noch bei vielen Elektronik-Amateuren als Brettschaltung ein wahres Chaos von Bauteilen und Drähten, was der ansonsten modernen Technik widerspricht. Fehlanschlüsse und Wackelkontakte sind die Folge. Möglichkeiten, Ordnung in das Chaos zu bringen, bieten Löt¬ ösenleisten, Lochrasterplatten und Universalleiterplatten. In [1] und [2] werden einige Varianten vorgestellt. Bei umfangreichen Schal¬ tungen jedoch wird der Aufbau trotzdem recht unübersichtlich. Es soll deshalb eine Möglichkeit vorgestellt werden, die die angegebenen Varianten vereint, einen übersichtlichen Aufbau gewährleistet und sich auch beliebig erweitern läßt. Dabei sollen die Ausführungen nur auf das Prinzip beschränkt werden. ■ Die Grundausrüstung Das Grundgestell besteht aus vier Streben (als Füße), in deren Mitte ein Rahmen festgeschraubt ist. Der Rahmen hat von oben und unten Löcher mit M3-Gewinde, um die wesentlichsten Zusatzteile fest¬ schrauben zu können. Die Anordnung des Rahmens erlaubt es, das Gestell umzudrehen, um bequem von allen Seiten an die Schaltung heranzukommen. Das ist vor allem bei der Bestückung von Leiter¬ platten günstig. Dieses Prinzip wurde aus [3] übernommen. In die Füße sind Löcher im Abstand von 20 mm gebohrt, so daß der Rahmen beliebig nach oben und unten versetzt und Zusatzteile angebracht werden können. Die Versetzung des Rahmens ist bei Bauteilen notwendig, die sonst über die Füße hinausragen würden (Röhren, Transformatoren). Auch die Seitenteile des Rahmens sind mit einigen Löchern versehen, um seine Breite ändern zu können. Das Gestell läßt sich durch die Verwendung der Schraubverbindungen leicht demontieren und auf diese Weise platzsparend transportieren. 256 Bild 1 Das Experimentier - gestell mit der Grund¬ ausstattung Als Grundausstattung wird eine Universalleiterplatte, eine Platte mit mehreren Lötösenleisten, eine Leiste mit 15-mm-Bohrungen für Potentiometer und Schalter sowie eine Buchsenleiste empfohlen. Die Bestückung der Buchsenleiste hängt von den Interessen des Elek¬ tronik-Amateurs ab, im allgemeinen benötigt man mehrere Buchsen für Bananenstecker (z. B. Telefonbuchsen), zwei Lautsprecherbuchsen sowie zwei oder mehr Diodenbuchsen. In Bild 1 ist das Grundgestell mit den wichtigsten Teilen dargestellt. Wer noch mit Elektronenröhren bastelt, braucht als hauptsächlich¬ stes Zubehör eine Platte mit Röhrenfassungen und Lötösenleisten. In diesem Fall ist aber ein Universalchassis günstiger (s. z.B. [1]). Material Das gesamte Gestell und einige andere Teile wurden aus PVC-Ab¬ fällen hergestellt. Sehr geeignet ist auch Winkelstahl, eventuell kann man die Winkelschienen aus den Spielzeug-Metallbaukästen verwen¬ den. Weiterhin ist auch dickes Pertinax oder notfalls Holz geeignet. Bei diesen Materialien lassen sich allerdings schlechter als bei PVC Löcher in die Schmalkanten bohren, die bei dem Rahmen notwendig sind. PVC weist dagegen den Nachteil auf, bei versehentlicher Be¬ rührung mit dem heißen Lötkolben sofort zu schmelzen. Die Universalleiterplatte Bei der Konzeption der Universalleiterplatte wurde von der üblichen Gestaltung etwas abgegangen. Sie ist mit .fünfpoligen Transistor¬ fassungen versehen, für Röhrenschaltungen kann man entsprechende 17 Schubert, Eljabu 78 257 Röhrenfassungen einsetzen. Die etwas billigeren dreipoligen Tran¬ sistorsockel eignen sich wenig, da ihre Kontakte 5 mm voneinander entfernt sind, während Miniplasttransistoren das Rastermaß 2,5 mm als Abstand ihrer Anschlüsse haben. Die Verbindung nach außen wird mit Lötösen hergestellt. Steckbare Lötösen für Leiterplatten sind nicht geeignet, da bei jedem Lötvorgang auch das Zinn der Verbin¬ dung Leiterplatte—Lötöse flüssig wird! Es werden deshalb Ösen mit 3-mm-Bohrung verwendet, die man auf die Leiterplatte auf schraubt. An diesen Stellen sind die Leiterzüge verbreitert (s. Bild 2). Im allgemeinen wird als Lochabstand bei Universalleiterplatten das Rastermaß 5 mm verwendet. Dabei kann man jedoch keine liegenden Einstellpotentiometer einsetzen, bei denen der Abstand der An¬ schlüsse 12,5 mm beträgt. Die kleinen Einstellregler mit 10 mm Ab¬ stand sind jedoch schwer im Handel erhältlich. Der Abstand zwischen den Leiterzügen wurde deshalb auf abwechselnd 5 mm und 7,5 mm festgelegt, was beim Anblick der Leiterplatte etwas ungewohnt er¬ scheint. Auf diese Weise ist es jedoch möglich, sämtliche kritischen Widerstände durch übliche Einstellregler zu ersetzen. Die Leiter¬ platte ist relativ groß (etwa 160 mm X 260 mm), so daß sich auch umfangreichere Schaltungen verwirklichen lassen. Bild 2 Ausschnitt aus der verwendeten JJniversalleiterplatte Bild 3 Ansicht der Universal - leiterplatte, bereits mit Transistor Fassungen und Lötösen bestückt Erweiterungsmöglichkeiten Das Experimentiersystem kann durch folgende Teile erweitert wer¬ den: — Platte mit Röhrensockeln, — unterschiedliche Kühlkörper und -bleche für Dioden und Tran¬ sistoren, — Platte mit unterschiedlichen Lampenfassungen, — Lochrasterplatte, — Platte mit 20-mm-Bohrungen für stehende Elektrolytkondensato¬ ren, — Platte mit Steckleisten (z.B. Zeiöina-Steckleisten, Messerleisten) für sehr umfangreiche Schaltungen, — Leiste mit weiteren Buchsen (Koax-Buchsen, Ohrhörerbuchsen, andere Spezialbuchsen), — Universalleiterplatte mit Sockeln für integrierte Schaltkreise (zur Anfertigung der Sockel siehe [4]), — Platte mit Lüsterklemmenleisten, — Leiste mit anderen kleinen Bauteilen (z.B. Sicherungshalter), — Stabile (Metall-) Platte mit zahlreichen Löchern zum Festschrauben von Transformatoren usw., — Platte mit Relaisfassungen, — Frontplatte mit Aussparungen für Schiebewiderstände, — Federleisten für das System Komplexe Amateurelektronik (s. [5]). Möglich ist weiterhin die Einbeziehung von Teilen aus Elektronik- Baukästen ( PIKOTRON). Schließlich kann man auch selbst häufig wiederkehrende Baugruppen (Stromversorgung, Verstärker) auf- bauen, die steckbar angeordnet werden. 17* 259 Literatur [1] Schubert, K.-E.: Das große Radiobastelbuch, Militärverlag der DDR, Berlin 1974 [2] Oettel, R.lSchlenzig, K Gedruckte Schaltungen - ganz einfach, Originalbau¬ plan Nr. 20, Militärverlag der DDR, Berlin 1972 [3] Tschlijans, G.: Montageplatte für den Versuchsaufbau, RADIO 52 (1975), Heft 4, Seite 47 [4] Schlenzig, K.: Digitale Schaltkreise für den Anfang, Originalbauplan Nr. 29, Militärverlag der DDR, Berlin 1975 [5] Schlenzig, K.: System Komplexe Amateurelektronik, Originalbauplan Nr. 13, Militärverlag der DDR, Berlin 1972 ELEKTRONIK-SPLITTER Sauberer Tonkopf vermeldet Höhenverluste Die volle Ausnutzung der durch Bänder und Geräte ermöglichten Wiedergabe¬ qualität, besonders der oberen Frequenzgrenze, erfordert bei allen Magnet¬ bandgeräten, gleich ob mit offener Spule oder Kassette, einen engen Kontakt zwischen Magnetband und -köpf. Leider läßt es sich trotz ständig steigender Qualität der Tonträger nicht gänzlich vermeiden, daß beim Vorbeigleiten des Bandes am Kopf ein gewisser Abrieb entsteht, der sich als feiner Staub an diesem absetzt und zur Verringerung des Band-Kopf-Kontaktes führt. Die Folge sind Lautstärke- und Höhen Verluste, d.h. dumpfe Musik. So hat man beispielsweise festgestellt, daß sich die Lautstärke eines 10-kHz-Tones um ein Drittel verringert, wenn das Kassettenband durch Ablagerungen auf dem Tonkopf ein tausendstel Millimeter von diesem abgehoben wird. Jeder Besitzer eines Magnetbandgeräts, vor allem aber eines Kassettenband¬ gerätes, ist gut beraten, wenn er den Tonkopf regelmäßig reinigt. Nicht erst, wenn Qualitätseinbußen bei der Wiedergabe ein Alarmzeichen setzen, sondern prophy¬ laktisch. Empfohlen wird eine Reinigung nach etwa 40 bis 50, spätestens aber 100 Betriebsstunden. In dieser Zeit gleitet immerhin eine Bandlänge von mehr als 17 km über den Kopf hinweg. Gebiete mit starker Luftverschmutzung oder aggressiver Atmosphäre, ebenso stark verrauchte Zimmer können den Zeitabstand zwischen zwei notwendigen Reinigungen verringern. Die Tonkopfreinigung selbst ist völlig unproblematisch, erfordert weder Fach¬ kenntnisse noch Spezialwerkzeuge. Benutzt wird ein feines Läppchen; z.B. aus Leinen oder einem anderen nicht fasernden Material, das mit Spiritus befeuchtet wird. Mit dem Läppchen wird der Kopfspiegel vorsichtig abgewischt. Andere Lösungsmittel werden nicht verwendet, da diese meist Kunststoffe angreifen und damit Schäden an Band und Geräteteilen verursachen können. Stärkere Ver¬ schmutzungen - zu denen es allerdings gar nicht erst kommen sollte - kann man mit einem Streichholz oder Wattebausch (Ohrtupfer) beikommen - allerdings mit der erforderlichen Vorsicht. Auf keinen Fall dürfen hierfür Metallgegenstände wie Messer, Schere, Schraubenzieher oder Pinzetten verwendet werden. Schon der kleinste, für das Auge gar nicht sichtbare Kratzer am Tonkopf kann beim nach¬ folgenden Abspielen das Band zerkratzen und unbrauchbar machen. 260 Elektronikschaltungen - nicht nur für den Anfänger Ing. Dieter Müller Wer zum gegenwärtigen Zeitpunkt beginnt, sich mit dem Aufbau von Elektronikschaltungen zu beschäftigen, sollte sich auf moderne Bauelemente orientieren. Als aktive Bauelemente kommen auch unter Berücksichtigung des Angebots und der Preise in erster Linie Siliziumtransistoren in Frage. Darüber hinaus befinden sich in den Bastelkisten und auch beim Handel noch größere Stückzahlen von Germaniumtransistoren. Besonders bei den Leistungstransistoren sind die Germaniumtypen noch zahlreich vertreten. Dieser Beitrag zeigt eine Auswahl von relativ einfachen Schaltungen mit Germanium- und Siliziumtransistoren, die sich vorwiegend auch für Anfänger eignen. Die für den Aufbau und die Inbetriebnahme notwendigen Hinweise werden gegeben. Auf entsprechende Literaturstellen wird hingewiesen. Vom Aufbau von Schaltungen mit Elektronenröhren sei dem An¬ fänger abgeraten, selbst wenn ein Angebot stark verbilligter Röhren dazu verlocken sollte. Gegen die Anwendung herkömmlicher (Ver¬ stärker-) Röhren spricht neben der Tatsache, daß sie durch den tech¬ nischen Fortschritt auf dem Gebiet der Halbleiter überholt sind, die aufwendige Stromversorgung, nicht zuletzt wegen der Höhe der er¬ forderlichen Anoden-Betriebsspannung mit der daraus resultierenden Gefährdung. Stromversorgung Die ersten Versuche mit Transistoren werden wohl immer mit Batte¬ rien durchgeführt. Gut zu handhaben ist die Flachbatterie mit einer Spannung von 4,5 V bzw. von 9 V'bei zwei hintereinandergeschalteten Batterien. Durch Hintereinanderschaltung einer entsprechenden An¬ zahl von Monozellen erhält man nahezu jede für Transistorschaltun¬ gen erforderliche Betriebsspannung. Nicht nur wegen der Kosten der Batterien bietet ein Netzteil bei der Erprobung auch von Schaltungen, die für Batteriebetrieb vorgesehen sind, einige Vorteile. 261 Netzteile für Versuche mit Transistorschaltungen Bei allen Elektronik-Eigenbauten bereitet die Anfertigung von Trans¬ formatoren die größten Schwierigkeiten. Für die beschriebenen ein¬ fachen Netzteile werden handelsübliche bzw. aus handelsüblichen Altgeräten zu gewinnende Netztransformatoren verwendet. Bild la bis Bild lc zeigen die Teilschaltungen eines einfachen Netzteils unter Verwendung eines Heiztransformators mit einer 6,3-V-Wick¬ lung. Den Gleichrichterteil zeigt Bild la. Stehen Si-Gleichrichter zur Verfügung (SY 200 o.ä.), können diese frei eingelötet werden. Ge- Gleichrichter (OY 110 o.ä.) sind auf Kühlblechen 40 mm X 40mm zu befestigen. Dem Gleichrichterteil kann eine einfache Z-Diodenstabilisierung (Bild 1 b) nachgeschaltet werden. Bei geöffnetem Schalter Sl läßt sich die Schaltung mit etwa 100 mA, bei geschlossenem Schalter mit etwa 200 mA belasten. Die Schaltung ist kurzschlußsicher. Bei einem Kurzschluß fällt die gesamte Gleichspannung an den Siebwiderstän- den RI, R2 und R5 so lange ab, bis die Sicherung 0,4 A anspricht. ri n C J 2x10221V 2 x 102 2W GUI60 Bild 1 Einfaches Bastei-Netzteil für eine Ausgangsspannung von etwa 6 V; a) Oleichrichterteil, b) einfaches Stabilisierungsteil mit Z-Diode auf Kühlblech 40 mm x 40, mm X 2 mm, c) einfache Transistor¬ stabilisierungsschaltung mit Transistor OD 160 o. ä. auf Kühlblech 100 mm x 100 mm 262 Bild 2 Netzteil für Versuche mit Trahsistorschal- tungen mit umschalt- baren Ausgangsspannun¬ gen von 6 bis 12 V; a) Qieichrichterteil , bei Verwendung von Qe-Dioden benötigen diese Kühlbleche von 40 mm x 40 mm, b) einjaches Stabili¬ sierungsteil mit um- schaltbaren Z-Dioden, c) ein jache Transistor¬ stabilisierungsschaltung, umschaltbar für Aus- gangsspannungen von 6 bis 12 V szmszmszmsmoo m /w w m Tabelle 1 Werte zu Bild 2a/2b Schalter- Ausgangs- maximaler Stellung S1 Spannung Laststrom 1 6 V 300 mA 2 7,5 V 150 mA 3 7,5 V 250 mA 4 9 V 100 mA 5 9 V 280 mA 6 12 V 140 mA Tabelle 2 Werte zu Bild 2 c Schalter- Ausgangs- entnehmbarer Laststrom Stellung S2 Spannung R2 = 10 Q «2=50 1 6 V 420 rpA 500 mA 2 7,5 V 350 mA 500 mA 3 9 V 300 mA 400 mA 4 12 V 150 mA 200 mA 263 Bild lc zeigt eine einfache Transistor-Serienstabiiisierungsschal- tung, die sich wahlweise an den Gleichrichterteil Bild 1 a' anschließen läßt. Die Schaltung gibt je nach verwendeter Z-Diode eine Spannung von 5,9-••6,5 V ab und kann bis 200 mA belastet werden. Befindet sich der Transistor auf einem Kühlblech von 100 mm X 100 mm, so ist die Schaltung kurzschlußsicher. Die Sicherung im Gleichrichter¬ teil schützt auch in diesein Fall die Schaltung. Bild 2 zeigt zwei Varianten von umschaltbaren Netzteilen für Span¬ nungen zwischen 6 V und 12 V. Der Gleichrichter teil in Bild 2 a ent¬ spricht bis auf die zwei hintereinandergeschalteten Transformator¬ wicklungen dem von Bild 1 a. Es kann eine Z-Diodenstabilisierung mit umschaltbaren Leistungs-Z-Dioden für Spannungen von 6; 7,5; 9 und 12 V bei entsprechenden Vor widerständen nachgeschaltet werden. Tabelle 1 gibt einen Überblick, welche Spannungen sich bei welchen Lastströmen bei den unterschiedlichen Schalterstellungen von S1 entnehmen lassen. Die Schaltung weist neben der Kurzschlußsicher¬ heit den Vorteil auf, daß alle Z-Dioden auf einem gemeinsamen Kühlblech von 50 mm X 50 mm befestigt werden können. Bild 2c zeigt eine einfache Transistorregelschaltung, die sich an die Gleichrichterschaltung Bild 2a anschließen läßt. Ihr Vorteil gegenüber den anderen Stabilisierungsschaltungen liegt darin, daß die Ausgangsspannung durch die umschaltbaren Spannungsteiler¬ widerstände R5 bis R8 grob - und durch R9 fein - auf den gewünsch¬ ten Wert eingestellt werden kann. Bei den Schaltungen Bild 1 b, Bild 1 c und Bild 2b hängt die Spannung von der Z-Spannung der verwendeten Dioden ab und kann nicht mehr beeinflußt werden. Die Schaltung ist kurzschlußsicher, wenn TI auf einem Kühlblech 100 mm X 100 mm befestigt wird. Veikleinert man R2 durch Par¬ allelschalten eines weiteren Widerstands 10 Q/2 W auf 5Q, so ver¬ größertsich der zu entnehmende Laststrom. Tabelle 2 gibt Auskunft über die zu entnehmenden Spannungen und Ströme. Lassen sich diese Spannungen mit R 9 nicht hinreichend genau einstellen, so ist bei zu kleiner Spamrung R5 bis RS zu vergrößern und bei zu großer Spannung zu verkleinern. NF-Verstärker für kleine Leistung Viele Elektronik-Amateure wollen kleine NF-Signalspannungen von unterschiedlichen Quellen wie Rundfunkempfangs teil, Plattenspieler, Mikrofon usw 1 . verstärken und hörbar machen. Nachfolgend werden einige dafür geeignete, nachbaufähige Schaltungen von Verstärkern für eine NF-Leistung bis etwa 1 W beschrieben, die sich mit Batte¬ rien oder mit einem der behandelten Netzteile betreiben lassen. 264 NF-Verstärker mit Übertrager-Endstufen Die klassische Transistorendstufe mit Treiber- und Ausgangsüber¬ trager wird von der Industrie kaum noch gebaut. Sie bietet aber für den Anfänger die nicht zu unterschätzenden Vorteile, daß sie über¬ sichtlich und ihre Inbetriebnahme unkompliziert ist und daß Tran¬ sistoren mit kleiner Stromverstärkung eingesetzt werden können. Bild 3 zeigt eine Schaltung, ähnlich dem NF-Teil des Koffersupers R 120. Als Treiberübertrager kommt der in allen Empfängern der -HO ,_,(Noäs2”««SS. + + ♦ « PflflQQhbbhbhhhxnxicnQCUCpCCO •C-CC-C-C'C-C^-C-C'C'C'C-C'C'C'CCHHHHHHHH 314 MNWWWM’# , 1 , ^" 1 i, * | NNNNNNhi t) N N ^ ^ N N SO CO tO «O ® tO t»r»NNt»®© 0 > 0 ® COCOCOCOCOCOOCOCOCOCOCONOJ^NNN to tp t ©' ©“ © © © o" rH © © O O O © © © © © I W ^ v © o © © © © ft C ftftftftftftftftftftftftftftftftftftft sftscccsfiaccciccaccccs ft C ftftftftftftftftftftöftftftftftftftft c c e ö c c a ft ft ft ft p. c c c e ca ö I I i i i i i I i i I l i i i i I i i i i © © Tj« © © Tj. 00 N ifl NNNNNH'.H r- ©" H H W N N O O O o O © H H H H H © © © © ^ ’t N f * © © © rH © , ( rH (M © © © © © O © rH rH O O © © I rH CO CO CO OINNNNN © © \ft ©©©©©©©©© © CO CJ C'lC'lOlC'liMtMC'lOltM rH rH ©J ^ ^ ^ ^ ©©©©©©©©OOOOOOO©©©©© NNNHm(MNNNNhMhhCO«Nhhh © © © © © O © © © O © © OJ ffi O 05 ® ©»©©©© © © © © © © M W W M W W ©©OOOOOOOOOOOOOOO'ft^ 1 ^^ HCONrlMHHHHHHHlfllOWlOlflrtHHrt + + + + + + + + + + + + + + + + + + + + + OHONNCOOlOHCHNMiflOOHtM (OODO>HrHNMnnW'#’fiOlOlßiflifl®l'NN d'jsoooooooseeoopoopaa ‘n t» 00 © t'- 00 © ~ ^ ■* ©i M « « äs« 315 BC 157 50 100 300 75/260 2 250 10 pnp 0,33 Bf’ 158 30 100 300 75/500 2 250 10 pnp 0,33 BC 159 25 100 300 125/500 2 250 4 pnp 0,33 BC' 177 50 100 300 50/500 2 200 10 pnp 0,5 BC 178 30 100 300 50/500 2 200 10 pnp 0,5 Fortsetzung PS rt £ 6 c t» ?! 311 s uj £ M(NNNMMM(NN(M(M(M(NlMOJOiOinOiOininM(MN©CO(ON ® «5 o iß öl N IM 0505 CO CO CO lO IC - 1< ^ ^ H -t iMß ift ifl H h O Ifl O o O o O O O W in i/l M Si w -# 0~ ©' ©' ©'©©'© ©' ©' ©' ©' ©' ©' ©' © ©~ r-T r-T rH rH rH i-T ©' ©' © © ©“ ©“ ©' p-H IMMClHHHCKMNHHriHHHH 0I©0I010I©0I0|ß0101>ßölöliA>ßOOOiftQÖ)©CO)ißO)ö)ißö)01U5 -*© 01 (NTt<©©© 0 J 01 -*©©Otf 50101 oooooooooo oiflOnifliflifloccin -»'tmiflHHiNcoeoH jo jo jo jo o o o OOOOOOOOOOOOO^OO OOOO »O tO o - aaa^^®®®®oooooooiooiocoooco OHHHO^HNNHH®COeO^H® io io o io io ‘O C C“0 ‘O *o O O O « *« « **1 00 00 0>0 H "HHHHHC0WC0C0H(0e0HH®®®N^^NNN01C0C0ClClNC0 oooooooooooooo >0000000000000000000 )ooo®oo^^cocowco«coco^'»con 1 rH rH H M C0NNifl(DN00®O’#ifl W ^ ^ ^ 5 (N«0®COCOCOCOCO'1 ,1 0‘OOh^PhDh ^ ^ ^ tot'OOoocoooooaaaaoH CLiCuP-t 1- * ' f_ OQüflflfiöflßfifififlflflflflöfiflöhhhhhhPtihhhhhh pQrtpqfQpqfqpqWpQpqpqsflWfqcqfqflflWWWWWpqwwwwpqpqfl«« 317 Fortsetzung p. >> H 318 lN(»® c O®IM(N < NOJONiniC05®(N , NNN , NN < NNt'NN inNNNNNNNNiOOm 000 00000>000^0 O O O 'O C4 ,>t '' l '~ t ^ k ©if515 kftk iH iH OO^fHt-tMCC i-H rH i-H • rH©0©0©©rH©©©(MCC»ßrH^H , ^«>^2©©©©©©©©22 w CO W W W W CCCCCC ©©©® l PP kßk ß oc0O '5 < 5®®2 oo<: i£3£i THwwwCwC'Hwww(NrHCrHi-|rH(N©©©©©CCCCCC©©©©©©©©©©©©©©©©©©©©©©©©©©©© 5©©©©io©ec©©©ccec©ccec'**^©©©r^aO®f-c»a5 ,HOU50COOOos ~ 4 '~'' c,t ^t^ c '* t ^t^t^ ,H< * ,©©©©©<©$©<0<0©©©©«» )oooomiflinwwww<1 X ü pn PQ pq pq pq Q ß > X K X ><1 ><1 X X ><1 K X X ><1 * Ph Ph Ph Ph En En En zn CG CG CG CG CG CG CG CG CG CG CG CG CG CG CG CG zn CG CG CG CG CG CG zn M pq P5 PP « cq pq. m pq ?q pq pq pq pq pq pq pq pq pq pq pq pq pq pq pq pq pq PP pq 319 Fortsetzung ■§ S s ® c c S 1 s ' CD M ft, « „ Jä 5 a a ü-£ % ft, C ö Js 1 io m io o m iß H >H >H >H >H cß P P P p p Ü ffl « tt « PQ « « Ä P s ~ n 0) fr, BJ " 0J ^ CD CD s 2 " c c I 3 O .SP * tj ’m oj C Cs JJ_L «o «o csj ‘ti'oUj ö. 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