ELEKTRONISCHES JAHRBUCH 1976 TTL-Schaltkreise ( ZB ZA 7 Y 7 B 1A :1er DDR-Produktion Herausgeber: Ing. Karl-Heinz Schubert DM 2 AXE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1976 Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik 1.-45. Tausend © Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB) - Berlin, 1975 Cheflektorat Militärliteratur Lizenz-Nr. 5 LSV: 3535 Lektor: Fregattenkapitän Dipl.-Päd. Werner Krüger Illustrationen: Hans-Joachim Purwin, Harri Förster Zeichnungen: Heinz Grothmann Fotos: Archive der Verfasser, Werkfotos, Zentralbild, Militärbilddienst Typografie: Dieter Lebek • Hersteller: Hannelore Lorenz Vorauskorrektor: Ilse Fähndrich • Korrektor: Hannelore Martens Printed in the German Democratic Republic Gesamtherstellung: Offizin Andersen Nexö, Graphischer Großbetrieb, Leipzig III/18/38-5 Redaktionsschluß: 5. 2. 1975 Bestellnummer: 745 072 6 EVP 7,80 Mark Inhaltsverzeichnis Oberst Dipl.-Mil. W. Paduch 20 Jahre Nationale Volksarmee - 20 Jahre Nachrichtentruppe. 11 Ing. Karl-Heinz Schubert , Chefredakteur der Zeitschrift FUNKAMATEUR Museen und Ausstellungen in Moskau. 14 Ing. W. Sipjagin Laser und Nachrichtenverbindungen . 17 A. I. Pali Funkgegenwirkung bei der Überwindung der Raketenabwehr . . 24 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Die Elektronik-Amateurliteratur im RGW-Bereich . 31 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Statistische Angaben über die Elektronikproduktion im RGW-Bereich. 38 Melor Sturua ITT-Generaldirektor Geneen: »Ich wünsche keine Überraschungen«. 41 Wissenswertes über moderne Technik Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Die elektronische Gebrauchsuhr. 51 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Integrierte optische Schaltungen. 64 Ing. Peter Ebert Ein aktives RC-Filter . 75 ö 1 ng. Klaus K. Streng Quadrofonie - Geschäft oder technischer Fortschritt. 81 Ing. Klaus K. Streng Sensortasten und Ultraschallfernbedienung. 89 Neue Bauelemente der Elektronik Ing. Karl-Heinz Schultert - DM 2 AXE Neue integrierte Schaltkreise aus der DDR-Produktion . 97 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Wissenswertes über Schichtwiderstände. 109 Moderne Technik für den Funkamateur Dipl.-Ing. Horst Hübl - DM 2 DDN Ein transistorisierter SSB-Empfänger für 80 m/20 m. 118 Bernhard Linnecke - DM 2 DXD Transistorisierter Sende- und Empfangsbaustein für 80 m/20 m 138 Heinz Borde - DM 2 BHG SSB-Senderbausteine für 5-KW-Bänder. 143 Manfred Kramer - DM 2 C VO Elektronische Morsetaste mit TTL-Schaltkreisen. 156 Karl Rothammel - DM 2 ABK Kreuz-Yagi-Antennen für das 2-m-Band . 160 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Empfangskonverter für das 70-cm-Band . 170 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Funkamateur-Schaltungen aus dem RGW-Bereich . 180 Bauanleitungen für den Elektroniker Frank Sichla Praktischer Transistorprüfer für die Amateurpraxis . 194 Wolf gang Krumm Blinkgeber - Warnblinkanlage - Intervallschalter. 199 Swend v. Simolin Thyristor-Zündanlage für Kraftfahrzeuge . 202 6 Ing. Dieter Müller Einfache Meß- und Prüfgeräte für den Amateur . 210 Ing. Harro Kühne Eigenschaften und Anwendungsmöglichkeiten selbstgebauter optoelektronischer Koppler . 230 Joachim Liebold Stereo-NF-Verstärker . 239 Helmut Kogler - DM 2 CGD , Joachim Schwarz Ein elektronischer Temperaturspion. 250 Hs.-Ing. Bernd Wuschko Dreistufiger Antennenverstärker mit SF 245 . 254 Wilfried Kröger Bau eines transistorisierten Universalmeßgeräts. 261 Michael Rentzsch Eine Transistororgel. 270 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Oberstleutnant Dipl.-Ing. Fr. Schulze Militärfunker der Nationalen Volksarmee . 283 Fregattenkapitän Werner Krüger MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee. 288 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Aus der Geschichte der Nachrichtentechnik (X). 294 Hans Jörg Kranhold Huggy berichtet über die Tastfunkausbildung der GST . 297 Tabellenanhang Tabellen über Schichtwiderstände . 306 Bipolare Transistoren aus der UdSSR . 313 Formeln für den Funkpraktiker aus der Elektrotechnik. 316 7 1976 Januar Februar März Mo 5 12 19 26 2 9 16 23 1 8 15 22 29 Di 6 13 20 27 3 10 17 24 2 9 16 23 39 Mi 7 14 21 28 4 11 18 25 3 10 17 24 31 Do 1 8 15 22 29 5 12 19 26 4 11 18 25 Fr 2 9 16 23 30 6 13 20 27 5 12 19 26 Sa 3 10 17 24 31 7 14 21 28 6 13 20 27 So 4 11 18 25 1 8 15 22 29 7 14 21 28 April Mai Juni Mo 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 Di 6 13 20 27 4 11 18 25 l 8 15 22 29 Mi 7 14 21 28 5 12 19 26 2 9 16 23 30 Do l 8 15 22 29 6 13 20 27 3 10 17 24 Fr 2 9 16 23 30 7 14 21 28 4 11 18 25 Sa 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 19 26 So 4 11 18 25 2 9 16 23 30 6 13 20 27 Juli August September Mo 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 Di 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 Mi 7 14 21 28 4 11 18 25 l 8 15 22 29 Do l 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 Fr 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 Sa 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 So 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 Oktober November Dezember Mo 4 11 18 25 l 8 15 22 29 6 13 20 27 Di 5 12 19 26 2 9 16 23 30 7 14 21 28 Mi 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 Do 7 14 21 28 4 11 18 25 2 9 16 23 30 Fr 1 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 Sa 2 9 16 23 30 6 13 20 27 4 11 18 25 So 3 10 17 24 31 7 14 21 28 5 12 19 26 9 20 Jahre Nationale Volksarmee - Oberst Dipl.-Mil.w.Paduch 20 Jahre Nachrichtentruppe Die Deutsche Demokratische Republik begeht am 1. März 1976 den 20. Jahrestag ihrer Nationalen Volksarmee. Dank der zielklaren Führung durch die SED und der ständigen Fürsorge der Partei- und Staatsführung sowie unserer sozialistischen Gesellschaft insgesamt, gestützt auf das militärtheoretische Erbe der Klassiker des Marxismus-Leninismus und die uneigennützige Hilfe der Sowjetunion und ihrer ruhmreichen Streitkräfte, entwickelte sich die Nationale Volksarmee in relativ kurzer Zeit zu einer modernen, schlagkräftigen Armee, die fest in die Vereinten Streitkräfte des War¬ schauer Vertrages integriert ist. Sie wird heute von unseren Freunden und Verbündeten geschätzt und geachtet und muß auch von unseren Gegnern respektiert und berücksichtigt werden. Auch die Nachrichtentruppe kann innerhalb der positiven Gesamt¬ bilanz der zurückliegenden zwanzig Jahre auf eine erfolgreiche Ent¬ wicklung zurückblicken. Beginnend mit einer etwa dem Stand aus¬ gangs des 2. Weltkrieges entsprechenden Ausrüstung hat sie den ihr übertragenen komplizierten Kampf auf trag, in allen Teilstreitkräften zuverlässig arbeitende Nachrichtenverbindungen im Interesse un¬ unterbrochener Truppenführung, reibungslosen Zusammenwirkens sowie zeitgerechter Benachrichtigung und Warnung sicherzustellen, mit steigender Qualität erfüllt. Das war vor allem deshalb möglich, weil dabei von Anfang an immer mit der brüderlichen Unterstützung und der Ausnutzung um¬ fangreicher praktischer Erfahrungen der Nachrichtentruppe der Sowjetarmee und anderer sozialistischer Armeen sowie auch des staat¬ lichen Nachrichtenwesens der DDR gerechnet werden konnte. Besonderes Augenmerk wurde der politisch-ideologischen Stählung des Nachrichtenpersonals, seiner Erziehung zu klassenmäßigem Ver¬ halten, zu Standhaftigkeit, Zuverlässigkeit sowie zu selbstkritischer Haltung zur eigenen Arbeit gewidmet. 11 Bei der fachlichen Ausbildung und der Qualifizierung der Soldaten, Unteroffiziere und Offiziere konnte in zunehmendem Maße auf die Vorleistungen der sozialistischen Volksbildung und der Wehrerziehung aufgebaut werden. Die modernen und komplizierten Geräte der Nachrichtentechnik und anderen Führungsmittel stellen ständig höhere Anforderungen an den Ausbildungsstand der Nachrichtentruppe. Die Soldaten, Unter¬ offiziere und Offiziere müssen diese Technik einwandfrei meistern so¬ wie deren ständige Wartung gewährleisten Neben diesem hohen tech¬ nischen Ausbildungsstand ist es erforderlich, daß sie die Regeln des Nachrichtenbetriebsdienstes sicher beherrschen. Jeder Tastfunker oder Fernschreiber muß ein möglichst hohes Betriebstempo sicher und fehlerfrei hören und geben oder fernschreiben können. Um unsere jungen Nachrichtensoldaten politisch, militärisch und technisch gut auszubilden, wird viel Ausbildungszeit benötigt. Daher kommt der Ausbildungstätigkeit in der Nachrichtenausbildung der Gesellschaft für Sport und Technik eine so hohe Bedeutung zu. Gut vorgebildete junge Nachrichtenspezialisten der Gesellschaft für Sport und Technik , die in der vormilitärischen Ausbildung für die Laufbahnen Tastfunker der NVA bzw. Fernschreiber der NVA um¬ fangreiche Kenntnisse und Fähigkeiten erworben haben, tragen nach ihrer Einberufung dazu bei, daß die Gefechtsbereitschaft der Nach¬ richtentruppe der NVA ständig auf der Höhe der Aufgaben ist. Gestützt auf die enorm gewachsene ökonomische Macht der sozia¬ listischen Staatengemeinschaft wurde die Ausstattung mit modernen, einheitlich konzipierten und produzierten Nachrichtenmitteln konti¬ nuierlich erhöht. Dadurch war die Nachrichtentruppe der Nationalen Volksarmee zunehmend in der Lage, die ihr aus den Bündnisver¬ pflichtungen der DDR und bei gemeinsamen Maßnahmen der Ver¬ einten Streitkräfte erwachsenden verantwortungsvollen Aufgaben zu lösen. Von den richtungsweisenden Beschlüssen des VIII. Parteitages und des 14. Plenums des ZK der SED sowie von den Befehlen des Ministers für Nationale Verteidigung der DDR ausgehend kommt es in Vorbereitung des IX. Parteitages der SED darauf an, unter der bewährten Führung durch die Partei der Arbeiterklasse — die politisch-ideologische Erziehung des Nachrichtenpersonals zu Klassenkämpfern und zur bedingungslosen Erfüllung des Fahnen¬ eides beharrlich fortzusetzen und seine fachliche Meisterschaft ständig zu erhöhen; - bei der Erfüllung von Nachrichtenaufgaben stets in erster Linie von den Erfordernissen der sozialistischen Verteidigungskoalition auszugehen und die Erfahrungen der ruhmreichen Sowjetarmee 12 sowie der anderen Bruderarmeen noch schneller und allseitiger für die Erhöhung der Gefechtsbereitschaft anzuwenden; - stets den erforderlichen Ausrüstungsgrad mit moderner Nachrich¬ tentechnik zu sichern, das in ihr investierte Volks vermögen sorg¬ sam zu erhalten und ständig einen hohen Grad an technischer Ein¬ satzbereitschaft zu gewährleisten. Die Nachrichtentruppe verfügt im 20. Jahr des Bestehens der Na¬ tionalen Volksarmee über die dazu notwendigen Voraussetzungen und ist bereit und fähig, im engen Zusammenwirken mit den Waffenbrü¬ dern auch in Zukunft ihren anspruchsvollen Kampf- und Klassen¬ auftrag mit hoher Qualität erfolgreich und in Ehren zu erfüllen. 13 Ing. K.-H. Schubert , Chefredakteur der Zeitschrift FUNKAMATEUR Museen und Ausstellungen in Moskau Moskau, die Hauptstadt der UdSSR, ist das politische, industrielle, kulturelle und wissenschaftliche Zentrum dieses sozialistischen Lan¬ des. Der ausländische Besucher ist immer wieder beeindruckt von dem pulsierenden Leben in den Straßen dieser Stadt. Im August 1974 weilte ich in Moskau, um an der 50-Jahr-Feier unserer Bruder¬ zeitschrift Radio teilzunehmen. Außerdem informierte ich mich über die Nachwuchsarbeit der DOSAAF auf dem Gebiet des Funksports. Dazu besuchte ich verschiedene Klubs Junge Funker und Junge Fuchsjäger, so an der 358. Mittelschule, am DOSAAF-Radioklub der Stadt Moskau, im Zentralen Pionierpalast und im Zentralen Radio¬ klub der DOSAAF. Interessante technische Erlebnisse vermittelte mir der Besuch des Polytechnischen Museums und des Ausstellungsgeländes Errungen¬ schaften der Volkswirtschaft der UdSSR. In Moskau gibt es 62 Museen. Besonders für den Techniker interessant ist das Polytechnische Mu¬ seum, mit dessen Direktor, G. P. Koslow, ich ein ausführliches Ge¬ spräch hatte. Am 12. Dezember 1972 feierte dieses Museum sein 100- jähriges Bestehen. Von den 11 technischen Abteilungen ist eine der Radio-, Telefon- und Telegrafentechnik gewidmet. Etwa 1,2 Millionen Besucher zählt das Museum jährlich. Aus dem ganzen Land kommen technisch interessierte Menschen, um sich über den Stand der Tech¬ nik oder über die Entwicklung der Technik zu informieren. Wissen¬ schaftler halten Fachvorträge, viele Exponate werden in Betrieb vor¬ geführt. In Berlin hatte ich davon gehört, daß in einer Sonderausstellung des Polytechnischen Museums außergewöhnliche Miniaturen gezeigt wurden. Und ich hatte Glück, daß ich die schon für eine weite Reise vorbereiteten Exponate der Ausstellung Welt der Wunder noch sehen konnte. Auch wenn man sich in den Dimensionen der Mikroelektronik auskennt, sind diese Exponate außergewöhnlich. Von den Tulaer Schmieden wird erzählt, daß sie imstande wären, einen Floh mit Huf¬ eisen zu beschlagen. In der Ausstellung kann man einen Floh sehen, 14 die Füße hatte Michail Masljuk, Verdienter Meister des Volkskunst¬ schaffens der Ukrainischen SSR, mit goldenen Hufeisen beschlagen. In einem halbierten Mohnkorn war ein Porträt des Balalaikavirtuosen Andrejew untergebracht sowie ein Futteral mit einer kompletten Balalaika. Oder eine Lokomotive, aus 25 Einzelteilen bestehend - Schornstein, Räder, Hebel, alles deutlich zu erkennen. Die Größe ist so, daß ein hohles Haar bequem als Tunnel (mit Gegenverkehr) dienen kann. Ein Elektromotor, winzige Bruchteile eines Millimeters im Durchmesser, wurde in Betrieb vorgeführt. In die Spitze einer Stecknadel war ein Schachbrett eingearbeitet, die Figuren zeigten eine berühmte Stel¬ lung aus einer Meisterpartie. Von vielen Menschen wird die Anferti¬ gung derartiger Miniaturen als Hobby betrieben. Beeindruckend ist die funktechnische Abteilung des Polytechni¬ schen Museums. Sie beginnt mit dem Gewittermelder von A. S. Po¬ pow und zeigt dann in historischer Folge die wichtigsten Entwick¬ lungen der sowjetischen Funk- und Fernmeldetechnik. Da über die sowjetische Geräteentwicklungen der 20er und der 30er Jahre sehr wenig bei uns bekannt ist, wäre eine journalistische Auswertung der im Polytechnischen Museum vorhandenen Exponate eine dankens¬ werte Aufgabe. Im Pavillon Radioelektronik auf dem Gelände der Ständigen Aus¬ stellung Errungenschaften der Volkswirtschaft der UdSSR stellte zur Zeit meines Besuchs das Lwower Kombinat W. I. Lenin seine neue¬ sten Gerätekonstruktionen aus. Dieses Kombinat wurde mehrfach Wettbewerbssieger im Allunionsmaßstab; mehr als 250 Mitarbeiter erhielten staatliche Auszeichnungen. Hohe technisch-ökonomische Kennziffern und die Ausnutzung der wissenschaftlichen Arbeitsorga¬ nisation brachten große Erfolge. So wird das Ziel des derzeitigen Fünf¬ jahrplans bereits nach 4 1 / 2 Jahren erreicht. Maßgebend dafür ist die IUld 1 Ansicht des Video¬ rekorders » Spektr-203 « 15 aktive Rolle der Rationalisatoren und der Einsatz neuer Technik in der Produktion. Vor allem interessierten mich die neuen Geräte der Heimelektronik, die in diesem Kombinat entwickelt und produziert werden. Der Pro¬ duktionsschwerpunkt liegt allerdings auf dem Gebiet der elektroni¬ schen Meßtechnik - aber auch Kinderspielzeug wird in Kombinats¬ betrieben hergestellt. Die neuesten Heimgeräte, die in Betrieb vor¬ geführt wurden, waren die Videorekorder Spektr-203 und Jupiter-205, der Stereoverstärker Trembita-002 und die Quadrofonieanlage Jupiter- Quadro. Der Videorekorder Spektr-203 ist ein Kassettengerät für Schwarz¬ weißaufnahmen und für Farbfernsehaufnahmen mit einer Aufnahme¬ dauer von 30 min. Die Bandgeschwindigkeit ist 14,29 cm/s, die Wie¬ dergabeschärfe entspricht etwa 200 Zeilen. Der Videorekorder Jupiter- 205 ist ein Spulengerät für 45 min Spieldauer. Die Bandgeschwindig¬ keit ist 16,18 cm/s, es können nur Schwarzweißsendungen aufgenom¬ men werden, die Wiedergabeschärfe entspricht etwa 200 Zeilen. Außer¬ dem ist das Gerät als vierspuriges Magnetbandgerät mit den Ge¬ schwindigkeiten 9,53 bzw. 19,05 cm/s zur Tonaufzeichnung verwend¬ bar. Der Stereoverstärker Trembita-002 hat eine Musikleistung von 2 x 60 VA. Der Eingangsteil ist in Form eines Mischpultes aufge baut, wobei alle Regler für die vier Eingänge Schiebeausführungen sind. Die Anlage Jupiter-Quadro besteht aus einem Quadro Verstärker und einem Quadro-Magnetbandgerät. Die Musikleistung ist 4x27 VA. Diese und andere Exponate geben einen guten Einblick in das Pro¬ duktionsprogramm des Lwower Kombinats, und sie bestätigen, daß die Mitarbeiter dieses Kombinats mit dem technischen Fortschritt Schritt halten. 16 Bild 2 Ansicht des Video¬ rekorders »Jupiter-205« Ing. W. Sip jagin Laser und Nachrichten¬ verbindungen Es ist etwa 15 Jahre her, seitdem die ersten Laser geschaffen wurden. Vor 11 Jahren begannen die ersten Versuche mit Laser-Nachrichten¬ verbindungen. In der zurückliegenden Zeit wurden viele Erfahrungen gesammelt, die die realen Möglichkeiten der Nutzung unterschied¬ licher Laser in Nachrichtensystemen zeigten. Betrachten wir, welche Perspektiven sich für den Aufbau von Laser-Nachrichtenverbindun¬ gen über der Erde, unter Wasser und im Kosmos ergeben (Bild 1). Es ist bekannt, daß, je höher die Frequenz der elektromagnetischen Ausstrahlung oder, was das gleiche ist, je kürzer die Wellenlänge, um so größer ist die Informationskapazität. Jede Rundfunkstation, die ein Sendeprogramm ausstrahlt, nimmt ein bestimmtes Frequenzband in Anspruch. Damit sich die Rundfunkstationen nicht gegenseitig stören, dürfen sich die beanspruchten Frequenzbänder nicht über¬ lappen. Wenn man also für Musiksendungen ein Frequenzband von 15 kHz benötigt, so können bei Amplitudenmodulation im Mittel¬ wellenbereich (500-•• 1500 kHz) gleichzeitig nicht mehr als 33 Rund¬ funkstationen betrieben werden. Im Kurzwellenbereich (4---30 MHz) sind es etwa 870 Rundfunkstationen. Elektromagnetische Ausstrahlungen im optischen Bereich haben weitaus höhere Trägerfrequenzen (10 12 --• 10 15 Hz). Deshalb kann man bei Verdichtung der Informationskanäle nach der Zeit über einen Laserstrahl praktisch eine unbegrenzte Zahl von Programmen ohne ( 10 12 Hz \ 10 4 H = Die V °N® Realisierung dieser theoretischen Möglichkeiten ist zur Zeit noch schwierig. Eine weitere Besonderheit der Laserstrahlung ist, daß sie sich im Raum als feiner Lichtstrahl ausbreitet, dessen Streubreite einige Winkelsekunden beträgt. Mit speziellen Fokussiersystemen kann die Streubreite auf wenige Winkelsekunden verringert werden. Zum Ver¬ gleich sei daran erinnert, daß bei vergleichbaren Durchmessern der Sendeantennen im Zentimeterwellenbereich der Streuwinkel tausend¬ fach größer ist. 2 Schubert, Eljabu 76 17 Bild 1 1 - Nachrichtensystem auf Laserbasis Erde-Satellit; 2 - Zwischenstädtisches Telefonsystem auf Laserbasis und mit Lichtleitern; 3 - Nachrichtenverbin¬ dungssystem auf Basis von Halbleiterlasern Heute gibt es verschiedenartige Laser: Halbleiterlaser, Gaslaser , Festkörperlaser, Flüssigkeitslaser, die in einem breiten Frequenzband - von ultraviolett bis infrarot - arbeiten. Ungeachtet der genannten Vorteile der Lasernachrichtenverbin¬ dungen entstanden bei der Schaffung betriebssicherer Systeme ver¬ schiedene Schwierigkeiten, deren Überwindung nicht leicht war. Man kann diese Schwierigkeiten etwa in zwei Gruppen einteilen: - physikalische und - konstruktive. Zur ersten Gruppe gehören die Dämpfung und die Streuung opti¬ scher Ausstrahlungen in der Atmosphäre und im Wasser. Zur zwei¬ ten Gruppe zählen die Schaffung von Vielkanalsystemen, die Modu¬ lation und Demodulation optischer Signale. Bei der Ausbreitung eines Laserstrahls in der Atmosphäre unter¬ liegt er der Streuung durch Gas- und Aerosolmoleküle. Den Haupt¬ einfluß auf die Dämpfung eines Laserstrahls üben etwa bis zu einer Höhe von 12 km CC) 2 - und H 2 0-Moleküle aus. Die Schwächung von Laserausstrahlungen im sichtbaren und nahe dem Infrarotbereich er- 18 folgt hauptsächlich durch Streuprozesse, die durch Schwankungen der Luftdichte (Molekularstreuung) hervorgerufen werden, aber gleich¬ falls durch Aerosolteilchen, die auch bei klarem Wetter vorhanden sind und deren Einfluß sich bei Niederschlag erhöht. Das optische Signal wird ebenfalls durch Turbulenzen in der Atmo¬ sphäre verzerrt. Dadurch entstehen Energieaufspaltungen im Quer¬ schnitt des Lichtstrahls, Ablenkungen von der vorgegebenen Rich¬ tung und andere Erscheinungen. Diese führen zum Beispiel dazu, daß ein millimeterstarker Laserstrahl auf einer Strecke von 10 Kilo¬ metern einen Durchmesser von 1 bis 2 Metern erreicht. Verzerrungen des Laserstrahls können auch durch eine zeitweilige Dispersion des optischen Kanals hervorgerufen werden, die infolge eines anderen Brechungsindex der Luft bei veränderter chemischer Zusammensetzung der Atmosphäre eintritt. An Stelle der zeitweiligen kann auch eine Frequenzdispersion Vorkommen. Sie entsteht bei chaotischen Luftbewegungen durch Wind. Dadurch verbreitert sich das Spektrum des optischen Signals. Um alle aufgezählton widrigen Einflüsse zu überwinden, wurden umfangreiche experimentelle Untersuchungen durchgeführt. Sie zeig¬ ten, daß sich Weitwinkelempfangseinrichtungen (Bild 2) gut eignen und man adaptive Nachrichtensysteme schaffen muß, bei denen sich die Nachrichtenübertragungsgeschwindigkeit abhängig von den me¬ teorologischen Bedingungen ändert. Im Kosmos entfallen die genannten Schwierigkeiten, zum Beispiel die Streuung des Laserstrahls in der Atmosphäre. Aus diesem Grund Bild 2 Durchgang eines Laserstrahls durch eine Wolke: 1 - Laserstrahl; 2 - Breitbandempfangssystem Bild 3 Nachrichtensystem auf Laserbasis Erde-Satellit: 1 - Empfangs- und Sendeeinrichtung; 2 - Satellit; 3 - Laserstrahl; 4 - Orientierungspunkt auf Laserbasis; 5 - Nachrichtenfahrzeug 2 * 19 ist der Einsatz von Lasern in kosmischen Systemen am aussichts¬ reichsten. Heute ist es jedoch noch nicht möglich, in Satelliten oder Raumschiffen eine ununterbrochene leistungsstarke Stromversorgung von Lasern zu gewährleisten. Erfolgreich entwickeln sich deshalb Systeme zur Informationsübertragung von der Erde zu Satelliten (Bild 3). Am zweckmäßigsten für den Einsatz im Kosmos scheinen Fest¬ körperlaser auf Yttrium-Aluminium-Granat-Basis (YAG-Laser) zu sein, die auf einer Wellenlänge von 1,06 fxm (Infrarotbereich) schwin¬ gen, und Gaslaser auf C0 2 -Basis mit einer Wellenlänge von 10,6 (j.m. Gaslaser zeichnen sich sendeseitig durch ein besseres Signal-Rausch- Verhältnis und durch einen höheren Wirkungsgrad aus. Aber dafür benötigt man bei Gaslasern kompliziertere Oszillationsdetektoren, da die derzeitigen Fotoempfänger im 10,6-p.m-Bereich begrenzte Mög¬ lichkeiten haben. Vorteilhaft bei Festkörperlasern auf Yttrium-Aluminium-Granat- Basis ist, daß sie mit Direktmischempfängern betrieben werden kön¬ nen, die einfach im Aufbau sind. Der Sender eines solchen Lasers sendet jedoch einen sehr feinen Lichtstrahl aus, was zum Beispiel bei Nachrichtensystemen Kos?nos-Kosmos das Ausmachen und die Signalverfolgung äußerst erschwert. Außerdem haben diese Laser zur Zeit noch einen sehr niedrigen Wirkungsgrad (etwa 0,5 Prozent), so daß man für die Stromversorgung eines 25-W-Senders etwa 5 kW benötigt. Es wurden auch schon Wege erforscht, um den Wirkungs¬ grad der Laser um einige Prozent zu erhöhen. Wir haben deshalb allen Grund zu der Annahme, daß ein Relais-Laser-System im erdnahen Raum in nicht allzu ferner Zukunft Wirklichkeit werden kann (Bild 4). In gleichgearteten Systemen kann die Nachrichtenverbindung wie folgt aufrechterhalten werden: Das Signal wird mit Hilfe des Laser¬ strahls (1) von der Erde zu einem der stationären Satelliten (2) über¬ tragen. Von dort gelangt das Signal zu einem im erdnahen Raum sich bewegenden Satelliten (3). Ein wichtiges Problem der kosmischen Nachrichtenverbindung auf Laserbasis ist die Schaffung von Energiequellen für Laser, deren Bild 4 Helaissystem für kosmische Verbindungen: 1 - Laserstrahl; 2 - Stationärer Satellit; 3 - Satelliten im erdnahen Baum 20 Bild 5 Optischer Lichtleiter: 1 - Lichtquelle; 2 - Beschichtung des Lichtleiters; 3 - Glasfaser; 4 - Außenhülle; 5 - Laserstrahl Strahlungsspektrum nach Möglichkeit maximal dem Dämpfungs¬ spektrum der Yttrium-Aluminium-Granat-Kristalle angepaßt ist. Diese Kristalle können lange Zeit unter kosmischen Bedingungen zu¬ verlässig arbeiten. Forschungen der letzten Jahre haben gezeigt, daß leistungsfähige Stromquellen in diesem Fall Halbleiterlaser und Festkörperleucht¬ dioden sind. Sowohl Halbleiterlaser als auch Festkörperleuchtdioden werden von Gleichstromquellen (Konstant- oder Impulsstromquellen) gespeist. Es sind auch andere Stromquellen für YAG-Laser, zum Beispiel Blitzlampen auf Basis von Kaliumdämpfen und Quecksilber, möglich. In kosmischen Nachrichtensystemen kann auch die Sonnen¬ energie ausgenutzt werden. Bedeutende Anstrengungen sind jetzt auf die Entwicklung von einfachen und zuverlässigen Lasern gerichtet. Man kann erwarten, daß sich ihre Abmessungen und der Preis verringern werden und die Betriebsdaten höheren Ansprüchen genügen. Wenn das erreicht ist, sind die kosmischen Nachrichtensysteme konkurrenzfähig mit be¬ liebigen anderen, die heute geplant werden. Eines der wichtigsten technischen Probleme bei der Schaffung von Nachrichtensystemen auf Laserbasis ist die Entwicklung von 4-Kanal- und Breitbandeinrichtungen zur Modulation und zur Demodulation. Gleichfalls bedeutungsvoll ist die Steigerung der Nachrichtenüber¬ tragungsgeschwindigkeit. Nach Angaben aus einer Analyse ausländi¬ scher Spezialisten hat die kontinuierliche Vervollkommnung der Mo¬ dulationsverfahren und des Empfangs dazu geführt, die Nachrichten¬ übertragungsgeschwindigkeit auf Lasersystemen von 1965 bis 1971 auf das Viejrhundertfache zu steigern. In Übereinstimmung mit heutigen Prognosen werden sich die pro¬ jektierten Lasersysteme für kosmische Nachrichtenverbindungen durch einen großen dynamischen Bereich, eine hohe Linearität und eine große Nachrichtenübertragungsgeschwindigkeit, bis 10 9 Infor¬ mationseinheiten je Sekunde, auszeichnen. Eine prinzipiell neue Lösung des Problems der Energieverluste von Laserausstrahlungen unter atmosphärischen Bedingungen bietet der Einsatz verschiedener Lichtleiter zur Kanalisation der Lichtenergie. 21 Die Lichtleiter bestehen aus speziellen flexiblen Glasfasern mit einem Durchmesser von 50 [xm (Bild 5). Es gibt heute bereits Lichtleiter, von denen eine Länge von einem Kilometer 1 g wiegt. Beim Einsatz von Lichtleitern entsteht eine hohe Energiedämpfung des Laser¬ strahls. Aber es gibt auch bereits experimentelle Lichtleiter, bei denen die Dämpfung 10 dB/km nicht übersteigt. Hoher Energiedämpfung kann man auch durch den Einsatz von Zwischenverstärkern begeg¬ nen, in denen das Lichtsignal in ein elektrisches Signal umgewandelt, verstärkt und erneut in ein Lichtsignal umgewandelt wird. Spezialisten für Nachrichtensysteme auf Laserbasis sagen voraus, daß Glasfaserlichtleiter in Zukunft die Übertragung bis zu 100 Fern¬ sehprogrammen ermöglichen werden. Sie schätzen auch ein, daß Video¬ telefonverbindungen im Maßstab der bestehenden Telefonnetze rea¬ lisiert werden. Außer Glasfaserlichtleitern ist es auch möglich, Linsenlichtleiter (Bild 6) einzusetzen. Sie bestehen aus einem gasgefüllten Rohr, in dem der Laserstrahl in bestimmten Abständen durch spezielle optische Linsen fokussiert wird. Am schwierigsten ist es, wie ausländische Spezialisten meinen, Lasersysteme für den Unterwasserbetrieb zu schaffen. Die Schwierig¬ keiten bestehen darin, daß der Laserstrahl unter Wasser bedeutend absorbiert und zerstreut wird. In der amerikanischen Zeitschrift »electronic« wird berichtet, daß für das Unterwasserfernsehen ein YAG-Laser ausgenutzt werden kann. Der Laserstrahl wird durch einen Kristall aus Hydrophosphatkalium geleitet. Dadurch wird er aus dem Infrarotbereich (A = 1,06 (xm) in den sichtbaren Bereich (A = 0,53(xm) umgesetzt. Ungeachtet der technischen Schwierigkeiten ergeben sich bereits heute reale Chancen für den Bau von Unterwasserbeobachtungssystemen für Entfernun¬ gen von 50 bis 70 Metern. Der von einem Laserstrahl am Ortungs- objekt reflektierte Energieanteil wird auf einem Bildschirm sichtbar gemacht. Als besonders zukunftsträchtig für die Unterwasserbeobachtung werden Laser mit verstimmbarer Wellenlänge angese*hen. Sie können dem Dämpfungsminimum im Wasser angepaßt werden. Bild 6 Linsenlichtleiter: 1 - Optische Linsen; 2 - Trägheitsloses Gas; 3 - Laserstrahl; 4 - Außenhülle 22 Bodengestützte Nachrichtenlinien auf Laserbasis - das ist schon Gegenwart der Quantenelektronik. Über einen Laserstrahl besteht eine 4-Kanal-TelefonVerbindung zwischen Klaipeda und Smilten. Das gesamte System bedient lediglich ein Mensch. Eine Telefon Verbindung auf Laserbasis besteht auch in Bjura/can, dem wissenschaftlichen Zen¬ trum der Astrophysiker, das 22 km von der armenischen Hauptstadt entfernt ist. Die längste Experimentallasermagistrale verläuft in über 2000 m über dem Meeresspiegel in Kirgisien zwischen dem Berg Orgotschar und der Station Tscholpon-Ata. Die Entfernung zwischen beiden Punkten beträgt 83 km. Auch in anderen Gebieten der Sowjet¬ union wurden Lasernachrichtenverbindungen auf gebaut. In den letzten Jahren sind im großen Umfang solche Arbeiten vor¬ angetrieben worden, um Laser aller Typen im Nachrichtenwesen zu nutzen. Besonders hervorzuheben sind Halbleiterlaser, die geringe Abmes¬ sungen und einen hohen Wirkungsgrad haben. Sie werden erfolgreich in transportablen Telefonanlagen mit geringer Reichweite (3--10 km) eingesetzt (Bild 1). Großen Gewinn bedeutete auch die Entwicklung von Miniatur-Halbleiterlasern auf Heterostrukturbasis 1 , die eine Aus¬ gangsleistung von etwa 10 Milliwatt im Dauerstrich betrieb, ohne spe¬ zielle Kühlvorrichtungen (bei Zimmertemperatur), abgeben. Mit ihrer durchgängigen Einführung wird der Grundstein für die Schaffung von Telefon- und Fernsehsystemen auf Laserbasis in großem Maßstab gelegt. Die Entwicklung der Nachrichtenverbindungen in der Zukunft auf Laserbasis hängt davon ab, wie schnell Laser entwickelt werden, die über Zehntausende Stunden hinweg zuverlässig arbeiten, Lichtleiter¬ systeme mit niedrigen optischen Verlustkennziffern geschaffen wer¬ den und Modulations- und Demodulationssysteme für 4-Kanal-An- lagen in einem breiten Frequenzbereich zur Verfügung stehen. Dann kann man praktisch die Vorteile der Nachrichtensysteme auf Laser¬ basis voll ausnutzen und zuverlässige, ökonomische und schnell arbei¬ tende Anlagen für die Sendung und den Empfang von Informationen auf der Erde und im Kosmos bauen und einsetzen. Aus Radio (UdSSR), Heft 3/74 1 Heterostruktur = Halbleiterkristall, der aus vier Schichten GaAs und GaAsAl besteht 23 A, I. Pali Funkgegenwirkung bei der Überwindung der Raketenabwehr Das Aufkommen von ballistischen Raketen in den Streitkräften eini¬ ger Ländererfordertees, die Raketenabwehr zu organisieren. In den USA zum Beispiel wurde das Frühwarn- und Auffassungssystem (BMEWS) geschaffen, und man arbeitet an dem Raketenabwehr¬ system »Safeguard«. Grundlage der Raketenabwehr bilden verschie¬ dene funkelektronische Mittel (Bild 1): Funkmeßstationen für die Fernauffassung, die Freund-Feind-Erkennung, die Zielbegleitung und die Zielzuweisung an die Raketenabwehrkomplexe, die Zielverfolgung und das Heranleiten von Abwehrraketen sowie Elektronenrechner zur Datenverarbeitung und Leitung der Raketenabwehrkomplexe. Bild 1 Prinzip der Raketenabwehr: 1- Frühwarnstation; 2 - FernauffasSungs- station, Zielbegleitung und Zielzuweisung; 3 - Funkmeßstation zur Freund- Feind-Erkennung und zum Heranleiten der Abwehrrakete; 4 - Ziel; 5 - Abfangpunkt der Angriffsrakete 24 Bild 2 Erläuterung der Organisation der Funkgegenwirkung bei der Überwindung der Raketenabwehr: 1 - Scheinzielwolke, die den Gefechtskopf begleitet; 2 - aufblasbare Scheinziele; 3 - schwere metallisierte Bänder; 4- Gefechts¬ kopf mit Funkgegenwirkungsmitteln; 5 - Flugbahn der Abwehrrakete; 6 - Raketenleitstand für die Abwehrrakete; 7 - sich selbst zerlegende und manövrierende Gefechtsköpfe; 8- veränderte Flugbahnen der Gefechtsköpfe; 9 - Ziel; 10 - Kernwaffendetonation in großer Höhe Nach den Angaben der Frühwarn- und Auffassungsfunkmcßstatio- nen wird die Flugrichtung der Raketen eingeschätzt, bestimmt man die möglichen Gebiete, in denen sie niedergehen können. Die Fern¬ auffassungsstationen der Raketenabwehr erhalten die Zielzuweisung für das Auf fassen der Gefechtsköpfe der Raketen. Diese Funkmeß - Stationen ermitteln die Flugbahnen der Gefechtsköpfe der Raketen und bestimmen die Punkte, an denen sie niedergehen. Von diesen Stationen erfolgt die Zielzuweisung für die Abwehrmittel. Ziele, die im Abwehrsektor verbleiben, werden von den dazugehörigen Funk¬ meßstationen begleitet. Nach den vorliegenden Funkmeßdaten wer¬ den die Startzeit, die Flugbahn und der Treffpunkt der Abwehrrakete mit dem Ziel errechnet. Sobald die Abwehrrakete gestartet ist, bestimmt die Funkme߬ station die Flugbahn und präzisiert gleichzeitig die Zielkoordinaten. Ergeben die Messungen Abweichungen, so errechnen die Datenverar- 25 beitungsanlagen Korrekturkommandos für den Flug der Abwehr¬ rakete, die von einer Funkmeßstation übertragen werden. Hat sich die Abwehrrakete dem Ziel auf eine bestimmte Entfernung angenä¬ hert, so wird auf das Kommando »Zündung« der Funkzünder in Tätig¬ keit gesetzt. Den Betrieb funkelektronischer Mittel der Raketenabwehr kann man nach Meinung ausländischer Spezialisten durch aktive Störungen, verminderte Reflexionsfähigkeit der Gefechtsköpfe von Raketen so¬ wie durch den Einsatz von Scheinzielen stören (Bild 2). Als eine Mög¬ lichkeit, Scheinziele zu schaffen, schlugen USA-Spezialisten zum Bei¬ spiel vor, die letzte Stufe der Angriffsrakete nach der Trennung von dem Gefechtskopf zu sprengen (Bild 3). In großer Höhe, bei stark verdünnter Atmosphäre, bewegen sich die Splitter, trotz ihrer ge¬ ringen Masse, in unmittelbarer Nähe des Gefechtskopfes mit der glei¬ chen Geschwindigkeit und bilden eine Wolke von Scheinzielen. Die Splitterwolke kann Ausmaße von einigen hundert Kilometern errei¬ chen. Die Funkmeßsignale von der Splitterwolke ergeben auf dem Bild 3 Teile einer zerlegten Raketenstufe, die als Schein¬ ziele dienen Bildschirm viele Scheinziele, so daß der Gefechtskopf nur schwer zu bestimmen ist. Man hat festgestellt, daß es trotzdem mit Funkmeß- Stationen möglich ist, den Gefechtskopf relativ leicht in der Schein¬ zielwolke zu erkennen. Ausgehend davon, begann man im kapitalisti¬ schen Ausland mit Winkel- und Dipolreflektoren sowie aufblasbaren Ballons spezielle Scheinziele zu entwickeln, darunter auch solche, die durch Infrarotstrahlung Gefechtsköpfe von Raketen imitieren kön¬ nen. Beim Eintritt in die dichteren Schichten der Atmosphäre blei¬ ben jedoch die von ihrem Gewicht her leichten Scheinziele hinter dem Gefechtskopf der Rakete zurück und verglühen. Aus diesem Grund ging man in ausländischen Armeen dazu über, schwere Scheinziele in Form von Pfeilen, Kugeln oder Ringen (Bild 4), die einige Kilo¬ gramm wiegen und mit einem Hitzeschild versehen sind, zu entwik- keln. Nach dem Abtrennen des Gefechtskopfes von der letzten Stufe der Rakete begleiten solche Scheinziele den Gefechtskopf bis in Höhen von etwa 15 km. In den USA gibt es auch aufblasbare Ballons mit einem Metall¬ überzug, die auf dem Funkmeßbildschirm als Gefechtsköpfe von Raketen bestimmt werden können. In einer Rakete können dabei mehrere aufblasbare Reflektoren enthalten sein, die im kosmischen Raum die Form des Gefechtskopfes der Rakete annehmen. 26 Bild 4 Scheinziele gegen Funkmeß Stationen, die zur Überwindung der Raketen¬ abwehr dienen Dipolreflektoren werden aus Metalldraht in Längen hergestellt, die der halben Wellenlänge der zu störenden Funkmeßstation entspre¬ chen, oder sie bestehen aus schweren Metallbändern, die in die dich¬ teren Schichten der Atmosphäre eindringen können. Scheinziele werden direkt im Gefechtskopf der Rakete oder in der letzten Stufe untergebracht. Im ersten Fall muß der Schwerpunkt des Gefechtskopfes nach dem Ausbringen der Scheinziele neu aus¬ getrimmt werden. Sind jedoch die Scheinziele in der letzten Stufe der Rakete untergebracht, kann man, nachdem sie ausgebracht sind, auch die letzte Stufe, wenn sie sich ausreichend weit vom Gefechts¬ kopf entfernt hat, zerstören und so mehrere schwere Scheinziele schaffen. Mit Scheinzielen zum Einsatz gegen Funkmeßstationen werden zum Beispiel die amerikanischen Raketen vom Typ Titan , Minuteman , Polaris und ebenfalls neu entwickelte interkontinentale ballistische Raketen ausgerüstet. Während der Erprobung des Raketenabwehr¬ komplexes Nike Saves waren bis zu 30 Prozent der A^as-Raketen mit Scheinzielen ausgestattet. Die effektive Reflexionsfläche der Gefechtsköpfe von Raketen kann durch spezielle Formgebung und durch Überzüge mit absorbierenden Schichten verringert werden (Bild 5). 27 7 2 3 4 Bild 5 Gefechtskopfformen und Formen für Scheinziele, die interkontinentale bal¬ listische Raketen imitieren: 1 - Kopfteil mit Hitzeschild; 2 - Kopfteil mit hitzebeständigem Überzug; 3 - einfaches Scheinziel; 4 - aufblasbares Schein¬ ziel Die geringste effektive Reflexionsfläche weisen lange, konusförmige Gebilde auf. Wenn sie in die Atmosphäre eintauchen, bildet sich nur eine schwache Stoßwelle und ein kleiner ionisierter Schweif, der von den Funkmeßstationen geortet werden kann. Die Konusform wird so berechnet, daß sich das Druckzentrum hinter dem Schwerpunkt be¬ findet und der Gefechtskopf sich beim Eintauchen in die dichteren Schichten der Atmosphäre mit der Konusspitze auf die Funkme߬ station der Raketenabwehr orientiert. Das setzt die Auffassungs¬ entfernung von Gefechtsköpfen durch Funkmeßstationen bedeutend herab. Die vorteilhaftesten Formparameter für Raketengefechtsköpfe bestimmt man ausgehend von den Funkmeß- und aerodynamischen Kennwerten sowie unter Beachtung der Infrarot-Strahlungsintensi¬ tät und der Ultraviolettausstrahlung. Ein Mittel, die Raketenabwehr zu überwinden, so meinen ausländi¬ sche Spezialisten, besteht darin, aktive Störsender einzusetzen. Sie sollen im Gefechtskopf der Rakete oder an anderer Stelle unter¬ gebracht werden und aktive Scheinziele darstellen. Solche Scheinziele sind mit leistungsschwachen Antrieben ausgestattet, die eine Len¬ kung während des Fluges erlauben. Die Störsender werden auf die Frequenz der zu störenden Funk¬ meßstationen vor dem Start der Rakete oder automatisch abgestimmt, wenn ein Funksignal vom Suchempfänger im Gefechtskopf aufgefan¬ gen worden ist. Eines der kompliziertesten Probleme, das heute bei der Projektie¬ rung von Störsendern für Raketen zu lösen ist, ist das Unterdrücken des Einflusses der Plasmahülle, die sich um den Gefechtskopf beim Eintritt in die dichteren Schichten der Atmosphäre bildet. Die Plasma¬ hülle absorbiert die vom Sender ausgestrahlten elektromagnetischen Wellen. Beim Eintauchen von Objekten mit hoher Geschwindigkeit in die Atmosphäre beobachtet man die Erscheinung der Umwandlung kinetischer Energie in Wärmeenergie. Um das Objekt bildet sich eine Hülle aus ionisiertem Gas und ein Plasmaschweif, an Hand dessen zum Beispiel der Gefechtskopf einer Rakete geortet werden kann. Um die Funkmeßortung des Gefechtskopfes zu erschweren, ist man be- 28 müht, durch Formänderung die ionisierte Hülle zu verringern und durch spezielle Materialien die Wärmestrahlung beim Eintritt in dich¬ tere Atmosphärenschichten herabzusetzen. Man versucht sogar, die sich bildenden Ionen durch entgegengesetzt geladene Gasteilchen zu neutralisieren. In den USA ist man aber auch gleichzeitig bemüht, die ionisierte Hülle und den Plasmaschweif von Scheinzielen durch zusätzliches Einführen von pyrotechnischen Mischungen oder ioni¬ sierenden Metalldämpfen noch zu verstärken. Das setzt die Effektivi¬ tät der Reflexion elektromagnetischer Wellen von den Gefechtsköpfen im Verhältnis zu den Scheinzielen herab und erschwert die genaue Bestimmung der Gefechtsköpfe. Außer den aufgezählten Methoden zur Unterdrückung von funk¬ technischen Mitteln der Raketenabwehr entwickeln Spezialisten in den USA manövrierfähige und mit mehreren Ladungen versehene Gefechtsköpfe von Raketen. Solche Gefechtsköpfe enthalten auch eine große Anzahl Scheinziele. Für die Unterdrückung funktechnischer Systeme der Raketen¬ abwehr plant man in ausländischen Armeen den Einsatz von Kern¬ waffen in großen Höhen und Raketen mit Selbstlenk-Gefechtsköpfen gegen Funkmeßstationen der Raketenabwehr. In den USA entwickelt man zum Beispiel eine Antifunkmeßrakete, die mit einer Selbstlenk¬ einrichtung und einem Störsender ausgerüstet ist. Um die Wellenlänge der zu vernichtenden Funkmeßstationen zu bestimmen, wird in der Rakete ein Empfänger eingebaut. Man prüft auch die Möglichkeit des Einsatzes der Po/aW#-Rakete von U-Booten aus als Antifunkmeßrakete. Unter Beachtung der Möglichkeit, daß Mittel der Funkgegenwir¬ kung dazu dienen können, die Raketenabwehr zu überwinden, ging man im Ausland in den letzten Jahren dazu über, Methoden und Mit¬ tel des Schutzes funktechnischer Geräte der Raketenabwehr vor der Funkgegenwirkung zu entwickeln. Im einzelnen plant man, in die Auffassungskomplexe der amerikanischen Raketenabwehr spezielle Funkmeßstationen einzuführen, deren Aufgabe unter anderem auch darin besteht, die Gefechtsköpfe der Raketen von Scheinzielen zu unterscheiden. Das Unterscheiden gründet sich darauf, daß die re¬ flektierten Signale von den Gefechtsköpfen und von den Scheinzielen unterschiedlich sind. Außerdem beobachtet man die Erscheinungen, die beim Eintauchen der verschiedenen Objekte in die Atmosphäre vor sich gehen. Man selektiert darüber hinaus die Flugbahnwerte, die Geschwindigkeit und andere Parameter. Die Struktur reflektierter Signale von Zielen ist von ihrer Form, den geometrischen Abmessungen und der Bewegungsdynamik im Ver¬ hältnis zum Massezentrum abhängig. Reflektierte Signale von Ge¬ fechtsköpfen und von Scheinzielen unterscheidet man nach der Pola- 29 risations- und Spektralstruktur und nach der Frequenzverschiebung, die durch den Dopplereffekt entsteht. Die Selektion der Gefechtsköpfe aus mehreren Scheinzielen an Hand der Erscheinungen, die beim Eintauchen in die dichteren Schich¬ ten der Atmosphäre entstehen, gründet sich auf das unterschiedliche Energiepotential, das von dem Gefechtskopf und von den Scheinzielen reflektiert wird. Die Selektion nach der Geschwindigkeit der Objekte ist möglich, da die leichten Scheinziele beim Eintauchen in die dich¬ ten Schichten der Atmosphäre stärker abgebremst werden als der Gefechtskopf und hinter ihm Zurückbleiben. Der Grad der Abbrem¬ sung in der Atmosphäre hängt ab von der Masse und dem Querschnitt des Objekts. Die Signale von Gefechtsköpfen und von Scheinzielen, die die Funkmeßstation aufnimmt, werden in einen Elektronenrech¬ ner eingegeben, der sie mit vorher eingegebenen Informationen ver¬ schiedener Ziele vergleicht. Der Elektronenrechner unterscheidet die Ziele, die die Funkmeßstation auf gef aßt hat, und bestimmt aus den aufgefaßten Zielen die Gefechtsköpfe von Raketen. Auszug aus dem Buch von A. I. Pali, »Funkelektronischer Krieg«, Verlag des Ministeriums für Verteidigung der UdSSR, Moskau 1974, Seite 262 bis 268. In dem Buch des sowjetischen Autors sind die modernen Methoden der Funkaufklärung und der Funkgegenwirkung dargestellt. Es wer¬ den die Geräte zur Suche, Überwachung, Registratur und Peilung von Quellen elektromagnetischer Ausstrahlung beschrieben. Große Aufmerksamkeit wird auch den passiven und den aktiven Funk¬ störungen sowie den Mitteln der Funkmeßtarnung gewidmet. Um dem Amateur einen kleinen Einblick in die Problematik der Funkgegenwirkung bei der Überwindung der Raketenabwehr zu ver¬ mitteln, wurde das vorstehende Kapitel des Buches ausgewählt. Der Autor stützte sich dabei auf offene ausländische und sowjetische Literaturquellen. Literatur [11 Drushimna, ir. ir.: Handbuch der Grundlagen der Funkmeßtechnik, Woje- nisdat, Moskau 1967 [2] ...: Mittel zur Überwindung der Raketenabwehr, »Spaee/Aeronautics«, Nr. 11, 1964 [3] Anurejew, I. /.; Waffen der Raketen- und kosmischen Abwehr, Wojenisdat, Moskau 1971 30 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Die Elektronik- Am ateurliteratur im RGW-Bereich Im Elektronischen Jahrbuch 1975 wurden die Fachzeitschriften vor¬ gestellt, die den Elektronikamateur interessieren. Wie sieht es nun mit der Fachliteratur auf diesem Gebiet aus? Es gibt eine Fülle inter¬ essanter Publikationen, da in fast allen sozialistischen Ländern des RGW-Bereichs derartige populärwissenschaftliche Fachliteratur er¬ scheint. Das kann im Sozialismus auch nicht anders sein, denn bei der allseitigen Entwicklung des Menschen hat das Verlags- und Presse¬ wesen wichtige Funktionen zu erfüllen. Die Frage des Auswertens solcher fremdsprachlicher Broschüren und Bücher ohne entsprechende Sprachkenntnisse wurde schon in [1] beantwortet. Es geht ja im wesentlichen um das Lesen der Strom¬ laufpläne — und das ist kein Problem bei vorhandenen Fachkennt¬ nissen. Nachfolgend sollen einige Hinweise dazu gegeben werden, was es für interessante Amateurliteratur auf unserem Gebiet gibt. Dabei beschränke ich mich auf solche Länder wie die DDR, die UdSSR, die ÖSSR und d ie VR Polen, weil man relativ leicht an die Literatur dieser Länder herankommt. Spezielle Buchhandlungen (Das inter¬ nationale Buch) in den größeren Städten der DDR führen vor allem sowjetische Literatur, wobei meistens auch die Elektronik-Amateur¬ literatur einbegriffen ist. Mit der CSSR und der VR Polen haben wir den visafreien Verkehr. Dabei lohnt es sich, auch einmal in einer Buchhandlung das Angebot durchzusehen. Wer sein Literaturstudium wissenschaftlich genau organisieren will, der sei auf das Börsenblatt für den Deutschen Buchhandel ver¬ wiesen.’Die wöchentlich erscheinende Ausgabe (Index-Nr. 31 236 - Preis 0,45 M) enthält als Beilage den Vorankündigungsdienst für den Buchhandel. Darin sind alle Titel aufgeführt, die etwa 6 Wochen später von den Verlagen ausgeliefert werden. Derartige Vorankündi¬ gungsdienste gibt es auch in den anderen sozialistischen Ländern. In größeren Bibliotheken der DDR stehen sie für Interessenten zur Ver¬ fügung. Außerdem gibt es den wöchentlich erscheinenden Buchdienst Das importierte Buch , in dem die lieferbaren Neuerscheinungen und 31 Nachauflagen fremdsprachiger Literatur aus der UdSSR und den anderen sozialistischen Ländern aufgeführt sind. Herausgeber ist der Leipziger Kommissions- und Großbuchhandel, 701 Leipzig, Postfach 520, der den Dienst kostenlos abgibt. Deutsche Demokratische Republik In der DDR wird die Elektronik-Amateurliteratur vor allem vom Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB) - Ber¬ lin herausgegeben. Neben dem Titel Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur erscheint die Buchreihe Amateurbibliothek. Dazu kom¬ men dann solche Standardwerke wie Amateurfunk (Neuauflage 1977), Electronicum und Schaltungssammlung für den Amateur. Weiter gibt es die Broschürenreihen electronica (etwa 140 Titel bisher) und Der junge Funker (etwa 25 Titel bisher) sowie die Bauplanreihe, in der bisher etwa 30 Baupläne erschienen sind. Für den Elektronikamateur interessierende Titel erscheinen auch in den DDR-Verlagen: • Urania-Verlag Leipzig/Jena/Berlin; • Der Kinderbuchverlag Berlin; • VEB Verlag Technik Berlin, meist für höhere Ansprüche. Da dem DDR-Leser die in unserer Republik erscheinende Elek¬ tronik-Amateurliteratur meist bekannt ist, soll hier nicht auf einzelne Titel eingegangen werden. Sowjetunion Es befassen sich mehrere Verlage in der UdSSR mit der Herausgabe elektronischer und funktechnischer Fach- und Amateurliteratur. Die wichtigsten davon sind: • der Verlag Energija in Moskau; • der Verlag der DOSAAF 1 in Moskau; • der Verlag Sowjetskoje radio in Moskau; • der Verlag Swjas in Moskau; • der Verlag Technika in Kiew und • der Verlag Naukowa dumka in Kiew. Der Hauptanteil der Amateurliteratur erscheint in dem Verlag Energija und in dem Verlag der Bruderorganisation Gesellschaft für Sport und Technik, dem DOSAAF-Ve rlag. So gibt der DOSAAF- 1 DOSAAF Freiwillige Gesellschaft zur Unterstützung der Armee, der Luft¬ streitkräfte und der Flotte 32 Verlag vor allem solche Literatur heraus, die die Nachrichtensport¬ ausbildung in der DOSAAF unterstützt. Dazu kommen dann noch Grundlagenwerke und Titel mit praktischen Bauanleitungen. Das Buch von W. A. Wassiljew über Transistoren (Bild 1) vermit¬ telt zwar keine Bauanleitungen, bringt aber in sehr guter Darstellung die thematischen Grundlagen zum Transistor und zur Schaltungs¬ technik mit Transistoren. Der mathematische Teil ist für den Ama¬ teur zugeschnitten, der damit einf acheSchaltungsberechnungen durch¬ führen kann. Das Buch hat 240 Seiten und enthält 90 Bilder. Das Programm für die Ausbildung junger Funker an den Schulen (Klasse 6 bis 9) enthält die Broschüre von A. A. Baranow (Bild 2). Neben der Organisation und der Planung der Ausbildung behandelt der Autor die materiell-technischen Voraussetzungen, den Amateurfunkbetrieb auf den Amateurbändern und die Morseausbildung. Abschließend geht er auf die Fuchsjagd ein und auf andere funksportliche Wettkämpfe. Ganz auf den jungen Funkamateur zugeschnitten ist die Broschüre von B. G. Stepanow (Bild 3), die praktisch alles über den Funk¬ betriebsdienst der Funkamateure vermittelt. Die durchschnittlichen Auflagen solcher Titel liegen bei 100000 Exemplaren, bei der Bro¬ schürenreihe mit Bauanleitungen (bisher 50 Ausgaben) beträgt die Durchschnittsauflage 350000 Exemplare. Bild 1 Büd 2 3 Schubert, Eljabu 76 33 Bild 3 Bild 4 Das größte Vorhaben des Verlages Energija ist die Massen-Radio- Bibliothek , in der seit 1947 fast 900 Bände erschienen sind. Kleinere Themengebiete erscheinen in Broschürenform, größere im Buch¬ format. Bild 4 zeigt eine Broschüre, die Anregungen gibt zur Ge¬ staltung von elektronischen Musikinstrumenten, von Elektrogitarren und von Verstärkern für Solisten. Allerdings ist ein Teil der Schal¬ tungen noch mit Röhren bestückt. Wie der Amateur selbst einen einfachen, transistorisierten Fernseh¬ empfänger bauen kann, beschreibt die Broschüre von W. W. Dem- janow (Bild 5). Die Broschüre hat 88 Seiten und enthält 35 Bilder. Besonders empfehlenswert sind auch die größeren Handbücher, die in dieser Buchreihe erscheinen. So zum Beispiel von W. G. Borissow der Titel Der junge Radioamateur , der in 26 Kapiteln Wissenswertes und einfache Bauanleitungen aus allen Gebieten der Funktechnik vermittelt. Das Buch hat 472 Seiten und enthält 480 Bilder. Von einem Autorenkollektiv herausgegeben wurde das Handbuch für den Radioamateurkonstrukteur (408 Seiten Großformat, 484 Bil¬ der). Es vermittelt vor allem die Schaltungspraxis auf den Gebieten Funktechnik, Fernsehen, Elektroakustik, Amateurfunk, Meßtechnik und Stromversorgung sowie Kenntnisse über Bauelemente, Antennen und über handwerkliche Grundlagen. 34 Vfbör zapojenf Bild 5 Bild 6 Auch in den genannten anderen sowjetischen Verlagen erscheinen viele für den Amateur geeignete Titel, so auch Handbücher für Radio¬ amateure und Handbücher mit Schaltungssammlungen, zum Beispiel über Transistorempfänger aus der UdSSR-Industrie. Es lohnt sich also, ab und zu eine Buchhandlung »Das internationale Buch« auf¬ zusuchen. Bei einem Besuch in der ÖSSR und in der VR Polen, unseren un¬ mittelbar benachbarten Freunden, kann man in den dortigen Buch¬ handlungen eine Menge Entdeckungen machen. Tschechoslowakische Sozialistische Republik In der ÖSSR sind es vor allem vier Verlage, die in ihrem Programm auch Titel für den Elektronik- beziehungsweise Funkamateur heraus¬ geben. Die umfangreichere Amateurliteratur erscheint im Militär¬ verlag der ÖSSR Nasevojsko in Prag. Die meisten Titel entstehen in Zusammenarbeit mit dem SV AZ ARM, der Bruderorganisation der Gesellschaft für Sport und Technik. In den vergangenen Jahren er¬ schienen Bücher zur Anwendung der Halbleitertechnik, zum Ama¬ teurfunk, zur Fuchsjagd, zur Radio- und Fernsehpraxis usw. Auch viele der im Staatlichen Verlag für technische Literatur in Prag heraus- 3* 35 gegebenen Fachtitel sind für den Amateur geeignet, da diese Bücher meistens sehr praxisnah konzipiert sind. Der Verlag der Gewerkschaften Prdce in Prag bringt in seiner poly¬ technischen Buchreihe auch den Elektronikamateur interessierende Titel heraus. Bild 6 zeigt von S'. Necasek den Titel Auslese inter¬ essanter Schaltungen. Von den besprochenen 150 Schaltungen ist der weitaus überwiegende Teil mit Transistoren bestückt. Auch der Slo¬ wakische Verlag für technische Literatur in Bratislava gibt in zuneh¬ mendem Maße Elektronikliteratur heraus. V olksrepublik Polen Amateurliteratur erscheint vor allem in den beiden polnischen Ver¬ lagen • Verlag für Verkehr und für Nachrichtentechnik und • Verlag für Wissenschaft und Technik. Beide Verlage sind in Warschau. Bild 7 zeigt den Umschlag eines interessanten Buches von J. Justat , es heißt Halbleiterbauelemente in der Praxis des Radioamateurs (316 Sei¬ ten, 230 Bilder). Neben den theoretischen Grundlagen von Dioden POtPRZEWODN I Kl W URZADZENIACH RADIOAMATORSKICH — -| _ | _ - + + + , - 'tf»- -* — + + + Bild 7 Bild S 36 und von Transistoren werden vor allem die NF-Verstärkertechnik und die Empfangstechnik beschrieben. Für den Funkamateur sehr brauchbar ist das Buch (Bild 8) von L. Kossobudzki und J. Ladno , Empfänger für die Amateurfunkstation (356 Seiten, 198 Bilder). In den zwei Hauptkapiteln werden die Empfängerschaltungen für den Kurzwellenbereich und danach die für den UKW-Bereich behandelt. In der Schaltungspraxis wird sowohl auf Röhren- als auch auf Tran¬ sistorschaltungen eingegangen. Für den Funkamateur ist dieses Buch eine Fundgrube für Schaltungen. Bei meinem Besuch 1974 in der VR Polen erstand ich das inter¬ essante Buch von W. Chojnacki, Die Anwendung von Halbleiter-Bau¬ elementen in der Praxis des Kurzwellenamateurs (468 Seiten, 219 Bil¬ der). Es enthält die Sende- und die Empfangspraxis, besonders breit wird die SSB-Technik behandelt. Dazu kam noch das Amateurhandbuch Empfänger mit Transistoren von W. KobylanskifS. Wolszczak (272 Seiten, 167 Bilder). Es enthält die Grundlagen für den transistorisierten Rundfunkempfänger. Ungarische Volksrepublik , Volksrepublik Bulgarien , Rumänische Sozialistische Republik Die Verlage, die in der UVR und in der VRB Amateurliteratur her¬ ausgeben, kann ich nur an Hand der Übersetzungen meines Radio¬ bastelbuchs angeben: • UVR - Verlag Technik in Budapest, • VRB - Verlag Technik in Sofia. In der SRR ist es ebenfalls der Verlag Technik in Bukarest, der aller¬ dings in bescheidenem Maße Amateurliteratur herausgibt. In der SRR gibt es auch keine direkte Fachzeitschrift für die Belange von Radio, Fernsehen und Elektronik. Literatur [1] Schubert, K.-H.: Die Elektronik-Fachzeitschriften im RGW-Bereich, Elek¬ tronisches Jahrbuch 1975, Militärverlag der Deutschen Demokratischen Re¬ publik (VEB) - Berlin, 1974, Seite 22 bis 27 37 Statistische Angaben über die Elektronikproduktion im RGW-Bereich DDR-Produktion: Einheit Rundfunk- Fernseh- Anteil empfänger empfänger Koffersuper 1950 Stück 277258 - - 1955 Stück 724659 38610 - 1960 Stück 809582 416490 137 327 1965 Stück 808008 536744 305743 1970 Stück 806947 380117 417214 1973 Stück 983321 453864 513767 höchste Jahresproduktion: 1962 Stück 1075 370 _ - 1964 Stück - 591154 - 1972 Stück - - 544080 Einheit 1955 1960 1965 1970 1973 Elektronik¬ bauelemente Mio Mark 35,5 132,8 223,3 901,7 1 688,8 davon Halbleiter¬ bauelemente Mio Mark - - 82,3 404,2 887,2 Transistoren 1000 Stck. - - 5 075 26292 58000 Bildröhren 1000 Stck. 46 408 823 639 556 Empfänger¬ röhren 1000 Stck. — ~ 30512 18383 15514 38 DDR- Rundf unkempf angsgenehmigungen (Stand 31. 12. 1973) Bezirk Hörrundfunk Fernsehrundfunk insgesamt in 1000 je 100 der Bevölkerung insgesamt in 1000 je 100 der Bevölkerung Hauptstadt Berlin 432,3 39,7 360,8 33,1 Cottbus 294,0 33,8 235,1 27,0 Dresden 709,7 38,2 525,2 28,2 Erfurt 437,5 34,9 365,7 29,2 Frankfurt/#. 237,7 34,6 199,1 28,9 Gera 259,2 35,0 211,5 28,6 Halle 670,8 35,2 565,4 29,6 Ivarl-Marx-Stadt 776,5 38,5 594,9 29,5 Leipzig 553,2 37,6 441,6 30,0 Magdeburg 464,4 35,5 407,1 31,1 Neubrandenburg 195,6 30,9 164,3 26,0 Potsdam 395,1 35,0 341,6 30,2 Rostock 285,2 32,9 239,4 27,7 Schwerin 192,0 32,3 166,3 27,9 Suhl 179,2 32,5 148.5 26,9 DDR 6082,4 35,8 4 966,5 29,2 D D R-Warenbereitstellung Einheit Rundfunk¬ empfänger davon Tuschen¬ empfänger Fernseh¬ empfänger 1960 Stück 641047 ~~I 459119 1965 Stück 480550 186823 480282 1970 Stück 822175 299 619 276 959 1973 Stück 1123 894 226 621 448244 Länder des Rates für Gegenseitige Wirtschaftshilfe: Produktion Rundfunkempfänger (in 1000 Stück) Land 1955 1960 1965 1970 1972 VR Bulgarien 66 157 130 145 141 DDR 725 810 808 807 1041 VR Polen 461 627 624 987 982 SR Rumänien 89 167 323 455 527 CSSR 102 270 298 416 249 UdSSR 3 549 4165 5 160 7815 8 842 VR Ungarn 377 212 228 296 193 RGW insgesamt 5369 6408 7571 10831 11 975 39 Produktion Fernsehempfänger (in 1000 Stück) Land 1055 1960 1965 1970 1972 VR Bulgarien _ 74 193 102 DDR 39 416 537 380 430 Vli Polen - 171 452 616 730 SR Rumänien - - 101 280 324 CSSR 17 263 274 383 268 UdSSR 495 1726 3 655 6682 5 980 Vli Ungarn - 139 267 364 350 RGW insgesamt 551 2715 5 360 8898 8184 Wir klären Begriffe TONTRÄGER 40 Mehr Sturua Stellvertretender Chefredakteur der Ausländsabteilung der » Iswestija « ITT-Generaldirektor Geneen: »Ich wünsche keine Überraschungen« Stellen Sie sich einmal einen Mammutkonzern mit mehr als 200000 Aktionären und über 400000 Angestellten vor, ein enormes inter¬ nationales Konglomerat, das sich auf 93 Länder erstreckt und dort 331 Tochterfirmen hat, die ihrerseits 708 Tochterfirmen haben. Sie erzeugen buchstäblich alles, angefangen von Fernsprechapparaten bis zum Lippenstift, vom Auto bis zum Lachsschinken. Auch müs¬ sen Sie wissen, daß der Konzern, der sich amerikanisch nennt, im zweiten Weltkrieg im faschistischen Deutschland Focke-Wulf-Bom- ber baute, die amerikanische Schiffe versenkten; daß er dem deut¬ schen Spionagedienst in Lateinamerika seine Fernmeldeanlagen zur Verfügung stellte, mit denen die U-Boot-Flotte von Großadmiral Dönitz auf dem laufenden gehalten wurde, und nach dem Krieg die Stirn hatte, von der Regierung der USA 17 Millionen Dollar Schaden¬ ersatz dafür zu fordern, daß die Luftstreitkräfte der Alliierten seine Focke-Wulf-Betriebe beschädigt hatten. Und stellen Sie sich vor, der Konzern hat sie bekommen! Und nun strengen Sie Ihre Vorstellungskraft noch ein letztes Mal an: Der Mammutkonzern, der der USA-Zeitschrift »Fortune« zufolge unter den Industrieriesen mit mehr als 10 Milliarden Dollar Jahres¬ umsatz den zehnten Platz einnimmt und schon seit zwölf einhalb Jah- 41 ren steigende Gewinne ausweist, bringt es fertig, eine unverkennbar nur symbolische Steuersumme an die Staatskasse abzuführen. Gene¬ raldirektor dieses »Weltwunders« ist ein Herr mit Spitznamen »Keine Überraschungen«! Der geschilderte Konzern heißt International Telephone & Telegraph Corp., abgekürzt ITT, und der Herr, dessen Spitznamen wir nun ken¬ nen, heißt Harold Sydney Geneen. Ans Mittelalter gekettet Der Spitzname soll auf folgende Begebenheit zurückzuführen sein: Kurz nachdem Geneen die Leitung der ITT übernahm, gab Fidel Castro bekannt, daß die Fernmeldemittel auf Kuba, die schon seit Ende der 20er Jahre der ITT gehörten, verstaatlicht werden. Darauf ließ der Firmenchef seine Vertreter aus allen 93 Ländern, in denen sich die ITT betätigt, ins Hauptquartier des Konzerns, in den 33stök- kigen gotischen Wolkenkratzer, zitieren. In einem Raum, der ihm als Arbeits- und Empfangszimmer diente und der im Stil Ludwigs XI V. eingerichtet war, thronte Herr Geneen unter einem Bild Papst Pius ’ XI. und gab drohend folgenden Spruch von sich: »Ich wünsche, hören Sie?, ich wünsche und dulde keine Überraschungen!« Seitdem wiederholt Geneen diesen Spruch immer wieder in Aktionär¬ versammlungen und in Direktionssitzungen, bei Festessen der großen Welt und in Geheiminstruktionen. Als die Leitung der ITT vor kur¬ zem aus dem gotischen Wolkenkratzer in der Broad Street in einen Wolkenkratzer aus Glas und Stahl in der Park Avenue übersiedelte, rieten Witzbolde dem Konzern, an der Fassade in Leuchtschrift die Worte anzubringen: »Keine Überraschungen«. Wer aber die Ver¬ gangenheit und Gegenwart der ITT kennt, dem ist nicht nach Wit¬ zen zumute. Die International Telephone & Telegraph könnte genau¬ sogut Internationale des Mantels und Dolches heißen. Der Konzern hat einen eigenen Geheimdienst, der einmal mit Hit¬ lers Militärspionage und Abwehr verglichen worden ist und jetzt mit der CIA verglichen wird. Deren Leiter gestehen, daß der Geheimdienst der ITT mobiler und besser ausgerüstet ist. »Von vielen hochwich¬ tigen Ereignissen in irgendeiner Weltgegend erfahren wir später als Geneen«, so oder ähnlich äußern sie sich. Das liegt nicht nur an dem unkontrollierten Etat und den Wundern der Fernmeldetechnik. Man¬ che dieser hochwicht igen Ereignisse sind von Mr. »Keine Überraschun¬ gen« höchstpersönlich eingefädelt. Ähnelt die Betätigung der ITT auf internationalem Schauplatz den Umtrieben der CIA, so muß man bei ihrer Tätigkeit innerhalb der USA an das FBI denken. Geneen hat eingeführt, daß Durch- 42 Schläge sämtlicher - geschäftlicher und privater - Telegramme, die Angestellte der ITT abschicken oder erhalten, an die Konzernleitung gehen müssen. »Unsere Kopierapparate sind Tag und Nacht in Betrieb, daß es nur so raucht«, sagen Angestellte der ITT mit Galgenhumor. EDV-An¬ lagen rauchen zwar nicht, der Ausspruch ist aber nicht gerade über¬ trieben. Post von der ITT geht in Umschlägen ab, die mit einem Spezialkleister zugeklebt sind, und ihre Telegramme sind gewöhnlich chiffriert. »Ihre Geheimnisse werden strenger als die des Vatikans und der Königin von England gewahrt«, berichtet die Zeitschrift »New York«. Die Überwachung des Personals und die »Gehirnwäsche« ist von Geneen wissenschaftlich aufgezogen worden. Der Katechismus der ITT ist ein Buch mit dem vielsagenden Titel »Schulung, Um¬ schulung und Umumschulung des Personals«. Bei wem selbst die Umum ... nicht zieht, der ist entlassen. »Nach dem Aufstehen sieht Harold die Gewinne des Konzerns durch, wie sich einfache Sterbliche morgens rasieren. Sie sind sein Spiegel«, sagen Leute, die Geneen näher kennen. Aus diesem Spiegel sieht den Mr. »Keine Überraschungen« ein fuchsschlaues und zugleich eulenähnliches Gesicht an. Hinter den Gläsern der leichten Brille, die man Buchhalterbrille nennt, zwinkern kluge, stechende Augen. Der Herr weiß genau, wieviel er wert ist. Das Gehalt, das er sich selbst zahlt - 813 311 Dollar jährlich-,ist das höchste eines Mammutkonzern- Generaldirektors. Aber alles, was recht ist, Geneen zahlt nicht nur sich selbst gut. Die Gehälter bei der ITT sind gewöhnlich um 10% höher als bei anderen Gesellschaften. »Der Alte zahlt uns etwas mehr, als wir unserer Mei¬ nung nach wert sind, preßt uns dafür aber wie Zitronen aus«, klagen seine Untergebenen. Sein Antreibersystem trägt den wohlanständigen, ja sogar wissenschaftlich klingenden Namen »Philosophie der aggres¬ siven Erwartung und des wirksamen Handels zum Erreichen des End¬ ziels«. Das Endziel sind natürlich die Profite und Superprofite. Der bekannte englische Publizist Anthony Bampson, Verfasser der »Neuen Anatomie Britanniens«, nennt Geneen einen Diktator und Despoten, der sich den Wahlspruch des britischen Kolonialismus »Teile und herrsche!« zu eigen gemacht habe und seinen Konzern »wie ein Piraten¬ schiff« befehlige [1]. Geneen hat tatsächlich sein Herz für die Diktatur entdeckt. Das ist bei ihm erblich. Dieselbe Leidenschaft hatte schon der Begründer und erste Präsident der ITT, Oberst Belm. Die ITT ist von jeher mit Diktatorregimes verbunden. Sie war es mit Primo de Rivera, Franco, Hitler, Mussolini, Batistu und Antonescu. Der Konzern hält viele lateinamerikanische Marionetten aus. Geneen baut unbedingt auf die Diktatoren und verlangt von ihnen für die »Repräsentationsspesen« 43 nur eines: daß sie ihm keine Überraschungen bereiten - keine poli¬ tischen und schon gar keine sozialen. Die ITT, die an vorderster Stelle der wissenschaftlich-technischen Revolution steht, ist, geschichtlich gesehen, ans Mittelalter gekettet. Deshalb läßt der Konzern zwar bedeutende Erfindungen patentie¬ ren, versucht aber zugleich, Neuerungen zu unterdrücken, die sich wegen ihrer politischen Umrisse und sozialen Färbung nicht in seine Begriffe einfiigen. Benebelt von der »Philosophie der aggressiven Er¬ wartung und des wirksamen Handelns zum Erreichen des Endziels«, versucht er, das Rad der Geschichte so zu drehen, als sei es nur die Drehscheibe eines Fernsprechapparats mit dem Firmenzeichen »ITT«. Geneen schleust seine Leute ins Pentagon, ins Staatsdepartement und in die CIA ein, gibt Generalen aus dem Pentagon, Diplomaten vom Staatsdepartement und CIA-Agenten bei der ITT Direktorenposten, die ausgesprochene Sinekuren sind, und erstürmt an der Spitze einer mächtigen Lobby den Kapitolinischen Hügel. Wenn er keinen Aus¬ weg findet, dann verliert der kühle Spieler und ausgetrocknete Buch¬ halter seinen Eulenkopf, vergißt alles schmückende Beiwerk und han¬ delt offen. Die Sache mit der »Chile-Million« So war es zum Beispiel mit der sogenannten »Chile-Million«. Ehe ich davon erzähle, möchte ich wenigstens noch zwei Zahlen nennen: 150 Millionen Dollar und 36 Prozent. Die erste Zahl bezeichnet die Höhe der Investitionen der ITT in Chile, die zweite den Prozentsatz der Stimmen, die bei den Präsidentschaftswahlen vom 4. September 1970 für Salvador Allende abgegeben wurden. Die zweite bedrohte die erste. Die 36 Prozent garantierten Allende den Sieg in der letzten Wahlrunde, die am 24. Oktober des gleichen Jahres im chilenischen Kongreß stattfinden sollte. Allende versprach, «len Besitz der ITT zu verstaatlichen, und war fest entschlossen, Wort zu halten. Bei dieser unangenehmen Überraschung schickte Mr. »Keine Über¬ raschungen« JohnMcGone , einen ehemaligen Chef des Geheimdien¬ stes, der ITT-Direktor geworden war, zu seinem guten Freund Richard Helms, dem Direktor der CIA, und ließ ihm gemeinsame Aktionen hinter den Kulissen der chilenischen Politik vorschlagen. Helms zeigte für Geneens Plan »regstes Interesse«. Bald darauf traf sich Geneen heimlich in Washington mit einem Abgesandten von Helms, William Broe, einem »Großmeister der Spionage«, Leiter der subversiven Ope¬ rationen der CIA in Lateinamerika. Als Geschäftsmann bot Geneen seinem gewitzten Gesprächspartner eine runde Million Dollar für den 44 »kleinen Dienst« an, Allende nicht als Präsident in Schloß La Moneda einziehen zu lassen. Kurz vor der Abstimmung im chilenischen Kongreß legten sich Broe und der ITT-Vizepräsident Edward Ferrity »eventuelle Aktionen der USA-Gesellschaften zur Herbeiführung einer zunehmenden wirt¬ schaftlichen Labilität in Chile« zurecht (die Worte sind Aussagen von Broe vor dem Senatsunterausschuß für multinationale Konzerne ent¬ nommen). Es wurde vorgeschlagen, daß die ITT zusammen mit an¬ deren »interessierten Rechtspartnern« wie die Anaconda, die Kennecott Gopper , die Bank of America , die Pfizer und die Ralston Purina eine Sabotage gegen die Regierung der Unidad Populär aufziehen werde. Die Banken sollten ihr den Kredit versagen, die Monopole die Be¬ lieferung mit Ausrüstungen und Ersatzteilen sowie die technische Hilfe. Geplant war ein künstliches finanzielles Chaos, eine Panik mit darauffolgender Schließung der Versicherungsgesellschaften, der Spar¬ kassen und Kreditanstalten. Während sich Broe und Ferrity mit den »technischen Einzelheiten« befaßten, trieb Geneen Washington dazu an, in Chile eine Koalition der reaktionären Kräfte zu bilden, um Allende den Weg in die Moneda zu versperren oder aber ihn zu stürzen, falls er doch hineingelangen sollte. So entstand die Alessandri- Formel. Sie bedeutet folgendes: Expräsident Alessandri sollte Allende entgegengestellt werden, er sollte nach dem Sieg zurücktreten und die Macht einer Junta der Kompradorengenerale überlassen. Die Formel gefiel in Washington, und der Botschafter der USA in Santiago, Edward Korry, bekam ent¬ sprechende Weisungen. Aber trotz aller Maßnahmen Geneens wurde er bitter enttäuscht: Allende wurde bekanntlich Präsident von Chile und Unterzeichnete bald danach ein Gesetz über die Verstaatlichung der ITT. Geneens 150 Millionen Dollar waren herausgeschmissen, und er ging daran, im Sinne seiner »Philosophie« den nächsten Auftrag ans Staats¬ departement und an die CIA abzufassen. Er überschrieb ihn »Pro¬ gramm aus 18 Punkten«. Alle 18 sind im Ton der Kanonenboot¬ diplomatie gehalten: Mr. »Keine Überraschungen« betrachtete das Lateinamerika der 70er Jahre nach wie vor als ein Häuflein Bananen¬ republiken, die die United Fruit oder die Jersey Standard in der Tasche habe. Mit dem »Programm« seines Herrn und Gebieters gewappnet, klopfte William Merriam , der Chef der Washingtoner ITT-Nieder- lassung, bei Peter Peterson an, der damals Assistent des USA-Präsi- denten für internationale Wirtschaftsangelegenheiten war. Es klang Peterson angenehm in den Ohren, als ihm Merriam sagte: »Die Sache muß in aller Stille, aber energisch gedeichselt werden, damit sich Allende nicht länger als sechs Monate hält.« Peterson ließ sich nicht 45 wie der riesige Odysseus an den Mast des (Staats-) Schiffs fesseln, um der Versuchung zu widerstehen. Die beiden beschlossen, mit Geneens Million die gegen die Regierung Allende eingestellte Presse und die Schaffung »zuverlässiger Informationsquellen bei den chilenischen Streitkräften« zu finanzieren. Die Sache mit der »Chile-Million« ist dank dem amerikanischen Journalisten Jack Anderson aufgeflogen. Es kam zu einem Riesen¬ skandal, und der USA-Senat mußte eingreifen. Das beim Senat anhängig gemachte Verfahren kam für die Rädels¬ führer der Machenschaften wie ein Blitz aus heiterm Himmel. Die Zeugen vom CIA leugneten das Vorhandensein der »Chile-Million« nicht, während die Zeugen vom Staatsdepartement behaupteten, nichts davon gehört zu haben. »Es ist ganz klar, daß die einen oder die anderen lügen«, faßte Frank Church , der Vorsitzende des Unter¬ ausschusses, die Aussagen zusammen. Ein anderer Senator, Clifford Case, rief empört aus, für wen denn die CIA eigentlich arbeite, für die Vereinigten Staaten oder für die ITT und Geneen. Eine kurze, aber maßgebliche und erschöpfende Antwort auf diese mehr oder minder rhetorische Frage gab Geneen selbst. Sein Er¬ scheinen vor dem Kongreß war der Höhepunkt des Verfahrens. Sein Gang auf den Kapitolinischen Hügel hatte keinerlei Ähnlichkeit mit dem Gang von Jesus Christus nach Golgatha. Geneen traf im Senat mit einem ganzen Gefolge von Anwälten und Leibwächtern ein. Seine Stimmung war glänzend, er beliebte zu scherzen. Mit seiner funkeln¬ den Buchhalterbrille stand er da, zeigte mit dem Finger bald auf die Linse der Fernsehkamera, bald auf einige bestürzte Senatoren und erteilte ihnen einen Anschauungsunterricht in lOOprozentigem ameri¬ kanischem Patriotismus. Dabei erklärte er kategorisch: »Jawohl, ich habe der CIA zweimal Geld angeboten, damit sie nicht zuläßt, daß Allende zum Präsidenten von Chile gewählt wird.« Es war sinnlos, die Verhandlung fortzusetzen. Sie wurde noch am gleichen Tag eingestellt. Ein aussichtsloses Bemühen Einmal wohnte ich der Jahrestagung der ITT-Aktionäre bei. Ich will sie hier nicht schildern, denn sie unterschied sich kaum von denen, die die anderen amerikanischen Gesellschaften zu veranstalten pfle¬ gen. Das Ganze war nichts anderes als die herkömmliche Massen¬ hypnose, leicht verbrämt mit den Anstandsregeln, die gewöhnlich bei den Gesellschaften befolgt werden, wo einer das Lob des anderen singt. Ich will nur eine kurze Episode erzählen. Während dieses finan- 46 zielten Rituals hoben auf ein unmerkliches Zeichen Geneens er selbst, seine Vizepräsidenten und Direktoren an dem langen Tisch des Prä¬ sidiums gleichzeitig die Beine und ließen sie mit Wucht auf das grüne Tuch des Tisches herabsausen. An den Füßen hatten die Herren weiße Basketballschuhe mit je einem roten Buchstaben auf den Sohlen. Im ersten Augenblick fuhr ich, ebenso wie alle anderen Anwesenden, zu¬ sammen. Die roten Buchstaben auf den weißen Sohlen bildeten aber den Satz: »Zu Neujahr ein guter Start«. Im Saal brach stürmischer Beifall los, die Aktionäre wußten sich nicht zu fassen, und unsereins konnte es sich leisten, in den Erfrischungsraum zu gehen und einen Cocktail zu trinken. Geneen wohnt in der Nähe des ITT-Hauptquartiers, um seinen Zahlen und Indexen immer nahe zu sein, über denen er manchmal bis Mitternacht brütet. Die Zahlen sind seine einzige Leidenschaft, Zahlen, die ihm Macht über Menschen und Ereignisse geben, Zahlen, von denen keine Überraschungen zu erwarten sind und die sich den Gesetzen der doppelten Buchführung fügen. Geneen trennt sich nicht einmal von ihnen, wenn er Ferien in Florida macht. Seine Jacht, die Genie IV., ist eine schwimmende Variante des Konferenzsaals im ITT-Wolkenkratzer auf der Park Avenue. »Während die Gäste im Atlantik fischen, fischt Harold in den Taschen der Gäste«, behaupteten böse Zungen von der Konkurrenz. Die müssen es ja wissen, die ver¬ stehen sich ja selbst aufs Fischen. Die ITT führt einen Engel im Wappen, zwischen dessen aus¬ gestreckten Armen ein Blitz von der westlichen zur östlichen Halb¬ kugel unseres Planeten zuckt. Ursprünglich als Wahrzeichen der Ver¬ bindungen gedacht, wird er jetzt als Engel der Rache aufgefaßt, die die Alte Welt an der Neuen übt. Übrigens erkennt man deutlich, daß er Harold Sydney Geneen ähn¬ lich sieht. Dieser verlangt von der englischen Regierung, daß sie den rhodesischen Rassisten Smith rückhaltlos unterstützt. Er fordert Washington auf, in die arabischen Länder Truppen einmarschieren zu lassen, um »unsere Ölinteressen zu wahren«. Er haßt Major Castro und vergöttert General Stroessner. An seinen Händen klebt das Blut von Che Guevara und Salvador Allende. Die Superaufgabe dieses Supermannes sind Superprofite. Schlau und fingerfertig, versucht er, die Überraschungen des Jahrhunderts in die Kellergewölbe der Vergangenheit zurückzudrängen, und be¬ greift nicht, daß das ein aussichtsloses Bemühen ist; denn in diesen »Überraschungen« äußert sich ein Gesetz der Geschichte. (Aus »Neue Zeit«, Nr. 45/1974) 47 Auf politischem Feld hat der ITT-Kon- zern - wie Sampson [1] nachweist - stets mit reaktionären und ultrareak¬ tionären Kräften paktiert. Sein Grün¬ der-Präsident, Colonel Sosthenes Hehn, nahm 1933 als erster USA-Geschäfts- mann unmittelbaren Kontakt zu Hitler auf. Kr ließ sich einen Förderer der faschistischen »Machtergreifung«, den späteren SS-Brigadeführer, den Ban¬ kier von Schröder, als Schutzpatron für dielTT-Deutschland verschreiben, trug zur Finanzierung der SS bei und be¬ teiligte sich nach Absprachen mit Her¬ mann Göring zu 28 Prozent an den Focke-Wulf-Flugzeugwerken. Im zweiten Weltkrieg partizipierte der Konzern gleichzeitig an der deut¬ schen und der anglo-amerikanischen Rüstung: »Während ... ITT-Focke- Wulf-Maschinen alliierte Schiffe bom¬ bardierten und über ITT-Drähte In¬ formationen für deutsche Untersee¬ boote weitergegeben wurden, warnten ITT-Funkpeilgeräte die Alliierten vor deutschen Torpedos.« (S. 35) Hohe USA-Zivilbehörden wollten damals Nazikollaborateuren im eigenen Lande den Prozeß machen und Kriegsverbre¬ cherkonzerne im faschistischen Aus¬ land »entflechten«. Indes standen das USA-Kriegsministerium und der von Allan Dulles aufgebaute Geheimdienst hinter der ITT. Colonel Beim erhielt schließlich den Verdienstorden, die höchste Auszeichnung für Zivilisten in den USA, und sein Konzern bekam 17 Millionen Dollar für in Deutschland erlittene Kriegsschäden zugesprochen, darunter 5 Millionen für die bei Luft¬ angriffen beschädigten Focke-Wulf- Werke. Aus der Rezension von M. Behrend zum Buch von Sampson [1], in IPW-Berichte 5/1974, Seite 67/68 Tabelle 1 Die 10 größten Elektrokonzerne im kapitalistischen Teil der Welt Konzern Land Umsatz Beschäf¬ tigte Mrd. DM in 1000 1964 1971 1 General Klectric 2 IBM 3 Western Electric 4 Westinghouse Electric 5 Philips 6 Radio Corp. of America 7 General Tel. & Electronics 8 Siemens 9 General Dynamics 10 ITT 1 General Electric 2 IBM 3 rrr 4 Western Electric 5 Philips 6 Westinghouse Electric 7 Siemens 8 RCA 9 Hitachi 10 AEG-Telefunken USA 19,8 262 USA 13,2 150 USA 12,5 158 USA 9,1 114 Niederld. 7,7 252 USA 7,2 90 USA 7,1 110 BRD 6,5 247 USA 6,3 84 USA 6,2 185 USA 32,9 363 USA 28,9 265 USA 25,6 398 USA 21,1 207 Niederld. 18,0 367 USA 16,2 181 BRD 13,5 306 USA 13,0 118 Japan 12,7 163 BRD 9,4 167 [nach IPW-Forschungsheft 4/1973: »BRD-Monopole auf Kurs zu internationalen Dimensionen« (Prof. Dr. Hans Tammer), Seite 101] 48 Tabelle 2 ITT-Beteiligung an BRD-Unternehmen, die Rüstungsgüter produzieren bzw. dafür Zulieferer sind BRD-Konzern Standard Elektrik Lorenz AG (SEL) Stuttgart Deutsche ITT Industries GmbH, Freiburg Dräger GC Regelungstechnik GmbH, Essen Alfred Teves GmbH, Frankfurt/M. FEG Flugzeugelektronik GmbH, München Cannon Electric GmbH, Beutelsbach Dunkermotoren, Präzisions¬ kleinstmotoren GmbH, Bonndorf ESG Elektronik System GmbH, München MEG Marine Elektronik Planungs-Gesellschaft GmbH, Hamburg Marinetechnik, Planungs¬ gesellschaft GmbH, Hamburg S.W.F.-Spezialfabrik für Auto¬ zubehör Gustav Rau GmbH, Bietigheim (mit 32,09 Prozent an Hanseatische Industrie- Beteiligung GmbH, Bremen, beteiligt, die wiederum mit 26,4 Prozent an der VFW-Ver- waltungsgesellschaft mbH, Bremen, beteiligt ist) Beteilig. Produktion d. BRD-Konzerne in % im Rüstungsbereich 99,4 Flugzeugelektronik, Fern¬ meldegeräte, Funk- u. Radar¬ anlagen, Satelliten 100 Flugzeughydraulik 100 Flugzeugelektronik 100 Hydraulik, Bremsgeräte 100 Flugzeugelektronik 100 Flugzeugelektronik 100 Servomotoren für Flugzeuge usw. 25 Planung, Projektierung, Betreuung von elektronischen Flugzeugausrüstungen 16,6 Planung, Projektierung, Betreuung elektronischer Schiffssysteme 1 Projektierung und Ent¬ wicklung von Kriegsschiffen 100 Autozulieferer, Motoren¬ bauteile 1 zusammen mit Siemens, AEG-Telefunken, MBB, VFW-Fokker u.a. (nach IPW- Berichte, Heft 5/1974, Seite 71) Geneens Amtsantritt als ITT-Präsident 1959 fiel zeitlich mit dem Ende des kalten Krieges zusammen, das die so¬ zialistische Staatengemeinschaft er¬ zwang. Der Autor läßt zu Recht kei¬ nen Zweifel daran, daß die Grundhal¬ tung des Konzerns ultrareaktionär, ex¬ trem antikommunistisch und antide¬ mokratisch geblieben ist. Mit führenden Staatsmännern der USA und den Schlüsselfiguren der Watergate-Affäre ist die ITT nach sei¬ nen Feststellungen ebenso verbunden mit den Strauß-nahen Senatoren Strom Thurmond und Roman Hruska, mit britischen Erzkonservativen und dem rassistischen Smith-Regime in Rhode¬ sien, mit Franco-Spanien und der Apartheid-Regierung Südafrikas. Der vom Konzern kreierte Slogan, »welt¬ weit im Dienste der Menschen und Nationen« zu stehen (S. 101), erweist sich als faustdicke Reklamelüge. Der von Sampson zitierten Äußerung Ge¬ neens aus dem Jahre 1972, die USA könnten »eines Tages gezwungen« sein, »die arabischen Staaten zu besetzen, um die Ölversorgung zu sichern« (S.14), ist Ausdruck schärfster Aggressivität. Aus der Rezension von M. Bohrend zum Buch von Sampson [1], in IPW-Berichte 5/1974, Seite 67/68 4 Schubert, Eljabu 76 49 Unter Geneens Präsidentschaft hat sich die ITT zum Konglomeratkonzern »mit seiner erstaunlich weltweiten Sammlung von Firmen« entwickelt, »in denen vom Telefon zur Kosmetik, vom Mietwagen bis zu Schinken nahe¬ zu alles gehandelt« wird (S.ll); sie be¬ treibt unter anderem auch Sekretärin¬ nenschulen und die Sheraton-Hotel¬ kette. Binnen lOJahren rückte der Kon¬ zern vom 52. zum neuntgrößten Unter¬ nehmen der USA sowie zum zehnt¬ größten im kapitalistischen Teil der Welt auf, das in Dutzenden von Län¬ dern 331 Tochtergesellschaften und 70 Enkel hat und in Amerika und Europa über jeweils 200000 Arbeitskräfte ge¬ bietet. Anti-Trust-Verfaliren haben der ITT kaum etwas anhaben können, da sie mit den Spitzen der USA-Regierung unter einer Decke steckt. Ihr Schwer¬ punkt auf dem europäischen Konti¬ nent liegt in der BRD, wo in 36 Einzel¬ unternehmen, darunter Standard Elec¬ tric Lorenz (SEL) und die Fahrzeug- Zubehör-Firma Alfred Teves, insge¬ samt 65000 Arbeiter und Angestellte tätig sind. Zu BRD-Politikern beste¬ hen »weitreichende Kontakte« (S. 96), doch läßt sich der Verfasser hierüber nicht weiter aus. Aus der Rezension von M. Behrend zum Buch von Sampson [1], in IPW-Berichte 5/1974, Seite 67/68 Literatur [1] Sampson , Anthony: Weltmacht ITT - Die politischen Geschäfte eines multi¬ nationalen Konzerns, Rowohlt Verlag GmbH, Reinbek bei Hamburg, 1973 50 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Die elektronische Gebrauchsuhr Als Gebrauchsuhr bezeichnet man eine Vorrichtung, die der Zeit¬ anzeige dient und von äußeren Energiequellen und Taktgebern un¬ abhängig ist. Die Entwicklung begann mit den Sand- und den Son¬ nenuhren. Etwa um 1300 kam die Räderuhr auf, um 1510 Peter Henleins Nürnberger Ei, die erste Taschenuhr, allerdings noch ohne Spiralfeder. 1674 erfand Huygens die Spiralfeder, 1680 wurde der Minutenzeiger erfunden. Die Präzisionstechnik der Uhrenherstellung wurde immer weiter vervollkommnet. 1845 entstand die noch heute berühmte Uhrenindustrie in Glashütte, 1891 begann die Fabrikation von Taschenuhren in Ruhla. Neben den mechanischen Uhren gibt es elektrische Uhren mit ver¬ schiedenen Arbeitsprinzipien: a - elektrischer Federaufzug; b - Pendeluhr (bis zu Zentraluhranlagen); c - Wechselstrom-Synchron-Uhr. Zu den modernen Entwicklungen gehören die elektronischen Ge¬ brauchsuhren, die durch den Fortschritt in der Produktion integrier¬ ter Halbleiterschaltkreise möglich wurden. Bild 1 gibt einen Über¬ blick über die Ausführungsformen elektrischer und elektronischer Uh¬ ren. Die elektronischen Gebrauchsuhren haben, ähnlich wie die EDV- Anlagen, schon mehrere Generationswechsel hinter sich. 1. Generation Gebrauchsuhren mit elektronischer Steuerung des Unruh-Spiralfeder- Resonators mit permanentmagnetischem Antrieb. 2. Generation Gebrauchsuhren, bei denen das Unruh-Spiralfeder-System durch einen Stimmgabelresonator (meistens 360 Hz) abgelöst wurde. 3. Generation Gebrauchsuhren mit einem Quarz als hochpräzisem Taktgeber, einer integrierten Elektronikschaltung zur Untersetzung der Quarzfrequenz und einem Räderwerk zur Zeitanzeige. 4* 51 Bild 1 Die Ausführungsformen elektrischer und elektronischer Uhren 4. Generation Bei diesen Gebrauchsuhren entfällt das Räderwerk, die Zeitanzeige erfolgt digital mittels Leuchtdioden- oder Flüssigkristall-Tableaus. Bild 2 zeigt, wie sich bei elektronischen Uhren mit zunehmender Resonanzfrequenz die Ganggenauigkeit der Quarzuhr verbessert. Nachfolgend soll der Aufbau von Gebrauchsuhren der 3. und 4. Gene- s/d Bild 2 Prinzipielle Abhängigkeit des Ganges von der Resonanzfrequenz bei elek¬ tronischen Uhren 52 b) elektronisch Bild 3 Energiefluß in der her¬ kömmlichen mecha¬ nischen Räderuhr (a) und in der elektronischen Räder- bzw. Digitaluhr (b) ration behandelt werden, da nur diese Bedeutung für die Zukunft haben. Bei den herkömmlichen mechanischen Uhren hatte das Räderwerk die Aufgabe, einmal das zeitbestimmende Bauteil (Unruh, Pendel), zum anderen über entsprechende Untersetzungen die Zeiger für die Ablesung von Stunden, Minuten und Sekunden (Bild 3 a) anzutreiben. Es ist verständlich, daß je nach Präzision die Energiezufuhr für das zeitbestimmende Bauteil inkonstant ist, so daß entsprechende Gang¬ abweichungen entstehen. Wesentlich günstiger ist der Energiefluß in einer elektronischen Uhr, da er direkt an das zeitbestimmende Bauteil (Quarzoszillator — Frequenzuntersetzer - Wandler) gelangt und so¬ mit leistungsmäßig angepaßt werden kann (Bild 3 b). Das Räderwerk hat nur die Aufgabe, die Zeiger zur Zeitanzeige zu bewegen. Das Rä¬ derwerk wird deshalb wesentlich einfacher dimensioniert, es lassen sich dafür sogar Kunststoffe einsetzen. Die quarzgesteuerte Gebrauchsuhr Aus welchen Bausteinen eine quarzgesteuerte Uhr besteht, zeigt Bild 4. Verwirklicht wurden derartige Konstruktionen zuerst bei Großuhren, worunter man Tisch- und Wanduhren versteht. Inzwi¬ schen ist die Miniaturisierung der Bausteine so weit entwickelt, daß verschiedene Hersteller auch Armbanduhren anbieten (allerdings noch nicht als preiswerten Massenartikel). Die Lösungswege für die Reali¬ sierung des in Bild 4 angegebenen Prinzips sind bei den Herstellern unterschiedlich. So werden Quarzfrequenzen verwendet, die vom NF- Bereich bis zum HF-Bereich liegen können. Bei den integrierten Schaltkreisen stehen unipolare (MOS, CMOS) und bipolare (npn- bzw. 53 Zeit- anzeige Frequenz¬ teiler Wandler I Oszillator Stabilisierung der Betriebsspannung Büd 4 Prinzipschema der quarzgesteuerten Gebrauchsuhr pnp-Transistoren) Ausführungen zur Verfügung. Als Wandler werden meistens Miniaturmotoren benutzt, die oszillierend oder als Schritt¬ motor arbeiten. Die Zeitanzeige erfolgt mechanisch über Räder, wo¬ bei sie analog (Zeiger) oder digital (Drehscheiben) erfolgen kann. Bei Elektronische Quarzarmbanduhr mit Zeigern; Hersteller ist die Schweizer Firma Girard-Perre- gaux (38 mm 0, 12 mm Höhe) Elektronische Quarzarmbanduhr mit Digitalanzeige durch einschaltbares Leuchtdiodentableau, Hersteller ist die Schweizer Firma OMEGA den modernsten elektronischen Armbanduhren gibt es die elektroni¬ sche Digitalanzeige der Zeit mittels Flüssigkristall- oder Leuchtdioden¬ tableaus. In diesem Fall tritt an Stelle des Wandlers ein integrierter Schaltkreis, der Zähler, Decodierer und Anzeigetreiber enthält. Zwei Beispiele für elektronische, quarzgesteuerte Herrenarmband- uhren zeigen Bild 5 und 6. Der Quarz und seine Frequenz Hochfrequente Quarze im MHz-Bereich können heute preiswert und mit ausreichender Genauigkeit produziert werden. Allerdings erfor¬ dern sie durch das größere Teilerverhältnis eine umfangreiche elek¬ tronische Schaltung, so daß der Stromverbrauch ansteigt. Nieder¬ frequente Quarze als Biegeschwinger haben große Abmessungen; dadurch sind sie leicht zerbrechlich (mangelnde Stoßfestigkeit!) und außerdem teuer. Der elektronische Schaltungsaufwand ist aller¬ dings bedeutend geringer und damit auch der Stromverbrauch. Für den Betrieb des Wandlers wird meistens eine Frequenz von 1 Hz gefordert, die durch entsprechende Frequenzteilerstufen aus der Quarzfrequenz gewonnen wird. Die Tabelle gibt eine Übersicht der Frequenzen, wobei die Anzahl der erforderlichen Untersetzungsstufen angegeben ist. Quarzfrequenzen für elektronische Gebrauchsuhren Frequenz Hz Untersetzungs¬ stufen Frequenz Hz Untersetzungs¬ stufen 1 2° _ 8192 213 13 2 2 1 1 16384 214 14 4 2 2 2 32768 215 15 8 2 3 3 65536 216 16 16 2 4 4 131072 2 17 17 32 2 5 5 262144 218 18 64 2 6 6 524288 219 19 128 2 7 7 1048576 220 20 256 2 8 8 2097152 221 21 512 2 9 9 4194304 2 22 22 1024 2io 10 8388608 2 23 23 2 048 2ii 11 16777216 2 24 24 4096 212 12 Am Anfang der Entwicklung standen NF-Quarze mit den Fre¬ quenzen 8,192 kHz beziehungsweise 16,384 kHz. Heute verwendet man für den NF-Biegeschwingerquarz als Standardfrequenz 32,768 kHz, wobei für Armbanduhren die Stimmgabelform wegen der hal- 55 Anschluß 1 Bild 7 Stimmgabel-Quarz der Firma Statek (USA) bierten Länge bevorzugt wird. Interessant ist die in Bild 7 angege¬ bene technologische Lösung der amerikanischen Firma Statek für einen Stimmgabelquarz, der in Massenfertigung wie eine integrierte Schaltung (Masken- und Ätztechnik, Vielfachanordnung auf einer Trägerplatte) produziert werden kann. Mittels Laserstrahl erfolgt der Abgleich auf die Sollfrequenz. Die bevorzugten Quarzfrequenzen im HF-Bereich sind 2,097152 MHz und 4,194304 MHz. Solche Quarze sind preiswert, unempfindlich und zeigen gutes Temperaturverhalten. Allerdings erfordern sie bis zu 23 Frequenzteilerstufen, um Schwin¬ gungen von 1 Hz zu erhalten. Im Mittelfrequenzbereich werden von einigen Herstellern Uhren produziert, die die Frequenz 262,144 kHz ausnutzen. Der elektronische Schaltungsaufwand Nur durch die Anwendung von integrierten Schaltkreisen ist es mög¬ lich, den notwendigen elektronischen Schaltungsaufwand zu reali¬ sieren. Da vor allem bei Armbanduhren das Volumen ausschlaggebend ist, kommen nur spezielle Uhrenschaltkreise zum Einsatz. Die bei solchen Uhren zur Verfügung stehende niedrige Batteriespannung und die kleine Batteriekapazität bestimmen vor allem die Schaltkreis¬ technologie. 56 Begonnen hat die Entwicklung etwa 1970 mit dem Intermetall- Schaltkreis SAJ 170, der in einem Kristall 7 Flip-flop-Stufen ver¬ einte. Bei Hintereinanderschaltung von 2 Schaltkreisen SAJ 170 konnte mit dem Teilerverhältnis 2 14 : 1 die Frequenz 16384 Hz auf 1 Hz gebracht werden. Für den Quarzoszillator wurden 2 Transisto¬ ren benötigt. Im Impulsverstärker arbeiteten 2 Transistoren, ebenso 2 Transistoren in der Antriebsstufe für den elektromechanischen Wandler. Zur Stabilisierung der Batteriespannung waren 3 Tran¬ sistoren erforderlich. Die 1971 vorgestellte Tischuhr hatte die in Bild 8 gezeigte größere Platine. Als Weiterentwicklung entstand der ebenfalls bipolare Schaltkreis SAJ 220, der alle Baustufen in integrierter Form enthielt (Bild 9). Beim Einsatz von npn- und pnp-Transistoren (Komplementär-Bi¬ polartechnik) umgeht man das Problem der Schwellenspannung, so daß die Flip-flops (FF) selbst bei 0,8 V Batteriespannung noch sicher schalten. Damit ein FF nur einen Strom von etwa 0,1 p.A auf nimmt, müßten die beiden Kollektorwiderstände jedes FF 20 MQ groß sein - ein 20-MQ-Widerstand benötigt aber auf dem Chip den Platz von etwa 40 Transistoren. Deshalb hat man die Vielfach-Konstantstrom - quelle vorgesehen, damit lediglich Transistoren integriert werden müssen. Die unterschiedlichen Stromgrößen werden durch die Aus- fTTTVif »... D J SA) 178 I i Ji Bild 9 Prinzip-Stromlauf plan der integrierten Schaltung SAJ 220 (Intermetall) (Osz. - Oszillator stufe; F.-T. - Frequenzteiler stufen; I.-F. - Impulsformer; A.-S. - Motorantriebsschaltung) legung der Emitterflächen realisiert. Mit dem Widerstand R p wird die Gesamtstromaufnahme programmiert. Für Großuhren werden von Intermetall die Schaltkreise SAJ 220 S und SAJ 220 P hergestellt. SAJ 220 S: 32,768 kHz; 15 Teilerstufen; Folgefrequenz 1 Hz mit 32 ms Dauer; Betriebsspannung 1,5 V; Stromaufnahme 20 (xA; R p = 470 kQ. SAJ 220 P: 32,768 kHz; 16 Teilerstufen; 2 Ausgangsstufen liefern Eintaktimpulse mit 0,5 Hz Folgefrequenz und 32 ms Dauer (für Wandler mit 2 Spu¬ len); andere Daten wie SAJ 220 S. Als kleinere Bauform für Armbanduhren werden die Typen SAJ 220 C und SAJ 220 H geliefert. SAJ 220 C: 32,768 kHz; 16 Teilerstufen; Gegentaktimpulse mit 0,5Hz Folge¬ frequenz und 16 ms Dauer; Betriebsspannung 1,35 V; Stromauf¬ nahme 8 (xA; R p = 2,2 MQ. SAJ 220 H: 32,768 kHz; 15 Teilerstufen; Eintaktimpulse mit 1 Hz Folgefrequenz und 8 ms Dauer; andere Daten wie SAJ 220 C. Ein Beispiel für die Anwendung dieses Schaltkreises zeigen Bild 10 bis 12 an der Ausführung der Herrenarmbanduhr Astro-Quartz. Das Werk einer quarzgesteuerten Großuhr zeigt Bild 13, wobei für die Zeigerbewegung Kunststoffräder.verwendet werden. 58 Bild 10 Die Quarzarmbanduhr » Astro-Quartz « der Firma Junghans GmbH (BRD) Bild 11 Werkansicht der » Astro-Quartz«; links von ob. nach unt. Kondensator C, IS und Trimmer für Quarzabgleich; unten Quarz , darüber links Schaltanker und rechts Räderwerk, ganz rechts die Silberoxidbatterie Bild 12 Für die Zeigerfortschal¬ tung dient ein oszillieren¬ der Wandler (Schalt¬ anker) , der in ein Schalt¬ rad (Sekundenrad) mit 60 Zähnen eingreift (»Astro-Quartz«) Für den Betrieb kleiner Armbanduhren ist der Stromverbrauch von 8 (xA für die komplette integrierte Schaltung (ohne Wandler) noch zu hoch. Ein Ausweg ist hier die komplementäre MOS-Technik (C-MOS; COS/MOS). So liefert Intermetall den Schaltkreis SAJ 270, der bei 1,35 V (ohne Wandler) und der Frequenz 32,768 kHz eine Stromaufnahme von nur 2 p.A hat. Durch die jeweilige Hinterein- 59 Bild 13 Quarzgesteuerte Großuhr mit dem Schaltkreis SAJ 220 S (Gebr. Staiger, BRD); rechts die komplette Schaltung; links unten erkennt man den oszil¬ lierenden Wandler anderschaltung eines n-Kanal- und eines p-Kanal-MOSFETs erzielt man zwar extrem niedrige Ruheströme (nA-Bereich) und ebensolche Eingangsströme (pA-Bereich), ohne daß hochohmige Widerstände erforderlich sind. Ein Problem ist nur die Schwellenspannung, so daß niedrige Betriebsspannungen Schwierigkeiten bereiten. Bei den C- MOS-Großuhren arbeitet man deshalb meistens mit 3 V (2 Baby¬ zellen in Reihe). Durch Anwendung des Ionenimplantationsverfahrens konnte Inter¬ metall den neuen C-MOS-Baustein SAJ 310 entwickeln, der mit einer Spannung von 1,5 V betrieben werden kann. Außerdem arbeitet er mit einem Quarz 4,194 304 MHz und benötigt keine zusätzlichen Bau¬ teile (Bild 14). Der Abgleich auf die Sollfrequenz wird durch Aus¬ tasten überzähliger Impulse vorgenommen. Dazu dienen die 7 Ab¬ gleichanschlüsse, von denen einige mit dem Batterieminuspol zu ver¬ binden sind. Der Wandler Am Ausgang der integrierten Schaltung stehen 1-Hz-Impulse zur Verfügung. Mittels des Wandlers werden diese auf ein Räderwerk übertragen, so daß die Zeiger bewegt werden. In den meisten Fällen werden oszillierende Schaltanker oder Schrittmotoren verwendet, die 60 Reset _L_ <4 SAJ 310 Schritt- sehaltwerk P' 1 M M | 7 Abgleichanschlüsse Bild 14 Die komplette Elektronik für eine II F-Quarzuhr enthält der Intermetall - Haustein SAJ 310, so u.a. auch den Frequenz¬ teiler mit 22 Flip-flop- Stufen Bild 15 PrinzipdarStellung der »Pallas «-Digital-A rm - bandulir mit Flüssig¬ kristall-Anzeige von der Präzision her kleine Wunderwerke sind. Der von Motorola an¬ gebotene Schrittmotor hat einen Durchmesser von 6,1 mm und eine Bauhöhe von 2,7 mm; die Spulenwerte sind R = 5 000Q und L = 40 mH, der Schrittwinkel beträgt 180°! Wird keine analoge Zeitanzeige verwendet, sondern erfolgt sie digital, dann ist kein elektromechanisches Wandlerelement erforder¬ lich. Eine Elektronikschaltung übernimmt diese Funktion (Bild 15). Die 64-Hz-Impulse werden zu 1-Hz-Impulsen reduziert und lassen in der Digitalanzeige den Doppelpunkt im Sekundenabstand auf- leuchten. Die Minutenimpulse erhält man durch Teilung auf 1/60 Hz, über Decodierer und Treiber erfolgt die Anzeige. Die Minutenimpulse werden gezählt, über Decodierer und Treiber erfolgt entsprechend die Anzeige der Stunden. Die Impulse 256 Hz steuern einen Spannungs¬ wandler, der aus 1,5 V die 15-V-Betriebsspannung für die Flüssig¬ kristallanzeige erzeugt. Zum Stellen der Uhr dient die Stell-Logik, wobei im Sekundenrhythmus die Ziffern vorwärts laufen. Die Zeitanzeige Die meisten Quarz-Gebrauchsuhren sind mit analoger Zeitanzeige mit¬ tels Zeiger ausgestattet. Das trifft besonders für Großuhren zu. Bei Armbanduhren gibt es einige Modelle, die digital die Zeit anzeigen. 61 Bild 16 Digital-Armbanduhr der Firma Longines. Links das Werk mit den beiden Quecksilberoxid-Batterien. In der Mitte der im Vakuum gekapselte Quarz 32,768 kHz. Hechts das Zifferblatt mit der Flüssigkristallanzeige (oben Datum, in der Mitte Stunden und Minuten, unten Sekunden) Dabei sind ständig leuchtende Uhren mit einer Flüssigkristallanzeige versehen. Umstritten dabei ist noch die Nutzungsdauer. Wenige Mo¬ delle verwenden die Leuchtdiodenanzeige, aber diese hat einen hohen Stromverbrauch, so daß die Batterie bald erschöpft ist. Aus diesem Grund muß zum Ablesen mittels Druckknopf (siehe Bild 6) die Leuchtdiodenanzeige eingeschaltet werden. Bild 16 zeigt die mit 2 bipolaren Schaltkreisen ausgerüstete vollelektronische Digitaluhr von Longines. Der elektronische Teil wurde von der Firma Texas-Instru¬ ments entwickelt. Bild 17 Ansicht der sowjetischen Elektronik-Digital-Arm¬ banduhr » Elektronika « Abschließend sei bemerkt, daß in der DDR an der Entwicklung von Quarzuhren für den allgemeinen Gebrauch gearbeitet wird. Spezielle Uhrenschaltkreise stehen aus sowjetischer Fertigung zur Verfügung. Für die sowjetische Digitaluhr Elektronilca wird ein Quarz 32,768 kHz verwendet. Mittels der MOS-Frequenzteiler wird die Steuerfrequenz 1 Hz erzeugt. Die elektronische Anzeigeschaltung in MOS-LSI-Tech- nik ermöglicht die Anzeige von Stunden, Minuten und Sekunden. Bild 17 zeigt die sowjetische elektronische Armbanduhr Elektronika. Literatur [1] »Integrierte Schaltungen für autonome Gebrauchsuhren«, Jntermetall 1972 [2] Wilhelmy, H. J.: Quarz-Gebrauchsuhren, Elektronik, Heft 1/1973, Seite 21 bis 28 [3] Sonntag, M.: Quarz-Gebrauchsuhren, Funkschau, Heft 20/1974, Seite 763 bis 765; Heft 21/1974, Seite 824 bis 826; Heft 22/1974, Seite 859 bis 861 [4] Hdjek, J.: Elektronische Groß- und Kleinuhren, Sdelovaci technika, Heft 8/1974, Seite 282 bis 285 [5] Raabe, M Integrierte C-MOS-Schaltung mit geringer Stromaufnahme für Quarz-Armbanduhren, Elektronik, Heft 12/1973, Seite 424 bis 426 [6] Wilhelmy, H. J.: Neue Quarz-Großuhren, Elektronik, Heft 7/1974, Seite 261 bis 262 [7] Roth, W.: Quarzgesteuertes Uhrwerk für Großuhren, Funktechnik, Heft 9/ 1971, Seite 322 bis 324 [8] Ganter, W.: Armbanduhr Astro-Quartz, Funktechnik, Heft 18/1971, Seite 697 bis 698 [9] Hübner, R.: Die neuen Schweizer elektronischen Armbanduhren, Funktech¬ nik, Heft 21/1971, Seite 817 bis 818 [10] Roth, W.: Quarzuhrwerk der zweiten Generation, Funktechnik, Heft 8/1972, Seite 279 bis 282 [11] Hübner, R.: Elektronische Armbanduhren der vierten Generation, Funk¬ technik, Heft 3/1973, Seite 87 bis 88 Wir klären Begriffe IONENFALLE 63 Dipl.-Ing. Heinz Bergmann Integrierte optische Schaltungen Der zukünftige Bedarf an Informationsverarbeitungs- und -Über¬ tragungskapazität läßt sich mit den heute zur Verfügung stehenden Nachrichtenübertragungssystemen nicht bewältigen. Immer häufiger wird auf optische Nachrichtensysteme verwiesen, die in Zukunft diese Forderungen erfüllen können. Optische Nachrichtensysteme verwen¬ den sehr kurzwelliges Licht und sehr hohe Trägerfrequenzen, womit der steigende Bandbreitenbedarf moderner Nachrichtensysteme rea¬ lisiert werden kann. Hier ist besonders das Laserlicht von Bedeutung, das die zur Übertragung vieler Nachrichtenkanäle notwendige Band¬ breite zur Verfügung stellt. Die Entwicklung der Laser hat in letzter Zeit einen großen Aufschwung genommen, es stehen bereits kleine und einfach zu betreibende Halbleiterlaser zur Verfügung, deren Her¬ stellungstechnologie mit Hilfe der integrierten Schaltungstechnik ein¬ deutig auf die Miniaturisierung zukünftiger optischer Nachrichten¬ systeme hinweist. Erste Vorschläge zum Aufbau optischer Nachrichtensysteme arbei¬ teten mit einer Übertragung eines modulierten Laserstrahls durch die Atmosphäre. Diese Methode erwies sich bei größeren Übertragungs¬ strecken als sehr problematisch, da durch Absorption, Streuung und Luftturbulenzen erhebliche Störungen hervorgerufen wurden. Wei¬ tere Beeinträchtigungen verursachten atmosphärische Störungen wie Nebel und Regen, die einen Dauerbetrieb der Versuchsanlagen nicht gewährleisteten. Auch der C0 2 -Laser, dessen Emission bei einer Wel¬ lenlänge von etwa 10 fxm - dem sogenannten atmosphärischen Fen¬ ster - liegt, brachte in dieser Hinsicht keinen Erfolg. Aus diesem Grunde wandte man sich schon bald Verfahren zu, die ähnlich wie in der Mikrowellentechnik arbeiten und eine Führung optischer Wel¬ len in ungestörten Medien erlauben. Ein derartiges optisches Nachrichtensystem besteht aus einem Lichtsender, Modulatoren, die die Informationskanäle auf den Licht¬ strahl übertragen, optischen Wellenleitern mit Verstärkern zum Aus¬ gleich der in den optischen Wellenleitern entstehenden Dämpfung, 64 einem Lichtempfänger und entsprechenden Verarbeitungseinheiten, die die Informationen zurückgewinnen. Da hier zum Teil eine Ver¬ schmelzung der integrierten Schaltungstechnik und optischer Wirk¬ prinzipien stattfindet, spricht man von der integrierten Optik, die die Entwicklung und den Aufbau optischer Bausteine umfaßt, die den vergleichbaren elektrischen integrierten Bausteinen, wie Filter, Modulatoren, Verstärker, entsprechen. Die integrierte Optik befindet sich noch am Beginn ihrer Entwick¬ lung. Die bisher erreichten Ergebnisse lassen breite Anwendungsmög¬ lichkeiten erkennen. Die Realisierung integrierter optischer Schal¬ tungenberuht auf der Eigenschaft dünner Schichten, in diesen Schich¬ ten eingebrachtes oder erzeugtes Licht zu leiten und zu beeinflussen. Durch Änderung der Dielektrizitätskonstanten oder der Dicke der¬ artiger Schichten lassen sich Linsen, Prismen und Gitter realisieren. Die Lichtmodulation ist durch eine Wechselwirkung zwischen dem Lichtstrahl und akustischen Wellen möglich. Zur Lichtstrahlablen¬ kung verwendet man den elektrooptischen Effekt in optisch nicht¬ linearen Medien. Auf diese Weise ist es möglich, optische Filter, Richtkoppler, Modulatoren, Laser, Lichtablenkeinheiten und optische Wellenleiter mit sehr kleinen Abmessungen herzustellen. Wellenleitung in dünnen Schichten Zur Realisierung eines Dünnschichtwellenleiters wird ein dielektri¬ scher oder Halbleiterfilm auf einem Substrat aufgebracht. Die Dicke des Films liegt in der Größenordnung von 1 fxm oder weniger. Es las¬ sen sich drei verschiedene Medien betrachten: der Film, der Luft¬ raum über dem Film und das Substrat unter dem Film. Der Film, der den Wellenleiter bildet, kann dabei im Substrat eingebettet sein oder sich auf dem Substrat befinden. Zur Lichtleitung muß der Bre¬ chungsindex des Films größer als der Brechungsindex des Substrats sein. Die Breite des Wellenleiters beträgt 3---5p.m. Die Lichtwelle breitet sich in diesem Film durch eine Totalreflexion (Bild 1) an der Grenzfläche zwischen Film und der Luftschicht beziehungsweise zwi¬ schen Film und dem Substrat aus. Die Lichtwelle läßt sich durch die beiden Wellen Vektoren A und B darstellen, die in ihre Vertikal- und Horizontalkomponenten aufgeteilt werden können. Die Horizontal - Film Bild 1 Lichtleitung in optischen Wellen¬ leitern 5 Schubert, Eljabu 76 65 komponente bestimmt die Ausbreitung der Welle im Film, die Verti¬ kalkomponente legt die Feld Verteilung im Wellenleiterquerschnitt fest. Grundbauelement Das Grundbauelement der integrierten Optik bildet ein relativ kurzer dielektrischer Wellenleiter (Bild 2), der als elementare Übertragungs¬ leitung in einem optischen System dient. Hier geht es im allgemeinen nicht um große Übertragungsweiten, vielmehr soll die Lichtwelle auf kleinem Raum erzeugt und verarbeitet werden. Die Übertragung über größere Entfernungen erfolgt mit Lichtleitfasern, die eine sehr ge¬ ringe Dämpfung aufweisen. Aus diesem Grund verwendet man für dielektrische Wellenleiter auch Materialien mit höheren Verlustwer- Bild 2 Grundbauelement der integrierten Optik ten. Der Wellenleiter wird dabei von einem transparenten dielektri¬ schen Film gebildet, der in einem Substrat eingebettet ist. Die Breite des Wellenleiters beträgt 3---5p.m, die Dicke ist kleiner als 1 [xm. Die Lichtwelle breitet sich im elektrischen Wellenleiter zickzack¬ förmig durch Totalreflexion aus. Der zulässige Krümmungsradius eines dielektrischen Wellenleiters wird von solchen Einflußfaktoren wie der eventuellen Modenwand¬ lung und der Abstrahlung bestimmt. Integriertes optisches Koppelelement Bild 3 zeigt das Prinzip eines integrierten optischen Koppelelements, das einem Richtkoppler der Mikrowellentechnik ähnelt. Das Koppel¬ element wird durch einen U-förmigen optischen Wellenleiterteil in der Nähe eines geraden Wellenleiters gebildet. Durchläuft eine Licht¬ welle den geradlinigen Wellenleiter, so wird das im Außenraum ex¬ ponentiell abfallende Feld vom zweiten U-förmigen Wellenleiter ent¬ lang der Koppelstrecke eingefangen. Auf diese Weise ergibt sich eine Verkopplung der beiden Wellenleiter. Ein Koppelelement mit ver- 66 Lichtaustritf f 't lichte/nt ritt Bild 3 Richtkoppler t ausgekoppelfe Lichtwelle t Bild 4 Richtkopplung zwischen zwei sich kreuzenden optischen Wellen¬ leitern änderlicher Kopplung läßt sich realisieren, wenn der Brechungsindex des die beiden Wellenleiter trennenden Dielektrikums durch elektro¬ optische oder andere Effekte verändert wird. Eine andere Koppelvariante zeigt Bild 4. An ihrem Kreuzungs¬ punkt sind zwei senkrecht zueinander angeordnete Wellenleiter durch einen halbdurchlässigen Spiegel geteilt, der die auftreffende Licht¬ welle auf die Wellenleiter verteilt. Integriertes optisches Filter Bild 5 zeigt das Prinzip eines Filterbauelements, das aus zwei par¬ allelen Wellenleitern und einem zwischen ihnen liegenden Ringreso¬ nator besteht. Die Resonanzfrequenz des Filters wird durch die Ab¬ messungen des Ringes bestimmt. Mit einem derartigen Filter läßt sich eine Frequenz aus einem Frequenzgemisch in einem optischen Wellenleiter ausfiltern. Bild 5 Filterbauelement 5* 67 Integrierter optischer Resonator Bild 6 zeigt das Prinzip eines integrierten optischen Resqnators, der als Längsresonator arbeitet. Der Resonator besteht aus einem opti¬ schen Wellenleiterteil, der teildurchlässige Reflektoren enthält, die zur Verstärkung der Reflexionen bei der gewünschten Frequenz sich in einem Abstand einer ungeradzahligen Vielfachen der Viertelwellen¬ länge befinden. Durch eine geeignete Zusammenschaltung derartiger Resonatoren läßt sich auch ein Filterbauelement realisieren. Bild 0 Integrierter optischer Resonator Integrierte optische Modulatoren Wichtige Bauelemente für optische Nachrichtensysteme sind Modu¬ latoren, die eine Beeinflussung der Lichtwellen mit Hilfe elektrischer Signale ermöglichen. Bild 7 zeigt das Prinzip eines Modulators, bei dem sich der Wellenleiter in einem transversalen, elektrischen Feld befindet. Dieser Modulatoraufbau gewährleistet ein starkes elektri¬ sches Feld bei relativ niedrigen Spannungen. Ein einfacher Phasenmodulator läßt sich auf bauen, wenn man ein optoelektronisches Material für den Wellenleiter selbst oder für das Substrat unter dem Wellenleiter verwendet (Bild 8). Bei diesem Pha¬ senmodulator, der bei geeigneten Abmessungen nur geringe Modu¬ lationsspannungen erfordert, wird der Brechungsindex des Wellen¬ leiters oder des Substrats infolge des elektrooptischen Effekts durch das zwischen den beiden Metallelektroden entstehende elektrische Feld verändert. Die Phase der Lichtwelle wird beeinflußt. Al-Elektrode Wellenleiter Bild 8 Phasenmodulator 68 Ein/copplung von Lichtwellen in integrierte optische Schaltungen Die Einkopplung von Lichtwellen in integrierte optische Schaltungen erfolgt mit Lichtwellenkopplern, die Lichtstrahlen mit hohem Wir¬ kungsgrad in Filmstrukturen ein- und auch auskoppeln können. Man unterscheidet Prismen-, Gitterkoppler und Koppler mit sich ver¬ jüngendem Anpassungsfilm (Taper-Koppler). Bild 9 zeigt das Prin¬ zip eines Prismenkopplers. Der Brechungsindex des Prismas muß da¬ bei größer als der Brechungsindex des Films sein. Der einfallende Lichtstrahl wird an der Basis des Prismas total reflektiert. Im Prisma entsteht eine stehende Welle, die sich mit exponentiell verringernder Funktion unterhalb der Basis fortsetzt. Im geringen Zwischenraum zwischen dem Prisma und dem Film bildet sich eine Oberflächenwelle aus. Eine Einkopplung über das Prisma in den Film ist dann mög¬ lich, wenn der einfallende Lichtstrahl mit der Prismenfläche einen bestimmten Winkel bildet, so daß das Feld der Oberflächenwelle die gleiche Phasengeschwindigkeit wie eine der im Film möglichen und ausbreitungsfähigen Moden hat. Die Breite des Luftspalts liegt in der Größenordnung 1/8--* 1/4 der Lichtwellenlänge im Vakuum. Damit keine Auskopplung durch das Prisma stattfindet, verwendet man ein rechtwinkliges Prisma. Zur Auskopplung braucht das Prisma nur mit seinem rechten Winkel zuerst auf den Wellenleiter aufgesetzt zu werden. Einen Gitterkoppler (Prinzip) zeigt Bild 10. Durch das Gitter er¬ hält der einfallende Lichtstrahl eine Phasenmodulation, wodurch der den Film erreichende Strahl verändert wird. Der Lichtstrahl enthält Bild 9 Prismenkoppler Bild 10 Gitterkoppler 69 Anpassungsfitm Substrat Bild, 11 Koppler mit sich verjüngendem Anpassungsfilm nun mehrere Komponenten. Eine Lichtkopplung findet statt, wenn eine Komponentenanpassung ähnlich wie beim Prismenkoppler ent¬ steht. Der Gitterkoppler läßt sich fest auf einen Dünnfilm auf bringen, wodurch er leichter in einen integrierten Schaltungsaufbau einzu¬ beziehen ist. Der Koppler mit sich verjüngendem Anpassungsfilm (Bild 11) ar¬ beitet nach einem anderen Prinzip. Seine Funktionsweise ist an Hand des geometrisch-optischen Strahlengangs leicht zu erkennen. Durch die Verjüngung des Films wird der Winkel zwischen der Zickzack¬ ausbreitung des Lichtes und der Vertikalen immer kleiner. An einem Grenzpunkt ist der Winkel kleiner als der kritische Winkel der Film- Substrat-Zwischenschicht, die Lichtwelle tritt in das Substrat be¬ ziehungsweise in einen weiter darunter befindlichen Film ein. Laser Prismen- und Gitterkoppler gestatten es, 70 Prozent des einfallenden Lichts auf den optischen Wellenleiter zu übertragen. Ein Merkmal der integrierten Optik ist, Licht auch selbst im optischen Wellen¬ leiter oder in anderen Bauelementen zu erzeugen und so die bei den Einkopplungen noch entstehenden Verluste zu vermeiden. Bild 12 zeigt das vereinfachte Prinzip des Lasers, der für einen Einbau in optische Wellenleiter geeignet ist. Der Laser besteht aus einer dün¬ nen Filmschicht, die gleichzeitig das Lasermedium und die Resonanz¬ struktur darstellt. Der Rückkopplungsmechanismus wird durch eine Bragg-Streuung mit einer räumlich-periodischen Brechungsindex¬ änderung erzielt. Diese räumliche Modulation des Brechungsindex läßt sich mit Hilfe der Holografie herstellen. Weiterhin lassen sich optische Wellenleiter mit Halbleiterlasern kombinieren, so daß un¬ mittelbar am Ort der Lichterzeugung eine Einkopplung in den Wel¬ lenleiter erfolgt. räumlich -periodische Brechunpndexänderuny Bild 12 Laser UV-Licht Kill. j ^llllllllllllMlllMlff 1 _ Subtrat _ 70 A blenkeinrichtungen Bild 13 zeigt das Prinzip einer akustooptischen Ablenkeinrichtung. In dieser Ablenkeinrichtung wird mit akustischen Oberflächen wellen in einem Glasfilm eine Gitterstruktur erzeugt, die eine ebenfalls im Glasfilm verlaufende Lichtwelle abbeugt. Es ergeben sich 2 Licht¬ wellen mit unterschiedlichen Winkeln. Das elektrische Modulations¬ signal gelangt an einen interdigitalen Wandler, der eine akustische Oberflächenwelle erzeugt. Auf diese Weise läßt sich eine digitale Mo¬ dulation einer Lichtwelle realisieren. Sitierkoppler - Gitferkoppler (infallen dt licht ’ObgebeuzjfeS akustische überflächermelle Bild 13 Akustooptische Ablenkeinrichtung Materialien und Herstellungsverfahren Zur Leitung von Lichtwellen in optischen Wellenleitern eignen sich elektrische Materialien, die im erforderlichen Spektralbereich eine aus¬ reichende und verlustarme Übertragung gewährleisten. Zur Herstel¬ lung von Lichtleitfasern sind vor allem Material ien mit geringer Licht¬ dämpfung bedeutsam. Hier konnten im Laborversuch bereits Werte um 2,1 ± 0,5 dB/km erzielt werden. Da in der integrierten Optik nur relativ kleine Übertragungsstrecken benötigt werden, steht die ge¬ ringe Dämpfung nicht im Vordergrund. Dafür müssen die verwende¬ ten Materialien Eigenschaften haben, die die Ver- und die Bearbei¬ tung zur Herstellung geeigneter integrierter optischer Bauelemente gestatten. Darunter fällt zum Beispiel eine gute Modulierbarkeit, die beim Aufbau von Modulatoren wesentlich ist. Die Herstellung integrierter optischer Schaltungen verläuft nach ähn¬ lichen Verfahren und Methoden wie die von integrierten Schaltungen. Ausgangspunkt ist ein sehr sauberes Substrat, auf das eine verlust¬ arme Basisschicht aufgesprüht wird. Als nächstes folgt ein Film mit höherem Brechungsindex, der ebenfalls mit einem Sprüh verfahren aufgebracht werden kann. Dann wird mit Hilfe der Fotolithografie 71 optisches Schaltungsmuster ♦ ♦ -£_fl ''Substrat Bild 14 Prinzip des Schicht aufbaus das Muster der gewünschten integrierten optischen Schaltung reali¬ siert. Nach Entfernung der letzten Schicht an den Stellen, an denen keine Schaltung entstehen soll, erhält man das gewünschte Schaltungs¬ muster (Bild 14). Eine weitere Schicht läßt sich zum Schutz der Schal¬ tung aufbringen. Zur Herstellung integrierter optischer Schaltungen werden verlust¬ arme Filme mit hoher Transparenz und gutem optischen Leitvermö¬ gen benötigt, die auch eine Anpassung an elektrische integrierte Schal¬ tungen gestatten. Die Filme müssen relativ rein sein, da bereits ge¬ ringe Verunreinigungen zu unzulässigen Dämpfungen bei der Licht¬ übertragung führen. Neben dem Aufsprühverfahren ist auch die Ionenimplantation bei der Herstellung von integrierten optischen Schaltungen von Bedeutung. Mit Hilfe der Fotolithografie stellt man eine Maske her, durch die Ionen zur Erhöhung des Brechungsindex und zur Bildung des Wellenleiters auf das Substrat gelangen. Gute Ergebnisse zeigt der Einsatz von Helium-, Lithium- und Wismut¬ ionen auf geschmolzenen Quarzunterlagen. Nach der Ioneneinwirkung schließt sich eine Wärmebehandlung an, die einen stabilen Brechungs¬ index bei Raumtemperatur gewährleistet. Bei der Herstellung von Gitterstrukturen (Gitterkoppler) arbeitet man mit kohärenten Licht¬ quellen, die Interferenzmuster (Holografie) auf den geeignet vorberei¬ teten Schichten hervorrufen und somit eine permanente Brechungs¬ indexänderung ergeben. Integrierter optischer V er stärker Die große Bandbreite des Laserlichts und die damit verbundene Mög¬ lichkeit, große Nachrichtenmengen übertragen zu können, bilden zu¬ sammen mit der Bereitstellung geeigneter Bauelemente die Voraus¬ setzung für den Aufbau zukünftiger optischer Nachrichtensysteme. Um die Dämpfung, die in lichtleitenden Medien entsteht, bei der Nachrichtenübertragung über größere Entfernungen ausgleichen zu können, benötigt man geeignete Verstärker, die sich in den Gesamt¬ aufbau optischer Nachrichtensysteme einordnen. Derartige Verstär¬ kerstationen lassen sich mit integrierten optischen Verstärkern reali¬ sieren. Bild 15 zeigt das vereinfachte Prinzip eines optischen Verstär¬ kers, der sich aus den bereits oben beschriebenen Bauelementen der 72 3 Bild 15 Integrierter optischer Verstärker integrierten Optik zusammensetzt. Aus dem ankommonden optischen Wellenleiter wird die zu verstärkende Trägerfrequenz f l über einen Ringresonator ausgefiltert und an einen Koppler weitergeleitet. Der Koppler leitet die Trägerfrequenz an einen Lichtdetektor, der das aufmodulierte Basisband zurückgewinnt. Es schließen sich die Ver¬ stärkung und die Signalaufbereitung an, die beide in integrierter Schaltungstechnik aufgebaut sind und mit den optischen Schaltungen kombiniert werden. Das regenerierte Basisband moduliert eine Laser¬ diode, wonach sich eine erneute Einkopplung der Trägerfrequenz in den abgehenden optischen Wellenleiter anschließt. Auf diese Weise wird für den Ausgleich der Dämpfung in optischen Wellenleitern ge¬ sorgt. Der Einsatz der integrierten Optik in der Nachrichtentechnik be¬ schränkt sich zur Zeit auf einige Applikationsbeispiele. Der gegebene kurze Überblick sollte zeigen, welch große Bedeutung der integrierten Optik zukommt, welche Möglichkeiten sie bietet und welche Probleme noch gelöst werden müssen. Die weitere Entwick¬ lung verläuft in der Richtung, die technologischen Prozesse zu ver¬ bessern und geeignete Frequenzmultiplexverfahren für die optische Übertragung großer Nachrichtenkapazitäten zu schaffen. Die inte¬ grierte Optik ist noch am Anfang ihrer Entwicklung. Intensive For- 73 schungsarbeiten werden bald neue Erkenntnisse und Ergebnisse lie¬ fern, die eine enge Zusammenarbeit der verschiedenen Fachgebiete erf ordern. Literatur [1] Goell,J. E., Standley, R. J)., und Li, T.: Optical waveguides bring laser com- munication eloser. Electronics 43 (1970) 18, Seite 60 bis 67 [21 Marcuse, I).: Integrated Optics. IEEE Press, N. Y. 1973 [31 McDermott ,./.: A major advance in OIC’s hastens the day of optic Communi¬ cations. Electronic Design 21 (1973) 14, Seite 26 [4] Schuppnies, E.: Integrierte optische Schaltungen - zukünftige Bauelemente der Nachrichtentechnik, radio fernsehen elektronik 22 (1973) 15, Seite 487 bis 488 [5] Kersten, R. Th.: Grundlagen und Anwendungsmöglichkeiten der integrierten Optik. Internationale Elektronische Rundschau 27 (1973) 12, Seite 261 bis 266 »Penetron« — eine neue Farbbildröhre In Frankreich ist eine neue Farbbildröhre mit der Bezeichnung » Penetron « für Oszillografen entwickelt worden. Sie wird lediglich mit einem Elektronenstrahl be¬ trieben. Dafür besteht aber die Bildschirminnenfläche tius zwei Schichten unterschied¬ lich fluoreszierender Stoffe. Zwischen beiden Schichten ist ein transparentes Dielektri¬ kum angeordnet. Durch Spannungsänderungen an der Beschleunigerelektrode kann die Eindringtiefe des Elektronenstrahls in die fluoreszierenden Schichten geregelt werden. Somit ergibt sich eine unterschiedliche Leuchtfähigkeit des Bildschirms. Bei niedrigen Spannungen wird nur die erste, die innere fluoreszierende Schicht erregt. Bei hohen Spannungen leuchten beide Schichten auf. Werden rot und grün fluores¬ zierende Schichten verwendet , so leuchtet der Bildschirm in rotem, orangenem, gel¬ bem und grünem Licht. 74 Dipl.-Ing. Peter Ebert Ein aktives RC-Filter Filter für tiefe Frequenzen werden vorteilhaft als aktive -RC-Filter ausgeführt. Damit läßt sich auch im Tonfrequenzbereich hohe Güte erzielen, da die Induktivitäten als voluminöse und mit großen Ver¬ lusten behaftete Bauelemente entfallen. Aktive RC-Filter bieten aber vor allem den Vorteil, daß sie sich gut integrieren lassen. Da auch der Funkamateur in der Perspektive zunehmend mit integrierten Bau-, steinen arbeiten wird, dürfte diese Problematik von Interesse sein. In diesem Beitrag wird ein aktives RC-Filter beschrieben, das mit integrierten Verstärkern und diskreten RC-Bauelementen aufgebaut ist und als Selektivverstärker eingesetzt wurde. Es sei darauf hin¬ gewiesen, daß die beschriebene Schaltung nur eine von vielen beson¬ ders in letzter Zeit veröffentlichten Schaltungsmöglichkeiten ist [1], [2], [3], [4]. Nach [3], [5] gilt für jeden rückgekoppelten Verstärker V = j —- bzw. V = — . TT + K * o V - komplexe effektive Verstärkung; V 0 — Leerlauf Verstärkung; K - komplexer Rückkopplungsfaktor. ( 1 ) Bei großer Leerlauf Verstärkung werden die Eigenschaften der Schaltung nach Bild 1 also vom Rückkopplungsvierpol bestimmt, dessen Charakter invertiert wird. Die Realisierung eines Selektivverstärkers erfordert im einfachsten Fall einen Verstärker mit hoher Leerlauf Verstärkung V 0 und einen geeigneten Rückkopplungsvierpol. Die Güte eines solchen Filters be¬ rechnet sich dann wie bei RC-Filtern zu — __ B b ' ( 2 ) 75 V °i rt r Bild 1 Prinzip des aktiven RC-Filters Diese Güte läßt sich nach [2], [6] weitgehend durch die Eigenschaften des Verstärkers und des Vierpols beeinflussen und auch optimieren. Je größer die Güte eines selektiven Filters wird, desto spitzer wird die Resonanzkurve. Da das nicht immer erwünscht ist (z. B. wenn ein bestimmtes Band übertragen werden soll), ist es weitaus günstiger, dem Filter eine Bandfiltercharakteristik zu geben, wodurch das Maxi¬ mum der Resonanzkurve über einen bestimmten Bereich konstant bleibt, die Kurve dann aber steiler abfällt als beim Einzelkreis [7]. Einen solchen Verlauf erreicht man, wenn selektive Filter in Kette geschaltet werden, deren Resonanzfrequenz / 0 geringfügig gegen¬ einander verstimmt wird. Der resultierende Frequenzgang ist im Maximum opt imal horizontal, wenn die obere Grenzfrequenz des einen Filters mit der unteren des folgenden zusammenfällt [2]. Bei der Mit¬ tenfrequenz wird die resultierende Verstärkung dann 1/2 • V 2 . In der vorliegenden Schaltung wurden als Rückkopplungsvierpole symmetrische Doppel-T-i?(7-Glieder verwendet. Prinzipiell sind auch andere Schaltungen, die meist aus Kettenschaltungen von Hoch- und Tiefpässen bestehen, möglich. Da die Eigenschaften und die mathematischen Grundlagen des TT-Gliedes in [3], [4], [6] bereits beschrieben worden sind, sollen nur einige wichtige Punkte genannt werden. Für co 0 wird K —► 0, womit V — ► V 0 geht. Das bringt einige Nachteile mit sich. Liegt V 0 sehr hoch, so können starke Temperatureinflüsse der Halbleiterbauele¬ mente wirksam werden. Es genügt andererseits eine geringe Un¬ symmetrie an den passiven Bauelementen, um die Ortskurve, die normalerweise durch den Ursprung geht, in die linke Halbebene zu verschieben, womit eine Phasendrehung von 180° und damit Selbst¬ erregung entsteht. Abhilfe schaffen temperaturstabile Verstärker und hinreichend symmetrischer Aufbau sowie eine Leerlauf Verstärkung V 0 < 100 . Für (o —*■ 0 beziehungsweise w —► oo strebt K —► 1, wodurch im Unterschied zu L(7-Filtern die Fernselektion einem festen Grenzwert zustrebt. Voraussetzung für eine theoretisch exakte Arbeitsweise des TT-Gliedes ist weiterhin, daß der Ausgangswiderstand des verwen¬ deten Verstärkers sehr klein (Spannungsquelle) und der Eingangs¬ widerstand wesentlich größer als die Impedanz des TT-Gliedes ist. 76 Da dieser Eingangswiderstand nicht realisiert werden konnte, wurde auf eine theoretische Vorausberechnung von Güte und Mindestver- stärkung nach [6] verzichtet. Die Glieder des TT-Gliedes nach Bild 2 lassen sich mit = ~RC (3) berechnen. Für die Widerstände sollten MSW-Typen und für die Kon¬ densatoren Kf-Typen verwendet werden. Die Toleranz der verwen¬ deten Bauelemente sollte 1 Prozent nicht überschreiten. Bild 2 Prinzipschaltung des Doppel -T -Filters (TT) Als aktive Bauelemente des Filters können integrierte Operations¬ verstärker vom Typ A 109, fjiA 709 , TAA 551, MAA 502 u.ä. ver¬ wendet werden. Wegen des Phasenwinkels von 0° bei der Resonanz¬ frequenz des TT-Gliedes kann der Operationsverstärker (OV) nur in invertierender Schaltung betrieben werden. Damit läßt sich nach [8] der Ausgangswiderstand mit Z Q 4t ~ (4) sehr klein gestalten. Leider ist der Eingangswiderstand aber auch sehr klein, womit sich eine von der Theorie abweichende Arbeitsweise des Filters ergibt (siehe oben). Bild 3 zeigt die Schaltung. Die Mittenfrequenz des Selektivverstär¬ kers liegt bei 103 kHz. Um eine andere Resonanzfrequenz zu errei¬ chen, müssen lediglich die i?(7-Glieder nach (3) umdimensioniert und eventuell die Frequenzkompensation nach den Herstellerangaben ge¬ ändert werden. Zunächst wurde mit R2/R5 beziehungsweise R6/R9 die effektive Verstärkung V « 16 eingestellt. Diese niedrige Verstärkung in Ver¬ bindung mit der recht geringen Temperaturabhängigkeit von etwa 10 (xV/°C des OV eliminieren einige der oben angeführten Nachteile der Schaltung. Die äußere Beschaltung der OV weist keine Beson¬ derheiten auf und wurde weitgehend nach den Datenblättern vor¬ genommen. Die Amplitude des Eingangssignals ist mit RI einstell- 77 + 15 / Bild 3 Selektivverstärker mit Bandfiltercharakter bar; sie sollte 50 mV nicht übersteigen. Das Signal gelangt dann über einen Schutzwiderstand zum Ausgang. Dieser Widerstand bestimmt auch die Ausgangsimpedanz der Schaltung, da der Ausgangswider¬ stand des OV nach (4) vernachlässigt werden kann. Die Betriebs¬ spannungen für die beiden OV entkoppeln ÄG-Glieder. Die Bauelemente der TT-Glieder wurden so bestimmt, daß die Resonanzfrequenz von TTj / 0 = 106 kHz und die von TT 2 / 0 = 99,5 kHz ist. Wie aus Bild 4 ersichtlich, fallen damit zwei Grenzfrequenzen zu- 78 sammen, womit sich der anfangs beschriebene Kurven verlauf ergibt. Die aus der Kettenschaltung resultierende Kurve läßt sich durch Multiplikation der Amplitudenwerte der Einzelfilter ermitteln. Wie Bild 4 zeigt, stimmt dieser Verlauf recht gut mit der gemessenen Band- filterkurve überein. Durch unterschiedliche Eingangsimpedanzen der beiden Verstärker wurde es notwendig, mit R5 den im Bild dargestell¬ ten optimalen Kurvenverlauf einzustellen. Der beschriebene Selektivverstärker weist folgende Eigenschaften auf: Die Güte beträgt nach (2) etwa 11,5. Es liegt ein konstanter Durchlaßbereich / 0 ± 2% vor, während die Bandbreite ß 07 bei etwa /o i 4,5% liegt. Definiert man die Selektion s zu s = £=-°> (5) * t >*0 so ergibt sich bei einer Verstimmung von ± 10% von / 0 , v = 0,2, eine Selektion s = 14 dB und weitab ein Wert s « 42 dB. Abschließend sei darauf hingewiesen, daß an Stelle von integrier¬ ten OV auch Verstärker mit diskreten Bauelementen unter Beach¬ tung der genannten Betriebsbedingungen für das TT-Glied verwen¬ det werden können. Bild 5 zeigt eine allgemeine Schaltung nach [3], Bild 5 Prinzipschaltung des Selektivverstärkers mit Transistorbestückung während in [4] eine dimensionierte Schaltung veröffentlicht ist. In der Schaltung nach Bild 5 übernimmt TI die Verstärkung, während über das TT-Glied, entkoppelt über die beiden Kollektorstufen T2, T3, wieder die Rückkopplung erfolgt. Für / —► / 0 wird die Gegenkopplung sehr gering, so daß U & Maximalwerte annimmt. Durch Kettenschal¬ tung zweier Baugruppen dieser Art läßt sich bei entsprechender Ver¬ stimmung der Resonanzfrequenzen auch Bandfiltercharaktcr der re¬ sultierenden Resonanzkurve erreichen. 79 Literatur [1] Sittig, K., Wiederhold y M.: RC-Filter, rundfunk fernsehen elektronic 22 (1973), Heft 20 und 22 [2] Schenk, Ch., Tietze., U Aktive Filter, Elektronik 19 (1970), Heft 10, 11 und 12 [3] Rempke, H.: Aktive CR-Filter, Realisierung durch gegengekoppelte Ver¬ stärker, Frequenz 21 (1967), Heft 6 [4] Harms, L.: Aktive Filter für tiefe Frequenzen, rundfunk fernsehen elektronic 19 (1970), Heft 19 [5] Frühauf, H Elektronische Bauelemente und ihre Schaltungen, LB der TU Dresden, LB 10 [6] Schmidt, W.: Das Doppel-T-RC-Filter, ETZ 73 (1952), Heft 2 [7] Lange, F. H Signale und Systeme, Band I, VEB Verlag Technik, Berlin 1970 [8] Pabst, I).: Operationsverstärker, Band der Reihe Automatisierungstechnik, VEB Verlag Technik, Berlin 1971 Ing. Klaus K. Streng Quadrofonie — Geschäft oder technischer Fortschritt? Seit langem kennen wir die Stereofonie. Zwei getrennte Kanäle, von der Aufnahme beziehungsweise Sendung bis zu dem - oder richtiger den Lautsprechern, ergeben ein wesentlich durchsichtigeres Klang¬ bild als das seit Jahrzehnten von der Lautsprecherwiedergabe ge¬ wohnte. Diese Vorteile der Stereofonie - kurz Stereo genannt - sind so allgemein bekannt, daß sie dem Leser des Elektronischen Jahrbuchs nicht erklärt werden müssen. Auch die Technik der Stereofonie darf zumindest dem Prinzip nach als bekannt vorausgesetzt werden. Stereorundfunkempfänger und Stereoschallplatten werden in großer Stückzahl von unserer Industrie hergestellt, Stereomagnetbandgeräte importiert usw. Warum kom¬ men wir also wieder darauf zu sprechen? Dazu muß man etwas weiter ausholen. Vor etwas mehr als fünf Jahren kamen zuerst aus den USA und aus Japan Nachrichten, daß da eine neue Sache gefunden wäre, »noch besser als Stereo«. Diese Sache hieß Quadrofonie ; einige wenige Elek¬ tronikkonzerne befaßten sich damit. Nun sitzen in den Labors der großen einschlägigen Konzerne bestimmt Fachleute, und die USA und Japan stehen in der Konsumgüterelektronik mit an führender Stelle. Nur ließ die Wiederkehr immer derselben Firmennamen den Ein¬ geweihten hellhörig werden, und bald tauchten in der Fachpresse der betreffenden Länder auch Andeutungen auf wie »... die Quadrofonie soll das Stereogeschäft wieder beleben ...« oder »... der neue Quadro¬ fonie-Boom ...« usw. An dieser Stelle spätestens zucken manche Ken¬ ner der Szene die Schultern und sind überzeugt, daß hinter dem gan¬ zen »Rummel« um die Quadrofonie nur ein großes Geschäft steckt. Liegen die Dinge wirklich so einfach? ' Erliegen alle Menschen, die entzückt quadrofonischer Wieder¬ gabe lauschen, einer Selbsttäuschung? Sind die vielen Fachleute, die sich anerkennend über Quadrofonie aussprechen, nur skrupellos? Schreiben oder sprechen sie wider besseres Wissen, nur um die Kas¬ sen einiger Elektronikkonzerne zu füllen? 6 Schubert, Eljabu 76 81 Bild 1 Lautsprecher auf Stellung bei Stereofonie Analysieren wir einmal ganz nüchtern, wie es sich mit der Quadro¬ fonie verhält. Die Stereowiedergabe, so gut sie ist, befriedigt nicht immer ganz. Zwar kommt das Klangbild bei Stereo nicht mehr aus dem bekannten Loch in der Schallwand, sondern es ist zu einer Linie auseinandergezogen. Darauf beruht die Fähigkeit, den (scheinbaren) Ort der einzelnen Schallquellen zu lokalisieren (Bild 1), und, was viel wichtiger ist, die größere Durchsichtigkeit des Klangbildes, die eine gute Stereowiedergabe so bestechend macht. Aber es fehlt noch immer die räumliche Komponente, der Nachhall, den wir zwar im Aufnahme¬ raum, zum Beispiel im Konzertsaal, von allen Seiten wahrnehmen, der aber beim Abhören im Wohnzimmer nicht auf kommt. Wohnzimmer bleibt eben Wohnzimmer, auch akustisch. Diesen Mangel der Stereofonie erkannte man schon frühzeitig und entwickelte verschiedene Verfahren (AB-Stereofonie, Ambiofonie) [1], [2], um ihm zu begegnen. Alle vorgeschlagenen Lösungen hatten jedoch ent¬ scheidende Mängel. Bei der Quadrofonie wird der Schall nicht, wie bei Stereo, über zwei getrennte Kanäle, sondern über vier Kanäle in den Wiedergaberaum geführt (Bild 2). Neben dem linken und rechten Lautsprecher, die wie bei Stereo die Basis vor dem Zuhörer bilden, gibt es bei der Quadro- scheinbare Orte der Schallquellen Op) Zuhörer Aufnahmeraum Wiedergaberaum Bild 2 Prinzip der Quadrofonie 82 fonie noch einen linken und einen rechten hinteren Lautsprecher. Jeder dieser vier Lautsprecher - und das ist entscheidend - ist einem getrennten Kanal zugeordnet - oder, verständlicher ausgedrückt, er erhält nach entsprechender Verstärkung das Signal von einem der vier entsprechend angeordneten Mikrofone im Aufnahmeraum. Die hinteren beiden Mikrofone fangen gewissermaßen den Nachhall ein, übermitteln die räumliche Komponente, die bisher fehlte. Wenn hier ein persönlicher Eindruck wiedergegeben werden darf: Der Zu¬ hörer hat beim Anhören einer quadrofonischen Wiedergabe den Ein¬ druck, er stehe mitten im Orchester. Das mit Quadrofonie übermit¬ telte Klangerlebnis ist in der Tat beeindruckend. Es ist neu, und Neues macht geneigt, seine Wirkung hoch einzuschätzen. Diesen »Verblüffungseffekt« gab es ja seinerzeit auch bei der Ein¬ führung der Stereofonie, und unwillkürlich zieht man Parallelen. Da waren Stereo Vorführungen, die den Zuschauer mit (akustisch) vorbei¬ fahrenden Eisenbahnzügen überraschten oder mit dem schon beinahe sprichwörtlich gewordenen (akustischen) Tischtennisspiel: »Man glaubt richtig zu sehen, wo der Ball gerade aufschlägt!« Und der verblüffte Zuhörer geht dann hoffentlich hin und kauft sich eine Stereoanlage ... Nur war an der Stereofonie eben doch etwas mehr dran als die Verblüffung über den vorbeifahrenden Eisenbahnzug oder das Loka¬ lisierungsspiel mit dem Tennisball. Sonst hätte sie sich nicht in allen Industriestaaten der Welt durchsetzen und so viele Jahre behaupten können. Das alles muß man mit bedenken, wenn man über Quadro¬ fonieäquivalent urteilen will. Bleibt zu sagen, daß die quadrofonische Wiedergabe ein qualitativer Fortschritt ist. Gut, wird der eine oder andere nun erfreut auf seufzen, also her mit den Quadrofoniegeräten, ich schaffe mir auch eins an. Doch da erhebt sich gleich wieder die Frage: Was wollen Sie denn eigentlich quadrofonisch hören? Erinnern Sie sich: 4 getrennte Kanäle von der Aufnahme bis zur Wiedergabe! Schallplatten, auf denen 4 getrennte Kanäle aufgezeichnet sind? Es gibt verschiedene Lösungen dafür, von denen das japanische CD-4-System wahrscheinlich das aussichts¬ reichste ist. Immerhin reicht der Frequenzumfang einer Quadrofonieschall¬ platte bis rund 60 kHz. Al&o braucht man auch einen neuen Platten¬ spieler mit einem besonderen Tonabnehmer. Das ist, zumindest tech¬ nisch, möglich. Nach einigen Umformungen der Ausgangsspannung des Tonabnehmers (Matrizierung, Demodulation der Hilfsträger usw.) erhält man schließlich die 4 Spannungen A, B, C und D, jede für einen Kanal. Einen 4fachen Verstärker zu bauen ist technisch kein Problem; das gleiche gilt für 4 Lautsprecherboxen, Aber der Auf¬ wand ... 6 * 83 Gut, sagt der Optimist, der Aufwand ist zweifellos recht groß, aber der Erfolg rechtfertigt ihn ja. Als man seinerzeit die Stereofonie ein¬ führte, erforderte sie ja auch den doppelten Aufwand gegenüber der bis dahin allein möglichen monautalen (einkanaligen) Wiedergabe. Dies stimmt zwar, aber alle Fachleute sind sich einig, daß der Quali¬ tätsunterschied zwischen Mono und Stereo wesentlich größer ist als zwischen Stereo- und Quadrofonie. Doch weiter. Mit Schallplatten kann man anfangen. Aber wie sieht es mit einem Quadrofonie-Rundfunk aus? Es gibt auf der Welt zur Zeit (1974) 2 Rundfunksender in den USA, die gemeinsam in Quadro¬ fonie senden. Da es sich bei beiden um Stereosender handelt, sind die 4 Kanäle kein Problem; denn es gibt gegenwärtig noch kein erprobtes Verfahren, das es gestattet, 4 NF-Kanäle über einen Sender zu über¬ tragen [3]. Vielleicht gilt das nicht für die Zukunft? Nun, der skep¬ tische Techniker kann nachweisen, daß eine Multiplexmodulation, wie beim Stereo-Hilfsträger-Verfahren, wenig Aussicht hat, auch bei 4 Kanälen in Frage zu kommen (zu große Bandbreite, zu großes Rau¬ schen auf der Wiedergabeseite bzw. Einschränkung des Versorgungs¬ radius des Senders). Und das Magnetband? Hier sind die Aussichten noch am günstig¬ sten. Schon ein einfaches 4-Spur-Magnetbandgerät läßt sich so um¬ bauen, daß es 4 getrennte Informationen speichern beziehungsweise wiedergeben kann, und es gibt sogar bereits 8-Spur-Kassetten. Das ist der gegenwärtige Stand bei der echten Quadrofonie. Man muß das Wort echt hier besonders betonen, denn findige Menäfchen haben herausgefunden, daß der Aufwand für Quadrofonie ganz er¬ heblich reduziert werden kann, indem man auf die völlige Trennung der 4 Kanäle verzichtet. Man erhält so ein Verfahren für eine Art Pseudoquadrofonie. Über zwei Dinge sollte dabei aber Klarheit herr¬ schen: Pseudoquadrofonie ist keine echte Quadrofonie, und über Dinge des persönlichen Geschmacks läßt sich nicht streiten. Wenn Lautsprecher Bild 3 Häufig angewandtes Prinzip der Pseudo ■ quadrofonie mit Schallverzögerungs¬ leitungen 84 Bild 4 Matrixschaltung für die Ansteuerung der beiden zusätzlichen (hinteren) Kanäle jemand mit einer derartigen Anlage zufrieden ist, wenn sie ihn er¬ freut, dann ist die Sache für ihn persönlich eben auch in Ordnung. Von hier bis zu einer technischen Verbesserung von allgemeiner, ob¬ jektiver Gültigkeit ist es allerdings ein Riesenschritt. Eines der bemerkenswertesten Pseudoquadrofonie-Verfahren stammt von Madsen und anderen. Es geht von einer normalen Stereo¬ schallplatte (oder Stereorundfunk) aus. Bild 3 zeigt die Anordnung der Lautsprecher im Wiedergaberaum. Zwischen den vorderen und den hinteren Lautsprechern [4] sind zwei Verzögerungsglieder ein¬ gebaut, die das Schallsignal um 5---25ms verzögern, je nach Größe des Aufnahmesaals, der akustisch vorgetäuscht werden soll. Amateure setzten hier Wendel-Verzögerungsleitungen ein [5] und konnten - das ist allerdings wieder eine sehr subjektive Beurteilung - bemerkens¬ werte Wiedergabequalitäten erreichen [6]. Sehr einfach erhält man eine Pseudoquadrofonie, indem man durch eine Matrixschaltung entweder 2 Verstärker für die zusätzlichen (zur Stereoanlage) Verstärker (Bild 4) oder einen Verstärker (Bild 5) [7] speist. Auch in der Fachpresse unserer Republik wurde ein einfacher Ver¬ stärker beschrieben; der aus der Differenz beider Stereosignale die »Rauminformation« gewinnt. Er eignet sich sehr gut zum Experi¬ mentieren [8]. Sein Aufwand ist gering! Bild 6 zeigt die Schaltung. Gewiß, das Klangbild - und also auch das durch eine Pseudoquadro¬ fonie-Anlage übermittelte Klangbild - ist etwas Subjektives, hängt 85 Bild 5 Vereinfachte Matrixschaltung bei Ver Wendung nur eines Verstärkers für die hinteren Lautsprecher (zu den Zusatz-Lnutsprecherverstärkern) Bild 6 Einfacher Zusatz¬ verstärker (Matrix¬ schaltung) für Pseudo¬ quadrofonie stark vom Gehör und vom Geschmack des Hörenden ab, zumindest in seiner Beurteilung. Immerhin lassen Experimente doch einige Rück¬ schlüsse zu. So soll es sich optimal auswirken, wenn die hinteren Lautsprecher bei der Pseudoquadrofonie um etwa 10- -20 dB leiser strahlen als die vorderen. Ein Überbrücken der Verzögerungsleitungen - gemeint ist 86 eine Anlage ähnlich Bild 3 — läßt den Raumeindruck »zusammen¬ fallen«. Das würde bedeuten, daß die Verzögerungsleitungen einen entscheidenden Einfluß auf die Güte einer Pseudoquadrofonie-Anlage haben. Diese Aussage ist allerdings umstritten. Beer [9] beschreibt einen Differenz Verstärker für die beiden rückwärtigen Lautsprecher, die ohne Verzögerungsleitung(en) aus dem Differenzsignal der vorderen Laut¬ sprecher gespeist werden. Sie sollen den Klang der Stereowiedergabe verbessern (Raumkomponente), wobei der Verfasser allerdings kritisch bemerkt: »Bei Tanz- und Unterhaltungsmusik ist der räumliche Ein¬ druck nicht besonders ausgeprägt.« Die Methode, die bei Stereo fehlende Rauminformation für die rückwärtigen Lautsprecher aus dem Differenzsignal zu gewinnen, findet man auch in dem Gerät Quadro-Effekt des VEB Studiotechnik Berlin. Bild 7 zeigt seine Schaltung [10]. Eine ausgezeichnete Zusammenfassung der Problematik der Pseudo¬ quadrofonie findet der Leser in der DDR in einem Beitrag von L. Steinke [11]. Hier urteilt ein Fachmann der Elektroakustik, und er kommt zu dem bemerkenswerten Schluß, daß durch die Gewin¬ nung der Rauminformationen aus dem Differenzsignal eine große Verbesserung der Klangqualität erreicht wird. Dies mag die zahl¬ reichen Elektroakustik-Amateure anregen, selbst einmal Versuche mit der Pseudoquadrofonie anzustellen. Freilich, echte Quadrofonie ist das nicht und kann es auch nicht sein. Wie jedoch gezeigt wurde. Lautsprecher, rechts hinten Lautsprecher, Links hinten 87 ist die echte Quadrofonie, die einen sehr viel größeren Aufwand be¬ deutet als die Pseudoquadrofonie, in absehbarer Zeit nicht zu reali¬ sieren. Selbst wenn man den erheblichen technischen und finanziellen Aufwand in Kauf nehmen wollte, entstünde die Frage: Lohnt sich das? Und wenn, für wen? Und deshalb die in der Überschrift gestellte Frage: Quadrofonie — Geschäft oder technischer Fortschritt? Literatur [1] Buttenberg, II.: Wege zum echten Klangerlebnis, radio und fernsehen 7 (1958) 9, Seite 289 bis 292 [2] Keibs, L.: Kompatible stereo-ambiofone Schallübertragung auf zwei Ka¬ nälen, radio und fernsehen 14 (1965) 11, Seite 327 bis 330 [3] ...: Vierkanal-Rundfunksysteme, radio fernsehen elektronik 23 (1974) 15, Seite 482, 483 [4] Hardt, W.: Mehrkanal-Stereofonie-Quadrofonie-Ambiofonie, Funkschau 43 (1971) 12, Seite 365 bis 368 und 13, Seite 419 bis 420 [51 ...: Zum Selbstbau von Nachhallgeräten mit Wendelfedern, radio und fern¬ sehen 12 (1963) 10, Seite 320, 321 [6] Knobloch, II 7 .: Versuche mit Pseudo-Quadrofonie, Funkschau 43 (1971) 18, Seite 593 bis 595 [7] Horst, M.: Pseudoquadrofonie-Schaltung nach dem Matrixsystem, Funk¬ schau 45 (1973) 18, Seite 672 [8] Müller, W.: Zusatzverstärker für Pseudo-Quadrotonie-Wiedergabe, radio fernsehen elektronik 13 (1974) 10, Seite 331 und 332 [91 Beer, J.: Differenzverstärker für Pseudo-Quadrofonie, funkamateur 23 (1974), 9, Seite 432 [10] Malessa, II.: Quadro-Effekt - ein Gerät zur pseudo-quadrofonen Wieder¬ gabe, radio fernsehen elektronik 23 (1974) 19, Seite 636, 637 [11] Steinke, L.: Zur Realisierung der Pseudo-Quadrofonie in Wohnräumen, radio fernsehen elektronik 21 (1972) 14, Seite 449 bis 452 Ing. Klaus K. Streng Sensortasten und Ultrasehallfernbedienung Keine Angst — es handelt sich im folgenden nicht um eine utopische Zukunftsschilderung! Sensortasten und Ultraschallfernbedienung ge¬ hören vielmehr zu den technischen Merkmalen des Fernsehempfängers Luxotron unseres VEB Fernsehgerätewerke Staßfurt. Der Stromlauf¬ plan dieses Geräts gehört in die Servicewerkstatt, doch das wie die¬ ser technischen Neuerungen interessiert sicherlich viele Amateure, die sich mit der Fernsehempfängertechnik beschäftigen. Darum die¬ ser Beitrag. Zunächst: Was heißt Sensorl Offensichtlich hat es etwas mit sen¬ sibel (empfinden, feinfühlig) zu tun. Eine Sensortaste ist eine Taste, die nicht gedrückt werden muß, um einen elektrischen Kontakt her¬ zustellen beziehungsweise zu lösen. Ein einfaches Berühren (Antippen) genügt. Die Anwendungsmöglichkeiten für derartige Sensortasten sind viel¬ fältig: als Lichtschalter, besonders für >>Ti*eppenautomaten«, als Rich¬ tungswahlschalter im Fahrstuhl oder als Kanalwähler für fest ein¬ gestellte Sender (Stationstasten) im Fernsehempfänger. Diese letzte Anwendung interessiert hier besonders. Stellen Sie sich eine Schaltung nach Bild 1 vor: Zwischen zwei Kontakten liegt normalerweise ein gegen unendlich gehender Wider¬ stand, der nur von der Güte des Isolierstoffs bestimmt wird, auf dem die Kontakte aufgebracht sind. Durch die Glimmlampe kann kein Strom fließen, sie bleibt dunkel. Anders verhält es sich, wenn jemand mit dem Finger beide Kon¬ takte überbrückt. Der (wenn auch große) Widerstand des Fingers schließt den Stromkreis, die Glimmlampe leuchtet auf. Daß der Be- Büd 1 Einfaches Modell für Sensorkontakte 89 rührende keinen schmerzhaften elektrischen Schlag erhält, verhindert der Schutzwiderstand R (Größenordnung: etwa 200*•• 300 kQ). Er muß aus Sicherheitsgründen unbedingt vorhanden sein! Man kann statt der Netzwechselspannung in Bild 1 auch Gleich¬ spannung verwenden. Die Glimmlampe leuchtet genauso auf, wenn jemand seinen Finger über die Kontakte legt. Es läßt sich auch eine kleine Gleichspannung verwenden - dann muß man allerdings den Strom verstärken, damit er eine sichtbare Wirkung ausübt. Hier kam es nur darauf an, das Prinzip der Sensortaste zu erklären. Im Fernsehempfänger Luxotron [1] sieht die Schaltung ein wenig anders aus. Zunächst kommen wir da zum Thema des Abstimmens auf fest eingestellte Frequenzen (Stationstasten). Die 6 Sensorkon¬ takte liegen zwischen + 26 V und den Eingängen einer hochohmigen MOS-Schaltung U 700 D. Ein Berühren eines Sensors läßt die Span¬ nung >>zusammenbrechen«. Der so entstehende Spannungsrückgang genügt, um einen Schaltvorgang auszulösen. Die Wirkungsweise der Schaltung U 700 D kann hier nicht im einzelnen erklärt werden, sie wurde in der Literatur [2] bereits beschrieben. Anwendung im TV-Empfänger: Die Abstimmspannungen schaltet man wahlweise an die Kanalwähler, die Kanalwähler selbst werden auf den interessierenden Frequenzbereich (I, III oder IV) geschaltet. Die Wirkungsweise der Kanalwähler mit elektronischer Abstimmung darf als bekannt vorausgesetzt werden. Wir beschrieben sie bereits im Elektronischen Jahrbuch 1975 [3]. Gleichzeitig mit dem Befehl an den Sendespeicher beziehungsweise die Kanalwähler wird auch über Schaltverstärker jeweils eine Strecke einer Ziffernanzeigeröhre Z 570 M angesteuert. Diese zeigt somit an, welcher Kanal gerade ein¬ geschaltet ist. Die Spannung für Senderspeicher und Ziffernanzeigeröhre bleibt bestehen, bis ein anderer Kanal gewählt wird. Erst dann springt die MOS-Schaltung um. Dies ist notwendig und bildet einen wesentlichen Unterschied zu dem Modell in Bild 1. Denn sonst müßte ständig die Sensortaste des betreffenden Kanals angetippt werden, um diesen zu empfangen! Man muß sich näher mit dem Einsatz von IS bei der Sensorpro¬ grammwahl beschäftigen, um die großen Vorteile zu erkennen, die diese hier bieten. Es ist ein interessantes und zukunftsweisendes An¬ wendungsgebiet der IS. In der Literatur [4], [5] wurde es bereits vor Jahren beschrieben, wenn auch, das muß festgehalten werden, Sensor¬ kontakte durchaus nicht an die Existenz beziehungsweise die Ver¬ wendung von IS geknüpft sind [6], [7]. In der Fachpresse unserer Republik [8] wurde bereits vor Jahren eine Bauanleitung für einen Sensorkanalwähler im Fernsehempfänger gegeben, der ohne IS ar¬ beitete. 90 +Spannung t Bereitschaft 91 Bild 2 Sensorprogrammwahlautomatik im Fernsehempfänger Lnxotron Doch zurück zum Luxotron. Die Senderabstimmung ist nur ein An¬ wendungsgebiet der Sensoren in diesem Gerät. Man kann auch mit Sensoren die Lautstärke erhöhen oder abschwächen beziehungsweise das Bild heller oder dunkler einstellen. Dies erfolgt so: Solange eine bestimmte Taste berührt wird (Laut¬ stärke + ), wird die Lautstärke größer (und bleibt nach Loslassen der Taste erhalten), beziehungsweise bei Antippen einer anderen Taste (Helligkeit + oder Helligkeit —) wird sinngemäß verfahren. Wer einmal mit einem Luxotron spielte, vergißt für Augenblicke, daß er ein Mensch des 20. Jahrhunderts ist, und fühlt sich mit einer Art Geistererscheinung konfrontiert. Doch ein Blick in den Stromlaufplan des Empfängers ernüchtert: Beim Berühren der Sensortaste mit der entsprechenden Beschrif¬ tung wird ein Kondensator von 1,5 p.F vor der Gate-Elektrode eines MOSFET auf eine bestimmte Spannung aufgeladen beziehungsweise entladen. Dieser MOSFET ist entweder als Spannungsteilerwiderstand in den NF-Kanal geschaltet oder steuert die Spannung zwischen vom Verhältnis- zum NF - Bild 3 Auszug aus dem, Stromlauf plan des Fernsehempfängers Luxotron mit der Sensor-Lautstärkeregelung 92 Bild 4 Bistabiler Multivibrator im Fernsehempfänger Luxotron für das Einschalten auf vollen Betrieb Wehneltzylinder und Katode der Bildröhre. Bild 3 zeigt die entspre¬ chende Schaltung für die Lautstärkeregelung. Hierzu ist noch folgen¬ des zu bemerken: Der MOSFET ist an keine Drain-Gleichspannung angeschlossen. Dies ist kein Zeichnungsfehler, vielmehr wirkt der MOSFET als ohmscher Widerstand zwischen Source und Drain auch ohne das Vorhandensein einer Gleichspannung. Dieser Wert des Widerstands Source-Drain ist abhängig von der Gate-Source-Vor¬ spannung, und letztere wurde ja verändert. Und noch eines bewirken Sensortasten im Luxotron: das Einschal¬ ten des Geräts. Das verblüfft zunächst: Zur Wirkungsweise der Sen¬ sortasten muß das Gerät doch vorher eingeschaltet sein! Die Erklä¬ rung dieses Paradoxons: Mit dem Netzschalter versetzt man das Ge¬ rät in Bereitschaft. Dies bedeutet, daß die wenigen Röhren des Luxo- trons vorgeheizt werden, und einzig die Transistoren, die für die Sen¬ sorfunktion wichtig sind, erhalten ihre volle Spannung. Der Befehl Ein am entsprechenden Sensor läßt einen bistabilen Multivibrator in eine andere Lage springen, wodurch ein Relais anzieht (Bild 4). Die Relaiskontakte schalten die Betriebsspannung an allen Tran¬ sistoren und Röhren ein, der Heizstrom wird auf seinen vollen Wert gebracht. Nach etwa 3 s ist das Gerät voll funktionsfähig! Soweit das Wichtigste über die Sensorschaltungen im Luxotron. Doch ist das nicht die einzige Neuerung. Der Luxotron hat auch eine Ultraschall-Fernbedienung für die soeben geschilderten Funktionen - natürlich gleichfalls mit Sensortasten! Fernbedienungskästchen für den Fernsehempfänger sind nichts Neues. Alle unsere Fernsehempfänger sind seit mehr als 15 Jahren dafür vorgesehen. Ein kleines Kästchen enthielt Rändelpotentiometer 93 Lautstärke + Programm/Netz f= 38,9 kHz 7 f= 39,5 kHz 9 ' Bild 5 Stromlauf plan des Ultraschall-Fernbedienungssenders im Empfänger Luxotron und war durch ein vieladriges Kabel mit dem Fernsehempfänger ver¬ bunden. Man konnte so auf einfache Art Lautstärke und Helligkeit des Fernsehgeräts auf Distanz verändern. Eine Ausnahme machte das Gerät Stadion des VEB Rafena-Werk, bei dem auch der Kontrast in die Fernbedienung einbezogen wurde [9]. Dies war indes nur ein Versuch; man kehrte in der Folge wieder zu den zwei klassischen Fern¬ bedienungsfunktionen Lautstärke und Helligkeit zurück. Die Praxis zeigte bald, daß diese konventionelle Fernbedienung auch Nachteile hat. Diese sind weniger technischer Art; sie sind in der Ungeschicklichkeit des Menschen begründet. Das Verbindungs¬ kabel zwischen Fernsehempfänger und Fernbedienungskästchen er¬ wies sich nur zu oft als Stolperfalle, und diese wiederum führte, wenn es dabei blieb, zu herausgerissenen Kabeln. Die Ultraschall-Fernbedienung verhindert das Stolpern über das Kabel auf einfache Art - sie kommt ohne Kabel aus. Geblieben ist das Kästchen der Fernbedienung. Es ist allerdings komplizierter ge¬ worden, denn es enthält einen kleinen batteriegespeisten Ultraschall¬ sender zusammen mit Sensortasten. Bild 5 zeigt den Stromlaufplan dieses Ultraschal 1 -Fernbedienungssenders. Beim Berühren einer Sensortaste wird, entsprechend der Funktion der betreffenden Taste, eine Ultraschallfrequenz über einen kapazi¬ tiven Wandler abgestrahlt. Es entsprechen den Befehlen: Laut¬ stärke + (zunehmend) die Frequenz 38,9 kHz, Lautstärke — die Frequenz 44,0 kHz, Helligkeit + die Frequenz 45,7 kHz, Heilig- +Z78V +220V Bild 6 Mikrofonverstärker im Fernsehempfänger Luxotron als Bestandteil der Ultraschall-Fernbedienung 95 keit — die Frequenz 40,6 kHz und schließlich der Programm wähl die Frequenz 39,5 kHz. Man kommt mit einer einzigen Frequenz für die Wahl zwischen 6 vorprogrammierten Kanälen aus, muß dafür aber als kleine Un¬ bequemlichkeit in Kauf nehmen, daß die Reihenfolge der gewählten Kanäle vorgeschrieben ist (also: 1-2-3-4-5-6). Schuld daran ist der Ringzähler in der bereits erwähnten IS U 700 D. Mit der Frequenz für die Senderwahl wird auch noch der Startbefehl zum Einschalten übermittelt. Er gibt einem Multivibrator einen Umschaltbefehl, der ein Relais schaltet. Manche Einzelheit des Luxotron wurde hier nicht genannt. Zum Beispiel leuchtet in der Stellung Betriebsbereitschaft die Ziffer »0« der Ziffernanzeigeröhre auf. Der Empfänger hat Anschlüsse für einen zweiten Lautsprecher und für ein Magnetbandgerät (nur für Auf¬ nahme), und die Fernbedienung hat eine Reichweite von etwa 5 m; weiter reicht der Ultraschallpfiff des Fernbedienungssenders nicht. Wer sich näher mit dem Luxotron beschäftigen will, sei auf die entsprechende Literatur [10] verwiesen. Hier kam es ja nur darauf an, zwei markante Neuerungen auf dem Gebiet der Konsumgüter¬ elektronik zu zeigen. Literatur [1] ...: Anleitung für (len Service: Fernsehgerät Luxotron 116, VEB Fernseh¬ gerätewerke Staßfurt, Ausg. 1/1974 [2] Hundt, G.: Die integrierte MOS-Schaltung U 700 D, Programmwahl durch Berührungstaste, radio fernsehen elektronik 23 (1974) 19, Seite 621 bis 622 f3] Streng, K. K.: Fernsehtuner mit Programmtasten in: Elektronisches Jahr¬ buch 1975, Berlin 1974 [4] Spichett, W.: Integrierte Schaltungen für die Sensor-Programmwahl, Funk¬ schau 44 (1972) 8. Seite 262, 263 [5] Hegendörfer, M.: Vollelektronische Senderwahl bei den GRUNDIG Schwarz- weiß-Fernsehgeräten »Superelectronic«, Grundig Technische Informationen 19 (1972) 3/4, Seite 50, 51 [6] Schröder, IT.: Das Programm-Sensor-System und die Stationswahl, Funk¬ schau 43 (1971) 6, Seite 153 bis 156 [7] Richter, S., Fette, I Drahtlose Fernbedienung für die Grundig-Farbfernseh- Empfänger, Grundig Technische Informationen 17 (1970) 3, Seite 765 bis 770 [8] XVeyh, //.-//., Dammiiller, J.: Sensorprogrammwahlautomatik für Kapazi¬ tätsdiodentuner, radio fernsehen elektronik 22 (1973) 21, Seite 713 [9] Streng, K. K.: abc der Fernsehempfängertechnik, Berlin 1970 [10] Erter, II., Wetzet, H.-J.: Luxotron 116 - ein Beispiel der systematischen Gebrauchswerterhöhung auf dem Fernsehgerätesektor, radio fernsehen elek¬ tronik 23 (1974) 19, Seite 625 bis 630 96 Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Neue integrierte Schaltkreise aus der DDR-Produktion Seit 1969 werden in den Ausgaben des Elektronischen Jahrbuchs integrierte Schaltkreise aus dem RGW-Bereich vorgestellt. Entspre¬ chend den Erfordernissen der Elektronikindustrie der sozialistischen Länder werden ständig neue integrierte Schaltkreise in die Produk¬ tion übergeleitet. Nachfolgend sollen daher in Kurzform neue inte¬ grierte Schaltkreise aus der DDR-Produktion vorgestellt werden. Erweiterung der T TL-Schaltkreisreihe [1] D 103 C 4-NAND-Gatter mit je 2 Eingängen und offenem Kollektor. Die ent¬ sprechenden Äquivalenttypen sind 1 LB 558 (UdSSR), MH 7403 (CSSR), SN 7403 N (NSW). D 126 C Diese Weiterentwicklung des D 103 C hat für den Ausgangstransistor eine höhere Sperrspannung, der zulässige Grenzwert ist 15 V. D 146 G BCD-7-Segment-Dekoder, bestehend aus 4 Eingangspufferstufen, den NAND-Gattern und 7 UND/ODER-Negatorbaugruppen mit jeweils nachgeschaltetem Ausgangstransistor. Außer der Ansteuerung von Anzeigeelementen können auch logische Schaltungen und Treiber¬ stufen mit Transistoren und Thyristoren angesteuert werden. Dieser integrierte Schaltkreis gehört zu den MSI-Typen (Medium Scale Inte¬ gration = mittlerer Integrationsgrad), die etwa dem zweiten Inte¬ grationsgrad zugehören. D 151 C 2-Exclusiv-OR-Gatter mit je 2 X 2 Eingängen, wobei gegenüber dem D 150 C das eine Gatter nicht erweiterungsfähig ist. Die Expander¬ anschlüsse 11 und 12 dürfen nicht belegt werden. 7 Schubert, Eljabu 76 97 D 153 G 1-AND/NOR-Gatter mit 4 X 2 Eingängen, über die Expanderan¬ schlüsse 11 und 12 ist das Gatter erweiterungsfähig. Die entsprechen¬ den Äquivalenttypen sind 1 LR 553 (UdSSR), MH 7453 (CSSR), SN 7453 N (NSW-). D 154 G 1-AND/NOR-Gatter mit 4 X 2 Eingängen, wobei die Expanderan¬ schlüsse 11 und 12 nicht benutzt werden dürfen. D 180 G 8-bit-Paritätsgenerator und Paritätsprüfer. Die Anwendung erfolgt in der Datenverarbeitung und in der Steuerungs- und Regelungs¬ technik bei der Anwendung von Prüfbits zur Herabsetzung der In¬ formationsübertragungsfehler. Der MSI-Schaltkreis enthält etwa 130 Bauelemente au feiner Chipfläche von 1,8 mm x 2 mm. D 181 G Aktiver 16-bit-Speicher mit 2 X 4 Adreßeingängen. Die 16Speicher- Flip-flops sind in einer 4 X 4-Matrix angeordnet. Dazu kommen 2 Schreib/Lese-Verstärker, so daß insgesamt 106 Bauelemente inte¬ griert sind (48 Transistoren, 8 Dioden und 50 Widerstände). Eine Anwendung erfolgt als schneller Puffer- oder Zwischenspeicher. D 191 G 8-bit-Schieberegister, bestehend aus 8 RS-Master-Slave-Flip-flops, einem Takttreiber und einem Eingangsgitter mit Inverter. Der Schalt¬ kreis ist als Zwischenspeicher geeignet, wobei wegen der hohen bit- Zahl der Eingabe- und Ausgabekomfort gering ist. D 192 G Synchroner dekadischer Vorwärts/Rückwärts-Zähler, die Dezimal¬ zahl wird in 4 Master-Slave-T-Flip-flops im BCD-Code gespeichert. Es werden die Ziffern 0 bis 9 gezählt. Die garantierte Eingangszähl¬ frequenz ist 25 MHz. Der Einbau des MSI-Schalkreises erfolgt in einem lßpoligen DIL-Keramikgehäuse. Auf der Chipfläche (1,9 mm X 3,1 mm) sind etwa 300 Bauelemente integriert. D 193 G Synchroner dekadischer Vorwärts/Rückwärts-Zähler, der auch die Ziffern 10 bis 15 mitzählt. Ansonsten entspricht er dem Typ D 192 G. D 195 G 4-bit-Schieberegister für universelle Anwendung. Gegenüber dem D 191 G wurde die bit-Zahl verringert. Außer den 4 RS-Flip-flops 98 ist eine umfangreichere Ansteuerelektronik vorhanden, so daß fol¬ gende Arbeitsweisen gegeben sind: - serielle Dateneingabe, Rechtsschieben; - parallele Dateneingabe; - serielle Dateneingabe, Linksschieben. Geeignet ist der D 195 C zur schnellen Zwischenspeicherung, zum Beispiel als Register, und zur Serien-Parallel- und Parallel-Serien- Umsetzung. Integriert sind 80 Transistoren, 23 Dioden und 06 Wider¬ stände. D 901 C Astabiler Multivibrator, der mit 2 Widerständen und einem Konden¬ sator in weiten Grenzen programmierbar ist. Die Endstufe entstammt dem Typ D 240 C, allerdings sind der Kollektor des Endtransistors und der Emitter des Gegentakttransistors getrennt herausgeführt. Dazu kommen noch zwei einzeln integrierte Transistoren (I c = 250mA und I c = 10 mA), die viele Schaltungsvarianten ermöglichen. Ge¬ eignet ist der D 901 C als Taktgeber für Klein- und Taschenrechner, für die Kfz-Elektronik und für andere digitale Anwendungen. Die schnelle Schaltkreisserie D 20 Diese sogenannten High-speed-Schaltungen sind monolithisch inte¬ grierte TTL-Schaltkreise in Silizium-Planar-Epitaxie-Technik. Sie Bild 1 Der TTL-Schaltkreis D 200 C, •ben Anschlußbelegung , unten Stromlauf plan eines Gatters 7* 99 Bild 2 Der TT L-Schaltkreis D 240 C, oben Anschlußbelegung, unten Stromlauf plan eines Leistungs¬ gatters Bild 3 Der TTL-Schaltkreis D 254 C, oben Anschlußbelegung, unten Stromlauf plan eines Inverters £2 £7 V B D E m C T n Bild 4 Der Schaltkreis D 901 C, oben Anschlußbelegung, unten die Innenschaltung entsprechen funktionell der normalen TTL-Serie D 10. Die Signal¬ verzögerungszeiten sind aber geringer, für die Gatter liegen sie im Bereich 3 ns bis 12 ns. Eingebaut werden diese Schaltkreise in DIL- Keramikgehäuse mit 2x7 Anschlüssen. D 200 C — 4-NAND-Gatter mit je 2 Eingängen. D 210 C — 3-NAND-Gatter mit je 3 Eingängen. D 220 C — 2-NAND-Gatter mit je 4 Eingängen. D 230 C — 1-NAND-Gatter mit 8 Eingängen. D 240 C — 2fach-Leistungs-NAND-Gatter mit je 4 Eingängen. D 251 C — Doppel-AND/NOR-Inverter mit je 2 x 2 Eingängen. D 274 C - 2fach-D-Flip-flop (Taktfrequenz max. 35 MHz). Analoge integrierte Schaltkreise A 109/B 109 Operationsverstärker, geeignet als invertierender und als nichtinver¬ tierender Verstärker, als Differentiator oder Integrator, für die Logik¬ angleichung usw. Die Innenschaltung wurde in [2] veröffentlicht; allerdings hat der DDR-Schaltkreis folgende Anschlußbelegung: 101 1 - 9 Ausgangsfrequenz¬ 2 - • kompensation 3 Eingangsfrequenz¬ 10 Ausgang kompensation 11 positive Betriebsspannung 4 invertierender Eingang 12 Eingangsfrequenz¬ 5 nichtinvertierender Eingang kompensation 6 negative Betriebsspannung 13 - 7 - 8 - 14 - Grenzwerte A 109 B 109 Betriebsspannung + 18 V - 18 V Differenz-Eingangsspannung ± 5 V Gleichtakt-Eingangsspannung ± 10 V Verlustleistung 300 mW Betriebstemperaturbereich 0-b 70 °C -25-- • + 85 °C Kennwerte Eingangsoff setspannung 7,5 mV 5 mV Eingangsbasisstrom 1,5 (J.A 0,5 |zA Eingangsoff setstrom 500 nA 200 nA Gleichtaktunterdrückung 65 dB 70 dB Ausgangsspitzenspannung ± 10 V Großsignalverstärkung 1,5 ■ 10* 2,5 • 10 4 Eingangswiderstand 50 kQ 150 kQ Leistungsauf nähme 200 mW 165 mW (bei U B+ = U B _ = 15 V; R h = = 2 kQ; # a = 25 °C) Äquivalente Typen sind MAA 503 (CSSR), [iA 709 (NSW). A 110/B HO Komparator mit Differenzeingang und mit einem für alle integrierten Logikformen kompatiblen niederohmigen Ausgang. Der Komparator AltO ist schnell, er erlaubt einen Spannungsvergleich mit einer hohen Auflösung (5 mV) bei sehr kurzer Ansprechzeit (40 ns). Der Kom¬ parator wird verwendet als Multivibrator, als Fensterdiskriminator und zur Logikangleichung. Ein Äquivalenttyp ist der juA 710 (NSW). A 211 D 1-W-NF-Verstärker für die Konsumgüterelektronik und die Me߬ technik. Die wichtigsten Daten sind: t Betriebsspannung ohne Eingangssignal 18 V Betriebsspannung mit Eingangssignal 15 V Verlustleistung 1 W 102 Oh-I Ol-Ii Bild 5 Innenschaltung des Komparator- Schaltkreises A 110/ B 110 9 n Bild 6 Innenschaltung des Schaltkreises A 211 D » 1-W-NF- Verstärker « 103 Betriebstemperatur Eingangsspannung Ausgangsstrom Gesamtbetriebsstrom Klirrfaktor Spannungsverstärkung - 10-1- 70 °C — 0,5—+ 1,5 V 1 A 10 mA < 18 mA 10 % 44 dB Der Einbau erfolgt in ein modifiziertes DIL-14-Gehäuse. Die An¬ schlüsse 3 bis 5 und 10 bis 12 sind zu einem Kühlstreifen zusammen¬ gefaßt. Anschlußbelegung i Bootstrap-Anschluß 8 Eingang 2 Betriebsspannung 9 Gegenkopplung 3 ) m 4 Masse (Kühlblech) 11 Masse (Kühlblech) 5) 12 J 6 Ausgang 13 F requenzkompensation 7 Masse 14 Frequenzkompensation A 220 D FM-ZF-Verstärker und Demodulator für Fernseh- und Rundfunk¬ empfänger. Die Schaltung besteht aus einem breitbandigen, symme¬ trischen Verstärker und einer Koinzidenzschaltung zur Demodula¬ tion. Am Anschluß 5 kann ein Potentiometer zur Lautstärkeregelung angeschlossen werden. Getrennt integriert sind ein Transistor ( I c = 5 mA, Basis Anschluß 4, Kollektor Anschluß 3) und eine 12-V-Z- Diode (Anschluß 12). Die wichtigsten Daten sind: Betriebsspannung Betriebstemperatur Betriebsstrom Eingangsspannung f ür Begrenzereinsatz Ausgangsspannung Spannungsverstärkung AM-Unterdrückung 18 V - 1Ö—+ 70 °C 20 mA 60 (xV NF - 1 V ZF - 250 mV 68 dB 55 dB Ein Äquivalenttyp ist der TBA 120 S (NSW). Verwendet wird das DIL-14-Gehäuse. Integriert sind 42 Transistoren, 12 Dioden und 49 Widerstände. A 281 D AM-FM-ZF-Verstärker für Rundfunkempfänger. Es ist eine einfache Schaltung für die Empfänger der mittleren und unteren Preisklasse. Die wichtigsten Daten sind: 104 Bild 7 Innenschaltung des Schaltkreises A 281 D »A M-FM-ZF- Ver¬ stärker « Betriebsspannung Betriebstemperatur Eingangsspannung Regelspannung Spannungsverstärkung Eingangsstrom 11 V - 10-K 70 °C -4 V 4 V 65 dB (455 kHz) 62 dB (10,7 MHz) 30 (xA Ein Äquivalenttyp ist der TAA 991 D (NSW). MOS-Schaltkreise aus Erfurt Das Kombinat VEB Funkwerk Erfurt hat sich auf die Produktion von MOS-Feldeffekttransistoren und MOS-Schaltkreisen spezialisiert. Die integrierten MOS-Schaltkreise für negative Logik haben eine hohe Zuverlässigkeit. Grundlage ist der MOS-Feldeffekttransistor vom p- Kanal-Anreicherungstyp auf Siliziumbasis. Die Eingänge der Tran¬ sistoren beziehungsweise Schaltkreise sind durch Gate-Schutz - dioden gegen Durchschläge infolge elektrostatischer Aufladungen weitgehend geschützt. Vorgesehen sind die MOS-Schaltkreise für den Einsatz in mittelschnellen digitalen Schaltungen. Geliefert werden sie im Plastgehäuse der Dual-in-line-Bauform mit dem Anschlu߬ raster 2,5 mm. Verwendet werden 10-, 14-, 16-, 22- und 28polige Gehäuse. 105 U 101 D 2f ach-Volladdierer mit je 3 Eingängen, 14poliges Dual-in-line-Plast- gehäuse. U 102 D 2fach-NOR-Gatter mit je 3 Eingängen, lOpoliges Dual-in-line-Plast- gehäuse. U 103 D RST-Flip-flop; mit den direkten Eingängen s und r kann das Flip¬ flop unabhängig vom Takt gesetzt werden. Die Eingänge s und r wir¬ ken bei der H-L-Flanke des Takteingangs cp. Das Dual-in-line-Plast- gehäuse ist lOpolig. U 104 D 2fach-Äquivalenz-Antivalenz-Gatter, lOpoliges Dual-in-linePlast- gehäuse. U 105 D 6fach-MOS-Feldeffekttransistor vom p-Kanal-Anreicherungstyp auf Siliziumbasis. Die Gate- und die Drainanschlüsse der Einzeltransisto¬ ren sind getrennt herausgeführt, alle Sourceanschlüsse liegen gemein¬ sam an einem Anschluß. Der getrennt herausgeführte Substrat¬ anschluß wird mit dem Sourceanschluß verbunden. Geliefert wird der U 105 D in einem 14poligen Dual-in-line-Plastgehäuse. Bild S Anschlußbelegung und Innenschaltung des MOS-Schaltkreises U 105 D, der 6 MOS- Feldeffekttransistoren enthält U 106 D 4fach-NOR-Gatter mit je 2 Eingängen, löpoliges Dual-in-line-Plast¬ gehäuse. U 107 D 3fach-AND-Gatter plus ein AND/NAND-Gatter, jedes Gatter mit 2 Eingängen, löpoliges Dual-in-line-Plastgehäuse. 106 U 108 D 2fach-JK-Flip-flop mit je 2 j- und k-Eingängen. Der Schaltkreis arbeitet nach dem Master-Slave-Prinzip. Geliefert wird er in einem 22poligen Dual-in-line-Plastgehäuse. U 112 D Der MOS-Schaltkreis ist ein Frequenzteiler mit sieben Teilerstufen 1 : 2. Drei Teiler 1 : 2 sind mit getrennten Ein- und Ausgängen ver¬ sehen, zwei Teiler haben einen Eingang und Ausgänge für 1:2 und 1 : 4 geteilte Signale. Dieser Schaltkreis ist als Frequenzteiler zum Beispiel für den Einsatz in elektronischen Orgeln vorgesehen. Ge¬ liefert wird er in einem 14poligen Dual-in-line-Plastgehäuse. U 120 D, U 121 D, U 122 D Binärer 4-bit-Vorwärts/Kückwärts-Zähler in MOS-Hochvolttechnik. Jeder Zähler kann die Funktionen des Zählens, des Speicherns und des Dekodierens erfüllen. Die maximale Zählfrequenz beträgt 500kHz. Der Schaltkreis U 120 D hat den Zählbereich 0 bis 9, wobei als Zählflanke die L/H-Flanke verwendet wird. Die Ausgabe erfolgt dezi¬ mal; alle Ausgänge sind als Gegentakt-Ausgangsstufen auf gebaut. Mit zusätzlichen Transistoren werden Ziffernanzeigeröhren ange¬ steuert. Der Schaltkreis U 121 D hat den Zählbereich 0 bis 9, wobei als Zählflanke die H/L-Flanke verwendet wird. Die Ausgänge steuern ein 7-Segment-Anzeigeelement. Der Schaltkreis U 122 D hat den Zählbereich 0 bis 15, wobei als Zählflanke die L/H-Flanke verwendet wird. Er eignet sich zur An¬ steuerung der Anzeigeeinheiten A1H und A1V (VEB Werk für Fern¬ sehelektronik). Die Lieferung der Zähler erfolgt in einem 28poligen DIL-Plast- gehäuse, das Rastermaß ist 2,5 mm, der Reihonabstand beträgt 15 mm. U 215 D 16-bit-Lese-Schreib-Speicher (RAM) mit 16 statischen Flip-flop-Spei- cherzellen, 22poIiges Dual-in-line-Plastgehäuse. U 311 D Statisches 5-bit-Schieberegister mit direkter Parallel-Ein- und -Aus¬ gabe (2 externe Takte), löpoliges Dual-in-line-Plastgehäuse. U 352 D Dynamischer 64-bit-Serienspeicher, für den Betrieb werden 4 externe Taktsignale benötigt, lOpoliges Dual-in-line-Plastgehäuse. 107 U 700 D Programmwahlschaltkreis (max. 6 Programme) für Fernseh- und Rundfunkempfänger mit vollelektronischen Tunern zur Programm- umschaltung mittels Berührungstasten; er enthält 6 Speicherzellen. Bei Tastenberührung wird am zugehörigen Ausgang eine Spannung durchgeschaltet. Diese dient als Abstimmspannung an den Abstimm¬ potentiometern, oder sie steuert die Schaltstufen für die Bereichs¬ vorwahl. Über den Fernsteuereingang arbeitet der Schaltkreis als Ringzähler, so daß jeder Impuls am Fernsteuereingang um eine Spei¬ cherstelle weiterschaltet. Geliefert wird der Schaltkreis in einem 22poligen Dual-in-line-Plastgehäuse. Literatur [1] Schubert, K.-IL: Digitale Schaltkreisreihe aus dem Kombinat VEB Halb¬ leiterwerk Frankfurt (Oder), Elektronisches Jahrbuch 1973, Seite 80 bis 90, Militärverlag der DDK, Berlin 1972 [2] Schubert, K.-H.: Der Operationsverstärker und seine Anwendung, Elektroni¬ sches Jahrbuch 1974, Seite 129 bis 140, Militärverlag der DDR, Berlin 1973 [3] Produktionsprogramm 1974/75, WB Bauelemente und Vakuumtechnik, Bei l in/DDR [41 MOS-Schaltkreise - Information und Applikation, Kombinat VEB Funkwerk Erfurt [5] Informationsblätter für MOS-Schaltkreise, Kombinat VEB Funkwerk Erfurt Der interessierte Leser findet außerdem in den Jahrgängen 1973 bis 1975 der Zeitschrift »radio fernsehen elektronik« (VEB Verlag Technik, Berlin/DDR) technische Daten, Innenschaltungen, Anschlußbelegungen und Applikations¬ beispiele für die hier angegebenen integrierten Schaltkreise der DDR-Produktion. Liefermöglichkeiten sind bei den Herstellern zu erfragen. Wir klären Begriffe ANHEIZZEIT 108 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Wissenswertes über Schichtwiderstände Neben dem Kondensator [1] gehört der Widerstand zu den in der Elektrotechnik verbreitetsten Bauelementen. Wird der in einer Schaltung befindliche Widerstand R von einem Strom I durchflossen, so tritt am Widerstand ein Spannungsabfall U auf. Ist dieser Span¬ nungsabfall proportional dem durchfließenden Strom, so spricht man von einem linearen Widerstand. Das gilt stets für den ohmschen Widerstand, die Funktion U = /(/) ergibt als Kennlinie des Wider¬ stands eine Gerade. Für die Berechnung der Größen der Schaltung gilt das Ohmsche Gesetz. Neben der Erzeugung eines stromabhängigen Spannungsabfalls kann der ohmsche Widerstand zur Begrenzung des Stromes oder der Aufnahme elektrischer Leistung verwendet werden. Dabei wird die zugeführte elektrische Leistung in Wärme umgesetzt. Von der Aus¬ führung her unterscheidet man Schichtwiderstände, Drahtwider¬ stände und Massewiderstände. Im Rahmen dieses Beitrags soll Wis¬ senswertes zum Schichtwiderstand vermittelt werden. 1. Der Aufbau des Schichtwiderstands Ein Schichtwiderstand besteht aus einem zylindrischen Keramik¬ körper, auf den eine leitende Schicht aufgebracht wird. Bei Metall¬ schichtwiderständen wird im Hochvakuum die Metallschicht (Pt-Au- Legierungen, Pt-Ag-Legierungen, Pt, Ni-Cr-Legierungen) auf den zylindrischen Keramikkörper aufgedampft. Kohleschichtwiderstände haben eine Schicht aus kristalliner Glanzkohle oder aus Borkohle. Diese wird aus der Gasphase bei hohen Temperaturen auf den zylin¬ drischen Keramikkörper abgeschieden und eingebrannt. Für Höchst¬ ohmwiderstände wird auf den zylindrischen Keramikkörper eine Schicht auf getragen, die ein Gemisch aus einer elektrisch leitenden Substanz und einem organischen Bindemittel darstellt (Kolloid¬ schichtwiderstand). 109 Der Widerstandswert wird durch einen Wendelschliff erhalten, wo¬ bei die Widerstandsschicht in ein längeres Widerstandsband auf- getrennt wird. Dicke, Breite, Länge und Zusammensetzung des Schichtbandes bestimmen den endgültigen Widerstandswert. Aller¬ dings bildet die Wendel eine unerwünschte Induktivität, die mit zu¬ nehmender Frequenz störend wirkt. Deshalb werden für Einsatz¬ gebiete über 30 MHz Spezialausführungen ohne Wendelschliff her¬ gestellt. Der Widerstandsabgleich erfolgt durch Längenänderung der Schicht beziehungsweise durch axiale Einschliffe. 2. Begriffe zum Schichtwiderstand Kenngröße Sie faßt die äußeren Merkmale eines Schichtwiderstands zusammen, also Bauform, Kennfarbe und Abmessungen. Sie ist eine mehrstellige Zahl, wobei die Ziffern für Bauform und Kennfarbe von den Ziffern für die Abmessungen durch einen Punkt getrennt sind. Beispiel: Kenngröße 11.310 Baureihe 1 - Bauform 1. — Kennfarbe Abmessungen 3 - Durchmesser in mm 10 - Länge in mm Baureihe In einer Baureihe sind alle Schichtwiderstände zusammengefaßt, die eine einheitliche Bauform und eine einheitliche Kennfarbe haben. Bau form Sie beinhaltet die äußere Form, die Anschlußart und die Montageart. Kenn färbe Das ist die Farbe der Schutzumhüllung. Für die dafür angegebene Ziffer entnimmt man die Farbe dem internationalen Farbcode (siehe Tabelle 4 1 . 1 - braun, 5 - grün). Abmessungen Die Größen werden als aufgerundete Maximalwerte in Millimetern angegeben. Prü f Charakteristik Sie besteht aus der elektrischen Prüfklasse und der Klimaprüfklasse 1 Tabellen Im Anhang des Buches 110 (TGL 4615, Blatt 3). Es lassen sich daraus die Einsatzbedingungen für einen Widerstand ableiten. Elektrische Prüfklasse Sie liefert Informationen über die zulässigen Widerstandsänderungen bei den hauptsächlichen Prüfungen, die Umgebungstemperatur und die Grenze des Temperaturkoeffizienten. Angegeben wird sie in Form einer Zahlengruppe, wobei die drei Zahlen durch Schrägstriche ge¬ trennt sind. 1. Zahl - Maximal zulässige Änderung in Prozent gegenüber dem Wert vor der Prüfung, bei Prüfung der Dauerhaftigkeit 1000 h, der klimatischen Folge und der feuchten Wärme¬ konstantprüf ung. 2. Zahl - Maximalwert der Umgebungstemperatur, bis zu dem der Widerstand mit cter Nennverlustleistung betrieben werden kann. 3. Zahl - Grenze des Temperaturkoeffizienten in 10 -6 /grd. Beispiel: 1/70/400 1 — Die maximale Änderung des Widerstandswertes be¬ trägt 1 %. 70 - Die maximal zulässige Umgebungstemperatur für die Nennverlustleistung ist 70 °C. 400 - Die Grenze des Temperaturkoeffizienten ist ±400 X 10 -6 /grd. Klimaprü fklasse Da nicht alle in der Praxis vorkommenden Anwendungsfälle nach¬ gebildet werden können, charakterisiert die Klimaprüfklasse nur einige davon durch entsprechende Prüfungen. Sie wird durch 3 Ziffern dargestellt, die mit waagerechtem Strich an die Zahlengruppe der elektrischen Prüfklasse angehängt werden. Beispiel: 1/70/400-435 1. Ziffer (4) - Schärfegrad der Prüfung bei Kälte (TGL 9204) 2. Ziffer (3) - Schärfegrad der Prüfung bei trockener Wärme (TGL 9205) 3. Ziffer (5) - Schärfegrad der Prüfung bei feuchter Wärme-Konstant¬ prüfung und/oder Wechselbeanspruchung (TGL 9206) Genaue Ausführungen zur Prüfcharakteristik findet man in den angegebenen TGLs und in [2] sowie [5]. A uslie f er ung stoleranz Diese wird entweder durch Stempelaufdruck von Buchstaben oder mittels Farbcode angegeben. Die Buchstaben bedeuten: 111 ohne = 20% K = 10% J = 5% G = 2% F = 1 % D = 0,5% C = 0,25% B = 0,1% In Abhängigkeit von der Auslieferungstoleranz entsprechen die Wider¬ standswertstuf ungen nach einer LEG-Empfehlung sogenannten E- Reihen. Tabelle 1 gibt diese Stufungen der Widerstandswerte an (siehe Tabellenanhang des vorliegenden Jahrbuchs). Qrenzspannung Das ist die höchstzulässige Gleichspannung, die an einem Widerstand anliegen darf. Für den Scheitel wert einer Wechselspannung oder einer Impulsspannung darf der |/2fache Wert der Grenzspannung nicht überschritten werden. N ennverlustleistung Das ist die höchstzulässige Verlustleistung bei einer bestimmten, von der elektrischen Prüfklasse abhängigen Umgebungstemperatur. Für höhere Umgebungstemperaturen muß eine Lastminderung nach den vom Hersteller angegebenen Deratingkurven (Bild 1) erfolgen. Temper aturkoe ffizient Mit dem Temperaturkoeffizienten lassen sich die maximalen Wider¬ standsänderungen bei Temperaturänderungen angeben. Die Angabe erfolgt je Grad für den Temperaturbereich — 55 °C bis + 100 °C (Tabelle 2). Kennzeichnung Sie kann durch Stempel auf druck oder durch Farbringe erfolgen. Für den Stempelaufdruck gibt es Kombinationen von 1 Buchstaben und Bild 1 Deratingkurven für Schichtwider¬ stände der Baureihe 11 A - 11.310 und 11.511 B - 11.816 C- 11.720 und 11.1030 D -.für alle Kenngrößen ( > 100 Ohm) (A, B, C gilt für 200 pF an den Transistor T3 an, läge dessen Ein¬ gangswiderstand von nur 500 Q i?4 = 560 Q wechselstrommäßig par¬ allel. Das Filter wäre mit 275 Q stark unterangepaßt. Das äußert sich in einer Verschlechterung der Filterdachwelligkeit bis auf 7 dB, wie der Verfasser selbst feststellen mußte. Da T3 automatisch geregelt wird, ändert sich sein Eingangswiderstand über einen extrem gro¬ ßen Bereich. Damit ist es nicht möglich, den Filterabschluß allein durch den Transistoreingang zu realisieren. Ein gangbarer Kompro¬ miß besteht nun darin, CI soweit zu verkleinern, daß die Kapazität transformierend wirkt. Mit CI = 25 pF erscheint der Transistorein¬ gang von 500 Q am Filterausgang mit 1,5 kQ; das ergibt einen Filter¬ abschluß von 410 Q. Wie die Filterkurve nach Bild 8 zeigt, ist das Filter damit hin¬ reichend genau angepaßt. Die Welligkeit von 1,25 dB liegt im Be¬ reich des Datenblattwertes. Eine Verringerung von CI 1,4 V an 500 Q mühelos erzeugt. 7. NF-Verstärker Bild 10 zeigt den Stromlauf plan. Der Verstärker ist vierstufig auf¬ gebaut. In der Komplementär-Gegentaktendstufe wurde der pnp-Si- 136 Transistor KF 517 von TESLA eingesetzt. Die Endstufe leistet maxi¬ mal 0,7 W. Mit P2 wird ein Ruhestrom von 5 mA eingestellt. Mit PI wird die Spannung über den Endstufentransistoren symmetriert (6 V : 6 V). Für die Grenzfrequenzen wurden am 5-Q-Ausgang ge¬ messen : /u = 170 Hz; fo = 15 kHz. An Stelle des 5-Q-Lautsprechers kann unmittelbar ein dynamischer Kopfhörer (400 Q) angeschlossen werden. Literatur [1] Hübl, H.: Transistorisierter SSB-KW-Sender, FUNKAMATEUR Heft 6, Heft 7, Heft 8, Heft 9/1972 [2] Hübl, H.: SSB-Transistor-VFO 5 MHz•••5,5 MHz mit einer Frequenzstabili¬ tät besser als 50 Hz/h, FUNKAMATEUR Heft 11/1969, Seite 542 bis 543, und FUNKAMATEUR, Heft 12/1969, Seite 605 bis 607 [31 Kollektiv DM3ML: 2-m-Transceiver für CW, AM und SSB, FUNKAMATEUR Heft 11/1971, Seite 555 bis 559 [4] Hübl, H.: Ein verzerrungsarmer SSB-Demodulator, FUNKAMATEUR Heft 6/1972, Seite 298 bis 299 [5] Brauer, H.: Einseitenbandfilter mit Quarzen hoher Frequenz, FUNKAMA¬ TEUR Heft 4/1967, Seite 178 bis 179, FUNKAMATEUR Heft5/1967, Seite 238 bis 240 Wir klären Begriffe DÄMMERUNGSSCHALTER 137 Bernhard Linnecke — DM 2 DXD Transistorisierter Sende- und Empfangsbaustein für 80 m/20 m In diesem Beitrag wird ein HF-Baustein beschrieben, der für den Ein¬ bau in einen KW-Transceiver gedacht ist. Ohne Änderungen ist je¬ doch seine teilweise Verwendung in separaten KW-Sendern und KW- Empfängern möglich. Bei der Konzeption des Bausteins wurde von den allgemeinen und speziellen Forderungen ausgegangen, die an diesen zu stellen sind. Denn diese Baugruppe sollte einen bereits vorhandenen Transceiver erweitern. Für die Empfindlichkeit waren 0,6 pV bei 10 dB Rausch¬ abstand festgelegt. Die Durchgangsverstärkung des gesamten Emp- fangskanals sollte 30 dB betragen, bei 20 dB Regelumfang. Der Sender¬ mischer kann mit Eingangsspannungen von etwa 0,1 V und 1 V an¬ gesteuert werden. Die für den Treiber erforderliche Steuerspannung wurde auf 2 V festgelegt. Umfangreiche Studien von Publikationen und Prüfungen an ver¬ schiedenen Geräten haben ergeben, daß eine effektive Selektion in¬ nerhalb des Bandes mit abstimmbaren Vorselektoren nur mit großem Aufwand zu erreichen ist. In den meisten Fällen ist der Funkamateur mangels geeigneter Meßmittel auch nicht in der Lage, derart kompli¬ zierte Schaltungen auf ihre gewünschte Funktion zu bringen. Aus diesem Grund wurden sowohl der Sende- als auch der Empfangskanal mit fest abgestimmten Bandfiltern versehen. Die erreichten Werte (ZF-Sicherheit Z» 60 dB, Spiegelfrequenzsicherheit S « 60 dB) be¬ stätigen die Zweckmäßigkeit dieser Festlegung, und sie sind für die Ansprüche im Amateurfunkverkehr ausreichend. Aus dem Übersichtsschaltbild (Bild 1) sind die generelle Funktion und die Pegel zu erkennen. Die zur Prüf ung beziehungsweise Inbetrieb - nähme des Empfangskanals gemessenen Werte sind ebenfalls an¬ gegeben (l--30mV). Der Empfangskanal (Bild 2) gliedert sich in das mittels Relais um- schaltbare Bandfilter, den HF-Verstärker und den Mischer mit an¬ geschlossenem ZF-Filter. Die ZF beträgt 9 MHz. (Bei anderer Dimen¬ sionierung ist der Baustein auch für andere Zwischenfrequenzen zu 138 Bandfilter HF-Verstärker Mischer ZF-Fitter Bild 1 Über sic hts Schaltbild des Sende-Empfangs-Bausteins verwenden.) Der Mischer ist als Ringmischer mit 4 Dioden SA Y 11 ausgelegt. Dieses bewirkt neben einer guten Großsignalfestigkeit eine Unterdrückung des Rauschspektrums um 10-•• 20 dB, welches der Oszillator (VFO) abgibt. Eine Unterdrückung des Nebenwellenemp¬ fangs um die angegebenen Dämpfungswerte ist die Folge. Die Ver¬ stärkung des Transistors TI wird durch Abwärtssteuerung geregelt. Empfehlenswert ist jedoch eine Regelung, wie sie Bild 3 zeigt. In diesem Fall bleibt der Arbeitspunkt konstant. Die Verstärkungs¬ regelung übernimmt der MOS-Feldeffekttransistor, dessen Leitfähig¬ keit durch die Steuerspannung U B geändert wird. Es wird somit eine Verstärkungsregelung durch veränderliche Gegenkopplung bewirkt, was sich sehr positiv auf die Verarbeitung großer Empfangssignale auswirkt. Der Eingang des Empfangskanals wird vor Überspannungen durch die Diodenkombination und die zu ihr in Reihe geschaltete Glühlampe geschützt. Der Sendekanal hat am Eingang ebenfalls einen Ringmischer. Ihm folgen eine Verstärkerstufe, die der losen Ankopplung und der Signal- vorverstärkung dient, dann das ebenfalls mit Relais umschaltbare Bandfilter und der für beide Bänder gemeinsame Breitbandverstärker. Der Ringmischer ist genau wie der im Empfangskanal mit zwei Symmetrieübertragern ausgestattet. Diese sind auf Ringkerne (Mate¬ rial ähnlich MF 163) gewickelt. Eine weitere Symmetrierung durch ein Potentiometer beziehungsweise einen Trimmer erwies sich als nicht erforderlich. 139 Ol-h\ LllJ VSO'O/Atä 77T ÖS/.= 3 H Bild 2 Schaltung des Sende-Empfangs- Bausteins Das Ausgangssignal (etwa 50 mV) wird durch den relativ hoch¬ ohmigen Eingang der Transistorstufe mit T2 wenig bedampft. Die Verstärkung dieser Stufe ist etwa 5. Im nachfolgenden Bandfilter wird das jeweils gewünschte Mischprodukt (der Mischer erzeugt in jedem Fall beide Bandsignale 80 m und 20 m) ausgefiltert. Die Ein¬ speisefrequenzen / ZF und / VF0 werden wirksam unterdrückt. Die Wellig¬ keit dieser Filter liegt bei rund 2 dB. Derartig kleine Differenzen können ohne Schwierigkeiten im Sende-ZF-Verstärker oder im Treiber ausgeglichen werden. Die Nebenwellenunterdrückung ist größer als 40 dB. Das genügt den Forderungen der Deutschen Post. Der Breitbandverstärker hat im Bereich von 3,5- -15 MHz eine an¬ nähernd lineare Verstärkung (etwa 3 dB Abfall bei der oberen Fre¬ quenz). Diese Differenz wird durch eine etwas geringere Ankopplung des 80-m-Filters ausgeglichen. Die Verstärkung ist etwa 4. Die im Verstärker erzeugten Oberwellen liegen in ihrem Pegel 40 dB unter dem des Nutzsignals, so daß die gesetzlichen Forderungen eingehalten werden. Die entstehenden Oberwellen werden ohnehin durch die Selektionsmittel des Treibers um mindestens 20 dB (im Durchschnitt) reduziert. Die Grundschaltung des Verstärkers wurde in [1] veröffentlicht, ebenfalls detaillierte und umfangreiche Berechnungen. Hier sollen nur das zum Verständnis Notwendige und die Grunddimensionierung beschrieben werden. Der hochohmige Eingang wird durch die Gegen¬ kopplung des Transistors T3 bewirkt. Das bringt den Vorteil, daß das vorgeschaltete Filter wenig bedämpft wird. Es kann daher eine relativ hohe Ausgangsspannung liefern. Der Ausgang des Verstärkers ist niederohmig. Er wird bestimmt durch die Dimensionierungsglei¬ chung m m SMW U§ Bild 3 (5 ~5V) Verstärkungsregelung mit Hilfe eines MOSFET 141 wobei ß t die Stromverstärkung des Transistors bei der jeweiligen Betriebsfrequenz ist. Man sieht, daß R & mit steigender Betriebs¬ frequenz wächst, da ß f fällt. Trotzdem liegt R & weit unter den Werten, die eine hochohmige Steuerung des Gitters, wie sie bei Schwingkreisankopplung vorhanden ist, mit sich bringt. Diese Eigen¬ schaft wirkt sich sehr günstig auf die Stabilität des gesamten Sende¬ kanals aus. Es war keinerlei Schwingneigung festzustellen. [Schwing¬ neigung äußert sich u.a. auch im Vorhandensein von Neben- und Oberwellen (TVI) im Sendesignal.] Im Mustergerät war zwischen dem Ausgang des Verstärkers und dem Gitter 1 des Treibers ein etwa 45 cm langes Kabel geschaltet, das direkt am Gitter mit 470 Q abgeschlos¬ sen wurde. Die Spannungsverstärkung der Stufe ist durch die Be¬ stimmungsgleichung festgelegt. Wichtig ist auch die richtige Festlegung des Arbeitspunktes. Mit den angegebenen Werten für die Betriebsspannung (30 V) und die Widerstände können die gestellten Forderungen realisiert wer¬ den. Für den Nachbau werden diese Angaben empfohlen. Hingewie¬ sen sei jedoch darauf, daß T4 bereits die zulässige Verlustleistung er¬ reichthat. Aus Gründen der Betriebssicherheit sollte man einen SF137 einsetzen, wenn mit höheren Umgebungstemperaturen zu rechnen ist. Die Stromaufnahme des Breitbandverstärkers liegt bei 25 mA. Die Schaltung wurde auf einer Leiterplatte von 100 mmx 130 mm auf gebaut. Als Material diente Cevausit. Wichtig ist die getrennte Masseführung vom Empfängereingang bis zum Mischer. Das kalte Ende des ZF-Ausgangskreises und des Ausgangs von Tr2 wird nur mit dem Massepol des ZF-Verstärkers verbunden. Der Massepol des Sendekanals wird nicht mit dem des Empfängers verbunden. Als Spulenkörper wurden die aus der Rundfunkindustrie bekann¬ ten AM/FM-Körper Typ MA3 des VEB HF-Werkstätten Meuselwitz mit Abschirmung und blauem Kern verwendet. Als Relais sind die Typen RPS 22 (SU) und OBR 111 geeignet. Die HF-Transformatoren Tr2, Tr3, Tr4 haben gleiche Windungs¬ zahlen (6 Wdg. : 2 x 6 Wdg.). Der Transformator Tri hat primär 12 Wdg. und sekundär 2 x 6 Windungen. Der Ringkerndurchmesser beträgt 10 mm. Literatur [1] radio femseheu elektronik 1973, Heft 13, Seite 434 bis 438 12J Technische Dokumentation zum EKV 01-03, VEB Funkwerk Köpenick 142 Heinz Borde — DM 2 BHQ SSB -Senderbausteine für 5-KW-Bänder 1. Vorbemerkungen Dem allgemeinen Trend folgend, setzt sich auch im Amateurfunk mehr und mehr der SSB-Betrieb durch. Das spiegelt sich auch in den vielen Beiträgen im FUNKAMATEUR wider. Die folgenden Aus¬ führungen sind für den Anfänger gedacht. Deshalb werden für die einzelnen Bausteine die Leiterplatten angegeben. So kann auf ein¬ fache Weise der Nachbau der erprobten Schaltungen realisiert werden. 2. Konzeption Es ist sinnlos, eine Diskussion über Phasen- oder Filtersender ent¬ fachen zu wollen. Ein gut ausgemessener Phasensender wird genauso ein gutes SSB-Signal produzieren wie ein exakt auf gebauter Filter¬ sender. Mit den Mitteln des Funkamateurs wird aber ein Filtersender Bandmischer Bild 1 Blockschaltbild der Frequenzbereitung für alle KW - Amateurbänder 143 leichter zu realisieren sein als ein einwandfrei funktionierender Pha¬ sensender. Bleibt weiter zu überlegen, ob man ein Quarzfilter oder ein mecha¬ nisches Filter verwenden soll. Hier ist die Antwort eindeutig: Sofern man hat, nehme man ein Quarzfilter. Man spart eine Mischstufe und Selektionsmittel. Nun werden aber in der letzten Zeit von der Indu¬ strie mechanische Filter vom Typ MPF 2001IE -0310 angeboten. Mit einem derartigen Filter wurde die nachstehend beschriebene Konzep¬ tion aufgebaut und meßtechnisch erprobt (Bild 1). 3. Baugruppen 3.1. Tongenerator Der Tongenerator (Bild 2) dient zum Abstimmen des Senders bei SSB-Betrieb; dafür ist ein definiertes Signal erforderlich. Es liegt nahe, ihn auch zur Tastung des SSB-Senders bei CW-Betrieb zu be- 144 Bild 4 Bestückungsplan der Leiterplatte nach Bild 3 NF3 NF1NF2 Bild 5 Stromlaufplan der Baugruppe »Mikrofonverstärker- VOX-A ntitrip« nutzen. In [1] ist eine Schaltung enthalten, die allen Ansprüchen ge¬ nügt. Der Generator weist eine hohe Konstanz auf. Rückwirkungen beim Tasten konnten nicht festgestellt werden. Der Zeicheneinsatz ist sauber und bei entsprechender Bemessung des Kondensators in der Taststufe klickfrei. Bild 3 und Bild 4 zeigen die Leiterplatte (95 mm X 50 mm). 3.2. Mikrofonverstärker , VOX, Antitrip Zu diesen Baustufen (Bild 5) ist nicht viel zu sagen. Es bleibt von Fall zu Fall zu entscheiden, ob VOX und besonders die Antitrip über- 10 Schubert, Eljabu 76 145 146 2Zn 10 * 147 °+nv 600 Bild 8 Stramlaufplan der Baugruppe »Modulationskompressor« Bild 10 Beeliirkuutieplan der Leiterplatte nach Bild 9 148 Trägergenerator ] Balancemodulator und SSB-Verstärker haupt vorgesehen werden sollen. Wer ständig eine Sprechgarnitur verwendet, braucht keine Antitrip. Wer PTT-Betrieb bevorzugt, kann auf die VOX verzichten. Es ist aber zu beachten, daß in der hier vor¬ gestellten Konzeption die VOX auch dazu benutzt wird, den Sender bei CW beim ersten Tastendruck auf Senden umzuschalten. Je nach verwendeten Transistortyp kann eine Verkleinerung des Kollektorwiderstands von T8 erforderlich sein. Bild 6 und Bild 7 zeigen die Leiterplatte (150 mm x 60 mm). 149 3.3. Modulationskompressor Mit dem Schalter SIII kann wahlweise ein Modulationskompressor (Bild 8) zwischen Mikrofon und Mikrofon Verstärker geschaltet wer¬ den. Man erhält dadurch ein gleichbleibendes Modulationssignal [4]. Bild 9 und Bild 10 zeigen die Leiterplatte (110 mm x 60 mm). 3.4. Der Trägergenerator Der Trägergenerator (Bild 11) ist zweistufig und mit einem 200-kHz- Quarz bestückt. Trägergenerator, 2. Mischer und der 4-MHz-Oszilla- tor sind auf einer Platine (Bild 12) untergebracht. Zwischen den ein¬ zelnen Baustufen sind Abschirmwände angeordnet. Da diese Platine in einem vorhandenen Spritzgußgehäuse untergebracht wurde, sind alle Bauelemente direkt auf die Leiterseite aufgelötet. Der Generator soll etwa 1 V HF-Spannung abgeben. Die Leiterplattengröße ist 100 mm X 70 mm. 3.5. Balancemodulator und SSB- V er stärker Der Balancemodulator (Bild 11) wurde mit einem Diodenquartett 04 A 657 auf gebaut. Dem mechanischen Filter folgt ein SSB-Ver- Bild 12 Leiterseite und Bestückungs-plnn für die Baustufen »Trägergenerator- 4-MHz-Oszillator-2.Mischer«. Die Bestückung erfolgt direkt auf der Leiter¬ seite der Platine! 150 230 70n T I O“ wo OM 657 M 230 1.5n \ L / IQn m 72k Dr. 1k m ■o-O 560 1£- .JOa. b l 1.2k 5.6k mech. Filler m —1 -*© -MO Bild 14 Bestückungsplan der Leiterplatte nach Bild 13 stärker. Es ist günstig, den Basisspannungsteiler von T19 regelbar auszuführen und erst nach erfolgtem Abgleich durch Festwiderstände zu ersetzen. Diese Stufe erwies sich als empfindlich gegen Selbst¬ erregung. Bei den Spulen L2 und L‘3 handelt es sich um normale 468- kHz-Filter, die durch geeignete Kondensatoren auf 200 kHz ab¬ gestimmt wurden [2]. Diese Baugruppe soll etwa 50 mV abgeben. Bild 13 und Bild 14 zeigen die Leiterplatte (125 mm x 60 mm). 3.6. 4-MHz-Oszillator , 2. Mischer , 4,2-MHz-Filter und - V er stärker Im 4-MHz-Oszillator (Bild 11) wurde ein Quarzplättchen aus einem 10-RT-Quarz verwendet. Die Halterung des Plättchens wurde direkt 151 Bild 16 Leiterseite und Bestückungsplan für die Baustufen »4,2- M Hz- Filter und - Verstärker- VFO-Bandmischer«. Die Bestückung erfolgt direkt auf der Leiterseite der Platine! auf die Leiterplatte aufgelötet. Im 2. Mischer entsteht ein 4,2-MHz- SSB-Signal. Um Nebenausstrahlungen zu verhindern, folgt ihm ein 6f ach-Spulenfil ter. Eine Kaskodestufe hebt das Signal wieder auf etwa 500 mV an. Der 4-MHz-Oszillator und die 2. Mischstufe befinden sich auf der Leiterplatte (Bild 12). Filter und Verstärker für 4,2 MHz sind auf der Leiterplatte, die Bild 16 zeigt (100 mm x 70 mm), angeordnet. 3.7. VFO und Bandmischer Der VFO (Bild 15) ist vierstufig und umschaltbar für alle Bänder. Er soll etwa 500 mV HF-Spannung an den Bandmischer abgeben, der mit einem BF 245 bestückt ist. Hier kann auch ein ausgesuchter SM 104 eingesetzt werden. Die Bauelemente wurden ebenfalls auf der Leiterseite der Platine (Bild 16) aufgebracht. Der VFO wurde in einen kalten Thermostaten eingebaut. 3.8. Schalter , Relais Um die Betriebsart umzuschalten, werden Schalter und Relais ver¬ wendet. Die Schaltung dazu zeigt Bild 17. 153 PTT Antennenrelais £7 I > Empfang I = £e/JGfe/? SZ I - Abstimmen H =SSB M=CW S3 I - Kompressor ein K ■Kompressor aus Mikrofon Antitrip +!ZV Bild 17 Schaltungsübersicht über die Schalter S1 ~*S3 und die Relais I V 154 4. Erfahrungen Die einzelnen Baugruppen wurden aufgebaut, zusammengeschaltet und ausgemessen, das Signal im KW-Empfänger abgehört. Es ergab sich ein sauberes CW- und ein gut lesbares SSB-Signal. Leider ist es dem Verfasser aus persönlichen Gründen nicht möglich, Betriebs¬ erfahrungen zu sammeln. Deshalb wurden auch noch nicht die nach¬ folgenden Stufen aufgebaut. Es ist geplant, dem Bandmischer eine Verstärkerstufe (EF 80), eine Treiberstufe (LV 3) und eine PA-Stufe (QB 3,5/750) folgen zu lassen. 5. Schlußbetrachtungen Es wurde versucht, eine Konzeption vorzustellen, die allen Anforde¬ rungen des Amateurfunkbetriebs gerecht wird. An Meßmitteln soll¬ ten ein Multizet, ein GnY/-Dipper und ein Köhrenvoltmeter vorhan¬ den sein. Ein Oszillatograf ist ein nicht zu unterschätzendes Hilfs¬ mittel beim Abgleichen der einzelnen Baustufen. Über die Windungszahlen der verwendeten Spulen sollen keine An¬ gaben gemacht werden, da durchweg auf Körper und Kerne zurück¬ gegriffen werden mußte, die nicht im Angebot sind. Es dürfte aber nicht schwerfallen, diese Angaben mit Hilfe der im FUNKAMATEUR erschienenen Nomogramme und eines Gn'd-Dippers selbst zu er¬ arbeiten, da ja die entsprechenden Kapazitäten in den vorliegenden Schaltungen enthalten sind. Literatur [1 ] Hermsdorf, I.: Taststufe für SSB-Sender, FUNKAMATEUR 21 (1972), Heft 11, Seite 562 [2] Griessl, H.-W.: ZF-Baustein mit 200-kHz-Filter für einen SSB-Empfänger, FUNKAMATEUR 22 (1973), Heft 4, Seite 1Ö5 bis 188 [3] Griessl, H.-W Untersuchungen an einem Transistor-VFO als Meßobjekt, FUNKAMATEUR 22 (1973), Heft 2, Seite 84 bis 85 [4] Rohländer, Dr. IF.: Dynamikkompressor für Modulationsverstärker, FUNK¬ AMATEUR 22 (1973), Heft 1, Seite 40 [5] Brauer, //.: »Der praktische Funkamateur«, Heft 62, Berlin 1966 [6] The radio amateur’s handbook, American Radio Relay Lcague, West Hart¬ ford, Conn. - USA 1960 [7] Schubert, K.-H.: Elektronisches Jahrbuch 1974, Militärverlag der DDR, Berlin 1973 [8] Kollektiv DM3ML: 2-m-Transceiver für CW, AM und SSB, FUNKAMA¬ TEUR 20 (1971), Heft 11, Seite 555 bis 559 [9] Schlegel, E.: Transistorisierter 5-Band-Transceiver, FUNKAMATEUR 18 (1969), Heft 2, Seite 81 bis 84 [10] Lechner, W.: Ein Allbandtransceiver für CW und SSB, FUNKAMATEUR 22 (1973), Heft 12, Seite 606 bis 610 155 Manfred Kramer - DM 2 G VO Elektronische Morsetaste mit TTL-Schaltkreisen Seit einiger Zeit bietet der Amateurbedarfshandel monolithisch inte¬ grierte Digitalschaltkreise in TTL-Technik an, die auch für den Funk¬ amateur sehr interessant sind. Waren schon transistorisierte Digital¬ schaltungen unkritisch im Aufbau, so erlauben die integrierten Schalt¬ kreise auch dem Anfänger, komplexe Schaltungen nachzubauen. Exemplarstreuungen wirken sich nicht aus, es können sogar andere Schaltkreisserien verwendet werden: Statt des D 100 (Standardreihe) können sowohl äquivalente Typen wie MH 7400 (TESLA), 1 JIE 553 (SU), SN 7400 N (Texas Instr.) als auch die für erweiterten Tempe¬ ratur- und Betriebsspannungsbereich vorgesehenen Typen MH 5400 , / JIE 333 , SN 5400 N oder die der Hochgeschwindigkeitsreihe D 200, SN 54 HOON, SN 74 HOON verwendet werden. Besonders vorteil- Bild 1 Schaltung der elektronischen Morsetaste mit TT L-Schaltkreisen. (Gl "-G4 bzw. G5 -G8 = 1) 100 C) haft sind die Schaltkreise der Low-Power-Reihen, zum Beispiel SN 54 LOO oder 1 J1B 583, welche die Stromversorgung wesentlich geringer belasten. Für den Typ D 172 können zum Beispiel die Typen MH 7472 und SN 7472 verwendet werden. Vorteile der TTL-Schalt- kreise gegenüber den Hybridschaltkreisen der 7vJl/i£-3-Serie sind auch die geringere Betriebsspannung (4,5-•• 5,5 V) und die höhere Zuverläs¬ sigkeit. Die Schaltung (Bild 1) entstand in Anlehnung an [1], die Erläute¬ rungen können deshalb kurz gefaßt werden. Die Gatter 6 und 8 bilden den astabilen Multivibrator (A1V1V), der die Morsezeichenpunkte mit den dazugehörigen Pausen erzeugt. Lei¬ der dürfen die Widerstände im Wert nur geringfügig abweichen (± 20%). Um das Gebetempo zu verändern, müssen deshalb die Kon¬ densatoren umgeschaltet werden. Für den Funkverkehr ist jedoch uninteressant, ob das Tempo kontinuierlich oder in Stufen eingestellt wird, so daß dieser Nachteil bedeutungslos ist. Die Striche werden ge¬ bildet, indem die Pause zwischen 7,wei Punkten überbrückt wird. Hier¬ zu dient das JK-Flip-flop D 172. Auf zwei Eingangssignale (Punkte) gibt es ein Ausgangssignal ab. Dieses wird in dem ODER-Glied (mit dem Transistor und den zwei Basiswiderständen 8,2 kü) mit einem Punkt zusammengefaßt und liefert so einen exakten Strich. Das Flip-flop benötigt zum Umschalten eine höhere Flankensteil¬ heit, als der astabile Multivibrator liefern kann. Seinem Ausgang wurde deshalb ein Gatter nachgeschaltet, das die Flanken genügend steil formt (G7). Die Gatterl und 2 bilden das statische Flip-flop für die Auslösung von Strichen. Wird der Tasthebel kurz an seinen Eingang (1) gelegt, so wird das Flip-flop »gesetzt«, es nimmt einen stabilen Zustand ein, bei dem am Ausgang 3 ein L-Signal (>2,4 V) und am Ausgang 6 ein O-Signal « 0,4 V) anliegen. Das L gibt den JK-Flip-flop frei, das O startet über Gatter 6 den AMV. Nach dem ersten Impuls (ge¬ nauer: mit dessen Rückflanke) kippt der JK-Flip-flop, nach dem zweiten kippt er zurück. Diese Flanke bringt über den an G2 liegen¬ den Kondensator 4,7 nF den statischen Flip-flop für Strichbildung wieder in die Ruhelage, wenn der Tasthebel in der Mitte liegt. Wird SF126 6...18V (Basteltyp) 4,75...5,25V | i i\ jri in r. m 30 /?=^ : SZX18/50 oder gleichwertige Ilild 2 Stabilisierungsbaustein zur Stromversor¬ gung (I er TT L- Morsetaste 157 Bestückung» plan der Leiterplatte nach Bild 3 der Tasthebel an die andere Seite gelegt, so wird das aus den Gattern 3 und 4 bestehende statische Flip-flop »gesetzt« und über G5 nur der astabile Flip-flop gestartet. Über den zweiten Kondensator 4,7 nF wird dieses Flip-flop mit der Rückflanke des Punktes »zurückgesetzt«. Der Aufbau ist unkritisch, die Herstellung der Leiterplatte jedoch wegen der vielen eng beiein¬ anderliegenden Anschlüsse der Schaltkreise schwierig. Doppelseitige Leiterplatten mit Durchkontaktierungen können mit amateurmäßigen Mitteln nicht hergestellt werden, so daß Draht¬ brücken unvermeidlich sind. Die Möglichkeiten zur Miniaturisierung, die die Schaltkreise bieten, durch stehende Widerstände und Kon¬ densatoren sowie engere Anordnung der Bauelemente voll auszu¬ nutzen, erscheint mit Rücksicht auf die Stromversorgung wenig sinn¬ voll. Die ausgeführte Leiterplatte (Bild 3 und 4) bietet unter der 158 Schaltung Platz für vier Monozellen. Oft kann die Taste vorteilhafter mit einer gleichgerichteten und stabilisierten Heizspannung aus dem getasteten Sender gespeist werden, man spart dann die Kosten für die Monozellen. Bild 2 zeigt eine erprobte Schaltung für ein einfaches sta¬ bilisiertes Netzteil. Obwohl die Schaltkreise der Standardreihe für Betriebsspannungen von 4,75-•-5,25 V und das GBR 111 für 0 V aus¬ gelegt sind, arbeitet das Mustergerät auch einwandfrei bei Betriebs¬ spannungen von 4,5-•-6 V. Als Tasthebel dient der Kontaktsatz eines polarisierten Telegrafen¬ relais. Literatur [1] Kramer, M.: Elektronische Transistortaste, FUNKAMATEUR 7 (1968), Seite 220 bis 222 Wir klären Begriffe ABSCHIRMKÄFIG 159 Karl Rothammel - DM 2 ABK Kreuz-Yagi- Antennen für das 2-m-Band Die gegenwärtige Situation im 2-m-Amateurband hat das Vordringen der Zirkularpolarisation und damit die Verwendung von Kreuz- Yagi- Antennen sehr gefördert. Seit den Anfängen des 2-m-Amateurfunks wurde fast ausschließlich mit linearer Horizontalpolarisation der An¬ tennen gearbeitet, und auch heute noch ist sie im Weitverkehr üblich. Aber mit.dem Aufbau eines dichten Netzes von FM-Relaisfunkstellen mit vertikaler Antennenpolarisation und der dazugehörenden Viel¬ zahl vonebenfalls vertikal polarisierten Nutzern ist die Antennenfrage zu einem Problem geworden. Da die Dämpfung durch unterschied¬ liche Linearpolarisation etwa —20 dB beträgt, kann man sich leicht ausrechnen, daß zum Beispiel ein 100-W-Sender mit horizontal pola¬ risierter Antenne bei einer vertikal polarisiert empfangenden Gegen¬ stelle nur etwa die gleiche Feldstärke anbieten kann wie ein 1-W- Sender bei gleicher Polarisationslage. Es besteht deshalb das Bedürfnis nach einer Antenne, die vertikal und horizontal polarisierte Wellen gleich gut aufnehmen kann. Axial schwenkbare Yagi -Antennen, die womöglich über Fernsteuerung wahlweise in horizontale oder vertikale Lage gebracht werden kön¬ nen, scheitern am mechanischen Aufwand. Als bisher brauchbarste Alternative gilt die Anwendung der Zirkularpolarisation, welche auch Linearpolarisation jeder beliebigen Lage mit gleichem Gewinn auf¬ nimmt. Nachfolgende Gegenüberstellung soll die Verhältnisse bei Funklinien mit gleicher und mit unterschiedlicher Antennenpolari¬ sation deutlich machen: Die entstehende Dämpfung von —3 dB zwischen Zirkularpolari¬ sation und beliebiger Linearpolarisation ist anschaulich zu erklären, wenn man sich vereinfacht vorstellt, daß bei Zirkularpolarisation die vom Sender gelieferte Leistung je zur Hälfte in der vertikalen und in der horizontalen Ebene vorhanden ist. Bei einer linear polarisierten Empfangsantenne wird deshalb je nach ihrer Polarisationslage nur die vertikale Hälfte oder die horizontale Hälfte wirksam. Halbe Leistung entspricht einer Dämpfung von —3 dB. Daher kann die linear pola- 160 risierte Antenne rund 7/10 der im zirkular polarisierten Feld vorhan¬ denen Empfangsspannung aufnehmen. Dagegen beträgt die Dämp¬ fung zwischen linearer Horizontalpolarisation und linearer Vertikal¬ polarisation etwa 20 dB, das heißt, daß nur 1/10 der vorhandenen Empfangsspannung wirksam wird. Weitere Vorzüge der Zirkular¬ polarisation wurden in Versuchen durch Bittan [1] ermittelt. Mit zirkularer Polarisation wurden ferne Täler und anderweitig abgeschirmte Gebiete erreicht, mit denen bei linearer Polarisation keine Funkverbindung möglich war. Offenbar ist die Zirkularpolari¬ sation bei den entstehenden Mehrfachreflexionen günstiger als die Linearpolarisation. Eine beachtliche Verbesserung ist bei Funkver¬ bindungen mit mobilen Stationen zu beobachten. Durch die sich lau¬ fend verändernden Umgebungsverhältnisse während der Fahrt sind praktisch immer wechselnde Reflexionen vorhanden, und die fast immer vertikal polarisierten Stabantennen vollführen durch den Fahrtwind Pendelschwingungen. Im Zusammenwirken dieser äuße¬ ren Einflüsse entstehen dauernde Veränderungen von Amplitude, Phase und Polarisationsrichtung, was Schwunderscheinungen zur Folge hat. Sie sind bei vertikal polarisierten Antennen besonders stark ausgeprägt, da die meisten Hindernisse vertikale Kanten haben. Der größere Teil des Flatterfadings entfällt beim Einsatz einer zirkular polarisierten Antenne. Bei Messungen, die in dichtem Mischwald vor¬ genommen wurden, zeigte sich bei vertikaler Polarisation eine Dämp¬ fung von etwa 40 dB, bei horizontaler Polarisation von etwa 12 dB und bei zirkularer Polarisation nur von etwa 3 dB. Das entspricht der Erfahrung, daß die Vorteile bei Zirkularpolarisation um so grö¬ ßer sind, je schlechter die UKW-Lage ist. Als vertikal polarisierte Richtantennen verwendet man vor allem den Helical-Beam oder die Kreuz- Yac/i-Antenne. Erstere ist mecha¬ nisch etwas schwierig aufzubauen, kann jedoch sehr einfach gespeist werden. Die Kreuz- Yagi -Antenne dagegen ist mechanisch relativ ein¬ fach, verlangt aber bei der Speisung einen etwas größeren Aufwand. Jede vorhandene Einfach-Antenne kann zu einer Kreuz- Yagi- Antenne ergänzt werden. Nicht zuletzt deshalb konnte sie sich im 2-m-Band gegenüber dem Helical-Beam durchsetzen. Zirkularpolarisation mit Yagi -Systemen wird erreicht, indem man zwei elektrisch und mechanisch völlig gleiche Antennen räum¬ lich so anordnet, daß der Polarisationsunterschied 90 Grad beträgt; dazu werden beide Systeme mit einer gegenseitigen Phasenverschie¬ bung von 90 Grad erregt. Unter diesen Bedingungen entsteht ein Drehfeld, das je nach Erregung rechtsdrehend oder linksdrehend sein kann. Es gibt Vorschläge, im 2-m-Band die rechtsdrehende Zirkular¬ polarisation zu verwenden. Beim Empfang linear polarisierter Wellen ist der Drehsinn der Zirkularpolarisation ohne Bedeutung. 11 Schubert, Eljabu 76 161 Wie schon erwähnt, kann jede beliebige Ymgi -Antenne zu einer Kreuz- Yagre-Antenne erweitert werden. Man benötigt dazu eine zweite völlig gleiche Ya A ]mMHz für 433 MHz Länge * 67mm für 404 MHz Länge » 72mm für 288 MHz Länge « 106mm Bild 6 Stromlauf plan für die Eingangsstufen eines 70-cm-Konverters von OZ 9 AC W •03 u , g Lß - 4 Wdg., 1 -mm-CuAg, 8 mm Durchmesser, Anzapfung 1,5 Wdg.; LI - 6 Wdg., 1-mm-CuAg, 8 mm Durchmesser, Anzapfung 2 Wdg.; LS - 20 Wdg., 0,5-mm-CuL, 8 mm Durchmesser, HF-Abgleichkern; Lß - 2 x 3 Wdg., am kalten Ende von LS, gleicher Wickelsinn; L10 - 4 Wdg., 1 -mm-CuAg, 8 mm Durchmesser, Anzapfung 1 Wdg.; (73 bis CS - Rohrtrimmerkondensator; Cß-- CI 1 - Tauchtrimmerkonden¬ sator. Bild 5 zeigt die mechanische Konstruktion für den 70-cm-Konver- ter. Mit Löten kann aus Messingblech oder aus Weißblech die Kon¬ struktion hergestellt werden. Auch kupferkaschiertes Pertinax läßt sich dafür verwenden. Die Leitungskreise LS-L5 sind 7 mm breite Kupferblechstreifen von 80 mm Länge, die einseitig am Chassis an¬ gelötet worden sind. Die andere Seite führt jeweils zum zugehörenden Trimmerkondensator. Der Abstand vom Chassis ist für L3/L4 = 1 mm, für L5 = 2 mm. 70-cm-Konverter mit ZF = 28•••30 MHz Den Stromlaufplan der Eingangsstufen für einen 70-cm-Konverter zeigt Bild 6. Der Eingangstransistor arbeitet als 70-cm-Verstärker in Basisschaltung. Die nachfolgende Mischstufe ist mit dem Tran¬ sistor AF 139 in Basisschaltung bestückt. Über die Koppelspule LS 176 R18 gelangen sowohl die 70-cm-Eingangsfrequenz als auch die Oszillator¬ frequenz an den Emitter des Mischstufentransistors. Der ZF-Kreis am Kollektor der Mischstufe ist entsprechend der gewählten Zwi¬ schenfrequenz zu dimensionieren. Die Leitungskreise haben einen Querschnitt von 25 mm X 25 mm, der verwendete Leiter hat einen Durchmesser von 3 mm. Bild 7 zeigt eine Skizze für die mechanische Ausführung des Chassis. Welche Bau¬ stufen in den einzelnen Kammern unterzubringen sind, geht aus der Skizze hervor. Bei einer höheren Oszillatorfrequenz ist die Länge der Kammer entsprechend zu kürzen. Bild 8 gibt ein Beispiel für den Stromlaufplan einer Oszillator¬ schaltung. Günstiger für die Stromversorgung wäre die Anwendung von Siliziumtransistoren, wenn eine Kombination nach Bild 6 er¬ folgen soll. In der Quarzoszillatorstufe wird die 5. Oberwelle des Obertonquarzes erregt. Danach folgen zwei Frequenzverdopplerstufen (T2, T3). In der Endstufe T4 erfolgt eine Frequenzverdreifachung auf die benötigte Endfrequenz. Für die Wickeldaten der Spulen werden folgende Angaben ge¬ macht: L 8 - 15 Wdg., 0,25-mm-CuL, 12,5 mm Durchmesser; L9 - 1,5 Wdg., 0,25-mm-CuL, am kalten Ende von LS; L10 - 1 Wdg., Schaltdraht, am kalten Ende von LS; L\\ - 8 Wdg., 0,7-mm-CuAg, 6 mm Durchmesser; L\2 — 1 Wdg., Schaltdraht, am kalten Ende von L\\; L13 - 6 Wdg., 0.7-mm-CuAg, 9 mm Durchmesser, Anzapfung 1 Wdg. und 1,5 Wdg. von (721 entfernt. 178 Transistoren mit hoher Transitfrequenz Typ Polarität /t MHz Typ Polarität / T MHz DDR-Fertigung KT 325 A npn 800 GF 145 pnp 600 KT 325 B npn 600 GF 147 pnp 650 KT 325 W npn 800 SF 240 npn 440 KT 325 G npn 600 SF 245 npn 780 KT 325 D npn 800 KT 607 A npn 1000 ÖSSR-Fertigung Westeuropäische Fertigung KF 173 npn 550 AF 139 pnp 550 KF 272 pnp 900 AF 239 pnp 650 ' AF 240 pnp 650 UdSSR-Fertigung AF 251 pnp 750 GT 313 B pnp 450 A F 252 pnp 800 GT 329 A npn 1200 AF 279 pnp 780 GT 329 B npn 1500 AF 280 pnp 550 GT 329 W npn 2000 BF 123 npn 550 GT 330 A npn 1000 BF 152 npn 800 GT 330 B npn 1500 BF 155 npn 600 KT 306 B npn 500 BF 158 npn 800 KT 306 G npn 500 BF 159 npn 800 KT 316 A npn 600 BF 161 npn 550 KT 316 B npn 800 BF 173 npn 550 KT 316 W npn 800 BF 180 npn 675 KT 316 G npn 600 BF 182 npn 675 KT 316 D npn 800 B F 223 npn 7f)0 Literatur [1] Holmkvist, S.: Stripline-Konverter 432 MHz, QTC (Schweden), Heft 10/1970; referiert in »OZ« (Dänemark), Heft 5/1971, Seite 197/198 (F. Halskov, OZ 7LX) [2] Flint, J. H.: Konverter für 70 cm mit Transistoren, Electron (Niederlande), Heft 10/1965, Seite 301 bis 303 [3] Nielsen, K.: Konverter für 432 MHz, OZ (Dänemark), Heft 0/1969, Seite 210 bis 215 [4] Kossobudzki, L., Ladno, J.: Empfänger für Amateurfunkstationen, Verlag für Nachrichtenkommunikation, Warschau 1973, Seite 333 bis 340 12 * 179 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Funkamateur-Schaltungen aus dem RGW-Bereich Transistor-K W -Konverter Der mit 3 Transistoren bestückte KW-Konverter (Bild 1) für die Rundfunk-Kurzwellenbänder 25- 31— 41 - 49- 52 m kann bei geeig¬ neter Dimensionierung der Schwingkreise auch für die KW-Amateur¬ funkbänder verwendet werden. Allerdings ist es dann besser, auch für den Vorkreis getrennte Schwingkreise einzusetzen. Für den Nachbau eignen sich die Transistoren GF 120/GF 132. Der Transistor TI arbeitet als HF-Verstärker, das verstärkte HF- Signal wird kapazitiv der Basis des Mischtransistors T2 zugeführt. Induktiv am Emitter von T2 wird die von der Oszillatorstufe (T3) erzeugte Oszillatorfrequenz eingespeist. Am Kollektor der Mischstufe T2 kann dann kapazitiv die aus Eingangs- und Oszillatorfrequenz ge¬ bildete Zwischenfrequenz dem Nachsatzempfänger zugeführt werden. Die Antenne ist eine Teleskopausführung, die sich auf 2***3 m Länge herausziehen läßt. Die Spulenkörper haben einen Durchmesser von 7 mm, der verwendete Draht ist CuL 0,3 mm. Die Windungszahlen sind LI - 25 Wdg., L2 - 6 Wdg., L3 - 20 Wdg., L4 - 5 Wdg., L5 - 25 Wdg., Hi - 4 Wdg., LI - 28 Wdg., LS - 4 Wdg., L9 - 30 Wdg., LU) - 3 Wdg., L 11 - 50 Wdg., L 12 - 3 Wdg. Quarzoszillator D* 30 MHz Die Oszillatorschaltung in Bild 2 ist eine kapazitive Dreipunktschal¬ tung (TI - (73/(74). Auf die genaue Frequenz wird der Quarz mittels der Kapazitätsdiode Dl gezogen (Vorspannung über R2). Geeignet ist die Schaltung für Quarze im Frequenzbereich 1- -30 MHz. Der Kondensator (74 hat im Bereich 1 • • • 5 MHz eine Kapazität von 470 pF, bei 5-**30 MHz ist (74 = 1 nF. Über die Trennstufe mit T2 wird die Oszillatorfrequenz niederohmig ausgekoppelt. Für den Nachbau eig¬ nen sich die Transistoren SF 215/216 beziehungsweise SF 131/138. 180 Effektive NF-Kompressorschaltung Eine Kompressionsschaltung hat die Aufgabe, für einen bestimmten Eingangsspannungsbereich eine möglichst konstante Ausgangsspan¬ nung zu liefern. Angewendet zum Beispiel bei der Modulation eines Amateursenders, bedeutet das eine höhere Effektivität der Übertra- 181 -<+ nv D901B Bild 2 Stromlauf plan für einen Quarzoszillator 1---30 MHz mit Trennstufe [2] gung. Um den oben genannten Effekt zu erreichen, muß aus der Aus¬ gangsspannung eine Regel-Gleichspannung gewonnen werden, die die Verstärkung so beeinflußt, daß eine konstante Ausgangsspannung entsteht. Die Schaltung in Bild 3a besteht aus dem Mikrofon Vorverstärker mit TI und T2, dem Gleichrichter für die Regelspannung T3 und dem steuerbaren Spannungsteiler mit den Dioden Dl und D 2. Die vom Transistor T3 erzeugte Regelspannung wird am Emitter abgegriffen und durch R5-C2 geglättet. Über üfl und R4 erfolgt die Beeinflus¬ sung des aus den Dioden gebildeten Spannungsteilers mittels der Regelspannung. Für den Nachbau eignen sich Ge-NF-Transistoren mit einer Strom¬ verstärkung von etwa 70. Der NF-Übertrager Tr ist ein Treiberüber¬ trager aus einem Transistorsuper. Die Siliziumdioden D 223 A ent¬ sprechen etwa dem Typ SAY 32. Bild 3b zeigt idealisiert den Ver¬ lauf der NF-Ausgangsspannung in Abhängigkeit von der NF-Ein- gangsspannung. Dipmeter - Wellenmesser - Quarzkalibrator Vielseitig verwendbar ist das Meßgerät, dessen Stromlaufplan Bild 4 zeigt. In der Schalterstellung *S'l ein - *S2/I arbeitet die Schaltung als Dipmeter (GDO). Dazu liegt der Emitter an der Anzapfung der Schwingkreisspule. Der Basisvorwiderstand (150 kQ) wird in seinem Widerstandswert so gewählt, daß der Kollektorstrom im Bereich von 4---6 mA liegt. Über die Schwingkreisspule wird zum Messen die HF- Energie induktiv ausgekoppelt. Die Resonanzanzeige ist als Dip des Meßwerkzeigers erkennbar, über 3 pF liegt die Anzeigeschaltung am 182 Bild 3a Stromlauf plan einer wirksamen N F-Kompressor Schaltung [3] Bild 3b Abhängigkeit, der NF-Ausgangs¬ spannung von der NF- Eingangs¬ spannung bei der Kompressor - Schaltung Bild 3 a Bild 4 Stromlauf plan des Mehrzweck- Meßgeräts «Dipmeter - Wellen¬ messer - Quarzkalibrator « [4] 183 Schwingkreis. Die Anzeigeempfindlichkeit kann mit dem Potentio¬ meter 470 kQ eingestellt werden. Wird mit S 1 die Betriebsspannung abgeschaltet, so arbeiten Schwingkreis und Anzeigeschaltung als Absorptionsfrequenzmesser (Wellenmesser). Vom Schwingkreis aufgenommene HF-Energie wird wieder als Zeiger -Dip angezeigt. In der Schalterstellung £1 ein - £2/11 arbeitet die Schaltung als Quarzoszillator. Es können Schwing¬ quarze überprüft werden, und Schwingquarze bekannter Frequenz lassen sich zu Frequenzeichung verwenden. Der Transistor ist ein Ge-HF-Typ. .Als Drossel Dr kann eine LW- oder eine MW-Spule dienen. Die Dimensionierung der Schwingkreisspule LI richtet sich nach den gewünschten Frequenzbereichen. Es empfiehlt sich die Aus¬ führung von L\ als Steckspule, damit man besser an das Meßobjekt herankommt. Balancedetektor Der in Bild 5 vorgestellte Balancedetektor verwendet als nichtlineare Bauelemente 2 Germaniumtransistoren in Basisschaltung. Mittels des Einstellreglers erfolgt die Symmetrierung der Schaltung. In [5] wird der Einsatz des Balancedetektors in der Mischstufe eines Direktmisch¬ empfängers vorgeschlagen. Man legt dabei die Empfänger-Eingangs¬ frequenz an den Eingang El, an den Eingang E 2 führt man eine Oszillatorfrequenz gleicher Größe. An den parallelgeschalteten Kol¬ lektoren erhält man über den NF-Übertrager Tr unmittelbar die NF- Spannung. Für den Nachbau eignen sich Ge-HF-Transistoren mitt¬ lerer Grenzfrequenz, der NF-Übertrager ist ein Treiberübertrager aus einem Transistorsuperhet. Bild 5 Stromlauf plan eines Balance¬ detektors, der i n der Eingangs- Schaltung eines Direktmisch¬ empfängers eingesetzt iverden kann / 5] 184 Bild 6 Peilkopf mit höherer HF-Empfindlichkeit für einen 80-m-Fuchsjagdemp¬ fänger; a - mechanische Ausführung, b - Stromlauf plan [6] Peilkopf für Fuchsjagdempfänger 80 m Die HF-Empfindlichkeit eines Fuchsjagd-Peilempfängers läßt sich verbessern, wenn man mehrere Ferritstäbe parallel anordnet. In Bild 6a ist die Konstruktion eines erfolgreichen CS SR-Fuchs jägers dargestellt; es werden 4 Ferritstäbe verwendet. Die mechanischen Abmessungen und der Stromlaufplan gehen aus Bild 6 a und Bild 6 b hervor. Die Ferritstäbe haben einen Durchmesser von 8 mm, sie sind 100 mm lang. Jede Ferritstabinduktivität soll ohne Abschirmung 268 (xH ± 1 fxH betragen. Dafür sind 80***90Wdg., 0,5-mm-CuLS, erforderlich, die auf eine Länge von etwa 80 mm verteilt gewickelt werden. Beim zusammengebauten Peilkopf muß dann die Induktivi¬ tät 4 L = 38 (xH sein. Der genaue Abgleich des Frequenzbereichs 3,5-••3,8 MHz erfolgt mit dem Trimmerkondensator C D und dem Drehkondensator CI. K W-Empfänger-Eingangsschaltung In [7] werden Schaltungsvorschläge für die einzelnen Baustufen eines transistorisierten KW-Empfängers gemacht. Bild 7 zeigt den Strom¬ laufplan des HF-Eingangsteils für den Empfang im 80-m-Band. In der Mischstufe werden 2 Transistoren in Kaskodeschaltung benutzt. Das Eingangssignal führt man der Basis von TI zu, das VFO-Signal der Basis von T2 (0,4 - 0,6 V). Am Kollektor von T2 liegt der ZF- Kreis, über den das ZF-Signal ausgekoppelt wird. 185 Bild 7 Stromlauf plan der Eingangsschaltung eines transistorisierten KW-Emp¬ fängers für das 80-m-Band; a - Mischstufe, b - Oszillator (VFO) [7] Die Oszillatorschaltung (VFO) in Bild 7b wird mit einer stabili¬ sierten Betriebsspannung (Z-Diode 6--*7 V) gespeist. Der zweite Tran¬ sistor dient zur Trennung von VFO und Mischstufe. Als Besonderheit ist eine elektronische KW-Lupe vorgesehen, die eine Verstimmung des VFO um ± 5 kHz erlaubt. Bei genauer Eichung des Frequenz¬ bereichs (C 2) kann zusätzlich auch die Kurzwellenlupe geeicht wer¬ den (Anzeige der Abstimmspannung der Kapazitätsdiode). Für den Nachbau eignen sich die Transistoren SF 2151216 und SF 225/235. Die Kapazitätsdiode KA 201 hat bei 6 V eine Kapazi¬ tät von etwa 18 pF, bei 3 V etwa 25 pF und bei 1 V etwa 35 pF. 186 2 -m-Konverter Der in Bild 8 vorgestellte 2-m-Transistorkonverter hat eine Rausch¬ zahl von 2,4 kT 0 . Mit dem Transistor TI (z. B. SF 245) ist die neutra¬ lisierte Eingangsstufe bestückt. Der gleiche Transistortyp findet sich auch in der Mischstufe (T2). Im Quarzoszillator (T3 z.B. SS 109) wird ein 30-MHz-Quarz erregt, die Frequenz wird anschließend ver¬ fünffacht (T4 z.B. SF 245) auf 150 MHz. Damit ergibt sich für die Eingangsfrequenz 144 -146 MHz eine ZF von 4- -6 MHz, die über CI6 dem Nachsetzempfänger zugeführt wird. LI, L2 und L3 werden auf 145 MHz abgeglichen; der Abstand der Spulenkörper von L2/L3 ist 12,5 mm. L4 ist auf 30 MHz und L6 und LI sind auf 150 MHz abzugleichen (Abstand LQ/L7 gleich 12,5 mm). Für den Nachbau gelten etwa folgende Spulenwerte: LI - 4 Wdg., 0,8-mm-CuAg, 6-mm-Spulenkörper, UKW-Kern; L 2 - 5,5 Wdg., 0,8-mm-CuAg, 6-mm-Spulenkörper, UKW-Kern, An¬ zapfung 2,5 Wdg. vom kalten Ende; L3 - wie L 2, ohne Anzapfung; L4 - 12 Wdg., 0,2-mm-CuL, 6-mm-Spulenkörper, KW-Kern; HA 20S HF 525 HF 525 Bild 8 Stromlauf plan eines 2-m-Konverters [8] 187 L5 - 2 Wdg., 0,4-mm-CuL, über L 4 gewickelt; Lß - 4,5 Wdg., 0,4-mm-CuL, 6-mm-Spulenkörper, UKW-Kern; LI - 4 Wdg., 0,4-mm-CuL, 6-mm-Spulenkörper, UKW-Kern; Dr 1/3/4 - 3 Wdg., 0,3-mm-CuL, Toroidkörper; Dr 2 - 100 Wdg., 0,15-mm-CuL, Ferritzylinderkern. Der Nentralisationskondensator C 3 ist ein verdrilltes Stück aus zwei PVC-isolierten Drähten. Ökonomische Linearendstufe Die in Bild 9 vorgestellte Linearendstufe ist für einen SSB-Transceiver gedacht, der 10--20W HF-Leistung abgibt. Mit dieser Eingangs¬ leistung liefert die Linearendstufe etwa 50--100W PEP. Die par¬ allelgeschalteten Köhren arbeiten in Gitterbasisschaltung. Der PA- Kreis ist ein k- Filter, die Spule LI hat einen Durchmesser von 40 mm und eine Windungszahl von 30 Wdg., 1,0-mm-CuAg. Die Anzapfung für 7 MHz liegt an der 15. Wdg., die für 14 MHz an der 21. Wdg. Der Kondensator 3,3 nF an der Anode muß eine Spannungsfestigkeit von größer als 1500 V haben. BK-Schaltung mit digitalem IS Mit einem digitalen integrierten Schaltkreis (IS) auf gebaut ist die BK-Schaltung in Bild 10a. Beim Betätigen der Morsetaste wird ein- Bitd 9 Stromlauf pinn der Linearendstufe für die KW-Bänder 80/40120 m [9] 188 BF 506 mal das Tastrelais R 1 erregt, zum anderen ertönt das Morsezeichen im Lautsprecher (bzw. Kopfhörer). Der Ton wird erzeugt von den beiden rechten Gattern (etwa 800 Hz). Bild 10b zeigt die Anwendung der Schaltung (Schaltungsteil bis A-B im Bild 10a) zur Tastung eines Transceivers. Der Ausgangspunkt A steuert die VOX-Stufe, während an B der Kopfhörer liegt. Über die Leitung E wird der Empfangskanal des Transceivers an einer ZF-Stufe stillgelegt. Für den Nachbau eignet sich der IS D 100 C, der Transistor BF 506 entspricht etwa dem Typ SF 121. 189 NF-Filter für Telegrafieempfang Für den störarmen Empfang von Telegrafiezeichen engt man mit NF-Filterschaltungen die Bandbreite des Empfänger-NF-Verstärkers sehr stark ein. Bild 11a zeigt zwei kapazitiv gekoppelte NF-Schwing- kreise, die zwischen den Detektorausgang und den Eingang des NF- Verstärkers geschaltet werden können. Über den Umschalter S las¬ sen sich die NF-Bandbreiten 3,2 kHz - 400 Hz - 150 Hz einstellen. Ein niederohmigeres NF-Filter zeigt Bild 11b, das für Transistor¬ schaltungen geeignet ist. Über den Umschalter S kann das Filter für Telefonieempfang abgeschaltet werden. Für eine Bandbreite von etwa 500 Hz ist L1/L2/L3 - 44 mH, (71/(76 - 0,43 pF, (72/(75 - 0,50 pF und (73/(74 - 1,0 pF. Soll die Bandbreite nur 100 Hz betragen, dann ist L1/L3 - 11 mH, L2 - 44 mH, (71/(76 - 2,80 pF, (72/(75 - 0,25 pF und (73/(74 - 1,25 pF. Zn a) 1-2,2kHz; Z-WOHz; 2-750Hz Bild 11 Stromlaufpläne verschie¬ dener Telegrafiefilter; a - für Röhrenschaltung, b - für Transistor Schal¬ tungen, c - anschließbar am Lautsprecherausgang [ 11 ] 190 Als Zusatzgerät läßt sich die in Bild 11c gezeigte Filterschaltung auf bauen. Nachträglich kann sie an den Lautsprecherausgang eines KW-Empfängers angeschlossen werden. Am Ausgang des Filters folgt dann der Lautsprecher beziehungsweise der Kopfhörer. Zwischen den beiden Lautsprecherübertragern liegen 3 kapazitiv gekoppelte NF- Schwingkreise für / = 800 Hz. Die erzielte Bandbreite ist 200 Hz. 2-W-Endstufe für 80 m Der in Bild 12 gezeigte Stromlaufplan einer Transistor-PA-Stufe kann eine Ausgangsleistung von etwa 2 W abgeben. Dabei nimmt jeder Transistor einen Kollektorstrom von etwa 120 mA auf. Die Kontrolle erfolgt an den Emitterwiderständen, über den Schalter S wird vom Meßwerk der Spannungsabfall bemessen (720 mV bei 120 mA). In Schalterstellung 3 wird die Ausgangsspannung gemessen.. Für den Nachbau eignet sich der Transistor SF 123. L\ - 15 Wdg., 0,5-mm- CuAg, '8-mm-Spulenkörper. L2 - 50 Wdg., 0,1-mm-CuL auf Wider¬ stand 47 Q/1 W. LS - 33 Wdg., 0,7-mm-CuAg, 22-mm-Spulenkörper. L4 - 12 Wdg., 1,2-mm-CuAg, 22-mm-Spulenkörper. Für ausreichende Kühlung der beiden Transistoren ist zu sorgen. BFO für Rundfunkempfänger Um mit einem Rundfunkempfänger Telegrafiesignale empfangen zu können, muß der ZF eine Frequenz etwa gleicher Größe überlagert werden. Die Telegrafiezeichen werden dann als Differenzfrequenztöne hörbar. Der in Bild 13 gezeigte Stromlaufplan eines BFO eignet sich für den Einbau in Röhren-Rundfunkempfänger. Die Betriebsspan¬ nung gewinnt man aus der Röhrenheizspannung von 6,3 V. Für den 191 1k Bild 13 Stromlauf plan eines Telegrafieüberlagercrs (BFO) für den nachträglichen Einbau in einen Rundfunkempfänger [ 13 / Nachbau eignet sich eine ZF-Spule aus einem Rundfunkempfänger, der Transistor ist ein Ge-HF-Typ. Über den Trimmer 5/30 pF wird die BFO-Spannung an die Detektorschaltung gelegt. Die Einstellung erfolgt so, daß etwa ein 1-kHz-Ton hörbar wird. Die erforderliche Amplitude wird mit dem Trimmerkondensator eingestellt. Kombiniertes HF-Prüfgerät Die in Bild 14 vorgestellte Schaltung stellt einen empfindlichen Ab¬ sorptionsfrequenzmesser dar (S in Stellung »1«). Wird der Schalter S in Stellung »2« geschaltet und die Eingangsspule entfernt, kann das Gerät über die Buchsen T/II als empfindlicher HF-Spannungs-Indi- kator (mV-Meter) verwendet werden. Die Kollektorkreise von T1/T2 sind Transistor-AM-ZF-Filter, deren Wicklung aus 30 Wdg., 0,1-mm- CuL, besteht. Danach erfolgt eine Gleichrichtung der HF. Die Tran¬ sistoren T3 bis T5 bilden eine Brückenschaltung mit dem Anzeige¬ meßwerk 250 (jiA. Mit den Basisvorwiderständen wird für T1/T2 ein Kollektorstrom von etwa 1 mA eingestellt, für T4/T5 etwa 2 mA. Bild 14 Stromlauf plan des vielseitig verwendbaren HF-Prüfgeräts [14] 192 Für den Nachbau eignen sich die Ge-HF-Transistoren der Reihe GF 120/130. Im Original sind folgende Frequenzbereiche durch Steck¬ spulenkerne L 0 festgelegt: Frequenz MHz Induktivität (XH VYilg. Draht-0 mm 0,15- • -0,35 2100 380 0,5 CuL © © 230 135 0,5 CuL 1,0 •••3,0 38 50 0,5 CuL 3,0 ••■6,0 5 25 0,8 CuL 6,0 ■••16,0 2 8 0,8 CuL Der Spulenkörper hat einen Durchmesser von 7,5 mm, für den Ab¬ gleich ist ein Ferritkern vorgesehen. Das Potentiometer PI regelt die Empfindlichkeit der Anzeige¬ schaltung, mit P2 wird der Nullpunkt eingeregelt. Literatur [11 Balischew , L., WiUiwalde, 1F\: Kurzwellen-Konverter, Radio, Heft 1 (1973), Seite 2G/27 [2] Kaplunow, 0., Babkin, A.: Quarzoszillator, Radio, Heft 2 (1973), Seite 25 [3J Stabnikow, ti.: Effektiver Kompressor, Radio, Heft G (1973), Seite Gl [4] Krilow, I.: Dipmeter - Wellenmesser - Quarzkalibrator, Radio, Heft 7 (1973), Seite 14 [5] Dikoiv, J.: Balancedetektor für Direktmischempfänger, Radio, Heft 12 (1973), Seite 12 [6] Rajchl, M.: Verbesserte Empfindlichkeit für FJ-Empfänger, Amaterske Radio, Heft 4 (1973), Seite 155 [7] Prokop, M.: Transistorempfänger für KW, Amaterske Radio, Heft 11 (1973), Seite 431/432 [8] Bittner, J Konverter für 145 MHz, Amaterske Radio, Heft8 (1974), Seite 311/313 [9] Chojnacki, W.: Ökonomische Linear-Endstufe, Radioamator, Heftl (1973), Seite 19/20 [10] Chojnacki, W.: BK-Schaltung mit integriertem Schaltkreis, Radioamator, Heft 9 (1974), Seite 212, 216/217 [11] VdrterSsz, V.: Telegrafiefilter in der Praxis, Radiotechnika, Heft 2 (1973), Seite 58 bis 60 [12] Ijjas, O., Molnär, B.: QRP-Endstufen für 80 m, Radiotechnika, Heft 7 (1974), Seite 309/310 [13] Danew, P.: Für junge Hörer, radio fernsehen elektronik, Heft 11 (1973), Seite 350 bis 353 [14] Losanoiv, Georgijew, Krisfew: Kombiniertes HF-Prüfgerät, radio fern¬ sehen elektronik, Heft 1 (1974), Seite 4/5 13 Schubert, Eljabu 76 193 Praktischer Transistorprüfer für die Frank sichia Amateurpraxis Das Transistorprüfgerät arbeitet nach dem Prinzip, durch Einspeisen eines definierten Basisstroms und Messen des Kollektorstroms die Kleinsignalvcrstärkung zu ermitteln. Der Kollektorreststrom wird bei 6 V gemessen, was auch bei Industriegeräten der Fall ist. Im Ver¬ gleich zu den herkömmlichen Schaltungen nach gleichem Meßprinzip wurde die Genauigkeit verbessert. Schaltung Bild 1 zeigt die Schaltung. Es wird ein Tastenschalter mit 4 unabhän¬ gigen Tasten verwendet, dessen Funktionen aus Bild 2 ersichtlich sind. Mit Taste I wird die Polarität der Spannung und des Meßwerks umgeschaltet, so daß pnp- und npn-Transistoren gemessen werden können. Mit Taste II wird ein 6-kQ-Widerstand in die Kollektor¬ leitung eingeschaltet (C-E-Schlußprüfung). Mit den Tasten III/IV schaltet man die Widerstände zur ^-Bestimmung aus beziehungsweise ein. Wenn Taste IV zusätzlich zur Taste III gedrückt wird, kann man den Reststrom im 100-(jiA-Bereich ablesen. Mit dem Widerstand RI wird das Meßwerk auf 1 mA geschaltet. Der Stromkreis zur Kom¬ pensation des Reststroms bei der ^-Bestimmung erscheint etwas um¬ ständlich, hat aber den Vorteil, daß ein logarithmisches Potentiometer verwendet werden kann. Um die Meßgenauigkeit zu erhöhen, wurden nach einem Vorschlag von H. Jakubaschk die beiden Dioden eingesetzt. Dabei muß Dl ein Ge-Typ und D2 ein Si-Typ sein. Somit liegt bei der ß-Messung stets mit der B-E-Diode des Prüflings eine der Dioden in Reihe: bei einem pnp-Ge-Transistor die Si-Diode und bei einem npn-Si-Transistor der Ge-Typ Dl. Dadurch addieren sich die Schleusenspannungen der ent¬ sprechenden Halbleiter zu einem konstanten Wert von 0,15 V + 0,6 V = 0,75 V. Der Vorteil dieser Anordnung liegt auf der Hand: Es braucht bei 194 95 der Berechnung der Basis widerstände auf keinen Kompromiß zwi¬ schen den unterschiedlichen Schleusenspannungen eingegangen zu werden, was die Meßgenauigkeit um etwa 5 Prozent steigert. Bei der Berechnung der Widerstandswerte für R1'R5 wird die Spannung GV — 0,75 V = 5,25 V verwendet, so daß sich beim Muster¬ gerät d ie Werte ergaben : Stellung ßmax Wert (kQ) i 1000 i?5 = 5250 2 500 Ri = 2625 3 200 i?3 = 1050 4 100 R2 = 525 5 50 R\ = 262 Diese Widerstandswerte müssen durch Kombination engtolerierter, handelsüblicher Widerstände erreicht werden, oder man verwendet Einstellregler. Prüfmögliohkeiteo Es lassen sich alle pnp-Ge- beziehungsweise npn-Si-Transistoren auf den Reststrom in zwei Bereichen und auf die Kleinsignalverstärkung in beliebig vielen Bereichen ausmessen. Das Prüfen ist einfach und übersichtlich und braucht deshalb nicht näher erläutert zu werden. Eine Prüfung von Dioden ist ebenfalls möglich (Anschluß bei C/E Bild 3 Das pultförmige Tran¬ sistorprüfgerät hat die Abmessungen 160 mm x 120 mm x 55 (35) rum 19G und Taste II drücken). Ferner ist das Meßwerk als Strommesser zu verwenden. In eine der Zuleitungen läßt sich mit Taste I ein Wider¬ stand einschalten (Spannungsmesser). Meßgenauigkeit Die Meßgenauigkeit ist hauptsächlich abhängig von der Speisespan¬ nung und der Toleranz der Basiswiderstände sowie des Shuntwider¬ stands. Nachteilig ist das Gleiten des Arbeitspunktes. Bei genau aus¬ gemessenem Shunt- und Basiswiderstand und bei einer stabilisierten Spannung würde die Meßgenauigkeit ±5% betragen. Aber auch beim Einsatz von Bauelementen mit größeren Toleranzen dürfte sich die Meßgenauigkeit im Bereich von ± 10% halten lassen, was für die Belange des Elektronikamateurs ausreichend ist. Aufbau Die Schaltung aufzubauen bedeutet keine Schwierigkeiten. Das Mu¬ ster wurde in ein flaches Holzgehäuse eingebaut. Der Neumann- Minia¬ turtastenschalter verfügt über 4x8 Umschaltkontakte. Es ist zweck¬ mäßig, unbeschaltete Kontakte mit parallelzuschalten, um die Schalt¬ sicherheit zu erhöhen. Als Spannungsquelle wurde über Buchsen ein stabilisiertes 6-V- Netzteil angeschlossen; empfehlenswert ist auch der Einbau einer Stromversorgung nach [1]. Die Kompensationsspannungen lieferten im Mustergerät zwei 2-V-Kleinakkus, die fest eingebaut wurden und sich nachladen lassen. Für die Dioden eignen sich alle Typen (z.B. Dl - GA 100, D2 - $AF-Typ) oder die B-E-Strecken entsprechender Transistoren. Vor- und Nachteile Die Schaltung weist eine ausreichende Meßgenauigkeit bei übersicht¬ licher und einfach aufzubauender Anordnung auf. Durch den Tasten¬ schalterläßt sich das Gerät sehr gut (von links nach rechts) bedienen; eine Fehlbedienung läßt sich allerdings nicht ausschließen. Außerdem ist es möglich, die Schaltung - auf Kosten der Meßgenauigkeit - zu vereinfachen. Das einfache Prinzip des Geräts kommt besonders dem Anfänger entgegen. Nachteilig ist, daß die ^-Messung bei einem niedrigeren Arbeits¬ punkt, als im Datenblatt angegeben, vorgenommen wird. Das hat 197 meist eine positive, jedoch noch vertretbare Verfälschung des ge¬ messenen Wertes zur Folge. Mit dem Gerät können nur pnp-Ge- oder npn-Si-Kleinleistungs- transistoren ausgemessen werden. Will man mit dem Prüfgerät auch pnp-Si- beziehungsweise npn-Ge-Typen messen, so müssen zwei wei¬ tere Transistorfassungen vorgesehen werden. Dabei wird die Basis über eine eigene Diode angeschlossen, wobei für npn-Ge ein Si-Typ und für pnp-Si eine Ge-Diode verwendet wird. Literatur [1] Petermann, B.: Vier einfache Meß- und Prüfgeräte mit Transistorbestückung/ 2. Transistorprüfer, Elektronisches Jahrbuch 1973, Seite 216 [2] Heddergott, A.: TltANSITEST - ein Universalmeßgerät/Transistorprüfgerät, ebenda, Seite 240 [3J Fischer, //. J Einführung in die Dioden- und Transistortechnik II. Bro¬ schürenreihe »electronica«, Berlin 1969, Band 82, Seite 35 Wir klären Begriffe BILD ABLENKIMPULS 198 Wolf gang Krumm Blinkgeber - Warnblinkanlage - Intervallschalter Durch häufigen Ausfall des Blinkgebers und unregelmäßiges Arbeiten des Intervallschalters hat sich der Autor mit diesen beiden Baugrup¬ pen befaßt und dabei in teilweise schon vorhandene Schaltungen Än¬ derungen eingefügt. Es wurden Basteltransistortypen verwendet, um einen kostensparenden Aufbau, aber bei Gewährleistung der Betriebs¬ sicherheit, zu erreichen. Der Grundbaustein ist austauschbar. Im Probebetrieb arbeiteten beide Bausteine zwei Tage lang unter voller Belastung, was im normalen Betrieb nicht vorkommt ( Trabant - Wischermotor, 6mal 21-W-Lampen bzw. je 3mal 21 W). In [1] wird ein elektronischer Blinkgeber in Verbindung mit einer Warnblinkanlage beschrieben, wobei der Geber im Moment des Ein- Kontr. Links 3x271V Links 3x21W rechts Kontr. Warnblink Kontr. Rechts Bild 2 . Stromlauf plan für die Anlage »Blinkgeber-Warnblinkgeber« 199 Schaltens der Zündung durchläuft. Die Transistoren erwärmen sich unnötig, beziehungsweise der Verbraucher ist nicht notwendig. Nach¬ teile bei einem Kurzschluß sollen nicht aufgeführt werden. Der Autor schlägt Relais vor, da Leistungstransistoren, wenn sie nicht voll durch¬ gesteuert werden, überlastet sind. Ein Ausfall der Blinkanlage ist nach der StVO nicht zulässig. Durch den Einsatz von zwei weiteren Dioden wird der Multivibrator erst mit dem Schalten des Blinkschalters 51 in Betrieb gesetzt. Da der Multi¬ vibrator für den Intervallschalter in gleicher Weise auf gebaut ist, ist ein Austausch bei Ausfall möglich; denn ohne Wischerautomatik geht es schon einmal. Kühlbleche benötigen nur die 10-A-Dioden, bei iso¬ lierter Montage auf dem Chassis. Bei Verwendung des Mültivibrators als Intervallschalter wird bei X das Potentiometer 500 kQ eingefügt. Durch die unterschiedlichen Anforderungen an Relais wurden ver¬ schiedene ausprobiert, wobei einmal 5 A geschaltet werden (Wischer) und einmal 21 A (Warnblink). Die Relais hatten 120 beziehungsweise 30 Q, was keinen Einfluß auf die Intervalle hatte. Auch Relais-Be¬ triebsspannungen von 4---14 V blieben ohne größeren Einfluß. Nur Intervall Normal Bild, 2 Siromlaufbahn für die Anlage » Scheibenwischer-Intervallschalter « Bild 3 Schaltung des Multivibrator-Impulsgebers, der in den Anlagen nach Bild 1 und Bild 2 verwendet wird 200 Bild, 4 a, b In einem Metallgehäuse befinden sich die elektronische Schaltung und die Relais. Links die Steckkontakte für den Anschluß der Schaltung die Betriebsdaten der Relais stimmten dann nicht mehr. Mit einem Vorwiderstand oder anderen Relais ist das zu ändern. Für den Inter¬ vallschalter wurde ein Tastenschalter benutzt, bei dem zwei Tasten wechselseitig rasten. Als Intervallzeiten ergaben sich für den Multi¬ vibrator Blinker/Warnblinker: 2 s 3 Leuchtzeiten, Wischer: maximale Pause 30 s. Im Interesse der Betriebssicherheit wurden alle Bauelemente grö¬ ßer als notwendig bemessen. Besonderheiten beim Aufbau sind nicht zu beachten. Literatur [1J Elsässer, M.: »Kfz-Baustein Elektronischer Blinkgeber«, FUNKAMATEUR, Heft 11/1971, Seite 539 bis 541 [2] »Die neue Bastlerschaltung« 1/1969, Kombinat VEB Halbleiterwerk Frank¬ furt/O. 201 Swend v. Simolin Thyristor- Zündanlage für Kraftfahrzeuge Der Vergleich von herkömmlichen mit elektronischen Zündanlagen fällt bei genauer Untersuchung stets zugunsten letzterer aus. Jedoch ist elektronische Zündung nicht gleich elektronischer Zündung. Zum Beispiel können zwischen Unterbrecher und Spule ein oder mehrere Transistoren als Schaltverstärker gesetzt werden. Damit erreicht man, daß der Unterbrecher nicht den gesamten Strom, sondern nur den Basisstrom des Transistors (der Transistoren) übernehmen muß. Der Schutz der Kollektor-Emitter-Sperrschicht vor der hohen Rückschlag¬ spannung erfordert jedoch einigen Aufwand. Ob er im Beispiel von G. Konietzko (FUNKAMATEUR, Heft 7/1971) gerechtfertigt ist, sei in Zweifel gestellt; denn der Effekt, daß 1. bei hoher Drehzahl durch ungenügende Sättigung der Zündspule und 2. durch absinkende Bat¬ teriespannung beim Kaltstart der Funken schwächer wird, läßt sich mit dieser Methode nicht beseitigen. Außer Punkt 6 »Verlängerung der Lebensdauer der Unterbrecherkontakte« sind die Vorteile der be¬ schriebenen Transistor-Zündanlage überhaupt nicht einzusehen. Punkt 1, »Zuverlässiges und stabiles Arbeiten der Zündanlagen im gesamten Drehzahlbereich«, ist eigentlich kein Vorteil einer solchen Anlage, sondern eine notwendige Voraussetzung. Eine andere Möglichkeit ist, keinen Transistor, sondern einen Thy¬ ristor zum Schalten zu benutzen. Da dieser steuerbare Halbleiter¬ gleichrichter sich durch hohe Sperr- und Blockierspannungen aus¬ zeichnet, ist man nicht auf die Bordspannung von 6 V oder 12 V an¬ gewiesen, sondern kann sich einer solchen von einigen 100 V bedienen. Es sind schon viele Schaltvorschläge gemacht worden [1], [2], [3], 202 jedoch ist dort jeweils die Art der Bereitstellung der Hochspannung nachteilig. Ein Gleichspannungswandlcr gibt eine Ausgangsspannung ab, die sowohl von der Primärspannung als auch von der Belastung (Drehzahl) stark abhängig ist. Wenn man dafür sorgt, daß unabhän¬ gig von Primärspannung und Drehzahl ein Kondensator immer gleich aufgeladen wird, so bedeutet das eine konstante Energie je Funken. E = C • U 2 203 Bei sinkender Spannung am Ladekondensator würde also die Ener¬ gie je Funken zum Quadrat abnehmen! Funktionsweise der Schaltung Das Prinzip der beschriebenen Schaltung (Bild 1) geht auf einen Vor¬ schlag in [4] zurück, jedoch sind die dort verwendeten Silizium-pnp- Planar-Epitaxie-Transistoren hoher Stromverstärkung im Handel nicht immer erhältlich. Ein einfacher Umbau auf Silizium-npn-Tran- sistoren aus der DDK-Produktion ist nicht möglich, so daß sich die Funktion der Schaltung auf ein anderes Prinzip stützt und dadurch die Verwendung handelsüblicher Bauelemente ermöglicht. Im Ruhe¬ zustand sind TI, T3, T4 gesperrt und T2 leitend. Beim Öffnen des Unterbrechers gelangt über Dl ein positiver Impuls an die Basis von TI und steuert diesen kurzzeitig durch. Der über Tri und R4 geöff¬ nete Transistor T2 wird gesperrt und damit T3 und T4 durchgesteuert. In dem Moment wird jedoch das Potential an i?4 fast Null, und T2 wird auch nach Abklingen des Eingangsimpulses nicht wieder leitend. Es fließt durch die Primärwicklung von Tri ein nach einer e-Funktion anwachsender Gleichstrom. Damit erhöht sich der Spannungsabfall über der Kollektor-Emitter-Strecke von T4, und das Potential an i?4 steigt, bis die Basis von T2 genügend positiv ist und T2 leitet. Durch das einsetzende Sperren von T4 wird das Potential an .R4 wieder ganz positiv. Es ist ein Rückkopplungsvorgang, der sich sehr schnell abspielt. Durch Einstellung an i?5, der später durch einen Festwiderstand ersetzt wird, kann man den Strom einstellen, bei dem abgeschaltet wird. In Tri ist jetzt eine Energie von LI 2 E =. ——— (L — primäre Induktivität von Tri) gespeichert, die im Abschaltmoment über D3 in den Ladekondensator (73 übergeht und damit die Energie für den nächsten ZündVorgang bereitstellt. Da L • I 2 _ C 3 • U 2 2 “ 2 ’ folgt das heißt, die Spannung an (73 ist proportional / prim und fast un¬ abhängig von der Primärspannung; diese beeinflußt lediglich die Ge¬ schwindigkeit des Stromanstiegs. Die Polung der Diode D4 ist so ge- 204 IcM\ /I / Uc bj h A t 3 1 1- b) 350V tr Kj h H / 6 t q. c) 0h ii h h f IkV - \ A - <0 i f [r t Bild 2 a - Kollektorstrom T4 als Funk¬ tion der Zeit: b - Kollektor-Emit¬ ter-Spannung T4 als Funkt ion der Zeit: c - Spannung am Ladekon¬ densator C3 als Funktion der Zeit: d - Spannung an der Funken¬ strecke als Funktion der Zeit. Bei ti, t 2 und t 3 : Öffnen des Unter- brecherkontaktes (Zilndvorgang) wählt, daß sie während des Stromanstiegs leitend ist, das heißt, nach dem Öffnen des Unterbrechers wird über R9, (72 und D4 der Thy¬ ristor angesteuert. Der Steuerstrom ist genügend groß, so daß Thl sicher gezündet wird. Die schon in C 3 gespeicherte Ladung fließt in Form eines kräftigen Stromstoßes in die Zündspule. D5 ist eine Frei¬ laufdiode, die das gegensinnige Aufladen von (73 verhindert und für ein restloses Übergehen der Kondensatorladung in die Zündspule sorgt. R5 wird so bemessen, daß sich eine Ladespannung an (73 von 350 V ergibt (mit Spitzenvoltmeter oder Oszillografen messen!). Das entspricht bei 6'3 = 1 fj.F einer Energie von 60 mWs je Funken. Die Hochspannung ist nun abhängig vom Elektrodenabstand und erzeugt in jedem Fall einen Überschlag. Ein Versuch ergab Funken bis zu 13 mm (!), bei größeren Abständen erfolgten Überschläge in der Zündspule. Bei oszillografischer Abbildung des Zündfunkens zeigte sich ein Verlauf nach Bild 2d: ein sehr steiler Spannungsanstieg bis zum Überschlag, dann Absinken bis auf die Brennspannung von etwa 1 kV. Die Brenndauer ist ein Maß für die Funkenenergie. Mit den herkömmlichen Spulen ( Wartburg , Trabant) konnten 200 p.s, mit Hochleistungsspulen 400 pts und mit einer selbstgefertigten Zündspule (primär: 40 Wdg., 1-mm-CuL, sekundär: 4000 Wdg., 0,22-mm-CuL, Zeilentrafokern) eine Dauer von 600 p.s gemessen werden. Das heißt, 205 die Zündanlage liefert so viel Energie, daß mit herkömmlichen Zünd¬ spulen nicht einmal die gesamte Menge übertragen werden kann. Sie noch weiter zu erhöhen scheint deshalb sinnlos. Die Messungen er¬ gaben eine völlig konstante Funkenenergie in einem Drehzahlbereich von 0 • 24 000 U/min (bei 14 V). Diese obere Grenze wird durch die Anstiegsgeschwindigkeit des Stromes gebildet und ist von der Bord¬ spannung abhängig. Vor allem bedingt durch i?l, der nur eine Kon¬ taktbelastung ist, fließt ein Ruhestrom von etwa 200 mA, der mit der Drehzahl bis zu 2 A ansteigt. Da const.. ist der Primärstrom nicht nur von der Drehzahl, sondern auch von der Primärspannung abhängig. Bild 2a bis 2c zeigen I c (T4), U CE (T4) und U C3 als Funktion der Zeit. Temperaturuntersuchungen er¬ gaben eine hinreichende Konstanz der Funkenenergie von — 30 bis + 50 °C, so daß auf eine Temperaturstabilisierung verzichtet wurde. Wenn man noch einen Schritt weitergehen will, kann auch auf den Unterbrecher verzichtet und dieser durch eine induktive oder opti¬ sche Aussteuerung ersetzt werden. i?l wird dazu entfernt. 3Iechanischer Aufbau Der mechanische Aufbau wurde sehr zusammengedrängt, um nicht ein unnötig großes Volumen zu beanspruchen (Bild 3 und Bild 4). Auf einem Aluminiumblech werden alle Bauteile montiert. T4 liegt mit dem Kollektor und der Thyristor mit der Anode an Masse, so daß beide Bauelemente ohne Isolierung montiert werden können. Auf der gedruckten Platine sind die Bauelemente stehend angeordnet. Die Verwendung von generell 0,25-W-Widerständen wurde wegen der grö- Bild 3 Ansicht der Zündanlage. Im Vordergrund Thyri¬ stor Thl, Transistor T4 und Ausflußklemmen Bild 4 A nsicht der Zündanlage. Blick auf die Leiterplatte ßeren mechanischen Stabilität gewählt, obgleich es elektrisch zum Teil nicht erforderlich ist. Ein großer Teil der Schaltung ist in gedruckter Verdrahtung aus¬ geführt, die an drei Punkten mit M2-Schrauben senkrecht vor dem Transformator Tri befestigt ist (Bild 5 und Bild C). Nicht auf der Platine sind die Bauelemente T4, D3, RS, CS, D5 und Thl. Bild 5 Leiterplatte Bild 6 Bestückung der Platine Über dem Transistor T4 sind die in der Kfz-Elektrik standardisier¬ ten Flachstrecker isoliert montiert, über die die Stromversorgung so¬ wie Eingang und Ausgang angeschlossen werden. Einbau und Erprobung Die Verbindung Unterbrecher-Zündspule wird gelöst und die Zünd¬ anlage dazwischengeschaltet. Die Stromversorgung kommt ebenfalls an die Zündanlage und Anschluß 15 der Spule an Masse, das ist alles. Der Einfachheit halber kann der Anschluß 15 der Zündspule auch an + U B verbleiben, ohne daß die Funktion beeinträchtigt wird. Dann kann der Plusanschluß der Schaltung gleich dort angeschlos¬ sen werden. Man kann durch Einbau eines 2poligen Umschalters im Störungsfall jederzeit wieder auf Normalzündung übergehen. Der am Unterbrecher angeklemmte Kondensator braucht nicht entfernt zu werden, da die Zeitkonstante ' r = C • RI = 0,1 ^F • 80 Q = 8 ps genügend klein ist. Beim ersten Einschalten empfiehlt sich der An¬ schluß eines Amperemeters, bei der Drehzahl Null (geschlossener Unterbrecher) dürfen höchstens 200 mA fließen. Zu beachten ist, daß die Schaltung nicht ohne angeschlossene Zündspule und Funken¬ strecke betrieben oder ausprobiert werden darf! 208 Literatur [1] VEB Kombinat Halbleiterwerk Frankfurt lOder: »Elektronische Schaltungen«, Thyristorzündung für Motoren [2] Faessler, R.: Eine Thyristor-Zündanlage für Kraftfahrzeuge, Elektronik, 1966, Heft 7 [3] Horbascliek, H.: Thyristor-Zündanlage für Kraftfahrzeuge, Funktechnik, 1969, Heft 21 [4] Everding, H.: Kondensatorzündung mit konstanter Ausgangsspannung, Elek¬ tronik, 1968, Heft 8 14 Schubert, Eljabu 76 209 Einfache Meß- und Prüfgeräte für den Amateur Ing. Dieter Müller Jeder Amateur, der sich mit der Elektronik im weitesten Sinne prak¬ tisch beschäftigt, braucht verschiedene Meß- und Prüfgeräte. Die wichtigsten davon kann man in vier Hauptgruppen einteilen: 1. Signalgeneratoren; 2. Signalindikatoren; 3. Geräte zur Messung von Daten von Bauelementen; 4. Stromversorgungsgeräte. Komplexgeräte, wie Kennlinienschreiber, Durchlaßkurvenschrei¬ ber, sind für den Amateur zu aufwendig und können daher in diesem Rahmen entfallen. Der vorliegende Beitrag behandelt nur relativ einfache Meßgeräte der ersten beiden Gruppen, die bei minimalem Materialaufwand einen maximalen Gebrauchswert und eine für den Amateur ausreichende Genauigkeit haben. Sie sind so konzipiert, daß sie von einem Elek¬ tronikamateur auf gebaut und abgeglichen werden können. Signalgeneratoren Signalgeneratoren werden benötigt, um selbstgebauten Geräten bei der Erprobung Wechselspannungssignale definierter Frequenz, Am¬ plitude und Kurvenform zuzuführen. Die Forderungen an Qualität und Genauigkeit dieser Parameter können datflei sehr unterschiedlich sein. M ultivibratoren Dereinfachste und in seinen Einsatzmöglichkeiten vielseitigste Signal¬ generator ist der Multivibrator. Eine Schaltungsmöglichkeit zeigt Bild 1 [1]. Der Multivibrator erzeugt Rechteckspannungen mit einer Grundfrequenz von etwa 1,5 kHz. Er kann zur Prüfung von NF-Ver¬ stärkern eingesetzt werden. Die Oberwellen der Impulsfrequenz rei- 210 Bild 1 Schaltung eines Multivibrators jür Prüf zwecke. Schwing fr equenz etwa 1600 Hz chen bis in den Bereich von mehreren MHz. Diese Oberwellen sind mit der Grundwelle (1,5 kHz) moduliert und eignen sich auch zur Prüfung des HF- beziehungsweise ZF-Verstärkers von Empfängern. Die Auskopplung des relativ kleinen HF-Signals erfolgt am besten über einen 2,2-nF-Kondensator am Kollektor des Transistors TI. Das verhältnismäßig große NF-Signal wird vorzugsweise über den als Spannungsteiler 10 : 1 ausgeführten Kollektorwiderstand von TI und übereinen 0,1-p.F-Kondensator entnommen. Bei einer stärkeren Be¬ lastung durch niederohmige Schaltungen kann damit das Aussetzen der Multivibratorschwingungen vermieden werden. Um einen mög¬ lichst großen Anteil an Oberwellen zu erhalten, wurden HF-Tran- sistoren (GF 105) eingesetzt. Die Schaltung arbeitet bereits bei einer Betriebsspannung von 1,5 V; bei etwa 3 V ist die Ausgangsspannung günstiger für den Einsatz im Amateurgebrauch. N F-Generatoren Während der Multivibrator bei der schnellen Überprüfung eines de¬ fekten Geräts und auch bei der ersten Inbetriebnahme eines Emp¬ fängers oder eines NF-Verstärkers gute Dienste leistet, wird für die Erprobung hochwertiger NF-Verstärker eine sinusförmige Signal¬ spannung mit möglichst veränderlicher Frequenz benötigt. RG-Generatoren ßC-Generatoren sind die verbreitetste Bauart unter den NF-Gene- ratoren. Sie haben als frequenzbestimmende Glieder Widerstands- Kondensator-Kombinationen. 14* 211 Bild 2 Schaltung eines einfachen RC- Phase nsch i eher (jene - rators, Schivingjrequenz etwa 1000 Hz Die einfachste Bauart verwendet eine Phasenschieberkette als fre- quenzabhängiges Rückkopplungsglied. Bild 2 zeigt die Schaltung eines solchen Generators ähnlich [2]. Er besteht aus einer Transistor-Z? (7- Emitter'stufe, von deren Kollektor vier hintereinandergeschaltete Z?(7-Glieder die Ausgangsspannung zur Basis zurückführen. Bei einer Emitterstufe sind Kollektorspannung und Basisspannung um 180° phasenverschoben. Um den Generator zum Schwingen anzuregen, muß das Ausgangssignal nochmals um 180° phasenverschoben werden, damit die Mitkopplungsbedingungen erreicht werden. Jedes Z?(7-Glied hat eine Grenzfrequenz, bei der der kapazitive Widerstand des Kon¬ densators gleich dem Wert des Widerstands ist. Bei dieser Frequenz fällt die Spannung auf den -fachen Wert, und es tritt eine Phasen- P Verschiebung um 45° ein. Schaltet man vier solcher Glieder hinter¬ einander, so verringert sich die Spannung um den Wert 1 1 1 11 pT p>~ pr pf 4' Die Phasendrehung beträgt dabei 4 - 45° = 180°. Für alle hö¬ heren Frequenzen sind die Spannungsverringerung und die Phasen¬ drehung kleine! 1 , für alle tieferen Frequenzen größer. Wird eine sol¬ che Kette zwischen Kollektor und Basis einer Emitterstufe geschal¬ tet, schwingt sie mit der Erequenz, für die die Phasendrehung 180° beträgt, sofern die Spannungsverstärkung mindestens den Betrag 4 aufweist. Die erzeugte Frequenz hängt zwar im wesentlichen von den Z?- und C- Werten ab, sie wird jedoch auch von den Transistordaten beeinflußt. Der Eingangswiderstand wird überschlägig durch Vergrößern des letzten Widerstands der Kette auf 2 kQ berücksichtigt. Die Schwing¬ frequenz der vorliegenden Schaltung beträgt etwa 1000 Hz. Um ein sicheres Anschwingen und eine möglichst verzerrungsarme Ausgangs¬ spannung zu erzielen, müssen der Stromverstärkungsfaktor (etwa 50) 212 Bild 3 Schaltung des ItC-Phasenschiebergenerators, ähnlich Bild 2, mit Auskoppelstufe und der Kollektorstrom innerhalb bestimmter Grenzen liegen. Die günstigsten Werte sind durch Probieren zu ermitteln, wobei die Aus¬ gangsspannung zweckmäßig durch eine oszillografische Beobachtung kontrolliert wird. Das gilt prinzipiell für alle Signalgeneratoren, wo¬ bei der Oszillograf, besonders bei der Kontrolle von NF-Generatoren, eine ganz einfache Ausführung sein kann. Der Generator darf maxi¬ mal mit einer Last, die einem Widerstand von 4 kQ entspricht, bei voll aufgedrehtem Potentiometer belastet werden; andernfalls besteht die Gefahr, daß die Schwingungen abreißen. Um Beeinflussungen durch angeschlossene Verbraucher zu vermeiden, ist es üblich, der Schwingungserzeugerstufe eine Auskoppel- oder Trennstufe nach- folgen zu lassen. Die Schaltung eines Phasenschiebergenerators mit nachfolgender Trennstufe ähnlich [3] zeigt Bild 3. Das Signal wird vom Schleifer des als Kollektorwiderstand eingesetzten Potentiometers abgenom¬ men und einer Emitterstufe (T2) zugeführt. Der Basisspannungsteiler von T2 ist so einzustellen, daß die Kollektorspannung etwa 2,5 V beträgt. Die maximal entnehmbare Ausgangsspannung liegt dann knapp über U efi = 1 V. Wird das Potentiometer zu weit aufgedreht , so erhält man am Ausgang von T2 eine Rechteckspannung. Es ist auch möglich, daß die Schwingungen aussetzen. Vorteilhaft ist bei dieser im Generatorteil dem Bild 2 gleichenden Schaltung, daß die Betriebsspannung von nur 4,5 V den Einsatz einer Flachbatterie ge¬ stattet. RC-Generatoren mit Wienschem Spannungsteiler Die Schaltung eines einfachen RC- Generators mit Wienschem Span¬ nungsteiler zeigt Bild 4. Sie besteht aus zwei Emitterstufen, wobei 213 vom Ausgang der 2. Stufe auf den Eingang der 1. Stufe über ein RC- Netzxverk, den JFi’enschen Spannungsteiler, zurückgekoppelt wird. Dieser Spannungsteiler (/t*9(73 + R 10(72) hat verschiedene Eigen¬ schaften. Bei der Grenzfrequenz, bei der der kapazitive Widerstand des Kondensators (C2, (73) gleich dem Widerstandswert von Ä9 be¬ ziehungsweise Ä10 ist, hat die Ausgangsspannung des Teilers (über Ä10) die gleiche Phasenlage wie die Eingangsspannung (an Ä9). Sie weist außerdem einen Maximalwert, nämlich 1/3 der Eingangsspan¬ nung auf. Bei allen anderen Frequenzen ist die Ausgangsspannung kleiner und nicht in Phase mit der Eingangsspannung. Wegen der im Ä(7-Glied nicht entstehenden Phasendrehung ist bei dieser Schaltung stets eine zweite (Emitter-) Stufe erforderlich, die eine Phasendrehung um 180° bewirkt. Wird der Ausgang dieser Stufe über den Manschen Spannungsteiler mit dem Eingang der ersten Stufe verbunden, so schwingt die Schaltung mit einer Frequenz, die annähernd durch ln 2 RC gegeben ist. Abweichungen davon ergeben sich durch den Einfluß der Transistordaten, insbesondere durch den Eingangswiderstand von TI. Wie bei allen Schwingschaltungen soll die Verstärkung nicht größer sein, als zum Anregen der Schwingungen erforderlich ist, andernfalls entstehen unerwünschte Verzerrungen der Ausgangsspannung. In der Schaltung nach Bild 4 wird die notwendige Verstärkung durch eine einstellbare Gegenkopplung (R 3) erreicht. Ä3 ist so einzustellen, daß die Schaltung gerade schwingt. Die Gegenkopplung bewirkt weiter 214 Bild 5 Festfrequenzgenerator für die Frequenzen 10t) Hz, 300 11z, 1000 Hz, 300011z und 10000 Ilz, mit Wienschem Spannungsteiler eine Vergrößerung des Eingangswiderstands von TI, wodurch die Verstimmung des Teilers verringert wird. Die Trennstufe ist eine Emitterstufe, ähnlich wie in Bild 3. Sollen andere Frequenzen als 3000 Hz nach der Schaltung in Bild 4 erzeugt werden, so sind folgende Werte für C 2 beziehungsweise C 3 einzusetzen: / (72, (73 100 Hz 0,33 |xF 300 Hz 0,1 (xF 1000 Hz 33 nF 3000 Hz 10 nF 10000 Hz 3,3 nF Die Schaltung in Bild 4, zu einem Festfrequenzgenerator für die 5 obenstehenden Frequenzen erweitert, zeigt Bild 5. RG-Generator mit Wien-Brücke Einen ÄC-Generator, ähnlich dem in [2] beschriebenen, zeigt Bild 6. Die grobe Frequenzeinstellung erfolgt mit umschaltbaren Konden¬ satoren, die Feinabstimmung mit einem Tandempotentiometer mit 215 logarithmischer Kennlinie. Der Transistor T2 arbeitet in Kollektor¬ schaltung, so daß trotz der drei Stufen die Phasengleichheit von Ein¬ gangs- und Ausgangsspannung gewährleistet ist. Die letzte Stufe ist mit einem Leistungstransistor bestückt, was eine wirkungsvolle Gegenkopplung vom Kollektor von T3 zum Emitter von TI gestattet. Mit Hilfe dieser Gegenkopplung wird die Verstärkung so weit ver- 216 ringert, daß Verzerrungen vermieden werden. Zum Zeitpunkt des Einschaltens hat der Heißleiter einen relativ hohen Widerstand (Kalt¬ widerstand). Die Gegenkopplung ist damit schwach und die Verstär¬ kung verhältnismäßig groß. Der Generator schwingt sicher an. Durch die (zunächst noch verzerrte) NF-Spannung fließt im Gegenkopp¬ lungszweig Strom. Der Heißleiter erwärmt sich. Sein Widerstands¬ wert verringert sich, und die Gegenkopplung wird stärker. Der Ver¬ stärkungsgrad wird herabgesetzt, und es stellt sich ein Zustand ein, bei dem der Generator sicher schwingt und eine saubere, sinus¬ förmige Ausgangsspannung erzeugt. Der Gegenkopplungszweig und der Mitkopplungszweig über dem Wrenschen Teiler bilden eine Brückenschaltung, die sogenannte Wien- Brücke, von der der Generator auch seinen Namen hat. In der Brük- kendiagonalen befindet sich der Eingang des 1. Transistors mit dem Basis- und dem Emitteranschluß. Zur Aufrechterhaltung der Schwin¬ gungen muß dabei die Mitkopplung gegenüber der Gegenkopplung stets etwas überwiegen, was durch den entsprechend dimensionierten Heißleiter im Gegenkopplungszweig gewährleistet wird. Von Nach¬ teil ist bei dieser Schaltung die relativ hohe Betriebsspannung und der damit verbundene hohe Energiebedarf, der den ökonomischen Einsatz von Batterien aussphließt. LC -Generatoren Ähnlich wie im Hochfrequenzbereich lassen sich auch im NF-Gebiet Generatorenaufbauen,die-Zy(7-Schwingkreisealsfrequenzbestimmendes Element enthalten. Wegen der niedrigen Frequenzen sind relativ hohe Induktivitäten und Kapazitäten erforderlich. Zur kontinuierlichen Frequenzänderung werden im HF-Bereich vorwiegend Drehkonden¬ satoren eingesetzt. Für das NF-Gebiet erforderliche Kapazitäten er¬ gäben unvertretbar große Drehkondensatoren. NF-LG-Generatoren sind daher meist nur für eine oder mehrere Festfrequenzen aus- gelegt. Bild 7 zeigt die Schaltung eines in Anlehnung an [7] auf gebauten LG-Generators für 6 Festfrequenzen. Die Oszillatörstufe (TI) arbeitet in Kollektorschaltung. (Der Vorfahre dieser Oszillatorschaltung aus der Röhrentechnik war unter der Bezeichnung .FGO-Schaltung be¬ kannt.) Wegen der Phasengleichheit von Emitter- und Basisspan¬ nung sind zur Schwingungserzeugung keine phasendrehenden Glieder erforderlich. Der Emitter liegt über einem gleichzeitig mit der Fre¬ quenz umschaltbaren Gegenkopplungswiderstand am (Mittel-) Abgriff des Transformators Tri, die Basis durch den Spannungsteilerwider¬ stand am heißen Ende der Primärwicklung. Ein Stromanstieg durch den Transistor und somit durch die halbe Primärwicklung führt 217 auch zu einem Spannungsanstieg am basisseitigen Ende der Primär¬ wicklung. Damit steigen der Basisstrom und der Kollektor- be¬ ziehungsweise der Emitterstrom an. Die Bedingungen der Mitkopp¬ lung sind dadurch erfüllt. Schwingkreisinduktivitäten für den NF-Bereich sind nicht handels¬ üblich. So wurde für das Musfergerät ein Ausgangsübertrager K21 vom Sternchen eingesetzt. Die beiden hintereinandergeschalteten Pri¬ märwicklungshälften bilden die Schwingkreisinduktivität, die nie¬ derohmige Lautsprecherwicklung, die Auskoppelspule. Die an ihr zur Verfügung stehende NF-Spannung ist demzufolge klein. Sie muß in der nachfolgenden Trennstufe verstärkt werden. Die Ausgangsspan¬ nung liegt beim Einsatz eines Trennstufentransistors mit einem B- Wert von etwa 50 bei U elf = 0,5-1 V je nach Frequenz und kann direkt oder über Spannungsteiler 10: 1 beziehungsweise 100: 1 ab- genommen werden. Die Werte der Emitterwiderstände müssen experimentell ermittelt werden, wobei sich für höhere Frequenzen auch höhere Widerstände ergeben. Die höchste erzielbare Frequenz ist durch die Induktivität und die Wicklungskapazität des Übertragers gegeben, ohne Zuschal¬ tung einer äußeren Kapazität. An Stelle des K21 können, bei ge¬ änderten Werten für die Emitterwiderstände und die Kapazitäten, 218 auch der K31 beziehungsweise K41 eingesetzt werden. Ebenso kön¬ nen auch die Treiberübertrager K20, K30 und K40 eingesetzt wer¬ den. Beide hintereinandergeschalteten Sekundärwicklungen bilden die Schwingkreisinduktivität und die hochohmige Primärwicklung die Auskoppelspule, an der eine relativ hohe NF-Spannung zur Verfügung steht. Mit ihr kann eine Trennstufe in Kollektorschaltung, die den Übertrager nur wenig belastet, ausgesteuert werden. Bild 8 zeigt einen entsprechenden Schaltungsvorschlag. H F-Generatoren Der Abgleich des Hochfrequenzteils und besonders des ZF -Teiles eines Empfängers erfolgt mit Hilfe eines Generators, dem ein hochfrequen¬ tes Prüfsignal definierter Frequenz entnommen werden kann. Bei den in Frage kommenden Frequenzen, die über 100 kHz liegen, werden durchweg Z,(7-Schwingkreise als frequenzbestimmende Glieder ein¬ gesetzt. HF-Generator für den Frequenzbereich 200-- 800 kHz Die Schaltung eines HF-Generators für einen Frequenzbereich von 200--800kHz ähnlich [4] zeigt Bild 9. Der Oszillatortransistor TI schwingt wie bei dem Generator nach Bild 7 in Kollektorschaltung. Die Schwingkreisspule hat Abgriffe für den Emitter und die Basis 219 Bild V Erhaltung eines einfachen Prüfgenerators für den Frequenzbereich 200 bis 800 kHz des Schwingtransistors, um den Kreis nicht zu beeinflussen. Die Schwingkreisinduktivität beträgt bei einem 330-pF-Drehkondensator etwa 2 mH. Die entsprechende Gesamtwindungszahl muß mit dem verwendeten Spulenkörper und dem Abgleichkern experimentell er¬ mittelt werden. Als Richtwerte können die in [4] angegebenen Win¬ dungszahlen von 6, 12 und 190 Wdg. dienen, die allerdings für einen HF-Kern nach sowjetischen Normen gelten. Eine ebenfalls in Kollektorschaltung betriebene Trennstufe führt das Signal über ein Potentiometer dem Spannungsteiler 1 : 10 be¬ ziehungsweise 1 : 100 zu. Der Oszillator erzeugt eine unmodulierte HF-Spannung. Beim Empfängerabgleich bedeutet aber ein modu¬ liertes Prüfsignal eine spürbare Erleichterung. Über ein RG-Glied kann der Basis des Oszillatortransistors TI eine NF-Spannung zu¬ geführt werden, durch die das HF-Signal amplitudenmoduliert wird. Als NF-Generator können die zum Beispiel in Bild 3, Bild 5 oder Bild 7 angegebenen Schaltungen benutzt werden. Der HF-Generator ist vorwiegend zum Abgleich von AM-ZF-Ver¬ stärkern (455 kHz) geeignet. Der Frequenzbereich reicht bis weit in den Mittelwellenbereich (800 kHz) und erfaßt das Ende des Lang¬ wellenbereichs (200 kHz) mit Sicherheit. Wie bei allen Eigenbaume߬ geräten ist bei Festlegung der Bereiche, bei der Skalenbeschriftung usw. ein Vergleichsgerät zum Einmessen erforderlich. Prüfgenerator für den Frequenzbereich 100 kHz bis 20 MHz Die Schaltung eines Prüfgenerators mit 5 umschaltbaren Bereichen, die das Gebiet von 100 kHz bjs 20 MHz überstreichen, zeigt Bild 10. Der Oszillator T3 schwingt in induktiver Dreipunktschaltung. Die zur Schwingungserregung erforderliche Phasendrehung der Kollek- 220 Bild 10 Schaltung eines amplitudenmodulierten Prüfgenerators für den Frequenz¬ bereich 100 kHz bis 20 MHz torspannung erfolgt durch die jeweils eingeschaltete Schwingkreis¬ induktivität, deren Anzapfung HF-mäßig geerdet ist. Zwischen obe¬ rem (Kollektor-) und unterem (Basis-) Spulenanschluß besteht daher eine Phasendrehung von 180°. Die HF-Spannung wird über (74 der Basis der Modulations- und Auskoppelstufe TI zugeführt. Die IVlodu- lationsspannung erzeugt der ebenfalls in induktiver Dreipunktschal¬ tung im Bereich 400- -1000 Hz schwingende Transistor T2. Über die Wicklung I des NF-Übertragers Tri wird die NF-Spannung an den Emitter von T2 gekoppelt. Am Kollektor von TI steht die modulierte HF-Spannung zur Verfügung. Über (715 wird diese dem 1:10/1: 100- Spannungsteiler zugeführt. Mittels R\ kann die HF-Spannung fein einstellbar entnommen werden. Bei der beschriebenen Schwingschaltung ist der Drehkondensator mit keinem seiner Beläge geerdet. Zweckmäßig ist eine Ausführung, bei der Stator und Rotor gegen Masse isoliert sind. Andernfalls muß der Drehkondensator isoliert aufgebaut und mit einer isolierten Ver¬ längerungsachse versehen werden. Das Gehäuse wird dann mit der Basis des Transistors (G8) verbunden. Für die verschiedenen Fre¬ quenzbereiche ergeben sich die in der nachfolgenden Tabelle auf¬ geführten Induktivitäten. Die für die entsprechend |.‘{| für sowjetische Spulenkerne gültigen Windungszahlen sind der Vollständigkeit hal¬ ber mitaufgeführt, haben aber nur informatorischen Wert, da die 221 Windungszahlen entsprechend dem verwendeten Kern unter Zuhilfe¬ nahme zum Beispiel eines Dipmeters ermittelt werden müssen. Bereich (MHz) Induktivität Windungs¬ Anzapfung bei CI zahlen des bei Wdg. = 500 pF sowjetischen Geräts 0,1- •0,3 £1 5 mH 570 150 0,3. • •0,9 £2 600 [xH 390 57 0,9- •■2,7 £3 70 (xH 120 36 2,7- • 9.0 £4 8 [xH 19,5 4,5 9,0- ■ ■20 £5 0,6 [xH 9 3 Beim Einsatz eines Drehkondensators vom Stern 110 beziehungs¬ weise Stern 111 (1170 pF), der unter anderem wegen seiner Kleinheit sehr geeignet erscheint, ergeben sich etwas größere Induktivitäts¬ werte : L\ etwa 7 mH, L2 etwa 800 p.H, L3 etwa 100 ;xH, L4 etwa 10 jxH, L5 etwa 0,8 ;xH. Als Modulationsübertrager Tri eignet sich jeder Treibertransforma¬ tor eines Taschenempfängers ( K20 , K30, K40). Im Emitterzweig von TI liegt dann die Primärwicklung, während beide Sekundärwicklungs¬ hälften die Schwingkreisinduktivität bilden. Mit R9 wird eine mög¬ lichst sinusförmige Modulationsspannung eingestellt. Gegebenenfalls ist R 9 durch einen Einstellregler von 100 kQ zu ersetzen. Die Spannungsteilerwiderstände i?ll und ÜT2 (T3) sind bei Be¬ darf so zu ändern, daß der Oszillator über den gesamten Frequenz¬ bereich stabil schwingt. Der Kollektorstrom von TI hängt vom Wicklungswiderstand von Tri ab. R5 ist gegebenenfalls so zu ändern, daß die Spannung zwischen Kollektor und Emitter von TI etwa 2,0 V beträgt. Bliebe noch zu erwähnen, daß HF-Generatoren in ein gut geschirm¬ tes Gehäuse einzubauen sind, um Störstrahlungen zu vermeiden. Signal Indikatoren Während die Signalgeneratoren dazu dienen, selbstgebauten Geräten an geeigneten Punkten der Schaltung ein Signal zuzuführen, sollen die Indikatoren das Vorhandensein eines Signals an bestimmten Punk¬ ten feststellen. Angestrebt wird auch hierbei eine möglichst genaue Ermittlung der Amplitude, Frequenz und Kurvenform. In den mei¬ sten Anwendungsfällen des Amateurs genügen jedoch schon Nähe¬ rungsmessungen. 222 V iel jachmesser Moderne Vielfachmesser, mit Halbleitergleichrichtern für Wechsel¬ spannungsmessungen bestückt, eignen sich zur Messung von NF- Spannungen mit Frequenzen bis etwa 5 kHz. Mit einem Vorschalt¬ kondensator (kein Elektrolytkondensator!) von einigen Mikrofarad versehen, kann ein Vielfachmesser bei der Erprobung von NF-Ver¬ stärkern im mittleren und unteren NF-Bereich gute Dienste leisten. Signalver folg er Der einfachste Signalverfolger für den NF-Bereich ist der Kopfhörer. Mit einem Vorschaltkondensator von etwa 1 (jlF versehen, lassen sich mit ihm NF-Spannungen in relativ niederohmigen Transistorverstär¬ kern zum Beispiel im Bereich von einigen 10 mV bis zu einigen Volt feststellen. Die Eigenschaften des menschlichen Ohres gestatten die¬ sen relativ weiten Amplitudenbereich sowie eine grobe Abschätzung von Frequenz und Verzerrungen. Schaltet man dem Kopfhörer einen NF-Verstärker vor, der die Empfindlichkeit und den Eingangswiderstand vergrößert, so erhält man einen einfachen Signalverfolger. Bild 12 zeigt eine entsprechende Schaltung nach [5] beziehungsweise [3|. Ein NF-Signal wird dem Verstärker über C 2 und R2 zugeführt, in drei Stufen verstärkt und im Kopfhörer in ein akustisches Signal verwandelt. Ein ebenfalls an den Verstärkerausgang angeschlossenes einfaches Diodenvoltmeter, bestehend aus D2, einem Mikroamperemeter und einem durch Ver¬ such zu ermittelnden Vorwiderstand, erlaubt bei unveränderter Ein- Bild 11 Schaltung eines Signalverfolgers für NF und A M-modulierte HF, mit akustischer Anzeige durch TelefonJiiirer und mit. optischer Anzeige durch Meßwerk 223 ZOOpSäTOV RS Stellung von R2 eine genauere Abschätzung der Spannungsverhält¬ nisse. Über den HF-Eingang ((71) können bei geschlossenem Schalter Sl auch amplitudenmodulierte HF-Spannungen geprüft werden. Das HF-Signal wird durch Dl demoduliert. Das dabei gewonnene NF- Signal wird durch das Siebglied R 1-C3 von den Resten derHF-Span- nung befreit und wie andere NF-Spannungen weiterverarbeitet. Die Eingangswiderstände sowohl für HF als auch für NF sind relativ niederohmig, woraus sich die Einsatzmöglichkeiten des Signalverfol¬ gers vorwiegend für Transistorschaltungen ergeben. Signalverfolger mit Endstufe Die Anzeige eines akustischen Signals durch Kopfhörer ist keine elegante Lösung. Einen Signalverfolger mit Leistungsendstufe für Lautsprecherbetrieb kann man durch einige Erweiterungen aus nahe¬ zu jedem für Transistorempfänger geeigneten NF-Teil kleinerer bis mittlerer Leistung gewinnen. Bild 12 zeigt die Schaltung eines solchen Geräts, als dessen Ausgangsbasis der in [6] beschriebene Verstärker verwendet wurde. Seine Empfindlichkeit reicht aus, um NF-Span¬ nungen von mehreren Millivolt an hörbar zu machen. Der NF-Ein- gang niederohmig führt daher direkt über (712, *S'l und R 21 zum Ver¬ stärker. Eine stark gegengekoppelte Stufe (T5), die einen Eingangs¬ widerstand von fast 50 kQ und eine etwa zehnfache Spannungsver¬ stärkung hat, ist dem Verstärker vorgeschaltet. Mit dem zusätzlichen Vorwiderstand (R 13) versehen, führt sie zu einem hochohmigen NF- Eingang (^200kQ). Die durch Dl gewonnene NF-Spannung (bei HF-Betrieb) wird ebenfalls über die zusätzliche Stufe geführt. Die dadurch vergrößerte Empfindlichkeit bei HF-Betrieb gestattet den Nachweis sehr kleiner modulierter HF-Spannungen, wie sie zum Bei¬ spiel in Empfängereingangsstufen vorhanden sind. Der Anschluß des Anzeigemeßwerks zwischen beiden Enden des Ausgangsübertragers gestattet eine besonders einfache Variante des Dioden Voltmeters, die auf Grund der an diesen Punkten herrschenden relativ hohen NF- Spannungen auch eine gute Linearität ergibt. Diodenvoltmeter Wie schon in den Schaltungen Bild 11 und Bild 12 angedeutet und auch von Vielfachmessern her bekannt ist, können mit empfindlichen Drehspulmeßwerken f^lOOpA in Verbindung mit entsprechenden Gleichrichter- (Dioden-) Schaltungen Wechselspannungen gemessen werden. Da keine Verstärkung erfolgt, können nur Signale von etwa 15 Schubert, Eljabu 76 225 0,5 V an aufwärts angezeigt werden. Bild 13 zeigt einige einfache Grundschaltungen, wie sie in Diodenvoltmetern verwendet werden. Bild 13a und Bild 13c enthalten Einwegschaltungen, die den arith¬ metischen Mittelwert anzeigen [7|. Bild L3d bis 13f zeigt Schal¬ tungen für die Spitzenwertanzeige, wie sie besonders zu HF-Messun- gen und in Tastköpfen von Köhrenvoltmetern benutzt werden. Un¬ abhängig davon können die Instrumenteskalen nach entsprechender Umrechnung, die allerdings nur für Sinusspannungen gilt, in Effektiv¬ werten geeicht werden. Die Tabelle enthält die wichtigsten Eigen¬ schaften der Schaltungen nach Bild 13. Auffallend ist, daß die den Netzgleichrichterschaltungen ähnlichen Varianten nach Bild 13a und 13d, die eine Quelle mit galvanischer Verbindung beider Pole benöti¬ gen, folglich nicht kapazitiv angekoppelt werden können, für Me߬ zwecke wenig geeignet sind. Die Schaltung nach Bild 13c ist eine Vereinfachung der in Bild 13b, bei der die Vorschaltdiode Dl des Meßwerks weggelassen wurde, wodurch sich eine geringfügige Ver¬ schlechterung der Empfindlichkeit und Linearität ergibt. Bei den Schaltungen, die den Spitzenwert anzeigen (Bild 13 d bis 13 f), wird der Kondensator C annähernd bis zum Spitzen wert der Meßspannung aufgeladen. Bei der Schaltung nach Bild 13d und 13f erfolgt die Entladung über R v und das Meßwerk, bei der nach Bild 13e die Ladung. Die Parallelkondensatoren C v schließen die Restwechsel¬ spannung kurz. Die Zeitkonstante r = C • R v muß bei allen den Spitzen wert anzeigenden Schaltungen groß sein gegenüber dem Kehr¬ wert der niedrigsten zu messenden Frequenzen (mindestens lOfach). Transistorvoltmeter Um die Empfindlichkeit von Meßwerken zu erhöhen und somit die Belastung des Meßobjekts zu verringern, kann man dem Meßwerk Bild 13 Gr und Schaltungen für Meßgleichrichter bzw. Diodenvoltmeter , nähere An¬ gaben sind aus der Tabelle zu entnehmen 226 Anzeige | arithmetischer Mittelwert | | Spitzenwert 15* 227 einen Verstärker vorschalten. Solche Meßgeräte sind unter dem Na¬ men Röhrenvoltmeter und im Zeitalter der Halbleitertechnik als Tran¬ sistorvoltmeter bekannt. In gewisser Beziehung ist der Signalverfolger mit Anzeigeinstrument schon ein nicht geeichtes Transistorvoltmeter. Die Schaltung eines Transistorvoltmeters, das sich für Gleichspan - nungs- und NF-Messungen von 15 Hz bis über 25 kHz eignet, ent¬ sprechend einem Schaltungsbeispiel in [3], zeigt Bild 14. Zwei Sili¬ ziumtransistoren mit möglichst genau übereinstimmenden B-Werten bilden mit den Widerständen R 15 und i?16 eine Brückenschaltung, in deren Diagonal zweig sich ein Mikroamperemeter befindet. Mit Hilfe der Drehwiderstände /?19 und /?14 (einmalig bei kurzgeschlossenen Basisanschlüssen von TI und T2 und Mittelstellung von i?14 und /?19 im normalen Betrieb) wird zu Beginn jeder Messung der Zeiger auf den Nullpunkt eingestellt. Bei der Messung von Gleichspannungen steht der Schalter S2 in Stellung » = «. Die zu messende negative Spannung wird über den durch *3< EaAsP-Diode Bild 1 Mechanischer Aufbau des optoelektronischen Kopplers 231 Koppler standen GaAsP-Lumineszenzdioden des Typs VQA 11 (VEB Werk für Fernseltelektronik) und CQY 26 ( Intermetall ) sowie der Foto¬ transistor KP 101 (TESLA) zur Verfügung. In der Tabelle werden die wichtigsten Daten dieser drei Bauelemente angegeben. Kenn- und Grenzwerte der Bauelemente VQA 11, CQY26 und KP 101 VQA 11 CQY 20 Durchlaßstrom 20 in A 50 niA Durchlaßspannung 1,8 V 1,7 V ( < 2 V) Sperrspannung 4 V 3 V Spitzencmissionswcllenlängc 650 um - 670 nm 650 lim Spektrale Halb wert breite 30 nm 25 nm Leuchtdichte 1000 asb Lichtstärke 2 med ( > 0,8 med) Max. Kollektor-Emitter-Spannung Kollektorverlustleistung bei T\j 40 °C Max. Dunkelstrom bei Uce = 30 V Kollektorstrom bei (J ^e 6 V und E = 3200 Ix KP 101 32 V 50 mW 100 nA > 1 in A Der mechanische Aufbau der untersuchten Koppler entspricht Bild 1. Ein etwa 20 mm langer schwarzer Plaststab mit einem Durch¬ messer von 8 mm hat an dem einen Ende eine Bohrung mit dem Durchmesser des Fototransistors und an der anderen Seite eine Boh¬ rung zur Aufnahme der Lumineszenzdiode. Der Plastkörper bestand bei den verwendeten Mustern aus Vinidur. In die beiden Bohrungen wurden der Lichtsender und der Lichtempfänger straff eingepaßt. Dabei betrug der Abstand zwischen den beiden Bauelementen etwa 2 mm. Es ist günstig, mehrere Exemplare für beide Bauelemente zu erproben, da die Sender- beziehungsweise die Empfängerelemente nicht zwangsläufig zentrisch zu dem äußeren Umfang der entspre¬ chenden Bauelemente liegen müssen. Die Auswahl der möglichst gut zueinander passenden Bauelemente nimmt man zweckmäßigerweise im Zusammenhang mit der Ermittlung der Übertragungskennlinie vor. Zur Aufnahme der Übertragungskennlinie wird der Flußstrom durch die Lumineszenzdiode verändert. Gleichzeitig ermittelt man zu dem jeweiligen Flußstrom den sich dann einstellenden Kollektor¬ strom durch den Fototransistor. Die Spannung zwischen dem Kol¬ lektor und dem Emitter des Fototransistors muß dabei konstant sein. Das Ergebnis dieser Messungen sind dann Übertragungskennlinien (Bild 2). Die Kennlinien zeigen, daß der Kollektorstrom des Foto¬ transistors innerhalb eines weiten Strombereichs nahezu linear mit 232 CQY26/KP101 Jiild 2 Übertragungskennliuien der beschriebenen Koppler dem zunehmenden Flußstrom durch den Lichtsender ansteigt. Gegen¬ über industriellen optoelektronischen Kopplern fällt der geringe Über¬ tragungsfaktor auf, der das Verhältnis von Ausgangsstrom zu Ein¬ gangsstrom des Kopplers angibt. Der geringe Übertragungsfaktor ist dadurch bedingt, daß die benutzten Lumineszenzdioden ihr Strah¬ lungsmaximum nicht bei A = 900 nm, sondern im sichtbaren Bereich bei einer Wellenlänge von etwa A = 650 nm haben. In Bild 3 zeigt die Kennlinie I den Verlauf der relativen spektralen Emission der GaAsP-Lumineszenzdiode GQY 26 (die Kennlinie des Typs VQA 11 hat einen ähnlichen Verlauf) in Abhängigkeit von der Lichtwellen¬ länge. Kennlinie II zeigt die relative spektrale Empfindlichkeit des benutzten Fototransistors KP 101. Man erkennt, daß der Koppler- 233 Bild 3 Relative spektrale Emission der Diode CQY 36 in Abhängigkeit von der Wellenlänge (I) und relative Empfindlichkeit des Fototransistors KP 101 in Abhängigkeit von der Wellenlänge (11) Bild 4 Verwendete Meßschaltung zur Bestimmung der Schaltzeiten des optoelektronischen Kopplers Wirkungsgrad wesentlich besser wäre, wenn Lumineszenzdioden als Sender verwendet würden, deren Emissionsmaximum bei X = 900 nm liegt. Die erreichten Übertragungsfaktoren sind aber für viele An¬ wendungen ausreichend, zumal dem Fototransistor zumeist ein Ver¬ stärker nachgeschaltet ist. Neben dem Übertragungsfaktor sind noch die Schaltzeiten des Kopplerausgangssignals interessant. Die Messung dieser Zeiten er¬ folgt oszillografisch entsprechend der Meßschaltung in Bild 4. Die Lumineszenzdiode wird dabei von einem rechteckförmigen Strom durchflossen. Das Kopplerausgangssignal nimmt man am Emitter des in Kollektorschaltung betriebenen Fototransistors ab. Das Me߬ ergebnis zeigt die Oszillogrammaufnähme in Bild 5. Aus diesem Bild können Anstiegs- beziehungsweise Abfallzeiten von etwa 20 p.s ent¬ nommen werden. Diese recht langen Zeiten haben ihre Ursache darin, daß die Kollektor-Basis-Kapazität von Fototransistoren meist rela¬ tiv groß ist, weil auch die Basisfläche groß sein muß, um eine gute Empfindlichkeit zu sichern. Die Kollektor-Basis-Kapazität bewirkt aber eine Wechselspannungsgegenkopplung im Fototransistor. Oft 234 Bild 5 Oszillogramme zu Bild 4: •ben - Strom durch die Lumineszenzdiode; unten - Spannung wer lauf über B^; Maßstab: oben. - 30 m AI Baxter ein heit und unten - 50 m VI Baster¬ einheit und 20 psl Baster¬ einheit in x-Bichtung ist die Basis des Fototransistors nicht herausgeführt, so daß der Gegenkopplungsstrom vollständig in die Basis des Transistors fließt. Dadurch verschlechtert sich das Frequenzverhalten wesentlich. Eine Verbesserung bringen, wenn auch mit verringerter Empfindlichkeit, Siliziumfotodioden; Germaniumfotodioden sind weniger geeignet, da deren Empfindlichkeitsmaximum bei einer Wellenlänge von etwa X = 1400 nm liegt, so daß der Übertragungsfaktor sehr klein werden würde. Außerdem haben diese Dioden oft erhebliche Dunkelströme. Nach den allgemeinen Angaben zu selbsthergestellten optoelektro¬ nischen Kopplern sollen einige Anwendungsbeispiele beschrieben wer¬ den. Wie bereits angedeutet, dienen optoelektronische Koppler zur Übertragung elektrischer Signale. Es sind dabei hauptsächlich zwei Signalarten zu unterscheiden. Bei den ersten handelt es sich um digi¬ tale Signale. Am Ausgang des Kopplers muß dann nur ausgewertet werden, ob der Fototransistor leitend oder gesperrt ist. An die Linea¬ rität des Kopplers werden bei dieser Anwendung keine Ansprüche ge¬ stellt. Wesentlich ist aber oftmals, daß der Koppler eine der gestellten Aufgabe angepaßte Bandbreite hat, damit die Impulse möglichst formgetreu und ohne Flankenverschleifung übertragen werden. Unter Umständen muß dem optoelektronischen Koppler eine geeignete Triggerschaltung zur Impulsregenerierung folgen. Bei der zweiten wichtigen Anwendung überträgt der Koppler ana¬ loge Signale. Dabei wird vor allem eine möglichst verzerrungsfreie Übertragung gefordert. Deshalb muß die Übertragungskennlinie be¬ sonders linear sein. Zur Einstellung des günstigsten Arbeitspunktes betreibt man den Strahlungssender mit einem Vorstrom, dem dann das zu übertragende Signal überlagert ist. Mit dem Vorstrom wird gleichzeitig der Arbeitspunkt des Fototransistors eingestellt. Die 235 obere Grenzfrequonz einer solchen Übertragungsstrecke wird be¬ stimmt von den dynamischen Eigenschaften des verwendeten Kopp¬ lers. Es sind mit den beschriebenen Kopplern Bandbreiten von etwa 50 kHz zu erreichen. BildO zeigt eine einfache Anordnung, mit der NF-Signale opto¬ elektronisch ausgekoppelt werden können. Die Schaltung eignet sich für Allstromempfänger (z.B. FS-Geräte), bei denen die NF-Spannung ausgekoppelt und einem Magnetbandgerät zugeleitet werden soll. Als Treiber für die Lumineszenzdiode dient eine aus dem Feldeffekttran¬ sistor TI und dem pnp-Transistor T2 aufgebaute Folgerstufe. Diese setzt die am Gate von TI liegende Eingangswechselspannung in ent¬ sprechende Schwankungen des Stromes durch die Lumineszenzdiode um. Mit den Widerständen RI und R2 wurde das Gate-Ruhepotential auf 7,5 V eingestellt. Die Signalquelle wird nur wenig belastet, weil der Teiler aus R\ und R2 hochohmig ausgelegt werden konnte. Die Lumineszenzdiode liegt im Kollektorkreis von T2, dessen Kollektor¬ strom 17 mA betrug. Für den Arbeitspunkt des Transistors T4 sind sowohl der Widerstand R5 als auch der durch den Vorstrom der Diode Dl fließende Kollektorstrom des Fototransistors T3 bestimmend. Bei dem Musteraufbau konnte an T4 eine Kollektor-Emitter-Spannung von 4 V gemessen werden. Die Verstärkung der gesamten Schaltung vom Eingang K bis zum Ausgang A betrug bei einer Frequenz von 1 kHz 1,5. Die maximale Eingangsspannung dürfte 1 V betragen, ohne daß die Koppelschaltung übersteuert wurde. Besonders vorteilhaft ist bei dieser Schaltung, daß der Fototran¬ sistor nicht in normaler Emitter- oder Kollektorschaltung betrieben wird. Die obere Grenzfrequenz bei diesen Betriebsarten würde näm¬ lich stark von der Kollektor-Basis-Kapazität des Fototransistors be¬ einflußt. In der vorliegenden Schaltung sorgt die Gegenkopplung mit Bild 0 Optoelektronischer Koppler zur Übertragung von NF-Signalen 236 Bild 7 Frequenzgang der Schaltung nach Bild 6 Bild S Übertragung digitaler Signale mit einem optoelektronischen Koppler dem Widerstand R5 dafür, daß das Wechsel Spannungssignal am Kol¬ lektor von T3 klein ist. Über der Kollektor-Basis-Kapazität liegt dann auch nur eine geringe Wechselspannung, so daß die Gegenkopp¬ lung der hohen Signalfrequenzen g'eringer ist. Dadurch verbessert sich das Frequenz verhalten der Koppelschaltung beachtlich. Bild 7 zeigt den gemessenen Frequenzgang der Schaltung- Zur Übertragung digitaler Signale kann die in Bild 8 angegebene Schaltung verwendet werden. Der Transistor T2 und das TTL-Gatter Gl arbeiten in üblicher Weise als Stromtrigger. Solange der Licht¬ sender Dl nicht so erregt ist, sperrt der Fototransistor TI. Über RI kann ein so großer Strom in die Basis von T2 fließen, daß dieser leitet. Der Eingang des Gatters liegt dadurch auf L-Potential, und der Aus¬ gang der Koppelschaltung führt H-Pegel. Fließt nun durch die Lumi¬ neszenzdiode ein Strom, so übernimmt der Fototransistor mit zu¬ nehmender Lichtstärke den in die Basis von T2 fließenden Strom. Schließlich ist T2 nicht mehr im Sättigungsgebiet, so daß seine Kol¬ lektorspannung in positiver Richtung ansteigt. Erreicht die Span¬ nung am Kollektor von T2 die Umschaltspannung des TTL-Gatters (etwa 1,5 V), so schaltet dieses an seinem Ausgang von H- auf L- Pegel um. Der Widerstand R 2 bewirkt dabei eine positive Rück- 237 Bild 9 Optoelektronischer Koppler als Potentialtrenner in Thyristor¬ zündkreisen kopplung, so daß der Trigger schnell in seine zweite Lage umschal¬ tet. Dadurch, daß die dem Fototransistor folgende Schaltung Kipp¬ eigenschaften auf weist, muß der Strom durch die Lumineszenzdiode nicht rechteckförmig sein. Ein weiteres Anwendungsgebiet f ür optoelektronische Koppler zeigt die Schaltung in Bild 9. Hier dient der Koppler als Potentialtrenn¬ glied zwischen der Ansteuerelektronik und einem am Wechselspan¬ nungsnetz liegenden Thyristor. Der sonst für solche Aufgaben not¬ wendige Übertrager kann entfallen. Solange die Lumineszenzdiode stromlos ist, sperren die Transistoren TI und T2 . Dadurch kann in das Gate des Thyristors kein Zündstrom fließen, und Thl sperrt bei beiden Halbwellen der Netzwechselspannung. Durch den Lastwider¬ stand R h fließt kein Strom. Das ändert sich in dem Moment, in dem die Lumineszenzdiode strahlt. Die Darlington -Kombination aus dem Fototransistor TI und T2 leitet dann. Über D3, und die Kollektor- Emitter-StrecUe von T2 fließt ein ausreichender Zündstrom in das Gate des Thyristors. Je nach der zeitlichen Lage des Stromflußeinsatz¬ punktes durch Dl in bezug auf die an der Anode von Thl liegenden positiven Halbwelle ergibt sich eine entsprechende Stromflußdauer des Thyristors. Diode D3 sorgt dafür, daß nur die positive Netzspan¬ nungshalbwelle der Darlington -Kombination zugeleitet wird. Die Z- Diode schützt TI und T2 vor unzulässig hoher Kollektorspannung, die dann entstehen würde, wenn man Dl ausschaltete. Den maximalen Zündstrom begrenzt der Widerstand Äl. Literatur [1] Informationsblatt Lumineszenzdioden, VEB Werk für Fernsehelektronik, Berlin [2] Datenblatt CQY 26, Intermetall-Halbleiterwerk der Deutsche ITT Industries «mbH [3] Übersichtskatalog Halbleiter-Bauelemente 1974 der Firma TESLA 238 Joachim Liebold Stereo-NF-Verstärker Die Schaltung entspricht dem NF-Verstärker des Rundfunkempfän¬ gers RCX 1002. Die technischen Daten und die Schaltung wurden in der Zeitschrift FUNKAMATEUR, Nr. 8/1970, und in der Zeitschrift radio fernsehen elektronik, Nr. 1/1970, veröffentlicht. 1. Vorverstärker Der Vorverstärker besteht aus 3 Stufen, die mit Si-Miniplasttran- sistoren bestückt sind. Für die erste Stufe ist ein rauscharmer Tran¬ sistor SC 207 vorzusehen. Die gewählte Schaltung garantiert einen hochohmigen Eingangswiderstand, so daß sich ein Kristalltonabneh¬ mer direkt anschließen läßt. Danach folgt der Lautstärkeregler mit Anzapfungen für eine gehörrichtige Lautstärkeregelung. Nach der 2. Stufe ist das Klangregelnetzwerk angeordnet. Gegenüber der Schal¬ tung im FUNKAMATEUR wurden die Kondensatoren 10 nF und 0,1 [J.F vertauscht angeschlossen, da die Regelung der tiefen Fre¬ quenzen einen Lautstärkerückgang mit sich brachte. Die Balance¬ regelung ermöglicht die fast vollständige Sperrung des rechten oder linken Kanals. 2. Endverstärker Alle Stufen des Endverstärkers sind gleichstrommäßig gekoppelt. Da¬ mit wird eine tiefe untere Grenzfrequenz möglich. Transistor T4 ar¬ beitet in Kollektorschaltung. Die Transistoren T(5 und T7 sind die Treiber- und die Phasenumkehrstufe für die Endtransistoren. T6 und T7 bilden ein Komplementärpärchen (T6 - SF 123, T7 - GC 301). Mit dem Einstellregler 250 Q wird der Ruhestrom der Endtransistoren von etwa 25 mA eingestellt. Der Verstärkungs- und der Gegenkoppel¬ grad wird mit den 100-kQ-Einstellreglern auf 17 dB festgelegt. 239 25130V Siebelko 3. Netzteil Das Netzteil ist ungeregelt. Die Gleichrichtung erfolgt in Graetz- schaltung. Die pulsierende Gleichspannung wird mit einem großen Elektrolytkondensator (5000 p.F) geglättet. Der Netztransformator muß eine Spannung von 20 V bei 1,5-• -2 A abgeben können. Durch den Ladeelektrolytkondensator steigt die Spannung auf etwa 28 V an. In die Netzzuleitung wurde eine kleine Entstördrossel geschaltet. Der AM-Empfang mit einem REMA-TUNER 830 wurde damit ver¬ bessert. Der Primärstromkreis ist mit einer Feinsicherung 0,5 A (flink) abgesichert. Der Einbau einer Feinsicherung auf der Sekundär¬ seite ist nicht sinnvoll, da die Reaktionsgeschwindigkeit einer solchen Sicherung zu langsam ist, um die Endtransistoren wirkungsvoll zu schützen. Fansicherung = 500mA ■w F nt stördrossel Tr. = Transformator/ZO^, 7,5 A) - (M7A ; FI 80/0-2; LL W/25) Bild, 3 Stromlauf plan für das Netzteil des Stereoverstärkers 16 Schubert, Eljabu 76 241 4. Bereichs wähl Der verwendete Wahlschalter hat eine Taste mit Netzschalter und 3 abhängig wirkende Tasten. Wird keine Taste gedrückt, so ist der Tuner an den Verstärker geschaltet. Bei Drücken der PL-Taste liegt der Plattenspieler und bei Drücken der TB-Taste das Magnetband¬ gerät am Verstärkereingang. Die Taste B dient zur Mono-Stereo- Umschaltung, wenn zum Beispiel von einem Stereoplattenspieler auf ein Mono-Magnetbandgerät überspielt werden soll. Alle Leitungen von den Diodenbuchsen zum Wahlschalter wurden mit abgeschirmten Kabeln ausgeführt. Über die TB-Diodenbuchse kann immer das vom Verstärker wiedergegebene Signal zur Aufnahme an ein Magnetbandgerät gegeben werden. Die Buchse Sondereingang wirkt unabhängig vom Wahlschalter und kann zum Ein- oder Aus¬ spielen von NF-Signalen verwendet werden. 5. Aufbau der Leiterplatten Alle Leiterplatten haben die gleichen Abmessungen: 130 mm x 50 mm. An den vier Ecken wurden 3,1-mm-Löcher zur Befestigung vorge- 242 sehen. Bild 5 zeigt die Leiterplatte für die Vorverstärker, Bild 6 die Leiterplatte für die Endverstärker. Auf der Bestückungsseite sind die entsprechenden Punkte für Eingang, Ausgang und die Potentio¬ meter für Lautstärke, Höhen- und Tiefenregelung sowie Balance eingezeichnet. 16* 243 LZ a HE T a Balance Ladeelko 5000 /jF- Die verwendeten Abkürzungen sind: L E L* L a L 1a 1*2 A h e , t e H 8 ,T s H a ,T a Lautstärke¬ regler Höhen- und Tiefenregler Eingang Schleifer Ausgang 1. Abgriff vom Ausgang her 2. Abgriff' vom Ausgang her Eingang Schleifer Ausgang Die Koppel- und Überbrückungskondensatoren wurden mit ihrem Schaltsymbol eingezeichnet. Die zugehörigen Werte sind aus dem Schaltbild zu entnehmen. Der Emitterkondensator von T5 wird durch zwei 50-g.F-Kondensatoren realisiert, um Platz zu sparen. 6. Verwendete Bauelemente und Inbetriebnahme Für den Netztrafo wird kein entsprechender Typ angegeben. Viel¬ leicht besteht für den einen oder anderen die Möglichkeit zum Kauf eines in Industriegeräten eingesetzten Trafos mit entsprechenden Kennwerten (20 V, 1,5 A). Soll der Trafo selbst gewickelt werden, kommen folgende Kerntypen in Frage: M 74; EI 84/22; LL 48/25. An die Vorstufentransistoren werden keine besonderen Anforderungen gestellt. Andere Typen wie SF 131, 2 SC 641 oder Miniplasttransisto¬ ren können verwendet werden. Bei starkem Rauschen müssen sie eventuell ausgetauscht werden. Durch die gleichstrommäßige Kopplung aller Stufen im End¬ verstärker empfiehlt es sich, nur die angegebenen Typen zu verwen¬ den. So lassen sich Instabilitäten des Arbeitspunktes auf ein Minimum verringern. Die Endtransistoren sollen der gleichen Stromverstär¬ kungsgruppe angehören oder ein P a Pärchen sein. Die Transistoren GC SOI und SF 123 müssen der gleichen Stromverstärkungsgruppe angehören. Für die Endtransistoren können auch Transistoren aus der Serie GD 240 verwendet werden; eine höhere Ausgangsleistung läßt sich aber nicht erreichen. Sie haben den Vorteil eines kleineren Wärme¬ widerstands, und damit benötigen sie einen kleinen Kühlkörper. Um die Endtransistoren nicht zu zerstören, darf am Ausgang niemals ein Kurzschluß entstehen. Leerlauf schadet den Transistoren nicht. Fast alle Widerstände haben eine Belastbarkeit von 0,125 W. Die Widerstände 0,5 Q im Emitterkreis sind Sonderanfertigungen. Sie lassen sich aus Widerstandsdraht selbst hersteilen. Alle Kondensato¬ ren haben eine Spannungsbelastbarkeit von 20-**30 V. Jeder End- 245 Bild 6a Leiterplatte für einen Endvenlärkerkanal (130 mmx 50 mm) Bild Ob Bestückung spinn für die Leiterplatte nach Bild tia 246 transistor ist auf einem Kühlkörper vom Autoempfänger STERN- TRANSIT montiert. Vor der ersten Inbetriebnahme empfiehlt es sich, den Schaltungs¬ aufbau auf Kurzschlüsse und Fehlverdrahtung zu untersuchen. Die Einstellregler 250 Q werden auf kleinsten Wert eingestellt. Zum Schutz der Endtransistoren vor Fehl Verdrahtung wird folgende Prü¬ fung empfohlen: Die Basisanschlüsse der Endtransistoren sind abzulöten. An den Widerständen 220 Q (0,25 W) darf nur eine Spannung von kleiner als 0,1 V gemessen werden. Liegt eine höhere Spannung an, so ist der Schaltungsaufbau nochmals auf Fehl Verdrahtung beziehungsweise auf defekte Bauelemente zu untersuchen. Die Prüfung erfolgt bei einer Spannung von 28 V. Anschließend wird mit den 250-Q-Einstellreglern der Ruhestrom der Endtransistoren auf etwa 25 mA eingestellt. Die Verstärkung des Endverstärkers soll bei 17 dB liegen (17 dB ^ 7,lfacher Spannungsverstärkung). Man legt dazu an den Eingang des Endverstärkers eine Wechselspannung von 0,5 V, / = 1 kHz, mit den 100-Q-Einstellreglern wird am Ausgang eine Spannung von 3,05 V eingestellt. 7. Aufbau des Verstärkers Bild 7 zeigt die Vorderansicht des Verstärkers. Rechts neben dem Lautstärkeregler ( L ) befinden sich 2 Lautsprecherbuchsen für Stereo¬ kopfhörer. Durch wechselseitiges Anstecken des Kopfhörers können die Lautsprecherboxen abgeschaltet werden. Die drei Lämpchen neben dem Balanceregler ( B ) dienen zur Netz¬ kontrolle und zur Stereo-Mono-Anzeige. Die Abmessungen sind 360 mm x 270 mm x 80 mm, sie entsprechen Bild 7 Ansicht des Stereo-NF-Verstärkers 247 Bild V Rückansicht des Stereo-NF- Verstärkers den Abmessungen des HSV 900 beziehungsweise REMA-TUNER 830. Über den Kühlkörpern wurden zwei Lüftungslöcher sowie eines an der Rückseite zur Wärmeableitung in das Gehäuse gesägt. Bei längerem Betrieb unter Vollaussteuerung entwickelt sich eine große Wärmemenge, die abgeführt werden muß. Bild 8 zeigt die Draufsicht auf das Chassis. Links unten befindet sich der Wahlschalter, darüber der Netztrafo und der Ladeelektrolytkondensator 5000 [xF. Links oben befinden sich die Kühlkörper. Neben den Kühlkörpern erkennt man die Diodenbuchsen und die Lautsprecherbuchsen zum Anschluß 248 Bild 10 Anordnung der Bedienelemente des Stereo-NF-Verstärkers der Lautsprecher. Rechts neben dem Ladeelektrolytkondensator fol¬ gen zusammenmontiert beide Endverstärker. Daneben sind die Laut- sprecherelektrolytkondensatoren und die Siebelektrolytkondensatoren der Vorstufen auf einem Aluminiumwinkel, isoliert voneinander, auf¬ geschraubt. Unter den Elektrolytkondensatoren verlaufen die ab- geschirmten Kabel von den Diodenbuchsen zum Wahlschalter. Ganz rechts sind die Vorverstärker auf dem Chassis angebracht. Unten rechts sind die Lautsprecherbuchsen für die Stereo-Kopfhörer und die Potentiometer für Lautstärke, Höhen- ( H ), Tiefen ( T ) und Balance¬ regelung angeordnet. Bild 9 zeigt die Rückansicht des Chassis. Zu erkennen sind die Lautsprecherbuchsen, die Diodenbuchsen und die Kühlkörper. In Bild 10 erkennt man links den Wahlschalter und nach rechts folgend die Anzeigelämpchen, die Potentiometer und die Lautsprecherbuchsen für Stereo-Kopfhörer. 8. Zusammenfassung Es wurde ein leistungsfähiger Stereo-NF-Verstärker mit einer Aus¬ gangsleistung von 2x8 W bei k ^ 1 % beschrieben. In dieser Schal¬ tung wurden nur DDR-Bauelemente verwendet. Das kommt der Materialbeschaffung entgegen. Der Aufbau ist in bezug auf Brummen, Rauschen und Abgleich unkritisch. Der Verstärker wurde schon mehrfach nachgebaut und funktionierte jedesmal auf Anhieb. Zum Abgleich genügen ein Viel¬ fachmeßgerät und ein Tongenerator mit / = 1 kHz. 249 Helmut Kötjler - DM 2 GGD t Jouckim Schwarz Ein elektronischer Temperaturspion Um eine ausreichende Stabilität zu erreichen, ist es bei vielen elek¬ tronischen Schaltungen erforderlich, eine Temperaturkompensation vorzusehen. Eine exakte Berechnung ist wegen der Parameterstreuung einzelner Bauelemente kaum möglich, so daß in jedem Fall Messungen durchgeführt werden müssen. Die bei Elektronikamateuren beliebte Methode, mit Heißluftdusche und Thermometer den Temperaturgang zu messen, ist stark fehler¬ behaftet. So wurde bei der Ermittlung der Temperaturdrift eines Oszillators festgestellt: • Die Wärmekapazität des Thermometers unterscheidet sich so we¬ sentlich von der der Bauelemente, daß Meßfehler von mehreren Grad Celsius selbst bei langsamer Erwärmung nicht zu vermeiden sind. • Durch lokale Wärmequellen innerhalb der Schaltung (Transistoren, Widerstände) entsteht eine erhebliche Temperatur Verteilung, die mit dem Thermometer nicht erfaßt werden kann. • Im eingebauten Zustand entstehen, bedingt durch fehlende Wärme¬ ableitung, andere Temperaturverhältnisse, die wegen der schlech¬ ten Zugänglichkeit (passiver Thermostat) nicht gemessen werden konnten. So ergab sich die Aufgabe, mit Mitteln des Elektronikamateurs ein Meßgerät aufzubauen, das im Innern von Geräten, Baugruppen oder größeren Bauelementen während des Betriebs an einer beliebigen Stelle die Temperatur genau mißt. Meßfühler Als Meßfühler eignen sich thermoelektrische Wandler, die sich da¬ durch auszeichnen, daß irgendeine elektrische Größe Y Funktion der Temperatur ist, Y = f(T) (Y = U;I;R;L;C;f; ...). 250 Weiterhin soll der Meßfühler die Anforderungen erfüllen: - geringe Wärmekapazität; - kleines Volumen; - große Änderung der elektrischen Größe bei Temperaturänderung; - möglichst geringe Eigenerwärmung; - möglichst lineares Verhalten im geforderten Meßbereich. Eine Übersicht über einige thermoelektrische W andler enthält die Tabelle. Bezeichnung Arbeitsweise Funktion Thermoelement aktiv v Th = a-(t 2 - r,) Drahtwiderstand passiv f‘*Th /bll + n _ SVZJS Stabilität zu erreichen, ist es günstig, Messingblech mit einer Stärke 0,6*-l mm zu verwenden. Nach Herstellen und Bestücken der Platine erfolgt die Befestigung der Trennwände, und die Gehäuseplatten werden angelötet. Die obere und die untere Deckplatte werden erst nach einwandfreier Funktion des Geräts befestigt. Am einfachsten ist es, sie anzulöten. Es genügen einige Lötpunkte. (Man muß ja damit rechnen, daß das Gehäuse doch noch einmal geöffnet wird.) Beim Einsetzen der Transistoren ist zu beachten: - Zuerst die 1-nF-Scheibenkondensatoren direkt auf die Trennwand in der Nähe des Transistors löten. - Die Emitter so nahe wie möglich am Kondensator anlöten. - Basis und Kollektor an die Stützpunkte der Leiterplatte löten. - Beim Einlöten der Transistoren den Lötkolben vom Netz trennen, da geringe Fehlströme zur Zerstörung der Transistoren führen können. - Für gute Isolation zwischen den Transistoranschlüssen und der Trennwand ist zu sorgen. Für den Ein- und Ausgang werden VHF-Parallelbuchsen verwen¬ det, die man nach der erforderlichen Zuarbeit (Abfeilen) mit einem geeigneten Klebstoff (Epasol-Kontakt, Cenusil) befestigt. Will man auf ein Adapterkabel am Ausgang verzichten, so ist an Stelle der Ausgangsbuchse ein Stück Bandleitung mit entsprechendem Stecker zu verwenden. 3. Messungen Die erste Messung nach dem Zusammenbau (d.h., die Deckel sind noch nicht befestigt) erfolgt zur Kontrolle der Arbeitspunkte. Die an den Emittern angegebenen Spannungen haben das Gehäuse ( + ) als Bezugspotential und sind mit der Spannung Uq e identisch. Die Kol¬ lektorströme ergeben sich dann zu: T Uq — U CE /c = “ ä. " U B — Betriebsspannung; Uq Fi - Kollektor-Emitter-Spannung; R Fi - Emitterwiderstand. 256 Bild 3 Bestückungsplan für die Leiterplatte nach Bild 2 4. Abgleich Wurde beim Aufbau mit der notwendigen Sorgfalt vorgegangen, so ist ein Abgleich direkt am Fernsehgerät möglich. Es werden mehrmals alle Trimmer nachgeglichen, bis sich keine Verbesserung des Abgleichs mehr ergibt. Steht ein Trimmer auf minimaler beziehungsweise maxi¬ maler Kapazität, so sind die Schwingkreisdaten entsprechend zu än¬ dern, zum Beispiel durch Parallelschalten zusätzlicher Kapazitäten oder Veränderung der Spulen (oftmals reicht Verbiegen der Spulen). Eine Anpassungsverbesserung kann man mit einem um die An- 258 w : “4 ^ 4 - 6 — 30 , unten 170 Trennwand 7 unten oben 2 Stück Deckplatten Teil 7und 8 Bild G Maßskizze für Deckplatten und Trennwände; oben - linke und rechte Beiten¬ platte; unten - kleine Trennwände für innen; große Trennwand für innen 17* 259 fcennenzuleitung gewickelten Stück Stanniol und Verschieben des¬ selben erreichen. Eine etwas umständliche, jedoch genauere Methode des Abgleichs ist das punktweise Aufnehmen der Verstärkung mit einem HF-Gene- rator und einem Röhrenvoltmeter. Einerseits kann man eine maxi¬ male Verstärkung mit geringer Bandbreite und andererseits eine etwas größere Bandbreite mit verringerter Verstärkung einstellen. Zusammenfassung 1. Der beschriebene Verstärker erreicht in bezug auf Verstärkung und Selektion die vorgegebenen Werte. Die Messung der Intermodulations¬ dämpfung, des Stehwellenverhältnisses und des Rauschfaktors war nicht möglich, so daß man sich auf die Angaben in [1] verlassen muß. 2. Der Fernsehempfang läßt sich (je nach Antenne) mit dem Ver¬ stärker merklich verbessern. 3. Der dreistufige Verstärker dürfte hinsichtlich seiner Werte kaum noch zu überbieten sein. Er neigt bei entsprechender Abstimmung ( V ^ 60 dB) zum Schwingen. 4. Der Verstärker kann für Gemeinschaftsantennen eingesetzt werden. Bauteile für den Antennenverstärker RI, R5, R8 1,2 kß R2 1,5 kß RS 6,2 kß R 4, R7 1,8 kß Ä6 2,2 kß R9 6,8 kß (bzw. 620 ß) Cl 20 pF C2, C6, CS, C 13, C17 4—20 pF CS, CA, CIO, CH, C16 1 nF C5, Cll, C15 2,2 nF (Durchführungskondensator) C7 2 pF C9 22 pF CI2 8 pF C18 2,2 nF JA, £5, Tj8 2 Wdg., Mittelanzapfung Ij2, JA 2 Wdg. LS 3,5 Wdg. £6 2 Wdg., Anzapfung 1 U Wdg. von Masse L7 3 Wdg. Spulendurchmesser 7 mm, 1,3-mm-CuAg Literatur [1] Jüngling, Horst: Einsatz der Transistoren SF 245 im Antennenverstärker, radiofernsehenelektronik 19 (1970), Heft 21, Seite 714 260 Wilfried Kröger Bau eines transistorisierten Universalmeßgeräts 1. Einleitung Schon vielfach wurden in der Fachliteratur transistorisierte Meßgeräte beschrieben. Größtenteils waren das mit MOSFETs oder Silizium¬ transistoren bestückte Spannungsmesser, die gegenüber herkömm¬ lichen Vielfachmeßgeräten den Vorteil eines hohen Eingangswider¬ stands hatten. Das ist ein sehr wesentlicher Vorteil. Es ist jedoch mög¬ lich, auf der Grundlage dieser Meßanordnung ein weitaus vielseitigeres Meßgerät zu schaffen, das vielen Anforderungen entgegenkommt, die ein Funkamateur an sein Meßgerät stellt, ohne daß der Aufwand da¬ bei besonders hoch wird. Ein solches Gerät, das Spannungsmessungen auch im NF- und HF-Gebiet, Strommessungen in den Größenord¬ nungen von Mikroampere bis Ampere, Widerstandsmessungen sowie Reststrom- und Stromverstärkungsmessungen von pnp- und npn- Transistoren, darunter auch von Leistungstransistoren, gestattet, soll beschrieben werden. 2. Allgemeine Überlegungen zum Bau eines 31eßgeväts Da es oft nicht einfach ist, ein empfindliches Meßwerk (z.B. 100 p,A) mit großer, übersichtlicher Skale zu bekommen, will man ein solches Instrument möglichst vielseitig ausnutzen. Ein Vielfachmeßgerät stellt deshalb eine günstigere Lösung dar als etwa getrennte Volt¬ meter, Ohmmeter, Transistorprüfgerät usw. In der Praxis des Funkamateurs ist nicht die Genauigkeit der Mes¬ sung immer das entscheidende Kriterium, soweit die Toleranz eine bestimmte Grenze nicht überschreitet. In erster Linie verlangt man vom Meßgerät, daß es möglichst rückwirkungsfrei arbeitet. Das heißt, es wird ein hoher Eingangswiderstand bei Spannungsmessungen und ein geringer Spannungsabfall bei Strommessungen verlangt. Beim Bau eines Meßgeräts sollte man auch berücksichtigen, daß 261 keine Lücken in den Meßbereichen entstehen. Solche »Schönheits¬ fehler« findet man auch bei manchen hochwertigen Vielfachmessern aus der industriellen Produktion. Sie führen dazu, daß bei einigen Messungen das Prinzip, möglichst das erste Drittel der Skale nicht zu nutzen, durchbrochen wird. Zu einem Meßgerät mit hohem Gebrauchswert gehört auch, daß durch besondere Schaltungsmaßnahmen .Fehlmessungen vermieden werden, wie sie beim Übergang von Strom- auf Spannungsmessungen oft Vorkommen. Außerdem sollten auch erhebliche Überlastungen das Gerät möglichst nicht zerstören. Ein Transistorprüfgerät ist für den Funkamateur fast unentbehr¬ lich. Deshalb sollte es gleich mit dem Vielfachmesser vereinigt sein. Dabei kann man bei Verzicht auf einige Feinheiten, wie Reststrom¬ kompensation und Messen bei konstantem Kollektorstrom, erreichen, daß die Gesamtschaltung einfacher wird und sich außerdem durch eine einfache Bedienung die Zeit zum Messen eines Transistors wesent¬ lich verkürzt. Auch ein Ohmmeter wird für viele Arbeiten benötigt. Im folgenden wird gezeigt, wie man mit einer sonst nicht üblichen Ohmmeterschal¬ tung die Gleichspannungsskale verwenden kann. Gegenüber der sonst gebrauch liehen Schaltung, die eine logarithmische Skaleneinteilung verlangt, ergeben sich nach oben hiermit viel größere Ablesegenauig¬ keiten. Die Meßbereiche lassen sich bis zu etwa einem Zwanzigsteides Eingangswiderstands der Voltmeterschaltung ausdehnen. Bei der Konzeption eines Meßgeräts spielt auch die Stromversor¬ gung eine wichtige Rolle. Die Stromversorgung aus Batterien ist die einfachste Variante und hat den Vorteil der Netzunabhängigkeit. Wird das Gerät aber oft und für langandauernde Messungen benutzt, so muß man zu häufig die Batterien wechseln. Bei der Entwicklung elektronischer Geräte geht man daher immer mehr dazu über, Netz- und Batteriebetrieb zu kombinieren. Sehr vorteilhaft ist, gasdichte NC-Sammler mit dem Netzteil zu puffern. 3. Aufbau und Wirkungsweise der einzelnen Baugruppen 3.1 . Schaltung zur Spannungs- und Strommessung Die Schaltung eines Transistorvoltmeters mit den MOSFETs SM 103 beziehungsweise SM 104 ist nicht neu. Die Feldeffekttransistoren wirken in erster Linie als Impedanzwandler. Die Gesamtschaltung ist als Brückenschaltung ausgebildet, in deren Mittelzweig ein empfind¬ liches Meßwerk eingeschaltet ist. Da beide Transistoren auf Tempe¬ raturänderungen gleich reagieren, liegt eine Temperaturstabilisierung vor. Der Nullpunkt wird mit dem Potentiometer PI eingestellt. Ge- 262 Bild 1 Schaltung des MeßiierstMrkers mit Übe rSpannung ssch ut.z langt über den Spannungsteiler eine Spannung an das Gate von TI, so verringert sich dessen Sourcestrom, und die Brücke kommt aus dem Gleichgewicht. Die Sourcewiderstände müssen so gewählt und RI so eingestellt werden, daß bei 0,5 V am Gate von TI das Instru¬ ment voll ausschlägt. Die antiparallel geschalteten Siliziumdioden am Gate bewirken zu¬ sammen mit dem Vorwiderstand R v eine Spannungsbegrenzung bei 0,7 V, die auch das Instrument vor Überlastung schützt. Es sind nur reststromarme Dioden zu verwenden (/ 0 < 3 nA), da sie den Ein¬ gangswiderstand bestimmen. Die Abblockkondensatoren halten HF- Spannungen von der Meßschaltung fern. Das Messen von HF- und NF-Spannungen enthält als hauptsäch¬ liches Problem die nichtlineare Abhängigkeit der vom Tastkopf ge¬ lieferten Gleichspannung von der Meßgröße. Man muß entweder für jeden Bereich eine getrennte Skale anfertigen oder bei Benutzung eines Wechselspannungsbereichs Spannungsteiler vor den Tastkopf setzen. In der Praxis ergibt es sich wohl als rationellste Lösung, die kleinsten Bereiche mit einer getrennten Skale zu versehen und bei den übrigen die Gleichspannungsskale als Näherung zu verwenden. Für höhere Wechselspannungen als 15 V ist ein Spannungsteiler im Verhältnis 100 : 1 vorzuschalten. So kann man ohne Gefährdung der Gleichrichterdioden Messungen bis zu U e{i = 1500 V durchführen. Die Schaltungen für den HF- beziehungsweise NF-Tastkopf können zum Beispiel von herkömmlichen Röhrenvoltmetern (wie das URV2) übernommen werden. Die Meßbereichserweiterungen bei der Strommessung werden kaum Schwierigkeiten machen. Man muß darauf achten, daß die Parallel¬ widerstände eine genügend große Verlustleistung haben, um auch kurzzeitigen Überlastungen standzuhalten. 263 3.2. Ohmmeter Dem Ohmmeter liegt folgendes Prinzip zugrunde: An den Prüfling wird das Voltmeter angeschlossen, das einen viel höheren Eingangs¬ widerstand hat als der zu messende Widerstand. Danach wird ein Strom festgelegter Größe durch den zu messenden Widerstand ge¬ leitet. Ist der Spannungsabfall gering, so wird der Strom schrittweise erhöht, bis der Zeigerausschlag genügend groß ist. Die Ströme sind so abgestuft, daß das Ergebnis direkt in Q oder kQ abgelesen werden kann. Die Schaltung der Konstantstromquelle zeigt Bild 2. Der Strom durch R x errechnet sich zu: (U z - Übe)(B - 1) Re • ß + -^Co • ( 1 ) Bild 2 Prinzipieller Stromverlauf im Meßgerät beim Betrieb als Ohmmeter Aus (1) ergibt sich, daß der Reststrom des Transistors bedeutend kleiner als der zu stabilisierende Strom sein muß (/ Co < 50 nA). Die Stromverstärkung soll möglichst groß sein (B > 100). Es kommt also nur ein ausgesuchter Si-pnp-Transistor in Frage. Da der Emitter¬ widerstand in weiten Grenzen varriiert wird und sich dabei der Basis¬ strom im gleichen Verhältnis ändert, sollte man einen Transistor mit kleinem differentiellen Eingangswiderstand wählen, um nicht jeden Emitterwiderstand einzeln abgleichen zu müssen. Die Sättigungs¬ spannung des Transistors darf ebenfalls nicht zu hoch sein, da sonst die gesamte Restbetriebsspannung am Transistor abfällt (£/ CE8at *< 1,5 V). Die Basisspannung von etwa 2,7 V erzeugt man am besten durch Reihenschaltung von 3* -4 Dioden 7jA 25011. Der benötigte Spannungswert läßt sich durch Ändern des Querstroms mit R2 ein- 264 stellen. Entstehen trotz Berücksichtigung dieser Hinweise noch Me߬ fehler in einigen Meßbereichen, so ist der jeweils zuständige Emitter¬ widerstand durch einen Einstellregler zu ersetzen und damit der ge¬ naue Strom einzustellen. 3.3. Transistor prüf Schaltung Bei Messungen des Kollektorreststroms beziehungsweise der Strom¬ verstärkung liegt das Amperemeter im Kollektorkreis des Prüflings. Es können Ströme zwischen 500 nA und etwa 200 mA (abhängig von der Stromversorgung) gemessen werden. Durch Druck auf die Taste Tal kann ein zwischen 30 p,A, 100 |aA, 300 [aA, 1 mA und 3 mA wählbarer Basisstrom fließen. An Hand des sich daraus ergebenden Kollektorstroms kann man leicht die Strom¬ verstärkung berechnen. Exakt würde sich diese errechnen zu: B = —7— * Ic (für J Uo « Je) ■ (2) B 7 ß Man wählt dabei den Basisstrom zweckmäßigerweise so, daß der re¬ sultierende Kollektorstrom den in den Datenblättern angegebenen Meßbedingungen für diesen Typ am nächsten kommt. Aus Messungen mit verschiedenen Basisströmen lassen sich außerdem Schlüsse auf die Linearität der Stromübertragungskurve ziehen. Der konstante Basisstrom wird wie bei der Ohmmeterschaltung durch eine Konstantstromquelle realisiert, wobei nur noch eine zweite mit umgekehrtem Leitungsmechanismus für die Messung von pnp- Transistoren hinzukommt. Für den dabei verwendeten Si-npn-Tran- sistor gelten die gleichen Auswahlprinzipien wie für den ersten Fall. Bild 3 Prinzipieller Stromverlauf beim Messen des Reststroms und der Strom¬ verstärkung; a - bei pnp-Transistoren, b - bei npn-Transistoren 265 3.4. Stromversorgung Schon in der Einleitung wurde erwähnt, daß bei häufigem Gebrauch des Meßgeräts eine Kombination Netzteil-NC-Sammler vorteilhaft ist. Dabei entstehen an den Sammlern Spannungsschwankungen zwi¬ schen der Ladeschlußspannung und der Entladespannung, die vom Grad der Entladung abhängen, bis zu der, bei der der Akkumulator betrieben werden soll. Es muß auch berücksichtigt werden, daß bei Messungen an Leistungstransistoren hohe Ströme benötigt werden, die einen Spannungsabfall zur Folge haben. Generell kann man sagen, daß eine Betriebsspannungsschwankung von 10 Prozent eine Ver¬ fälschung der Spannungsmessung von etwa 1 Prozent verursacht. Es wird daher zumindest eine einfache Stabilisierung der Spannungen für den Meßverstärker erforderlich sein. r oi dz i n _i_ II ___ KJ _-_ t j '270p U e % . 50kHz... ! ZOO MHz l „_1_ 0A705 -J» i 0A 705 \ Ar j HdOOkQ/V) Bild 4 H F -Tastkopf, wie er in 1— j [4] beschrieben wurde Besonderes Augenmerk ist auf die Auswahl der Z-Dioden parallel zu den NC-Sammlern zu legen. Sie sind dafür vorgesehen, daß die Ladeschlußspannung nicht überschritten und damit eine Zerstörung der Zellen verhindert wird. Die Glühlampe, die als Vorwiderstand dient, muß so bemessen sein, daß die Verlustleistung der Z-Dioden nicht überschritten wird, auch wenn diese den vollen Ladestrom übernehmen. 4. Gesamtschaltung Die Umschaltung der Meßbereichsarten mit Hilfe eines Tastenschal¬ ters läßt einerseits eine einfache und schnelle Bedienung zu, anderer¬ seits kann durch die Ausnutzung einer Vielzahl von Umschaltern der Aufwand an Bauelementen gering gehalten werden. Die Verdrahtung ist so ausgeführt, daß auch bei gleichzeitigem Drücken mehrerer Ta¬ sten kein Kurzschluß im Gerät entstehen kann. Bei Stromverstärkungsmessungen ist es erforderlich, I B und den Meßbereich für / c getrennt voneinander umzuschalten. Es wird des¬ halb vorgeschlagen, den Spannungsmeßschalter mit dem Umschalter für I n und die Widerstandsmeßbereiche zu kombinieren. Es sind aber auch 3 oder 4 getrennte Umschalter möglich. 266 Bild 5 Gesamtstromlauf plan des transistorisierten Unioersalmeߧeräts 267 Bild 6 Vorschlag f ür die Gestaltung des Gehäuses Das Meßgerät kann man auch überprüfen; man schaltet im Wider* Standsmeßbereich auf 150 Q, 1,5 kQ oder 15 kQ und stellt dazu im Strombereich 5 mA, 0,5 mA beziehungsweise 50 p.A ein, wobei der Parallelwiderstand jeweils 100 Q, 1 kQ beziehungsweise 10 kQ ist. Beim Drücken von Ta2 muß dieser Wert angezeigt werden. Alle Meßbereiche sind so gewählt, daß ein Verhältnis von 1:3:10 eingehalten wird. Dies kann als optimales Verhältnis zwischen Auf¬ wand und Ablesegenauigkeit angesehen werden. Die Möglichkeit der Erweiterung der Spannungs- beziehungsweise Strombereiche nach oben hängt von der Spannungs- beziehungsweise Strombelastbarkeit der Schalter, Leitungen, Buchsen und Vorwiderstände ab. Man sollte sie jedoch nicht weiter ausdehnen, als es für die möglichen Anwen¬ dungsfälle erforderlich ist. 5. Abgleichhinweise Zum Abgleichen sollte ein Meßgerät verwendet werden, dessen Ge¬ nauigkeit mindestens um eine Größenordnung über der anzustreben¬ den Genauigkeit liegt. Es eignet sich fast jedes digitale Voltmeter dazu. Ein normales Multizet ist nicht zu empfehlen. Für die Strom- und die Widerstandsmeßbereichc können Präzisions-Widerstands¬ dekaden zu Hilfe genommen werden. Zur Realisierung der Spannungs¬ teiler und der Parallelwiderstände sind keine Einstellregler zu emp¬ fehlen, sondern man sollte mit Parallel- und Reihenschaltungen von Festwiderständen arbeiten, da Einstellregler mit der Zeit ihre Werte ändern. Besonders einfach ist es natürlich, wenn man Präzisionswider¬ stände mit einer Toleranz von höchstens 1 Prozent verwenden kann. Die Werte des Spannungsteilers für die Wechselspannungsme߬ bereiche sind in der Schaltung nicht angegeben. Sie richten sich nach den Eigenschaften der verwendeten NF- und HF-Tastköpfe und be- 268 dürfen eines Abgleichs an einem NF- beziehungsweise HF-Generator mit geeichten Ausgangsspannungen. 6. Konstruktionshinweise Es ist kaum zweckmäßig, einen Bauplan mit genauen Abmessungen zu geben. Sie richten sich in erster Linie nach dem vorhandenen Material wie Meßwerk, Stufenschalter, Tastensatz usw. Folgende Prinzipien sollten jedoch eingehalten werden: Die Bereichsumschalter sind vorn anzubringen, damit erstens beim Schalten das Meßwerk nicht verdeckt wird und zweitens vom Arbeitsplatz aus der ein¬ geschaltete Meßbereich gut sichtbar ist. Zu diesem Zweck kann man auch die vordere Fläche oder die gesamte Oberseite abschrägen und möglichst flache Schaltknöpfe verwenden. Alle Meßbuchsen sollten an der Oberkante angebracht sein, aber so, daß sie von vorn noch sichtbar sind. Die Kontrollampen und -tasten sowie der Nullpunkt¬ regler finden dann rechts neben dem Meßwerk und daneben noch der Rastenschalter Platz. Als Material für das Gehäuse eignet sich kupferkaschiertes Halb¬ zeug, das, an den Kanten zusammengelötet, gleichzeitig eine wirk¬ same Abschirmung ist. Will man hohe mechanische Stabilität errei¬ chen, so löte man innen zusätzliche Versteifungen ein oder verwende zweiseitig kaschiertes Halbzeug, welches besonders steif ist. 7. Schlußbemerkungen Ein Gerät ähnlicher Form wie das beschriebene hat sich beim Ver¬ fasser bereits gut bewährt, was hoffentlich eine ausreichende Gewähr dafür bietet, daß bei Berücksichtigung der genannten Hinweise ein Vielfachmeßgerät mit vielseitiger Verwendung, ausreichender Ge¬ nauigkeit, langer Lebensdauer, Robustheit und einfacher Handhabung hergestellt werden kann. Literatur [1] Petermann, B.: Vier einfache Meß- und Prüfgeräte mit Transistorbestückung. Elektronisches Jahrbuch 1973, Seite 222 bis 226, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin [2] Böhland, B.: Hochohmiges Voltmeter mit MOSFET, FUNKAMATEUR, Heft 9/1972, Seite 446/447 [3] Bruck, K.-H Bauanleitung für ein FET-Voltmeter mit hohem Eingangs¬ widerstand, FUNKAMATEUR, Heft 5/1972, Seite 227 [4] Hühl, II Transistorisiertes HF-Millivoltmeter, Elektronisches Jahrbuch 1971, Seite 181 bis 189, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin 269 Michael Rentzsch Eine Transistororgel Theoretische Grundlagen der Tonerzeugung Die elektronische Klangerzeugung hat heute so an Bedeutung ge¬ wonnen, daß elektronische Instrumente ihren. festen Platz in der Musik gefunden haben. Im folgenden soll gezeigt werden, daß der Eigenbau einer Elektronenorgel durchaus möglich und sinnvoll ist. Die Zahl der Prinzipien für die Klangerzeugung eines elektronischen Tasteninstruments ist heute im wesentlichen auf zwei geschrumpft: Free-phase (freischwingende Generatoren) und Loc/ced-phase (Teiler¬ prinzip). Beim Free-phase-Prinzip gehört zu jedem Ton ein freischwingender Generator. Es muß also jeder Ton des Instruments eingestimmt werden. Beim Locked-phase-Prinzip steuert ein sogenannter Mutter- oder Master-Generator eine Kette von Frequenzteilern. An den 2: 1-Tei¬ lern können die jeweiligen Oktavtöne abgenommen werden. Es müssen, unabhängig vom Tonumfang des Instruments, lediglich die 12 Mutter¬ generatoren abgestimmt werden. Nachteil des Teilerprinzips ist die phasenstarre Kopplung aller Oktavtöne und damit eine Einbuße an Klangvolumen. Es gibt zwei grundsätzliche Teilerarten: Sägezahn- und Rechteck¬ teiler. Wie durch die Fourier -Analyse nachweisbar ist, hat das Recht¬ ecksignal einen geringeren Oberwellengehalt als ein Sägezahnsignal. Während beim Sägezahn alle Harmonischen vorhanden sind, fehlen beim Rechteck die Geradzahligen. Klangformung Das wichtigste Mittel der Klangformung sind in einer Elektronenorgel die Chöre, d.h., beim Drücken einer Taste erklingt nicht nur der je¬ weilige Grundton, sondern mehrere Töne (Harmonische). 270 Die einzelnen Teiltöne werden auf getrennte Leitungen, sogenanjite Sammelschienen, geschaltet. Diese Leitungen stellen das Eingangs¬ signal für die jeweiligen Filter (Register) eines Chores. Durch Anwen¬ dung der Chöre stören auch die fehlenden geradzahligen Harmonischen des Rechtecksignals wenig, da die betreffenden Frequenzen als dis¬ krete Teiltöne bei der entsprechenden Registerschaltung auftreten. Derzeitiger Stand der Technik Es wird fast ausschließlich das Teilerprinzip angewendet. Freischwin¬ gende Generatoren sind gelegentlich im Baßteil zu finden, wobei dann nur monophones Spiel in diesem Bereich möglich ist (z.B. TO-10 von Weltmeister). Der Trend bei den Frequenzteilern geht mehr und mehr zu Recht- ecl^teilern (Flip-fiop ), da diese nicht justiert werden müssen und daher gut standardisierbar sind. Wird unbedingt ein Sägezahn als Ausgangs¬ spannung gewünscht, wird er heute oft durch Integration aus einem Rechtecksignal gewonnen {Flip-fiop mit Integratorstufe). Diese Mög¬ lichkeit wird u.a. bei Instrumenten sowjetischer Produktion angewen¬ det. Die Muttergeneratoren arbeiten fast alle in einer modifizierten Hor200 • 10-6/grd. ohne Tabelle 3 Nennwiderstandswerte Buchstabenschlüssel Beispiel R = 1 (Ohm) R 08 = 0,08 Q K = 10 3 (Kiloohm) 5 K5 = 5,5 kn M = IO 6 (Megaohm) 10 M - 10,0 Mfi G = 10 9 (Gigaohm) 1 GO = 1,0 GQ T = 10 12 (Teraohm) 1 T5 = 1,5 TQ Tabelle 4 Internationaler Farbcode für Widerstände Farbe 1. Ring 2. Ring 3. Ring 4. Ring Silber _ _ IO' 2 ± 10% Gold - - 10-1 ± 5% Schwarz - 0 1 - Braun 1 1 10 1 ± 1% Rot 2 2 10 2 ± 2% Orange 3 3 10 3 - Gelb 4 4 10 4 - Grün 5 5 10 5 - Blau 6 6 IO 6 - Violett 7 7 10 7 - Grau 8 8 10 8 - Weiß 9 9 10 9 - keine - - - ± 20 % Tabelle 5 Kennzeichnung des Herstellungsdatums Jahr Oberes Zeichen Quartal Unteres Zeichen 1964 1965 1966 1967 1968 1969 —.— 1. Qu. 2. Qu. 3. Qu. 4. Qu. MM 1 1 1 1 1 1 :*07 20 * Kenngröße Nenn- Grenz- Widerstandswerte Körper-0 Draht-0 Körper- Gesamt- Verlustleistung Verlust- Spannung- a i a 2 länge länge- o o co ^ ^ ^ ^ © © W in N rH (M JS O O O i—i C-l o o ü ü £ CO CO CO © © © © .ß OOHrlCO © a CJ ^.2 § ■t fi « a> a o £ £ i> *-i oo © © 00 © © i-T 1-T j> r-T t> co l-H I-H 1-1 CO ^ T* e — £ if T*> -* © © I> ti 00 © S ©^ ©^ oo oo^ oo oo oo ©" ©” ©" © © © ©~ Ol ©~ 00 Ol Ol t>T o" © oi co C © 00^ GO 00 00^ c © cf © ©" © 13 CO © T* 1-1 Ol Tf T* of of TjT ©~ t-~ © o" © oq_ oi oi^ co -t ©" ©~ CO © © © »-H ©“ © <-H l-T © oo © © oi^ ©^ oo^ © ©^ o i-T of © © © of © © t> t> t*. rl ^ t> l>- f- t" fi tjT -jT t* -t © © Ol © c © © © © © © co © 1> t» © Ol © rl Ol © © © ©" © © rl Of © © n 00 © co H « H CI O CO © © n © © © © © © © ©©©©©©© 11 Ol CO © N N N ©CO © Ol^ CO © © © © © ©" © o" 1-1 rl of © N i Ol 00 Ol CO OmCO-# oi CO -t © I> © ©©©©©© Ol oi Ol Ol Ol Ol oo © © Ol 308 Auslieferungstoleranz: 2%, 5%, 10%, 20% - höhere Widerstandswerte nur 10% und 20%. Kenngröße Nennverlust- Grenz- Widerstandswerte Körper- 0 Draht- 0 Körperlänge Gesamtlänge leistung Spannung- nj m (D h •—( OJ co CO ino inq n un iß © o* h n m m o -* © © 1- 00 iß 00 " r-T h n "t in n © © © © © CO CO CO CO CO i- r» i- 1 - -* -t -t -t -t co CJ CO ® o o (N MMN®" I' -h (M CO ® 1^ 00 »O 00 © h 01 ”+ in 1- 00 00 00 00 00 © 310 Kenngröße Nenn Verlust- Grenz- Widerstandswerte Körper- 0 Draht- 0 Körperlänge Gesamtlänge leistung Spannung -—- a x <*2 li I 2 CO <» 00 ©" o o o Ifl Ifl CO CO CO O UO © H ^ K5 ® N CO CO ’t ’t ©‘ © © 000 S 0) C © ? I s 5 ® ® Kj m in ©" © rH H rH lO © CO CO h* CO CO ® K) I' © © ©^ © ©^ ©“ ®” rH o" ©" Ol Ol © 01 Ol of © 00 Ol © © © © © © © © © © Ol © © © Ol © © © © T-H © CO © © 01 © t-H — Ol CO *t -f CO CO I- — 'S 'S * w -r .2 a IS s o .2 £ ® © © © © © © Ol H 311 Auslieferungstoleranz: 5% (auf Anfrage), 10%, 20% ; 75.1262 nur noch für Ersatzbedarf, Ablösung durch 250.948. Tabelle 16 Werte zur Baureihe 35 r- cg © o o © ift 00 05 00 t"- ■'* © iß ^ © o iß ® CO M M O) ”t Cg -+ ’T C© OD ©" iß Ol (M CC C0 N N N cg . — S 4> KToO O O 1 I I I I Tt< Tt< ^ Tf. ^ Tt< ^ T*. | | I I I | | | | c.c,c,ccäfii=C£= = cessässcfieäsäcc c c c c.o.P-o.o.e,c,ac.fto.c.c.c.ac.c.ac.c5.ftaft S.ftft =!cö£=S£;:!i=i:5CCi=säfi!=Ci:3{= - i= i ::: cs l | | i i imi«M«'#cooooooocoi l l | | ifliflininiflr-HHHHi © ©o© ©oo© ©®©©-<©' A A }®©©©©©©©>©iD©©iO©©©©©©©©©©©© JOOUlinifllfllflHHHrtHlHMHHlfllfllflWifllfllflllSin .Snr-Hr-HH (MNlNWlMHH^H oo©©©ooo©o©©©©oooiß>flin'n in oooo iß©ift20 [4] 10 - npn [2] J stufen Formeln für den Funkpraktiker aus der Elektrotechnik Elektrischer Widerstand ej l 1 x ■ A x = 1 Q R elektrischer Widerstand in Q; q spezifischer Widerstand (Materialkon¬ stante, siehe Tabelle) in Q • mm 2 /m; l = Leiterlänge inm; A = Leiterquerschnitt in mm 2 ; x = spezifischer Leitwert in S • m/mm 2 . Material • Q • mm 2 q in m . S • m x in —- nun 2 1 “ in Aluminium 0,0278 36,0 + 0,004 Blei 0,21 4,8 -1- 0,00387 Eisen 0,13 7,7 -1- 0,0048 Konstantan 0,50 2,0 - 0,000005 Kupfer 0,0175 57,1 + 0,0038 Messing 0,074 13,5 + 0,0015 Silber 0,01(55 62,5 + 0,00377 (Die Werte gelten bei 20 °C) 316 Für einen runden Drahtquerschnitt gilt d 2 • 7T A - —- d = Leiterdurchmesser in mm. Widerstandsänderung durch Temperatur Tt = i?20 [1 + « (# - 20)] 7?t = Widerstand bei der höheren Temperatur in Q; R^o Widerstand bei 20 °C in Q; a — Temperaturkoeffizient in 1/°C (siehe Tabelle); & - Temperatur in °C. Elektrizitätsmenge Q = I t Q = Elektrizitätsmenge in As oder C (Coulomb); 1 Stromstärke in A; t = Zeit in s. Stromdichte S = Stromdichte in A/mm 2 ; I = Stromstärke in A; A = Leiterquerschnitt in mm 2 . Ohmsches Gesetz U = I Ii I = U R U = Spannung in V; / =* Stromstärke in J Leistung P = UI P = Leistung in W; U = Spannung in V; I =• Stromstärke in A. Bei. Anwendung des Ohmschen Gesetzes U 2 P = — P = I 2 R Mitunter erforderliche Umrechnung: 735,49875 W -= 1 PS 1,359021 IO" 3 PS = 1 W Arbeit (Energie) W = P t = U I t = I 2 ■ R t W = Arbeit in Ws oder J (Joule); P — Leistung in W; t = Zeit in s; / =* Strom¬ stärke in A ; U = Spannung in V; R = Widerstand in .Q. Mitunter erforderliche Umrechnung: 0,239 cal = 1 Ws 4,1868 Ws = 1 cal 859,8 kcal = 1 kWh 317 Widerstands-Reihenschaltung (Bild 1) R = Ri + R 2 + Rs u = n x + a 2 + (j 3 / = /, = /,= 7 « r/, : U 2 : U 3 = Ri : R 2 : R 3 jj Bei zwei Widerständen in Reihenschaltung: U t ^ Ri Rx • U 2 (J 2 Ü2 ^2 ß 2 ■ r/. *1 U, ■ ß 2 it, U 2 u 2 ■ «, R U • ßj f/, f/i /? = Widerstand in fl; IJ = Spannung in V; / = Stromstärke in A. 1 ZU ' | 1 Widerstands-Parallelschaltung (Bild 2) 1 _ 1 1 1 ß ~ ß, + ß 2 + ß3 V = V, = ß 2 = u 3 I = I\ + I'i + -^3 111 /,: / 2 : - , (| = /f/ • Ä1 • 7^2 ' ^3 üi • lii + ifi • ^3 + Ri • Ä 3 * Bei zwei Widerständen in Baralleischaltung: R {/ = /,•«, / 2 • ß 2 = / • R _ «. • «2 ß. os 1 R 2 Ri • R /(, + ß 2 OS 1 OS 1 “ itj - R ß. h ß u R h «2 /l ß. 1 Rx T _ /, • ß 2 1 n n ■ ß. l Ix • Rx 7| ß, ß 2 R ß« ß 2 = /, • ß, R Ix • Rx Ä1 “ /, h I R = Widerstand in A \ U = Spannung in V; / = Stromstärke in A. Grünt/ström kr eis (Bild 3) Kurzschluü (/f a = 0) K 1 k U = 0 /*i 318 Leerlauf (i? a * oo) 1 = 0 ü = Ui = E Anpassung (7? a = Ii\) I k = Kurzschlußstrom in A; U x = Leerlaufspannung in V; K Urspannung (Elektromotorische Kraft = EMK) in V; li\= Innenwiderstand in ß; 7f a = Außenwiderstand in ß. f - y Ii i + 7?a ü = E • 7? a Äi + Äa I = Stromstärke in A; U = Klemmenspannung in V. Meßbereicher Weiterung Spannungsmesser (Bild 4a): Ii v = Vorwiderstand in ß; Jt, Meßwerk-Innenwiderstand in ß; U v = Span¬ nungsabfall über Ji v in V; U m = Spannungsabfall über dem Meßwerk in V; U — Meßbereichspannung in V; 7? p = Paralleiwiderstand (Shunt) in ß; 7 IU = Meßwerkstrom in A; J p = Strom durch in A; 1 = Meßbereichstrom in A; n = Erweiterungszahl des Meßbereichs. 319 Systemgerechte Automati¬ sierung und Rationalisierung mit zuverlässigen und zweckmäßigen Geräten der BMSR-Technik TTL-Schaltkreise c ler DDR-Produktion von oben nach unten gelesen die Abkürzung für ein Gemeinschaftsprojekt der sozialistischen Staatengemeinschaft auf dem Gebiet der elektronischen Rechentechnik. Absender I DRUCKSACHE Storkower Straße 158