w ELEKTRONISCHES JAHRBUCH 1975 Herausgeber: Ing. Karl-Heinz Schubert DM 2 AXE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1975 Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik 1.-35. Tausend Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB) - Berlin, 10 (’heflektorat Militärliteratur Lizcnz-Nr. 5 • LSV: 3535 Lektor: Frcg.-Kpt. Dipl.-Päd. Werner Krüger Illustrationen: Hans-Joachim Purwin,'Harri Förster Zeichnungen: Ilcinz Grothmann Fotos: Archive der Verfasser, Werkfotos, Zentralbild, Militärbilddienst Typografie: Dieter Lebek • Hersteller: Hannelore Lorenz Korrektor: Oertraut Purfürst Printed in the Oerinan Democratic Kepublic Gesamtherstellung: Offizin Andersen Nexö, Graphischer Großbetrieb, Leipzig III/18/38-5 Redaktionsschluß: 1.2. 1974 Bestellnummer: 745 570 7 EYP 7,80 Inhaltsverzeichnis Lude Sturzbecher Ministerium für Elektrotechnik und Elektronik RGW-Länder schaffen gemeinsam Voraussetzungen für ein reichhaltiges Warenangebot. 11 Ing. Heinz Fuhrmann Sozialistische ökonomische Integration in der Elektronik. 15 Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Die Elektronik-Fachzeitschriften im RGW-Bereich. 22 Marschmil der Nachrichtentruppen I. T. Peressypkin Die Nachrichten truppen der Sowjetarmee im Großen Vaterländischen Krieg . 28 Ing. W. Kulikow Die elektromagnetische Verträglichkeit elektronischer Geräte . . 37 Wissenswertes über moderne Technik Dr.-Ing. Hans-Joachim Fischer Was gibt es Neues in der Kraftfahrzeugelektronik? . 40 Dipl.-Math. Claus Goedecke Datenfernverarbeitungssysteme . 55 Nach Pressematerialien redaktionell zusammengestellt Der Empfang von Wettersatellitenbildern . 04 Ing. Klaus K. Streng Fernsehtuner mit Programmtasten . 72 Dipl.-Phys. Wolf gang Schlesok Die Basis der elektrischen Meßtechnik . 78 Ing. Klaus K. Streng Neue Rundfunkempfänger aus dem RGW-Bereich. 93 5 Neue Bauelemente der Elektronik Ing. W. Konjajew Leuchtdioden und ihre Anwendung. 107 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Integrierte Schaltkreise aus der UdSSR . 117 Joachim Lesche Wissenswertes über Kondensatoren. 127 Moderne Technik für den Funkamateur IIans-Jürgen Reinhold - DM 2 ANI Ein Fuchsjagdsender für das 80-m-ßand . 144 Siegmar Henschel - DM 2 BQN Ein leistungsfähiger Fuchsjagdempfängor für das 80-m-Band . . . 151 Dr. Walter Rohländer - DM 2 BOH Optimal -Transistor-VFO (HFO). 160 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE UniversalmeBgerät Dip-Meter mit Halbleiterbestückung. 171 L. Rud - RB ß LCE Transistorisierter Konverter für 144 MHz. 184 Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Funkamateurschaltungen aus Bruderzeitschriften. 189 Bernhard Linnecke - DM 2 CKG Zwei Antennen für den Amateurfunk . 201 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Der Direktmischempfänger für den KW-Empfang. 207 Bauanleitungcn für den Elektroniker Winfried Domesle NF-Komplementärverstärker . 219 Martin Richard Stereo-Verstärker für 2 x 40 W Musikleistung. 225 Siegmar Rasche Elektronischer Kurzzeitwecker. 233 Vaclav Pochtiol , Ladislav Lapis Synchrodetektor für den FM-Superhet . 241 Dipl.-Ing. Klaus Kühner Thyristorsteller für große Leistung. 246 Harro Kühne Elektronisch gesteuerte Aufladung von Akkumulatoren . 252 Ing. Dieter Müller Quarzuhr mit digitaler Zeitanzeige. 258 Walter Koch Schwingfrequenzprüfung bei MOSFETs. 278 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Dipl.-Ing. Bernd Petermann - DM 2 BTO Funkamateure plaudern über DX-Arbeit. 280 Ing. Hans-Uwe Fortier - DM 2 COO DX-Arbeit auf den UKW-Amateurfunkbändcrn. 283 Oberstleutnant Ing. Siegfried Batschick Aus dem Leben in der Nachrichtentruppc . 285 Fregattenkapitän Werner Krüger MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee. 287 Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Aus der Geschichte der Nachrichtentechnik (IX) . 295 Hans-Werner Tzschichhold Neues von Huggy, dem Elektronenraben. 300 Tabellenanhang Nomogramme für den Funkpraktiker. 304 Formeln für den Funkpraktiker. 311 Halbleiterbauelemente aus der VR Bulgarien . 316 7 1975 Januar Februar März Mo 0 13 20 27 3 10 17 24 3 10 17 24 31 Di 7 14 21 28 4 11 18 25 411 18 25 Mi i 8 15 22 29 5 12 19 26 5 12 19 26 Do 2 9 16 23 30 6 13 20 27 6 13 20 27 Fr 3 10 17 24 31 7 14 21 28 7 14 21 ‘28 Sa 4 11 18 25 l 8 15 22 1 8 15 22 29 So 5 12 1!) 20 o 9 10 23 2 9 10 ‘23 30 April Mai .luni Mo 7 14 21 28 5 12 19 26 2 9 16 23 30 Di 1 8 15 22 29 6 13 20 27 3 10 17 24 Mi 2 9 16 23 30 7 14 21 28 4 11 1825 Do 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 19 26 Fr 4 11 18 25 2 9 16 23 30 6 13 20 27 Sa 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 So 6 13 20 27 4 11 18 •25 1 8 15 22 29 Juli August September Mo 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 Di 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 Mi 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 Do 3 10 17 24 31 7 14 21 28 411 18 25 Fr 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 Sa 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 So 6 13 20 27 3 10 17 ‘24 31 7 14 21 28 Oktober November Dezember Mo 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 Di 7 14 21 28 4 11 18 25 2 9 16 23 30 Mi 1 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 Do 2 9 16 23 30 6 13 20 27 4 11 18 25 Fr 3 10 17 24 31 7 14 21 28 5 12 19 20 Sa 4 11 18 25 1 8 15 22 29 « 13 20 27 So 5 12 19 20 o 9 10 23 30 7 14 21 28 Lude Sturzbecher Ministerium für Elektrotechnik und Elektronik RGW-Länder schaffen gemeinsam Voraussetzungen für ein reichhaltiges Warenangebot Farbfernsehgeräte, Transistorenradios und elektrische Haushaitgerate aus der UdSSR, Elektroherde, Fruchtsaftzentrifugen und Tischbügel¬ maschinen aus der Volksrepublik Bulgarien, Plattenspieler, Magnet¬ bandgeräte und Batterien aus der VR Polen, Magnetbandgeräte aus der CSSR, Fernsehempfänger, Magnetbandgeräte und elektrische Heißwasserspeicher aus der Ungarischen Volksrepublik — diese Er¬ zeugnisse sind in der DDR gut bekannt. Sie gehören zum Angebot an elektrischen und elektronischen Konsumgütern in unserer Republik. Andererseits bereichern Konsumgüter des Industriebereiches Elektro¬ technik und Elektronik der DDR das Sortiment in unseren sozialisti¬ schen Bruderländern. Das sind einige Ergebnisse der sich planmäßig entwickelnden Zu¬ sammenarbeit der sozialistischen Staaten bei der Herstellung von elektrischen Konsumgütern. Die Bruderländer intensivieren die Be¬ ziehungen auf diesem Gebiet systematisch auf der Basis des RGW- Komplexprogramms. Das entspricht ganz dem gemeinsamen Anliegen, das materielle und. kulturelle Lebensniveau der Werktätigen zu er¬ höhen. Die Parteiführung der SED und die Regierung der DDR fa߬ ten mehrere Beschlüsse zur Entwicklung der Konsumgüterproduktion. Dabei nimmt die sozialistische ökonomische Integration eine bedeu¬ tende Rolle ein. Zur Weiterentwicklung und Vertiefung der Zusammenarbeit sind bereits Vereinbarungen getroffen worden, so die Festlegung der 13. Paritätischen Regierungskommission DDR/UdSSR über die ge¬ meinsame Entwicklung und Kooperation der Produktion elektroni¬ scher Konsumgüter. Dazu gehören auch die bestätigten Arbeitspläne und Vereinbarungen der wissenschaftlich-technischen Zusammen¬ arbeit mit der UdSSR und den anderen sozialistischen Staaten. Weitere Abkommen und Vereinbarungen über die Forschung»- und Produktionskooperation werden vorbereitet. Die Zusammenarbeit sieht insbesondere vor, gemeinsam Betriebe zu rekonstruieren und zu rationalisieren, um das Produktionsvolumen 11 zu erhöhen und auf der Basis langfristiger Abkommen und Verein¬ barungen stabile Exportlinien aufzubauen; gemeinsam planmäßige Forschung und Entwicklung zu betreiben, wissenschaftlich-tech¬ nische Ergebnisse effektiv zu nutzen und technische Grundlösungen zu übernehmen. Den Partnern geht es darum, ein hohes Tempo der Entwicklung und Produktion zu gewährleisten und schrittweise dauerhafte Lösun¬ gen zu schaffen. Es ist ihr Ziel, die Bevölkerung bedarfsgerecht mit elektrischen und elektronischen Konsumgütern zu versorgen, die zur Erleichterung und Rationalisierung der Hausarbeit, der Raum- und Körperhygiene, der Unterhaltung, Bildung und Wissensvermittlung sowie der Freizeitgestaltung dienen. Gleichzeitig stehen die Versor¬ gung mit Ersatzteilen und ein umfangreicher Service auf dem Pro¬ gramm gemeinsamer Bemühungen. Besonders eng sind die Bezie¬ hungen zur Sowjetunion. So wurden von den Partnerministerien der DDR und der UdSSR bereits Pläne zur Vertiefung der Arbeitsteilung ausgearbeitet. Sie dienen der Erhöhung der Arbeitsproduktivität, der Steigerung der Produktion und der Verbesserung der Qualität der Erzeugnisse. Dabei kommen den Partnern, angefangen von den Mini¬ sterien bis zu den Kombinaten und Betrieben, auch die Erfahrungen zugute, die bei der Zusammenarbeit auf anderen Gebieten gemacht wurden, wie z. P». bei der Schaffung des Einheitlichen Systems der Elektronischen Rechentechnik (ESER). Gemeinsames Vorgehen der beteiligten RGW-Staaten von der langfristigen Planung, der For¬ schung und Entwicklung, der Konstruktion und Projektierung bis zur Produktion und zum Export/Import führten hier zum Erfolg. Nach bestätigten Arbeitsplänen der wissenschaftlich-technischen Zusammenarbeit wirken das Ministerium für Elektrotechnik und Elektronik der DDR und das Ministerium für Elektronische Industrie der UdSSR bei der Herstellung von elektrischen Konsumgütern zu¬ sammen. Auf der Leipziger Herbstmesse 1973 Unterzeichneten die DDR und die UdSSR einen Vertrag über den Export von Konsum¬ artikeln aus der sowjetischen Elektroindustrie im Werte von etwa 1,9 Mio Rubel. Es sind Waren aus dem abgestimmten Produktions¬ programm. Die Arbeitsteilung zwischen beiden Ländern ermöglicht u.a., das Sortiment an leistungsfähigen, formschönen Rundfunk- und Kofferempfängern, Kassetten- und Fernsehgeräten wesentlich zu be¬ reichern, wobei neue Gebrauchseigenschaften wie Sensor-Technik, Ultraschall Fernbedienung und automatischer Suchlauf schnell in die Praxis eingeführt werden. Auch in der Konsumgüterindustrie zahlt sich die Nutzung sowjeti¬ scher Erfahrungen auf dem Gebiet der sozialistischen Wirtschafts¬ führung aus. Das im sowjetischen Fernsehgerätewerk Lwow einge¬ führte automatisierte System der Leitung und Planung wurde seiner 13 Vorteile wegen auch vom Partnerbetrieb in Staßfurt übernommen. Die zusätzliche industrielle Warenproduktion aus der Einführung des Systems Livoiv betrug in Staßfurt im Jahre 1072 etwa 0,8 Mio M. 1073 werden es 17 Mio M und 1074 etwa 25 Mio M sein. Viele neue Impulse für die effektivere Gemeinschaftsarbeit der Bruderländer zur Erzeugung von elektrotechnischen Konsumgütern vermittelte die 14. Tagung der Paritätischen Regierungskommission für ökonomische und wissenschaftlich-technische Zusammenarbeit zwischen der DDR und der UdSSR. Noch während der Tagung schlos¬ sen die DDR und die UdSSR ein Abkommen zur Herstellung gal¬ vanischer Elemente in der UdSSR ab. Die dafür erforderlichen Aus¬ rüstungen liefert die DDR. Die nach dem sowjetischen Verfahren her¬ gestellten galvanischen Elemente zeichnen sich durch einen 2- bis 2,5fach höheren Gebrauchswert gegenüber den bisher üblichen aus. Außerdem wurde auf dieser Tagung vereinbart, durch Zusammen¬ arbeit der Rundfunkindustrie beider Länder in den nächsten 2 bis 3 Jahren eine Serie erstklassiger Transistorengeräte zu entwickeln. In¬ zwischen wurden von den Partnerministerien alle auf der Leipziger Herbstmesse 1073 geäußerten guten Gedanken in konkrete Ma߬ nahmen umgesetzt. Dazu gehören neben der wissenschaftlich-tech¬ nischen Zusammenarbeit der Austausch von Dokumentationen, ge¬ meinsame Standardisierungsvorhaben und Vorschläge zur Bauteil¬ kooperation mit dem Ziel, die schönsten und besten Konsumgüter kostengünstig herzustellen und zwischen beiden Ländern auszutau¬ schen. Auch die DDR und die Volksrepublik Polen arbeiten bei der Her¬ stellung technischer Konsumgüter auf der Grundlage eines Komplex¬ programms zusammen. Es wurde auf der 12. Tagung des Wirtschafts¬ ausschusses DDR/VR Polen angenommen und gilt für die Jahre 1073 bis 1075. Davon ausgehend legten beide Seiten die Schwerpunktkomplexe für die Arbeitsteilung und die Kooperation auf wissenschaftlich- technischem Gebiet fest und einigten sich über den Warenaustausch. Für zahlreiche Erzeugnisse ist der Abschluß eines Spezialisierungs¬ vertrages vereinbart worden. Die Volksrepublik Polen soll zur Be¬ darfsdeckung der DDR u.a. bei Plattenspielern, Rundfunk- und Magnetbandgeräten beitragen. Die DDR ihrerseits liefert an die VR Polen z.B. elektrische Haushaltgeräte. Bei weiteren Erzeugnissen wird die Spezialisierung geprüft. Einen immer größeren Umfang nimmt die Zusammenarbeit der DDR mit der CSSR und der Ungarischen Volksrepublik an. Ohne größeren Investitionsaufwand können mit diesen Ländern weitere Spezialisierungs- und Kooperationsmöglichkeiten genutzt werden. Diesem Ziel diente auch die Anfang Oktober 1073 in Budapest durch- 13 geführte Konsumgüterausstellung, an der die elektrotechnische und elektronische Industrie der DDR und der UVR beteiligt waren. Aus der sozialistischen ökonomischen Integration ziehen alle Be¬ teiligten großen Nutzen. Bei der Konsumgüterproduktion ist er be¬ sonders augenfällig, da die Auswirkungen für jedermann am Waren¬ angebot sichtbar sind. Die Zusammenarbeit erschließt den Partnern Möglichkeiten, den Umfang des Sortiments elektrischer und elek¬ tronischer Konsumgüter über die eigenen Ressourcen hinaus zu er¬ weitern. Ständig müssen neue Erzeugnisse entwickelt, projektiert und produ¬ ziert werden, weil neue Bedürfnisse entstehen, weil ältere Erzeugnisse den Ansprüchen nicht mehr gerecht werden. Das kulturelle und materielle Lebensniveau der Werktätigen steigt systematisch. Damit wächst auch die Nachfrage nach hochwertigen elektrischen und elek¬ tronischen Geräten. Bei dieser Entwicklung ist die Produktion einem Strukturwandel unterworfen, dem auch bei der sozialistischen öko¬ nomischen Integration Rechnung getragen wird. Tabelle Produktion von langlebigen Konsumgütern in RGW-Ländern in 1000 Stück Fernsehgeräte Magnetbandgeräte Rundfunkempfänger 1960 1972 1960 1972 1960 1972 VRB 0,4 102 _ 2,3 157 141 UVR 139,0 350 18,5 38,3 212 193 DDR 410,0 430 83,8 48,5 810 1041 VRP 171,0 730 6,7 372,0 627 981 SRR - 324 - - 167 527 UdSSR 1726,0 5968 128,0 1636,0 4165 8842 CS SR 263,0 268 19,3 236,0 270 249 14 Sozialistische ökonomische Integration Ing. Heinz Fuhrmann in der Elektronik Vor 25 Jahren ist der Rat für Gegenseitige Wirtschaftshilfe - RGW - zwischen den sozialististischen Ländern gebildet worden. Aus den ersten Anfängen eines koordinierten Warenaustausches heraus hat sich die dynamischste Wirtschaftsregion unserer Erde entwickelt. Die Industrieproduktion der RGW-Länder hat sich in diesem Zeitraum auf mehr als das 12fache erhöht, während in derselben Zeit die In¬ dustrieproduktion der entwickelten kapitalistischen Länder noch nicht einmal auf das 4fache gestiegen ist. Dabei haben die Länder des RGW, insbesondere die UdSSR, die schweren Zerstörungen des zweiten Weltkriegs überwinden und in der Folgezeit viele imperialistische Störversuche abwehren müssen. Das gilt auch für die DDR, die schon wenige Monate nach ihrer Gründung als gleichberechtigtes Mitglied im Jahre 1950 in den RGW aufgenommen worden ist. Aus dem einfachen Warenaustausch lebenswichtiger Güter in den ersten Jahren entwickelte sich die planmäßige Spezialisierung und Kooperation zwischen den Mitgliedsländern, aus ersten Dokumen¬ tationsübergaben die langfristige Forschungskooperation nach ab¬ gestimmten Programmen innerhalb des RGW. Von besonderer Be¬ deutung für alle Länder des RGW ist dabei die sich ständig vertiefende zweiseitige Zusammenarbeit, besonders mit der UdSSR. Im Juli 1971 wurde das Komplexprogramm für die weitere Ver¬ tiefung und Vervollkommnung der Zusammenarbeit und Entwicklung der sozialistischen ökonomischen Integration auf der XXV. Tagung des RGW angenommen. Es ist der Generalplan für die gemeinsame ökonomische und wissenschaftlich-technische Zusammenarbeit der Mitgliedsländer für einige Fünfjahrpläne. Die sozialistische ökonomische Integration ist ein von den kommu¬ nistischen und Arbeiterparteien und den Regierungen der RGW- Länder bewußt und planmäßig gestalteter Prozeß der internationalen sozialistischen Arbeitsteilung und der Herausbildung einer modernen, hocheffektiven Struktur der nationalen Wirtschaften. Die Zusammenarbeit im RGW beruht von Anfang an auf den Prin- 15 zipien der vollen Gleichberechtigung der Partner, der Achtung der nationalen Interessen, der gegenseitigen kameradschaftlichen Hilfe und der Mitverantwortung jedes einzelnen Landes für die gemeinsame sozialistische Sache. Die sozialistische ökonomische I ntegration unterscheidet sich damit grundlegend von der kapitalistischen Integration in ihren Zielen, Formen und Methoden, ihren sozialen und politischen Folgen. Die kapitalistische Integration führt, ausgehend von den Monopolinteres¬ sen, unweigerlich zur Unterordnung der schwächeren unter die stär¬ keren Partner und letzlich zur Unterhöhlung der ökonomischen Grundlagen für die staatliche Souveränität der schwächeren Teil¬ nehmerländer. In den letzten Jahren hat die Zusammenarbeit zwischen den Län¬ dern des RGW auf dein Gebiet der Elektronik an Bedeutung gewon¬ nen. Das drückt sich sowohl in dem ständig steigenden Warenaus¬ tausch auf diesem Gebiet als auch in der sich vertiefenden wissen¬ schaftlich-technischen Zusammenarbeit und in der langfristigen ge¬ meinsamen Planung ganzer Komplexe aus. Ein wichtiges Ergebnis dieser Arbeit ist zum Beispiel das Zusammenwirken auf dem Gebiet der Rechentechnik. Es ist in kurzer Zeit gelungen, eine Familie von Rechnern der ,'L Generation einschließlich der peripheren Geräte zu Bild 1 Das Elektronische JiatenverarbeUungssystern ROBOTRON 21 der 3. Rech¬ ne rgenerat/ion stimmt mit den gerate- und amvendungstechnischen Eigen¬ schaften des einheitlichen Systems der elektronischen Rechentechnik (ESER) der sozialistischen Länder voll überein 10 Bild 2 Die hauchdünnen Drahtverbindungen zwischen dem Chip des MOS-Schalt- kreises und den einzelnen Anschlüssen werden im Kombinat VEB Funk¬ werk Erfurt mit dem Ultraschall-Bonder her gestellt schaffen. Besonders hervorzuheben ist, daß für alle einzelnen Bestand¬ teile des Systems ESER eine einheitliche Basiskonstruktion und ein¬ heitliche Bauelemente verwendet werden. Nach gleichen oder ähn¬ lichen Prinzipien ist die Zusammenarbeit inzwischen auf vielen ande¬ ren Gebieten organisiert. In den Sektionen des RGW arbeiten viele Spezialisten aus Betrieben und Einrichtungen der DDR an der perspektivischen Gestaltung der einzelnen Komplexe der Elektronik mit. Zum Beispiel wird durch die Spezialisten der Bauelementeindustrie der RGW-Länder ein einheit¬ liches Bauelementesortiment entwickelt, das den zukünftigen Erfor¬ dernissen der Geräteindustrie entspricht. Sie lösen dabei solche kom¬ plizierten Aufgaben wie die Ausarbeitung einheitlicher Standards und bestimmen die Grundrichtungen der weiteren Spezialisierung und Arbeitsteilung von Entwicklungsbeginn an. Die Spezialisten der sozialistischen Länder können sich auf eine entwickelte elektronische Industrie in allen Ländern des RGW stützen und davon ausgehen, daß durch jedes einzelne Mitgliedsland ein entscheidender Beitrag zur schnellen Entwicklung der Elektronik gesichert werden kann. 2 Schubert, Eljabu 75 17 Bild 3 Mittels optischer und elektrischer Kontrollen werden im TESLA-Halbleiter- werk Roznov (CSSR) die Transistoren vor dem Trennen der Silizium - scheiben überprüft Am Beispiel der Bauelementebereitstellung für die elektronische Industrie der DDR wird dafür bereits heute der Beweis angttreten. Bei vielen Erzeugnissen sind die Produktion und selbstverständlich auch die Entwicklung in der DDR eingestellt und der Bezug dieser Bauelemente durch langfristige Verträge mit Ländern des RGW ver¬ einbart worden. Das gilt zum Beispiel für Si-Leistungstransistoren, Höchstfrequenztransistoren, Leistungsthyristoren, Typen von inte- Bild 4 Für den Binnenmarkt der DDR werden auch in der UdSSR Farbfernsehge- räte produziert. Das Bild zeigt den sowjetischen Farbfernsehempfänger Rubin 707, der in dieser Weiterentwicklung weit¬ gehend transistorisiert ist 18 grierten Schaltkreisen, Typen von Kondensatoren und Widerständen. Andererseits liefert die Bauelementeindustrie der DDR ausgewählte Erzeugnisse ihrer Produktion in die Länder des RGW und hat ihre Versorgung mit diesen Bauelementen vollständig oder teilweise über¬ nommen. Eine bedeutende Erweiterung zwischen den einzelnen Ländern hat in den letzten Jahren die direkte zweiseitige Zusammenarbeit er¬ fahren. Partnerschaftsbeziehungen zwischen Betrieben und Einrich- tungenMer DDR, insbesondere mit gleichartigen Einrichtungen in der UdSSR, haben zur gemeinsamen und arbeitsteiligen Entwicklung von Technologien, Werkstoffen, Erzeugnissen und Rationalisierungs¬ mitteln geführt. Besonderer Wert wird nach dem XXIV. Parteitag der KPdSU und dem VIII. Parteitag der Sozialistischen Einheits¬ partei Deutschlands sowie den Parteitagen der Bruderparteien auf die gemeinsame Entwicklung elektronischer Konsumgüter einschließlich der dazu notwendigen elektronischen Bauelemente gelegt. Mit vollem Recht kann man bereits heute sagen, daß durch die sozialistische Arbeitsteilung ein wesentlicher Beitrag zur Erhöhung Bild 5 Reichhaltig ist das Angebot an Geräten der Konsumg'dterelektronik aus den sozialistischen Ländern, die in den Fachgeschäjten der DDR ungeboten teer - den. Das Bild zeigt (v. o. n. u.): den M \V-Taschensuper Cora (SR Rumänien), die Kassettenbandgeräte MK 23 und MK25 (Ungarische VR) und das Kassettenbandgerät MK 125 (VR Polen) 2 * 19 Bild 6 Enpe Wissenschafts- und Produktionskooperation mit der UdSSR und den anderen sozialistischen Ländern sind der Hauptfaktor für die weitere pro¬ gressive Entwicklung der DDR-Industrie. Das Bild zeigt das RGW-Ge¬ bäude in Moskau, dessen nachrichtentechnische Anlagen vom Industriezweig RFT-Nachrichten- und Meßelektronik der DDR projektiert, geliefert und montiert wurden Fotos: RFT-Pressedienst (2), Karl-Heinz Schubert (4), ROBOTRON-Pressedienst, TESLA-Pressedienst. der Effektivität der Entwicklung der Produktion der elektronischen Industrie in jedem einzelnen sozialistischen Land geleistet worden ist. Neben den vielen ausgezeichneten wissenschaftlich-technischen und ökonomischen Erfolgen ist als weiteres Ergebnis durch die direkte Zusammenarbeit eine Festigung und Vertiefung der Freundschaft zwischen unseren Völkern erreicht worden. Die unzähligen Begeg- 20 nungen zwischen Arbeitern, Wissenschaftlern und Ingenieuren un¬ serer Länder bei der Lösung gemeinsamer Aufgaben haben viel dazu beigetragen. Gleichzeitig ist bei dieser gemeinsamen Arbeit das Be¬ wußtsein über die Kraft und die Möglichkeiten unserer sozialistischen Staatengemeinschaft entscheidend gewachsen. Welche Aufgaben hat die elektronische Industrie der sozialistischen Staaten in den kommenden Jahren zu lösen? Besondere Bedeutung wird die gemeinsame langfristige Planungs¬ arbeit erlangen, die von der Koordinierung der Forschungsarbeit bis zur Investitionsdurchführung reichen wird. Beispiele dafür gibt es bereits in der chemischen Industrie, in der Leichtindustrie und in anderen Bereichen. Sie dient dem Ziel, die vollständige Bedarfs¬ deckung nach qualitativen und quantitativen Gesichtspunkten bei elektronischen Bauelementen und Geräten in unseren Ländern zu gewährleisten. Selbstverständlich wird bei diesen Arbeiten von den neuesten wissenschaftlichen Ergebnissen ausgegangen, wie sie sich beispielsweise aus der Mikroelektronik ergeben. Wichtig ist weiterhin die gemeinsame Arbeit zur Rationalisierung der Fertigung elektronischer Bauelemente und Geräte. Dazu gehört die künftige Entwicklung neuer Technologien ebenso wie die arbeits¬ teilige Entwicklung und Fertigung der dazugehörigen Ausrüstungen als wesentliche Mittel zur Kostensenkung. Aus diesen Zielen erwachsen unseren Industriezweigen der Elek¬ tronik verantwortungsvolle Aufgaben bei der wissenschaftlich-tech¬ nischen und ökonomischen Zusammenarbeit. Bedeutungsvoll ist es aber auch, unseren Arbeitern, Wissenschaftlern und Ingenieuren Informationen in ausreichender Menge aus unseren sozialistischen Bruderländern zur Verfügung zu stellen. Auch hier sollten neue Formen der Zusammenarbeit zwischen der Industrie und der Fachpresse gesucht werden. Es läßt sich abschließend feststellen, die sozialistische ökonomische Integration, auch auf dem Gebiet der Elektronik, ist zu einem ent¬ scheidenden Faktor der weiteren Entwicklung unserer sozialistischen Staaten geworden. Unter der Führung der kommunistischen und Arbeiterparteien der sozialistischen Länder ist die sozialistische ökonomische Integration der Weg zum weiteren Zusammenschluß und der Entwicklung der sozialistischen Staatengemeinschaft als der entscheidenden anti¬ imperialistischen Kraft, als Bollwerk des Friedens und des sozialen Fortschritts. 21 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Die Elektronik-Fachzeitschriften im RGW-Bereich Für die Informationsgewinnung haben Fachzeitschriften eine große Bedeutung. Und Informationen benötigen auch Funkamateure und Elektronikamateure, um sich in der praktischen Arbeit weiter¬ entwickeln zu können. Es sollen deshalb in diesem Beitrag die Elek¬ tronik-Fachzeitschriften aus dem RGW-Bereich vorgestellt werden, die für die Praxis dieses Leserkreises von Interesse sind. Kurz erwähnt nur werden spezielle Fachzeitschriften bzw. wissenschaftliche Zeit¬ schriften, die für die praktische Bautätigkeit der Funk- und der Elektronikamateure von untergeordneter Bedeutung sind. Aus dem gleichen Grund werden Firmenzeitschriften nicht berücksichtigt. Nun könnte man allerdings die Frage stellen, ob ohne Sprachkennt- nisse überhaupt ein Auswerten dieser Fachzeitschriften möglich ist. Aus meiner jahrelangen Praxis heraus möchte ich diese Frage be¬ jahen. Allerdings muß man Schaltungen »lesen« können, also theore¬ tische und praktische Kenntnisse auf den Gebieten der Elektronik besitzen. In einer veröffentlichten Schaltung stecken derart viele Informationen, daß man sie auch in den meisten Fällen verwenden kann, ohne den dazugehörenden Text zu verstehen. Auch Berech¬ nungen und Datenangaben lassen sich aus dem fremdsprachigen Text »herauslesen«. In Zweifelsfällcn hilft ein gutes technisches Wörter¬ buch. Die hier auf geführten Elektronik-Fachzeitschriften haben einen umfangreichen technischen Teil, der zahlreiche praktische Bauanlei¬ tungen enthält. Für die Information und die Wissenserweiterung sind sie somit sehr ergiebige Quellen, die der ernsthafte Funk- bzw. Elektronikamateur nutzen sollte. Die Zusammenarbeit der Redak¬ tionen ist gut. Mit den höher werdenden Anforderungen der sozia¬ listischen ökonomischen Integration wird sich diese Zusammenarbeit weiterentwickeln. Bei internationalen Wettkämpfen im Nachrichten¬ sport und bei Fachausstellungen treffen sich die Redakteure der Bruderzeitschriften und tauschen Erfahrungen aus. Einige Zeit¬ schriften referieren in Kurzform den Inhalt der anderen. So bringt 22 AMATEUR PRAKTISCHE ELEKTRONIK, radio fernsehen elektronik unsere Zeitschrift FUNKAMATEUR regelmäßig die Inhaltsangaben der Zeitschriften »Radio«, »Amaterske Radio«, »Radioamator« und »Radiotechnika«. In zunehmendem Maße werden von einzelnen Re¬ daktionen für die anderen Beiträge organisiert, so daß über die Tätig¬ keit der Nachrichtensportler und Funkamateure und die Weiter¬ entwicklung der Elektronikindustrie der Bruderländer berichtet werden kann. UdSSR: »Radio« Unter den in den RGW-Ländern erscheinenden Elektronik-Fachzeit¬ schriften ist die sowjetische Zeitschrift »Radio« die älteste und auf- 23 lagenstärkste Zeitschrift. Sie wurde 1924 gegründet und erscheint gegenwärtig mit einer monatlichen Auflage von 800 000 Exemplaren. Herausgegeben wird die Zeitschrift »Radio« im Verlag der DOSAAF, der Bruderorganisation unserer Gesellschaft für Sport und Technik. Das Format ist. 207 mm x 258 mm. Sie hat 64 Seiten Inhalt, 4 Seiten Umschlag und 4 Seiten Beilage, jeweils mit 4-Farben-Druck. Die monatlich erscheinende Ausgabe kostet 40 Kopeken. Für einen Bezug durch die Deutsche Post gilt die Index-Nummer 70772. Die Zeitschrift »Radio« hat einen sehr informativen Berichtsteil (18 bis 20 Seiten) mit Beiträgen aus dem Funksport der DOSAAF, aus dem Militärwesen und aus Wissenschaft und Industrie. Der größere Teil der Zeitschrift enthält technische Beiträge, dabei vor allem prak¬ tische Bauanleitungen für Funk- und für Elektronikamateure. Beson¬ dere Aufmerksamkeit schenkt man dem Nachwuchs, für den u.a. interessante Beitragsserien erscheinen. Ständige Rubriken sind Vor¬ behalten dem Vorstellen von neuen Bauelementen der UdSSR- Industrie und von neuen Schaltungen aus ausländischen Fachzeit¬ schriften. Auf den Konsultationsseiten werden Fragen der Leser beantwortet. In der UdSSR erscheint außerdem die wissenschaftliche Zeitschrift »Radiotechnik«, die vor allem theoretische Beiträge aus allen Gebieten der Nachrichtenelektronik veröffentlicht. VR Bulgarien: »Radio - Fernsehen — Elektronik « Diese bulgarische Fachzeitschrift erscheint 1975 im 24. Jahrgang. Sie wird herausgegeben vom Dimitroff’schen Kommunistischen Jugend¬ verband, gemeinsam mit dem Informationsministerium. Die monat¬ liche Ausgabe zum Preis von 0,30 Lewa besteht aus 32 Seiten Inhalt, 4 Seiten Umschlag und 4 Seiten Beilage. Das Format der Zeitschrift ist 202 mm x 272 mm. Für den Bezug der Zeitschrift durch die Deutsche Post gilt die Index-Nummer 20820. Im Inhalt der Zeitschrift sind etwa 4 Seiten allgemeininteressieren¬ den Beiträgen Vorbehalten, die restlichen Seiten enthalten technische Beiträge aus allen Gebieten der Elektronik. Wer die russische Sprache beherrscht, kann auch diese Zeitschrift gut auswerten. Ständige Serien befassen sich mit der Fernsehreparatur, mit Industrieschaltungen und mit interessanten Schaltungen. CS SR: »Amaterske Radio « Beliebt ist in der CSSR die Fachzeitschrift »Amaterske Radio«, die alle Gebiete der Radiotechnik und des Amateurfunks behandelt. Herausgegeben wird die Zeitschrift im Auftrag des SV AZ ARM (Bru- 24 derorganisation der GST) durch den Verlag MAGNET. Die monatlich erscheinende Ausgabe kostet 5,- Kronen. Der Umfang besteht aus 40 Seiten Inhalt und 4 Seiten Umschlag. Das Format der Zeitschrift ist 207 mm x 296 mm. 1975 erscheint der 24. Jahrgang. Für den Bezug durch die Deutsche Post gilt die Index-Nummer 45115. Der Organisationsteil umfaßt etwa 10 Textseiten und .‘1 Bildseiten. Im übrigen Teil findet man technische Beiträge, wobei praktische Bau¬ anleitungen überwiegen. Sehr gute Serienbeiträge hat die Redaktion seit einigen Jahren für die Anfänger organisiert. Außerdem führt sie in Zusammenarbeit mit der Industrievereinigung TESLA Amateur¬ konstrukteur-Wettbewerbe durch, die besten Konstruktionen er¬ scheinen dann in der Zeitschrift. Seit einigen Jahren wird auf den 4 Mittelseiten eine Transistortabelle veröffentlicht, in der alle bekann¬ ten Transistoren enthalten sind. Interessante baupraktische Beiträge erscheinen für Funkamateure, so u.a. die Serie »Schule des Funk¬ amateurs«. Alle in Bauanleitungen veröffentlichten Leiterplatten werden in einem Radioklub des SVAZARM produziert und sind in Fachgeschäften erhältlich. In der CSSR erscheinen außerdem die Zeitschriften »Sdelovaci Technika« und »Slaboproudy Obzor«. Die erstgenannte Zeitschrift veröffentlicht theoretische und praktische Beiträge aus der Nachrich¬ tenelektronik, vor allem im Hinblick auf die Orientierung und auf die Qualifizierung der Fachkader der Industrievereinigung TESLA. Die Zeitschrift »Slaboproudy Obzor« ist eine wissenschaftliche Zeitschrift zur Publizierung vor allem theoretischer Beiträge. DDR: » FUNKAMATEUR « Die Zeitschrift »FUNKAMATEUR« wird herausgegeben vom Zentral¬ vorstand der Gesellschaft für Sport und Technik, sie erscheint monat¬ lich im Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik zum Preis von 1,30 M. Der Umfang einer Ausgabe ist 48 Seiten Inhalt, 4 Seiten Umschlag und 4 Seiten Beilage. Das Format ist 205 mm mal 290 mm. Die Index-Nummer der Zeitschrift ist 31747. Die Zeitschrift »FUNKAMATEUR« berichtet über das Leben im Nachrichtensport der GST und behandelt aktuelle Probleme der vor¬ militärischen und Laufbahnausbildung in der GST. Sie bringt aktuell¬ politische und allgemeininteressierende Beiträge über Wissenschaft und Technik im Elektronikbereich und berichtet aus den Nachrichten¬ einheiten der NVA. Der umfangreiche technische Teil ist ganz auf die Baupraxis der Elektronik- und der Funkamateure ausgerichtet. Ständige Serien sind »Die aktuelle Schaltung«, »Das aktuelle Nomo- gramm«, »FA-Korrespondenten berichten«, »Mitteilungen des Radio¬ klubs der DDR« und »In anderen Zeitschriften geblättert«. In der 25 Rubrik »Zeitschriftenschau« wird der Inhalt folgender Zeitschriften referiert: »Radio«, »Amaterske Radio«, »Radioamator« und »Radio¬ technika«. Außerdem erscheinen in der DDR die Zeitschriften »radio —fern- sehen — elektronik« und »Nachrichtentechnik«. Die wissenschaftliche Zeitschrift »Nachrichtentechnik« bringt Originalbeiträge meist theore¬ tischer Natur aus den Gebieten der Nachrichtenelektronik. Die Zeitschrift»radio-fernsehen-elektronik« erscheint halbmonat¬ lich zum Preis von 2,— 1VL je Ausgabe. Der Heftumfang ist 32 Seiten In¬ halt und 4 Seiten Umschlag. Mehrere Hefte im Jahrgang enthalten eine 4seitige Beilage. Das Format ist 208 mm x 296 mm. Zum Leserkreis gehören vor allem Fachkräfte der Elektronikindustrie und des Fach¬ handwerks, aber auch viele Elektronik- und Funkamateure. Die Zeit¬ schrift berichtet über Probleme aus allen Gebieten der Elektronik, sie veröffentlicht aber auch praktische Bauanleitungen. Ständige Rubri¬ ken sind »rfe-Kurzberichte«, »Für den Service«, »Halbleiterinforma¬ tionen« und Serien zu den Themen »Digitale Informationsverarbei¬ tung« und »Farbfernsehempfänger«. VR Polen: »Radioamator i Krotkofalowieca In der VR Polen erscheint für die Fachinteressenten und für die Funk- und die Elektronikamateure monatlich die Zeitschrift »Radioamator i Krotkofalowiec«. Jede Ausgabe hat einen Umfang von 24 Seiten Inhalt, 4 Seiten Umschlag und 4 Seiten Beilage. Die Ausgabe kostet 5,- Zloty, das Format ist 205 mm x 289 mm. Herausgegeben wird die Zeitschrift von einem technischen Verlag, 1975 erscheint der 25. Jahrgang. Für einen Bezug durch die Deutsche Post gilt die Index- Nummer 37504. Diese Zeitschrift enthält Beiträge zu Neuheiten der Elektronik¬ industrie (3 bis 4 Seiten), technische Beiträge und Bauanleitungen (18 bis 20 Seiten) und die Mitteilungen des polnischen Kurzwellen¬ verbandes (PZK). Die Beilage enthält meist Beschreibungen und Schaltungen von Rundfunk- bzw. Fernsehempfängern der polnischen Elektronikindustrie. Ungarische Volksrepublik: >)Radiotechnika a> 4> £ 0 / o c o* 43 boreich Frequenzen bereich 11. Frequenz- äußerst hoiie KB l I 30---300 GHz 11. Wellen- Millimeterwellcn lO—limn l »‘reich Fre Zu jeder Gruppe gibt es praktische Beispiele - auch bei uns in der DDRund der Elektronikamateur, der selbst Kraftfahrer ist, kann noch eine ganze Reihe weiterer möglicher Anwendungsfälle für die moderne Elektronik nennen. Nachfolgend werden einige Beispiele näher dargestellt. Beginnen wir mit einem einfachen Meßgerät für Strom und Spannung am Kfz-Bordnetz. Es sind zur Einstellung von Regler und Rückstromschalter Ströme von 15/30 A und Spannungen um 6 oder 12 V mit hoher Genauigkeit zu messen. Bild 1 zeigt ein Volt-Ampere-Messer mit unterdrücktem Nullpunkt für Spannungs¬ messungen und mit zwei Strommeßbereichen. Schalter *S 1 schaltet von Spannungs- auf Strommessung um, während *S' 2 folgende Stellun¬ gen hat: 1 - Zellenspannungsprüfung (2,5 V Endausschlag): 2-üV für Bordspannung, mit unterdrücktem Nullpunkt; 3- 12 V für Bord¬ spannung, mit unterdrücktem Nullpunkt und 4 — 25 V Endausschlag. Die Z-Dioden sind für den jeweiligen Meßbereich auszusuchen, mit einem Präzisionsinstrument wird der Volt-Ampere-Messer geeicht. Die dritte Schalterebene von S 2 schaltet den Strommeß bereich so um, daß bei 6 V bis 30 A und bei 12 V bis 15 A gemessen werden können. Für weitergehende Serviceaufgaben sollte zu diesen Strom-Span- nungs-Messungen noch eine Drehzahlmessung und eine Ziindwinkel- messung hinzukommen. Bild 2 zeigt einen in der UdSSR entwickelten Kfz-Tester mit universeller Einsatzmöglichkeit. Er gestattet in Schaltstellung 1 die Messung der Bordnetzspannung im Bereich 9 - 14 V, in Schaltstellung 2 die Schließwinkelmessung und in Schalt¬ stellung 3 die Drehzahlmessung. Eine stroboskopische Kontrolle der Zündwinkelverstellung mit einer Glimmlampe ist ebenfalls möglich (Glimmlampe wird vom Drehzahlmesser gesteuert). Das Gerät enthält einen Transverter mit den 'Transistoren T6 und T7, damit auch bei 9-V-Bordspannung noch die Z-Diode über Dl und C 5 die notwendige Speisespannung erhält. Der Nullpunkt der Skale wird mit R !ö eingestellt, der Endausschlag mit R\\. Bei Spannungs- 47 Batterie Impulsformer Univibrator Bild 2 Sowjetisches Prüfgerät für Otto-Motoren: Bordnetz - Schließwinkel - Dreh¬ zahl; Batterie-Minuspol an Masse messungen muß das Gerät mit beiden Klemmen der Batterie am Kfz verbunden werden, die Buchse Eingang wird mit dem zu kontrollieren¬ den Punkt verbunden. In Schaltstellung 2 (Schalter S 1) können der Unterbrecherabstand und die Federkraft des Unterbrecherkontakts gemessen werden. Die Eingangsbuchse wird mit dem Unterbrecher verbunden. In der Zeit, in der der Unterbrecher geöffnet ist, gelangt an die Basis von T5 über 1230 eine positive Spannung und öffnet ihn. Ist der Unterbrecher ge¬ schlossen, so ist T5 gesperrt. An 1229 ergeben sich Rechteckimpulse, deren Folgefrequenz mit der Funkenfrequenz des Zündsystems über¬ einstimmt und deren Mittelwert umgekehrt proportional dem Schließ - winkel des Unterbrechers ist. Die Anzeige ist — bei guter Federwirkung des beweglichen Unterbrecherkontakts — drehzahlunabhängig. Wenn die Anzeige mit steigender Drehzahl zurückgeht, ist die Feder ermüdet. Die Amplitude der Impulse wird über D9 und 1228 konstant gehalten. Diode Dil schützt den Transistor T5 vor negativen Spannungsspitzen am Eingang. 1230 begrenzt den Basisstrom von T5, D10 sorgt für sicheres Sperren desselben. Die Eichung der Anzeige erfolgt mit R 26. 48 In Schaltstellung 3 wird die Drehzahl gemessen, der Zündzeitpunkt bestimmt und der Zentrifugal- und Unterdruckversteller für die Zün¬ dung getestet. Man verbindet die Eingangsschnur mit der Primär¬ klemme der Zündspule, der Rückschlagimpuls an der Primärwicklung wird dann als Triggerimpuls für den Impulsformer mit nachfolgendem Univibrator und Anzeigeintegrator benutzt. Der Impulsformer ar¬ beitet als Begrenzer und Differentiator, der Univibrator gibt Impulse konstanten Energieinhalts mit der Zündfolgefrequenz - die wiederum proportional der Drehzahl ist — zum Integrator, dessen Ausgangs¬ gleichstrom dann eine Analoganzeige der Drehzahl ist. Der Uni¬ vibrator ist mit T3, T4 aufgebaut, 04 bestimmt die Impulslänge. Mit R9 wird der Nullpunkt, mit RI4 der Endausschlag des Drehzahl¬ messers eingestellt. Die Prüfung des Zündzeitpunktes und der Arbeit der Zündversteller erfolgt mit der Glimmlampe Gl 1 nach dem Stroboskopprinzip. Die Glimmlampe sitzt in einem Prüfstift mit Kabelanschluß innerhalb eines Reflektors. Sie wird im Tester in einem Fach untergebracht, das einen inneren Schalter hat, der beim Herausnehmen automatisch einschaltet. Die Eichung des Spannungsmessers (Schaltstellung 1) erfolgt mit einem Meß werk der Klasse 0,5 für 30 V Vollausschlag. Für die Schließwinkelmessung gilt für einen Viertakt-Vierzylinder- Motor y = 0,40• • •0,56, das entspricht 36-•• 50°. Für Sechs- oder Acht¬ zylindermotoren liegt y zwischen 0,62 und 0,71. Der Transverterüber¬ trager ist ein Bandkern OL 12/20-6,5 aus EisenblechE-330 von 0,08mm MfTTI31)808 M135 Mfltf D24-2A 4 Schubert, Eljabu 75 49 Stärke. Er wird mit 0,1 -mm-CuL-Draht bewickelt, und zwar w l = 200 + 200 Wdg., w 2 = 20 + 20 Wdg. und w 3 = 260 Wdg. Ein oft gebautes Gerät ist der transistorisierte Spannungsregler für die Lichtmaschine. Ein Beispiel aus der UdSSR soll das verdeutlichen. Für den Moskwilsch 408 wurde der Gleichstromgenerator G 108M mit einem Transistorregler nach Bild 3 versehen. Dieser hält die Gleichspannung auf 14,5-• • 14,8 V, den maximalen Strom auf 17-* • 19 A. Bei kleinen Drehzahlen schalten die Dioden die Lichtmaschine vom Bordnetz ab. Der Transistor TI vergleicht die Ankerspannung des Generators mit der Referenzspannung der Z-Diode Dl. Eine zweite Z-Diode D 2 sorgt für gute Regeleigenschaften. Der Kollektorstrom von TI zeigt die in Bild 4 dargestellte Abhängigkeit von der Anker¬ spannung. Durch T2 wird dieser Strom soweit verstärkt, daß er zur Speisung der Feldwicklung benutzt werden kann. Seine Abhängigkeit von der Ankerspannung zeigt Bild 5. (71 verhindert induktive Über¬ spannungsspitzen; der Maximalstrom liegt bei 2 A, der mittlere Arbeitspunktstrom bei 0,6 A. Zur Überstrombegrenzung dient R 6, an ihm fällt bei maximalem Strom eine Spannung von 0,35 V ab. Dieser Spannungsabfall summiert sich mit dem an RI und öffnet den Transistor T3, der den Eingang von T2 kurzschließt. Bei Strömen unter 17 A bleibt T3 gesperrt und hat auf den Regler keinen Einfluß. Die Diode D3 versteilert den Einsatz der Überstrombegrenzung. Die beiden Dioden D5 und D6 wirken als Rückstromschalter. Oft läßt sich die Elektronik im Gehäuse des mechanischen Relaisreglers noch unterbringen. Durch Einbau eines solchen Transistorreglers ergibt sich eine wesentlich stabilere Bordspannung. Bild 4 Kollektorstrom von TI (Vergleichsstufe) als Funktion der Anker Spannung in der Schaltung nach Bild 3 Bild 5 Erreger ström ander Lichtmaschine als Funktion der Anker Spannung für den Regler nach Bild 3 50 Ein weiteres Beispiel für die Kfz-Elektronik ist der HF -Benzin¬ standmesser nach Bild 6. Dabei wird ein isolierter Stab als kapazitive Sonde im Benzintank angeordnet. Seine Kapazität gegen Masse ist bei leerem Tank kleiner als bei gefülltem, weil die Dielektrizitäts¬ konstante von Benzin höher als die von Luft ist. Die Oberfläche des Sondenstabs sollte größer als 100 cm 2 sein. Die Sonde ist Bestandteil einer ßC-Brücke, die von einem Tran¬ sistoroszillator mit einer Frequenz 20- -25 kHz gespeist wird. Mit erfolgt der Abgleich der Brücke bei leerem Tank. T2 ist als Emit¬ terfolger mit Drosseleingang geschaltet. Bei Unsymmetrie der Brücke steht an Dr\ eine Wechselspannung, die durch T2 gleichgerichtet wird. T3 verstärkt die gleichgerichtete und geglättete Spannung, sie wird mit einem Meßwerk (Endausschlag 5***25 mA) angezeigt. Trans¬ formator und Drossel sind auf Ferritringkerne von 20-• -30 mm 0 gewickelt (g = 1000 bis 2000). Die Drossel Drl erhält 500-• • 800 Wdg. 0,1-mm-CuL, der Transformator folgende Wicklungen mit gleichem Draht: w 1 = 200 Wdg., w 2 = 80 Wdg., w z = 1100 Wdg. Als modernes Bauelement für Drehzahlmesser soll hier der inte¬ grierte Schaltkreis ÄIF 7SO der Firma Stewart-Warner beschrieben werden. Dieses Beispiel zeigt den Stand der Technik und gibt An¬ regung für unsere Halbleiterindustrie. Selbstverständlich sind eine Reihe transistorisierter Drehzahlmesser mit diskreten Bauelementen bereits in unserer Literatur beschrieben, aber für einen speziellen monolithischen Schaltkreis spricht 4* 51 - ein erweiterter Temperaturbereich; - eine höhere Betriebszuverlässigkeit; - ein geringerer Großserienpreis. Bild 7 zeigt die Innenschaltung des in einem Dual-in-line-Gehäuse (wie bei unserer D-100- Serie) untergebrachten Bausteins. Die Schal¬ tung ist ein Multivibrator, dessen Impulsdauer durch ein äußeres RC-G lied festgelegt werden kann. Die Ausgangsstufe liefert Ströme bis 40 mA bei einer Speisespannung von 12 V. Bei U h = 12 V ergeben sich folgende Kennwerte: Betriebstemperatur — 30-•• -f-70 °C, Trig¬ geramplitude 6,9•••7,4 V, Betriebsstrom 7*•10 mA, Ladereferenz¬ spannung 6,5 V, Einschaltschwelle 1,4*--1,6 V. Bild 8 zeigt die äußere Schaltkreisbelegung und Bild 9 schließlich die Kurvenformen der Impulsspannungen. Die Größe von C2 wird nach Motor- und Meß- werktyp wie folgt berechnet: gegeben sind ein Meßwerk mit End¬ ausschlag 1 mA und ein Viertakt-Vierzylindermotor mit max. 6000 U/min. Die Zündimpulsfolge beträgt dann 12000 je Minute oder f = 200 Hz. Das minimale Triggerintervall ist t = 5 ms, was man Masse Bild 7 l-ntparierter T)rehzah1messer-Schaltkreis »STF 780 (Steward-Warner Electronics USA ) 52 w 03 ...SO/i Bild 8 Äußere Beschall und des Drehzahlmesser-lS vom Typ SW 780 aber nicht voll ausnutzen sollte. Deshalb wählt man ein Tastverhültnis r/t = 0,75. Der Meßwerkspitzenstrom beträgt somit 1/0,75= 1,33mA. Daraus errechnet sich der Gesamtlastwiderstand (mit der Spannung 5,2 V an Klemme 12 nach Bild 9) zu R a = R- + R ma t v . , bei nieder¬ ohmigem Meßwerk i? a äs R b . Die Ausgangsimpulsdauer beträgt 5 • 0,75 = 3,75 ms; für (72 ergibt sich dann: t = 0,92 • i?t • C 2 (Rt ~ R\i ? aber nicht kleiner als 2,7 kQ) (72 = —--; 0,92 R t wird mit 7,5 kQ gewählt, dann ist C = 0,403 pF, und man wählt den nächsten Normwert 0,47 pF. Mit R x wird der Endausschlag mittels Tongenerator geeicht (Anmerkung: Netz¬ frequenz 50 Hz entspricht in unserem Beispiel einer Drehzahl von 1500 U/min). +6V Bild 0 Spannungsverläufe in der Schal - twMf nach Bild 7 a) Impuls an Anschluß 8, b) liechteckimpuls an An¬ schluß 11, c) Sägezahnspannung an An¬ schluß 9, d) A usganyssignal an A n- schluß l'l 53 Magnetische Tachogeneratoreft Solenoid C0>*- Hydraulik ZN3055 Auf Hinterachse fest montiert Leistungsverstärker Differentiator Bild 10 Prinzipschaltung eines elektronischen Sicherheitsbremssystems Zum Abschluß soll noch ein prägnantes Beispiel für den Elektronik¬ einsatz im Kfz zur Erhöhung der Fahrsicherheit erwähnt werden. Es ist die rutschfeste Bremsung (anti-skidbraking), die eine Stotter¬ bremsung auf elektronischem Wege bewirkt in Abhängigkeit vom Radialgeschwindigkeitsunterschied der angetriebenen und nicht- angetriebenen Räder. Erfahrene Kraftfahrer pumpen mit dem Brems¬ pedal, wenn eine Schleudersituation durch die Fahrbahn o.ä. bevor¬ steht. Damit kann man den Bremsweg bedeutend verkürzen, denn wenn die Räder erst einmal die Haftreibung verloren haben, rutscht das Kfz. Bild 10 zeigt die Prinzipschaltung der notwendigen Elek¬ tronik (für Auslegung als verzögerungsgeregelte Bremsung einer Achse - mit Differenzbildung kann die Schaltung für o. a. Verfahren eingesetzt werden). Über einen Tachogenerator (magnetisches Rad mit Aufnahmespule für die drehzahlproportionalen Impulse ^ 30 bis 100 je Umdrehung) und einen Frequenz-Analogspannungs-Wandler sowie einen Differentiator wird ein Steuerimpuls für den elektro¬ magnetisch betätigten Hydraulikzylinder des Bremssystems abge¬ leitet. Durch Polaritätsauswahl wird dafür gesorgt, daß das System bei Beschleunigung nicht wirkt. Die kleine hier besprochene Auswahl zeigt, daß die Kfz-Elektronik ein sich rasch entwickelndes Gebiet mit zunehmender Bedeutung ist. Literatur [1] Sinelnikow, A. H.: Elektronik im Automobil, Massenradiobibliothek, Band 724, Moskau 1969 [2] Morgulew, A. S., Sonin, J. K.: Halbleiter-Zündsysteme für Kfz, Massenradio¬ bibliothek, Band 669, Moskau 1968 [3] Ksanfomaliti, L.: 25000 km mit dem Pkw mit elektronischem Block (Licht¬ maschinenregler und Thyristorzündung), Radio (russ.), Heft 12 (1968), Seite 37-43 54 Dipl.-Math. Claus Goedecke Datenfernverarbeitungssysteme Die Anwendung der elektronischen Datenverarbeitung als wichtiger Bestandteil der sozialistischen Rationalisierung hat in den letzten Jahren zunehmend an Bedeutung gewonnen. Die aus den verschie¬ denen Anwendungsgebieten entstandenen Erfahrungen und Forderun¬ gen nach einer weiteren Vervollkommnung der Datenverarbeitungs¬ systeme haben dabei in den Anlagen der dritten Generation ihren Niederschlag gefunden. Die Anlagen der dritten Generation (siehe Elektronisches Jahr¬ buch 1974) werden einheitlich für alle Länder des RGW durch die Anlagen des Systems ESER repräsentiert. Ausgehend von der Er¬ kenntnis, daß die sozialistische ökonomische Integration entscheidend dazu beiträgt, die Vorteile des Sozialismus voll zu erschließen, wurde das System ESER unter Leitung der Sowjetunion gemeinsam von der UdSSR, der Ungarischen Volksrepublik, der Volksrepublik Polen, der Volksrepublik Bulgarien, der CSSR und der DDR entwickelt. Zum System ESER gehören dabei gegenwärtig die 6 folgenden Anlagenmodelle: - das Modell ES 1010 aus der Ungarischen Volksrepublik, - das Modell ES 1020 als Gemeinschaftsentwicklung der UdSSR und der Volksrepublik Bulgarien, - das Modell ES 1021 aus der CSSR, - das Modell ES 1030, entstanden in Zusammenarbeit der UdSSR mit der Volksrepublik Polen, - das Modell ES 1040 als Beitrag der DDR zum ESER, - das Modell ES 1050 aus der UdSSR. Im Mai 1973 wurden diese Modelle nach nicht einmal 4 Jahren Entwicklungszeit mit der Ausstellung ESER 73 der internationalen Öffentlichkeit in Moskau vorgestellt. Zwischenzeitlich wurde zur weiteren Vervollkommnung des Systems von der Sowjetunion bereits das Modell ES 1060 angekündigt, das mit einer Operationsgeschwindigkeit von etwa 2 Millionen Operationen/s 55 neue Maßstäbe für die Anwendung der elektronischen Datenverarbei¬ tung setzt. Die qualitativ neuen Möglichkeiten, die grundsätzlich durch die Anlagen der dritten Generation geboten werden, bilden die Voraus¬ setzung für eine effektive Anwendung der Datenfernverarbeitung. Die Datenfernverarbeitung ist eine besondere Form der Nutzung elektro¬ nischer Datenverarbeitungsanlagen. Sie ermöglicht den Zugriff von dezentralen Stationen, die durch solche Entfernungen vom zentralen Datenverarbeitungssystem getrennt sind, daß eine Verbindung im herkömmlichen Lokalanschluß nicht mehr möglich ist, sondern die Zwischenschaltung zusätzlicher Datenfernübertragungseinrichtungen erfordert. Entwicklung der Datenfernverarbeitung Datenverarbeitung, Datenfernübertragung und Datenfernverarbei¬ tung entwickelten sich in der genannten Reihenfolge in zeitlichen Ab¬ ständen von etwa jeweils 10 Jahren. Die Grundlage der elektronischen Datenverarbeitung wurde im Zeitraum von 1943 bis 1946 durch die Entwicklung und Inbetriebnahme der Rechenanlage ENI AG ge¬ schaffen. Mit der Zunahme der Datenverarbeitungsanwendungen entstand aus der Diskrepanz des Zeitaufwands zwischen dem Verarbeitungs¬ prozeß einerseits und zum anderen den Prozessen der Datenbereit¬ stellung bzw. der Zurverfügungstellung der Ergebnisse auf der Grund¬ lage des körperlichen Datenträgertransports die Forderung nach einer Datenfernübertragung. Die ersten Versuche zur Datenfernübertragung mit Hilfe der Nach¬ richtentechnik wurden dabei Anfang der fünfziger Jahre durchge¬ führt. Im Jahre 1952 erfolgte in den USA die erste Übertragung von Daten einer Lochkarte über eine Fernsprechleitung zwischen Pough- keepsie und New York. Die Impulse für die ersten Datenfernverarbeitungs-Anwendungen gingen vom militärischen Sektor aus. Eine Vorstufe bildete in den USA das System SAGE (iS'emi-Automatic Ground Equipment), das 1958 in einer ersten Ausbaustufe in Betrieb genommen wurde. Es diente als Warnsystem für die militärische Luftüberwachung. Im Jahre 1961 entstand am Massachusetts Institute of Technology (MIT) das Projekt MAC (Mulitaccess Computing), das auf der Grund¬ lage der Datenverarbeitungsanlage IBM 7094 den eigentlichen Be¬ ginn der Anwendung der Datenfernverarbeitung darstellte. Die grundlegende Arbeitsweise beruhte auf dem Prinzip der Zeitteilung (Time-Sharing), wodurch gleichzeitig bis zu 30 entfernte Nutzer be- 56 dient werden konnten. Kurze Zeit später wurde das System SABRE entwickelt, das als Flugbuchungssystem der American Airlines diente. Die erste umfangreichere Datenfernverarbeitungs-Anwendung in Europa erfolgte im Rahmen der Olympischen Winterspiele 1964 in Innsbruck. Eine größere Verbreitung fand die Anwendung der Daten¬ fernverarbeitung jedoch erst Ende der sechziger Jahre. 1968 waren dabei in den USA etwa 10% der installierten Datenverarbeitungs¬ systeme mit Datenfernübertragungseinrichtungen ausgestattet. Etwa zur gleichen Zeit begann in Verbindung mit dem Einsatz der Anlagen Robotron 300 auch die Anwendung der Datenfernverarbei¬ tung in der DDR. Zur Datenfernübertragung dienten die mittel¬ schnellen Datenfernübertragungseinrichtungen DFE 550, deren Ent¬ wicklung Ende 1967 abgeschlossen war (Bild 1). Der Einsatz dieser Bild 1 Ansicht der Daten) ern- ilbertragungsanlage DFE 550 Geräte erfolgte in den verschiedensten Anwendungsgebieten. So wurde im Rahmen der Leipziger Frühjahrsmesse 1969 auf der Grundlage dieser Geräte eine Datenfernübertragung zwischen der Messehalle 20 und einem Rechenzentrum in der Sowjetunion demonstriert, wodurch es möglich war, eine in der Messehalle ausgestellte numerisch ge¬ steuerte Werkzeugmaschine nahezu unmittelbar auf der Grundlage eines im Rechenzentrum der Sowjetunion ausgearboiteten Steuer¬ programms zu steuern. Eine andere Anwendung erfolgte beispielsweise anläßlich der Europameisterschaften im Sportschießen im August 1971 in Suhl. Zur Einhaltung des Zeitlimits für die Ergebnisbereitstellung war es not¬ wendig, die Entfernung zwischen den Schießsportanlagen und dem Rechenzentrum, mit Hilfe der Datenfernübertragung zu über¬ brücken. 57 Aufbau eines Datenfernverarbeitungssystems Allgemein läßt sich die Datenfernverarbeitung (DFV) als die Verbin¬ dung von Datenverarbeitung (DV) und Datenfernübertragung (DFÜ) zu einem technisch-organisatorischen Gesamtsystem charakteri¬ sieren. Der Aufbau eines Datenfernverarbeitungssystems leitet sich un¬ mittelbar aus der Datenfernübertragung ab, wo zwei räumlich ge¬ trennte Datenendeinrichtungen, z.B. Fernschreiber oder Lochband¬ stationen, durch Übertragungseinrichtungen miteinander verbunden sind (Bild 2). Kennzeichnend für die Datenfernverarbeitung ist dabei, daß für mindestens eine Datenendeinrichtung eine elektronische Datenverarbeitungsanlage verfügbar sein muß, um einen mit der Übertragung unmittelbar zusammenhängenden Verarbeitungsprozeß zu realisieren. In Abhängigkeit von der Verbindung der elektronischen Daten¬ verarbeitungsanlage mit den Übertragungseinrichtungen unterschei¬ det man zwei verschiedene Formen der Datenfernverarbeitung: - die indirekte Datenfernverarbeitung (off-line-Datenfernverarbei¬ tung) auf der Grundlage einer rechnerunabhängigen Datenfern¬ übertragung und — die direkte Datenfernverarbeitung (on-line-Datenfernverarbeitung) auf der Grundlage einer rechnerabhängigen Datenfernübertragung. Während bei der indirekten Datenfernverarbeitung die Verbindung zwischen Übertragungs- und Verarbeitungsprozeß über Zwischen¬ datenträger erfolgt, wird bei der direkten Datenfernverarbeitung die ,elektronische Datenverarbeitungsanlage selbst zur Datenendeinrich¬ tung. Die direkte Datenfernverarbeitung stellt damit die höhere Form der Anwendung der Datenfernverarbeitung dar und wird heute mit dem Begriff Datenfernverarbeitung weitgehend identifiziert. Da die Übertragungseinrichtungen tiild 2 Aufbau eines Datenfernübertragungssystems 58 Bild 3 'Hierarchische Struktur eines Datenfernverarbeitungssystems Datenfernverarbeitung in den meisten Fällen erst dann wirtschaftlich einzusetzen ist, wenn eine größere Anzahl von Anwendern diese Mög¬ lichkeiten nutzt, sind Datenfernverarbeitungssysteme so ausgelegt, daß mehrere Übertragungsleitungen mit der elektronischen Daten¬ verarbeitungsanlage verbunden sind. Ein Datenfernverarbeitungs¬ system setzt sich damit aus folgenden Komponenten zusammen: — dem zentralen Datenverarbeitungssystem in Form einer leistungs¬ fähigen elektronischen Datenverarbeitungsanlage, — Übertragungseinrichtungen, die in ihrer Gesamtheit das Übertra¬ gungssystem bilden, — dezentralen Stationen. Die Skale der dezentralen Stationen reicht von einfachen Signal¬ gebern bis wieder zu elektronischen Datenverarbeitungsanlagen. Unter dem Aspekt der hierarchischen Strukturierung eines Datenfern¬ verarbeitungssystems ist es zweckmäßig, dezentrale Stationen zu untergliedern in Satellitenstationen, die selbst wieder die Funktion einer Zentrale übernehmen können, und Datenstationen, die aus¬ schließlich Ein- und Ausgabeprozesse realisieren. Der Aufbau eines allgemeinen Datenfernverarbeitungssystems setzt sich damit aus folgenden Ebenen zusammen (Bild 3): 1. Ebene: Zentrales Datenverarbeitungssystem. 2. Ebene: Satellitenstationen. 3. Ebene: Datenstationen. Das zentrale Datenverarbeitungssystem hat die Aufgabe, den Ver¬ arbeitungsprozeß durchzuführen und die Übertragung der Daten zu 59 steuern. Da die Anwendungsfälle der Datenfernverarbeitung gewöhn¬ lich dadurch charakterisiert sind, daß sie nicht zu vorher bestimm¬ baren Zeitpunkten auf treten, sondern durch den Anwender je nach Bedarf ausgelöst werden und damit in ihrer Verteilung den Gesetzen der Wahrscheinlichkeitstheorie unterliegen, werden an das zentrale Datenverarbeitungssystem spezielle Anforderungen gestellt. Zu diesen Anforderungen gehören: — ein leistungsfähiges Unterbrechungssystem, — ein wirksamer Speicherschutz, — Vorhandensein eines Zeitgebers, — Unterstützung des Multiprogramm-Betriebs. Diese Anforderungen werden durch die Anlagen des Systems ESER grundsätzlich erfüllt. In Abhängigkeit von den Anwendungsformen der Datenfernverarbeitung ergeben sich darüber hinaus Anforderun¬ gen an die Speicherkapazität. Die Zugriffsmöglichkeiten für Datenfernverarbeitungs-AnWendun¬ gen können dabei zwischen den folgenden Möglichkeiten liegen: — alle Anwender eines Datenfernverarbeitungssystems benutzen gleich¬ berechtigt zum gleichen Zweck das gleiche, einem bestimmten An¬ wendungsgebiet zugeordnete zentral gespeicherte Programmsystem, z.B. bei einem Platzbuchungssystem; — die Anwender eines Datenfernverarbeitungssystems arbeiten an voneinander unabhängigen Aufgaben auf der Grundlage eigener Programme, z.B. bei der Nutzung von Anlagenkapazitäten dienst¬ leistender Rechenzentren. Diese beiden Anwendungsformen der Datenfernverarbeitung wer¬ den als Teilhaberbetrieb und als Teilnehmerbetrieb bezeichnet. Der Teilhaberbetrieb ist eine spezielle Anwendungsform der Datenfern¬ verarbeitung und kann mit Hauptspeicherkapazitäten ab 64 K Bytes realisiert werden. Der Teilnehmerbetrieb ist die allgemeinere Anwen¬ dungsform der Datenfernverarbeitung, erfordert zu seiner Realisie¬ rung gewöhnlich aber mindestens 256 K Bytes Hauptspeicher¬ kapazität. Während spezielle Datenfernverarbeitungssysteme damit bereits mit den kleineren Modellen des ESER als zentralem Datenverarbei¬ tungssystem realisiert werden können, erfordern universelle Daten¬ fernverarbeitungssysteme den Einsatz von ESER-Anlagen ab der Leistungsfähigkeit des Modells ES 1040. Die Übertragungseinrichtungen stellen die Verbindung zwischen dem zentralen Datenverarbeitungssystem und den dezentralen Stationen her. Unter dem Begriff Übertragungseinrichtungen sind dabei die Datenübertragungsendeinrichtungen und die Übertragungskanäle zu 60 verstehen. Die Datenübertragungsendeinrichtungen realisieren die Modulation und Demodulation der digitalen Daten (Modem), die Anpassung (Anpassungsgerät) und die Datensicherung (Fehlerkorrek- turgerät). Zur eigentlichen Übertragung der Daten stehen zwei prinzipiell unterschiedliche Übertragungswege zur Verfügung: - Übertragung über drahtgebundene Übertragungskanäle, - Übertragung über nichtdrahtgebundene Übertragungskanäle. Die drahtlose Datenübertragung beschränkt sich dabei gegenwärtig auf Spezialanwendungen, z.B. Land-Meer-Verbindungen. Für die Datenfernübertragung über drahtgebundene Leitungswege stehen die folgenden Leitungsarten zur Verfügung: - Fernschreibleitungen, - Fernsprechleitungen, - Breitbandleitungen. Sie unterscheiden sich dabei insbesondere in ihren Übertragungs¬ geschwindigkeiten und sind mit unterschiedlichen Kosten ver¬ bunden. Die Übertragungsgeschwindigkeiten über Fernschreib¬ leitungen liegen zwischen 50 und 200 bit/s, während sie im Fernsprech¬ netz 200 bis 2400 bit/s, teilweise auch 4800 bit/s erreichen (Bild 4). Die Übertragungsgeschwindigkeiten bei Breitbandleitungen betragen 50000 bit/s und darüber. Sie werden in Zukunft vor allem für direkte Rechnerverbindungen angewendet werden. Gegenwärtig erfolgen die meisten Übertragungen im Bereich mittlerer Geschwindigkeiten über öffentliches Fernschreibnetz 50 bit/s Fernschreib -Standleitungen 100/200 bit/s öffentliches Fernsprechnetz 200 bzw. 000/1200 bit/s Fernsprech -Standleitungen 2000/0800 bit/s Breit band-Übertragungswege ca. 50000 bit/s Bild 4 Arten von Vbertragunqekanälen bei der Datenfernverarbeitung Zentrales Daten¬ verarbeitungs¬ system dezentrale Stationen fil Fernsprechleitungen. Dabei ist zu unterscheiden zwischen Wähl¬ verbindungen und Stand leitungen. Standleitungen erfüllen höhere Übertragungsansprüehe als Wähl¬ leitungen und sind bei kritischen Antwortzeitbedingungen unumgäng¬ lich. Wählleitungen sind demgegenüber in Abhängigkeit von der Ent¬ fernung und dem Übertragungsvolumen für eine Reihe von Anwen¬ dungen kostengünstiger, so daß die Entscheidung über Stand- oder Wählleitungen den konkreten Anwendungsfall berücksichtigen muß. Die dezentralen Stationen ermöglichen den Zugriff der Anwender zum zentralen Datenverarbeitungssystem. Sie sind damit das Binde¬ glied zur Umwelt im Datenfernverarbeitungssystem. Satellitenstationen werden vorrangig durch elektronische Daten¬ verarbeitungsanlagen und Prozeßrechner realisiert. Dabei sind sowohl die kleineren Modelle des Systems ESER oder die Anlage Robotron 21 als Datenverarbeitungsanlagen bzw. die Rechner R 4000 oder R 4200 zur Steuerung und Kontrolle von Produktionsprozessen einsetzbar. Datenstationen werden sowohl aus einzelnen Geräten als auch aus bestimmten Gerätekombinationen gebildet. Sie müssen dabei die Anpassung an das jeweilige Anwendungsgebiet gewährleisten. Aus der Vielzahl unterschiedlicher Anwendungsmöglichkeiten der Datenfern¬ verarbeitung ist es erforderlich, daß ein breites Geräteangebot zur Ausstattung von Datenstationen zur Verfügung steht. Davon ausgehend werden im Rahmen des Systems ESER unter anderem von der Sowjetunion, der Ungarischen Volksrepublik und Zentrales Datenverarbeitungssystem Ubertragungseinrichtungen dezentrale Stationen Steuer¬ werk Rechen¬ werk Haupt¬ speicher [Magnet-/\ ~\romme\J WfjSäMk -{Lochkarte mgnet- i [platte ■ Fernschreibkanal - - Fernsprechkanal - - Breitbandkanal - rechnerunabhängige Übertragung EDVA f Lochkarte - ^Bildschirmj Bild - r , JieaiisiervnysmÖcjHchkeiten für die Komponenten eines Datenfernverarbei- tunyssystems 02 der DDR entsprechend abgestimmte Entwicklungen durchgeführt, die Bildschirmeinheiten, Tastaturen, Schreibwerke, Lochbandstatio¬ nen usw. umfassen und damit eine anwendungsgerechte Ausstattung von Datenstationen ermöglichen. Als Beitrag der DDR wird dabei das on-off-line-Datenerfassungssystem daro-Cellatron 1600 entwickelt, das als Abonnentenpunkt 5 in das System ESER einbezogen ist. Zu den im System 1600 verfügbaren Ein- und Ausgabebaugruppen gehören u. a. Tastaturen, Druckwerke und ein Register-Ausweis- Leser, die zu 3 verschiedenen Typen von Datenendplätzen kombiniert werden können. Der Einsatz dieses Systems ermöglicht dem Anwender ein schnelles Erfassen und Übertragen von Daten der verschiedensten Anwendungsgebiete. Einen zusammengefaßten Überblick über Realisierungsmöglich¬ keiten für die Komponenten eines Datenfernverarbeitungssystems vermittelt Bild 5. Das System ESER umfaßt neben der Gerätetechnik auch die pro¬ grammtechnische Unterstützung für die Anwendung der Datenfern¬ verarbeitung. Im Ergebnis der sozialistischen Integration wird es damit möglich, die Effektivität der Anwendung der elektronischen Datenverarbeitung für unsere sozialistische Volkswirtschaft weiter zu erhöhen. Durch den gezielten Einsatz der Datenfernverarbeitung können sowohl bestimmte Anwendungsgebiete besser realisiert und neue erschlossen als auch eine effektive Auslastung der leistungs¬ fähigen Anlagen des Systems ESER gewährleistet werden. Literatur [1] Autorenkollektiv: Datenübertragung im System der EDV, Schriftenreihe Datenverarbeitung, herausgegeben vom VEB Kombinat Robotron, 1970 [2] Villiger, R. M.: Möglichkeiten, Probleme und Auswirkungen der Datenfern¬ verarbeitung, Hamburg - Berlin 1969 [3] System der Datenfernverarbeitung, Prospekt VEB Kombinat Robotron, 1973 Nach Pres$.ematerialien redaktionell zusammengestellt Der Empfang von Wettersatellitenbildern Neben einem bedeutenden Nutzen für die weitere wissenschaftliche, technische und technologische Forschung bringen die hohen Ziel¬ stellungen der Weltraumforschung auch indirekt großen Nutzen auf den Gebieten der kosmischen Meteorologie, des kosmischen Nach¬ richtenwesens und der kosmischen Biologie und Medizin. Durch Wettersatelliten der UdSSR (Meteor-System) und der USA (Tiros, Nimbus, ITOS und NOAA) sind heute eine globale Wetterüber¬ wachung und eine exaktere Wettervoraussage möglich geworden. Das sowjetische Meteor-System begann am 28. 2. 1967 mit dem Satelliten Kosmos 144, vorher war ein Teststart des Systems mit Kosmos 122 erfolgt. Das Meteor-System benutzt polare Bahnen mit 600 bis 800 km Bahnhöhe und rund 81° Bahnneigung. Die nach¬ folgende Tabelle enthält Daten der sowjetischen Wettersatelliten. Bezeichnung Startdatum Bahnhöhe Bahn¬ neigung Ümlaufzeit Ende der Lebens¬ dauer Kosmos 144 28. 2. 67 625 km 81,2° 96,92 min 29. 3. 68 Kosmos 156 27. 4. 67 630 km 81,2° 97,0 min 22. 8. 67 Kosmos 184 25. 10. 67 635 km 81,2° 97,14 min 23. 5. 68 Kosmos 206 14. 3. 68 630 km 81,0° 97,0 min 18. 5. 68 Kosmos 226 12. 6. 68 603-650 km 81,2° 96,7 min 21. 2. 69 Meteor 1 26. 3. 69 644 ..-713 km 81,2° 97,9 min Meteor 2 6. 10. 69 613-.681 km 81,2° 97,7 min Meteor 3 17. 3. 70 555-.643 km 81,2° 95,6 min Meteor 4 28» 4. 70 637-736 km 81,2° 98,1 min Meteor 5 23. 6. 70 863 - -906 km 81,2° 102 min Meteor 6 15. 10. 70 - - - Meteor 7 20. 1. 71 630-679 km 81,2° 97,6 min Meteor 8 17. 4. 71 620-646 km 81,2° 97,2 min Meteor 9 16. 7. 71 618-650 km 81,2° ■ 97,3 min Meteor 10 29.12. 71 880-905 km 81,2° 102,7 min Meteor 11 30. 3. 72 878-903 km 81,2° 102,6 min Meteor 12 30. 6. 72 897-929 km 81,2° 103,0 min 64 20°c IO°c Bild 1 Infrarotbild eines tropischen 1 Yirbehtvrms (Celeste) nufqenommen vom sowjetischen Satelliten Kosmos 226 (16. 7. 1968 im Stillen Ozean) 5 Schubert, Eljabu 75 65 Bild 2 Wolkenbild im sichtbaren Spektralbereich vom 8. 5. 73, auf genommen als APT-Bild mit der WES-2 (gedehnte Aufzeichnung mit 96 Ulmin des Ab¬ tastradiometers ) Die Satelliten sind mit Fernsehkameras für die Wolkenbedeckung, mit Infrarotsensoren und Aktinometern ausgerüstet. Das FS-System tastet die Erde streifenförmig mit 1000 km Breite längs der Flugbahn ab, die Subsatelliten-Auflösung beträgt 1,3 km X 1,3 km, bei Infrarot¬ bildern 15 km x 15 km. Die sowjetischen Satelliten arbeiten bis jetzt nur im Abfragebetrieb (Empfangszentren in Moskau und Nowosi¬ birsk), während die USA-Satelliten nach dem APT-Verfahren (auto¬ matic picture transmission) Direktsendungen durchführen. 6(1 Zwei Beispiele für Satellitenbilder, das erste im Infrarotbereich auf¬ genommen von Kosmos 226 am 15. 7. 68 (Bild 1). Es zeigt den tro¬ pischen Wirbelsturm Celeste im Stillen Ozean, Länge und Breite sind angegeben. Die hellen Stellen haben höhere Temperatur. Die Bedeu¬ tung eines solchen Bildes für aktuelle Unwetterwarnung zur Ver¬ hütung volkswirtschaftlichen Schadens braucht nicht unterstrichen zu werden. Auch Kosmonauten haben solche Wirbelsturmbeobach¬ tungen durchgeführt. Bild 2 zeigt die Qualität eines Wolkenbedek- kungsfotos im sichtbaren Bereich. Man kann synoptische Erscheinun¬ gen deuten und Bewölkungsprozesse analysieren (Depressionen, Fronten, Konvergenzzonen, Strahlströme, konvektive Prozesse u.a.m.). Weiterhin gestatten diese Bilder eine Vereisungsanalyse. In Bild 3 ist die Wolken Verteilung über die gesamte Erdoberfläche dar¬ gestellt, wie sie von einem geostationären Satelliten aus 36000 km Höhe oder von einer interplanetaren Sonde aus gleicher Erdentfernung aus gesehen wird. Man erkennt den Ort eines Wirbelsturms auf der Südhalbkugel, die fast wolkenfreien Steppenzonen und die stark be¬ wölkten Polkappen. Bild 4 zeigt schematisch die Bahn eines Meteor- Satelliten und die Größe des abgetasteten Gebiets auf der Erde. Bild 3 Aufnahme der globalen Wolkenverteilung über der Erde von einem geo¬ stationären Satelliten aus 5* 67 Für die Direktübertragung von Satellitenwolkenbildern wird ein Verfahren mit Amplitudenmodulation im VHF-Gebiet benutzt (Unterträger 2,4 kHz, zu Beginn 3 s lang ein 300-Hz-Startsignal, dann 5 s Einphasungssignal und 150 bzw. 200 s Bildinhalt). Das Empfangs¬ gebiet einer Berliner Station (wie sie beim meteorologischen Dienst in Potsdam im Routineeinsatz ist) reicht vom Ural bis Grönland und von der mittleren Sahara bis Spitzbergen. Bilder dieses Gebiets erhält man von jedem Satelliten einmal am Tage und einmal in der Nacht von jeweils vier Durchgängen. Die Wetterbildanlage WES-2 gestattet nun den Empfang der Signale direkt sendender Wettersatelliten mit einem feststehenden Kreuzdipol. Das ist möglich durch einen speziellen Empfänger- Bild 4 Umlaufbahn eines Wettersatelliten und Größe des von ihm abQetasteten Be reiche auf der Erdoberfläche 68 Bild 5 Aufbau der Empfangsantenne des Wetterbildsystems WES-2 auf dem Gro߬ mast eines Schiffes Doppelsuperhet mit kohärenter Demodulation (phasengeregelte Schleife, PLL-Demodulator). Durch das ebenfalls benutzte Zweikanal- Empfangsprinzip mit automatischer Steuerung der Kanäle auf opti¬ males Signal-Rausch-Verhältnis wird ein sicherer Empfang auch bei Änderung der Einfallspolarisation oder der Einfallsamplitude er¬ möglicht. Natürlich kann ein versierter Funkamateur auch die Signale von Wettersatelliten mit einem Kreuz- Yogi und einem umgebauten 2-m- Empfänger aufnehmen, sie dann als Wehneltzylinder-Modulation auf einen Oszillografen geben, dessen Leuchtpunkt zeilenweise nach der APT-Norm über den Bildschirm geführt wird, und die Helligkeits- 69 Bild 6 Wetterbild einen Sturm wir beiz mit leichten Störungen des Empfangs durch funiiee/tnisr/ie, Mittel an IUnd dev Schiffes Verteilung fotografisch registrieren. Aber ein solches System wäre nicht für den Rout inebetrieb im Wetterdienst geeignet. Durch Kopplung dieses Empfängers mit einem neuentwickelten Bildschreiber mit Faseroptik entstand eine Anlage, die den Weltstand auf diesem Gebiet mitbestimmt. Sie ist in mehreren Veröffentlichun¬ gen genau beschrieben, so daß hier eine umfangreichere Erörterung entfallen kann. Der Einbau dieser Anlage auf Schiffen gestattet es, operative Kursänderung bei Unwetter durchzuführen, und spart mög¬ liche Verluste an Menschen und Material. In Bild 5 ist der Aufbau der Empfangsantenne auf dem Großmast eines Schiffes gezeigt. Durch 70 die Verwendung eines bedienungsarmen Bildschreibers kann die An¬ lage vom zuständigen Schiffspersonal mitbedient werden. Im praktischen Betrieb treten zeitweise Störungen durch Funk¬ dienste auf, die sich aber auf die Auswertbarkeit der Wetterbilder wenig auswirken. Ein Beispiel für die Einwirkung eines Funkgeräts zeigt Bild 6. Hier kann der im oberen Bildrand befindliche Wirbel trotz der Störungen einwandfrei erkannt und analysiert werden. Es ist klar, daß . Anlagen mit einer so hohen Eingangsempfindlichkeit wie die Anlage WES-2 (0,2 [i.V reichen für die Bildschreibung aus!) auch störempfindlich sind. Störungen treten aber nur bis zu kleineren Prozentzahlen der Gesamtzahl der empfangenen Bilder auf. Mit dem Wetterbildsystem WES-2 wurde die Empfangstechnik weiter ent¬ wickelt und eine volkswirtschaftliche Nutzung der Kosmostechnik begonnen. In der Welt arbeiten z.Z. mehrere 100 APT-Empfangs- stationen im Dauerbetrieb, und der Nutzen für Schiffahrt, Luftfahrt, Landwirtschaft und Industrie ist nachweisbar. Technische Daten der Anlage WES-2 : Antenne: zwei gekreuzte Dipole mit je einem Antennenverstärker, Reflektorebene, Dipole angewinkelt. Rauschzahl des Antennenverstärkers: 2,5 kT 0 bei A f = 4 MHz, V = 25 dB Empfangsband: 135,5 -138 MHz. 1. ZF: 10,7 MHz 2. ZF: 455 kH? ZF-Bandbreite: 45 kHz, maximal verarbeitbarer Hub ± 15 kHz Bildaufzeichnungsverfahren: fotografisch, positiv Papierformat: 254 mm breit, 30-m-Spule Bildformat: Breite 220 mm, Länge 180 bis 690 mm Bildunterträger: 2,4 kHz, Spannung am Bildschreibereingang 0,7 bis 2 V Literatur [1] Schneider, W.: Die Wetterbildempfangsstation WES-2 - ein Beitrag der DDR zum Interkosmosprogramm Feingerätetechnik 21, Heft 12 (1972), Seite 567 bis 570 [2] Fischer, H. J., Kempe,V., Rienäcker, ,J., Schmelovsky, K. H.: Zweikanal- Wetterbildempfangsanlage mit Optimaldemodulator ZEA-1 radio, fernsehen, elektronik 20, Heft 18 (1971), Seite 585-590 [3] Plauschin, U., Schneider, W.: Das Bildaufzeichnungsgerät BAG-1 zur Auf¬ zeichnung von Wolkenbildern radio, fernsehen, elektronik 20, Heft 23 (1971), Seite 767-778 [4 ] Fischer, H. J., Rienäcker, J Empfangsanlage für Wettersatellitenbilder APT 137/3 radio, fernsehen, elektronik 20, Heft 8 (1971), Seite 256-266 71 Ing. Klaus K. Streng Fernsehtuner mit Programmtasten Unsere Eltern kannten schon Programmtasten an ihrem Rundfunk¬ empfänger. Diese waren zwar nur in Großempfängern und Autoradios zu finden - soweit es vor 30 Jahren schon Autoradios gab. Aber Programmtasten im Fernsehempfänger? Hier könnten Kritiker sofort einwenden: »Den Abstimmknopf werden die Leute wohl noch drehen können!« Dieser Einwand ist nicht stichhaltig. Zunächst: Die programmierte Abstimmung mit Drucktasten ist exakter als die von Hand. Die Drucktastenabstimmung hat zum Ergebnis eine bessere Bildqualität sowie kein ständiges Suchen am Abstimmknopf; wenigstens sollte es so sein. Zudem gibt es auch in unserer Republik viele Gegenden, in denen zwei Sender des Fernsehens der DDR empfangen werden können, auch oft mit dem gleichen Programm. Fällt nun ein Sender aus, was ja doch vorkommt, kann der andere Sender eingeschaltet werden. Ohne Programmtasten dauert dies mehr oder weniger lange (vielleicht an der spannendsten Stelle eines Fernseh-Krimis!). Oder denken wir an das Umschalten vom Empfang des 1. Programms auf das 2. oder umgekehrt. Programmtasten haben also durchaus einen Sinn. Wie werden sie realisiert? Mechanische Vorrichtungen, die z. B. den Abstimmdrehkondensator in vorprogrammierte Stellungen bringen, scheiden aus (zu großer Aufwand, zu ungenau). Aber bietet nicht die elektronische Abstimmung (Abstimmung mit Kapazitätsdioden) hier ideale Möglichkeiten? Fassen wir das Wesentliche der elektronischen Abstimmung kurz zusammen: Jede Halbleiterdiode hat eine Sperr¬ schichtkapazität, d.h., sie wirkt, als ob zwischen ihren beiden An¬ schlüssen eine Kapazität vorhanden wäre. Diese Sperrschichtkapa- zität ist abhängig von der Sperrspannung der Diode. Schaltet man die Diode parallel zu einer Induktivität, so läßt sich die Resonanzfrequenz des als Induktivität plus Sperrschichtkapazität gebildeten Schwing¬ kreises durch eine Gleichspannung ändern. Bild 1 zeigt diese Schal¬ tung. Der Kondensator C verhindert, daß die Spule die Gleichspan- 72 Bild 1 Bild 2 Prinzipschalking der A bstimmung Abstimmung von programmierten mit Kapazitätsdioden Abstimmirequenzen mit Kapazitätsdiode nung an der Diode (ihre Sperrspannung) kurzschließt, der Wider¬ stand R sorgt dafür, daß die Hochfrequenzspannung am Schwingkreis nicht in die Gleichspannungsquelle fließt und ihrerseits dort kurz¬ geschlossen wird. Ein Schritt weiter: Schaltet man bestimmte Gleichspannungen mit dem Schalter (Bild 2) an die Kapazitätsdiode, so wird die Resonanz¬ frequenz des Schwingkreises auf vorher programmierbare Werte ab- gestimmt. Netzspannung + 13V +8W Bild 3 Stromlauf plan des Drucktasten-Abstimmteils im Fernsehempfänger Luxomat (VEB Fernsehgerätewerk Staßfurt) 73 Und nun zum Fernsehempfänger Luxomat des VEB Fernsehgeräte¬ werke Staßfurt, ln Bild 3 ist die Schaltung der Programmtasten zu sehen. Die Gleichspannung für die Abstimmdioden muß natürlich sorgfältig stabilisiert werden, damit der einmal eingestellte Sender nicht »wegläuft«. Dazu dient der integrierte Spannungskonstant¬ halter MA A 550 von TESLA. Er 1 iefert eine konstante Spannung von etwa 33 V, die den 5 parallelgeschalteten 100-kQ-Potentiometern zu¬ geführt wird. Je nach Tastendruck führt man die Spannung am Schleifer eines dieser Potentiometer dem UHF- oder VHF-Tuner zu (Bild 4 und 5). Der gewünschte Sender wird so empfangen. Der Vorgang verläuft wesentlich komplizierter, als man nach der einfachen Schaltung in Bild 1 erwarten könnte. Doch das ist nicht alles, für die Tastenabstimmung muß der VHF-Tuner (Band I oder Band III) entsprechend umgeschaltet werden. Auch das geschieht durch Dioden. Wie man mit Dioden schalten kann, ist allgemein bekannt. Je nach Polarität der angelegten Gleichspannung (Bild 6) läßt die Diode den Strom durch («, entspricht Durchlaßrichtung) oder ist für ihn ge¬ sperrt (b, entspricht Sperrichtung). Natürlich läßt sich einwenden, daß die Diode kein idealer Schalter ist, denn dieser hat ja entweder prak¬ tisch keinen Widerstand (geschlossen) oder einen unendlich großen Widerstand (offen) zwischen seinen Anschlüssen. So ideal ist der »Diodenschalter« nicht. Geschlossen hat er einen Durchlaßwiderstand 74 BF 745 BBW56X BB105G GFH5 Bild 5 Stromlauf plan des V TT F -Tuners im Luxomat + —N- a) BildG Prinzip des Diodenschaltera) Schalter geschlossen (Durchlaßrichtung der Diode); b) Schalter offen (Sperrichtung der Diode) (Größenordnung einige Q), geöffnet einen Sperrwiderstand (Größen¬ ordnung einige 10 5 Q). Die Praxis beweist jedoch, daß man mit diesem unvollkommenen Schalter HF-Spannungen z.B. im Tuner schalten kann. Beim durch¬ stimmbaren VHF-Kanalwähler (den der VEB Fernsehgerätewerke Staßfurt bereits im Röhrenzeitalter entwickelte) muß ein Teil der Induktivitäten der Schwingkreise beim Übergang von Band I (Kanäle 2 bis 4) auf Band III (Kanäle 5 bis 12) kurzgeschlossen wer¬ den. Das besorgen Dioden. Die Sperrspannung wird durch die Druck¬ tasten mitgeschaltet (Bild 3: Bei Taste 1 - Band I - schaltet man so eine Gleichspannung von etwa — 10 V, bei Band III beträgt sie etwa -f 12 V). Außerdem wird bei UHF die Mischstufe des VHF-Tuners als zusätzliche ZF-Verstärkerstufe benutzt. Dazu ist wieder eine Schalt¬ diode erforderlich. Sie ist im Ausgangskreis des UHF-Tuners unter¬ gebracht. Bei UHF-Betrieb liegt die Betriebsspannung (U8 über den 2,2-kQ-Widerstand) an der Diode, die jetzt leitet. Die Ausgangs¬ spannung des UHF-Tuners wird der VHF-Mischstufe zugeführt. Anders bei VHF-Empfang, da fehlt die Betriebsspannung des UHF- Tuners an U8, die Diode sperrt. Man muß Bild 3 bis Bild 5 wirklich aufmerksam studieren, um die Wirkungsweise des Schaltertuners zu verstehen. Zum besseren Ver¬ ständnis seien noch einmal die an den einzelnen Tunerteilen anliegen¬ den Spannungen genannt. VHF-Tuner (Bild 5): V2 + 12 V (Betriebsspannung); V3 -b 9,5-b 3,5 V (Regelspannung); V4 + 12 V (Band III) bzw. — 10 V (Band I), (Schaltspannung); V5 -f- 1,5-b 25 V (Abstimmspannung); V8 4-12V (Betriebsspannung). UHF-Tuner (Bild 4): U3 -f 9,5-b 3,5 V (Regelspannung); U5 -b 0,8-b 12 V (Abstimmspannung); U8 -b 12 V (Betriebsspannung). 76 Die beiden Tuner (VHF- und UHF-Tuner) sind mit Steckanschlüssen versehen, was ihr eventuelles Auswechseln zu Reparaturzwecken er¬ leichtert. Es gibt noch manch andere Problematik des Tastentuners, die hier aber nicht behandelt werden soll, so die Temperaturkompensation der Oszillatoren, die Dämpfung unerwünschter Frequenzen, speziell im Eingang des VHF-Tuners, und anderes mehr. Soweit in kurzen Zügen die Beschreibung, wie ein moderner Tasten-Fernsehtuner funktioniert. Dies ist natürlich keine Geräte¬ beschreibung, wie sie vom Herstellerwerk u.a. für die Werkstätten herausgegeben wird. So bleibt Raum für die Überlegung, welche Mög¬ lichkeiten diese Tasten wähl noch bieten kann. Da lediglich mit Gleichspannung sowohl abgestimmt wie auch umgeschaltet wird, bietet sich ja die Fernbedienung an. Fernbedienungen für Fernsehempfänger gibt es seit langem, aber sie beschränkten sich auf die Funktionen Lautstärke, Helligkeit und eventuell Kontrast. Fernabgestimmt wurde, nie, denn das wäre beim bisherigen Kanalwähler nur mit großem mechanischem Aufwand möglich gewesen (Servomotor o.ä.) Mit dem neuen Tasten-Kanal- wähler verhält es sich anders. Auch im Zeitalter der scheinbar ent¬ wickelten Fernsehempfängertechnik sind noch Weiterentwicklungen möglich! Noch eine Anmerkung: Obwohl der Tastentuner speziell durch den Fernsehempfänger Luxomat vom VEB Fernsehgerätewerke Staßfurt bekannt geworden ist, ist der beschriebene Tastentuner nicht nur für diesen bestimmt. Wir finden ihn auch im neuen Farbfernsehempfänger Color 21 sowie in dem neuen S-W-Gerät Visiomat. Und wenn dieses Buch erschienen ist, dann wird es vielleicht schon weitere Geräte geben, in denen man sich dieser Schaltung bedient. Dipl.-Phys. Wolf gang Schlesok Amt für Standardisierung, Meßwesen und Warenprüfung der DDE Die Basis der elektrischen Meßtechnik Das hinreichend genaue Darstellen der Einheiten für Stromstärke, Widerstand und Spannung ist die Voraussetzung für die gesamte elektrische und elektronische Meßtechnik in Wissenschaft und Tech¬ nik. Alle Meßmittel für elektrische und magnetische Größen werden unmittelbar oder mittelbar an diese Einheiten angeschlossen. Für einige volkswirtschaftliche Bereiche sind die Meßmittel f ür diese Größen besonders wichtig, vor allem für die Elektrotechnik, Elektronik, Energieversorgung und -Übertragung, das Post- und Fernmeldewesen, das Verkehrswesen sowie die Datenverarbeitung. In der DDR ist das Amt für Standardisierung, Meßwesen und Warenprüfung (ASMW) dafür zuständig, die erforderlichen Normale und Normal verfahren für die elektromagnetischen Größen mit der notwendigen höchsten Genauigkeit bereitzustellen. Das ASMW hat in diesem Rahmen u.a. die Aufgabe, für die Industrie Beglaubigungen, Eichungen und Sonderprüfungen durchzuführen. Schließlich dienen internationale Vergleiche - insbesondere mit den sozialistischen Staaten - dazu, die eigenen Normale zu sichern. Die elektrischen Fundamentaleinheiten und ihre Absolutdarstellung Das Internationale Einheitensystem Durch die Verordnung über die physikalisch-technischen Einheiten vom 14. August 1958 wurde in der DDR das mit den Beschlüssen der 9. und 10. Generalkonferenz für Maß und Gewicht eingeführte MKSA-System (Meter-Kilogramm-Sekunde-Ampere-System) über¬ nommen; es bildet einen Teil der Systeme International d’Unites (SI). Die Einheit der Stromstärke, das Ampere, ist also eine Grundeinheit des SI und wird wie folgt definiert: Das Ampere ist die Stärke eines zeitlich unveränderlichen elektrischen Stroms durch zwei geradlinige. 78 parallele, unendlich lange Leiter der relativen Permeabilität 1 und von vernachlässigbarem Querschnitt, die einen Abstand von 1 m haben und zwischen denen die durch den Strom elektrodynamisch hervor¬ gerufene Kraft im leeren Raum je 1 m Länge der Doppelleitung 2 • IO -7 N beträgt. Der Definition des Ampere liegt die Gleichung für die Kraft zu¬ grunde, mit der zwei parallele, von den Strömen und I 2 durch¬ flossene Leiter der Länge l im Abstand r aufeinander ein wirken: F — P 0 . ' I* ' ^ 2k * r (1) Durch diese Definition wird gleichzeitig der Wert der magnetischen Feldkonstanten zu /u 0 = 4 k • 10“ 7 N • A“ 2 festgesetzt. Das bedeutet aber, daß das Ampere nicht — wie die mechanischen Grundeinheiten Meter, Kilogramm und Sekunde - unabhängig von anderen Grund¬ einheiten definiert ist. Die SI-Einheit der elektrischen Spannung ist das Volt, wobei gilt: 1 V = 1 W/A . (2a) .Die Einheit der elektrischen Leistung, das Watt (W), ist dabei mit der Einheit der mechanischen Leistung identisch. Die SI-Einheit des elektrischen Widerstands ist das Ohm, wobei gilt: 1 Q = 1V/A . (2b) Um die elektrischen Einheiten direkt darzustellen, genügt es also, die Grundeinheit und eine der abgeleiteten elektrischen Einheiten zu realisieren. Andererseits ist es aber auch möglich, abgeleitete elek¬ trische Einheiten ohne Kenntnis des Ampere unmittelbar an die mechanischen Grundeinheiten anzuschließen. Verjähren zur Darstellung des Ampere Die Stromstärkeeinheit wird gemessen durch den Vergleich der durch einen Strom erzeugten elektromagnetischen Kräfte mit mechanisch meßbaren Kräften. Kurz nachdem Gauß und Weber 1832 das System der elektromagnetischen Einheiten auf gestellt hatten, begannen auch Arbeiten mit dem Ziel, das Ampere darzustellen. Als Vorläufer gelten dabei die Untersuchungen von Becquerel (1837) sowie von Lenz und Jacobi (1839), die die Kräfte zwischen einer Spule und einem Ma¬ gneten gemessen haben. Dabei befestigten sie die Spule am Ende des Hebelarms einer Waage. Weitere Versuche, das Ampere mit sogenann¬ ten Stromwaagen darzustellen, unternahmen Cazin , Mascart , Lord Rayleigh , Helmholtz und Kelvin. 79 Bild 1 Prinzip-skizze der Stromwaage; 1,2 - feststehende Spulen, 3 - bewegliche Spule; Erläuterungen im Text Mit Hilfe einer Stromwaage kann das Ampere »realisiert« werden. Ersetzt man die in der Begriffsdefinition verwendete unendlich lange Doppelleitung durch zwei koaxiale Kreisringe, so bleibt das Verhältnis des Produkts der Ströme I t • / 2 zur elektrodynamischen Kraft F aus den geometrischen Abmessungen und /j, 0 berechenbar. In den neueren Stromwaagen werden allgemein Zylinderspulen verwendet (Bild 1). Die Stromwaage besteht dabei prinzipiell aus einer Feinwaage mit einer an eine Waagschale angehängten Spule (Spule 3), die sich zwischen zwei gleichartigen feststehenden Spulen (Spulen 1 und 2) in axialer Richtung bewegt. Fließt Strom durch die Spulen, so wird auf die bewegliche Spule 3 eine Kraft F in senkrechter Richtung aus- geübt, die sich aus den Kräften zwischen der beweglichen Spule und den beiden festen Spulen zusammensetzt. Sind die Ströme in den Bild 2 Elektrische Schaltung der Stromwaage: a-"d - ivichtige Anschlußpunkte zwischen einzelnen Teilen der Anordnung; R x , R% - Briickeniciderstände; Ih, IU - Fe.stwiderstünde in den beiden Zweigen; weitere Erläuterungen im Text 80 festen Spulen entgegengesetzt gleich, so hat die Gesamtkraft auf die bewegliche Spule in der Mittellage zwischen den festen Spulen ein Maximum. Den Absolutwert eines durch alle drei Spulen fließenden gleichen Stroms I erhält man als die Quadratwurzel aus dem Verhält¬ nis der gemessenen Kraft zu der für die Stromstärke 1 A berechneten Kraft. Die im ASMW verwendete Schaltung zeigt Bild 2. Der von einer Batterie (120 V) gelieferte Strom von 2 A wird durch eine fotoelek¬ trische Nachführeinrichtung (i? B , 4 kQ) mit Motorpotentiometer (5 kQ) auf 1 • 10 -6 konstant gehalten und erzeugt am Widerstand i? N einen Spannungsabfall, der durch die EMK (elektromotorische Kraft) des Normalelements kompensiert wird. Die festen Spulen sind stets auf einem gemeinsamen Spulenkörper gewickelt. An diesen festen Spulen (1, 1') teilt sich der Strom in die beiden Zweige, von denen der eine noch die bewegliche Spule (2) und der andere einen Ausgleichs¬ widerstand (R a ) enthält. Über eine Brückenanordnung können die Teilströme auf 1 • 10~ 6 gleich gehalten werden. Gleichzeitig mit dem Kommutieren des Bild 3 Gemmta.nordnung der im ASMW verwendeten Stromwaage 6 Schubert, Eljabu 75 81 Stroms in der beweglichen Spule - d.h. mit dem Ändern der Kraft¬ richtung - werden geeignete Wägestücke zum Ausgleich aufgelegt oder abgenommen. Man erhält so die doppelte elektrodynamische Kraft zwischen den Spulen, die frei von gleichbleibenden Störungskräften ist. Bild 3 zeigt die im ASMW verwendete Gesamtanordnung. Die beim Bestimmen des absoluten Ampere mit der Stromwaage erhaltenen wahrscheinlichen Fehler (für die definitionsgemäß die statistische Sicherheit P = 50% beträgt) liegen bei 4---10 • IO -6 . In den letzten Jahren wurde vorgesehlagen, den Zusammenhang zwischen der Präzisionsfrequenz ü) von Protonen in einem Magnetfeld und dessen Induktion B zu verwenden, um das Ampere absolut dar¬ zustellen. Man mißt dabei die Frequenzen in zwei verschiedenen Magnetfeldern. Im ersten starken Magnetfeld gilt: ö>! = y ■ Bj (3) (y — gyromagnetischer Koeffizient). Die Induktion Bj bestimmt man, indem man die Kraft F mißt, die auf einen stromführenden Leiter der Länge l im Magnetfeld ausgeübt wird. Dabei gilt: F =1-1 Bj, und man erhält v CO, • I • l F~ ( 4 ) ( 5 ) In dem zweiten, schwachen Magnetfeld ergibt sich die Resonanz¬ frequenz analog zu = V ' B 2 • ( 6 ) B 2 wird durch ein homogenes, berechenbares Magnetfeld einer Zylin¬ derspule dargestellt und ist — t*0-C-I (?) (C - Spulenkonstante). Entsprechend (5) erhält man y = ü) 2 /*o ■ G ■ I ' ( 8 ) Das heißt aber, y ist einmal proportional, das andere Mal umgekehrt proportional der Stromstärke. Durch Kombination der Gleichungen (5) und (8) erhält man für die Stromstärke I: I = co 2 • F ■ Mo ■ G • 1 ' ( 9 ) 82 Das Ampere könnte nach diesem Verfahren mit einem wahrschein¬ lichen Fehler von etwa 2 • 10 -6 dargestellt werden. Tabelle 1 zeigt die in den metrologischen Staatsinstituten verschiedener Länder durch¬ geführten Absolutbestimmungen des Ampere nach 1945. Tabelle 1 Absolutdarstellungen des Ampere nach 1945 Jahr Land Wahrscheinlicher Fehler 1956 USA 6•IO"« 1957 UdSSR 5 • 10-« 1962 England 4 • 10-« 1968 USA 8 • IO'« 1971 DDR 8 • IO" 6 Verfahren zur Darstellung des Ohm Um das Ohm darzustellen, braucht man nicht das Ampere zu kennen, sondern kann unmittelbar von mechanischen Messungen ausgehen. Im vorigen Jahrhundert wurde das Ohm bereits nach verschiedenen Verfahren bestimmt. Diese klassischen Methoden wurden von Weher , Kohlrausch , Lorenz, Kirchhoff u.a. erarbeitet. Danach — und zwar bis etwa 1960 - beruhten alle Ohmbestimmungen darauf, daß die Wider¬ standsnormale in Brückenschaltungen bei bekannter Frequenz auf den Wert von Gegen- oder Selbstinduktionsnormalen bezogen wurden. Letztere konnten dabei aus ihren geometrischen Dimensionen absolut berechnet werden. Eine Wende auf diesem Gebiet brachte das Jahr 1960, als das Ohm erstmals mit einem berechenbaren Kapazitäts¬ normal bestimmt wurde: Die Kapazität eines Kondensators hängt — abgesehen von der Di- elektrizitätszahl e T des Mediums — nur von seinen geometrischen Ab¬ messungen und einem Proportionalitätsfaktor ab, der elektrischen Feldkonstanten e 0 . e 0 wiederum ist von der magnetischen Feld¬ konstante und von der Lichtgeschwindigkeit c abhängig: «o 1 7 * 7 - c2 ' ( 10 ) Bei dem von Thompson und Lampard entwickelten Kreuzkonden¬ sator sind vier Elektroden zylindrisch angeordnet und voneinander durch schmale isolierende Spalte getrennt (Bild 4). Bezeichnet man die nahezu gleichen Kapazitäten zwischen je zwei gegenüberliegenden Elektroden der Länge l mit C x und C 2 , so gilt für die mittlere Kreuz¬ kapazität C m im Vakuum: G m Ci + c 2 2 ln 2 jUo • C 2 • 7t • l. dl) 6 * 83 Bild 4 Prinzipskizze des Kreuzkonden¬ sators; Erläuterungen im Text Die so erhaltenen Kapazitätswerte liegen zwischen 0,1 pF und 0,5 pF. Mit einer Kapazitätsmeßbrücke mit induktiven Teilern wer¬ den an C m in mehreren Schritten Kondensatoren von 5 bzw. 10 nF angeschlossen. Bild 5 zeigt die im ASMW verwendete Apparatur. Danach wird in einer Wechselstromschaltung bei einer Frequenz von f= 10 4 /27tHz der Wert eines Widerstandes von 10 000 Q mit Hilfe zweier bekannter Kapazitäten von 5 bzw. 10 nF bestimmt. Man kennt dann einen reellen Wechselstromwiderstand von 10000 Q, der zum An¬ schluß eines 10 000-Q -Normalwiderstands bei Gleichstrom dient. In einem zweiten Vergleich mit einem speziellen sogenannten Transfer¬ widerstand muß außerdem die erforderliche Wechselstrom-Gleich- Bild 5 Gesamtanordnung der im ASMW verwendeten Kapazitätsmeßeinrichtung Strom-Korrektur ermittelt werden. In einer Gleichstrombrücke wer¬ den dann an den 10-kQ-Normal widerstand - durch Widerstände, die im Verhältnis 1 : 100 umschaltbar sind — in zwei Stufen die Normale von 1 Q angeschlossen. Somit kann die Abweichung des »nationalen« Ohm vom absoluten Ohm festgestellt werden. Nach diesem Verfahren erhält man das absolute Ohm mit einem wahrscheinlichen Fehler von einigen 10 -7 . Tabelle 2 enthält einige der erreichten Werte. Tabelle 2 Absolutdarstellungen des Ohm nach 1945 Jahr Land Wahrscheinlicher Fehler 1949 USA 3 • 10-« 1954 England 5•IO"« 1957 Kanada 2 • IO" 5 1961 USA 1 4 • 10"® 1964 Japan 1 • IO" 5 1964 Australien 1 5 IO"’ 1964 England 2 • IO"« 1967 Australien 5 • IO’? 1 mit berechenbarem Kondensator Verjähren zur Darstellung des Volt Das Volt kann absolut nach zwei Verfahren dargestellt werden: 1. entsprechend seiner Definition aus einer anderen, bereits darge¬ stellten elektrischen Einheit und der mechanisch definierten Leistungs¬ und Energieeinheit durch Vergleich elektrischer und mechanischer Leistung bzw. Energie; 2. unabhängig von anderen elektrischen Einheiten aus den Kraft¬ wirkungen in einer Kondensatoranordnung (elektrostatische Ver¬ fahren). Im ersten Fall fließt der Strom 7 durch einen Verbraucher und wandelt in diesem die elektrische Leistung P in Wärme um. Die am Verbraucher abfallende Spannung ist dann U = P/I . Experimentell schwierig ist es hierbei, die je Zeiteinheit gebildete Wärmemenge durch den Vergleich mit einer äquivalenten, aus mechanischer Energie ge¬ bildeten Wärmemenge in einem Differentialkalorimeter zu messen. Die Spannung könnte auf diese Weise nur mit einem wahrscheinlichen Fehler von 1**«2 • 10 -5 absolut bestimmt werden. Die elektrostatischen Verfahren beruhen darauf, die Anziehungs¬ kraft F zu ermitteln, die durch die Spannung U zwischen den im Abstand d angeordneten Platten eines Kondensators der Kapazität C erzeugt wird. Es gilt « 12) 85 In der Spannungswaage nach Ohlon führt man den Vorgang auf das Messen der Größen F = m • g, d urid C zurück. Bei dem Flüssig¬ keitselektrometer nach Clothier wird die eine Platte des Kondensators durch die Oberfläche einer leitenden Flüssigkeit gebildet. Der Anstieg des Flüssigkeitsspiegels beim Anlegen einer Spannung von etwa 10 kV wird interferometrisch gemessen. Bei beiden Verfahren kann mit einem Fehler von 2---3 • 10 -6 gerechnet werden. Bisher wurden diese Methoden allerdings in der Praxis noch nicht benutzt, um das Volt darzustellen. Sekundär verfahren In jüngster Zeit verwendet man Verfahren, bei denen die elektrischen Einheiten Ampere und Volt an Atomkonstanten angeschlossen wer¬ den. Diese Methoden sind allerdings nicht zur Definition der Einheiten verwendbar, wenn man nicht die Vorteile des absoluten Systems auf- geben will. So führt man mit dem bereits erwähnten gyromagnetischen Effekt die Einheit der Stromstärke auf Frequenzmessungen zurück und über¬ wacht damit ihre Konstanz. Mißt man z. B. einen Strom einerseits auf dem üblichen Weg (durch Vergleich des Spannungsabfalls an einem Widerstand mit der EMK eines Normalelements) und andererseits mit der Resonanzfrequenz einer Protonenprobe, die sich in einem von diesem Strom erzeugten Magnetfeld befindet, so ist die Beziehung zwischen Strom und Frequenz nur noch von der Konstanz und Homo¬ genität des Magnetfeldes abhängig. Die Beziehung ist so lange repro¬ duzierbar, wie sich die Spulendimensionen nicht ändern. Auf diese Weise läßt sich mit einer Genauigkeit von besser als 1 • 10 -6 fest¬ stellen, ob sich eine Stromstärke von 1 A geändert hat. Mit dem sogenannten Josephson-Effekt kann auch die Einheit der Spannung auf Frequenzmessungen zurückgeführt werden. Ein Element aus zwei punktartig verbundenen Supraleitern zeigt bei Durchgang von Gleichstrom mit überlagertem Wechselstrom der Frequenz f eine treppenförmige Strom-Spannungs-Kennlinie mit einem Spannungs¬ stuf enabstand u u — C7 n _! = Af. (13) Hierbei ist e die Elektronenladung und h das Plancksche Wirkungs¬ quantum. Für f = 10 GHz und einer Stufenzahl von n = 50 ergibt sich eine Spannung von U äs 1 mV, die mit geeigneten Spannungs¬ teilern an eine absolut gemessene Spannung bzw. an die EMK eines Normalelements angeschlossen werden kann. Damit ist es möglich, 86 die Stabilität des nationalen Spannungsnormals mit einem wahr¬ scheinlichen Fehler von < 5 • 10 -8 zu überwachen. Nationale Normale Da die Absolutbestimmungen der elektrischen Einheiten umfang¬ reiche wissenschaftliche Arbeiten erfordern, hat man sogenannte Maß- verkörperungen geschaffen, um die Einheiten bewahren und weiter¬ geben zu können. In allen metrologischen Staatsinstituten werden da¬ zu in erster Linie Gruppennormale von ausgewählten 1-Q-Normal¬ widerständen und Normalelementen benutzt (Primärnormal). Das Gruppennormal des ASMW für den elektrischen Widerstand besteht aus zehn 1-Q-Normalwiderständen. Diese Normale sind in Büchsen eingeschlossene Drahtspulen aus Manganin oder Goldchrom. Sie haben Temperaturkoeffizienten von < 2 • 10“® K -1 ; ihre jährlichen Ände¬ rungen gegenüber dem Mittelwert sind < 5 • 10“ 7 . Die Widerstände werden untereinander in einer voll abgeglichenen sogenannten Kelvin- Brücke mit einer Meßunsicherheit von 1 • 10~ 7 gemessen. Das Gruppen¬ normal des ASMW für die elektrische Spannung besteht aus 30 so¬ genannten internationalen Weston-Elementen, deren jährliche Än¬ derung gegenüber dem Mittelwert < 1 • 10~ 6 ist. Sie werden unter¬ einander in einem Differenzverfahren mit einer Meßunsicherheit von 2 ■ 10 -7 gemessen. Die Mittelwerte dieser nationalen Gruppennormale werden als konstant angenommen und repräsentieren die konventionelle Wider¬ stands- und Spannungseinheit des betreffenden Landes. Die nationalen Einheiten der 10 bedeutendsten Staatsinstitute werden mit transpor¬ tablen Vergleichsnormalen in Zeitabständen von 3 Jahren unterein¬ ander und mit der konventionellen Einheit Q 69 . BI un d V 69 . BI des Bureau International des Poids et Mesures (BIPM) verglichen. Die Indizes deuten auf das Neufestlegen der BIPM-Einheiten durch An¬ gleich an die absoluten Einheiten im Jahr 1969 hin. Eine der wichtigsten Aufgaben eines Staatsinstitutes besteht darin, Primärnormale auf einen den wissenschaftlichen und industriellen Anforderungen entsprechenden Wertebereich der Größen und auf Normale niederer Ordnung zu übertragen. So werden an die 1-Q-Nor¬ malwiderstände zur Weitergabe der Einheit sowie ihrer Teile und Vielfachen Widerstandsnormale von IO -5 * • • 10 14 Q durch Brücken¬ messungen im Verhältnis 1 : 10 oder 1 : 1 mit umschaltbaren Wider¬ ständen angeschlossen. Gleichspannungen von weniger als 1 (j.V bis 100 kV werden auf die Spannungseinheit mittels Kompensator und Spannungsteiler zurückgeführt. Für den Anschluß der in der Praxis eingesetzten Meßmittel an die Einheiten existiert ein System ein¬ gestufter Normale, das bis in die vom ASMW zugelassenen Meßtech- 87 machen Prüfstellen der Industrie und anderer Institutionen reicht. Die Tabellen 3 und 4 zeigen, wie die Normale für Widerstand und Span¬ nung gestaffelt sind. Die Angaben der Meßunsicherheit (MU) beziehen sich auf eine statistische Sicherheit P = 99,7%. Mit v wird die jährliche Änderung der Einzelnormale bezeichnet, die nicht überschritten werden darf. Die Primär-, Sekundär-, Vergleichs- und Ersatznormale (jetzt Sicherungsnormale) werden ausschließlich in den jeweiligen metrolo- Tabelle 3 Staffelung der Normale für den Widerstand: MU - Meßunsicherheit, v - höchstzulässige Änderung der einzelnen Normale 88 Tabelle 4 Staffelung der Normale für die Spannung gischen Staatsinstituten auf bewahrt und verwendet. Die Normale niederer Ordnung gelangen bis in die Prüfstellen der Industrie. Technologie der Normale für Widerstand und Spannung W ider standsnormale An die Normale, die zum Bewahren und Weitergeben der Einheit des elektrischen Widerstands dienen, müssen hohe Anforderungen - ins- besondere bezüglich der zeitlichen Konstanz — gestellt werden. Das setzt besondere Werkstoffe und Bauformen voraus. Für Präzisions¬ widerstände braucht man einen Werkstoff, der folgende Eigenschaf¬ ten hat: 1. hohen, zeitlich unveränderlichen spezifischen Widerstand von > 0,2 Qmm 2 /m; 2. kleinen Temperaturkoeffizienten des Widerstands, dessen Ab¬ solutwert bei 20 °C den Betrag von 2,5 • 10 -5 K -1 nicht übersteigt; 3. geringe Thermokraft gegen Kupfer von höchstens 1 • 10~ 5 V/K bei 20 °C. In der DDR sind zur Zeit die Legierungen Manganin, Aurotan 43 und Goldchrom als Werkstoffe für Präzisionswiderstände zugelassen (Tabelle 5). Für technische Widerstände können beliebige Werkstoffe eingesetzt werden. Tabelle 5 Widerstandslegierungen für technische und Präzisionswiderstände Handelsname Bestandteile (Zahlen in Klammern - ungefähre Masse- %) Spezifischer Widerstand bei 2Ö °C in fl mm 2 /m Temperatur¬ koeffizient bei 20 °C in 10 -6 K -1 Thermo¬ spannung gegen Cu bei 20 °C in fxV/K Konstantan Cu (55), Ni (44) 0,49 ±40 - 42 Aurotan 43 ) 1 Cu (82 •*•84), 0,43 - 5 - 1 Manganin | 1 Mn(12~'15),Ni(2) bis + 20 Goldchrom Aurotan 130 ] Au, Cr (2) Ni (71), Cr (21), ] 0,33 ±2 7 Isaohm J Nikrothal Lr Cu (3) 1 Ni (75), Cr (20), | Si, Mn 1 | 1,33 ±10 1 90 Bild 6 Bauiorm eines 1-Q-Normal¬ widerstands Bild 6 zeigt die für das nationale Gruppennormal verwendete Bau¬ form. Der Draht mit einem Durchmesser von etwa 0,8 mm wird bifilar auf einen Keramikzylinder gewickelt, bei 400 bis 550 °C künstlich gealtert und in eine luftdicht verschließbare Metallbüchse eingebaut. Um den Widerstand vor atmosphärischen Einflüssen zu schützen, wird das Gefäß evakuiert, anschließend jedoch wieder mit einem Edel¬ gas gefüllt, das für einen guten Wärmekontakt mit der Umgebung sorgen soll. Spannungsnormale Als Normal für die Einheit der elektrischen Spannung verwendet man das Weston-Element. Bezogen auf das physikalisch-chemische Ver¬ halten unterscheidet man zwei Arten: 1. das Internationale Weston-Element mit CdS0 4 • 8/3 H 2 0 als Bodenkörper entsprechend folgender Kette: Cd-Amalgam/CdS0 4 • 8/3 H 2 0 (gesättigt), Hg 2 S0 4 /Hg; 2. das Standard-Weston-Element mit einer bei 4 °C gesättigten CdS0 4 -Lösung entsprechend der Kette Cd-Amalgan/bei 4 °C gesättigte CdS0 4 -Lösung, Hg 2 S0 4 /Hg. Dabei ist in der DDR für Beglaubigungen nur das Internationale Weston-Element zugelassen. Präzisions-Normalelemente werden in H-förmigen Glasgefäßen her¬ gestellt, die nach dem Füllen abgeschmolzen werden (Bild 7). Nicht genügend hohe Reinheitsgrade der Ausgangssubstanzen, Verunreini¬ gungen und ungenügende Sorgfalt beim Herstellen sind die Haupt¬ ursachen für die Instabilität der EMK von Normalelementen. Bild 7 Bauform eines Normalelements 91 Bild 8 Außenansicht des Z-Di- oden-Spannungsnormals Bild 9 Ansicht der Brücke mit Vorstufe Normalelemente müssen außerordentlich sorgfältig gehandhabt werden. Sie müssen u. a. bei konstanter Temperatur gehalten,'dürfen nicht durch Strom belastet oder mechanisch erschüttert werden. Das erschwert natürlich den Einsatz. Doch lassen sich diese Schwierig¬ keiten z. T. umgehen, indem man als transportable Spannungsnormale niederer Ordnung Halbleiterbauelemente verwendet. Hohen An¬ sprüchen genügt eine Brückenschaltung aus temperaturkompen¬ sierten ausgesuchten Z-Dioden und Manganinwiderständen, deren Ausgangsspannung von etwa 8 V unabhängig von evtl, schwankender Eingangsspannung ist. Bei einem Temperaturkoeffizienten von ^ 5 • 10“ 6 K“ 1 ändert sich bei einigen derartigen Spannungsnormalen die Ausgangsspannung im Jahr um weniger als ± 3 • 10“ 6 . Bild 8 zeigt die Außenansicht eines Z-Dioden-Spannungsnormals, Bild 9 die Ansicht der Brücke mit Vorstufe. 92 Ing. Klaus K. Streng Neue Rundfunkempfänger aus dem RGW-Rereich Immer wieder interessant sind Einzelheiten über neue Rundfunk¬ empfänger. Dabei sollte man nicht nur an die Entwicklungen unserer eigenen Industrie denken, sondern auch an die unserer befreundeten Nachbarstaaten, die sozialistischen Staaten, die im Rat für Gegenseitige Wirtschaftshilfe (RGW) zusammengeschlossen sind; mit denen uns immer stärkere wirtschaftliche Beziehungen verknüpfen. Der größte Partner im RGW ist für uns die UdSSR. Über ihre neuen Entwicklungen auf dem Sektor Rundfunkempfänger berichtete Karl- Heinz Schubert im Elektronischen Jahrbuch 1974. [1] Doch diese Be¬ schreibung ist heute nicht mehr ganz aktuell. Ein neuer tragbarer Rundfunkempfänger (Meridian 201) liegt uns vor. Auch er ist, genau wie der bereits in [1] erwähnte Ural 301 , mit Integrierten Schaltungen auf gebaut (Bild 1) [2]. Die Strom lauf pläne dieser IS zeigt Bild 2. Diese IS aus der Sowjetunion sind für die meisten unter uns neu. Aus Bild 2 geht hervor, daß es sich bei der Bestückung von Meri¬ dian 201 um analoge IS handelt. Ihr Aufbau (»dual-in-line«-Gehäuse, ähnlich DIL 14) und ihre Schaltung entsprechen dem internationalen Stand. Nicht zuletzt im ständig wachsenden Einsatz von Integrierten Schaltungen auch in Geräten der Konsumgüterelektronik kommt die moderne Entwicklungstendenz dieses Zweiges der Technik zum Ausdruck. Bereits in [3] wurden die Empfänger Lido , IN 70 und Rena von TESLA (CSSR) erwähnt, die gleichfalls mit IS ausgerüstet sind. Auf sie soll nicht noch einmal zurückgegriffen werden, doch sind andere Rundfunkempfänger (die schon beinahe »klassisch« anmuten) aus der CSSR bei uns noch relativ unbekannt geblieben. Bild 3 zeigt den Stromlauf plan des Empfängers 2011 B Carina von TESLA. [4] An ihm ist bemerkenswert, daß er sowohl im Kraftfahrzeug als auch als konventioneller Reiseempfänger verwendet werden kann. Deshalb finden sich auch hier die Anschlüsse für äußere Stromversorgung (Autobatterie), Lautsprecher und Autoantenne und die nur kurzzeitig einschaltbare Skalenbeleuchtung (Momentanskalenbeleuchtung). 93 K2XA371 95 K2.3KA37Z 90 oci 70 ocm ocm m GF5i L0ZV9 7 * 9 ! ]00 Es lohnt sich, den Stromlaufplan von Carina aufmerksam zu stu¬ dieren - handelt es sich doch um ein Spitzen-Portablegerät mit konven¬ tioneller Bestückung (diskrete Bauelemente). Der UKW-Tuner (TI und T2) hat AFC, bietet aber nichts Beson¬ deres. In den AM-Bereichen folgt einer HF-Vorstufe (T3) eine selbst¬ schwingende Mischstufe (T4). Die Kopplung der beiden Stufen erfolgt aperiodisch. Der folgende Transistor T5 dient nur als FM-ZF-Stufe, erst die Transistoren T6 und T7 sind ZF-Verstärkerstufen für AM und FM. Nach der konventionellen Demodulation folgt eine Abstimmanzeige mit einem kleinen Drehspulmeß werk und die NF-Verstärkung in 4 Stufen (5 Transistoren): Einer Vorverstärkerstufe folgen das stark dämpfende Klangregelnetzwerk, eine weitere Verstärker stufe, eine Treiberstufe und eine Komplementär-Endstufe. Hervorzuhebende Kleinigkeiten sind: ein physiologisch wirksamer Lautstärkeregler, die Bestückung (11 Transistoren, alle von TESLA), die sorgfältige Temperaturkompensation der Endstufe, die Stabilisie¬ rung der Basis Vorspannung durch ein Selen-Stabilisierungselement, die zahlreichen Anschlußmöglichkeiten für TA, MTG, Lautsprecher usw. Es handelt sich hier wirklich um ein Spitzengerät und könnte eine wertvolle Anregung für jene Elektronikamateure sein, die sich ihren Rx noch selbst bauen. Schade nur, daß der FM-Bereich in der Carina für das OIRT-UKW-Band ausgelegt ist — unsere UKW- Sender können damit nicht empfangen werden. Aus der Ungarischen Volksrepublik kommt unter anderen der Auto¬ empfänger RD 603, der speziell für den Einbau im sowjetischen PKW Shiguli bestimmt ist, aber auch in zahlreichen anderen Kraftfahr¬ zeugen verwendet werden kann. Er ist für eine Betriebsspannung von 12 V ausgelegt, nur für Mittel- und Kurzwellenempfang bestimmt (49-m-Band) und zeichnet sich aus durch kleine Abmessungen (39 mm x 95,5 mm x 150 mm) und geringe Masse (750 g). Bild 4 zeigt den Stromlauf plan, bei dem u. a. die wahrhaft internationale Transistorbestückung auffällt [5]. Vom RD 603 gibt es auch eine Variante für 6-V-Betriebsspannung. Die Schaltung dieser Variante ist identisch mit der im Bild 4 gezeigten, lediglich die Werte einiger Bauelemente ändern sich etwas. Bild 4 zeigt die Werte der 12-V-Ausführung. Unser Handel importiert seit einigen Jahren Rundfunkempfänger auch aus der Sozialistischen Republik Rumänien. Eines der zuletzt importierten Geräte dieser Art ist der select S 722 TE 2 [6]. Das mit 11 Transistoren aus rumänischer Fabrikation bestückte Gerät hat eine hervorragend funktionierende Spannungsregelung (Bild 5). Die Betriebsspannung an den Transistoren bleibt ab etwa 180 bis 250 V Netzspannung konstant. 101 Kehren wir nun von diesem kurzen Ausflug in die Rundfunk¬ empfängertechnik anderer Mitgliedstaaten des RGW zurück zu un¬ serer eigenen Industrie. Hier sehen wir eine Neuentwicklung der Reiseempfänger, den Stern-Automatic N aus dem VEB Kombinat Stern-Radio Berlin. Gegenüber seinem Vorgänger Stern-Automatic wurden einige Einzelheiten verändert, u. a. durch den transformator¬ losen Transverter für die Abstimmspannung. Die Programmierung der zu den Kapazi-^ tätsdioden 1 Bild 6 UKW-Teil, Programmspeicher und Transverter im Stern-Automatic N vom VEB Kombinat Stern-Radio Berlin UKW-Sender erfolgt mit Potentiometern, die den Kapazitätsdioden im Oszillator- und Zwischenkreis eine bestimmte Gleichspannung zu¬ führen (s. auch Fernsehtuner mit Programmtasten in diesem Jahrbuch). Bild 6 gibt den Stromlauf plan des UKW-Teils mit Tastenspeicher und Transverter wieder [7]. Auch im Stromlaufplan des Stern-Automatic N zeigt sich wieder die internationale Transistorbestückung, hier aus sozialistischen Staaten (UdSSR, CSSR und DDR). An solchen Kleinigkeiten - die Transistor¬ bestückung ist nur eine davon — kommt auch die wachsende Inte¬ gration der sozialistischen Staatengemeinschaft zum Ausdruck, in der jeder Partner die Erzeugnisse hersteilen soll, für die er die besten Vor¬ aussetzungen hat. Tabelle 1 Technische Daten des Meridian 201 Wellenbereiche Langwelle 150 •••408 kHz Mittelwelle 525-1605 kHz Kurzwelle 4 : 3,95 —6,3 MHz Kurzwelle 3 : 7,0 •••7,3 MHz Kurzwelle 2 : 9,5—9,8 MHz Kurzwelle 1 : 11,7—12,1 MHz Zwischenfrequenz 465 ± 2 kHz Empfindlichkeit an Ferritantenne für P au8 = 50 mW LW 500 fiV/m MW 250 (iV/m KW 200 nV/m Empfindlichkeit an Außenantenne, P au8 ■= 50 mW IjW 350 (iV MW 250 nV KW 4 150 (iV KW 1 -3 100 nV Trennschärfe bei ± 10 kHz Verstimmung (MW, LW) > 46 dB Ausgangsleistung 600 mW Stromversorgung 6 Monozellen (6 x 1,5 = 9 V) Bestückung 4 Transistoren, 3 Integrierte Schaltkreise Abmessungen 255 mm x 155 mm x 70 mm Masse 1,5 kg Tabelle 2 Technische Daten des 2011 Carina Wellenbereiche Langwelle 150—285 kHz Mittelwelle 525 •••1605 kHz Kurzwelle 5,95 •••11,68 MHz Ultrakurzwelle 66 •••73 MHz Zwischenfrequenzen AM 455 kHz FM 10,7 MHz Empfindlichkeit über Außenantenne LW 70 m-V MW 40 {iV KW 20 nV UKW 5 |xV Trennschärfe (bez. auf Nachbarkanal) AM schmal 30 dB AM breit 20 dB FM 24 dB Ausgangsleistung 750 mW an 2 Q bzw. 2 W an 8 Q, jeweils bei k = 10% Stromversorgung 4 Elemente (4 x 1,5 — 6 V) oder 12-V-Autobatterie Bestückung 12 Transistoren, 7 Dioden, 1 Selenstabilisator Abmessungen 280 mm x 156,5 mm x 78 mm Masse 2,2 kg Tabelle 3 Technische Daten des RD 603 Wellenbereiche Mittelwelle 525—1605 kHz Kurzwelle 5,05—6,3 MHz Zwischenfrequenz 465 ± 2 kHz Empfindlichkeit für P aU8 = 50 mW: MW 8 KW 8 iiV Trennschärfe bei MW 40 dB bei KW 20 dB Ausgangsleistung 2 W Bestückung 8 Transistoren, 2 Dioden Abmessungen 39 mm x 95,5 mm x 150 mm Masse 750 g 105 Tabelle 4 Technische Daten des Stern-Automatic N Wellenbereiche Langwelle 150 —285 kHz Mittelwelle 520-1605 kHz Kurzwelle 5,82-7,55 MHz Ultrakurzwelle 87,5—100 MHz Zwischenfrequenzen AM 455 kHz FM 10,7 MHz Empfindlichkeit LW 8 fiV/m MW 3 jiV/m KW 2 fiV/m UKW etwa 2 nV Trennschärfe (auf Nachbarkanal bezogen) 1 MHz: 26 dB 94 MHz: 26 dB Ausgangsleistung 1 W bei k 10% Stromversorgung 6 Elemente (6 x 1,5 = 9 V) oder Netzteil 220 V Bestückung 13 Transistoren, 7 Dioden, 1 Z-Diode, 2 Kapazitäts¬ dioden Abmessungen 322 mm x 212 mm x 97 mm Masse 3,5 kg Literatur [1] Schubert, K.-H.: Schaltungspraxis bei sowjetischen Transistor-Bundfunk¬ empfängern, in »Elektronisches Jahrbuch 1974«, Berlin 1973 [2] Prijimac MERIDIAN-201; Sdölovaci technica, Praha 21, Heft 5 (1973), Seite 197-200 [3] Streng, K.K.: Sowjetische und tschechoslowakische Transistorrundfunkgeräte, Band 112 der Reihe »electronica«, Berlin 1973 [4] Kufrikovy pfijimaci TESLA 2011 B CARINA s dfzäkem do automobilu 1 PK 150 15: Sdelovaei tcchnika, Praha 19, Heft 11 (1973), Seite 384-388 [5] Jänos, 1)., Sznbo , L. und Udvaros, G.: Az »ltD 3603« Zsiguli autörädiö; Radio¬ technika, Budapest 23, Heft 5 (1973), Seite 191-193 [6] Wir lernten kennen: Heimempfängcr select S 722 TE 2; radio fernsehen elektronik, Berlin 22. Heft 21 (1973), Seite 692-694 [7] Scheubner, 11.: Reiseempfänger Stern-Automatic N; radio fernsehen elektronik, Berlin 22, Heft 20 (1973), Seite 663-666 Wir klären Begriffe HOCHTONLAUTSPRECHER 106 Ing. W. Konjajew Leuchtdioden und ihre Anwendung Einen zukunftsträchtigen Weg zur Erhöhung der Zuverlässigkeit und der Schaltgeschwindigkeiten sowie zur Verringerung des Aufwands bei funkelektronischen Geräten eröffnet eine neue Richtung in der Elektronik, die Optoelektronik. Sie basiert darauf, daß elektrische Signale in Lichtsignale und umgekehrt umgewandelt werden. Diese Signalumwandlung erfordert neue Lösungen für Übertragung, Be¬ arbeitung und Speicherung von Informationen, die auf dem Lichtweg übertragen werden. Die wichtigsten Bauelemente optoelektronischer Geräte sind elektrisch steuerbare Halbleiterstrahler, Lichtleiter und Fotoempfänger. Die Leuchtdiode ist ein Hauptbauelement in opto¬ elektronischen Geräten. Sie ist ein Halbleiterbauelement, das bei direktem Stromfluß die Eigenschaft hat, eine inkohärente optische Strahlung bestimmter Spektralzusammensetzung auszusenden. Zwei Erscheinungen sind die Grundlage für diese Wirkungsweise von Leuchtdioden; die Injektion von Ladungsträgern durch den pn-Über- gang bei angelegter Spannung und die Lichtausstrahlung bei der Rekombination von np-Paaren. Über diese Eigenschaft verfügen einige komplizierte Halbleiter¬ materialien, die Silizium-Karbid (SiC), Gallium (Ga) und Arsen (As) zur Grundlage haben. Heute gibt es bereits einige Materialien, die in verschiedenen Spektralbereichen strahlen - im Infrarotbereich, im sichtbaren Bereich und im Ultraviolettbereich. Die Eigenschaften und die Effektivität von Halbleiterleuchtdioden werden komplex durch ihre elektrischen, Leucht- und Ausnutzungs¬ kennwerte bewertet. Die Hauptkennwerte sind die Leistung oder die Leuchthelligkeit, der Wirkungsgrad der Umwandlung elektrischer Energie in Lichtenergie, die U/I-, Spektral- und die dynamischen Kennwerte sowie die räumliche Verteilung der Strahlung. Bis jetzt haben sich drei Anwendungsrichtungen für Halbleiter¬ leuchtdioden herausgebildet — als Indikatoren, als Strahlungsquellen in optoelektronischen Bauelementen und beim Betrieb von Kino¬ maschinen. Da in der populärwissenschaftlichen Literatu* eine Ver- 107 allgemeinerung von allen Angaben zu Schaltungen mit Halbleiter¬ leuchtdioden noch fehlt, scheint es angebracht, kurz einige typische Schaltungen mit diesen Bauelementen zu betrachten. Am weitesten verbreitet für die Leuchtanzeige in funkelektronischen Geräten sind heute noch Glühlampen, Gasentladungsröhren und Elektrolumineszenzindikatoren. Im Vergleich zu diesen Bauelementen zeichnet sich die Leuchtdiode als Indikator durch geringes Gewicht und kleine Abmessungen, größere Wirtschaftlichkeit, längere Lebens¬ dauer, Trägheitslosigkeit und hohe Stabilität bei mechanischen Ein¬ wirkungen aus. Außerdem erlauben Leuchtdioden direkte Verbin¬ dungen mit transistorisierten Stufen. Tabelle 1 enthält einige Daten zum Vergleich von Glühlampen, Gasentladungsröhren und Leucht¬ dioden. Tabelle 1 Indikatoren Typ Spannung V Strom mA Abmessungen Durchmesser X Länge mm Lebens¬ dauer Std. Miniatur¬ glühlampen MH1- 0,0G8 5-MH2, 1 68 12 x 24 250 0,15 2,5 150 12 x 24 45 Glühlampen KM1 6 65 6 X 46 350 Neonlampen MH 4 80 1,5 16 X 37 500 Gasent- ladungs- ziffernanzeige- röhren MH-2 200 2 17 X 25 5000 Halbleiter¬ leuchtdioden AJI 102E AJI 1021’ 4,5 20 5 X 3») 10000 KJ1 101A KJ1 101B 5,5 10-40 2, 1 X 2, 1 X 2 x 2i)2) 10000 Halbleiter¬ ziffern¬ indikatoren K 104A 6 10 16 x 22 • 10000 J ) Abmessungen ohne Abschlüsse 2 ) Es sind Länge, Breite und Höhe angegeben Bild 1 zeigt die Schaltung eines Logik-Elements, in dem Leucht¬ dioden als Zustandsindikatoren eingesetzt wurden. Sobald Signale an den Eingängen 1 und 2 ankommen, sperrt TI, der Strom im Kreis D3-R7-R8 steigt steil an, und die Leuchtdiode beginnt Licht auszu¬ senden. Das entspricht dem Übergang von T2 in den Sättigszustand und der Abgabe eines Ausgangssignals. Der Einsatz einer Leucht¬ diode gestattet, im gegebenen Fall die Schaltung zu vereinfachen, die 108 Bild 1 Schaltung eines Logik- Bausteins mit einer Leuchtdiode Zahl der Bauelemente herabzusetzen und die Lebensdauer des Logik- Bausteins zu erhöhen. Die Zustandsanzeige von Logik- und Schalt¬ bausteinen erleichtert bedeutend die Ausnutzung einzelner Blöcke in der Automatik. Den Einsatz einer Leuchtdiode in einem Sperrschwinger zeigt Bild 2. Im Ausgangszustand sind beide Transistoren gesperrt. Sobald die Eingangsimpulse mit denen an der Basis von TI übereinstimmen, schwingt der Sperrschwinger, und durch die Leuchtdiode fließt ein Stromimpuls, der die Diode aufleuchten läßt. Die Helligkeit der Strahlung einer Leuchtdiode ist proportional dem Wert des durchfließenden Stroms, so daß die Leuchtdiode auch als Indikator mit veränderlicher Leuchtstärke eingesetzt werden kann. In einem solchen Fall kann man die Betriebsfähigkeit des Ge¬ räts oder einzelne Parameter nach der Leuchtstärke bestimmen. Die hohe Wirtschaftlichkeit und die niedrigen Betriebsspannungen, durch Eng.2 IT Büd 2 Einsatz einer Leuchtdiode in einem S-penschwinger 109 Bild 3 Schaltung einer Leuchtdiode als Indikator die sich Leuchtdioden auszeichnen, sind die Ursache dafür, sie als Indikatoren zusammen mit Mikroschaltungen einzusetzen., Bild 3 zeigt eine solche Kombination. An den Eingang gelangen Signale definierter Amplitude von einer Mikro-Logik-Schaltung. An Hand der Leuchtstärke von Dl wird die Betriebsfähigkeit der Schaltung oder der Wert des entsprechenden Parameters beurteilt. Die Speise¬ spannung ist die gleiche wie für das gesamte System. Heute gibt es bereits in Serie produzierte Ziffernanzeigebauelemente auf Festkörperbasis, die eine Kombination von mehreren Leucht¬ dioden mit einer gemeinsamen Anode sind. Ein Indikator, der sieben derartige Kombinationen von Leuchtdioden • (Leuchtdiodenbänder) umfaßt, kann alle Ziffern von 0 bis 9 und einige Buchstaben (insge¬ samt 27 Zeichen) abbilden. Mit 16 Leuchtdiodenbändern kann man eine unbegrenzte Zahl von Zeichen a.bbilden. Verallgemeinerte Daten von Ziffernanzeigen enthält Tabelle 2. Halbleiterziffernanzeigen sind zweckmäßig in Kleingeräten, in Datenausgabegeräten von Elek¬ tronenrechnern, in Kontrolleinrichtungen und in Meßgeräten ein¬ zusetzen. Bild 4 zeigt die Schaltung für die Steuerung einer Ziffern Wiedergabe¬ einrichtung auf Halbleiterbasis. Für die Wiedergabe jedes Zeichens Tabelle 2 Kenndaten Werte Arbeitsstrom, mA 10 Sichtwinkel, Grad 150 Höhe des Zeichens, mm 9 Schaltgeschwindigkeit, /*s 1 Lebensdauer, Std. 10000 110 Bild 4 Prinzipschaltung einer Ziffernanzeige mit Leuchtdioden werden vom Binärzähler entsprechende Signale an die transistori¬ sierten Emitterfolger T2/T8 gegeben. Über den Kollektorfolger TI der Leuchtdiodenanzeige wird die Speisespannung zugeführt. Das Bedürfnis nach schnellwirkenden und kleinen optoelektro¬ nischen Geräten, die sich durch eine hohe Entkopplung zwischen den Eingangs- und den Ausgangskreisen auszeichnen, gab den Anstoß, einen neuen Typ von Halbleiterbauelementen zu entwickeln — opto¬ elektronische Koppler. Im Koppler wird unter dem Einfluß der Ein¬ gangsspannung die Leuchtdiode zur Lichtausstrahlung angeregt, die von einem Halbleiterfotoempfänger (Fototransistor) auf genommen wird (Bild 5). Das Signal wird nur in einer Richtung übertragen, so daß Störungen im Primärkreis durch unterschiedliche Belastungen nicht entstehen können. Gegenwärtig sind folgende Kombinationen optoelektronischer Paarungen weit verbreitet: • Leuchtdiode — Fotowiderstand; • Leuchtdiode — Fotodiode; • Leuchtdiode - Fototransistor; • Leuchtdiode - Fotothyristor. Solche Koppler können in einfachen Verstärkern, die eine starke 111 Bild 5 Optoelektronischer Koppler in der Paarung Leuchtdiode - Fototransistor Bild 6 Optoelektronischer Koppler im St euer kr eis eines Elektrolumineszenzindikators Entkopplung von den übrigen Baustufen erfordern, und in Linien¬ verstärkern kleiner Leistung eingesetzt werden. Bild 5 zeigt einen Teil einer Verstärkerschaltung mit dem opto¬ elektronischen Koppler in der Kombination Leuchtdiode - Foto¬ transistor. Der Verstärker kann an die Stelle von Impulstransforma¬ toren treten, besonders dann, wenn es notwendig ist, eine konstante Komponente des Signals zu übertragen. Der niedrige dynamische Widerstand von Leuchtdioden gestattet, zwei und mehr dieser Bauelemente in Reihe zu schalten. Diese Schal¬ tungen zeichnen sich durch eine hohe Betriebssicherheit aus. Optoelektronische Bauelemente, denen geringe Abmessungen und die anderen bereits genannten Vorzüge eigen sind, ersetzen erfolgreich die weitverbreiteten elektromagnetischen Relais. Die Schaltgeschwin¬ digkeit optoelektronischer Relais liegt bei 10 4 --*10 8 Hz, das sind einige Größenordnungen mehr als bei elektromagnetischen Relais. Bild 6 gibt die Schaltung eines optoelektronischen Kopplers (Leuchtdiode — Fotowiderstand) im Steuerkreis eines Elektro¬ lumineszenzindikators wieder. Im Vergleich zu einem transformatori- schen Entkopplungsglied gestaltet sich die Indikatorsteuerung ver¬ mittels eines optoelektronischen Kopplers wesentlich einfacher, senkt die Leistungsaufnahme und verringert das Gewicht und die Ab¬ messung des Geräts. ■ Die optoelektronische Kopplung erlaubt, funktional-logische Um¬ wandler herzustellen, in denen der Aufgaben Wechsel vermittels Schablonen in der Lichtstrecke zwischen dem Strahler und dem Foto- empfänger eingegeben wird. Die Leuchtdioden und die Fotoempfänger montiert man auf einer Platte. Die Schablonen können die Form von Lochkarten oder Mikrofilmen haben. Die Lichtstrahlen vom Strahler treten durch die Öffnungen in der Lochkarte und werden vom Foto- 112 empfänger aufgenommen. So entsteht die erforderliche funktionale Verbindung zwischen den beiden Teilen des optoelektronischen Kopplers. Es sind auch Systeme denkbar, die mit der Reflektion der Strahlen arbeiten. Auf der Grundlage der Optoelektronik kann man logische Universäl- umwandler schaffen, die in Programmiereinrichtungen und in kompli¬ zierten automatisierten Leitungssystemen eingesetzt werden. In Bild 7 sind zwei Schaltungen logischer Elemente mit optischer Entkopplung zwischen dem Eingang und dem Ausgang zu erkennen. Zum Schalten großer Ströme setzt man oft Thyristoren zusammen mit verschiedenen Steuergeräten ein. Bild 8 a zeigt die Schaltung eines transformatorlosen Thyristorstellers. Solange der Fototransistor TI nicht beleuchtet wird, sind der Transistor T2 und der Thyristor Th2 gesperrt. Der Thyristor öffnet, und durch die Belastung fließt Strom, wenn auf den Fototransistor Licht fällt. Eine weitere transformator- Bild 7 Schaltung ziveier logischer Elemente mit optoelektronischer Entkopplung Bild 8 Schaltungen einer transformatorlosen Thyristor Steuerung 8 Schubert, Eljabu 75 !13 lose Regeleinrichtung, die Bild 8b zeigt, ist so aufgebaut, daß der Thyristor so lange geöffnet ist, wie kein Licht auf den Fototransistor fällt. In jüngster Zeit wurden Nachrichtensysteme entwickelt, die mit modulierter Infrarotstrahlung arbeiten. Dafür setzt man auch Halb¬ leiterleuchtdioden auf der Basis von Galliumarsenid ein. Bild 9 zeigt eine Modulatorschaltung mit Leuchtdiode und Fototransistor. Die Transistoren T1---T3 verstärken die Spannung der zu modulierenden Frequenz, die gleichzeitig den Modulationsstrom durch die Leucht¬ diode Dl bestimmt. Als Empfänger für den modulierten Lichtstrom dient der Fototransistor T4. Bei einer Beleuchtungsstärke des Foto¬ transistors von 1 Lux erreicht die Ausgangssignalspannung den Wert 400 mV. Die angeführten Schaltungen bieten die Möglichkeit, zukunfts¬ trächtige Nachrichtensysteme, die sich durch hohe Störfestigkeit und Handlichkeit sowie einfache Bedienung und Abstimmung auszeich¬ nen, zu entwickeln. Die Lichtsignale (im sichtbaren oder Infrarot¬ bereich), die als Informationsträger dienen, können ohne Schwierig¬ keit über einige hundert Meter übertragen werden. Die bekannten Einrichtungen zur Registrierung elektrischer Signale auf Kinofilm sind relativ kompliziert im Aufbau, arbeiten ungenau und zeichnen sich durch geringe Zuverlässigkeit und Arbeitsgeschwin¬ digkeit aus. Durch den Einsatz von Halbleiterlumineszenzwandlern für elektrische Signale können viele der oben genannten Nachteile überwunden werden. Bild 10 veranschaulicht die Wirkungsweise eines Geräts für die diskrete Registrierung elektrischer Signale. Die Ausgäbeeinrichtung des Geräts ist als Mehrelement-Leuchtdiodenband ausgebildet. Die elektronische Vermittlung 1 schaltet die Ausgänge mehrerer Signal¬ quellen an den Eingang der Anpassungseinrichtung 2, es entsteht ein 114 Bild 10 Arbeitsweise einer dis¬ kreten Registratur elek¬ trischer Signale mit Leuchtdioden Stromimpuls, der eine der Leuchtdioden aus dem Leuchtdiodenband 3 auf leuchten läßt. Das geschieht entsprechend dem diskreten Wert des Eingangssignals zum gegebenen Zeitpunkt. Die Leuchtpunkte werden auf dem sich bewegenden Film 4 aufgezeichnet, und sie beschreiben dort eine Kurve, die den Änderungen des Eingangssignals entspricht. Die Abmessungen des Diodenbands sind so gehalten, daß man auf der Filmbreite einige hundert Elemente unter bringen kann. So hat man die Möglichkeit, das Eingangssignal in eine große Zahl diskreter Werte zu zerlegen und eine hohe Genauigkeit der Registratur zu er¬ reichen. Die Leuchthelligkeit und die Länge der Fronten des Licht¬ impulses gestatten, bei Kontaktentwicklung hochempfindlichen Film¬ materials Stromimpulse mit einer Dauer bis 0,01 ps zu fixieren. Beim Einsatz von Leuchtdioden in funkelektronischen Geräten ist dem elektrischen Arbeitsbereich große Aufmerksamkeit zu schenken. Man muß unbedingt den direkten Gleichstrom oder den Mittelwert des Stromimpulses der Leuchtdioden und die größte Amplitude der Sperrspannung prüfen. Höhere Werte als die zulässigen können die Leuchtdioden zerstören. Um Leuchtdioden vor Überlastung durch den direkten Stromfluß zu schützen, nutzt man Z-Dioden aus (Dl in Bild 11). Bei großen Schwankungen der Sperrspannung können Leuchtdioden durch Dioden mit einem hohen Sperrwiderstand, die in Reihe zu schalten sind, geschützt werden (Bild 12). Hohe Umgebungstemperaturen, die 50 °C übersteigen, lassen die zulässigen Betriebwerte der Leuchtdioden stark absinken. Das ist bei der Berechnung des Betriebsbereichs von Geräten zu beachten. ri m Dl 4-1 KC156A A n T A/H025 Bild 11 Schutzsclmltung für Lenchldinrien 8 * 115 +701 Dl DZ Ä2205 M102A Bild 12 Schut.zscfmltunff für Leuchtdioden Nachdem kurz die Perspektiven des vielfältigen Einsatzes von Leuchtdioden in funkelektronischen Geräten gestreift wurden, kann man sagen, daß bereits heute verschiedene Ausführungsformen dieser Bauelemente existieren. Entwickelt und in Serie produziert werden Leuchtdioden auf Halbleiterbasis, die im sichtbaren und im Infrarot¬ bereich arbeiten, sowie Ziffernanzeigeindikatoren. Große Perspektiven ergeben sich für den Einsatz von sogenannten Leuchtdiodenlinealen, die Zeigermeßgeräte, besonders in mechanisch beanspruchten Ge¬ räten, verdrängen können. Es gibt bereits eine Vierschicht-Leucht¬ diode mit Thyristorcharakteristik. Anmerkung: Die im Artikel angeführten Bauelementtypen können entsprechend der Übersicht durch sowjetische Bauelemente ersetzt werden: 2 N2300 2N407 2N335 BFY32 BC10H BTY01-100R LED 10, ME/, CA Y12 BFX25 KT315B, KT315T K T602A , KT801B II307B, MI1113A K T002A KT 342 KY204B AJ1103A &T-1K Aus Radio (UdSSR) Heft 3/73 Literatur PI Swesehnikmc. S. I!'.: Elementy optoelektroniki, Sowjetskoje radio, 1971 |2| Potjaniu, (). II'., Pschakow, K. II . : Optiko-elektronije ustroistwa, Energija, 1909 [3] Adiroudtsch, K ../.: Optoelektronik», sb. Mikroelektronik«, Sowjetskoje radio, 1907 [4] Arpad A. Beruht, Dean P ../.: Swetodiodi, per. s angliskogo, TIIER, Nr. 2, T. 00 (1972) [5] Kerran: Uspechi optoelektroniki (obsor), per. s angliskogo, Elektronik«, Nr. 26 (1909) 110 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Integrierte Schaltkreise aus der UdSSR Die Spezialisierung der Produktion bei elektronischen Bauelementen wirkt sich im RGW-Bereich günstig auf die Effektivität der beteilig¬ ten Elektronikindustrien aus. So werden viele der von sowjetischen Betrieben produzierten elektronischen Bauelemente auch von der Elektronikindustrie der DDR verarbeitet. Ein Vorteil von vielen ist auch der, daß unsere Elektronikindustrie von Importen aus kapita¬ listischen Staaten unabhängig wird. Zu allen im RGW-Bereich produzierten Bauelementen liegen in der Zentralen Leitstelle für Applikation (ZLA) im VEB Elektronikhandel Berlin ausführliche Unterlagen bereit. Die Bestellung von Mustern ist deshalb von Industriebetrieben und von Forschungsstellen beim VEB Elektronikhandel Berlin vorzunehmen. Für den nachfolgenden Beitrag wurden u.a. auch Pressematerialien des VEB Elektronikhandel verwendet. In der UdSSR gibt es eine umfangreiche Produktion von integrier¬ ten Schaltungen, wobei verschiedene Technologien angewendet wer¬ den. Neben den monolithischen integrierten Schaltkreisen fertigt man in der Sowjetunion viele Schaltkreistypen, die in Hybridtechnik auf¬ gebaut sind. Der Anwendungsbereich der IS umfaßt sowohl dieDigital- als auch die Analogtechnik. Zur besseren Unterscheidung hat man die Seriennummern der IS wie folgt auf ge teilt: 100er Serie monolithisch integrierte Schaltkreise, 200er Serie in Hybridtechnik aufgebaute Schaltkreise. Die Bezeichnung der einzelnen IS setzt sich zusammen aus einer Ziffer, zwei kyrillischen Buchstaben und drei nachfolgenden Ziffern, z.B. 1 LB 551. Die erste und die beiden den Buchstaben folgenden Ziffern bilden die 3stellige Seriennummer der IS-Gruppe. Der angeführte IS 1LB 551 gehört daher zur Serie 156, es ist ein monolithisch integrierter Schalt- 117 kreis. An die Grundbezeichnung kann in der Reihenfolge A, B, C, D ein Buchstabe angefügt sein, der auf Abweichungen der technischen Daten desselben Typs hinweist, also andere Betriebsspannung, unter¬ schiedlicher Temperaturbereich, andere Verlustleistung usw. Die beiden Buchstaben zwischen den Ziffern geben den Verwendungs¬ zweck an für die IS. In Tabelle 1 ist der Schlüssel für diese Buch¬ stabenkennzeichnung angegeben. Tabelle 1 Kurzbezeichnungen für integrierte Schaltkreise sowjetischer Produktion Klasse Gruppe Kurz¬ zeichen d. Kombi¬ Bezeichnung Kurz¬ Bezeichnung Kurz¬ zeichen d. Klasse zeichen d. Gruppe nation Klasse u. Gruppe 1 2 3 4 5 Verstärker y für sinusförmige Signale C yc für Gleichstrom T YT für Videosignale B YB Impulsverstärker H yii Wiederholer 3 y3 sonstige II yn Generatoren r sinusförmiger Schwin- c rc gungen spezieller Signalformen o ro Wandler ii Frequenzwandler c nc Phasenwandler o n© Formwandler M nM Spannungswandler H IIH Kodierwandler K IIK Dekodierwandler n na sonstige n nn Modulatoren M Amplitudenmodulatoren A MA Fi equenzmodulatoren C MC Phasenmodulatoren o M© Impulsmodulatoren II MM sonstige n M1I Detektoren a Amplitudendetektoren A aA Frequenzdetektoren C nc Phasendetektoren o n® Impulsdetektoren H an sonstige n an Trigger T asynchrone c TC (Flip-Flop) Ein-Speicher p TP Mehr-Speicher K TK Schmitt-Trigger m TIII dynamische Tfl 1 2 3 4 5 Elektronische K transistorisierte T KT Schalter Diodenschalter a KJl optoelektronische 3 K3 sonstige II KII Filter <» für hohe Frequenzen B OB für niedrige Frequenzen H OH Bandfilter II on Grenzfilter r or Glättungsfilter c oc Verzögerungs- UI für Schaltungen c mc leitungen sonstige II uni Logische JI UND-Schaltungen H JIM Schaltungen ODER-Schaltungen JI JIJI NOR-Schaltungen H JIII UND-NOR/ODER-NOR- Schaltungen E JIE UND-ODER-Schaltung C JIC UND-ODER-NOR- Schaltung P JIP sonstige II JIII Speicher- H auf Magnetbandbasis JI n.i einrichtungen Matrixspeicher M HM sonstige II im Elemente ii Register P MP arithmetischer Addierer C HC und diskreter Halbaddiercr ,ji HJI Einrichtungen Zähler E ME Chiffratoren III uni Dechiffratoren a m kombinierte K HK sonstige II Mil Ein Satz von H Widerstände C HC Bauelementen Kondensatoren E HE Dioden a HU Transistoren T HT kombinierte K HK Selcktions- c Amplituden A CA und Vergleichs- Zeit B CB Schaltungen Frequenz C CC Phasen O CO Vielfach- jk analoge Schaltungen A 5KA funktions- Impulsschaltungen II JKII Schaltungen logische Schaltungen JI HM Analog-Impulsschaltungen E 3KE Analog-Logik-Schaltungen B 5KB Impuls-Logik-Schaltungen r atr Analog-Impuls-Logik- Schaltungen k JKK 119 Flat pack Dual-in-line Bild 1 Gehäusebauformen der SU-Schaltkreise mit mono¬ lithischer Integration Die monolithisch integrierten Schaltkreise werden in den inter¬ national verwendeten Gehäuseformen Flat-pack (Glas/Keramik und Metall/Plast), Dual-in-line und TO 99 angeboten (Bild 1). Bei den Hybridschaltkreisen gibt es Sondergehäuseformen mit unterschied¬ lichen Rastermaßen. Dabei ist das verwendete Rastermaß für alle Gehäuseformen metrisch, der Abstand der Anschlußfahnen beträgt also 1,25 bzw. 2,5 mm. Einige Schaltkreisserien werden für zwei Betriebstemperatur¬ bereiche angeboten. 13er normale Temperaturbereich ist — 10 °C bis + 70 °C. Durch Kapselung der Chips im Flat-pack-Gehäuse erweitert sich der Temperaturbereich auf — 60 °C bis +125 °C. In der UdSSR werden die beiden TTL-Serien 133 und 155 gefertigt. Sie unterscheiden sich wie folgt: Serie 133 Flat-pack-Gehäuse — 60 °C*** + 125 °C, Serie 155 Dual-in-line-Gehäuse —10 °C*** + 70 °C. Die wichtigsten Kenndaten enthält die nachfolgende Übersicht. Betriebsspannung: 5 V ± 10% (Serie 133) 5 V + 5% (Serie 155) Statische Verlustleistung je Gatter: 15 mW Verzögerungszeit: 15 ns S törabstan d: 0,9V Fan out: 10 120 Eingangsstrom bei »0«: 1,6 mA Eingangsstrom bei »L«: 90 [iA Ausgangsstrom bei »0«: 16 mA Ausgangsstrom bei »L«: 1 mA Ausgangsspannung bei »0«: 0,4 V Ausgangsspannung bei »L«: 2,4 V Die Anschlußbelegung für Flat-pack ist identisch mit der für Dual-in-line. Die TGL-Grundgatter der UdSSR gleichen der TTL- Logik von Texas Instruments ( TI , 74er Reihe). Die Anschlußbelegun¬ gen sowjetischer TTL-Schaltkreise sind mit den Dual-in-line-Typen der 74er Reihe von TI identisch. Bemerkenswert ist, daß einige T/-Typen mit Mehrfachgattern von der SU in einfacher Ausführung hergestellt werden. Die nachfolgende Übersicht veranschaulicht die geringfügigen Abweichungen der Gehäuseabmessungen der SU- und TI- Schaltkreise. Dual-in-line-Gehäuse (SU-Serie 155) alle Maße in SU mm TI Gehäuselänge 19 18,03 Gehäusebreite 6,8 6,35 Montagehöhe Abstand der Anschlußreihen 5,1 5,08 gegeneinander Abstand der Anschlußfahnen 10 8,26 untereinander 2,5 2,5 und 2,54 Flat-pack. Gehäuse alle Maße in mm (SU-Serie 133) SU TI Gehäuselänge 9,9 6,35 Gehäusebreite 6,6 3,56 Gehäusehöhe Abstand der Anschlußfahnen 2 0,89 untereinander 1,25 1,27 Die gleichen Gatter der TTL-Serien 133 und 155 werden auch mit einer Verlustleistung von 3 mW und einer Verzögerungszeit von 60 ns angeboten. Diese Low-power-Schaltkreise werden in zwei Gehäuse¬ ausführungen produziert. Die Serie 158 mit Dual-in-line-Gehäuse ist für den normalen Temperaturbereich gedacht, die Serie 136 im Flat- pack-Gehäuse für den erweiterten Temperaturbereich. Damit sind die Serien 136 und 158 vergleichbar mit der 54-L- bzw. 74-L-Reihe von TI. Die nachfolgende Übersicht gibt die wichtigsten Kenndaten der Serien 136 und 158 an. 121 Betriebsspannung: 5 V ±10% Verlustleistung je Gatter: 3 mW max. Verzögerungszeit: 60 ns Störabstand: 0,9 V Ausgangsspannung bei »O«: 0,35 V Ausgangsspannung bei »L«: 2,4 V Das Angebot an ECL-Schaltkreisen besteht aus den Serien 137 (4 Typen, Dual-in-line) und 139 (3 Typen, Flat-pack). Beide Serien enthalten die Funktionen NOR/OR mit 3 Eingängen einfach sowie mit Ausgangserweiterung und 2 Expander mit je 3 Eingängen. In der Serie wird zusätzlich ein OR-Inverter mit 3 Eingängen produziert. Eingangsspannung: Verlustleistung: Verzögerungszeit: Störabstand: Serie 137 Serie 139 -5V±5% — 5 V ±5% 110 mW 40 mW 4 ns 10 ns 0,2 V 0,2 V Im Fertigungsprogramm der UdSSR sind neben TTL- und ECL- Reihen auch Logikbaureihen mit geringer Leistungsaufnahme und mit relativ großen Verzögerungszeiten vorhanden. Dazu zählen die 1 Bild 2 Innenschaltung des Operationsverstärkers 1 UT401 122 Bild 4 Tafel mit den Bauformen verschiedener Analog-Digital-Umsetzer in Hybridtechnik RTL- und die DTL-Schaltkreisreihen, die im Flat-pack-Gehäuse und anderen Gehäuseformen mit unterschiedlichen Rastermaßen gefertigt werden. Die Verlustleistung beträgt bei der RTL-Reihe 2 mW, die Verzögerungszeit ist 500 ns. Bei der DTL-Reihe ist die Verlustleistung 20 mW, und die Verzögerungszeit erreicht Werte von 20 bis 50 ns. Das Typenprogramm der UdSSR enthält auch MOS-Schaltkreise. Es sind 7 Serien bekannt. Die Serien 160 und 172 werden im Dual-in- line-Gehäuse verkappt, alle anderen Serien im Flat-pack-Gehäuse. Aus der Vielzahl der in MOS-Technik angebotenen Funktionen seien die wichtigsten herausgestellt, wie Gatter, Schieberegister, Speicher¬ elemente, reversible Zähler und Flip-Flops in verschiedenen Varianten. In Tabelle 2 sind die dem Autor bekannten Logik-Schaltkreisreihen aus der UdSSR-Fertigung zusammengestellt. Sehr umfangreich ist das Sortiment an analogen Schaltkreisen aus der UdSSR-Produktion. Der Operationsverstärker 1 UT 401, der bis auf die Stabilisierungsdiode dem Typ fiA 702 entspricht, wird in den Gehäusebauformen TO 99 (12polig) und Dual-in-line produziert. Nachfolgend einige Kennwerte für die Typen 1 UT 401Ä und 1 UT 401B. Betriebsspannung: Eingangsdriftspannung: Eingangsdriftstrom: Eingangswiderstand: Spannungsverstärkung: Frequenzbereich: 6,3 V (A) und 12,6 V (B) 3 mV 0,6 pA 17 kfi 400... 4500 (A) 1300-.-12000 (B) 0---5 MHz Monolithisch integrierte Verstärkerschaltungen enthalten die Se¬ rien 118 (Dual-in-line), 119 (Flat-pack) und 122 (TO 99, 12polig), wo¬ bei die Serien 118 und 122 identisch sind. Dabei handelt es sich um Videoverstärker (1 UB 221), 2stufige Breitbandverstärker (1UC 221), Kaskodenverstärker (1 UC 222), Differenzverstärker (1 UT 221) und Schmitt-Trigger /I TSCH 221). Vollständige NF-Verstärker im TO- 99-Gehäuse mit 12 Anschlüssen enthält die Serie 173, die Ausgangs¬ leistung ist 0,5 bzw. 1,0 W. In Tabelle 3 wird ein Überblick gegeben über die bekannten linearen Schaltkreise mit monolithischer Integration. Von untergeordneter Bedeutung sind heute die logischen Schaltkreise in Hybridtechnik. Tabelle 4 gibt dafür eine kurze Übersicht . Interessanter sind die analo¬ gen Schaltkreise in Hybridtechnik, vor allem die, die in Rundfunk- und Fernsehempfängern eingesetzt werden. Im Elektronischen Jahr¬ buch 1974 sind einige dieser Schaltkreise vorgestellt worden. Für diesen Anwendungsbereich werden die Serien 224 und 237 produziert. 124 Die Verkappung der Serie 237 erfolgt in einem etwas größeren Dual- in-line-Gehäuse. Tabelle 5 gibt eine Übersicht über die linearen Hybridschaltkreise. Tabelle 2 Monolithisch integrierte Logikschaltkreise aus der SU-Produktion Serie 104 DTL Flat-pack 13 Typen 106 TTL Flat-pack 26 Typen 113 RTL Flat-pack 7 Typen 114 RTL Sondergehäuse 11 Typen 121 DTL TO 99, 12polig 3 Typen 133 TTL Flat-pack 22 Typen 147 MOS Flat-pack 4 Typen 155 TTL Dual-in-line 20 Typen 172 MOS Dual-in-line 5 Typen 192 Foto Sondergehäuse 1 Typ Tabelle 3 Monolithisch integrierte lineare Schaltkreise aus der SU-Produktion Serie 101 Doppeltransistor TO 99, 8polig 1 Typ 118 Verstärker Dual-in-line 5 Typen 119 Verstärker Flat-pack 5 Typen 122 Verstärker TO 99, 12polig 5 Typen 123 Verstärker Flat-pack 1 Typ 140 Op.-Verstärker TO 99, 12polig 1 Typ 173 NF-Verstärker TO 99, 12polig 2 Typen Tabelle 4 Logikschaltkreise in Hybridtechnik aus der SU-Produktion Serie 201 DCTL 11 Typen 202 DTL 13 Typen 204 RCTL 5 Typen 205 RTL 6 Typen 215 DTL 6 Typen 217 DTL 14 Typen 221 DTL 5 Typen 243 TTL 11 Typen Tabelle 5 Lineare Schaltkreise in Hybridtechnik aus der SU-Produktion Serie 218 Impulsverstärker 14 Typen 224 Rundfunk, Fernsehen 28 Typen 228 Breitbandverstärker 22 Typen 229 ] 230 1 231 j | Analog-Digital-Umsetzer 4 Typen 7 Typen 1 Typ 234 1 237 Rundfunk, Fernsehen 3 Typen 7 Typen 242 U ni versal Verstärker 1 Typ 246 Bauelemente 2 Typen 252 Op.-Verstärker 7 Typen 260 Bauelemente 1 Typ 263 Universalverstärker 5 Typen 265 Breitbandverstärker 22 Typen 125 Tabelle 6 Äquivalente Typen zu sowjetischen TTL-Schaltkreisen SU DDR TI 1 LB 553/333 1) 100 c SN 7400/5400 1 LB 558/338 1 LB 557/337 » D 103 C SN 7403/5403 1 LB 554/334 1) 110 C SN 7410/5410 1 LB 551/331 1 LB 555/335 D 120 C SN 7420/5420 1 LB 552/332 D 130 C SN 7430/ 5430 1 LB 556/336 D 140 C SN 7440/5440 1 LR 551/331 1 LP 552/332' D 150 C SN 7450/5450 1 LR 553/333 D 153 C SN 7453/5453 1 LP 551/331 1 LP 553/3331 D 160 C SN 7460/5460 1 Tli 551/331 D 172 C SN 7472/5472 1 enthält nur ein System des Schaltkreises 126 Joachim Lesche Wissenswertes über Kondensatoren Der Kondensator als elektrostatischer Ladungsspeicher mit seiner Kapazität C ist durch seine zahlreichen Ausführungsformen und durch das praktisch verfügbare Kapazitätswertespektrum von mehr als 1 : 10 10 (d.h. von weniger als 1 pF bis zu mehreren 10000 (j,F) das viel¬ seitigste passive Bauelement. Die Hauptfunktionen des Kondensators in elektrischen und elek¬ tronischen Schaltungen kann man so zusammenfassen: 1. als Ladungs- bzw. Energiespeicher, z. B. in Siebschaltungen, zur Stoßentladung, in Zeitgliedern und in Schwingkreisen, als Informationsspeicher; 2. als Koppelglied, mit der Trennfunktion für Gleich- und Wechselstrom bzw. allgemein mit der Frequenzabhängigkeit des kapazitiven Widerstands; 3. als Phasenglied, in Verbindung mit Induktivitäten oder Wirk widerständen zur Erzeugung bestimmter Phasenlagen von Wechselströmen und -Spannungen, z. B. als Motorkondensator zur Gewinnung der Hilfs¬ phase oder zur Kompensation von Blindstromanteilen. Diese Einteilung entspricht zwar der Anwendungspraxis, sie ist aber willkürlich gewählt und beinhaltet keine selbständigen, vonein¬ ander unabhängigen oder getrennt existierenden Funktionen des Kondensators. Diese Funktionen sind stets gemeinsam vorhanden, nur liegt eben der anwendungstechnische Schwerpunkt jeweils auf der einen oder anderen Funktion. Da es keinen idealen Kondensator gibt* also ein Bauelement — mit reiner, verlustfreier Kapazität, — mit beliebig großer Spannungsfestigkeit, — mit optimalem Kapazitäts/Volumen-Verhältnis — und ohne Abhängigkeit von thermischen und anderen Einflüssen, ist es erforderlich, den jeweils geeigneten, zweckmäßigen Konden¬ satortyp auszuwählen. Dabei können allerdings hier nur elektronische, 127 d.h. nachrichten- bzw. informationstechnische Kondensatoranwen¬ dungen behandelt werden, während die zahlreichen Fälle in der Stark¬ stromtechnik wie auch in der Leistungselektronik unberücksichtigt bleiben. Bild 1 und Tabelle 1 geben einen Überblick über das z.Z. in der DDR gefertigte Kondensatorensortiment. Auf Einzelheiten hin¬ sichtlich der verschiedenen Ausführungsformen, der Klimafestigkeit und der zahlreichen Sondertypen für bestimmte kommerzielle Anwen¬ dungen mußte jedoch im Interesse der Übersichtlichkeit verzichtet werden. Bild 1 zeigt die Verteilung der verschiedenen Kondensatortypen nach Kapazität^- und Spannungsreihen. Im mittleren Teil des Dia¬ gramms fällt eine Typenhäufung auf. In diesem Bereich der C-Werte von etwa 1 nF bis zu einigen Mikrofarad und Spannungen zwischen 160 V und 1000 V gibt es mehrere Auswahlmöglichkeiten, auf die im einzelnen noch eingegangen wird. Hohe Spannungen bei kleinen Bild 1 Kapazitäts- und Spannungsreihen der wichtigsten Kondensatorenarten jür elektronische Anwendung 128 Tabelle l 1 Festkondensatoren der DDR-Fertigung 9 Schubert, Eljabu 75 Tabelle 1 mußte geteilt werden. Zur leichteren Benutzung der Tabelle wurden die in voller Breite durchlaufenden Zeilen rechts bzw. links mit Zahlen in spitzen Klammern <> versehen. Die unter dem jeweiligen Kondensatortyp vermerkte Nr. ist die TGL »Begriffe, Allgemeine Techn. Forderungen, Prüfung und Liefe¬ rung« (bei MKC gleich der angegebenen Bauform-TGL) (Polyester) zyl. gehäuselos, m. beider- 100 pF --1 nF 160; 250; 630; 1000 KT seitigen exzentrischen 200-8426 Drahtanschlüssen ^ 10 • IO“ 3 (800 Hz) ^ 12000 MQ C ^ 0,33 nF - 55 — + 85 °C 14117 C-Reihe: 0,1-0,25-0,5-1-2-4-10 ^ 4000 s C > 0,33 fxF - 40--* 4- 70 °C 14T18 (Glättungs-Kond.) ^ 10 • IO" 3 (800 Hz) ^ 4000 s C 0,1 nF - 25--+ 70 °C 10790 C-Reihe: 39-47-56-68 nF o V ^ ü ü (ü — tu ~ zz !> o = P o o 'S *E S s$ Ph Ph jpp * CC o cö I cc — +1 K W ’W « .. 5 s I cs a t. e ö ö a o ö o o S o o o CC j ^ .-H 1-H VII M A VII A 0> I O £< ^"5 "5 i ^ ^ 00 (N NW : o IO 0 0^0 VI | VII VII o VII 9 * (zukünftig durch MKT ersetzt) 1. Die wichtigsten Elektrolytkondensatoren (außer Fotoblitz- u. Motoranlaßkondensatoren) S + O a.g w 3 © r-l • - o Jh © O + + 2 + |g ’S S S M p. SäJ a& « fl ’S s 5 .SP fi £ — « ^5 « » _;j? jfi o N OS N £ Q ii IS Si2“ 3 ^ M P 00 ‘3 £ g j= ö s S ’S s ^ oo B ü g o ^ i »• SKgo •(hm i 58 zyl. Alugehäuse m. Zentral- 20 fxF--2500 nF 150/165; 250/275; 350/385; (Gleichspannungs- bef. M 18 bzw. m. Flachsockel 450/500; 500/550 kapazität) 200-8513/2 C-Reihe 1-2-5-10-20 ^ 0,08 0,01 • C n • Ü D + 10 - 25 ••• + 70 °C 2C0-8514/2 M 18-Befestig. bis 45 mm 0 Flac sockel 60 mm 0 (große C-Werte) ■g i i b ! ~ «j« MÄ ä <1> ,§ g * Ph 6 >• + ►> + o : © : Vfl w »ft w + eo + + ,ifl O ö O 80 dB < 10 kHz (durchschnittlich (i kHz —von denPiezo« Filtern abhängig) ~ 20 dB 3,5---3,75 MHz 1350 p 160 mm x 80 mm x 290 mm (einschließlich Ferritantenne) Die Schaltung Eingangsteil mit Vorstufe Der auf dem Ferritstab angeordnete Eingangskreis, bestehend aus LI, (72, (73, ist auf die Mitte des Empfangsbercichs abgeglichen. Durch die große Bedämpfung durch die HF-Vorstufe erübrigt sich ein Nach- 151 300x2 AL stimmen. Die zur Richtungsbestimmung erforderliche Stabantenne ist über PI und (72 lose an den Eingangskreis angekoppelt. Diese An¬ kopplung läßt sich mit PI stetig regeln, wodurch eine Seitenbestim¬ mung möglich wird. Die Verstimmung des Eingangskreises ist hierbei gering. Über (74 ist die in Emitterschaltung arbeitende Vorstufe an den Eingangskreis angekoppelt, sie verstärkt das Signal bis zum Emitter der Mischstufe etwa 5fach. Die Vorstufe (TI) hat einen wesentlichen Anteil an dem großen Regelumfang des Empfängers, der für eine gute Nahfeldpeilung erforderlich ist. Mischstufe und Oszillator Die mit TI verstärkte HF wird über (76 an die für die Eingangs¬ frequenz in Basisschaltung arbeitende Mischstufe angekoppelt. Diese Schaltung ist wegen der größeren Kreuzmodulationsfestigkeit ge¬ wählt worden. Beide Frequenzen - die Eingangs- und die Oszillator¬ frequenz - gelangen niederohmig an den Mischer, so daß auch Rück¬ wirkungen auf den in Clapp -Schaltung arbeitenden Oszillator ver¬ mieden werden. Die Mischstufe ist über P6 an den ZF-Verstärker angekoppelt. Der C7app-Oszillator arbeitet nach dem Prinzip der halben Betriebs¬ spannung, durch diese Einstellung läßt sich die höchste Frequenz¬ konstanz erreichen. Die Basisspannung von T3 wird mit Hilfe von RI, RS eingestellt. Der Schwingkreis, bestehend aus LS, CS, (79, (710 und (711, ist auf Eingangs- plus Zwischenfrequenz abgeglichen. (710 (711 sind Styro¬ flexkondensatoren, während (79 einen negativen TK von etwa — 150 • 10 _6 /°C haben sollte, um eine möglichst hohe Frequenzkon¬ stanz zu erreichen. Die Oszillatorfrequenz wird vom Kollektor über den kapazitiven Spannungsteiler (712—(713 der Basis des Mischers zugeführt. ZF- und NF-Verstärker Die über P6 an den ZF-Verstärker gelangende ZF wird dem Ein¬ gangskreis AM 5 {AM 5 kann durch AM 105 ersetzt werden) zuge¬ führt. Dieser Einzelkreis paßt den hohen Ausgangswiderstand des Mischers an das Piezofilter SPF 455 A 6 an. Der Ausgangswiderstand des SPF 455 A 6 ist so ausgelegt, daß ein GF 121 direkt angekoppelt werden kann. Die erste ZF-Stufe (T4) ist ebenso wie die HF-Vorstufe regelbar. Bei der im vorliegenden Empfänge)- angewendeten Regelung werden diese beiden Transistoren völlig gesperrt. Dazu war es erforderlich, daß die Regelspannung unter die Betriebsspannung geregelt werden kann. 153 Eine automatische Regelung schied aus, da bei dieser Ausführung eine Feldstärkeanzeige nicht über die NF, sondern nur mit einem In¬ strument möglich ist, welches den Empfänger verteuert hätte. Die Betriebsspannung für die HF- und ZF-Stufen wurde zu -f 6 V ge¬ wählt. Sie wird mit D2 stabilisiert. Mit P 2 läßt sich die Verstärkung regeln; der Regelumfang ist so groß, daß in 2 m Entfernung von der Sendeantenne noch eine ein¬ wandfreie Minimumanzeige möglich ist. Auf die erste ZF-Verstärker¬ stufe folgt ein weiteres Piezofilter SPF 455-9 , das am Ein- und Aus¬ gang niederohmig abgeschlossen wird. Der zweite ZF-Transistor ist nicht geregelt, der Regelumfang wurde dadurch nicht wesentlich ver¬ größert; sein Arbeitspunkt ist so eingestellt, daß er bei der normalen NF-Lautstärkc nicht übersteuert wird. Mit den im Handel erhältlichen Piezofiltern kann man mit geringem Aufwand trennscharfe ZF-Verstärker auf bauen, die sich mit Mitteln des Funkamateurs gut abgleichen lassen. Legt man Wert auf extrem geringe Bandbreite, so ist ein Aussuchen der Filter empfehlenswert. Nebenmaxima konnten im Bereich von 300 kHz bis 2 MHz nicht fest¬ gestellt werden. Über CI8 ist der in Spannungsverdopplerschaltung arbeitende Demodulator (D3, D4) an den ZF-Verstärker angekoppelt. Überdas HF-Siebglicd P21 und C20 von T7 gelangt die NF an einen 2stufigen NF-Verstärker. Dieser ist gleichstromgckoppelt und sehr temperaturstabil. Mit P4 läßt sich der Arbeitspunkt einstellen. C22 verhindert ein Eindringen von HF über den Kopfhöreranschluß in den Empfänger. C22 ist direkt an der Kopfhörerbuchse angelötet. Die Regelung der Lautstärke geschieht nur durch Ändern der HF- und der ZF-Verstärkung. Telegrafieüberlagerer Für den Empfang von Telegrafie- und SSB-Signalen ist der 2. Über¬ lagerer (BFO) mit T(> eingesetzt. Er arbeitet in Clapp -Schaltung und ist über C27 lose an dem Parallelschwingkreis AM4 angekoppelt. Die HF wird über C26 in den Demodulator eingekoppelt. Zur guten SSB- Demodulation ist am Demodulator eine BFO-Spannung von etwa 100 mV erforderlich. Durch die hohe Stabilität des Oszillators ist SSB-Empfang möglich. Mit S 2 ist der BFO abschaltbar. Aufbau Die gesamte Schaltung ist in gedruckter Verdrahtung ausgeführt. Bild 2 zeigt den Bestückungsplan. Aufbaueinzelheiten sind aus Bild 3 ersichtlich. 154 zur Stabantenne 155 Bild 3 Die einbaufertige Leiterplatte An der rechten Seite der Leiterplatte ist noch genügend Raum für die Unterbringung der Batterien vorhanden. Um ein Herausfallen derselben bei starken Stoßbeanspruchungen zu vermeiden, sollten sie durch ein Stück Schaumgummi noch zusätzlich gesichert werden. Die 156 Bild 4 Ansicht des 80-m-Fuchs- jagdempfängers Antennenbuchse, die Kopfhörerbuchse, S2, PI sowie der mit dem Ein- und Ausschalter (*S1) kombinierte Lautstärkeregler P2 dienen gleichzeitig zum Befestigen der Platine im Gehäuse. Bild 4 zeigt den Empfänger im eingebauten Zustand. Das Gehäuse ist aus 0,6-mm- Eisenblech gefertigt und an den Kanten verschweißt. Die Bodenplatte muß genau eingepaßt werden und ist mit 4 Schrauben befestigt. Achtet man auf ein »HF-dichtes« Gehäuse, so ist garantiert, daß die HF nur über die Antenne in den Empfänger gelangt, was für eine Nahfeldpeilung sehr wichtig ist. schlitzen $9,7 Ferritstab einpassen / r^^2 l 5 tief 1 m, stief Material • Vinidur 10mm dick Bild, 5 Halterung für die Ferritantenne Bild 6 Abschirmung für die Ferritantenne Die Ferritantenne ist oben auf das Gehäuse aufgesetzt und wird von 2 Vinidurstücken (Bild 5) gehalten. Zur Abschirmung gegen elektrostatische Felder ist die Ferritantenne mit einem Aluminium¬ mantel (Bild 6) umgeben, der mit der Platine verbunden ist. Bei der Montage ist darauf zu achten, daß mit dem Gehäuse kein Kurzschluß entsteht. Der Drehko ((78) ist auf einem Winkel montiert. Abgleich Der Abgleich des Fuchsjagdempfängers ist durch die Piezofilter sehr einfach. An Hilfsmitteln sind ein Voltmeter (0---10V), ein Milli- 157 amperemeter (()••• 10 mA) sowie ein gut geeichtes Griddipmeter er¬ forderlich. Für den Endabgleich ist ein Eichpunktgeber empfehlens¬ wert. Vor der Inbetriebnahme sind 7 3 3 und P4 auf ihre Größtwerte und P 2 auf kleinste Lautstärke einzustellen. Der Arbeitspunkt des NF-Verstärkers wird mit P4 so eingestellt, daß durch einen 2-kOhm- Kopfhörer ein Strom von etwa 1,7 mA fließt. Danach wird der Laut¬ stärkeregler auf größte Lautstärke gestellt und P3 so eingeregelt, daß durch R2 ein Strom von 1,1 mA fließt. Der Strom durch PI3 sollte 0,5 - 0,8 mA betragen. Wird dieser Wert infolge Transistorstreuung nicht erreicht oder wird er überschritten, so ist PI2 entsprechend zu verändern. Anschließend werden mit dem Voltmeter sämtliche Span¬ nungen überprüft, um ein sicheres Arbeiten aller Stufen zu gewähr¬ leisten. Nach dieser gleichstrommäßigen Überprüfung wird der Empfänger abgeglichen. An den Emitter von T2 wird ein ZF-Signal gegeben, und der ZF-Ankoppelkreis AM 6 wird auf Maximum abgeglichen. An- 0 °—+ 180° Bild 7 Richtdiagramm des SO-m-Fuchsjugdempfängers 158 schließend wird über 6*4 ein 3,5-MHz-Signal an dem Empfänger ein¬ gekoppelt. Z/3 wird so verstellt, daß das Signal in den ZF-Bereich um¬ gesetzt wird; der Oszillator schwingt dann auf etwa 3,96 MHz. Nach Ankoppeln der Ferritantenne an 6*4 wird diese bei etwa 3,58 MHz mit 6*3 auf Maximum und L2 bei etwa 3,70 MHz ebenfalls auf Maximum abgeglichen. Dieser Abgleich ist mehrmals zu wieder¬ holen, bis über das gesamte 80-m-Band etwa gleiche Empfindlichkeit erzielt wird. Der ZF-Kreis AM5 ist abschließend nochmals auf Maxi¬ mum abzugleichen. Anschließend wird mit S 2 der BFO eingeschaltet und auf das untere Seitenband (Zwischenfrequenz minus 3 kHz) ein¬ gestellt. Diese Einstellung erfolgt am besten mit einer SSB-Station auf beste Verständlichkeit, bei CW ist dann gleichfalls eine gute Les¬ barkeit gewährleistet. Nach erfolgtem Abgleich sind alle Kerne gegen Verdrehen zu sichern. Mit einer Stabantenne von 300 mm Länge und 2 mm 0 wurde etwa 10 m neben einem Sender das Richtdiagramm (Bild 7) aufge¬ nommen. Das Minimum läßt sich mit PI gut einstellen. Durch die Regelbarkeit der Antennenankopplung lassen sich auch Stationen in größerer Entfernung (> 100 km) noch gut peilen. Literatur [1] Hensc.hel, S.: Ein Fuchsjagdempfänger für das 2-m-Eand, FUNKAMATEUR Heft 1 (1970), Seite 21 Spulendaten : TA - 16 Wdg., 0,3-mm-CuSS, Wdg. an Wdg., Anz. für C4 4 Wdg. von Masse auf Ferritstab 10 mm 0 x 160 mm, Werkstoff Manifer 240 ; L2 - 42 Wdg., 0,3-mm-CuSS auf Spulcnkörper M 2; Kern MZ 100; LS - 54 Wdg., 0,3-mm-CuSS auf Spulenkörper M 2; Kern MZ 100; AM 5 - ZF-Filter 460 kHz vom »Vagant« o.ä.; AM 4- ZF-Filter 460 kHz vom »Vagant« o.ä.; Fl - Piezofilter SPF 455 A 6 (blau); F2, - Piezofilter SPF 455-9 (rot) 159 Dr. Walter Rohländer — DM 2 BOH Optimal-Transistor-VFO (HFO) Der frequenzveränderliche Steuersender (VFO) ist das Herzstück einer jeden Amateursendeanlage zwischen 3 MHz und 500 MHz. Dabei nehmen die Anforderungen an eine Frequenz-Kurzzeit- und -Langzeit¬ stabilität linear mit der Sendefrequenz zu. Jeder Klubstationsleiter und lizensierte DM 2 steht mithin zumeist mehrmals vor der Frage, diesen Anforderungen im Rahmen der bereitstehenden Mittel und technischen Möglichkeiten sowie unter erfolgreicher Nutzung seiner fachlichen Kenntnisse gerecht zu werden. Dabei ist es zunächst un¬ wichtig, ob wir unseren Steuersender in Röhren- oder Transistor¬ technik ausführen. Entscheidend ist allein die Erfüllung der vorge¬ sehenen Zielstellung. Dennoch genügt die moderne Transistortechnik bei sinnvollem Einsatz höchsten Ansprüchen in der Frequenz-Kurz¬ zeit- und -Langzeitstabilität und übertrifft hier unter Umständen die Röhrentechnik. Auch in der anspruchsvollen Empfängertechnik wird der frequenzvariable Oszillator (HFO) in der qualitativen Ausführung der Konzeption eines VFO entsprechen müssen! Der Autor dieses Beitrags beschäftigt sich bereits längere Zeit mit den Problemen des stabilen Transistoroszillators (vgl. [1] und [2]). Vor dem Studium des vorliegenden Beitrags sollte man insbesondere noch¬ mals [2] genau durchsehen, da auf Wiederholungen weitgehend ver¬ zichtet werden soll. Im Ergebnis eines intensiven Literaturstudiums wird letztlich der Versuch unternommen, zwei Optimal-VFO-Varian- ten vorzuschlagen, deren erste ausschließlich mit Bauelementen reali¬ sierbar ist, die man im Normalfall in jedem Rundfunk-Fachgeschäft erhält, während für die zweite Variante Importtransistoren benötigt werden. Es wird der Versuch unternommen, den Sinn der einzelnen Schaltungsdetails ohne jegliche mathematische Formulierungen zu er¬ läutern. Diese Art der Beschreibung kommt also vorwiegend dem Praktiker zugute und damit auch dem jungen Kameraden in der Aus¬ bildung der GST. Durch einige weitere, wenig bekannte Schaltungs¬ varianten sei die Schaltungssammlung unserer Amateure bereichert. 160 3,5- bis 4-MHz-HFO für Direktmischempfänger [3] Bild 1 zeigt die Schaltung eines kommerziellen HFO für einen Direkt¬ mischempfänger im 80-m-Band. Sie hat bereits zahlreiche frequenz¬ stabilisierende Elemente, wie eine stabilisierte Speisespannung, ein großes C 2 parallel der Basis-Emitter-Kapazität von TI, ein kleines R 3 zur Unterdrückung parasitärer Schwingungen bei Transistoren mit sehr hoher Grenzfrequenz, ein großes R5 zur geringen, möglichst rein ohmschen Belastung des Oszillators durch die nachfolgenden aperi¬ odischen zwei Pufferstufen. Im Prüfbericht durch W 4 WFLjl wird angeführt, daß nach einer kurzen 20-Hz : Drift diese Schaltung fre¬ quenzstabil bleibt, so daß beim Empfang von SSB-Stationen auch über eine längere Zeit nicht nachgestimmt werden muß. Leider enthält diese Arbeit keine näheren Angaben zur Auslegung des Schwingkreises und über die verwendeten Transistoren. Da es sich um eine CoZpiMs-Schaltung handelt, muß die Schwingkreisinduktivi¬ tät mit Draht großen Querschnitts gewickelt werden, da relativ große Schwingströme fließen. Der Oszillator ist nicht temperaturkompen¬ siert, die im Schwingkreis befindlichen Festkondensatoren sind jedoch HF-belastbare hochwertige Glimmerkondensatoren. Der Strom im Bild 1 3,5- bis 4,0-MHz-HFO für Direktmischempfänger. Alle Widerstände, falls nichts anderes angegeben, 0,1 W. Gl = C2 910 pF Glimmer oder Styroflex, C3 550 pF Glimmer oder Styroflex, C4 Luftdrehkondensator 10 bis 407 pF, C5 100 nF keramischer Scheibenkondensator, CO 82 pF keramischer Rohr¬ kondensator, L etwa 5 uII, Keramikspule mit eingebrannten Silberwindun¬ gen, RI 6,8 Q, R2 12 kQ (Arbeitspunkteinstellung), R3 100 Q, R4 1 kQ, R5 7 kQ, R6 10 Q, R7 lO'O Q 0,5 W, R8 330 Q 0,5 W, R9 1 kQ, TI. T2 HF-Si-npn-Transistoren wie SF 131, SF 132, aber auch SS 106, SS 108 oder SC 207C u.a. 11 Schubert, Eljabu 75 1G1 Oszillatortransistor beträgt etwa 4 mA. Für letzteren kann nur ein HF-Typ auf Si-Basis, also ein SF-Typ ausreichend hoher Grenz¬ frequenz empfohlen werden. Clapp-VFO fiir 6,3, 13,2 uml 20,3 MHz [4] F8 HB baute diesen VFO (Bild 2) in einen SSB-TX mit 7,77-MHz- HF-Quarzfilter ein, der für das 20-, 15- und 10-m-Band konzipiert wurde. Die Schaltung enthält jedoch relativ wenige frequenzstabili¬ sierende Elemente. Diese sind eine stabilisierte Speisespannung, die Kondensatoren C 6 und CI zur sorgfältigen HF- und NF-Siebung der Speisespannung sowie der sehr kleine Koppelkondensator von 4,7 pF, dem sich zwei normale aperiodische Trennstufen anschließen. Der Schwingkreis ist durch (72 mit 22 pF mit einem negativen Temperatur¬ koeffizienten der Kapazität temperaturkompensiert. CI ist ein Glim¬ merkondensator. Angaben zu L und C3 wurden in der Arbeit nicht gemacht. C3 entstammt jedoch einem TV-UHF-Tuner (Dreifachdreh¬ kondensator), mit dem drei komplette Oszillatoreinheiten an der Trennstelle zwischen C6 und C7 umgeschaltet werden. Der Strom im Oszillatortransistor beträgt etwa 3 mA (Einstellung mit .RI). FSHB scheint mit der Stabilität dieses VFO vollständig zufrieden zu sein. Dennoch sei zur Vorsicht gemahnt. Im Serienkreis LJCIC2C3 RI R3 Bild 2 Clapp-VFO für 6,3, 13,2 und 20,3 MHz nach F8HB. CI 68 pF Glimmer oder Styrojlex, C2 22 pF keramischer Rohrkondensator zur TK-Kompen- sation mit negativem TK, C3 Kondensator aus Dreifachluftdrehkondensator in UHF-TV-Tuner, C4 180 pF Glimmer oder Styroflex, C5 1 nF Glimmer oder Styroflex, CG 10 nF keramischer Scheibenkondensator, C7 Elektrolyt¬ kondensator 100 nF 112 V, C8 4,7 pF keramischer Scheibenkondensator, D Z-Diode SZX 19/6,2, L etwa 7,0, 2,0 und 0,5/xH je nach Frequenz, Bl 22 kt}, 0,1 W, R2 1,5 k.Q 0,1 W, B3 330Q 1 W, T HF-Si-npn-Tran- sistor wie SF 131, SF 132, aber auch SS 106, SS 10 Söder SC 207 H.a. 1G2 sind die drei Kondensatoren voll frequenzbestimmend und keiner größeren Kapazität wie im C'oZptV/s-Oszillator parallelgeschaltet. Da¬ mit wird die Clapp-Schaltung erschütterungsempfindlich, und die variable Kapazität muß äußerst stabil gebaut sein - zweifach gelager¬ ter Kondensator mit kleinen stabilen Rotorplatten und keramischer Isolation. Geschätzt werden an dieser Schaltung die kleinen Schwing¬ kreisströme in einem Serienschwingkreis. Beachtet man alle Vor¬ sichtsmaßregeln, so dürfte diese Schaltung zufriedenstellend arbeiten. Übrigens wird bei DM 3 ML eine ähnliche Schaltung verwendet [5]. 28-MHz-Seiler Oszillator [6] Eine interessante Schaltung (Bild 3), die noch wenig bekannt sein dürfte, veröffentlichte DJ 1 ZB bereits 1907 in der Funkschau. Es -8 V stab. Ausgang IHM .3 28-MHz-Seiler-Oszillator nach DJIZB CI 8 pF Lufttrimmer, C2 8 pF keramischer Scheibenkondensator, C3 1G pF keramischer Scheibenkonden¬ sator mit negativem TH zur TK-Kompensation, C4 330 pF Glimmer oder Styroflex , C5 220 pF Glimmer oder Styroflex, CG 100 pF keramischer Kohr¬ kondensator. C7 = CO Iß nF keramischer Scheibenkondensator, 08 47 nF keramischer Scheibenkondensator, L 14 pH, IU 3,3 kü, 112 8,G kl) (Arheits- punkteinstellunq), 113 47 l) t 114 — 118 820 ti 0,28 W, KG 1 ki) (bei Si-npn- Va.riante 2 kü) , 117 18 kl), Tl-npn-Variante 2N3032, SF 240; pnp-Va¬ riante AF 130, GF 148; T2 npn-Variante JiC 108, SC 207; pnp-Variante TF 68 und jeder GC-Typ. Bei npn-Variante ist die Polarität der Ver¬ sorgungsspannung zu wechseln. Alle Widerstände, wenn nicht anders angegeben, 0,1 W 11 * 103 handelt sich um einen chirpfrei tastbaren modifizierten Colpitts- Oszillator, auch unter der Bezeichnung iSe^Zer-Oszillator bekannt. Die Originalversion ist mit Ge-pnp-Transistoren bestückt. Eine Variante mit Si-npn-Transi stören ist gleichfalls bekannt geworden. Frequenz¬ stabilisierend wirken in dieser Schaltung die schwache Ankopplung des Schwingkreises an den Transistor durch die Kombination C 3 (74 (75, der große Kondensator (74 parallel zur Basis-Emitter-Kapazität sowie R 3 und (70 zur Unterdrückung von parasitären Schwingungen und schwachen Auskopplung des 30- bis 50-mV-Signals. In der npn- Si-Transistor-Variante ist Rß auf 2 kQ zu vergrößern. Mit (73 erfolgt die Temperaturkompensation des Kreises. Für L sollte man eine Keramikspule mit eingebrannten Silberwindungen verwenden. Einen weiteren direkt tastbaren Oszillator beschreibt das Kollektiv von DM 3 QG in [7]. Transistor-Brücken-Oszillator als VFO [8] Eine sehr hohe Frequenzstabilität soll mit dem Brücken -Oszillator (Bild 4) erreichbar sein. R\ mit parallelem Serienresonanzkreis LC , R3, -R4 und R'l bilden die Brücke zwischen Ein- und Ausgang eines zweistufigen Verstärkers. Bei Resonanz von LC wird RI virtuell kurz¬ geschlossen, und die Brücke schaltet von Gegen- auf Mitkopplung Bild 4 Transistor-VFO-Briickentyp Alle Widerstände 0,25 IF. RI, R2, R7, RS 2% Toleranz. C Luftdrehkonden¬ sator (Größe nach Frequenzbereich), CI Elektrolytkondensator 5 nF 112 V, C2 Elektrolytkondensator 10 pF 112 V, L Keramikspule mit eingebrannter Silberwicklung f Größe nach Frequenzbereich), RI = 112 470 Q, R3 580 Q, 114 = 115 2,2 kQ, 116 4,7 kQ, 117 = R8 1 kQ TI, T2 HF-Transistoren wie GF 132 u.a. Bei njm- Variante ist die Versorgungsspannung umzupolen , desgl. die Elektrolytkondensatoren 164 (Selbsterregung). Mit i?4 wird der Rückkopplungsgrad eingestellt. R4 muß immer größer als R 3 sein. Bei sorgfältigem Abgleich der Brücke beeinflussen Spannungs- und Temperaturänderungen nicht mehr die Schaltung. Lediglich L und C bestimmen die Resonanzfrequenz und das Temperaturverhalten der Oszillatorschaltung. Zur oberen Schwing¬ frequenz dieses VFO ist nichts angegeben, desgleichen auch nichts zu den Transistoren gesagt. Koppel- und Siebkondensatoren sowie die f x -Grenzfrequenz der Transistoren dürften Schranken setzen. Mit dieser Schaltung lohnt es sich durchaus zu experimentieren. Optimal-VFO-Variante 1 In Bild 5 wird eine Optimal-VFO-Variante vorgestellt, deren Reali¬ sierung durchaus mit handelsüblichen Bauelementen möglich ist. Es handelt sich um einen modifizierten Colpitts- Oszillator, dessen Tran¬ sistor in Basisschaltung arbeitet. Von der Schaltung her sind alle Möglichkeiten ausgeschöpft, um die höchste Frequenzstabilität zu er¬ reichen. Diese sind: 1. Eine sehr schwache Ankopplung des Schwingkreises an den Tran¬ sistor durch (74. 2. Temperaturkompensation des Schwingkreises. 3. Verhinderung von parasitären Schwingungen durch R 2. (R2 kann durch 3 auf die Kollektorleitung von Tl gesteckte Ferrit¬ perlen ersetzt werden.) 4. Große Parallelkapazitäten zu allen kapazitiven Übergängen im Oszillatortransistor. 5. Schwache Kopplung der Trennstufen an den Oszillatortransistor über (77 und R5. 6. Hochohmige Trennstufe durch Gegenkopplung mit R9. 7. Gute Siebung der Versorgungsspannung für HF und NF durch (711 und (712. 8. Maximal stabile Versorgungsspannung durch Konstanthaltung des Z-Diodenstroms über die Stromregleranordnung für Konstant¬ stromverbraucher mit T4 und T5. In Tabelle 1 sind für die Schwingkreisspule und die Teilerkapazi¬ täten (75, (76 alle notwendigen Angaben gemacht, um diesen Oszillator als VFO auf 1,8 MHz zur Verdopplung in das 80-m-Band oder direkt auf 3,5 MHz und für einen 9-MHz-SSB-Exciter auf 5,5 MHz sowie als 2-m-VFO auf 8 MHz arbeiten zu lassen. Bei Beherzigung aller von der Röhrentechnik her bekannten Oszillatorbauvorschriften und des in [2] Ausgeführten dürfte die Stabilität dieses VFO für das 2-m-Band aus- 165 166 Tabelle 1 Schwingkreisdaten für Optimal-VFO- Variante 1 Frequenz MHz L nH (75 pF (76 pF 1,7 —2,1 54—125 820 1000 3,0-4,0 12,9-25,7 390 470 5,0-6,0 9,4—18,7 390 470 6,5-7,5 6,05-12,5 390 470 7,5-9,0 2,4-5,8 390 470 L mit HF-Kern einstellbar zur Bereichseinstel¬ lung. Besser jedoch massive Spule auf Keramik¬ körper oder Spule auf Keramikkörper mit ein¬ gebrannten Silberleitern. reichen. Es sei nur darauf hingewiesen, daß bei entsprechender Wahl der Reaktanzen auch ein stabiler 24-MHz-Betrieb möglich ist. Mit .R6 stellt man die Emitterspannung auf + 2 V ein, RI wird so lange verändert, bis an Äll, einem 1/2-W-Schichtwiderstand, ein Spannungsabfall von 3 V entsteht. Anschließend wird R5 so lange ver¬ kleinert oder vergrößert, bis in Bandmitte des Abstimmbereichs des VFO-Bausteins an i?14 ein Signal C/ 8S von 3 V ansteht. Es ist zweckmäßig, den VFO und die Pufferstufen in zwei Boxen des gleichen massiven VFO-Gehäuses unterzubringen. Ferner sollte den Pufferstufen unmittelbar ein Tiefpaß folgen, da dieser VFO-Bau- stein sehr oberwellenreich und eine Nutzung des VFO-Signales ohne vorherige Oberwellensiebung unzweckmäßig ist. Optimal-VFO-Variante 2 Zu der in Bild 6 dargestellten optimalen zweiten VFO-Variante wer¬ den vorwiegend Importtransistoren benötigt. Mit diesem Aufwand erreicht man jedoch eine Frequenzstabilität, die auch den verwöhn¬ testen Ansprüchen genügt und in jedem Fall einmal den Röhren-VFO verdrängen wird. Wiederum sind alle Erkenntnisse, eine schaltungs¬ technische Frequenzstabilität in diesem Oszillator zu schaffen, mit Pufferstufen verwirklicht worden. Sie brauchen nicht mehr alle einzeln aufgezählt zu werden. Bei Verwendung eines MOSFET, eines Doppel- Gate-MOSFET oder auch nur eines einfachen FET ist unbedingt die Diode D, eine schnelle Si-Schaltdiode, in die Schaltung einzubauen. Sie beeinflußt die Frequenzstabilität, indem sie das Anwachsen der positiven Gate-Vorspannung auf etwa -+- 0,7 V begrenzt, so daß dio entstehenden Oszillatorschwingungen relativ oberwellenarm bleiben. 167 + 6 V hochstabil 168 Tabelle 2 Bauelementedaten für Schwingkreis und Tiefpaß der Optimal-VFO- Variante 2 Frequenz 3,5 -.4,0 5,0 •••5,5 8,0-' 9,0 MHz LI Windungszahl Drahtstärke in mm 17 0,8 143/4 0,8 ll 1 /« 1,0 Windungen je cm 6,5 6,5 3,2 Körper 25 mm 0 L2 UH 21 17 10,4 LS UH 21 17 10,4 CI pF 100 100 50 Luftdrehkondensator C2 pF 25 25 25 Lufttrimmer CS pF 100 - - Glimmer 0 . Styroflex C 4 pF 390 390 270 Glimmer 0 . Styroflex C5 pF 680 680 560 Glimmer 0 . Styroflex C6 pF 680 680 560 Glimmer 0 . Styroflex C14 pF 114 94 57 keramischer Rohrkondensator C15 pF 159 133 80 keramischer Kohrkoiulensator C16 pF 114 94 57 keramischer Rohrkondensator Mit PI wird die Steilheit der MOSFET-Kaskade, als solche kann man den Eingangs-Doppel-Gate-MOSFET auch bezeichnen, auf einen optimalen Wert eingestellt, bei dem höchste Frequenzstabilität er¬ reicht wird. Der Einsatz eines FET als ersten Transistor in der Puffer¬ stufe sichert mit seinem hohen Eingangswiderstand in Verbindung mit der Kombination CS R 5 die geringstmögliche Oszillatorbelastung. T3 sorgt für einen niederohmigen Ausgang der Pufferstufen, denen sich unmittelbar ein Tiefpaß C14-L2-C15-L3-C1G mit 600-Q-Ein- und -Ausgang anschließt. Für die Temperaturkompensation des Schwingkreises dient C 4, der unter Umständen eine Parallelkombination von Kapazitäten mit negativem TK sein kann. Mit P9 wird der Arbeitsstrom der Puffer¬ stufe T3 auf 10 mA eingestellt. Die Stromversorgung von TI und T2 erfolgt mit einer Anordnung wie in Bild 5 ab Punkt A. T3 kann bereits an eine 12-V-Spannungsquelle mit kleinem Innen widerstand an¬ geschlossen werden, die nicht unbedingt geregelt sein muß. Mit P5 stellt man ein Ausgangssignal von C/ sa = 3 V ein. Mit diesem Signal kann man unter Zwischenschaltung einer einfachen Röhrentreiber¬ stufe eine SRS 551 voll aussteuern. In dieser Schaltungstechnik ist durchaus auch ein 24-MHz-VFO für einen 2-m-TX in höchster Frequenzstabilität zu bauen. Vergleiche aber auch [9] für einen Oszillator bei 70 MHz. T3 ist bei Frequenzen oberhalb 10 MHz besser durch einen Typ SF 137 zu ersetzen. Für diesen VFO gilt das bereits früher zum Aufbau Gesagte. Wesentlich ist ferner eine gute Thermik in der VFO-Box bei jedoch vollständiger Unterdrückung jeder Fremdzugluft. 169 K<‘hl uHbeinerku iigen Die beiden letzten Optimal-VFO-Varianten folgen unmittelbar aus dem modernsten Wissensgut der internationalen Schaltungstechnik als eine sinnvolle Synthese der Schaltungsgruppen. Den Anhängern der Hartley- und Meißner- aber auch Franklin -, Vackär- und anderer Oszillatoren sei gesagt, daß es auch hierfür Optimal-VFO-Varianten gibt. Es lag in der Natur der Dinge, daß der Autor sich für den Colpitts- VFO entschieden hat, um seine Varianten zu entwickeln und für die Publikation vorzubereiten. Obwohl in vorliegender Publikation auf direkt tastfähige Oszilla¬ toren hingewiesen wird, scheint es wesentlich günstiger zu sein, eine Tastung erst nach den Pufferstufen oder sogar erst nach einer ersten Verdopplung vorzunehmen. VFO und Pufferstufen sollen in zwei Boxen des gleichen VFO-Chassis untergebracht und vollständig ab¬ geschirmt betrieben werden. Die Versorgungsspannung ist über Durchführungskondensatoren einzuführen. Diese »wasserdichte« Box darf die HF nur an einer Stelle verlassen und dieses möglichst nieder¬ ohmig. Literatur [1J Rohländer , II'.: Stabilität IO -6 für 30 Minuten - Nur ein Referat? FUNK¬ AMATEUR 15, Heft 10 (1966), Seite 484-485 12] ...: Tips /um Hau eines transistorisierten VFO, FUNKAMATEUR 20, Heft 9 (1971), Seite 449-450 [3J ...: Ten-Tee niodel RN 10 comnmiiication receiver, QST 55, Heft 8 (1971) Seite 44-45 14] Jiayle, C\: Un einet teur REU pour 20-15 et 10 m, OM 38, Heft 9 (1970) |5] Kollektiv DM 3 ML: 2-tn-Transceiver für CW, AM und SSß, FUNKAMA¬ TEUR 20, Heft. 11 (1971), Seite 555-559 161 ...: Here and There, OM 37, Heft 2 (1969) 171 Höft, II'., IIo ff mann, (>.: Transistor-Steuerstufe für die Amateurfunkstation, FUNKAMATEU R 21, Heft 5 (1972), Seite 245-246 18J ...: The radio coinmunicatioii handbook, 4th Ed., RSGB, London 1969, Seite 6.18 [9] Berger, G.: 2-m-Rand-Transeeiver mit 0,5 W Sendeleistung, Funktechnik 26, Heft 18 (1971), Seite 703-707 Ing. Kmrl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Uni versalm eßgerät Dip-Meter mit Halbleiterbestückung Messen ist Wissen — dieser Leitsatz sollte sich in der praktischen Tätig¬ keit der Funkamateure mehr durchsetzen. Dabei kommt es gar nicht darauf an, für die Meßpraxis ausgesprochen hochwertige Meßgeräte zur Verfügung zu haben. Ein solide aufgebautes und gut geeichtes Dip-Meter ist so vielseitig für Meßaufgaben einsetzbar, daß sich daraus auch seine Beliebtheit bei den Funkamateuren erklärt. Obwohl einige Versionen des Dip-Meters Anfang der 20er Jahre bekannt wurden, setzte es sich in der Funkamateurpraxis erst mit den Veröffentlichungen von W. M. Scherer (W 2 AEF) nach 1947 durch. Bei dem röhrenbestückten Dip-Meter nach Scherer wurde der Gitter¬ strom der Oszillatorröhre zur Anzeige ausgenutzt, so daß folgerichtig das Gerät unter dem Namen Grid-Dip-Meter bekannt wurde. Heute interessiert in den meisten Fällen das halbleiterbestückte Gerät, so daß die Bezeichnung Dip-Meter oder Transdipper sinngemäß richtig ist. [1] Was ist ein Dip-Meter? Ein Dip-Meter ist ein Resonanzfrequenzmesser, der aktiv oder passiv arbeiten kann. Es besteht in seiner einfachsten Form aus einer Oftzu- latorschaltung, einer Anzeigeschaltung und der Stromversorgung. Zusätze sind möglich mit einer Modulationsschaltung für den Oszil¬ lator, mit einem Kopfhörerausgang an der Anzeigeschaltung zum Mit¬ hören, mit einem Festkondensator zur Induktivitätsmessung, mit einer bekannten Spule zur Kapazitätsmessung oder mit einer Quarz¬ oszillatorschaltung zur Frequenzkontrolle des Dip-Meters. Das halb¬ leiterbestückte Dip-Meter hat den großen Vorteil, daß es infolge der Batteriestromversorgung transportabel einsetzbar ist. Kennzeichnend für das Dip-Meter ist die Bereichsumschaltung mittels Steckspulen, an die auch das Meßobjekt gekoppelt wird. 171 □«ö DtS j) Bild 1 Kopplungsmöglichkeiten zwischen Dip-Meter und verschiedenen Meßobjekten (Erläuterung im Text) [1,2] Bild 1 zeigt die Kopplungsmöglichkeiten zwischen der Schwing¬ kreisspule des Dip-Meters und verschiedenen Meßobjekten. [2] Ge¬ bräuchliche Methoden sind in Bild la und in Bild lb zu sehen, wobei der Grundsatz gilt, daß die Genauigkeit um so größer wird, je loser die Kopplung gemacht werden kann. Bild lc und Bild ld zeigen un¬ korrekte Kopplungen. An schwer zugänglichen Meßobjekten kann man nach Bild le die Linkleitung vorsehen, wobei über Dip-Meter- Spule und Meßobjektspule jeweils ein bis zwei Windungen steifer, isolierter Cu-Draht gelegt werden, die mittels einer verdrillten Leitung verbunden sind. Kopplungsmöglichkeiten mit Drahtantennen und Leitungen zeigen Bild 1 f, Bild lg, Bild lh und Bild 1 k, wobei letztere eine kapazitive Kopplung ist. Wie mit Koaxial- und mit Bandleitung die Kopplung erfolgt, ist aus Bild 1 i und Bild 1 j zu ersehen, am Koppelende sind die Kabel kurzzuschließen. Was kann ein Dip-Meter? Mit dem Dip-Meter kann die Resonanzfrequenz eines Schwingkreises, einer Antenne oder einer Leitung gemessen werden. Dabei kann das Dip-Meter aktiv oder passiv arbeiten. 172 Aktive Frequenzmessung In dieser Betriebsart arbeitet die Oszillatorschaltung des Dip-Meters, und die Anzeigeschaltung zeigt diesen Zustand durch einen bestimm¬ ten Zeigerausschlag an. Wird nun ein nichterregter Schwingkreis mit der Spule des Dip-Meters gekoppelt, so entzieht beim Auftreten von Resonanz dieser Schwingkreis dem Dip-Meter Energie, so daß sich in der Anzeigeschaltung der Zeigerausschlag verändert. Entsprechend der Frequenzeichung des Dip-Meters hat man die Resonanzfrequenz des gekoppelten Schwingkreises gefunden. Passive Frequenzmessung Wird die Oszillatorschaltung außer Betrieb gesetzt (Abschalten der Betriebsspannung des Oszillators), so arbeiten noch der Schwingkreis und die Anzeigeschaltung des Dip-Meters. Bei dieser Betriebsart muß der zu messende Schwingkreis erregt sein, damit das Dip-Meter bei Resonanz Energie aus dem zu messenden Schwingkreis in den eigenen auf nehmen kann. Diese Energieaufnahme bei Resonanzübereinstim¬ mung zeigt die Anzeigeschaltung durch eine Zeigerausschlags¬ änderung an. Signalgenerator -Betrieb In der aktiven Betriebsart kann das Dip-Meter auch zur Einspeisung an SWR- und an HF-Impedanzmeßbrücken verwendet werden. Es lassen sich Resonanzverstärker bei Empfängern und bei Sendern ab¬ gleichen. Beim Empfängerabgleich ist es günstig, wenn der Oszillator des Dip-Meters mit einem NF-Ton moduliert wird, da dann zusätz¬ liche Abgleichhilfen entfallen. Messungen an Empfängern Man kann die Resonanzfrequenz aller im Empfänger vorhandenen Schwingkreise feststellen, das Dip-Meter wird dabei aktiv betrieben. Will man mit einem nichtmodulierten Dip-Meter den Empfänger¬ abgleich vornehmen, dann muß der Empfänger ein S-Meter bzw. Magisches Auge haben, oder am Demodulatorausgang wird ein Röhren- oder Transistor-Voltmeter angeschlossen, um eine Abgleich¬ hilfe zu erhalten. Die Ankopplung des Dip-Meters erfolgt an die ent¬ sprechenden Stufen über eine kurze Drahtantenne oder eine Link¬ leitung. Für den Abgleich mit einem modulierten Dip-Meter ist am NF-Ausgang des Empfängers ein Voltmeter anzuschließen, oder der 173 Abgleich erfolgt gehörmäßig. Die Überprüfung des Oszillators eines Superhetempfängers oder des ZF-Überlagerers (BFO) kann in der passiven Arbeitsweise vorgenommen werden. Messungen an Sendern Bei einem nicht in Betrieb befindlichen Sender können alle Schwing¬ kreise mit dem aktiven Dip-Meter auf ihre Resonanzfrequenz über¬ prüft werden. Arbeitet der Sender, so betreibt man das Dip-Meter passiv. Weiterhin kann das Dip-Meter eingesetzt werden zur Neu¬ tralisation von Senderstufen, zum Feststellen von parasitären Schwin¬ gungen, zur Feststellung von Neben wellen, zum Abgleich von Filter - anordnungen zur Unterdrückung von harmonischen und Neben wellen, als Feldstärkemesserund als Monitor zur Modulationsüberwachung. Messungen an Antennen Das aktive Dip-Meter koppelt man induktiv im Bereich eines Strom¬ bauches an, kapazitiv koppelt man im Bereich eines Spannungs¬ bauches an. Liegt der Spannungsbauch an einem Antennenende, dann ist zu berücksichtigen, daß eine um 1 bis 3% geringere Resonanz¬ frequenz gemessen wird. Neben der Resonanzfrequenzbestimmung an Antennen können mit dem Dip-Meter auch Speiseleitungen gemessen und Mehrelement-Antennen abgeglichen werden. Messungen an Spulen Mit dem aktiven Dip-Meter können die Eigenresonanzen von HF- Drosseln und von HF-Spulen ermittelt werden. Mit einem Kondensator bekannter Kapazität, den man einer HF- Spule parallelschaltet, kann man auch über die ermittelte Resonanz¬ frequenz die Induktivität der Spule errechnen. Die dafür geeignete Formel ist T 25 300 Lx ~ C • / 2 Dabei sind C in pF und / in MHz einzusetzen. Die Spulengüte bzw. Schwingkreisgüte kann man erkennen bei gleichen Meß Voraussetzungen am Zeigerausschlag des Dip-Meters. Je stärker der Zeigerausschlag, um so höher ist die Güte. Messungen an Kondensatoren Im Bereich hoher Frequenzen spielt auch die Eigenresonanz von Kon¬ densatoren eine Rolle, man kann sie ebenfalls mit dem Dip-Meter er- 174 mittein. Schaltet man einen unbekannten Kondensator mit einer Spule bekannter Induktivität zu einem Schwingkreis zusammen, so kann über die gemessene Resonanzfrequenz die Kapazität des Kon¬ densators errechnet werden. Die geeignete Formel ist _ 25 300 ° x “ L I 2 [PF]- Dabei sind L in pH und / in MHz einzusetzen. Prüfen von Schwingquarzen Die beiden Anschlüsse des Schwingquarzes kann man über eine Link¬ leitung mit Koppelspule mit der Dip-Meter-Spule koppeln. Das Dip- Meter arbeitet aktiv bei der Resonanzfrequenzmessung. Man kann aber auch den Schwingquarz an Stelle der Spule am Dip-Meter an- schließen, die Schwingfrequenz ist dann mit einem Empfänger fest¬ zustellen. Aufbau des Dip-Meters Als Gehäuse eignet sich eine längliche, handliche Rauform, die aus Alu-Blech besteht oder aus kupferkaschiertem Basismaterial zu¬ sammengesetzt ist. An einer Stirnseite bringt man die Buchsen für die Steckspulen an, an der anderen kann sich der Empfindlichkeitsregler für die Anzeigeschaltung befinden. Auf der Frontplatte oben ist das Meßwerk eingebaut und befindet sich die große Kreisskale, die fest mit dein Drehkondensator verbunden ist. Entsprechende Schalter können oben oder an der Seite angeordnet werden. Dip-Meter mit bipolaren Transistoren Die einfachste Schaltung für ein halbleiterbestücktes Dip-Meter hat einen Transistor für die Oszillatorschaltung (Bild 2). Für die Anzeige¬ schaltung ist kein Transistor vorhanden, so daß ein stromempfind¬ liches Meßwerk (50 pA) vorgesehen werden muß. [3] Die Anzeige¬ empfindlichkeit ist mit PI variierbar. Mit dem Potentiometer P2 läßt sich die Schwingfähigkeit des Oszillators verändern. Bei geschlos¬ senem Schalter S arbeitet das Dip-Meter aktiv, bei offenem Schalter S passiv. Die Steckspulen L für die verschiedenen Frequenzbereiche dimensioniert man mit Nomogrammen oder entsprechenden Formeln. Die Anzeigeempfindlichkeit kann man durch Einsatz von Transisto- 175 5p Bild 2 Schaltung für ein ein¬ faches Dip-Meter mit Transistorbestückung (Transistor-Vorschlag: GF 128/GF 145) [3] Bild 4 Dip-Meter mit Transistor-Brückenschaltung zur Anzeige (Transistor-Vor¬ schlag: GF 128/GF 145 und 2 X GC 116/GC 121) [5] ren verbessern (Bild 3), so daß ein unempfindlicheres Meßwerk er¬ setzbar ist. [4] Mit dem eingangsseitigen Potentiometer 600 kQ kann die Empfindlichkeit variiert werden. In der Dip-Meter-Schaltung nach Bild 4 liegt das Anzeigemeßwerk in einer Transistor-Brückenschaltung. [5] Der Oszillatortransistor 170 AF 106 arbeitet in Basisschaltung, mit dem Trimmregler wird ein Kollektorstrom von etwa 2 mA eingestellt. Der Umschalter la/b erlaubt die Betriebsarten Aus; A = passives Dip-Meter (Absorptionsfrequenzmesser); D = aktives Dip-Meter. Der Nullabgleich der Brückenschaltung erfolgt mit dem Trimm¬ regler 10 kQ, während die Anzeigeempfindlichkeit das Potentiometer 500 kQ regelt. Vom Autor werden folgende Spulendaten angegeben (Tabelle 1): Tabelle 1 Spulendaten zur Schaltung in Bild 4 Bereich MHz L nH pF Wdg. Draht- 0 nun Spulen- 0 mm 0,3— 0,5 2000 10/40 400 0,1 CuL 10 1,5- 3 80 5/25 110 0,1 CuL 10 3- 5 19 10/40 55 0,15 CuL 10 5- 8 6,7 10/40 35 0,25 Cu L 10 8—15 3,2 5/25 24 0,4 CuL 10 15-30 1,0 5/25 13 0,8 CuL 10 Eine Schaltung mit einem Gegentaktoszillator wird in [6] beschrie¬ ben, der sich vor allem für niedrige Frequenzen eignet (Bild 5). Die Anzeigeschaltung arbeitet mit einem Transistor, die Empfindlichkeit regelt das Potentiometer im Emitterkreis. Für die einzelnen Frequenz¬ bereiche macht der Autor folgende Angaben: Bild 5 Dip-Meter mit Geyentakt- Oszillatorschaltung (Transistor- Vorschlag: 2 x SF 131/SF 130 und SC 200) [0] 12 Schubert, Eljabu 75 177 2 Langwellen-Empfängerspulen, 2 Zwischenfrequenzspulen, 2 X 80 Wdg., 0,15-mm-CuL, 160 ...230kHz: 230 ..450 kHz: 450 -..850 kHz: 850 ...1750kHz: 1,7 ..3,4 MHz: 3.2 -.6,4 MHz: 6.2 ..12,4 MHz: 12,0 . 21,5 MHz: 2 x 55 Wdg., 2 x 29 Wdg., 2 x 14 Wdg., 2x5 Wdg., 2 x 2,5 Wdg., 0,15-mm-CuL, 0,15-mm-CuL, 0,3-mm-CuL, 0,5-mm-CuL, 1,0-mm-CuL, 20 mm 0; 20 mm 0; 19 mm 0, Abgleichkern; 19 mm 0; 19 mm 0; 19 mm 0; 19 mm 0 ; 19 mm 0. Bild 6 zeigt die Schaltung eines Dip-Meters, bei dem die Oszillator¬ schaltung so kompensiert ist, daß in allen Frequenzbereichen eine gleichartige Anzeige des Dips erfolgt. [7] Die ausgekoppelte Oszillator¬ amplitude wird durch die Basis-Emitter-Strecke des Transistors AC 128 gleichgerichtet, und über eine Diode gelangt diese Gleich¬ spannung an die Basis des Oszillatortransistors. Damit wird in den einzelnen Frequenzbereichen dem Ansteigen der Oszillatoramplitude entgegengewirkt. Kritisch ist lediglich der Kondensator 15 pF, da er im Frequenzbereich 3 bis 150 MHz die Rückkopplung sicherstellen muß. Dieser Kondensator sollte also den Transistorwerten angepaßt werden, eventuell muß er mit dem Spulenwechsel mit verändert werden. Als Dioden eignen sich Germaniumdioden. Wie man ein Dip-Meter modulieren kann, zeigt Bild 7. [8] Der Autor hat es für den VHF-Bereich konstruiert, bei Vergrößerung des Rückkopplungskondensators (1 pF) kann man es auch für den KW- Bereich dimensionieren. Die Tonfrequenz 1 kHz wird in einem RC- Generator mit RC -Phasenkette erzeugt. An der Basiselektrode des Oszillatortransistors wird diese Tonfrequenz über einen kleinen NF- Übertrager eingespeist. Ansonsten entspricht die Schaltung bereits vorgestellten. Hat man kein geeignetes Meßwerk für die Anzeige zur Verfügung, so zeigt Bild 8 eine Lösung unter Verwendung eines Glühlämpchens. [9] Die ausgekoppelte Oszillatorenergie wird von zwei Siliziumtran¬ sistoren in Tandemschaltung verstärkt. Im Kollektorkreis liegt das Glühlämpchen 2,4 V/0,1 A, das je nach Energieentzug dunkler oder heller leuchtet. Ein passiver Betrieb des Dip-Meters ist nicht möglich, da die aufgenommene Energie zu gering ist, um die Lampenschaltung auszusteuern. Für die besprochenen Transistorschaltungen kann man ent¬ sprechende Transistoren der DDR-Fertigung verwenden. In den Oszillatorschaltungen müssen sie vor allem hinsichtlich der Transit¬ frequenz ausgesucht werden, während in den Anzeigeschaltungen Transistoren mit geringem Reststrom einzusetzen sind. 178 ZN3563 AC128 Bild 6 Dip-Meter mit Oszillatorkompensation (Transistor- Vorschlag: SF 131 ISF 136 und GC 116IGC 121) [7] Bild 7 Dip-Meter mit Modu¬ lation des Oszillators (Transistor- Vorschlag: GF 1281GF 145 und 2 X SC 296) [8] BSY3 4 OAVBO 2xBFY33 50p BUd 8 Dip-Meter mit Lampenanzeige (Transistor-Vorschlag: SF 131ISF 136 und 2 X SC206) /9] 12 * 179 Dip-Meter mit FET-Bestückung Die nachfolgenden Schaltungen mit Sperrschicht-FET-Transistoren werden vorgestellt, um den Stand der Technik zu zeigen, zum an¬ deren kann man in diesen Schaltungen auch MOSFET-Typen der DDR-Fertigung einsetzen. Bild 9 Einfaches Dip-Meter mit FET-Bestückung flOJ Bild 9 zeigt die einfachste Schaltung eines FET-Dip-Meters. [10] Das Oszillatorsignal wird zwischen Gate- und Drain-Elektrode er¬ zeugt. An der Source-Elektrode liegt die Anzeigeschaltung. Es kann mit dem Schalter *STa/»ST b umgeschaltet werden auf aktive (D) und passive (A) Arbeitsweise. Die verwendeten Spulenkörper haben einen Durchmesser von 1(5 mm. Für die einzelnen Frequenzbereiche gelten etwa folgende Spulendaten (Tabelle 2): Tabelle 2 Spulendaten zur Schaltung in Bild 9 Bereich MHz L ; x H W(lg. Draht- 0 mm 1,5- • 3,4 220 214 0,2 CuL 2,7- • 6,0 70 125 0,2 CuL 4,8- • 10,2 22 58 0,3 CuL 8,7- • 19,0 7 34 0,5 CuL 18,0- ■ 40,0 1,4 16 0,8 CuL 35,0- ■ 80,0 0,4 8 1,0 CuL 70,0- •160,0 0,1 16 mm * 50 mm (Haarschleife) 3,0 CuL Ein FET-Dip-Meter mit Transistor-Anzeigeschaltung zeigt Bild 10 [11] (nicht mit MOSFET realisierbar). Die Oszillatorschaltung ent¬ spricht etwa der in Bild 9, lediglich die Anzeigeschaltung ist am unter¬ teilten Gate-Widerstand angeschlossen. Der Gatestrom entspricht in 180 Bild 11 Dip-Meter mit FET-Bestückung [12J dieser Version etwa dem Gitterstrom bei Röhren. Für das Meßwerk der Anzeigeschaltung liegt eine Brückenschaltung vor, die Empfind¬ lichkeit ist mit dem Potentiometer 100 kQ veränderbar. Mit offenem Schalter S2 arbeitet das Dip-Meter passiv. Für die Spulendaten kann man sich an die Angaben zur Schaltung in Bild 9 halten. Mit zwei Sperrschicht-FETs ist das Dip-Meter in Bild 11 bestückt. [12] Die Oszillatorschaltung arbeitet wie in Bild 9 und in Bild 10 in kapazitiver Dreipunktschaltung. Ein Teil des Gatewiderstandes ist ein Potentiometer zur Empfindlichkeitsregelung der Anzeigeschaltung, die wie bei Bild 10 in Brückenschaltung betrieben wird. Unterbricht man die Stromversorgung für die Oszillatorstufe, so kann das Dip- Meter auch passiv arbeiten. 181 Dip-Meter mit MOSFET-Bestückung Mit dem alten //arto/-Oszillator arbeitet das einfache Dip-Meter mit MOSFET-Bcstückung, das in Bild 12 gezeigt wird. [13]* Die ausge¬ koppelte Oszillatorenergie wird mit der Diode gleichgerichtet und dann durch das Meßwerk angezeigt. Die Einstellung der Empfindlich¬ keit erfolgt durch die Regelung der Oszillatoramplitude mittels des Potentiometers 10 kQ. Es kann umgeschaltet werden von aktivem Betrieb (D) auf passiven Betrieb (A). Die Stromaufnahme des Os¬ zillators beträgt etwa 2 mA. Für die einzelnen Frequenzbereiche gelten etwa folgende Spulendaten (Tabelle 3): Tabelle 3 Spulendaten zur Schaltung in Bild 12 Bereich MHz L UH Wdg. Anzapf, von Masse Draht- 0 mm Spulen- 0 mm 1,16- IO IO 280 120 30,. 0,2 CuL 25 2,0 •• 4,1 99 72 18. 0,3 CuL 25 3,9 •• 8,0 25 46 12. 0,4 CuL 18 7,7 •• 16,1 6,6 19 5. * 0,7 CuL 18 15,4 •• 32,5 1,7 11 3. 1,0 CuL 18 32,0 •• 66,0 0,4 4 1 . 1,0 CuL 18 50,0 •• 110,0 0,16 3 1 . 1,3 CuL 10 Bild 12 Einfaches Dip-Meter mit MOSFET- Bestückung [13] Die Schaltung für ein industriell gefertigtes Dip-Meter mit gemisch¬ ter Halbleiterbestückung zeigt Bild 13. [14] Die Oszillatorschaltung nach Colpit arbeitet mit einem MOSFET. Der Aufwand an der Drain- und an der Source-Elektrode wurde vorgenommen, um über einen weiten Frequenzbereich eine gleichmäßige Oszillatoramplitude zu er¬ halten. Mit dem Amplitudenregler kann die Oszillatorschaltung als Q-Multiplier (Gütevervielfacher) arbeiten, so daß passiver Betrieb mit einem Schwingkreis hoher Güte vorgenommen werden kann. Dazu ist der Amplitudenregler bis kurz vor den Schwingeinsatz einzustellen. Die Anzeigeschaltung erhält das Gleichspannungssignal nach der 182 Bild 13 Schaltung des MOSFET-Dip-Meters der Firma J. Millen Manufacturing Co. [14] Diodengleichrichtung. Das Meßwerk liegt in der Source-Elektrode, deren Spannung von einem Transistor-Spannungsteiler bereitgestellt wird. Im Kollektorkreis des Transistors liegt noch eine Schaltbuchse, an die ein Ohrhörer angeschlossen werden kann. Der Frequenzbereich ist mittels Steckspulen aufgeteilt (l,6»*3,5MHz bis 120-•-300 MHz). Literatur [1] Scherer , W. 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M.: The Millen Model 90652 Solid-State Dipper, CQ, Heft 9 (1971), Seite 63-66 und 96 183 L. Rud - RB5 LCE Transistorisierter Konverter für 144 MHz Der nachfolgend beschriebene Konverter empfängt UKW-Signale im Bereich 144- *146 MHz und setzt sie in den KW-Bereich um. Der Nachsetzempfänger muß deshalb für einen Empfangsbereich 4* • -6 MHz ausgelegt sein. Der Nachbau des Konverters ist relativ einfach, denn Aufbau und Abgleich bereiten keine Schwierigkeiten. In erster Linie ist der Kon¬ verter für den Portabel-Betrieb gedacht. Als Stromversorgung ist eine Batteriespannung von 6 V erforderlich bei einer Stromaufnahme von 18 mA. Der Rauschfaktor liegt im Bereich 4,5* • *5 KT 0 , die Abmessun¬ gen des Transistorkonverters sind 130 mm x 45 mm x 20 mm. Bild 1 zeigt den Stromlauf plan des Konverters. Der HF-Verstärker T2 T3 rT313B H313B 184 ist als Resonanzverstärker in Basisschaltung ausgelegt. Diese Schal¬ tungsart hat verschiedene Vorteile gegenüber HF-Verstärkern in Emitterschaltung, da bei der Basisschaltung die Verstärkungseigen¬ schaften des Transistors besser genutzt werden. So ist die Kopplung der Stufen einfacher (bei geringeren Koppelverlusten), und es ist keine Neutralisation notwendig. Der zweistufige HF-Verstärker arbeitet mit den Transistoren TI und T2. Der Kollektorstrom dieser Transistoren wird auf 3,5- • *4 mA eingestellt. Dabei erreicht man das geringste Rauschen bei einer aus¬ reichend hohen Verstärkung. Den Eingangsschwingkreis des HF- Verstärkers bilden die Spule LI, der Trimmerkondensator CI und die Eingangskapazität des Transistors. Um ein minimales Rauschen zu erreichen, soll die Eingangsbandbreite 6-•• 10 MHz betragen. Die Ausgangskapazität des Transistors TI bildet zusammen mit dem Trimmerkondensator C4, der Spule L2 und der Eingangskapazität von T2 die abstimmbare Kopplung zur 2. Stufe (jr-Filter). Analog ist der Ausgangskreis (jr-Filter) der 2. Stufe des HF-Verstärkers auf¬ gebaut. Der Abgleich des HF-Verstärkers erfolgt mit den Trimmern C4 und C 8, die parallel zur Ausgangskapazität von TI und T2 liegen. Der Abgleich kann aber auch durch Induktivitätsänderung der Spulen L2 und L3 vorgenommen werden. Bei der Erprobung des beschriebenen 2stufigen HF-Verstärkers wurde festgestellt, daß er bei wenig Neigung zur Selbsterregung eine größere Verstärkung auf weist als ein typischer 3stufiger transistori¬ sierter HF-Verstärker in Basisschaltung und mit Transformatorkopp- lung der Stufen. Der Mischer des Konverters arbeitet in Emitterschaltung mit dem Transistor T3. Die verstärkte Signalspannung gelangt über C9 an die Basis von T3, und über Cll wird die Oszillatorspannung der Basis zu¬ geführt. Im Kollektorkreis liegt der breitbandige Schwingkreis I/4-C13, der auf eine Frequenz von etwa 5 MHz abgestimmt ist. Die ZF-Spannung (4---6 MHz) gelangt über die Koppelspule L5 an den Eingang des KW-Nachsetzempfängers. Der Oszillator des Konverters ist zweistufig aufgebaut. T4 ar¬ beitet als Oszillator in Dreipunktschaltung mit Quarzstabilisierung im Rückkopplungskreis. Der Quarz mit der Grundfrequenz von 11666 KHz wird auf der 3. Harmonischen erregt. Der Schwingkreis L6-C17-C18 im Kollektorkreis ist auf 35 MHz abgestimmt. Mit Tö wird eine parametrische Frequenzvervielfachung vorgenommen. Der Kapazitätswert des Kollektors-Basis-Übergangs dieses Transistors hängt von der angelegten Spannung ab. Sobald an dem Transistor¬ eingang ein HF-Signal wirksam wird, tritt am Kollektorübergang eine verstärkte Spannung auf, die die nichtlineare Kapazität des Über- 185 CZ3 @= LS o 75 ^16 CB @ «(§) CI @ o T3 jmr T 2 jir TI — i — ltf/15 L3 12 LI 7 30 Bild 2 Aufteilung der Kammern des Konverterchassis gangs moduliert. Der transistorisierte Frequenzvervielfacher in dieser Art ist einer HF-Verstärkerstufe mit nachfolgender Varaktor-Verviel¬ fachung äquivalent. Solche Frequenzvervielfacher sind einfach im Aufbau und wirkungsvoll, besonders dann, wenn die Frequenz des Ausgangssignals die Grenzfrequenz des Transistors übersteigt. In den Kollektorkreis von T5 ist ein Schwingkreissystem einge¬ schaltet. Es besteht aus einem auf 35 MHz abgestimmten Schwing¬ kreis L8-(720 und dem mit ihm gekoppelten Schwingkreis L9-(723, der auf die Ausgangsfrequenz 140 MHz abgestimmt ist. Um einen hohen Wirkungsgrad der Frequenzvervielfachung zu erreichen, ist der Kol¬ lektor von Tö so an die Spule LS angeschlossen, daß der Reihen¬ schwingkreis, gebildet aus einem Teil der Wicklung von LS und (720, auf der 2. Harmonischen — nahe 70 MHz — schwingt. Der Schwingkreis L9-C23 soll sich im Interesse einer guten Filterwirkung durch eine hohe Güte auszeichnen. Der Konverter wird auf einem Chassis mit den Abmessungen 130 mm x 45 mm x 20 mm aus versilbertem Messingblech (0,5 mm stark) aufgebaut (Bild 2). Das Chassis wird in Kammern aufgeteilt, die die einzelnen Stufen gut voneinander trennen. Verbindungen von Kammer zu Kammer verlaufen über Durchführungskondensatoren (z.B. (73, (77, (712) oder Isolatoren. Die Montage wird in bekannter Weise unter Beachtung der Besonderheiten für UKW-Geräte aus¬ geführt. Besondere Aufmerksamkeit ist kurzen Leitungen und kurzen Transistoranschlüssen sowie kurzen Anschlüssen bei anderen Bau¬ elementen zu schenken. Die Spulen- und HF-DrossebDaten enthält die Tabelle. Die Luft¬ spulen sind mit einem Windungsabstand von einem Millimeter mit 8 mm Durchmesser gewickelt. Bei den übrigen Spulen liegt Windung an Windung. Die Kerne von LO und LS sind aus Messing mit M4- Gewinde. Die Spule LA hat einen Ferritkern. Den Aufbau des Konverters beginnt man mit dem Prüfen der Ver¬ drahtung und dem Messen der Betriebskennwerte. Der Kollektor¬ strom für TI und T2 wird auf 3,5-• -4,0 mA und der von T3/T4 auf 2,5-• -3,0 mA eingestellt. Der Kollektorstrom von T5 hängt von der Erregerspannung ab. Durch die Kopplung von LI mit LS bei abge- 186 Spulen, Drosseln Wdg. Draht, mm 0 Wicklungsart LI, L2 3 versilbert, 0,7 Luftspulen LS 4,5 versilbert, 0,7 Luftspule u 46 Lackdraht, 0,15 auf Spulenkörper, 6 mm 0 L5 18 Lackdraht, 0,15 auf einen Spulen¬ körper zusammen mit L4 Lß 11 Lackdraht, 0,5 auf einem Spulen¬ körper, 6 mm 0 L7 3 Lackdraht, 0,5 auf einem Sjfulen- körper zusammen mit L6 LS 12, mit einer Ab¬ leitung bei der 5. Wdg. Lackdraht, 0,5 auf einem Spulen¬ körper, 6 mm 0 LQ 3, mit einer Ableitung bei der 1,5 Wdg. versilberter Draht, 0,7 Drl, Dr2 65 Lackdraht, 0,15 auf Spulenkörpern, 3 mm 0 stimmtem Oszillator wird ein Kollektorstrom von 8* ••10 mA ein¬ geregelt. Anschließend gleicht man die Schwingkreise des Oszillators ab. Da¬ zu schaltet man an Stelle des Quarzes einen Kondensator von 10 bis 30 pF ein. Der Oszillator muß auf etwa 35 MHz schwingen. Die Fre¬ quenz wird mit einem Wellenmesser, einem Empfänger oder einem Frequenzmesser überprüft. Danach schaltet man den Quarz ein und versucht durch Veränderung der Kapazitäten (717 und (718 stabile Schwingungen bei größter Verstimmung des Kreises L6-(717-(718 zu erreichen. Mit einem Röhren Voltmeter und einem HF -Generator (z.B. G4-7A, G3-8A) stimmt man den Schwingkreis L9-(723 auf 140 MHz ab. Durch Abstimmung des Schwingkreises LS-C20 und der Veränderung der Anzapfung der Spule L9 versucht man, die größte Signalspannung auf 140 MHz zu erreichen. Dabei liegt die Oszillator¬ spannung am Vervielfacher an. Es kann erforderlich werden, daß die Anzapfung an der Spule LS korrigiert werden muß. Der Schwingkreis L4-(713 im Kollektor kreis von T3 wird auf die ZF von 5 MHz und die HF-Verstärkerkreise werden auf die mittlere Bandfrequenz von 145 MHz abgestimmt. Die Bandbreite des Ver¬ stärkers vom Antenneneingang bis zur Basis von T3 liegt im Bereich .1,5 ..2,5 MHz. Wenn dem Funkamateur ein Rauschgenerator zur Verfügung steht, 187 so sollten die Oszillatorspannung, der Ankopplungsgrad des Emitters von TI an den Schwingkreis LI-CT sowie der Transistor TI überhaupt auf möglichst geringes Rauschen korrigiert werden. Abschließend muß man sagen, daß bei Verwendung von Tran¬ sistoren mit hoher Grenzfrequenz (TT329, TT 330 u. a.) der Rausch¬ faktor sehr klein gehalten werden kann. Prinzipiell kann der Kon¬ verter auch mit anderen, geeigneten Transistoren auf gebaut werden. Aus Radio (UdSSR) Heft 2/1973 Netzteil für NF-Leistungsverstärker Für den Heimgebrauch bestimmte Transistorverstärker höherer Ausgangsleistung können wegen der hohen Stromaufnahme nicht mehr aus Trockenbatterien bzw. Akkus gespeist werden. Das im Bild skizzierte Netzteil ist zur Stromversorgung von Ver¬ stärkern mit eisenloser Endstufe bis etira, 20 IV (bzw. 2 x 10 IV Stereobetrieb) ge¬ eignet. Verstärker dieser Art werden vorwiegend im B-Betrieb arbeiten, so daß das Netzteil einen sehr geringen I nnenwidersland auf weisen muß. Erreicht wird diese Forderung neben dem reichlich dimensionierten Netztransformator durch den Einsatz der moder¬ nen Silizium- Kfz-dleichrichterdioden SV 1701171. Für höhere Ansprüche an Stabilität und Brummfreiheit der Gleichspannung ist dem Netzteil eine Serienstabilisierungsschaltung hinzugefügt. Mit der angegebenen Dimen¬ sionierungändert sich die A usga ngsspannung bei einer Belastung bis zu 2,5 A nur um 0,75 V. Das entspricht einem Innenwiderstand des Netzteils von nur 0,3 ß. Zur Wärmeableitung ist der Transistor TI auf ein Kühlblech zu montieren, etwa 200 cm 2 groß , aus 2 mm starkem Alu-Blech. Der Netztransformator hat einen Eisenkern M 85, die Primärwindungszahl ist 070 Wäg., 0,4 mm CuL, die Sekundänvindungszahl ist 110 Wdg., 1,2 mm CuL. (HFO-H albleiter-Schaltungen) GD2ß1 188 Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Funkainateurschaltungen aus Bruderzeitscliriften Die Elektronik-Fachzeitschriften der RGW-Länder werden in diesem Jahrbuch vorgestellt. Fast alle diese Zeitschriften werden von den Bruderorganisationen der Gesellschaft für Sport und Technik heraus¬ gegeben. Für Funkamateure enthalten sie viele interessante Schaltun¬ gen und praktische Anregungen. Das ist der Grund, mit der nachfol¬ genden kleinen Schaltungssammlung unsere Funkamateure bekannt zu machen. Transistorisiertes S-Meter Für die Beurteilung der Empfangsfeldstärke der mit dem KW-Emp¬ fänger auf genommenen Signale einer Amateurfunkstation ist die An¬ zeige durch ein Meßwerk günstiger als die gehörmäßige Wahrneh¬ mung. Die in Bild 1 gezeigte transistorisierte S-Meter-Schaltung eignet sich gut für die Nachrüstung eines vorhandenen KW-Empfängers, da sie keine größeren Eingriffe in den Empfänger erfordert. Die Schaltung ist lediglich an die Anode der letzten ZF-Röhre, an die Heizspannung und an Masse anzuschließen. Mit der Diode D2E (GA 100) erfolgt die Gleichrichtung der ZF-Spannung. Die beiden Transistoren (iSä-Bastel- typen) bilden einen Gleichstromverstärker, im Kollektor-Stromkreis 110 D7A Md 1 Schaltung für ein tran¬ sistorisiertes S-Meter zur Nachrüstung älterer KW- Empfänger [11 189 des 2. Transistors liegt das Meßwerk. Es wird mit dem Shunt-Wider¬ stand auf einen Endausschlag von 5 mA eingestellt. Die Stromversor¬ gung erfolgt aus der Heizspannung des KW-Empfängers. Mit der Z-Diode wird der Spannungswert 5,6 V stabilisiert (D7A = GY 100; KG 156A = SZX 18/5,6). Die mit einem Stern versehenen Bau¬ elementewerte können anders dimensioniert werden, um eine andere Eingangsempfindlichkeit der Schaltung zu erreichen. Aktives RC-Filter Das in Bild 2 vorgestellte aktive .RC-Filter ist ein NF-Tiefpaß mit einer oberen Grenzfrequenz von 3 kHz. Es dient der Einengung der Frequenzbandbreite eines NF-Verstärkers. Damit eignet es sich für den Mikrofon vor Verstärker eines Amateursenders, um eine effektivere Modulation des Senders zu erreichen. Aber auch im NF-Teil eines KW-Amateurempfängers ist es brauchbar, da es störende NF- Frequenzen über 3 kHz unterdrückt. Der Eingangswiderstand der Schaltung ist etwa 5 kQ. Für die .RC-Filter in T-Schaltung sollen die R- und C-Werte mit einer Genauigkeit von 10% eingehalten werden. Für den Nachbau eignen sich als Transistoren auch NF-Basteltypen, die Stromverstärkung soll im Bereich 50* •• 100 liegen. Die Dämpfungs¬ werte sind bei 3,8 kHz O 1 dB 00 TjT kHz o 1 dB 5,7 kHz O CO 1 dB 7,0 kHz o 1 dB 9,0 kHz -50 dB. Die untere Grenzfrequenz ist etwa 300 Hz. Bild 2 Schaltung für ein aktives BC-Filter [2] 190 Cubical-Quad-Konstruktion Das Tragegerüst für die großen Drahtquadrate einer Cubical-Quad- Antenne muß 4 lange Stäbe fest miteinander verbinden. Im Rot¬ hammel sind dafür einige Beispiele angegeben. Die in Bild .Sa an¬ gegebene Konstruktion kommt ohne Schweißarbeiton aus. Mit den Zahlen 1- • -4 sind die Stäbe gekennzeichnet. Das Tragerohr 5 ist der Antennendrehmast. Die Winkelstücke 6 zum Verbinden der Stäbe bestehen aus Winkeleisen 35 mm x 35 mm. Die Verbindungsstücke 7 halten durch Schraubverbindung jeweils 2 Winkelstücke 6 und sind auf gleiche Weise am Tragerohr 5 befestigt. Die Verbindungsstücke 7 bestehen aus u-förmigem Eisen 35 mm X 35 mm. Bild 3 b zeigt eine Ansicht von oben auf das Tragerohr 5. Die Stäbe werden durch An¬ binden befestigt. Bild 3 Komtruktionsdetmls für das Tragegeriist der Cubical-Qnud-A ntenve (3] Transistor-VFO In den Jahrgängen 1971 bis 1973 hat die Zeitschrift »Amaterske Radio« (CSSR) einen Lehrgang für Sendeamateure veröffentlicht. In Bild 4 ist daraus die Schaltung der transistorisierten Version eines CZapp-Oszillators dargestellt, der für das 160-m-Band (1,75••• 1,9MHz) oder für das 80-m-Band (3,5--*3,8 MHz) dimensioniert werden kann. Für den Nachbau eignen sich die Transistoren SF 136, SF 215 , SS 106 o.ä. Typen. Der Oszillatortransistor arbeitet mit einem nieder¬ ohmigen Widerstand im Kollektorkreis, also fast in der Kollektor- 191 basisschaltung. Am Einitter wird die erzeugte HF-Spannung aus¬ gekoppelt. Der 2. Transistor dient als Trennstufe, um den Oszillator gegenüber der nachfolgenden »Schaltung frequenzstabil zu halten. Für den Abstimmbereich 1,75-•• 1,9 MHz gelten folgende Bauelemente¬ werte für den »Schwingkreis: CI - 15-. 140 pF; (72 - 560 pF; (74/(75 - 2,7 nF; L\ - 18 f^H. Für 2,5- .2,8 MHz gelten die Werte CI - 5---40pF; (73 - 320 pF; (74/(75 - 1,3 nF; 7,1 - 9 gH. Tolografiefiltor Für den Empfang von Telegrafiesignalen (CW) soll der KW-Empfän¬ ger möglichst schmal bändig sein. Moderne KW-Amateurempfänger enthalten dazu ein schmalbandiges Quarzfilter oder eine entsprechende NF-Selektion. Ältere KW-Amateurempfänger kann man mit dem in 9WHz 0 1 Z 3 kHz Bild 5 Schaltung für ein Telegrafie filier (a), Anschlußmöglichkeiten am KW-Empfänger ausgang (b), Darstellung des Dämpfungsver - lauf es des Filters (c) [o] 192 Bild 5 a gezeigten Telegrafiefilter nachrüsten, so daß ein störarmer Empfang von CVV-Signalen möglich wird. Das Filter besteht aus Spulen und Kondensatoren in Bandpaßschaltung, die Mittenfrequenz ist etwa 1000 Hz. Für die Spulen werden Schalenkerne verwendet, etwa der Manifer-Schalenkern 2(5 X 1(5 mit dem A L -Wort (530nH/w 2 . Die Windungszahl ist dann etwa 350 Wdg., 0,15-mm-CuL» Mit dem Abgleichkern wird der endgültige Wert von 83 mH eingestellt. Die Kondensatoren werte müssen entsprechend zusammengestellt werden. Bild 5b zeigt den Anschluß des Telegrafiefilters an den Ausgang des KW-Amateurempfängers. Dazu verwendet man einen Lautsprecher¬ übertrager mit den angegebenen Werten. Am Filterausgang wird dann der Kopfhörer (2---4kQ) angeschlossen. Bild 5c zeigt die Durchla߬ kurve des Telegrafiefilters. Transistor-Eichpunktgeber 100/25 kHz Aus dem Lehrgang für Sendeamateure stammt auch die Schaltung für den in Bild 6 gezeigten Eichpunktgeber. Ein solcher Eichpunkt¬ geber wird zur genauen Frequenzeichung von KW- und UKW- Bild 6 Schaltung eines transistorisierten Eichpunktgebers 100/25 kHz [G] 13 Schubert, Eljabu 75 193 Amateurgeräten verwendet. Der Quarzoszillator arbeitet mit dem Transistor TI. Die Frequenz 100 kHz gelangt einmal direkt an die Ausgangsstufe mit T4, zum anderen synchronisiert sie die Multi¬ vibratorschaltung, die mit der Frequenz 25 kHz arbeitet. Ist der Schalter S 1 offen, dann stehen am Ausgang nur die 100-kHz-Impulse zur Verfügung. Bei geschlossenem Schalter £1 werden die 25-kHz- Impulse erzeugt, die dann auch am Ausgang zur Verfügung stehen. Mit dem Trimmregler 15 kQ wird die genaue Synchronisation 100 zu 25 kHz eingestellt. Der Trimmerkondensator 50 pF erlaubt die genaue Einstellung der 100-kHz-Frequenz im Vergleich mit einem Eichnormal oder mit dem Langwellensender Droitwich (200 kHz). Für den Nach¬ bau eignen sich die Transistoren SF 136, SF 215, SS 106 o.ä. Typen. TTL-Eichpunktgeber 1 MHz/500 kHz Sehr vereinfacht wird der Aufbau eines Eichpunktgebers, wenn man digitale integrierte TTL-Schaltungen als Bauelemente verwendet. Die in Bild 7 gezeigte Schaltung kann mit dem Logikschaltkreis D 100 G aufgebaut werden. Dieser TTL-Schaltkreis in einem DIL-Keramik- gehäuse mit 14 Anschlüssen enthält 4 NAND-Glieder mit je 2 Ein¬ gängen. 2 NAND-Glieder werden für den Quarzoszillator benutzt. Mit dem Trimmerkondensator 30 pF kann die genaue Frequenz 1 MHz geeicht werden. Über den unteren Kondensator 33 pF gelangen die 1-MHz-Impulse an den Ausgang. Über den zweiten 33-pF-Konden- sator werden die beiden anderen NAND-Glieder angesteuert, die die Frequenz halbieren. Somit stehen am Ausgang auch die 500-kHz- Impulse zur Verfügung. Die Stromversorgung erfolgt mit einer Spannung von 5 V. Der Pluspol liegt am Anschlußpunkt 14 des TTL- Schaltkreises, der Anschlußpunkt 7 kommt an Masse. 5V + Bild 7 Schaltung für einen ein¬ fachen TT L-Eichpunkt- geber 1 MHz!500 kHz [7] 194 80-m-CW-Sender mit TTL-Schaltkreis Wie man einen Mini-CW-Sender für das 80-m-Band auf bauen kann, zeigt die Schaltung in Bild 8. Verwendet werden ein TTL-Schaltkreis (D 100 G , SN 7400) und ein Transistor (SF 126/129). Die beiden ersten NAND-Glieder bilden den Quarzoszillator 3,5 MHz, die rest¬ lichen NAND-Glieder die Tastschaltung des Senders. Die? Ausgangs¬ stufe des Mini-CW-Senders ist mit einem Siliziumtransistor bestückt. Die Luftspule des Ausgangskreises hat 15 Wdg., 1-mm-CuAg, auf einem Spulenkörper mit 35 mm Durchmesser. Die Stromversorgung erfolgt aus einer 6-V-Spannungsquelle. Die erreichbare HF-Ausgangs- leistung ist etwa 200 mW. Dieser Mini-CW-Sender ist als Fuchsjagd¬ sender geeignet. Die Tastung kann man dabei mit einem kleinen Spielzeugmotor automatisch vornehmen. Aber auch für sogenannte Mini-Transceiver ist diese Schaltung geeignet. Zu diesem Zweck wird sie durch einen kleinen Direktmischempfänger ergänzt. 3,5MHz Bild 8 Mini-CW-Sender für das 80-m-Band mit TTL-Schaltkreis [8J Einfacher SSB-Phasensenderbaustein Schaltungen für einfache SSB-Sender wurden in der Funkamateur¬ literatur schon mehrfach vorgestellt. Heute gewinnen sie wieder an Interesse im Zusammenhang mit dem Direktmischempfänger. Mit dieser Kombination kann man sogenannte Mini-Transceiver konstru¬ ieren, die dem Anfänger den Weg zur heute allgemein verwendeten SSB-Technik ebnen. Die in Bild 9 vorgestellte Schaltung basiert auf dem Adapt-O-Citer von Dr. C. J. Schauers , W6QLV, den ich im Elek- 13* 195 Bild 9 Einjacher SSJi-Phasensenderbaustein für den Funkamateur [9] tronischen Jahrbuch 1967 (Seite 171-173) in der Röhrenversion vor¬ gestellt habe. Mit dem Transistor TI (GF 121) wird das quarzge¬ steuerte HF-Signal erzeugt. Der Quarz mit der Frequenz 4969 kHz stammt aus dor Funkstation 10 RT (Nr. 217). Über L1/L2 ist das HF-i?C'-Phasenschieberglied angeschlossen. Der Kondensator 240 pF gilt für den Quarz Nr. 217. Erzeugt man die HF-Frequenz im 80-m- Band, ist der C -Wert etwa 390 pF, im 20-m-Band ist er etwa 200 pF. Mit den Transistoren T2/T3 (GG 1/61/22) wird das vom Mikrofon kommende NF-Signal verstärkt und über den Übertrager Tr (Tran¬ sistor-Treiberübertrager) ausgekoppelt. Es folgt dann der 2stufige NF-ÄC-Phasenschieber. Mit dem Umschalter S 1 wird der Seitenband¬ wechsel vorgenommen. Über die Drosseln gelangen die phasenver¬ schobenen NF-Signale ebenso wie die phasenverschobenen HF-Signale an den Balancemodulator mit 4 Dioden (04A 657). Die Balanceein¬ stellung erfolgt mit den Potentiometern 1 kQ. An L4 wird das SSB- Signal ausgekoppelt (etwa 0,6 V an 50 kQ). Bild 9b gibt im Prinzip 196 die weiteren Stufen an, um zu einem leistungsstarken SSB-Signal zu kommen. Mit einer VFO-Frequenz 8,4- -9,4 MHz kann man sowohl das 80-m-Band als auch das 20-m-Band erreichen. Für die HF-Spulen werden solche mit einem Durchmesser von 7 mm verwendet. LI - 30 Wdg., L2 - 12 Wdg., L3 -2x7 Wdg., L4 - 40 Wdg., alle 0,3-mm- CuL. Für L3 werden 2x7 Wdg. bifilar gewickelt, der Anfang einer Drahtwicklung wird mit dem Ende der anderen Drahtwicklung an Masse gelegt. Morse-Tongeneratoren Das Erlernen der Morsezeichen ist in erster Linie eine Sache desÜbens. Zu diesem Training benötigt man einen kleinen, einfachen Ton¬ generator. Bild 10a zeigt eine Schaltung, bei der die Kopfhörerspulen 2 X 2 kQ Bestandteil des NF-Schwingkreisos sind. Mit den ange¬ gebenen C-Werten ergibt sich eine NF-Frcqucnz von etwa 1 kHz. Der Widerstandswert 240 kQ ist abhängig von der Stromverstärkung des Transistors, bei ß » 1#0 soll der i?-Wert etwa 500 kQ sein. Bild 10b zeigt eine ähnliche Schaltung, nur liegt der frequenzbestimmende NF- Schwingkreis am Kollektor des Transistors. Ohne Kondensatoren arbeitet die Schaltung in Bild 10c, die im Prinzip einen emittergekop- Bild 10 Schaltungen für verschiedene Morse-Tongeneratoren [lOj 197 pelten Multivibrator darstellt. Interessant ist die Schaltung in Bild 10d, es ist eine komplementäre Multivibratorschaltung. Zur Wiedergabe wird eine niederohmige Telefonhörerkapsel verwendet. Möglich ist auch der Einsatz eines Lautsprechers, dann muß für T2 allerdings ein leistungsstarkerer Transistor verwendet werden. Für den Nachbau eignen sich Basteltransistoren (TI in Bild lOd ist ein Si-npn-Typ). Transistorisierter 0-V-1 Für den experimentierfreudigen KW-Anfänger zeigt Bild 11 die Schaltung eines mit Siliziumtransistoren bestückten, einfachen KW- Empfängers. Die Rückkopplungsregelung erfolgt durch Variieren der Basisspannung des Audiontransistors, nachdem zuvor mit den Trimmerkondensatoren 30 pF die Rückkopplung voreingestellt wurde. Für die Spulen gelten nachfolgende Daten, wobei der Spulenkörper einen Durchmesser von 16 mm nat. Band Wdg. OuL C MHz mm pF 80 £5 0,3 80 40 30 0,5 50 20 15 0,7 40 15 10 1,0 30 10 7 1,0 25 Für den Nachbau eignen sich Silizium-HF-Basteltransistoren. Bild 11 Schaltung für einen einfachen , mit Siliziumtransistoren bestückten KW-Empfänger [11] 198 2-m-VFO mit FM Eine moderne Betriebsart auf dem 2-m-Band stellt die Frequenz¬ modulation dar. Dabei wird meist die erzeugte Oszillatorfrequenz über eine Kapazitätsdiode mit der NF-Modulationsspannung moduliert. Ein Schaltungsbeispiel dafür ist in Bild 12 dargestellt. Der Tran¬ sistor TI erzeugt die Frequenz 36 MHz, T2 und T3 bilden Trennstufen, mit T4 wird die Frequenz auf 72 MHz vordoppelt. Die Modulation erfolgt über die Kapazitätsdiode D am Oszillatorschwingkreis. Mit dem Trimmerkondensator 3/10 pF kann der Modulationsgrad einge¬ stellt werden. Für den Nachbau eignen sich die Transistoren SF 122 , SF 132 , SF 13(> und für den pnp-Typ der Transistor OF 132/181. Die Kapazitätsdiode BA 102 bzw. BA 133 kann ersetzt weiden durch den früher bei uns produzierten Typ »SM 128. Für die Spulen gelten fol¬ gende Hinweise: LI - Luftspule 10 VVdg., 0,5-mm-CuAg, 11,5 mm Durchmesser; L2 — Luftspule 5 Wdg., 1,0-mm-CuAg, 8 mm Durch¬ messer; Z/3 - 2 Wdg., 1,0-mm-CuAg, am hoißon Ende von L2. Die Drosseln sind kleine Ferrittypen mit L etwa 10 gH. ZN2305 Linear-PA-Stufe Um die HF-Ausgangsleistung eines KW-Amateursenders zu erhöhen, schaltet man eine Linear-Endstufe an den Ausgang des KW -Amateur¬ senders. Bild 13 zeigt ein Beispiel, wie eine solche Linear-Endstufe aussieht. Meist werden die Köhren in Gittcrbasisschaltung betrieben, so daß sich der Aufwand vereinfacht. An der Katode wird das Sender- Ausgangssignal (90- -120 W) eingespeist. Am Ausgang der Linear- Endstufe stehen dann etwa 400 W PEP zur Verfügung. Da die in der 199 Bild 13 Schaltung einer Linear-Endstufe für die KW - Amateurbänder [13] Schaltung verwendeten Röhren direkt geheizt sind, ist die Heiz¬ spannung mit einer bifilar gewickelten Drosselspule hf-mäßig zu ent¬ koppeln (2 x 12 Wdg., 1,5-n.m-CuL, 10-mm-Ferritkern). Die Anoden¬ drosseln bestehen aus je 4 Wdg., 1,0-mm-CuAg, 12 mm Durchmesser. Am Eingang des ^-Filters wird für den Betrieb auf 80/40 m ein 2. Drehkondensatorenpaket parallelgeschaltet. Da eine Anoden¬ spannung von 2500 V verwendet wird, ist die erforderliche Sicherheit beim Aufbau zu beachten. Literatur [1] Sokolow, H.: Transistorisiertes S-Meter, Radio, Heft 4 (1972), Seite 19 [2] Poljakow, W.: Aktives Filter für Niederfrequenz, Radio, Heft 6 (1973), Seite 21 [3] Smirnow, N.: Konstruktion einer Cubical Quad, Radio, Heft 8 (1973), Seite 22 [41 .Schule des Sendeamateurs, Amaterske Radio, Heft 8 (1972), Seite 311/312 [5] Noväk,Z.: Telegrafiefilter, Amaterske Radio, Heft 9 (1972), Seite 354/355 [C] ...: Schule des Sendeamateurs, Amaterske Radio, Heft 10 (1973), Seite 389 [71 Chojnacki, W.: Kalibrator mit TTL-Schaltkreis, Radioamator, Heft 4 (1973), Seite 96/97 [8] Chojnacki, W.: Logische Halhleiterschaltkreise vom Typ TTL, Radioamator, Heft 7 (1973), Seite 173-179 [9] Milli, Z.: Einfacher SS B-Phasensenderbaustein, Radioamator, Heft 6 (1972), Seite 155/156 [10] Georgine, L.: Tongencratoren für das Morsetraining, Radio i telewisi, Heft 1 (1973), Seite 27-30 [111 Tomewa, L.: 2stuflger Empfänger mit Siliziumtransistoren, Radio i telewisi, Heft 9 (1973), Seite 259 [121 Szekeres, F.: Amat.eursehaltungen, Radiotechnika, Heft 8 (1972), Seite 307 u. 308 [13] Szekeres, F.: Amateurschaltungen, Radiotechnika, Heft 5 (1973), Seite 180 200 Bernhard LinnecJce DM 2 GKG Zwei Antennen für den Amateurfunk In diesem Beitrag werden zwei Antennen für den Amateurfunk be¬ schrieben, eine Langdrahtantenne für das 80-m-Band und eine Quad- Antenne für das 15-m-Band. Die Wirkungsweise ist allgemein bekannt und wird in [1] und [2] ausführlich beschrieben. Im Mittelpunkt dieses Beitrags stehen daher die praktische Ausführung beider Antennen und Hinweise, die es dem interessierten OM erlauben, ohne langes Experi¬ mentieren diese nachzubauen. Die Antenne für das 80-m-Band ist eine Langdrahtantenne. Mit einer Gesamtlänge von etwa 20 m ist diese Antenne besonders bei Platzmangel sehr willkommen. (Dies war auch der Grund der Ent¬ wicklung.) Es handelt sich hierbei um einen verkürzten Dipol, der elektrisch verlängert wurde, um auf die Resonanzfrequenz zu kommen, die bei 3,65 MHz liegt. Derartige Antennen sind allerdings sehr schmalbandig. Um diesen Nachteil zu vermeiden, wurden die Dipol¬ schenkel in Reusenform ausgeführt (Bild 1). Das bewirkt eine Breit¬ bandigkeit, die den Betrieb auf dem 80-m-Band mit guter Anpassung gewährleistet. [2] r I: —*2L-J Bild 1 Maßskizze für eine Hälfte der SO-m-Antenne 201 Die Dipolschenkel haben im gestreckten Zustand jeweils eine Länge von 10 m. Als Material wurde 1,0 mm 2 NKry verwendet. Das Stütz- kreuz, bestehend aus zwei 1 m langen Bambusstäben, ist jeweils in der Hälfte durch Wickel mit Angelschnur (0,65 mm Durchmesser) be¬ festigt. Die Enden der vier Drähte werden durch je eine Würgehülse verbunden. In diese, die 100 mm lang sind, wird jeweils ein 4-mm- Loch gebohrt, in das eine dreigliedrige Isoliereierkette (Abstand 150 mm) gehängt wird. Im Einspeisepunkt werden die Dipolschenkel durch 2 Isoliereier voneinander isoliert. Die Verlängerungsspulen werden nach Bild 2 montiert. Sie haben jeweils 32 Windungen von 30 mm Durchmesser, die Wicklungslänge beträgt 60 mm (Drahtdurchmesser 1,3 mm). Gegen Regenwasser und Verschmutzung werden sie durch ein Kunststoff rohr von 40 mm Innendurchmesser geschützt, das nach dem Abgleich der Antenne an beiden Enden mit einem Deckel und Epoxidharz verschlossen wird. Eine Ablauf Öffnung für Schwitzwasser ist vorzusehen. anlöten Haltedraht anlöten Die Speisung erfolgt mit 70-Ohm-Koaxialkabel (Typ 70-10-1). Eine Symmetrierung wurde nicht vorgesehen, da keine Nachteile gegenüber symmetrischer Speisung zu erkennen waren. Zur sicheren Befestigung von Speiseleitung und Spulenenden dient eine Polystyrolplatte von 50 mm x 60 mm x 10 mm. Das Kabel wird darauf mit einer Schelle befestigt. Die Spulenzuleitungen werden jeweils durch ein 4-mm-Loch geführt und verdrillt. An sie werden Mantel bzw. Innenleiter gelötet. Mit einem Haltedraht wird die Platte an der Verbindung der Dipol¬ schenkel befestigt (Bild 2). Zum Schutz gegen Feuchtigkeit und Ver¬ schmutzung wurde die Platte in eine Seifendose eingebaut, die an¬ schließend verklebt wurde. Besser ist es, die Platte mit Epoxidharz zu vergießen. Zum Abgleich wird das Speisekabel entfernt, und die Punkte XX 202 Bild 3 Prinzipieller Aulbau der Quad-Antenne für das 15-m-Band werden durch ein etwa 300 mm langes Drahtstück verbunden, das in 2 Windungen um die Spule eines Grid-Dip-Meters gelegt wird. Die Antenne wird in eine Höhe von etwa 3 m über dem Erdboden ge¬ bracht. Durch gleichmäßiges Verkürzen oder Verlängern der Spulen wird die Resonanzfrequenz der Antenne eingestellt. Bei Resonanz tritt ein schwacher, jedoch eindeutiger Dip auf. Nach dem Abgleich wird die Antenne in die Betriebshöhe (12 m beim Verfasser) gebracht, ohne daß eine wesentliche Verschiebung der Resonanz zu befürch¬ ten ist. Es wird darauf hingewiesen, daß für genügend starke Abspannun¬ gen zu sorgen ist, da bei dieser Antenne erhebliche Zugkräfte auf- treten, die durch den vierfachen Aufwand an Draht gegenüber einem normalen 2 x 10-m-Dipol und die Stützkreuze entstehen. Die Antenne für das 15-m-Band ist eine BIRD-CAGE-Quad nach G 4 ZU. Die Vorteile hinsichtlich des einfachen Aufbaus sind bekannt und auch hier sichtbar. Bild 3 zeigt den prinzipiellen Aufbau der Antenne. Die horizontalen Leiterstücke wurden in diesem Fall im Gegensatz zur Beschreibung in [1] auch als Draht ausgeführt. Die ge¬ wählte Konstruktion der Stützen und Abspannungen ist sehr stabil und hat sich auch im Herbststurm 1972 als sicher gezeigt. Als Mast wurde ein verzinktes Wasserrohr von 2 Zoll Durchmesser verwendet. Er ist drehbar durch zwei Kugellager vom Typ EL 85-100/6012 gelagert. Die Lager befinden sich in einem Abstand von 1,40 m voneinander und garantieren somit sicheren Stand der An¬ tenne (Bild 4). Zu Anpassung der Durchmesser von Mastrohr und Lagern wurden speziell dafür gedrehte Buchsen verwendet (Bild 5). Das gleiche Bild zeigt auch die Laufkugel, auf der der Mast ruht. Sie 203 wu~^ \ \ KWWWWW^ a) b) Jiild 5 Maßskizzen fiir die obere bziv. untere Lagerbüchse (a) und für die Luvikugel (b) läuft auf einer 6 mm dicken Stahlplatte, die in der unteren Lager¬ fassung liegt. Die Fassungen für das obere und das untere Lager zeigt Bild 6. Den Mastkopf zeigt das Bild 7, der den Spannturm (1/2 Zoll Wasserrohr) trägt. An ihm sind vier um 90° versetzte 1/2-Zoll-Rohr- stutzen von 125 mm Länge geschweißt. Diese nehmen die oberen Stützstäbe auf. 204 Spannturm Rohrstutzen Bild 6 Maßskizze für die obere bzw. untere Lagerfassung Bild 7 Maßskizze für den Mastkopf Die Spinne für die Aufnahme der unteren Stäbe zeigt Bild 8. Sie wird wie alle Drehteile mit zwei M8-Schrauben am Mast befestigt. Die Stützstäbe der Antenne sind Polyester-Glasfaserstäbe von 15 mm Durchmesser. Die Länge der oberen Stützen beträgt 2200 mm, die der unteren 1900 mm. Die Längen von Strahler und Reflektor sind gleich und betragen 14,3 m. Als Material wurde 1,5 mm 2 NKry verwendet, das wetter- [\\ Zylinder höhe Bild 8 Maßskizze für die untere Spinne beständig und mechanisch stabil ist. Als Abspannmaterial wurde 0,65-mm-Angelschnur (Reißfestigkeit 22,5 kp) verwendet, die drei¬ fach genommen wurde. An den Stabenden wurden die Leiter und die Abspannungen mit Wickeln aus Angelschnur festgelegt und zusätzlich mit Schlauchschellen und Nitrolack gesichert. Die Antenne wird über ein 60-Ohm-Koaxialkabel (Typ 60-10-1) gespeist. Es wird in einer einfachen Schleife von etwa 60 cm Durch¬ messer um den Mast geführt und an ihm mit einer Schelle zwecks Zug¬ entlastung befestigt. Die Einspeisestelle wird durch eine Feuchtraum- T-Dose gegen Wasser und Verschmutzung geschützt. Der Strahler hat eine Eigenresonanz von 21,2 MHz. Die elektrische Verlängerung des Reflektors erfolgt nicht durch einen Stub, sondern durch eine Verlängerungsspule. Die Induktivität dieser Spule läßt sich leicht mit dem £mit/&-Diagramm ermitteln, wenn man von den gewöhnlichen Abmessungen eines Stubs für 15 m ausgeht. Die Spule ist auf einen Keramiksternkörper von 36 mm Durchmesser gewickelt und hat 15 Windungen (Silberdraht 1,5 mm Durchmesser), sie befindet sich ebenfalls in einer Feuchtraum-T-Dose. Der Feinabgleich der Reflektorresonanz (20,1 MHz) erfolgt durch Verändern des Abgriffs auf .der Spule. Die Frequenz wird dabei mit dem Grid-Dip-Meter kontrolliert. Abschließend sollen noch einige Hinweise zur Montage gegeben werden. Die Antenne wurde auf ein 15 m hohes Haus mit Spitzdach gebaut, die obere Spinne mit Reflektor- und Strahlerdrähten sowie Abspannungen komplett am Boden montiert. Den Mast steckte man nur etwa 50 cm aus der Dachhaut hinaus. Die außen am Giebel hinauf - beförderte obere Spinne wurde auf die Mastspitze montiert. Anschlie¬ ßend schob man den Mast hinaus und befestigte die Lager. Danach folgte das Befestigen der unteren Stützstäbe, der Drähte, Abspannun¬ gen usw. Literatur [11 Rothammel , K. - DM 2 ABK: Antennenbuch, Berlin [2] Schröder , H.: Elektrische Nachrichtentechnik, Band I, Berlin-Borgiswalde 206 Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Der Direktmischempfänger für den KW-Empfang In den letzten Jahren hat sich in der Empfangspraxis der Funk¬ amateure ein neuartiges Empfängerprinzip durchgesetzt. Gemeint ist. der Direktmischempfänger, der besonders als Anfängergerät, als Zweitempfänger, als Fuchsjagdpeiler und als Empfangsteil für so¬ genannte Mini-Transceiver geeignet ist. Allerdings neuartig ist dieses Empfangsprinzip nicht. Denn die Methode, die empfangene HF-Ein- gangsfrequenz mit einer frequenzmäßig gleichen Oszillatorschwingung zu mischen, um danach gleich die dem HF-Eingangssignal auf modu¬ lierten NF-Signale zu erhalten, wurde schon mehrfach angewendet. So beschrieb 1938 der niederländische Funkamateur J. Jager einen Telegrafieempfänger nach diesem Prinzip. Dieser Empfänger arbei¬ tete mit der Oktode EK 3 als selbstschwingende Mischstufe, einer Pentode EF 6 mit 1000-Hz-Schwingkreisen an Steuergitter und Anode sowie einer Endpentode EL 3 als Lautsprecherstufe. 1947 beschrieb D. G. Tucker in der Zeitschrift Electronic Engineering den Synchrodyn¬ empfänger, bei dem die Oszillatorfrequenz von der Eingangsfrequenz synchronisiert wurde. Während Jager nur Telegrafiesignale empfangen konnte, gelang es Tucker mit seinem Prinzip, auch AM-Signale zu empfangen. Die Renaissance dieses Empfangsprinzips ist wiederum das Ver¬ dienst eines niederländischen Funkamateurs. In der Januarausgabe 1967 der Monatsschrift der niederländischen Funkamateure electron beschrieb K. Spaargaren , PA 0 KSB , einen transistorisierten Direkt¬ mischempfänger, der zum Vorbild aller heute bekannten Schaltungen wurde. Bild 1 zeigt die Eingangsschaltung des Direktmischempfängers von PA 0 KSB für das 80-m-Band. Die Transistoren TI und T2 bilden einen Balancemischer. An den parallelgeschalteten Basis¬ elektroden wird die HF-Eingangsfrequenz zugeführt. Die Emitter¬ elektroden erhalten symmetrisch die Oszillatorfrequenz, die mit T3 erzeugt wird. Durch die Transistoren T4/T5, die einen Differenzver¬ stärker bilden, erhält man eine unsymmetrische NF-Spannung, mit der man übliche NF-Verstärker ansteuern kann. Um das 80-m-Band 207 Bild 3 Schema für den Aufbau der HF-Übertrager TI und T2 mit den trifilar gewiebelten Spulenteilen A, B, C auf einem Ringkern zu empfangen, wird der Oszillator im Bereich 3,5 --3,8MHz abge¬ stimmt. Zur Popularität des Direktmischempfängers hat auch die Veröffent¬ lichung von W 7 ZOL und W 7 WKR in der Zeitschrift QST (Heft 11/ 1968) beigetragen. Die Schaltung (Bild 2) besteht aus einem Produkt¬ detektor mit 4 Dioden in Ringmodulatorschaltung, dem Oszillator mit FET-Bestückung und einem 3stufigen NF-Verstärker, an dessen Eingang ein NF-Tiefpaßfilter liegt. Beim Ringmodulator muß man auf einen symmetrischen Aufbau achten, damit die Oszillatorfrequenz nicht über die Antenne abgestrahlt wird. Die Autoren empfehlen daher die trifilare Wicklung der 3 HF-Übertragerwicklungen A, B, C auf einem Ringkern von etwa 12 mm 0 (Toroidspule). Bild 3 zeigt das verwendete Wicklungsprinzip; A = B = C = 15 Wdg., 0,35-mm- CuL. Für die Spulen L1/L2/L3 und i>4/i>5 werden Ringkerne mit etwa 18 mm 0 verwendet; LI = L3 = 3 Wdg., 0,35-mm-CuL, L2 = 40 Wdg., 0,35-mm-CuL, L4 = 5 Wdg., 0,7-mm-CuL, L5 = 22 Wdg., 0,7-mm-CuL, Anzapfung an der 5. Wdg. In der Originalschaltung werden als Ringmodulatordioden so¬ genannte Schottky -Dioden (hot carrier diodes) benutzt, die von der Fa. Hewlett-Packard unter der Bezeichnung 5082-2800 produziert werden. Diese Dioden eignen sich ausgezeichnet für die HF-Demodu- lation, wie die moderne Schaltungstechnik ausweist. Sie erzeugen ein sehr geringes Rauschen, sind bis in den UHF-Bereich verwendbar, und die Kennlinie folgt über viele Größenordnungen einem exponentiellen Verlauf. Aber mit geringeren Anforderungen an die Schaltung können auch übliche HF-Demodulatordioden in der Schaltung des Ring¬ modulators eingesetzt werden. Bevor weitere Schaltungen vorgestellt werden, soll das Prinzip des Direktmischempfängers erläutert werden. Dabei wird von Bild 2 aus¬ gegangen, weil es alle Merkmale des modernen Direktmischempfän¬ gers enthält. Gliedert man die Schaltung in einzelne Stufen auf, so erhält man das in Bild 4 dargestellte Blockschaltbild für einen Direkt- C BA 14 Schubert, Eljabu 75 209 Bild 4 Blockschaltbild für einen Direktmischempfänger mischempfänger. Prinzipiell ist der Direktmischempfänger ein Super¬ hetempfänger. Aber aus der Mischung ergibt sich nicht die übliche Zwischenfrequenz, sondern gleich die dem empfangenen HF-Signal aufmodulierte Niederfrequenz. Die Mischstufe wird von einem Pro¬ duktdetektor gebildet, dafür eignen sich die aus der SSB-Technik bekannten Schaltungen. Der Produktdetektor ist ein linearer Detek¬ tor. Beim Anliegen eines modulierten Signals und einer gleichen Oszillatorfrequenz erscheint am Ausgang das Modulationssignal. Die Oszillatorspannung soll wenigstens lOmal größer sein als die Eingangs¬ spannung. Für die Stabilität des Empfängers sind die Schaltungs¬ technik und die Konstruktion des Oszillators maßgebend. Dem Produktdetektor ist ein NF-Tiefpaßfilter nachzuschalten, es bestimmt die Durchlaßkurve und die Bandbreite des Direktmisch¬ empfängers. Über oder unter der Empfangsfrequenz liegende Stör¬ signale gelangen dadurch nicht in den NF-Verstärker. Die Eingangsempfindlichkeit des Direktmischempfängers hängt ab vom Spannungsverstärkungsfaktor des NF-Verstärkers. Aus diesem Grund muß der NF-Verstärker eine sehr hohe rauscharme Verstär¬ kung haben, etwa im Bereich 80--120 dB (10000- bis 1 OOOOOOfach). Lineare integrierte Schaltungen sind für solche NF-Verstärker beson¬ ders geeignet. Die HF-Eingangsempfindlichkeit kann durch eine HF-Vorstufe verbessert werden. Mit dieser Stufe wird auch wesentlich die Abstrahlung der Oszillatorfrequenz über die Antenne vermindert. Ohne wesentliche Probleme ist der Empfang von CW-, SSB- und RTTY-Signalen mit dem Direktmischempfänger möglich. Einfach¬ zeichenempfang kann man allerdings nicht realisieren. Beim Empfang von AM-Sendungen kommt es darauf an, daß das AM-Signal frequenz¬ stabil ist. FM- und unstabile AM-Signale sind nicht zu empfangen. Eine Synchronisation des Oszillators mit der Eingangsfrequenz könnte sicher auch unstabile AM-Sendungen lesbar machen. Einen einfachen Direktmischempfänger hat PA 0 KSB in [3] vor¬ gestellt. Bild 5 zeigt die Schaltung, die für den Empfang des 80-m- Bandes ausgelegt ist. Die Schwingkreiselemente richten sich nach den 210 Bild 5 Schaltung nach PA 0KSB jür einen einfachen Direktmischempfänger verwendeten Abstimmdrehkondensatoren (30* •• 50 pF). Der Produkt¬ detektor arbeitet mit 2 Dioden, der NF-Verstärker ist zweistufig auf¬ gebaut. Zur Stabilitätsverbesserung des Oszillators (VFO) ist diesem eine Trennstufe nachgeschaltet. Für den Nachbau kann die Schaltung mit den MOSFETs SM 103/104 und den Siliziumtransistoren SC 206/207 bestückt werden. Eine für Direktmischempfänger gut geeignete Produktdetektor¬ schaltung zeigt Bild 6, mit der bei CW-Empfang eine HF-Eingangs- empfindlichkeit von etwa 1 |iV erreicht werden kann. [4] An Stelle der Sperrschicht-FETs kann man die Schaltung auch mit den MOSFETs SM 103/104 aufbauen. ZxMPF105 14* 211 experimentierfreudige Funkamateur mit den Typen SMY 50/52 ar¬ beiten, da bei diesen MOSFETs der Substratanschluß getrennt heraus¬ geführt ist. Am Substrat speist man die VFO-Frequenz ein. Oder man schaltet 2 MOSFETs in Reihe und führt die HF-Spannungen den Gate-Elektroden zu (siehe auch Bild 11). Mit der IS CA 3028 (TESLA-Typ MA 3005/3006) arbeitet der in Bild 8 dargestellte Produktdetektor. [6] Das HF-Signal wird am unteren Transistor (ansonsten Konstantstromquelle) eingespeist, während das VFO-Signal einen Transistor des Differenz Verstärkers steuert. Im Rhythmus der VFO-Frequenz gelangt das HF-Signal an die Ausgänge 6 und 8 der IS. Die HF wird über die beiden Konden¬ satoren 2,2 nF kurzgeschlossen, während die NF-Spannung über die Strombegrenzungsschaltung mit den beiden pnp-Transistoren unsym¬ metrisch erhalten bleibt. Bild 9 zeigt die Anwendung einer HF-Vorstufe bei einem Direkt¬ mischempfänger. [7] Verwendet wird ein Siliziumtransistor in Basis¬ schaltung, für den jeder HF-Typ zum Nachbau geeignet ist. Vorteil¬ hafter ist es, wenn man auch im Emitterkreis einen Abstimmkreis vorsieht ( L5 ). Die Abstimmung der beiden HF-Eingangskreise müßte dann mit einern Zweifachdrehkondensator 2 x 100 pF erfolgen. Der Produktdetektor ist ein Balancemodulator mit 2 Dioden, wobei Sili- zium-HF-Dioden günstigere Werte liefern als Germaniumdioden. Der Balanceregler 1 kQ kann durch Fein Verstimmung dazu verwendet werden, um störende AM-Sender zu unterdrücken. Das VFO-Signal wird über eine Trennstufe eingespeist. Dem Produktdetektor folgt ein NF-Filter, bestehend aus einer 3stufigen LC-Schaltung. Die obere 213 Grenzfrequenz ist etwa 3 kHz. Die Spulenkörper für LI und L5 haben Durchmesser von etwa 9 mm. LI = L5 = 12 Wdg., 0,4-mm-CuL, die Kopplungswicklungen haben 2 Wdg., 0,4-mm-CuL, und sind beide über das kalte Ende der Spulen gewickelt. Für das NF-Filter werden Ferrit-Ringkerne verwendet, wobei mit 350 Wdg., 0,25-mm-CuL eine Induktivität von etwa 60 mH erreicht werden soll. Der Empfangs¬ bereich des Direktmischempfängers umfaßt das 20- und das 15-m- Band. Einen Direktmischempfänger für das 10-m-Band stellt die Schal- tüng in Bild 10 dar. [8] Der Produktdetektor ist eine Ringdemodula¬ torschaltung mit 4 Siliziumdioden. Daran schließen sich an ein LC- Filter mit einer oberen Grenzfrequenz von 3 kHz und ein 3stufiger NF-Verstärker für Kopfhörerbetrieb. Der Oszillator wird aus einer stabilisierten Spannungsquelle betrieben. Die Spulenkörper für LI und L 2 haben einen Durchmesser von 10 mm, LI = L2 = 9 Wdg., 0,7-mm-CuL. Die Anzapfung für den Antennenanschluß liegt an der 2. Wdg. von LI, während die Anschlüsse zu den HF-Übertragern Ü1/Ü2 Mittelanzapfungen bei LI und L2 sind. Z/3 hat eine Induktivi¬ tät von 170 mH, cs sind dafür 300 Wdg., 0,1-mm-CuL, auf einen Ferrit-Ringkcrn K10 X 6 X 5 zu wickeln. Die HF-Übertrager Ü1/Ü2 bestehen aus Ferrit-Ringkernen K8 x 4 x 2, die Primärwicklungen bestehen aus 20 Wdg., die Sekundärwicklungen aus 2 x 10 Wdg., 0,15-mm-CuL. Für den Empfang aller KW-Amateurbänder ausgelegt ist der Di¬ rektmischempfänger, dessen Schaltung Bild 11 zeigt. [9] Der Produkt¬ detektor arbeitet mit 2 Sperrschicht-FETs, geeignet ist auch ein Bild 10 Schaltung eines Direktmischempfängers für den Empfangsbereich 28,0 bis 29,7 MHz (10-m-Band) 214 Bild 11 Direktmischempfänger für die KW - Amateurbänder 80 m bis 10 m Dual-Gate-MOSFET oder sind die MOSFETs SM 103/104. Der Oszil¬ lator (VFO) ist mit dem Transistor AF 124 bestückt, der Transistor BC 149 dient als Z-Diode 8,5 V. Für den Nachbau eignen sich die Transistoren GF 132 bzw. GF 146 sowie eine 8-V-Z-Diode. Der NF- Verstärker ist 3stufig auf gebaut, wobei i?C-Glieder den Übertragungs¬ bereich einengen. Bestückt werden kann der NF-Verstärker auch mit den Transistoren SC 207 e, SM 103/104 und GCllßd. Zur Strom¬ versorgung wird ein Heiztransformator 220 V/6,3 V verwendet, die Gleichrichtung erfolgt in einer Spannungsverdopplerschaltung. Die Spulenkörper haben einen Durchmesser von etwa 9 mm, die Win¬ dungszahlen sind in Bild 11 angegeben. Die Abstimmung erfolgt mit einem 4fach-Drehkondensator 4 x 14 pF. Bei 80-m-Betrieb werden jeweils 2 Drehkondensatorenpakete parallelgeschaltet, bei allen an¬ deren Bändern sind nur 2 Drehkondensatorenpakete eingeschaltet. Die Schaltung des in Bild 12 gezeigten Fuchsjagd-Peilempfängers wurde bereits eingehend in [10] beschrieben. Der Transistor TI ar¬ beitet als HF-Verstärker. Die beiden Schwingkreise mit LI und L2 sind auf 3,55 MHz abgestimmt. Der Oszillator (3,5 --3,6 MHz) ist mit dem Transistor T5 bestückt, während T6 die Trennstufe bildet. Als Mischtransistor dient T 2, während T3 und T4 die NF verstärken. Für den Nachbau eignen sich die Transistoren SF 131/132 in den HF- 215 Stufen und SC 206/207 in den NF-Stufen. Mit dem Schalter Sl wird die Hilfsantenne HA über den Widerstand 3,3 kQ zur Seitenbestim¬ mung an den Empfängereingang geschaltet. Die Ferrit-Peilantenne besteht aus zwei 105 mm langen, nebeneinanderliegenden Ferrit¬ stäben, LI = 22 Wdg., 0,25-mm-CuL. Für L2 und £3 werden Ferrit- Ringkerne 6x4x2 verwendet, die Induktivität ist L2 = L3 = 10 pH. Mit dem Schalter S2 wird ein Dämpfungsglied zur besseren Nahfeldpeilung eingeschaltet. 8n/350V 300V VFO-Spannung *2V 18... 2,0MHz Bild 13 Ilöhrenschaltung für den Produktdetektor eines Direktmischempfängers Bild 14 Schaltung für einen 80-m-Direktmischempfänger mit llöhrenbestückung 217 Für den an Röhrenschaltungen interessierten Funkamateur werden noch 2 Röhrenschaltungen vorgestellt. Bild 13 zeigt eine von G3 YMP angegebene Produktdetektorschaltung für den Empfang im 160-m- Band (referiert in [11]), die auch für andere KW-Amateurbänder di¬ mensioniert werden kann. Den Anodenwiderstand bildet die Primär¬ wicklung eines NF-Übertragers (10kQ:lkQ). Bild 14 zeigt eine KW-Empfängerschaltung für das 80-m-Band. [12] Die Dioden D1/D2 bilden den Produktdetektor, dem sich ein i?(7-Tiefpaß anschließt. Ein Triodensystem arbeitet als Oszillator, das andere dient als NF-Ver¬ stärker. Die Eingangsempfindlichkeit der Schaltung kann wesentlich verbessert werden, wenn der NF-Verstärker mehrstufig mit höherer Spannungsverstärkung auf gebaut wird. Literatur [1] Hawker, Pat: Technical Topics, RSGB-Bulletin, Heft 3 (1967), Seite 174/175 [2] Hayward, W. - Binghayn, D.: Direct Conversion a Neglected Technique, QST, Heft, 11 (1968), Seite 15-17, 156 [3] Hawker, Pat: Technical Topics, Radio Communication, Heft 11 (1970), Seite 761/762 [4] Dcmaw, J)oug: Sonic Notes on Solid-State Product Detectors, QST, Heft 4 (1969), Seite 30-33, 52 (referiert in FUNKAMATEUR, Heft 11 (1969), Seite 459/550 [5] Schultz, John,!.: Using and Improving the TEN-TEC Transceiver Modules, Zeitschrift *73«, Heft 2 (1972), Seite 77-84 [6] Fockens, T. W. II.: Ontvanger voor 80, 40 en 20 meter volgens de directe- conservie methode (deel 3), electron, Heft 6 (1972), Seite 242/243 [7] Young,J.: The Cadet - a direct conversion receiver for the novice, Radio Communication, Heft 10 (1973), Seite 682-685 [81 Poljakow, W.: Direktmischempfänger für 28 MHz, Radio, Heft 7 (1973), Seite 15/16 [9] OZ 0 NF: »OS 3« - En begyndermodtager, Zeitschrift »OZ«, Heft 9 (1968), Seite 283-288 [10] Meißner, S.: Ein interessanter 80-m-Fuchsjagdempfänger, FUNKAMA¬ TEUR, Heft 3 (1970), Seite 137/138 [11] Rohländer, W.: Details für Direktmischempfänger, FUNKAMATEUR, Heft 11 (1973), Seite 559 [12] Kusiak, A.: 1-Röhren-Synchrodynempfänger für KW-Empfang, Radio- amator, Heft 9 (1973), Seite 225 218 Winfried Domesle NF-Komplementärverstärker In der NF-Verstärkertechnik stößt man zunehmend auf Verstärker mit eisenloser bzw. komplementärer Endstufe. So werden eisenlose Verstärker in den Koffersupern der R 730-Serie aus der DDR-Produk- tion verwendet. Der eisenlose Verstärker ist 4stufig aufgebaut. Die ersten beiden Transistorstufen dienen zur Vor Verstärkung. Dort wer¬ den rauscharme pnp-Germaniumtransistoren eingesetzt. Daran schließt sich die Phasenumkehrstufe an. Die eisenlose Endstufe arbeitet in Gegentakt-B-Betrieb. Im ganzen NF-Verstärker, und das ist dabei vorteilhaft, werden Transistoren mit einheitlicher Zonenfolge (pnp) eingesetzt. Einen Verstärker dieser Klasse findet man in [1] beschrieben mit dazugehörender und erhältlicher (!) Leiterplatte. Bei gewünschter größerer Ausgangsleistung können eisenlose Verstärker nach [2] und [3] aufgebaut werden. Neuerdings bestückt man eisenlose Verstärker mit Komplementärtransistoren. Dabei wird für geringe Ausgangs¬ leistungen (bis zu 5 W) eine einfache Komplementärendstufe gewählt. Bei hohen Ausgangsleistungen kommt die quasikomplementäre End¬ stufe zur Anwendung. ([4] und [5]) In ihr sind die Vorteile der einfachen eisenlosen Endstufe und der Komplementärendstufe vereint. Das er¬ fordert, in der quasikomplementären Endstufe Leistungstransistoren gleicher Zonenfolge einzusetzen, die durch ein Komplementärpaar wesentlich geringerer Leistung angesteuert werden müssen. Außerdem kann eine direkte Kopplung'der Treiber- und der Endstufe erfolgen. Die einfache Komplementärendstufe findet man in Transistorsupern (z.B. Stern-Automatik), Kasettenrecordern (z.B. KT 100), Tonband¬ geräten (z.B. B-5) sowie Plattenspielern mit Wiedergabeteil (z.B. WG 400). Quasikomplementäre Endstufen halten auch Einzug in Stereo-Verstärker [6], Stereo-Empfänger sowie Tonbandgeräte der höheren Preisklasse. Komplementärverstärker zeichnen sich vor allem durch sehr gute Wiedergabetreue bei niedrigem Klirrfaktor aus. Diese Verstärker wer¬ den mit Transistoren unterschiedlicher Zonenfolge (pnp + npn) be- 219 stückt. Für eine HiFi-Wiedergabe eignen sich besonders Silizium¬ transistoren. Sie werden auch immer häufiger in der quasikomplemen¬ tären Leistungsendstufe eingesetzt, da diese Transistoren sich durch ein gutes thermisches Verhalten auszeichnen, z.B. der Si-Epitaxie- Transistor BD 109. Gute Eigenschaften weist auch der Ge-Diffusions- leistungstransistor AD 1661167 auf. Für Kleinleistungsverstärker be¬ nutzt man Schaltungen, wie in [7], [8] und [9] beschrieben. Dabei werden sowohl Si-npn/pnp-Transistoren als auch Ge-pnp/npn Tran¬ sistoren angewendet. Die Tabelle gibt einen Überblick über Transi¬ storen, die sich für Komplementärverstärker eignen. Auswahl von Transistoren für Komplementärverstärker Vorstufe (rauscharm) pnp npn Treiberstufe pnp npn Komplementärpaar pnp npn Leistungs¬ endstufe pnp npn GC101 SC207 GC116 105NU70 GC507 101NU71 GDI 7 5 KT 805 GC118 SC 112 GC121 101NU71 GC510 GC520 GD242 KU605 MP 42 KC509 MP 42 SC20G GD619 GD609 3NU73 BD109 P27A BC107 ACP28 SF216 MP 41 MP 37 P 4 B BDY.12 AC107 BC149 AC151 MP111 AC152 AC127 OC 26 P 430 AC151 BCY56 SC104 KC507 AC178 AC179 AD149 BC178 BC108 AD162 AD161 AD167 (GC301 SF126) 1 (GC116 105NU70) 1 (BC177 SF 123)i 1 kein Komplementärpaar Bei NF-Verstärkern ist man bestrebt, HiFi-Qualität zu erreichen. Moderne Schaltungen zeichnen sich durch einen sehr guten Frequenz¬ gang (20 Hz- -20 kHz) bei niedrigem Klirrfaktor (kleiner als 1%) aus. Schaltungen für solche Verstärker sind in der Amateurliteratur zahl¬ reich zu finden. Der in diesem Beitrag behandelte NF-Komplementär- verstärker ist keine spezielle Entwicklung. Viele Amateure entwickeln ihre Schaltungen selbst und bringen diese auf Leiterplatten. Im Handel ist dazu das kupferkaschierte Material in verschiedenen Größen er¬ hältlich. Nur selten findet man passende Größen, und man muß meistens größere Stücken nehmen, die dann zugeschnitten werden. Dabei fällt ein nicht geringer Abfall an, wobei es sich meistens um schmale Streifen handelt. Der Abfall läßt sich aber noch für kleine und kleinste Leiterplatten verwenden, wie z. B. für Bausteine nach dem Vorbild der Komplexen Amateur elektronik [10] oder das Baustein¬ system von H. Kühne [11]. Der NF-Komplementärvorstärker wurde auf solch einer »Abfall«- Leiterplatte aufgebaut. Er hat sich sehr gut bewährt in bezug auf 220 seinen universellen Einsatz und seine Wiedergabeeigenschaften. Als Transistoren eignen sich alle in der Tabelle angegebenen. Von der Wahl der Transistoren hängt die Ausgangsleistung des Komplementär¬ verstärkers (100 mW- -1 W) ab. Um mehrere Transistorbestückungen erproben zu können, wurden Transistorfassungen (Bild 4) eingelötet. Der NF-Verstärker ist 4stufig aufgebaut und mit 3 npn-Transistoren und 2 pnp-Transistoren bestückt. Der Minuspol liegt an Masse. Bei Umpolung der Spannungsquelle und der Elektrolytkondensatoren können auch 3 pnp-Transistoren und 2 npn-Transistoren eingesetzt werden. Auf der Leiterplatte (Bild 2) finden alle Bauteile Platz, die inner¬ halb der strichpunktierten Linie (Bild 1) eingezeichnet sind. Bild 3 zeigt die Bestückung der Leiterplatte. Als Lautstärkeregler wurde ein Potentiometer mit Schalter für gedruckte Schaltungen verwendet. Der Schalter dient bei Betätigung des Lautstärkereglers gleichzeitig als Einschalter für die Betriebsspannung. Die Leiterplatte läßt sich durch ihre geringen Abmessungen sehr einfach in Geräten befestigen. Man nutzt dazu die Befestigungsmutter des Potentiometers sowie eine zusätzliche Befestigung mit einer M3-Schraube aus. Der Komplemen¬ tärverstärker arbeitet mit einer Betriebsspannung von 6 - 12 V. Die Stromaufnahme richtet sich nach der Spannung und den verwendeten Transistoren. Der Komplementär Verstärker hat zwei Eingänge, El und E 2. An Eingang El können NF-Spannungsquellen angeschlossen werden, wo¬ bei mit dem Potentiometer die Lautstärke eingestellt wird. Am Ein- 221 Bild 3 Bestückung der Leiterplatte Bild 4 Büdausschnitt mit den eingelöteten Transistor¬ fassungen und ein¬ gesteckten Transistoren gang E2 kann man ein zweites NF-Sjgnal einspeisen bzw. einmischen, wenn man vor den Elektrolytkondensator noch ein Potentiometer schaltet. Die Anschaltung zeigt Bild 5. Darüber hinaus kann man an diesen Elektrolytkondensator ein Potentiometer zur Masse hin an- schließen (Bild 6), das zur Klangregelung dient. Der Eingang des Komplementärverstärkers ist niederohmig. Die erste Transistorstufe ist mit einem rauscharmen Si-Transistor bestückt. Die folgende Tran¬ sistorstufe ist über einen Kondensator angekoppelt. Eine starke Gegenkopplung vom Ausgang des Verstärkers auf diese Stufe ver¬ bessert die Wiedergabeeigenschaften des Verstärkers. Den Grad der Gegenkopplung stellt man mit dem Einstellregler 5 kQ ein. Die nach¬ folgende Treiberstufe sowie die Komplementärendstufe sind direkt¬ gekoppelt. In der Komplementärendstufe setzt man ein gutes Transistorpaar ein. Im Handel sind dazu Komplementärtransistoren von TESLA erhältlich. Auch können npn-Transistoren und pnp-Transistoren aus eigener Produktion eingesetzt werden. Die Werte eines guten Kom- I- Bild 5 Bild 6 Anschlußbelegung des Komplementär- Anschluß einer einlachen Verstärkers für 2 mischbare Eingänge Klangblende 223 Bild 7 Ansicht des bestückten Kampfemevtärver stärker s plementärpaares worden aber auf keinen Fall erreicht. Die Ursachen liegen in den unterschiedlichen Halbleitermaterialien (Germanium pnp und Silizium npn). Eine bessere Möglichkeit bietet die Kombination von pnp-Ge-Transistoren aus der eigenen Produktion mit npn-Ge- Transistoren von TESLA. Beispiele sind der Tabelle zu entnehmen. Der Lautsprecher wird über einen Koppelkondensator von 500-*1000 pF am Pluspol des Komplernentiirvcrstärkers angeschlossen. Je kleiner die Schwingspulen impodanz des Lautsprechers ist, um so höher ist die erzielbare Ausgangsleistung. Den Aufbau des Musterverstärkers zeigt Bild 7, er ist leicht nachzubauen. Literatur [11 Borkmann, D.: N F-Verstärker mit eisenloser Endstufe, FUNKAMATEUR, Heft 11 (1972), Seite 545/546 [2\ Ranft, J).: Halbleiter-NF-Verstärker hoher Güte in gedruckter Schaltung, FUNKAMATEUR-, Heft 10 (1906), Seite 472-474 13) Burkmann, /.: NF-Leistungsverstärker mit eisenloser Endstufe, FUNIv- AM ATEÜK, Heft 8 (1968), Seite 389/390 [4] Sehuchardt , li.: Stereoverstärker 2 x 10 W für hohe Ansprüche, FUNK¬ AMATEUR, Heft 9 (1970), Seite 441-443 [5] Ko 2 valeir.sk i, 11.-J Hochwertiger 25-W-Stcreoverstärker, FUNKAMA¬ TEUR, Heft 3 (1971), Seite 138-143 [61 Anders, li.: Ilei inst eroo Verstärker »Ziphona HSV 900«, FUNKAMATEUR, Heft 3 (1971). Seite 131/132 [7] Fischer, L.: Eisenlose NF-Verstärker mit komplementären Transistoren, FUNKAMATEUR, Heft 2 (1069), Seite 89/90 181 Kühne, II.: Ein direktgekoppeltcr NF-Verstärker mit komplementären Tran¬ sistoren, FUNKAMATEUR, Heft 1 (1967), Seite 24 f91 Domesle, II'.: Transistorsuperhet für MW und KW mit modernen Bauelemen¬ ten, FUNKAMATEUR, Heft 8 (1969), Seite 376-370 [101 Schlenziu, K.: System Komplexe Amatcurelektronik, Original Bauplan Nr. 13, Berlin 1969 [ll| Kühne, II.: Sinus- und Impulsgeneratoren, Amateurreihe electronica, Berlin 1972 Martin Richard Stereo-Verstärker für 2 x 40W Musikleistung Der beschriebene Verstärker kann eine Leistung von 60/80 W an Lastwiderstände von 4 Q abgeben. Der Endverstärker ist eisenlos und läßt sich auch gleichstrommäßig belasten. Auf allgemeine Dimensio¬ nierungsgrundlagen von Transistorstereoverstärkern wird nicht ein¬ gegangen. Weiter wird auf ein »Kochrezept« bewußt verzichtet. Der Entwurf von Leiterplatten bleibt dem Nachbauer überlassen. Ledig¬ lich auf die Leiterplatte des Endverstärkers wurde näher eingegangen. Sie ist je nach Möglichkeit des Nachbauers für Ge-pnp- oder Si-npn- Transistoren entwickelt. Der Betrieb des Verstärkers mit symmetri¬ schen Spannungsquellen gegen Masse ermöglicht es, den Lastwider¬ stand ohne Koppelkondensatoren anzuschließen. Das hat den Vorteil, daß die untere Grenzfrequenz nicht durch den Koppelkondensator bestimmt wird. Zum anderen können an denVerstärker unter Voraussetzung der elektronischen Sicherung verschiedene Lastwiderstände angeschlossen werden, z.B. Lampen u.a.m. Das bedingt stabile Arbeitspunkte und ein sehr genaues Einstellen der Mittenspannung. Der linear übertragene Frequenzbereich liegt bei 20 Hz bis 20 kHz. Dabei ist die untere Grenze des Frequenzbereiches wesentlich niedriger, das ist aber für elektroakustische Übertragung uninteressant. Die obere Grenze des Frequenzbereichs hängt im wesentlichen von der Wahl der End¬ transistoren ab. Vorverstärker Der Vorverstärker wurde nach [1] auf gebaut. Der Frequenzgang wird für Phonowiedergabe durch Drücken der Taste S 2 entzerrt. Bei Mikro¬ fonbetrieb wird nach in Bild 1 eingezeichneter Schalterstellung der Frequenzgang linearisiert. lö Schubert, Eljabu 75 225 Bild 1 Stromlauf plan des Stereoverstärkers (ein Kanal) Präsenzrege Istufe In der Doppelstufe T9 und T3 wird durch spezielle Auslegung des Gegenkopplungszweiges eine aktive Präsenzregelung erreicht. Diese Stufe ist durch eine Frequenzanhebung bis zu 6 dB bei 5 kHz und eine Absenkung bis zu 3 dB gekennzeichnet. Durch Schalter S 3 werden die mittleren Frequenzen zusätzlich abgesenkt um 3 dB. K langregelstufe Es wurde ein niederohmiges Netzwerk angestrebt. Das hat den Vorteil des geringeren Aufwandes und des besseren Fremdspannungsabstan¬ des. Die Klangregelung erfolgt zur Vermeidung von Pegelverlusten in der Gegenkopplung. Sie beeinflußt nicht die mittleren Frequenzen. Der Klangregelstufe schließt sich ein weiteres Netzwerk an. Durch diese Kombination von Netzwerken wird eine maximale Tiefenanhe¬ bung um 26 dB und eine maximale Höhenanhebung um 15 dB er¬ reicht. Die Anforderungen an Tandempotentiometer sind in der Klangregelstufe besonders groß. Die Gleichlauftoleranz liegt bei = 8 dB. Endstufe Die Endstufe ist nach [3] auf gebaut. Der Endverstärker besteht aus dem Differenzverstärker T10, Tll, der Treiberstufe TI2, der Phasen¬ umkehrstufe TI4, T15 und der Leistungsendsti,ife. T13 stabilisiert den Ruhestrom der Endtransistoren gegen Temperatur- und Betriebs¬ spannungsänderungen. Die Transistoren der Phasenumkehr- und Leistungsendstufe müssen den Paarungsbedingungen entsprechen. Die Endstufe wird folgendermaßen abgeglichen: .R64 wird auf den größten Widerstand eingestellt. Mit R59 und R60 wird die Mitten¬ spannung auf Null abgeglichen. Dabei darf über den Lastwiderstand kein Gleichstrom fließen. (Anmerkung: Zum Abgleich wird an Stelle des Lastwiderstandes ein Gleichspannungsvoltmeter mit Meßbereich 1-■■1,5 V angeschlossen. Dabei den Lautstärkeregler auf Null stellen.) Läßt sich die Mittenspannung nicht genügend variieren, so muß .R61 verändert werden. Mit 7?62 wird die Spannungsverstärkung der End¬ stufe, mit R 64 der Ruhestrom von 50 mA eingestellt. Praktische Ausführung Die Anordnung der Leiterbahnen des Endverstärkers ist im Maßstab 1 : 1 in Bild 2 angegeben. Die Bestückung geht aus Bild 3 hervor. Die Leistungstransistoren und T13 sind auf reichlich zu bemessende Kühl- 15* 227 körper aufzubauen. Alle Anschlüsse für die Leiterplatte sind einseitig angeordnet, so daß ohne Schwierigkeiten Steckkartentechnik an- gewendet werden kann. Die Transistoren TI4, T15 werden mit Kühl¬ körpern auf die Leiterplatte montiert. Bei direkter gemeinsamer Kühlung ist darauf zu achten, daß beim M21E die Basis und beim SF 123 der Kollektor am Gehäuse liegt. Die Innenansicht des Stereo¬ verstärkers ist in Bild 5 dargestellt (Abmessungen des Gehäuses 465 mm X 270 mm X 75 mm). Netzteil Die Schaltung des Netzteils ist in Bild 4 dargestellt. Für die Strom¬ versorgung eisenloser NF-Verstärker können nichtstabilisierte Netz- 229 Bild 4 Stromlauf plan des Netzteils geräte verwendet werden. Durch T13 wird der Ruhestrom stabilisiert. Dadurch werden geringe Klirrfaktorwerte des Verstärkers erreicht. Häufig werden Endtransistoren durch Strombegrenzungsschaltun¬ gen gegen Spitzenströme gesichert. Derartige Kurzschlußsicherungen erfordern geringen Aufwand. Weiterhin beeinflussen sie nicht den Bild 5 Innenansicht des Stereo¬ verstärkers. Die Leiter¬ platten für die Vorstufen sind übereinander an¬ geordnet Innenwiderstand des Netzteils. Der Nachteil besteht darin, daß die Sicherung nicht im Kollektorstromkreis der Endtransistoren liegt. Sie begrenzt nur die Ansteuerung der Komplementärtransistoren bei großen Kollektorströmen der Endtransistoren. Die gewählte elek¬ tronische Zweipolsicherung ist in [5] ausführlich beschrieben. Sie sichert das Netzteil vor Kurzschlüssen, weist Kippverhalten auf und wird bei Temperaturerhöhung der Umgebung empfindlicher. Um den Innenwiderstand der Sicherung möglichst klein zu halten, müssen die Transistoren T2, T3 eine möglichst große Stromverstär¬ kung haben (B = 80). Die Siebung der gleichgerichteten Wechsel¬ spannung wurde so gewählt, daß ein ausreichender Fremdspannungs¬ abstand des Endverstärkers gewährleistet ist. Die Betriebsspannung für die Vorverstärker wurde elektronisch geglättet. Wie aus Bild 4 hervorgeht, wird die Primärwicklung des Netztransformators über ein Relais durch Drücken der Taste aS 4 geschaltet. Das hat den Vorteil, daß keine Netzspannung, sondern Gleichspannung auf den Tastensatz gebracht wird. Anwendung Der beschriebene Stereoverstärker ist an den Remn Tuner 830 an¬ gepaßt. Mit Kompaktboxen und HiF^-Stereoverstärkern gelingt heute eine Wiedergabequalität, die weitgehend dem Original entspricht. Durch Selbstbau können Lautsprecherboxen dem persönlichen Ge¬ schmack und den WohnraumVerhältnissen angepaßt werden. Die in Bild 6 dargestellten 50-1-Kompaktboxen sind mit 12,5 VA Breitbandlautsprecher L3060 PB ausgestattet. Die Kompaktboxen Bild 6 Ansicht der Oesamtanlage mit Rema-Tuner 830 231 sind stark bedampft und lassen sich im allgemeinen stärker belasten. Dennoch sind sie nur eine Übergangslösung für den Abschluß des be¬ schriebenen Verstärkers. Literatur [1] Gutschmidt, F.: Hi-Fi-Stereovcrstärker »ES 707«, FUNKTECHNIK 26, Heft 4 (1971), Seite 125ff. [2] Ratzki, W Vor- und Steuerverstärker für den Selbstbau, FUNKTECHNIK 26, Heft 3 (1971), Seite 101 ff. [3] Prost, P.: Steuergerät »3120 hifi«, FUNKTECHNIK 26, Heft 17 (1971), Seite 655 und 658 [4] Ratzki, W. und Keck,J.: Leistungsverstärker 2 x 60 W für den Selbstbau, FUNKTECHNIK 26, Heft 5 (1971), Seite 180 [5] ...: Schutzsehaltung für Halbleiterbauelemente, FUNKTECHNIK 22, Heft 4 (1967), Seite 121 232 Siegmar Rasche Elektronischer Kurzzeitwecker Einleitung Der Beitrag von H. Weber in [1] gab mir die Anregung, eine andere Variante eines Zeitschalters zu bauen und zu beschreiben. Der von mir realisierte elektronische Zeitschalter in Form eines Elektronischen Kurz- zeitweckers hat eine Zeiteinstellung von 0,1 s bis 00 min. Er läßt sich sehr vielseitig verwenden. Oft ist es notwendig, Schaltvorgänge gegen¬ über dem Startsignal zeitlich zu verzögern oder anlaufen zu lassen. Mit einem elektronischen Zeitschalter können dieSe Aufgaben sehr schnell gelöst werden. Funktion Der beschriebene Kurzzeitwecker besteht aus zwei gleichen Grund¬ schaltungen. In beiden Schaltungen wird ein geladener Kondensator durch Polaritätswechsel über Vorwiderstände allmählich entladen. Während dieser Zeit wird über eine anschließende Verstärkerschaltung ein Relais betätigt. Bild 1 zeigt die komplette Schaltung. Das zeitbestimmende Glied ist von der Kondensatorkapazität ( 71...(74 U nd von der Größe der Vorwiderstände 7\1, Jt\ 9 722, 7?3 ab¬ hängig. Mittels *S'2 sind 4 Zeitbereiche wählbar. P 1 regelt innerhalb des Bereiches die Zeitfeineinstellung. Deshalb versieht man PI mit einer entsprechenden Zeitskale. Im Ruhezustand sind über die Vorwiderstän- deDl undTl durchgesteuert, T2 ist deshalb gesperrt und demzufolge das Relais A abgefallen. Um bei eingestellten kurzen Zeiten ein ungewoll¬ tes zu langes Drücken der Starttasto *S'4 zu vermeiden, erfolgt die Aus¬ lösung durch (75, welcher momentan über das Relais A entladen wird und somit dieses Relais anzieht. Der jeweils mit *S2 eingestellte zeit¬ bestimmende Elko ist auf die Betriebsspannung aufgeladen. Beim Anziehen von Relais A polt al den Elko um und legt ihn mit dem Plus¬ pol an Dl, welche dadurch gesperrt wird. TI sperrt ebenfalls, T2 233 öffnet, Relais A bleibt daher auch nach der Entladung von C 5 und öffnen von S 4 gezogen. Der jeweilige, mit S 2 angeschaltete Elko wird nun über die Vor widerstände allmählich umgeladen. Ist der Umlade¬ vorgang beendet, d.h., die Spannungen am Elko und an Dl sind von positiven zu negativen Werten übergegangen, öffnet Dl, und TI wird wieder angesteuert, T2 sperrt, demzufolge fällt Relais A ab. Über «I wird wieder der mit S2 eingestellte Elko nachgeladen. Der vorher über «II auf Betriebsspannung geladene Elko (77 läßt beim Abfallen von Relais A das Relais B anziehen. Dieses polt über 61 den Elko (76 um und legt ihn mit Plus an D3. Der gleiche Vorgang wiederholt sich nun wie bei der Schaltung mit Relais A. Gleichzeitig wird über 611 ein Tongenerator mit Verstärker eingeschaltet. Die Ton- länge wird nun von dem zeitbestimmenden Glied (76, R6 und RI be¬ stimmt. Sie kann mit R6 in ihrer Zeit verändert werden. Mit dem Schaltkontakt «III kann über Bul-BuS ein drittes Re¬ lais (Relais C) geschaltet werden, welches Starkstromkontakte besitzt. Dadurch können über Bu 1 nach einer bestimmten Zeit elektrische Geräte ein- oder ausgeschaltet werden. Mit dem Schaltkontakt «IV können über Bu 4:---Bu 6 Niedervoltgeräte ebenfalls nach einer be¬ stimmten Zeit ein- oder ausgeschaltet werden. Die Relais sollten mit einer Schutzdiode (D2, D4) gegen Abschalt¬ induktionsspannungen versehen werden. Die Diode D1 verhindert eine zusätzliche Entladung des mit S 2 angeschalteten Kondensators über den Transistorreststrom von TI. Außerdem begrenzen Dl und D3 eine durch die Betriebsspannung bedingte unzulässig hohe Emitter- Basis-Sperrspannung an TI und T3. Die Speisung des Gerätes erfolgt nach Gleichrichtung aus einem Netztransformator mit zwei Sekundärwicklungen von etwa 12 V und 15 V. Die Spannung zur Ladung der Speichereikos ist mit einer Z- Diode stabilisiert. Diese Stabilisierung ist notwendig, da bei Span¬ nungsschwankungen im Netz sich auch die Sekundärspannungen ver¬ ändern. Dadurch werden die zeitbestimmenden Eikos (7L- (74 unter¬ schiedlich auf geladen, und eine Eichung von PI würde sinnlos werden. Das Gerät kann natürlich auch bei anderen Anwendungen mit Batterien betrieben werden. Aufbau Kurzzeitwecker Als Gehäuse wurde ein Transportkasten aus Preßstoff mit. den Ab¬ messungen 178 mm x 132 mm x 55 mm verwendet, der mit einer Frontplatte aus Sprelacart abgedeckt ist. Unter der Frontplatte be- 235 Start Kurzzeitwecker Bild 3 Draufsicht vom Innenaufbau des Kurzzeitiveckers 236 findet sich eine zweite Platte aus 3 mm starkem PVC als Chassis für alle Bauteile. Bild 2 zeigt die Frontansicht des Gerätes. Tn der oberen Seitenfläche sind die Buchsen Bu \-BuG angebracht. Auf der Frontplatte sind übersichtlich die Bedienungselemente angeordnet. Links oben ist die Lautsprecheröffnung. Oben in der Mitte befindet sich der Stufen¬ schalter S 2 und darunter PI mit Zeitskale, links unten *93 und rechts unten die Starttaste *94. Über der Starttaste befindet sich ein Einstell¬ knopf für RQ und darunter eine rote Kontrollampe (Spielzeug¬ beleuchtung). Bild 3 zeigt den Innenaufbau des Gerätes. Rechts befinden sich zwei Leiterplatten, die übereinander mit Abstandsrollen am PVC- Chassis befestigt sind. An der oberen Leiterplatte (oben Mitte) sind Relais A und Relais B befestigt (Kleinrelais mit 4 bzw. 2 Umschalt¬ kontakten). In der Mitte sind PI mit *91 und links daneben der Stufen¬ schalter *92 zu erkennen. Links unten befindet sich der Netztrafo und links oben die Leiterplatte mit den Gleichrichterdioden D5-D12. Am oberen Rand dieser Leiterplatte ist die Z-Diode Dl3 zu erkennen. Unter der Gleichrichterplatte sind der Lautsprecher und die Eikos 08 und (79 befestigt. Bild 4 zeigt die zwei übereinanderliegenden Leiterplatten. Die obere ist mit den Vorwiderständen und den Verstärkerelementen der beiden Grundschaltungen sowie mit dem Tongenerator und dem Tonverstär¬ ker bestückt. Der Tongenerator mit Verstärker war vor dem Bau des Gerätes anderweitig eingesetzt und ist deshalb auf einer eigenen Leiterplatte aufgebaut worden. Diese Baugruppe wurde deshalb nur an der oberen Leiterplatte des Gerätes angeschraubt und dem¬ entsprechend verdrahtet. Die darunterliegende Leiterplatte ist mit den zeitbestimmenden Eikos (71 •• •(74 bestückt. (74 besteht aus 7 Eikos 500 gF in Parallelschaltung. Bild 4 Seitenansicht vom Tune nanfbau des Kurzzeitweckers 237 Bild 5 Frontansicht des Zusatzgerätes im Gehäuse Zusatzgerät Aus Platzmangel im Gehäuse des Kurzzeitweckers wurde das Relais C ebenfalls in einen Transportkasten aus Preßstoff mit den Abmessungen 132 mm x 86 mm x 55 mm eingebaut. Der Aufbau ähnelt dem des Kurzzeitweckers, d.h., die Frontplatte ist aus Sprela- cart und darunter eine zweite Platte aus 3 mm starkem PVC als Chassis. Bild 5 zeigt die Frontansicht mit Gehäuse. In die vordere Seiten- 238 Bild 6 Innenausbau des Zusatzgerätes Bild 7 Kurzzeitwecker mit angeschlossenem Zusatzgerät fläche sind zwei Steckstifte eingeschraubt. Dadurch ist es möglich, das Gerät direkt in die Buchsen Bu l/Bu 2 oder Bu 2 /Bu 3 des Kurz¬ zeitweckers zu stecken. Das Netzkabel wurde durch die rechte Seiten¬ fläche herausgeführt. Bild 6 zeigt den Innenaufbau. In der Mitte ist deutlich das Relais C zu erkennen. Daneben wurde je ein Innenteil einer Aufputzsteckdose angeschraubt, die die Buchsen Bu I und Bull ergeben. Bild 7 zeigt den Kurzzeitwecker mit angeschlossenem Zusatzgerät. Der Netzstecker vom Kurzzeitwecker wurde in die Buchse Bu II des Zusatzgerätes gesteckt. Allgemeines zum Aufbau Für die zeitbestimmenden Eikos sollten keine überlagerten Eikos aus der Bastlerkiste verwendet werden, da sie meistens nicht mehr ihre volle Kapazität besitzen. Das erklärt sich daraus, daß die Polari¬ sation der Beläge nachläßt. Es sollten deshalb nur fabrikneue Eikos verwendet werden, um später eine Zeiteinstellung mit guter Genauig¬ keit reproduzieren zu können. Die reproduzierbare Zeiteinstellung wird mit Hilfe einer entsprechenden Zeitskale an PI erreicht. An den Bedienungsknopf von PI ist dazu eine Plexiglasscheibe angeschraubt oder geklebt. In die zur Frontplatte liegende Seite wird eine durch den Mittelpunkt der Scheibe gehende Linie eingeritzt und mit Tusche nach¬ gezogen. Auf die Frontplatte wird entsprechend der Kreisfläche der Plexiglasscheibe die Zeitskale mit Tusche aufgetragen (vorher Ent¬ fetten der Frontplatte). Wegen der Elkotoleranzen müssen alle 4 Be- 239 reiche getrennt aufgenommen werden. Die Eichung wird mit einer Stoppuhr oder — bei entsprechender Laufzeit - auch mit einer nor¬ malen Uhr mit Sekundenzeiger vorgenommen. In Bild 1 wurde auf die Schaltung des Tongenerators und des Ton¬ verstärkers verzichtet, da solche Schaltungen schon oft beschrieben wurden. Es können auch andere tonerzeugende Geräte, z. B. Klingel, Summer, Spielzeugautohupe eingebaut werden. Es sei noch er¬ wähnt, daß mit einer Schaltzeit von höchstens 60 min dem Kurz¬ zeitwecker in dieser Beziehung keine Grenzen gesetzt sind. Sofern es Unkosten und Platz im Gerät zulassen, kann durch Erhöhung der Kapazität von (74 oder einer weiteren Schaltstufe, die Schaltzeit weiter verlängert werden. Anwendung Wie eingangs erwähnt, kann der elektronische Kurzzeitwecker sehr vielseitig verwendet werden. Allein im Haushalt kann er oft einge¬ setzt werden, z. B. in der Küche: Es sollen Eier eine bestimmte Zeit kochen und trotzdem nebenbei andere Arbeiten verrichtet werden. Um an das Eierkochen erinnert zu werden, genügt ein 5 s langer Ton aus dem Kurzzeitwecker. Auch beim Kuchenbacken, Suppekochen, Einwecken usw. kann der Kurzzeitwecker eine gute Hilfe sein. Mit dem Zusatzgerät, das an die Buchsen Bu 1 und Bu 2 angeschlos¬ sen wird, schaltet der Kurzzeitwecker Bügeleisen, Heizkissen, Heiz¬ decken, Lötkolben, elektrische Backform, Waschmaschine, Bestrah¬ lungsgeräte oder Belichtungsautomaten nach einer bestimmten Zeit ab. Wird das Zusatzgerät an Bu 2 und Bu 3 angeschlossen, so ist es möglich, elektrische Geräte, z.B. Radio, Fernsehgerät, Motoren, nach einer bestimmten Zeit einzuschalten. Weiterhin können an die Buchsen Niedervoltgeräte (Kofferradio, Klingel, Summer, andere elektronische Geräte) zur automatischen Ein/Aus-Schaltung angeschlossen werden. Literatur [1] Weber. H.: Elektronischer Zeitschalter mit großem Einstellbereich, FUNK¬ AMATEUR 18, Heft 2 (1969), Seite 72-74 240 Vaclav Pochtiol, Ladislav LapiS Synchrodetektor für den FM-Superhet Schaltungsbeschreibung Das Ausgangssignal der letzten FM-ZF-Verstärkerstufe wird durch die antiparallel geschalteten Si-Dioden Dl und D2 symmetrisch be¬ grenzt und liegt an LI an (Bild 1). Ein Teil dieser Eingangsspannung wird über (71 abgegriffen und gleichgerichtet. Dadurch ist der Be¬ grenzungseinsatz am Meßpunkt MB nachweisbar. Zusammen mit der Serienschaltung C 2 bis (74 bildet LI einen Re¬ sonanzkreis für 10,7 MHz. Durch den kapazitiven Spannungsteiler (73/(74 gelangt die Synchronisationsspannung zum Emitter des Os¬ zillatortransistors TI, der in Basisschaltung arbeitet. In der Kollektor¬ leitung von TI liegt der ResonanzkreisZ/2, (74und(7ö, der auf 2,14MHz abgeglichen ist. Am Kollektor liegen (74 und (75, die einen Spannungs¬ teiler bilden. ,Über (73 erfolgt die Rückkopplung zum Emitter. Aus dem Kollektorkreis wird die Oszillatorspannung mit (77 abgegriffen und von T2 und T3 verstärkt. Am Emitter von T3 liegt eine Diskrimi¬ natorschaltung, die für 2,14 MHz dimensioniert ist. Die Bauelemente R 17 sowie (721 und (722 dienen zur AFC-Gewinnung. Das NF-Signal wird durch T4 verstärkt und gelangt danach an den Ausgang des Synchrodetektors. Spulendaten Die Spulen wurden auf Körper von TV-ZF-Bandfiltern gewickelt. Die entsprechenden Abmessungen sind Bild 2 zu entnehmen. Die Wickel- köfper wurden mit 35-MHz-Abgleichkernen versehen. Wickeldaten: LI — 10 Wdg., 0,4-mm-CuL. einlagig gewickelt; L2 — 50 Wdg., 0,12-mm-CuL; Z/3 — 2 x 28 Wdg., CuL, 0,12-mm-CuL, einlagig bifilar gewickelt; Z/4 — 2 x 28 Wdg., CuL, 0,12-mm-CuL, einlagig bifilar gewickelt. 16 Schubert, Eljabu 75 241 SA 201 Abgleicll Zuerst wird der Oszillator durch Kurzschließen von 712 außer Betrieb gesetzt. An die Basis von T2 wird ein 2,14-MHz-Signal (unmoduliert) angelegt. Mit L'i gleicht man auf maximale Spannung an C16 ab. 242 Danach erfolgt ein Abgleich von TA auf Spannungsminimum am Meßpunkt B2 nach Masse. Dieser Abgleich ist mehrfach zu wieder¬ holen. Die Symmetrie des Diskriminators wird mit L13 eingestellt. Nach Abklemmen des Prüfsignals und Beseitigung des Kurz¬ schlusses über L2 wird mit L'2 auf Nulldurchgang zwischen B 2 und Masse abgeglichen. Auf diese Weise kann man sich von der Funktion des Oszillators überzeugen. Bei Nichtschwingen muß (74 verringert werden. An den Eingang E des Synchrodetektors wird ein unmoduliertes 10,7-MHz-Prüfsignal gegeben und mit LI maximale Spannung am Meßpunkt MB eingestellt. Die Signalspannung muß so groß gewählt werden, daß die Dioden begrenzen, was an MB nachweisbar ist. Durch Verstimmen des 10,7-MHz-Signals nach beiden Seiten kann man den Synchronisationsbereich feststellen, der 300 - -350 kHz be¬ tragen sollte. Außerhalb dieses Bereichs setzt die Oszillatorschwingung aus, und es liegt kein NF-Signal am Ausgang an. Bei Verkleinerung von (73 wird der Synchronisationsbereich größer und umgekehrt. Durch R5 lassen sich die lineare Synchronisation und der Arbeits¬ punkt des Oszillators einstellen. Für die einwandfreie Funktion des Synchrodetektors ist die volle Begrenzung des Eingangssignals not-wendig. Der Signal-Rauschab¬ stand vergrößert sich um etwa 20 dB gegenüber herkömmlichen Ratiodetektoren. Ebenfalls wird die Selektivität des Empfängers wesentlich besser. Verwendete Bauelemente Die Drosseln Drl bis Dr3 sind Ferrit-Abgleichkerne mit 2 mm Durch¬ messer und etwa 20 Wdg. 0,2-mm-CuL. Es sind jedoch auch UKW- Störschutzdrosseln verwendbar. Für die Kondensatoren empfehlen sich keramische Ausführungen. Die Einstellregler R 12 und LI3 sind nach dem Abgleich durch entsprechende Festwiderstände zu er¬ setzen. Für die Transistoren TI bis T3 ist der Einsatz von GF 128 möglich, und für T4 läßt sich der SC 207 verwenden. Im Begrenzer können Si-Dioden Y 42 und für D3 eine Ge-Diode GA 100 benutzt werden. Die Originaldioden 2 GA 206 lassen sich durch den Typ 2 GA 113 ersetzen. Aus Amaterske Radio (ÖSSR) Heft 8/1972 Literatur fl \ Pochtiöl, V., Lapis, L.: Synchrodetektor, Amaterske Radio, Heft 8 (1972), Seite 306-308 [2] Ramm , Ti 7 .: Ein transistorisierter Synchrodetektor, Radio-Fernsehen-Elek- tronik 20, Heft 17 (1971), Seite 580 16* 243 Bild 2 Maßskizzen für Spulen- Ab schirmbecher und für Spulenkörper 244 Bild 3 Leitungsmuster der Platine für den beschriebenen Synchrodetektor o 245 Dipl.-Ing. Klaus Kühner Thyristorsteller für große Leistung Durch die Weiterentwicklung der Halbleitertechnik ist in den letzten Jahren auch der Thyristor für den Elektronikamateur greifbar ge¬ worden. ([1] [2]) Die wesentlichen Anwendungsgebiete des Thyristors liegen zur Zeit noch in der Leistungs- und der Konsumgüterelek¬ tronik. Für den Elektronikamateur bieten sich folgende Anwendungs¬ gebiete an: — Temperatursteuerung (Kochplatten, Tauchsieder, Wärmedecken, Lötkolben); — Helligkeitssteuerung (Glühlampen); — Drehzahlsteuerung (Bohrmaschinen, Küchengeräte). Die Steuerung der 3 genannten Größen basiert auf einer Phasen¬ anschnittsteuerung des Thyristors. Dabei wird der Effektivwert der Spannung verändert und damit die Temperatur, Helligkeit bzw. Dreh¬ zahl gesteuert. Für den Elektronikamateur ist deshalb der Bau eines universellen Thyristorstellers sinnvoll, zumal er damit z. B. den Löt¬ kolben in einer »Sparschaltung<( betreiben oder die Drehzahl der Bohr¬ maschine den jeweiligen Verhältnissen anpassen kann (größere Löcher bohren; Spulen wickeln!). Nachfolgend soll der Bau des in Bild 1 dargestellton Thyristorstellers beschrieben werden. Bild 1 Ansicht des beschriebenen Thyristorstellers für universelle Anwendung 246 Entstör ein heit Steuereinheit Schaltung Bild 2 zeigt die Gesamt Schaltung des Geräts. Für die Steuereinheit (Bild .*>) wurde eine Schaltung analog [3] gewählt. Während bei der negativen Halbwelle der Netzwechselspannung die Diode Dl sperrt, fließt in der positiven Halbwelle über 7?1/D2 ein Strom. Die Spannung an der Diode D2 wird im Maximalwert auf -f 20 V begrenzt. Gleichzeitig liegt am Spannungsteiler R2/B'S eine 247 Steuereinheit Spannung von etwa + 16 V,. die auch an der Basis von TI bzw. am Kollektor von T2 auftritt. In der Anfangsphase ist die Spannung am Kondensator CI U = 0 V, sie steigt entsprechend einer e-Funktion an. Die Zeitkonstante wird wesentlich durch die .RC-Kombination t = (.R4 + R5) • CI bestimmt. An der Basis von TI liegt eine positive Vorspannung. Damit ist der Transistor TI gesperrt, wobei die Diode D3 die Basis-Emitter-Strecke vor unzulässig hoher Spannungs¬ belastung schützt. Der Widerstand RI leitet den Reststrom von TI ab. Dadurch kann der Transistor T2 nicht durchschalten, und der Thyristor Thl bleibt gesperrt. Übersteigt durch die Aufladung von C 1 die Summe der Spannungen an CI, Dl und C/ BE von TI den Wert der Basis Vorspannung von TI, so beginnt dieser Transistor zu leiten. Damit wird der Transistor T2 ebenfalls aufgesteuert. Das Absinken der Kollektorspannung von T2 steuert den Transistor TI weiter auf, und die Anordnung kippt in den 2. Zustand um. Durch den Emitterstrom von T2 wird dabei der Thy¬ ristor Th 1 gezündet. Dieser Vorgang wiederholt sich in jeder positiven Halb welle, wobei der Thyristor bei Unterschreitung des Haltestroms von selbst löscht. Durch das Potentiometer R5 wird die Zeitkonstante t und in Ver¬ bindung damit der Stromflußwinkel 0 festgelegt (Bild 4). Bei ohm¬ scher Last ergibt sich der größte Zündwinkel zu dem Zeitpunkt, an dem der Haltestrom des Thyristors durch den Laststrom überschritten wird. Damit ist dieser Wert abhängig von der angeschlossenen Last und vom Haltestrom des Thyristors. Voraussetzung dafür ist, daß das Zündgerät diesen Winkel einzustellen gestattet. 248 Bild 4 Darstellung des Strom flußwinkeis bei ohmscher Last A r\ Haltestrom Th oc 8 \ /Zjt —/ f— Der kleinste Zündwinkel ergibt sich aus der Summe der Zeiten: • bis die Spannung an D2 den Wert von + 20 V erreicht hat, und • die in dieser Zeit vorgenommene Aufladung von CI plus der dann fortschreitenden Aufladung von CI entsprechend r, bis der Tran¬ sistor TI öffnet. Mit dem verwendeten Thyristor WKU 10-10 W ist bei einer Last von 2000 W bei U = 220 V mit dem Muster eine Einstellung von U min = 2 V; a max = 17 5° el U m&x = 153 V; a mln = 29° el möglich. Der maximale Stromflußwinkel ist 0 = 146° el. Dieser weite Stellbereich dürfte für den Elektronikamateur durchaus ausreichend sein. Durch den Einsatz eines 10-A-Thyristors ist es möglich, kurzzeitige Lastspitzen zu übertragen. Damit lassen sich z.B. handelsübliche Kochplatten steuern. Für den Amateur besteht die Möglichkeit, einen 3-A-Typ (ST 103/4, KT 714, KU 201 L) für Bohrmaschinen bzw. einen 1-A-Typ (KT 505) für Lötkolben und Beleuchtung einzu¬ setzen. Um die Regelfähigkeit von C7 a = 0---220V zu erhalten, ist eine Diode D4 antiparallel zum Thyristor geschaltet. Damit ergeben sich 2 Stellbereiche: I £7 a = 0 • • • 156 V (Th 1) II U a = 156 ••• 220V (TÄ1 + D4) Die Diode D4 wird über einen Relaiskontakt von Rel B zugeschaltet. Das Relais wird durch einen Selbsthaltekontakt gehalten. Das Gerät wird durch das Relais A eingeschaltet. Dieses Relais wird über Tasten in Verbindung mit einem Selbsthaltekontakt ge¬ steuert. Damit wurde der Einsatz von 10-A-Schaltern umgangen, und es ergibt sich auch ein größerer Bedienungskomfort. Gleichzeitig wird ein selbsttätiges Einschalten bei Netzausfall vermieden. Mittels der Kontakte 3 und 4 des Relais A wird die Spannung über die Entstör- 249 Entstöreinheit Bild 5 Schaltung der Entstöreinheit einheit (Bild 5) an die Steuereinheit angelegt. In dieser Betriebsart läßt sich der Effektivwert der Ausgangsspannung mit dem Potentio¬ meter R5 im Bereich I einstellen. Gleichzeitig leuchtet die Lampe Lai als Kontrolle der Betriebsbereitschaft auf. Die Lampe La2 zeigt die eingestellte Ausgangsspannung an. Über die Vorwiderstände R9 bis R 11 liegt die Lampe Lu 2 parallel zur Ausgangsspannung. Die Vor¬ widerstände sind für einen Lampenstrom von I == 50 m A bemessen. Bei der Zuschaltung der negativen Halbwelle durch das Relais B leuchtet die Lampe La3 auf. Jetzt läßt sich die Ausgangsspannung im Bereich II einstellen. Auf der Platte Entstör einheit befindet sich zu¬ sätzlich die TSE-Beschaltung des Thyristors. Mechanischer Aufbau Der mechanische Aufbau ist aus Bild 1 und Bild 6 zu erkennen. Das Gerät wurde in flacher Einschubbauweise aufgebaut. Durch Lösen einer Bodenschraube kann der Einschub nach vorn herausgezogen werden. Das Gehäuse wurde aus Sperrholz gefertigt und mit Furnier¬ papier beklebt, 2 Griffe erleichtern den Transport. Die Bauelemente sind alle auf einer Bodenplatte auf geschraubt. An der Frontplatte sind links die 4 Mikrotaster vom Typ D1Q (Auerbach) zur, Relaissteuerung und darüber die 3 Kontrollampen montiert. Rechts befindet sich das Einstellpotentiometer R 5 und daneben eine eingesetzte Schutzkontaktsteckdose. Die Funktionseinheiten Steuer¬ einheit und Entstör einheit wurden auf Hartpapierplatten montiert. Daneben befinden sich, montiert auf einen Kühlkörper, der Thyristor und die Diode D4. Am Rand der Bodenplatte liegen die Relais A und B (RH 98 ). Ein gerade vorhandener Netztrafo versorgt die Lam¬ pen Lai und La3. An ihrer Stelle ist auch der Einsatz von Glimm¬ lampen möglich. 2ö0 Bild 6 Innenansicht des beschriebenen Thyristor stellen An der Rückseite befinden sich eine Kaltgerätesteckdose und die 2 Sicherungen. Für die Sicherung Sil wurde, bedingt durch den Ein¬ satz von Feinsicherungshaltern, die größte zur Verfügung stehende Feinsicherung von 6,3 A eingesetzt. Die Verbindungsleitungen sind zu einem Kabelbaum zusammengefaßt. Dabei ist auf den Einsatz des entsprechenden Drahtquerschnitts zu achten. In diesem Zusammenhang muß auch auf die Sicherheit des Geräts und der Bedienperson (Arbeiten mit der Bohrmaschine) hingewiesen werden. Der Thyristorsteller entspricht der Schutzklasse I. Für diesen Bereich müssen alle inneren und von außen berührbaren Metallteile zuverlässig mit dem Schutzleiter verbunden sein. Dabei ist auch auf den entsprechenden Leiterquerschnitt zu achten. Das trifft besonders auf die Potentiometerachse zu. Inbetriebnahme Nach der Fertigstellung des Geräts überzeugt man sich von der ord¬ nungsgemäßen Verdrahtung und der entsprechenden Absicherung. Am besten erhöht man mit einem Stelltrafo langsam die Spannung und kontrolliert die Stromaufnahme. Ist alles in Ordnung, so kann man mit einer Glühlampe als Last die Funktionskontrolle durchführen. Literatur [1] Anonym: Thyristorsteuerung für die Drehzahlregelung kleiner Universal¬ motoren und für beleuchtungszwecke; Funktechnik, lieft 8 (1969), Seite 294 [2] Keuler , TP.: Klcinthyristoren und Triacs in der Haushalts- und Industrie¬ anwendung; ETZ-1I 21, Heft, 19 (1969), Seite 447-451 [3] Regel, IF.: Schaltungsvarianten für die Ansteuerung von Thyristoren zur Drehzahleinstellung und Regelung, radio-fernsehen-elcktronik 21, Heft 5 (1972), Seite 169-171 251 Elektronisch gesteuerte Aufladung Harro Kühne von Akkumulatoren In Kraftfahrzeugen und vielen elektronischen Geräten werden Akku¬ mulatoren als Stromquellen benutzt. In der Kraftfahrzeugtechnik kommen vor allem Blei-Akkumulatoren zum Einsatz, während in elektronischen Geräten zur Zeit überwiegend Nickel-Cadmium-Akku¬ mulatoren verwendet werden. Da es sich bei beiden Stromquellen um chemische Energiespeicher handelt, müssen diese nach einer Ent¬ ladung wieder aufgeladen werden. Der dazu notwendige Ladestrom kann nicht beliebig groß gewählt werden, weil sonst die Lebensdauer des Akkumulators verkürzt wird. Für einen vorgegebenen Akku¬ mulator kann der zur Aufladung notwendige Ladestrom / L nach Glei¬ chung berechnet werden: I L Q, (i) Es bedeuten: Q & die Nennkapazität des Akkumulators in Ah; t h die Aufladezeit in h und rj & den Wirkungsgrad des Akkumulators (dieser liegt bei Blei-Akkumulatoren zwischen 0,7 und 0,9; Nickel-Cadmium- Akkumulatoren haben im allgemeinen einen geringeren Wirkungs¬ grad). Die Aufladezeit soll bei normaler Ladung nicht kürzer als 10 h gewählt werden. Wenn für Akkumulatoren eine Schnelladung zu¬ lässig ist (das trifft besonders für neuere NC-Typen zu), so sind die Vorschriften des Herstellers zu beachten. Zur Erzeugung des Aufladestroms können einfache Netzteile ein¬ gesetzt werden. Diese sind oft so ausgelegt, daß der nach der Gleichung (1) berechnete Strom mit einem Potentiometer bei angeschlossenem Akkumulator eingestellt werden kann. Diese einfache Anordnung hat zwei Nachteile. Einmal sinkt der Ladestrom mit zunehmender Auf¬ ladung des Akkumulators ab. Dadurch dauert die Aufladung des Akkumulators länger, wenn man den Strom nicht yon Zeit zu Zeit nachstellt. Besonders stark wirkt sich dieser Effekt bei Blei-Akku¬ mulatoren aus, weil die Spannung am Ende der Ladung um etwa 20 bis 30% höher ist als zu Beginn der Ladung. Der zweite Nachteil 252 eines einfachen Ladegeräts ist, daß man den Akkumulator überladen kann oder daß er nicht auf seine volle Kapazität auf geladen wird. Beide Nachteile werden von den in jüngster Zeit bekannt geworde¬ nen Ladegeräten mit elektronischer Strombegrenzung und automati¬ scher Abschaltung vermieden. Solche Ladegeräto haben den Vorteil, daß der Ladestrom unabhängig von der Spannung des zu ladenden Sammlers eingestellt werden kann. Als Kriterium für das Ende der Aufladung benutzt man im allgemeinen die Ladeschlußspannung des Akkumulators. Diese Spannung beträgt bei Blei-Akkumulatoren etwa 2,6•••2,7 V je Zelle und bei NC-Akkumulatoren etwa 1,6- •1,8 V je Zelle. Wenn die Zellenspannung des zu ladenden Akkumulators diese Werte erreicht, so wird der Ladestrom verringert. Je mehr sich die Ladeschlußspannung dem zu Beginn der Aufladung eingestellten Grenzwert nähert, um so geringer wird der fließende Ladestrom. Da¬ durch wird eine Überladung zuverlässig vermieden, aber trotzdem für eine vollständige Aufladung des Akkumulators gesorgt. Im folgenden werden zwei Schaltungen näher beschrieben, die sich für den Aufbau von Ladegeräten nach dem eben beschriebenen Prinzip eignen. Bild 1 zeigt die Schaltung für ein einfaches Ladegerät. Die Schal¬ tung kann einen Ladestrom zwischen 9 mA und 55 mA liefern. Die Ladeschlußspannung darf zwischen 0,6 V und 6,5 V liegen. Aus den Kenndaten ist zu entnehmen, daß sich diese Schaltung besonders zum Laden von kleineren Blei- und NC-Akkumulatoren mit nicht zu großen Spannungen eignet. Die Schaltung wird von einer nichtstabilisierten Gleichspannungsquelle mit einer Nennspannung von 15 V versorgt. Den konstanten Ladestrom erzeugt der Leistungstransistor T3. Dieser T 3 ASZ707Q Bild 1 Schaltung des automatischen Ladegeräts kleiner Leistung 253 Transistor arbeitet in Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung durch die Widerstände P6 und P2. Wie aus dem Kennlinienfeld er¬ sichtlich, ist der Kollektorstrom eines Transistors in Emitterschaltung weitgehend unabhängig von der anliegenden Kollektorspannung. Diesen Effekt nutzt man in der Schaltung nach Bild 1 aus, wobei die Konstanz des Kollektorstroms wegen der Stromgegenkopplung noch wesentlich verbessert wurde. Die Z-Diode D2 stabilisiert die Spannung zwischen der Basis von T3 und dem positiven Pol der Speisespannung. Dadurch ist der Spannungsabfall über den beiden Widerständen R 6 und P 2 nur wenig von einer Änderung der Eingangsspannung der Schaltung abhängig. Für den Ladestrom I L gilt die Gleichung: U z — U ß KT 3 * ( 2 ) U z ist die Z-Spannung der Diode D2 und Dbet 3 die mittlere Basis- Emitterspannung von T3 (etwa 0,35 V). Da U z nur wenig von der Eingangsspannung der Schaltung beeinflußt wird, ist auch der Lade¬ strom entsprechend konstant. Zur automatischen Verringerung bzw. Abschaltung des konstanten Ladestromes zu dem Zeitpunkt, zu dem der Akkumulator vollständig geladen ist, dienen die Transistoren T1 und T2 und die zu ihnen gehörenden Bauelemente. Die Spannung, bei der die Ladung beendet werden soll, stellt man mit dem Potentio¬ meter PI ein. Die Z-Diode Dl stabilisiert den Spannungsabfall über PI, wenn sich die Eingangsspannung ändert. Solange die Spannung des Akkumulators kleiner ist als die Span¬ nung zwischen dem Schleifer von PI und dem Minuspol der Speise¬ spannung plus der Basis-Emitterspannung von TI (etwa 0,55 V), liefert T3 den vollen mit P2 eingestellten Strom. In dem Moment, in dem die Akkumulatorspannung den voreingestellten Wert überschrei¬ tet, beginnt TI zu leiten. Sein Kollektorstrom fließt als Basisstrom in die Basis von T2. Dieser Transistor leitet nun ebenfalls, und es fließt ein Strom, der sonst seinen Weg durch die Z-Diode D2 nimmt. So¬ lange noch Strom durch D2 fließt, ändert sich der von T3 gelieferte Ladestrom nur wenig. Steigt die Akkumulatorspannung weiter an, so verringert sich die Spannung zwischen dem Pluspol der Speise¬ spannung und der Basis von T3 sehr schnell. Entsprechend verringert sich auch der Ladestrom. Die Spannung, bei der die Ladung beendet werden soll, stellt man zu Beginn der Aufladung ein. Dazu wird die Taste Ta gedrückt und an Stelle des Akkumulators ein Voltmeter in den Kollektorkreis von T3 geschaltet. Da der Innen widerstand von Voltmetern im allge¬ meinen in der Größenordnung von einigen kQ liegt, müßte der Rest¬ strom von T3 sehr klein sein, wenn eine richtige Einstellung der Ab¬ schaltspannung gesichert sein soll. Deshalb wurde der Widerstand RI 254 Bild 2 Abhängigkeit des Ladestroms von der Sammler Spannung bei der Schaltung nach Bild 1 Bild 3 Relative Änderung des Ladestroms, bei der Änderung der Eingangsspan imng der Schaltung nach Bild 1 zusätzlich dem Voltmeter parallelgeschaltet. Dadurch darf der Rest¬ strom des Transistors T3 etwa 1 mA betragen, wenn T2 vollständig leitet. Zum Abschluß noch der Hinweis, daß der Leistungstransistor auf einem Kühlblech (2 mm Al) mit den Abmessungen 50 mm x 100 mm montiert werden sollte. Die Schaltung ist dann dauerkurz¬ schlußfest. In Bild 2 und 3 ist die Wirkungsweise der automatischen Endabschaltung bzw. die Abhängigkeit des Ladestroms von der Ein¬ gangsspannung dargestellt. Für eine wesentlich größere Leistung ist die Schaltung für ein Lade- + 18 / 110 % Bild 4 Schaltung eines Ladegeräts großer Leistung gerät ausgelegt, wie sie Bild 4 zeigt. Auch diese Schaltung ist kurz¬ schlußfest. Der mit Y?4 einstellbare Ladestrom reicht von 75 mA bis 3 A. Die Grenzwerte für die Ladeschlußspannung liegen zwischen 1,25 V und 13 V. Da der maximale Ladestrom bei dieser Schaltung 3 A beträgt, ist es technisch nicht möglich, den Ladestrom mit einem Potentiometer im Emitterkreis von T5 zu verändern. Bei der Schal¬ tung nach Bild 4 wurde deshalb ein anderer Weg beschritten. Im Emitterkreis von T5 liegt ein Widerstand .RI3 von 1 Q, an ihm fällt eine dem Emitterstrom entsprechende Spannung ab. Da der Emitter¬ strom etwa gleich dem Kollektorstrom des Transistors T5 ist, ist der Spannungsabfall über R 13 ein Maß für den fließenden Ladestrom. Zu der Spannung über 11 13 wird mit der Diode D3 eine Spannung von etwa 0,6 V addiert. Diese Diode kompensiert die Basis-Emitter¬ spannung des Verglcichertransistors T2. Da der Temperaturkoef¬ fizient der Durchlaßspannung von D3 nahezu gleich dem Temperatur¬ koeffizienten der Basis-Emitterspannung des Transistors T2 ist, be¬ wirkt die Diode D3 auch eine Stabilisierung des eingestellten Stroms gegenüber Schwankungen der Umgebungstemperatur. Die Schaltung zur Einstellung des gewünschten Ladestroms arbeitet folgendermaßen: Die aus den Transistoren T4 und T5 gebildete Darlington -Schaltung wird über 7?9 mit einem Basisstrom versorgt. Dieser ist so groß, daß der maximale Ladestrom von 3 A im Kollektor von T5 sicher erreicht werden kann. Der Strom durch T5 steigt aber nur so lange an, bis der Spannungsabfall über R 13 gleich der Spannung zwischen dem Emitter und dem Minuspol der Eingangsspannung wird. In diesem Augenblick beginnt der Transistor T2 zu leiten. Dieser Transistor leitet den Anteil des Stroms durch R 9 von der Basis von T4 ab, der nicht zur Aufrechterhaltung des gewünschten Ladestroms be¬ nötigt wird. Die Emitterspannung von T2 ist mit der Z-Diode D2 stabilisiert und kann zwischen 0 und 3 V verändert werden. Da der Widerstand R 13 einen Wert von 1 Q hat, müßte man eigentlich auch einen Ladestrombreich von 0 bis 3 A erwarten können. Die Kompen¬ sation der Basis-Emitterspannung ist aber nicht vollständig, so daß sich der oben angegebene Regelbereich ergibt. Soll dieser geändert werden, so gilt für den Ladestrom die Näherungsformel: T ^R4 4- Uii£T2 — Uns /l = - in3 -• (3) In dieser Gleichung bedeuten: U' R4 die Spannung zwischen dem Schlei¬ fer von .R4 und dem Minuspol der Eingangsspannung; C7 BET2 die Basis-Emitterspannung von T2 und C7 D3 die Durchlaßspannung von D3. Die Schaltung der automatischen Endabschaltung entspricht weitgehend der in Bild 1 angewendeten Methode. Erreicht die Akku- 256 schwarz Bild 5 Vorschlag für die Konstruktion des Kühlkörpers für T5 / Bild 6 Wirkungsweise der Ladestrombegrenzung in Abhängigkeit von der Akkumulator¬ spannung bei der Schaltung nach Bild 4 Bild 7 Relative Änderung des Ladestroms bei einer Änderung der Eingangsspannung der Schaltung nach Bild 4 mulatorspannung den mit R2 einstellbaren Grenzwert, so werden TI und damit auch T3 leitend. Der in die Basis von T4 fließende Strom wird dadurch verringert. Steigt die Akkumulatorspannung dann noch weiter an, so leitet schließlich der Transistor T3 den Strom von R9 vollständig nach Masse ab, so daß der Ladestrom nahezuNull wird. Die Diode D4 schützt den Transistor T5 vor zu großer Verlust¬ leistung, wenn der Sammler versehentlich falsch angeklemmt sein sollte. Da die Verlustleistung von T5 bei Dauerkurzschluß und maxi¬ maler Eingangsspannung von 20 V etwa 50 W beträgt, muß dieser Transistor auf einen entsprechenden Kühlkörper montiert werden. Der Wärme widerstand des verwendeten Kühlkörpers muß etwa bei 0,5 °C/W liegen. Bild 5 zeigt einen Kühlkörper für diesen Zweck. In den Bildern 6 und 7 ist die Abschaltkennlinie bei einem Strom von 1,5 A bzw. die Konstanz des Ladestromes gegenüber Schwankungen der Eingangsspannung dargestellt. 17 Schubert, Eljabu 75 257 Ing. Dieter Müller Quarzuhr mit digitaler Zeitanzeige Die fortschreitende Digitalisierung der Elektronik und das gesteigerte Angebot an hierfür geeigneten, verbilligten (Silizium-) Bauelementen veranlassen auch den Amateur, sich mit dieser Technik vertraut zu machen. In diesem Beitrag wird eine quarzgesteuerte Digitaluhr beschrieben. Einige wesentliche Probleme, die beim Selbstbau einer Digitaluhr ent¬ stehen, werden erläutert. Dabei kann dieser Beitrag aber nicht die Breite einer ausführlichen Bauanleitung annehmen. Trotz der größten¬ teils verwendeten verbilligten »Bastei-Bauelemente« sind die Material¬ kosten relativ hoch. Das Prinzip Bild 1 zeigt das Blockschaltbild der beschriebenen Quarzuhr, das prinzipiell für nahezu alle Quarzuhren zutrifft. Als Taktgeber für die Uhr fungiert der in einem Thermostaten eingebaute Quarzgenerator, der eine hochkonstante Frequenz von 200 kHz erzeugt. Einer Ent¬ koppelstufe folgt ein Schmitt- Trigger, der die Quarzschwingungen in rechteckförmige Schwingungen umwandelt. Der nachgeschaltete bi¬ stabile Multivibrator halbiert die 200-kHz-Frequenz auf 100 kHz. Ein dekadischer Frequenzuntersetzer teilt die 100 kHz auf 10 kHz, ein weiterer auf 1 kHz usw., bis die dem Zeitnormal 1 s entsprechende Frequenz von 1 Hz erreicht ist. Die 1-Hz-Frequenz wird dem 1-Sekun- den-Zähler zugeführt. Dieser Zähler gleicht in seinem Aufbau jeder der dekadischen Frequenzteilerstufen (von 100 kHz bis auf 1 Hz). Die Zählung ist gleichbedeutend mit einer Frequenzteilung. Dem 1-Sekunden-Zähler ist im Gegensatz zu den vorhergehenden Teiler¬ stufen eine Anzeigestufe zugeordnet. Nach einer entsprechenden Zu¬ ordnung der Schaltzustände der in der Zählstufe vorhandenen Multi¬ vibratoren zu den jeweiligen Ziffern der Anzeigeröhre durch eine so¬ genannte Dekodierschaltung zeigt diese die Sekunden 0 bis 9 an. 258 17* 259 Bild 1 Blockschaltbild der beschriebenen Quarzuhr, die Verdrahtung der Baustufen ist eingezeichnet Nach dem Erreichen der 9 führt der nächste Sekundenimpuls zum Weiterschalten des 10-Sekunden-Zählers, der 1-Sekunden-Zähler springt auf die 0 zurück. Der 1-Sekunden-Zähler führt somit eine Frequenzteilung von 1 Hz auf Vl„ Hz aus. Der dem 1-Sekunden-Zähler nachfolgende 10-Sekunden-Zähler er¬ reicht schon nach 6 Eingangsimpulsen seine Ausgangsstellung wieder. Er teilt also die Eingangsfrequenz im Verhältnis 6: 1. Nach jeweils 60 Sekunden gibt er einen Impuls an den 1-Minuten-Zähler weiter. Auch dem 10-Sekunden-Zähler kann eine Anzeigestufe zugeordnet werden. Um Material einzusparen, kann man auch auf eine Anzeige der Sekunden verzichten, es entfallen dann die beiden Anzeigestufen mit den zugehörigen Zählrohren, die eigentlichen Zählstufen werden auf alle Fälle benötigt. Gleichermaßen wie bei den Sekunden erfolgt die Zählung und Anzeige (auf die nicht verzichtet werden kann) der Minu¬ ten mit einer dekadischen und danach mit einer 6 :1-Zählstufe. Letz¬ tere gibt alle 60 min einen Impuls an den dekadischen 1-Stunden- Zähler. Der nachfolgende 10-Stunden-Zähler hat nur eine 4 :1 -Zähl¬ stufe. Erreicht der 10-Stunden-Zähler die Ziffer 2 und der 1-Stunden- Zähler die 4, also nach Ablauf von 24 Stunden, so wird von der Rück¬ stelleinheit ein Impuls der 10- und der 1-Stunden-Zählstufe zugeführt, der auf Null zurückstellt. Wenn die Uhr richtig gestellt worden ist, geschieht dies normalerweise genau um 0.00 Uhr. Um die nicht von selbst richtig gehende Uhr stellen zu können, ist ein Stufenschalter vor dem Eingang des 1-Sekunden-Zählers ange¬ bracht. Er gestattet, je nach gewählter Schaltstellung, einen oder mehrere Frequenzteiler zu überspringen und somit die Uhr schneller vorwärts laufen zu lassen. Das Stellen der Uhr geht so vonstatten, daß man durch den schnellen Vorlauf auf den Zählrohren einen Wert ein¬ stellt, der von der tatsächlichen Zeit noch nicht erreicht worden ist. Man stellt z.B. um 12.55 Uhr die Anzeige auf 13.00 Uhr und wartet auf Schalterstellung 2, bis in einem Rundfunkempfänger das Zeit¬ zeichen um 13.00 Uhr ertönt. Genau in diesem Moment wird der Schal¬ ter auf Stellung 1 gelegt. Die Uhr läuft dann mit normalem Gang, richtig gestellt, weiter. Funktion der Baugruppen Der Quarzgenerator Bild 2 a zeigt die Schaltung des Quarzgenerators. Der Quarzgenerator arbeitet in kapazitiver Dreipunktschaltung, der Transistor TI in Emitterschaltung. Die Schaltung zeichnet sich durch gutes Anschwing¬ verhalten, relativ breite Verstimmungsmöglichkeit und nicht zuletzt durch ihre Einfachheit aus. 260 °6 + U g stabilisiert Ausgang Quarzfrequenz -u. llihl 2 a Schaltung des Quarzgenerators Wie alle Untersetzer- bzw. Zählstufen arbeitet der Quarzgenerator bereits mit einer Spannung von 5 V. Das erlaubt den Einsatz eines handelsüblichen Akkus im Puff er betrieb, wenn ein Stehenbleiben der Uhr während eines möglichen Netzausfalls vermieden werden soll. Die Schwingfrequenz des Quarzes bzw. des Oszillators ist 200 kHz. Durch (74 kann diese noch in geringfügigen Grenzen variiert werden. Über (73 wird die 200-ktlz-Frequenz vom Kollektor des Transistors TI ab¬ genommen. Die Quarzfrequenz muß nicht unbedingt wie im Muster¬ gerät 200 kHz betragen; sie muß sich aber durch 'Peilung in 10er- oder 2er-Stufen oder durch eine Mischung von beiden genau auf die Fre¬ quenz 1 Hz teilen lassen. Um mit möglichst wenig Untersetzerstufen auszukommen, wäre eine niedrige Quarzfrequenz wünschenswert. Dem steht entgegen, daß Quarze mit kleiner werdender Schwingfrequenz einen steigenden Temperaturkoeffizienten aufweisen. Quarze, deren Frequenz über 100 kHz liegt, haben einen niedrigen Temperaturkoeffizienten, so daß gegebenenfalls auf einen geheizten Thermostaten verzichtet werden kann, wenn die Uhr, was normalerweise immer der Fall ist, bei relativ konstanter Raumtemperatur betrieben wird. Bei größeren Tempera¬ turschwankungen sind dann allerdings Gangabweichungen zu er¬ warten, die bis zu 1 s/Tag betragen können. Einschließlich der im Mustergerät verwendeten 200 kHz wären z. B. noch folgende Quarz- frequenzen möglich. 1. 100 kHz: Untersetzerstufe 2 : 1 entfällt. 2. 320 kHz: Untersetzerstufe 10 : 1 (100 kHz-10 kHz) wird auf Unter¬ setzungsverhältnis 16:1 gebracht. 3. 160 kHz wie 2., zusätzlich entfällt Untersetzerstufe 2:1. 4. 512 kHz: 2 Untersetzerstufen 10 : 1 werden auf UnertsetzungsVer¬ hältnis 16:1 gebracht. 5. 256 kHz: wie 4., zusätzlich entfällt Unlersetzerstufe 2:1. 6. 128 kHz: 1 Untersetzerstufe 10: 1 wird auf Verhältnis 16: 1 ge¬ bracht, 1 weitere auf das Verhältnis 8 : 1 durch Weglassen eines Multi¬ vibrators, die Untersetzerstufe 2 : l entfällt. 261 Weitere sich aus anderen Kombinationen ergebende Frequenzen lassen sich leicht errechnen. Der Thermostat Um eine höchstmögliche Ganggenauigkeit der Uhr zu erreichen, hat man beim Mustergerät den Quarzgenerator in einen aus Kupferblech zusammengelöteten Thermostaten eingebaut. Zur Wärmeisolierung wurde 10 mm dicker Polystyrolschaum eingesetzt. Die verwendete Regelschaltung zeigt Bild 2 b. Als Temperaturgeber dient ein Transistor GC 121 mit offener Basis. Der Kollektorreststrom eines Germanium¬ transistors verdoppelt sieh bekanntlich bei einer Temperaturerhöhung um 10°C. Durch wechsclweisen Einsatz von Silizium- (npn-) und Ger¬ manium- (pnp-) Transistoren wird der Regelkreis in der Weise ge¬ schlossen, daß Abweichungen zwischen Soll- und Istwert abgebaut werden. Die Rogelschaltung arbeitet prinzipiell als kontinuierlicher Pro¬ portionalregler. Praktisch aber ergibt sich durch die relativ große Ver¬ stärkung und das Zeitverhältnis der Regelstrecke ein Zweipunkt-Ver¬ halten. Der Regel Verstärker ist glcichstromgekoppelt und hat keine Tem¬ peraturstabilisierung. Um ein einwandfreies Arbeiten zu gewähr¬ leisten, wurde er mit im Thermostaten untergebracht. Es ist weiter erforderlich, den Verstärker mit einer stabilisierten Spannung zu be¬ treiben, besonders deshalb, weil der Strom durch den Temperatur¬ fühler (TI) unmittelbar von der Betriebsspannung abhängt. Schwan¬ kungen der Betriebsspannung führen damit unmittelbar zu Tempera¬ turschwankungen und diese zur' Inkonstanz der Quarzfrequenz. Das relativ ungünstige Einschwingverhalten der Temperatur stört 262 nicht, da nur das Langzeitverhalten von Bedeutung ist. Der Eigen¬ verbrauch der Schaltung erreicht bei Abgleich ein Minimum (etwa 10 mW), hat also kaum Einfluß auf die Wärmebilanz des Thermo¬ staten. Die Verlustleistung des Endtransistors (T3) wird mit zum Auf¬ heizen des Thermostaten genutzt. Um die Batterieleistung voll aus¬ zunutzen, liegt der Heizkreis nicht an der geregelten Spannung, son¬ dern direkt an der Batterie. Die Verluste der Regelstrecke werden so umgangen (bei voller Batterie etwa 2 V Spannungsabfall, d.h. 100 mW Regelverlust, die so mitgenutzt werden). Die Thermostatentemperatur sollte nur wenig über der maximal zu erwartenden Raumtemperatur liegen (etwa ,‘15 °C), um Heizleistung einzusparen. Ein Signal, das den Arbeitszustand des Thermostaten erkennen läßt, kann am Steckeranschluß 4 des Quarzgenerators ab¬ genommen werden. Der Heizwiderstand von etwa 100 il verbraucht im eingeschalteten Zustand eine Leistung von etwa .‘100 mW. Die maximal erreichbar« Temperaturüberhöhung liegt bei 20 °C. Um den eigentlichen Thermo¬ staten und damit die Heizleistung (Batteriebetrieb) so klein wie mög¬ lich halten zu können, befindet sich nur der Quarzoszillator im Thermo¬ staten. Die Entkoppelstufe ist bereits auf der £c/<.miM-Trigger-Platte untergebracht. Der Imjmlsformer Die Schaltung der dem Quarzgenerator folgenden Stufe zeigt Bild 3. Die 200 kHz werden über den Steckeranschluß 4 einer Entkoppel¬ stufe zugeführt (TI). T2 und T3 bilden einen Schmitt -Trigger, dessen Wirkungsweise in [1] ausführlich beschrieben wird. Seine Funktion wird nur kurz angedeutet. Beim Fehlen eines Eingangssignals an T2 muß dieser gesperrt und T3 leitend sein. Die Sperrung von T2 erfolgt über den gemeinsamen Emitterwiderstand RS von T2 und T3. Ei hält der Eingang von T2 ein positives Signal, so wird T2 leitend und T3 über R9-C4 gesperrt. Unterschreitet das Eingangssignal an T2 einen Grenzwert bzw. wird seine Polarität umgekehrt, schaltet der Schmitt -Trigger wieder in seine Ursprungslage (T2 gesperrt, T3 leitend) zurück. Bedingt durch die di¬ rekte Kopplung und die Wirkung von C4 erfolgt die Umschaltung schnell, und es entstehen Impulse mit steilen Flanken, wie sie für die Weiterverarbeitung in den Frequenzteilern benötigt werden. Über eine Trennstufe (T4) gelangen die Impulse an den Eingang eines als Frequenzteiler 2 : 1 verwendeten bistabilen Multivibrators, dessen Arbeitsweise im nächsten Abschnitt behandelt wird. Die eben¬ falls auf dieser Leiterplatte installierte Rückstelleinheit wird in einem der folgenden Abschnitte erläutert. 2G3 264 Bild 3 Schaltung der Baugruppe: Trigger, Frequenzteiler 200 JcHz-100 kHz und Rücksteller Die Zähler- bzw. Frequenzteiler stufe Sämtliche dem Schmitt -Trigger nachfolgenden Frequenzteiler- bzw. Zählerstufen sind aus mehreren bistabilen Multivibratoren auf gebaut. Bild 4a zeigt die Schaltung einer dekadischen Zählstufe, die mit 4 bi¬ stabilen Multivibratoren bestückt ist. Da jeder Multivibrator im Ver¬ hältnis 2 : 1 herunterteilt, d.h. bis 2 zählen kann, könnte eine solche Stufe bis IG zählen bzw. die Eingangsfrequenz im Verhältnis 16:1 herunterteilen. Durch einen Eingriff in die normale Schaltung wird die Zählfolge auf 10 begrenzt. Am Steckanschluß 6 liegt der Pluspol der Betriebsspannung (beim Mustergerät 5,5 V), an 1 und 14 der Minuspol. Der Anschluß 8 wird mit einer negativen Hilfsspannung von etwa 1,5 V gegenüber Anschluß 1 bzw. 14 beaufschlagt, um ein sicheres Sperren des jeweils nichtleiten¬ den Transistors zu erreichen. Bei Ausgangsstellung bzw. Nullstellung sind die Transistoren TI, T3, T5, T7 gesperrt, die Transistoren T2, T4, T6, T8 geöffnet. In Tabelle 1 sind in der 1. Zeile die entsprechenden Schaltzustände für die leitenden Transistoren mit 0 bezeichnet (am jeweiligen Kollektor steht nur die Restspannung) und die gesperrten Zustände mit L (am jeweiligen Kollektor der gesperrten Transistoren steht praktisch die volle Betriebsspannung). Tabelle 1 Schaltzustände der einzelnen Multivibratoren (MV) bzw. der Transi- stören einer dekadischen Zählstufe (Bild 4 a) Ziffer i.: MV 2. MV 3. MV 4. MV TI T2 T3 T4 T5 T6 ■ T8 0 L 0 L 0 L 0 L () 1 0 L L 0 L 0 L O 2 L 0 0 L L 0 L 0 3 0 L 0 L L 0 L () 4 L 0 L 0 0 L L () 5 0 L L 0 () L L () 6 L 0 0 L () L L () 7 0 L 0 L () L h () 8 L 0 L 0 L 0 0 1 , 9 0 L L 0 L ü 0 L 0 L 0 L 0 L 0 1 , () Der 1. negative Impuls könnte, oberflächlich betrachtet, vom Ein¬ gang der Stufe (Anschi. 4) sowohl über (71 und Dl zum Eingang von TI als auch über (72 und D2 zum Eingang von T2 gelangen. Da TI aber gesperrt ist, an seinem Kollektor (Anschi. 2) die volle Betriebs¬ spannung liegt, mit der über 7?1 auch die Katode der Diode Dl positiv vorgespannt wird, ist diese gesperrt und läßt den Impuls nicht pas¬ sieren (Torschaltung). Da andererseits T2 leitend ist, ist dessen Kol- 265 Rückstelleingang 207 lektorspannung und damit auch die positive Vorspannung der Diode D2 sehr klein. Der negative Impuls, der durch C 2 und R 8 noch dif¬ ferenziert wurde und somit steilere Flanken erhielt, kann die Diode passieren. Ein negativer Impuls an der Basis eines npn-Transistors sperrt diesen zunächst kurzzeitig. Die Kollektorspannung an T2 steigt an, über R 6 erhält TI eine positive Basisspannung und wird leitend. Die Kollektorspannung an TI sinkt, wodurch auch die Basis von T2 negativer wird. Die zusätzlich über RI zugeführte negative Hilfs¬ spannung sorgt dafür, daß der gesperrte Zustand von T2 sicher bis zum Eintreffen des nächsten Impulses erhalten bleibt. Da beim Umschalten des Transistors T2 vom leitenden in den ge¬ sperrten Zustand die Spannung an dessen Kollektor schnell ansteigt, entsteht hier ein positiver Spannungsimpuls, der über (73 bzw. (74 auch zum 2. Multivibrator (T3, T4) geleitet wird. Die Dioden D3 und D4 ge¬ statten aber auf Grund ihrer Polung nur das Passieren negativer Im¬ pulse, so daß positive Impulse kein Umschalten des Multivibrators be¬ wirken können. Das trifft für alle hier eingesetzten Multivibratoren zu. Die Schaltzustände der Zählstufe nach dem 1. Impuls zeigt die Zeile 2 der Tabelle. Trifft der 2. Impuls am Eingang der Stufe ein, so wird ihm durch die Vorspannung der Diode D2 der Weg zum Tran¬ sistor T2 versperrt, die Basis TI dagegen kann relativ ungehindert er¬ reicht werden. TI war leitend und wird durch den negativen Impuls gesperrt; der Multivibrator schaltet um, T2 wird leitend und die Span¬ nung am Kollektor von T2 fällt rasch ab. Ein schnelleres Absinken einer positiven Spannung erscheint nach einem relativ kleinen Kondensator (Differenzierwirkung) als steiler negativer Impuls. Dieser kann die vorgespannte Diode D3 nicht pas¬ sieren, wohl aber D9 und D4. T4 erhält diesen Sperrimpuls, der 2. Mul¬ tivibrator schaltet um. Danach ist T3 leitend und T4 gesperrt. Die dritte Zeile der Tabelle zeigt diesen für die Ziffer 2 gültigen Schalt¬ zustand der Zählstufe. Jeder weitere am Eingang eintreffende Impuls führt zu einem Umkippen des 1. Multivibrators (TI, T2), wovon nur jeder 2. Impuls an den 2. Multivibrator weitergegeben wird, der folg¬ lich bei jedem 2. Eingangsimpuls umkippt. Dieser gibt nur jeden 4. Eingangsimpuls zum 3. Multivibrator weiter, der nun jeden 8. Ein¬ gangsimpuls an den letzten weiterreicht. Die Verbindung vom Kollektor von T2 über (77 zu T7 bleibt bis zum Eintreffen des 9. Impulses ohne Bedeutung, da T7 bis zum 8. Impuls gesperrt ist und erstmals durch den 8. Impuls von T6 in den leitenden Zustand versetzt wird. Beim Umschalten des 4. Multivibrators wird T8 gesperrt. Die Kollektorspannung an T8 steigt auf die Betriebs¬ spannung an. Über R IG wird die Katode von D9 positiv vorgespannt, die Diode also gesperrt. Der 9. Impuls bewirkt nur ein Umschalten des 1. Multivibrators. Der 10. Impuls schaltet den 1. Multivibrator in 268 die Nullstellung. Die gesperrte Diode D9 sperrt dem von T2 kommen¬ den Impuls den Weg zum 2. Multivibrator, der sich ebenso wie der 1. bereits in Nullstellung befindet. Durch diese Maßnahme verbleiben beide in dieser Stellung. Über die Verbindung von 1. zum 4. Multi¬ vibrator ((77) erfolgt das Umschalten des letzteren. Der entsprechende Schaltzustand der Multivibratoren ist aus der letzten Zeile der Tabelle 1 zu entnehmen. Beim Vergleich mit der 1. Zeile wird man feststellen, daß die Ausgangsstellung (Nullstellung) wieder erreicht wurde. Bei der letzten Umschaltung des 4. Multi¬ vibrators (10. Impuls) entsteht am Kollektor von T8 ein negativer Spannungssprung, der am Ausgang (Stecker 15) abgenommen und einer weiteren Zählstufe zugeführt werden kann. Die Rückstellung des Zählers aus einem beliebigen Zustand in die Nullstellung erfolgt durch Kurzschließen des Steckeranschlusses 9 mit dem Minuspol der Speise¬ spannungsquelle bzw. durch einen negativen Impuls. In beiden Fällen werden die Kollektoren der geradezahligen Transistoren (T2, T4, T6, T8) kurzzeitig oder dauernd auf sehr niedriges Potential gebracht. Da¬ durch wird die Basisvorspannung der ungeradzahligen Transistoren sehr niedrig, durch die negative Hilfsspannung sogar negativ, wodurch diese Transistoren sperren und somit die ganze Zählstufe in Null¬ stellung bringen. Will man eine mit 4 bistabilen Multivibratoren ausgerüstete Zähl- stufe bis zu ihrem maximal möglichen Teilerverhältnis von 16 : 1 be¬ treiben (siehe Abschnitt über Quarzfrequenz), so braucht man die in die Schaltung eingebauten »Kunstgriffe«, die zur dekadischen Zählung führen, nur wieder zu entfernen. Es wäre dann der Widerstand .RI6 und die Verbindung (77-(74 zu entfernen. (77 wäre dann wie (78 mit dem Kollektor von T6 zu verbinden. Die 6 :1-Zählstufe Der 10-Sekunden- und der 10-Minuten-Zähler brauchen jeweils nur bis 5 zu zählen und müssen beim Eintreffen des 6. Impulses wieder auf Null zurückspringen und einen Impuls an die nachfolgende Stufe weitergeben. Bild 5 zeigt die Schaltung der entsprechenden Zähl¬ stufe, die dem Zählbaustein Zl-6 vom VEB Werk für Fernsehelektro¬ nik entspricht. Gegenüber dem dekadischen Zähler hat er einen Multi¬ vibrator weniger. Bis zur Ziffer 4 zählt diese Stufe normal durch. Mit dem 4. Eingangsimpuls wird T6 gesperrt und die Diode D9 über RI6 vorgespannt und somit ebenfalls gesperrt. Der 5. Impuls schaltet ohnehin nur den 1. Multivibrator um. Der 6. Impuls sperrt TI und steuert T2 auf. Der negative Impuls von T2 kann wegen der ge¬ sperrten Diode T4 nicht beeinflussen, wohl aber T5 sperren. In Ta¬ belle 2 sind die entsprechenden Schaltzustände dargestellt. 269 Impulsausgang zur nachfolgenden Rückstell eingan g Zählstufe ßuDßu/dSjnduJl 270 Bild 5 Schaltung der 6: 1-Zühlstufe (entspricht dem Zählbaustein Zl-G vom WF) Tabelle 2 Schaltzustände der einzelnen Multivibratoren (MV) bzw. der Transistoren einer 6 :1-Zählstufe (Bild 5) Ziffer 1. MV 2. M V 3. MV TI T2 T3 'J'4 Tf » T(5 0 I, 0 L 0 L 0 1 0 L 1, () L () 2 L 0 0 L L 0 3 0 L 0 L L () 4 L 0 L 0 () Jj 5 0 L L () 0 L 0 L 0 L 0 I, O Die 4: 1-Zälilstufe Die Schaltung der einfachsten Zählstufe, die nur bis 4 zählen kann, zeigt Bild 6. Sie besteht aus zwei bistabilen Multivibratoren, die nor¬ mal gekoppelt sind. Nach dem 4. Eingangsimpuls erreicht diese Schal¬ tung wieder ihre O-Stellung - und das ohne jegliche Tricks. Im prak¬ tischen Betrieb als 10-Stunden-Zählcr einer Uhr wird der Zählstufe ge¬ stattet, jeweils nur von 0 bis 2 zu zählen, denn sobald diese die 2 er¬ reicht hat und der 1-Stunden-Zähler auf die 4 springen müßte, werden beide durch einen Impuls der Rückstelleinheit (Bild ,*$) auf 0 gestellt. Rückst et tim puls 2. 3 5 9 7 271 Die Rückstelleinheit Die Rückstelleinheit (Bild 3) stellt einen gleichstromgekoppelten monostabilen Multivibrator dar. Im Ruhezustand ist T5 durch den relativ kleinenBasisvorwiderstandet8 (1 kQ) leitend und T6 gesperrt, da dessen Basis auf dem Kollektorpotential von T5 (etwa 0,5 V) liegt, im Emitterzweig aber eine Diode in Durchlaßrichtung liegt. Damit durch T6 Strom fließen soll, muß an dessen Basis eine Spannung von über 1 V gegen -U B stehen. Bei gesperrtem T6 hat dessen Kollektor + C/ B -Potential. Tabelle 3 Schaltzustände der einzelnen Multivibratoren (MV) bzw. der Transistoren einer 4 :1-Zählstufe (Bild 6) Ziffer 1. MV 2. MV TI T2 T3 T4 0 L 0 L 0 1 0 L L 0 2 L 0 0 L 3 0 L 0 L 0 L 0 L 0 Wird dieser mit dem Rückstelleingang (Anschluß 9) der beiden Stundenzähler verbunden, so geschieht zunächst nichts weiter. Der Eingang über Dl ist mit dem Kollektor T3 (Anschluß 5) des 10-Stun- den-Zählers verbunden, der andere Eingang (D2) mit dem Kollektor von T3 (Anschluß 12) des 1-Stunden-Zählers. Solange mindestens einer dieser beiden Transistoren gesperrt ist, führt der Knotenpunkt von D1-D2-C6 etwa 2 / 3 + (/^-Potential. Werden aber beide Tran¬ sistoren gleichzeitig geöffnet, und dies geschieht, wie man aus Tabelle 1 und 3 entnehmen kann, genau bei der Zahl 24, so fällt die Spannung am Knotenpunkt auf — U B ab. T5 erhält über C5 einen negativen Impuls und sperrt, T6 wird leitend. Die mit dem Kollektor von T6 ver¬ bundenen Rückstelleingänge des 1- und 10-Stunden-Zählers (An¬ schluß 9) werden auf Restspannungspotential gelegt. Dadurch werden alle ungeradzahligen Transistoren gesperrt, die geradzahligen Tran¬ sistoren sind leitend, was dem Zustand der Ziffer 0 entspricht. Der Rückstellmultivibrator kippt nach wenigen Mikrosekunden ((76) wie¬ der in seine Ruhelage zurück. Die Anzeigeeinheit Unmittelbar mit den Zählstufen für die Minuten und Stunden, ge¬ gebenenfalls auch für die Sekunden sind die entsprechenden Anzeige- 272 einheiten gekoppelt. Ihre Wirkungsweise ist nur im Zusammenhang mit der entsprechenden Zählstufe zu betrachten. Wie bei den Zähl¬ wurde auch folgerichtig bei den Anzeigestufen auf die Schaltungen der WF-Bausteine zurückgegriffen und wurden die gleichen löpoligen Stecker nach TGL 200-3820 mit der gleichen Kontaktbelegung ver¬ wendet. Der Einsatz der bewährten Industrieschaltungen für die beiden am häufigsten eingesetzten Baugruppen sichert eine einwandfreie Funk¬ tion ohne vieles Herumprobieren. Beim Mustergerät wurden in den Zähl- und Anzeigebausteinen auf Spannungsfestigkeit, Stromver¬ stärkung und Restspannung überprüfte Basteltransistoren eingesetzt, die auf Anhieb eine einwandfreie Funktion ergaben. Der Einsatz des gleichen Steckersystems kann den Nachbau erleichtern, da zu er¬ warten ist, daß zu gegebener Zeit diese Bausteine, zumindest aber die Leiterplatten, verbilligt vom Handel angeboten werden. Gegenüber einer in [5] beschriebenen Variante ist die Zahl der benötigten Bau¬ elemente merklich geringer. Die Schaltung der dekadischen Anzeige¬ stufe zeigt Bild 4b. Sie enthält neben der Zählrohre und den zuge¬ hörenden Ansteuertransistoren auch die Dekodierschaltung. Die Kon- taktbezeichnung entspricht der des Anzeigebausteins (A—1H) für horizontalen Einbau vom VEB Werk für Fernsehelektronik. Die An¬ schlüsse der Dekodier-Matrix sind mit den entsprechenden Anschlu߬ nummern der zugehörigen Zähleinheit versehen, mit denen sie zu ver¬ binden sind. Die Arbeitsweise der Zählrohren ist in [3] und [4] beschrieben. An dieser Stelle sei nur so viel gesagt, daß immer diejenige Katode (Ziffer) der Zählrohre aufleuchtet, deren Spannung gegenüber der Anode größer als 170 V ist. Bei einem gesperrten Transistor beträgt diese Spannung nur 200 — 60 = 140 V. Ist ein Transistor dagegen auf¬ gesteuert, wird an der Glimmstrecke der Zählrohre nahezu die gesamte Speisespannung von 200 V wirksam, abzüglich dem Spannungsabfall über RS, der erst nach dem Zünden einer Strecke auftritt. Die Dekodierschaltung ist gegenüber anderen Varianten relativ ein¬ fach, da nicht nur die Basen der Ansteuertransistoren, sondern grup¬ penweise auch deren Emitter gesteuert werden. Die Emitter der An¬ steuerungstransistoren für die geraden und die ungeraden Ziffern sind jeweils verbunden. Bei allen geraden Ziffern steht am Kollektor von TI (Bild 4a, 5, 6) die Betriebsspannung + U B . Damit wird die Katode D6 positiv vorgespannt, und die Transistoren T2, T4, T6, T8 und T10 sind gesperrt, wodurch alle ungeraden Ziffern nicht aufleuchten kön¬ nen. Umgekehrt wird bei allen ungeraden Ziffern die Diode D7 vor¬ gespannt und so alle die geraden Ziffern steuernden Dioden gesperrt. Soll die 0 aufleuchten, so sind die Steuertransistoren für die ungeraden Ziffern über deren Emitter gesperrt, die Emitter der Transistoren für 18 Schubert, Eljabu 75 273 die geradzahligen Ziffern dagegen über i?l, D6 (Bild 4b) und den ge¬ öffneten Transistor T2 (Bild 4a) mit — C7 1$ -Potential verbunden. Die Basis des O-Transistors erhält vom Kollektor T3 (Bild 5a) + U B - Potential und wird damit aufgesteuert. Die 0 leuchtet auf. Gleich¬ zeitig erhalten die Basen der Transistoren für die Ziffern 1, 4 und 5 diese Spannung. Die Transistoren für die 1 und die 5 sind emitter¬ seitig gesperrt. Außerdem wird durch den durchgesteuerten Transistor TG (Bild 4a) die Steuerspannung für T5 und T6 praktisch kurz¬ geschlossen, so daß fast die gesamte Spannung U B über R5 abfällt. Die Dioden Dl und D2 sind gesperrt, da ihre Katoden mit den Kollek¬ toren gesperrter Transistoren (TI, T5, Bild 4a) verbunden sind. Schaltet der Zähler um einen Schritt weiter auf die 1, so ändert sich an den Spannungsverhältnissen der Basen der Steuertransistoren nichts. Es erfolgt dagegen die Sperrung über die Emitter der Transisto¬ ren für die geraden Ziffern. Die Emitter der Transistoren für die un¬ geraden Ziffern worden geöffnet - die 1 leuchtet auf. Schaltet der Zähler weiter auf die 2, werden die Emitter der Tran¬ sistoren der ungeraden Ziffern gesperrt. Vom Kollektor von T4 (Bild 4a) erhalten die Transistoren der Ziffern 2, 3, 7 und 8 eine positive Basisvorspannung. Die 3 und die 7 können wegen der emit¬ terseitigen Sperrung nicht aufleuchten, die 7 und die 8 außerdem nicht, weil TG (Bild 4a) geöffnet ist und die Steuerspannung für T7 und T8 faktisch kurzschließt. Die 0 kann nicht aufleuchten, da über Dl und D2 keine positive Steuerspannung zur Basis des zugehörigen Steuertransistors gelangen kann. Beim Weiterschalten auf die 3 erfolgt die Steuerung nur über die Emitterleitungen. Schaltet der Zähler auf die 4, erfolgt neben der emitterseitigen Freigabe der geraden Ziffern eine Ansteuerung der Basen der Transistoren für die Ziffern 4 und 5 über R5. Auch die Basis des O-Transistors würde eine Steuerspannung über R 3 erhalten, wenn jetzt nicht T5 (Bild 4a) leitend wäre, der dessen Basis praktisch kurz¬ schließt. Die Spannung fällt damit nahezu vollständig über R‘3 ab. Der vorher vorhanden gewesene Kurzschluß der Steuerspannung für den 4- und 5-Transistor durch TG (Bild 4a) wurde durch das Um¬ schalten des 3. Multivibrators (Bild 4a) aufgehoben, da T6 jetzt ge¬ sperrt ist und dessen Kollektorspannung (4- U B ) die Dioden D4 und D5 sperrt. Beim Weiterschalten auf die 5 werden wiederum nur die Emitter der Steuertransistoren beeinflußt. Die Steuertransistoren für die 8 und die 9 bleiben auch auf der Basisseite so lange gesperrt, bis der Zähler auf die 8 schaltet, d.h., bis der 4. Multivibrator aus der O-Stellung ge¬ kippt wird. Die Steuerung der übrigen Ziffern kann analog hierzu unter Zuhilfenahme der Tabelle 1 betrachtet werden. 274 Die Anzeigestufe 0---5 und 0 --2 Die Schaltung der O---5-Anzeigestufe, die für die 10-Minuten- und evtl, auch für die 10-Sekunden-Anzeige benötigt wird, zeigt Bild 7. Sie ist aus der dekadischen Anzeigestufe durch Weglassen der Steuer¬ elemente für die Ziffern 6 bis 9 entstanden. Die verbleibenden An¬ schlüsse und die Zielbezeichnungen der zugehörenden Zählstufe ent¬ sprechen denen der dekadischen Anzeigestufe. Eine weitere Vereinfachung gegenüber der 0--5-Anzeigestufe ist die O-*-2-Anzeigestufe. Gegenüber der Schaltung der 0-- -5-Stufe ent¬ fallen T4-T6, Dl, D3, R5, R12, .R13 und Rl4 sowie die entsprechen¬ den Zuleitungen zu den Anschlüssen 4 und 8. Hinweise für den Aufbau Sämtliche elektronische Baugruppen wurden auf Leiterplatten mit den Abmessungen 85 mm x 65 mm auf gebaut, die mit einer löpoligen Steckerleiste nach TGL 200-3820 an ihrer Schmalseite bestückt sind. Sie entsprechen damit auch den in [2] beschriebenen WF-Bausteinen in ihren äußeren Abmessungen. Diese können gegebenenfalls original in den Zähl- und Anzeigestufen eingesetzt werden. Die verwendeten Transistoren sind ausschließlich Basteltransisto¬ ren. Sie wurden sämtlich auf Stromverstärkung und Reststrom ge¬ prüft. Dabei sollten die Silizium-Transistoren (vorwiegend Miniplast) praktisch keinen meßbaren Reststrom (1-mA-Bereich) haben. Die Transistoren in den Multivibratoren der Zählstufen sollen darüber hinaus eine kleine Restspannung haben 0,5 V). Die Ansteuer¬ transistoren für die Ziffernanzeigeröhren werden auf Spannungs¬ festigkeit geprüft (70 V). Bei dieser Spannung darf der Kollektor¬ reststrom nur wenige fzA betragen, wenn die Basis mit einer negativen Vorspannung von einigen Volt beaufschlagt wurde. Die Gesamt Verdrahtung der Uhr (ohne den getrennt auf gebauten Netzteil) zeigt Bild 1. Der Netzteil wurde mit einigen Extras aus¬ gerüstet, wie automatische Umschaltung von Netz- auf Batterie¬ betrieb bei Netzausfall, die automatische Rückkehr von Batterie- auf Netzbetrieb bei Wiederkehr der Netzspannung, sowie der Möglich¬ keit, auch bei Batteriebetrieb wahlweise die energieaufwendigen An¬ zeigeeinheiten in Betrieb zu halten. Näher hierauf einzugehen würde den Rahmen dieses Beitrages sprengen. Hier sei nur soviel gesagt, daß die Versorgungsspannungen der Zählstufen (-f 5,5 V und —1,5 V) stabilisiert sein sollten, auch wenn diese in einem relativ weiten Spannungsbereich arbeiten kön¬ nen. Der Thermostat benötigt für den exakten Betrieb unbedingt eine gut stabilisierte Spannung. Die Betriebsspannungen für die Anzeige- 18* 275 Bild 8 Blick in die geöffnete Quarzuhr B ild 9 Frontansicht der beschriebenen Quarzuhr röhren von 200 V und 60 V sollten zumindest grob stabilisiert sein (±5%). Um Störimpulse aus dem Netz fernzuhalten, die gegebenen¬ falls mitgezählt werden und die Uhr Vorgehen lassen, empfiehlt es sich, die Netzleitung zu verdrosseln. Bild 8 zeigt die Ansicht der geöff neten Uhr. Unmittelbar hinter der durchsichtigen Frontscheibe aus organischem Glas befinden sich die Leiterplatten. Man erkennt, daß die Anzeigeeinheiten mit den zu¬ gehörigen Zähleinheiten durch Abstandsrollen verbunden sind, so daß beide eine Einheit bilden. An der Rückwand befinden sich der Thermo¬ stat, der Steckanschluß für den Netzteil und der Schalter zum Stellen der Uhr. Das Gehäuse hat die Abmessungen 230 mm x 190 mm X 75 mm. Bild 9 zeigt die Frontansicht der Uhr. Literatur [1 ] Jakubaschk, H.: Das große Elektronik-B.astelbucli, 3. Auflage, Berlin 1968, Seite 174-176 [2] Standfuß, B.: Digitalbausteine aus (lern VEli Werk für Fernsehelektronik, radio-fernsehen-elektronik, 19, lieft 5 (1970), Seite 148 [3] Müller, TF.: Anzeigeröhren - Allgemeine Information, radio-fcrnschcn-elek- tronik, 19, Heft 3 (1970), Seite 81-83 [4] Müller, H\: Zitfernanzeigeröhren Z 570 M, / 5700 M, radio-fernsehen-elek¬ tronik 19, Heft 4 (1970), Seite 115/116 [5] ...: Bastlerschaltung »Elektronische Uhr«, Kombinat VEB Halbleiterwerk Frankfurt/O., 1968 [6] Stand fuß, B.: Digital bausteine für den universellen Einsatz, Elektronisches Jahrbuch 1971, Berlin 1970, Seite 95-104 277 Walter Koch Schwingfrequenzprüfung bei MOSFETs In zunehmendem Maße werden auch vom Elektronikamateur MOS- Feldeffekttransistoren für den Aufbau von Geräten eingesetzt. Das er¬ fordert spezielle Meß- und Prüfgeräte für MOSFETs. In [1] wurde ein einfacher MOSFET-Prüfer für statische Messungen beschrieben. Für den speziellen Einsatz von MOFSETs in HF-Schaltungen ist aber die zusätzliche Bestimmung der oberen Schwingfrequenz von MOSFETs interessant. Angeregt durch [2], entstand die nachfolgend beschriebene Schaltung eines kapazitiven Dreipunktoszillators zur Bestimmung der oberen Schwingfrequenz eines MOSFETs (Bild 1). Die Schaltung weist keine Besonderheiten auf. Bild 1 Schaltung des Oszillators zur Bestimmung der oberen Schwing jrequenz eines MOSFETs Die Funktion, von kapazitiven Dreipunktoszillatoren ist in der Lite¬ ratur ausreichend beschrieben worden, [ß] Für den Frequenzbereich bis 40 MHz eignet sich ein Zweifachdreko von 2 x 500 pF. Die Spulen werden auswechselbar gestaltet. Für den UKW- und VHF-Bereich genügt ein Zusammendrücken oder Auseinanderziehen der Spulen¬ windungen (8 Wdg., CuAg, Drahte lurchmesset* 1 mm, etwa 8 mm Spu¬ lendurchmesser). Die Frequenzbestimmung erfolgt mit einem passiven Absorptions¬ frequenzmesser (Grid-Dip-Meter oder Präzisions-Frequenzmesser Typ 183). Sollten solcheGeräte nicht zur Verfügung stehen, eignet sich auch 278 sehr gut ein TV-Empfänger mit durchstimmbarem Tuner im VHF- Bereich. Die dem Verfasser zur Verfügung stehenden MOSFET- Exemplare aus dem Bastlersortiment (SM 103, SM 104, Preis 1,40 M) haben alle nach dieser Schaltung eine obere Schwingfrequenz zwi¬ schen 180 MHz und 240 MHz. Das Abreißen der Schwingung konnte am TV-Gerät im VHF-Bereich sehr gut beobachtet werden. A A entfällt in Bild 1 Bild 2 Vorschläge für die Anordnung des Meßgerätes zur Anzeige des Dips Bild 3 Ansicht der auf gebauten Prüfschaltung Der Aufbau des Oszillators für Frequenzen bis 300 MHz muß sorg¬ fältig und gut überlegt mit kürzester HF-Leitungsführung erfolgen. Der Einbau in ein kleines Gehäuse mit geeichter Skale ist ratsam. Für die Verwendung des Oszillators als Grid-Dip-Meter macht [2] Vor¬ schläge für die Dip-Anzeige (Bild 2). Literatur [11 Bulla, H.: Einfacher MOSFET-Prüfer, FUNKAMATEUR, 1972, Heft 2, Seite 84 [2] Hawker, F.: Build FET Crystal Calibrator, Populär Electronics, Vol. 28, March 1968, Nr. 3, Seite 56 [3] Schmidt, R.: Schwingungserzeuger mit Elektronenröhren, Praktischer Funk¬ amateur, Bd. 24, Verlag Sport und Technik, Neuenhagen 1962, Seite 31 279 Dipl.-Ing. Bernd Petermann — DM 2 BTO Funkamateure plaudern über DX-Arbeit DX — das ist die Abkürzung der Funkamateuere für große Entfer¬ nungen. Auf gef aßt wird DX entweder als über 3000 km entfernt oder häufiger auch als außerhalb des eigenen Kontinents. Für uns in der DDR ist das fast gleichbedeutend. Für die meisten Funkamateuere haben DX-Verbindungen einen besonderen Reiz. Einmal muß der Funkamateur sein Metier verstehen, wenn er mit seinen begrenzten Mitteln so große Entfernungen über¬ brücken will. Zum anderen muß er sich fortwährend mit der Verbesse¬ rung seiner technischen Anlage beschäftigen, um die volle Leistungs¬ fähigkeit »herauszuholen«. Und letztlich zieht er vor sich selbst den Hut, wenn er mit einer Mini-Senderausgangsleistung z. B. eine Funk¬ verbindung mit einer japanischen Amateurfunkstation schafft! Der richtige DXer ist nun nicht nur darauf aus, möglichst weite Verbindungen herzustellen. Vielmehr möchte er möglichst viele Länder auf den verschiedenen Amateurfunkfrequenzbereichen er¬ reichen. Aber Länder sind hier nicht einfach Staaten, wie man sie sonst kennt. Die Funkamateure kennen laut ihrer DXCC-Liste wesentlich mehr, als man im Atlas findet, nämlich weit über 300. Viele dieser DX-Länder sind Inseln oder Inselgruppen, sie messen oft nur wenige Quadratkilometer, manche sind sogar noch kleiner. Die kleinsten europäischen DX-Länder sind z.B. Malta, Gibraltar, Liechtenstein, Andorra, Monaco, San Marino, die Vatikanstadt, die britischen Kanal¬ inseln und die Aaland-Inseln. In solchen Ländern gibt es nur wenige Funkamateure, so daß diese Länder auf den Amateurfunkbändern schon als Raritäten gelten. Die am weitesten entfernten Länder (für uns z.B. "Neuseeland) sind durchaus nicht schwierig zu erreichen. Mehr Mühe erfordern Verbin¬ dungen zu Ländern* bei denen die Funksignale den magnetischen Nord- oder Südpol überqueren müssen, wie es z.B. bei einem Teil des Pazifikgebiets der Fall ist. Pazifikinseln sind deshalb für uns so ziem¬ lich die härtesten Nüsse, sie sind recht weit entfernt, und wegen ihrer geringen Größe haben sie auch wenig Bevölkerung. 280 Das Rezept des erfahrenen DXers heißt nun Hören , um zur rechten Zeit auf der richtigen Frequenz zu senden, denn eine seltene Station wird kaum einmal auf unseren eigenen Ruf antworten. Also heißt es die KW-Bänder am Empfänger abzukurbeln, um irgendeine inter¬ essante Amateurfunkstation zu finden. Dazu muß man auch wissen, zu welcher Tageszeit es wohin geht , denn es ist so, daß auf den nieder¬ frequenten KW-Bändern eine DX -Verbindung meist nur möglich ist, wenn der größte Teil des Ausbreitungswegs der elektromagnetischen Wellen in der Dunkelheit liegt. Bei den hochfrequenten KW-Bändern dagegen muß der Ausbreitungsweg der elektromagnetischen Wellen zum größten Teil im Tageslicht liegen, damit eine Weitverbindung möglich ist. Zusätzlich ist der Zustand der Ionosphäre, über die die Ausbreitung der elektromagnetischen Wellen erfolgt, noch vom 11- jährigen Sonnenfleckenzyklus, von der Jahreszeit, von unvorherseh¬ baren Unregelmäßigkeiten und, wie angedeutet, von der Tageszeit ab¬ hängig. Außerdem muß man noch berücksichtigen, daß die besten Ausbreitungsbedingungen für die elektromagnetischen Wellen nichts nutzen, wenn fast alle Funkamateure des an visierten Gebiets gerade ihrer Arbeit nachgehen oder »horizontal polarisiert« sind (= schla¬ fen!). Trotzdem ist mit einfachem Abhören der KW-Bänder schon viel zu machen, man merkt sehr schnell, wohin Arbeitsmöglichkeiten be¬ stehen. Es gilt besonders auf leise Stationen zu achten, auch wenn sie zwischen vielen Geräuschen von anderen Stationen versteckt sind. Ist es eine interessante Amateurfunksation, was sich aus dem Ruf¬ zeichen ablesen läßt, wird schnell der Sender auf diese Frequenz ab¬ gestimmt. Wenn diese Station ihre Verbindung bzw. ihren allgemeinen Anruf beendet hat, ruft man kurz. Kommt die Station auf diesen Ruf nicht zurück oder auf den einer dritten Station, dann wiederholt man die kurzen Anrufe, bis das QSO zustande kommt oder eine andere Station mehr Glück hat. In diesem Fall muß man warten, bis das QSO beendet ist, erst dann kann man wieder mit kurzen Anrufen sein Glück versuchen. Das kann viel Zeit kosten, und häufig ist man erfolg¬ los. Je geringer die Leistung und je schlechter die Antenne ist, um so mehr Geduld ist erforderlich. Nachts ist es, zumindest wochentags, leichter mit der DX-Jagd, weil ein Teil der »Konkurrenz« schläft. Dann kommt man auch ohne eine Superstation leicht zum Ziel. Auch die Vormittage an Wochentagen können sehr ertragreich sein - ein Pluspunkt für Schichtarbeiter! Bei der Erhöhung seines Länderstands können dem Funkamateur sogenannte DX-Expeditionen , die von erfahrenen Funkamateuren in »seltenen Ländern« durchgeführt werden, helfen. Diese arbeiten dann mit einer leistungsfähigen Station für eine begrenzte Zeit auf meist vorher bekannten Frequenzen im D-Zug-Tempo, so daß sie 281 möglichst viele andere Funkamateure erreichen können. Um zu wis¬ sen, wann und auf welchen Frequenzen eine solche Expedition zu er¬ warten ist, muß man beim Hören auf den Amateurfunkbändern auf¬ passen. Meistens wird schon vorher ausgiebig über diese DX-Expedi¬ tionen diskutiert. Hat man nun endlich einen solchen »Fisch« geangelt, beginnt die Jagd nach der schriftlichen Bestätigung, der QSL-Karte. Man schickt die eigene, korrekt ausgefüllte QSL-Karte ab, und wenn man Glück hat, trifft die QSL-Karte der DX-Station nach einiger Zeit über die von den Amateur funk verbänden unterhaltenen QSL-Büros ein. Bei den meisten DX-Stationen ist das der übliche Weg. Aber sehr seltene Stationen haben einen sogenannten QSL-Manager, der ihnen die Ar¬ beit mit den QSL-Karten abnimmt. Wenn die Stationen einen sehr abgelegenen Standort haben, wird so erst eine einigermaßen schnelle QSL-Vermittlung möglich. Dieser QSL-Manager muß auf der eigenen QSL-Karte als Empfänger vermerkt werden. 100 durch QSL-Karten bestätigte Länder — das ist die magische Zahl, von der ab man sich nach Meinung vieler Funkamateure als DXer bezeichnen darf. Ing. Hans-Uwe Fortier- DM 2 GOO DX-Arbeit auf den UKW-Amateurfunkbändern Nicht nur auf den KW-Amateurfunkbändern ist DX-Arbeit möglich, sondern auch auf den UKW-Amateurfunkbändern. Nur liegen hier grundsätzlich andere Bedingungen vor. Das ist begründet in den ande¬ ren ^.usbreitungsmechanismen der ultrakurzen Funkwellen, die auf den UKW -Bändern quasioptisch, d. h. fast geradlinig verlaufen. Daher spricht man auf UKW, in unserem Fall also im 2-m- bzw. 70-cm- Amateurfunkband, dann von DX, wenn Funkverbindungen auf Ent¬ fernungen über 300 km zustande kommen. Gute DX-UKW-Ausbreitungsbedingungen sind meistens in den Monaten September, Oktober, November und auch häufig im Januar zu beobachten; also in einer Jahreszeit, in der stabile Hochdruck¬ gebiete über weiten Teilen Europas das Wettergeschehen bestimmen. Die UKW-Amateure warten daher sehnsüchtig auf die Herbstmonate, um Funkverbindungen tätigen zu können, die manchmal auch über 1600 km zustande kommen. Wie bei den KW-Amateuren ist aber nicht nur die Weit Verbindung interessant, sondern vielmehr die Zahl der erreichten Länder. Da das, durch die Ausbreitung der elektro¬ magnetischen Wellen bedingt, sehr eingeschränkt ist, haben die UKW- Amateure die Erdoberfläche in sogenannte QTH -Großfelder auf geteilt, die gleichzeitig zur leichteren Standortbestimmung von Amateur¬ funkstationen dienen. Viele UKW-Amateure sammeln daher QSL- Karten aus den unterschiedlichen QTH-Großfeldern. Die Arbeitsweise des UKW-Amateurs entspricht.fast der des KW- Amateurs. Auch für ihn ist das Hören die wichtigste Voraussetzung für eine erfolgreiche Arbeit, zumal ja ein Hochdruckgebiet nur in be¬ stimmten Richtungen wirkt, und die muß man durch Hören heraus¬ finden. Dazu braucht der UKW-Amateur vor allem eine fernbediente, drehbare Antenne, um schnell die Richtung wechseln zu können. Hat man eine ferne Amateurfunkstation geloggt, dann ruft man sie kurz an usw. Man hat um so mehr Erfolg, an eine DX-Station heranzukommen, je größer die Ausgangsleistung des Senders ist und je größer der 283 Antennengewinn der UKW-Antenne ist. Je nach der Konstruktion kann der Gewinn der UKW-Antennen sehr hoch sein. So kann man Strahlungsleistungen erreichen, die etwa 25mal größer sind als die Leistung, die der Sender abgibt. Es ist also keine Seltenheit, wenn UKW-Amateurfunkstationen mit einer Strahlungsleistung von 3 kW und mehr arbeiten. Hierbei gilt aber immer die Regel, daß das Lei¬ stungsgleichgewicht zwischen dem Sender und dem Empfänger stim¬ men muß, d.h., man sollte genauso gut hören können, wie man gehört wird! Zur DX-Arbeit gehören Zeit und Geduld. Und klappt es manchmal nicht in Telefonie, dann muß man es in Telegrafie versuchen. Der Reiz der Weitverbindungen im UKW-Bereich hat natürlich die UKW- Amateure angespornt und zu großen technischen Leistungen be¬ flügelt. So lassen sie Ballons hoch in die Atmosphäre, an denen ein sogenannter Transponder hängt. Dieser empfängt die Signale, ver¬ stärkt sie und strahlt sie wieder ab. Da von beiden Funkrichtungen der Weg zum Ballon geradlining verläuft, können auf diese Weise große Entfernungen überbrückt werden. Zwangsläufig folgten dann die Amateursatelliten der OSCAR- Serie, die den Radius noch wesent¬ lich erweiterten. Seltenheit haben die Verbindungen, bei denen der Mond als passiver Reflektor für die ultrakurzen Wellen ausgenutzt wird; denn dabei ist der Aufwand doch beträchtlich. Die Hohe Schule für den UKW-Amateur sind sogenannte Meteor- Scatter-Verbindungen. Da die Meteor-Scatter schauerartig auftreten, kann man die Telegrafiesignale nur bruchstückweise an den QSO- Partner senden. Deshalb werden solche QSOs zu einem gegebenen Zeitpunkt schriftlich vereinbart und dann mühsam durchgeführt. Alte DX-Hasen haben über 20 Länder und etwa 100 Großfelder ge¬ arbeitet. Sehr stolz sind sie über sogenannte Erstverbindungen, d.h., wenn sie als erster Funkamateur ihres Landes ein anderes Land ge¬ arbeitet haben. Solche Erst Verbindungen wie auch der Länderstand und die Anzahl der gearbeiteten QTH-Großfelder werden in Besten¬ listen beim Radioklub der DDR geführt. Jeder UKW-Amateur hat natürlich das Bestreben, möglichst im Vorderfeld dieser Bestenliste zu liegen, um bei seinen Funkkameraden als ein guter DXer zu gelten. 284 Aus dem Leben in der Oberstleutnant Siegfried Batschick Nachrichtentruppe An dieser Stelle soll über einen Nachrichtentruppenteil der Nationalen Volksarmee berichtet werden. Er liegt in der Umgebung von Berlin. Der Kommandeur dieses Nachrichten truppen teils trägt mehrere staat¬ liche und gesellschaftliche Auszeichnungen, wie viele Kommandeure von Truppenteilen, die sich durch treue Pflichterfüllung in der Natio¬ nalen Volksarmee bewährt haben. Auch Offiziere, Fähnriche und Unteroffiziere dieses Truppenteils wurden mit Orden und Medaillen geehrt. Viele Soldaten haben durch hohe Leistungen in der Gefechts¬ ausbildung Soldatenauszeichnungen erworben. Was kennzeichnet die¬ sen Nachrichtentruppenteil besonders? Seit Jahren erfüllt er alle Auf¬ gaben mit der Note »gut« und einige davon sogar mit der Note »aus¬ gezeichnet«. In der Gefechtsausbildung leistet der Truppenteil, vor allem durch eine breite Neuererarbeit (über 25% der Angehörigen des Truppenteils sind aktive Neuerer) Pionierarbeit, so daß er jetzt über eine solide Lehr- und Ausbildungsbasis verfügt, die für andere Nach- richtentruppenteile in der Nationalen Volksarmee beispielhaft ist und in der das Lernen Spaß macht. 1971, anläßlich des 10. Jahrestages der Errichtung des antifaschi¬ stischen Schutzwalls in Berlin, erhielt der Truppenteil durch den Ersten Sekretär des Zentralkomitees der SED, Genossen Erich Honek- ker, eine Ehrenurkunde »Für vorbildlichen Einsatz, 13. August 1961« und durch den Stellvertreter des Ministers für Nationale Verteidi¬ gung und Chef der Landstreitkträfte eine Fahnenschleife zur Truppen¬ fahne. 1973 wurde dem Truppenteil die Auszeichnung »Bester Nach¬ richtentruppenteil« zuerkannt. Es liegt im Wesen unserer Armee, daß sie enge Verbindungen zu den staatlichen und gesellschaftlichen Organisationen unseres Arbeiter-und- Bauern-Staates hat. So wundert es auch nicht, daß unser Nachrich¬ tentruppenteil mit den polytechnischen Oberschulen und den Betriebs¬ berufsschulen sowie den Vorständen der Gesellschaft für Sport und Technik im Territorium gute Kontakte unterhält. In diesem beispielgebenden Truppenteil tragen etwa 60% der Sol- 285 daten das Bestenabzeichen, rund 60% der FDJ-Mitglieder das »Ab¬ zeichen für gutes Wissen«. Diese guten Leistungen auf allen Gebieten des militärischen Lebens wurden gefördert durch gute Verbindungen zu den sow jetischen Waffenbrüdern, zum »Regiment nebenan«. Beispiele und Zahlen vermögen nur annähernd das Leben in einem Truppenteil zu charakterisieren. Mancher Leser wird sich fragen, wie wurden diese herausragenden Leistungen erreicht? Grundlage war und ist in diesem Truppenteil die zielstrebige politisch-ideologische Arbeit aller Offiziere, Fähnriche, Unteroffiziere und Soldaten, um die Aus¬ bildungsaufgaben zu erfüllen und gleichzeitig den Erfahrungsaus¬ tausch mit den sow jetischen Waffenbrüdern allseitig zu pflegen. Hier¬ bei kennt man auf beiden Seiten keine »Geheimnisse«, wenn es darum geht, Erfahrungen in der Erziehung der Menschen bis hin zu kleinen Tricks bei der Bedienung und Nutzung der Technik und auf anderen Gebieten des militärischen Lebens auszutauschen. Die Soldaten, Unteroffiziere, Fähnriche und Offiziere des Truppen¬ teils freuen sich über erfolgreich bestandene Gefechts- und Ausbil¬ dungsaulgaben der Genossen aus dem »Regiment nebenan«, und der sowjetische Kommandeur des »Regiments nebenan« zeichnete Sol¬ daten für hohe Leistungen im gemeinsamen sozialistischen Wett¬ bewerb aus. Nicht selten finden Veranstaltungen der Jugendorgani¬ sationen beider Truppenteile zu gesellschaftlichen Höhepunkten und zu Tagesereignissen statt. Die Waffenbrüderschaft ist für die x4ngehörigen des Nachrichten¬ truppenteils der Nationalen Volksarmee kein Lippenbekenntnis, son¬ dern vor allem praktisches Handeln. Die allseitige Pflege der Waffen¬ brüderschaft trug mit dazu bei, daß dieser Nachrichtentruppenteil zu den besten in der Nationalen Volksarmee zählt. Er verwirklicht, was General Reymann in einem Interview mit der Zeitschrift Ausbilder forderte: »Der Kampfauftrag der Spezialtruppe Nachrichten lautet: Den Kommandeuren und Stäben aller Stufen und Ebenen sind stets zu¬ verlässige, ununterbrochen und mit hoher Qualität arbeitende Nach¬ richtenverbindungen für die Führung, das Zusammenwirken, die Be¬ nachrichtigung und Warnung und für die rückwärtige Sicherstellung in ausreichender Anzahl zur Verfügung zu stellen«. Die Nachrichtensoldaten unseres Truppenteils erfüllen diese Forde¬ rungen. In einem Schreiben des Stabschefs eines Verbandes, der sich für die ausgezeichneten Nachrichtenverbindungen während einer Übung bedankt, findet man folgende Worte: »Die standhaften Verbindungen trugen wesentlich zum Gelingen der Übung bei. Es wurde bewiesen, daß der Truppenteil zu Recht als >Bester Truppenteih ausgezeichnet wurde.« 286 MMM-Kaleidoskop: Exponate der Nationalen Volksarmee Die Neuerer- und MMM-Bewegung in der Nationalen Volksarmee kann auf eine 15jährige Entwicklung zurückblicken. Was kennzeich¬ net eigentlich diese immer breiter werdende Bewegung unter den Sol¬ daten, Unteroffizieren, Fähnrichen und Offizieren in der Nationalen Volksarmee? Jährlich beteiligen sich durchschnittlich 20000 junge Armeeange¬ hörige, Zivilbeschäftigte und Spezialisten an der Neuererbewegung. Sie sind in mehr als 5000 Neuererkollektiven tätig, und in jedem Jahr sind fast 10000 Neuerer Vorschläge das Ergebnis des Schöpfertums die¬ ser Armeeangehörigen. Schöpfertum, ein großes Wort. Ja, man muß sagen, daß das, was in Einzel- und in Kollektivarbeit im Neuerer¬ wesen für die Erhöhung der Gefechtsbereitschaft in allen Teilen der Nationalen Volksarmee geschaffen wurde, Schöpfertum des soziali¬ stischen Menschen im wahrsten Sinne des Wortes ist. Tausendfach erleben junge Armeeangehörige in ihren Neuererkollektiven nach an¬ gestrengter geistiger und manueller Arbeit das schöne Gefühl, etwas Neues geschaffen, etwas verbessert zu haben, was die Bedienung eines Geräts z. B. leichter oder rationeller gestaltet. Die Tätigkeit des Neuerers besteht darin, daß sie ein Ding, einen realen Gegenstand, einen Mechanismus oder ein Verfahren schafft, das ein bestimmtes Problem löst. Die Motive für diese Arbeit der Soldaten liegen im tiefen Verständnis des Klassenauftrags unserer Armee, in der Überzeugung, daß jeder Beitrag die Kampfkraft stärkt, den Sozialismus mächtiger und seinen Schutz sicherer macht. So vereint sich in der Neuerertätigkeit der Armeeangehörigen mit dem Beitrag zur Stärkung der Kampfkraft der Nationalen Volksarmee die weitere Herausbildung solcher Eigenschaften der sozialistischen Persönlichkeit wie Verantwortungsgefühl, Kollektivbewußtsein, Standhaftigkeit, Ausdauer, Mut und Disziplin. Die Neuerer im Sol¬ datenrock sind nicht nur ausgezeichnete Neuerer, sie sind vor allem vorbildlich in der politischen und militärischen Ausbildung. Nicht selten tragen die Neuerer der Nationalen Volksarmee dazu bei, Pro- 287 zesse zu bewältigen, die unmittelbar den wissenschaftlich-technischen Fortschritt im Militärwesen berühren. Dabei hilft den Neuerern unserer Nationalen Volksarmee immer wieder der Erfahrungsaus¬ tausch untereinander und mit den sowjetischen Waffenbrüdern. Es erübrigt sich zu betonen, daß es bei solchen Veranstaltungen zwischen den Klassen- und Waffenbrüdern keine Geheimnisse gibt. Die XVI. MMM 1973 in Leipzig unterstrich einmal mehr, welch hohes Niveau die Neuererarbeit in der Nationalen Volksarmee er¬ reicht hat. Einige Exponate, die hier vorgestellt werden, stehen für viele, die in Leipzig zu sehen waren. 1. Sendeimitator Neuererkollektiv Oberleutnant Lotze Das Gerät dient zur Gegnerimitation für die Ausbildung von Auf¬ klärern (Bild 1). Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 1501 Potsdam- Geltow, Postfach 11 115 Bild 1 Sendeimitator 2. Stationäre UKW-Antenne Neuererkollektiv Hauptmann Opel Die Antenne wird bei ortsfesten Funkgeräten im Sprechfunkverkehr eingesetzt (Bild 2). Es ist eine vertikal polarisierte Rundstrahlantenne (VPR) für den Frequenzbereich 20 bis 50 MHz. Die Antenne hat in der horizontalen Ebene eine Rundstrahlcharakteristik. Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 1501 Potsdam- Geltow, Postfach 11115 288 Hihi 2 ,Stationäre l r K\V- Antenne 3. Netzgerät zur Stromversorgung des Funkgeräts l{ 105 über Kfz-Akkumulator/Netz Neuererkollektiv Korvettenkapitän Kühner Die Funkgeräte R 105 werden über Akkumulatoren betrieben. Durch den Einsatz des transistorisierten Netzgeräts ist es möglich, eine stabilisierte Ausgangsspannung von 4,8 V bei (> V und 12 V Gleich¬ spannung bzw. 110 V und 220 V VVechselspannung eingangsseitig abzunehmen. Bei der Gleichspannungsversorgung über einen Kfz- Akkumulator wird die Spannung über einen Kfz-Stccker und eine Autolichtsteckdose zugeführt. Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 25 Rostock 10, Postfach 18 815 B 4. Störgenerator RBS-12 Neuererkollektiv Hauptmann Glowna Der Störgenerator dient zur Erzeugung von Störungen im Meter¬ wellenbereich, um die Funkorter der Funkmeßstationen auch unter 19 Schubert, Elj$ibu7i 289 Bild 3 Stönjenrrator BBS-12 den Bedingungen von Funkmeßstörungen ausbilden zu können. (Bild 3). Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 1501 Potsdam- Geltow, Postfach 11 115 5. Kabelprüfgerät Neuerer Major Heerwald Das Kabelprüfgerät dient zur Überprüfung von flexiblen elektrischen Kabeln. Bei Defekten kann der Fehlerort mit einer Genauigkeit von Bild 4 Ktibelprüf gerät 290 ± 2 cm ermittelt werden. Das Gerät ist transportabel und in Ein¬ schubbauweise ausgeführt (Bild 4). Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 1501 Potsdam- Geltow, Postfach 11 115 6. Optisch-elektronisches Zielgerät Neuererkollektiv Gefreiter Weidhase Das optisch-elektronische Zielgerät ist eine Verbesserung der vor¬ handenen Zielübungsgeräte (MZG/OZG) zur Durchführung von Ziel¬ übungen auf unbewegliche, auf tauchende und sich bewegende Ziele mit der MPi und dem IMG. Es ermöglicht ein gefechtsnahes Schießtraining in allen Anschlag¬ arten aus dem Stand, aus Stellungen und aus der Bewegung auf reale Entfernungen unter allen Witterungsbedingungen, bei Tag und bei Nacht (Bild 5). Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 16 Königs Wuster¬ hausen, Postfach 16 614 Bild 5 Optisch-elektronisches Zielgerät 19* 291 7. Komplexmeßplatz für elektrische Grundgrößen Neuererkollektiv Zivilbeschäjtigter Klust Der Prüf platz dient zum Prüfen bzw. Eichen von Prüf- und Me߬ geräten. Es können Wechselspannungen und Wechselströme von 50 Hz und 400 Hz, Gleichspannungen und Gleichströme sowie aktive und passive Induktivitäten, Kapazitäten und Widerstände gemessen werden (Bild 6). Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 126 Strausberg, Postfach 14 415 c Bild 6 Komplexmeß])latz für elektrische Grundgrößen 8. Universelles Stromversorgungsgerät Neuererkollektiv Major Pogroszelski Das Stromversorgungsgerät dient zur Stromversorgung für Labor¬ versuche, für Demonstrationsmodelle und für Schaltungen bei Flug¬ zeugspezialausrüstung. Es ist mit 7 Festspannungen für hohe Be¬ lastungen, mit'8 regelbaren Spannungen bei gleichzeitiger Kontrolle und Überwachung ausgerüstet (Bild 7). Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 126 Strausberg, Postfach 14 415c 292 Bild 7 Universelles Stromversorgungsgerät. Bild 8 Verstärker prüf stand U-3 und U-4 (Fotos: MFZfJ. Tessmer) 293 9. Verstärkerprüf stand U-3 und U-4 Neuererkollektiv Zivilbeschäftigter Senf Mit diesem Prüfgerät können die Verstärkeranlagenunabhängig über¬ prüft und instand gesetzt werden. Die einzelnen Eingangs- und Stabili¬ sierungsgrößen werden nachgebildet und angezeigt. Es lassen sich verschiedene Kombinationen schalten, um Fehler einzugrenzen. Die Ausgangswerte werden an einer nachgebildeten Last nachgewiesen. Durch Wahl- bzw. Meßgeräteumschalter können der gesamte Ver¬ stärker, aber auch einzelne Baugruppen überprüft werden. Der An¬ schluß erfolgt über einen Adapter (Bild 8). Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 25 Rostock 10, Postfach 18 815B 10. Demonstration der Hysteresiskurven Neuerer Zivilbeschäftigter Carl Diese Neuerung dient dazu, Hysteresiskurven verschiedener Eisen¬ sorten (hart- oder weichmagnetisch) mit und ohne Luftspalt auf dem Bildschirm eines Oszillografen darzustellen. Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 25 Rostock 10, Postfach 18 815B 294 Aus der Geschichte der Nachrichtentechnik (IX) Eine entscheidende Bedeutung für die Weiterentwicklung der draht¬ losen Nachrichtentechnik hatte die Erfindung der Elektronenröhre. Sie war die Voraussetzung dafür, daß sich die Rundfunktechnik und später die Fernsehtechnik entwickeln konnten. Wie bei vielen Ent¬ deckungen, die bei einem bestimmten Stand der Technik Voraus¬ setzung für die weitere Entwicklung sind, kann man für die Elektronen¬ röhre keinen eigentlichen Erfinder angeben. Erkenntnis um Erkenntnis haben zahlreiche Techniker und Wissenschaftler zusammengetragen, bis die uns heute bekannte Elektronenröhre entstand. Begonnen hatte es mit Thomas Alva Edison (1847 bis 1931). In seinem Forschungslabor in Menlo Park experimentierte er mit Glüh¬ lampen. In einem Glaskolben hatte er außer dem Glühfaden eine Metallplatte eingeschmolzen. Er stellte bei Versuchen fest, daß immer dann ein Strom durch die eigentlich nichtleitende Röhre floß, wenn der Glühfaden mit dem negativen Pol der Batterie und die Metall¬ platte mit dem positiven Pol der Batterie verbunden waren (Edison- Effekt). Er maß dieser Entdeckung keine größere Bedeutung bei, da er sich mit der Verbesserung des Glühfadens beschäftigte, um eine für längere Zeit gebrauchsfähige Glühlampe zu erhalten. Der englische Physiker John Ambrose Fleming (1849 bis 1945) ent¬ wickelte 1904 das damals genannte Thermo-Ionenventil. Wir sagen heute Zweielektrodenröhre oder Diode. Damit ersetzte er den un¬ empfindlichen und unzuverlässigen Kohärer beim Nachweis von elek¬ tromagnetischen Schwingungen. Die Weiterentwicklung der Elek¬ tronenröhre zur Dreielektrodenröhre oder Triode wurde fast gleich¬ zeitig von dem amerikanischen Ingenieur Lee de Forest (1873 bis 1945) und dem österreichischen Physiker Robert von Lieben (1878 bis 1913) vorgenommen. Lee de Forest experimentierte mit Detektoren. Sein elektroche¬ mischer Detektor (»Sponder«) setzte sich nicht durch. Auch die Ver¬ suche mit heißen Gasen, die elektrisch leitfähig sind, brachten nicht den gewünschten Erfolg. Da erfuhr er vom Fleming-Ventil, das als 295 Gleichrichter für elektromagnetische Schwingungen verwendet wurde. Dabei erkannte er auch den Zusammenhang mit dem Edison-Effekt. Um den auf tretenden Elektronenstrom steuern zu können, ordnete Lee de Forest 1906 zwischen dem Glühdraht (Katode) und der Metall¬ platte (Anode) des Fleming-Ventils ein Metallgitter an, durch das der Elektronenstrom hindurchfließen konnte. Wenn dieses Metallgitter negativ vorgespannt war, unterband es den Stromfluß. Mit positiver Vorspannung konnte der Elektronenstrom fließen. Wurde die Metall¬ platte mit einem Fernsprechhörer verbunden, dann wirkte das Metall¬ gitter wie ein Steuerventil, im Fernsprechhörer waren verstärkt die am Steuergitter anliegenden Signale hörbar. Von Lee de Forest stammt auch die Audionschaltung mit dem Kondensator vor dem Gitter und dem hochohmigen Widerstand zwischen Gitter und Katode. Damit war es möglich, mit der Triode modulierte elektromagnetische Schwin¬ gungen zu demodulieren und gleichzeitig die Modulationsschwingun¬ gen zu verstärken. Außerdem erfand Lee de Forest auch die in der Frühzeit des Rundfunks vielverwendete Honigwabenspule. Robert von Lieben befaßte sich etwa ab 1905 mit der Verstärkung von Telefonströmen, um die Reichweite von Fernsprechleitungen ver¬ größern zu können. Er ging dabei von einer Erfindung Arthur Weh- nelts aus (deutscher Physiker, 1871 bis 1944, erfand 1904 die Oxyd¬ katode). Den aus der geheizten Katode heraustretenden Elektronen¬ strom versuchte er mittels eines Elektromagneten zu beeinflussen. Dieser Elektromagnet wurde von den zu verstärkenden Signalen be¬ einflußt. Sein berühmtes Patent von 1906 mit der Nummer 179 807 nennt folgerichtig diese Röhre Kathodenstrahlenrelais. Robert von Lieben hat dabei kaum an eine Verwendung in der drahtlosen Nach¬ richtentechnik gedacht. Erst 1911 ging Robert von Lieben zur elektro¬ statischen Steuerung des Elektronenstroms mittels eines Steuergitters über, da der Elektromagnet sehr viel Strom erforderte. Damit ent¬ sprach die Lieben-Röhre dem von Lee de Forest verwendeten Prinzip. Die ersten Elektronenröhren waren von geringer Lebensdauer. Das hing damit zusammen, daß man nicht das erforderliche Vakuum er¬ zeugen konnte. Ein Pionier auf dem Gebiet des Hochvakuums war der deutsche Physiker Wolf gang Gaede (1878 bis 1945), der 1905 die Gaede-Luf tpumpe, 1909 die Molekularluftpumpe, 1915 die Diffusions¬ luftpumpe und 1935 die Gasballastluftpumpe erfand. So konnten in der fortschreitenden Entwicklung die Elektronenröhren immer weiter verbessert werden. Mit der Anwendung der ersten Elektronenröhre wurden grundle¬ gende Schaltungsprinzipien entwickelt. So wurde 1911 dem deut¬ schen Ingenieur Otto von Bronk das Prinzip des HF-Verstärkers paten¬ tiert. Wesentlich bekannter geworden ist das Prinzip der Rückkopp¬ lung, mit dem es gelang, mittels Elektronenröhren ungedämpfte 296 Bild 1 Einer der ersten Fern - syrechverstärker mit der Lieben-Röhre (Post¬ museum JierlinIDDR) elektromagnetische Schwingungen zu erzeugen. Hier gibt es mehrere Patentinhaber. Am bekanntesten ist Alexander Meißner (deutscher Physiker, 1883 bis 1958). Andere Patentinhaber sind E.Reiß, S. Strauß, Ch. S. Franklin, H. J. Round, E. H. Armstrong (Rückkopplungs- audion), J. Langmuir - wobei alle Patente aus dem Jahre 1913 stam¬ men. Nachdem mittels der Elektronenröhren und des Rückkopplungs¬ prinzips Funksender gebaut werden konnten, konzentrierte sich die Entwicklung auf leistungsstarke Senderöhren. Vor allem die junge Sowjetmacht erkannte die Bedeutung der sich rasch entwickelnden Funktechnik. Und so gibt es viele Notizen, Anweisungen und Fern¬ sprüche von Wladimir Iljitsch Lenin, die mit der Schaffung des Nishni- 297 Bild 2 Bild 3 M. A. Bontsch-Brujwvitsch (1888 bis Heinrich Barkhausen (1881 bis 1956) 1940) Nowgoroder Funklaboratoriums und der größtmöglichen Unter¬ stützung seiner erfolgreichen Arbeit verbunden sind. Eine heraus¬ ragende Rolle spielte dabei Prof. M. A. Bontsch-Brujewitsch (1888 bis 1940), der 1916 die ersten Elektronenröhren in Rußland konstruierte. In dem 1918 gegründeten Laboratorium befaßte er sich vorwiegend mit der Entwicklung von leistungsstarken Senderöhren. 1922 er¬ reichte er Sendeleistungen von 30 kW, 1935 sogar 100 kW. Als erster führte er das Prinzip der Wasserkühlung bei Senderöhren ein. Er baute die ersten leistungsstarken Funksender und entwickelte eine Reihe spezieller Schaltungen der HF-Technik. 1922 wurde von ihm der erste Komintern-Sender mit einer Sendeleistung von 12 kW kon¬ struiert, 1927 wurde die Sendeleistung auf 40 kW erhöht. Zur damali¬ gen Zeit waren das die leistungsstarksten Röhrensender der Welt. Eine besondere Bedeutung kommt den Wissenschaftlern zu, die durch ihre theoretischen Arbeiten zur Physik der Elektronenröhre die stürmische Weiterentwicklung der Elektronenröhre ermöglichten. Zu nennen sind dabei u.a. der amerikanische Physiker Irving Langmuir (1881 bis 1957), der deutsche Physiker Walter Schottky (geb. 1886) und 298 der deutsche Physiker Heinrich Barkhausen (1881 bis 1956). Lang• muir entwickelte die ersten Hochvakuumröhren, stellte die Raum¬ ladungstheorie auf, erhielt 1932 den Nobelpreis für Chemie, befaßte sich später mit der Plasmaphysik. Schottky erfand die Schirmgitter¬ röhre, entwickelte die Verstärkertheorie und befaßte sich u.a. mit den Vorgängen in den Grenzschichten von Halbleitern. H. Barkhausen war seit 1911 Professor an der damaligen Tech¬ nischen Hochschule in Dresden, wo er das Institut für Schwachstrom¬ technik gründete. Er entdeckte den nach ihm benannten Effekt bei der Magnetisierung eines Ferromagnetikums und zusammen mit K. Kurz die Barkhausen-Kurz-^chWmgungQn (Bremsfeldröhre). Am bekanntesten geworden ist die sogenannte Barkhausen- Formel, nach der bei Verstärkerröhren das Produkt aus Steilheit S , Durchgriff D und Innen widerstand R i gleich 1 ist. Unser sozialistischer Staat ehrte H. Barkhausen mit der Verleihung des Nationalpreises im Jahre 1949. Wir klären Begriffe NETZBRUMMEN 299 Huggys Abenteuer in einer stürmischen Nacht Es ist bereits einige Monde her, das Elektronische Jahrbuch befand sich schon mächtig in Druck und Huggy auch. Kreuz und quer war er durch die Lande geflogen, um hier oder dort etwas zu suchen, was seine Aufmerksamkeit und seinen Unwillen erregen könnte, aber all¬ weil und allerorten gab’s nur fleißige Leute, die Huggys Preisaus¬ schreiben lösten, es gab einen ausgedehnten Bastlerteile-Versand¬ handel und keinen Stein des Anstoßes. Müde und hungrig, ohne eine Zeile im Kopf, brachte Huggy den¬ selben auf Heimatkurs und flog alsdann mit überhöhter Geschwindig¬ keit der Hauptstadt entgegen. Der Abend war kalt, dicke Regentropfen peitschten ihm ins Ge¬ sicht, schwerfällig bewegten sich die Flügel auf und ab, das Gefieder lag klatschnaß am Körper. Nur schwerlich konnte Huggy durch den tief hängenden Wolkenschleier die ersten hauptstädtischen Lichter erkennen, und gar bald zeichneten sich die dunklen und trüben Ge¬ wässer der Berliner Seen ab. Immer die Spree unter sich fühlend, ging der Flug dem Stadtzentrum zu. Der Wind wurde böiger. Huggy mußte- sich einen Ort des Verschnaufens suchen. Da erfaßten seine Füße einen Halt. Er hielt sich an einem span¬ nungslosen Draht fest, der sich weit zwischen zwei Gebäuden spannte, und entspannte sich einen Moment. Und wie er so dasaß, an nichts Böses, nur an ein geschütztes Nest denkend, zuckte es plötzlich im Draht. Lang, kurz, lang kurz — lang, lang, kurz, lang. Das wiederholte sich mehrmals bis zum lang, kurz, kurz — lang, lang - kurz, kurz, kurz, lang, lang - lang, lang — lang, lang, lang, Huggy nahm seine Gedanken zusammen und das Morsealphabet zur Hand. Aha, DM 3 MO stößt seine lockenden Rufe in den Äther. Also befand sich Huggy auf der Antenne der Klubstation der Gesellschaft für Sport und Technik in den Elektro-Apparate-Werken Berlin-Treptow. Es schienen also noch Menschen an der Taste zu hocken, und ein kurzer Besuch könnte nichts schaden. Huggy kroch auf dem langen Draht hin und her, bis er die Ableitung fand, und schon hangelte er sich nach unten. 300 Hoch droben, über den Dächern des EAW mit einem weiten Blick über die Spree, das Riesenrad im Treptower Kulturpark bis zum Müggelturm, sitzen an vielen Abenden und Wochenenden Funk¬ amateure im Turmstübchen des Werkes. Suchet, so werdet ihr finden, sagen sie sich. Und sie finden immer, was sie suchen: alte und neue Freunde im Äther auf KW und UKW, mit denen sie sprechen können oder sich betasten können. Sektionsleiter der GST und Leiter der Klubstation DM 3 MO ist Joachim Brosch, ein Ingenieur für Nachrichtentechnik, also ein Fach¬ mann vom Scheitel bis zur Taste. Huggys zweiter Gesprächspartner war der Referatsleiter Amateur¬ funk des GST-Bezirks Berlin, Karlheinz Aulich, alias DM 2 DRO. Er hat auch Fachkenntnisse, aber dazu kommt noch eine gleichgesinnte Ehefrau, was das spätabendliche Leben erleichtert. Das Werk hat diese Station vor vielen Jahren entbunden, lange war sie mit vielen Kinderkrankheiten behaftet. Aber - dank fachmänni¬ scher Hilfe hat sie sich in den letzten Jahren stark gemausert und ist im In- und Ausland ein angesehener QSO-Partner geworden. Dazu haben die X. Weltfestspiele und das Sonderrufzeichen DT DDR in besonderem Maße beigetragen. 14 Tage und Nächte lang wurde rund um die Turmuhr gearbeitet. Aus manchem Funkkontakt wurde ein persönlicher. Aber es wird hier nicht nur gehört und gesendet, daß die Drähte glühen, es wird auch gelehrt und gelernt. Es gibt Ausbildungs¬ pläne, Anfänger werden Fortgeschrittene und Fortgeschrittene erwer¬ ben Voraussetzungen für die spätere Ausbildung in der Nationalen Volksarmee zum Nachrichtenoffizier, was die Morseausbildung be¬ trifft. Diese Vorkenntnisse sind für den qualifizierten Dienst in der Nationalen Volksarmee wichtig. Falls sie dort dann auch genutzt werden. Darauf sollte man von vornherein achten. Denn für eine vormilitärische Ausbildung wird viel geopfert, Mühe, Freizeit, Schweiß. Und mit den Ausbildern ist es wie in einer Gast¬ stätte: Kollege kommt gleich, bitte warten. Denn es ist hier wie dort: keine Leute. Deshalb sollten sich noch mehr NVA-Reservisten für die Funkausbildung in der GST zur Verfügung stellen. Apropos verfügen. Die Integrationsbestrebungen innerhalb der sozialistischen Staatengemeinschaft entwickeln sich von Jahr zu Jahr auf vielen Gebieten des politischen, wirtschaftlichen und kulturellen Lebens. Sollten nicht die Amateurfunkorganisationen und die Indu¬ strie z.B. der DDR mit der Sowjetunion und der CSSR noch enger Zusammenarbeiten, vor allem was die Qualität und die Quantität der Bauelemente betrifft? Hier könnten wir von diesonLändern noch einiges lernen und brauchten nicht mehr länger im eignen Saft zu schmoren. Es fehlt auch an Lehrbüchern im Revier. Wo sind sie denn geblieben, die Amateurfunkpraxis (von Rothammel und Morgenroth) und der 301 Amateurfunks Für die Ausbildung sind sie wichtig. Verschämt mußte Huggy für irgendwelche Lektoren die Augen niederschlagen, betrifft diese Kritik doch den eignen Verlag. Neben den Kurzwellenamateuren gibt es in dieser Station noch eine ansehnliche Gruppe von UKW-Amateuren. Das sind auch keine Flaschen, wenngleich sie zu Huggys Besuch 60 leere im Schrank hatten. Aber vielleicht lockert Bier die Zunge, und der Sprechverkehr kann doppelt so schnell und weit abgewickelt werden. Und in dieser Beziehung können die UKWor auch einiges aufweisen. Die QSL- Karten beweisen es. Besonders die Karten der KW-Amateure mit dem U nehmen einen wichtigen Platz ein. Viele Funk- und Brieffreundschaften verbergen sich hinter den QSL-Karten mit dem Länderkennzeichen U, mit der Sowjetunion. Und manche Begrüßung im Äther über Tausende Kilo¬ meter hinweg klingt wie ein Gruß von Bruder zu Bruder. Apropos Tausende Kilometer. Die weiteste Sprechfunkverbindung gab es bis in das Gebiet des Stillen Ozeans (150° Länge, 15° Breite). Huggy würde sich gern einmal einen so fernen Amateurfunkerfreund selbst ansehen. Doch es war schon spät und höchste Sendezeit für die¬ sen Bericht an das Elektronische Jahrbuch. So mußte sich Huggy schnell verabschieden. Noch im Abflug krähte er stolz und vergnügt: vy 73 es best dx! Der Huggy-Begleiter H ans -Werner Tzschichhold Auflösung dos Preisrätsels 1974 Schaltung Kasten Nr. 1 Beim Anlegen des hochohmigen Spannungsmessers bleibt der Relais¬ kontakt in der gezeichneten Stellung, so daß für die Polarität der Buchsen A und B die untere Batterie zuständig ist. Wird der nieder¬ ohmige Strommesser angeschlossen, so wird das Relais erregt, und es schaltet um auf die obere Batterie mit der entgegengesetzten Polari¬ tät . Einfache Lösung Schaltung für Kasten Nr. 1 Schaltung Kasten Nr. 2 Zuerst kann man einmal festhalten, daß zwischen den Anschlüssen 1 und 2 ein Widerstand RI = 52 kQ liegen muß. Werden die Anschlüsse 3 und 4 mit einem Widerstand R3 = 20 kQ über brückt, so muß noch der Reihenwiderstand R2 vorhanden sein, damit das Ohmmeter den Wert 20 kQ anzeigen kann. Den Wert für R2 gewinnt man aus der Formel für die Widerstands-Parallelschaltung: (R2+R3)R1 R1 + R2+R3 nö R\R2 + R1R3 = R1R3 + R2R3 + R 3 2 R\R2 - R2R3 = R3 2 R2 (RI - R3) = .R3 2 R 32 202 400 ■ ß2 = Rl - R3 = 52 - 20 “ 32 12,5 kQ Die kompliziertere Schaltung gewinnt man aus der Vier pol theorie (siehe Bild). 3 Rz) 72,5ArL R 7 52k ] ■7 2 > Kompliziertere Lösung Schaltung für Kasten Nr. 2 Und das sind die Gewinner: 1. Preis (1 Transistorempfänger Kosmos und für 30,- M Bücher aus dem Militär¬ verlag der Deutschen Demokratischen Republik) A. Wiegeleben, 402 Halle (S.), Goethestr. 8 2. Preis (Bücher für 75,-M aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik) Burkhard Kunkel, 15 Potsdam, Kiezstr. 10 3. Preis (Bücher für 50,-M aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik) Eberhard Nöckel, 1533 Stahnsdorf, W.-Pieck-Str. 60 4. bis 10. Preis (je Preisträger Bücher für 25,- M aus dem Militärverlag der Deut¬ schen Demokratischen Republik) Wolfgang Kottwitz, 7281 Zschepplin, Eilenburger Str. 27. - Thomas Weber, 1034 Berlin, Karl-Marx-Allee 133. - Ekkehard Winkler, 8036 Dresden, Zeisig¬ weg 1. - Harald Bredow, 111 Berlin, Pankower Str. 11. - Wolfgang Graf, 55 Nord¬ hausen, Am Petersberg 1. - Rolf Haberlandt, 1162 Berlin, Bölschestr. 46.- Eber¬ hard Kühne, 42 Merseburg 6 1/212 Die Preisverteilung erfolgt unter Ausschluß des Rechtsweges. 303 Nomogramme für den Funkpraktiker Nomogramm 1 Stromdicht-e und Drahtdurchmesser Damit sich ein stromdurchflossener Draht nicht zu stark erwärmt, ist bei der Dimensionierung eine bestimmte Stromdichte S (A/mm 2 ) zu berücksichtigen. Für Transformatoren und Drosseln liegt S etwa im Bereich 2—5 A/mm 2 , bei kurz¬ zeitigen Helastungen, wie sie z.B. bei Relais oder Elektromagneten auf treten, kann S im Bereich von 10 —15 A/mm 2 gewählt werden. Impulsartige Belastungen er¬ lauben eine Stromdichte S bis etwa 30 A/mm 2 . Für Meßwiderstände usw. sollte die Stromdichte maximal 1,5 A/mm 2 betragen. Dem Nomogramm liegt die Beziehung d= 1,13 | ll/S [mm] zugrunde. I ~ Stromstärke in A; 8 — Stromdichte in A/mm 2 . Aus dem Nomogramm kann an Stelle vonrf auch der Leiterquerschnitt A in mm 2 entnommen werden. Beispiel: Gegeben: / =■ 4Aund S = 3,5A/mm 2 . Resultat: d = 1,2 mm bzw. A = 1,16 mm 2 . Nomogramm 2 Shunt für Strommesser Um den Meßbereich eines Strommessers zu erweitern, muß der den Meßwerk¬ strom I m übersteigende Strom / p durch einen Parallelwiderstand R p geführt werden (Prinzip der Stromteilung). Die Größen für das Meßwerk sind U m , J, n und Z? m . / m ess ist der neue Strommeßbereich. Der Parallel widerstand Jl p wird auch als Shunt bezeichnet. Es gelten die Beziehungen: Um =* /m ' Rm\ „ _ U, n _ U m ■*VP t TT' Jmeas ~ -«m ip Die Spannung wird in mV ermittelt, wenn die Stromgrößen in mA und die Widerstandsgrößen in Q angegeben werden. Beispiel: Gegeben: 1 m =* 0,1 mA; B m = 500 Q und /^eaa — 60 mA. Resultat: U in = 50 mV und /ip = 1 O. - 304 Nomoijramm 1 20 Schubert, Eljabu 7: 305 I- Strom , mess 306 Nomogramm 2 Nomogramm 3 Röhren-Katodenwiderstand Ausgehend von dem für die Elektronenröhre geforderten Wert der Gittervor¬ spannung U g , kann man mit dem Wert des Katodenstromes die erforderliche Größe des Katoden Widerstandes R k aus Uem Nomogramm ermitteln. Es gilt die Beziehung: Rk Ug_ Ik ' Beispiel: Gegeben: U g = 1,5 V und 7 t = 3 mA. Resultat: R^ = 500 Q. Nomogramm 4 NF-Ausgangsleistung Durch Messung der NF-Spannung Pa usg an der Schwingspule des an einem Verstärkerausgang angeschlossenen Lautsprechers kann man die NF-Ausgangs¬ leistung PAusg ermitteln. Es gilt dafür die Beziehung: PAusg = P 2 Ausg Rl [W]. PAusg in V und P L in Q. Beispiel 1: Gegeben: R l = 8 Q und Pa usg = 12 V. Resultat: PAusg = 18 W. Beispiel 2: Gegeben: Rj, = 10 ß und Uxuag = 0,6 V. Resultat: PAusg = 36 mW. Es wird in diesem Fall mit PAusg * 6 V gerechnet, so daß das erhaltene Ergebnis durch 100 zu teilen ist! Nomogramm 5 Bandbreite eines Schwingkreises Die Bandbreite eines Schwingkreises wird bestimmt bei einem Amplitudenwert der 70% des Maximalwertes entspricht. Es gelten dabei folgende Beziehungen: Bandbreite = — jß = 2A/ * / 2 -/<; Q Gütefaktor q = -i- (d = Verlustfaktor). Wie die Werte einzusetzen sind, ist aus dem Nomogramm ersichtlich. Beispiel: Gegeben: U *= 400 kHz und e — 50 (d = 0,02). Resultat: B =*= 8 kHz. 20 * 307 Ug-Gitterwrspannung , V - Katvdenstrom t mA u Ausg ~ HF-Ausgangsspannung, V 310 g- Gütefaktor Formeln für den Funkpraktiker Ausgangsübertrager für NF-Endröhren Weil heute Rundfunkempfänger und NF-Verstärker vorwiegend mit eisenlosen Transistor-NF-Endstufen bestückt sind, bereitet es mitunter Schwierigkeiten, für NF-Endröhren geeignete Ausgangsübertrager im Handel zu erhalten. Ein solcher Ausgangsübertrager ist aber bei röhrenbestückten NF-Endstufen erforderlich, da nur bei Anpassung von. Röhrenausgangswiderstand und Lautsprecherimpedanz die NF-Ausgangsleistung maximal übertragen wird. Aufgabe des Ausgangsübertragers ist es also, die niederohmige Lautsprecherimpedanz an den hochohmigen Röhren¬ ausgangswiderstand mittels eines geeigneten Übersetzungsverhältnisses der Win¬ dungszahlen anzupassen. Für die Berechnung der Werte des Ausgangsübertragers werden vereinfachte Formeln angegeben, die für die Amateurpraxis ausreichend sind. Tabellen zu Über¬ trager-Eisenkernen und zu CuL-Wicklungsdrähten findet man in [1] und in [2]. Der Eisenquerschnitt des erforderlichen Übertrager-Eisenkerns ergibt sich aus der Beziehung: Q Fe in cm 2 ; P ist die zu übertragende NF-Leistung in W; / u die noch zu über¬ tragende untere Grenzfrequenz in Hz. Da in der Eintaktschaltung entsprechend Bild der Anodengleichstrom durch den Ausgangsübertrager fließt, muß zur Vermeidung einer (Jieichstrom-Vor- magnetisierung ein Luftspalt vorgesehen werden. Dieser errechnet sich aus der Beziehung: ä - 0.4 )/Q Fe , d in mm; Qp e in cm 2 . Wenn im Bereich der tiefen Frequenzen der Abfall gering sein soll, gilt für die Primärinduktivität: Lp 207 • Ra /u Z-p in H; in Hz; /? a ist der llöhrenausgangswiderstand in kfl. Nunmehr erhält man die Primär windungszahl zu: L in H; <5 in mm ; Qy e in cm 2 . l)a bei einem Übertrager die primär- und sekundärseitig angeschlossenen Wider¬ stände mit dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses transformiert werden, gilt: Z? a in fl: /?l ist die Lautsprecherimpedanz in fl. Gleichzeitig entspricht das Übersetzungsverhältnis ü dem Verhältnis der Win¬ dungszahlen : ü=” E-. Wa Damit ist: 1 / Rg Wp t Rl Wb ’ und man erhält die Sekundärwindungszahl zu: oder Bei der Berechnung der Primärdrahtstärke ist zu berücksichtigen, daß neben dem Anodengleichstrom auch ein Anodenwechselstrom durch die Primärwicklung fließt. Für diesen Anodenwcchselstrom gilt die Beziehung: 1 ,'10» P Nr- » a ist der Anodenwcchselstrom in mA; P in W; J? a in k fl. Der Gesamtstrom durch die Primärwicklung ist dann annähernd: /„ = \7f7TJk . 7 p in mA; < a in mA; 7 a ist der Anodengleichstroin in mA. 312 Der Strom durch die Sekundärwicklung errechnet sich zu: 7 8 in A; P in W; 7 ?l in ß. Den Berechnungen der Drahtstärke wird eine Stromdichte von 2,5 A/mm 2 zu¬ grunde gelegt. Dann ist: d = 0,7 |//. d ist der Drahtdurchmesser in mm; 7 in A. Beispiel: Es soll ein Lautsprecher mit 7 ?l = 8 ß an eine NE-End röhre EL 84 mittels eines Ausgangsübertragers angepaßt werden. Eür die ltöhre EL 84 gelten folgende Werte; 7 a = 48 mA, 7? a *= 5,2 kß.. P — 5,3 W. Die untere Grenzfrequenz soll / u = 50 Hz sein. Welche Werte ergeben sich für den Selbstbau des Ausgangs¬ übertrageis? Eisenquerschnitt Qjf'e = 20 |/~ - 20 |/Ö,'XÖG - 0 ,5 cm 2 ■ Geeignet ist der Übertrager-Eisenkern M 74132 mit = 6,6 cm 2 (mit diesem Wert wird weitergerechnet!). Luftspalt ö = 0,4 |/670 = 0,4 • 2,57 - 1,03 1 mm . Bei Verwendung eines EI-Eisenkerns ist darauf zu achten, daß der Luftspalt zwei¬ mal auftritt. Die Zwischenlage zur Einstellung des Luftspalte^ darf daher nur halb so stark sein wie der errechnete Wert angibt! Primär Induktivität 207 • 5,2 1080 äT- --5Ö--M.- Primärwindungszahl V 10 . oi 5.1 _ -^-» 1000 ^32,6 - 1000 • 5 , 7 ; w P - 5700 Wdg. Über Setzungsverhältnis ü = - j/663 ^ 25,7 . Sekundärwindungszahl w ‘ “ 4 TT - 222 wdg. 313 Anodenwechselstrom ia. = = }/1040 =■ 32,2 niA . Primärstrom / P = j/482 +T 2^2 = ^3340 - 58mA. Primärdrahtstärke dp = 0,7 |/0,06 = 0,7 • 0,245 = 0,17 mm. Sekundärstrom I, =» = ]/0M - 0,815 A . Sekundärdrahtstärke s 5 o £ « H c = <2 * 3 o 03 ^ - fi W cj W 5^ i 03 i £ 1 p= PV 1 *. 'Ö w O C W CO®»NNhhnNhh W M M M M M ^ ^ *t t* Tt rH rt rt H r-H rt OOOOOOOO cT OOOOOOOOOOO c.ftftftao.o.o t^t^OiC(NOO i OCOOOOoO‘^ 5 l C r —“ — * H N H N h h h (jf -H* H «N 0'fl (N(M(N(N(N(NNiOO(N(NN WC5W««WW'*' nM “ , ' M O'M'NNTji’fTjiTjikOifl'ß'OlMN h* ^ ^ ^ O a ^ N N M OT OO cOtÄCOcßcßcCriHHHHHJficococoHHHH* 1 !* 5 ! - (M M h m eo (M (N N >0 K5 iß 317 AC 350K 32 1,5 2,5 .50/250 600 2,5 - pnp 0,03 SFT 212 30 3 30 20/150 2 0,3 - pnp [2] SFT 213 40 3 45 20/150 2 0,3 - pnp [1,51 SFT 214 60 3 45 20/150 2 0,3 - pnp • [1,5] 1 s d n «a. «5 MCOWWMMMMMMMM 60 O §S co .2 ö hS £ r-l r-l »H c 4/ r-l -i — rH «H O K ® o> 3 .2 «3 S 2 co Ui o> J= c c3 X j£ Ä ü s .2 U ■- fa -S 03 in H S3 g eö b s § Ä « ©iOX^*©©©©© ’01«0©X©iO©t'*X £ — «t. 2 fc> > CllfllClCOIClOIOllfllfllCOH-nOOOrt-r.. o ©oo© o© ©©©©©oooo© m©©OK3iftiniß©©o©oiN«©oixoin©inio>ninif5 H00 ®* r, ~ i-i^xxxxt^;— — 1 x — — oi eo oi co eo co co eo ooodooooood'flC'flO'Ädi/JifloiEooooo CI (M (M (M (N Ol 01 Ol Ol CI (M H « Ol CO IO t' CO 01 CO «O O Tfi © © © m m m eo eo co co©®ococo«co«o* x m m m co eo co 318 Ein elektronischer Helfer für den Autofahreranfänger Der Autofahrer, der noch wenig Fahrpraxis hat, dem wird es auch schwer fallen, sich bei der Einfahrt in seine Garage zu orientieren. Hilfe dabei leistet eine Elektronik - Schaltung (Bild 1). Das Wirkungsprinzip des kleinen elektronischen Helfers beruht auf einem Logik- Baustein vom Typ »UND«. Bei zwei gleichzeitig am Eingang des Bausteins ankom- menden Signalen, in unserem Fall das Licht der eingeschalteten Scheinwerfer, werden beide Fotowiderstände angeregt, und am Bausteinausgang leuchtet eine Signallampe auf (Bild 2). Die Fotowiderstände werden in Röhren von 150 mm Länge und 30 mm Durch¬ messer untergebracht. Ihr Platz wird in entsprechender Höhe der Autoscheinwerfer an der Garagenwand ausgewählt. Die Signallampe muß im Sichtbereich des Fahrers bei der Garageneinfahrt angeordnet sein. Für den Einbau des kleinen Hilfsmittels wird das Kfz vor der Garage geparkt, und man schaltet die Scheinwerfer ein. Dann bestimmt man den richtigen Anbringungs¬ ort für die Röhren mit den Fotowiderständen. Mit R2 und R4 werden die Transistoren so eingeregelt, daß sie nur auf die eingeschalteten Scheinwerfer reagieren. Für die Stromversorgung reichen 2 Flachbatterien. Aus Radio, Fernsehen, Elektronik, VR Bulgarien, Heft 4173 319 Systemgerechte Automati¬ sierung und Rationalisierung Absender I DRUCKSACHE Storkower Straße 158