ELEKTRONISCHES JAHRBUCH 1974 Seii •; '4 1.9t. "Sl^kfroniacbe Jahrbuch" der publizistische • '■’gPcgioi'-ßr io.r teckaist;h-Ökonoa^ßc^ii Entwicklung des Iadu- : i' iez,.;.j. 3z Eiutfdjunk und Feraeekeo der DDE, über diesen vriciiHsste Vorhaben und Sxz-eu^ainne es in Wert and Bild stets aktuell und ausführlich berichtete. 3c : t :ie« l.-duu'.rlca^eig heute lag "1 Q^&hrige" nicht nur Aiilo.J: . u ••ine# herzliche’.. JlUckv.anech, sondern aii ^eir. Ver «£> -‘Clrn* ffiösc fttr ne inen Inforaa*, ion« bereich r.o wichtig» Publlkatlear weiter nach Kräften «u üntcrstiltacr. und zu fördern. j&\ und i-einen .^utoren, äm Militärverlud der Deutschen .I)eaoirii*tisofc-:.u Republik wünsetieh wir viele:.gute I d>t r :\ und Anregungen nur fiteren*Wicklung dieses Jahrbuches. Auf eine gute Susaicffleöarbei’t für 4a e nT.chete Bezenniun. S. Preil Leiter RPI~Information 7VE Rüudfualc und. Fe machen rüber hinaus enthält es viele interessante Beiträge, Artikel und Tabellon, dl® sowohl für den Amateur als auch für «ton Faoiwwnn •’ertvolle Anregungen für die fchsoratisebo und pr^ktiaoha Arbeit enthalten. Für die Arbeit an den komnondor. Jahrbüchern wdnachen war dem ^ersuagaber und dem Verlag visl Erfolg. u H. Mittonk Preoaereferent der WB Hachriootsa- und KctBtealmik 5hl t "J lektroniscHe Jahrbuch" hot ständig «Iber nn^re neuen «' 1 yfsiaäm ■•-’••-• *>1 <-kironischen Rouelemrnte berichtet und Appiikationahei- verUTfentlieht. Damit wurde im Sinne der Weiteren»* Wicklung von Wissenschaft «ind Technik in der *] ritt roni sobeü t.»fi cit oIndustrie und das wt neenschaftlichen Gerätebaues pl* «>f f'entl i chkei taorhei t wirksam unter*tUt«t. Wir «Alt«sehen dem Uoruusgober und dem Verlag viel Erfolg bei • In weiteren Herauagnbe de* •'Eloktronlacheri Jahrbuch*". •Aisorg AI brecht JPresserefei'rnt der VA /tinue.l.edieytte und Vakuumt g,g iat mir ein Bedürfnis, anläßlich der Herausgabe des 10. Elektronischen Jahrbuches, dem Herausgeber Genossen Karl-Heinz Schubert, und dem Lektorat des Militärverlages der DDR im Namen aller Nachrichtensoldaten und in meinem eigenen Namen die herzlichsten Glückwünsche auszusprechen* pie in den vergangenen 10 Jahren erschienenen Beiträge über das militärische Nachrichtenwesen haben mit dazu beigetragen, besonders unsere jugendlichen Leser auf ihren Ehrendienst in der Nachrichtentruppe der Nationalen Volksarmee vorzubereiten. Dafür spreche ich dem Herausgeber, dem Lektorat und allen Autoren meinen persönlichen Dank aus und wünsche ihnen für ihre weitere verantwortungsvolle Tätigkeit viel Erfolg. Generalmajor Ing* Reyoann Gesellschaft für Sport und Technik Zeutralvnraund Glektroninche Jahrbuch” ist für die Jugendlichen, t ie ßich auf den Jährendionst in der UV* ala i-achricb*- tenaol'3t vorbereiten, eawie für die Ftirdcarsatouro und Püchnjagor «u ihrer weitoron ^alifisiarun^ ein unent¬ behrlicher Mittler und ilolfor geworden* l>r r) ®E Herausgeber, Ing. Karl-ileina Achubort, und den Militurverlag der Deutschen Deraokratischen Kepüblik ■h gilt unser Glückwunsch 2 U der bisher geleisteten Ar¬ beit. Weiterhin allen Beteiligten viel Erfolg bei der Herausgabe des "Elektronischen Jahrbuches” für die nkohaton Jähere I Hf'' - nKiuu,, . , :)|1 , Heinz ßeicharut Leiter der Abteilung Hachri c htenau sb i 1 urt; in Aentrsl vor.;tfn.: dar Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1974 Herausgeber: Ing. Karl-Heinz Schubert DM 2 AXE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1974 Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik 1.—35. Tausend Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik • Berlin 1973 Cheflektorat Militärliteratur Lizenz-Nr. 5 • ES-Nr.: 23 K Lektor: Freg.-Kpt. Dipl.-Päd. Werner Krüger Illustrationen: Heinz Bormann, Hans-Joachim Purwin Zeichnungen: Heinz Grothinann Fotos: Archive der Verfasser, Werkfotos, Zentralbild, Militärbilddienst Typografie: Dieter Lebek • Hersteller: Hannelore Münnich Vorauskorrektor: Henry Markus • Korrektor: Gertraut Purfürst, Ingeburg Zoselike Printed in the German Democratic Republic Satz : GG Interdruck Leipzig Druck und Buchbinderei: Offizin Andersen Nexö, Leipzig Redaktionsschluß: 15. 2.1973 Bestellnummer: 7454819 EVP 7,80 Inhaltsver zeielmis Vorwort des Herausgebers . 11 Dipl.-Journ. Gudrun Kunath Der VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) — ein sozialistischer Großbetrieb. 13 Dipl.-Journ. Günter Wollert BRD-Elektronikkonzerne im Rüstungsgeschäft . 27 Oberst Heinz Erlekampf Möglichkeiten zur Qualifizierung an der Technischen Unteroffiziers¬ schule Erich Habersaath, Fachrichtung Nachrichtentechnik. 31 Generalmajor Prof. Dr. rer. mil. Ing. I. Anurejew Oberstleutnant Dr.-Ing. W. Frolow Funkelektronik im Militärwesen . 38 Intersputnik, wie es sein wird . 45 Wissenswertes über moderne Technik Institut für Elektronik dor Akademie der Wissenschaften der DDR Elektronische Geräte des Experiments Interkosmos 7 . 52 Dr.-Ing. Hans-Joachim Fischer Thyristorzündung für Kraftfahrzeugmotoren. 61 Dipl.-Math. Claus Goedecke Die 3. Generation der EDVA. 69 Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Schaltungspraxis bei sowjetischen Transistor-Rundfunkempfängern 82 Wolf-Joachim Fischer Der Entwurf digitaler Systeme . 95 Neue Bauelemente der Elektronik Ing. Jürgen Moritz Applikationsbeispiele für Thyristoren und Triac’s. 110 Dr.-lng. Hans-Joachim Fischer Bauelemente der Optoelektronik. 123 Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Der Operationsverstärker und seine Anwendung. 129 Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Lineare integrierte Schaltkreise von TESLA . 141 Moderne Technik für den Funkamateur Karl Rothammel — DM 2 ABIC Neue Antennen für den UKW- Amateur. 1Ö4 Wilfried Kühnei - DM 3370\L Kurzwellen super für das 40-, 20- und 15-m-Band. . 167 Dipl.-Ing. Bernd Petermann — DM 2 BTO Ein Silbenkompressor für den Funkamateur. 176 Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Fuchsjagd-Empfängerpraxis für das 2-m-Band . 191 Dipl.-Ing. Andreas Hertscli — DM 2 CBN Umsckaltbarer SSB-VFO mit Feldeffekttransistor. 200 Dr. Walter Rohländer — DM 2 BOH Der Schwingquarz in der Transistorschaltung . 207 Ing. Hans-Uwe Portier — DM 2 COO 2-m-SSB-Endstufe mit 2 X PL 500 . 216 Bauanlcitumjen für den Elektroniker Dr.-lng. Ralf Riebel , ex DM 3 ZCK Audionschaltungen mit Transistoren . 220 Günther Schneegaß KW — MW-Superhet mit Si-Transistoren . 228 6 Ing. Dieter Müller Hi-Fi-Verstärker mittlerer Ausgangsleistung mit modernen Si-Bau- elementen . 235 Hans-Peter Kirchhoff 7-Kanal-Mischpult für die Diskothek. 246 Walter Koch Kombinierter Sinus- und Rechteckgenerator mit MOSFET. 253 Wolfram Kürth Transistorempfänger für K-M-U-Empfang . 259 Rolf Kruse * UHF — Antennenverstärker selbstgebaut . 273 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Rudolf Bunzel GST-Funksport international. 278 Prof. Dr. Walter Bartel 1932 am Roten Sender . 283 MMM-Kaleidoskop: Exponate der NVA . 289 Aus der Geschichte der Nachrichtentechnik (VIII). 294 Huggy präsentiert: Eine Elektronitätenschau des 20. Jahrhunderts 300 Tabellenanhancj Halbleiterbauelemente aus der CSSR-Produktion . 306 Nomogramme für den Funkpraktiker. 308 Formeln für den Funkpraktiker . 310 Schlag Wortverzeichnis. 313 - --v v; vl|j ; B8» -SSV 1s .. WM Die Ausbildung ist in Komplexthemen zusammengefaßt, damit in jedem Fall Theorie und Praxis eng verbunden werden können. Wir unter¬ scheiden in der Ausbildung an der Fachrichtung die Ausbildung an: — feldmäßiger Nachrichtentechnik; — kommerzieller Nachrichtentechnik. Die Ausbildungszeit beträgt 6 und 12 Monate und schließt mit einer Prüfung als Obermechaniker im jeweiligen Profil mit dem Dienstgrad eines Unteroffiziers und dem Facharbeiterbrief der Deutschen Demokrati¬ schen Republik bzw. Meisterzeugnis ab. Die 12monatige Ausbildung erfolgt in den Profilen: — Funkobermechaniker KW und UKW; — Fernmeldeobermechaniker für Übertragungstechnik, GWN und Telex¬ anlagen; — Richtfunkobermechaniker. Die ßmonatige Ausbildung ist die Weiterbildung zum Mechaniker¬ meister und erfolgt in den Profilen: — Funkmechanikermeister; — Fernmeldemechanikermeister; — Aggregatemechanikermeister; 35 Um eine 6monatige Ausbildung als Qualifizierung an der Fachrichtung Nachrichtentechnik der Technischen Unteroffiziersschule aufnehmen zu können, sind folgende Voraussetzungen notwendig: — abgeschlossene Ausbildung als Obermechaniker oder langjährige Praxis in der Truppe als Obermechaniker oder Werkstattleiter; — nach abgeschlossener Obermechanikerausbildung mindestens 2 bis 3 Jahre Truppenpraxis; — Verpflichtung als Berufssoldat. Für die Ausbildung zum Obermechaniker und Unteroffizier nach bestandener Prüfung in 12monatiger Ausbildung müssen die Bewerber: — die lOklassige polytechnische Oberschule abgeschlossen haben; — eine artverwandte abgeschlossene Berufsausbildung als • Elektriker, • Elektromonteur, • Funkmechaniker, • Fernsehmechaniker, • Optiker • BMSR-Techniker, • Büromaschinenmechaniker, • Feinmechaniker • Uhrmacher o.a. nach weisen können und — die Verpflichtung als Soldat auf Zeit oder Berufssoldat eingegangen sein. 3G Da es zum. Beispiel in der Nachrichten truppe etwa 50 verschiedene Profile und Spezialrichtungen in der technischen Ausbildung gibt, ist es verständlich, daß diesem Erfordernis nur durch Konzentration der Aus¬ bildung auf bestimmte Grundprofile und Spezialrichtungen entsprochen werden kann. Die Ausbildung in bestimmten Grundlagen wird daher sehr umfangreich durchgeführt, um den disponiblen Einsatz der Unter¬ offiziere nach abgeschlossener Ausbildung zu gewährleisten. Die Erfah¬ rungen zeigen, daß wir dadurch den Erfordernissen der wissenschaftlich- technischen Revolution im Militärwesen am besten gerecht werden. Selbst bei einem periodischen Wechsel der Technik ist der an unserer Sehlde ausgebildete Mechaniker in der Lage, schnell an und mit neuer Technik arbeiten zu können. Durch die praxisbezogene Erziehung und Ausbildung werden hoch- qualifizierte technische Kader für die Nationale Volksarmee heran¬ gebildet. An der Technischen Unteroffiziersschule Erich Habersaath kann jeder Jugendliche unserer Republik, der als Soldat auf Zeit oder Berufs- soldat seinen Ehrendienst in der Nationalen Volksarmee leisten will, eine solide Ausbildung erhalten. Zur Vorbereitung auf den Ehrendienst in der Nationalen Volksarmee sollte jeder Jugendliche an der vormilitärischen Ausbildung und an militärpolitischen Maßnahmen der Wehrorgane teilnehmen. Die Technische Unteroffiziersschule Erich Habersaath ist eine moderne technische Lehreinrichtung der Nationalen Volksarmee, die nicht nur eine Qualifizierung in nachrichtentechnischer Hinsicht, sondern auch auf vielen anderen Spezialgebieten der Technik zuläßt. 37 Generalmajor Prof. Dr. rer. mil. Ing. I. Anurejew Oberstleutnant Dr.-Ing. W. Frolow F unkelcktronik im Militärwesen Moderne Kampfflugzeuge und interkontinentale Raketen sind mit vielen elektronischen Geräten »vollgestopft«. Untereinander sind diese elektro¬ nischen Geräte über kilometerlange, verschiedenfarbige Leitungen ver¬ bunden. Das sind die »Nervenverbindungen« der Geräte. Es genügt ein elektrischer Impuls, ein »Element« eines Kommandos, und eine Rakete schwenkt auf den Gefechtskurs ein, hebt sich von der Startrampe ab, Rauchschwaden hinter sich lassend, oder gelenkte reaktive Geschosse erhellen mit blendendem Lichtblitz den nächtlichen Himmel... Das 20. Jahrhundert — das Jahrhundert phantastischer Geschwindig¬ keiten und hochleistungsfähiger Waffen. Welche Beinamen gibt man dem 20. Jahrhundert: »Jahrhundert der Überscliall-Luftfahrt«, »Atom-Jahr¬ hundert«, »Raketen-Jahrhundert«, »Jahrhundert der Polymere«, »Jahr¬ hundert der gesteuerten thermonuklearen Reaktion« ... Keiner wird jedoch ein charakteristisches Merkmal unseres Jahrhunderts ableugnen: daß die Wirtschaft und alle Gebiete des Militärwesens in außergewöhnlich hohem Maße mit Geräten der Funkelektronik ausgestattet sind. Mehr noch, man kann sagen, daß die Vervollkommnung vieler Waffenarten in der Hauptsache durch die Funkelektronik vor sich geht, durch selbststeuernde automatische Systeme, Elektronenrechenmaschinen und vieles mehr. D*ie Funkelektronik überraschte stets durch außergewöhnliche Ziel¬ strebigkeit bei der praktischen Anwendung neuer Entdeckungen. Der Weg von der Erfindung des Radios durch A. S. Popow bis zum goldenen Zeiger eines automatischen Flugzeugfunkkompasses wnirde in einer Rekord¬ zeit zurückgelegt. Zuerst baute man in den Flugzeugen Funkempfänger ein. Später kamen Sender hinzu. Das Flugzeug konnte jetzt »sprechen«. Um eine Nachricht an den Leitoffizier zu geben, brauchte man nun nicht mehr mit den Tragflächen zu »wackeln«. Der Pilot drückt heute auf den entsprechenden Knopf am Sender und spricht die erforderliche Meldung. Bedeutend erhöhten sich auch die Reichweiten der Funkverbindung. In großem Umfang setzt man heute auch Funkmeßgeräte ein. Man kann sich keinen Flugplatz vorstellen, von dem aus nicht auf kleinen Hügeln Funk¬ meßantennen den Himmel abtasten. 38 39 \ Durch Regen und Schneesturm fliegt das Funkecho, um als heller Fleck auf dem smaragdfarbenen Bildschirm des Funkmeßgeräts zu erscheinen. Entfernung _ Kurs _ Höhe _ — liest er von dem Planschette ab und leitet die Flugzeuge dadurch zuverlässig. Durch die Funkelektronik beginnt aus der Umgangssprache der Fliegerei der Begriff schlechtes Wetter auszusterben. Es bedeutet keine Gefahr für das Flugzeug mehr, wenn die Erde von einer mehrschichtigen Wolkendecke eingehüllt ist. Der Navigator sieht trotzdem alle bekannten Orientierungspunkte, die da langsam auf dem runden Bildschirm neben den scharfen Umrissen der auf der Erde befindlichen Gegenstände »dahinschwimmen-«. Das alles macht die Funkmeßtechnik möglich. Nicht außergewöhnlich sind Abfangübungen von gegnerischen Flug¬ zeugen in der Stratosphäre unter beliebigen meteorologischen Bedingungen am Tag und in dunkler Nacht mit Hilfe des Funkmeßvisiers. »Ziel auf¬ gefaßt , ich greife an «, meldet der Pilot an den Jägerleitstand. Der Jäger¬ leitoffizier sieht den eigenen Jäger mit Hilfe funktechnischer Geräte in Entfernungen von einigen 10 Kilometern. Der Funkhöhenmesser an Bord des Flugzeugs, der die Bodenunebenheiten abtastet, warnt die Flug¬ zeugbesatzung vor gefährlichen Bodenerhebungen. Mit Hilfe des Doppler- Effekts können die Fluggeschwindigkeit und der Abdriftwinkel mit einer Genauigkeit bestimmt werden, die andere flugnavigatorische Geräte nicht erreichen. Die Funkelektronik ging stets Hand in Hand mit der Automatisierung. Ein moderner Autopilot enthält die gleichen funkelektronischen Bau¬ gruppen, Transistoren, Mikroschaltungen usw. wie andere Geräte. Jetzt steht den Flugzeugbesatzungen ein neues Gerät zur Verfügung, der Auto¬ navigator. Mit diesem Gerät kann ein Flugzeug unter beliebigen meteoro¬ logischen Bedingungen auf einem festgelegten Kurs gesteuert werden. Äußere Störungen berücksichtigt das Gerät bei der Einhaltung des fest¬ gelegten Kurses. Viel ist mit Hilfe der Funkelektronik im Militärwesen geschaffen worden. Vieles aber bleibt noch zu tun: So zum Beispiel sich selbst einstellende Auto¬ piloten und Regulatoren, die ohne den Menschen die Flugbedingungen, den Zustand der Atmosphäre und andere Faktoren berücksichtigen, ein optimales Flugregime auswählen, das heißt bei geringstem Bedarf an Flugbetriebsstoff die Gefechtsmöglichkeiten der Flugzeuge maximal erhöhen. Als wichtiges Problem wird zur Zeit die Zuverlässigkeit der sich ständig komplizierter erweisenden Aggregate und Systeme der Flugzeuge angesehen. Auf diesem Gebiet eröffnen sich große Perspektiven für automatische Kontrollsysteme, die nicht nur buchstäblich im Augen¬ blick Informationen über den Zustand der technischen Systeme liefern, sondern auch in ihrer Art Voraussagen ermöglichen und über mögliche Ausfälle schon lange vor dem Flug signalisieren. Eine unschätzbare Hilfe 40 leisten hier elektronische Rechenmaschinen und andere kybernetische Einrichtungen. Heute wundert sich niemand mehr über solche Begriffe wie Funk¬ täuschung und elektronischer Krieg. Dem Gegner die Möglichkeit der Nut¬ zung funkelektronischer Mittel zu nehmen bedeutet, ihn der »-Augen«, »Ohren« und des »Gehirns« seiner Führung berauben. Abhängig von dem Ausstattungsgrad mit verschiedenen funkelektro¬ nischen Mitteln sowie elektronischer Rechenmaschinen, beurteilen wir den technischen Fortschritt der einen oder “anderen Waffengattung. Wir leben im Jahrhundert der Informationen. Der Weltraum ist ange¬ füllt mit Signalen, Rufzeichen, Funkgesprächen. Man hat gelernt, In¬ formationen genau wie Zucker, Brot oder geschmolzenen Stahl zu messen. Es wurde das »Gramm« für Informationen gebräuchlich, die Dualeinheit, das bit. Elektromagnetische Wellen sind unsichtbar, aber sie können ganze »Tonnen« Informationen tragen. Die Informationslawinen ergießen sich auch auf das Gefechtsfeld und sättigen die Nachrichtenkanäle bis an ihre Grenze. Das moderne Gefecht nimmt große Räume ein, zeichnet sich durch eine nie dagewesene Feuerkraft aus, erfordert ein außergewöhnlich kompli¬ ziertes Zusammenwirken aller Waffengattungen und ist durch schnell veränderte Kräfteverhältnisse gekennzeichnet. Die Raketenkernwaffen und andere moderne Technik erforderten, daß neue Formen und Methoden militärischer Operationen ausgearbeitet wurden. Das alles führte zu einem enormen Anwachsen an Informationen, die jeder Kommandeur, ja sogar der einzelne Soldat erhalten muß, um rechtzeitig einen richtigen Entschluß zu fassen. Heute muß man sogar in den untersten militärischen Einheiten drei- bis viermal mehr Informationen über die Lage sammeln, als das früher der Fall war. Die Kompliziertheit militärischer Handlungen stellt hohe Anforderun¬ gen, hinsichtlich der Operativität und Effektivität der Führung, an die Qualität der zu fassenden Entschlüsse. Das Fassen eines richtigen, optimalen Entschlusses erfolgt gewöhnlich auf der Grundlage des quantitativen Vergleichs verschiedener Entschlu߬ varianten. Und hier kommen dem Kommandeur und seinem Stab neben der Arithmetik, der Algebra und der Geometrie die Informationstheorie, die mathematische Statistik, die Bedienungstheorie, die mathematische Modellierung, die Spieltheorie und eine Vielzahl Methoden zu Hilfe, die man unter dem Begriff mathematische Programmierung zusammen¬ faßt. Mathematische Methoden werden auf verschiedenen Gebieten des Mili¬ tärwesens eingesetzt. Sie können bei der Beurteilung eines Einzelgeräts wie ganzer Komplexe von Militärtechnik und Bewaffnung angewendet werden. Mathematische Methoden haben sich auch als äußerst wirksam bei der Analyse von Möglichkeiten für die Dislozierung von Truppen 41 •1 erwiesen und sind ein zuverlässiges Mittel für optimale Entschlüsse im Verlauf von Gefechtshandlungen. Große Reserven für die Erhöhung der Qualität der Arbeit des mili¬ tärischen Kommandeurs und der Spezialisten bietet der effektive Einsatz elektronischer Rechentechnik. Die elektronischen Rechenmaschinen gestatten, einen großen Teil an Informations- und Rechenarbeit durch automatische Einrichtungen zu erledigen. In dieser Zeit können der Kom¬ mandeur und die Spezialisten ihr Hauptaugenmerk auf den logisch¬ analytischen und schöpferischen Prozeß ihrer Tätigkeit richten. Wenn man über elektronische Rechenmaschinen spricht, wird häutig ihre phantastisch schnelle Informationsverarbeitung hervorgehoben. Sie können zum Beispiel in Minuten Systeme von Differentialgleichungen lösen, die die Gefechtsdynamik beschreiben (etwa 800 Unbekannte). Früher brauchte dafür ein Rechnerkollektiv mehrere Jab re. Im »Gedächt¬ nis« moderner elektronischer Rechenmaschinen kann man Informationen speichern, die einige Millionen Seiten gedruckten Textes ausmachen. Zum Vergleich sei angeführt, daß die große Sowjetenzyklopädie etwas mehr als 50000 Seiten umfaßt. Aber das Wesentliche besteht nicht darin. Bei dem heutigen Entwick¬ lungsstand moderner Militärtechnik und den vorhandenen Raketenkern¬ waffen kann das Bemühen, Entschlüsse auf der Grundlage von geschätzten Daten zu fassen, Berechnungen nur auf der Basis von Intuition und Erfahrungen anzustellen, katastrophale Auswirkungen haben. So sind die automatischen elektronischen Recheneinrichtungen heute nicht einfach Hüter aller möglichen und umfassenden Informationen, nicht einfach ein elektronischer Rechenstab , der es gestattet, mathematische Operationen mit großer Schnelligkeit auszuführen. Die Elektronen¬ rechenmaschinen sind der unparteiische Berater des Kommandeurs, ohne den er nicht mehr auskommt und den er auch nicht mehr umgehen kann. • In der Epoche der gelenkten Raketenwaffe, der Überschallflugzeuge und der Atom-U-Boote sind die Elektronenrechenmaschinen nicht mehr wegzudenken. Die elektronische Rechentechnik hilft bei der Projektierung von komplizierter Waffentechnik, die früher nicht geschaffen werden konnte. Die Entwicklung von Raketen, Flugzeugen und selbst von Elektronenrechnern ist ohne Elektronenrechenmaschinen nicht mehr denkbar. Eine besondere Rolle spielt im Prozeß der Entwicklung und Erprobung neuer Typen von Waffen und Gefechtstechnik die mathema¬ tische und elektronische Modellierung. Elektronische Modelle lassen an einem zukünftigen Panzer, Schiff oder Flugapparat schon viele Probleme vor dem Musterbau erkennen. Am Modell kann man zum Beispiel er¬ proben, wie sich das Flugzeug bei der Landung unter schwierigen meteoro¬ logischen Bedingungen verhält. Gleiche Aussagen sind über ein zukünftiges Schiff bei Sturm möglich. Dabei ist es einfach, den Sturm auf elektroni- 43 schem Wege zu steuern; man kann clie Amplitude, die Periodizität und die Wellenrichtung verändern, Windböen imitieren usw. Die Möglichkeiten der Elektronenrechner sind heute bei weitem noch nicht erschöpft. Eine Analyse von Entwicklungstendenzen im Militär¬ wesen zeigt, daß in der Zukunft rechentechnische Methoden und Mittel noch größere Bedeutung erlangen. Aus diesem Grund werden die qualitativen Veränderungen im Militär¬ wesen in erster Linie mit außerordentlich hohen Anforderungen in theore¬ tischer Hinsicht an die Kader einhergehen, die Elektronenrechner in den Landstreitkräften, den Luftstreitkräften/Luftverteidigung und der Flotte einsetzen und nutzen. Es ist allgemein bekannt, daß die effektivste Waffe ohne den Menschen, der ausgezeichnet mit ihr umgehen kami, alle ihre starken und schwachen Seiten kennt, tot ist. In dieser Hinsicht macht die Funkelektronik keine Ausnahme. Um sie erfolgreich bei komplizierten Aufgaben zu nutzen, die im Gefechts verlauf oder in der Gefechtsvorbereitung entstehen, ist es unbedingt notwendig, die Möglichkeiten der funkelektronischen Geräte real einzuschätzen. Die Miniaturisierung der funkelektronischen Mittel schreitet immer weiter voran, so daß Elektronenrechner bereits im Torni¬ ster des Soldaten Platz finden. Das heißt aber nicht, daß der sozialistische Soldat nicht mehr zu denken braucht oder der Rechner für ihn Ent¬ schlüsse faßt. Umgekehrt, immer und unter allen Umständen forderte und fordert der Waffendienst vom sozialistischen Kämpfer Initiative, Schöpferkraft und schnelle Auffassungsgabe im Gefecht. Wie zum Beispiel ein guter Schütze Kenntnisse über die Ballistik benötigt, muß ein Soldat, der funkelektronische Geräte bedient, sich gut in der Theorie, im Aufbau der Geräte sowie in der Nutzung von Elektronenrechnern und ihrer mathematischen Bedienung auskennen. Aus diesem Grund ist es wichtig, funkelektronisches Wissen um¬ fassend und allseitig unter den jungen wehrpflichtigen Bürgern zu ver¬ breiten. Viele Jugendliche, die sich bereits vor ihrem Wehrdienst Kennt¬ nisse auf dem Gebiet der Funktechnik angeeignet haben, zeigen schon nach kurzer Ausbildungszeit in den Truppenteilen und Einheiten gute Kenntnisse und praktische Fertigkeiten im Umgang mit der modernen Gefechtstechnik. Aus Radio (UdSSR) Heft 11/1972 44 Intersputnik, wie es sein wird Ende 1971 wurde in Moskau ein Abkommen über die Bildung eines inter¬ nationalen Systems und einer Organisation für kosmische Nachrichten¬ verbindungen Intersputnik unterzeichnet. Ein Korrespodent der sowjeti¬ schen Zeitschrift PA JUIO wandte sich an die Hauptverwaltung für kosmi¬ sche Nachrichtenverbindungen beim Ministerium für Nachrichtenwesen der UdSSR mit der Bitte, das o.g. Abkommen zu kommentieren. Die Fragen des Korrespondenten beantwortete der Stellvertreter des ('hefs der Haupt¬ verwaltung, / iran Jakowlewitsch Prf mir. * Welches Ziel wird mit der Bildung von Intersputnik verfolgt, und wer ist Mitglied dieser internationalen Organisation? I . J. Petrow I Das Abkommen über Intersputnik ist ein Gebot der Stunde. Es ergibt sich gesetzmäßig aus der Politik der Sowjetunion und der anderen soziali¬ stischen Staaten, die auf die Festigung des Friedens und die internationale Zusammenarbeit gerichtet ist. Das Abkommen wurde durch die Erfolge bei der Eroberung des Kosmos möglich, weil durch diese die Frage der gemeinsamen Nutzung von künstlichen Erdsatelliten für die Herstellung von kosmischen Fernverbindungen und der Austausch von Fernsehsendun¬ gen auf die Tagesordnung gesetzt werden konnten. Die Initiatoren für die Bildung des internationalen Systems und die Organisation für kosmische Nachrichtenverbindungen Intersputnik waren die Sowjetunion gemeinsam mit der Volksrepublik Bulgarien, der Volks¬ republik Ungarn, der Deutschen Demokratischen Republik, der Republik Kuba, der Mongolischen Volksrepublik, der Volksrepublik Polen, der Sozia¬ listischen Republik Rumänien und der Tschechoslowakischen Sozialisti¬ schen Republik. Der gemeinsame Vorschlag der sozialistischen Staaten wurde von der sowjetischen Delegation auf der Weltkonferen zur Erfor¬ schung und Nutzung des kosmischen Raumes, die 1968 in Wien stattfand, vorgetragen. Gleichzeitig wurde der Vorschlag als UNO-Dokument t 45 Bild 1 Nachrichtenverbindungen über Nachrichtensatelliten (Prinzij)) veröffentlicht. Das Abkommen über die Schaffung eines Systems und die Organisation der kosmischen Nachrichtenverbindungen 'Intersputnik basiert auf Empfehlungen in der Resolution der 16. Tagung der UNO-Vollversammlung, in der es heißt, daß der kosmische Raum für alle Staaten offen ist und durch alle ohne Diskriminierung genutzt werden kann. Das Abkommen basiert weiterhin auf dem Vertrag über die Prinzi¬ pien der Erforschung und Ausnutzung des kosmischen Raumes, einschlie߬ lich des Mondes und anderer Himmelskörper, vom 27. Januar 1967. Die internationale Organisation Intersputnik wurde für praktische Ziele der gemeinsamen und koordinierten Anstrengungen der beteiligten Länder bei der Projektierung, Schaffung, Ausnutzung und Entwicklung von Nachrichtensystemen über künstliche Erdsatelliten geschaffen. Inter - sputnik soll dazu dienen, die Anforderungen der Mitgliedsländer an Kanäle für kosmische Fernverbindungen auf dem Gebiet von Fernsprech-, Fernschreib- und Bildtelegrafieverbindungen, für die Übertragung anderer Arten von Informationen und für den internationalen Fernseh¬ programmaustausch über künstliche Erdsatelliten zu erfüllen. 46 Bis jetzt haben das Abkommen, dem Staaten noch bis zum 31. Dezem¬ ber 1972 beitreten konnten, Vertreter von 9 sozialistischen Staaten, die auch die Initiatoren von lntersputnik waren, unterzeichnet. Im weiteren kann sich dem Abkommen jede Regierung eines beliebigen Landes anschließen. Was wird das neue internationale System für kosmische Verbindungen darstellen ? I. J. Petrow Zu dem System gehört ein Komplex, der aus Nachrichtensatelliten und Bodeneinrichtungen zur Lenkung der Satelliten auf der Umlaufbahn sowie aus Bodenstationen besteht, die die Verbindungen über die Nach¬ richtensatelliten aufrechterhalten. Der kosmische Komplex kann, von der Organisation geschaffen, von den Mitgliedsländern erworben oder gepachtet werden. Die Bodenstationen werden von den Mitgliedsländern auf ihrem Territorium, mit eigenen Mitteln, nach einheitlichen technischen Anforderungen errichtet. Solche Stationen werden bereits in einigen sozialistischen Staaten ge¬ baut. Was den kosmischen Komplex anbetrifft, so erfordert seine Schaffung oder der Erwerb durch die Organisation von den Mitgliedsländern anfangs große Aufwendungen. Das berücksichtigte die Sowjetunion und erklärte, den Mitgliedsländern der Organisation Hilfe zu gewähren. Die Sowjet¬ union wird die Nachrichtenkanäle auf ihren Nachrichtensatelliten vom Typ Molnija bis Ende 1973 kostenlos und danach auf dem Pachtwege zur Verfügung stellen. In der Zukunft können weitere internationale und nationale kosmische Nachrichtensysteme geschaffen werden. Wie werden sich die Beziehungen zwischen ihnen und lntersputnik gestalten? I. J. Petrow In der Vereinbarung ist die Koordination der Zusammenarbeit zwischen lntersputnik und der internationalen Vereinigung für elektrische Nach¬ richtenverbindungen (1TU) in Fragen der Ausnutzung des Frequenz¬ spektrums, der Anwendung technischer Normen und Standards für Geräte und ebenfalls in Fragen des internationalen Reglements vorgesehen. Außerdem ist die Möglichkeit des Zusammenwirkens von lntersputnik mit anderen Systemen für kosmische Nachrichtenverbindungen auf dem Wege der gegenseitigen Bereitsstellung von Nachrichtenkanälen auf den Nachrichtensatelliten vorgesehen. So besteht die Möglichkeit, die An¬ forderungen aller Länder bei der Sicherstellung internationaler Nachrich¬ tenverbindungen noch besser zu erfüllen. 47 Bild 2 Nachrichtensatellit Molnija-I im Kosmos-Pavillon auf der Allunionsivirt- schaftsausstellung in Moskau Nowosti Sind bereits die technischen Prinzipien und die Parameter für das internationale Nachrichtensystem Intersputnik ausgearbeitet? Erzählen Sie bitte etwas darüber. I. J. Petrow Ja, die technischen Prinzipien und Parameter für das System Inter¬ sputnik sind im wesentlichen ausgearbeitet. Kurz kann man folgendes dazu sagen. Bei dem Projekt sind zwei Varianten für den technischen Auf¬ bau des neuen Nachrichtensystems vorgesehen. Variante 1 sieht vor, ein kosmisches Nachrichtensystem zu schaffen, mit dem Nachrichtenver¬ bindungen in den Teilen der Erde sichergestellt werden können, in denen die derzeitigen Mitgliedsländer der Organisation Intersputnik liegen. Eine Besonderheit dieser Variante besteht darin, daß infolge des begrenzten Wirkungsbereichs in den Nachrichtensatelliten Kleinleistungsretransla- toren mit Richtantennen installiert werden können, die die Effektivität 48 der vom Satelliten ausgestrahlten Energie erhöhen. Außerdem braucht man bei dieser Variante die Bodenstationen nur mit Antennen mit einem Durchmesser von etwa 12 Metern auszurüsten. Die zweite Variante ist so ausgelegt, mit Hilfe des Nachrichtensatelliten einen bedeutend größeren Teil der Erdoberfläche zu bestreichen. Sie kann dann angewendet werden, wenn sich der Kreis der Mitglieder der inter¬ nationalen Organisation Intersputnik erweitert. Bei der Realisierung dieser Variante soll das energetische Potential der Nachrichtenverbindung auf dem Weg vom Satelliten zur Erde dadurch erhöht werden, daß man die Empfindlichkeit der Empfangsanlagen z.B. durch den Einsatz parametrischer Verstärker verbessert, die mit flüssigem Helium gekühlt werden. Das kosmische Nachrichtensystem Intersputnik wird in zwei Etappen aufgebaut. In der ersten Etappe ist vorgesehen, die sowjetischen Nach¬ richtensatelliten vom Typ Molnija auszunutzen, die sich auf einer ellipti¬ schen Bahn mit dem Apogäum in etwa 40 000 km Höhe und dem Perigäum in etwa 500 km Höhe und einem Bahnneigungswinkel von etwa 65 Grad bewegen. Ein Nachrichtensatellit mit den o.g. Parametern kann das Terri¬ torium aller Mitgliedsländer der Organisation bestreichen. Um eine ganz¬ tägige Nachrichtenverbindung sicherzustellen, müssen sich mehrere Satelli¬ ten auf der Bahn bewegen. In der nachfolgenden Etappe (2. Etappe) kann ein stationärer Nach¬ richtensatellit der Sowjetunion ausgenutzt werden, von dem die Organisa¬ tion die notwendige Anzahl von HF-Kanälen pachtet. Der stationäre Satellit kann über dem Äquator im Gebiet 60 Grad östlicher Länge eingesetzt werden. Die Dienstzone des Satelliten erfaßt dabei das Terri¬ torium aller Mitgliedsländer von Intersputnik (außer der Republik Kuba) sowie einer Reihe Länder in Europa und Asien. Die Nachrichtenverbindungen der Mitgliedsländer der Organisation mit der Republik Kuba werden in dieser Etappe über einen Molnija- Satelliten, der sich auf einer elliptischen Bahn bewegt, aufrechterhalten. Wenn sich die Zahl der Mitgliedsländer von Intersputnik vergrößert und diese auf verschiedenen Kontinenten der Erde liegen, ist es möglich, zwei stationäre Nachrichtensatelliten auf eine Bahn zu bringen. Dadurch kann die Bedienung der neuen Mitgliedsländer mit Nachrichten¬ verbindungen sichergestellt werden. Wie sieht die technische Einrichtung der Bodenstationen von Inter¬ sputnik aus? I. J. Petrow 0 Die Bodenstationen des neuen internationalen kosmischen Nach¬ richtensystems werden eine einheitliche Einrichtung erhalten, die für die Sendung und den Empfang von Signalen für das Schwarzweiß- und 4 Elektronisch ps Jahrbuch 1974 40 Büd 3 Bodenstation Orbita auf der Tschulst sehen-Halbinsel in Anadyr (Gebiet Magadan, Russische Föderation) Nowosti Farbfernsehen mit Begleitton, sowie für Telefonverbindungen aus¬ gelegt sind. Die Geräte werden im Bereich von 4 GHz und 6 GHz arbeiten. Die Qualitätsmerkmale der Nachrichtenkanäle werden den internatio¬ nalen Normen entsprechen. Die Antennen der Bodenstationen sind Doppelspiegelantennen mit einem Hauptreflektor von 12 oder 25 Metern Durchmesser. Der Nutzungs¬ koeffizient der Reflektoroberfläche erreicht im genannten Frequenz¬ bereich beim Empfang einen Wert von 0,7 und beim Senden von 0,5. Die Rauschtemperatur der 25-Meter-Antenne beträgt im Zenit 20 Grad Kelvin,bei einem Höhenwinkel von 5 Grad bis 50 Grad Kelvin. Die Rausch¬ temperatur der 12-Meter-Antenne beträgt im Zenit 10 Grad Kelvin und bei einem Höhenwinkel von 5 Grad bis 40 Grad Kelvin. Von den übrigen Charakteristiken der Bodenstationen kann man auf die Zwischenfrequenz von 70 MHz und die Bandbreite jedes Kanals von etwa 34 MHz hinweisen. Die Leistung des Bodensenders beträgt etwa 10 kW, die Rauschtemperatur des Empfängers liegt bei 60 Grad Kelvin. Die gesamte Apparatur, mit Ausnahme der Leistungsverstärker in den Sendern, ist transistorisiert. Es ist auch ein Reservesystem vorgesehen, das einen zuverlässigen und stabilen Betrieb der Bodenstation gewähr¬ leistet. 50 Jede Station wird weitere Einrichtungen haben, die notwendig sind, um die geforderte Anzahl von Fernsprechkanälen und die Sendung und den Empfang von Fernsehprogrammen sicherzustellen. Sie hat außerdem einem spezifischen Komplex von Betriebsmeßgeräten. Wie schätzen Sie die Vereinbarung über die Schaffung des inter¬ nationalen Systems und die Organisation der kosmischen Nachrichtenver¬ bindung Intersputnik ein? I. J. Petrow Die getroffene Vereinbarung ist ein wichtiges internationales Ereignis. Sie unterstreicht einmal mehr die Anstrengungen der Sowjetunion und der anderen sozialistischen Länder, die Zusammenarbeit zwischen den Staaten auf ökonomischem, wissenschafthch-technischem, kulturellem und auf anderen Gebieten im Interesse des Friedens und des Fortschritts zu erweitern. Institut für Elektronik der Akademie der Wissenschaften der DDR Elektronische Geräte des Experimentes Interkosmos 7 Entsprechend dem Programm für die Zusammenarbeit der sozialistischen Länder bei der Erforschung und Nutzung des Weltraums zu friedlichen Zwecken wurde am 30. 6. 1972 in mittleren Breiten der Sowjetunion der Erdsatellit Interkosmos 7 gestartet. Den Start führte ein erfahrenes sowjetisches Startkollektiv in Anwesenheit von Vertretern der OSSR und der DDR durch. Die Bahnparameter des Satelliten lauten: Perigäum 267 km, Apogäum 568 km, anfängliche Umlaufzeit 92,6 min, Bahnneigung 48,4°, sonnenstabilisiert, Energieversorgung durch Solarzellen und NiCd-Akku¬ mulatoren. Mit Interkosmos 7 (IK 7) wurden die gemeinsamen Untersuchungen über die Ultraviolett- und Röntgenstrahlung der Sonne fortgesetzt, die mit IK 1 und IK 4 begannen. Die Messungen im UV-Gebiet sind nur von Satelliten aus möglich, da ultraviolette Strahlung im Wellenlängen¬ bereich 0,2-•-0,3 p.m von der Ozonschicht der Stratosphäre absorbiert wird. Strahlung im Bereich 0,1 ... 1800 Ä wird von hochatmosphäri¬ schen Schichten oberhalb 60 km absorbiert. An Bord des Satelliten waren folgende wissenschaftliche Geräte in¬ stalliert : von der UdSSR: Spektroheliograf; von der CSSR: Achtkanal-Röntgenfotometer, Optisches Zweikanal-Fotometer; von der DDR: UV-Fotometer, bestehend aus Ly-Alpha-Fotometer und Schumann-Runge-Eotometer; und als neue Qualität der direkten internationalen Kooperation: Spezialsender (ÖSSR—DDR) sowie Röntgenspektropolarimeter (UdSSR— DDR). Neben einer laufenden Weiterentwicklung der Meßgeräte erfolgte bei diesem Experiment erstmals eine bilaterale Zusammenarbeit an Satelliten¬ geräten. Hierbei traten eine Reihe neuer schwieriger Probleme auf, die jedoch von den beteiligten Kollektiven durch gute Zusammenarbeit gelöst werden konnten. 52 Bild 1 Satellit Interkosmos 7 in der Montagehalle (APN) Alle Geräte arbeiteten während der aktiven Lebensdauer des Satelliten normal, die empfangenen wissenschaftlichen Informationen werden in den beteiligten Ländern ausgewertet. Am Experiment nahmen auch eine Reihe von Bodenstationen der Teilnehmerländer aktiven Anteil, die Signale des Satelliten wurden in Neustrelitz, Ondrejov, Panska Ves und Krasna Pachra empfangen und registriert. Für die Leser des Jahrbuchs sind natürlich die elektronischen Geräte an Bord interessant. Im folgenden dazu einige grundlegende Bemerkungen. Bild 1 zeigt den Satelliten 1K 7 in der Montagehalle. Er besteht aus einem standardisierten Hermetik¬ container (zylindrischer Mittelteil und obere und untere Halbkugelschale), 8 Solarpanelen mit Si-Solarzellen, den Orientierungssensoren, den An¬ tennensystemen sowie der oben angeordneten Geräteplattform für die wissenschaftlichen Geräte, die als Sensoren im freien Weltraum arbeiten müssen. Geräte wie Sender, Verstärker oder Stabilisatoren befinden sich im Hermetikteil, da dort günstigere Betriebsbedingungen vorhanden sind. Ein Satellit hat generell folgende Subsysteme (Bild 2): Struktur mit Thermoregulier- und Orientierungseinrichtungen; Energieversorgung - mit Solarzellen und Batterien; Elektronischer Komplex — auch Dienstkomplex genannt; Orientierungskomplex — je nach Typ und den Komplex der wissenschaftlichen Instrumentierung. 53 03 -u, C3 <0 03 -U •So oj C: gl“ 03 UJ §> !> § .03 03 LU U =3 -*~o -^C a <0 & Ä p udJOSuQsuaßjuoy ^ 'S e ÖS <13 ' i '~ ÄS udjosudg QLjosijdß ^ U9J0SU9S-7O-Ä7 jgjgujojjpds ^ (sna) JosuasjDios 0>> $ Q> J0SU9SUJ91S .§ u5 JOSL/gSSL/OIJDJIADJg J0SU9Sp/3JJ9LlßDf/ (SJM) UJ3JS/'S'-9!JJ9LUd/?l (IM) aiuijoipüjopummno'^ (OM amuowm ^ -jswmrn jgyoiaaspun jguQOajpjog (mw mumi^vm U3/J3ZJDI0$ ^ dJU9UJ9/3JJ0JSUU9Jg J0J)/D9JUJ0}\i uspnbsßunsiads aqosmqg jgdjgyuaiipWS ^ U9JOJOlUSßunJ3IJU9IJ0 jQ4jVLjdq^DJJQA ^ ßunjdi/nßgjouuQLig ^ I <3 § l II 3JU3ÜJ 9lQJDLUj Jd ugjgjDinujmjW ^ 54 Bild 2 Subsysteme eines wissenschaftlichen Satelliten Welche Teile der einzelnen Komplexe in IK 7 vorhanden sind, zeigt Bild 2 durch schwarze Dreiecke in den in Frage kommenden Kästchen. Zum wissenschaftlichen Komplex gehören Geräte, die auf der Plattform im freien Weltraum arbeiten — also hier z.B. der Sensorteil des Röntgen¬ fotometers (CSSR), das Ultraviolettfotometer (DDR), das optische Foto¬ meter (OSSR), der Spektroheliograf (UdSSR) und der Sensorblock des Röntgenpolarimeters (UdSSR). Die gesamte wissenschaftliche Nutzlast weist einen Energieverbrauch von rund 10 Watt auf, insgesamt sind mehr als 500 Transistoren eingebaut. An die Geräte werden hohe Anforderungen in mechanischer und elek¬ trischer Hinsicht gestellt, sie werden nach Fertigstellung im Labor harten Klima- und Schütteltests unterworfen und längere Zeit eingebrannt. Am Startort muß der gesamte Komplex nochmals geprüft werden. Hierzu bringt jedes Teilnehmerland entsprechende Prüfgeräte mit. Bild 3 zeigt ein solches in der DDR entwickeltes typengebundenes Prüfgerät für den Komplex »UV-Fotometer und Telemetriesender«. Es lassen sich die Betriebsarten simulieren, die empfangene Strahlung wird mittels einer speziellen Gasentladungslampe imitiert, und die wichtigsten Kenngrößen der Geräte werden durch Drucktastensteuerung auf einem Zeigerinstru¬ ment angezeigt. Es kommt vor, daß für ein Experiment der Prüfaufwand höher ist als derjenige für die Herstellung des Gerätes selbst. Die Sensoren erfordern eine aufwendige Technologie. So mußten z.B. schüttelfeste Ionisationskammern und Proportionalzähler erst neu entwickelt und getestet werden, es waren Materialuntersuchungen im UV-Gebiet erforderlich und vieles andere mehr. Die mit den Sensoren an Bild 3 Typengebundenes Prüfgerät, für UV-Fotometer und Sender 55 Bord des Satelliten gewonnenen Daten müssen zur Erde übertragen wer¬ den. Das geschieht über das Telemetriesystem. Dafür müssen die Aus¬ gangsgrößen der Meßgeräte in eine für die Übertragung geeignete Form umgewandelt, einem HF-Sender zugeführt und über ein Antennensystem abgestrahlt werden. Innerhalb der Funksicht — von einem Höhenwinkel von etwa 10° an — können die Signale am Boden mit einem hochempfind¬ lichen Empfänger und einer Kreuzdipolantenne empfangen werden. Nach der Demodulation steht die analoge Ausgangsgröße des Meßwerts an Bord mit einer Genauigkeit von rund 1 bis 2% zur Auswertung zur Verfügung. Die Trägerfrequenz der bei 1K 7 eingesetzten Telemetiie liegt im 136-MHz-Band, als Modulationsart wurde die Phasenmodulation ausgenutzt. Die Meßwerte werden dabei mehreren Unterträgern als FM aufmoduliert, und die Summe aller Kanäle steuert eine Varaktordiode im Sender (VXCO). Der Sender ist vierkanalig ausgeführt, ein Meßkanal überträgt Werte des Ultraviolettfotometers, die übrigen drei Kanäle Werte des Röntgenfotometers. Bei einem Höhen winkel von 10° über dem Horizont und einer mittleren Flughöhe des Satelliten von 600 km beträgt die Schrägentfernung etwa 2000 km (Erdradius mit 6300 km angenommen). Bei einer Senderleistung von 240 mW ergibt sich bei diesen Streckendaten am Boden eine Emp¬ fangsleistung von S et( in ■ Ä 2 mit G ■ A 2 ■ • 4 n Seif ~ effektive Empfangsantennenfläche, R — Entfernung, P s — Sende¬ leistung. Fläche und Gewinn lassen sich nach bekaimten Formeln umrechnen. Der Gewinn wiederum ist das Produkt aus Richtfaktor und Wirkungsgrad Man kann dann die Formel umschreiben zu: ‘ -^boden * Rhoden * ^bord ‘ ^7bord * ^ ^ 16tt 2 • R 2 Eingesetzt wird P s = 240 10 3 W; D boden =2,5; ^ b oden =1 ; Aiord = 0,25 (Rundstrahlantenne); ^bord = 0,75 (Verluste in der Speise¬ leitung); )? = 4,85 und F = Polarisationsverlust = 0,5: 56 Bei Einsetzen dieser Werte wird P e = 4,3 • IO" 16 W. Die bei einer Informationsbandbreite von 5 kHz notwendige Eingangs- leistnng am Bodenstationsempfänger beträgt 2 • 10“ 16 W, so daß die Strecke an der Grenze der Reichweite rund 3 dB Streckensicherheit auf¬ weist. Es müßten sich also bis zur o. g. Schrägentfernung Signale empfangen lassen. In der Praxis ergab sich eine Streckensicherheit von 6 dB, jedoch traten starke Signalstärkeschwankungen je nach Aspektwinkel der Satellitenantenne auf. Sie betrugen bis 10 zu dB. Da der Empfänger mit automatischer Polarisationsnachsteuerung und kohärentem Demodulator (Phase-Lock-Prinzip) ausgerüstet ist, regelt er diese Schwankungen noch aus, und ein sicherer Empfang ist gewährleistet. Wird eine höhere Übertragungsgenauigkeit der Telemetriestrecke ge¬ fordert, so muß man von analogen Verfahren auf digitale übergehen. Hier¬ bei wird meist die Impulscodemodulation (PCM) eingesetzt. Den Me߬ wert wandelt ein A/D-Wandler in ein digitales Wort (7---9 bit Länge), und im Sender erfolgt eine Phasenumtastung. Die einzelnen Meßkanäle werden im Zeitmultiplexer geschachtelt. Sie können am Boden nach Synchronisation zeitlich nacheinander demoduliert und auf getrennte Ausgabegeräte geführt werden. Die r Kosten für ein derartiges Telemetrie¬ system liegen jedoch weit höher, als wenn man ein FM-Multiplex-Analog¬ system einsetzt. Nun sollen noch einige eingesetzte Geräte kurz beschrieben werden, um die Vielfalt der elektronischen Schaltungen an Bord des 1K 7 zu ver¬ deutlichen. Bild 4 zeigt das optische Fotometer mit Prüfgerät, das vom Forschungsinstitut TESLA-VUST in Zusammenarbeit mit dem Astro¬ nomischen Institut der ÜSAV entwickelt wurde. In Bild 5 ist das Block¬ schaltbild des Gerätes dargestellt. Über zwei Interferenzfilter gelangt sichtbares Licht auf die Si-Fotodioden 1 PP 75 , die zeitlich abwechselnd Bild 4 Optisches Fotometcr (TESLA-VUST Nr. 12229) 57 Filter ßlOOA rt - V; Blende Objektiv Impulsrelais Beiais- AM Verstärker SZ 10 min Operationsverstärker * Ausqanqsfilter BOI zur Tele- R f " v H—H 3 metrie C=H I—rrKr Astabiler FET- Multivibrator Begrenzer auf + 7V -12V 12...17V -o Bordnetz Bild 5 Übersichtsschaltplan des optischen Fotometers (TESLA-VÜST) über einen Langzeitmultivibrator an den Operationsverstärker MAA 502 geschaltet werden. Die Ausgangsspannung gelangt über einen Tiefpaß und einen als Begrenzer im Zenerdurchbruch arbeitenden Si-Transistor an die Telemetrie — sie ist der Beleuchtungsstärke proportional. Die Speisung des Verstärkers und der Steuerelektronik erfolgt über einen Transverter mit Regelung (galvanisch vom Bordnetz getrennt). Das Gerät verbraucht 160 mW und -wiegt komplett 650 p. Bild 6 vermittelt die Ansicht von dem Sensorteil des UV-Fotometers aus der DDR, während Bild 7 schließlich noch den Stromversorgungs¬ teil für dieses Fotometer und den Sender im geöffneten Zustand zeigt. Die Kappen an der Oberseite des Geräts in Bild 6 verdecken die Fenster der Fotozellen und der Ionisationskammern. Sie werden erst unmittelbar vor dem Start abgenommen. Das Gerät wird dadurch empfangsbereit. Weil dieses Gerät direkt im Weltraum arbeitet, waren eine Reihe schwie¬ riger konstruktiver und technologischer Probleme zu lösen. Das Strom¬ versorgungsgerät BP in Bild 7 besteht aus den beiden gedruckten Lei¬ terplatten für Vorstabilisator (Schaltregler) und Transverter. Man erkennt die schüttelsichere Montage der Bauelemente und den Ferrit¬ kern des Transverterübertragers. Neben dem Aufwand bei der Konstruktion der einzelnen Geräte muß eine sorgfältige Arbeit beim Zusammenbau aller Geräte im Satelliten geleistet werden. Hier spielen die Probleme der gegenseitigen elektroma¬ gnetischen Beeinflussung eine große Rolle. Man muß diese Prüfungen des gegenseitigen Einflusses am endgültigen Aufbau durchführen. 58 Bild 7 Stromversorgungsfeil für UV-Fotometer und Sender im Experiment IE 7 (ZISTPIIE) 59 Literatur [1] Felske, D. / Fischer, FL.J. / Schmelovsky, K.E.: Programm ,,Interkosmos“, Wissenschaft und fortschritt 21 (1971), Heft 4, Seite 157 bis 161 [2] Fischer, H.J. /Kempe, V. / Schmelovsky, E.E. / Rienäcker, J.: Zweikanal-Wetter¬ bild-Empfangsanlage ZEA-1 mit Optimaldemodulator, radio, fernsehen, elektronik 20 (1971), Heft 21, Seite 582 bis 585 [3] Fischer, H. J.: Vielseitiger Nutzen der Interkosmoskooperation, Spektrum 3 (1972), Nr. 5, Seite 16 bis 18 [4] Fischer, II. 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Es läßt sich nach dem gegen¬ wärtigen Stand der Technik kein HKZ-(Hochspannungskondensator- zünd-)System unter 200,- Mark bauen. Berücksichtigt man die Tatsache, daß beim PKW Trabant oder beim PKW Wartburg für jeden Zylinder ein Systeme mit induktiver Energiespeicherung Elektronische Zündsysteme mit Kontakt¬ steuerung Kontakt- Kontakt- Transistor- Thyristor- Systeme Systeme Systeme mit kapazitiver Energiespeicherung Systeme mit impulsmäßiger Energie - Speicherung Systeme mit kontinuierlicher Energie- Speicherung Systeme mit Systeme mit Kontakt- Kontakt- Kontakt- einem mehreren Transistor- Thyristor- Thyratron- Transistor Transistoren Systeme Systeme Systeme Bild 1 Systemübersicht elektronischer Zündanlagen mit Kontaktsteuerung 61 solches Gerät eingebaut werden müßte, dann ist der Grund für die Niclit- einführung leicht einzusehen. Trotzdem bleibt für den Elektronikamateur die Möglichkeit, sich solche Geräte selbst zu bauen. Im nachfolgenden Beitrag werden einige Hinweise zum Bau zuverlässi¬ ger Thyristorzündgeräte gegeben, und es werden die notwendigen Bau¬ gruppen eines HKZ-Systems beschrieben. Man kann die bisher angewendeten Zündsysteme zunächst einmal in zwei Klassen einteilen: elektronische Zündsysteme mit Kontaktsteuerung und solche mit kontaktloser Steuerung. Bei der kontaktlosen Steuerung lassen sich dann noch als Untergruppe Systeme mit elektronischer Voreil- winkelsteuerung oder mit Beschleunigungssteuerung angeben. Da bisher meist Systeme mit Kontaktsteuerung eingebaut wurden, beschränken wir uns auf diese. Bild 1 gibt eine Darstellung der Möglichkeiten zur Realisierung von elektronischen Zündsystemen. Systeme mit kapazitiven Energiespeichern sind verbreiteter als solche mit induktiven. Bei der IIKZ unterscheidet man Systeme mit kontinuier¬ licher und impulsmäßiger Energiespeicherung. Warum erhöht nun die Einführung einer solchen elektronischen Zündung die Zuverlässigkeit der Verbrennungsmotoren? Hierzu ist zu sagen, daß die technische Entwicklung zu einer Erhöhung der Kompression von 5 - G auf 10--*12 geführt hat. Diese höhere Kompression ergibt eine größere Motorleistung, führt jedoch dazu, daß die Zündkerzen erst bei höherer Spannung zünden (»Durchschlagsspannung«). Die bei höherer Kompression notwendigen Antiklopfmittel verschmutzen die Zündkerzen und verkleinern nach längerer Betriebszeit die Nebenschluß widerstände der Hochspannungs¬ kreise. Ein sicheres Zünden des Kraftstoff-Luft-Gemischs erfordert einen größeren Elektrodenabstand an den Zündkerzen. Aus alledem folgen eine notwendige Erhöhung der Sekundärspannung der Zündsysteme und eine Vergrößerung der Funkonleistung. Das ist jedoch mit herkömmlichen Spulenzündanlagen nicht mehr möglich. Man fordert für die Sekundär- spannung bei hoher Zuverlässigkeit den anderthalbfachen Wert der Durch¬ schlagsspannung der Zündkerzen. Thyristorzündanlagen liefern rund 30 kV Sekundärspannung, was für die Praxis ausreicht. Auf einige Nach¬ teile der Thyristorzündung soll hier hingewiesen werden: Sie stellt höhere Anforderungen an die Isolation der Sekundärseite, sie erzeugt mehr HF-Störungen, und sie liefert zeitlich kürzere Zündfunken. \ Baugruppen f ür HKZ-Systeme Das wuchtigste Bauelement für HKZ ist die Zündspule. Obw ohl hier aus elektrischen Gründen eine dem Zeilentransformator beim Fernsehgerät ähnliche Form wünschenswert wäre, geht man doch aus Ersparnisgründen 62 meist von der vorhandenen konventionellen Zündspule aus und nimmt deren Nachteile (höherer Primärwiderstand, große Primärinduktivität, geringes Übersetzungsverhältnis) in Kauf. Tabelle 1 gibt die technischen Daten einiger gebräuchlicher Zündspulen an. Für unsere Zwecke besonders gut geeignet ist die Hochleistungszündspule, die in der DDR für Transistor¬ zündanlagen produziert wird; nähere Daten waren jedoch nicht vorhanden. Eine Zündspule mit einem Übersetzungsverhältnis von 100:1 und einem Primärwiderstand von unter 1 Q reicht in jedem Fall. Tabelle 1 Technische Daten von Zündspulen Bezeichnung B-l B7-A B 13 ZS 6/4 Herstellerland UdSSR UdSSR UdSSR DDR Ü berse tzu ngs verliäl tn is 1:55 1:65 1:95 1:90 Primärinduktivitöt 8,5 mH 9,5 mH 6,5 mH 6 mH Primärwiderstand 1,7 n 1,0 0 1,6 n 1,3 n Sekundärwiderstand 4 kQ 8,5 kn io kn 6... 8 kn Zusatzwiderstand primärseitig 1,4 £2 1,1 n 1,9 n — Einsatz M oskwitsch 40 S Wolga Sil-130 — Saporoshez Gas-53 — Primärstrom bei 2,7 A 3,2 A 3,8 A 4,5 A T = -f 20 °C und n = 500 U/min Verwendet man den mechanischen Unterbrecher weiter zur Steuerung der HKZ, dann muß für einen Grundstrom von 300 ••• 600 mA über diesen Kontakt gesorgt werden, außerdem sollte der Kontakt vor Einbau der HKZ erneuert und auf 0,35-0,45 mm Kontaktabstand justiert werden. Die weiteren Hauptbaugruppen sind der Transverter oder Sperrschwinger für die Erzeugung der Hochspannung (250---400 V üblicherweise), der als Schalter einzusetzende Thyristor, der Primärspeicherkondensator (meist 0,5---2 p.F bei 600 V Arbeitsspannung) und die Triggerelektronik (meist mit Schaltung zur Glättung von Kontaktprellungen des Unterbrechers). Für den Transverter werden häufig Gegentaktschaltungen mit Ge- oder Si-Transistoren benutzt. Geeignete Transistoren sind ASZ 1015 , GT 701 , P 4 B oder 2 N 3055 , KU 607, KT 803. Der bei üblicher Dimensionierung fließende Kurzschi ußstrom liegt pro Transistor bei 2---3 A. Aus Gründen der Temperaturstabilität sind Si-Leistungstransistoren vorzuziehen, jedoch ist ihr Preis wesentlich höher. Der Thyristor sollte etwa 40 A Spitzenstrom vertragen und für eine Sperrspannung von rund 400 V 63 A23U6 Dl... DU YA-6U A271 Qif. Zündspule Batterie Bild 2 Schallungsbeispiel eines Thyristorzündgerätes (UdSSR) ausgelegt sein. Da der Preis um so höher ist, je höher der Sperrspannungs- wert ist, empfiehlt es sich, eine Sekundärspannung des Transverters bis 300 V zu verwenden und den Speicherkondensator mit 1 [iF zu wählen. Für den Thyristor reicht dann eine Sperrspannung von 400 V aus, und man kann folgende Typen mit Erfolg verwenden: KT 714 (ÖSSR), KU 201 L oder UD 63 K (UdSSR), ST 111/4 (DDR), 2 N 3525 , 40379 oder TI 3014 (USA). Die Betriebseigenschaften des Thyristors sind zu verbessern, wenn man eine Si-Flächendiode genügend hoher Sperrspannung in Serie mit dem Thyristor schaltet, um ihn gegen Rückschlagspitzen zu schützen. Eine Z-Diode (SU-Import) parallel zum Thyristor gewährt Schutz gegen Durch¬ laßspannungsspitzen (Z-Spannung 150•••200 V). Hier nun einige praktisch ausgeführte Schaltungen für Thyristor¬ zündanlagen. Bild 2 zeigt einen sowjetischen Schaltungsvorschlag für 12 V Primärspannung, Minusjjol geerdet. Der Transverter ist mit zwei Ge-Leistungstransistoren des Typs P 4 B auf genügend großer Kühl¬ fläche bestückt, er erzeugt eine Sekundärspannung von 250 • • • 300 V. C 4 lädt sich auf rund 300 V auf, über den Unterbrecher K fließt ein Strom von 200 mA. Im Moment des Öffnens von K entsteht ein positiver Trigger¬ impuls von 12 V am Gate des Thyristors D 6. Dieser öffnet und C 4 ent¬ lädt sich über die Primärwicklung der Zündspule. Das Prellfilter für K besteht aus den Elementen D 5, R 4, C 2, C 3 und R 5. D 7 dient zusammen mit R 7 zur Dämpfung der Rückschlagspannung, die nach Ende des Zünd- funkens an der Primärwicklung der Zündspule entsteht. Der Transforma- 64 Si-Diode 0,6A/500V i/j noov Bild'3 II Thyristorzündgerät mit Leist ungs Sperrschwinger tor Tr 1 hat einen Permalloy-Ringkern mit einem Außendurchmesser von 30-*-35mm, einem Innendurchmesser von 20--27 mm und einer Band¬ höhe von 10---12mm (Kernquerschnitt 0,7 ein 2 ). Man kann auch einen E/l-Kern gleichen Querschnitts verwenden. Die Wickeldaten lauten: Basiswicklung I: 2mal 12 Wdg., 0,35 mm CuL; Kollektorwicklung II: 2mal 48 Wdg., 0,85 mm CuL; Sekundärwicklung III: 1200 Wdg., 0,15 mm CuLBB. Die Kondensatoren sind Metallpapier-Typen MBM 1G0 V. Der Konden¬ sator C 4 hat die Typenbezeichnung MBGTsch-1-750 (MP für HF). Benutzt man statt eines Gegentakttransverters einen Sperrschwinger mit einem Leistungstransistor zur Erzeugung der Hochspannung, dann ergibt sich der einfache Zündteil nach Bild 3. Es wird ein Si-Leistungs- transistor (etwa KT 802 , KT 805, KU 607 , 2 N 3056) mit Iq mnx = 10 A und einer Sperrspannung von rund 100 V mit einem Transformator EI 54/18 zu einem Sperrschwinger zusammengeschaltet, der eine Spannung von rund 300 V an den Zündkondensator 1 p.F/700 V liefert. Der Thyristor sollte 400 V Sperrspannung vertragen, die Auslöseschaltung entspricht etwa der in Bild 2. Die primäre Stromaufnahme liegt je nach Drehzahl zwischen 0,2 A und 1,2 A. Es wird eine sekundäre Zündenergie von 90 mWs geliefert, der Unterbrecherstrom beträgt 180 mA. Der Transistor sollte bei Uq^~) = 40 V und 7 f ■= 10 A eine Stromverstärkung B von 10---15 aufweisen. 05 5 Elektronisches Jahrbuch 1974 Die Wickeidaten des Transformators lauten: Kern EI 54/18, Dyn.-Bl. IV, 0,2 mm Luftspalt; wl = 19 Wdg., 1,5 mm CuL; w2 = 19 Wdg., 1,0 mm CuL; w3 = 600 Wdg., 0,2 mm CuL. Das Gerät läßt sich auf einer gedruckten Leiterplatte von 60 mm X 85 mm unterbringen. Die Anlage wird in einem Eisenblechgehäuse von 120 min X60 mmx70 mm eingebaut und an der Spritzwand des Motorraums des Kfz angeordnet. Auf Grund der Bestückung mit Si-Halbleitern kann es bis zu Umgebungstemperaturen von + 70°C eingesetzt werden. Bild 4 zeigt einen Schaltungsvorschlag, der in England große Verbrei¬ tung gefunden hat und dort auch als Bausatz verkauft wird. Hier ist der Gegentakttransverter mit Si-Leistungstransistoren bestückt, er arbeitet mit einem 30-W-Transformator 1:15 und Z-Dioden zur Abkappung des induktiven Rückschlags (primärseitig). Die Eigenfrequenz des Trans¬ verters ist 50 Hz, die Triggerung des Thyristors erfolgt über einen Schalt¬ transistor (etwa SF 127). Der Triggerkondensator C 3 weist eine Entlade- Ata 2 N 3055 2N 3055 2N3700 Bild 4 T/tyristorzUndgerät mit Si-Transcerter f B. M. Marston, Großbritannien) 66 Bild 5 Elektronische Zünduinkelverstellung beim Thyristorzündgerät (Prinzip) zeitkonstante von 35 jjls auf, während sich C 2 in G00 [jls entlädt. Dieses Verhältnis der Entladezeiten sichert gegen Kontaktprellungen. Man kann bei derartigen Geräten auch eine elektronische Zündwinkel¬ verstellung vorsehen, die eine analoge Wirkung hervorbringt wie die Flieh¬ kraftverstellung und die Unterdruckverstellung des Ziindzeitpunkts bei Viertaktmotoren. Eine Prinzipschaltung zeigt Bild 5. Sie soll dem er¬ fahrenen Elektronikamateur als Anregung dienen. Auf der Verteiler welle sitzt ein elektromagnetischer Zündzeitpunktgeber 2, der aus dem rotie¬ renden Magnetkreuz und feststehenden Abnehmerspulen besteht . Der beim Vorbeidrehen erzeugte Impuls steuert die Impulsformerstufe — einen Univibrator mit den Transistoren T 2 und T 3. Der Ausgangsimpuls dieser Stufe steuert über eine weitere Stufe dann den Thyristor an. Über einen weiteren magnetoelektrischen Geber 10 und eine Gleichrichterbrücke mit Glättungskondensator C 2 wird eine Gleichspannung erzeugt und mit¬ tels Potentiometer R 5 in den Univibrator eingekoppelt. R 5 ist mechanisch mit der Drosselklappe des Vergasers verbunden. Eine erzeugte hohe Spannung bewirkt ein Voreilen der Zündung — dies tritt beim Beschleuni¬ gen auf. Der zweite Geber 9 liefert über eine Gleichrichterbrücke und eine nicht lineare Brücke eine Spannung, die bei höheren Drehzahlen ein G7 Voreilen bewirkt. Hier ist die Steuerspannung nicht linear und man stellt durch den Grad der Nichtlinearität den summarischen Voreilwinkel in Abhängigkeit von Motorlast und Geschwindigkeit ein. Wie man aus den Beispielen erkennt, geht der Trend in der modernen Kraftfahrzeugtechnik in Richtung einer höheren Elektronisierung des Fahrzeugs, um hohe Gebrauchseigenschaften zu erreichen und die Zuverlässigkeit zu verbessern. Die Thyristorzündung ist nur ein Weg zur Lösung dieser Probleme. Man arbeitet zur Zeit an Rechnern, die, mit Einspritzpumpen gekoppelt, stets optimale Bedingungen für den Fahr¬ zeugmotor einstellen und neben optimalen Fahreigenschaften auch eine geringere Umweltverschmutzung durch die Abgase sichern. Weiterhin werden integrierte Schaltkreise in Blinkgebern eingesetzt, für Drehzahl¬ messer angewendet und in vielen Überwachungsschaltungen benutzt. Eine weitere wichtige Neuerung war die Einführung der Drehstromlicht¬ maschine als Bordgenerator hoher Zuverlässigkeit im Auto. Sie hat eine günstige Regelkennlinie und erlaubt eine Akku-Ladung bereits im Leerlauf. Mit all diesen modernen elektronischen Baugruppen im Auto sollte sich der interessierte Elektronikamateur beschäftigen, denn die moderne Technik stellt höhere Anforderungen an das Wissen jedes einzelnen. Literatur [1] G.N. Glexer u. a.: Elektronische Zündsysteme für Kraftfahrzeuge, Verlag Maschinostrojenie, Moskau 1967 (russ.) [2] Morgulew, A.S. / Sonin, J.K.: Halbleiterzündsysteme, Verlag Energija, Moskau 1968 (russ.) [3] Galkin, Ju.M.: Elektroausrüstung von Automobilen und Traktoren, Verlag Maschinostrojenie, Moskau 1967 [4] W. Henneberg: Transistor-Zündung für Ottomotoren, Der Elektroniker, Aarau 3/1970, S. 18 bis 22 [5] Everding, H.: Kondensator-Zündanlage mit konstanter Ausgangsspannung, Elektronik, München 1968, Heft 8, Seite 239 bis 242 [6 ] Uögemann, H.: Thyristor-Zündanlage für Kraftfahrzeuge, Funkschau, 1966, Heft 7, Seite 007/608 [7j Faessler, R.: Eine Thyristor-Zündanlage für Kraftfahrzeuge, Elektronik, 1966, Heft 7, Seite 201 bis 204 [8] Söhner, G.: Zündanlagen mit Halbleiterbauelementen, Motortechnische Zeit¬ schrift, 1963, Bd. 24, Seite 439fT. [9] Gerlach , A. / Habicht,M. / Richter, E.: Kondensator-Zündanlage mit neuartiger Ladeschaltuug, Elektronik, 1967., Heft 10, Seite 311/312 [10] Greif, E.: Kondensator-Zündanlage mit neuartiger Ladeschaltung, Elektronik, 1968, Heft 1, Seite 7/8 [11] Steinberg, D.: Batteriegespeiste Zündanlagen für Ottomotoren, Funktechnik, 1967, Nr. 22, Seite 845 bis 850 [12 ] Alexander, W.: An experimental electronic ignitionSystem, Electronic Engineer¬ ing, Dez. 1964, Seite 813 bis 816 [13] Marston, R. J/..* Capacitor discharge ignition System, Wireless World, Jan. 1970, Seite 2 bis 5 [14 ] Fischer, H.-J.: Thyristor-Zündanlagen für Kraftfahrzeuge, Elektronisches Jahrbuch 1970, Deutscher Militär Verlag, Berlin 1969, Seite 82 bis 90 68 Dipl.-Math. Claus Goedecke Die 3. Generation der EDVA Die Entwicklung der elektronischen Datenverarbeitung ist durch eine ständige Wechselwirkung zwischen der Entwicklung der Gerätetechnik und der Entwicklung ihrer Anwendung gekennzeichnet. Sie führte zu einer unmittelbaren Verbesserung und Erweiterung der Möglichkeiten der elektronischen Datenverarbeitungsanlagen. Davon ausgehend, sind in der Entwicklung der elektronischen Daten¬ verarbeitung bestimmte Entwicklungsetappen zu. verzeichnen, die jeweils einen qualitativen Umschlag in der Gesamtkonzeption der Anlagen erkennen lassen. Diese Entwicklungsetappen werden als Rechnergeneratio¬ nen bezeichnet. Als Bewertungskomponenten der einzelnen Rechnergenera¬ tionen werden dabei herangezogen: — der logisch-strukturelle Aufbau der Anlagen; — die Bauelementebasis; — die Leistungsparameter der einzelnen Komponenten; — die Programmierung und — die Anwendungsmöglichkeiten der Anlagen. Die Grundlage für die Anwendung elektronischer Datenverarbeitungs¬ anlagen wurde im Zeitraum von 1943 bis 1946 von einer Gruppe unter Leitung von ECKERT , MAUCHLY und GOLDSTINE durch die Ent¬ wicklung und Inbetriebnahme der mit 18000 Elektronenröhren ausge¬ statteten programmgesteuerten Rechenanlage ENIAC (Electronic Vumerical Integrator and Automatic Computer) geschaffen. Von Rechnergenerationen spricht man ab dem Jahr 1951, als mit der UNIVAC I die serienmäßige Herstellung elektronischer Rechenanlagen begann. Von diesem Zeitpunkt an bis heute entstanden drei Generationen elektronischer Datenverarbeitungsanlagen: • Die Anlagen der ersten Generation hatten durch die Verwendung von Elektronenröhren nur eine geringe Leistungsfähigkeit und waren in ihrem Anwendungsbereich vorrangig auf wissenschaftlich-technische Aufgabenstellungen beschränkt. 69 Bild 1 Gesamtüberblick über die Geräte des elektronischen Datenverarbeitungssystems ROBOTRON 21 • Die Anlagen der zweiten Generation waren durch den Einsatz von Halbleiterbauelementen wesentlich leistungsfähiger und zuverlässiger und hatten durch die Einbeziehung ökonomischer Anwendungen eine verbesserte und insbesonders hinsichtlich der externen Magnetband¬ speicher erweiterte Peripherie. • Die Anlagen der dr itten Generation arbeiten auf der Grundlage integrier¬ ter Schaltkreise und haben einen universellen Anwendungsbereich. Durch wesentliche Unterschiede zu den vorangegangenen Generationen in ihrem funktionellen Aufbau und organisatorischen Ablauf ermögli¬ chen sie neue Formen der Anwendung der Datenverarbeitung und einen ökonomischen Einsatz und Betrieb der Anlagen. Einen Überblick über die Merkmale der drei Rechnergenerationen vermittelt Tabelle 1. Von den Anlagen der ersten Generation waren in der DDR mehr als 30 Anlagen ZRA 1 im Einsatz, vor allem in Hochschulen und wissen- ' schaftlichen Einrichtungen. Als Vertreter der zweiten Generation arbeiten heute noch viele Anlagen Robotron 300 in Kombinaten und Betrieben, Dienstleistungszentren, aber auch nach wie vor in Forschungseinrich¬ tungen und Universitäten. 70 Tabclio 1 Merkmale der Reclmergenerationen § 53 -O O» SS . '•S g s T . Ci «3 S Pi «J «5 03 .2 os J2 -u> *3 x cj Ä 03 H-> t-4 03 •m l-H fco 03 g oj tH o *H .2 *co a eS (H H M 03 -H> s § P3 cO lo .2 a q *5 o 2| oj O —■ iD 2 - ® g a & C ß M « _ O S ffl 44 ;2 tn « N Ä ß eS « to p. -g ej S q. SWiÄ ö CJ 'S ß <13 Sh CS 03 a o (H ■P PS » :?S iS SS 03 N 2 §, 2 ff H-» J2 03 ^ o a . d « A 2 ß w 2 M ß g 03 cs 2 M ß> -£ M HP» HP ® 03 03 rJ ß ß £ fco to 03 «3 «5 tj sh w X X3 S 03 äj § 3 c j* 'S "H ß| 03 CG "** ’S öS h 2 - O Oh L_j 2 a N a “ cs ,2 » a ^ ß es es 03 W S * Ö 2 03 ä to .2 3 § ä CS fco ß 03 'C ß es oy -p i_» 1 ' .* r S-H o 'S •i—i 03 a CO 03 ß tH 03 HP X H 'ß 03 .2 ß ß ß • H 03 03 o 03 fco ß 03 to ß ß 5 :ß 03 :eS ß .ß M O 2? § HP ~ PS ß 03 03 J§ 'S to a I o O tH JW 03 T3 CG PS ® PP to 03 «J 'S £ a ß 03 cß 2 03 3 ä 'S -2 £ © p Ci ^ 03 f-4 “3 3 a «♦■H Uh cn o öd a ö H 03 5 to CO C a s tH 03 PS 2 -** ß •*-< »H « G PS M to 3 2 2 «S 3 «*H CG 03 fcO ^ ö ^ ß §,.2 J 03 . 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Besonderheiten der dritten Rechnergeneration In der Entwicklung der elektronischen Datenverarbeitungsanlagen hat sich über die einzelnen Rechnergenerationen ein grundlegender Wandel im Verhältnis der Aufwendungen für die Entwicklung der Gerätesysteme (Hardware) und Systemunterlagen (Software) vollzogen. Internationale Einschätzungen besagen, daß sich das Verhältnis wie folgt entwickelt hat: 1956: 90% Gerätesystem — 10% Systemunterlagen, 1960: 70% Gerätesystem — 30% Systemunterlagen, 1965: 50% Gerätesystem — 50% Systemunterlagen, 1972: 40% Gerätesystem — 60% Systemunterlagen. Bild 2 Das Herzstück der EDVA BO BOT BON 21 ist die Zentraleinheit, die ans der zenl ralen Verarbeitungs¬ einheit und dem Haupt- Speicher besteht r 72 Diese Entwicklung findet bei den Anlagen der dritten Generation unter anderem, darin ihren Ausdruck, daß die maschinenorientierten Systemunterlagen nicht als einzelne, isolierte Verarbeitungspro¬ gramme, sondern im Rahmen geschlossener Systeme, der sogenannten Betriebssysteme , zur Verfügung gestellt werden. Diese Betriebssysteme haben neben vielen Verarbeitungsfunktionen, z.B. Übersetzungs-, Sortier- und Dienstprogramme, als kennzeichnendes Element der Anlagen der dritten Generation besonders die Aufgabe, den gesamten Arbeitsablauf der elektronischen Datenverarbeitungsanlagen zu steuern und zu überwachen. Die Nutzung der vielfältigen Möglichkeiten der Anlagen der dritten Generation ist nur durch den Einsatz der Betriebssysteme möglich. Gerätesystem und Betriebssystem bilden deshalb eine untrennbare Ein¬ heit. Kennzeichnend für ein Datenverarbeitungssystem der dritten Genera¬ tion ist, daß als Bestandteil des Gerätesystems neben vielen peripheren Geräten mehrere leistungsmäßig abgestufte Modelle von Zentraleinheiten angeboten werden, die auf ein und derselben logisch-strukturellen Grund¬ konzeption entwickelt wurden. Diese verschiedenen Anlagenmodelle bilden eine sogenannte System¬ familie , die damit ein breites Anwendungsspektrum überstreicht und durch die Auswahl eines entsprechenden Modells einen wirtschaftlichen Einsatz der elektronischen Datenverarbeitung für eine konkrete Aufgaben¬ stellung ermöglicht. 11 £' ül II k §• < ; 1 Bild 3 Ein externer Speicher für große Datenmengen ist das Magnetbandspeicher¬ gerät ZMB 51 mit einer Übertragungsgeschivindig- keit von 48 K Botels 73 <* Bild 4 Der Wechselplal(enspeicher ist ein universell eintetz¬ barer Speicher mit wahl¬ freiem Zugriff und einer Speicherkapazitütvon 7,25 Mio. Byte je Plattenstapel Für einen universellen Anschluß der peripheren Geräte an die verschie¬ denen Modelle von Zentraleinheiten wurde ein einheitliches, stan¬ dardisiertes Anschlußbild (Interface) geschaffen, das für alle peripheren Geräte, unabhängig von ihrer Art, gleiche Bedingungen schafft, die über die entsprechenden Gerätesteuereinheiten realisiert werden. Damit werden auch die peripheren Geräte nicht mehr ausschließlich für einzelne Anlagen, sondern geschlossen für alle Modelle einer System¬ familie entwickelt, wobei gleichartige Geräte, kosten- und leistungsmäßig abgestuft, in verschiedenen Varianten angeboten werden. Mit den gewachsenen Operationsgeschwindigkeiten entstanden bei den Anlagen der dritten Generation neue Arbeitsprinzipien und Anwen¬ dungsformen der elektronischen Datenverarbeitung. Wesentliche Elemente sind: die Arbeitsteilung zwischen der Zentraleinheit und dem Ein-/Aus- gabesy stein; — der Multiprogrammbetrieb; — die Möglichkeit der Datenfernverarbeitung. Die Arbeitsteilung zwischen der Zentraleinheit und dem Ein-/Ausgabe- system vollzieht sich über die sogenannten Kanäle. Kanäle sind selb- 74 ständige Steuerwerke, clie sämtliche Ein- und Ausgabevorgänge auf der Grundlage eigenständiger Programme steuern und überwachen. Man unterscheidet zwei Arten von Kanälen: — Multiplexkanäle zum Anschluß langsamer Geräte (Lochkarten- und Lochbandgeräte, Drucker), wobei mehrere Geräte über die verschie¬ denen Unterkanäle zeitlich ineinander verschachtelt bedient werden (Multiplexbetrieb); — Selektorkanäle zum Anschluß schneller Geräte (externe Speicher), wobei Datensätze von verschiedenen Geräten nacheinander über¬ tragen werden (Stoßbetrieb). Wird an einen Multiplexkanal ein schnelles Gerät angeschlossen, z.B. ein Magnetbandspeicher, kann er auch in der Betriebsform des Selektor¬ kanals arbeiten, indem dann alle seine Unterkanäle diesem einen Gerät für die Zeitspanne der Übertragung zur Verfügung gestellt werden. Der Paralleldrucker ist das Ausgabegerät für Daten großen Umfangs; beim Modell 476 ist die Druckleistung 600 Zeilenimin bei einer Druckbreite von 120 Zeichen Bild 5 75 Bild 6 Die Lochbandstation der EDVA ROBOTRON 21 arbeitet mit einer Lese¬ geschwindigkeit von 1000 Zeichen/s und einer Stanzgeschwindigkeit von 100 Zeichenjs Durch diese Arbeitsteilung wird die Zentraleinheit von der Durchfüh¬ rung der Ein- und Axisgabeoperationen entlastet. Erkennt das Steuerwerk der Zentraleinheit in einem Programm einen Ein- oder Ausgabebefehl, so delegiert es ihn zur Ausführung an den entsprechenden Kanal — und sie kann ihre gesamte Verarbeitxmgsleistung internen Operationen zur Verfügung stellen. Muß ein Verarbeitungsprogramm auf den Abschluß einer Ein- oder Ausgabeoperation warten, bevor seine Abarbeitung von der Zentralein¬ heit fortgesetzt werden kann, wendet sich das Steuerwerk zwischen¬ zeitlich einem anderen Programm zu. Diese Arbeitsweise wird als Multi¬ programmbetrieb (Multiprogramming) bezeichnet. Dazu wird der Haupt- 76 Speicher der Anlage in mehrere Bereiche eingeteilt, in die jeweils ein abzuarbeitendes Programm eingespeichert wird. Die Reihenfolge und Schachtelung der Abarbeitung erfolgt auf der Grundlage festgelegter Prioritäten. Die Steuerung des Multiprogrammbetriebes wird vom Betriebssystem der Anlage durchgeführt. Die Grundlage dazu bildet ein wirksames Unterbrechungssystem , # das als Bestandteil der Zentraleinheit kenn¬ zeichnend für alle Anlagen der dritten Generation ist. Das Unterbrechungssystem hat die Aufgabe, über bestimmte Zustände (Maschinen- oder Programmfehler, Abschluß einer Ein- oder Ausgabe¬ operation, Bedienereingriff) zu informieren, damit das Betriebssystem die entsprechenden Maßnahmen einleiten kann. Neben dem Multiprogrammbetrieb bildet das Unterbrechungsystem eine Grundvoraussetzung für die Datenfernverarbeitung. Jede Anfrage von einer räumlich getrennten, dezentralen Station bedeutet, daß ein gerade laufendes Programm unterbrochen wird, damit die Anfrage entgegen¬ genommen und gegebenenfalls sofort bearbeitet werden kann. Die Datenfernverarbeitung ist eine Betriebsform einer elektronischen Datenverarbeitungsanlage, bei der mehrere räumlich getrennte Nutzer mit Hilfe von Übertragungskanälen unmittelbar Zugriff zu einem zentralen Datenverarbeitungssystem auf der Grundlage eines einheitlichen Pro¬ grammsystems (Teilhaberbetrieb) oder individuell unterschiedlicher Programme (Teilnehmerbetrieb) haben. Dafür wurden erst durch die Anlagen der dritten Generation die Vor¬ aussetzungen geschaffen, die eine umfassende Anwendung der Datenfern¬ verarbeitung ermöglichen. Die Anlagen ROBOTRON 21 und R 40 Mit den Anlagen des ESER stehen Datenverarbeitungssysteme zur Verfügung, die alle Merkmale der dritten Generation umfassend in sich vereinigen. Das System ESER ist eine Systemfamilie und setzt sich aus den in ihren Leistungsparametern wohl abgestimmten Modellen — R 20, als Gemeinschaftsentwicklung der UdSSR mit der VR Bulgarien; — R 30, entwickelt in Zusammenarbeit der UdSSR mit der VR Polen; — R 40, als Beitrag der DDR zum ESER, sowie weiteren Modellen aus der UdSSR zusammen, die den oberen Lei¬ stungsbereich des ESER ausmachen. Neben diesen Anlagen steht die in der DDR entwickelte Anlage ROBO¬ TRON 21 zur Verfügung, die zum System ESER kompatibel (verträglich) ist. 77 Ausgehend von dem Leistungsspektrum dieser Anlagen, wurden zwei unterschiedliche Betriebssysteme entwickelt : — das Plattenbetriebssystem DOS/ES 1 für Anlagen mit Hauptspeicher¬ kapazitäten bis 256 K Bytes 2 ; — das allgemeine Betriebssystem OS/ES 3 für Hauptspeicherkapazitäten ab 64 K Bytes. Die in der DDR entwickelten Anlagen ROBOTRON 21 und R 40 repräsentieren unterschiedliche Leistungsklassen. Sie basieren aber auf ein und derselben Grundkonzeption, verwenden gleiche Daten- und Befehls¬ formate, verfügen über ein leistungsfähiges, auf gleichen Unterbrechungs¬ arten beruhendes Unterbrechungssystem und gewährleisten durch ihre Kanäle die Arbeitsteilung zwischen der Zentraleinheit und dem Ein-/ Ausgabesystem auf einheitlicher Basis. — Sie können sowohl mit dem Betriebssystem DOS/ES als auch mit dem OS/ES arbeiten. Durch das einheitliche Standardanschlußbild können die verfügbaren peripheren Geräte gleichermaßen an die Anlagen ROBOTRON 21 und'R 40 ange¬ schlossen werden. Zum Spektrum der peripheren Geräte gehören: 1 . Zur Kommunikation zwischen dem Bediener und der Zentraleinheit • eine Abfrageeinheit in Gestalt einer Schreibmaschine. 2. Zur Eingabe maschinenlesbarer Datenträger • zwei verschiedene Ausführungen von Lochkartenlesern mit Ein¬ gabegeschwindigkeiten von 500 bzw. 1000 Lochkarten/min, • ein Lochbandleser (1000 Zeichen/s). 3. Zur Eingabe von Klarschrift • ein optischer Belegleser, • ein optischer Belegsortierer. 4. Zur Ausgabe maschinenlesbarer Datenträger • ein Lochkartenstanzer (250 Lochkarten/min), • ein Lochbandstanzer (100 Zeichen/s). 5. Zur Ausgabe von Klarschrift • zwei verschiedene Druckermodelle mit Ausgabegeschwindigkeiten von 600 bzw. 900 Druckzeilen/min. 9 1 DOS/ES = diskovaja operazionnaja sistema/edinaja sistema 2 K = 1024, d. h. die Angabe 256 K Bytes bedeutet eine Speicherkapazität von 262144 Bytes, wobei in einem Byte entweder ein Zeichen oder zwei Ziffern ge¬ speichert werden können 3 OS/ES = operazionnaja sistema/edinaja sistema 78 Bild 7 Das Bildschirmsystem dient der unmittelbaren Kommunikation zwischen Mensch und EDVA , es ermöglicht die Anzeige, Ein- und Ausgabe alphanumeri¬ scher Zeichen Fotos: ROBOT RON-Pressedienst 0. Zur externen Speicherung • • zwei verschiedene Magnetbandgeräte mit unterschiedlicher Über¬ tragungsgeschwindigkeit (4S bzw. 96 kHz) sowie zwei unterschied¬ liche Ausführungen von Magnetbandsteuereinheiten, • ein Wechselplattenspeicher mit einer Speicherkapazität von 7,25 Mio. Bytes pro Plattenstapel. 7. Zur Direkteingabe und -ausgabe von Informationen • ein Bildschirmsystem, • ein Gerätesystem der Datenfernverarbeitung. 79 Tabelle 2 fiejjeiiüherslellunjj auscjewäblter Parameter «1er Anlagen ROBOTRON 21 und R 40 Parameter Anlage ROBOTRON 21 li 40 Operationsgeschwindigkeit 25000 Op./s 380000 Op./s Hauptspeicher-Kapazität 04 K Byte 250/512/1024 K Byte Zugriffszeit 520 ns 450 ns Zugriffsbreite 2 Byte 8 Byte Anzahl Selektorkanäle 1 0 Übertragungsratc 400 K Byte/s 300—1300 K Byte/s Anzahl Multiplcxkanälc 1 1 Unterkanäle 128 128 •••250 Ü bertragui i gsra te Multi plex- be trieb 13---20 K Byte/s 20”*25 K Byte/s Übertragungsrate Stoßbetrieb 250--400 K Byte/s 180---720 K Byte/s Neben diesen gnuidlegenden Gemeinsamkeiten bestehen zwischen den Anlagen ROBOTRON 21 und R 40 aber auch Unterschiede. Da diese Anlagen zu unterschiedlichen Leistungsklassen gehören, verfügen sie über verschiedene Leistungsparameter, z.B. Operations¬ geschwindigkeit, Speicherkapazität oder Anzahl der Kanäle. Eine Gegen¬ überstellung einiger wesentlicher Leistungsparameter zeigt Tabelle 2. Außerdem ergeben sich Unterschiede in den internen Abläufen. Die Leistungsfähigkeit der Anlage R 40 beruht sowohl auf der Ausnutzung der Leistungsfähigkeit der Bauelemente als auch auf vielfältigen struk¬ turellen und organisatorischen Maßnahmen. So verfügt die Anlage R 40 zur Beschleunigung der Befehlsabarbeitung im Gegensatz zum ROBOTRON 21 über eine Befehlsvorbereitungseinheit, durch die mehrere Befehle bereits im voraus aufgerufen und modifiziert werden. Die Zugriffsbreite im Speicher beträgt 2 Bytes beim ROBOTRON 21 und 8 Bytes beim R 40. Außerdem wird der Speicher der Anlage R 40 jeweils in 4 gleichgroße Blöcke (Module) unterteilt, von denen 3 in einem Speicherzyklus gleichzeitig arbeiten können. Davon ausgehend, wird die Speicherung so organisiert, daß aufeinanderfolgende Datengruppen von jeweils 8 Bytes abwechselnd in den verschiedenen Speicherblöcken stehen. Diese internen Besonderheiten haben jedoch keinen Einfluß auf die Nutzung der Anlagen. Programme, die für die Anlage ROBOTRON 21 ge¬ schrieben wurden, können unter Berücksichtigung der Anlagenkonfigura- 80 tion und des Betriebssystems auch auf der Anlage R 40 abgearbeitet werden. Mit der Anlage ROBOTRON 21 und den Anlagen des ESER sind auf Grund der beschriebenen Besonderheiten der dritten Generation eine Reihe völlig neuer Qualitäten gegeben. Bei der Anwendung der elek¬ tronischen Datenverarbeitung besteht die Aufgabe darin, die qualitativ neuen Möglichkeiten im Rahmen der wirtschaftspolitischen Zielstellungen des VIII. Parteitages der SED umfassend zu nutzen. * Literatur [1] Münch , TF.: Merkmale der 3. Rechnergeneration: Zentraleinheit — Kompatibili¬ tät — Ein-/Ausgabeeinheiten, RT/DV, Nr. 6, 1971, Seite 15 bis 21 [2] Autorenkollektiv: EDVA Robotron 21, RT/DV, Nr. 11/12, 1971 [3] Autorenkollektiv: EDVA R 40, RT/DV, Nr. 10/11, 1972 (RT/DV = Zeitschrift Rechentechnik/Datenverarbeitung) Wir klären Begriffe ANTENNEN¬ VERKÜRZUNGSFAKTOR 6 Elektronisches Jahrbuch 1974 81 Ing. K.-H. Schubert DM 2 AXE Schaltungspraxis bei sowjetischen Transistor-Rundfunkempfängern Seit einiger Zeit werden im Handel aus der Produktion sowjetischer Rundfunkgerätewerke auch zwei große Transistor-Koffersuper angeboten, die sich durch sehr gute Gebrauchseigenschaften auszeichnen. Es sind das die jeweils mit 17 Transistoren bestückten Geräte F6Trl7 Aslrad- Riga 103 und F8Trl7 Astrad -Seiend. Die Schaltung des Astrad-Riga 103 wurde bereits in [1] vorgestellt. Transistor-Koffersuper Astrad-Selena Das mit 17 Transistoren und 11 Dioden bestückte Gerät weist folgende Wellenbereiche auf: LW - 150-.-408 kHz; MW — Ö25*** 1605 kHz; KWI — 17,7••• 17,9 MHz (16-m-Band); KWH - 15,1... 15,45 MHz (19-m-Band); KWIII-11,7... 11,95MHz (25-m-Band); KWIV - 9,5-.-9,77 MHz (31-m-Band); KWV - 5,95..-7,3 MHz (41/49-m-Band); UKW-87,5-.. 100 MHz. Die Zwischenfrequenzen sind 465 kHz (AM) und 10,7 MHz (FM), die Ausgangsleistung ist 0,7 W. Die rauschbegrenzte Empfindlichkeit bei 50 mW Ausgangsleistung und einem Signal/Rauschabstand für AM = 20 dB und FM == 26 dB ist mit der Ferritantenne bei LW etwa 0,5 mV/m und bei MW etwa 0,3 mV/m; mit der Teleskopantenne ist sie bei KW etwa 50 [xV/m und bei UKW etwa 5 p.V/m. Bei FM-Empfang sind 12 Kreise wirksam, davon 2 kapazitiv abstimmbar, bei AM-Empfang sind es 10 Kreise, davon 3 kapazitiv abstimmbar.. Zum Bedienungskomfort gehören ein Meßwerk als Abstimmanzeige, ein nichtrastender Druckknopf zum Einschalten einer Skalenbeleuchtung, 82 Bild 1 Schaltung des UKW-Tuners des sowjetischen Transistor-Koffersupers Astrad Selena die getrennte Hochton- und Tieftonregelung und der präzise schaltende Trommel-Spulenrevolver mit Bereichsanzeige. Das Gehäuse besteht aus einem Holzrahmen mit aufgesetztem Vorder- und Rückteil aus schlag¬ festem Plastmaterial. Die Schaltung besteht aus insgesamt 5 Baugruppen- Baugruppe 1 — UKW-Tuner; Baugruppe 2 — Ferritantenne LW/MW; Baugruppe 3 — Trommel-Spulenrevolver; Baugruppe 4 — AM-Mischer und -Oszillator, AM/FM-ZF-Verstärker, Stabilisierungsschaltung; Baugruppe 5 — NF-Verstärker, eisenlos. Bild 1 zeigt die Schaltung des UKW-Tuners des Selena , der bis auf den fehlenden Eingangskreis etwa den üblichen Standardschaltungen ent¬ spricht. Da bei der FM-ZF-Verstärkung ein 4stufiger Verstärker vor¬ handen ist, wirkt dieser UKW-Tuner unterdimensioniert. Im Bereich der Feldstärken mehrerer UKW-Sender ist daher auch der UKW-Empfang nicht gerade zufriedenstellend. Günstiger wären eine dreifache Abstim¬ mung und ein getrennter UKW-Oszillator. Beide Transistoren GT 322A arbeiten in Basisschaltung, der 1. Transistor ist geregelt, wobei die Regel¬ spannung als Kollektorspannung wirkt. Die Basisvorspannungen imd die Kollektorspannung derUKW-Misch/Oszillatorstufe sind elektronisch stabi- 83 Basis Kollektor Basis lisiert. Übereinen Umschaltkontakt gelangt die ZF 10,7 MHz an dieBasisdes AM-HF-Verstärkertransistors, der bei FM-Empfang als 1. ZF-Verstärker- stufe arbeitet. Bei AM-Empfang sind 3 abstimmbare Kreise vorhanden, der HF- Eingangskreis, der HF-Zwischenkreis und der Oszillatorkreis. Eine Besonderheit des Selena ist die AM-Mischstufe, die mit einem Dioden¬ mischer bestückt ist. Bild 2 zeigt die Schaltung. Der Diodenschaltung werden über die Spulenrevolverkontakte 7 und 8 die Eingangsfrequenz und über die Kontakte 5 und 6 die Oszillatorfrequenz zugeführt. Über einen ZF-Kreis wird die ZF 465 kHz ausgesiebt. Die Ankopplung des ZF-Transistors erfolgt über eine kapazitive Spannungsteilung. Im Kollek¬ torkreis des ZF-Transistors liegt ein 4-Kreis-ZF-Filter, das eine gute Selektivität gewährleistet. Die Basisvorspannungen für die ZF-Transisto- ren, sowie Basisvor- und Kollektorspannung des Oszillatortransistors sind elektronisch stabilisiert. Für den interessierten Leser hier die Spulen¬ angaben zur Diodenmischstufe: L 1 — 2 mal 9 Wdg., 0,1 CuL; L2- 72 Wdg., 0,1 CuL (117 pH); L - 93 Wdg., HF-Litze 5 mal 0,06 (230 pH); % i Anzapfung bei der 62. Wdg., 3-Kammer-Spulenkörper mit HF-Abgleich¬ kern. 84 Bild 3 Schaltung zur elektroni¬ schen Stabilisierung der Versorgungsspannung einiger Transistoren; a — aus dem Koffersuper Astrad-Riga 103 , b — aus dem Koffersuper Ästrad-Seiend Bild 3 zeigt wirksame Stabilisierungsschaltungen, die etwa bis zur halben Batteriespamiung eine konstante Versorgungsspannung ergeben. Die stabilisierte Spannung dient als Versorgungsspannung der Oszillator¬ stufen und zum Stabilisieren der Arbeitspunkte einiger HF/ZF-Transisto- ren. Der NF-Verstärker des Astrad-Selena ist eisenlos ausgeführt (Bild 4). Der hohe Transistoraufwand ist erforderlich, da mehrere Gegenkopplungen und die getrennte Höhen- und Tiefenregelung genügend Verstärkung erfordern. Thermisch stabilisiert sind die 3. Verstärkerstufe und die komplementäre Treiberstufe. Die Ausgangsleistung liegt bei 0,7 bis 0,8 W. An der Buchse Bu 3 kann ein Zusatzlautsprecher angeschlossen werden, Bu 5 ist für den Ohrhörer gedacht, wobei sich der Innenlautsprecher ab¬ schaltet. An Bu 6 kann ein Magnetbandgerät zur Aufnahme angeschlossen werden. Ein Netzteil 220V/50Hz — 9 V= kann mit Bu 4 verbunden werden, wobei der Umschaltkontakt die Batterien abtrennt. Taschensuper Selga-402 Bis auf die NF-Endstufe ist die neue Ausführung des Selga mit modernen Siliziumtransistoren bestückt. Der KT 315 ist ein Planar-Epitaxie- Transistor im Plastgehäuse, er entspricht etwa dem DDR-Transistor SS 216. Während die Wellenbereiche LW und MW geblieben sind, wurde die Schaltungstechnik wesentlich verändert (Bild 5). Die Misch/Oszillator¬ stufe (T 1) erhielt eine Stabilisierung des Arbeitspunktes mittels des Selen¬ stabilisators 7GE2A-S. Die gesamte ZF-Selektion liegt in dem 3kreisigen ZF-Filter 465 kHz im Kollektor kreis der Misch/Oszillatorstufe. Der eigent¬ liche ZF-Verstärker ist 3stufig aufgebaut (T 2 • • • T 4), arbeitet aber völlig ohne ZF-Kreise (aperiodisch), auch bei der Demodulation. Der Basis des ZF-Eingangstransistors T 2 wird die nach der Demodulation erhaltene Regelspannung an der Basis zugeführt. 85 86 Bild 4 Schaltung des NF-Verstärkers des Astrad-Selena KT 315 3x KT 315 M pp» I i N —01— S SPr \ cm T + ^ II 1 \ * II | f—(-VV-h fei rl 5i «i i H^-r— % x 2 \ 0 L 0 0 2 L 2 Variable 1 3 \ x x x 2 x 3 X 00 0L LL LO 0 0 1 3 2 L 3 Variable 4 5 7 6 \ X 1 X 2 X 3 X 4 \ 00 OL LL LO 00 0 1 3 2 OL 4 5 7 6 LL 12 13 15 14 L0 4 Variable 8 9 11 10 Am Beispiel des Feldes 2 sei das Prinzip der Tafel noch einmal veran¬ schaulicht: Term Belegung in diesem Beispiel Feld 2 X] x 2 x 3 x 4 benachbarte 3 Felder G 0 JO x 1 x 2 x 3 x 4 Xix 2 x 3 x 4 Xj XoX 0 0 0 0 0 0 L 0 0 0 0 r i = x y 3 Analog ergeben sich für die anderen Austeuerfunktionen r, = xy. } Sj = xy i r 2 = xy, s 2 = ly, xy 3 s 3 = xy 2 Den zugehörigen Symbolschaltplan zeigt Bild 7. In vielen Fällen läßt sich die statische Ansteuerung nicht anwenden, da sie zu unerwünschten Verkopplungen zwischen den Ein- und Aus¬ gängen der Flip-Flops führt. Das JK -Flip-Flop z'.B. läßt sich überhaupt Bild 8 Impulsgaller U E 7 U E1\' 1 1 t U A BUd 9 Impulsdiagramm 105 nicht statisch ansteuern, da die Ausgänge y und y direkt auf die Eingänge j und k rückwirken. Die Tatsache, daß die Umschaltzeit des Flip-Flops kleiner als die Zeitspanne ist, für die der Takt anliegt, hätte zur Folge, daß bei der Emgangsbelegung j = L und k = L das Flip-Flop keinen definier¬ ten Ausgangszustand einnehmen würde. Diesen Nachteil vermeidet die dynamische Ansteuenmg. Eingangs¬ größe und Takt werden dem Flip-Flop-'Emg-a.ng über ein Impulsgatter zugeführt. Der Takt liegt dabei nur für eine Zeitspanne am Flip-Flop- Eingang, die kleiner als seine Umschaltzeit ist. Das Impulsgatter (Bild 8) wirkt als Differenzierglied mit in Sperrichtung nachgeschalteter Diode. Das Impulsdiagramm (Bild 9) verdeutlicht die Wirkungsweise. Bei positiver Logik (der positiveren Spannung wird der Wert L zu- geordnet + U = L und 0 = 0 oder 0 = L und — U = 0) erscheint beim Übergang L —► 0 und 0 am Vorbereitungseingang ein Impuls am Ausgang. Die symbolische Darstellung der Flip-Flop -Ansteuerung ist in Bild 10 angegeben. positive Logik negative Logik Bild 10 Dynamische Ansteuerung Bild 11 Dynamische Ringzählkette 106 U CEy a 0C —► Bild 12 U CE Kennlinienfeld Die im Beispiel erläuterte Ringzählkette hat bei dynamischer Ansteue¬ rung in positiver Logik (-f -U ==z L und 0 == 0) die Form nach Bild li. 4. Statische Berechnung einer Schaltstufe ( Übersteuerungsschalter) An Hand des Kennlinienfeldes (Bild 12) sollen zunächät einige Bezeich¬ nungen erläutert werden. Alle Größen im Z? ZA-Zustand (Übersteuerungs- bereick) erhalten den Index x, und analog werden die Größen im A US- Zustand (Sperrbereich) mit y indiziert. (14) m = I Bx . J m\ 7 Bx ' h (15) üßEy ^ ^BESpe IT ä (16) I Bx ^ Cx B M • B N BEF Übersteuerungsgrad; Sperrbedingung; Übersteuerungsbedingung. Am Eingang der Schaltstufe (Bild 13) nehmen wir eine Spannungsquelle C7g mit dem Innenwiderstand R^ an. und Rg können z. B. die vorherige Stufe repräsentieren. Aus Bild 13 lassen sieh für den EIN- bzw. AUS- Zustand folgende Gleichungen ableiten: U oC = u„ v - u gx BEx ^Cx^C + ^CEx5 7 BEx “ ü oB -ßgx + ^1 ü g y — f 7 BEy *1 = ^Bx + = ^CBo + R, ^ BEy — ü oB rT 107 Die Auflösung des Gleichungssystems ergibt: (17) R c (18) R x (19) 1U UoC ~ ^CEx / Cx ( ^BEy ^oB) (^gx ~ BEx) “ ( ^ BEx “ ^,»b) ( ^gv~ fI BE\) jr Bx( f/ BEy _ ^oß) + ( f7 BEx — ^oB) ^CBo ( 10---20 kO ); BEx “ f/ oB f/ gx - ^ BEx (> 100 ki>). R i + ^gx — / Bx Ist die vorherige Stufe ebenfalls eine Schaltstufe, so gilt: ^7gx ~ ^oc» -^gx ~ ^c; > m U gy ~ ^ CEx> Rgy = 7?c Die Größen t/ BEy und w (2 --10) werden nach (15) und (16) festgelegt. Die Betriebsspannungen f/ oC und t/ oB bestimmt im allgemeinen das System, in dem die Schaltung arbeitet. Der Strom Iq x wird entsprechend der zu schaltenden Last vorgegeben. Die anderen zur Berechnung erforderlichen Größen ergeben sich aus dem statischen Kennlinienfeld des Transistors. Bei Verwendung von pnp- Transistoren sind in [3] für wichtige praktische Betriebsfälle Nopiogramme angegeben. U CEx ^Cx 0 . ~u 2 Bild 14 Schaltstufe — SchaJtstvfc n. . Zahl der Folgestufen Ia - Ausgangsstrom der belasteten Stufe I F .. Eingangsstrom der belastenden Stufe BUd 15 Schaltstufe UND-Glied Die Schaltstufe ist die Grundlage für die Synthese vieler weiterer digitaler Schaltungen. Ein RS-Flip-Flop entsteht zum Beispiel durch die kreuzweise Verkopplung zweier Schaltstufen. Es ist nun möglich, die Bedingungen für die Zusamniensehaltung mehrerer Schaltstufen zu präzisieren. Wir unterscheiden dabei 2 Fälle: 1. Schaltstufe — Schaltstufe (Bild 14); . * 2. Schaltstufe — UND-Glied (Bild 15). Literatur [1 ]Bür t D.: Einführung in die Schaltalgebra, Reihe Automatisierungstechnik, Band 25, VEB Verlag Technik, Berlin 1968 [2] Kämmerer , H\: Digitale Automaten, Akademie-Verlag, Berlin 1969 [3] Rumpf, K.-H. ; Pulvers, M Transistorelektronik, VÖB Verlag Technik, Berlin 1965 ANTENNENLITZE t 109 Ing. Jürgen Moritz Applikationsbeispiele für Thyristoren und Triac’s Mit der fortschreitenden Entwicklung auf dem Gebiet der Halbleiter¬ technik setzt sich auch die Anwendung von Bauelementen der Leistungs¬ elektronik immer mehr durch. Die ursprünglich vorwiegend für Anwen- dungen der Energietechnik, insbesondere der Stromrichtertechnik entwickelten Bauelemente können nun auch auf dem Gebiet kleiner Leistungen angewendet werden. Damit eröffnen sich dem Anwender neue Möglichkeiten bei der Lösung von schaltungstechnischen Problemen. 1. Thyristorschalter Gegenüber konventionellen mechanischen Schaltern haben Thyristor¬ schalter mehrere Vorteile: — nahezu unbegrenzte Anzahl von Schaltspielen; — höhere Schaltgeschwindigkeit; — prellfreies Schalten; — keinen Kontaktabbrand; — keine Funkenbildung; — Wartungsfreiheit; — erschütterungsfrei und erschütterungsunempfindlich Nachteilig sind u. a. das Fehlen einer galvanischen Trennung, Über¬ lastungsempfindlichkeit sowie höhere Durchlaßverluste. 1.1. Thyristorschalter in Wechselstromkreisen In Bild 1 sind drei mögliche Grundschaltungen angegeben. Mit der Schal¬ tung a) in Bild 2 wird das Schalten von hohen Wechselströmen mit kleinen Schaltern wie Mikroschaltern, Tastschaltern oder Kontaktthermometern gezeigt. Bei geschlossenem Schalter fließt der Steuerstrom, abhängig von der anliegenden Spannung, entweder über die Diode D 1 und den Widerstand 110 RLast R-C-Beschaltunggegen unzulässig hohe Überspannungen Bild 1 Grundschaltungen a) Antiparallelschaltung von ztcei Thyristoren b) Brücken - Schaltung , Thyristor im Gleichstromzweig c) Triacschaltung (Smistor) R 1 auf die Steuerelektrode des Thyristors Th 1 oder über die Diode D 2 und den Widerstand R 1 auf die Steuerelektrode des Thyristors Th 2. Durch den Steuerstrom wird der jeweils im Blockierzustand befindliche Thyristor in den Durchlaßzustand geschaltet. Wird der Schalter geöffnet, bleibt der jeweils leitende Thyristor noch bis zum Stromnulldurchgang im Durchlaßzustand und schaltet dann den Sperrzustand. Diese Schaltung zeichnet sich durch einen besonders einfachen Aufbau aus, hat jedoch einen Nachteil: Bei geöffnetem Schalter S 1 wird dem im Sperrzustand befindlichen Thyristor über die Dioden positiver Steuerstrom zugeführt. Das führt zur Erhöhung der Sperrverlustleistung der Thyri¬ storen und muß durch eine gewisse Überdimensionierung der Bauelemente ausgeglichen werden. Der Widerstand R 1 ist so zu wählen, daß beim Einschalten im Maximum der Netzwechselspannung der zulässige Steuer¬ strom der Thyristoren nicht überschritten wird. Bei der Schaltung b) in Bild 2 wird nur ein Thyristor benötigt. Der Thyristor liegt im Gleichstromzweig einer ungesteuerten Diodenbrücke. Für die Brücke werden Leistungsdioden benötigt. Der Spannungsabfall bei der Brückenschaltung ist höher als bei der Antiparallelschaltung. Der Thyristor wird mit gleichgerichteten Halbwellen gespeist und strommäßig doppelt so hoch belastet wie bei der Antiparallelschaltung. Der Kühl¬ aufwand ist deshalb bei dieser Schaltung höher. Schaltungen mit besonders geringem Aufwand lassen sich durch Einsatz von Triac’s (Schaltung c in Bild 2) verwirklichen. Dazu muß jedoch bemerkt werden, daß Triac’s in ausreichender Stückzahl erst zu einem späteren Zeitpunkt bereitgestellt werden können. Der Triac kann mit kleinen Steuerleistungen große Ströme und Span¬ nungen prellfrei schalten. Beim Ausschalten durch Öffnen des Schalters 111 Bild 2 Wechseistromscha-lter a) Antiparallelschaltung b) Brückenschaltung c) Triac¬ schaltung S 1 wird der Steuerkreis unterbrochen, und der Triac schaltet den Last¬ widerstand im Stromnulldurchgang ab. Zur Dämpfung von Überspannungsspitzen werden i?-0-Glieder parallel zum Triac geschaltet, um ein ungewolltes Zünden zu verhindern. R-C- Glieder sind immer zu empfehlen, weil die maximalen Überspannungs¬ amplituden der Netzspannung in den seltensten Fällen genau bekannt sind. Die optimalen Werte für den Widerstand liegen im allgemeinen bei 50 bis 100 H und für die Kapazität bei etwa 0,1 bis 1 //F, müssen aber für jeden Anwendungsfall gesondert ermittelt werden. 1.2. Thyristorschallcr in Gleichstromkreisen Der Thyristor, als kontaktloser Schalter in einem Gleichstromkreis, bleibt, wenn er einmal gezündet wird, im Durchlaßzustand, auch wenn kein Steuersignal mehr vorhanden ist. Voraussetzung ist, daß der vom 4 o— Ir Th - K « 4 « J}«d .? Prinzip eines Thyristor-Gleichstromschalters u. Ol — o- [fr l> Lastwiderstand Rp bestimmte Durchlaßstrom Ip größer als der Halte¬ strom Zu des Thyristors ist. Dieses Verhalten ist mit einer Selbsthalte¬ schaltung bei Relais oder Schützen vergleichbar. Über den Widerstand R 1 wird dem Thyristor beim Schließen des Schal¬ ters S 1 ein Steuerstrom aufgeprägt (Bild 3). Der Thyristor gelangt in den Durchlaßzustand und übernimmt den Laststrom Ip. Damit liegt an der Katode des Thyristors positives Potential, und der Löschkondensator wird über R 2 auf die eingezeichnete Polarität aufgeladen. Wird der Aus¬ schalter S 2 betätigt, so legt er die Kondensatorspannung in Sperrich¬ tung an den Thyristor. Damit übernimmt der Kondensator für kurze Zeit den Laststrom. Der Durchlaßstrom des Thyristors sinkt dabei unter den Haltestrom, und der Thyristor gelangt in den Blockierzustand, der Laststromkreis ist unterbrochen. Die bestimmende Größe des Ausschaltverhaltens ist die Freiwerde- zeit des Thyristors. Die Kapazität des erforderlichen Löschkondensators ist der Freiwerdezeit direkt proportional. Die Größe des Löschkonden¬ sators kann nach folgender Beziehung ermittelt werden: (1,1 bis 1,5) • -fpmax * ^q L = XJ r • ^ C min 7p, nax — maximal auftretender Laststrom t { j — Frei werdezeit laut Datenblatt £7cmii, — Mindestkondensatorsopannung (1,1 bis 1,5) — Sicherheitsfaktor zur Freiwedezeit. Liegt eine induktive Last vor, so muß zum Schutz des Thyristors eine Freilaufdiode parallel zur Last angeordnet werden. Da der Löschstrom die gleiche Größenordnung wie der Laststrom hat, wird meist an Stelle des Schalters S 2 für den Löschkondensator ein Hilfsthyristor verwendet. Der Hilfsthyristor kann für einen niedrigeren Strom ausgelegt werden, weil er den Löschstrom nur kurzzeitig (einige /is) führen muß. Bild 4 zeigt eine Schaltung mit Hilfsthyristor. 8 Elektronisches Jahrbuch 1974 113 Thl TCZ5-2 Bild 4 Thyristor-Gleichstromschaller mit Hilfsthyristor 2. Stellyeräle mit Thyristoren Stellgeräte mit Halbleiterleistungsbauelementen ermöglichen, die Lei¬ stung von Wechsel- oder Gleichstromverbrauchern verlustarm zu steuern. Der Begriff »Steller« wird allgemein für Geräte verwendet, die hinsicht¬ lich der Stromart gleichartige Ein- und Ausgänge haben (Wechselstrom- eingang und variabler Wechselstromausgang bzw. Gleichstromeingang und variabler Gleichstromausgang). Bei Stellgeräten für Gleichstrom kann auch die Aufgabe »Stellen« mit der Aufgabe »Gleichrichten« in einer Schaltung kombiniert sein. Man spricht dann von steuerbaren Gleichrichtern. 2.1. Beispiel eines Wechselstrommstellers mit einem Thyristor im Gleichstromzweig einer Brückenschaltung Der Thyristor und das i?-C-Glied liegen im Gleichstromzweig einer Brückenschaltung und werden mit positiver pulsierender Gleichspannung beaufschlagt (Bild 5a). Je nach Ansteuerung wird der Lastwiderstand von einem mehr oder weniger angeschnittenen Wechselstrom durch¬ flossen. Über die Widerstände R 1 und R v wird der Kondensator bis auf die Schaltspannung der Vierschichtdiode aufgeladen. Nach Erreichen der Schaltspannung schaltet die Vierschichtdiode durch, und der Entlade¬ strom des Kondensators bewirkt einen Stromstoß durch die Zündstrecke des Thyristors. Er wird dadurch leitend und kann den Verbraucherstrom führen. 114 * Schaltung Dimensionierungsmschlag Th 7 R v = im ; 7W RI * 500kQ, 7W RZ • 700 kQ,- 0,25 W R3 - WO kQ ,0,25 h/ C7,CZ-0,22nF, 760V D7.M M SY206 (SY766) D5 =KN702A,DiacSR707 Th 7 « ST 117/5, KU207 L, KU 202L, T761500, TC 70/5 je nach Lastwiderstand Rl * 700gH C £ -i r«7... 0,22gF o— - 630 V >-— ■ ■■ ■ Si c) Bild 5 Ausführungsbeispiel eines praktischen Wechselstromstellers a) Grundschaltung b) verbesserte Schaltung c) Entstörfilter für die Wechselstromsteller Wird der Widerstand R 1 vergrößert, dann dauert die Aufladung des Kondensators länger. Die Durchbruchspannung der Vierschichtdiode wird später erreicht und somit der Thyristor erst später in den Durchla߬ zustand gebracht. Durch das gegenüber der Netzhalbwelle verzögerte Einschalten des Thyristors (Anschnittsteuerung) ist eine Steuerung der Verbraucherleistung möglich. Bei olimscher Last haben Spannung und Strom keine Phasenverschiebung und nähern sich am Ende jeder Halb¬ welle dem Nullpotential. Ist der Durchlaßstrom des Thyristors unter den Haltestrom gesunken, so schaltet sich dieser aus und muß zu Beginn jeder neuen positiven Halbwelle erneut gezündet werden. Die Schaltung nach Bild 5a ist zwar funktionsfähig, wird aber durch zwei Eigenschaften in ihrer Anwendung erheblich eingeschränkt. Das sind ein begrenzter Äussteuerbereich und ein HystereseeBekt. Beide Eigen¬ schaften beruhen darauf, daß nach dem Zünden auf dem Kondensator 115 4 C 1 eine Restladung verbleibt. Die Restladung verändert die Anfangs¬ bedingungen für den folgenden Aufladevorgang. Mit der in Bild 5b eingeführten i?-(7-Kombiiiation C 2, lt 2, R 3 lassen sich diese Nachteile beseitigen. Nach dem Entladen des Kondensators C 1 über die Vierschichtdiode wird der Kondensator durch die Spannung des Kondensators G 2 auf einen definierten Wert nachgeladen. Mit dem Widerstand R 2 werden die Exemplarstreuungen der Bauelemente aus¬ geglichen und die Schaltung auf den günstigsten Aussteuerbereich abgegli¬ chen. An Stelle der Vierschichtdiode KN 102 aus der UdSSR kann auch ein Diac SR 101 aus dem VEB Werk für Fernsehelektronik, Berlin ver¬ wendet werden. Die Schaltung eignet sich zum Steuern der Helligkeit von Lampen, zum Steuern von Heizleistungen und sonstigen induktivitätsarmen Verbrau¬ chern. Auch bei Verbrauchern mit induktivem Anteil kann die Schaltung begrenzt angewendet werden, wenn eine Beschaltung durch das i?-(7-Glied über den Thyristor eingefügt wird. Tabelle 1 Fehler und ihre Ursachen hei der llelliukeitssteueruii]| mit einem WcchsclstroinsteHer nach Bild 2a Fehler Bauteil Ursache Licht behält volle Helligkeit Keine Steuerwirkung Thyristor Kurzschluß durch Überschlag oder Stromstoß Verdrahtung Anode-Katode- oder Anode- Steueranschluß-Kurzschluß Lichtintensität läßt sich einstellen, jedoch nicht auf vorgesehenen Kleinstwert Thyristor Vierschi ehtdiode Trigger- Kondensator Steuerwiderstand zu kleine Durchbruchspannung zu kleine Durchbruchspannung Kapazität zu gering max. Widerstand zu klein Kein Licht über größten Thyristor Teil des Steuerbereichs, Verdrahtung springt auf volle Intensität am niederohmigen Ende des Stellwiderstands benötigter Steuerstrom zu hoch Vierschichtdiode kurzgeschlossen oder zerstört (leitende Ver¬ bindung) Bogenentladung im Steuerwiders tajul Kein Licht Thyristor Kurzschluß zwischen Steuerelektrode und Anode Kondensator Kurzschluß offene Anode, Verdrahtung Katode-Stßuerelcktrode kurzgeschlossen Thyristor offen Vierschichtdiode offen Steuerwiderstand offen 110 Da es sich bei der vorliegenden Schaltung um eine Möglichkeit der Phasenanschnittsteuerung handelt, muß das entstehende oberwellen¬ reiche Störspektrum berücksichtigt werden. Durch ein L-G-Filter nach Bild 2c kaim man die Störwirkung auf das speisende Netz verringern. In Tabelle 1 sind einige Fehler und ihre Ursachen zusammengestellt, die bei einer derartigen Schaltung auftreten können. 2.2. Gleichstromsteller Gleichstromsteller arbeiten nach dem Prinzip, daß der Thyristor als periodisch öffnender und schließender Schalter den Verbraucher an die Speisegleichspannung legt. Entsprechend der EIN-AUS-Schaltfolge ergibt sich ein Mittelwert als wirksame Spannung am Verbraucher. Da gezündete Thyristoren erst in den Ausschaltzustand gehen, wenn der von ihnen geführte Laststrom unter den Haltestrom gesunken ist, muß der Laststrom z. B. durch eine Gegenspannung kurzzeitig unter den Haltestrom gebracht werden, damit trotz konstanter Speisespannung ein Abschalten erreicht wird. Es gibt verschiedene Löschschaltungen. Häufig verwendet man die Kondensatorlöschschaltung, bei der die erforderliche Gegenspannung und Löschenergie einem Kondensator entnommen werden. Bild 6 zeigt das Prinzip eines Gleichstromstellers mit Kondensator¬ löschung. Der Löschkondensator C j wird jeweils bei gezündetem Haupt¬ thyristor Th 1 über die Diode D 1 und R 1 nahezu auf die Batterie¬ spannung aufgeladen. Wird durch den Löschimpulsgenerator ein Ziind- inipuls auf den Thyristor Th 2 gegeben, so zündet dieser, und der Lösch¬ kondensator C'l entlädt sich über den Hauptthyristor Th 1 und löscht ihn. Damit wird der Verbraucherstrom unterbrochen. Entsprechend der über den Einschaltzündimpulsgeber einstellbaren Impulsfolge wird der Hauptthyristor wieder gezündet. + o- Einschalt- zöndimpu/s- generator JL U -*kr Thl Löschimpuls¬ generator 7 » 2 | •0 L rjw — o- Büd G Prinzip des Gleichstromstellers mit Kondensatorlöschung \ 117 Bild 7 Steuerarten t Bild S Ausführungsmöglichkeit eines einfachen Gleichstromstellers 's T/t 7 2103 Löschimpuls¬ generator Leistungsteil Einschaltzündimpuls - generator Verstärker - stufe — o- Der Mittelwert der Spannung über dem Verbraucher kann durch die Änderung der Einschalt- bzw. Lösch-Zünd-Impulsfolge oder durch eine Kombination beider erfolgen. Je nach dem angewendeten Prinzip kann man von einer Impulsbreiten¬ steuerung, Impulsfrequenzsteuerung oder von einer Kombination beider sprechen (Bild 7). 11« Bild 8 zeigt die Ausführung eines einfachen Gleichstromstellers mit Leistungsteil, Löschimpulsgenerator und Einschaltzündimpulsgenerator. Der Leistungsteil besteht aus Haupt- und Löschthyristor und Lösch¬ kondensator. Gegenüber dem Hauptthyristor kann als Löschthyristor ein Typ kleinerer Leistung verwendet werden, weil der für das Löschen des Hauptthyristors erforderliche Löschstrom, der die Größenordnung des Laststroms haben muß, nur kurzzeitig benötigt wird, entsprechend der Freiwerdezeit von Th 1. Der Löschimpulsgenerator ist als Sperrschwinger mit fester Impuls¬ folge ausgeführt. Als Einschaltzündimpulsgenerator wird ein astabiler Multivibrator mit nachfolgender Leistungsstufe verwendet. Über die am Multivibrator einstellbare Impulsfolge wird die Ausgangs¬ spannung verändert. 3. Sehcibemvisclier-Intcrvallselialter für Kraftfahrzeuge Für Kraftfahr zeuge ist es vorteilhaft, die Häufigkeit der Bewegung des Scheibenwischers den wechselnden und jeweils vorherrschenden Witte¬ rungsbedingungen anpassen zu können. Mit der in Bild 9 gezeigten Schal¬ tung können beliebige Wischintervalle eingestellt werden, so daß z.B. bei nur leichtem Regen ein häufiges Ein- und Ausschalten des Scheiben¬ wischers von Hand entfällt. Bild 9 Scheibenmscher-Intervallschalter für Kfz , Th Thyristoren T 16 / 100, ST 111 / 100, EU 202 oder T 10 El. 1 oder 2 119 Über das zeitbestimmende i?-C-Glied (200 kH ~ 100 /*F) wird bei Erreichen der Ladespannung des Kondensators die Transistorkombination durchgeschaltet und damit der Thyristor gezündet. Über den gezündeten Thyristor erhält der Motor Strom, und es wird eine Wischbewegung aus¬ geführt, bis der Endlagenschalter den Thyristor überbrückt, ihn löscht und durch Öffnen den Stromkreis unterbricht. Die nächste Wischbewegung erfolgt erst nach Ablauf der am iZ-C’-trlied eingestellten Zeitkonstante (max. 20 s). Zur Abbremsung des Wischers in der Endstellung ist bei einigen Fahrzeugtypen (Trabant) ein niederohmiger Widerstand in die Zuleitung Klemme 54 d einzufügen. 4. Elektronischer Notstromschaltcr Bei Ausfall des Wechselstromnetzes muß für einige Anwendungsfälle der Verbraucher sofort an eine Reservespannung angeschlossen werden. Bei Wiederkehr der Netzspannung muß der Verbraucher von der Reser¬ vespannung wieder abgeschaltet werden. Die in Bild 10 gezeigte Schaltung arbeitet als vollelektronischer Schalter für eine Notstrombeleuchtung. Bei vorhandener Netzspannung wird die Batterie über D 1 und R 1 geladen. Mit R 1 wird der für eine Erhaltungs¬ ladung notwendige Strom eingestellt. Der Kondensator wird über D 2 und R 3 entsprechend der einge¬ zeichneten Polarität aufgeladen, so daß an der Steuerelektrode des o I Bild 10 Elektronischer Notstromschalter Th Thyristoren KT 710 bis 713. T 10/1,2, KU 201. KU 202 oder ST 111/1 LI Notstromlumpe je nach Thyristor: für Thyristor KT 710 bis 713 Lampe IS W/0 V KU 201 12 W/6 V KU 202 30 W/0 V T 16 75 WI6 V 120 Thyristors negatives Potential liegt. Damit wird der Thyristor gesperrt, und die Notbeleuchtung bleibt ausgeschaltet. Fällt die Netzspannung aus, so entlädt sich der Kondensator, und die Steuerelektrode erhält über R 2 positives Potential. Der Thyristor wird gezündet und schaltet L 1 ein. Bei Wiederkehr der Netzspannung wird der Thyristor von einer an der Katode liegenden positiven Halbwelle gelöscht. Da der Batteriestrom für LI über die Sekundärwicklung des Transformators fließt, muß die Drahtdicke der Wicklung der vorhandenen Stromdichte entsprechen. 5. Akirinselinltuny mit Thyristor Für die Alarmauslösung werden vielfach Relais in Selbsthalteschaltung eingesetzt. In der Schaltung nach Bild II wird an Stelle des Relais ein Thyristor verwendet. Ist diese Anordnung z.B. in einem Kfz unterge¬ bracht, so wird bei geschlossenem Alarmschalter beim Öffnen der Wagentür der Türkontakt geschlossen und der Thyristor gezündet. Über den jetzt im Durchlaßzustand befindlichen Thyristor wird die Hupe in Betrieb gesetzt. Die Hupe bleibt so lange in Betrieb, bis der Hupen¬ stromkreis über den Alarmschalter unterbrochen wird. Da mit dieser Anordnung bei jedem Öffnen der Tür ein Alarm ausgelöst wird, müßte der Alarmschalter außerhalb des zu schützenden Objekts versteckt angeordnet werden. Dieser Nachteil wird vermieden, wenn eine Zeitverzögerung bis zur Auslösung des Alarms vorhanden ist. Bild 12 zeigt das Prinzip einer vor dem Thyristor angeordneten Verzögerungsstufe. Eine Auslösung erfolgt wieder über den sich schließenden Türkontakt. Über R 1 wird der Konden¬ sator C l aufgelaclen und nach Ablauf der Aufladezeit der Transistor T 1 durchgeschaltet. Der Thyristor wird also verzögert gezündet. Die Ver- Hauptscha/ter (Zündschalter) Bild 11 Alarmschaltung mit Thyristor 121 v Ti r m ~ ? Hauptschalter (Zündschalter) Bild 12 Alarmschaltung mit Thyristor und Zeitverzögerung Th Thyristoren T 161100, ST 111/1 oder T 10 Kl. 1 zögerungszeit beträgt einige Sekunden, so daß der Alarmschalter, der inner¬ halb des zu schützenden Objekts untergebracht ist, während dieser Zeit ausgeschaltet werden kann. Der Wert von R 3 richtet sich nach dem ver¬ wendeten Thyristor und muß für eine sichere Zündung eingestellt werden. Zur Funktion bei negativen Temperaturen muß für R 3 entsprechend dem Thyristorzünddiagramm ein geringerer Widerstandswert eingestellt werden. Die in Bild 12 angegebenen Werte sind nur Richtwerte. Literatur [1J Moritz, J. I Mundt, R.: Applikationsbeispiele mit Thyristorbauelemeuten — Halbleiterschalter. Der Elektro-Praktiker 25 (1971) Heft 11, Seite 354 bis 356 [2J Moritz, J. / Mundt, R.: Applikationsbeispiele mit Thyristorbauelementen — Stellgeräte mit Thyristoren. Der Elektro-Praktiker 26 (1972) Heft 3, Seite 65 bis 68 [3] Moritz, J. / Mundt, R.: Applikationsbeispiele mit Thyristorbanelementen — (1er Triac und seine Einsatzmöglichkeiten. Der Elektro-Praktiker 26 (1972) Heft 7, Seite 217 bis 221 [4] Siliziumleistungsbauelemente — Unterlagen sowjetischer Herstellerbetriebe [51 Steuerbare HalbleitervenMle. Moskau: Verlag Frieden 1967 [ft] Halbleiterbauelemente — Katalog der Firmen gruppe TESLA, ÖSSR, 1970 [ 7 1 Thyristoren — Katalog der Firmengruppe C’KD, CSSR, 1969 (8 ) Kleinthyristoren und Triacs in der Haushalts- und Industrieanwendung. Sonderdruckschrift der AEG (1909) [9| Zündschaltungen der Siliziumventile VKDU und VKDUS. Informstandard- clektro, Moskau 1967 [ 10J Firmenschriften General Electric Nr. 200.19-1/67, Nr. 671.1-3/65 Dr.-lng. Hans-Joachim Fischer Bauelemente der Optoelektronik t Die Bauelemente der Optoelektronik werden im nahen Infrarot, im Bereich des sichtbaren Lichts und im Ultraviolett eingesetzt. Die Hauptgruppen der optoelektronischen Bauelemente sind: Festkörper-Strahlungssensoren; Hai bleiter-Li ch temi tter; Lichtleiter (Glasfasern oder Polymerfasern). In Bild 1 sind die spektralen Empfindlichkeiten des menschlichen Auges und einiger Fotosensoren sowie Lichtquellen dargestellt. Man erkennt die Empfindlichkeitskurve des Si-Fotodetektors mit ihrem 0,3 Oh 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1,0 V fl 12 Wellenlänge Bild, 1 Spektrale Empfindlichkeit von Lichtemittern und Sensoren der Optoelektronik Wolfram-Lampe % %so >§ J5 40 sichtbares Licht Gallium- Sallium-Arsenid- 123 Maximum bei 0,8 pm, die Strahlung der Wolframlampe mit dem Maximum bei 1,1 prn sowie die Strahlungscharakteristiken von GaAs-, GaAsP- und GaP-Lichtemittern. Aus den Kurven entnimmt man, daß der Si- Fotosensor gut mit den Lichtemittern aus GaAs, GaAsP und GaP Zu¬ sammenarbeiten kann, während CdS nur für die beiden kurzwelligen Emitter geeignet ist. Kadmiumsulfidsensoren haben auch eine schlechtere Frequenzcharakteristik als Siliziumsensoren. Bei den Si-Sensoren kann man wiederum drei Gruppen unterscheiden: Si-Fotodioden; Si-Fo totransistoren; Si-Foto-FETs. Bei den Fotodioden ergeben sich Fotoströme von einigen 100 pA bei Beleuchtungsstärken von 2--20mW/cm 2 und einer Sperrspannung von 30 bis 50 V. Bei schnellen Lichtänderungen verwendet man pin-Dioden (Dioden mit einer eigenleitenden Zwischenschicht). Fototransistoren liefern Ausgangsströme bis zu 10 mA bei gleicher Beleuchtungsstärke, während Foto-FETs lOmAmW/cm 2 erreichen und damit die z.Z. empfindlichsten optoelektronischen Sensoren sind. Für Sonderzwecke stehen noch lichtgesteuerte Thyristoren zur Verfügung, die Schalt¬ ströme bei Beleuchtung bis zu 2 A liefern können. Als Lichtemitter dienen in Vorwärtsrichtung vorgespannte pn-Dioden aus den Materialien Galliumarsenid, Galliumphosphid oder GaAsP. Die Leuchtdioden (LEDs) werden in naher Zukunft die Glühlampen er¬ setzen, denn sie benötigen nur eine geringe Spannung (1,3- •• 3,5 V bei 10* •• 100 mA) und haben eine Lebensdauer von einigen 10000 Stunden. Es gibt viele Situationen, wo Daten zwischen zwei Baugruppen über¬ tragen werden müssen, die elektrisch voneinander isoliert sind. Hier bietet sich der optoelektronische Koppler an, ein aus einem IR-Emitter in Form einer Leuehtdiode, einem Lichtübertragungsweg (Linse oder Glasfaser¬ bündel) und einem Si-Planar-Fototransistor bestehendes Bauelement. Den prinzipiellen Aufbau zeigt Bild 2, man erkennt die einzelnen Grund¬ bestandteile Leuchtdiode-Lichtleiter (elektrisch isolierend), Fototransistor. Lichtemittierende Diode Fototransistor Prinzipieller Aufbau eines optoelektronischen Kopplers Lichtleiter (isolierend) 124 Mit dieser optischen Kopplung ergibt sich zwischen Sender und Empfänger ein Isolationswiderstand von 10 11 D. Die Eiugangsspannung beträgt 1,3••• 1,5 V bei 10 bis 100 mA, das Ausgangssignal liegt bei üblichen Werten (einige Volt und einige mA). Bei pin-Dioden als Empfänger lassen sich Frequenzen bis 10 MHz übertragen — das ist z.B. bei der opti¬ schen Auskoppluug schneller Digitaldaten notwendig. Hier koppelt man z.B. den Fototransistor mit einem monostabilen Multivibrator, der am Ausgang geformte Impulse im TTL-Pegel liefert. Mit einem solchen, in Bild 3 dargestellten digitalen optoelektronischen Koppler kann man Erdschleifen in Datenübertragungssystemen vermeiden. Der in der UdSSR hergestellte optoelektronische Koppler AOD 101 A hat folgende technische Daten: Leuchtdiodenstrom 10-•-40 mA, Schalt¬ zeit 0,15 p,s, Isolationswiderstand 10 11 Q, Umsetz Wirkungsgrad l-*-3%. Die Leuchtdiode KL 105 A aus der Sowjetunion hat folgende Kenn¬ werte : Strom Ip = 10 mA, Spannung Up= 2,3- -3,5 V, B = 15* • • 40 nt und T u = — 60...+70°C. In jüngster Zeit werden optoelektronische Koppler ausgangsseitig mit integrierten Verstärkern zusammengebaut. Damit hat man die Möglich¬ keit, das Zeitverhalten des Si-Fototransistors in weiten Grenzen zu kompensieren und den Ausgangspegel auf TTL-Niveau herzustellen. Zur Übertragung von Licht eignen sich Glasfaserbündel, die sowohl geordnet als auch ungeordnet eingesetzt werden können. In geordneter Form heißen sie Bildleiter, dann können sie bildliche Informationen über¬ tragen. Im ungeordneten Fall übertragen sie nur Helligkeitswerte. Glas¬ fasern haben jedoch trotz ihres geringen Durchmessers noch die Neigung, 125 Fasern Schutzhülle (Polyäthylen) Mantel Bild 4 Aufbau eines Lichtleit Kabels bei öfterem Biegen zu brechen. Damit verringert sich die Transparenz des Lichtleiters. Hier hat man in letzter Zeit Plastiklichtleitfasern ein¬ gesetzt, die nachfolgend kurz in ihrer Wirkung beschrieben werden sollen. Bild 4 zeigt ein Faserbündel im Schnitt. Jede Faser hat einen Kern aus Polymethylacrilat und einen Überzug mit einem transparenten Polymer mit niedrigerem Brechungsindex. Das Licht pflanzt sich in der Faser durch Totalreflexion fort, es gilt das Gesetz 71, sin = n 2 sin 0 2 , wobei n l und n 2 die Brechungsindizes der beiden Medien sind, O x der Einfallswinkel und 0 2 der Brechungswinkel. Für den Weg des in die Faseroptik einfallenden Lichtstrahls gelten nach Bild 5 die Werte für den Brechungsindex des Kerns n x = 1,490 und den Brechungsindex für den Überzug n 2 = 1,392. Der Annahmewinkel für eingangsseitige Licht¬ strahlen beträgt 64°, ausgangsseitig gilt das gleiche. Lichtleiter haben eine Übertragungsdämpfung. Es gibt zwei Verlustquellen: 1. Verluste durch Reflexion an den Grenzflächen Luft/Faser und Faser / Luft, 2. Lichtabsorption innerhalb der monofilen Faser selbst. Kern Kritischer Winke! SSS/SS/SSS/////SSSS/SSS/// Überzug Annahme winket 126 Lichtstrahl Bild 5 Wirkungsweise der Lichtleitfaser (Totalreflexion am Überzug) Die Lichtverluste an den Endflächen hängen von der Güte des Faser- schnitts ab. Gut polierte Enden ergeben 4% Lichtverlust. Ein sauberer Schnitt mit einem scharfen Skalpell ergibt z.B. 7-••12% Lichtverlust. Der Absorptionsverlust in der FaBer für grünes Licht beträgt 25- • • 30 % je Meter. Für ein von der Fa. Dupont in Genf hergestelltes Lichtleiter-Plastik¬ material mit dem Handelsnamen CROFON wird ein Einsatztempera¬ turbereich von — 30 bis -f80°C angegeben. Der äußere Schutzmantel be¬ steht aus Polyäthylen. Die Lichtleitkabel haben 16, 32, 48 oder 64 Fasern von 0,25 mm 0. Der industrielle Einsatz von Glas- oder Kunststoff- Lichtleitern umfaßt die Funktionen Abtasten, Überwachen, Nachführen und Beleuchten. • Ein interessantes Beispiel aus der Automobiltechnik soll diesen kurzen Beitrag abschließen: Zur Überwachung der Außenleuchten eines Kraft¬ fahrzeugs werden in die Leuchten an geeigneter Stelle Lichtleitkabel eingebaut, die die Glühlampen der Scheinwerfer, Rücklichter, Blink¬ lichter o.ä. ausleuchten. Alle Anzeigeenden der Lichtleitkabel werden im Inneren des Autos an einer geeigneten Stelle zusammengefaßt. Durch Farbzuordnung (z.B. Grün für Scheinwerfer, Rot für Rücklichter und Gelb für Parkleuchten) wird gewährleistet, daß man im Wageninnern eine Störung sofort erkennen kann. Da diese Überwachung selbst keinen elektrischen Strom benötigt und die Lichtleitkabel leicht in der Karos¬ serie verlegt werden können, signalisiert sie den Glühlampenzustand während des Betriebs mit großer Zuverlässigkeit. Weitere Anwendungsgebiete sind die Versorgung mehrerer zu beleuch¬ tender Stellen aus einer Lichtquelle, die optische Türschließkontrolle Bild 6 Ausführungsbeispiel einer Überwachungsanlage für Kraftfahrzeugleuchten mit Lichtleitkabeln 127 Bild 7 Räumlich e Licht Verteilung am Ende einer Lichtleitfaser oder der Einsatz von Licht leitfasern zur Umwandlung einer rotierenden Bewegung in eine lineare. Hierzu wird ein Faseroptikbündel in geordneter Faserlage benutzt. Ein Anwendungsbeispiel ist der von den Akademie¬ werkstätten für Forschungsbedarf in der DDK entwickelte und zum Komplex der Wetterbildempfangsanlage WES-2 gehörende Bildschreiber BAG-1. Bild 6 zeigt eine Überwachungsanlage für Kraftfahrzeugleuchten. Schließlich ist in Bikl 7 noch die Winkelverteilung des aus einem Licht¬ leiter austretenden Lichts dargestellt. Man erkennt aus diesem Bild, daß bei +20° von der Achse aus die Intensität auf 0,7 abgefallen ist. Damit ist das Licht, das aus einem Lichtleitkabel austritt, gebündeltes Licht. Auf die ebenfalls zur Optoelektronik gehörende Flüssigkristallanzeige soll hier nicht näher eingegangen werden, obwohl sie auch in naher Zu¬ kunft eine große Rolle in der Anzeigetechnik spielen wird. In der DDR arbeitet auf dem Gebiet der Lichtleiter der VEB Carl Zeiss Jena, auf dem Gebiet der Flüssigkristallanzeige der VEB Werk für Fernsehelektronik Berlin. Iwj. Karl-Heinz Schubert DM 2 ÄXE Der Operationsverstärker und seine Anwendung Ursprünglich war der Operationsverstärker ein Bauteil in Geräten der Analog-Rechentechnik, das, entsprechend einer zusätzlichen Beschaltung, die verschiedenen Rechenoperationen ausführen konnte. Daraus ent¬ wickelte sich der universell verwendbare Operationsverstärker, dessen Übertragungsverhalten durch eine äußere Beschaltung sehr vielen An¬ wendungsfällen angepaßt werden kann. So findet man heute den Op¬ erationsverstärker in der industriellen Elektronik, in der Nachrichten¬ technik und auch in der Unterhaltungselektronik. Es gibt don Operationsverstärker in Transistorausführung auf Leiter¬ platte, in Hybridtechnik als Dickschicht- oder Dünnschichtschaltung und als integrierten Schaltkreis. Letzterer hat eine Chipgröße von nur 1,4 mm X 1,4 mm, wobei auf dem Chip z. B. 15 Transistoren und 15 Wider¬ stände (fiA 709) untergebracht sind. Kondensatoren werden nicht inte¬ griert, da sie sehr platzraubend sind. Immerhin benötigt ein Konden¬ sator von 10 pF etwa so viel Platz auf dem Chip wie drei Transistoren. Da monolithisch hergestellte Widerstände sehr temperaturabhängig sind, ersetzt man sie durch Transistoranordnungen, so daß die Anzahl der akti¬ ven Bauelemente jo Chip zunimmt. Der wohl bekannteste integrierte Operationsverstärker ist der Typ [lA 709 (SOS)y der fast von allen Herstellern integrierter Schaltkreise produziert wird. Bild 1 zeigt die Innenschaltung des [iA 709 , die aber für seine Anwendung uninteressant ist, da sich der Anwender lediglich auf die Verstärker-Kenndaten bezieht. Allgemein besteht ein Operations¬ verstärker aus einem Differenzverstärkereingang, einem Zwischen¬ verstärker und einem Endverstärker. T 1 und T 2 bilden den Differenz¬ verstärker, dessen Emittersummenstrom von der Konstantstromquelle mit Tll, T 10 (als Diode) und R 5 stabilisiert wird. Die Zwischenstufe mit den Transistoren T 3 bis T 6 (in DarZm^ott-Schaltung) koppelt vom Differenzverstärker das Signal fast rückwirkungsfrei aus, wobei die Diode T 15 zur Temperaturkompensation dient. Mittels T 8 und T 9 erfolgt eine Potentialumsetzung, das Signal gelangt dann an die Treiberstufe 9 Elektronisches Jahrbuch 1974 129 Frequenzkompensation Bild 1 Innenschaltung des Operationsverstärkers pA 709 (SOS) T 12. Diese steuert die komplementäre Endstufe T 13 und T 14, deren Verstärkung durch den Gegenkopplungswiderstand R 15 stabilisiert ist. Der Vorteil des Operationsverstärkers in integrierter Technik liegt vor allem in seiner geringen Temperaturempiindlichkeit, in seinem symmetri¬ schen Aufbau und in den guten Paarungsbedingungen der aktiven Ele¬ mente, die ja auf engstem Raum unter gleichen Bedingungen entstehen. Wird in Bild 1 das Eingangssignal an den invertierenden Eingang (2) gelegt, dami ist das Ausgangssignal (6) gegenphasig. Bei Ansteuerung des nicht invertierenden Eingangs (3) ist das Ausgangssignal (6) gleichphasig mit dem Eingangssignal. Das Schaltungssymbol für den Operationsverstärker zeigt Bild 2 a. Mit dem Minus-Zeichen wird immer der invertierende Eingang, mit dem El El Erequenzkompensation Erequenz- kompensah'on Bild 2 Schaltungssymbol für den Operations¬ verstärker (a) und symmetrische Versorgungsspannung (b) Bild 3 Schaltung der RC-Glieder zur Frequenz¬ kompensation (a) und Darstellung der Spannungsverstärkung in A bhängig- keit von der Frequenz (b) ^120 $ = 100 'S S 80 | 60 | c %-00 iOOHz 1kHz 10kHz 100 kHz 1MHz 10 MHz b) f - - U Ba J-±15V SEC 2709 M (Sescossm) Plus-Zeichen wird immer der nicht invertierende Eingang gekennzeichnet. 'Die hegende Spitze des Dreicks ist stets der Ausgang. Die Stromversorgung des Operationsverstärkers erfolgt mit einer symmetrischen Versorgungs¬ spannung, wie es Bild 2b zeigt. An den Anschlüssen 1, 8 und 5 können -ßO-Glieder zur Frequenzgangkorrektur angeschlossen werden. Bild 3 zeigt dazu die Schaltung der jRC'-Glieder und die damit erzielten Fre- quenzgangänderungen der Verstärkung eines Operationsverstärkers. Die Verstärkung des leerlaufenden Operationsverstärkers ist sehr hoch, beim ptA 709 etwa 45000fach, wenn ü? A > 2 kH ist. Mit dieser Verstärkung kann man aber nicht stabil arbeiten, es treten sehr leicht Selbsterregungen auf. Deshalb wird durch eine Gegenkopplung die Verstärkung herabgesetzt. Bild 4 Darstellung der Frequenzgangänderung bei verschiedenen Gegenkopplungen und verschiedenen Frequenzkompensationen Bild 4 zeigt dazu für verschiedene Gegenkopplungen und verschiedene äußere Frequenzkompensationen die Abhängigkeit der Verstärkung von der Frequenz. Die Einstellung der Gegenkopplung beim Operationsverstärker ist sehr einfach. Bild 5 zeigt dazu die Zusammenhänge. Lediglich die Widerstände R 1 und R 2 sind erforderlich, wobei ihr Größenverhältnis den Verstär- • kuugsfaktor bestimmt. Für den invertierenden Betrieb des Operationsver¬ stärkers nach Bild 5a gilt: Bild 5 J Einstellen der Gegenkopplung beim Operationsverstärker für den invertierenden Betrieb (a) und für den nicht invertierenden Betrieb (b) 132 ü A _ Bo ~ Uv ~ B. ; U A Be Bo TT = . Beim nicht invertierenden Betrieb des Operationsverstärkers gemäß Bild 5b gilt: i — Ra _ ~t~ ^2 " ü E B 1 ’ = - -- E ‘ Der Eingangswiderstand beim nicht invertierenden Betrieb ist sehr hochohmig. Für die Berechnung des Widerstandes B 3 gilt: B§ — • B 2 i?i + b 2 Bild 6 zeigt einige einfache Anwendungen des Operationsverstärkers. Für den summierenden Verstärker (AddierVerstärker) nach Bild 6 a gilt: ^A=-%(-^ L + i ^+ i ^ + -+ ÜEn *1 Bc. Br B, In Bild 6 b ist der Differenzverstärker (Subtrahierverstärker) dar¬ gestellt, für diesen gilt: r j B3 I Bi ~j~ Rp A ~ü l \r, + Ä 3 mit B 2 = R\ und R z = Bp ist R. tr U E , ~ -TT ■ U E U R, / ÜK = Rp (^E2 — ^Ei) • Den integrierenden Verstärker zeigt Bild 6c, es gilt: # U A =-ö—7* I U E dt * ,(y F J fc = 1 2 tiB] • Cp 133 Bild 6 Grundschaltungen von Operationsverstärkern ; a — Summierverstärker, b — Differenzverstärker, c — Integrierter stärker, d — Differenzier Verstärker Für den in Bild 6d dargestellten differenzierenden Verstärker gilt: dü E , dt 9 1 2 TiR-p • C ( ] Anwendungsbeispiele für Operationsverstärker Neben dem Einsatz in der Meß-, Steuer- und Regelungstechnik kann der Operationsverstärker infolge seiner Breitbandcharakteristik auch viel¬ seitig in der NF-Verstärkertechnik eingesetzt werden. Dabei kommen solche Vorzüge des Operationsverstärkers zur Geltung wie hoher Eingangs¬ widerstand, hoher Verstärkungsfaktor, geringes Rauschen und niedriger Ausgangswiderstand bei großem Spannungshub, so daß komplementäre Endstufen direkt angesteuert werden können. Bild 7 zeigt eine Anwendung als Vorverstärker für ein magnetisches Tonabnehmersystem. Die Frequenzgangentzerrung für den Tonabnehmer geschieht durch die beiden RC-Glieder im Gegenkopplungskanal 134 100k IM Bild 7 NF- Vorverstärker mit Frequenzgang-Entzerrung für magnetischen Tonabnehmer zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des Operations¬ verstärkers. Die symmetrische Versorgungsspannung kann man einfach aus einer Gleichspannung von etwa 38 V gewinnen, indem man zwei Z-Dioden 15 V in Reihe an die Gleichspannung legt und so die Spannung aufteilt. In Bild 8 erkennt man eine Klangregelschaltung mit einem Operationsverstärker, der Eingangswiderstand ist etwa 500 kQ, der Ausgang ist sehr niederohmig. Bei den Frequenzen 20 Hz und 20 kHz ist der Regelbereich ± 20 dB, die Spannungsverstärkung ist 0 dB bei etwa 1 kHz. Mit Operationsverstärkern lassen sich sehr einfach auch selektive Verstärker und aktive RC'-Filter realisieren. Bild 9 a zeigt die Schaltung eines aktiven Tiefpaßfilters für eine Eckfrequenz von 10 kHz. Ein aktives Hochpaßfilter zeigt die Schaltung Bild 9b, die Eekfrequenz ist 100 Hz. 100 k lin ■NF Bild 8 Schaltung f ür ein Klangregelgl ied 135 Für beide Filterschaltungen errechnet sich die Eckfrequenz zu f _ 1 1 / 1 u 2 n 1 1 R l -C l B 2 -C 2 * f 0 in Hz, R in MV2, C in p.F. Bild 9c zeigt eine Schaltung für ein aktives Bandpaßfilter, die Verstär¬ kung bei der Bandmittenfrequenz ist etwa R„ Die Bandmittenfrequenz selbst errechnet sich aus der Beziehung 1 1 /o = 251 B ■ C ’ / 0 in Hz, R in MH. C in pF. CI RI Bild 9 Aktive Filterschaltungen mit Operationsverstärkern, a — Tiefpaßfilter , b — Hochpaß füter , c — Bandpaß filier, d — Bandsperrfilter 136 Für das Bandsperrfilter gibt Bild 9d ein Beispiel an, wobei mit dem Regler P die Dämpfung des Filters regulierbar ist. Durch den hohen Ein¬ gangswiderstand des Operationsverstärkers im nicht invertierenden Be¬ trieb kann das Doppel-T-Glied sehr hochohmig dimensioniert werden. Für die Berechnung der Bandmittenfrequenz gilt , JL JL . 7o 2 jt ' Ro-C,' — M f Q in Hz, R in MXI, C in (j,F, wobei R y = R 2 /2 und Cy — 2 C 2 ißt. Günstig für die Anwendung in der Meßtechnik sind die Eigenschaften des Operationsverstärkers, daß er einmal praktisch von 0 Hz an ver¬ stärkt, zum anderen über den nicht invertierenden Eingang verfügt, so daß den Veränderungen am Eingang Veränderungen am Ausgang in gleicher Richtung folgen. Bild 10 zeigt die Schaltung für ein Gleichstrom- Mikroamperemeter mit Operationsverstärker. Der Eingangswiderstand des Operationsverstärkers ist etwa 1 M£I/V, für Vollausschlag ist die er¬ forderliche Eingangsspannung 3 mV. Entsprechend ist dafür der Eingangs- Stromteiler dimensioniert. In 6 Bereichen werden die Strommeßbereiche 1 p,A bis 100 mA erfaßt. Die beiden Siliziumdioden am Eingang schützen den Operationsverstärker vor Überspannung. Mit dem Regler 10 kfl wird der Nullpunkt eingestellt. Bild 10 Schaltung für ein Gleichstrom-Mikroamperemeter 137 mv +75 V mw 250 ^ ? ir 2 - Bild 11 Schaltung für ein Qlezchstrom-Millivoltmetei Bild 12 Schaltung für ein Wechselspannungs- Millivoltmeter Die Schaltung für ein Gleichstrom-Millivoltmeter zeigt Bild 11. Der Eingangswiderstand ist etwa 6,7 Mfl/V. Die Meßbereiche sind 2,5 mV — 25 mV — 250 mV — 2,5 V — 25 V und 100 V. Mit dem Regler 5 kfi wird der Vollausschlag eingestellt, der Nullpunkt kann mit dem Regler 100 kf} variiert werden. Schwierigkeiten bereitete bisher das Messen kleiner Wechselspannungen, da infolge der Durchla߬ kennlinie der Halbleiterdioden Linearitätsfehler auftreten. Sehr geringe Wechselspannungen lassen sich mit solchen Diodenschaltungen überhaupt nicht messen. Hier hilft der Operationsverstärker, Bild 12 zeigt ein Bei¬ spiel. Es wird Vollausschlag bei einer Eingangsspannung von 10 mV erreicht. Die Diodenbrücke liegt als Gegenkopplung zwischen dem in¬ vertierenden Eingang imd dem Ausgang des Operationsverstärkers. Die Meßspannung wird seinem nicht invertierenden Eingang zugeführt. Für den Strom durch das Meßwerk gilt: 2 fcü ( 1 m — 71 R x 138 fiA 703 SE3035 Bild 13 Schaltung für ein spannungsstabilisiertes Stromversorgungsteil Bild 14 Schaltung für eine Langzeit-Verzögerungsschaltung (a) und für einen Thermo¬ element-Spannungsverstärker (b) Die Eingangsimpedanz des WechselspaiinungsVoltmeters ist größer als 1 MH, der Frequenzbereich reicht etwa bis 150 kHz. Bild 13 zeigt eine Schaltung für eine spannungskonstante Stromver¬ sorgung, wobei der Operationsverstärker als Differenzverstärker arbeitet. Am nicht invertierenden Eingang liegt eine Referenzspannung, die durch die Z-Diode stabilisiert ist. Das Verstellen der Ausgangsspannung erfolgt über einen Spannungsteiler mit dem Regler P, wobei die abgegriffene Spannung am invertierenden Eingang liegt. Da der Operationsverstärker nur wenig Strom liefern kann (otwa 10 rnA), wurde der Transistor T 1 139 f , nachgeschaltet. Der Transistor T 2 dient zur kurzschlußfesten Strom- begrenzung, wobei die Größe von R 4 diese Strombegrenzung festlegt. Bild 14a zeigt eine Langzcit-Verzögerungsschaltung, wobei für den Kondensator C je Sekunde etwa 17 nF vorzusehen sind. Die Schaltung für einen Thermoelement-Spannungsverstärker mit sehr kleiner Tem¬ peraturdrift (0,5 (xV/°C) ist in Bild 14b zu sehen. Die Widerstände R 1, R 2 und R 3 müssen hinsichtlich des TK-Wertes gepaart sein. 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Seite 227/228 [12] Unterlagen der Firmen TESLA, Sescosem und Siemens • i 140 Lineare integrierte Schaltkreise von TESLA Ing. Karl-Heinz Schubert , DM 2 AXE Über die einfachsten integrierten Schaltkreise (IS) MAA 115 , MAA 125 und MAA 145 sowie den IS MAA 225 von TESLA wurde bereits in [1] berichtet. Nachfolgend wird das Fertigungsprogramm der Firma TESLA (ÖSSR) an integrierten Schaltkreisen vorgestellt. Ausführliche Daten¬ angaben findet der Leser in [2] und in [5]. Sstußger Verstärker MAA 225/MAA 245 Dieser integrierte Schaltkreis unterscheidet sich von den in [1] vorgestell¬ ten IS dadurch, daß die Emitterelektroden getrennt herausgeführt sind (Bild 1). Somit kann durch eine entsprechende Emitterbeschaltung der Verstärker besser dem Anwendungszweck angepaßt werden. Beide IS können im NF-Bereich und als AM-ZF-Verstärker eingesetzt werden. Die NF-Spannungsverstärkung liegt beim MAA 225 bei 78---S4 dB und beim MAA 245 bei SO-- - 90 dB, wobei für den ersteren eine maximale Betriebs¬ spannung von 7 V und für letzteren eine von 12 V zulässig ist. Im HF-Bereich (1 MHz) erreichen beide eine Spannungsverstärkung von GO-- - 70 dB. Für die beiden ersten Transistoren ist ein Strom von 5 rnA zulässig, für T 3 maximal 40 mA. Die Verlustleistung des IS ist 300 mW. Als Gehäuse wird der Typ TO-5 verwendet. MAA 225, 245 Bild 1 Integrierte Verstärker-Schaltkreise MAA 225 und MAA 245 von TESLA 141 3stufiger Verstärker MAA 325/MAA 345 Durch getrennte Herausführung der Kollektorelektrode von T 1 und der Basiselektrode von T 2 sowie eine höhere Transitfrequenz können diese IS vielseitig als Verstärker bis etwa 30 MHz eingesetzt werden (Bild 2). Für NF ist die Spannungsverstärkung > 70 dB, bei HF (1 MHz) > 60 dB. Beide IS unterscheiden sich durch die maximale Betriebsspannung, MAA 325: 7 V und MAA 345: 12 V. Für den Transistor T 1 wird eine Stromverstärkung von > 30 angegeben. Die maximalen Ströme sind für T 1 etwa 20 mA, für T 2 etwa 5 mA und für T 3 etwa 40 mA. Die Verlustleistung ist wieder 300 mW, als Gehäuse dient eine TO-5-Au s- führung. MAA 315, 3*+5 Bild 2 Integrierte Verstärker-Schaltkreise MAA 325 and MAA 345 von TESLA Bild 3 NF-Vorverstärker mit hochohmigen Eingang mit dem IS MAA 325 von TESLA 142 Bild 3 zeigt die Anwendung des IS MAA 325 als NB-Vorverstärker mit hochohmigem Eingang, also geeignet für Kristalltonabnehmer. Die erste Transistorstufe arbeitet in Kollektorbasisschaltung, wobei zur Er¬ höhung des Eingangswiderstandes die Bootstrap -Schaltung angewendet wird. Der Übertragungsbereich ist 10 Hz bis 8 MHz, wobei der Eingangs¬ widerstand im NF-Bereich bis 50 kHz etwa 840 kfi ist, dieser aber bei 8 MHz bis auf etwa 2,5 kH zurückgeht. Die Verstärkung beträgt 26 dB, die maximale Eingangsspannung ist 70 mV, die maximale Ausgangs¬ spannung 1,3 V. Bei einer Betriebsspannung von 6 V nimmt die Schaltung einen Strom auf von 16 mA. 3stufiger Schaltkreis MAA 435 Bei diesem Schaltkreis handelt es sich um eine sogenannte Transistor- konüguration, da keine passiven Bauelemente integriert sind (Bild 4). Während die ersten beiden Transistoren direkt verbunden sind, sind die Elektroden des 3. Transistors getrennt herausgeführt. Mittels der äußeren Beschaltung ergeben sich für diesen IS vielfältige Anwendungsmöglich¬ keiten. Die Stromverstärkungen aller 3 Transistoren sind > 40. Für die maximalen Ströme gelten die Werte I 5 = 20 mA, / 3 = 20 mA, J 2 = 40 mA, für die maximalen Spannungen t/ 6 / 5 = 7 V, t/ 7 / 3 = 7 V und C/ 8 / 2 = 9 V. Die Verlustleistung beträgt insgesamt 300 mW. Das Gehäuse ist vom Typ TO-5. Durch die hohe Transitfrequenz ist der IS MAA 435 bis in den HF- Bereich anwendbar. Bild 5 zeigt den Einsatz des IS MAA 435 als Vor¬ verstärker und Treiberstufe für einen eisenlosen 3-W-NF-Verstärker. Zwischen Vorverstärker und Treiberstufe ist das Lautstärke-Potentio¬ meter 22 kfl angeordnet. Wird ein Lautsprecher mit i? L = 5Ü verwendet, dann ist bei einer Betriebsspannung von 15 V die maximale Ausgangs¬ leistung 2,3 W. Bei einem Eingangswiderstand von etwa 6 kH ist dafür eine Eingangsspannung von etwa 3 mV erforderlich. Der Ruhestrom der MAA A35 0 5 3 7 2 Bild 4 Integrierter Verstärker‘Schaltkreis MAA 435 von TESLA 143 Bild 5 Anwendung des IS MAA 435 von TESLA in den Vorstufen eines eisenlosen 3-W-N V - Verstärkers Schaltung liegt bei 30 mA, bei Vollaussteuerung fließen etwa 440 mA. Der Übertragungsbereich des Verstärkers umfaßt 80 Hz bis 12 kHz. Zur Bestückung der eiseidosen Endstufe ist ein komplementäres Transistor¬ paar erforderlich. Sstußger Schaltkreis MAA 525 Auch dieser integrierte Schaltkreis ist eine Transistorkonfiguration (Bild 6), bei dem alle Elektroden (bis auf die Emitter) getrennt herausgeführt sind. Für die Stromverstärkung des einzelnen Transistors wird der Wert > 20 MAA 525 4 3 5 6 7 7 Bild 6 Integrierter Verstärker - Schaltkreis MAA 525 von TESLA 144 angegeben. Die maximale Betriebsspannung ist 7 V, für die Ströme gilt ^Ci = 10 mA, /c 2 ~ 20 mA und 7 qj = 40 mA. Die Gesamtverlust- Ieistung ist .300 mW. Das Gehäuse ist vom Typ TO-5. Die Anwendung dieses IS erstreckt sich bis in den HF-Bereich, der Strom Verstärkungs¬ faktor 1 wird bei einer Frequenz von etwa 100 MHz erreicht. Doppel-Scfuiltkreis MBA 225/MBA 245 Bei diesem Schaltkreis sind auf einem Chip zwei 3stufige integrierte Verstärker vom Typ MAA 125/MAA 145 untergebracht (Bild 7). Da¬ mit ist dieser IS besonders für die Anwendung in der Stereotechnik geeignet. Die Spannungsverstärkung ist im NF-Bereich > 60 dB, bei 1 MHz > 50 dB. Bei einer Gesamtverlustleistung von 300 mW ist der maximale Strom 50 mA. Für den MBA 225 ist die maximale Betriebs¬ spannung 7 V, für den MBA 245 ist sie 12 V. MBA 225,145 Bild 7 Iintegrierte Verstürker- Schaltkreise MBA 225 und MBA 245 van TESLA , speziell fä r Stereoanwendungen Differenzverstärker MBA 125/MBA 145 Ein Differenzverstärker ist die emfachste Form eines Operationsver¬ stärkers. Das Einsatzgebiet sind vor allem die Meßtechnik und die Steue- rungs- und Regelungstechnik. Bild 8 zeigt die Schaltung des IS MBA 125/ MBA 145. T 1 und T 2 bilden den Differenz Verstärker, T 3 dient bei einer entsprechenden äußeren Beschaltung (Konstantstromquelle) zur Emitterstromstabilisierung. Die Diflferpnz-Spannungsverstärkung ist > 50, die Eingangsspannungs-Unsymmetrie ist < 4 mV, die Eingangs- 10 Elektronisches Jahrbuch 1974 145 MBA 125, m Bild S Integrierte Iiifferenziwrstärker-Sehaltkreise MBA 125 und MBA 145 von TESLA strom-Unsymmetrie ist < 2 (xA und der Eingangs-Nullstrom < 50 jxA. Für den Eingangswiderstand werden 2,5 ldQ, für den Ausgangswider¬ stand werden 2,3 kQ angegeben. Die Bandbreite für den Differenz- verstärker reicht von 0,001 bis 5000 kHz. Als Betriebsspannung sind für den MBA 125 ± 7 V und für den MBA 145 i 12 V vorgesehen; der Strom l 6 / 2 darf maximal 20 mA betragen, die Gesamtverlustleistung 300 mW. Das Gehäuse ist eine TO-5-Ausführung. Bild 9 Integrierte NF-Leistungsverstärker-Schaltkreise MAA 0402 und MAA 0403 von TESLA 146 Integrierter NF-Verstärker MA 0402/MA 0403 Auf dem Chip des IS sind alle Stufen für einen kompletten eisenlosen NF-Verstärker untergebracht, der für eine maximale Ausgangsleistung von 3,5 W ausgelegt ist. Die Transistoren T 1---T 8 bilden den Vorverstär¬ ker, die Transistoren T 9 --T 14 gehören zum Endverstärker. Da sowohl der Anschluß 4 bzw. 6 als Verstärkereingang verwendet werden kann, lassen sich hoch- und niederohmige Eingangsschaltungen realisieren. Für den IS MA 0402 ist die Betriebsspannung maximal 16 V, beim MA 0403 ist sie maximal 20 V. Nachfolgend die -wichtigsten Angaben zu den beiden integrierten NF-Verstärkern. MA 0402 MA 0403 Ausgangsleistung 1 W 2,5 W Eingangsspannung < 250 mV < 350 mV Ruhestrom < 50 rnA Eingangswiderstand 1 MC» Übertragungsbereich 20 *-20000 Hz max. Ausgangsstrom 1,25 A max. Verlustleistung 2,0 W 3,5 W Die Werte gelten für U^ = 12 bzw. 18 V; R z = 8 und/= 1 kHz. Bild 10 zeigt die Anwendung der IS MA 0403 in einem NF-Verstärker für einen Plattenspieler mit Kristalltonabnehmer. Es genügt dafür der Eingang 4, da ja vom Tonabnehmer eine höhere Spannung abgegeben wird. Mit dem Trimmpotentiometer 100 kQ wird eine symmetrische Aus¬ steuerung für den Verstärker eingestellt. Bei einer Betriebsspannung von = 18 V, R z — 8 und k = 5% ist die Ausgangsleistung 2,5 W. Der Eingangswiderstand ist ^ 1 M£>, für Vollaussteuerung wird eine Ein- Bild 10 IS MAA 0403 als 3-W-NF-Ver¬ stärker mit hochohmiger Eingangs¬ schalt ung 147 Bild 11 IS MÄA 0403 als 3-W-NF-Ver¬ stärker mit nicderohmigerEingangs- Schaltung gangsspann ui lg von 280 mV erforderlich. Bei der Ausgangsleistung IW ist der 3-dB-Bereich des Frequenzganges 40 Hz bis 80 kHz. Bild 11 zeigt die Variante des NF-Verstärkers für einen niederohmigen Eingangs widerstand, wobei zusätzlich die Verstärkung der Transistoren T1---T3 ausgenutzt wird. Die Ausgangsleistung ist wieder 2,5 W bei U h = 18 V und R 7 = 8 Q. Beim Eingangswiderstand von etwa 20 kfl ist für Vollaussteuerung eine Eingangsspännung von 30 mV erforderlich. Zur Kühlung sind am Gehäuse des IS an den breiten Anschlußfahnen zwei 1 mm starke Cu-Bleche 40 mmxöO mm anzulöten. HF-Verstärker bis 120 MHz MA 3005jMA 3006 Bis in den UKW-Bereich anwendbar ist der universelle HF-Verstärker MA 3005jMA 3006 (Bild 12), dessen Ein- und Ausgänge symmetrisch oder unsymmetrisch betrieben werden können. Damit ergeben sich vielseitige Anwendungen als Mischer, Oszillator, HF-Verstärker, Modu¬ lator und Demodulator. Die Verstärkung ist als Differenzverstärker >13 dB bei 100 MHz, bei Kaskodeschaltung ist sie > 15 dB. Die Betriebs¬ spannung beträgt 12 V, als maximale Verlustleistung wird 300 mW an¬ gegeben. Beide IS unterscheiden sich durch die Größe der Eingangsspan- nungs-Unsymmetrie, beim MA 3005 ist sie 2,6 mV, beim MA 3006 <1,1 mV. In den Herstellerdaten werden vier Arbeitsbedingungen unterschieden, die entsprechende Zusammenschaltungen der Punkte 4 — 5 — 8 bedingen. Kompensierter Differenzverstärker MA 3000 Für den Einsatz bei niederen Frequenzen steht der kompensierte Differenzverstärker MA 3000 (Bild 13) zur Verfügung. Durch die Emitter¬ folgerschaltung wird eine hochohmige Eingangsimpedanz von etwa 200 kf} bei unsymmetrischem Betrieb erreicht, die Ausgangsimpedanz ist 148 MA 3005, 3006 V 70 Bild 12 Int egriert e Differenzverstärker- Schaltkreise MA 3005 und MA 3006 bei symmetrischem Ausgang etwa 8 k£}. Die Unsymmetrie für die Ein¬ gangsspannung ist < 1,4 mV, für den Eingangsstrom ist sie < 1,2 pA, Für die Differenz-Spannungsverstärkung wird ein Wert bei unsymmetri¬ schen Ausgang von 28- • • 32 dB, bei symmetrischem Ausgang von 33- • • 37 dB angegeben. Dabei ist die 3-dB-Bandbreite > 600 kHz. Als Grenzwerte gelten U cc = 10 V und P tol = 300 mW. 149 Spannungsstabilisator MAA 550 Dieser Spannungsstabilisator ist gedacht zur Stabilisierung der Abstinun- spannung von Kapazitätsdioden, die zur Abstimmung von HF-Kreisen in Fernseh- und Rundfunkempfängern eingesetzt werden. Bild 14a zeigt die Innenschaltung des IS MAA 550 und Bild 14b die Schaltung für seinen Einsatz. Die stabilisierte Spannung liegt im Bereich von 31--35 V bei Ip/fl = 5mA. Im Temperaturbereich von 10°C-**50°C verändert sich die stabilisierte Spannung im Bereich —125- \-62 mV. Als maximaler Strom wird 1 P / N =15 mA angegeben. Der IS ist untergebracht in einem Transistorgehäuse mit 4,75 mm 0 und 5,3 mm Höhe. Bild 14 Integrierter Stabilisator-Schaltkreis MAA 550 von TESLA , für 33 V/5 mA 150 Spannungsstabilisator MAA 723 Für einen vielseitigen Einsatz steht der Spannungsstabilisator MAA 723 zur Verfügung, der in einem TO-o-Ge häuse eingebaut ist; die Anschlu߬ folge entspricht dem vom Typ MA 3000. Die Schaltung besteht im wesent¬ lichen aus einem Referenzspannungsverstärker, einem Differenz Verstärker und einer Überstrom-Schutzschaltung. Insgesamt enthält der IS 16 Transi¬ storen, 3 Z-Dioden, 11 Widerstände und einen monolithischen Konden¬ sator 5 pF. Der maximale Belastungsstrom I 2 ist 150 mA, allerdings abhängig von der Größe der Eingangsspannung U l9 die maximal 40 V betragen kann. Der Spannungsbereich für den Ausgang ist 2---37 V, die Verlustleistung beträgt 800 mW. Die Ausgangsspannungsänderung ist: 0,01% Uo bei U 1 = 12-.. 15 V; 0,02% U 2 bei U x = 12-..40 V; 0,03% U 2 bei l 2 — 1-.-50 mA; 0,3% U 2 bei t a = -55-.. +125°C. Im Leerlauf nimmt der IS MAA 723 einen Ruhestrom von 2,3 mA auf. Die Referenzspannung ist 7,15 V. Bild 15a zeigt den Einsatz des IS MAA 723 bei niedrigen Ausgangs¬ spannungen. Mittels R l/R 2 wird ein Teil der Referenzspannung an den nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers geführt. Nach Bild loc kami mittels des Potentiometers P (0,5*.. 1 k£l) die Ausgangs« 3V 0,12 3,01 kß 9V 7,87 7,15 kß 5/ 2,15 0,99 kSi 15V 7,87 715 kß 6V 1,115 6,00 kß 28V 21,00 7,15 kß Bild 15 Beispiele für die Anwendung des integrierten Stabilisator-Schaltkreises MAA 723 von TESLA 151 ■ Spannung verändert werden. E 3 dient zur minimalen Temperaturdrift, der Wert ergibt sich etwa aus dem Verhältnis E 1 • E 2/(E 1 -ß 2). Die Überstrombegrenzung wird mit dem Widerstand E 0 eingestellt, wobei etwa gilt: l J - °’ 7 bt * r - r 0 ’ / bt . pr in A, E lt in H. Bei höheren Ausgangsspannungen (> 7 V) kann man nicht mehr die Referenzspannung als Grundlage nehmen, sondern legt den Spannungs¬ teiler E l/E 2 an den Ausgang und steuert den invertierenden Eingang des Dilferenzverstärkers an (Bild 15b). Auch am Ausgang kann man den veränderlichen Spannungsteiler gemäß Bild 15c einsetzen, um die ge¬ wünschte Ausgangsspannung bequem einstellen zu können. Sollen größere Belastungsströme realisiert werden, so schaltet man an den Ausgang einen entsprechenden Silizium-Leistungstransistor (Basis an 6, Kollektor an 7, Emitter an 10). Die stabilisierte Spannung steht am Emitter zur Verfügung. Mit speziellen Schaltungen ist es auch möglich, negative Spannungen zu stabilisieren. 3 Bild 10 Innenschall unyen verschiedener Transistorkonfiyurationen von TESLA 152 TESLA - Transistorkonfigurationen In früheren Halbleiterkatalogen führte TESLA im Produktionsprogramm auch die in Bild 16 aufgeführten integrierten Schaltkreise an. Es handelt sich dabei (bis auf KFZ 53/54) um sogenannte Transistorkonfigurationell für die verschiedensten Anwendungszwecke. Der Typ KFZ 50/51 enthält einen n-Kanal-MOSFET-Transistor (KF 520) und einen Siliziumtransi¬ stor (KG 508), so daß sich hochohmige NF-Eingangsschaltungen realisieren lassen (P cing = > I0 13 H beim KFZ 50 und > 10 10 H beim KFZ 51). Gut geeignet für Differenzverstärkerschaltungcn sind die Doppeltransi¬ stor-Schaltungen KFZ 52 (2 X KF 520), KCZ 58 (2x KC 508) und KCZ 59 (2 X KC 508). Das Verhältnis der Steilheit oder der Stromverstärkungen liegt beim KFZ bei 0,9- • • 1,0, beim KCZ 58 bei 0,9-•• 1,1 (B > 50) und beim KCZ 59 bei 0,8— 1,25 (B > 25). Für höhere Stromverstärkungen verwendet man die Darlington-Scha,l- tung, wie sie bei den Typen KFZ 66/KFZ 68/KSZ 62 dargestellt ist. Es wird dadurch eine Stromverstärkung erreicht, die etwa dem Produkt der Stromverstärkungen beider Transistoren entspricht. Da Silizium-HF- Transistoren vom Typ KF 506/508 integriert wurden, hegt die Transit¬ frequenz hoch, beim KSZ 62 > 290 MHz, bei den anderen Typen ist sie 30 MHz. Die Stromverstärkungen werden wie folgt angegeben: KSZ 62 > 625; KFZ 66 2000 bis 20000; KFZ 68 7000 bis 70000. Für den KSZ 62 gelten noch die Werte Uqqq — 25 V, U^q = 15 V 7 C — 200 mA und P c = 1 W. Bei den zwei anderen Typen sind diese Werte: Z7 CB0 = 60 ^CEO = 30 = 500 mA und P C ~ 2 > 6 W ( bei idealer Kühlung). Literatur [1] Schubert, K.-U.: Integrierte Halbleiterschaltungcn von TESLA, Elektronisches Jahrbuch 1909, Seite 101 bis 105, Deutscher Militärverlag, Berlin 1968 [2] Katalog -Lineare integrierte Schaltungen-, TESLA Roznov 1972 [3] Schaltungsbeispiele für lineare integrierte Schaltungen, TESLA Itoznov 1971 [±] Zima, J.: Integrierte Schaltungen, Radiovy konstrukter, 6 (1970), Heft 6, Verlag Magnet, Prag 1970 [5] TESLA-Katalog -Halbleiter-Bauelemente 1972- [6] TESLA-Katalog -Halbleiter-Bauelemente 1970- [7] Laagspanningsstabilisatoren met L 123 (|xA 723), Radio Electronica,IIeft 7/1970, Seite 257 bis 200, 263 f 153 Karl Rothammel DM 2 ABIC Neue Antennen für den UKW-Amalcur Nach wie vor werden Yagi -Antennen von den 2-m-Amateuren am häufigsten eingesetzt. Dabei treten die früher recht beliebten Lang- Yagi- Bauformen etwas in den Hintergrund, während man aus betriebstechni¬ schen Gründen gestockte Yogis normaler Baulänge zunehmend bevorzugt. Die gestockte Yagi mit Skelettschlitzerregung [1] ist in Großbritannien sehr stark verbreitet, sie konnte bisher auch in den skandinavischen Ländern und in den USA Freunde finden. Bei der Skelettschlitzerregung spart man die beiden gespeisten Halbwellenelemente ein und kommt ohne irgendwelche Transformationsglieder auf einen zentralen Speise¬ punktwiderstand von rund 75 H. Fast völlig verschwunden sind dagegen die früher mit Recht sehr beliebten Ganzwellen-Gruppenantennen [2]. Die Gründe dafür dürften im relativ großen Aufwand, verbunden mit großer Windlast, und in den mechanischen Schwierigkeiten beim Aufbau zu suchen sein. Eine sehr interessante neue Fa^'-Bauform wurde als Einkanal-Fernseh- anteime von der Firma Hirschmann unter der Bezeichnung Magneta - Antemie in den Handel gebracht (Bild 1). Magneta-Antennen bestehen aus einer Reihe von Halbwellendipolen. Wie bei Yagi -Antennen wirken die vorderen Stäbe als Direktoren und der letzte Stab als Reflektor, aber der Anschlußdipol fehlt. Statt dessen ist unter den letzten Elementen eine an beiden Seiten kurzgeschlossene Doppelleitung mit der Länge einer Halb¬ welle angebracht. Das magnetische Feld der Dipole, die durch die emp¬ fangene Welle erregt werden, induziert in der Doppelleitung eine Span¬ nung. Sie wird über die Speiseleitung, die an die Doppelleitung angeschlos¬ sen ist, dem Empfänger zugeführt. Fyr die Empfangseigenschaften der Magneta-Antennen ist außer den Längen und den Abständen der Antennen¬ elemente auch die Bemessung der Doppelleitung kritisch. Dabei ergibt sich eine stark ausgeprägte Resonanz Wirkung. Sie hat zur Folge, daß die Antenne relativ schmalbandig ist (Einkanalantenne), dafür aber einen viel- größeren Gewinn erreicht als eine vom Aufwand vergleichbare Far/i-Antenne normaler Ausführung. Die abgebildete Magneta-Antenne Fesa 312 A erreicht mit 8 Elementen einen Gewinn von 12 dB bei einem 154 ■ S§pp WMm msmik- Bild 1 Die Magneta-Fernseh- antenne (Hirschmann-Pressefoto ) Vor-Rück-Verhältnis von etwa 25 dB. Bei Yagi -Antennen konventioneller Ausführung erzielt man einen solch hohen Gewinn nur mit erheblich größerer Baulänge, wesentlich höherem Aufwand und damit etwa 35 Pro¬ zent größerem Wind widerstand. Die propagierten Vorzüge der Magneta- Antennen lassen einen echten Fortschritt in der Dimensionierung von Hochleistungsantennen geringen Aufwandes erkennen. Die Anwendung des Magneta-Prinzips wäre deshalb auch für 2-m-Amateurantennen von großem Interesse. Die HB9CV -Antenne ist seit langem bekannt, aber erst in den letzten Jahren beginnt sich ihre 2-m-Ausführung insbesondere beim Mobil-Betrieb durchzusetzen. Bei wesentlich geringerem Aufwand und mit einer Baulänge von nur 25 cm erreicht sie den Gewinn einer 4-Element- Yagi- Antenne. Da sie für einen Fußpunktwiderstand von 60 H unsymmetrisch bemessen werden kann, spart man die sonst übliche Umwegleitung und kann das koaxiale Speisekabel direkt anschließen. Nicht zuletzt wurde die Ver¬ breitung der IIB9CV -Antenne auch durch sehr präzise und nachbau- 155 r- L CS) 7030 -fl? 195 isolierte Durchführung lichte Weite \ & v Cu- Draht 2mm $ \ Kunststoffstege - festgeklebt 795 JL 955 BiW 2 Das Aufbauschema der HB9CV-Antenne für 2 m sichere Beschreibungen des Aufbaus gefördert [3, 4]. In Bild 2 sind die erprobten Abmessungen für den 2-m-Betrieb aufgeführt. Der Element¬ durchmesser kann 6 mm i 3 mm betragen. Auch der Elementeträger besteht aus Metall (Ganzmetallbauweise). Die aus einem 2-mm-Draht bestehende Phasenleitung wird isoliert durch den Träger geführt, ihr lichter Abstand von den Elementen und vom Träger soll 4 mm betragen. Dieser Abstand wird durch eingeklebte Kunststoffstege fixiert. Am t Speisepunkt X ist ein Anpassungstrimmer eingesetzt (siehe Detailskizze). Bei exaktem Nachbau kann der angegebene Trimmer durch einen kerami¬ schen Festkondensator von 16 pF ersetzt werden. Der geringe Aufwand bei hohem Gewinn in Verbindung mit kleiner Windlast macht die HB9CV -Antenne natürlich auch für den ortsfesten Aufbau attraktiv. DM 2 AWD konstruierte eine HB9CV -Vierergruppe, die bei erheblich kleinerem Materialeinsatz einer 9 über 9- Fwp’-Vergleichs- f antenne gleichwertig und Bogar etwas überlegen war (Gewinn 10 bis 11 dB). Die einzelnen HßöGF-Systeme sind nach Bild 2 mit 60 0 Speisepunkt¬ widerstand ausgeführt. Die vertikalen Abstände innerhalb der Gruppe betragen mindestens 0,5 X (Optimum liegt bei 0,6 /.), der seitliche Abstand, von Elementmitte zu Elemontmitte gemessen, ist Sehr einfach und Bild 3 Die HB9ÜV-Vierergruppe, a — Aufbauschema, b und c — Einzelheiten der Erregung A C lö7 sinnreich sind, die Erregung und Speisung dieser Vierergruppe, die Symme¬ trie- und impedanzrichtig ausschließlich über 60-fI-Koaxialkabel erfolgen. Bild 3 zeigt das Aufbauschema (a) und die Einzelheiten der Erregung (b und c). Es wird vorausgesetzt, daß die Eußpunktwiderstände der vier Einzelsysteme A, B, C und D mit je 60 fl anüegen. Die 60-fI-Koaxial- kabelstücke a> b, c und d können somit an die einzelnen zugehörigen Speisepunkte angeschlossen werden, es besteht Widerstandsanpassung, und die Fußpunktimpedanzen sind, unabhängig von den Leitungslängen, auch an den Leitungsenden mit 60 fl unverändert vorhanden. Die Länge der Leitungsstücke a, b, c und d ist somit beliebig und richtet sich ganz nach den mechanischen Erfordernissen. Wichtig ist jedoch, daß alle vier Leitungsstücke genau gleiche Länge haben, da sich andern¬ falls Laufzeitunterschiede und damit Phasenverschiebungen ergeben würden. In der Praxis können die Leitungslängen für a, b, c und d nach Bild 3b je 135 cm und in der Ausführung nach Bild 3c je G8 cm be¬ tragen. An den Punkten E bzw. F liegen die Leitimgen a und b bzw. c und d einander parallel. Diese Parallelschaltung zweier Impedanzen mit jeweils 60II ergibt bei E und F resultierende Widerstände von je 30 fl. Nun treten die Viertelwellentransformatoren e und f in Aktion. Sie be¬ stehen ebenfalls aus 60-fI-Koaxikalkabel und haben eine elektrische Länge von 1/4 X. Gleiche Transformationseigenschaften besitzen auch Leitungen, deren elektrische Länge ungeradzahlige Vielfache von 1/4 X beträgt. Des¬ halb wurde in der Variante Bild 3c eine elektrisch 3/4 A lange Trans- formation8leitung eingesetzt. Unter Berücksichtigung des Verkürzungs¬ faktors V, der bei 60-fI-Kabeln mit Polyäthylen-Dielektrikum ohne Lufträume allgemein 0,66 beträgt, ergeben sich für e und f nach Bild 3b mechanische Leitungslängen von je 34 cm (1/4 A * 0,66). Bei der elektrisch gleichwertigen Ausführung nach Bild 3c betragen die Längen von e und f je 103 cm (3/4 X • 0,66). Aus der für Viertelwellentransformatoren gültigen Beziehung geht hervor, daß sowohl Transformator e wie auch Transformator feine Irn- ^ / 60 2 \ pedanz von je 120 12 zum Punkt G transformieren! Z A = 120 fl I. Da aber im Punkt G wieder eine Parallelschaltung beider Impedanzen vorliegt, resultiert daraus eine zentrale Speisepunktimpedanz von 60 fl, an die nun das 60-fI-Speisekabel g anzuschließen ist. An den Verbin¬ dungsstellen E, F und G sind alle ankommenden Außenleiter sowie alle Innenleiter miteinander zu verbinden, wobei für eine korrosionsfeste Abdichtung dieser Stellen zu sorgen ist (Kunststoffkleber, Gießharze). 158 Zu beachten ist ferner, daß alle vier Systeme gleichphasig erregt werden müssen. Das wird nach Bild 3a dadurch erreicht, daß alle den Kabel¬ anschlüssen nächstliegenden Gamma-Glieder nach einer Seite zeigen. Die hervorragenden Eigenschaften der Cubical-Quad -Antenne beim Einsatz im Kurzwellenbereich sind vor allem ausbreitungsbedingt und werden bei ionosphärischer Reflexion über sehr große Entfernungen voll wirksam. Im 2-m-Band erfolgt die Ausbreitung fast ausschlie߬ lich in der Atmosphäre, Reflexionen an der Ionosphäre sind äußert selten. Deshalb sind die praktischen Betriebsergebnisse, die man mit einer Gubical-Quad im 2-m-Band erzielt, etwa denen mit einer 3-Element- -Antenne gleichzusetzen. Ihr Einsatz im VHF-Bereich ist daher relativ selten. Dagegen findet eine Variante der Quad in jüngerer Zeit größere Beachtung. Sie wird von ihrem Entwickler DL 7 KM als Hybrid- doppelquad bezeichnet und hat sich im 2-m-Band und im 70-cm-Band sehr gut bewährt. Bild 4 Die Hybriddoppelquad- Antenne, a — Aufbauschema , b — Symmetrierung mit Pawsey-Glied, c — Symmetrierung mit Viertelioellenstub 159 Wie aus Bild 4a hervorgeht, handelt es sich beim gespeisten Element um eine Doppelquad-SokAeiiQ, bei der zwei auf ihrer Spitze stehende Draht¬ quadrate übereinander gestockt sind. Der Speisepunkt liegt dabei in der Mitte des Systems an der Verbindungsstelle beider Schleifen und besitzt bei diesem Aufbau eine Impedanz von rund 60 fl symmetrisch. Auf¬ fällig ist bei dieser Quad-V ariante der Verzicht auf die sonst üblichen Reflektorschleifen. Diese werden durch drei abgestimmte stabförmige Halbwellenreflektoren ersetzt. Das vereinfacht den Aufbau und ver¬ bessert entsprechend den Erfahrungen von DL 7 KM die Antennen¬ eigenschaften. Der Abstand der Reflektoren voneinander sowie deren Lage und Distanz zum gespeisten Element sind kritisch. Der mittlere Reflektor befindet sich genau in Höhe des Speisepunktes, die beiden anderen Reflektoren sind in einem lichten Abstand von je 510 mm nach oben und nach unten ange¬ ordnet. Auf Stützen hinter dem Quadelement montiert, beträgt ihr lichter Abstand vom gespeisten Element je 275 mm (~ 0,13 A). Alle Reflektoren bestehen aus 10-mm-Rundmaterial und sind je 1050 mm lang. Für die An¬ fertigung der DoppeZgwod-Schleife verwendete DL 7 KM einen 16-mra 2 - Kupferblankdraht von 416 cm Länge, der so gebogen wird, daß sich eine $wacZ-Seitenlänge von je 52 cm ergibt. Die Spitzen A der Quadelemento könnten geerdet werden, es stellte sich jedoch heraus, daß die Spannungsknoten nicht immer exakt an den Spitzen hegen und sich auch bei Erequenzwechsel etwas verschieben. Die Zwangserdung wirkt sich dann dämpfend und damit gewinnmindernd aus. Deshalb wurden die Punkte A durch Gießharzblöcke vom metallischen Tragemast isoliert. Der Speisepunkt ist erdsymmetrisch, deshalb wird für den direkten Anschluß eines 60-fLKoaxialkabels ein Symmetriewandler erforderlich. Gut eignet sich hierfür das sehr einfach aufzubauende Pawsey- Symmetrieglied [5], dessen Schema in Bild 4b skizziert ist. Beim Pawsey- Glied kann das beidseitig kurzgeschlossene Kabelstück von 490 mm Länge auch durch ein Metallrohr gleicher Länge und gleichen Durchmessers ersetzt werden (EMI-Schleife). Bild 4c zeigt ein gleichwertiges Symmetrier- glied, den Viertelwellenstub. Für dessen mechanische Länge ist der Verkürzungsfaktor V des verwendeten Koaxialkabels (i.a. 0,66) zu berück¬ sichtigen. Bei beiden Symmetriergliedern sollte man zwischen Speise¬ kabel und Syinmetrierkabel einen lichten Abstand von etwa 20 mm einhalten. Wenn alle angegebenen Maße der Hybriddoppelquad auf 1/3 reduziert werden, besteht Resonanz im 70-cm-Amateurband. Auch im UHF-Bereich wurden mit dieser Antenne sehr gute Ergebnisse erzielt. DL 7 KM erreichte einen Welligkeitsfaktor auf der Speiseleitung von s = 1,1 und stellte ein Vor-Rück-Verhältnis von 28 dB fest. Exakte Messungen des Gewinns liegen noch nicht vor, theoretisch dürften mit diesem Aufbau etwa 8 dB erreicht werden. Der horizontale Öffnungswinkel entspricht 160 mit rund 75 Grad dem einer 2-Element-Antenne, der vertikale Öfihungs- winkel kann etwa 60 Grad betragen. Der Aufbau einer Vierergruppe ist möglich und wurde im 70-cm-Band bereits erfolgreich erprobt. Die Haupt¬ vorzüge der Hybriddoppelquad bestehen im geringen Aufwand, verbunden mit kleiner Windlast und dem aus betriebstechnischen Gründen oftmals sehr erwünschten großen horizontalen Öffnungswinkel bei guter Bünde¬ lung in der Vertikalebene. Die Inbetriebnahme zahlreicher FM-Relais im europäischen Raum hat in vielen Gregenden zu einer erheblichen Belebung des 2-m-Bandes ge¬ führt und viele VHF-Funkamateure veranlaßt, auf die Betriebsart NBFM (Schmalbandfrequenzmodulation) umzurüsten. Da beim 2-m-FM- Betrieb aber fast immer mit vertikaler Antennenpolarisation gearbeitet wird, während bei allen anderen Betriebsarten Horizontalpolarisation die Regel war und auch noch ist, gibt es bei der Umstellung Antennen- probleme. Beim Funkverkehr zwischen Funkstellen mit unterschiedlicher Antennenpolarisation tritt gegenüber gleichartiger Polarisation eine Dämpfung in der Größenordnung von 6 dB auf. Bei großen Feldstärken, wie sie im Nahverkehr auftreten, fällt diese Dämpfung kaum ins Gewicht, sie kann aber bei unstabilen Verbindungen, die an der Grenze der Verkehrs¬ möglichkeit liegen, von entscheidender Bedeutung sein. Eine vorhandene horizontal polarisierte -Antenne axial um 90 Grad zu drehen, so daß die Elemente vertikal polarisiert sind, ist nur dann ratsam, wenn der Ajitemienmast zumindest im Bereich der Antennen¬ elemente aus Holz oder aus Kunststoffrohr besteht. Ein metallischer Tragemast, der in die ebenfalls senkrecht orientierten Antennenelemente hineinragt, würde die Strahlereigenschaften erheblich verschlechtern. Selbst die direkte senkrechte Niederführung des Speisekabels wirkt sich negativ aus, und man sollte dieses mindestens über eine Strecke von A/2 horizontal vom gespeisten Element wegführen. Eine Vormastmontage, wie bei industriell hergestellten UHF- Yagis üblich, behebt diese Schwierig¬ keiten, ist aber aus mechanischen Gründen nur bei kurzen und leichten Antennengebilden zu empfehlen. Es sollen deshalb einige einfache An¬ tennenformen besprochen werden, die sich konstruktiv und elektrisch besonders gut für Vertikalpolarisation eignen. Zunächst bietet sich die altbekannte Groundplane an (Bild 5a), ein senkrechter Viertelwellenstab mit einer möglichst großen Anzahl waage¬ rechter Viertelwellenradials [6]. Diese besonders im Kurzwellenbereich häufig verwendete Bauform hat den Nachteil, daß ihr Speisepunktwider¬ stand nurotwa 36 H beträgt und deshalb für den Anschluß eines Koaxial¬ kabels immer ein Anpassungsglied benötigt wird. Um dieses zu umgehen, neigt man oft die Radials im Winkel von etwa 45 Grad nach unten (Bild 5b) und kommt mit dieser Maßnahme auf einen Fußpunktwider¬ stand von knapp 50 jQ. Günstiger, bezüglich der Abstrahlung mit möglichst kleinem vertikalem Erhebungswinkel und exakter Anpassung, wäre ein 1] Elektronisches Jahrbuch 1974 161 MW Maße in mm Bild 5 Vertikale Viertelwellenstrahler, a — Oroundplane- Antenne, b — Oroundplane mit geneigten Radiais I Bild 6 Die I-Antenne in Oanzmetall- ausfiihrung vertikaler Halbwellenstrahler. Führt man ihn wie üblich als Dipol aus (Speisepunkt in der geometrischen Mitte), treten die bereits erwähnten Schwierigkeiten der Befestigung am Tragemast und an der Niederführung des Speisekabels auf. 162 I Ideal erscheint dagegen die Spannungsspeisung am unteren Strahier¬ ende. Allerdings befindet sich dort Spannungsmaximum mit einer An¬ schlußimpedanz von einigen Tausend Q, je nach Schlankheitsgrad des Strahlers. Man muß nun diese hohe Impedanz auf einen Wert her- abtransformieren, der dem Wellen widerstand des Koaxialkabels ent¬ spricht. Eine kurzgeschlossene Viertel well enleitimg erlaubt die Widerstands¬ anpassung in einfachster Weise, und man erhält dann die sogenannte J -Antenne nach Bild 6. Auf der am Ende des Halbwellenstabes angebrach¬ ten Viertelwellen-Parallelrohrleitung treten alle Impedanzen von Null Q (Kurzschluß) bis zu einigen Tausend Q (offenes Ende) auf, so daß man durch entsprechendes Abgreifen jedes beliebige Speisekabel anpassen kann. Der Abstand der Parallelrohre kaim 10 bis 20 mm betragen, so daß das Speisekabel noch gut im lichten Kaum zwischen den Parallel- rohren Platz findet. Elektrisch bilden Abstand und Durchmesser der Parallelrohre und damit ihr W r el len widerstand kein Kriterium, lediglich ihre elektrische Länge muß 1/4 A betragen. Der kurzgeschlossene Fu߬ punkt ist geerdet, so daß die gesamte Antenne Erdpotential bekommt. Wie aus Bild 6 hervorgeht, kann der eigentliche Strahler mit dem Viertelwellenstück und dem Tragemast aus einem durchgehenden Metall- rohr bestehen. Lediglich 3/4 A von der Spitze entfernt wird das Viertel- wellen-Parallelrohr über einen Metallsteg gut leitend mit dem Haupt¬ rohr verbunden und über eine Länge von 1/4 A parallel nach oben geführt. Der bei der Längenbemessimg zu berücksichtigende Verkürzungsfaktor V ist vom Schlankheitsgrad A/D des Strahlers abhängig, bei Verwendung von 10-mm-Rohren ist V = 0,93. j Eine mechanisch und elektrisch verfeinerte Ausführung der J -Antenne ist der Halbwellen-Vertikalstrahler mit koaxialem Ajipassungstopf nach Bild 7. DJ 3 EC beschrieb ihn in [7] sehr ausführlich. Statt der Viertel- wellen-Parallelrohrleitung wird hier eine Viertelwellen-Koaxialleitung verwendet, wodurch man ein sehr kompaktes System mit bestmög¬ lichen elektrischen Eigenschaften erhält. Die freie Länge des Halb¬ wellenstrahlers beträgt bei dünnen Antennenruten (z. B. Teleskop¬ antennen) 960 mm, bei dickeren Kohren ab 10 mm 0 nur 950 mm. Die Verbindung des Strahlers mit dem Innenrohr des Anpaßtopfes erfolgt durch Einschrauben oder Einlöten. Bei geeignetem Material können Strahler und Topf-Innenleiter aus einem durchgehenden Stück gebildet werden. Bei den mechanischen Einzelheiten des Viertelwellentopfes in Bild 7c handelt es sich um einen Vorschlag, der entsprechend dem vorhandenen Material weitgehend abgewandelt werden kann, sofern man die Länge des wirksamen Innenraumes mit 495 mm einhält. Es ist günstig, wenn das Durchmesserverhältnis D:d etwa 3:1 bis 4:1 gewählt wird (z.B. D = 28 mm und d = 8 mm). Das obere, elektrisch offene Ende des Topfes wird 163 70 Bild 7 Der Ealbwellenvertikalstrahler mit Viertel wellen-Anpaß topf, a und b — .4 us fiihrungsformen, c — Konstruktionsvorschlag für den Viertelwellentopf mit einem Kunststoffdrehteil als Deckel verschlossen, der gleichzeitig den Innenleiter zentriert. Das Eindringen von Regenwasser verhindert ein angedrehter Kragen. Den Topf boden bildet ein Metalldrehteil, das den Innenleiter zentrisch aufnimmt und mit ihm verlötet wird. Im Metall¬ boden befindet sich eine Bohrung zum Durchführen des Speisekabels und eine weitere zum Abführen von Kondens- und Regenwasser. Metall boden und Kunststoffdeckel werden mit je drei Schrauben im Außenrohr fixiert. Vor dem Aufsetzen des Außenrohres wird der Innenleiter des Speisekabels 100 mm oberhalb des Topf bodens an den Innenleiter des Topfes gelötet. Auf gleicher Höhe erhält das Außenrohr eine Bohrung, durch die ein Führungsdraht gezogen wird, dessen Ende mit dem Außenleiter des Speisekabels verlötet ist. Beim Aufschieben des Außenrohres wird dieser Draht gleichzeitig nachgezogen bis schließlich das Abschirmgefiecht durch 164 i Bild 8 Vertikale 3-Element- Yogi-Antenne mit J-Anpassung die Bohrung tritt, wo man es abschließend festlötot. Nur an dieser Stelle darf das Abschirmgeflecht innerhalb des Topfes metallische Verbindung mit diesem haben. Außen- und Innenrohr des Topfes werden aus Kupfer oder Messing gefertigt. Auch glattwandige Stahlrohre eignen sich, wenn man sie verkupfert oder zumindest vor Korrosion schützt. Bei der Montage über eine Schelle in Bild 7a ist zu beachten, daß diese Schelle möglichst nahe dem Topfboden angebracht werden soll. Wenn nicht anders möglich, darf sich die Befestigungsschelle maximal 250 mm oberhalb des Topfbodens befinden. Elektrisch und mechanisch günstiger ist die Ausführung nach Bild 7b. Für diese besteht die einfachste Lösung darin, daß man als Topfboden eine Stahlplatte verwendet, an deren Unterseite eine passende Rohrmuffe aufgeschweißt wird. In diese Ge¬ windemuffe kann man das Standrohr einschrauben. 165 Natürlich beschränkt sich die Anwendung der kurzgeschlossenen Viertel- wellen-Parallelrohrleitung sowie des Viertelwellen-Anpaßtopfes nicht nur auf die impedanzrichtige Erregung eines vertikalen Halbwellenstrahlers. Man kann solche Anpassungsglieder mit gleichem Erfolg auch für vertikal polarisierte Antennen aller Art einsetzen. Ein solches Ausführungs¬ beispiel mit einer 3-Element-Fa^f-Antenne ist in Bild 8 skizziert. Es sieht eine J-Anpassung vor, bei der das gespeiste Element einschließlich Anpassungsglied tragende Funktion hat. Deshalb wurde aus mechani¬ schen Gründen ein Rohrdurchmesser von 20 mm gewählt. Der optimale Abgriff für das Speisekabel auf der Parallelrohrleitung bzw. im Anpaßtopf liegt bei Mehrelementantennen etwas weiter vom Kurzschlußpunkt ent¬ fernt als beim einfachen Halbwellenvertikalstrahler. In allen Fällen sollten durch Messung mit dem Reflektometer die günstigsten Abgriffe auf dem Anpassungsglied ermittelt werden. Literatur [1] Rothammel, K.: Antennenbuch, 7. Aufl., Deutscher Militärverlag 1968, Seite 341 [2] Rothammel, E.: Antennenbuch, 7. Aufl., Deutscher Militärverlag 1968, Seite 350 [3] Luz,H.: Eine zerlegbare /LBPC'F-Richtantenne zum jD-L&STF-Fimksprechgerät, tfZTF-Berichte, Erlangen 1963, Heft 3, Seite 150 bis 154 [4] Appell, W.: Eine stabile ZlßflCF-Antennc für Fahrzeuge, UKW-Berichte, Erlangen 1967, Heft 1, Seite 14 bis 17 [5] Rothammel, E.: Antennenbuch, 7. Aufl., Deutscher Militärverlag 1968, Seite 121 [6] Rothammel, E.: Antennenbuch, 7. Aufl., Deutscher Militärverlag 1968, Seite 290 bis 294 [7] Qerle,U.: Vertikal polarisierte 2-m-Antenne mit Rundstrahlcharakteristik, Das DL-QTC, Stuttgart 1971, Heft 6, Seite 349 bis 351 Stück Mi/t. 10 0.8 dfi Oß 0,2 0 25 Jahre DDR 1075370 • nVr»M rr.ri * j r *"*""" T 803582 720-653 277258 361013 808008 806307 1950 1955 I960 1962 1965 1970 1371 106 Ku rzwellensuper für das W. Kühnei - dm 337 ojL 40-, 20- und 15-m-Band Die immer dichter werdende Belegung der Amateurbänder sowie der Wunsch, weit entfernte Stationen aufnehmen zu können, stellen an eine Empfangsanlage sehr hohe Anforderungen. Das sind z.B. gute Trenn¬ schärfe, Eireuzmodulationsfestigkeit, hohe Verstärkung des Nutzsignals. Dazu zählen aber auch Bedienkomfort und äußere Gestaltung. Für den Anfänger ist es jedoch nicht möglich, so große Aufgaben zu lösen. Er muß erst den Aufbau einfacher Empfänger beherrschen. Es soll deshalb hier ein Gerät beschrieben werden, das von seiner Schaltung her einfach gehalten ist. Es eignet sich gut als Erstlingssuper , kann aber auf keinen Fall einen hochwertigen Empfänger ersetzen. Hauptsächlich soll das Gerät zum Experimentieren dienen und den jungen Funkamateur mit dem Aufbau, der Wirkungsweise und den vielen Problemen eines Super¬ hetempfängers vertraut machen. Bild 1 zeigt das Blockschaltbild des KW-Supers, nachfolgend werden die einzelnen Stufen besprochen. Rö3 6AC7 GF105 Rö8 Fl 80 Bild 1 Übersichtsschallplan JUr den beschriebenen Kurzwellen-Amateursuperhet 167 HF-Teil Das HF-Teil (Bild 2) ist dreistufig aufgebaut und besteht aus Vorstufe, Mischstufe und Oszillator. Zum Abstimmen dient ein Drehkondensator 3 x 11-•• 500 pF. Durch die zugeschalteten Kondensatoren von 20 pF und 100 pF wird eine Kapazität von etwa 17 bis 20 pF wirksam. Das ent¬ spricht einer Kapazitätsvariation von/= 1,18. Diese reicht aus, um die Bänder 40 m, 20 m und 15 m über die ganze Skala zu spreizen. Soll auch das 80-m-Band empfangen werden, so sind neben einem anderen Spulen - satz auch die Kondensatoren von 20 pF in Reihe zum Drehko zu schalten. Um das 80-m-Band in seinem vollen Frequenzbereich abstimmen zu können, müssen die Kondensatoren dann einen Wert von etwa 40 pF haben. Vom Verfasser wurde eine entsprechende Umschaltung vorgesehen. Der Schaltungsauszug in Bild 3 soll das verdeutlichen. Bei geöffnetem Schaltkontakt liegen zwei Kondensatoren von jeweils 40 pF in Reihe. Beim Umschalten auf das 80-m-Band schließt sich auch der Kontakt und überbrückt einen der beiden Kondensatoren. Mit dem Abstimm¬ kondensator ward nun eine Kapazitätsänderung von 30- • • 38 pF erreicht, das entspricht AJ = 1,27. r Die Antennenspannung gelangt über einen Kontakt des Bandumsclial¬ ters auf den Schwingkreis der HF-Stufe. Die Koppelspule hat etwa ein Viertel der Windungszahl der Schwingkreisspule. Nach der Abstimm¬ einheit und dem Gitterkondensator liegt das Signal am Steuergitter der EF 85. Die Regelspannung liegt über einen Widerstand von 200 kQ ebenfalls am Gitter. Außerdem kann die Verstärkung der Stufe noch von Hand geregelt werden. Dazu wurde die Katode an ein Potentiometer gelegt. Durch Verändern dieses Spannungsteilers wird die Stufe von Null bis auf volle Leistung gesteuert. Die Drossel im Anodenkreis verhindert ein Abfließen der HF. Sie be¬ steht aus 70 Windungen auf einem Stiefelspulenkörper. Im Eingang der Mischstufe befindet sich ein weiterer Schwingkreis. Die Trimmer C parallel zu den Spulen haben eine Kapazität von 6-«• 27 pF. Am Gitter der EF 80 wird das Oszillatorsignal eingespeist. Als Koppel¬ kondensator eignen sich 2 cm isolierter und verdrillter Draht. Im Aus¬ gangskreis der Mischstufe liegt das erste Bandfilter für 468 kHz. Es bildet mit dem nachfolgenden BF II ein Doppelbandfilter. Dadurch wird die Trennschärfe verbessert. Der Oszillator arbeitet nach dem Meißner-Prinzip. Am Umschalter der Rückkopplungsspule wird die Anodenspannung geschaltet! Die Schirmgitterspannung für die Misch- und die Oszillatorröhre, sowie die Anodenspannung des Oszillators sind stabilisiert. Als Bandumschalter eigenen sich Tastenschalter oder Drehschalter mit 5 Ebenen. 168 Bild 8 Umschalhmg des Serienkondensators am Drehkondensator zur Abstimmung des 80-m-Bandes Tabelle 1 Spulendaten für «len KW-Snper 40 m 20 m 15 m L 1 6 3 2 Wdg. L2 31 10 6 Wdg. L3 31 10 6 Wdg. L4 12 5 3 Wdg. L5 25 9 5 Wdg. Draht- 0 0,2 mm CuL; Stiefelspulenkörper mit HF-Abgleichkern Es ist zu empfehlen, die Spulen einer Stufe gemeinsam mit den dazu¬ gehörigen Trimmern zu jeweils einem Spulensatz zusammenzufassen. Beim Aufbau ist dami darauf zu achten, daß die Spulenachsen der ein¬ zelnen Sätze um jeweils 90° gegeneinander verdreht sind. Andernfalls kann cs zu unerwünschten Kopplungen kommen, besonders zwischen HF-Vorstufe und Mischstufe. Weiterhin sind die Spulensätze sehr nahe am Bandumschalter anzubringen, um die Verdrahtung so kurz wie möglich zu halten. ZF-Teil Der Zwischenfrequenz Verstärker (Bild 4) ist zweistufig aufgebaut und auf eine ZF von 468 kHz abgeglichen. Beide Stufen erhalten über jeweils einen Widerstand von 100 kH die Regelspannung. Sie wird an einer Diode der EBF 89 erzeugt. Mit dem Schalter S kann sie abgeschaltet werden. Die Verstärkung des ZF-Verstärkers kann mit dem Potentio¬ meter 500 kH durch Verändern der Schirmgitterspannung der EF 85 geregelt werden. Das ist besonders bei SSB-Empfang ein großer Vorteil. Eine SSB-Station ist ja nur dann gut aufzunehmen, wenn BFO- und ZF-Spannung etwa die gleiche Amplitude haben. Die Spannung des Überlagerers wird mit dem Trimmerwiderstand am Basisspannungsteiler so eingestellt, daß eine schwache SSB-Station bei voll aufgedrehtem ZF- Regler gut zu verstehen ist. (Dabei natürlich die Frequenz des BFO richtig einstellen!) Fällt nun ein stärkerer Sender ein, so kann mit der BFO-Abstimmung keine Verständlichkeit erreicht werden. Das liegt daran, daß die ZF-Spannung zu groß gegenüber der BFO-Spannung ist. Die Verstärkung wird nun so weit herabgesetzt, bis in Verbindung mit der BFO-Abstimmung die Sprache gut zu verstehen ist. Durch die nied¬ rigere Verstärkung treten auch Störsiguale wesentlich zurück. 170 EF85 FBF89 171 Die Bandfilter II und III sind kapazitiv gekoppelt. Durch Verändern dieser Kondensatoren läßt sich die Bandbreite etwas variieren. Filter IV ist induktiv gekoppelt. Es fällt auf, daß der Kondensator, der normalerweise die Anode gegen Masse abblockt, am Schirmgitter liegt. Es handelt sich dabei um die soge¬ nannte Schirmgitterneutralisation, sie bewirkt eine Entkopplung von Ein- und Ausgang des ZF-Verstärkers. S-Meter Es wurde eine Schaltung (Bild 4) gewählt, bei der man ohne zusätzliche Röhre auskommt. Das Instrument liegt zwischen Katode der geregelten Röhre und einem Spannungsteiler. Dieser wird so eingestellt, daß bei einem Eingangssignal gleich Null an der Katode und am Abgriff des Spannungsteilers gleiches Potential herrscht. Bei einfallendem Sender ändert sich der Katodenstrom, und das Instrument schlägt aus. Nachteilig ist, daß der Ausschlag des S-Meters von der Stellung des ZF-Reglers abhängt. Dieser ist deshalb zum Ablesen der S-Stufen voll aufzudrehen. Das Eichen geschieht folgendermaßen: Mischröhre herausziehen — RI auf größten Widerstands wert stellen — R 2 so einstellen, daß durch das Instrument kein Strom fließt — Mischröhre einsetzen und starken Sender suchen — mit R 1 Vollausschlag herstellen. Das entspricht dann etwa der Stufe S 0. Die Skale beginnt allerdings erst bei S 5. Bessero Schaltungen für S-Meter und deren Eichung sind in [1] erläutert. BFO * Bild 5 Schaltung des mit einem Transistor best iickten BFO (ZF- üborkigerer) 172 BFO Um Platz zu sparen wurde, der BFO transistorisiert aufgebaut (Bild 5). Als Betriebsspannung (Bild 7) dient die gleichgerichtete Heizspannung. Ein Selengleichrichter in GVaefc-Schaltung sowie zwei Eikos sorgen für die erforderliche Siebung, Rückwirkungen der BFO-Frequenz auf die Heizleitungen der Röhren waren nicht festzustellen. Als Transistor wurde ein QF 105 eingesetzt. Die Spule erhält 460 Windungen auf einem 3-Kammer-Spulenkörper mit HF-Kern. Die Anzapfung liegt bei 160 Win¬ dungen vom Kollektor. Die Stufe wurde in gedruckter Schaltung aufgebaut. Platine und Drehko werden direkt hinter der Frontplatte montiert und vollständig abge¬ schirmt. NF- Verstärker Über den Lautstärkeregler gelangt die NF an das Gitter eines Systems der FCC 81 (Bild 6). Das andere System bleibt für geplante Erweiterun¬ gen (NF-Begrenzung) vorläufig frei. Das Potentiometer ist mit dem Netzschalter gekoppelt. Die Endstufe arbeitet mit einer 6AC7. Bei anderen Endröhren muß der Katodenwiderstand entsprechend geändert werden. Die Tonblende bewirkt eine starke Unterdrückung der hohen Frequen¬ zen. Der eingebaute Lautsprecher ist mit dem Schalter S 1 abschaltbar. Kopfhörerempfang ist jedoch immer möglich. Bei dem Kondensator zwischen Anode und Kopfhörer ist auf eine Spannungsfestigkeit von mindestens 1000 V zu achten! Bild G Schaltung des N F-Ver stärker s des Eurzwellensupers 173 AZ1 \w A ll Dr_ 3k/3W irrrc I- I- I- 3x 76 u U 1 6,3 V HF- Verst. bis 1 ZF- Verst. '& U A /stab. $2 1 / 2. ZF-Verst. NF-Endst. StR 750/30 1k/2W -kV rr r*r für BF0 Bild 7 Netzteilschaltung für die Stromversorgung der Röhren und des Transistors. Die Anodenspannung8Wicklung liefert etwa 2 x 270 V Retzkontrolle S-Meter BFO-Drehko BFO Ein/Aus Abstimmung Kopfhörer Tonblende Lautstärke / Band-Umschalter Lautsprecher ZF-Regler HF-Regler Bild 8 Aufbauvorschlag für die Frontplatte des Kurzwellensupers Abgleich Zum Abgleich dienten ein modulierbares Dip-Meter und ein Oszillograf. Zuerst wird der ZF-Teil auf 468 kHz abgeglichen. Dazu bringt man eine Spule einer Linkkopplung in die Nähe des geöffneten BF I. Die andere Spule hegt am Schwingkreis des Dip-Meters, das auf die ZF eingestellt wurde. Auf dem Bildschirm des Oszillografen, der am Ausgang des ZF-Verstärkers angeschlossen wird, sieht man die Modulation des Dippers und kann, beim BF IV beginnend, die Filter auf Maximum abgleichen. 174 Diese Methode ist ein Behelf und nur dann zu empfehlen, wenn keine besseren Geräte (Meßsender, Wobbler usw.) zur Verfügung stehen. Die BFO-Spule wird bei Mittelstellung des Drehkondensators auf die ZF abgeglichen, um beide Seitenbänder erfassen zu können. Mit dem Dip-Meter werden anschließend die Schwingkreise L 2 und L 3 auf die jeweiligen Bandfrequenzen abgeglichen. Die Oszillatorspulen stimmt man auf eine um die ZF höhere Frequenz als die Eingangsspulen ab. Bild 8 zeigt einen Aufbauvorschlag für die Frontplatte des Kurzwellen- supers. Literatur [l] Fischer, E., DM 2 AXA: Die Eichung von S-Metern, Funkamateur 1970» Heft 9, Seite 435 Stück Milt. 32,5- 30 - 25 Jahre DDR 25 20 15 32,511 26,292 16,292 10 - 5 - 0 — 1 - L — 1950 1955 3,920 IM I XI 5,075 1961 19631965 1968 19701971 17ö Dipl.-Ing. Bernd Petermann DM 2 BTO Ein Silbenkompressor für den Funkamateur Bild 1 zeigt die allgemeine Kennlinie eines Dynamikkompressors. Bild 2 den Übersichtssclialtplan. Aus Bild 1 geht auch die Wirkungs¬ weise hervor. Bis zu einem bestimmten Eingangspegel, dem Schwellwert, verändert sich die Ausgangsspannung proportional zu dieser, der Kom¬ pressor wirkt wie ein üblicher Verstärker. Oberhalb des Schwellwertes soll die Ausgangsspannung (bei geringen Verzerrungen) möglichst konstant bleiben. Eine Regelschleifc muß diese Forderung erfüllen: Übersteigt die Eingangsspannung den Schwellwert, so steuert die vom Regel¬ spannungserzeuger gelieferte Regelspannung das Stellglied so, daß einer Ausgangsspannungserhöhung entgegengewirkt wird, das heißt, die Dämpfung des Stellgliedes erhöht sich. Bild 1 Prinzipielle Kennlinie eines Dynamikkompressors und einer automatischen Pegelregdung Bild 2 Übersichtsschaltplan eines Dynamikkompressors und einer automatischen Pegelregelung 170 Ein wesentlicher Faktor ist die Zeitkonstante, mit der die Regelspan¬ nung abfällt, mit der also der Kompressor nach Verringerung des Ein¬ gangssignals unter den Schwellwert wieder die volle Verstärkung erreicht. Diese Zeitkonstante kann zwischen einigen Millisekunden und einigen Minuten liegen. Liegt sie im Bereich um 1 s, so ergibt das die üb¬ liche Kompressorcharakteristik, die Lautstärke wird im Bereich eines oder weniger Worte ausgeglichen, die Silbendynamik bleibt erhalten. Noch höhere Zeitkonstanten kann man nur als automatische Pegelregler bezeichnen (Anwendung bei Musik). Bei Zeitkonstanten im ms-Bereich wird die Amplitude auch innerhalb einer Silbe ausgeregelt. Man erhält einen Silbenkompressor. Die Wirkung ähnelt einem Begrenzer, ohne jedoch dessen starke Oberwellenbildung und Intermodulation aufzu¬ weisen. Vorteile eines Kompressors, besonders eines Silbenkompressors, sind: — Erhöhung des mittleren Pegels des NF-Signals; — dadurch bei gleicher (PEP-)Leistung, gleichem Modulationsgrad oder Hub des Senders größere »Durchschlagskraft^ d. h. bessere Verständ¬ lichkeit bei durch Störungen oder Rauschen beeinträchtigter Über¬ tragung; — durch den vom Eingangspegel des Kompressors kaum abhängigen Ausgangspegel wird eine ALC im SSB-Sender entbehrlich. Ein Amplitu¬ denmodulator braucht nur einmal eingestellt zu werden. Besonderen Vorteil bietet ein Kompressor bei FM im 2-m-Band. Breitbandige Splatter können mit ihm völlig vermieden werden. Diesen Vorteilen stehen auch Nachteile gegenüber: — ein unkomprimiertes Signal hört sich besser an als ein komprimiertes. Das ist aber nur bei guten Übertragungsbedingungen von Bedeutung; — Störgeräusche (Raumhall, Rauschen des Verstärkers, Brummein¬ streuungen und Nebengeräusche wie Atmen, Verkehrslärm usw.) werden um den Kompressionsfaktor (das ist das Verhältnis von Ein¬ gangssignal zum Sch well wert) angehoben. Dadurch kann ein Kompres¬ sor illusorisch werden. Durch geringen Sprechabstand, rauscharmen Ver¬ stärker und ein Richtmikrofon, das wenig gegen magnetische oder statische Fremdfelder empfindlich ist, und durch ausreichenden Abstand von großen Netztransformatoren läßt sich das vermeiden. Der FET als steuerbarer Widerstand Schwerpunkt beim Aufbau eine3 Kompressors ist das Stellglied. Es soll einen großen Regelumfang zulassen und möglichst wenig Verzerrungen verursachen. Nahezu ideal eignet sich als steuerbarer Widerstand die Source-Drain-Strecke eines FET (s. auch [1], [2]). DieTypen$3f JÖ3und SM 104 aus der DDR-Produktion sind dafür gut geeignet. Mit einem 12 Elektronisches Jahrbuch 1974 177 Vorwiderstand zusammen ist das Stellglied bereits fertig. Die Source-Drain- Strecke wird dabei ohne Gleichvorspannung betrieben. Daher kann auch die Regelspannung nicht in den NF-Kanal gelangen. Gesteuert wird am Gate, also leistungslos. Das erlaubt eine sein* geringe Belastung der Regel- spannungscjuelle und verringert durch diese hervorgerufene Verzerrungen der Ausgangsspannung des Kompressors. Basis für NF und Vorspannung ist die Source. Wird das Gate sehr stark negativ vorgespannt, so ist der Source-Drain-Widerstand sehr hoch (einige MQ). Bei Erreichen der Abschnürspannung beginnt der Widerstand stark zu sinken, um bei der Gate-Vorspannung 0 Werte von einigen 100 zu erreichen. Der erreichbare Regelumfang ist: R o FET Ry -Vorwiderstand; R 0 p ET -Widerstand der Source-Drain-Strecke bei fehlender Gate-Vor- spannung. Voraussetzung für die Gültigkeit dieser Formel ist, daß der Source- Drain-Widerstand bei gesperrtem FET viel größer ist als Ry. Das ist bei den praktischen Werten von Ry fast immer erfüllt. Der Regelumfang läßt sich vergrößern, wenn man bis zu positiven Gate-Vorspannungen steuert. Weiter wird er größer, wenn man Ry vergrö¬ ßert oder einen FET mit geringerem Nullpunktwiderstand verwendet (z.B .SM 103). Allerdings ist dann auch die Abschnürspannung höher, so daß eine größere Steuerspannung benötigt wird. Wegen der begrenzten Betriebsspannung wurde hier trotz des etwas verringerten Regelumfangs ein SM 104 eingesetzt. Bild 3 zeigt seine Wi¬ derstandskennlinie. Da die Widerstandswerte logarithmisch aufgetragen sind, erkennt man leicht, daß die relative Widerstandsänderung im Be¬ reich der Abschnürspannung (bei hohen Widerstandswerten) sehr groß ist und zu positiven Gate-Vorspannungen immer mehr abnimmt. Im Bereich der Abschnürspannung sind also auch die höchsten Regelfaktoren zu er¬ warten. Die Abschnürspannung liegt beim untersuchten Exemplar SM 104 bei —6,5 V. Wegen der Gefahr von Rückkopplungen und Einstreuungen kami Ry nicht beliebig hoch gewählt werden. BeimMuster war er 160 kf} (Ein¬ gangswiderstand des nachfolgenden Verstärkers eingerechnet). Nach [1] ist ein Regelumfang von 200 zu erwarten. Höhe der Wechselspannung am FET Die mögliche Wechselspannung an MOSFETs SM 103)104 wird einmal dadurch eingeschränkt, daß das Substrat mit Source verbunden ist. 178 Zwischen Drain und Source ergibt sich so eine Diodenstrecke, die bei etwa 0,5- •• 0,7 V zu leiten beginnt. Daher ist die maximal mögliche Effektiv¬ spannung etwa 350 mV. Der dabei maximal auftretende Strom ist so niedrig, daß die Verlustleistung kaum 1 mW übersteigen dürfte. Von dieser Seite her gibt es also keine Beschränkungen. Ein wesentlicher Punkt ist jedoch die Nichtlinearität der Source-Drain-Strecke, die Verzerrungen des NF- Signals bewirkt. Um hier die Aussteuerbarkeit festzustellen, wurde ihre Strom-Spannungs-Kennlinie bei verschiedenen Gate-Vorspannungen (bis in den Bereich der Abschnürspannung!) und Spannungsaussteuerungen oszillografisch geschrieben. Sichtbare Abweichungen von der linearen Kennlinie ergaben sich bei ungünstigen Gate-Vorspannungen bereits bei einer Aussteuerung mit C7 eff ä 30 mV. Bei U eff = 250 mV waren die Nicht¬ linearitäten in praktisch allen Fällen untragbar hoch. Ursache für diese Verzerrungen ist, daß wegen der Drain-Spannung im Drain-Bereich die Spannung zwischen Kanal und Gate verändert wird, das heißt, die Kanal¬ breite wird je nach Polarität vergrößert oder verringert, also hängt der Kanal widerstand vom Momentanwert der Drain-Spannung ab, der Source- Drain-Widerstand wird nichtlinear. Besonders ausgeprägt ist dieser Effekt im Bereich der Abschnürspannung, weil dort geringe Spaimungs- änderungen sehr erhebliche Widerstandsänderungen bewirken. Wesentlich günstiger wurden die Verhältnisse nach der Vertauschung von Source und Drain, das heißt, die Wechsel Spannung liegt an der Source, und Drain bildet die gemeinsame Basis für Wechsel-und Steuer¬ spannung. Die Linearität blieb so bis U cft ^ 200 mV erhalten. Die Widerstandskennlinie bleibt bei Vertauschung von Source und Drain gleich. Pegelverhältnisse Ausgangspunkt ist die geforderte Regelspannung. Sie soll möglichst hoch werden können. Deshalb ist auch eine hohe Ausgangsspannung des Endverstärkers erforderlich. Anzustreben ist ein Spitze-Spitze-Wert, der sich der Betriebsspannung (12 V) nähert. Das trifft auch zu, wenn nur eine geringe Kompressorausgangsspannung verlangt ist. Die Endverstärker¬ ausgangsspannung muß dann über einen Spannungsteiler entsprechend herabgesetzt werden. Die Eingangsspannung des Endverstärkers (sie ist gleichzeitig die Ausgang8spanmmg des Stellgliedes) steht, durch die Verstärkung ver¬ knüpft, in einem festen Verhältnis zur Ausgangsspannung. Wenn diese konstant gehalten werden soll, muß auch die Ausgangsspannung des Stellgliedes etwa konstant bleiben. Vor Einsatz der Regelung wird die Ausgangsspannung des Vorver¬ stärkers (das ist gleichzeitig die Eingangsspannung des Stellgliedes) durch das Stellglied kaum herabgeteilt. Nach Einsetzen der Regelung wird 179 das Teilerverhältnis verringert, wobei wegen der nicht vollständigen Ausregelung die Ausgangsspannung weiter leicht ansteigt. Entsprechend dem aus Bild 3 zu erwartenden Regelumfang ergibt sich schließlich bei Einsetzen der Begrenzung des Endverstärkers die größte nutzbare Regelspannung. Die Steuerspannung des FET liegt dann um 0 V, und das Teilerverhältnis des Stellgliedes hat ein Minimum von etwa 1:200, was etwa dem Kehrwert des Regel umfanges entspricht. An diesem Punkt muß der Vorverstärker seine maximale Ausgangsspannung liefern. Sie ist ebenfalls durch die Betriebsspannung des Kompressors eingeschränkt und beträgt U ss < 12 V. Der Effektivwert kann demnach etwa 3 V erreichen. Wenn der Endverstärker gerade übersteuert wird, sollte der Vorverstärker noch eine gewisse Reserve haben, um den Regel¬ umfang des Stellgliedes voll auszunutzen. Nach der Teilung verbleiben i Rds(Rsd) Bild 3 Der Source-Drain-Wider stand eines MOSFET SM 104 in Abhängigkeit von Gate-Source- und Gate-Drain-Spannung 180 folglich 15 mV, mit denen sich der Endverstärker bis zur Begrenzung aussteuern lassen muß. Ist die Verstärkung des Endverstärkers zu gering, beginnt der Vorverstärker bereits zu begrenzen, bevor der Regelumfang des Regelkreises Endverstärker-Gleichrichter-Stellglied ausgeschöpft ist. Bezüglich der durch den FET verursachten Verzerrungen gibt es keine Pro¬ bleme, bei NF an Source wäre eine Verstärkungsverminderung des Endverstärkers um den Faktor 10, entsprechend ^ 150 mV am FET, noch tragbar. Die notwendige Verstärkung des Vorverstärkers richtet sich nach der Höhe des zu verarbeitenden Kompressoreingangssignals und dem ge¬ wünschten Kompressionsgrad. Stromlaufplan Bild 4 zeigt den Stromlaufplan des Kompressors. T 1 und T 2 bilden den Vorverstärker, T 3 das Stellglied, T 4 bis T 6 den Endverstärker, D 2 und D 3 erzeugen die Regelspannung, und die Regelzeitkonstante wird durch C 18 und R 18 festgelegt. Die Stromaufnahme ist gering, sie hegt bei 3 mA. Die Gesamt Verstärkung ist im ungeregelten Zustand sehr hoch (von der Basis von T 1 bis zum Kollektor von T 6 je nach Stellung von P 1 etwa 2 • 10 4 ••• 3 ■ 10 5 ), so daß gegen Blubbern eine gute Ent¬ kopplung der Betriebsspannung notwendig ist (C 4, R 4; C 8, R 9; R 10, C 10; G 11; C 12, R 11). Auch die relativ geringe Größe der Koppel¬ kondensatoren trägt zur Beseitigung von Rückkopplungserscheinungen bei sehr niedrigen Frequenzen bei. Die Betriebsspannung muß gut gesiebt und, wenn möglich, stabilisiert sein, um betriebsspannungsabhängige Pegelschwankungen zu vermeiden. Auch gegen Rückkopplungen bei hohen Frequenzen wurden Maßnahmen ergriffen. C 16 sowie die HF- Siebglieder einschließlich C 2 bewirken eine Dämpfung. Ein übriges tut eine überlegte Leitungsführung, wobei Eingang und Ausgang möglichst weit voneinander entfernt sein müssen. Eingangs- und Ausgangsleitung sind abzuschirmen. Der Einbau in ein Metallgehäuse ist auch in dieser Hinsicht vorteilhaft. Ein Schwingen trat bei Berücksichtigung der beiden ersten Punkte allerdings auch ohne besondere Abschirmmaßnahmen nicht auf. Wie oben angeführt, ist eine möglichst weite Aussteuerbarkeit von T 2 und T 6 erwünscht. Deshalb wurden keine Emitterwiderstände benutzt, die nur einen überflüssigen Spannungsabfall bewirken würden. Die Arbeitspunkte lassen sich mit P 2 bzw. P 4 so einstellen, daß eine symmetrische Begrenzung auftritt, der Aussteuerbereich also optimal genutzt wird. Das übertragene Frequenzband wird durch den Vorverstär¬ ker beschnitten. C 1 bestimmt dabei die untere Grenzfrequenz, C 6 die obere. Auch C 7 hat noch einen Einfluß auf Frequenzen unter etwa 200 Hz. 181 1S2 Bild 4 St romlauf plan des beschriebenen Silben-Dynamikkompressors Mit P 1 kann die Verstärkung des Vorverstärkers um den Faktor 20 verändert werden, indem man die über E 8 und C 6 zugeführte Gegen- kopplungsspannung emsteilt. Damit ändert sich auch der Kompressions¬ faktor, vorausgesetzt, das Eingangsspitzensignal übersteigt den Schwell¬ wert der Regelung. Dieser Schwellwert läßt sich zwischen 5 [xV (!) und 100 (jlV einstellen. Da bei der Betätigung von P 1 die Gegenkopplung verändert wird, ändert sich auch der Einfluß von C 6 und damit die obere Grenzfrequenz des Vorverstärkers. Die Gegenkopplung erhöht den Ein¬ gangswiderstand des Verstärkers bis auf Werte über 100 kD, je nach Einstellung von P 1. Um einen konstanten Eingangswiderstand zu errei¬ chen, wurde E 1 eingeführt. Der Eingangswiderstand wird nun durch den viel niedrigeren Widerstand E 1 bestimmt. Lediglich bei P 1 = 0 verrin¬ gert er sich noch geringfügig. Um geringes Rauschen zu erreichen, wird T 1 mit geringem Kollektor¬ strom 0,1 mA) betrieben. Trotzdem tritt bei voller Verstärkung wegen der hohen Empfindlichkeit das Rauschen stark in Erscheinung. Die praktische Einstellung von T 1 wurde auf einen Schwellwert von etwa 30 (xV vorgenommen. Das entspricht einem Einstellwert p i ^ 130 a Der Endverstärker ist für den interessierenden Frequenzbereich als Breitbandverstärker aufzufassen. T 4 arbeitet als Impedanzwandler, um das hochohmige Stellglied nicht zu belasten und so den Regelumfang zu verringern. Der Eingangswiderstand dieser Kollektorstufe liegt bei 800 kH, ist also hoch gegen R 8. Es ergibt sich eine Grundspannungs¬ teilung um den Faktor 0,8. Der wirksame Wert von Ry (s. o.) verringert sich so auf 1G0 kH. Am Spannungsteiler R 17, P 4 läßt sich die benötigte Ausgangsspannung (hier etwa 400 mV, für den röhrenbestückten Balance¬ modulator) abgreifen. Um eine möglichst hohe Regelspannung zu erhalten, arbeitet die Regel¬ spannungserzeugung (D 2, D 3) in Spannungsverdopplerschaltung. Da die Gate-Spannung des FET mit steigender (Ansgangs- und) Eingangs¬ spannung in positiver Richtung verschoben werden muß, hat die Regel¬ spannung positive Polarität. Ihr Maximalwert ist die Betriebsspannung des Kompressors abzüglich der Kollektorrestspannung von T 6 und der Schleu¬ senspannungen der Dioden D 2 und D 3, also etwa 12 V — 0,3 V — 0,7 V — 0,7 V = 10,3 V. Da (7 18 eine vergleichsweise niedrige Kapazität hat, erfolgt eine schnelle Aufladung, und die Ansprechzeit des Kompressors wird sehr kurz. Wie weiter oben besprochen, benötigt der FET eine negative Gate- Ruhevorspannung, um nicht zu leiten. Diese soll höher sein als die Ab¬ schnürspannung. Um keine zusätzliche negative Betriebsspannung zu benötigen, muß der Drain-Anschluß auf Pluspotential gelegt werden, so daß sich am Gate gegenüber dem Drain-Anschluß eine Vorspannung von — 12 V ergibt. Der Drain-Anschluß wird an eine gesiebte (mit Ä10 und 183 C 10) Spannung gelegt, um Betriebsspannungsschwankungen unwirksam zu machen, die sich im Bereich der höchsten Regelsteilheit (Abschnür¬ spannung) ungünstig auswirken könnten. Die Gate-Vorspannung gegen¬ über Drain kann nun auf einen Wert von — 12 V + 10,2 V = — 1,8 V steigen. Wenn die Regelspannung (durch Erhöhung der Eingangs¬ spannung bis zum Schwellwert) auf +5,5 V gestiegen ist, wird die Ab¬ schnürspannung — 12 V + 5,5 V = — 6,5 V erreicht, und der FET verringert seinen Widerstand, die Regelung setzt ein. Der Vorspannungs-^&er/iawgr von 5,5 V ist notwendig, um den pro¬ portional ansteigenden Kurventeil in Bild 1 zu erreichen. Verringert man den Überhang , so verkürzt sich der proportionale Kurventeil und der Regel¬ faktor verkleinert sich zusammen mit der Ausgangsspannung: u ^ ei ag ^eing dü ausg u ausg Das läßt sich aus der vorstehenden Formel leicht herauslesen, denn bei der gleichen relativen Eingangsspannungsänderung und dem gleichen AusgangsspannungsanstiegdU ausg ist C7 a usg selbst kleiner, also verringert sich F r . Danach wäre also ein möglichst hoher Überhang der Vorspannung vorteilhaft. Da die Regelspannung begrenzt ist, geht eine Erhöhung des Überhanges auf Kosten des Regelumfanges, so daß eine Aufteilung zu etwa gleichen Teilen gerechtfertigt erscheint. Wegen dieser Aufteilung ist auch der Einsatz eines SM 103 nicht zweckmäßig, der Überhang würde dann wegen der höheren Abschnür¬ spannung (bis — 12 V) teilweise oder ganz fehlen. Die Zeitkonstante des Zeitgiiedes ist rechnerisch t = 10 Mfl • 10 nF = 0,1 s. Das trifft auch für die Regelspannung zu. Für die Zeitkonstante des Kompressors ist aber zu berücksichtigen, daß besonders im Anfangs¬ bereich der Regelung, in der Nähe der Abschnürspannung, eine sehr geringe Gate-Spannungsänderung (0,2 V) genügt, um das Teilerverhältnis des Stellgliedes um e äs 2,7 zu verändern. Da man die 0,2 V auf die erzeugte Regelspannung an R 18 /C 18 (das ist gleichzeitig der Überhang) beziehen muß, bedeutet das eine Verringerung der Zeitkonstante auf ungefähr 1 /35 = 3 (jls. Zum Ende des Regelbereichs hin vergrößert sich diese wirksame Zeitkonstante allerdings wieder, da die Regelsteilheit abnimmt. Die Zeitkonstante ließe sich leicht einstellen, wenn es Einstellreg¬ ler mit genügend hohem Widerstand gäbe. So bleibt nur die Möglichkeit, anstelle der äußeren Verbindungsleitung von D 1 nach Masse einen ent¬ sprechend hohen Widerstand wahlweise einzuschalten. Läßt man die Ver- 184 bindung offen, so wirken nur der Isolationswiderstand von C 18, der Sperr¬ widerstand von D 2 und der Gate-Isolationswiderstand von T 3. Die Zeitkonstante liegt im Minutenbereich. Eine gewisse Vergrößerung der Zeitkonstante läßt sich auch erreichen, wenn man hinter D 1 eine (stabilisierte) positive Spannung anlegt. C 18 entlädt sich dann nicht mehr gegen Masse, sondern gegen dieses angehobene Potential, die Spannung verringert sich (absolut gesehen) langsamer. Dieses Potential darf aber nicht den Betrag des Überhangs überschreiten. C 18 kami sich dami nicht mehr weit genug entladen, und der Kompressor erreicht nicht mehr die volle Leerlaufverstärkung. Aufbau Der Aufbau erfolgte auf einer 210 mm X 90 mm großen Universalleiter¬ platte mit Messerleiste. Der Kompressor nimmt dabei etwa 1/3 der vor¬ handenen Fläche ein. Die Restfläche ist für andere Baugruppen bestimmt (VOX usw.). Auf einer besonders entworfenen Leiterplatte ließe sich die Schaltung sicher platzsparender aufbauen. Auf eine Wiedergabe soll deshalb verzichtet werden. Messungen Die Messungen wurden bei einer Betriebsspannung von 12 V (Batterie) mit einem durchstimmbaren Tongenerator 20 Hz- • • 20 kHz mit Ausgangs¬ spannungsanzeige G 534 A ( elpo , VR Polen), einem URV 2 (VEB Me߬ elektronik Berlin) und einem Oszilloskop EO 174 (PGH Elektronik Karl- Marx-Stadt) durchgeführt. Bild 5 zeigt die Abhängigkeit des Frequenzganges vom Generatorinnen- widerstand. Entgegen der üblichen Darstellungsweise wurde hier die Ausgangsspannung konstant gehalten. Die üblichen Kurven lassen sich durch Spieglung an der x-Achse erhalten. Die Spannungen lagen unter dem Regeleinsatz, um Verfälschungen durch die Regelung zu ver¬ meiden. Wie zu erwarten, steigt die notwendige Generatorspannung mit dem Generatorinnen widerstand. Die obere Grenzfrequenz bleibt etwa unver¬ ändert, da sie durch die Gegenkopplung (C 6) festgelegt wird. Die Parallel¬ kapazitäten haben kaum einen Einfluß. Die untere Grenzfrequenz ver¬ ringert sich mit steigendem Generatorinnenwiderstand, weil sich dieser bezüglich der Wirkung von C 1 zur R 1 addiert. Bild 6 zeigt die Frequenzgänge nach der Veränderung von C 1 bzw. C 6 gegenüber den in Bild 4 Kurve 1 angegebenen Werten. Die Darstellung entspricht Bild 5. Als Generatorwiderstand wurde 200 H gewählt, da das der Impedanz des praktisch verwendeten Mikrofons (aus der Stein- Hör- Sprech-Kombination) entspricht. Es ist leicht zu erkennen, daß C 1 die 18ö Bild 5 Abhängigkeit des Frequenzgangs vom Generatorinnenwiderstand Kurve 1: Rq = 200kQ(f u = 370 Hz, f 0 = 7 kHz) ; Kurve 2: Rq = 1 kQ (fu = 280 Hz > 4 = 7 kSz > ; Kurve 3: Rq = 10 kQ(f u = 110 Hz, f Q = 6,5 kHz ); Parameter: U Q = 200 mV const. untere und C 2 die obere Grenzfrequenz bestimmt. Die für den Amateur¬ in nk betrieb günstigste dürfte Kurve 3 sein. Bild 7 gibt die Regelkurve wieder. Meßfrequenz war 1 kHz. Die Span¬ nungen sind sowohl absolut als auch auf den Schwellwert (Regel¬ einsatzpunkt) bezogen in dB angegeben. Wie nach Bild 3 zu erwarten, ist nahe dem Regeleinsatzpunkt der Kurvenanstieg am günstigsten, also der Regelfaktor am besten, da die Widerstandsveränderung des FET sehr steil verläuft. Zum Ende des Regelbereichs wird der Regelfaktor immer schlechter, bis schließlich der Endverstärker begrenzt. Die Ver- rundung beim Regeleinsatz ergibt sich daraus, daß sich der Widerstand des FET erst von sehr hohen Werten verringert, die praktisch kaum eine Spannungsteilung mit Ry (R 8) bewirken. Der Regeleinsatzpunkt liegt bei der Eingangsspannung 22 (xV (Schwell¬ wert), die Begrenzung beginnt bei 10,5 mV Eingangsspannung. Das ist ein Regelumfang von 480 = 53,6 dB. Dabei ändert sich die Ausgangsspan¬ nung von 350 mV auf 640 mV, daß heißt auf das 1,83 fache ^ 5,2 dB. Das entspricht einem mittleren Regelfaktor von etwa 10. Im günstigsten Eingangsspannungsbereich 30 [jlV-. 800 [jlV (26,7 ^ 28,5 dB) verändert sich die Ausgangsspannung nur von 380 mV auf 440 mV (1,16 = 1,3 dB). 186 Bild 6 Abhängigkeit des Frequenzganges von CI und C6 (Bild 4) Kurve 1: CI = 30 nF, C2 = 470 pF (f u = 360 Hz, f 0 — 7 kHz); Kurve 2: CI = 60 nF, C2 = 1,5 nF (f u = 300 Hz, f () = 2,8 kHz) ; Kurve 3: CI — 30 nF, C2 = 1,5 nF (f u = 550 Hz,f Q = 3,4 kHz); Kurve 4: CI = 30 nF, C2 = 2,7 nF (f u = 420 Hz,f Q = 1,9 kHz) ; Parameter: U (l = 200 mV = const.; Bq = 200 kQ Der Regelfaktor ist in diesem wichtigsten und hauptsächlich benutzten Bereich etwa 22. Am Bereichsende sinkt er auf ungefähr 5. Das sind sehr günstige Werte, die auf jeden Fall für Amateurfunkzwecke ausreichen. Erfahrungen Die Erfahrungen im praktischen Betrieb sind zufriedenstellend. Auch sehr dynamische Sprecher werden gut nivelliert Die Verzerrungen sind so gering, daß sie nicht auffallen. Starke Verzerrungen können allerdings leicht als Folge von HF-Einstreuungen auftreten, auch wenn diese nicht zum Schwingen führen. Nachteilig ist die Erhöhung des Raumhalls, trotz Nahbesprechungsmikrofon mit Nierencharakteristik, was sich besonders bei guten Rapporten bei der Gregenstation auswirkt. Eine Abschaltung des Kompressors ist unbedingt wünschenswert. Eine gute Einsteilmögüch- 1 187 Uausg Bild 7 Regelkurve des Kompressors. Die Achsen sind in Absolutivertcn der Ein- und Ausgangsspannung sowie in Relativwerten , bezogen auf den Regeleinsatz¬ punkt (Schwellwert ), angegeben und in dB geteilt. Parameter: f = 1 kHz keit des Kompressionsgrades würde den gleichen Zweck erfüllen. Am günstigsten wäre ein niederohmiges Potentiometer am Eingang (500 H). Eine elegante Möglichkeit, die sogar eine Steuerung mit Gleichspannung erlaubt, wäre die Parallelschaltung eines weiteren FET entsprechend Bild 8. Dieser wird von einer Gleichspannung vom gerade gesperrten Zu¬ stand bis in den leitenden gesteuert. Dadurch verändern sich Schwellwert und Kompressionsfaktor. Allerdings verringert sich auch der Regel¬ bereich im gleichen Maße. Für nicht zu hohe Kompressionsfaktoren dürfte durch den großen Regelbereich aber eine noch ausreichende Re¬ serve gegeben sein. Überraschend ist auf den ersten Blick, daß die Ausgangsspannung bei sinusförmiger Eingangsspannung zwar sehr gut konstant bleibt, aber bei normaler Sprache eine merklich geringere Ausgangsspannung auftritt, die außerdem weniger konstant ist als erwartet. Ursache dafür ist, daß die Regelspannungserzeugung mit D 2 und D 3 eine Spitzenwertgleich¬ richterschaltung ist, die Regelung daher auf den Spitzenwert anspricht und 188 R8 Bild 8 Schaltungserweiterung zur Einstellung des Kompressionsfaktors über eine Gleichspannung . Die Spannung der Z-Diode muß etwas höher sein als die Abschnürspannung von T7. Mit P6 wird der Kompressionsfaktor eingestellt, mit P7 wird einmalig die Spannung am unteren Ende von P6 auf die Abschnür¬ spannung eingestellt Bild 9 Kurvenformen gleichen Spitzenwertes, aber verschiedenen Effektivwertes, a) Sinusspannung; b) Vokal auch nur diesen konstant hält. Da nun aber z.B. ein Vokal eine Kurven¬ form, ähnlich Bild 9b, haben kann, ist klar, daß der Effektivwert gegen¬ über einer Sinusspannung gleichen Spitzenwertes geringer und außerdem von der genauen Kurvenform abhängig ist. Da aber gerade die Einhaltung des Spitzenwerts für die Vermeidung von Übersteuerung wichtig ist, dürfte das kein zu großer Nachteil sein. Zum Abschluß noch eine Bemerkung zum Anschluß einer VOX. Sie darf nicht an den Ausgang des Kompressors angeschlossen werden, da sonst jedes leise Geräusch zum Ansprechen führt und insbesondere das Relaisklappern beim Abschalten des Senders die VOX wieder ansprechen 189 läßt und so eine einwandfreie Funktion unmöglich macht. Richtig kann die VOX-Schaltung z.B. beim Kollektor von T2 angeschlossen werden, wo noch die volle Dynamik wirksam wird. Die Schaltung nach Bild 8 hat übrigens noch den Vorteil, daß sich ein anders eingestellter Kompres¬ sionsfaktor nicht auf die VOX-Ansprechempfindlichkeit auswirkt. Mit den inzwischen erhältlichen Amreickerungs-MOSFETs SMY 50...52 läßt sich die Schaltung noch günstiger auslegen. Das Bezugspotential des Stelltransistors kann anstelle der positiven Betriebsspannung nun Masse sein. Der erreichbare Kanalwiderstand Z? DS ist geringer als beini/SAf 104. Die Regelspannung muß dann negative Polarität haben. Literatur [1] Kühne, H.: MOSFET SM 103 als steuerbarer Widerstand, FUNKAMATEUR 21 (1972), Heft 4, Seite 177 [2] Bauer, B.: Grundlagen der automatischen Aussteuerungsregelung bei Heim¬ magnetbändern — praktische Schaltungen, FUNKAMATEUR 10 (1971), Heft 8, Seite 378 und Heft 9, Seite 451 [3] Rohländer, W.: Normale und behandelte Sprache in der SSB-Anwendung,FUNK¬ AMATEUR 19 (1970), Heft 12, Seite XLV [4] Rohländer, W.: NF-Kompression und NF-Clippung mit transistorisierter Schaltung, FUNKAMATEUR 20 (1971), Heft 2, Seite 78 Stück MUL 190 Ing. Karl-Heinz Schubert DM 2 AXE Fuchsjagd-Empfängerpraxis für das 2-m-Band In [1] wurde die Empfangstechnik für die 80-m-Fuchsjagd dargestellt. Nachfolgend sollen nun die Peilempfänger für die 2-m-Euchsjagd ein¬ gehend besprochen werden. Dabei ist es verständlich, daß Empfangs¬ schaltungen im Frequenzbereich 144 bis 146 MHz (2-m-Band) vom Fuchsjäger beim Nachbau ein höheres Maß an Wissen und Können er¬ fordern. Aber die 2-m-Fuchsjagd ist mindestens ebenso interessant wie die 80-m-Fuchsjagd. Und in der Nachrichtensportausbildung der GST domi¬ niert bei den Jugendlichen die Fuchsjagd nach wie vor, da sie sportlichen Einsatz und gute technische Kenntnisse verlangt. Ausgerüstet mit dem Peilempfänger stöbert der Jugendliche in einem undurchsichtigen Gelände die versteckten Fuchssender auf — und das macht Spaß, weim von den GST-Vorständen die Fuchsjagd ordentlich organisiert wird. 1. Die 2-m-Peilantenne Für den 2-m-Peilempfänger werden fast ausschließlich Yagi- Antennen benutzt. Dabei herrschen 3- und 4-Element-Antennen vor. Eine geringere Elementezahl verringert die Peilgenauigkeit, Antennen mit mehr als 4 Elementen behindern den Fuchsjäger bei der Jagd durch dichtes Gelände. Alles Wissenswerte über die Konstruktion von Fugü-Antennen findet man im Antennenbuch von K. Rothammel. [2] Im Bild 1 (a---d) werden je eine 3- und eine 4-Element-Fa^-Peilantenne für das 2-m-Band gezeigt. Die erforderlichen Angaben für den Nachbau enthalten die Tabellen 1 und 2. Der Fußpunktwiderstand einer solchen Peilantenne beträgt 240 Q, so daß entsprechende Bandleitung direkt angeschlossen werden kann. Günstiger im Geländeeinsatz ist allerdings das Koaxialkabel mit einer Impedanz von 70 fl. Es muß dann das im Bild ld gezeigte Transfor¬ mationsglied, genaimt Halbwellenumwegleitung , zwischen Antenne und Empfängereingang eingeschaltet werden. Außer der Yagi- Antenne kann man als Peilantenne im 2-m-Band auch die HB9GV- Antenne (siehe [2], Seite 328) verwenden. Diese Antenne hat in der E-Ebene ein Strahlungs- 191 I ft S D ft S DZ Dl Bild l 2-tn-Peilaniennen , a — 3-Element- Yagi-A titenne, b — 4-Element-Vagi- Antenne, c — Aufbau des Strahlerele¬ ments , d — Halbwellenumwegleitung als Anpaßglied Tabelle l 2-m-Peiluntennc mit 3 Elementen (Bild la) Strahlerlänge S 970 mm Abstand A 310 mm Direktorial]ge D 920 mm Abstand B 220 mm Reflektorlänge E 1030 mm Strahler- 0 6 mm Schleifenabstand 35 mm Direktor- 0 4 -*6 nun Anschlußabstand 15 nun Reflektor- 0 4---0 mm Die Antennenelemente werden auf einem Alu-Tragrohr Durchmesser von 15•••20 mm befestigt (550 mm lang) mit einem diagramm in Form einer Kardioide. Daraus resultiert eine größere Rück¬ dämpfung, was sich bei Minimtimpeiliingen günstig auswirkt. 2. 2-m-Eingangsteil Der Frequenzbereich 144 bis 146 MHz wird vom Eingangsteil auf eine feste Zwischenfrequenz im Kurzwellenbereich umgesetzt. Günstig ist die Frequenz 10,7 MHz, da hierfür geeignete FM-ZF-Filterkreise zur Ver¬ fügung stehen. Man kann aber auch einen anderen ZF-Wert im Bereich von einigen MHz vorsehen. Bestückt ist das Eingangsteil mit mindestens 3 Transistoren, so daß sich die Stufenfolge 2-m-Vorstufe — 2-m-Mischstufe — 2-m-Oszillatorstufe ergibt. Eine selbstschwingende Mischstufe wie beim UKW-Rundfunktuner ist abzulehnen, da Frequenz Verwerfungen nicht zu vermeiden sind. 192 Tabelle 2 2-in-Peilaiitenne mil \ Elementen (Bild lb) Strahlerlänge S Direktorial)ge Dl Direktorlänge D2 Reflektorlänge R Schleifenabstand Anschlußabstand 970 mm 900 mm 920 nun 1030 nun 35 mm 15 nun Abstand A 310 mm Abstand B 210 mm Abstand C 210 mm Strahler- 0 6 mm Direktor- 0 4 • • • 6 mm Reflektor- 0 4 • • • 6 nun Die Antenncnclemente werden auf einem Alu-Tragrohr mit einem Durchmesser von 15---20 mm befestigt (750 mm lang) Bild 2 zeigt das 2-m-Eingangsteil für einen kombinierten 80/2-m-PeiI- empfänger, das die Eingangsfrequenz auf eine ZF von 8 MHz umsetzt. [3] Dieser ZF-Teil wurde im Elektronischen Jahrbuch 1973 [1] vorgestellt. Die HF-Vorstufe arbeitet in Basisschaltung, die HF-Kreise werden fest auf etwa 145 MHz abgeglichen. Der Mischstufe werden Eingangs- und Oszillatorsignal an der Basiselektrode zugeführt, im Kollektorkreis liegt der 1. ZF-Filterkreis, der auf 8 MHz eingestellt wird. Der obere Teil der Schaltung ist der Oszillator, der im Bereich von 136 bis 138 MHz ab¬ stimmbar ist. Die Oszillatorspidc L 3 hat die Form eines offenen Recht- ecks (Lee her kr eis). Bild 2 Schaltung eines 2-m-Eingangsteiles für einen kombinierten 80 / 2-7n-Fuchsjagd peilsuper [3] 13 Elektronisches Jahrbuch 1974 193 Für den Hackbau eignen sich aus der DDR-Produktion die Transistoren GF 145 , GF 132 und GF 181. Die Spulenkörper haben einen Durchmesser von 6 mm, der Abgleichkern ist ein UKW-Typ oder besteht aus'Alu¬ minium. Folgende Windungszahlen werden verwendet : L 1,L 5 — ljjWdg., 0,5 CuA g;L2, L 4 — 4 Wdg., 1,0 CuAg; L 3 — 4,0 mm CuAg, 50 mm lang, 10 mm breit; LG — 10 Wdg., 0,5 CuL, Anzapfung 5. Wdg.; L 7 — 3 Wdg., 0,2 CuL, FM-ZF-Spulenkörper. Ein 2-m-Eingangsteil mit Siliziumtransistoren für einen Peilsuper zeigt Bild 3. [4] Aus der Transistorfertigung der DDR eignen sich dafür die Transistoren SF 240/245 , SF 131/136 imd SS 216/218. In der Schaltungs¬ auslegung entspricht die Schaltung etwa Bild 2, die ZF ist 10 MHz. Die Oszillatorabstimmung erfolgt induktiv, für den Kondensator 20 pF kann aber auch ein Drehkondensator eingesetzt werden. Wird für den Aufbau eine gedruckte Schaltung vorgesehen, so sollte man die Drahtbrücken D einbauen. Man kann dann bequem den Kollektorstrom messen, der durch Verändern der mit Sternchen gekennzeichneten Basisvorwider- stände auf etwa 1 bis 2 niA einzustellen ist. Die verwendeten Spulen¬ körper haben einen Durchmesser von 8 mm ( L 2 und L 5). L 1 — 2 Wdg., 0,5 CuAg isoliert, zwischen L 2 gewickelt; L 2 — 3,5 Wdg., 1,0 CuAg; BFY38 BFY37 BFY37 Bild 3 Schaltmio eines mit Siliziumtransistoren bestückten Eingang steiles für einen 2-m-Peüsuper (siehe auch Bild 5 und Bild 7) [4] L 3 — 2 Wdg., 1,0 CuAg, freitragend; L 4 — 1 Wdg., 0,5 CuAg isoliert, zwischen L 3 gewickelt; L 5 — 1,5 Wdg., 1,0 CuAg, mit verschiebbarem UKW -Abgleichkern. Eine 2-m-Eingangssckaltung mit 2 HF-Vorstufen in Basisschaltung ist im Bild 4 zu sehen, das Eingangssignal wird auf 4,5 MHz umgesetzt. [5] Die ganze Schaltung ist als, 2-m-Peilkopf für einen kombinierten 194 Bild 4 Schaltung eines 2-m-Eingangsteiles für einen 80/10/2-m-Fuchsjagdpeüsuper (siehe auch Bild 6 und Bild 8) [5] Fuchsjagdempfänger ausgebildet. Außer dem kombinierten ZF-Teil (465 kHz und 4,5 MHz) und NF-Teil gehören austauschbar ein 2-m-Peil- kopf, ein Peilkopf für 80 m und ein Peilkopf für 10 m zum Fuchsjagd¬ empfänger. Aufgebaut werden kann das Eingangsteil mit den angegebenen sowjetischen Transistoren oder den DDR-Typen GF 145/GF 132/GF 181. Die verwendeten Spulenkörper haben einen Durchmesser von 5 mm. Es gelten folgende Spulendaten: LI — 2x1 Wdg., 0,8 CuAg; L 2 — 6 Wdg., 0,8 CuAg; L 3, L 4 — 6 Wdg., 0,8 CuAg, Anzapfung bei 0,5 Wdg.; L 5 — 3 X 18 Wdg., 0,12 CuL; L 6 — 4 Wdg., 0,12 CuL, 3-Kammer- körper mit Abgleichkern; L 7 — 6 Wdg., 0,8 CuAg; L 8 — 1 Wdg., 0,8 CuAg. 3. Der ZF- Verstärker Das vom 2-m-Eingangsteil frequenzmäßig umgesetzte Eingangssignal wird in einem festabgestimmten ZF-Verstärker weiterverarbeitet und anschließend demoduliert. Bild 5 zeigt einen 3stufigen ZF-Verstärker für 10 MHz, für den auch industrielle FM-ZF-Filterkreise 10,7 MHz verwendet werden können. [4] Der Autor benutzte Fernseh-Filterspulenkörper mit einem Durchmesser von 8 mm. Für die Spulen L 6, L 8, L 10 und L 12 benötigt man 18 Wdg., 0,2 CuL, mit einer x4nzapfung bei der 2. Wdg.; 105 i 18 L9 L10L11 •\L1ZL13 BOG58 r~T "ü~~n 3XAF426 Bild 5 ZF-Verstärker 10 MIlz für einen 2-m-Peilsuper [4] Bild 6 Kombiniertes ZF-Teil 465 kHz und 4,5 MHz für einen kombinierten Fuchs¬ jagdpeilsuper [5] bei L 7, L 9 und L 11 ist die Windungszahl 4Wdg., 0,2 CuL, bei L 13 sind es 6 Wdg., 0,2 CuL. Auf der Leiterplatte sind wieder die Drahtbrücken D vorzusehen, so daß man mit Hilfe der gekennzeichneten Basisvorwider- stände 22 kL> bequem ehren Emitterstrom von 1 bis 2 mA einstellen kann. Als Transistoren für den Nachbau sind die DDB-Typen GF 130 und GF 139 geeignet. Zur Demodulation von Telegrafiesignalen kann an den Demodulator ein abschaltbarer BFO (ZF-Überlagerer) angeschlossen werden. Dieser BFO-Oszillator muß auf der Frequenz 10 MHz ^ 1 kHz schwingen. 196 Ein kombiniertes ZE-Teil für die Frequenzen 465 kHz und 4,5 MHz zeigt Bild 6. [5] Damit kann man wahlweise ein 80-m-Eingangsteil (das die Eingangsfrequenz auf 465 kHz umsetzt) oder ein 2-m-Eingangsteil (das die Eingangsfrequenz auf 4,5 MHz umsetzt) versehen. Alle Transistor¬ stufen arbeiten in Basisschaltung, so daß kaum Neutralisationsprobleme für diesen ZF-Verstärker bestehen. Die einzelnen ZF-Kreise sind in Reihe geschaltet, wie man es vom AM/FM-Rundfunkempfänger her kennt. Als Transistoren eignen sich die DDR-Typen GF 130 und GF 139. Die Spulen¬ körper sind 3-Kammer- bzw. 2-Kammerkörper mit Abgleichkern. Die Windungszahlen sind L 1, L 5, L 10 — 3xl8Wdg., 0,12 CuL; L 3, L 7, L 12 — 2 X 65 Wdg., 0,12 CuL; L 2 — 2 Wdg., 0,14 CuL; L4 - 6 Wdg., 0,14 CuL; L6 - 3 Wdg., 0,14 CuL; LS - 13 Wdg., 0,14 CuL; L 9 — 18 Wdg., 0,14 CuL, L 11 — 40 Wdg., 0,14 CuL. Mit dem Potentiometer 1,5 kLi kann man die Eingangsempfindlichkeit des an¬ geschlossenen Eingangsteils regeln. Der Demodulatorausgang ist hoch¬ ohmig, das muß man beim Eingangswiderstand des nachfolgenden NF- Verstärkers berücksichtigen (siehe Bild 8). Zusätzlich hat der Autor in [5] einen Radiokompaß zur Peilhilfe vorgesehen sowie einen BFO und einen Multivibrator zum Telegrafieempfang. Das 80-m-Eingangsteil wurde in [1] bereits beschrieben. 4. Der NF-Verstärker Der Peilempfänger wird in den meisten Fällen mit einem Ohrhörer evtl, auch mit einem Kopfhörer betrieben. Dazu braucht der NF-Verstärker nicht aufwendig zu sein, es genügen 2 bis 3 Kleinleistungs-NF-Verstärker¬ stufen. Bild 7 zeigt den NF-Verstärker aus [4], dessen erste Stufe als S-Meter zur Feldstärkeanzeige arbeitet. Für die beiden EC-gekoppelten NF-Stufen und für das S-Meter kann man die DDR-Transistoren GC 116 / 121 verwenden. Das Potentiometer 10 kd regelt die Emitterspamumg und 197 Bild 8 NF-Verstärker mit hoch¬ ohmigen Eingang zum Anschluß an hochohmige Demodulatorkreise [5] die Basisvorspannung für 2 ZF-Stufen und die HF-Vorstufe. Damit wird eine einfache Verstärkungsregelung erreicht, so daß auch Peilungen im Nahfeld des Fuchssenders möglich werden. Einen hochohmigen Eingang hat die einfache NF-Verstärker Schaltung, * die im Bild 8 vorgestellt wird. [5] Es eignen sich dafür ebenfalls die Transi¬ storen GC 116/121. Zwischen den Anschlüssen 2 und 5 befindet sich die Stromversorgung, die bereits im Bild 6 gezeigt wurde. Der Anschluß des Ohr- bzw. Kopfhörers ist HF-mäßig entkoppelt, so daß die Verbin¬ dungsleitung nicht als Antenne wirken kann. Weitere für Peilempfänger geeignete NF-Verstärker wurden bereits in [1] vorgestellt. 5. Taschensuper als Nachsetzempfänger In [6] wurde die Kombination eines 2-m-Eingangsteiles mit einem Transistor-Taschensuper Kosmos als ZF- und NF-Verstärker vorgestellt. Das 2-m-Eingangsteil hat einen festen Oszillator, der auf der Frequenz 150 MHz schwingt. Ausgekoppelt wird die Frequenz 4 bis 6 MHz, die vom Kosmos auf 465 kHz nochmals umgesetzt wird. Die Schaltungs¬ änderung am Kosm,os zeigt Bild 9. Entfernt werden die Festkondensatoren und die Spulen von Eingangs- und Oszillatorkreis (einschließlich der Ferritantenne). Dann werden die Festkondensatoren gemäß Bild 9 ein¬ gelötet. Die neue Oszillatorspule hat einen Durchmesser von 6 mm und einen Abgleichkern, die Windungszahlen sind L T = 45 Wdg., 0,1 CuL und LT — 2 + 1 Wdg., 0,1 CuL (Emitter — Masse = 1 Wdg.). Der Ab¬ stimmbereich des Oszillators wird von 4,465 bis 6,465 MHz eingestellt. Für den Eingangskreis wird ebenfalls Y ein 6-mm-Spulenkörper mit Abgleichkern verwendet, er bildet aber den ZF-Kreis des 2-m-Eingangs- 198 ZF-Kreis im Z-m-Konverter Bild 9 Änderungen am Taschensuper Kosmos zur Verwendung als Nachsetzempfänger für einen 2-m-Peilsuper [6] teiles 1 . Dieser Kreis, abstimmbar von 4,0 bis 6,0 MHz, liegt damit im Kollektorkreis der 2-m-Misckstufe. 2-m-Eingangsteil und Platine des Kosmos werden in einem gemeinsamen Gehäuse untergebracht. Neben dem preiswerten Kosmos dürften sich auch die Taschensuper Orbita 1 und Orbita 2 als Nachsetzempfänger für Fuchsjagd-Peilempfänger eignen, zumal sie bereits einen Kurzwellenbereich eingebaut haben, der eventuell nur einzuengen ist. Mit einem 80-m- oder einem 2-m-Peilkopf erhält man dann auf einfache Weise einen leistungsfähigen Fuchsjagd¬ peiler. Literatur [1] Schubert, K.-H.: Fuchsjagd-Empfängerpraxis für das 80-m-Band, Elektronisches Jahrbuch 1973, Militärverlag der DDR, Berlin 1972, Seite 138 bis 151. [2] j Rothammel, K.: Antennenbuch, 7. Auflage, Deutscher Militärverlag, Berlin 1969 [3] Lachowski, Z.: Euchsjagdsuper für 80/2 m, Radioamator, Heft 4/1968, Seite 98, 103/104 [4] Dzida, L.: 2-m-Euchsjagdsuper »FOX*, Radioamator, Heft 10/1972, Seite 253/254, 259/262 [5] Eusmin, TT.: Fuchsjagdempfänger, Radio, Heft 6/1971, Seite 14/16, 20 [6] Lengyel, G.: »Kosmos« als Nachsetzer für 2-m-Peilsuper, Radiotechnika, Heft 2/1972, Seite 57/58 45 Wdg., 0,1 CuL; L 2’ = 2 Wdg., 0,1 CuL). 199 Dipl.-Ing. Andreas Hertzsch DM 2 CBN Umschaltbarer SSB-VFO mit Feldeffekttransistor Der nachfolgend beschriebene VFÖ kommt in einem SSB-Transceiver mit einer Filterfrequenz von 6,1 MHz zum Einsatz und zeichnet sich besonders durch eine gute Frequenzkonstanz aus. Konzeption Der VFO setzt sich aus einem Transistor- und einem Röhrenteil zusam¬ men. Der Transistorteil besteht aus dem Oszillator und der Trennstufe. Der Röhrenteil setzt sich aus zwei Trennstufen und einem Verstärker für das VFO-Signal zusammen. Die Vorteile von FET-Transistoren in Oszillatorschaltungen sind oft in der Literatur erwähnt worden. Deshalb wird darauf hier nicht näher eingegangen. Die Frequenzdrift des VFO ist besser 100 Hz/h. Das ist allerdings nur bei sehr stabilem Aufbau und guter Wärmeisolation zu erreichen. Die Wiederkehrgenauigkeit ist kleiner als ^ 300 Hz für den höchstfrequenten Bereich. Dieser Nachteil des Mehrbereich-VFOs wird durch die wesent¬ lichen Einsparungen an Quarzen und an Schaltungsaufwand einem Premixer-VFO gegenüber aufgewogen. Der umschaltbare VFO stellt eine brauchbare Lösung für Allbandgeräte dar. Industriell wurde er erfolgreich bei dem Transceiver S WAN 350 eingesetzt. Der Röhrenteil soll durch zwei Trennstufen (ECC 84) eine sehr große Entkopplung von der Transistor¬ schaltung bewirken und durch eine HF-Verstärker stufe (EF 80) eine niederohmige HF-Spannung von t/ eff = 2,5 V liefern. Der Transistor¬ teil des VFO wird mit einer stabilisierten Gleichspannung von 12 V be¬ trieben. Diese Spannung wird jedoch nochmals durch eine Z-Diode stabilisiert. Die Röhrenstufen erhalten eine Betriebsspannung von etwa 300 V. Beim Mehrbereich-VFO treten naturgemäß verschiedene Ausgangs¬ spannungen in den einzelnen Bereichen auf. Sie liegen hier bei 300 bis 600 mV am Ausgang des Transistorteils. Da zur Mischung mit dem SSB- Signal jedoch eine konstante Spannung von U c ff ~ 2,5 V im vorliegenden Anwendungsfall benötigt wird, nimmt man die Einstellung dieser Span¬ nung in der VFO-Verstärkerstufe vor. Der VFO muß zu dem im Exciter 200 201 Tabelle 1 \ Spille L Frequenz/ C #/pF Ca /pF Wdg. Längc/mm MHZ 1 Draht Körper- 0 , Material Band 9 ,6 — 9,9 39 30 26 10 • 0.4 CuL 3 Kammern, ohne Kern 0 6 mm Polyst. 80 m 13,1 “'13,2 20 • 44 28 20 0,4 CuL Keramik¬ zylinder 0 6 nun 40 m • 7,9 "8,25 56 39 30 10 0,4 CuL 3 Kammern, ohne Kern 0 6 mm 20 m 14,9“'15,35 18 5 28 20 0,4 CuL Keramik¬ zylinder 0 6 mm 15 m 21,9'“23,6 oo 56 8 20 0,6 CuL Keramik¬ zylinder 0 6 mm 10 m # = 1,2, ...» 5 Tabelle 2 Frequenz/MHz Spule in 1,2 Länge 45 mm (?T r /pF Band L\il Wdg. L[l2 Wdg. 9,6*“9,9 100 20 5 “'30 80 m 13,1“*13,2 55 18 4 — 20 40 m 7,9-“8,25 120 22 5'“30 20 m 14,9“‘15,35 50 16 4 — 20 15 m 21,9—23,6 25 5 4 -“20 10 m fi — 1,2,, 5 erzeugten SSB-Signal von 6,1 MHz fünf passende Frequenzbereiche liefern, um direkt auf die Amateurbänder mischen zu können. Diese Mischung muß seitenbandrichtig erfolgen, wenn man mit nur einem Quarz und damit auch ohne Seitenbandumschaltung im Trägeroszillator auskommen will. Dies ist eine weitere Einsparung, die der umschaltbare VFG ermöglicht. Die sich ergebenden VFO-Frequenzbereiche sind in Tabelle 1 aufgeführt. Sie gelten bei Erzeugung des oberen Seitenbandes im SSB-Signalweg. 202 Schaltung Transistorteil Ein $ei7er-Oszillator mit clem Feldeffekttransistor BF 244 (SU-Import KP 301 G) erzeugt die VFO-Frequenz. Die anschließende Emitter- folgerstufe ist mit dem Siliziumtransistor 2 N 708 bestückt. Ein Dimensio¬ nierungsproblem ist der kapazitive Spannungsteiler CxfGy am Gate-An- schluß des FET, weil der Oszillator insgesamt in einem Bereich von 7 bis 24 MHz schwingen muß. Man kann Cx und Cy durch Erweiterung des Be¬ reichsschalters um 1 oder 2 Ebenen mit umschalten. Allerdings bringt das zusätzliche Frequenz Verwerfungen. Die in der Schaltung angegebenen Werte stellen einen brauchbaren Kompromiß dar. Durch den nieder¬ ohmigen Ausgang am Emitterfolger wird der Anschluß von abgeschirmten Kabel unproblematisch. Die Werte der Schwingkreiselemente sind Tabelle 1 zu entnehmen. Röhr enteil Die Schaltung besteht aus einer Trennstufe in Gitterbasis-Schaltung, gefolgt von einer Trennstufe in Katodenbasisschaltung. Beide haben nur eine geringe Verstärkung. Die sich anschließende selektive HF-Ver¬ stärkerstufe ist schaltungstechnisch einfach, die Dimensionierung der Schaltung weitgehend unkritisch. Die Schwingkreise in der Anode der EF 80 werden für jeden Bereich umgeschaltet. Innerhalb eines Bereiches werden sie nicht nachgestimmt. Deshalb müssen sie relativ breitbandig sein. Dazu dient der Dämpfungswiderstand R 3. Man erhält bei richtiger Einstellung von R 1 und R 3 in jedem Bereich einen Amplitudengang von höchstens 2 %. Falls in einem Bereich eine relativ große Ansteuerung vom Transistor¬ teil vorliegt, müßte man R 3 so klein wählen, daß die selektiven Eigen¬ schaften des Schwingkreises weitgehend verlorengehen (Neben- und Oberwellendämpfung sinken; BCI, TVI!). Um das zu verhindern, ver¬ ringert man mit R 1 die HF-Spannung entsprechend. R 1 wirkt mit R 2 als Spannungsteiler. R 1 wird für jeden Bereich umgeschaltet; R 1 kann auch Null sein (Drahtbrücke). Über 2 wird das VFO-Signal mit einer konstanten Amplitude von U c ff = 2,8 V ausgekoppelt. Durch die abgeschirmte Leitung zur Mischstufe im SSB-Transceiver tritt dann nochmals ein HF-Spannungs- abfall von 0,3 V auf. Damit liegen dann an der Mischstufe die erforder¬ lichen I7 c ff = 2,5 V. 203 Aufbau Transistorteil Es ist in einem kalten Thermostaten untergebracht. Dieser besteht aus einer Grundplatte aus Aluminium (5 mm stark) und einer Aluminium¬ plattenverkleidung (10 mm stark). Als Drehko wurde ein UKW-Doppel- drehko mit einer Kapazität von 2x12 pF verwendet. Zur Umschaltung der Bereiche wurde ein handelsüblicher Drehschalter mit 2 Ebenen * benutzt (Ag-Kontakte, HP-IsoIation). Er zeigt keine Störanfälligkeit. Die Wickeldaten und Kennwerte für die Spulen sind Tabelle 1 zu ent¬ nehmen. Sie stellen Richtwerte dar. Die Spulen der Schwingkreise müssen möglichst weit voneinander entfernt und entkoppelt aufgebaut werden. Der Spulenaufbau ist bei Ver¬ wendung von Feldeffekttransistoren gegenüber bipolaren Transistoren unkritischer, da der Schwingkreis fast nicht bedampft wird. Dadurch ist auch ein sauberer Grobabgleich mit Dip-Meter (Passivmessung) möglich. Es wurden keine Trimmer verwendet, sondern feste Kondensatoren eingelötet. Die Verdrahtung der Schaltung erfolgte auf einer gerade vorhandenen gedruckten Schaltungsplatine. Man wähle möglichst einen zentralen Massepunkt für die Verdrahtung der Schwingkreiselemente. Dadurch werden unkontrollierbare Schleifenbildungen und Phasendrehun¬ gen vermieden. Die Stabilisierung der Stromversorgung und die HF-Verdrosselung des Transistorteils sind neben dem Alukasten auf einem Lötösenbrettchen aufgebaut. Das ist raumsparend, und eine Wärmeabgabe der Z-Diode und des Vorwiderstandes an die Oszillatorschaltung wird verhindert. Röhrenteil Es ist in einem ausgedienten FS-Trommelkanalwähler untergebracht. Man spart viel Arbeit beim Aufbau der Röhrenstufen, da bereits Röhren¬ fassungen, Abschirmungen und die Umschaltung der Schwingkreise vorhanden sind. Die im Kanalwähler vorgesehene Verdrosselung der Heizspannungsleitungen und die Durchführungskondensatoren können verbleiben. Alle anderen Bauelemente werden entfernt. In dem Teil des Tuners, wo sich die Segmente mit 5 Kontakten befinden, werden die beiden Stufen der ECC 84 verdrahtet. In den dazugehörigen Segmenten ist der jeweils experimentell zu ermittelnde Widerstand R 1 einzulöten. In dem verbleibenden Teil des Tuners wird die Verstärkerstufe mit der EF 80 verdrahtet. Als Spulenkörper für die Schwingkreise werden die Original-HP-Spulenkörper der Kanalwähler-Segmente benutzt. Der Mes¬ singkern ist zu entfernen. Die Trimmer werden direkt auf die Segmente gelötet. 204 Bild 2 Vorderansicht des Tran¬ sistorteils des SSB-VFOs Bild 3 Rückansicht des Tran¬ sistorteils des SSB-VFOs Bild 4 Vorderansicht des Röhren - teils des SSB- VFOs Bild 5 ünteransicht des Röhren¬ teils des SSB- VFOs 205 ✓ Der Abgleich auf die Bereichsmitte erfolgt jeweils mit Cj r . Das VFO- Signal wird am Ausgang über ein abgeschirmtes Kabel entnommen. Die exakte Eichung des VEO ist ohne entsprechende Meßgeräte (am besten Zählfrequenzmesser) schwer durchzuführen. Mit einem guten Ama¬ teurempfänger in Verbindung mit einem Quarzeichgenerator 100 kHz/ 10 kHz ist ein für den Amateur brauchbarer Kompromiß zu erreichen. Dazu muß das VFO-Signal allerdings auf die Amateurbänder gemischt werden. Das ist ohnehin notwendig, so daß man mit dem exakten Abgleich des VEO warten sollte, bis die zur Mischung notwendigen Stufen aufgebaut sind. Literatur [1\Schubert, K.-II.: Praktische Schaltungen für den Funkamateur, Elektroni¬ sches Jahrbuch 1972, Deutscher Militärverlag, Berlin 1971, Seite 192 bis 194 [2] SSB-QTC, FUNKAMATEUR 1969, Heft 1, Seite 41 [3] Schieffei, E.: Transistorisierter 5-Band-Transceiver, FUNKAMATEUR, 1969, Heft 2, Seite 81 [4] «Aus der internationalen Schaltungspraxis«, FUNKAMATEUR, 1970, Heft 6, Seite XXIV 15] «In anderen Zeitschriften geblättert«, FUNKAMATEUR , 1971, Heft 11, Seite 559 Mrd. Mark 1,2 10 0,8 0,6 OA 0,2 0 25 Jahre DDR TT 1103A 3017 35,5 . 1 (Beträge in MiII. Mark) 082,k 223,3 132,8 1950 1955 1960 19651967 19701971 206 Dr. Walter Rohländer DM 2 BOU Der Schwingquarz in der Transislorschaltung Bei der Suche nach quarzstabilisierten Schwingschaltungen für einen SSB-Transceiver in Transistortechnik schien es zweckmäßig, einmal die jüngere Literatur durchzublättern und den Stand der Technik auf diesem Gebiet kennenzulernen. Dabeisei nicht verhehlt, daß nur auf solche Schal¬ tungsbeispiele zurückgegriffen wurde, die mit aktiven modernen Bauele¬ menten wie Transistoren und Feldeffekttransistoren ausgerüstet waren. Das Studium der Literatur war umfangreich, so daß die gewonnenen Ergeb¬ nisse zusammenfassend und mit praktischen Beispielen verbunden einem größeren Interessentenkreis unterbreitet werden sollen. Dabei wird im wesentlichen auf eine umfassende Theorie verzichtet, jedoch jede Schal¬ tung so besprochen, daß ihre Funktionsweise erkennbar wird. . R9 L9 C3 Bild 1 Ersatzschaltbild des Schwingquarzes Bild 2 Verlauf des Blindwider¬ slandes eines Quarzes in Abhängigkeit von der Frequenz 207 Zpm Verständnis einer jeden Schwingquarzschaltung muß man vom Ersatzschaltbild des Quarzes ausgehen und sich den Blindwuderstandsver- lauf in das Gedächtnis zurückrufen (Bild 1 und Bild 2). Das Ersatz¬ schaltbild zeigt, daß der Quarz zunächst durch einen Serienkreis von .ßq, G' q und Xq — nur vom Quarz abhängige Größen (!) — dargestellt wird, und daß eine Kapazität Op existiert, die aus der Kapazität des Quarz¬ halters und der Schaltung herrührt. Ein Begriff von den Größenord¬ nungen sei gegeben. Es sind ß q 1 bis 1000 Q, G q 0,001 bis 0,01 pF, L q 1 bis 1000 H und Cp stets größer als einige pF. Man kann sich nun leicht vorstellen, daß die Serienschaltung eine Serienresonanzstelle ergibt, daß aber durch C p noch eine Parallelresonanzstelle auftritt, die in der Frequenz stets höher liegt als die Serienresonanzstelle (da das gleich¬ falls wirkende C q durch C p — beide liegen in Serie — verkürzt wird). Beide Resonanzstellen liegen sehr dicht beieinander, da G q sehr klein ist und durch C p nur sehr gering verändert wird. Der Frequenzabstand liegt also stets unter 10 -3 / s . In der Darstellung des Blindwiderstands¬ verlaufes mußte dieser geringe Abstand gespreizt abgebildet werden. Bedingt durch weitere mechanische Resonanzen des Schwingquarzes findet man im Blindwiderstandsverlauf — in Bild 2 nicht dargestellt — zu den höheren Frequenzen hin weitere Serien- und Parallelresonanzstellen, die bei Oberwellenschwingern praktisch genutzt werden. Zur Beurteilung des Frequenzverhaltens einer Quarzschaltung muß man noch wissen: % 1. Die Serienschaltung einer Kapazität zum Schwingquarz verschiebt die Serienresonanz nach den höheren Frequenzen, da hierdurch der Einfluß von C q verkleinert wird. Auch die Parallelresonanz wandert nach einer höheren Frequenz, da der Einfluß der Schaltkapazität auf Cp kleiner wird. 2. Die Serienschaltung einer Induktivität zum Schwingquarz verschiebt die Serienresonanz nach den tieferen Frequenzen, da hierdurch gering¬ fügig vergrößert wird. Mit dem Serien-L kann man die Schaltkapazität wegstimmen, wobei die Parallelresonanz der Schwingschaltung nach den höheren Frequenzen wandert, da C p kleiner wird. 3. Die Parallelschaltung einer Kapazität zum Schwingquarz verschiebt die Parallelresonanz nach den tieferen Frequenzen, da der Einfluß von C q vergrößert wird. Die Serienresonanz wird nicht beeinflußt. 4. Durch Parallelschaltung einer hochwertigen Induktivität zum Schwing¬ quarz kann G p weggestimmt werden. Dadurch wird G q bei Parallel¬ resonanz voll wirksam, d. h., die Parallelresonanzstelle wandert dabei nach den tieferen Frequenzen. Die Serienresonanz bleibt unbeeinflußt. Punkt 4 ist besonders für Filterschaltungen wichtig, wo der Quarz in Serienresonanz betrieben wird, da C p im Sperrbereich die Sperrwirkung 20S durch Nebenschluß beträchtlich (besonders bei hochfrequenten Filter¬ schaltungen) herabsetzen kann! Für in Parallelresonanz betriebene Schwingschaltungen ist Punkt 3 insofern von Bedeutung, da vom Her¬ steller die Sollfrequenz so abgeglichen wird, daß sie bei einer Bürde¬ kapazität erreicht wird, die in der Schaltung parallel zu G p liegt (Parallel¬ lufttrimmer). Den praktischen Schaltungen sei noch die Klärung einiger Begriffe vorangestellt. Alterung: Bedingt durch den Herstellungsprozeß eines Schwing? quarzes unterliegen diese bei Lagerung und Betrieb einer gewissen Alterung, die sich in einer Änderung der Istfrequenz ausdrückt. Sie liegt in den ersten Monaten bei 1 • 10~ 6 und wird später geringer. Gute Quarze sind vom Hersteller gealtert. Belastung: Wie in jedem Oszillatorschwingkreis fließt auch durch den Schwingquarz ein Strom, der in zu Verlusten und damit zur Quarz¬ erwärmung führt. Für höchste Stabilität der Schwingfrequenz gibt es bestimmte Maximalbelastungen, ausgedrückt bei Parallelresonanz durch U 2 /Rq und bei Serienresonanz durch 1 2 • i?q. Es gelten folgende nicht zu überschreitende Richtwerte: Dreipolige Biegeschwinger Längsschwinger Flächenseherschwinger Dickenscherschwinger (1 kHz -* 50 kHz) (50 kHz- • • 150 kHz) (150 kHz---1000 kHz) (1000 kHz---100 MHz) 0,1 mW 1 mW 0,5 mW 2 -5 mW Diese Werte sind bei Thermostatenbetrieb auf die Hälfte zu verringern. GrundweUcnschwinger: Die Quarzplatte oder der Quarzstab schwingen auf ihrer mechanischen Grundfrequenz. Der Sollfrequenzwert ist stets in kHz aufgedruckt. Die Schaltung erfolgt bis 100 kHz vorzugsweise in Serienresonanz, ab 100 kHz bis 30000 kHz in Parallelresonanz. Istfrequenz: Der Schwingquarz in der Schaltung schwingt auf einer Arbeitsfrequenz = Istfrequenz. Nennfrequenz oder Sollfrequenz: Die Prägung auf dem Quarzhalter entspricht der Nennfrequenz. Diese kann durch geeignete Schaltungs¬ maßnahmen stets erreicht werden. Oberwellenseliwinger: Die Quarzplatte oder der Quarzstab schwingen auf einer mechanischen Oberwelle, und zwar auf einem stets ungeraden Oberton (3., 5. bis 9. Oberton). Oberwellenschwinger sind nur in Serienresonanzschaltung (!) zu verwendbn. Der Frequenzwert ist stets in MHz aufgedruckt, und nur bei dieser Frequenz ist die Amplitude am 14 Elektronisches Jahrbuch 1974 209 größten und stabilsten. Aperiodische Schaltungen, wie bei Grundwellen¬ schwingern, sind nicht möglich. Im Kollektorkreis ist stets ein auf den Oberton abgestimmter Schwingkreis zu finden. Ein Grundwellenquarz sollte nicht in eine Obertonschaltung eingesetzt werden. Der Obertonquarz ist hier dem Grundwellenquarz in der Stabilität der Schwingfrequenz überlegen. Praktische Schaltungen Quarzprüfer [1] In dieser Schaltung schwingen Quarze von 3 bis 100 MHz auf ihrer Grund welle in Parallelresonanz (auch Oberwellen quarze!). Vom Emitter¬ widerstand wird gleichphasig Leistung dem kapazitiven Spannungsteiler des Schwingkreises rückgekoppelt, so daß die Selbsterregungsbedingungen eingehalten werden. Schwingt ein Quarz in dieser Schaltung, so wird das am Emitter von T 1 ausgekoppelte HF-Signal nach Spannungsverdopplungs¬ gleichrichtung der Basis von T 2 einen positiven Strom einprägen und diesen Transistor öffnen, so daß die Lampe aufleuchtet als Kriterium des schwingenden Quarzes. GAY dl 3V X* 3...100 MHz Bild 3 Quarzprüfer Die Transistoren 2 N 708 (TI und T2) können durch den SF 245 ersetzt werden. Geeignet sind weiterhin SF 215, SF 216, SF 240, SS21G, SS 218 und SS 219 Aperiodischer Oszillator für Grundwellenschwinger [2] Auch hier arbeitet der Quarz in Parallelresonanz. C 1 = C 2 sind dem Parallelresonanzkreis parallelgeschaltet und bilden die bekannte Drei¬ punktschaltung (COLP1TS). Mit dem Trimmer von 60 pF wird die Serienschaltung CI — C 2 in ihrer Wirkung auf Cp herabgesetzt und die Istfrequenz auf die Nennfrequenz gezogen. 210 Bild 4 Aperiodischer Oszillator für Grundwellen- quarze f (kHz) CI = C2 = C3(pF) 10 " 50 4000 --2000 50 ... 200 2000 '“1000 200--' 1000 1000“' 400 1000-“10 000 400“' 40 10000---30000 40“' 10 Statt des AF 106 verwenden wir GF 145 bis GF 147. Bei Einsatz von npn-Typcn ist die Versorgungsspannung umzupolen! kx IN91k (SAY10) ~WL lci-m 30 VA 30 IIHb kxm 47/f WO £P)2N708 (S F2k5) \jZ2k Um zzlön Bild S Aperiodischer Quarzoszillator für Grund- wellenquarze in abgewandelter Schaltung nach DM 2 BOII. Der Transistor 2 N 708 kann durch den Typ SF 245 ersetzt werden. Geeignet sind weiterhin die Typen SF 215 SF 2IG, SF 240, SS 2IG, SS 218 und SS 210 + 3 Vs tat. Eine etwas abgewandelte Schaltung (Bild 5) mit Diodenunisclialter für 10 verschiedene Quarze eignet sich vorzüglich für einen SSB-Transcei- ver mit 9-MHz-ZF und 5* • • 6,5-MHz-VFO. Sie wurde in dieser Form bereits vom Autor getestet. Eine ähnliche Schaltung wird auch für die 211 Seitenbandquarze eingesetzt. Bei Verwendung von anderen Transistoren, die stets eine / T -Grenzfrequenz von 300 MHz haben sollten, muß evtl, der Basisspannungsteiler neu eingestellt werden, so daß die Sehaltung mit Quarzen zwischen 5000 kHz und 35000 kHz stets sicher schwingt. Die beiden 100-pF-Kondensatoren sind evtl, durch kleinere oder größere Paare • zu ersetzen. Oberwellenquarze schwingen in dieser Schaltung stets auf ihrer Grundfrequenz (!). Für höchste Stabilität ist mindestens eine Trennstufe mit aperiodischem Eingang erforderlich. BFO für 9 MHz [3] Hier arbeitet der Quarz in Serienresonanzschaltung und kann durch den kleinen Drehkondensator um etwa 5 kHz gezogen werden. Der Transistor arbeitet im Resonanzpunkt in Basisschaltung, die Basis wird durch den Quarz an Masse gelegt. Die Rückkopplung erfolgt zwischen Kollektor¬ kreis und Emitter über die Kollektor-Emitter-Kapazität, die bei sehr guten HF-Transistoren mit sehr kleiner Kollektor-Emitter-Kapazität evtl, durch äußere Zuschaltung eines Kondensators von wenigen pF vergrößert werden muß. Der Emitterkondensator muß für optimalen Sckwingungseinsatz bei Verwendung anderer Si-HF-Transistoren mit über 100-MHz-/ T -Grenzfrequenz verkleinert bzw. vergrößert werden. Bild 6 9-AIHz-BFO-Schaltung. Der Schwingkreis ist auf 9 MHz abzustimmen. Der Transistor 2 N 3904 kann durch jeden HF-Si-Transistor mit über 100-MHz-f'p-Grenzfrequenz, z. B. SC 207 oder SF 132, ersetzt werden 2N3m (SF132) 1=8,999MHz (XF903) 8-MHz-VXO für 2-m.-Sender [4] Es ist nicht leicht ersichtlich, jedoch eindeutig, der Quarz schwingt hier in Parallelresonanz. Würde man L kurzschließen, so fände man leicht die Schwingbedingungen in der Dreipunktschaltung (COLPITS) — Er¬ dung der Mitte des Splitdrehkondensators — wieder. L und C können zum Ziehen des Quarzes verwendet werden. Mit L wird < 7 , in Parallelschaltung zum Quarz betrachtet, verkürzt, und zwar durch Teilkompensation der kapazitiven Reaktanz. L verschiebt die Parallelresonanz dadurch nach den höheren Frequenzen, wie dieses auch bei Verkleinerung des Konden¬ sators C der Fall ist. Bei 18facher Vervielfachung (3-3-2) erreicht man mit 8 MHz das 2-m-Band. Mit einem guten 8000-kHz-Quarz läßt sich die 212 Bild 7 8-MHz-VXO für 2-m-Sender. L beträgt 20■•■25 pH und Dr 500 pH. Den Transistor 2 N 2219 ersetzen wir durch den Typ SF 126 Frequenz im 2-m-Band um etwa 100 kHz ziehen ohne einen merklichen Verlust an Stabilität. In der Originalveröffentlichung wird empfohlen, C zu rasten, also in Stufen zu verdrehen, und mit L die Verstimmung vorzunehmen. Das bleibt jedoch der Experimentierkunst des Funkama¬ teurs überlassen. Als Transistor wird ein Si-npn-Typ empfohlen, dessen / T -Grenzfrequenz über 100 MHz liegen soll bei einer Kollektorverlust¬ leistung von 500 mW. Die Drossel hat mindestens 500 (jlH. Dem VXO folgt eine Verdreifacherstufe auf 24 MHz. BUTTLER-Oszillator für Oberwellenquarze [5] Die Emitter-Emitter-Strecke beider Transistoren bildet den Hückkopp- lungszweig in dieser Oszillatorschaltung. Der Quarz wird in Serien¬ resonanz betrieben. Mit dem A(7-Kreis wird auf die gewünschte Oberwelle (1., 3., 5., 7., 9. Ober ton) abgestimmt. Die Schaltung arbeitet mit Quarzen Bild 8 B UTTLER-Osziilator für Oberwellenquarze (3'” 100 MHz). Die Größenord¬ nung von C beträgt bei 3 MHz 1 nF, bei 15 MHz 100 pF und bei 30 MHz 20 pF (siehe auch Text) 213 zwischen 3 und 100 MHz. Oberhalb 20 MHz sollte man parallel zum Quarz mit einer Induktivität (7p wegstimmen. Mit einem Serien-0 zum Quarz kann dieser nach hohen Frequenzen gezogen werden oder mit einem Serien- L nach tieferen Frequenzen (wichtig für Eichoszillatoren). Will man diese Schaltung als 100-kHz-Eichnormal betreiben, was durchaus möglich ist, so sollte die Basis von T 1 wenigstens mit 1 (j,F an Masse gelegt werden (kein Elko!). In den Weg Kollektor TI — Basis T 2 ist ein 1-nF-Konden- sator (Styroflex) zu legen. Ferner sind beide Emitterwiderstände auf 500 fl zu vergrößern und die Basis-Masse-Widerstände mit etwa 10 fl zu wählen. Der .LC-Kreis wird jedoch hier ziemlich voluminös (L etwa 2 mH und C etwa 1 nF), kann aber nicht entfallen, wenn am Ausgang eine Sinus¬ schwingung stehen soll. Die Transitfrequenz des Transistors soll die 3fache Obertonfrequenz des Quarzes sein. 100-kHz-Eichnormal [ 2 ] Diese Schaltung ist schon älteren Datums. Der Quarz arbeitet in Serien¬ resonanz und liegt im Rückkopplungsweg Kollektorkreis — Emitter. Die am Emitter erforderliche Phasendrehung von 180° wird dadurch erreicht, daß der Schwingkreis bei Resonanz leicht kapazitiv ist — Kreis¬ resonanz geringfügig niedriger als Istfrequenz — und der Quarz noch einen geringfügigen induktiven Blindwiderstand aufweist (siehe Bild 2;/>/s). Mit einem Serien-G zum Quarz (Trimmer bis 100 pF) kann die Istfrequenz auf die Nennfrequenz gezogen werden. Eine aperiodische Pufferstufe ist immer erforderlich. Einfache Germanium-pnp-Transistoren mit einer / T - Grenzfrequenz von 2 MHz erfüllen in dieser Schaltung voll ihre Aufgabe. Ein aperiodischer Oszillator nach Bild 4 kann naturgemäß auch als Eichnormal eingesetzt werden! Einfache aperiodische Quarzschaltungen [6, 7] Bild 10 bietet eine Schaltung, von der man sagen kann, einfacher geht es nicht. Hier arbeitet der Quarz in Parallelresonanz, und die zu denkende Dreipunktschaltung wird aus den Verteilungskapazitäten Basis-Emitter 7 00 KHz Bild 9 7 00-kHz-Eichoszülator- Schalt, u ny 214 Bild 10 Einfacher aperiodischer Quarzoszillator, als Transistor setzen wir den Typ SC 207 (!) ein Bild 11 Einfacher aperiodischer Quarzoszillator mit FET; ausgewählte SM 104 können evtl, den MPF 102 ersetzen . und Kollektor-Emitter gebildet. Es soll in dieser Schaltung jeder Grund¬ wellenquarz zwischen 3000 und 15000 kHz arbeiten. Oberwellenschwinger schwingen auf ihrer Grundfrequenz! Diese Oszillatorschaltung ist vorzugs¬ weise für Konverter gedacht. Der Si-npn-Transistor soll eine / T -Grenz- frequenz von etwa 100 MHz haben, und die Stromverstärkung B soll 50 übersteigen. Bild 11 zeigt eine einfache Oszillatorschaltung für Oberwellen quarze, die allerdings hier in Parallelresonanz betrieben werden, oder für Grund¬ wellenquarze. Das aktive Element ist ein Feldeffekttransistor. Der LC - Kreis wird auf die Quarz-Grundfrequenz oder dessen 3., 5., 7., 9. oder 11. Oberton abgestimmt. Diese Schaltung ist hervorragend für den UKW- Amateur geeignet. Die Schwingungserzeugung erfolgt gemäß dem HJJTH- Prinzip über die Drain-Gate-Kapazität (vergleichbar mit Gitter - Anoden-Kapazität bei Röhren). Höchste Stabilität dieses Oszillators erzielt man, wenn das Gate über eine HF-Si-Schaltdiode mit Masse verbindet. Dabei soll die Anode der Diode am Gate liegen. Eine ver¬ gleichbare Schaltung kann man mit dem MOSFET SM 104 aufbauen. Literatur [1] —: Kontrola kristala kvarca, Badioamater 25 (1971), Heft 6, Seite 187; nach Electronic Design 1970, Oktoherheft [2] Berg, R.: Quarz-Beport, OM 39 (1971), Heft 2 [3] Hayward, TF.: A second-generation MOSFET receiver, QST 54 (1970), Heft 12 Seite 11 bis 19 [4] Pelhate, M.: Un VXO a transistors, OM 3« (1970), Heft 2 [5] Bissinger, N.: Der Buttler-Oszillator, OM 39 (1971), Heft 4 [6] Liste, L .: New life for the all-american live, QST 55 (1971), Heft 6, Seite 27 bis 31 [7] DeMaw, D.: More thoughtson solid-state receiver design, QST 55 (1971), Heft 1 Seite 11 bis 20 215 Ing. II ans-Uwe Portier DM 2 COO 2-m-SSB-Eadstu fe mit 2 x PL 500 Vielen UKW-Funkamateuren wird diese Endstufe aus Stationsbeschrei¬ bungen anderer OMs schon dem Namen nach bekannt sein. Bei der Röhre PL 500 handelt es sich speziell um eine Endpentode für die Zeilenablenkung im Fernsehempfänger. Sie hat daher keme aus¬ gesprochenen HF-Eigenschaften. Für ihren Einsatz als PA-Röhre spricht ihre Niederohmigkeit, d.h., sie benötigt für einen hohen Anodenstrom nur eine geringe Anoden Spannung. Der Anodenspitzenstrom beträgt immerhin 440 mA, die maximale Anodenspannung liegt bei 500 V. Diese Spannung läßt sich durch Spannungsverdopplung aus der Netz¬ spannung gewinnen. Bei dieser Art der Anodenspannungserzeugung ist aber zur Vermeidung von Unfällen unbedingt auf die gesetzlichen Bestimmungen zu achten. Es empfiehlt sich immer der Einsatz eines Trenntransformators. ZOO IV t Bild 1 Schaltung der 2-m-SSB-Endstufe. Nur der rechts von der Trennungslinie befindliche Teil ist im Gehäuse unlergebracht ✓ 216 Nun zu der Schaltung (Bild 1) der SSB-Endstufe für das 2-m-Band. Es werden 2 PL 500 in Gegentaktschaltung verwendet. Die Schaltung unterscheidet sich nicht von den Schaltungen, die auch für Doppel¬ tetroden wie SBS 4451 bzw. SBS 4452 angegeben werden. Die gitter- seitige Symmetrie wird mit den beiden Trimmern C 8 und C 9 eingestellt. Der Anodenschwingkreis besteht aus einem induktiv abgestimmten Lecher- System (Bild 2). Die HF-Leistung wird induktiv über eine Schleife ausgekoppelt. Mit dem Drehkondensator (713 werden vorhandene Blind¬ komponenten kompensiert. Er dient also zur Anpassung der PA-Stufe an die Antenne. Die beiden Drosseln in den Gitterleitungen der PA-Röhren werden auf je 1 Widerstand von 12 kO, 1/2 W, gewickelt (15 Wdg.; 0,2 mm CuL). Die Anodendrossel wird am besten auf einen Widerstandskörper 10 kH, 2 W, gewickelt (15 Wdg.; 0,5 mm CuL). Die Endstufe benötigt eine relativ hohe Steuerleistung von 10 bis 15 W. Um diese Leistung aufzu¬ bringen, kann man eine QQE 03/12 als Treiberröhre einsetzen. Besser noch ist eine Röhre SBS 4452; diese Röhre braucht nicht wie die QQE 03/12 an der oberen Grenze ihrer Leistungsfähigkeit betrieben zu werden. In der vorgestellten Schaltung werden 2 PL 81 im Gegentakt als Treiber- stufe verwendet. Die Steuerleistung für diese Treiberstufe liegt bei 0,5 W. Diese Leistung läßt sich auch noch ohne Schwierigkeiten mit Transistoren erzeugen. Solche Transistor typen wie 2 N 3053,2 N 2218 , BF Y 44 und der sowjetische Typ KT 904 sind auch in den Amateurbedarfsgeschäften unserer Republik erhältlich. Es ist also möglich, diese Endstufe auch mit einem volltransistorisierten SSB-Steuersender anzusteuern. Der Arbeitspunkt für die PA-Stufe ist so einzustellen, daß ein Anoden¬ ruhestrom von 75 mA bzw. bei Vollaussteuerung ein Anoden Spitzenstrom von 800 mA fließt. Höhere Spitzenströme verträgt dieser Röhrentyp kaum, da dann oft die innerhalb der Röhre befindliche Leitung zwischen Anode und Anodenanschlußkappe durchbrennt. Bild 2 Der Aufbau des Lecher-Systems der PA-Stufe 217 Bild 4 Aufbauskizze für das Gehäuse der SSB-Endstufe Die abgegebene HF-Leistung dieser PA-Stufe liegt bei etwa 200 W. Der Wirkungsgrad ist allerdings schlechter als der von ausgesprochenen HF-Senderöhren, denn er liegt nur bei 45 bis 50%. Für den Amateur¬ betrieb ist das aber durchaus zu vertreten. Der mechanische Aufbau ist einfach. Aufbauhinweise sind als Vorschlag in Bild 3 und Bild 4 angegeben. Ein Schaltungsbeispiel für die Stromversorgung mittels Spannungsver¬ dopplung aus dem Netz zeigt Bild 5. Die Sicherheitsbestimmungen sind entsprechend den Vorschriften zu beachten. 218 Bild 5 Schaltung des Netzteils. Auf die Einhaltung der gesetzlichen Bestimmungen bei direktem Betrieb aus dem Netz ist zu achten! Spulendaten L 1:3 Wdg.; I mm CuAg; zwischen die Wdg. von L 2 gewickelt L 2:6 Wdg.; 1 mm CuAg L 3:3 Wdg.; 2 mm CuAg L 4:2 Wdg.; 2 mm CuAg, zwischen die Wdg. von L 3 gewickelt L 5: 3 Wdg.; 2 mm CuAg, zwischen die Wdg. von L 6 gewickelt L 6: Wdg.; 2 mm CuAg Alle Spulen haben einen Durchmesser von 8 mm. 219 Dr. Ing. Ralf Riebel ex DM 3 ZCK Audionsehaltungen mit Transistoren « Unter einer Auclionstufe (Bild 1) versteht man eine elektronische Schaltung, die die Niederfrequenz zurückgewinnt, die durch Amplitudenänderungen auf eine Hochfrequenzschwingung aufmoduliert wurde. Der Name leitet sich von dem lateinischen Wort audio (hören) ab. Ein Audion erfüllt die Funktionen: 1. Gleichrichten der Hochfrequenz; 2. Verstärken von Nieder- und/oder Hochfrequenz. Je nachdem, ob die Gleichrichtung im Eingangsstromkreis oder im Ausgangsstromkreis (infolge Krümmung der Kennlinien) stattlindet, ist die Schaltung als Niederfrequenz- oder Hochfrequenzverstärker wirksam. [1] Bei der Betrachtung der Kennlinien von Halbleiterdioden stellt man fest, daß deren Gleichrichterwirkung für sehr kleine Hochfrequenzspannun¬ gen im Bereich weniger Millivolt gering ist. Ebenso ist die Kennlinien¬ krümmung einer Transistoreingangsdiodenstrecke im optimalen Ver¬ stärkerarbeitspunkt über wenige Millivolt Eingangsspannung hinweg sehr schwach. Man verwendet deshalb häufig das Rückkopplungsaudion (Bild 2 bis Bild 6). Durch eine positive Rückkopplung der Hochfrequenz- Bild 1 Audionschaltung mit Transistor: LI = Antennen - Ankopplungswicklung (5'“20 Wdg.), L2 = Basis- Ankopplungswicklung (3 ••■G Wdg.), L3 = Schwingkreiswicklung (60 "100 Wdg.); Werte gel¬ ten für Mittelwelle und Mehrkammerspidenkörjjer mit HF-Abgleichkern 220 Bild 2 Rückkopplung»-Audionschallung mit Transistor in Emitterschaltung;L 1-L3 siehe Bild 1, L4 = Rückkopplungswicklung (S-'-'SO Wdg.) Bild 3 Rückkopplungs-Audionschaltung mit Transistor in Basisschaltung (rechts) NF Bild 4 Riickkopplungs-Audionschaltung mit Diodengleichrichtung und mit Reflex¬ schaltung Bild 5 Für den Kurzwellenempfang geeignete Rückkopplungs-Audionschaltung (rechts) 221 Bild 6 Zwei kreis sc fuiltung mit einem Transistor und fest eingestellter Entdämpfung (Rückkopplung) für den Mittelwellenempfang Spannung vom Ausgang der Audionstufe auf den Schwingkreis am Ein¬ gang derselben werden die Verluste der Schwingkreiselemente und die Verluste durch die Belastung des Schwingkreises mit dem Transistor kompensiert. Mit dem Grad der Rückkopplung steigt die wirksame Schwingkreisgüte, d.h., die HF-Spannung am Schwingkreis sowie die NF-Spannung am Ausgang steigen an. Gleichzeitig nimmt mit größer werdender HF-Amplitude die Wirksamkeit der Gleichrichtung zu. Inwieweit man von einer Erhöhung des Modulationsgrades der HF- Spannung (Rückmodulation) durch die im Audion mit verstärkte NF- Spannung sprechen kann, ist noch nicht untersucht worden, weil der Prozeß meßtechnisch schwer erfaßbar ist. Der Audiontransistor kann je¬ weils für NF- und HF-Verstärkung in verschiedenen oder gleichen Grundschaltungen (Emitter-, Basis- oder Kollektorschaltung) arbeiten. Mit weiter steigendem Grad der Rückkopplung wird der Punkt der Selbsterregung der Schaltung erreicht. Die Differenzfrequenz zwischen der Frequenz eines empfangenen Senders und der des schwingenden Audions wird als Pfeifton hörbar, weil die nichtlinearen Elemente der Schaltung, die auch die Gleichrichtung bewirken, beide Frequenzen mischen oder miteinander modulieren. Telegraphiesender werden so hörbar. Die Qualität eines Rückkopplungsaudions wird dadurch bestimmt, wie fein kontinuierlich, zeitlich stabil und hysteresefrei die Rückkopplung in der unmittelbaren Nähe des Selbsterregungspunktes eingestellt werden kann (weicher Rückkopplungseinsatz). Forderungen an die Rückkopplung 1. Der Grad der Rückkopplung darf keinen Einfluß auf die Frequenz¬ abstimmung haben (Wegziehen des Senders). 222 2. Der Arbeitspunkt des Transistors soll sich bei Einsetzen der Selbster¬ regung der Schaltung möglichst wenig gegenüber dem ohne Rück¬ kopplung verschieben (niedrige HE-Spannungsamplitude im Selbst¬ erregungszustand — keine Richtspannungen). 3. Ohne einfallenden Sender darf bei Selbsterregung kein Ton oder starkes Rauschen zu hören sein, d.h., die Schaltung darf nicht um den Selbst¬ erregungseinsatzpunkt pendeln. 4. Es darf bei Selbsterregung kein Blubbern zu hören sein, was ein Zeichen dafür ist, daß die Schaltung eine Kippschwingung erzeugt. Hierfür können niederfrequente Verkopplungen über den NF-Verstärker und die Speisespannung oder hochfrequente Verkopplungen über den nach¬ folgenden NF-Verstärker verantwortlich sein. 5. Der einmal eingestellte Grad der Rückkopplung soll über den Ab¬ stimmbereich möglichst konstant bleiben. Die vorstehenden Forderungen werden eingehalten, wenn der Ein¬ gangswiderstand des Transistors (Arbeitspunkt) und die Einflußgröße von Emitterdiffusions- und Kollektorsperrschichtkapazität konstant bleiben. Das ist aber nur in einer Kollektorschaltung des Transistors angenähert zu erreichen. Wegen der guten Linearität der Spannungs¬ übertragung in Kollektorschaltung ist die Gleichrichterwirkung gering. Es ist zweckmäßig, die Gleichrichtung getrennt von der HF-Rückkopp- hmgsstufe vorzunehmen. Das kann z.B. durch die nachfolgende NF- Verstärkerstufe geschehen. Günstiger ist aber eine Diodengleichrichtung. [2, 3] Die hohe Rauschenamplitude des HF-Rückkopplungstransistors im NF-Bereich kann bei einer reinen HF-Auskopplung unterdrückt werden. Der in der Rückkopplungsstufe verwendete Transistor sollte zur aus¬ reichenden Stabilisierung des Arbeitspunktes eine Stromverstärkung ß > 40 haben. Seine HF-Verstärkung muß bei der Empfangsfrequenz noch so groß sein, daß alle Schwingkreisverlust- und Dämpfungswider¬ stände kompensiert werden können und eine Selbsterregung der Schaltung noch erreicht werden kann. Bei ausreichender Verstärkung ist es un¬ kritisch, ob die Emitter-, Basis- oder Kollektorwiderstände mit der Schwingkreisinduktivität bzw. den Ankoppelspulen in Reihe oder parallel¬ geschaltet sind. In Anbetracht der Entdämpfungswirkung der Rück¬ kopplung kann man das heiße Ende des Schwingkreises auch in Emitter¬ schaltung des Transistors ohne Widerstandsanpassung direkt an die Basis legen. Die Rückkopplung arbeitet dann auch bei starken Sendern als wirksame Lautstärkeregelung. [4] Eine saubere Phasenlage des HF-Signals am Eingang und am Ausgang des Transistors (0° bzw. 180°) verbessert die Rückkopplungseigenschaften. Eine prinzipiell phasenstabile Rückkopplungsregelung läßt sich mit einem 223 •3 © ’fv «3 2» 3 6 : © 5 ss © ss *t0 • V >1 s I § s 1 £ * O 555 ■vo <<* <0 S • <©> r-o «O © © Ca 50 3 3 © CO eo I s © © 'S = »© © © ?S © 3a - ^3 °* fe- ^ ts: - c© ©5 l£3 'S 5 CQ 3 N «5 © •o» © Ca & § f ■ 3 ^ © ^ •— © 'cs 3 3 io ►4 •ro © -© © 3 *3 «5. 3 ‘O £4 »© ca m <©> X ca ä ss g i ►3 -fc •iw 3» © & ►*» s® cs jo ►© *3 (ti « 3 te3 K 8 K *3 V» c**> © © t S I ~ ^ -2 S 12 © §» •2 t £ $2 ss §: o* S Ss © tS! .3 © 2* ** s ^ ^3 S # tS> *=» 3 -w '«>> 3 © *ss ~ 3 N Oj •<>» CO 2^ 00 r5 Cu e I ^ §•2 k .h § 5 Ca © 3 >3 3 p ■« •2 *§ © © t «o ^ .» ■© N *3 224 In einem Rückkopplungsaudion in Basis- oder Kollektorschaltung ist eine Rückkopplungseinstellung durch Verschieben des Arbeitspunktes möglich. Eine solche Schaltung ist besonders bei gleichzeitiger NF- Verstärkung im Rückkopplungstransistor verstärkungsmäßig nicht opti¬ mal. [4] Die Anordnung von zwei auf die gleiche Frequenz abgestimmten Schwingkreisen in einem Rückkopplungskreis ist zu vermeiden, weil Frequenzverwerfimgen entstehen können (Bild 6). Mehrstufige Schaltungen Die in der Audionstufe bei Selbsterregung erzeugte HF wird über die Antenne abgestrahlt und stört andere Empfänger. Eine Hochfrequenz- vorverstärkerstufe verhindert die Rückwirkung des Audions zur Antenne und hebt das Empfangssignal weiter über den NF-Rauschpegel der Audion¬ oder ersten NF-Stufe an. [2] Die Audionstufe arbeitet mit höheren HF- Spannungen besser, besonders dann, wenn es darum geht, SSB-Stationen zu demodulieren und das schwach schwingende Audion mit dem emp¬ fangenen Restträger zu synchronisieren (hierbei ist eine erstaunliche Trennschärfe zu beobachten). Um die Audionstufe nicht durch die nach¬ folgende Gleichrichterschaltung zu belasten und das Signal weiter über den NF-Rauschpegel zu heben, kann eine HF-Nachverstärkerstufc (Bild 7) eingefügt werden. Auf den ersten Blick erscheint der Einsatz von drei Transistoren und zwei Dioden für eine Audionschaltung hoch zu sein, wenn man sie mit der Röhrenschaltung eines O-V-l vergleicht.Das ist aber weder preislich noch volumenmäßig der Fall. Die Empfangsleistung der angegebenen Transistorschaltung entspricht etwa einem l-V-2 in BildS NF - Kopfhörerverstärker mit dem Schaltkreis VV 12 vom VE 11 Kombinat Keramische Werke Hermsdorf |f) Elektronisches Jahrbuch H>74 225 10 Bild 9 NF- K opfhör er Verstärker mit dem KME-Baustein VV 12 vom VEB Kombinat Keramische Werke Hermsdorf Röhrenausführung. Im Vergleich mit anderen Transistoraudionschaltungen spart man durch die zusätzliche HF-Verstärkung rauscharme NF-Ver¬ stärkerstufen ein. Die Geradeausempfängerschaltung (Bild 7 bis Bild 9) mit sechs Transistoren und zwei Dioden wurde einer entsprechenden Überlagerungsempfängerschaltung mit gleicher Zahl an Transistoren und Dioden deshalb vorgezogen, weil sich leichter ein Subminiatur¬ empfänger [2] nicht (nur für Ortssenderempfang!) realisieren läßt. Hinweise Werden Transistoren mit einer hohen Kollektor-Basis-Kapazität ver¬ wendet, kann diese mit einem Trimmer zwischen Kollektor und Emitter teilweise kompensiert werden. Die Phasenverhältnisse und damit die Rückkopplungsqualität verbessern sich dadurch besonders bei hohen Empfangsfrequenzen. Ungewöhnlich ist die Verwendung einer Diode als Siebwiderstand. Entsprechend ihrer Kennlinie eignet sich eine Diode zum Ausgleich von Spannungsschwankungen bei Stromänderungen und zum Aussieben von Impulsen auf der Speisespannungsleitung. Beim Einsatz von linsenförmigen Epsilan-Kondensatoren zur HF-Kopplung zeigten sich störende Mikrofonie-Effekte, Kunstfolie-Kodensatoren sind deshalb vorzuziehen. Der 18-fl-Widerstand in der Emitterleitung von T 3 stabilisiert den Eingangswiderstand des Transistors über einen breiten Frequenzbereich (Bild 7). 226 Eine feste Kopplung von T 1 an den Rückkopplungsschwingkreis, z. B. durch galvanisches Einschalten der Koppelspule in den Kollektorkreis von T 1, verschlechtert die Rückkopplungseigenschaften. Für Kurzwellenbetrieb werden die Kapazitätswerte der HF-Koppel- und Drehkondensatoren auf 1/5 bis 1/10 reduziert. Literatur [1] Sowjetischer Empfänger Mikro, aus Spravotschnik po transistornym radio- priemnikam, Verlag Sovjetskoje ltadio, Moskau 1970 [2] Elsner, J.: Reflexempfänger in Miniaturausfülirung, Funkamateur 19 (1970), Heft 8, Seite 376 [3] Sowjetische Empfänger Ära 2 M und Majak 1 ,aus Spravotschnik po transistornym radiopriemnikam, Verlag Sovjetskoje Radio, Moskau 1970 [4] Bauanleitung Fuchsjagdempfänger Reinecke 1 bis Reinecke 3, Originalbauplan Nr. 9, Deutscher Militärverlag, Berlin 1968 Wir klären Begriffe BREMSGITTER Günther Schneegaß KW-MW-Superket mit Si-Transistoren Im folgenden Beitrag wird ein KW-MW-Koffersuper beschrieben, bei dem ein relativ geringer Aufwand mit einer modernen Schaltungskonzeption verbunden ist. Durch den Einsatz von piezoelektrischen Filtern, Si- Planar-Transistoren und einer eisenlosen Endstufe konnte eine hohe Empfangsleistung bei kleinen Abmessungen und geringer Masse erzielt werden. Ein großer Lautsprecher in Verbindung mit einem Holzgehäuse sorgt für einen vollen Klang dieses kleinen Selbstbau-Koffersupers (Außenmaße 225 mm X 140 mm X 70 mm). Schaltung HF- und ZF-Teil des Empfängers weisen außer der Bestückung mit Si- Transistoren und dem Einsatz von Piezo-Filtern keine weiteren Besonder¬ heiten auf. Die Mischstufe mit dem Transistor SF 215 A arbeitet in der üblichen Weise, wobei die Oszillatorschwingung zwischen Emitter und Kollektor entsteht, während das Eingangssignal zwischen Basis und Emitter eingespeist wird. Ein Kriterium bei der Bestückung dieser Stufe mit Si-Transistoren ist der optimale Quellwiderstand am Eingang, der bestimmend ist für die Bauschzahl dieser Stufe. Er soll etwa 300 Q be¬ tragen und wird durch eine Koppelspule von 4 Wdg. (Mittelwelle) auf dem Ferritstab realisiert. Der Gleichstrom-Arbeitspunkt des Mischtransistors ist unkritisch, er sollte zwischen 0,6 und 1 rnA liegen. Als Oszillatorspulen werden solche des Taschensupers T100 eingesetzt, die elektrisch nicht ver¬ ändert werden müssen. Vom T100 stammt auch der Drehkondensator. Die Umschaltung zwischen den Wellenbereichen und auf TA-Betrieb erfolgt über einen Schiebetastenschalter. Damit in der Oszillatorschwin¬ gung keine Oberwellen auftreten, die zu unerwünschten Mischprodukten (Pfeifen auf MW) führen können, ist die Drossel Dr im Emitterkreis angeord.net. Vor- und Oszillatorkreis des KW-Bereiches wurden so dimensioniert, daß nur das 49-m-Europaband empfangen wird. Prinzipiell sind natürlich auch andere Bereichsgrenzen denkbar. 228 I Tabelle 1 Daten der Eiimanusspulen Ferritstab 12 mm 0 , 160 mm lang L 1 — 4 Wdg., 0,2 mm CuL L 2 — 7 Wdg., 0,2 mm CuL L 3 — 3 Wdg., 0,2 mm CuL L 4 — 12, Wdg., 10 x 0,05 (HF-Litze) L 5 - 4 Wdg., 10 X 0,05 (HF-Litze) Über einen D(7-Kreis wird der ZF-Verstärker angekoppelt, dessen Schaltung auf dem Vorschlag in [1] basiert. Die beiden hochvorstärkenden Si-Transistoren sichern hier hohe Durchgangsverstärkung, wirksame Schwundregelung sowie stabiles Arbeiten bis zu niedrigsten Betriebs¬ spannungen. Der Gleichstromarbeitspunkt von T 2 soll ohne Signal bei I c = 0,8 mA liegen. Im voll zugeregelten Zustand fließen hier im Original¬ gerät noch 25 p.A, und die Spannungsverstärkung der 1. Stufe liegt bei etwa 0 dB. Zur Demodulation sowie zur Regelspannungsgewinnung dient eine Spannungsverdopplerschaltung mit D1/D2. Die NF gelangt über den Umschalter am Tastensatz und das Lautstärkepotentiometer an den Eingang des NF-Verstärkers. Mit der Tonblende P 1/(7 14 können die hohen Frequenzen beschnitten werden. Die verwendete Schaltung wird für eine möglichst hohe Stabilität durchgehend mit Gleichstromkopplung betrieben. Vom Mittelpunkt der Endstufe führt eine Gleichspannungsgegenkopplung (P 15) auf den Emitter der Vorstufe zurück. rW T5 . I , CW-LWOjj I E/A o-o- C17_ R153,lW330p T*rSCZ07F 2xSAY30 T5 : 6C301C 470 T6- AC787 (SF726C) T7--AC18Ö (GC 301C) Bild 2 Schaltung des NF-Verstärkers für den EW-MW-Superhet 230 X I I i 2H1 Gleichzeitig werden Frequenzen ab etwa 8 kHz über C 17 gegen¬ gekoppelt, während Frequenzen unter 500 Hz über i? 15//? 16/(7 16 mit- gekoppelt werden. Die resultierende Tiefenanhebung ergibt in Ver¬ bindung mit einem kleinen Koppelkondensator am Eingang eine subjektive Verbesserung der Tiefenwiedergabe, ohne daß der NF-Verstärker bzw. der Lautsprecher übersteuert wird. Als Endstufenpärchen fanden die Typen AC 187/AC 188 Verwendung. Genausogut lassen sich OC 511/ GC 521 (TESLA) oder ähnliche geeignete Komplcmentärpaaro ver¬ wenden. Es muß hier darauf hingewiesen werden, daß bei Ersatz des Ge-npn-Transistors durch Si-Planar-Epitaxie-Transistoren (SF 126- •• 129) die erzielbare Ausgangsleistung auf 0,7 W zurückgeht. Das rührt von dem Abfall der Stromverstärkung B des Transistors bei höheren Strömen her. Als Lautsprecher dient der Typ LP 553/8 , mit dem eine maximale Ausgangsleistung von 1 W zu verarbeiten ist. Bei Anschluß eines Außen¬ lautsprechers von 4 O über die entsprechende Buchse kann mit einer Ausgangsleistung von annähernd 2 W gerechnet werden. Für den Heim¬ betrieb ist anstelle der Batterien (2 x4,5-V-Flachbatterien) ein einsatz- bares Netzteil vorgesehen. Die Schaltung zeigt keine Besonderheiten. (Standardschaltung mit Graefe-Gleichrichtung und Stabilisienmg mit Z-Diode und Längstransistor.) Aufbau Der Aufbau wurde wie folgt gelöst: Auf einer einzigen großen Leiterplatte fanden sämtliche Baugruppen des Koffersupers Platz. Diese Platine befindet sich im Gehäuse senkrecht hinter dem Lautsprecher, mit der Bestückungsseite zu diesem gekehrt. An der Oberseite dieser Leiterplatte wurde ein weiteres Stück kupferkaschiertes Material angelötet, welches die Potentiometer, den gesamten Skalentrieb sowie den Ferritstab auf¬ nimmt (siehe Bild 6). Ein solcher Aufbau hat den Vorteil, daß man einen relativ kompakten, stabilen und dabei massesparenden Bauteil erhält, da viele Konstruktionsteile, die bei der Baugruppenbauweise benötigt werden, entfallen. Nun zu einigen Besonderheiten in der Ausführung der einzelnen Schaltungsteile. Wie schon erwähnt, wird die Umschaltung der Bereiche mit einem fürLeiterplattengeeignetenSchiebetastenschalter vorgenommen. Das machte eine recht komplizierte Leiterbahnführung erforderlich, so daß beim Zeichnen der Leiterplatte (geschieht mittels Potsdamer Kopier¬ lack und Röhrchenfeder 0 0,7 mm) besondere Sorgfalt angebracht ist. Alle anderen Teile der Schaltung sind unkompliziert. Aus Bild 3 sind alle weiteren Einzelheiten ersichtlich. Bei der KW-Oszillatorspule wurde im Interesse einer günstigen Leiterbahnführung Anschluß 1 mit Anschluß 3 vertauscht. 232 Bild 4 Vorderansicht des fertiggestell¬ ten KW-MW-Superhets Bild 5 Rückansicht des KW-MW-Superhet s Bild 6 Blick auf die bestückte Platine des KW-MW-Superhets Zur Gehäusegestaltung nur einige Anregungen, da hier wohl jeder Elektronikamateur seine eigenen Wege gehen wird. Das Gehäuse besteht aus festverleimten Sperrholz (Vorder- und Rückwand 3 mm stark, an¬ sonsten 6 mm). Es wurde mit selbstklebender Holzimitationsfolie bezogen. Die Lautspreclieröffnung erhielt einen aus Alu-Streckblech gefertigten Grill. Die Gehäuseoberseite besteht aus glasklarem Piacryl mit unter¬ gelegter aus Zeichenkarton gefertigter Skala. Andere Einzelheiten können Bild 5 und Bild 6 entnommen werden. Inbetriebnahme und Abgleich Zuerst wird der NF-Verstärker angeschlossen. Mit dem Regler P 13 stellt man den Ruhestrom bei 9 V auf etwa 15 mA ein. Anschließend wird die Symmetrie der Endstufe überprüft, indem die Spannung zwischen Emitter undKollektorT 7 gemessen wird. Sie soll ungefähr bei der Hälfte der Speise¬ spannung liegen, bei Abweichungen muß mit R 12 korrigiert werden. 233 Jetzt wird der ZF-Verstärker überprüft. Mit den genannten Daten für die Transistoren müssen sich schon die in Bikl 1 angegebenen Span¬ nungen einstellen. Bei größeren Toleranzen muß man R 6 ändern. Die ZF-Verstärkung sowie die Wirksamkeit der Schwundregelung läßt sich mit dem in [2] angegebenen Prüfsignalgeber TS 7 überprüfen. Das LC- Filter AM 4 wird auf Ausgangsspannungsmaximum abgeglichen. Der Ab¬ gleich der Vor- und Oszillatorkreise geschieht in der bekannten Weise, wie sie z.B. in [3] angegeben ist. Allerdings ist zu beachten, daß der Mittel¬ wellenbereich zuerst abgeglichen wird, da seine Trimmerkondensatoren auch bei Kurzwelle eingeschaltet bleiben. Literatur [1] Bauer , A.: Neue selektive Bauelemente der Nachrichtentechnik, Elektroni¬ sches Jahrbuch 1968, Deutscher Militärverlag, Berlin 1967, Seite 125 bis 130 [2] Schlenzig, K.: Prüfsignalgeber mit Piezofilter, Elektronisches Jahrbuch 1968, Deutscher Militärverlag, Berlin 1967, Seite 222 bis 227 [3 ] Schubert, K.-II.: Das große Radiobastelbuch, Deutscher Militärverlag, Berlin 1966 Wir klären Begriffe -_VA- KLIRRFAKTOR 234 Hi-Fi-V erstärker mittlerer Ausgangsleistung mit modernen Ing. Dieter Müller Si-Bauelementen Es wird ein praktisch ausgeführter NF-Verstärker beschrieben, der mit Silizium- und mit Feldeffekttransistoren arbeitet. Durch den Einsatz der thermisch relativ hochbelastbaren Si-Transistoren in der Endstufe und durch die Verwendung eines einfachen, mit Si-Gleichrichtern bestückten Netzteiles sind die Abmessungen des kompletten NF-Verstärkers so, daß er in einer xAktentasche transportiert werden kann. Der Vor- und der Klangregelverstärker sind mit Feldeffekttransistoren bestückt. 4 , Die Schaltung Die Schaltung des kompletten NF-Verstärkers zeigt Bild 1. Er hat zwei mischbare Eingänge; einen für den Anschluß von NF-Quellen mittlerer Impedanz und relativ hoher Signalspannung, z. B. die Ausgänge von transistorisierten Run.dfunk- oder Tonbandgeräten, einen zweiten zum Anschluß hochohmiger Signalquellen mit mittlerem Signalpegel, beispiels¬ weise von Kristalltonabnehmern. Auf einen Mikrofonverstärker wurde verzichtet, da die Ausgangs¬ leistung nur für die Beschallung mittelgroßer Bäume ausreicht. Wird aber ein empfindlicher Mikrofonverstärker gewünscht, verwendet man da¬ für, der besseren Rauscheigenschaften wegen, zweckmäßig bipolare Transi¬ storen und keine MOSFETs. Das gewünschte Eingangssignal wird über den Lautstärkeregler dem mit MOSFETs bestückten Klangregelver¬ stärker zugeführt. Von dessen Ausgang gelangt das Signal zum Endver¬ stärker. Dieser entspricht einer in [1] beschriebenen Variante fürBetriebs- spannungen um 30 V. Die Endstufe und der Netzteil In der Endstufe wurde eine eisenlose Quasi-Komplementärschaltung mit den Si-Transistoren KT 801 für eine Sprechleistung von etwa 10 W eingesetzt. Funktion und Dimensionierung dieser Endstufe wurden in [1] ausführ¬ lich beschrieben, so daß an dieser Stelle darauf verzichtet werden kann. 235 C20 Bild 1 Schaltung des beschriebenen Verstärkers mit zwei mischbaren Eingängen, dem MO SFET -bestückten Klangregelverstärker und der Quasi-Komplementär- Endstufe mit Netzteil Iin Beitrag [1] wurde von einer relativ konstanten Betriebsspannung L r t{ ausgegangen, die sich praktisch nur durch einen stabilisierten Netzteil realisieren läßt. Stabilisierte Netzteile sind aber mit einem verhältnis- 236 mäßig großen Materialaufwand verbunden. Sie sind dadurch teuer, groß und schwer. Bei unstabilisierten Netzteilen für hochwertige Gegentakt-B- Verstärker, der übrigens auch in vielen Industriegeräten zu finden ist, entstehen einige Probleme, die näher erklärt werden sollen. Dabei sind die Endstufe und der Netzteil stets im Zusammenhang zu betrachten. Gegeben sei ein einfacher Netzteil, wie er auch im Mustergerät ver¬ wendet wird (Bild 1). Er besteht nur aus einem Netztransformator Tri mit möglichst kleinen Wicklungswiderständen, der Gleichrichterschaltung (Gr 5--Gr 8), für die Gleichrichter mit kleinem dynamischem Innen¬ widerstand zu verwenden sind, und einem möglichst großen Ladekonden- sätor (C 11 /C 12). Wird der B-Verstärker nicht ausgesteuert, so ist der Netzteil mit einem relativ kleinen Ruhestrom belastet. Die Spannung an C 11 kann daher nahezu auf den Spitzenwert der Transformatorspannung ansteigen (Ü B * 1,4 t/ Trafo ). • Die Welligkeit der Gleichspannung ist folglich auch sehr gering. Bei kleiner Aussteuerung der Endstufe (etwa 10% der Nennleistung) sinkt die Spannung kaum ab, und die Brummspannung bleibt unbedeutend. Sie wird bei der akustischen Wiedergabe praktisch gar nicht wahrge¬ nommen. Beim Ansteuern der Endstufe bis zum Einsatz von merklichen Verzerrungen sinkt die Betriebsspannung beträchtlich ab. Die Brumm¬ spannung steigt um so stärker an, je kleiner der Ladekondensator ist. Bei einer entsprechenden Größe C 11 /C 12 (einige tausend p.F) bleibt sie aber unter Werten von 100 mV und ist damit kleiner als 1 %des Nutz- signals. Die Vorverstärker- und Treiberstufen erhalten ihre Betriebsspan¬ nung ohnehin über zusätzliche Siebglieder, so daß die Erhöhung der Brummspannung für sie belanglos ist. Am stärksten geht die Betriebsspannung zurück, wenn der Verstärker mit einem Sinusdauerton voll ausgesteuert wird. Die unter diesen Be¬ dingungen erzielbare Ausgangsleistung wird allgemein als Sinusleistung [2] bezeichnet. Im Gegensatz zum Sinusdauerton erfolgt bei Aussteuerung der Endstufe mit Sprache oder Musik keine ständige, gleichmäßig hohe Belastung der Spannungsquelle. Kurzzeitigen Leistungsspitzen (Paukenschläge, Fortissimostellen) stehen längere Teillastzeiten gegen¬ über (mittlere Lautstärke und Pianostellen bei Musik, Pausen beim Sprechen). Es ist einzusehen, daß die mittlere Belastung der Spannungsquelle geringer ist als bei Sinusaussteuerung der Endstufe. Die Spannung an G 11 /C 12 wird daher auch nicht so weit absinken. Andersausgedrückt, hat der Kondensator während der Zeiten mittlerer und kleiner Laut¬ stärke die Möglichkeit, sich bis nahe zum Spitzenwert der Trafospannung aufzuladen. Je nach Größe der Kapazität kann der Kondensator während der relativ kurzen Fortissimostellen den zusätzlich benötigten Strom liefern, ohne daß die Spannung wesentlich abfällt. Die mit dieser mittleren Betriebs- 237 Tabelle 1 Eisenlose Endstufen nach Bild 1, Dimensionierung für verschiedene Betriebsspannungen Bemerkun¬ gen Alle Konden¬ satoren benötigen nur Nenn¬ spannungen von 25 V n 16> r L7 = 1 Q T 2 T 3 für Sperr¬ spannung von 40 V rj (Bild 1.) a a a a M M M 00 Ol -(H CO rH Ol cg cO minimale Strom¬ verstärkung T 4, T 5 B 20 20 16 13 Lautspr. Impedanz 5 n 6 Q 8 Q 12 Q (2X60 in Reihe) Kollektor- spitzen- strom- T 4—T 5 Ic max 1,8 A 1,85 A 1,5 A 1,2 A max. Verlust¬ leistung von T 4; Pe max etwa 2.7 W etwa 2.8 W etwa 2,7 W etwa 2,5 W max. erreich¬ bare Musik¬ leistung etwa 8 W etwa 9 W etwa 9 W etwa 8,5 W max. erreich¬ bare Sinus¬ leistung 5,3 W 6,8 W 7 W 7 W Trafo¬ spannung ÜTr 17,5 V Anschi. 4-5 20 V Anschi. 4-6 22 V Anschi. 4—7 26 V (anderer Trafo erforderl.) Betriebs¬ spannung Ü B (im Leerlauf) 25 V 28 V 31 V 36 V 238 J Spannung kurzzeitig erzielbare Spitzenleistung wird mit »Musikleistung« be¬ zeichnet. Die »Musikleistung« ist nicht allgemeingültig definiert. Beim Mustergerät wurde bei gehörmäßig festgestellter Musik-Vollaussteuerung (beginnende Verzerrungen an den Fortissimostellen) ein Absinken der Spannung am Ladekondensator um etwa 1 V festgestellt. Bei Vollaus¬ steuerung mit einem Sinusdauerton dagegen fiel die Spamiung um etwa 4 V ab. Für das Mustergerät (Bild 1) wurde eine Betriebsspannung von 28 V (ohne Aussteuerung) gewählt. Vom Netztransformator, der für verschie¬ dene Ausführungen geeignet ist, wurden die Abgriffe für eine Sekundär¬ spannung von 20 V verwendet. Die Gleichrichtung erfolgt mit Silizium¬ gleichrichtern SY 200 , die in Brückenschaltung einen Dauergleichstrom von mindestens 0,6 A ohne Kühlbleche abgeben kömien. Der Lade¬ kondensator besteht aus einer Parallelschaltung von 2 Eikos 1000 pF/ 70 V, besser noch wären 2x2000 pF/70 V. Als optimaler Lastwiderstand ergeben sich 6 O, ein gebräuchlicher Wert für handelsübliche Lautsprecher¬ boxen. Die erzielte Sinusleistung beträgt 7 W, die »Musikleistung« etwa 9 W. Die übrigen Werte sind der Tabelle 1 zu entnehmen. Die dort angegebenen Daten gelten für die Verwendung von Treibertransi¬ storen (T 2 und T 3) mit einer Mindeststromverstärkung von B ^ 30. Bei abweichenden Werten auch anderer Größen sind die in [1] gegebenen Hinweise über die Dimensionierung zu beachten. Um sich in der Schaltung besser zurechtzufinden, wurden für den Endverstärker die gleichen Kurz¬ zeichen wie in [1] verwendet. In der Tabelle 1 sind 3 weitere Endverstärker für abweichende Be¬ triebsspannungen angegeben, von denen 2 mit dem im Mustergerät ver¬ wendeten Netztrafo betrieben werden können. Die Ausführung für eine Betriebsspannung von 25 V liefert die kleinste Ausgangsleistung aller angeführten Varianten und benötigt auch relativ große Stromverstär¬ kungsfaktoren für die Endstufentransistoren (B > 20). Dafür ist es aber möglich, für C 11 bzw. C 12 die relativ kleinen 25-V-Elektrolytkonden- satoren zu verwenden. Bei Verwendung des 22-V-Abgriffs am Netztrafo erhält man als 3. Variante eine Endstufe, die eine »Musikleistung« von etwa 9 W an i?L = 8Ü abgibt. In der Endstufe sind Transistoren mit einem B ^ 16 einsetzbar. Bei noch höherer Betriebsspannung (36 V, anderer Netztrafo) können die Forderungen an den B-Wert der Endtransistoren weiter zurückge¬ schraubt werden. Es genügt dann schon ein B ^ 13, um auf etwa 8,5 W »►Musikleistung« an 12 |Q zu kommen. Die Treibertransistoren T 2 und T 3 müssen dann aber für eine Mindestsperrspannung von 40 V ausgelegt sein. 239 Der Klangregelverstärker Der Klangregelverstärker besteht aus zwei MOSFET-Verstärkerstufen, zwischen denen das Klangregelnetzwerk eingeschaltet ist. Die Betriebs? Spannung wird über ein JRC'-Siebglied vom Netzteil abgenommen. Der Vor widerstand R 42 ist so zu dimensionieren, daß die Speisespannung (über C 21) 25 V nicht überschreitet. ^Die Feldeffekttransistoren winden wegen ihres hohen Eingangswiderstandes und der einfacheren Schaltungs? technik gewählt. Es können im Klangregelnetzwerk große Widerstände und kleine Kondensatoren eingesetzt werden (wie in einer Röhren- schaltung). Die Schaltung einer RC -Verstärkerstufe mit einem MOSFET hat überhaupt mehr Ähnlichkeit mit einer Röhren- als mit einer her¬ kömmlichen Transistorschaltung. [3] Um eine möglichst große Stufenverstärkung zu erzielen, ist ein relativ großer Außen widerstand (Drain widerstand R 33 und R 41) erforderlich. Das bedingt einen kleinen Drainstrom (^ 1 mA), eine relativ hohe nega¬ tive Gate-Spannung (Gittervorspannimg) und damit einen relativ großen Source-(Katoden-) Widerstand. Beim Mustergerät erhält man mit einem Sourcewiderstand von 7,5 kH einen Drainstrom von etwa 0,8 mA. Am Drain widerstand von 15 k£> fallen dann etwa 12 V ab. Berücksichtigt man dazu den Spannungsabfall von etwa 6 V über dem Sourcewiderstand, bleiben für den Transistor noch 24 V — (12V -|-6V)== 6 V. Wird der Verstärker mit Sinuston angesteuert, so sinkt die Versorgungs¬ spannung um etwa 4 V. Es bleiben in diesem Falle für den Transistor noch 2 V. Bei den verwendeten Basteltransistoren können sich durch Exemplarstreuungen andere Werte ergeben. Die Widerstände sind dann so zu dimensionieren, daß sich die gleichen Spannungswerte wie im Muster¬ gerät ergeben. Jede der beiden Stufen hat eine etwa lOfache Verstärkung. Eine Stufe ist demnach erforderlich, um den Pegelverlust im Klangregelglied zu kompensieren. Die zweite Stufe bringt einen echten Verstärkungsgewinn. Benötigt der Endverstärker für Vollaussteuerung eine Eingangsspannung von 0,5 • • • 0,8 V, so sind am Klangregelverstärker 50 • • • 80 mV erforderlich. Berücksichtigt man weiter, daß ein gewisser Abfall an den Entkopplungs¬ widerständen (R 24, R 29) auftritt, so kann man mit einer Empfindlichkeit von 100 mV am NF-Eingang (Bu 1) rechnen. Die mischbaren Eingänge Das Mustergerät hat zwei mischbare Eingänge. Eingang 1 ist für den An¬ schluß von Signal quellen mit mittleren Innen widerstand und mittleren Ausgangssignalen geeignet, wie Tonbandgeräte und Rundfunkempfänger. Der Eingangswiderstand beträgt etwa 100 k£> und die Empfindlichkeit etwa 100 mV für Vollaussteuerung. 240 Der zweite Eingang hat eine stromgegengekoppelte MOSFET-Ver- stärkerstufe. Sie ist im Prinzip genauso aufgebaut wie die Stufen des Klangregelverstärkers. Durch den Wegfall des Source-(Katoden-)Konden- sators aber tritt eine Stromgegenkopplung auf. Da der Drainwiderstand doppelt so groß ist wie der Sourcewiderstand (15 k£): 7,5 kfl), hat die Stufe nur eine 2fache Spannungsverstärkung. Der Eingangswiderstand der Schaltung wird praktisch durch den Gate¬ widerstand gebildet und beträgt etwa 1 MH, ein für alle Piezosysteme ausreichender Wert. Durch die 2fache Verstärkung dieser Stufe beträgt die Empfindlichkeit des entsprechenden Eingangs etwa 50 mV für Voll¬ aussteuerung. Besitzen die Transistoren des Klangregelverstärkers eine kleinere Steilheit als 0,7 mA/V und somit eine kleinere Stufenverstär- kung als 10, kann dieser Verlust dadurch ausgeglichen werden, daß man den Sourcewiderstand mit einem Kondensator überbrückt und somit die maximal mögliche Stufenverstärkung erhält. Es ist außerdem möglich, durch Teilung des Sourcewüderstands noch beliebige Zwischen¬ werte zwischen 2facher und maximal möglicher Verstärkung zu erhalten. Erweiterter EingatigsteiI Bild 2 zeigt eine Ausführung des Eingangs- und Mischteils, bei dem gleichzeitig drei mischbare Eingänge vorhanden sind, die alle mit MOSFET- Stufen bestückt sind. Durch einfache Umschalter (S 1 und S 2) lassen sich zwei der zugehörigen Mischpotentiometer auch direkt mit zwei weiteren Eingängen (4 und 5) ohne Verstärkerstufen verbinden. Man erhält so insgesamt fünf mischbare Eingänge, von denen jeweils drei gleichzeitig in Betrieb sein können. Der Eingang 1 ist mit einer nichtgegengekoppelten MOSFET-Stufe bestückt, die für eine relativ hohe Verstärkung ausgelegt wurde (12- bis 20fach). Die Empfindlichkeit dieses Eingangs liegt somit je nach Ver¬ stärkungsgrad der nachfolgenden Stufen zwischen 5 und 20 mV bei Voll¬ aussteuerung. Er eignet sich somit schon zum Anschluß von Kristall¬ mikrofonen, mindestens aber von piezoelektrischen Tonabnehmern von Musikinstrumenten (Gitarre z.B.). Wegen der großen Aussteuerbarkeit der MOSFET durch die relativ gerade Kennlinie ist es möglich, die Laut¬ stärke erst hinter der entsprechenden Verstärkerstufe zu regeln. Dadurch wird das bei MOSFETs noch immer störende Eigenrauschen bei nicht voll aufgedrehtem Lautstärkeregler im gleichen Maße wie das Nutzsignal verringert. Das Eigenrauschen ist zumindest bei den Basteltran¬ sistoren auch der Grund dafür, daß die Eingangsempfindlichkeit begrenzt bleiben muß. Die mit der Schaltung für Eingang 1 erreichten 5 bis 20 mV stellen etwa die Grenze dar, an der das Rauschen noch erträglich ist. Am Eingang 2 ist eine stromgegengekoppelte Sourceschaltung ange¬ schlossen. Durch die Gegenkopplung erreicht man eine etwa 5fache Ver- lf) Elektronisches Jahrbuch 1974 241 Min Eingang 4> Hf Tonband / Rundfunk Eingang 1 Hl — f £ jjl) Kristallmikrofon/ ^ Gitarre 0,22m Eingang E>-\\ Tonband/Mundfunk hin Eingang Z >-)f +Z5V Keramischer Tonabnehmer/ Gitarre / Dioden- ausgang, hochohmk ZZn Eingang 3 >H Plattenspieler, Piezosystem Bild 2 Schaltung das Misch - und Eingang steiles, erweitert auf Eingänge, non denen jeweils 3 gleichzeitig in Betrieb sein körnten Stärkung. Der Eingangswiderstand beträgt 1 — 1,5 Mfl. Die Eingangs- empfindiiehkeit wird damit 20 •••50 mV, je nach nachfolgender Ver¬ stärkung. Der Eingang eignet sich damit für Piezoquellen mit mittleren Ausgangssignalen, wie piezokeramische Tonabnehmer, Gitarretonabnehmer und hochohmige Diodenausgänge von Rundfunkgeräten. Eingang 3 hat eine nachgeschaltete Impedanzwandlerstufe (Source¬ folger), ähnlich dem sogenannten Katoden Verstärker. Es findet keine Spannungsverstärkung statt. Der Eingangswiderstand dagegen wird sehr hoch, in der angegebenen Schaltung (je nach Steilheit des Transistors bis zu 5 MO). Dieser Eingang ist daher zum Anschluß ergiebiger hochohmiger Signal¬ quellen wie normale Kristalltonarme geeignet. 242 Die Eingänge 4 und 5 sind wahlweise einschaltbar, wobei die Eingänge 1 bzw. 2 gleichzeitig außer Betrieb gesetzt werden. Die Eingänge 4 und 5 haben die gleichen Eigenschaften -wie Eingang 1 nach Bild 1. Durch die Vergrößerung der Entkopplungswiderstände von 200 auf 300 kfll gegenüber Bild 1 ergibt sich eine geringfügige Verminderung der Empfindlichkeit. Aufbau Der Verstärker nach Bikl 1 wurde in ein (bereits vorhandenes) Gehäuse mit den Abmessungen 260 mm x 75 mm X 160 mm (Innenmaße) einge¬ baut. Bild 3 zeigt die Frontansicht ohne dekorative Frontplatte und Bedienungsknöpfe. Die Potentiometer sind in der oberen Hälfte nebenein¬ ander angeordnet, darunter die zugehörigen Eingangsbuchsen, die Kontroll¬ lampe, der Netzschalter und die Lautsprecherbuchse. Bild 4 zeigt den Innenaufbau des Verstärkers. Tragendes Element ist ein abgewinkeltes 1,5-mm-Alublech. Unmittelbar hinter der Frontplatte, an der sich die Bedienungselemente befinden, sind der Vorverstärker und der Klangregelverstärker angeordnet. Rechts ist der Endverstärker zu sehen, deutlich erkennbar an den w-förmig abgewinkelten Kühlblechen für die Endtransistoren. Der Rückseite des Gerätes zugekehrt (links oben im Bild), befindet sich der Netzteil mit dem Netztrafo, den Si-Gleichrichtern, den großen Lade- und den kleineren Siebkondensatoren. Der Koppelkonden¬ sator für den Lautsprecher (C 5) ist ebenfalls in der Nähe des Netzteils. Bild 3 Frontansicht des beschriebenen Mustergerätes, Schaltung nach Bild 1. Die Potentiometer haben von links nach rechts die Funktionen: Mischregler, Eingang 2 (R25). Mischregler Eingang 1 (1123), Lautstärkeregler (R30), Tiefenregler (R35), Höhenregler (1138). Darunter befinden sich in gleicher Reihenfolge: die Diodenbuchsen für die Eingänge 2 und 1, die Signallampe , der Netzschalter und die Ausgangsbuchse für den Lautsprecher 243 Bild 4 Gesamtaufbau des beschriebenen Verstärkers Sw' : ..'Wi- ; 1 i 1;J3 V, r *- ■ ,?ry l "T. Bild 5 Ansicht auf die Endstufe des Mustergerätes Bild 5 zeigt den Endverstärker, der bei raumsparenderem Aufbau noch etwas kürzer ausfallen könnte. Die Kühlbleche der Transistoren wurden aus einem Alublechstreifen von 60 mm Breite und 100 mm Länge gebogen, wovon die letzten 30 mm beidseitig w-förmig abgewinkelt wurden. Die Wickeldaten des Netztrafos (Bild 1): Kerngröße: M 65 Wicklung I Anschi. 1 — 2 16S0 Wdg. 0,24 mm 0 Cul Wicklung II Anschi. 3 1 Lage 0,24 mm 0 Cul Wicklung III Anschi. 4—5 148 Wdg. 0,65 mm 0 Cul Anschi. 5—6 20 Wdg. 0,65 mm 0 Cul Anschi. 6—7 15 Wdg. 0,65 mm 0 Cul Inbetriebnahme Die Inbetriebnahme beginnt beim Endverstärker mit verringerter Be¬ triebsspannung. [1] Hierzu wird der Abgriff mit der niedrigsten Span- 244 innig am Netztrafo verwendet. Zwischen die Kondensatoren C 11 und C 12 (Pluspol) wird zusätzlich noch ein Widerstand von etwa 50 O geschaltet. Zieht die Endstufe einen zu großen Strom, so tritt über dem 50-fi-Wider- stand ein großer Spannungsabfall auf, der die Verlustleistung in der End¬ stufe und im Netzteil begrenzt. . Einen zusätzlichen Schutz stellt die Sicherung dar, deren Ausfall auch durch das Verlöschen der Kontrollampe angezeigt wird. Letztere ist eine Telefon-Stecklampe für 60 V Betriebsspannung, und sie gibt bei einer Betriebsspannung von 25 •••36 V ein dezentes Licht ab. Sie ist außerdem mit etwa 25 mA eine gewisse Vorbelastung für den Netzteil. Zur Erprobung der mit MOSFETs bestückten Vorstufen ist die volle Betriebsspannung erforderlich. Wie beschrieben, muß für die MOSFETs bei der niedrigsten Netzspannung und bei der größten Belastung des Netzteiles zwischen Source und Drain noch eine Spannung von mindestens 2 V zu messen sein. Anderenfalls sind der Source- und gegebenenfalls auch der Drainwiderstand zu verändern. i Schlußbetrachtungen Der beschriebene Verstärker eignet sich für die gebräuchlichsten mono- fonen Übertragungszwecke. Die Ausgangsleistung ist dabei für den Haus¬ gebrauch völlig ausreichend (zum Vergleich: HSV 000 ~ 6 W). Die Kon¬ zeption erlaubt eine Erweiterung der Eingänge bis auf 5. Bei Verwendung öpoliger Diodenbuchsen könnten z.B. die umschaltbaren Eingänge 1 und 4 bzw. 2 und 5 an den gleichen Buchsen liegen. Bei einem etwas gedrängteren Aufbau des Endverstärkers kann der Höhenregler über den Lautsprecherbuchsen angeordnet werden. Tiefen- und Lautstärkeregler werden um einen Platz nach rechts versetzt. Damit ist der Platz für einen zusätzlichen Mischregler geschaffen. Der Platz für die Diodenbuchse ist ohnehin vorhanden. Der erforderliche Platz für mindestens einen Umschalter (S 1 oder S 2 entsprechend Bild 2) kann leicht geschaffen werden, wenn der Netzschalter mit dem Lautstärkepotentiometer kom¬ biniert wird. Anstelle der Kontrollampe, die den Platz des Netzschalters einnimmt, können dann der oder die Eingangsumschalter S 1 bzw. S 2 montiert werden. Literatur fl 1 Müller, I).: NF-Leistungsstufen mit Siliziumtransistoren, Elektronisches Jahr¬ buch 1973, Militärverlag der DDR, Berlin 1972, Seite 204 l»is 214 [2] Bottke, E.: Sinusleistung Musikleistung, radio fernsehen elektronik 18 (1969), Heft 14, Seite 449 [3] Müller , D.: Vorverstärker mit Feldeffekttransistor zum Anschluß von Kristall¬ tonabnehmern, Funkamateur 21 (1972), Heft 3, Seite 120 bis 121 245 Hans-Peter Kirchhoff 7-Kanal-Misehpiilt für die Diskothek In diesem Beitrag wird ein Mischpult beschrieben, das außer den not¬ wendigen Vorverstärkern auch Mithörendverstärker hat, die über 7 Wahl¬ tasten mit den Vorverstärkern der Kanäle so verbunden werden können, daß ohne Beeinflussung des Mischprodukts jeder Kanal einzeln oder zu¬ sammen mit anderen abgehört werden kann. Dadurch eignet sich das Gerät besonders für den Einsatz in Diskotheken, da eine bessere Voraus¬ wahl der Platten getroffen werden kann. Die schaltungstechnischc An¬ ordnung der Potentiometer stellt einen Kompromiß zwischen maximal möglichem Störspannungsabstand und geringer Anzahl von Verstärker¬ stufen sowie abgeschirmten Verbindungsleitungen zugunsten von letzte¬ rem dar. Die Schaltung ist demzufolge recht einfach und umkompliziert. Eine großflächige Frontplatte gestattet eine übersichtliche Anordnung der Bedienungselemente sowie einen hohen Bedienungskomfort. 7 Kon¬ trollampen unter den jeweiligen Klang- und Lautstärkepotentiometern zeigen die zur Zeit mitgehörten Kanäle an. Die Mithörlautstärke kann geregelt werden. Durch ein weiteres Potentiometer ist es möglich, das am Eingang für Mono-Mikrofon anliegende Signal auf den rechten 246 SF 131c BG 107 bzw. linken Kanal zu verteilen. Die Ein/Aus-Schaltung erfolgt mit einer Leuchttaste. Der Signalweg wird vom Plattenspielereingang 2 aus verfolgt. Zunächst gelangt das Signal über 510 L2 (Schwingneigungsdämpfung) an die Basis von T 1, der in Kollektorschaltung arbeitet. Der Eingangswiderstand ist etwa 200 kD. Es können Plattenspieler mit eigenem Entzerrverstärker und dadurch bedingtem niedrigem Ausgangswiderstand angeschlossen * _ werden. Geräte mit hohem Ausgangswiderstand wie Plattenspieler mit Kristall- oder keramischem System können mit dem Eingang 1 verbunden werden, der durch einen Vorwiderstand entsprechend hochohmig ausgelegt wurde. Das Signal wird am Emitter von T l ausgekoppelt und über einen Hochpaß dem Einstell regier 5 kL2 zugeführt. An ihm können die Stufen- GS50ZB 247 CNI 248 6 HI . 249 Bild 4 Gesamtschallung des 7-Kanal-Mischpultes BC107 BC107 Bild 5 Teilschaltplan TSP 12 (A usgangsverstärker) Bild 6 Teilschaltplan TSP 01 (Netzteil) OxGYlIZ 10 10 ^ 500fi ^ 500fi tri + 7ßV —ob 500fi 1000/1 —°a > Verstärkung und die Kanalgleichlieit und damit die maximale Eingangs¬ spannung eingestellt werden. Das maximale Eingangssignal wird in T 2 bei maximaler Höhenanhebung und / = 16 kHz auf 4 V HF am Aus¬ gang verstärkt. An der Basis von T 2 befindet sich eine regelbare Höhenabsenkung durch die Reihenschaltung von 0,22 [xF und 25 kQ. Durch entsprechende Reglerstellung des Potentiometers 25 kQ sind Höhen¬ absenkung, linearer Frequenzverlauf und Höhenanhebung möglich. Vom Ausgang d gelangt das Signal über das Lautstärkepotentiometer und einen Trenn widerstand, zur Vermeidung von gegenseitiger Beein¬ flussung der Regler, an die Basiselektrode von T 9 (rechter Kanal: T 10). Mit T 9 wird der Pegel Verlust ausgeglichen und das Signal den Ausgängen A 1 und A 2 zugeführt. Für den Anschluß eines zusätzlichen Verstärkers für Pseudoquadrofonie wird die Differenz der beiden Stereokanäle über NF-Transformatoren ausgekoppelt und dem Ausgang A 3 zugeführt. Vom Ausgang d des Vorverstärkers gelangt das Signal bei Niederdrücken der entsprechenden Wahl taste über einen Trenn - widerstand von 75 kQ, 250 Bild 7 Ansicht des ausgeführten 7 -Kanal-Mischpultes Bild 8 Rückansicht des 7-Kanal-Mischpultes Fotos: Autor über das Lautstärkepotentiometer an den Eingang C des Mithörverstärkers. In T 5 und T 6 wird es weiterverstärkt und der Komplementärendstufe mit T 7 und T 8 zugeführt. Die Endstufe hat einen Anschlußwiderstand von > 200 12. An 400 £2 werden > 50 mW abgegeben. Das entspricht der für einen Kopfhörer minimal notwendigen Leistung. Zur Kühlung von T 7 und T 8 genügen Kühlsterne. Der Signalweg von den anderen Eingängen (außer Mono-Mikrofon) verläuft analog. Jeweils nach den Trennwiderständen 33 kQ erfolgt die Mischung der Kanäle. Die Schaltung des Vorverstärkers nach Bild 2 weicht in der 1. Stufe vom vorher beschriebenen ab. Durch die nicht- gegengekoppelte Emitterstufe wird ein Eingangswiderstand < 5 kf2 er¬ reicht. Dieser ist an dynamische Mikrofone angepaßt. Wird ein Eingangswiderstand ]> 5 kf2 gewünscht, muß im Emitter¬ zweig von T 3 eine Stromgegenkopplung mit R 1 = 68 fl erfolgen. Der Ausgang des Vorverstärkers für Mono-Mikrofon wird auf die Stereokanäle so verteilt, daß eine Balanceregelung mit dem Potentiometer 50 ld2 linear möglich ist. Die Trennwiderstände 6,8 k£2 vermeiden eine Pegeldämpfung des jeweils anderen Stereokanals bei Anschlagstell ung des Balancereglers. Die Erhöhung des Widerstandes für das Tandempoteutiometer für Laut¬ stärke auf 100 Id2 ist erforderlich, um den Spannungsverlust über dem Widerstand 5,8 kI2 gering zu halten. Der Netzteil ist einfach aufgebaut und erzeugt bei einer Trafospannung von 12,6 V rund 16 V am Ausgang. Der pulsierende Gleichstrom nach der Gleichrichtung wird durch eine einfache, aber zuverlässige Siebkette geglättet. Ergänzend sei noch bemerkt, daß sich durch höheren Aufwand an Bauelementen verschiedene Parameter verbessern lassen, so z. B.: — der Störspannungsabstand; — die Driftspannungsunabhängigkeit von T 2, T 9, T 10; — der Innenwiderstand und die Ausgangsleistung der Endverstärker; — die Stabilität der Betriebsspannung; — die Linearität und der Regelumfang der Klangregelung; — die gegenseitige Beeinflussung verschiedener Signale beim Mithören. Trotz des dazu erforderlichen höheren mechanischen und elektrischen Aufwandes sind die damit erreichbaren Parameterveränderungen so gering, daß sie keine hörbaren Verbesserungen beim praktischen Betrieb bewirken. Nach den Erfahrungen des Verfassers stellt die zuvor erläuterte Schaltung eine für den praktischen Betrieb brauchbare und ausreichende Lösung dar, deren Aufwand in einem vertretbaren Verhältnis zum Er¬ gebnis steht. Kombinierter Sinus- und Reehteckgeuerator mit MOSFET Walter Koch Im folgenden Beitrag wird ein Sinus-,/Rechteckgenerator beschrieben, bei dem im Eingang des Verstärkers ein MOSFET-Transistor eingesetzt wurde. Die Schaltung arbeitet in einem Frequenzbereich von 10 Hz bis 150 kHz. Das Gerät hat einen breiten Anwendungsbereich. 1. Allgemeines Die Vorteile von MOSFET-Transistoren sind eine Ursache für ihren schnellen Einzug in die Technik. Bei sorgfältiger Beachtung der Einbau- und Lötvorschriften [3] und durch elektronische Maßnahmen ist die leichte Zerstörung des MOSFET durch Überschreiten der zulässigen Gate- Source-Spannung weitgehend zu vermeiden. Eine Beschäftigung mit diesen relativ neuen Bauelementen ist für den ernsthaften Elektronik¬ amateur unerläßlich. Die eigene Arbeit wird erleichtert durch das nunmehr fr-i i—i i—r~] Bild / n n o Schaltzeichen and Anschlußschema für die U ° ö MOSFET SM MX und SM 104 größere Angebot von MOSFETs zu erschwinglichen Preisen, besonders dann, wenn auf die Bastel-MOSFETs (SM 103, SM 104) zum Preis von 1,40 M zurückgegriffen werden kann. Die vom Kombinat VEB Funkwerk Erf urt hergestellten unipolaren Transistoren vom Typ MOSFET haben die Bezeichnungen SM 103 und SM 104 , sie sind vom n-Kanal-Verarmungs- typ. Schaltzeichen und Anschlußschema sind in Bild 1 wiedergegeben. 253 1.1. Sinusgenerator mit Wien-Brücke, Beim Aufbau von Tongeneratoren mit Köhren Verstärkern und einer TFiew-Brücke im Rückkopplungszwcig ergeben sich keine wesentlichen Schwierigkeiten. Beim Einsatz von Transistoren stört jedoch der geringe Eingangswiderstand des ersten Transistors im Verstärkerzweig, durch den die TlTera-Brücke unzulässig belastet wird. Durch eine Darlington- Schaltung zweier Transistoren zu einem Eingangstransistor mit hohem Eingangswiderstand läßt sich dieser Mangel beheben. Aber im Hinblick auf den hohen Eingangswiderstand von MOSFETs bieten sich diese Bau¬ elemente für den Aufbau von Sinusgeneratoren mit einer Pkiew-Brücke im Rückkopplungszweig geradezu an. Angeregt durch die Schaltungen in [1] und [2], erfolgte der Aufbau der vorliegenden Schaltung des kombi¬ nierten Sinus-/Rechteckgenerators mit einem MOSFET aus der DDR- Produktion. Bild 2 zeigt die Schaltung des Gerätes. Die Frequenzeinstel- lung erfolgt in der JfT'en-Brücke über regelbare I20-Glieder. Auf Grund des hohen Eingangs Widerstandes des MOSFET kann mit relativ kleinen Kapazitäten und großen Widerständen ein sehr großer Frequenzbereich erfaßt werden. Mit den Werten P \ = P 2 — 500 kT2 und C 1 = O 2 = 10 nF läßt sich annähernd der gesamte NF-Bereich erfassen. Wer auf eine Feineinstellung der Frequenz nicht verzichten möchte, kann mit umschaltbaren Festkondensatoren und einem Tandempotentio¬ meter mit kleinerem Widerstand den NF-Bereich in mehrere Teilbereiche unterteilen. Im Mustergerät erfolgte die Einteilung der Frequenzen in 4 Teilbereiche: Bereich A — 15 Hz-* -150 Hz B — 150 Hz-* -1,5 kHz C — 1,5 kHz-- -15 kHz D — 15 kHz-- -150 kHz Diese Bereiche mit genügender Überlappung an den Bereichsgrenzen ergeben sich mit den Werten für den Tandemregler P l a = P 2 {l = 5 ld 1 für alle 4 Bereiche und den einzelnen Bereichskondensatoren : Bereich A B C D <71 = 02= 2 (xF <73=04= 200 nF 0 5=00= 20 nF 0 7 = 0 8 = 2 nF Der im Sourcezweig liegende Kaltleiter in Form einer Glühlampe (3,8 V, 0,07 A) stellt eine ausreichende Amphtudenkonstanz her. Mit dem Einstellregler P 3 erfolgt die richtige Einstellung des Arbeitspunktes, der dann erreicht ist, wenn bei größer werdender Amplitude eine gleich¬ mäßige Abkappung der oberen und unteren Halbwelle der Sinuslinie ein- 254 Op: r: «jr I«I Bild 2 Schaltung den Sinus-/liechteckgeuenUors mit einem MOSFET in der Eingun gsschaltang tritt. Zu dieser Einstellung ist die Verwendung eines Oszillografen un¬ umgänglich. Die Amplitudenregelung erfolgt mit dem Einstell regier P 4. Im Mustergerät betrug der endgültige Wert für P 4 nur 5 H. Bei sorg¬ fältigem, wechselseitigem Abgleich der Einstellregler P 3 und P 4 läßt sich eine Sinusspannung mit ausreichend konstanter Amplitude und gerin¬ gem Klirrfaktor einstellen. Sollten bei diesem Abgleich Schwierigkeiten, vor allem im Hinblick auf die Amplitudenkonstanz, in Verbindung mit der Schwingneigung des Generators auftreten (besonders an den hoch¬ frequenten Enden der Bereiche), so sind meist Gleichlauffehler des Tandem¬ potentiometers P 1, P 2 die Ursache. Eine Korrektur in bescheidenen Grenzen läßt sich mit den Einstellreglern P 5 und P 6 durchführen. Für einen niedrigen Ausgangswiderstand des Generators sorgt der Emitter¬ folger mit T 3. 1.2. Rechteckgenerator mit Schmitt-Trigger Die Umformung einer Sinusspannung in eine Rechteckspannung erfolgt mit einem Schmitt- Trigger mit anschließendem Emitterfolger, der wieder¬ um eine geringe Ausgangsimpedanz für den Rechteckgenerator herstellt. Der Widerstand R 1 verhindert Rückkopplungen zwischen Rechteck- und Sinusgenerator, während das Potentiometer P 7 eine Einstellung des Tastverhältnisses der Rechteckspannung zuläßt. Ausführliche Beschrei¬ bungen des Schmitt-Triggers und der Wien-Brücke sind in der Literatur zahlreich zu finden. [4, 5] 1.2.1. Signalausgang Wahlweise gelangen Sinus- oder Rechteckspannung über den zweipoligen Umschalter S 3 und den Stufenschalter S 4 an den Ausgang des Gerätes. Der Stufenschalter S 4 läßt die Einstellung feststehender, gebräuchlicher Dämpfungswerte zu. Für diesen Zweck ist es jedoch notwendig, die Sinus- und Rechteckspannung vorher zu eichen. Das geschieht für die Sinus¬ spannung bei U e ff = 1 V mit einer Markierung am Potentiometer P 8 und für die Rechteckspannung bei U ss = 1 V mit einer Markierung am Poten¬ tiometer P 9. Die Markierungen an den Potentiometern P 8 und P 9 las¬ sen sich mit einem Oszillografen oder einem geeigneten Meßgerät finden. 1.2.2. Netzteil Der Netzteil muß für die Versorgungsspannungen des Sinus- und Rechteck¬ generators ausgelegt sein: Sinusgenerator 20---24 V, etwa 40 rnA; Rechteckgenerator 6 V stab., etwa 10 inA. 25G Nach Abnahme am Trafo und anschließender Zwei weggleichricht ung wird die Versorgungsspannung elektronisch mit einem Transistor sorg¬ fältig gesiebt. Wegen der starken Amplitudenabhängigkeit der Rechteck¬ spannung wird die Betriebsspannung des Reckteckgenerators mit einer geeigneten Z-Diode auf 6 V stabilisiert. Alle verwendeten Halbleiter¬ bauelemente, mit Ausnahme der Z-Diode, stammen aus dem Bastler¬ sortiment. Bild 3 Vorschlag für die Gestaltung der Frontplatte des beschriebenen Generators Bild 4a Innenansicht des Sinus-/Rechteckgenerators 17 Elektronisches Jahrbuch 1974 257 Bild 4b Blick auf die Platine des Sinus-] Recht eckgene.rators 1.2.3. Aufbau Sinus- und Rechteckgenorator sind vom Netzteil getrennt in gedruckter Schaltung aufgebaut. Die Innenansicht des Gerätes geht aus Bild 4 hervor. Beim Selbstbau von Geräten sollte niemals auf eine sorgfältige Gestaltung von Gehäuse und Frontplatte verzichtet werden, sie stellen den Schlu߬ punkt beim Bau solcher Geräte dar. Einen Vorschlag für die Gestaltung der Frontplatte zeigt Bild 3. In eine weiße Plastplatte ist sclnvarze Schrift graviert. Das Gehäuse ist ein Normeinschub. Die Frequenzeichung wurde mit einem industriellen Tongenerator vorgenommen. Das Ablesen der Frequenz erfolgte beim Mustergerät aus einer Eichkurve. Später wurde nach dieser Kurve eine in Frequenzen geeichte Skale gefertigt. Literatur £1] Pye, C.: Low Distortion 30 11z ... 20 kHz Oseillator, Wireless World, Januar 1970, Seite 12 [2] Jakubaschk, TI.: Transistorisierter Sinus- und llechteckgenerator, Radio und Fernsehen, Heft 20/1966, Seite 629 [3] IlFT-Information Bauelemente MOS-Feldeffekttransistor SM 103, SM 101. VEB Kombinat Funkwerk Erfurt [4] Fischer, H.-J.: Einführung in die Dioden- und Transistortechnik, Teil 2‘ Transi¬ stortechnik, Praktischer Funkamateur, Bd. 82, Deutscher Militärverlag, Berlin 1971, Seite 90 [5] Schmidt., R.: Schwingungserzeugung mit Elektronenröhren, Praktischer Funk¬ amateur, Bd. 24, Verlag Sport und Technik, Ncueuhagen 1962, Seite 68 258 Transistorcmpfängcr für K-M-U-Empfang Ein Kofferradio, das neben den AM-Bereichen auch dön UKW-Bereich enthält, ist bei entsprechender Größe und Klangqualität durchaus nicht als «•Heule < « zu betrachten, sondern stellt eine Ergänzung zum nicht- transportablen Heiniempfänger dar. Unsere Industrie hat in der letzten Zeit ein sehr reichhaltiges Sortiment solcher Geräte auf den Markt ge¬ bracht. Der Gedanke liegt nahe, sich ein solches Gerät selbst zu bauen, zumal die recht niedrigen Preise für Halbleiterbauelemente die Kosten dafür erheblich senken. Manch einer hat vielleicht schon den Gedanken gehabt, «len Selbstbau eines solchen Geräts zu beginnen, der Aufwand an Meßgeräten zum Abgleich hielt ihn aber davon ab. Nicht jeder wird wohl in der Lage sein, sich einen AM-FM-Meßsender zu beschaffen. Es soll deshalb im folgenden gezeigt werden, daß es auch möglich ist, praktisch ohne Meßgerät (nur ein Multizet zum Einstellen der Arbeitspunkte der Transistoren wäre zu empfehlen) einen leistungsfähigen AM-FM-Super aufzubauen und abzu- gleichen, der den industriellen Geräten durchaus gleichwertig sein kann. Der beschriebene Super hat die Wellenbereiche K-M-U und eine NF-Ausgangsleistung von etwa 1,5 W. Es sei aber vorausgeschickt, daß ein AM-FM-Super dieser Größenordnung einige Erfahrungen im Emp¬ fängerbau, mechanischer sowie elektrischer Art, voraussetzt und deshalb nicht dem Anfänger als Erstlingswerk zu empfehlen ist. Schaltungsbeschreibung Die Schaltung untergliedert sich wie üblich in Tuner, AM/FM-ZF- und NF-Teil. Zusätzlich wurde im Mustergerät noch eine Transistorkaskode eingebaut, die sich mit wenigen Handgriffen vor den Tuner schalten läßt. Somit kann in Gregenden, in denen schlechte UKW-Empfangsbedingungen herrschen, die Empfindlichkeit gesteigert werden. In sendernahen Ge¬ bieten empfiehlt es sich nicht, die Kaskode vorzuschalten, da sehr leicht Kreuzmodulation in der Mischstufe entsteht, wodurch der Empfang schwächerer Sender unmöglich werden kann. Auf eine Beschreibung der Kaskode wird verzichtet. Wolfram Kurth 259 Aufbau der einzelnen Baugruppen Die komplette Schaltung wurde erat als Versuchsschaltung aufgebaut und die günstigste Dimensionierung ermittelt. Der Zusammenbau erfolgte dann baugruppenweise. Natürlich kann man auch alles auf einer Platine unterbringen. Den Aufbau macht man zweckmäßigerweise von der Gehäusegestaltung abhängig. Tuner Der Tuner besteht aus der selbstschwingenden Mischstufe mit dem Transistor GF 131 und der Vorstufe GF 132. Beide Stufen arbeiten in Basisschaltung. Im Kollektorkreis des 1. Transistors liegt der abgestimmte Zwischenkreis. Die Abstimmung erfolgt kapazitiv. Der Oszillatorkreis ist bei etw r a 2/3 vom kalten Ende angezapft, um eine Verstimmung des Oszillators bei Speisespannungsänderungen klein zu halten. Bei einer Verwendung von Monozellen entfällt deshalb eine besondere Maßnahme zur Spannungsstabilisierung. Im Kollektorkreis des GF 131 liegt das 1. ZF-Bandfilter (FM 4 und FM 5). Die beiden Filter, wie auch die Filter des ZF-Teils, sind Originalteile des Vagant vom VEB Kombinat Stern- Radio Berlin. Der Tuner wird in einem kleinen Kästchen aus kupferkaschiertem Halbzeug aufgebaut (Bild 2 und Bild 3), das zur Vermeidung von Stör- strahlung mit einer Kappe aus 0,5 mm starkem Messingblech abgeschirmt wurde. Die Spannungszuführung erfolgt über einen Durchführungs¬ kondensator, der in eine Seitenwand eingelötet wurde. Die Plusleitung sowie die Verbindungen der Bandfilter sind ausgeätzt, und die übrige Fläche wird als Masseleitung genutzt. Um eine möglichst kurze Verdrah¬ tung zu gewährleisten, werden die übrigen Verbindungen freitragend ausgeführt, die Masse Verbindungen, Drehkondensator- und Spulen¬ anschlüsse dienen als Stützpunkte. Der verwendete Drehkondensator hat eine Kapazität von 2 X 12 pF. Die Spulen wurden aus versilbertem Cu-Draht auf Spulenkörper vom Durchmesser 7 X 30 mm mit Messingkern gewickelt. Besser wäre die Verwendung von HF-Eisenkernen, doch ist deren Beschaffung nicht ganz einfach. Wer keinen versilberten Draht zur Verfügung hat, kann auch CuL-Draht verwenden. Es ist darauf zu achten, daß die Spulen mit einem Abstand zwischen den Windungen gewickelt werden, der ungefähr dem Drahtdurchmesser entspricht. Alle Verbindungen im Tuner sind so kurz wie möglich auszuführen. Falls sich eine Verwendung von Schalt¬ draht nicht vermeiden läßt, nimmt man etwa 1 mm dicken, möglichst versilberten Cu-Draht. Die Kondensatoren sollen keramische Ausführungen sein. 260 V \23 21 2 Bild 3 Blick in den UKW-Tuner, links der Eingangsübertrager, rechts davon die Zwischenkreisspule, neben den Filtern die Oszillator spule 261 Spulendaten Die Windungszahlen gelten für die angegebenen 8pnlenkörper mit Messing¬ kern. Sollten HF-Iverne verwendet werden, so sind die Windungszahlen auf etwa 2/3 zu reduzieren. L 401 — 2mal 2 Wdg., 0,8 mm CuL, bifilar zwischen L 402 L 402 — 8 Wdg., 0,8 mm CuAg L 403 — 4 Wdg., 0,8 mm CuAg L 405 — 4 Wdg., 0,8 mm CuAg, angezapft bei 2 3/4 Wdg. vom kalten Ende L 404 — 9 Wdg., 0,2 mm CuL, auf Ferritkern, 2 mm 0, 7 mm lang. AM IFM-ZF- und AM-Teil Der FM-ZF-Verstärker ist 3stufig ausgeführt. Die Schaltung wurde an die des Vagant angelehnt. Man erkennt auf dem Foto im Mustergerät unterhalb des Tastensatzes noch eine 4. ZF-Stufe, die zusätzlich ein¬ gebaut wurde, um die ZF-Verstärkung noch etwas zu erhöhen, was aber nicht unbedingt nötig ist. Die ZF-Stufen (3 X GF 130) arbeiten in Emitter¬ schaltung. Als Arbeitspunkt stellt man einen Kollektorstrom von etwa 1 mA ein. Eine Neutralisation der FM-ZF erfolgt, wenn nötig, durch LC- Glieder zur Basis der Transistoren. Die Werte der Kondensatoren probiert Bild 1 Schaltung der AM-Mischstufe bzw. 1. FM-ZF-Stufe; C304, C30G, C313 sind keramische Scheibentrimmer 10-40pF; a 1 bis i 3 sind Kontakte des Tastensatzes % 262 263 i Mid 5 Schaltung für das AM/FM-ZF-Teil; die Punkte 11, 13 bis 17 sind Lötösen, l v bis / 3 sind Kontakte des Tastensatzes; C204 befindet sich nicht auf der Platine man am besten aus. Die erforderlichen Koppelwicklungen sind in den Filtern mit enthalten. Als Demodulator arbeitet ein unsymmetrischer Ratiodetektor. FM 8 und FM 9 bilden das Ratiofilter. Der Regler B 218 dient zur AM-Unterdrückung. Der 1. FM-ZF-Transistor wird bei AM-Empfang als selbstschwingender Mischer umgeschaltet. Drehkondensator, Oszillatorspulen, Drossel Dr sowie die Vorkreisspulen sind Originalteile des T 100. Falls die Vorkreis- spulon nicht erhältlich sind, kann man sie auch selbst wickeln. L 301 — 80 Wdg., HF-Litze, angezapft bei 10 Wdg, L 302 - 10 Wdg., HF-Litze L 303 — 2 Wdg., HF-Litze, auf L 302 Dr — 30 Wdg., 0,2 mm CuL, auf 3-mm-Ferritkern Die Drossel Dr verhindert beim MW-Empfang eine Mischung der Oberwellen des Oszillators mit Kurzwellenstationen. Die Trimmer C 304 und C 306 können auch weggelassen werden, da ja am Drehkondensator die zum Abgleich nötigen Trimmer vorgesehen sind. Die Trimmer waren im Mustergerät nötig, um ein bequemes Abgleichen zu ermöglichen. Die 2. und die 3. FM-ZF-Stufe arbeiten gleichzeitig als AM-ZF-Ver¬ stärker. Der 1. ZF-Transistor erhält zur Schwundregelung eine Regelspan- nung von der Demodulatordiode. Die Dämpfungsdiode D 201 unterstützt diese Regelung. Der Aufbau der Mischstufe erfolgte auf dem Tastensatz. Verwendet wurde ein Tastensatz mit 3 voneinander abhängigen Tasten und jeweils 4 Wechselkontakten. Die ehemals runden Tasten wurden durch Tasten vom Stern-Elite ersetzt. Es wurde in konventioneller Weise verdrahtet, da die Realisierung einer gedruckten Schaltung bei dem verwendeten Tastensatz schwierig war. Der Aufbau des ZF-Teils erfolgte in gedruckter Schaltung (Bild 6). Die Platine wurde aus platztechnischen Gründen gegenüber der Original¬ platine des Vagant etwas schmaler gehalten. Die verschiedenen Anschlu߬ punkte wurden als Lötösen herausgeführt, die eine spätere Verdrahtung sehr gut gestatteten. NF-Teil Um eine gute UKW-Wiedergabe zu erzielen, wurde eine eisenlose End¬ stufe gewählt. Die Schaltung ist in [3] beschrieben. Vor dem Endverstär¬ ker mit dem komplementären Paar (AD 1611 Al) 162) befinden sich die Treiberstufe (GC 301 dj und 2 Vorverstärkerstufen (SF 131 D , GC 100 c). Wenn man in der 2. Stufe einen Transistor mit genügend großer Strom¬ verstärkung (ß ^ 400) einsetzt, kann die 1. Stufe entfallen. Die Höhenanhebung bzw. -absenkung erfolgt durch eine regelbare Gegenkopplung, die Baßregelung (Beschneidung der Tiefen) befindet 264 N. 5 5 to 5 oc «o NJ "i *3 &H 5 . «® t3 <ö *r~- •ts g fe» 3 •>Kabinetts der nationalen Konzentration« unter Leitung des im engsten Kontakt zu den großen deutschen Monopolherren Haniel, Klöckner, Poensgen, Springorum, Thyssen und anderen Repräsentanten der Schwerindustrie stehenden reaktionären Zentrumspolitiker von Papcn begann die entscheidende Phase im Kampf um die Alternative in Deutschland: Faschistische Diktatur oder Abwehr der faschistischen Gefahr. Die KPD unterließ nichts an Versuchen, mit der Sozialdemokratischen Partei und den Freien Gewerkschaften eine gemeinsame Front gegen diese reaktionäre Papen-Regierung zu errichten. Aber alle Bemühungen waren umsonst. Derselbe Generalfeldmarschall von H Oldenburg, der mit den Stimmen der sozialdemokratischen Mitglieder und Anhänger zum Reichspräsiden¬ ten gewählt wurde, beauftragte den Reichskanzler Franz von Papen, mit' einem Staatsstreich die verfassungsmäßige preußische Regierung unter Führung der Sozialdemokraten Otto Braun und Karl Severing am 20. Juli 1932 davonzujagen. Weder Severing noch Braun unternahmen auch nur den Versuch eines sinn- und wirkungsvollen Widerstandes, obwohl im Reichsbanner und selbst bei der preußischen Polizei durchaus Chancen bestanden, sich gegen diesen Staatsstreich erfolgreich zur Wehr zu setzen. Der »Vorwärts-«, das Zentralorgan der SPD, vertröstete stattdessen am 21. Juli die Mitglieder der SPD und deren Anhänger, die Antwort 10 Tage später mit dem Stimmzettel zu geben. Zu den terroristischen Mitteln der Reichsregierung und ihrer Trabanten gehörte die ausschließliche Sperre des Rundfunks für die Kommunisten. Der wachsende faschistische Einfluß auf ein solches Massenmedium, wie es der Rundfunk zu dieser Zeit darstellte, äußerte sich nicht zuletzt darin, daß die Reichsregierung wie die Länderregierungen den Rundfunk allen Parteien und damit auch der faschistischen Partei zur Verfügung stellten, es aber gleichzeitig kategorisch ablehnten, auch den Führer der Kommuni¬ stischen Partei Ernst Thälmann oder andere seiner Mitstreiter am Mikro¬ fon zu Wort kommen zu lassen. Die Reichsregierung genierte sich nicht, einen entsprechenden Antrag mit den Worten abzulehnen: »Der umstürzlerische Charakter der Kommunistischen Partei, wie ja bei den Unruhen der letzten Tage erneut erwiesen ist, macht ihre Gleich¬ stellung mit den anderen Parteien bei der Behandlung der Wahlreden im Rundfunk unmöglich.-« 1 Wer tatsächlich zu diesen umstürzlerischen Elementen gehörte, wer den Mord zur Praxis des politischen Kampfes machte, das demonstrierten SA-Leute einige Tage später, als sie in de v r Nacht zum 10. August 1932 den mit der Kommunistischen Partei sympathisierenden Landarbeiter 1 »Die Welt am Abend« vom 25. 7.3032 284 Konrad Pietczuch in Potempa ermordeten. Nachdem sich die Hitlerclique und Hitler persönlich offen zu diesem kaltblütigen Mord bekannten und eine wütende Kampagne gegen die Papen-Regierung entfesselten, die 5 der Mörder gemäß der Notverordnung des Reichspräsidenten zum Tode verurteilt hatte, wurden die Banditen zu lebenslänglichem Zuchthaus begnadigt (und am 23. März 1933 von der Hitlerregierung schließlich frei- gelassen). Dieses und andere nazistische Verbrechen an der Menschlichkeit hinder¬ ten die Papen-Regierung indes nicht, an ihrem Beschluß festzuhaltcn: Die KPD darf nicht ans Mikrofon! Treffend hat Erich Weinert in jener Zeit die groteske Situation in seinem Gedicht «-Mit Ausnahme der Kom¬ munisten-« gebrandmarkt, in dem es u.a. heißt: "•Wißt ihr denn, was das bedeutet? Wißt ihr denn, was damit gesagt ist? Alle Parteien durchkreuzen nicht der Regierung Die gottgewollte Regelung der Dinge, Alle — mit Ausnahme der Kommunisten!-« 2 Die Kommunistische Partei Deutschlands und die mit ihr sympathi¬ sierenden Massenorganisationen protestierten stets aufs neue gegen diese Willkürakte der Länder und der Reichsregierung, gegen die Ausschaltung der konsequentesten Antifaschisten aus dem Rundfunk. Die KPD hatte in den November-Wahlen 1932 mit fast 6 Milhonen Stimmen (jeder 6. Wahlberechtigte) die dritte Stelle in der Liste der großen Wahlparteien erreicht imd somit genau wie andere Parteien das verfassungsmäßige Recht, im Rundfunk zu Gehör zu kommen. Umsomehr, da sie schon bei den Reichstagswahlen am 14. November 1930 in Berlin die meisten Stimmen erhalten und damit erstmalig als Kommunistische Partei eines kapitalistischen Landes die relative Mehrheit in der Hauptstadt errungen hatte. Natürlich resignierten die Kommunisten nicht. Mit Hilfe der Techniker und Arbeiter-Erfinder im Freien Radio-Bund gelang es, eine Reihe Sender zu installieren, die bei den verschiedensten Gelegenheiten zu Wort kamen. Es erübrigt sich an dieser Stelle, auf die Geschichte der kühnen Taten von Arbeiter-Radiobastlern und sympathisierenden Geistesschaffenden hinzu¬ weisen, die legale und illegale Möglichkeiten ausnutzten, um für dio Wahl der Kommunistischen Partei zu werben und in den reaktionären, immer mehr zum Faschismus tendierenden Rundfunk der Weimarer Zeit ein klares, eindeutiges "-Rot Front!« zu rufen. Im Herbst 1932 war ich hauptamtlicher Mitarbeiter der Bezirksleitung der KPD Berlin — Brandenburg — Lausitz — Grenzmark. Mein Arbeits- 2 Die »Rote Fahne« vom 10. Juni 1932 285 bereich war die Abteilung Agitation und Propaganda. Im November 1932 wurde ich eines Tages gefragt, ob ich Übung habe, vor einem Mikrofon zu sprecheii. Ich konnte das bejahen, da ich während meiner Studienzeit in Moskau wiederholt vor dem Sender der sowjetischen Gewerkschaften gesprochen hatte. Einige Tage später erhielt ich den Auftrag, noch am gleichen Tage eine 7- bis 8-Minutensendung vorzubereiten. Ich sollte zu konkreten Tagesfragen sprechen, den Ort des Senders aber erst erfahren, wenn man mich gegen Abend zur vorgesehenen Stunde hinbringen würde. So geschah es denn auch. Meines Erinnerns ging es in eine Straße, die entweder noch im Bezirk Kreuzberg oder schon zum Bezirk Neukölln gehörte. % Vor der Wohnung angelangt, gab ich das mir genannte Klingelzeichen und dem Wohnungsbesitzer das Losungswort. Wortlos führte er mich in ein Zimmer. In seiner Mitte stand ein Tisch, auf dem ein Mikrofon mon¬ tiert war. Ein anwesender Techniker unterwies mich, wäe die Sendung ablaufen werde. Es käme ein Signal, und unmittelbar danach sollte ich zu sprechen beginnen. Um die Zeit einzuhalten, stand in entsprechender Entfernung ein Wecker, so daß ich die Zeit kontrollieren konnte. Meine Genossen im Sekretariat der Bezirksleitung der KPD hatten mir gesagt, es wäre sehr gut, wenn ich etwas zur wutentbrannten Hetz¬ kampagne der bügerlichen Presse gegen unsere illegalen Sendungen sagen würde. Der Ausgangspunkt war eindeutig. Da uns die Regierung hinderte, von unserem verfassungsmäßigen Recht Gebrauch zu machen, nahmen wir uns selbst das Recht mit Hilfe eines für diesen Zwock kon¬ struierten Senders. Ich kann mich natürlich nicht verbürgen, aber mir kommt der folgende Text doch sehr bekannt vor, und es könnte sein, daß ich ihn gesprochen habe. »Hier ist der Rote Sender an das Rote Berlin! Wir danken erst einmal allen bürgerlichen Blättern für die Aufmerksam¬ keit und die gewiß ungewollte Propaganda, die sie durch mehr oder weniger ungewollte Berichterstattung über unsere bisherigen Sendungen geleistet haben. Die Außerbetriebsetzung unserer Rotationsmaschinen, die Verbote unserer Versammlungen haben uns gezwmngen, uns auf diesem Wege Gehör zu verschaffen... Keine Knebelung der Presse, kein Redeverbot, keine Rundfunksperre können ims abhalten, regel¬ mäßig zu gegebenen Zeiten unsere Meinung in die Lautsprecher der werktätigen Hörer zu funken... Es ist nicht so einfach, Schwarzsender unschädlich zu machen, w r ie eine Klebekolonne festzunehmen. Also: Bahn frei unserem Roten Sender!« Dieser Text wmrde gesprochen. Die Abhördienste der Post, Polizei und Zeitungsredaktionen bestätigten es. Wie gesagt: Ich halte es für wahr- 286 scheinlich, daß ich der Sprecher war, ohne es heim gegenwärtigen Stand unserer Forschungsarbeit beweisen zu können. Meiner Erinnerung nach sprach icli — Unterlagen liegon nicht vor und eine schriftliche Ausarbeitung war mir nachdrücklich untersagt worden — weiter über die Situation nach den Reichstagswahlen vom 6. November 1932, bei denen die Nazipartei fast 2 Millionen Stimmen verloren hatte. Die Kommunistische Partei wertete das Wahlergebnis als einen Vormarsch der antifaschistischen Kräfte, aber auch zugleich als eine politisch gefährliche Zuspitzung. Es bestand die Gefahr, daß bei dem sichtbar wachsenden Einfluß der KPD auf die Werktätigen nunmehr die maßgeblichen Konzernherren die Nazis an die Macht rufen würden. Hitler sollte mit Hilfe eines barbarischen Terrors — »Köpfe müssen rollen!«, schrieb einer der Naziführer in einem Dokument — alle noch vorhandenen demokratischen Rechte und Freiheiten beseitigen, die Arbeiterorganisa¬ tionen zerschlagen und ihre Führer dezimieren. Auf diese Weise hoffte die deutsche Monopolbourgeoisie, ihr ins Wanken geratenes, bis zu den Grundfesten erschüttertes kapitalistisches Ausbeutungssystem zu erhalten. Es gelte, nicht auf neue Wahlen zu warten — so schloß ich ungefähr — , sondern zusammen mit allen sozialdemokratischen Arbeitern und allen Hitlergegnern eine gemeinsame antifaschistische Front zu schaffen als die einzige Gewähr zur Verhinderung der faschistischen Machter¬ greifung. Mit einem »Rot Front!« verabschiedete ich mich von den Hörern. Kaum war das letzte Wort gesprochen, verließ ich auch schon wieder die Wohnung. Zwei Straßen weiter stand ein Wagen, der mich zum Partei¬ haus am heutigen Rosa-Luxemburg-Platz brachte. Mit einem kurzen Bericht an den Genossen Leiter der Abteilung war der Auftrag für mich erfüllt. Eine nochmalige Aufforderung erfolgte nicht. Über die Wirkung dieser illegalen Funkaussprache berichtete die Presse ziemlich ausführlich, je nach der politischen Richtung anerkennend, re¬ gistrierend oder voll wütendem Haß, vor gespielter Empörung schäumend. Wie konnten es die Kommunisten auch wagen, mit Hilfe von Arbeitern und Technikern das Rundfunkmonopol der Bourgeoisie zu durchbrechen und sich mit einem eigenen Sender an das Volk zu wenden! Offiziell wurde die Be¬ völkerung aufgerufen, Post und Polizei zu helfen, den Roten Sender ausfin¬ dig zu machen. Ein Denunziant half den Technikern und der Polizei tatsäch¬ lich. Im Dezember 1932 gelang es, im Berliner Bezirk Wedding einen Sender anzupeilen, die beteiligten Personen zu verhaften und die Anlagen zu beschlagnahmen. Es ist vielleicht noch interessant, aus einer Information des Reichs¬ ministeriums des Innern Näheres über die technische Seite des illegalen Senders zu erfahren. In dem fraglichen Dokument heißt es: »Der am 8. Dezember in Berlin polizeilich beschlagnahmte kommuni¬ stische Rundfunksender arbeitete auf Welle 465 M. Es ist ein eigenerreg¬ ter Röhrensender mit einem Modulationsrohr und einer Valvo-Sende- 287 röhre, ein Netzgerät mit 4 Köhren G04 in der Endstufe, als Gegentakt geschaltet und zwei Röhren 804 im Eingang. Auch dieses Gerät als Netzgerät für Wechselstrom. Für das Mikrofon wurde ebenfalls ein besonderer Verstärker benutzt. Die Reichweite eines solchen Senders innerhalb der Großstadt bei gleichzeitig störender Tätigkeit der Sender Berlin und Langenberg ist natürlich verhältnismäßig gering.-« 3 In dieser technischen Beschreibung wird auf die Schwäche des Roten Senders hingewiesen — den geringen Ausstrahlungseffekt. Dennoch gehört die Arbeit jener hervorragenden Menschen zu den ruhmvollfen Taten im antifaschistischen, antiimperialistischen Befreiungskampf unseres Volkes. Sie gaben nicht nur ihre Zeit und ihr Können, sie scheu¬ ten keine materiellen Opfer, sie waren bereit, ihre Freiheit und ihr Leben einzusetzen, um das Rundfunkmonopol der Bourgeoisie zu brechen und das Wort der Kommunistischen Partei Deutschlands in die Massen zu tragen. Aus * Beiträge zur Geschichte des Rundfunks (Deutscher Demokratischer Rundfunk)« Heft 3/1972, Seite 48-GO n IML, ZPA, 10/62. Bd. 1, Bl. 99 288 MMM - Kaleidoskop Exponate der NVA Auf der XV. Zentralen Messe der Meister von morgen bewies die Jugend unserer Republik erneut, welchen Schöpfergeist, Erfindersinn und Ge¬ dankenreichtum sie in den Dienst des Auf baus der sozialistischen Gesell¬ schaft zu stellen vermag. Mehr als je zuvor waren die Aufgaben, die sich die Meister von morgen diesmal gestellt hatten, von den entscheidenden Zielen des Volkswirtschaftsplanes bestimmt. Rationalisierung, Materialökonomie, Kostensenkung, höhere Qualität, moderne Produktionsverfahren, bessere Arbeits- und Lebensbedingungen — die Bewegung Messen der Meister von morgen machte diese wichtigen Ziele zu Zielen der Jugend. In der 18jährigen Geschichte unserer Nationalen Volksarmee wurden die Initiative und die Schöpferkraft der Soldaten, Unteroffiziere, Offiziere und Zivilbeschäftigten zu einer wichtigen Quelle für die Erhöhung der Kampfkraft und Gefechtsbereitschaft. Das ist der Auftrag der Neuerer der Nationalen Volksarmee in der Bewegung Messe der Meister von morgen. Wenn auch verständlicherweise verschiedene Neuerungen aus dem Bereich der Nationalen Volksarmee nicht in Leipzig ausgestellt werden konnten, so legte doch der Ausstellungsteil unserer Armee auf der XV. Zentralen MMM Zeugnis davon ab, wie ernst unsere Armeeange¬ hörigen diesen Auftrag nehmen. Das Elektronische Jahrbuch möchte an dieser Stelle wiederum (wie immer »leicht« verspätet) einige der insgesamt 75 Exponate der Nationa¬ len Volksarmee vorstellen. 1. Prüfgerät für Nachtsichtgeräte Neuererkollektiv: Stabsobermeister Scharff Das Prüfgerät (Bild 1) ermöglicht die schnelle und gefahrlose Über¬ prüfung der in Nachtsichtgeräten verwendeten gasdichten NC-Sammler sowie Sperr- und Bildwandler. Die einfache Bedienung des Prüfgeräts 19 Elektronisches Jahrbuch 1974 289 Bild 1 Prüfgerät für Nachsichtgeräte uncl die Tatsache, daß im Ergebnis der Prüfung eine Ja-Nein -Aussage über die Weiterverwendbarkeit des Prüflings erfolgt, ermöglichen die sichere Prüfung der o. g. Baugruppen des Nachtsichtgeräts auch durch nichtausgebildetes Personal. 2. Relaisprüfgerät. Neuererkollektiv: Oberstleutnant Eichhorn Das Gerät (Bild 2) ermöglicht die Prüfung (Ermittlung der statischen Schaltparameter) von 6-V- bis 4S-V-Relais (mit der EDV-Standard- erfassung). . . ,T ' ' '' • ' ' ' ••■■■■ ■■■' •— 11,1 . 00000300 8«tro!> Spannung WOm* Bild 2 Beiaisprüfgerät 3. Zeitgeber für Alarmanlage Neuererkollektiv: Zivilbesckäftigter Kemmler Der Zeitgeber (Bild 3) ermöglicht die Auslösung unterschiedlicher Alarmarten. Durch veränderliche Zeitkonstanten der Multivibratoren läßt sich die Signalfolge variieren. 4. Gebührenzählgerät Neuererkollektiv: Feldwebel Mautzahn Das Gerät (Bild 4) ermöglicht die Sprechgebühren in allen Tarifgruppen zu ermitteln. Das Zählgerät nutzt die Gesprächszählimpulse der Deut¬ schen Post aus und zeigt bei Eingabe der jeweiligen Entfernungszone die genauen Sprechgebühren an. 5. Funkfernschreibanschlußgerät Neuererkollektiv: Zivilbeschäftigter Kunde Das Anschlußgerät (Bild 5) ermöglicht in Verbindung mit beliebigen modulierbaren Funkanlagen, insbesondere Anlagen mit Einseitenband¬ modulation, Funkfernsehreibbetrieb (50 Bd). Ein einwandfreier Empfang ist noch bei einem Signal-Rauschabstand von 1:2 möglich. Das Gerät zeichnet sich besonders durch einfache Bedienung aus. 291 Bild 4 Gebührenzählgerät (J . Elektronische Stoppuhr Neuererkollektiv: Leutnant Harbarth Die elektronische Stoppuhr (Bild 6) hat eine vierstellige Anzeige für Minuten und Sekunden (bzw. Zählimpulse) und eine Zeit- (bzw. Impuls-) Vorwahl. Die Uhr ist rückstellbar. Sie kann vor allem als Zcitnormal beim Funkbetriebs-Normtraining eingesetzt werden. 292 Bild 6 Elektronische Stoppuhr 7. Richttrainingsgerät Neuererkollektiv: Oberstleutnant Voigt Das Trainingsgerät (Bild 10) wird zur Ausbildung von Richtkanonieren an der Zieleinrichtung der 122-mm-Haubitze genutzt. Der Ausbilder kann am Kontrollpult die eingestellten Werte überprüfen. Es ist möglich, an ein Kontrollpult mehrere Zieleinrichtungen anzuschließen. Für dieses hervorragende Exponat wurde dem Neuererkollektiv die Medaille für hervorragende Leistlingen in der Bewegung Messe der Meister von morgen verliehen. ,'V Bild 7 RirMtrainingsgerät (Fotos: MFZ/J. Tessmer) 293 Aus der Geschichte der Nachrichtentechnik (VIII) ln den Elektronischen Jahrbüchern 1967 bis 1970 wurde die Entwicklung der Telegrafie für eine Zeit dargestellt, in der die Verbindung zwischen Sende- und Empfangsstation noch über Drähte bzw. Kabel erfolgte. Durch die theoretischen Aussagen des englischen Physikers James Clerk Maxwell (13. 6. 1831 bis 5. 11. 1879) und die klassischen Experi¬ mente des deutschen Physikers Heinrich Hertz (22. 2. 1857 bis 1. 1. 1894) rückten die elektromagnetischen Wellen in das Blickfeld der Wissen¬ schaftler. Das Zeitalter der drahtlosen Telegrafie begann. Heinrich Hertz (1857 bis 1894) Alexander Stepanowitsch Popow (1859 bis 1905) Die Entwicklung der drahtlosen Telegrafie ist mit den Namen zahl¬ reicher Wissenschaftler und Ingenieure verbunden. Um 1890 hält Nikola Tesla (1856 bis 1943), ein in Kroatien geborener Physiker, in den USA Experimentalvorträge, wobei er mit einem sogenannten TesZa-Transforma- tor lange Wellen erzeugt, die in der Nähe befindliche Gasentladungs¬ röhren und Glimmlampen zum Aufleuchten bringen. Der Franzose Edouard Branly (1846 bis 1940) entwickelte 1890 den Kohärer, ein Glasröhrchen mit Metallpulver zwischen zwei Elektroden, der eine wesentliche Empfind¬ lichkeitssteigerung auf der Empfängerseite der drahtlosen Telegrafie brachte. Auch Thomas Alva Edison (1847 bis 1931) befaßte sich um 1892 mit Versuchen zur drahtlosen Übertragung von Zeichen. Der große Durchbruch zur drahtlosen Telegrafie begann mit dem Jahr 1895. Dem russischen Physiker, Alexander Stepanountsch Popow (4. 3. 1859 bis 31. 12. 1905), gelangen 1895 die selbsttätigen Aufzeichnungen von luftelektrischen Gewitterentladungen, und am 12. 3. 1896 konnte er den ersten Funkspruch der Welt mit den zwei Wörtern »Heinrich Hertz« über eine Entfernung von 250 in übertragen. Damit würdigte der russische Wissenschaftler die Verdienste von Heinrich He^tz, der als erster die elek¬ tromagnetischen Wellen experimentell nachwies. Zur gleichen Zeit experimentierte der italienische Physiker Guglielmo Marconi (25. 4. 1874 295 Guglielmo Marconi (1374 bis 1937) bis 20. 7. 1937) in Bologna mit elektromagnetischen Wellen und konnte sie über mehrere hundert Meter nachweisen. Popow und Marcani benutzten auf der Sendeseite einen Funkeninduktor und eine Funken¬ strecke, also die gleiche Anordnung, wie sie Heinrich Hertz auch bei seinen Experimenten verwendet hatte. Die Empfangsseite hatten sie durch den Einsatz des Branlyschen Kohärers wesentlich verbessert. Popow steigerte die Empfindlichkeit noch zusätzlich durch den schon beim Gewittermelder verwendeten Luftleiter, also durch die Empfangsantenne, die er am Ko¬ härer anschloß. So konnte er sehr schnell die überbrückten Entfernungen steigern, 1901 erreichte er bereits 112 km. Beide Wissenschaftler fanden für ihre Arbeiten in den Heimatländern kein großes Interesse. Marconi ging nach England, wo er seine Arbeiten unter günstigen Bedingungen fortsetzen konnte. In Rußland begann der stürmische Aufschwung des Funkwesens erst nach dem Sieg der Großen Sozialistischen Oktoberrevolution. Von der hohen Wertschätzung der Möglichkeiten des Funks, von dem Wunsch, ihn umfassend in den Dienst des Volkes zu stellen, zeugen mehr als zehn Dekrete, die mit dem Funkwesen verbunden sind und auf Anweisung Lenins verfaßt, von ihm redigiert und unterschrieben wurden. 290 Feilspänen (Kohärer) Relais für Kohärer N/ Luftleiter (Antenne) Batterie Erdung Schaltung des Gewittermelders von A . S. Popow Marconi fand in England mit seinen Telegrafieversuchen besondere Unterstützung durch den Chefingenieur des Londoner Haupttelegrafen - amtes, William Preece, der selbst auf der Suche nach einer neuen Tele¬ grafiemethode war. Die Versuche an der Küste von England verliefen erfolgreich, als Marconi den Luftleiter (Empfangsantenne) Popows auch auf der Senderseite benutzte. Es ergaben sich dadurch weitere Möglich¬ keiten zur Steigerung der überbrückbaren Entfernungen. 189S konnte der deutsche Physiker Karl Ferdinand Braun (1850 bis 1918) die Wirkungsweise des Funkeninduktorsenders wesentlich ver¬ bessern, indem er den Abstimmschwingkreis einfügte und die Antenne induktiv ankoppelte. Braun ist vor allem bekanntgeworden durch die Erfindung der Katodenstrahlröhre ( Braunsche Röhre). In Deutschland beschäftigten sich u. a. auch Professor Adolf Slaby (1849 bis 1913) ge¬ meinsam mit Georg Graf von Arco (1869 bis 1940) mit der drahtlosen Telegrafie, Slaby hatte an den Versuchen von Marconi und Preece in England teilgenommen. Sie erkannten die Bedeutung der Resonanz- abstimmung, und führten um 1900 den Abstimmschwingkreis auch auf der Empfangsseite ein. Im Dezember 1901 konnte Marconi den Atlanischen Ozean drahtlos überbrücken (3540 km). Die Sendestation befand sich inPoldhu (Cornwall), die Empfangsstation stand auf dem Signal-Hill bei Saint-John (Neu- 297 Ansicht einer Funkstation nach dem System Braun um 1899; links der Sender, rechts der Empfänger (Postmuseum Berlin/DDR) fundland). Das übermittelte Zeichen bestand aus 3 Punkten, dem Buch¬ staben »s«. Die Funkenstreckensender hatten wesentliche Nachteile, die sich bei Anwendung der Abstimmung durch die Doppelwelligkeit äußerten. Außerdem waren die Zeichen nicht einfach zu lesen, da sich die knattern¬ den Funksignale kaum von den atmosphärischen Störsignalen unter¬ schieden. Eine wesentliche Verbesserung brachte der von Max Wien (1866 bis 1938) in den Jahren 1905 bis 1907 entwickelte Löschfunkensender. Einmal entfiel die Doppelwelligkeit, der Sender strahlte nur noch eine Wellenlänge ab. Dazu kam, daß durch die mehrfach unterteilte Funken¬ strecke die erzeugten Schwingungen wesentlich weniger gedämpft waren, so daß im Empfänger ein ziemlich gleichbleibender Ton hörbar wurde, der sich besser aufnehmen ließ. Sendeseitig konzentrierte man sich nun auf die Erzeugung von un¬ gedämpften Schwingungen. Dabei ging die Entwicklung vorerst in zwei Richtungen. Der dänische Ingenieur Valdemar Poulsen (1869 bis 1942) 298 Ansicht eines Löschfunken-Tele- qrafiesenders (Postmuseum BerlinI DDR) (Fotos: Archiv des A utors) 9 entwickelte in diesen Jahren den Lichtbogensender, der ungedämpfte Schwingungen erzeugte, und der sich auch modulieren ließ, so daß Töne übertragen werden konnten. Bekanntgeworden ist Poulscn aucli durch die Erfindung des Stahldraht-Magnetophons (1900). Der andere Weg der Entwicklung war der Hochfrequenzmaschinensender, der einen rotieren¬ den Generator hoher Pol- und Umdrehungszahl zur Schwingungserzeu¬ gung benutzte. Die verschiedenen Verfahren wurden entwickelt von dem kanadischen Ingenieur Reginald Aubrey Fessc.nden (gemeinsam mit dem schwedischen Ingenieur Ernst Frederik Alexanderson) und von den deut¬ schen Ingenieuren Rudolf Goldschmidt und Karl Schmidt. L v . Die Herstellung solcher Hochfrequenzmaschinen war zu der damaligen Zeit eine beachtliche Leistung. Es wurden Frequenzen bis 100 kHz er¬ reicht und die Leistung der damit ausgerüsteten Großfunkstellen betrug bis zu 500 kW. Aber die Zeit der Löschfunken-, Lichtbogen- und Hoch¬ frequenzmaschinensender war bald zu Ende, als es gelang, mit Elektronen¬ röhren auf eine wesentlich einfachere Weise ungedämpfte Schwingungen zu erzeugen. ' 299 Huggv präsentiert: Eine Ele ktron i täte,nschau des 20. Jahrhunderts Präsent 1 \ Liebe Freunde, OMs und sonstiges Personal an Bord oder auch nicht! Sicherlich haben auch Sie schon oft etwas gefunden. Ich auch. Ich habe Erfindungen gefunden, solche wie auch solche. Zunächst zu den solchen, die den bekannten dunklen Zwecken dienen. Und das ist die erste Abteilung meiner Elektronitätenschau. Ich liefere Ihnen diese, wie sie später noch erkennen werden, zweckmäßige Sendung frei Haus (das Jahrbuch ist ja bereits bezahlt) zwecks einer zweckdienlichen Informa¬ tion, denn nicht immer heiligt der Zweck die Mittel. Also, was hätten wir da Avold als erste Zwecke? Aha, den heißen Piratensender. V Stationiert an der Grenze der territorialen Gewässer vor der holländi¬ schen Küste, versorgt er als Radio Caroline die umliegenden Schiffe und Küstenbewohner mit heißer Musik und Reklameeinlagen. Als plötzlich und unerwartet unter den Piraten eine Meuterei ausbrach und der Kapitän SOS-Raketen in die Luft’feuerte, kam ihm kein anderes Seeräuberboot zu Hilfe, sondern der holländische Torpedobootzerstörer Limburg. Ein Käse, nicht w r ahr? 9 % Als ZAveite Erfindung dieser Abteilung offeriere ich Ihnen die sprachlosen Museumswärter. Unter dem Patronat des Vatikans wurden sie in Rom entwickelt. An strategischen Punkten des Vatikanmuseums und des Petersdoms sind Fernsehkameras aufgestellt Avorden, die in der Lage sind, täglich 10 000 Besucher zu überwachen. Die sich häufenden Diebstähle in italienischen Kirchen, Museen und Gemäldegalerien haben den Vatikan zu der Ein¬ sicht kommen lassen, daß die moderne Technik doch segensreicher ist als ein Segen auf konventionelle Art. 300 Kommen wir zur nächsten Erfindung. Es ist die m in M. Hinter dieser geheimnisvollen Abkürzung verbirgt sich nichts anderes als ein typischer Geschäftsunsinn. Diese Erfindung hat ein New-Yorker Unternehmen auf den aufnahmebereiten Markt geworfen, um damit die wachsende Kriminalität, besonders die Einbruchdiebstähle, zu bekämpfen. Wenn jetzt jemand gewaltsam eine Tür öffnet (in New York oder Umge¬ bung natürlich) oder unberechtigt Einlaß verlangt, braucht man nur einen Plattenspieler einzuschalten, und schon ertönt — in Stereo versteht sich — die mmM, die monströse, mutige Männerstimme. Also auch hier macht der Ton die Musik. Nach der Entwicklung von Miniröhren, Miniempfängern und Mini¬ kleidern hat die amerikanische Elektroindustrie einen Minispion herausgebracht. Das ist ein Sender, den man sich auf die blanke Haut kleben kann. Man könnte ihn für eine gewöhnliche Warze halten. Aber nur für eine gewöhnliche. Demi dieser Minispion hat nur einen halben Kilometer Reichweite, während bessere Warzen in hellen Mondnächten — natürlich nur an Kreuzwegen — sogar mit dem Erdtrabanten in Ver¬ bindung stehen sollen. Um entlassene amerikanische Verbrecher dreht sich die nächste Er¬ findung. Damit diese Leute vor erneuten Gesetzesbrüchen bewahrt werden, hat der amerikanische Soziologieprofessor Gerald Smith die elektronischen Handschellen erfunden. Das sind Kleinstsender, die an den Handgelenken wie Uhren getragen werden. Diese Sender stehen mit der Polizei in Verbindung und geben Alarmsignale, falls der Träger etwas Unrechtes tut oder das kon¬ trollierte Revier verläßt. Das uralte Kinder- aber auch Verbrecherspiel »►Alle Bäumchen wechseln sich« hat der amerikanische Professor mit der Schellenkappe wohl dabei nicht bedacht. Zu guter Letzt stelle ich Ihnen aus dem Land der nunmehr schon begrenzten Möglichkeiten eine Erfindung vor, einen Mordskerl. Er ist eine Art Computer, aufgestellt in einer psychiatrischen Klinik des amerikanischen Lazaretts der Kriegs Veteranen im (JSA-Staate Nord- karolina. Dieser Maschine werden Angaben zur Krankengeschichte der In¬ sassen eingegeben. Der Computer bestimmt dann, inwiefern der betreffende Patient zum Selbstmord neigt. Die Angabe ist deshalb die wichtigste, weil auf dieser Station nur Soldaten von amerikanischen Kriegsschauplätzen lie¬ gen. Und die haben mehr als genug Ursache zu tiefen Depressionen. Ich hingegen und alle meine Freunde — und damit komme ich zur zweiten Abteilung meiner Schau — haben auch mehr als genug Ursache, aber zur Freude, wenn wir unsere Zukunft nicht nur aus der Vogelper¬ spektive betrachten. Da wird die Elektronik zweckentsprechend in den Dienst des Menschen gestellt. Schauen Sie her! Da gibt es neuerdings ein ELEKTRO-THER- MOMETER zur Korntemperaturmessung. (Für Nordhäuser Doppelkorn ungeeignet.) Das ist eine Stichwaffe für friedliche Zwecke. Man sticht nämlich nur mal kurz und schmerzlos 350 mm tief in einen Getreide¬ haufen und kann sofort die Temperatur ablesen. Diese kann, was das Thermometer anlangt, von —10°C bis -j-70°C betragen. Letzterer Wert ist für das Getreide nicht zu empfehlen. Oder, da gibt es jetzt ein ELEKTRONISCHES DIAGNOSTIK¬ SYSTEM, mit dessen Hilfe die Onkologen auf dem Fernsehbildschirm das Innere einer Zelle betrachten können, und zwar ob sie gesund ist oder nicht. Diese Anlage dient der Reihenuntersuchung der Bevölkerung und steht vorerst in einem lettischen onkologischen Institut. Mit Hilfe der sozialistischen Integration wird sie eines nicht mehr fernen Tages auch in Zella-Mehlis stehen. In der ÖSSR wurde das automatisch arbeitende Gerät NADJA ent¬ wickelt. Es dient der Beobachtung der Gewässer, die zur künstlichen Bewässerung verwendet werden, weil sich die chemische Zusammen¬ setzung des Wassers auf den Bodenzustand und dann auf die Ernte aus¬ wirkt. An einem Gerät, das die Wasserversclimutzer beobachtet und den Wasserschutzorganen signalisiert, wird noch gearbeitet. Das, liebe Leser, OMs und sonstiges Personal, waren Aussichtspunkte meiner Elektronitätenschau. Kommen vir jetzt zum Höhe- und Schlu߬ punkt des Abends. Es gab da nämlich noch eine Erfindung des 20. Jahr¬ hunderts, die nicht unerwähnt bleiben sollte. Wemi’s recht ist. Na, überlegen Sie mal, und achten Sie im Moment nicht auf atmo¬ sphärische Störungen. Die Erfindung ist fast auf den Tag zehn Jahre alt. Natürlich, Sie wissen es, das bin ich, der Huggy, und selbstverständlich das ELEKTRONISCHE JAHRBUCH. Wieviel Strom ist schon die Leitungen entlanggeflossen seit der Erschaffung (des Buches, nicht der Welt)! Und was habe ich an dieser Stelle alljährlich schon alles geleistet! Als Postillion, Briefkastenferndiagnostiker, als Schlageransager, Auktiona¬ tor, Fachbearbeiter, Märchenonkel, Schaubudenzauberer oder Museums¬ führer. Und in jedem Berufszweig mit vollem Erfolg. Das können Sie mir glauben. Denn hier liegen die Antworten auf kritische Hinweise und Vor¬ schläge und die vielen anderen Leserbriefe und die Preisausschreiben¬ einsendungen. 302 4 r Womit wir bei dem von mir nicht erfundenen aber trotzdem beliebten Preisausschreiben angekommen wären. Achtung! Achtung! Sie hören die Lösung des Jahres 1973: Auflösung — Gewinner — neue Aufgabe Damit ist unsere Elektronitätenschau beendet. Es verabschieden sich bis zum nächsten Jahr an gleicher Schwelle als Sohauermann der Sendung Huggy , der Elektronenrabe und der Autorwart Hans-Werner Tzschichhold Auflösung der Preisrätsel 1973 Rätsel Nr. 1 Es handelt sich um die Kennlinie einer TunnelcUode. j# Rätsel Nr. 2 Bei dieser Aufgabe sind viele Leser bei der Fragestellung gescheitert, ob die Schaltung aus 1 oder 2 Batterien gespeist wird. Mit den Spannungsangaben in der Zeichnung sind aber 2 Batterien definiert, die mit dem jeweiligen anderen Pol an Masse liegen. + 51/ -5V Mit Hilfe der Strompfeile (Bild) und dem Rirchhoff sehen Gesetz findet man li = 1% + I* . Ersetzt man die Ströme entsprechend durch Spannung und Widerstand, dann erhält man 5V-U A ü a — (—5 V) U A 50 n ~ 100 Q 50 n ’ Eliminiert man die Widerstünde, dann ist 2 (5 V - U A ) = U A - (-5 Y) + 2 U A 10 V - 2C7 A = U A + 5 Y + 2U a A uf gelöst nach U A 5 J/ A = 5 V U A = 1 V 303 Und das sind die Gewinner: 1. Preis (1 Transistorempfänger Kosmos und für 30,— M Bücher aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik) Eberhard Scharf, 671 Neustadt, Schleizer Str. 1 2. Preis (Bücher für 75,— M aus dem Militärverlag der Deutschen Demo¬ kratischen Republik) F. Karl Hatzius, 252 Rostock, Osloer Str. 36 3. Preis (Bücher für 50, — M aus dem Militärverlag der Deutschen Demo¬ kratischen Republik) Josef Karger, 35 Stendal, Röxer-Str. 31 4. bis 10. Preis (je Preisträger Bücher für 25, — M aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik) Karl-Hans Vollrath, 7031 Leipzig, Erich-Zeigner-Allee 52 Manfred Lösch, 8044 Dresden, Donathstr. 4 Eva Jud, 965 Klingenthal, Karl-Marx-Str. 17 Eckhard Kleine, 402 Halle, Robert-Koch-Str. 17 K.-Peter Räntzsch, 701 Leipzig, Nordstr. 35/610 Hans-Joachim Hopfner, 4255 Benndorf, Karl-Marx-Ring 3 W. Gehrke, 1195 Berlin, Heidekampweg 54 Die Preisverteilung erfolgt unter Ausschluß des Rechtsweges. 304 Preisaufgabe 1974 von Huggy Diesmal habe ich zwei schwarze Kästen auf gegabelt, von (lenen ich nicht sagen kann, was sie enthalten. Vielleicht kann mir der eine oder andere Leser helfen, das Schaltungsgeheimnis dieser Kästen zu lüften, ohne daß ich sie auseinanderreißen muß. Die Kästen haben zwei bzw. vier Anschlüsse, und ich will kurz schildern, was ich an diesen Anschlüssen alles unternommen habe, um das Geheimnis zu lüften. A Kasten Kr. 7 B Kasten Nr. 7 Der schwarze Kasten hat die Anschlüsse A und 11. Schließe ich einen hochohmigen Gleichspannungsmesser mit der bei a) angegebenen Polarität an, dann wird eine Gleichspannung angezeigt. Verwende ich aber einen niederohmigen Strommesser für Gleichstrom und schließe ihn mit umgekehrter Polarität, wie bei b) gezeigt, an, so läßt der Zeigerausschlag einen entsprechenden Strom erkennen. Wie sieht denn nun die Innenschaltung dieses Kastens aus? 20k Anzeige: 20kQ Anzeige: 52 kQ Kasten Nr. 2 Hier sind die Anschlüsse 1 bis 4 vorhanden, so daß die Sache schon schwieriger erscheint. Deshalb legte ich an die Anschlüsse 1 und 2 ein Ohmmeter. Wenn ich die Anschlüsse 3 und 4 mit einem Widerstand 20 kß überbrücke, so zeigt das Ohmmeter ebenfalls 20 kß an. Lasse ich aber die Anschlüsse 3 und 4 frei, dann zeigt das Ohm¬ meter 52 kß an. Was für eine Schaltung enthält nun dieser Kasten? (Huggy interessiert zwar nur die einfachere Lösung, aber Hochschulkader dürfen auch die kompliziertere Lösung einsenden!) Sollten Leser nur eine oder keine Lösung finden, so auf jeden Fall auch die Karte mit der persönlichen Meinung und den Wünschen einsenden. Diese Karten nehmen an der Auslosung der Trostpreise teill 20 Elektronisches Jahrbuch 1974 305 Halbleiterbauelemente aus ( 1 er CSSR-Produktion CO co o CO 03 +3 • f« 03 Ul o Ci Ph ü P rO cd >”3 CO 0) rO ü co 'S O U. 3 © s cd cö =3 2 , .2 g P JS ,3 <{ O O ‘ ® co fcß H =3 33 £2 03 5 = Ui © > c - ' 2 $ -I. St) Ui ^ ÖD b£ •■— uh ® 6 © ^ $3 r* ^ 03 QQ. v-, N w w st: g <=5. 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Öl »ft »ft »ft »ft »ift »ft »ft »ft ^ft ^ 50 ® f&EsHp^frE&lfrfrli-fr WWWWWWWWMMMMW »PPM M M fr fr Z z (Q) 1000 \oinoj|r;iniinr für t „ . C ’ 2 “ 926 . Die Parallelkapazität C3 erhält man mit dem Wert: C'3 = 100 - . 20 ; 3 !. = 100 - ~ = 100 - 12,16 = 87,86 pF. 20 + ol 5L " • 1 _ Wählt man einen Trimmerkondensator 10---40pF zur bequemen Einstellung des Wertes von C3, so kann man entsprechend Bild lb C3 aufteilen. Es ist dann 03a etwa 60 pF und 03b 10***40 pF. 311 Elektronische Zeitrelais WP für kurze und lange Zeiten — Treppenhaus-Automaten WP — Schutzgasschaltröhren mit Sprungfeder¬ charakteristik bis 2 A im Öffner- und Schließer- und Wechselprinzip — Kontaktthermometer VEB Elektrotechnische und Elektronische Erzeugnisse 63 Ilmenau, Heinrich-Heine-Straße 6 (die Zahl vor dem Schrägstrich gibt jeweils das Jahrbuch an, die Zahl nach dem Schrägstrich die Seite) Abreehnungsautomat Soemtron 72/286 Adapterkonverter 72/146 AFB 73/264 AFC 72/54 Akkomodationsmeßgerät 73/277 Akkumulator- und Befehlszähleranzeige 73/279 Alarmanlage, Zeitgeber 74/291 Alarmschaltung mit Thyristor 74/121 ALC 73/164 ALGOL 48/72 Allbandantenne 73/120 Alterung 74/209 Amateurantennen, Ratschläge für 73/119 Amateurelektronik, Komplexe 73/201 Amateurfilm, Synchronisiergerät 72/262 ff. Amateurfunk, 20 Jahre 73/11 Amateurfunkbeobachtung 73/264 Amateursuper-Kurzwellen* 74/167 Ambiofonie 73/48 analog geregelte Kleinthermostaten 72/204 ff. Antennen, für den TJKW-Amateur 74/154 fT. —, Ratschläge für 73/119 Antennenabstimmindikator 72/200 Antenneneigenschaft, reziproke 73/116 Antennengewinn 73/116 Antennenverstärker, UHF- 74/273 ff. — ,2-m- 72/200 Anzeigegerät, automatisches, KW-Funk stelle 72/283 Anzeigesystem, Flüssigkeits- 72/116 aperiodische Quarzschaltung 74/214 aperiodischer Oszillator 74/210 astabiler Multivibrator 73/179 Astrad-Selena, Transistor-Koffersuper 74/82 Schlagwortverzeichnis für die Jahrbücher J 972,1973 und 1974 Audionschaltungen mit Transistoren 74/220 ff. Ausbreitung 73/116 Automatic Frequency Control 72/54 automatischer Morsezeichengeber 72/275 Automatische Scharfabstimmung 72/54 Autonavigator 74/40 Autoradio 72/144 Autosuper für den Selbstbau 72/225 ff. Ralanoemodulator 73/161 Bandbreite 73/125 Bandfilter, elektromechanische 73/102 Bandspreizung eines Schwingkreises, Berechnung 74/310 Begrenzung 73/126 Belastung 74/209 Berolina 72/50 BFO für 9 MHz 74/212 bidirektionaler Thyristor 72/103 Bildplatte 73/77 bootstrap-Schaltung 72/154,159 BRD-Elektronikkonzerne 74/27 ff. Breitbandverstärker 73/173 — mit Miniplasttransistoren 72/188 Brücken-FM-Diskriminator 73/132 Brückenschaltung, Thyristor 74/111 BUTTLER-Oszilaltor 74/213 Camping 72/50 C-Betrieb, Senderendstufc 72/170 CD-4-Verfahren 73/50 cholesterinische Flüssigkeit 72/114 Club 51/72 CML-Technik 73/87 Contest 73/262 CTL-Technik 73/87 Cubical Quad 73/121 CW-Betrieb, Monitor für 72/199 Datenfernübertragung 74/77 Datenverarbeitungsanlage, elektro¬ nische 72/47, 74/69 DCTL-Technik 73/86 313 DDR-Antenne 72/164 ff. Diaprojektion, Synchronisiorgerät 72/262 ff. Dickschichtschaltung 73/137 Differenzierverstärker 74/134 Differenzverstärker 74/134, 145, 148 Diffusionsanlage 73/40 Digitaldiskriminator 73/133 digital einstellbarer Netzteil 72/217 ff. digitale Schaltkreise, HFW 73/80ff. — Systeme, Entwurf 74/95ff. Dioden 72/304 ff. Diplom 73/262 Dip-Meter mit FET 72/197 Diskothek, 7-KanaJ-Mischpult 74/246ff. DM-SWL-Wettbewerb 73/262 Drain-Schaltung 72/154 Drehstromlichtmaschine, Prüffeld für 72/284 DSM 72/115 DTL-Technik 73/84 Durchgangsprüfer 73/243 Dynamic Scattering Mode 72/115 Dynamikkoinpressor 74/176 dynamische Streuung 72/115 ECL-Technik 73/85 EDVA 72/47, 74/69 ff. Eichnormal, 100-kHz-74/214 Eichpunktgeber, VHF-UHF- 72/216 —, 10 MHz bis 1 kHz 72/121 ff. eisenlose Endstufe, Dimensionierung 74/238 — Quasikomplimentär-Endstufe 73/207 Electronic Video Recording 73/77 Elektrogitarre, HF-Tonabnehmer 73/190 elektromechanischer Bandfilter 73/102 Elektronenrechner 72/47 ff. Elektronikamateur, sowjetische Ta¬ lenteschau 73/267 ff. Elektronikkonzerne der BRD 74/27 ff. elektronisch stabilisierter Netzteil 72/185 elektronische Datenverarbeitungs¬ anlage 72/47, 74/69 — Sicherung für Transistornetzteil 72/213 ff. — Stabilisierungsschaltung 73/176 — Stoppuhr 74/292 — Zweipolsicherung 72/187 elektronischer Notstromschalter 74/120 elektronischer Zeitschalter 72/162 elektronisch stabilisierter Netzteil 72/185 Elite 72/50 Endstufe eisenlose, Dimensionierung 74/238, —, Quasikomplementär-, eisenlose 73/207 Endstufenschaltung, Linear-' 72/179 ESER 74/72 EVR-Verfahren 73/77 Exklusiv-OR-Gatter 73/80 Expander 73/80 Farbfernsehgeräte 72/203 Feldeffekttransistoren, DDR-Frod u k- tion 72/151 ff. Fenstertechnik 72/80 Fermi-Niveau 72/93 Fernsehempfangsantennen 72/81 ff. Fernsehen aus der Konserve 73/75 ff. Fernsehkonserven 73/74 Fernsehtürme 72/35 (s.a. Vor- und Nachsatz 1972) Ferritspule 73/138 Festkörperphysik 72/85 ff. Festkörper-Strahlungssensoren 74/123 FET-Vackar-Oszillator 72/192 FET-Voltmeter 72/198, 73/222 ff. Filter, magnetomechanischer 73/91 ff. —, piezokeramischer 73/101 ff. Filterschaltung mit Operationsverstär¬ ker 74/136 Flip-flop mit Thyristor 72/104 Flüssigkeit 72/114 ff. Flüssigkeitsanzeigesystem 72/116 Flüssigkeitszelle 72/116 FM-Detektor 73/129 FM-Empfänger 73/124 FM-Empfangsadapter 73/134 FM-RX-Design 73/136 FM-Signal 73/124 FM-ZF-Verstärker 72/66 FM-Zusatz für 2-m-Sender 72/198 Format 72/51 Formeln für den Funkpraktiker 74/310 Fotobelichtung, Zeitgeber für 72/189 Fotodioden 72/305, 73/195, 74/124 Fotoelemente 73/196 ff. Foto-FET 74/124 Fototransistoren 73/195, 74/124 Foto widerstände 73/193 Frequenzdiskriminator 73/129 frequenzmodulierte Signale, Empfang von 73/124 ff. Fuchsjagd 73/265 Fuchsjagd-Empfängerpraxis, 2-m-Band 74/191 ff. —, 80-m-Band 73/138 ff. Fuchsjagd-Geradeausempfänger 73/140 Fuchsjagdkonverter 73/150 314 Fuchsjagdpeilsuper 74/195 Fuchsjagd-Superhetempfänger 73/141 ff. Funkelektronik im Militärwesen 74/38 ff. Funkempfangsamateur 73/259 ff. Funkfernschreibanschlußgerüt 74/290 Funksport,GST-, international 74/278ff. Funkstation R-105 D 73/252 Gate-Schaltung 72/154 Gegentaktendstufe 72/183 Geradeausempfänger, Fuchsjagd- 73/140 Germaniumtransistoren 72/300 Gesangsanlage, Steuergerät 73/185ff. Geschichte. Nachrichtentechnik 72/290ff., 73/282ff., 74/294ff. Gleichrichterdioden 72/310 Gleichspannungs-Transistor vol tme ter 72/160 Gleichspannungsvoltmeter mit FET 72/198 Gleichstrom-Mikroamperemeter 74/137 Gleichstrom-Millivoltmeter 74/138 Gleichstromsteller 74/117 Giimmlampensteuerung 72/106 Groundplane 72/165, 74/161, 162 Grundwellenschwinger 74/209 GST, 20 Jahre 72/11 ff. GST-Funksport international 74/278 ff. Gunn-Effekt 72/91 GöRV-Multibandantenne 73/120 Halbleiterbauelemente (CSSR) 74/306 —.lichtempfindliche 73/192ff. Halbleiterdioden 72/304 ff. Halbleiterindustrie, technologisch Anlagen 73/38 ff. Halbleiter-Lichtemitter 74/123 Halbleiterschaltungen (HFO) 72/185 ff. Halbleiterwerk Frankfurt/Oder, VEB Kombinat 74/13 ff. Halbwellenstrahler 74/163 Hall-Echo-Gerftt 72/243 ff. Hallradius 73/46 HB9CV-Antenne 74/155 ff. H-Filter 73/101 ff. HF-Stereofonie 72/63 HF-Tonabnehmer für Elektrogitarre 73/190 Hi-Fi-Geräte (DDR) 73/63 ff. Hi-Fi-Stereoanlage 72/242 Hi-Fi-Verstärker 74/235 ff. HKZ-System 74/61 hochselektiver Sperrkreis 72/69 Hochspannungskondensator-Zünd¬ system 74/61 hot-electron-transistor 72/93 Httllkurvendetektor 72/67 Huggy, Neusc von 72/295ff., 73/287ff., 74/300 ff. Hybriddoppelquad 74/159 IGFET 72/93 I-K-Master-Slave-Flip-Flop 73/80 Impedanzmeßgerät 73/277 Impedanzwandlerschaltung mit MOS- FET 72/159 Impulsgatter 74/104 Impulsgenerator 73/181 ff. insulated gate field cffect transistor 72/93 Integratet Circuit 72/96 integrierter Schaltkreis 72/96, 73/170 ff. 74/141 ff. Integrierverstärker 74/134 Interkosmos 74/52 ff. Intersputnik 74/45 ff. IS 72/96, 73/170ff., 74/141 ff. JK-FIip-FIop JK-Flip-Flop 74/102 Josephson tunneling 72/89 Junior 72/51 Justier- und Belichtungseinrichtung 73/40 Kaltkntoden-Anzelgcrühro 73/35 Kapazitfttsme8ser 73/226 ff. Keramikfilter 72/163 Kettenfilter 73/103, 104, 114 Klangregelglied 74/135 Klangregelschaltung 73/174 Klangregelverstärker 74/240 Kleinstthermostaten, analog geregelte 72/204 ff. K-M-U-Empfang, Transistorempfänger 74/259 ff. Kofferempfänger 72/144 komplexe Amateurelektronik 73/201 Kondensator, Berechnung 73/311 Kopfhörerverstärker 74/225, 226 Koppler, optoelektronische 74/124 Kraftfahrzeug, Scheiben wischer-Inter- vallschalter 74/119 Kraftfahrzeugmotor, Thyristorzündung 74/61 ff. kristalline Flüssigkeiten 74/61 ff. Kurzwellenantenne 73/115 Kurzwellensuper 74/167 ff. KW-Empfänger, Mittelklasse 72/132fi'. KW-Komplexprüfgerät 72/282 KW-MW-Superhet 74/228 ff. KW-Oszillator, chirpfreier 72/193 KW-Sender, Einbandbetrieb 73/152 ff. —, Tiefpaßlllter 73/90 Langzeitschallcr mit MOSFET 72/162 Langzeit-Verzögerungsschaltung 74/139 315 Lautsprecherboxen für Stereobetrieb 73/248 ff. Leistungsgleichrichter 72/309 Leistungs-Z-Dioden 72/308 Lichtempfänger 73/202 lichtempfindliche Halbleiterbauele¬ mente 73/192 ff. Lichtleiter 74/123 —, geschlossene 72/34 Lichtschranke mit Selenfotoelement 73/201 Linear-C-Endstufe 72/177 lineare integrierte Schaltkreise (TESLA) 74/141 ff. Linear-Endstufenschaltung 72/179 Linearverstärker, 3stufiger 72/179 Lunachod I 73/56 Lutsch, UKW-Taschenempfänger 74/88 MAA 325 73/170 ff. Magneta-Antenne 74/154 Magnetbandgerät 72/113 — .Mehrfachausnutzung 73/275 magnetomechanische Filter 73/91 ff. MBA 145 73/170 ff. Mehrfachdioden 72/316 Meßgerät mit Transistorbestückung jp 73/215 ff. Mikroamperemeter 73/243 — , Gleichstrom- 74/137 Millivoltmeter 74/138 Mischpult, 7-Kanal-, für Diskothek 74/246 MMM-Kaleidoskop 72/281 ff., 73/274ff., 74/289 ff. Molnija-1 72/38, 74/48 Monitor für CW-Betrieb 72/199 Morsezeichengeber, automatsicher 73/275 MOS-Feldeffekttransistoren (DDK.) 72/151 ff. Multiprogrammbetrieb 74/76 Multivibrator, astabiler 73/179 Nachhall 72/243 Nachrichtensatelliten 72/38, 74/46 Nachrichtentechnik, Geschichte 72/290ff., 73/282ff, 74/294ff. Nachsetzempfänger für 2-m-Peilsuper 74/199 Nachtsichtgerät, Prüfgerät 74/289 NAND-Gatter 73/80 NBFM 73/125 nemantische Flüssigkeit 72/114 Netzteil, elektronisch stabilisierter 72/185 — .Transistor- 72/213ff. NF-Leistungsstufen mit Siliziumtransi¬ storen 73/204 ff. NF-RC-Wien-Brtickengenerator 72/158 NF-Verstärker 73/159, 171, 204, 74/146 NF-Vorverstärker mit Tremoloeffekt 72/248 ff. Niederfrequenzmesser 73/229 ff. Nomogramme für Funkpraktiker 74/308 Notstromschalter, elektronischer 74/120 Obertonoszillator 72/269 Oberwellenschwinger 74/209 Operationsverstärker 74/129 ff. Optoelektronik 73/192, 74/123 Orbita 72/43, 74/50 Oszillator 74/210 fl'. Oszillatorschaltung für 10 MHz 72/194 Party 72/50 Peilantenne, 2-m- 74/191 Peilempfänger, 2-m- 72/201 Peilrahmenantenne 73/138 Phasenanschnittssteuerung mit Diac 72/103 Phasenmodulator für 2-m-Sender 72/195 Phasenumkehrtransistor 73/211 Piccolo 72/50 Picknick 72/50 piezokeramische Filter 73/101 ff. polarisiertes Relais, Prüfgerät 73/276 praktische Schaltungen für den Funk¬ amateur 72/192 ff. Prüfgerät mit Transistorbestückung 73/215 ff. PZT-Keramik 73/101 Q-Multiplier 72/69 Quadrophonie 73/46 ff. Quadrosonic 73/46 ff. Quarzoszillator 73/167 Quarzprüfer 74/210 Quarzschaltungen, aperiodische 74/214 Quasikomplementär-Endstufc, eisenlose 73/207 Q-Multiplier 72/69 Raumfahrtelektronik 73/53 ff. RCTL-Technik 73/86 RDT-Technik 74/100 Rechteckgenerator mit Schmidt-Trigger 74/256 Referenzelemente 72/309 Reiseempfänger 72/50 Reisesuper 72/61 Relaisprüfgerät 73/276, 74/296 Resonatoren, piezoelektrische 73/101 Richttrainingsgerät 74/293 Röhrenendstufe, 2-m-Sender 72/169ff. Röntgenfernsehen 72/70ff. 316 Roter Sender 74/283 ff. RS-Flip-Fiop 74/102 RT-Logik 74/100 RTL-Technik 73/84 Rubin 72/50 Rundfunkempfänger 72/144 R 12 72/50 R-105 D 72/270ff., 73/252 R 130 72/50 R140 72/50 R 150 72/50 Satelliten 72/40, 41 Schaltdioden 72/305, 306 Schaltkreise, digitale 73/80 ff. —, integrierte 73/17011. —, lineare integrierte 74/14111. Schaltzeichen der Elektrotechnik 73/ Vor* und Nachsatz Scheibenwischer-! utervallschalter 74/ 119 Schmalfilm, Synchronisiergerät 72/262 ff. Schmitt-Trigger 74/256 Schwinger, keramischer 73/101 Schwingkreis, Berechnung 73/313, 74/310 Schwingkreisnomogramme 73/314 fl. Schwingquarz, Transistorschaltung 74/207 ff. Selenfotoelemente 73/196 ff. Selga-492 74/85 Sender, Roter 74/283 ff. Senderendstufe, C-Betrieb 72/170 Senderöhren, 2-m-Band 72/170 Sendersuchlaufautomatik 72/54 Sicherung, elektronische 72/213 Signale, Empfang frequenzmodulierter 73/124 ff. Silbenkompressor 74/176 ff. Silizium-Fotoelement 73/199 Siliziumtransistoren 72/301, 73/208 Sinusgencrator mit Wien-Brücke 74/254 Sinus- und Rechteckgenerator 74/253 ff. Slow-scanning TV 72/145 ff. Smaragd 72/50 Smistor 74/111 smektische Flüssigkeit 72/115 Smistor 74/111 Solitär 72/50 Source-Schaltung 72/153 sowjetische Transistoren 300ff. — Transistor-Rundfunkempfänger 74/82 ff. Spannungsstabilisator, integrierter 74/150,151 Spannungsverstärker, Thermoclement- 74/139 Sperrkreis, hochselektivcr 72/69 Sport 72/51 Sprachkompressor 72/194 Spule, Berechnung 73/312 SSB-Aufbereitung mit Transistoren 73/158ff. SSB-Endstufe, 2-m- 74/21611. SSB-Exciter 73/159 SSB-Linearendstufe 72/179 SSB-Sender 73/158 SSB-Transeiver 73/158 SSB-VFO mit Feldeffekttransistoren 74/200 ff. Stabilisieruugsschaltung, elektronische 73/176 Stalingrad, Schlacht 73/24 Stellgerät mit Thyristor 74/11411. Stereobetrieb, Lautsprecherboxen 73/248 ff. Stereoempfänger (DDR) 73/64 Stereoverstärker 72/256ff., 73/64 Stern-Radio Berlin, VEB Kombinat 72/19 ff. Steuergerät für Gesangsaiilagen73/185ff. Stoppuhr, elektronische 74/292 Stromtrigger 73/178 Stromversorgung der Meß- und Prüf¬ geräte 73/215 Stromversorgungsteil, spannungs¬ stabilisierter 74/139 Substitutionsmethode, Kapazitäts¬ messer 73/226 ff. Suchlaufautomatik 72/45 Summierverstärker 74/134 Superhet, KW-MW- 74/228 Superhetempfänger, Fuclisjagd- 73/141 ff. Surroundstereo 73/46 ff. Synchronisiergerät für Schmalfilm und Diaprojektion 72/262 fl. Tabellenanhanu 72/298ff., 73/299ff., 74/306 ff. Taschenempfänger 72/50 ; Taschensuper Lutsch 74/88 Taschensuper Selga-402 74/85 Tastaturprüfgerät für Soemtron 73/278 Tastung des SS 1000 72/289 Technische TJnieroffiziersschule 74/3111. technologische Anlagen, Halbleiter¬ industrie 73/38 ff. Temperaturfüliler, Thyristor als 72/103 Tester, statischer 73/44 Tetraphonie 73/46 ff. T-Flip-Flop 74/102 Thermoelement-Spannungsverstärker 74/139 317 * Thermostat 72/204 ff. Thyristor 72/97«'. —, Alarmschaltung 74/121 — als Temperaturfühler 72/103 —, Anti Parallelschaltung 74/111 —, bidirektionaler 72/103 —, Brückenschaltung 74/11 —, Datentabellen 72/317 —, Flip-Flop 72/104 —, Stellgerät 74/114 Thyristor-Gleichstromschalter 74/113 Thyristorladegerät 72/104 Thyristorschalter 74/110 ff. Thyristorzündung für Kraftfalirzeug- motor 74/61 ff. Tiefpaßfilter für KW-Sender 73/90 Time-sharing-System 72/48 T-Notch-Filter 72/196 Tonabnehmer, HF-, Elektrogitarre 73/190 Tontechnik, Vier-Kanal- 73/46ff. Trägerfrequenzfernsprechen 72/294 Transistor 72/300 ff. —, Audionschaltung 74/220ff. — für UHF 72/108 ff. —.sowjetische, Daten 73/400ff. —, unipolarer 72/151 ff. transistorbestückte Meß- und Prüf¬ geräte 73/215 ff. Transistorempfänger für K-M-U-Euip- fang 74/259ff. Transisfor-Koffersuper, Astrad-Selena 74/82 Transistorprüfer 73/216 ff. Transistorprüfgerät 73/240 Transistor-Rundfunkempfänger, sowjetische 74/82ff. Transistorschaltung, Schwingquarz 74/207 ff. Transistorsuper Ural-301 74/90 Transistor-Transistor-Logik 73/80 Transistorvoltmeter 73/235 —, Gleichspannungs- 72/160 TRANSITEST, U niversalmeßgcrät 73/234 ff. Transivar, Adapter für 72/281 transportable UKW-Station 73/252ff. transstereo, UKW-Tuner 72/64, 65 Transverter, 50-W- 72/186 Tremoloeffekt, NF-Vorverstärker 72/248 ff. Triac 72/103 Triacschaltung 74/111 Trickvorverstärker für Tanzmusik 72/240 ff. Trioden-Kennwerte, Nomogramui 74/316 TTL-Teehnik 73/80, 85 Tuner 73/69 Tunneleffekt 72/89 Türklingel mit Pfiff 72/119 TX-599 73/160 ff. T2FD-Antenne 73/121 T 110 72/51 T 130 72/51 T 140 72/51 Übersteuerungssehulter 74/107 Übungsfunksprüche, Gerät zur Her¬ stellung 72/287 UHF-Antennenverstärkcr 74/273 ff. UHF-Bereich, Transistoren für 72/108ff. UKW-Amatcur, Antennen für 74/154 if. UKW-Funkgerät lt-105 D, Instand¬ setzung 72/270 ff. UKW-Station, transportable 73/252 ff. UKW-Taschensuper Lutsch 74/88 Ultraschall-Drahtbonder 73/42, 43 Ultraschall-Scheibenbonder 73/44 Universaldioden 72/304 Universalmeßgerät, TRANSITES! 1 73/234 ff. Unteroffiziersschule, Technische 74/31 ff. Ural-301, Transistorsuper 74/90 Vakar-Oszillator 72/192 Varaktordioden 72/307 Vergrößerung, elektronische 72/80 Verstärker größerer Leistung 73/212 —, Hi-Fi- 74/235 ff. vertikale Polarisation 73/117 Vertikalsteuerung 72/101 Verzögerungsgenerator 73/278 Verzögerungsschaltung, Langzeit- 74/139 VFO 73/165 VFO für 10 MHz 72/194 VFO, SSB-, mit Feldeffekttransistor 74/200 ff. x VHF-Fernsehempfangsantennensystem 72/81 ff. VHF-UHF-Eiclipunktgeber 72/216 Video-Magnetbandgerät 72/37 Videorecorder 72/71, 73/75 Vielfachsondentaster 73/41, 42 Vier-Kanal-Tontechnik 73/46 ff. Viertelwellen-Groundplane 72/165 Viertelwellenstrahler, vertikaler 74/162 Viertelwellen-Transformator, Tomo¬ gramm 74/310 Voltmeter, FET- 72/198, 73/222 ff. Voltmeter, Transistor- 73/235 Vor dreißig Jahren 73/24 ff. 318 VOX 73/169 VXO, 8-MHz- 74/212 Wau-Wau-Effekt 72/240 Wechselplattenspeicher 74/74 Wecliselspannungs-M i 11 i vol tmeter 74/138 Wechselstromsteller 74/114 Wickelkondensator 73/273 Widerstandsmeßgerät 73/237 Wien-Brücke Sinusgenerator 74/254 Wien-Brückengenerator mit MOSFET 72/158 W3DZZ-Allbandantenne 73/120 Z-Dioden 72/308 Zeitgeber für Alarmanlage 74/291 — für Fotobelichtung 72/189 Zeitlupen-Fernsehen 72/145 ff. Zeitrelais mit Komplementärthyristor 72/102 Zeitschalter, elektronischer 72/162 ZF-Verstärker 73/161 Zündspulen, technische Daten 74/63 Zündsysteme 74/62 Zündwinkelvorstellung, elektronische 74/67 Zweipolsicherung, elektronische 72/1S7 Zweitonsirenengenerator 72/239 Zweiwegthyristor 72/103 2-m-Antennenverstärker 72/200 2-m-Band, Fuchsjagd-Empfängerpraxis 74/191 2-m-Band, Senderöhren 72/170 2-m-Empfänger, Suchlaufautomatik 2-m-Peilantenne 74/191 2-m-Peilempfänger 72/201 2-m-Peilsuper, Nachsetzempfänger 74/199 2-m-Sender, FM-Zusatz 72/198 —, Phasenmodulator 72/195 —, Rölirenendstufe 72/169 ff. 2- in-SSB-Endstufe 74/216 ff. 3stufiger Linearverstärker 72/179 3- W-Kompaktbox 73/250 4 -Kanal-Schallplattenverfahren SQ 73/52 6- W-Kompaktbox 73/249 7- Kanal-Mischpult für Diskothek 74/246 ff. 8- MHz-VXO 74/212 9 MHz, BFO für 74/212 20 Jahre Amateurfunk 73/11 ff. 20 Jahre GST 72/11 ff. 50-W-Transverter 72/186 80-m-Band, Fuchsjagd-Empfänger¬ praxis 73/138 ff. 100-kHz-Eichnormal 74/214 319 Vorteile, die es zu nutzen gilt! Systemgerechte Automati¬ sierung und Rationalisierung mit zuverlässigen und zweckmäßigen Geräten der BMSR-Technik r ■ . Ausführliche Informationen erhalten Sie über unsere Werbeabteiiung VEB WETRON WEIDA Betrieb des VEB Kombinat Meß- und Regelungstechnik DDR 6508 Weida, Geraer Str. 36 Telefon: 201 • Telex: 58208 • Telegramme: Wetron Weida TH««** f©l«* n ' Th««'««' Folg*«« 1 * - , , TabeÜ*"»“?! ^treten >'P ei ' t ne»t<, c ,e shü>n" ‘I ar+vtrltbar >< die J» k * ,f ‘ The»<(?*> ^ * Weit C. J #<*#l tkf e.'M er ■ ko AwV JS im LS-irfciXÜ iu /tv / lCv< ^ /'**■« pK&O Qil 6t ut/ Ag 4Ä/22/71 V ot,, ^t ,7 l'-t Ce» ßcuma olzizAi^r «h&uji