ELEKTRONISCHES JAHRBUCH 1973 Schaltzeichen der Elektrotec Elektroden und Zonen p-Emitter auf rr-Schicht V. n-Emitter auf p-Schicht % Mehrere p-Emitter auf n-Schicht; z. B .; 4 Emitter y Kollektor mit Basis zu Mehrere Kollektoren auf einer Basis; z. B.: 4 Kollektoren Basis mit einem galvanischen Anschluß T Basis mit zwei galvanischen Anschlüssen oder | T oder ' tl oder 1 Zone zwischen den Halb - leiterschichten verschie¬ dener Leitfähigkeit; Übergang von der Schicht p zur Schicht n oder umgekehrt - Zone mit den Leitfähig¬ keiten p-i-n oder n-i-n mMm Zone zwischen den Halb¬ leiterschichten gleicher Leitfähigkeit p-i-p oder n-i-n -A Zone zwischen dem Kollek¬ tor und der Ha/b/eiferschicht mit umgekehrter Leitfähig¬ keit p-i-n oder n-i-p J. Zone zwischen dem Kollek¬ tor und der Halbleiterschicht mit gleicher Leitfähigkeit p-i-p oder n-i-n -A Gleichrichtender Über¬ gang von der n-Schicht zur p-Schicht X oder ^ Gleichrichtender Über¬ gang von der p-Schicht zur n-Schicht jL oder ^ Leitfähigkeitskanal für Anreicherungstyp n Leitfähigkeitskanal für Verarmungstyp nik (Halbleiter) TGL16016 Kennzeichen Magnetfeldabhängigkeit X Lichtelektrischer Effekt * Temperatureffekt t° Kapazitive Eigenschaft Hf- Tunneleffekt ] Lawineneffekt in einer Richtung J Lawineneffekt in beiden Richtungen J Rückwärtseffekt I Dioden Diode mit gleichrich¬ tender Funktion\ allgemein — EH- oder -H- Diode mit Temperatureffekt -fch t° Kapazitätsdiode -H- Hh Tunneldiode Fr ] Lawinen¬ gleichrichterdiode -fch oder ^ Fr J Lawinengleichrichter¬ diode mit Lawineneffekt in beiden Richtungen oder . J <3- 4 - Rückwärtsdiode oder ^ Fr I Zweir/chtungsdiode -s- Schaltdiode, Typ pnpn Schaltdiode, Typ npnp Baustein mit gleichen Dioden, mit gemeinsa¬ mem Anodenansch/uR — >- ?1— Baustein mit gleichen Dioden, mit gemeinsa¬ mem Katodenansch/u/1 — 1- Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1973 Herausgeber: Ing.Karl-Heinz Schubert DM 2 AXE Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1973 Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik I, — 30. Tausend MUit&rverlag der Deutschen Demokratischen Republik • Berlin 1972 Cheflektorat Mlllt&rliteratur Lizenz-Nr. 5 • ES-Nr.: 23 K Lektor: Wolfgang Stammler Zeichnungen: Heinz Grothmann Dlustrationen: Heinz Bormann, Hans-Joachim Purwin Fotos: Archive der Verfasser, Werkfotos, Zentralhüd Typografie: Dieter Lebek • Hersteller: Hannelore Münnich Vorauskorrektor: Ilse Eähndrich • Korrektor: Gertraut Pürfürst Printed in the German Democratic Republic Gesamtherstellung: Offizin Andersen Jfexö, Leipzig Redaktionsschluß: 15. April 1972 Bestellnummer: 745 405 0 Inhaltsverzeichnis Ing. Günther Keye — DM 2 AAO Vizepräsident des Radioklubs der DDR 20 Jahre Amateurfunk in der Deutschen Demokratischen Republik... 11 Herbert Becker Elektronische Bauelemente für den Fortschritt. 19 Oberstleutnant N. Wassiljew Vor dreißig Jahren . 24 Kapitalexport der USA-Elektronikmonopole. 28 Wissenswertes über moderne Technik Die Elektronenröhre im Zeitalter der Halbleitertechnik . 34 Technologische 'Anlagen für die Halbleiterindustrie. 38 Dipl.-Ing. Martin Bischojf Möglichkeiten und Grenzen der Vierkanal-Tontechnik. 46 Jürgen Feuerstake Gefahren für das Bauelement — kosmische Strahlung und Raumfahrt¬ elektronik .. 63 Ing. Klaus K. Streng Hi-Fi-Geräte aus der Deutschen Demokratischen Republik. 63 Fernsehen aus der Konserve . 74 Neue Bauelemente der Elektronik Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Digitale Schaltkreisreihe auB dem Kombinat VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) ...,;. 80 6 Dipl.-Phys. Detlef Lechner — DM 2 ATD Das magnet-omech&nische Filter . 91 Dipl.-Ing. Frank Gärtner Piezokeramische Filter und ihr Einsatz... 101 Moderne Technik für den Funkamateur Karl Rothammel — DM 2 ABK Eine gute Antenne ist der beste Hochfrequenzverstärker — Vari¬ ationen zum Thema Kurzwellenantennen.*. 115 Dr. Walter Rohländer — DM 2 BOH Empfang frequenzmodulierter Signale. 124 Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Fuehsjagd-Empfängerpraxis für das 80-m-Band . 138 Jürgen Hermsdorf — DM 2 GJN Ein KW-Kleinsender für Einbandbetrieb . 152 Dipl.-Phys. Detlef Lechner — DM 2 ATD SSB-Aufbereitung mit Transistoren. 158 Bauanleitungen für den Elektroniker Harro Kühne Schaltbeispiele mit den integrierten Schaltkreisen MAA 325 und MBA 145 . 170 Axel Hofmann Steuergerät für Gesangsanlagen . 185 HF-Tonabnehmer für Elektrogitarren . 19Ö Dipl.-Ing. Klaus Schlenzig Lichtempfindliche Halbleiterbauelemente für die Amateurpraxis . .. 192 Ing. Dieter Müller NF-Leistungsstufen mit Siliziumtransistoren . 204 Dipl.-Ing. Bernd Petermann Vier einfache Meß- und Prüfgeräte mit Transistorbestückung. 215 6 Alois Heddergott TRANSITEST — ein Univeraalmeßgerät ... 234 Hans-Peter Eirchhoff Lautsprecherboxen für den Stereobetrieb . 248 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Oberst B. Fedotow Transportable UKW-Funkstationen.. 252 Egon Klaffke - DM2 BFA Wie wird man Eunkempfangsamateur ?. 259 F. Wischnewezlä — Chefredakteur der Zeitschrift radio, Moskau Talenteschau sowjetischer Elektronikamateure . 267 MMM-Kaleidoskop: Exponate der NVA . 274 Aus der Geschichte der Nachrichtentechnik (VII). 282 Neues von Huggy, dem Elektronenraben . 287 Ing. Hartmut Lachmann Wie mordet man einen Leistungstransistor?... 293 Tabellenanhang Daten sowjetischer Transistoren . 300 Kondensator — Spule — Schwingkreis... 311 Schwingkreisnomogramme ... *,,..... • 314 7 Januar Februar März Mo 1 8 15 22 29 5 12 19 26 5 12 19 26 Di 2 9 16 23 30 6 13 20 27 6 13 20 27 Mi 3 10 17 24 31 7 14 21 28 7 14 21 28 Do 4 11 18 25 1 8 15 22 1 8 15 22 29 Fr 5 12 19 26 2 9 16 23 2 9 16 23 30 Sa 6 13 20 27 3 10 17 24 3 10 17 24 31 So 7 14 21 2« 4 11 18 25 4 11 18 25 April Mai Juni Mo 2 9 16 23 30 7 14 21 28 4 11 18 25 Di 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 19 26 Mi 4 11 18 25 2 9 16 23 30 6 13 20 27 Do 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 Fr 6 13 20 27 4 11 18 25 1 8 15 22 29 Sa 7 14 21 28 5 12 19 26 2 9 16 23 30 So 1 « 15 22 2» (i 13 20 27 3 10 17 24 Juli August September Mo 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 Di 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 Mi 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 Do • 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 Fr 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 Sa 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 So 1 » 15 22 29 5 12 19 26 29 16 23 30 Oktober November Dezember Mo 1 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 Di 2 9 16 23 30 6 13 20 27 4 11 18 25 Mi 3 10 17 24 31 7 14 21 28 5 12 19 26 Do 4 11 18 25 1 8 15 22 29 6 13 20 27 Fr 5 12 19 26 2 9 16 23 30 7 14 21 28 Sa 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 So 7 14 21 211 411 18 25 2 9 16 23 30 Ing. Günther Keye DM2 AAO Vizepräsident des Radioklubs der DDR 20 Jahn* Amateurfunk in der Deutschen Demokratischen Republik «cq das 80-m-Band - hier ruft Leipzig, hier ruft DM 2 AEM,t so war es am Abend des 14. Juli 19S3 zu vernehmen, denn am solben Tag wurden im Zentralvorstand der Gesellschaft für Sport und Technik , der damals noch seinen Sitz in Halle/Saale hatte, die ersten sechzehn Amateurfunk¬ genehmigungen in der Deutschen Demokratischen Republik ausgegeben. Damit war erstmalig im Äther ein Rufzeichen mit dem Landeskenner DM vertreten und verkündete den Beginn des Amateurfunks im ersten Arbeiter-und-Bauern-Staat in der deutschen Geschichte. Der Aufbau des Amateurfunks begann in der Deutschen Demokratischen Republik mit der Gründung der Gesellschaft für Sport und Technik am 7. August 1952, in deren Gründungsaufruf bereits der Aufbau des Ama¬ teurfunks enthalten war. Unmittelbar danach begann unter Mitwirkung von Mitgliedern der Organisation das Ministerium für Post- und Fern¬ meldewesen das erste Amateurfunkgesetz vorzubereiten. Die erste Ver¬ ordnung über den Amateurfunk wurde am 6. Februar 1953 von der Re¬ gierung der Deutschen Demokratischen Republik verkündet. Darin hieß es: »Der Amateurfunk eröffnet vor allem unserer Jugend die Möglichkeit, sich auf dem Gebiet des Funkwesens zu spezialisieren.« Damit waren vor allem der Arbeiterjugend der Weg zur Aneignung der modernen Funk¬ technik geebnet und auch auf diesem Gebiet Privilegien der Vergangenheit gebrochen. Ausgehend von den revolutionären Traditionen des Freien Radiobundes und des Arbeiter-Empfangsdienstes (AED) aus den Jahren vor 1933 wurde in der Deutschen Demokratischen Republik begonnen, ein sozialistisches Amateurfunkwesen aufzubauen. So schrieb damals, nachdem die ersten Funkamateure der DDR bekannt wurden, ein ehemaliger Leiter des Arbeiter-Empfangsdienstes vor 1933 im Dresdener Bezirk an einen Ber¬ liner Funkamateur, DM 2 AEO, der selbst aktives Mitglied im Freien Radiobund in Berlin war, »Ich bin sehr erfreut, nach so vielen Jahren des Kampfes und endlichen Sieges einem Kameraden von der alten Garde des Freien Radiobundes und des AED zu begegnen und Grüße über¬ mitteln zu können.« 11 Zu den schwierigsten Seiten beim technischen Aufbau des Amateurfunks gehörte in jenen Jahren die materielle Sicherstellung., Es bedurfte großer Findigkeit, um nach dem Motto »aus Alt mach Neu« brauchbare Stationen zu errichten. Im Handel war zu dieser Zeit kaum das Allemotwendigste erhältlich. Man kann heute mitleidig lächeln, wenn man in einem seriösen technischen Artikel aus jener Zeit, der sieh mit der Beseitigung von Rund¬ funkstörungen befaßte, liest »wer keine geschirmte Leitung zu kaufen bekommt, stellt sie selbst her. Zur Netzschnur wird ein blanker Beidraht parallel gelegt und dann beide zusammen mit der Alufolie eines durch¬ geschlagenen Becherkondensators dicht umwickelt. Das Ganze wird dann zum Schutz der Alufolie noch mit einem Textilband umwickelt.« Trotz dieser materiellen Schwierigkeiten wurden bis Ende 1964 an¬ nähernd 100 Amateurfunkstationen betrieben. Durch die Unterstützung des Staates konnten in den Jahren 1966/56 die ersten Bausätze zum Auf¬ bau neuer, wenn auch noch recht bescheidener Amateurfunkstationen den Amateurfunkern der Gesellschaft für Sport und Technik zur Verfügung ge¬ stellt werden. Zu diesen Bausätzen gehörte auch ein industriell her¬ gestellter 25-W-ModuIations-Verstärker, der speziell für die Funkama¬ teure produziert wurde und lange Zeit unter der Typenbezeichnung MV 23 gute Dienste leistete. Entwicklung und Stand der Ausgabe der Amateurfnnkgenehmigungen ln der Deutschen Demokratischen Republik Jahr Einzel- , genehmigungen Genehmigungen für Klubstationen Mitbenutzer Gesamt 1963 (Dezember) 26 2 nicht erfaßt 28 1955 (Mai) 121 62 nicht erfaßt 173 1957 (Juli) 163 211 nicht erfaßt 374 I960 (April) 269 268 506 1043 1962 (Dezember) 376 414 1023 1813 1985 (Mai) 513 437 1113 2083 1967 (September) 668 628 1473 2669 1970 (März) 814 559 1730 3103 1971 (Dezember) 947 612 2033 3552 Dank dem großen Aufbauwerk unserer Menschen und der von der Partei der Arbeiterklasse und der Regierung der Deutschen Demokra¬ tischen Republik der Gesellschaft für Sport und Technik erwiesenen Hilfe verfügen heute viele unserer Funkamateure über moderne Sende- und Empfangsstationen, um am internationalen Amateurfunkverkehr teil¬ zunehmen. Beim Aufbau des Amateurfunks in der DDR wurde auch von Anbeginn Wert daraufgelegt, daß die zukünftigen Funkamateure sich zunächst aktiv als Kurzwellenhörer betätigen. Dieser Forderung Reohnung tragend, 12 wurden im September 1953 bereits die Bedingungen für das DM-Diplom veröffentlicht. Unter der Bezeichnung Urkunde für Funkempfangsama¬ teure kann es noch heute von jedem Mitglied der Gesellschaft für Sport und Technik ab 12 Jahre erworben werden. Durch eine Prüfung an einer Klubetation muß der Funkempfangsamateur den Beweis erbringen, daß er alles Wesentliche über den Amateurfunkbetrieb wie seine Betriebs- regeln, Abkürzungen, Landeskenner u.ä. beherrscht, einen eigenen Emp¬ fänger besitzt und die Sendungen der Funkamateure fachgerecht beur¬ teilen kann. Bis Anfang 1972 wurden über 6000 Hörerdiplome bzw. Ur¬ kunden an Funkempfangsamateure ausgegeben, von denen heute viele eine Amateurfunkgenehmigung besitzen. Entwicklung and Stand der Ausgabe der Urkunden für Funkemptangsamateure Jahre Laufende Nummer der Urkunden Anzahl Geaamt- stand 1953-1955 0011-0484 474 474 1956-1957 0485- 0838 354 828 1958-1959 0839-1119 281 1109 1900-1961 1120-1014 495 1604 1902-1963 1615-2094 480 2084 1904-1965 2095—3152 1068 3142 1900-1967 3153—4232 1080 4222 1968-1969 4233-5226 994 6216 1970-1971 6227-6224 998 6214 13 Am 1. September 1953, nachdem unsere Funkamateure bereits viele Verbindungen mit Funkamateuren in anderen Ländern getätigt hatten, begaim auch das DM-QSL-Büro seine Tätigkeit. Solche Büros oder besser Vermittlungen genannt, existieren in fast allen Ländern, in denen der Amateurfunk betrieben wird. Sie haben die Aufgabe, die QSL-Karten der Funkamateure zu vermitteln. QSL-Karten sind Bestätigungen für zwei¬ seitige Funkverbindungen und enthalten alle wichtigen Angaben darüber wie Datum, Uhrzeit, das benutzte Amateurband, den Bericht über Hör¬ barkeit und Lautstärke, um nur einige zu nennen. In den zurückliegenden 20 Jahren wurden schätzungsweise über 4 Millio¬ nen solcher QSL- bzw. SWL-Karten (SWL = Short Wave Listener = Kurzwellenhörer) von den Funkamateuren der DDR in über 100 Länder durch das DM-QSL-Büro vermittelt. Diese QSL-Karten haben aber noch eine zweite Aufgabe, die für viele Funkamateure sogar als die wichtigste gilt, nämlich als Bestätigungen zum Nachweis erfüllter Bedingungen zum Er¬ werb von Amateurfunkdiplomen. Ein Amateurfunkdiplom ist eine be¬ sondere Form der Anerkennung funksportlicher Leistungen. Sie werden von Amateurfunkverbänden, Radioklubs und einzelnen Gruppen oder Einrichtungen solcher Vereinigungen und Klubs der Funkamateure ge¬ stiftet und auf besonderen Antrag verliehen. Die Diplombedingungen sind sehr mannigfaltig. Im allgemeinen verlangen sie eine bestimmte Anzahl von Funkverbindungen mit einem Land, Teilen eines Landes, mit be¬ stimmten Ländergruppen, mit Städten oder ähnlichem. WAD «*■> Rodlok’i)» c tr DDR »«iWiwv 8*dt». d«> Dwitstb« D«n;ktc#«fce R«t>u3tk 14 In der DDR wurde als erstes Amateurfunkdiplom das WADM (WADM — Worked All DM = mit allen aus der DDR gearbeitet) und das RADM (für Funkempfangsamateure) im Oktober 1956 gestiftet. Bis März 1972 wurde es an 5650 Funkamateure und Funkempfangsamateure in über 50 Staaten auf allen Kontinenten verliehen. Zu einem besonders begehrten DipIomVus der DDR zählt das im Juni 1958 aus Anlaß der Ostseewoche gestiftete Diplom SOP (Sea of Peace = Meer des Friedens). Dieses Diplom, daß die Form eines mehrfarbigen Wimpels hat, wurde bisher an 5320 Funkamateure verliehen. Hinzu kommen noch 2650 Zusatz&impel, die jährlich die Funkamateure erwerben können, die die Bedingungen wiederholt erfüllen. In den nachfolgenden Jahren wurden weitere Ama¬ teurfunkdiplome vom Radioklub der DDR gestiftet. Insgesamt wurde bis Februar 1972 die stattliche Zahl von über 25000 Diplomen vom Radioklub der DDR an Funkamateure der DDR und des Auslands ausgegeben. So wie in allen sportlichen Bereichen Wettkämpfe eine wichtige Rolle spielen, so ist es auch im Amateurfunk. Die Funkamateure tragen regel¬ mäßig Wettkämpfe, sogenannte Conteste aus. Im Gegensatz zu anderen sportlichen Wettkämpfen, bei denen man sich örtlich in den Sportstätten zur Austragung zusammenfindet, nehmen die Funkamateure an ihren Vom Zentralvorstand der Gesellschaft für Sport und Technik lind dem Radioklub der Deutschen Demokratischen Republik von 195« bis 10. März 1972 ausgegebene Amateurfunkdiplome Diplom Anzahl Diplom Anzahl WADM I 41 Europe-QRA-I 73 WADM II 131 Europe-QRA-II 211 WADM III 685 DM-DX-A 1268 WADM IV 3286 DM-CA I 1862 WADM V 1008 DM-CA II 1021 RADM I 13 DM-CA III 733 RADM II 64 DM-CA IV 422 RADM III 385 DM-CA V 191 RADM IV 1326 DM-CA-Sticker 373 RADM V 139 DM-KK-I 467 SOP 4827 DM-KK-II 83 SOP-Zus.St. 2506 DM-KK-III 31 DM-QRA I 140 HADM 2864 DM-QRA-II 266 PJDM 108 Insgesamt: 24 527 Die Diplome wurden in folgenden Jahren gestiftet: WADM: RADM: WADM V: SOP: DM-QliA: Oktober 1956 Oktober 1956 1. Jan. 1968 Juni 1958 September 1963 DM-DX-A: DM-CA: DM-KK: HADM: FJDM: Mai 1956 Mai 1965 Januar 1968 April 1959 Juni 1960 15 Contesten mit der Station in ihrer Wohnung oder in der Klubstation teil. Die Bedingungen werden von den betreffenden Amateurfunkverbänden oder Radioklubs bekanntgegeben. In diesen Wettkämpfen geht es darum, mit möglichst vielen Funkamateuren Verbindungen in einer bestimmten Zeit herzustellen. Auch die Funkamateurs der DDR haben sich seit 1963 an mehreren Hundert Contesten beteiligt, von denen viele jährlich wieder¬ kehren. Einer der ersten internationalen Conteste, an dem die Funk¬ amateure der DDR teilnahmen, war der CQ-MIR-Contest der UdSSR im Mai 1954. Von diesem Zeitpunkt an wurde die Zusammenarbeit mit der sowjetischen Bruderorganisation DOSAAF immer enger. Heute verbindet unsere Funkamateure eine herzliche Freundschaft mit den Funkamateuren der UdSSR und der anderen sozialistischen Länder. Den ersten eigenen Contest innerhalb der DDR führten die Funkamateure der DDR am 27. März 1955 durch. An ihm beteiligten sich 45 Sendeamateure und 39 Funkempfangsamateure. Um auch international mit einem eigenen Con¬ test in Erscheinung zu treten, organisierte die Gesellschaft für Sport und Technik aus Anlaß des 10. Jahrestags der Gründung der DDR erstmalig den WADM-Contest, der zu unserem ersten großen internationalen Erfolg wurde. Über 1000 Funkamateure aus 67 Ländern nahmen hieran teil. In den folgenden Jahren wurden weitere Conteste vom Radioklub der DDR organisiert und die Bedingungen von vielen Contesten des Auslands im Contestkalender des Radioklubs der DDR bekanntgegeben. Heute enthält dieser Kalender jährlich über 60 internationale und nationale Conteste. Um der Öffentlichkeit einen Einblick in den technischen Leistungsstand des Amateurfunks in der DDR zu geben, wurden Leistungsschauen der Funkamateure durchgeführt. Die erste fand 1957 in Halle/Saale statt. Bereits drei Jahre später, im Juni 1960 wurde die zweite DDR-Leistungs- schau der Funkamateure anläßlich des Europatreffens in Leipzig durch¬ geführt, an der sich auch Funkamateure aus der ÖSSR und der VR Ungarn beteiligten. Die Funkamateure der DDR leisteten auch wiederholt Beiträge für die Wissenschaft. So bauten Funkamateure aus Leipzig für das geophysi¬ kalische Observatorium Collm bei Oschatz 1962 einen Amateursender, der auf der Frequenz 28 MHz pausenlos über mehrere Jahre arbeitete. Dieser Sender wurde im geophysikalischen Jahr dazu benutzt, um das Auftreten der sporadischen E-Schicht in der Ionosphäre und andere Erscheinungen zu untersuchen. Auch bei der Untersuchung einiger Aus¬ breitungserscheinungen in den UKW-Bereichen beteiligten sich Funk¬ amateure der DDR. 1956 wurde den Funkamateuren der DDR die Arbeit im 2-m-Band ermöglicht. Da die Ausbreitungsbedingungen im UKW- Bereich von verschiedenen Faktoren abhängig ist, sind große Reichweiten nicht regelmäßig zu erreichen. Deshalb sind Erstverbindungen auf LIKW zwischen Funkamateuren der DDR und anderen Staaten von besonderem Interesse und werden offiziell registriert. Die erste Erstverbindung auf 16 UKW kam zwischen der DDR und der OSSR im Juni 1957 zustande. In¬ zwischen wurden von Funkamateuren der DDR Erstverbindungen mit 23 Ländern hergestellt. Als Ausgleich für die mehr oder weniger einseitige Tätigkeit an den Amateurfunkstationen betreiben Funkamateure auch spezielle Peilfunk- wettkämpfo mit transportablen Empfängern und Sendern im Gelände, die sogenannte Fuchsjagd. Hauptmerkmal einer Fuchsjagd sind ein oder mehrere im Gelände getarnt aufgebaute — der optischen Sicht entzogene — Kurzwellen- oder Ultrakurzwellensender, die mit selbstgebauten oder industriell hergestellten Funkempfängern mit Peileinrichtungen unter wettkampfmäßigen Bedingungen auf gefunden werden müssen. Die Sen¬ der, die bestimmte Funkkennungen ausstrahlen, werden als Füchse und die aktiven Teilnehmer der Jagd als Fuchsjäger bezeichnet. Die erste Fuchsjagd in der DDR wurde im Mai 1954 durch Geraer Funkamateure am Hermsdorfer Kreuz durchgeführt. Inzwischen hat sich aus diesen ersten Anfängen ein eigenständiger Zw'eig des Amateurfunks entwickelt. Auf dem Gebiet der Fuchsjagd werden heute sogar von der IARU , der Internationalen Amateur Radio-Union , offizielle Europa-Meisterschaften durchgeführt, an denen sich Fuchsjäger aus unserer Republik erstmalig 1961 in der UdSSR beteiligten. Seit 1968 führt der Radioklub der DDR jährlich zur Ostseewoche eine Internationale Fuchsjagd durch, an der sich bis zu zehn Länder beteiligten. Für mehrmalige erfolgreiche Teil¬ nahme an Fuchsjagden wurde vom Radioklub der DDR das Fuchsjagd¬ diplom FJDM gestiftet. Mit dem Erhalt der Amateurfunkgenehmigung, die ein großer Ver- 2 Elektronisches Jahrbuch 1973 17 trauensbeweis unseres Staates ist, übernimmt jeder Funkamateur eine hohe Verantwortung gegenüber der Gesellschaft. Es ist daher für jeden Funkamateur selbstverständlich, daß er mit hohem Staats- und Klassen¬ bewußtsein und vorbildlicher Disziplin am internationalen Amateur¬ funkverkehr teilnimmt. Vom hohen politisch-ideologischen Stand unserer Funkamateure zeugen aber auch die Tatsachen, daß viele jüngere Funk¬ amateurs als längerdienende Spezialisten in den Nachrichteneinheiten der NVA ihren Ehrendienst leisten, und die älteren Funkamateure als Ausbilder in der Laufbahnausbildung Tastfunk und in der Wehrsport¬ ausbildung des Nachrichtensports der Gesellschaft für Sport und Technik tätig sind. Auch in verschiedenen Klubs Junger Funker arbeiten quali¬ fizierte Funkamateure ehrenamtlich mit, in dem sie Elektronik-Arbeits¬ gemeinschaften anleiten und unterstützen. Gerade mit dieser Tätigkeit helfen die Funkamateure bei der langfristigen und qualifizierten Vor¬ bereitung der Jugend auf den Dienst in den Speziallaufbahnen der NVA. Vor allem die besten unserer Funkamateure sind es, die wesentlich bei¬ getragen haben zur Entwicklung der vormilitärischen Nachrichten¬ ausbildung und der Wehrsportdisziplinen im Nachrichtensport der Gesellschaft für Sport und Technik. Zu der erfolgreichen Entwicklung des Amateurfunks in der DDR hat nicht unwesentlich die Zeitschrift FUNKAMATEUR beigetragen, deren erste Fachausgabe im April 1954 mit der Beilage Mitteilungen für Kurz- wellenamateure erschien. Auch die entsprechende Literatur über den Ama¬ teurfunk, die in der DDR vom Verlag Sport und Technik bzw. vom Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik herausgegeben wird, hat viel zu diesem erfolgreichen Weg beigetragen. So erschien bereits 1956 das Standardwerk Amateurfunk und 1958 das erste Heft in der Reihe Der praktische Funkamateur jetzt electronica, von denen inzwischen über 100 Titel herausgegeben wurden. ' In diesem Beitrag konnte nur ein bescheidener Teil des erfolgreichen Weges in zwei Jahrzehnten sozialistischen Amateurfunks in der DDR aufgezeigt werden. Seine Erfolge sind eine gute Ausgangsposition für das dritte Jahrzehnt, in der zweifelsohne die Funkamateure der DDR mit der ihnen eigenen Aktivität um neue größere Leistungen und Ergebnisse bei der Erfüllung der durch den V. Kongreß der Gesellschaft für Sport und Technik gestellten Aufgaben ringen werden. Als aktive Mitglieder der Gesellschaft für Sport und Technik ist für sie der Amateurfunk nicht nur eine eng begrenzte Freizeitbeschäftigung; ihr Wirken zum gesellschaft¬ lichen Nutzen findet in der Tätigkeit als Ausbilder für die Laufbahnausbil- dungTastfunk und in den Wehrsportdisziplinen des Nachrichtensports der Gesellschaft für Sport und Technik seinen besonderen Ausdruck. Unsere Funkamateure helfen alle mit, die ihrer Organisation, der Gesellschaft für Sport und Technik, gestellten Aufgaben zum Schutz und zur Stärkung der Deutschen Demokratischen Republik zu erfüllen. 18 Herbert Becker Werkdirektor des VEB Werk für Fernsehelektronik Elektronische Bauelemente iür den Fortschritt Die Losung der Sozialistischen Einheitspartei «Alles mit den Menschen, alles durch den Menschen, alles für den Menschen« war auf 'dem VIII. Parteitag lebendig und aktuell wie nie. Sie könnte auch als Überschrift über dem fol¬ genden Beitrag stehen, in dem über die Entwicklung, die Produktion und die Arbeits- und Lebensbedingungen in einem bedeutenden volkseigenen Werk der Elektronikindustrie in der DDR berichtet wird. Vor über einem’Vierteljahrhundert wurde der VEB Werk für Femaeh- elektronik in Berlin aus einem ehemaligen Zweigbetrieb deB AEG-Kon- zerns gegründet — oder besser gesagt: übernommen, was von diesem Betrieb noch übrig war. Trümmer, wohin wir blickten, zerstörte Maschinen chaotische Zustände. Gerade in dieser Situation fanden sich Menschen, die mit den ersten lebensnotwendigen Aufräumungsarbeiten begannen. Noch heute wirken im VEB Werk für Femaehelelctronik Arbeiter, An¬ gestellte und Ingenieure, die zu den Aktivisten der ersten Stunde ge¬ hörten. Bereits 1946 begannen wir mit der Produktion von elektrischen Haus- und Heizgeräten. Aber schon 2 Jahre später stellte der VEB Werk für Femsehelektronik einige Typen Glühlampen, Spezialröhren und Rund¬ funkröhren her. 1950 lief die Produktion von Bildwiedergaberöhren an. Heute können wir mit Stolz sagen, daß unser Werk für Femsehelek¬ tronik mit diesem Erzeugnis das Fernsehen in der DDR verwirklicht hat. Nicht zu übersehen ist auch der Export an Bildwiedergaberöhren. Aus jenen Anfängen entwickelte sich die Fertigung von Empfängerröhren, Spezialröhren und Halbleiterdioden. Mit Hilfe der UdSSR wuchs der VEB Werk für Femsehelektronik in der DDR zum größten Betrieb für elektronische Bauelemente. Dennoch ist das Werk nicht ausschließlich Produktionsstätte. In ihm kristallisierte sich ein bedeutendes Forschungs- und Entwicklungszentrum heraus. Sämtliche im Produktionsprogramm enthaltenen Erzeugnisse einschließlich ihrer Technologien wurden im Betrieb selbst entwickelt und in die Produktion übernommen. Gegenwärtig verändert sich die Produktionsstruktur. In zunehmender Weise bestimmen Halbleiterbauelemente, Gasentladungsröhren, Sende- 19 Bild 1 Die V ollrechteck- Büdwiedergaberöhre B 61 G 1 mit 110°-Ab¬ lenkung aus der Produk¬ tion des VEB Werk f ür Fernsehelektronik Berlin zeichnet sich durch eine brillante Bildwiedergabe aus. Die Röhre ist nach dem Beibond-Verfahren hergestellt und kann ohne Schutzscheibe eingebaut werden und Spezialröhren, Höchstfrequenzröhren, Bildaufnahmeröhren und Bild¬ wiedergaberöhren die Fertigung. Auch die Leipziger Messen zeigen mit wachsender Deutlichkeit, daß die Exponate des Werkes für Fernsehelek¬ tronik bei in- und ausländischen Kunden starkes Interesse wecken. Ex¬ port und Import elektronischer Bauelemente entwickeln sich ständig weiter. Besonders mit der Sowjetunion und den sozialistischen Staaten werden langfristige Verträge abgeschlossen. Zu Industrieunternehmen des kapitalistischen Auslands pflegen wir umfangreiche, sich ständig aus¬ dehnende Handelsbeziehungen. Erzeugnisse des VEB Werk für Fernseh¬ elektronik finden in über 25 Staaten ihren Einsatz. Geschäftsverbindungen des Werkes erstrecken sich über Europa, Asien und Afrika. Natürlich stellen sich diese Erfolge nicht von selbst ein. Ein entschei¬ dender Faktor zu ihrer Realisierung besteht in einem über Jahrzehnte reichenden, großzügig und konsequent gestalteten Qualifizierungs-, Ausbildungs- und Fortbildungssystem. Gerade in einer so schnellebigen Branche wie der Elektronik ist es unmöglich, sich auf seinen Lorbeeren auszuruhen. Stillstand bedeutet unweigerlich Rückschritt. So werden in einem modernen Polytechnischen Zentrum gegenwärtig über 2000 Schüler der Oberschulen Berlin-Köpenick auf ihre »elektronische Zukunft« vor¬ bereitet. 450 Lehrlinge erhalten in der betriebseigenen Lehrwerkstatt die Möglichkeit, sich zu hochqualifizierten Facharbeitern zu entwickeln. Wesentliche Akzente bei der Aus- und Weiterbildung setzte die um¬ fangreiche Hilfe der UdSSR. Viele Wissenschaftler und Techniker, die im 20 Werk für Fernsehelektronik führend im Bereich der Forschung und Ent¬ wicklung sowie der Produktion tätig sind, studierten in Moskau, Leningrad oder anderen sowjetischen Städten. Insgesamt qualifizieren sich zur Zeit 1600 Werktätige. In den letzten Jahren wurden umfangreiche soziale und kulturelle Ein¬ richtungen geschaffen. In Verbindung mit benachbarten Großbetrieben entstand eine Betriebspoliklinik mit 18 Stationen und sechs Nebenein¬ richtungen. Der VEB Werk für Fernsehelektronik verfügt über 7 Kinder¬ gärten bzw. -krippen. Allein für die Betreuung der Kinder stehen jährlich 600000 M zur Verfügung. In betriebseigenen Ferienheimen, die in den reizvollsten Gegenden der Republik hegen, haben jedes Jahr 1050 Be¬ triebsangehörige Gelegenheit, ihren Urlaub zu verbringen. Unser Werk ist in der Lage, eine Million Mark je Jahr für die Finanzierung der Kiiltur- und Sozialmaßnahmen auszugeben. Das Werk verfügt über ein eigenes Funkstudio und eine Zeitung (Impuls), die wöchentlich mit einer Auflage von 4000 Exemplaren er¬ scheint. Besonders breit sind die kulturelle und die sportliche Betätigung. Speziell die Jugend nutzt die Möglichkeiten im betriebseigenen Kultur¬ haus und in den 4 Sportobjekten. Damit können die Werktätigen des VEB Werk für Fernsehelektronik je nach Neigung und Hobby ihre Freizeit sinnvoll und individuell gestalten. Bei der Erfüllung unserer Pläne ist die Neuererbewegung ein fester, nicht mehr wegzudenkender Bestandteil. In den letzten Jahren hat der erreohnete volkswirtschaftliche Nutzen jährlich 4,5 bis 5 Millionen Mark Bild 2 Kaltkatoden-Anzeigeröhren werden vom VEB Werk für Fernsehelektronik für die verschiedensten Anwendungszwecke in mehreren Größen her gestellt 21 betragen. Viele Betriebsangehörige sind für ihre hervorragenden Leistungen mit hohen staatlichen Auszeichnungen geehrt worden. Die erreichten Erfolge umreißen die großartige Entwicklung, die das Werk und seine Menschen in einem Vierteljahrhundert nahmen. Als der Betrieb im faschistischen Deutschland noch zum AEG-Konzern gehörte, war er wegen seiner hohen Aktionärsdividende und der schamlosen Aus¬ beutung der Arbeiter »berühmt«. Dort, wo heute moderne leistungsfähige elektronische Bauelemente für unsere sozialistische Volkswirtschaft ge¬ fertigt werden, entstanden während des Faschismus Torpedosteuerungs¬ anlagen. Wir wissen, daß der wissenschaftlich-technische Fortschritt täglich neue, höhere Maßstäbe setzt. Das bedeutet-für uns, moderne elektronische Bauelemente zu entwickeln, für die hohe Qualität und Zuverlässigkeit selbstverständlich sind. Die auf dem Weltmarkt ständig zunehmende Nachfrage nach elektronischen und elektrotechnischen Geräten und An¬ lagen sowie elektronischen Bauelementen aus der Deutschen Demo¬ kratischen Bepublik beweist, daß die Ergebnisse der Arbeit der zahl¬ reichen Mitarbeiter der WB Bauelemente und Vakuumtechnik im Bild 3 Der elektronische Tischrechner ELKA 42 LSI stellt ein Spitzenerzeminis der bulgarischen Elektronikindustrie dar. Aufgebaut ist der Tischrechner mit inte¬ grierten Schaltkreisen. Der Berliner Kooperationspartner des bulgarischen Werkes ist der VEB Werk für Fernsehelektronik, der die Ziffern- und Zeichen- anzeigeröhren produziert 22 Bild 4 Neu im Produktionsprogramm des VEB Werk für Fernsehelektronik sind vielseitig einsetzbarc Anzeige-, Zähl- und Netzbausteine. Als Applikations¬ beispiel wurde von Mitarbeitern des Werkes diese elektronische Uhr auf- gebaut (s. a. den Beitrag im Elektronischen Jahrbuch 1971) nationalen und internationalen Maßstab uneingeschränkte Anerkennung finden. Für die weitere Durchsetzung des wissenschaftlich-technischen Fort¬ schritts ist die Elektronik ein entscheidender Impuls. Betrachtet man unter diesem Aspekt lediglich die Miniaturisierung elektronischer Goräte, so ergeben sich Perspektiven, die die technische Umwelt des Menschen gewaltig verändern werden. Für uns als Produzent elektronischer Bauele¬ mente heißt das, daß wir uns mit Hilfe wissenschaftlicher Prognosen auf diese Aufgaben einstellen. Doch wir haben die Gewißheit, daß wir die Zukunft mit der Kraft unserer Kollektive meistern. Im VEB Werk für Fernsehelektronilc in Berlin ist der Fortschritt Tradition. (Diesen Beitrag entnahmen wir der Zeitschrift » impuls « der VEB Bau¬ elemente und Vakuumtechnik. Für die erteilte Genehmigung zum Nach¬ druck danken wir.) 23 Oberstleutnant N. Wassiljew Vor dreißig Jahren Sechs Tage hintereinander fuhren Panzer durch die Donsteppe nach Süden, Tag und Nacht. Auf ihrem Weg vernichteten sie zahlreiche faschistische Einheiten. Die Fas 9 histen waren überrascht, daß in ihrem Rücken sowjetische Panzer operierten. Herzliche Begegnungen hatten die Soldaten mit der örtlichen Bevölke¬ rung. Nur waren diese Treffen immer sehr kurz. General TT. M. Badanow, der Kommandeur des 24. Panzerkorps, befahl, sich nicht aufzuhalten. Jede Stunde war kostbar. Solange der Feind nicht zur Besinnung kommt, muß man vorwärtsstürmen — das Ziel war das Kosakendorf Tazinska. Dort befand sich ein großer Flugplatz, auf dem die Faschisten etwa 300 Flugzeuge stationiert hatten. Von Tazinska aus bestand eine Luft¬ brücke nach Stalingrad zu der eingeschlossenen faschistischen 6. Armee. Über diese Luftbrücke wurden die faschistischen Truppen im Stalin- grader Raum versorgt. Die Basis der Luftbrücke zu zerstören, den Versorgungsweg abzusperren, diese Aufgabe erhielt General Badanow von dem Befehlshaber der Truppen der Süd-West-Front, Generaloberst N. F. Watutin. Er befahl, die Flug¬ zeuge in Tazinska sind zu vernichten. Am 16. Dezember 1942 begann die Offensive der sowjetischen Truppen am Mittellauf des Dons. Zwei Tage später, am 18. Dezember, drang das 24. Panzerkorps durch eine Bresche in die gegnerische Verteidigung ein. Solche Orte wie Schurinowka, Kutejnikowo, Degtewo und Iljinka blieben zurück. Die Panzersoldaten drangen weiter und weiter nach Süden vor. Sie waren jetzt tief im Hinterland des Feindes. Die einzige Nachrichten¬ verbindung zum Stab der Front bestand über Funk. Über diese Funkverbindung wurde das Korps geführt. Aus diesem Grund unterstrich General Badanow bei einer Zusammenkunft mit den Brigadekommandeuren: »Die Funkgeräte und die Funker sind zu hüten. Ohne sie sind wir ohne Hände«. Der Chef Nachrichten des Korps, Oberstleutnant B. D. Geller, hielt sich fast die gesamte Zeit bei den Funkgeräten auf. Tagsüber gab es gewöhn¬ lich bei den Nachrichtenverbindungen keine Schwierigkeiten.'^Nachts 34 allerdings setzten starke Störungen ein. Aus dem vielstimmigen Chor der arbeitenden Stationen war es schwer, die eigene Gegenstelle heraus- zuhören. Die größten Schwierigkeiten setzten in Degtewo ein. Diesen wichtigen Verkehrsknotenpunkt nahmen die Panzersoldaten im Sturm. Fast die gesamte faschistische Besatzung wurde dabei vernichtet. Nur einigen wenigen gelang es zu entkommen. In diesem Kosakendorf er¬ beuteten die Panzersoldaten viele Ausrüstungsgegenstände, darunter intakte Panzer und Autos. Der Stabschef des Kprps, Oberst A . S. Bur- dejny, stellte die Meldung über den errungenen Sieg zusammen, aber die Nachrichtenverbindung zum Stab der Süd-West-Front kam und kam nicht zustande. Die Entfernung zum Stab war inzwischen auf.200 km gewachsen. Die Reichweite des Funkgeräts RSB-F war aber kleiner. Das beunruhigte Oberstleutnant Geller jedoch nicht. Er ließ den Stations¬ leiter, Uffz. Pugatschew, kommen. Pugatschew war Funker 1. Klasse. Er befahl ihm, eine Langdrahtantenne mit geneigtem Schenkel zu entfalten. Die Funker hatten schon vor Beginn des außergewöhnlichen Streifzugs einige spezielle Antennen mit Richtwirkung vorbereitet. Den Vorzug gaben sie dabei der Z- Antenne und der Langdrahtantenne mit geneigtem Schenkel. Jetzt war der Zeitpunkt gekommen, sie zu erproben. Uffz. Pugatschew ermittelte naoh der Karte die Richtung zum Stab der Front. Anschließend orientierte er die Antenne und entfaltete das Gegen¬ gewicht in Richtung zum Stab der Front. Kurz darauf waren die Ruf¬ zeichen der Gegenstelle in den Kopfhörern zu hören. Der Stabschef, Oberst Burdejny, befahl den Chef Nachrichten zu sich. „Heute beträgt die Entfernung zum Stab der Front etwa zweihundert Kilometer, und morgen wird sie mehr als zweihundert Kilometer be¬ tragen“, sagte er. »Werden Sie die Verbindung halten können?«—»Es wird schwierig sein«, antwortete Geller, »aber ich denke, die Funker lassen uns nicht im Stich. Die Funkverbindung zum Stab der Front wird sicher¬ gestellt.« Er kannte seine Funker, verfolgte ständig ihre Ausbildung und scheute weder Kraft noch Zeit, die Kollektive zu festigen. Die meisten Funker waren verliebt in ihre Tätigkeit, kannten die Technik ausgezeichnet und konnten alles aus ihr herausholen, was die technischen Parameter her¬ gaben. Am Morgen des 24. Dezember, nach sieben Tagen anstrengender Kampfhandlungen im Hinterland des Feindes, erreichte das Panzerkorps das Kosakendorf Tazinska. Die Faschisten schliefen fest und schöpften keinen Verdacht. Die Panzersoldaten fielen überraschend über den Feind her. Dichte undurchsichtige Nebelschwadcn wurden plötzlich von Feuer¬ blitzen durchzuckt. Das waren die Schläge der Katguschas. Zur gleiohen Zeit begann der Sturm von allen Seiten. Die Panzer bahnten sich ihren Weg zum Flugplatz. Sie überschütteten die Flugzeuge mit dem Feuer aus den Kanonen und den Maschinengewehren. Von den 300 faschistischen Flugzeugen stieg an diesem Morgen keines mehr auf. Außerdem wurden auf der Eisenbahnstation noch weitere 50 verschiedene Flugzeuge, die sich auf den Verladerampen befanden, vernichtet. 350 Flugzeuge des Feindes wurden so während weniger Stunden zerstört. Die faschistische Armee unter Generaloberst Paulus hatte damit einen wichtigen Versor¬ gungspunkt verloren. Mittags hatten die Panzertruppen den Flugplatz und die Tazinsker Garnison fest in ihrer Hand. Der Stabschef rief unverzüglich den Chef Nachrichten des Korps zu sich. »Wir brauchen eine Nachrichtenverbin¬ dung, heute melden wir dem Stab der. Front, daß das Korps seine Aufgabe erfüllt hat. Generaloberst Walutin wird sich freuen.-« Uffz. Pugatschew hatte schon Maßnahmen eingeleitet, um die Nach¬ richtenverbindung aufzunehmen. Die Entfernung zum Stab der Front betrug jetzt mehr als 260 km. Pugatschew entschloß sieh, die Funk¬ station auf einem Hügel zu entfalten. Von diesem Vorhaben mußte er aber bald Abstand nehmen. Es erschienen plötzlich faschistische Bomber. Sie erkannten die Funkstation und griffen sie zweimal an. Pugatschew ordnete ihre Verlegung an. Zwischen zwei Häusern war die Funkstation besser geschützt, und die NachWchtenverbindung war sicherer durch¬ zuführen. Weder eine Z-Antenne noch eine Langdrahtantenne mit geneigtem Schenkel halfen die Verbindung herzustellen. Die Signale der Gegenstelle waren ganz unterschiedlich. »Was machen wir?« Pugatschew wandte sich an Oberstleutnant Geller. »Alle Möglichkeiten sind erschöpft.« — »Nein, es gibt noch eine«, antwortete Geller. »Welohe?« — »Die Heizspannung der Röhren zu erhöhen«, antwortete der Chef Nachrichten. »Aber das ist riskant«, bemerkte Pugatschew. »So brennen leicht alle Röhren durch.« — »Was bleibt uns übrig. Brennen sie durch, muß man sie auswechseln. Eine andere Lösung gibt es nicht.« Die Funker erhöhten die Heizspannung. Die Hörbarkeit dor Signalo verbesserte sich. Die Gegenstelle teilte eine Hörbarkeit von 3 mit. Alle atmeten erleichtert auf. Jetzt können wir arbeiten. Wen sollen wir an das Gerät setzen? Das muß der beste Funker sein. Der Leiter der Funk¬ station schlug vor, die Wache dem Uffz. Cholysalow, einem Funker 1. Klasse, zu übertragen. Der Chef Nachrichten bestätigte diesen Ent¬ schluß. Er wußte, daß Cholysalow nicht nur ein Meister seines Faches war, sondern auch starke Nerven und eine hohe Selbstbeherrschung besaß. Ein solcher Mensch wird nicht gleioh kopflos, wenn schwierige Situationen eintreten. Cholysalow stellte die Verbindung zum Stab der Front her. Von diesem Moment an verließ er nicht mehr das Gerät. Die Ereignisse in Tazinska nahmen einen stürmischen Verlauf. Bitter, der von der Zerschlagung des Flugplatzes erfuhr, geriet in Wut und be- 35 fahl, gegen die sowjetischen Panzersoldaten eine Elitedivision und eine Panzerdivision einzusetzen. Die sowjetischen Panzersoldaten gerieten in eine schwierige Lage. In dieser Situation erlangte die Funkverbindung eine noch größere Bedeutung. Der Funker Cholysalow schaffte es, alle Funksprüehe durchzugeben. General Badanow bat bei der Führung um Unterstützung. Dem Korps gingen die Granaten und die Patronen aus. Der Stab der Front antwortete, es komme Hilfe. In Richtung Tazinska bewegten sich das 25. Panzer- und das 1. mechanisierte Gardekorps. Badanow dankte den Funkern für die geleistete Arbeit. Am 26. Dezember nahm Cholysalow einen Funkspruch vom Stab der Front an General Badanow auf. Darin hieß es unter anderem: »Das Korps wurde in Gardekorps umbenannt und mit dem 8uv:orow -Orden 2. Klasse ausgezeichnet. loh wünsche Ihnen von ganzem Herzen einen vollen Sieg über den Feind. Watutin.« Den Inhalt dieses Funkspruohs kannten bald alle Angehörigen des Korps. Die Panzersoldaten schworen, so zu kämpfen, wie es Gardisten zukammt. Sie schlugen standhaft alle Angriffe des Feindes ab. Besonders schwer war der 27. Dezember. Die Funker merkten das an ihrer Belastung. Die Läufer brachten ununterbrochen Funksprüche aus dem Stab. Wäh¬ rend einer Stunde, von 10.00 Uhr bis 11.00 Uhr, sendete der Uffz. Choly¬ salow zehn besonders wichtige Funksprüehe an den Stab der Front und andere "Befehlsstellen. General Badanow meldete, daß die Lage sehr schwer sei, es werde bereits in den Straßen des Dorfes gekämpft. Am Nachmittag kam Oberstleutnant Geller zur Funkstation. An der Taste saß der völlig entkräftete Cholysalow. Geller befahl, ihn sofort gegen einen anderen Funker auszuweohseln. Zur Nacht übernahm Cholysalow erneut die Funkwache. Er nahm einen Funkspruch des Befehlshabers der Front auf, der es General Badanow gestattete, zu den eigenen Kräften durchzubrechen. Im Morgengrauen überrannten die Gardisten die fa¬ schistischen Truppen und zogen sich nach Norden, in Richtung Iljinka, zurück. So endete diese hervorragende Kampfaktion, die im Verlauf der Stalin- grader Schlacht eine bedeutende Rolle spielte. Zum Sieg über den Feind hatten die Funker auf ihre Weise beigetragen. Ihre Verdienste und ihre Standhaftigkeit wurden von der Führung gewürdigt. Oberstleutnant Geller wurde mit dem 'Alexander-Newski-Orden ausgezeichnet, alle Funker mit Orden und Medaillen. (Aus »radio«, Heft 1/1968) 27 Kapitalexport der USA-Elektronikmonopole »Werden die Waren aber zu ihren Werten verkauft, so entstehen . . . sehr verschiedene Profitraten in den verschiedenen Produktionssphären, je nach der verschiedenen organischen Zusammensetzung der darin an¬ gelegten Kapitalmassen. Das Kapital entzieht sich aber einer Sphäre mit niedriger Profitrate und wirft sich auf die andere, die höheren Profit ab¬ wirft (S. 222) . . . Wird das Kapital ins Ausland geschickt, so geschieht es nicht, weil es absolut nicht im Inland beschäftigt werden könnte. Es ge¬ schieht, weil es zu höherer Profitrate im Ausland beschäftigt werden kann. Dies Kapital ist aber absolut überschüssiges Kapital für die beschäftigte Arbeiterbevölkerung und für das gegebene Land überhaupt.« [1] »Für den alten Kapitalismus mit der vollen Herrschaft der freien Konkurrenz war der Export-vop Waren kennzeichnend. Für den neuesten Kapitalismus mit der Herrschaft der Monopole ist der Export von Kapital kennzeichnend geworden (S. 244) .. . Solange der Kapitalismus Kapitalismus bleibt, wird der Kapitalüberschuß nicht zur Hebung der Lebenshaltung der Massen in dem betreffenden Lande verwendet — denn das würde eine Verminderung der Profite der Kapitalisten bedeuten —, sondern zur Steigerung der Profite durch Kapitalexport ins Ausland...« [2] Es sind mehr als 100 Jahre vergangen, als Marx dio Bedingungen unter¬ suchte und die Gesetze entdeckte, die die Entstehung, Entwicklung und den schließlichen Untergang der kapitalistischen Gesellschaftsordnung be¬ stimmen. Lenin, der vor über 50 Jahren dieses Werk fortführte mit der Untersuchung der politischen und ökonomischen Verhältnisse des Im¬ perialismus, ging dabei in Fragen des Kapitalexports von einem Tat¬ sachenmaterial aus, das gegenüber den heutigen Machenschaften der großen Monopole harmlos erscheinen mag. Dazu braucht man sich nur die in Bild 1 dargestellte Steigerung der ausländischen Kapitalanlagen der imperialistischen Hauptmächte anzusehen. Der Kapitalexport, der aus einem relativ überschüssigen Kapital ent¬ steht, das nach maximalen Profiten drängt, hat sich in unserer Zeit über¬ aus stark entwickelt. Hauptexporteur mit einem gewaltigen Vorsprung vor allen anderen kapitalistischen Ländern ist die USA. Heute übersteigen 28 117,0 die Auslandsinvestitionen der USA schon die Gesamtsumme der Aus¬ landsinvestitionen aller kapitalistischen Länder. Während früher der Kapitalexport vor allem in die Kolonien und in die unterentwickelten Länder gelenkt wurde, um billige Rohstoffe und billige Arbeitskräfte auszubeuten, ergießt sich heute in der 3. Etappe der allgemeinen Krise des Kapitalismus der größere Teil des Kapitalstroms in die industriell entwickelten kapitalistischen Staaten. Das.zeigt sehr deutlich Tabelle 1 än Hand der direkten privaten Kapitalanlagen der USA im Ausland. Tabelle 1 Direkte private Kapitalanlagen der USA Im Ausland [4] Md. Dollar 1950 1960 1966 1967 Insgesamt 11,8 32,8 54,6 59,3 Ökonomisch schwachentwickelte Länder 6,1 13,8 18,2 19,5 Industriell entwickelte kapitalistische Staaten 5,7 19,0 36,4 39,8 Darunter: Westeuropa 1,7 6,7 16,2 17,9 EWG-Raum 0,64 2,66 7,6 8,4 BRD 0,204 1,006 3,08 3,49 Während insgesamt diese Investitionen von 1950 bis 1967 auf das 4,2fache gewachsen sind, stiegen sie in den ökonomisch schwachentwickelten Ländern nur auf das 3,2fache, in den industriell entwickelten kapi¬ talistischen Ländern dagegen auf das 7fache, in Westeuropa sogar auf das 10,6fache. Eine besondere Rolle spielt bei diesen Investitionen der USA die BRD, wo diese Investitionen von 1950 (204 Mill. Dollar) bis 1967 (3490 Mill. Dollar) auf das 17,lfache gewachsen sind. In den darauf- 29 folgenden Jahren hat sich diese Tendenz für Westeuropa verstärkt fort¬ gesetzt, so daß heute die USA-Direktinvestitionen dort etwa 25 Md. Dollar überschritten haben dürften. Das Interesse der großen Monopole der USA richtet sich vor allem auf jene Schlüsselindustrien, die für die wissenschaftlich-technische Re¬ volution ausschlaggebend sind; dort locken die hohen Zuwachsraten und die hohen Profite. In besonderem Maße trifft das für die Elektronik¬ industrie zu. Man kann heute einschätzen, daß amerikanische Monopole in Westeuropa etwa folgende Elektronik-Industriebereiche kontrollieren: 95% der Produktion von Integrierten Schaltkreisen, 80% der Produktion von Datenverarbeitungsanlagen, 80% des Marktes für Meß- und Prüfgeräte, 50% der Produktion von Halbleiterbauelementen, 15% der Produktion von Elektronik-Konsumgütern. c 60 dB (leider gibt es von den Geräten inderTabelle keine diesbezüglichen Werte; deshalb wurde der weniger aus¬ sagekräftige Fremdspannungsabstand genannt). Übersprechdämpfung zwi¬ schen beiden Stereo-Kanälen 20 dB — ja, das wär’s wohl. Natürlich verlangen wir vom Hi-Fi-Rundfunkgerät, daß man mit ihm Stereosendungen (Pilottonverfahren) empfangen kann, daß es eine AFC- Einriehtung hat* daß Stereo-Rundfunksendungen mindestens angezeigt werden. Daneben soll der Rundfunkempfänger auoh den Mittelwellen¬ bereich umfassen. An vielen Orten braucht man ihn, wenn man Rundfunk hören will. Nicht überall stehen ÜKW-Rundfunksender direkt »vor der Tür«. Mit der Aufzählung dieser wichtigsten Punkte ist zwar ungefähr der Rahmen fixiert, aber über Schaltungstechnik nooh nichts gesagt. Darum zur Ergänzung der Tabelle einige Beispiele: Der UKW-Kanalwähler ist meist mit 3 Transistoren bestückt. Dies unterscheidet ihn von den Standard-Tunern unserer normalen Rundfunkempfänger (Bild 1): Außer Bild 1 Stromlaufplan de» UKW-Tuner < aus dem Empfänger Tramslereo (VEB Kom¬ binat Stern-Radio Berlin, Betrieb Stern-Radio Sonneberg) der HF-Vorstufe und der Mischstufe wird ein getrennter Transistor für den Überlagerungsoszillator verwendet, natürlich mit AFC. Die Steuer¬ spannung für die Kapazitätsdiode stammt vom Verhältnisgleichrichter, wie üblich. Zu beachten ist die relativ aufwendige automatische Lautstärkerege¬ lung (Bild 2) bei AM-Empfang: Außer der Demodulatordiode D 201 erfolgt auch eine HF-Gleichrichtung durch die Diode D 202. Die von ihr erzeugte 6 Elektronisches Jahrbuch 1973 66 Bild 2 Auszug aus der Schaltung des ZF-Verstärkers aus dem Empfänger Arioso (Bema) 66 ZxSA 109 Bild 3 Ansicht des Empfängers akzenl ( Bema). Werkfoto: Erich Müller Richtspannung steuert einen 2stufigen Regelverstärker (T 206, T 205), der wiederum den 2. ZF-Transistor (T 204) abwärts- und den AM-Misch- stufentransistor T 203 aufwärtsregelt. Im Kollektorkreis von T 206 liegt außerdem ein 400-p.A-Instrument als Abstimmanzeiger. Dieser Aufwand wird im übliohen Rundfunkempfänger nicht getrieben. Wie ein solches Stereo-Rundfunkgerät aussieht, zeigt das Beispiel in Bild 3: der Empfänger akzent der Firma Eema. Sein modernes Gehäuse weist keine Ähnlichkeit mehr auf mit Opas altem Radio. Beim Betrachten von Bild 2 fällt der Transistor T 205 auf (ein SFT 322), der nicht aus der Produktion unseres Halbleiterwerks stammt. Zunehmend mehr — auch in den vorgestellten Hi-Fi-Geräten — bestückt unsere Geräteindustrie ihre Erzeugnisse mit Transistoren aus der UdSSR, der CSSR und der VR Bulgarien. Die immer engere Kooperation der so¬ zialistischen Staaten findet auch hier ihren Ausdruck. Die Hi-Fi-Technik liefert nicht nur komplette Rundfunkempfänger. Auch der folgende Fall kann eintreten: Ein Hi-Fi-Amateur hat bereits eine Schallplattenanlage, vielleicht mit einem mühsam selbstgebauten und abgeglichenen Verstärker, auf den er natürlich schwört. Jetzt möchte er Bild i Ansicht eines modernen Tuner8 (Empfänger¬ vorsatz) Tuner 830 (Bema)- Werkfoto: Erich Müller 68 seine Anlage erweitern. Er benötigt einen Rundfunkempfängerteil, ge¬ wissermaßen einen guten Rundfunkempfänger vom Antenneneingang bis zur Demodulationsdiode. Sein Wunsch kann erfüllt werden. Derartige Rundfunkempfangsteile nennt man Tuner, wobei kritisch festgestellt werden muß, daß dieser Fachausdruck schon zur Bezeichnung des VHF- oder UHF-Kanalwählers von Rundfunk- und Fernsehempfängern ver¬ wendet wird. Bild 4 zeigt einen derartigen Tuner für die Wellenbereiche L, M, K und UK, für den zuletzt genannten Bereich mit Stereoempfangs¬ möglichkeit. Damit ist ein Stichwort gegeben. Was wäre eine Hi-Fi-Anlage ohne Stereodekoder? In allen modernen Hi-Fi-Stereorundfunkempfängern und -tunern wird der Stereodekoder SD 1 verwendet. Sein Stromlaufplan ist in Bild 5 zu sehen. Das Multiplexsignal gelangt zunächst zur Basis eines Transistors SC 206. Dieser ist stark stromgegengekoppelt, so daß der Eingangswider¬ stand des Dekoders in der Größe von 50 kfi liegt. Im Kollektorkreis wird der 19-kHz-Pilotton selektiv ausgekoppelt. Im 2. Transistor SC 206 ge¬ schieht folgendes: Seine Verstärkung ist zunächst noch klein, und bei kleinen Spannungen reicht seine Ausgangsspannung nicht aus, den folgenden, 3. Transistor SC 206 zu übersteuern. Ab etwa 40 mV Eingangs¬ spannung wird jedoch der 3. Transistor übersteuert. In seinem Kollektor¬ kreis tritt eine 38-kHz-Spannung auf. Diese wird mit einer Diode SA Y 32 gleichgerichtet. Die auf diese Weise entstehende Gleichspannung verschiebt den Ar¬ beitspunkt des 2. Transistors SC 206. Seine Verstärkung steigt, was 69 wiederum zu einem verstärkten Übersteuern des 3, Transistors SC 206 führt. Infolge Begrenzung in den Transistoren kann die 38-kHz-Span- nung nicht über ein gewisses Maß hmausgelangen. Dies reicht indes aus, um im Diodenblock SAX 54 die Rückgewinnung der Komponenten Links und Rechts vörzunehmen: Die 38-kHz-Spannung ist der Hilfsträger. Die Anteile A + B (30 Hz bis 15 kHz) und A — B (geträgert, 23 bis 53 kHz) werden vom Ausgang des 1. Transistors SC 206 direkt dem Diodenblock zugeführt (Mitten- 70 anzapfung der Sekundärseite von F 303). Es entstehen die Originalteile für, die »linke« bzw. »rechte« Spannung. Der Stereodekoder arbeitet nach dem Hüllkurven-Spitzengleichrichtungs-Verfahren (Abtastverfahren). Mit dem Schalter S kann für Monobetrieb der 3. Transistor SC 206 über¬ brückt werden, es entsteht dann keine Hilfsträgerspannung. Das Multi- plexsignal — in diesem Fall nur A + B — wird direkt über die in Durchla߬ richtung vorgespannten Dioden des Blocks SA Y 54, beiden Ausgängen zugeführt. 71 Erwähnenswert ist schließlich noch der Schalttransistor SS 216: Bei Storeobetrieb reicht seine Basisspannung, um ihn zu öffnen. Eine an etwa 4-15 V angeschlossene Lampe (an den Anschluß »Sig« des Dekoders geführt) leuchtet dann auf und zeigt dadurch an, daß ein »stereowürdiger« Sender empfangen wird. Schließlich sind da noch die NF-Verstärker für den Schallplattenfreund und den Magnettonbandamateur. Der bekannteste Vertreter dieser Gerätegattung aus unserer Industrie ist wohl der Verstärker HS V 900 vom VEB Funkwerk Zittau des VEB Kombinat Stern-Radio Berlin. Bild 6 zeigt seinen Stromlaufplan. In ihm fallen besonders auf: die Be¬ stückung der ersten 5 Stufen mit Siliziumtransistoren, die quasikomple¬ mentäre Endstufe (natürlich ohne Ausgangsübertrager) und die Ent¬ zerrernetzwerke an den verschiedenen Eingängen. Wie geschmackvoll ein solches Gerät aussieht, zeigt Bild 7. Und dann gehört zn jeder Hi-Fi-Anlage ein guter Plattenspieler, wie ihn Bild 8 zeigt. Solche hochwertigen Plattenspieler haben nichts mehr gemeinsam mit dem alten Grammophon. Zu ihnen gehören umsehaltbare Bild 7 Ansicht des Ziphona BSV 900. Werkfoto: Erich Müller 72 Bild S Ansicht eines modernen Plattenspielers (Firma Kurt Ehrlich, Werlefolo) Geschwindigkeiten für die handelsüblichen Schallplatten, Diamant- Abtaststift, Auflagekraft 6 bis 8 p und natürlich geräuschloser Lauf sowie Rumpelfestigkeit. Dies war nur ein kleiner Einblick in die Geräte unserer noch jungen Hi-Fi-Gerätetechnik. Es bietet sich ein weites Feld für die Entwicklungs¬ ingenieure und für den Elektronikamateur. Wenn auch der Kreis der Hi-Fi-Interessenten im Inland noch nicht feststeht — er entwickelt sich ständig —, für den Export hat diese Disziplin der Elektronik noch Chancen. Unsere einschlägige Industrie, wenige Betriebe ausgenommen, hat erst geringe Erfahrung in der Entwicklung und Produktion von Hi-Fi-Geräten. Gut wäre in diesem Fall eine »Norm« für Geräte, die das Prädikat »Hi-Fi« tragen dürfen. Man sollte eine solche Norm schaffen, damit überall, wo diese Geräte auftauchen, bekannt ist: »Ein Hi-Fi-Gerät aus der DDR — das ist wirklich gut!« 73 Fernsehen ans der Konserve Seit etwa 1965 ist man in der Unterhaltungselektronik bestrebt, Fern- sehaufzeiehnungsgeräte für den Hausgebrauch zu schaffen, ähnlich den uns allen bekannten Magnetbandaufzeichnungs- bzw. -Wiedergabegeräten (Magnetband und Schallplatte). Die Vorteile solcher Fernsehkonserven sind groß. Nicht nur individuell ausgewählte Unterhaltung können sie vermitteln, sondern z. B. zur Bildung und Weiterqualifizierung dienen: Man denke nur einmal an Femsehkonserven für Ärzte, die ihnen be¬ stimmte neue Operationstechniken zeigen. Wie kann man »Femsehkonserven« für den Heimgebrauch herstellen? Da gibt es mehrere Möglichkeiten und einen teilweise erbitterten Kon¬ kurrenzkampf in einigen hochindustrialisierten kapitalistischen Staaten. Zunächst einmal hat man das klassische Aufzeichnungsverfahren auf Schmalfilm. Zur Aufzeichnung wird ein Spezialgerät benötigt, mit Hilfe dessen die betreffende Fernsehsendung als Film aufzuzeichnen ist. Nach Entwickeln, Kopieren und eventuell Cuttern wird der Film aufgespult. Jetzt erst tritt der Kunde, d. h. der private Fernsehteilnehmer, in Er¬ scheinung: Er bekommt die fertige Spule geliefert und setzt sie in einen Schmalfilmprojektor ein. Zur Betrachtung des Bildes dient nicht ein Femsehbildschirm — das wäre ein Umweg —, sondern die Leinwand, genau wie bei anderen, selbst aufgenommenen Schmalfilmen. Ein Problem ist in diesem Fall der Be¬ gleitton. Er wird am Rande des Filmes als fotografische oder magnetton- technische rSchrift« festgehalten. Wie das vor sich geht, ist allgemein bekannt. Natürlich kostet ein Tonfilmprojektor nicht gerade wenig, aber derartige Hobbys sind nun einmal teuer! Diese Art der Aufzeichnung hat allerdings nicht viel mit einer »Ferasehkonserve« zu tun. Selbst aufzeich¬ nen, z. B. eine interessante Fernsehsendung mitschneiden, das ist so gut wie unmöglich. Als nächstes haben wir ein magnetisches Aufzeichnungsverfahren vor¬ liegen, ä hnli ch dem unseres bekannten Magnetbands. Eine einfache Über¬ tragung der Magnetbandaufhahmetechnik ist allerdings unmöglich, wie die folgende vereinfachte Rechnung zeigt. 74 Die höchste Frequenz, die auf ein Magnetband aufgezeichnet werden kann, hängt ab von der Geschwindigkeit des Bandes und u.a. vom Luft¬ spalt des Aufzeichnungskopfes. Je kleiner dieser ist, um so größer die Frequenz, die aufgezeichnet werden kann. Gerade hier hat die Fertigungs¬ technik in den letzten 20 Jahren gewaltige Fortschritte gemacht. Betrug der Kopfspalt beim konventionellen Magnetbandgerät von 1953 etwa IS [jun, so ist es heute möglich, Kopfspalte von 1 ii.ni serienmäßig her¬ zustellen. Die höchste aufzuzeichnende Wellenlänge hat etwa den doppelten Wert des Kopfspalts. Bezogen auf den Tonkopf von 1953: Die Wellenlänge betrug mindestens 30 |xm, d.h. 3 • 10 -3 cm. Bei einer Bandgeschwindig¬ keit von 76 cm/s ist folglich 76 om • s -1 3 • IO“ 3 cm 25,4 • 10 3 s“ 1 . d.h. etwa 25 kHz. Stellen wir die gleiche Rechnung mit 3,5 MHz als größte aufzuzeich¬ nende Frequenz — ein bescheidener Wert — und 2 p.m Wellenlänge an, so ist die Bandgeschwindigkeit v = 3,5 • 10‘ s -1 • 2 • 10“ 4 cm = 7 • 10 2 cm • s Die Bandgeschwindigkeit müßte also 700 cm/s oder 7 m/s betragen. Neben anderen Problemen erlaubten die Mammut-Spulendurchmesser nur Auf¬ zeichnungen von einigen Minuten. Es gibt jedoch eine andere Möglichkeit zur magnetischen Bandaufzeichnuug, die seit Jahren in Fernsehstudios mit Erfolg angewendet wird: die Sehrägspuranfzeiohnung. Bringt man die Aufzeichnungsspur, d.h. die Kette der magnetisierten Elementarteilchen, nicht längs auf dem Band an (Bild laj, sondern schräg (Bild 1 b), so ist der Platz für eine Wellenlänge größer. Die Schräg¬ stellung der Spuren in der Praxis erreicht man z.B. durch 2 einander gegenüberstehende Köpfe auf einer rotierenden Videokopfsoheibe. Das Band umschlingt die Videokopfscheibe halbkreisförmig (Bild 2). Die Relativgeschwindigkeit zwischen dem rotierenden Kopf und dem Tonspur Vidtospuren Synchronspur Magnetband b) Bild 1 Aufzeichnung auf Magnetband; a) Längsspur tBeispiel: Magnettonaufzeich¬ nung), b) Schrägspur (Beispiel: verschiedene kommerzielle Videorecorder) Tonspur Vidcospur = A-—/ Synchronspur Magnetband a) 75 Vorratspule a_ AufV/ickelspule Kopfträger mit Videoköpfen D Magnetband Bild 2 Bandführung um 180° um den rotierenden Kopfträger bei der Schrägepuraufzeichnung Magnetband ist um ein vielfaches größer als die Bandgeschwindigkeit. Beträgt diese etwa 19 bis 38om/s, so kann die Relativgeschwindigkeit des Bandes bei 10 bis 20 m/s liegen. Dies ist ein ausreichender Wert für eine brauchbare Videoaufzeichnung. Bei dem Videorecorder BK 200 von Grundig, der nach dem Schräg¬ spurverfahren arbeitet, wird mit einer Bandgeschwindigkeit von 21 cm/s eine Relativgeschwindigkeit von 18,7 m/s (zwischen Band und Köpfen) und eine Grenzfrequenz (3-dB-Abfall) von 4 MHz erreicht. Die Speicher¬ zeit beträgt 110 Minuten (!) bei einer Spule von 267 mm. Das verwendete Band ist 25,4 mm breit (Bild 3). Dieses Gerät ist allerdings die obere Grenze des für den Privatmann noch Erschwinglichen. Die Hersteller¬ firma bestimmt ihr Gerät denn auch für professionelle und semiprofessio- nelle (halbprofessionelle) Anwendungen. Bild 3 Lage der Spuren auf dem Magnet¬ band beim Videoreoorder BK 200 von Grundig Immerhin — und darum wurde das BK 200 so ausdrücklich erwähnt — zeigt dieses Beispiel, was heute bei der Femsehaufzeichnung möglich ist. Spult man bestimmte Fernsehsendungen in Kassetten auf, die man dem »Kunden« liefert (käuflich oder vermietet), so ergeben sich ungeahnte Möglichkeiten zur Unterhaltung, zur Qualifizierung und — zur syste¬ matischen politischen Beeinflussung, zur Manipulation im staatsmono¬ polistischen Kapitalismus. Andere Videoaufzeichnungsverfahren sind z.B.die Selectavision, das EVR-Verfahren und die Bildplatte. Beim Seledavision-Ve rfahren von BOA ist der Träger ein Vinylfilm. Auf ihm wird die Videoinformation reliefartig eingeprägt. Das Aufzeichnüngsverfahren ist sehr kompliziert; u.a. wird ein Laser als Beleuchtungsquelle verwendet. Doch die Kopien der Aufzeichnung lassen Bich preiswert herstellen. Der Kunde bekommt also auch jetzt wieder die »Konserven« ins Haus geliefert. Selbst auf- 79 zuzeiohnen, verbieten ihm die Kosten und die Kompliziertheit des /Seiectobmon-Verfahrens. Beim EVR-Verfahren (EVR ä Electronic Video Recording, deutsch: Elektronische Videoaufzeichnung) ist der Träger wieder ein Kunststoff¬ film. Das Signal wird in diesem Fall nicht als optische Bildfolge (z. B. beim Spielfilm), sondern als Videosignal aufgezeiohnet. Das bedingt bei erträg¬ lichen Bandgeschwindigkeiten extrem feinkörniges Aufzeichnungs¬ material. Natürlich ist auch in diesem Fall eine Selbstaufnahme praktisch unmöglich. Die Wiedergabe über das Fernsehgerät bedingt ein EVR- Gerät, und auch hier werden die Kassetten mit dem betreffenden Fernseh¬ film geliefert. Der ORS-Konzem Will dem Konkurrenten EGA das viel¬ versprechende Feld der Meinungsmanipulation in den imperialistischen Staaten nicht allein überlassen — und verdient wird dabei ja auch. Die Bildplatte entstand bei AEQ-Tdefunken. Auch hier finden wir die bekannten Eigenarten dieser Bildkonserven: Keine Eigenaufnahmen möglich, die Firma verkauft den Wiedergabeapparat, andere Firmen die Konserven. Dieses Verfahren weist jedoch eine raffinierte Technik auf, die Bildplatte soll deshalb näher erklärt werden. Träger der Aufzeichnung ist eine 0,1 mm starke Kunststoffplatte (oder muß man Folie sagen?), die eine spiralförmige Rille trägt, ähnlich der uns allen bekannten Sohailplatte. Die Rillenabstände betragen bei der Bild¬ platte jedoch nur etwa 7 bis 8 pm, d.h., ein Menschenhaar ist so »breit« wie 10 der Bildplattenrillen. Diese Platte rotiert auf einem Luftpolster mit 1600 U/min. Die größte aufgezeichnete Frequenz liegt bei 3 MHz, die Speicherzeit einer 21-cm- Platte beträgt 6 min, die einer 30-cm-PIatte 12 min. Die Aufzeichnung erfolgt mit Frequenzmodulation, d.h., die Amplitude (AuBlenkung der Rille) ist konstant, nur die aufgezeichnete Frequenz ändert sich. Als Abtastspitze dient eine Diamantnadel mit besonderer Form. Die Auflage¬ kraft beträgt weniger als 0,2 p! Bild 4 zeigt das Prinzip des Bildabnehmersystems mit seinem piezo- keramisohen Wandler (etwa 0,2 mm Kantenlänge). Natürlich kann der Bildahnehmer — das Gegenstück zum Tonabnehmer — nicht von der Rille geführt werden. Eine Zwangsführung, z. B. durch eine Schraube, die vom Bildplattenspielermotor angetrieben wird, ist Bedingung. Durch elastische Zwischenschicht 1 Rohr Piezokeramik (Wandler) Diamant Platte Bild 4 Abtaetsyitem des Büdplattenspiden 77 raschen Plattenwechsel (Plattenwechsler!) kann übrigens die Spieldauer vervielfacht werden. Der Begleitton ist in den Austastlücken des Video¬ signals »eingeschachtelt« und mit aufgezeichnet. Bedenkt man die schon genannten Eigenheiten des Verfahrens und erkennt man, daß die papierdünne Bildplatte z.B. als Beilage zu einer Zeitung oder Zeitschrift geliefert werden kann, so wird klar, daß nicht nur die tec hni sche Seite der Bildplatte interessant ist. Die Fernsehkonserven geben gewaltige Möglichkeiten zur Meinungsmanipulierung; daher ist auch der Kampf zwischen den einzelnen kapitalistischen Firmen so ent¬ brannt, wobei sich die Publizistik stark beteiligt (s. Springer, Bertelsmann u.a.). In einer Tabelle wird der Versuch gemacht, die wichtigsten Eigen¬ schaften der verschiedenen Videokonserven bzw. ihrer Herstellungs¬ verfahren einander gegenüberzustellen. Zusammenfassend kann gesagt werden: Die verschiedenen Videokonserven und ihre Aufzeichnungsarten sind technisch hochinteressant. Doch sie haben nicht nur eine technische Seite. Und die andere Seite der Sache erfordert die politische Wachsamkeit der Arbeiterklasse und der anderen werktätigen Schichten, um die Machen¬ schaften der imperialistischen Meinungsmacher zu durchkreuzen. Fort¬ schrittliche Kräfte in den kapitalistischen Staaten haben den Kampf gegen die imperialistische Meinungsmanipuliernng aufgenommen. An der Spitze dieses Kampfes stehen die Kommunistischen und Arbeiterparteien. So heißt es z.B. in den Thesen des Düsseldorfer Parteitages der Deutschen Kommunistischen Partei: »Der geistigen Manipulierung sind jedoch durch die Ausstrahlungskraft des Sozialismus und durch die Unversöhnlichkeit Tabelle Vergleich der verschiedenen Vldeokonservenvertahren Magnetband EVR Selecta- vision Bildplatte Super-8- Film Speicher Magnetband Spezialfllm Kunststoff¬ band Kunststoff¬ folie Fotofilm Kassette möglich möglich möglich nicht möglich möglich Auflösung etwa 4 MHz 4 MHz 3 MHz 3 MHz etwa 4 MHz Art der Abtastung Magnetkopf Lichtpunkt¬ abtaster Laser und Vidikon Druck¬ abtaster Lichtpunkt¬ abtaster Farbauf Zeichnung möglich möglich möglich möglich möglich Eigenaufnahme möglich nicht möglich nicht möglich nicht möglich gerade noch möglich Entwleklungs- bzw. Hersteller¬ firmen Grundig, Philips, Graetz, Nordinende, Sony, Avco u.a. CBS, ICX, CXBA AG, Motorola RCA AEG-Tele- f unken, Teldec Sylvania, Kodak u.a. 78 der Klassengegensätze im Kapitalismus Grenzen gesetzt. Das entschei¬ dende Hindernis für die totale Manipulierung ist der aktive und bewußte Kampf der Arbeiterklasse und ihrer Verbündeten.-« -ta Literatur Bergmann , E.: Stand und Perspektiven der Bildspeicherung, Die Technik 26 (1971) 4, Seite 250 bis 256 —: Neue Technik auf der Funkausstellung, Funkschau 43 (1971) 17, Seite 523 Tetzner, K.: Video-Gasetten-Recorder und die Bildplatte, Funkschau 42 (1970) 14, Seite 451 und Seite 452 Mayer, W.: Grundig-Videorecorder »BK 200*, Grundig Technische Informationen 17 (1970) 3, Seite 799 bis 804 —: Fernsehen von der Bildplatte, Funkschau 42 (1970) 15, Seite 486 und Seite 486 —: EVR: Kompromiß oder Alternative, Funkschau 42 (1970) 13, Seite 419 bis 422 Bennewitz, R.-D.: Selectavision — Der Laser wird gesellschaftsfähig, Funkschau 42 (1970) 15, Seite 145 bis 147 ELEKTRONIK-SPLITTER Die Kleine Akademie der Wissenschaften ist eine Vereinigung aller schöpferischen technischen Kinder- und Jugendorganisationen der Krim, über die das Kiewer Institut für Kybernetik die Patenschaft übernommen hat. Sie war als Experiment gedacht mit dem Ziel, zu klären, ob man die Grundlagen der Kybernetik in der Schule unterrichten kann. Bas Experiment scheint gelungen. Bas Ministerium für Volksbildung der Ukrainischen SSR hat beschlossen, ab 1969 an der Pädagogischen Hochschule der Krim eine Abteilung zur Ausbildung von Lehrern der kybernetischen Richtung zu eröffnen. An der Hochschule mrd es auch einen Lehrstuhl für pädagogische Kybernetik geben. 79 Digitale Schaltkreisrahe aus dem Kombinat Ing. Karl-Heinz Schubert VEB Halbleiterwerk DM 2 AXE Fra n kfurt (Oder) Über die Technik integrierter Schaltkreise (IS) wurde im Elektronischen Jahrbuch schon mehrfach berichtet. Seit 1971 liefert das Kombinat VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) die ersten Typen einer Standard- Baureihe, die im Stammbetrieb VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) produziert werden. Das gegenwärtige Sortiment umfaßt verschiedene Gatter und Flip-Flops in TTL-Technik (TTL — Transistor-Transistor- Logik); es wird mi t. Bausteinen komplexer Funktionen erweitert werden. TTL-Baureihe aus dem Kombinat VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) DIOOO D110 G D120 C D130 C D HO G D 1§0 G D 160 0 D172C 4fach-NAND-Gatter mit je 2 Eingängen, Sfach-NAND-Gatter mit je 3 Eingängen, 2fach-NAND-Gatter mit je 4 Eingängen, 1 fach-NAND-Gattor mit je 8 Eingängen, ßfaoh-NAND-Leistungsgatter mit je 4 Eingängen, 2fach-Exklusiv-OR-Gatter mit je 2 x 2 Eingängen, wobei sich 1 Gatter mit bis zu 4 Expandergattem D 160 C erweitern läßt, 2fach-Expander mit je 4 Eingängen, J-K-Master-Slave-Flip-Flop mit je 3 lIND-verknüpften J-K- Eingängen und je 1 Setz- und Lösoheingang. Die Anschlußfolge der Gehäuse entspricht der vergleichbarer Fremd¬ muster. Die beiden letzten Ziffern der Laufzahl entsprechen denen der Fremdmuster, s.a. Tabelle 1. Zur Kennzeichnung der Baureihe wird eine Kombination, bestehend aus Buchstabe — 3 Zahlen — Buchstabe, verwendet. Der 1. Buchstabe kenn¬ zeichnet die Typenfamilie, wobei gilt: digitale, bipolare Schaltkreise Temperaturbereich D 0 bis 70 °C E —26 bis 85°C F —55 bis 126°C Die 3 Ziffern dienen der laufenden Numerierung. 80 Tabelle 1 Vergleichsliste für digitale Schaltkreise verschiedener Hersteller HFO TESLA Fair¬ child Motorola Philips Siemens Texas Telefunken Instruments D 100 C MH 7400 9 N 00 MC 7400 P FJH 131 FLH 101 SN 7400 N D 110 C MH 7410 9 N 10 MC 7410 P FJH 121 FLH 111 SN 7410 N D 120 C MH 7420 9 N 20 MC 7420 P FJH 111 FLH 121 SN 7420 N D 130 C MH 7430 9 N 30 MC 7430 P FJH 101 FLH 131 SN 7430 N D 140 C MH 7440 9 N 40 MC 7440 P FJH 141 FLH 141 SN 7440 N D 150 C MH 7450 9N 50 MC 7450 P FJH 151 FLH 151 SN 7450 N D 160 C MH 7460 9 N 60 MC 7460 P FJY 101 FLY 101 SN 7460 N D 172 C MH 7472 9 N 72 MC 7472 P FJJ 111 FLJ 111 SN 7472 N Als fünftes Zeichen kann ein Buchstabe zur Kennzeichnung des Ge* häuses verwendet werden. Dabei gilt: C — DIL-Gehäuse, Keramik D — DIL-Gehäuse, Plast G — Flat-Pack-Gehäuse. Die TTL-Reihe des Kombinats VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) hat folgende Hauptparameter: Absolute Grenzwerte Betriebsspannung Eingangsspannung Lagerungstemperaturbereich Garantierter Arbeitsbereich Betriebsspannung Ausgangslastfaktor Arbeitstemperaturbereich Störsicherheit l/ s =7V XJl = 0 bis 6,6 V 0 S = —66 bis 150°C U s = 4,75 bis 5,26 V N 0 = 1 bis 10 für Grundgatter 1 bis 30 für Leistungsgatter & a = 0 bis 70 °C min 0,4 V Garantierte statische Kennwerte für Arbeitstemperaturbereich Eingangsspannung bei L Eingangsspannung bei 0 Ausgangsspannung bei L Ausgangsspannung bei 0 Eingangsstrom je Eingang bei L tflHmin =2,0V ^ILmax — °> 8 V ^OHmin = 2 > 4 V ^OLmax = 0,4 V ^IHmax =— 1,6 mA 6 Elektronisches Jahrbuch 1973 81 Eingangsstrom je Eingang bei O IiLmax = 40 fiA Ausgangskurzsohlußstrom ^0Smin = —mA AjSmax = —55 mA Typische Kennwerte mittlere Sehaltverzögerungszeit t D ==■ 10 bis 15 ns Störsicherheit 1 V Verlustleistung bei einem Tastverhältnis 1:1 — Grundgatter 10 mW/Gatter — Leistungsgatter 25 mW/Gatter — Flip-Flop 40 mW Das Gehäuse der bisher vorhegenden Schaltkreise des Kombinats VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) ist ein DIL-Keramikgehäuse mit 14 An¬ schlüssen (dual-in-line) und einem Rastermaß von 2,6 mm. Die Ab¬ messungen sind etwa 18 mm x 7,5 mm X 3,3 mm. Erreicht wird ein Inte¬ grationsgrad bis zu etwa 40 Bauelementen je Chip. Als logisches System ist der HFO-Schaltkreisreihe zugrunde gelegt die Transistor-Transistor-Logik (TTL). Sie ist die zur Zeit günstigste Variante der bei Schaltkreisen für digitale Anwendungen verwendeten Logikarten. Tabelle 2 und Tabelle-3 geben dazu Vergleichsmöglichkeiten. Nachfolgend sollen die bekanntesten Logikarten kurz vorgestellt werden: Tabelle £ Vergleich verschiedener Logikarten RTL DTL TTL ECL Aufbau einfach umfangreich umfangreich mittel V erzögerangszeit gut groß gut gehr gut Ausgangslaetfakfcor begrenzt gut gut sehr gut Störßicherheit klein gut gut klein Leißtungsverbrauch mittel klein klein groß RTL DTL TTL ECL DCTL RCTL CML CTL Widerstands-Transistor-Logik Dioden-Transistor-Logik Transistor-Transistor-Logik Emittergekoppelte Logik Direktgekoppelte Transistor-Logik Widerstands-Konden sator-Transistor- Logik Stromgesteuerte Logik Komplementär-Transistor-Logik Alle diese Logikarten sind als IS in bipolarer Technik aufgebaut. Für die neueren, technologisch günstigen MOS-Schaltkreise gibt es solche Logik¬ systeme nicht. Am Ausgang des digitalen Schaltkreises erhält man immer 82 Tabelle 3 Kenndatenvergleieh verschiedener Logikarten 83 einen von zwei möglichen Schaltzuständen (»O« oder »L«). Abhängig ist das vom Schwellenwert eines oder mehrerer Eingangssignale, je nach Art der verwendeten Logikschaltung. RTL-Technik Diese Technik zählt zu den ältesten Logikarten. Sie entstand aus der DCTL-Technik, indem Basisvorwiderstände integriert wurden (Bild 1). Bild 1 NOR-Gatter in RTL-Technik RTL-Schaltkreise sind einfach und preiswert, sie eignen sich für niedrige und mittlere Schaltgeschwindigkeiten. Der Ausgangslastfaktor ist niedrig. Es gibt eine Version mit niedriger Leistungsaufnahme (mWRTL; 2,6 bis 4mW/Gatter), wobei die Schaltverzögerung größer wird. Eine Neuent¬ wicklung ist die Super-RTL-Reihe, die mit einer typischen Schaltver¬ zögerung von 8 ns arbeitet und die eine Leistung von etwa 6 mW/Gatter aufnimmt. Im Verhältnis nur dieser beiden Werte ist sie eine sehr günstige Variante. Durch die DTL- und vor allem durch die TTL-Tech- nik ist die RTL-Technik für allgemeine Anwendungen überholt. DTL-Technik Nach der RTL-Technik entstand diese Logikart aus der einfachen Dioden¬ logik durch Verbindung mit der Transistortechnik, Bild 2. In den ver- o+Ug Al/B/C Bild 2 NOR-Gatter in DTL-Technik gangenen Jahren hatte diese Logikart die größte Verbreitung. Neben der Normalausführung gibt es eine leistungsarme DTL-Technik, bei der der Basisvorwiderstand durch eine oder mehrere Dioden (in Reihe) ersetzt ist, 84 s. Bild 3 links. Die Empfindlichkeit gegen Störspannungen wird geringer bei mehreren Dioden oder hei Einfügen einer Z-Diode (DTLZ-Technik). Eine Hochgeschwindigkeitsreihe in DTL-Teohnik erreicht die Schalt¬ verzögerungszeit der TTL-Familie bei geringerer Leistungsaufnahme. Für langsame und mittlere Schaltgeschwindigkeiten wird die DTL-Reihe heute noch verwendet. TTL-Technik Diese Technik ist heute die meistverwendete Logikart bei digitalen Schaltkreisen (s. Bild 3). Sie entstand aus der DTL-Technik, wobei über mehrere Zwischenstufen der Multi-Emitter-EingangstransiBtor entstand. Bild 3 NOR-Gatter in DTL-Technik, ersetzt durch NOR-Gatter in TTL-Technik Die TTL-Technik zählt ebenfalls zu den gesättigten Logikschaltungen, ist aber eine der schnellsten. Bei den gesättigten Schaltkreisen ist die Speicher¬ zeit ein bedeutender Teil der Signallaufzeit; deshalb geben nichtgesättigte Logikarten eine höhere Schaltgeschwindigkeit,, haben aber z. T. dafür andere Nachteile. Die superschnelle TTL-Technik erreicht allerdings auch schon Verzögerungszeiten von 5 ns. Der LeiBtungsbedarf der TTL-Schalt- kreise ist niedrig, die Störfestigkeit gut. Auch in der Herstellungstechno¬ logie bietet die TTL-Teohnik einige Vorteile. Nachteilig wirken sich die sehr schnellen Schaltfianken aus, die in Verbindung mit der Verdrahtung Überschwingen verursachen. Einige Hersteller eleminieren das durch eine eindiflundierte Clampingdiode für jeden Eingang. ECL-Technik Die emittergekoppelte Logik erreicht sehr hohe Schaltgeschwindigkeiten durch den nichtgesättigten Betrieb der Transistoren (Bild 4). Allerdings ist der Leistungsbedarf größer. Zu den Vorteilen gehört der große Last¬ faktor infolge der niedrigen Ausgangsimpedanz. Der Störabstand ist aus¬ reichend bei sorgfältigem Aufbau. Auch in der Herstellungstechnologie 85 Bild i NOR-Gatter in ECL-Technik gibt es Vorteile, da die Transistordaten nicht kritisch sind und nur kleine Widerstandswerte Vorkommen. Das ist der Grund dafür, daß einige Her¬ steller diese schnellen Schaltkreise anbieten. DCTL-Technik Die erste Logikart mit Transistoren war die direktgekoppelte Transistor- lögik (DCTL). Trotz ihres einfaohen Anfbaus (Bild 5) war sie technologisch schwierig zu beherrschen, so daß sie heute kaum noch Bedeutung hat. BildS NOR-Gatter in DCTL-Technik Ursachen dafür waren die erforderlichen Toleranzen für U BE , der geforderte geringe Beststrom, die Empfindlichkeit gegen Störspannungen und die geringe Schaltgeschwindigkeit. Abhilfe schafften z. T. der Basisvorwider- stand (s. RTL-Technik) und ein dazu parallelliegender Kondensator (s. RCTL-Technik) zur Erhöhung der Sehaltgeschwindigkeit. BCTL-Technik Bei der BCTL-Technik (Bild 0) ist das hervorstechendste Merkmal die geringe Leistungsaufnahme; erreicht wurden etwa 2mW/Gatter. Aber trotz des Beschleunigungskondensators am Eingang blieb die Schall¬ geschwindigkeit für eine breite Anwendung zu niedrig. Als Taktfrequenz wird maximal etwa 1 MHz erreicht (superschnelle TTL-IS erreichen 00 MHz). 80 Bilde NOR-Gatter in RCTL-Technik GML-Technik Diese Logikart entspricht etwa der ECL-Technik (Bild 7), d.h., sie arbeitet nichtgesättigt; als Folge davon werden hohe Schaltgeschwindig- keiten erreicht. Die Grundschaltung entspricht einem Differenzverstärker mit einer durah vorgegebenen Schaltschwelle. Die Leistungsaufnahme ist größer, allerdings weist sie auch einen höheren Lastfaktor auf. Heute hat diese Teobnik kaum noch Bedeutung. GTL-Technik Die komplementäre Transistorlogik (auch Emitterfolger-Logik) zählt als nichtgesättigte Logikart zu den schnellsten Sohaltkreisen; es läßt sich 87 Literatur [1] Die digitale Schaltkreisreihe des Kombinats VEB HFO, FUNKAMATETJB, Heft 7/1971, Seite 322/323, Heft 8/1971, Seite 374/375 [2] Glaser, W./Kohl, G.: Mikroelektronik (Polytechnische Bibliothek), VEB Fach¬ buchverlag, Leipzig 1970 [3] Khambata, A.J.: Einführung in die Mikroelektronik, VEB Verlag Technik, Berlin 1967 Wirkungsvolles Ttelpaßfllter für Kurzwellensender Viel Kopfzerbrechen bereitet dem Sendeamateur dat Beseitigen von Störungen des Femseh- und Rundfunkempfangt. Tiefpaßfilter am Senderausgang gehören deshalb 1 heute beinahe schon zur Standardausrüstung eines Amateursenders. Ein von OE 5 THE in M.-QTC (1970, Heft 6) beschriebenes Kurzwellentiefpaßfiller weist innerhalb der KW- Amateurbänder die vemachlässigbar geringe Durchlaßdämpfung von etwa 0,1 dB auf. Ab etwa 33 MHz erfolgt ein steiler Dämpfungsanstieg, der im Bereich der Fernseh- ZE zwischen 34 MHz und 39 MHz bereits Werte von — 20 dB bis — 40 dB erreicht. Im VKW-Rundfunkband beträgt die Dämpfung — 40 dB bis — SO dB; auch für die Femsehbänder I, III sowie IV/V liegen die Dämpfungswerte durchschnittlich bei —36 dB. Besondere erfreulich sind die sehr exakten Nachbattanweisungen; bei genauem Einhalten kann ein besonderer Abgleich der Anordnung entfallen (s. Bild). Das Filler befindet sich in einem geschlossenen Metallgehäuse mit den Abmessungen 145mm x 85 mm x 45 mm; der Innenraum ist in 3 voneinander abgeschirmte Kam¬ mern aufgeteilt. Die Eingangs- und Ausgangsimpedanz des Filters beträgt 600. Zum Abgleich werden Tauchtrimmer verwendet, deren Einstellwerte x aus der Teilskizze hervorgehen. Nachfolgend dis Bemessungsdaten. Alle Spulen sind freitragend; sie werden über einen Wickeldom mit 13 mm Durch¬ messer gewickelt. LI — 6 Wdg., 1,5-mm-CuAg, Spulenlänge 19 mm L2 — 8 Wdg., 1,5-mm-OuAg, Spulenlänge 24 mm L3 — 0 Wdg., 1,5-mm-GuAg, Spulenlänge 19 mm L 4 — 8,5 Wdg., 1,5-mm-CuAg, Spulenlänge 20 mm L 6 —.10 Wdg., 1,5-mm-CuAg, Spülenlänge 25 mm L6 — 8 Wdg., 1,6-mm-CuAg, Spulenlänge 26 mm CI— Lufttrimmer 10 pF, fast ganz ausgedreht C 2 — keramischer Festkondensator 88 pF, hochwertig C 3 — Tauchtrimmer 30 pF, X = 8,6 mm C 4 — Tauchtrimmer 60 pF, X = 8,7 mm C 5 — Tauchtrimmer 80 pF, x — 10,6 mm 90 Dipl.-Phys. Detlef Lechner DM 2 ATD Das magnetomechanische Filter Das magnetomechanisohe Filter wird von den Funkamatenren meist nur »mechanisches Filter« genannt, aber zu den »mechanischen« Filtern ge¬ hören eigentlich auch Quarz- und andere Piezofilter. Durch den Einsatz mechanischer Filter im KW-Empfänger (und UKW- Amateurempfänger) und KW-SSB-Sender wird das schwierige Selektions¬ problem gut gelöst. Beim Einbau von mechanischen Filtern entfällt faBt der Selektionsabgleich. Magnetomechanische Filter haben sehr gute Selektivität, hohe Zuverlässigkeit, geringe Temperaturabhängigkeit ihrer Eigenschaften, hohe Klimabeständigkeit, geringes Volumen, und sie sind robust. Durch die konzentrierte Selektion verringert sich die Übersteue¬ rungsgefahr nachfolgender Stufen. Wirkungsweise Beim mechanischen Filter nutzt man die Tatsache aus, daß Metallscheiben auf einer Frequenz sehr leicht, auf anderen Frequenzen praktisch gar nicht sohwingen (ähnlich den Zungen einer Mundharmonika). Für Resonanz im Frequenzgebiet 100 bis 1000 kHz weisen die Scheiben (Resonatoren) Ab¬ messungen auf, die sioh auch industriell gut beherrschen lassen. Die Scheiben sind aus einer speziellen Stahl-Nickel-Legierung mit besonders niedrigem Temperaturkoeffizienten hergestellt, so daß sich ihre Resonanz¬ frequenz bei Erwärmung kaum ändert. Die mechanische Sohwingung der Scheiben ist weniger gedämpft als die elektrischen Schwingungen gewöhn¬ licher Sohwingkreise; ihre Güte beträgt 6000 bis 20000. Daher kann man mit ihnen steilflankigere Filter als mit üblichen Schwingkreisen aufbauen. Die Umwandlung der elektrischen Schwingungsenergie in mecha¬ nische und umgekehrt erfolgt in den beiden »Wandlern« am Ein- und Aus¬ gang des Filters. Der Wechselstrom am Eingang erzeugt in der Spule A (Bild 1) ein wechselndes Magnetfeld. Durch Magnetostriktion zieht sich ein magnetostriktiver Nickelstab im Spulenfeld im Takt des Wechselstroms zusammen. Diese mechanische Bewegung wird über dünne Drähte (F) auf die Scheiben (G) übertragen. Damit keine FrequenzVerdopplung auf- tritt (bei Umpolung würde sich der Nickelstab (D) auch zusammen- 91 ziehen) und sich der Wirkungsgrad erhöht, wird durch einen Permanent¬ magneten (E) ein starkes magnetisches Gleichfeld überlagert. Nachdem die mechanische Schwingung alle Resonanzstäbe durchlaufen hat, ent¬ steht in der Spule des 2. Wandlers, der analog dem 1. aufgebaut ist, durch den reziproken magnetostriktiven Effekt eine Wechselspannung. Wenn beide Spulen gleich aufgebaut sind, können Ein- und Ausgang des Filters ohne weiteres vertauscht werden. Um den induktiven Wider¬ stand der Spule auszugleichen, wird ihr ein Kondensator (B bzw. K) parallelgeschaltet, der sich mit ihr auf der Bandmittenfrequenz in Reso¬ nanz befindet. Jedes Filter ist für eine bestimmte ohmsche Belastung kon¬ struiert. Wird diese nicht eingehalten, so macht sich das vor allem in erhöhter Welligkeit im Durchlaßbereich (weniger im Sperrbereich) be¬ merkbar. Der Anwender braucht sich (bis auf einige Vorsichtsmaßnahmen, s. unten) nicht um die Umwandlung der elektrischen Energie in mecha¬ nische im Filter und umgekehrt zu kümmern. Er kann das Filter einfach als »elektrisches Glied« mit einem Eingangs- und einem Ausgangsanschlu߬ klemmenpaar betrachten. Durch unterschiedliche Länge oder Dicke der Resonatoren kann der Hersteller die Mittenfrequenz des Filters festlegen. Mit dem Verändern von Dicke, Länge und Befestigung der Koppeldrähte bestimmt er Bandbreite, Durchlaß- und Sperr verhalten. Infolge schwierig zu erfüllender Toleranzforderungen werden mechanische Filter über 500 kHz selten und über 1 MHz gar nicht hergestellt. DDR-Lieferprogramm Der VEB Werk für Bauelemente der Nachrichtentechnik »Carl von Ossietzky« in Teltow liefert mechanische Filter mit Mittenfrequenzen bei 200 und 450 kHz. Die Bestellbezeichnung MF 450 + E-310 bedeutet z. B. magneto¬ mechanisches Filter für 450 kHz Trägerfrequenz, Einseitenbandfilter für oberes Seitenband mit 3,10 kHz typischer Bandbreite. Für alle Filter beträgt die maximal erlaubte Spitze-Spitze-Eingangswechselspannung 6 V. Die Tabelle faßt die Eigenschaften der Filter zusammen. Der Einsatz von 450-kHz-Filtern erleichtert gegenüber den 200-kHz- Filtern die Lösung der Spiegelfrequenzprobleme in KW- und UKW-Ge- räten. Die schärferen Toleranzforderungen bei der mechanischen Fertigung führen aber zu einem höheren Preis als für die 200-kHz-Filter. Die 450- kHz-Filter sind Kompressionsfilter (Bild 2). Die Wandlerspulen sind für einen ohmschen Abschluß von 20 kQ ausgelegt, wenn der Spulenblind¬ widerstand durch eine Parallelkapazität kompensiert wird. Diese gibt der Hersteller für jedes Filter an. Spule 1 hat eine Anzapfung für 60 fi, Spule 2 eine für 600 £}. Das mechanische Filter MF 450-0015 ist vom Hersteller als Träger¬ filter gefertigt. Vom Amateur läßt es sich als extrem schmales Telegrafie¬ filter verwenden. Bei seinem Einsatz muß man seine hohe Betriebsgrund - 92 93 Tabelle Magnetomeelianisehe Filter des VEB Werk für Bauelemente der Nachrichtentechnik „Carl von Ossietzky”, Teltow 94 dämpfung a 6 — 20 dB und den eingeschränkten Betriebstemperatur¬ bereich beachten (+10 bis +60 °C). Die Filter MF 450 ± E-0310 sind sehr gute Einseitenbandfilter. Ihr 3-dB-Durehlaßbereich ist von 460 bis 3000 Hz (NF), ihr 6-dB-Durchlaßbereich von 360 bis 3400 Hz garan¬ tiert. Die typische Trägerdämpfung beträgt 32 dB. Die Filter MF 450-1900 und MF 450-3500 eignen sich wegen ihrer Bandbreite von 19 bzw. 36 kHz für UKW-FM-Empfänger. Die 200-kHz-Filter haben fast ausschließlich bessere Eigenschaften als die 460-kHz-Filter. Ihr maximaler Eingangsgleichstrom darf 2 mA nicht überschreiten, weil sonst die Wirkung der Vormagnetisierung im Wandler beeinträchtigt werden könnte. Eine Sohüttelfestigkeit von 3,6 g wird garantiert. Bei allen 200-kHz-Filtem darf die maximal zulässige Gleichspannung von 40 V zwischen Spulen und Gehäuse nicht überschritten werden. Die 200-kHz-Filter sind für geringste Welligkeit auf der Seite 1 mit 1,2 kß und auf der Seite 2 mit 2,6 kß abzuschließen. Die Spule 2 hat eine Mittel¬ anzapfung, die man für Gegentaktschaltungen auszutzen kann. Die Filter MF 200 + E-0310 und MF 200 + E-0370 werden in der kommerziellen Trägerfrequenztelefonie in großen Stückzahlen eingesetzt. Sie sind preis¬ wert und werden daher oft von den Amateuren eingesetzt. Ausführungen für das untere Seitenband Bind selten. Die extrem ge¬ ringe Welligkeit (typ. 0,2 dB) bei gleichzeitig sehr hoher Flankensteilheit bis a = 60 dB wird durch Umwegkopplung der Resonatoren erreicht, die Dämpfungspole dioht neben dem Durchlaßbereich erzeugt, wodurch sioh die Filter zu hochwertiger SSB-Signalaufbereitung im Sender eignen. Im Empfänger der Spitzenklasse ist es ratsam, mindestens nooh ein 2kreisiges Bandfilter im ZF-Verstärker vorzusehen, um die (nicht spezifizierte) Weitabselektion zu erhöhen. Dieses Bandfilter darf nicht zu hohe Betriebs¬ güte haben, damit sich die geringe Welligkeit nicht verschlechtert. Die Filter MF 200 ± E-0235 sind ausgezeichnete Einseitenbandfilter für den KW-Empfänger. Ihre Flankensteilheit im Dämpfungsbereich ist geringer (bis 40 dB) als die der Filter mit Umwegkopplung MF 200 + E-0310 bzw. MF 200 + E-0370, aber ihre (garantierte und tatsächliche) Weit¬ abselektion ist höher. Das Filter MF 200-0015 ist eigentlich als Träger¬ filter gedacht und eignet sioh für den Amateur-OW-Empfänger bei sehr stark gestörten Sendungen. Bei hohen Tastgeschwindigkeiten neigt es zum »Klingeln«. Die Filter MF 200 + E-0575 und MF 200-0600 kann der Amateur zum Schmalband-FM-Empfang benutzen. Das MF 200 ± E-0575 läßt sioh auch im SSB-Sender einsetzen, wenn die Höhen duroh einen einfachen NF-Tiefpaß beschnitten werden. Schaltungstechnik Wie betont, müssen beide Seiten des Filters auf Resonanz abgestimmt und mit dem richtigen Widerstand abgeschlossen sein. Oftmals stimmen diese 96 R> r i-1 Bild 3 L-Olied zur Wechselstrom-Widerstandsanpassung. Der Widerstand R bewirkt einen Eingangswiderstand r an den rechten Klemmen bei der Frequenz f. Die umgekehrte Transformation ist ebenfalls möglich und wird durch dieselben Formeln (rechts l beschrieben Widerstände nicht mit den optimalen Eingangs- oder Lastwiderständen der angeschalteten Böhren und Transistoren überein. Dann muß man das Filter mittels eines Netzwerks an Transistor oder Röhre anpassen (Bild 3). In der Schaltung nach Bild 4 ist das am Eingang getan. Nach den Formeln entsprechend Bild 3 kann man z. B. ausrechnen, daß der Widerstand r — 1,2 kß ist, wenn der Innenwiderstand der Mischröhre R = 120 kß beträgt und man für die Frequenz / = 200 kHz, L = 8 mH und C — 66 pF wählt. Das mechanische Filter ist dann richtig an die Röhre angepaßt, da nun r — R opt = 1,2 kß gilt. Auf der Transistorseite war die Anpassung einfacher, weil der Transistoroingangswiderstand (EF80) Bild 4 Mechanisches 200-kHz-Filter zwischen Röhrenmischstufe und aufwärts ge¬ regelter Transistor-ZF-Stufe. C 1 ist der vom Hersteller gelieferte Kondensator für die Seite 1,0 2 der für Seite 2. Wenn die Eingangskapazität des Transistors 75 pF überschreitet, sollte für C 2 eine entsprechend kleinere Kapazität ver¬ wendet werden. Das eingerahmte L-Olied erhöht die Verstärkung der Misch¬ stufe und dient gleichzeitig der Widerstandsanpassung. Das kalte Ende der Wandlerspulen ist an dem Erdungspunkt der zugehörigen Stufe geerdet. Die Parallelspeisung primär über Cb und Dr ist wegen der höchstzulässigen Spannung von 49 V zwischen Wandlerspule und Masse notwendig 96 (zufällig) gerade 2,4 kß betrug. Ein Nachteil dieser Schaltung ist, daß sich bei Regelung der Transistoreingangswiderstand ändert und damit die Welligkeit des Filters zunimmt. Die Spule L wird auf maximael Verstärk kung (Resonanz) abgeglichen. Es ist wichtig, die kalten Enden der Wandlerspulen am jeweiligen Stufenarbeitspunkt zu erden. Wenn' diese Erdung korrekt durchgeführt wird und die Anpaßnetzwerke auf beiden Seiten des Filters (z.B. L, C, C 1, Dr, G 2, entsprechend Bild 4) abgeschirmt sind, ist oftmals keine besondere Schirmung des Filters notwendig; es reicht die einfache Erdung seines Gehäuses. Die Kreiaströme der Ein- und Ausgangsstufe dürfen keinen gemeinsamen Spannungsabfall vorfinden. Bild 5 zeigt die Beschaltung des mechanischen Filters im Allband- transceiver von DM 2 DTO. In diesem Fall wurde ein sowjetisches Filter verwendet, das eine relativ hohe Spulenimpedanz hat. Seine Mitten¬ frequenz beträgt etwa 500 kHz. Bild 5 Mechanisches Filter im Transceiver von DM 2 DTO. Das sowjetische Filter 3M 100 Tagen zur Auslieferung. Diese Alterung sollte jedoch den Ama¬ teur nioht allzusehr beeindrucken. Wenn die verwendeten Filter aus der gleichen Charge stammen, kann mit einer einigermaßen gleichmäßigen Alterung gerechnet werden. Der absolute Wert der ZF spielt ja kaum eine Rolle. Die Filter dürfen beim Einlöten nicht zu stark erhitzt werden. Es emp¬ fiehlt sich die Verwendung eines 10-W-Lötkolbens oder eines in der Temperatur herabgeregelten größeren Lötkolbens. Eine kurze Lötzeit ist selbstverständlich einzuhalten. Der vorgeschriebene Mindestlötabstand von 6,5 mm vom .Filterboden darf nicht unterschritten werden. Beim Löten ist, ähnlich wie bei Germanium-Halbleitern, die Wärme mittels Flachzange abzuleiten. Muß ein Filter ausgebaut werden, so sind alle 4 LötanBchlüsse gleichzeitig zu erhitzen oder Lötkolben mit Zinnabsau¬ gung zu verwenden. Berücksichtigt man diese Maßnahmen nicht, so kann durch die Erwärmung der Schwinger die Voralterung zunichte gemacht werden. Wie bei allen mechanischen Filtern treten auch bei piezokeramischen Filtern Störresonanzen auf. Diese sind gegenüber der Hauptresonanz 102 bedampft. Bei vielkreisigen Filtern kompensieren sieh die Störresonanzen normalerweise. Für einfaohe Filter mit geringer Kreiszahl werden Filter¬ paare (z.B. SPF 455-9 + SPF 455 A 6) im Handel angeboten. Bei diesen Paaren sind die Hauptstörresonanzen gegeneinander versetzt und damit praktisch unwirksam. Die zusätzliche Verwendung eines oder besser mehrerer AC-Kreise verbessert die Weitabselektion wesentlich. Im Kombinat VEB Keramische Werke Hermsdorf werden H-Filter und Kettenfilter hergestellt. Für den Amateur haben vor allem die H-Filter Bedeutung. Diese sollten im weiteren ausführlich beschrieben werden. Die H-Filter haben folgenden Typenschlüssel: Beispiel SPF 455 A 6 a SPF Sinterwerkstoff-Piezo-Filter 455 Nennwert der Bändmittenfrequenz (455 kHz) A Das Filter muß eingangsseitig an einem AC-Kreis betrieben werden (B) Das Filter muß ein- und ausgangsseitig an je einem LG- Schwingkreis betrieben werden (—) Das Filter kann ohne AC-Kreis betrieben werden 6 Nennwert der 3-dB-Bandbreite (6 kHz) a effektive Bandmittenfrequenz (/ M = 455 ± 1 kHz) (R) Diskriminatorfilter Tabelle I Fcrlifl u ngsübersieht Rundfunktypen Bundfunktypen Ausführung Effektive Bandmittenfrequenz in kHz a b e a, b 465 ± 1 457 ± 1 — a, b 455 ± 1 457 ± 1 — a, b, o 455 ± 1 457 ± 1 460 ± 1 a, b, e 10700 ± 50 10600 ± 50 10800 ± 50 in Vorbereitung Tabelle I gibt eine Übersicht über die zur Zeit gefertigten Rundfunk¬ filtertypen. Die Typen SPF 455 enthalten einen H-Körper (2 mechanische Kreise), die Typen SPF 10700 enthalten 4 mechanische Kreise. Außer den Rundfunktypen werden noch folgende kommerzielle Typen produ¬ ziert: H-Filter SPF 500 C 14 für Seenotfrequenz-Geradeausempfänger SPF 450 D 10 für Funksprechgeräte mit 20-kHz-Kanalraster SPF 450 R 20 Diskriminatorfilter für Schmalband-FM SPF 455-9 SPF 455 A 6 SPF 455 B 6 SPF 10700 A 150 SPF 10700 B 200 103 Kettenfilter SPF 450 K 35 SPF 450 K19 SPF 450 K 10 SPF 1450 S15 SPF 3000-30 SPF 3200 8 20 SPF 5500-125 für Anwendungen im ZF-Teil professioneller Kurzwellenempfänger und Funksprechgeräte Kennzeichnung des I Fingangsanschiusm 1 1 2 3 0 H-Filter Masse Eingang Ausgang SPF 10700A150 BM3 Anschlußschema der H-Filter- Typen und des Filters SPF 10700 A ISO - auf die Anschlüsse gesehen Tabelle 2 Farbkennzeichnung der H-Filter Typ Kappenfarbe 8FF 455-9 rot SPF 455 A 6 blau SPF 465 B 6 grün SPF 600 C 14 schwarz SPF 450 D 10 gelb SPF 450 B 20 weiß Die Ausführung wird durch einen Farbpunkt auf der Kappenoberseite gekennzeichnet. Typ Ausführung Farbpunkt SPF 465 a ohne Farbpunkt b weiß c ? SPF 10700 a ohne Farbpunkt b blau c grau 104 Das Herstellungsjahr wird entweder durch eine erhabene Kreisfläche mit eingeprägter letzter Ziffer des Herstellungsjahrs oder durch eine erhabene Kreisfläche mit Farbpunkt gekennzeichnet. Der Farbpunkt entspricht dann der letzten Ziffer des Herstellungsjahrs nach dem Widerstands- farbkode. Die Rundfonktypen haben sich bereits einen festen Platz in der Rund- funkgeräteindustrie gesichert. Wegen ihrer Kleinheit sind sie für Tran¬ sistorempfänger wie geschaffen. Bei gleicher Kreiszahl können höhere Selektionswerte gegenüber iC-Filtem erzielt werden. Der Preis liegt unter dem vergleichbarer DC-Filter. Ein wesentlicher Vorteil ist die kleine Grunddämpfung im Durchlaßbereich. Dadurch ist es möglich, die Tabelle 3 Hauptkennwerte der Rundfunktypen SPF 455-9 SPF 455 A6 SPF 455 B 6 SPF 10700 A 150 3 dB-Bandbreite B 0,7 kHz 5,0-9,5 4,5-7,0 4,6-6,5 160-200 Selektion S, min dB 13-10 28-30 35 — Selektion S M0 min dB - - - 35 Betriebsgrunddftmpfung dB 2,5-5,6 7-11 8-11 £13,5 Welligkeit mar. dB 1,6 1,5 1,6 3 TJnsymmetrie mar. ( 1:2 1:2,5 1:8 £10 dB Weitabselektion min dB 70* 40 70 60 Änderung der Bandmitten - frequenz bei —-25°C bis +5ß°C max. % 0,4 0,4 0,4 0,75 Betriebßteinp.-Bereich °C -25 bis +55 —25 bis +55 —26 bis +55 -25 bis +55 Kapazität des Eingangskreises etwa pF 60 wählbar wählbar wählbar Kapazität des Ausgangskreises etwa pF 60 60 wählbar 50 Abschlußimpedanz am Eingang kß pF 3,9 ±10% -20 je nach LC-Kreis wählbar je nach LC-Kreis wählbar ^ 6 :>20 Abschlußimpedanz am Ausgang kß pF 1,5-3,5 120—180 1,5-3,5 120—180 wählbar wählbar 0,2-1 30—100 Kreiszahl 2 mechan. 2 mechan. 1 elektr. 2 mechan. 2 elektr. 4 mechan. 1 elektr. * Dieser Wert gilt für ein Paar, bestehend aus SPF 455-9 und SPF 455 A 6. Für ein Einzelfilter SPF 465-9 liegt die Weitabselektion nur bei etwa 10 dB. 105 gesamte Selektion zusammenzufassen. Hinter der Mischstufe würde also die gesamte ZF-Selektion erfolgen. Eine nachgeschaltete integrierte Schaltung oder ein mehrstufiger aperiodischer Transistorverstärker über¬ nimmt die ZF-Verstärkung. Mit einer solchen Schaltungsanordnung lassen sich die Probleme der Veränderung der ZF-Bandbreite durch Ver¬ stärkungsregelung und unterschiedliche Aussteuerung, Mitzieheffekte usw. weitgehend vermeiden. Diese Effekte sind jedoch auch bei konventioneller Schaltungsweise mit SPF-Filtem bedeutend verringert. Die SPF-Filter dürfen bei Einhaltung aller elektrischen Parameter an einer HF-Eingangsspannung von maximal 0,5 V betrieben werden. Die maximale HF-Spannungsbelastung beträgt 2 V. Höhere Spannungen führen zu einem Rückgang der Polarisation. Die Gleichspannungsfestigkeit aller Filter beträgt 20 V. Bild 4 zeigt die Zusammenschaltung der Piezofilter (Rundfunktypen) mit den erforderlichen elektrischen Kreisen und Abschlüssen und die dazugehörenden Selektionskurven. Der Generatorwiderstand (47 kQ) kann in einem großen Bereich variiert werden. Es ist dabei lediglich das Anzapfungsverhältnis des Eingangs-LC-Kreises zu verändern. Beim Filter SPF 455-9 muß jedoch ein Eingangsabschluß von 3,9kfi + 10% SPF955-9 ■Kg ■ M Ui n IIP 1 151 ■ 1 gSj 1 IIBI H 1 Hl ■owP ■] f 0 -555Mz Af[kHz] Bild 4 a Schaltung des Filters SPF 455-9 und mittlerer Selektionsbereich 106 Bild 4b Schaltung des Filters SPF 4S5 A 6 und mittlerer Selektionsbereich erhalten bleiben. Beim Filter SPF 455 B 6 können Ein- und Ausgangs¬ abschluß bei entsprechender Wahl des Anzapfungsverhältnisses beliebig gewählt werden. Durch Zusohalten eines Koppelkondensators Cü erreicht man steilere Flanken. Die Selektion in der Umgebung des gewünschten Übertragungsfrequenzbereichs verschlechtert sich dabei um etwa 20 dB. Dieser Nachteil kann durch ein zusätzliches Filter SPF 455-9 ausgeglichen werden. Die Berechnung der Spulen ist nicht allzu problematisch. Man benötigt dazu den A L -Wert des Spulenkörpers und die Leerlauf-Kreisgüte Q„. Bei handelsüblichen Miniaturfiltem ist der Aj -Wert leicht aus Original-Reso¬ nanzfrequenz und -Windungszahl sowie Kreiskapazität zu berechnen ‘ 4L = 4tt 2 -ß. vß-C ^ 107 zwmi. HFW-Einzdlkreis MODO .SO Wäg. '■ v J SPF455AB SPF455-S 1 3 4 7 ~L I *n_r 1 n ■ _t~l I 1 ist 1 i«9 MbH « Schaltung des Filtern SPF 465 B 6 und mittlerer Setektionsbereich Die Leerlauf-Kreisgüte läßt sich durch Messen der Bandbreite ermitteln, bzw. kann man sie aus Datenblättern usw. erfahren. Die Gesamtwindungs¬ zahl der LC- Kreise wird mit der Formel “ ge3 2v.fi A^C berechnet. ( 2 ) Die Anzapfungen für den Eingangs- bzw. Ausgangsabschluß (vom kalten Ende aus gezählt) ergeben sieh mit folgenden Beziehungen: “’AbschJ — w ges j/® a • 2tt •/ • C ■ ( ■ ( 3 ) Die Betriebs-Kreisgüte Q B ist aus Tabelle 4 zu ersehen. Die Anzapfungen am Ein- bzw. Ausgangskreis für den SPF-Filterkörper folgen aus U) K = "ges man' ( 4 ) C 0 = 60 pF — statische Filterkapazität, K i = 0,21 — elektromechanischer Kopplungsfaktor, K 2 — Kopplungsfaktor zwischen dem m-ten und dem (n — l)-ten Kreis (aus Tabelle 4). Tabelle 4 Typ 1 q b K, SPF 456-9 ohne iC-Kreis ohne ZC-Kreis SPF 455 A 0 0,016 0,0088 SPP 455 B 6 0,019 0,012 SPP 600 C 14 0,020 0,022 SPP 450 D 10 0,022 0,021 Wie aus (3) hervorgeht, sind alle LC-Kreise verwendbar, bei denen die Bedingung Q 0 > Qg erfüllt ist. Je höher die Kreisgüte, um so geringer wird die Dämpfung des Filters im Durchlaßbereich. Empfehlenswert sind Spulenkörper mit möglichst geschlossenem Ferritkreis, wie ihn moderne Miniaturfilter aufweisen. In jedem Fall ist eine feste Kopplung der ein¬ zelnen Wicklungen notwendig. Beim Einsatz von SPF-Filtern im ZF- Teil muß man beachten, daß die Oszillatorfrequenz bei selbstschwingenden 110 HFW-Einzelkreis Mischstufen über eine genügend große Kreiskapazität (1 nF bei 465 kHz, 100 pF bei 10,7 MHz) kapazitiv gegen Masse kurzgeschlossen wird. Auf die Mischstufe muß also unbedingt ein AC-Kreis folgen. Für einen AM- ZF-Verstärker für mittlere Ansprüche genügen im allgemeinen 6 Kreise und 2 Transistoren. Mit einer Schaltung nach Bild 6 lassen Bich etwa folgende Werte erzielen: i 0 ,= 4,0 bis 6,0kHz, S„ä45dB. Die SPF-Filter müssen auf Bandbreiten von 4,5 bis 6,0 kHz für SPF 455 A 6 und 5,0 bis 7,0 kHz für SPP 455-9 ausgesucht werden. Mit geeigneten Exemplaren lassen sich sogar Sj-Werte um 66 dB bei einer Bandbreite um 4 kHy. erreichen. Die gesamte Selektion liegt konzentriert am Eingang des ZF-Teils. Die notwendige Verstärkung erfolgt in einem 2stufigen aperiodischen Verstärker. Dazu eignet sich ein integrierter Schaltkreis natürlich wesentlich besser, z.B. MAA 325 (TESLA). Da am ZF-Ausgang keine weitere Selektion stattfindet, dürfen in den ZF-Verstärker keine störenden Frequenzen einstreuen. Diese würden voll verstärkt und demoduliert werden. Eine entsprechende Schirmung kann erforderlich sein. Der Demodulator arbeitet in einer Spannungsverdopplar- schaltung. Eine an den AC-Kreis angeschlossene Dämpfungsdiode ver¬ hindert ein Übersteuern des Verstärkers bei starken Eingangssignalen. Mit dem Kegler 250 k Q wird der Arbeitspunkt von T 1 eingestellt. Der anzuschließende NF-Verstärker sollte wegen der Spannungsverdoppler- schaltung nicht zu niederohmig sein. Wird eine etwas höhere ZF-Ver- stärkung oder ein größerer Signal/Rausch-Abstand des ZF-Verstärkers verlangt, so muß man eine Demodulationsschaltung nach Bild 6 vorsehen. 111 Bilde Herkömmliche Demodulationsechaltung für Transistorsuper Für einen FM-ZF-Verstärker für Monobetrieb werden bei mittleren An¬ sprüchen eine Bandbreite von etwa ISO kHz und eine Selektion S :m von ^>3ü dB gefordert. Für diesen Zweck ist das Filter SPF-10700 A 150 sehr gut geeignet. Bei Verwendung weiterer BO-Filter in den folgenden Stufen kann die Selektivität noch weiter verbessert werden. Im allgemeinen genügt allerdings die zusätzliche Selektion durch das Ratiodetektorfilter sowie das im Tuner enthaltene Filter. Diese AC'-Selektion verbessert erheblich die Weitabselektion. Bild 7 zeigt eine Möglichkeit des Einsatzes eines 10,7-MHz-FUters in einem AM-FM-Empfänger. T 1 arbeitet bei AM als Mischstufe. Die AM- Hauptselektion erfolgt in einem Filter SPF 455 A 6. Dieses Filter kann auch analog zu Bild 5 durch ein nachgeschaltetes Filter SPF 455-9 ergänzt werden. T 2 und T 3 sind wie in der Schaltung nach Bild 5 aperiodisch gekoppelt. Vom AM-Demodulator wird eine Regelspannung an die Basis von T 2 geführt. Die Arbeitspunkte der 3 Transistoren sind mittels Selenstabilisator stabilisiert. Die Einstellung der Arbeitspunkte der Tran¬ sistoren erfolgt mit dem Einstellregler 10 kß. Für den UKW -Amateur gewinnt die Frequenzmodulation immer mehr Bedeutung. Kennzeichnend für einen Sohinalband-FM-ZF-Verstärker ist eine Bandbreite von 10 bis 12 kHz bei konstanter Gruppenlaufzeit und eine hohe Verstärkung. Will man den Einsatz eines Quarzfilters vermeiden, so erreioht man die notwendige Selektivität durch Umsetzen der 1. ZF auf eine 2. ZF von 460 kHz. Für diese Frequenz wird das Kettenfilter SPF 450 K10 gefertigt. Es enthält 6 elektromechanische Besonatoren und 7 Kondensatoren. In Tabelle 6 sind die wichtigsten Daten angegeben. Besonders hervorgehoben werden muß die kleine Betriebagrunddämpfung. Die nioht allzu gute Weitabselektion nimmt in Verbindung mit dem Diskri¬ minatorfilter SPF 450 R 20 brauchbare Werte an. Eine entsprechende Konzeption befindet sich beim Verfasser in Entwicklung und wird nach Fertigstellung und Erprobung veröffentlicht. Abschließend sollen noch einige Hinweise zum Ausmessen der Durch¬ laßkurve mit amateurmäßigen Mitteln gegeben werden. Das Filter ist in 112 BVMOOO 8 Elektronisdies Jahrbuch 1973 113 Bild 7 AM-FM-ZF-Teil mit Piezofiltern (Applikationsbeispiel Kombinat VEB Keramische Werke Hermsdorf) Tabelle 5 Kettenfilter SPF 450 K10 3-dB-Bandbreite kHz 10—12 Betriebsgrunddämpfung dB <: 5 Selektion für/ ± (10,5 — 150) kHz Weitabselektion dB £75 dB > 50 Welligkeit dB iS 1,5 Abschlußimpedanzen kfl 2,7 ±10% Temperatur-Koeffizient (—40° bis -}-70°C) % ^ 0,4 Dieser Filtertyp wird voraussichtlich 1973 in Serie gefertigt. der entsprechenden Schaltung nach Bild 4 zu prüfen. Man benötigt einen Rundfunk-Prüfgenerator und ein an den Filterausgang anzuschließendes Röhrenvoltmeter. Die HF-Spannung am SPF-Filterkörper darf 0,5 V nicht überschreiten! Zunächst werden die iC-Kreise genau auf Band- mittenfrequenz des Filters abgeglichen. Bei richtigem Abgleich muß sich eine minimale Welligkeit im Durchlaßbereich ergeben. Der Amateur wird sich normalerweise nur für die Bandmittenfrequenz und die 3-dB-Band- breite interessieren. Die Aufnahme der gesamten Durchlaßkurve ist nur mit Meßsender, empfindlichem RVM bzw. selektivem RVM und Tief¬ pässen möglich. Literatur [1] Kombinat VEB Keramische Werke Hermsdorl: Piezolan-Handbuch 1969/70 [21 Kombinat VEB Keramische Werke Hennsdorf: Piezofilter-Prospekt 1970 114 Karl Rothammel DM 2 ABK Eine gute Antenne ist der beste Hochfrequenzverstärker — Variationen zum Thema Kurzwellenantennen Früher oder später hat jeder Funkamateur den Wunsch, die Reichweite und Verkehrsstabilität seiner Funkanlage zu verbessern. Der Empfangs- amateur wird dabei zunächst daran denken, die Empfindlichkeit und die Selektivität seines Empfängers zu erhöhen, während der Sendeamateur bestrebt ist, die Senderleistung zu verstärken. Sofern der Empfänger bereits dem letzten Stand der Technik nahe¬ kommt, ist eine weitere Verbesserung meist mit sehr hohem Aufwand ver¬ bunden, denn wenn die Erhöhung der Eingangsempfindlichkeit wirksam werden soll, muß man gleichzeitig auch Maßnahmen zur Verminderung des Eingangsrauschens und zur Verbesserung der Selektion sowie der Kreuzmodulationsfestigkeit treffen. Eine Leistungsverstärkung der Senderendstufe hat nur dann einen Sinn, wenn sie mindestens um den Faktor 2 erfolgt. Sie ist im allgemeinen mit erheblichen Erweiterungen des HochBpannungsnetzteils, des Modu¬ lationsverstärkers und sonstiger Baugruppen verbunden. Gleichzeitig wächst die Gefahr von Störausstrahlungen. Gemäß der alten Amateur¬ weisheit »Man soll nur so weit senden, wie man auch empfangen kann« muß zwisohen Senderleistung und Empfängerqualität ein bestimmtes Gleichgewichtsverhältnis herrschen. Die Leistungserhöhung zieht des¬ halb oft die Notwendigkeit nach sich, den Stationsempfänger zu ver¬ bessern. Man sieht, daß auf diesem Weg die Vergrößerung der Reichweite bzw. die Verbesserung der Verkehrsstabilität sehr teuer erkauft werden muß. Den Ausweg bietet als wirtschaftliche und technische Optimallösung eine Verbesserung der Antennenanlage. Wie wirkt sich eine Antennenverbesserung aus? Die gute Antenne ist und bleibt der beste Hochfrequenzverstärker, sowohl für den' Sendefall als auch für den Empfangsfall. Erreicht man durch Antennenverbesserung z. B. einen Antennengewinn gegenüber der alten Antennenanlage von 3 dB, dann strahlt die neue Antenne in der Haupt¬ strahlrichtung die doppelte Leistung ab und liefert gleichzeitig an den 115 Empfänger eine um den Faktor 1,4 höhere Spannung. Bas Leistungs- gleiohgewicht zwischen Sender und Empfänger bleibt dabei unverändert erhalten. Da die von der Senderendstufe abgegebene Hoehfrequenzleistung nicht vergrößert wird, kann auch die Störabstrahlung nicht ansteigen. Im all¬ gemeinen verringert sieh sogar die Störstrahlung, weil die Antennen¬ verbesserung meist auch eine günstigere Speisung und Anpassung des Strahlers mit sich bringt. Die von der gleichen Antenne aufgenommene größere Signalspannung wird dem Empfängereingang ohne zusätzliches Rauschen zugeführt. Damit vergrößert sich zwangsläufig der Signal/ Rausch-Abstand, und es werden Signale empfangsfähig, die mit einer schlechteren Antenne bereits im Rauschpegel des Empfängers untergehen würden. Weitere Vorzüge einer Antennenverbesserung lassen sich erkennen, wenn man die Wirkungsweise der Antenne in Verbindung mit der Aus¬ breitung elektromagnetischer Wellen betraohtet. Ausbreitung und Antennengewinn Als die Grundform einer Antenne betrachtet die Theorie den sogenannten Kugelstrahler, d. h. eine fiktive Antenne, die nach allen Richtungen gleich¬ mäßig strahlt und demnach eine kugelförmige Strahlungscharakteristik aufweist. Tatsächlich hat aber jede praktisch ausgeführte Antenne eine mehr oder weniger ausgeprägte Richtcharakteristik, und der Antennen¬ gewinn ist ausschließlich das Ergebnis der Bündelungseigenschaften einer Antenne. Will man also großen Antennengewinn erzielen, so muß man dafür sorgen, daß die vom Sender gelieferte Energie von der Antenne möglichst scharf gebündelt in bestimmte Richtungen ausgestrahlt wird. Sehr gut kann man sich den analogen Bündelungsgewinn am sichtbaren Licht, das sich bekanntlich ebenfalls als elektromagnetische Welle aus¬ breitet, veranschaulichen. Eine frei im Raum hängende 50-W-Glühlampe ohne Reflektor kann man annähernd mit einem Kugelstrahler vergleichen, der einen größeren Raum gleiohmäßig, aber nur relativ schwach aus¬ leuchtet. Bringt man die gleiche 50-W-Glühlampe in den Brennpunkt eines Autoscheinwerfer-Refiektors, so wird bei gleicher Strahlungsleistung durch Bündelung ein scharf gerichteter, starker Lichtstrahl erzeugt, der auch weiter entfernte Objekte kräftig ausleuchtet. Gleichzeitig erfolgt in alle anderen Richtungen keine oder nur sehr geringe Strahlung. Reziproke Antenneneigenschapen Entsprechend dem Reziprozitätstheorem behält eine Antenne für den Sendefall und für den Empfangsfall immer die gleichen Eigenschaften. Das heißt unter anderem, daß sie aus der gleichen Richtung, in die sie bevorzugt strahlt, der sogenannten Vorzugsrichtung, auch entsprechend 116 dem Antennengewinn bevorzugt empfängt und. aus den Richtungen der verminderten Abstrahlung ebenso verminderte Empfangsspannungen auf¬ nimmt. Für die Praxis bedeutet das im Sendefall: Die Voraugsrichtung der Antenne läßt sich so wählen, daß die Verluststrahlung möglichst ge¬ ring wird. Als Verluststrahlung kann man z.B. jene StrahlungBanteile betrachten, die die Antenne in Richtung Erdboden oder senkrecht nach oben abstrahlt. Pur den Empfangsfall ergibt sich analog: Es lassen sich nicht nur die Signale aus der Voraugsrichtung verstärkt aufnehmen, sondern es werden Störsignale aus anderen Richtungen — insbesondere aus dem Stömebel in Erdbodennähe — mehr oder weniger stark unter¬ drückt.' Dadurch wird der Abstand Nutzsigna! zu Störsignal erheblich vergrößert. Die Polarisation der Antenne Praktisch alle Amateurantennen sind linear polarisiert, d.h., daß sich die elektrische Feldstärke geradlinig in einer bestimmten Richtung zur Erd¬ oberfläche als Bezugsebene ausdehnt. Deshalb spricht man von horizon¬ taler Polarisation, wenn die elektrischen Feldlinien parallel zur Erdober¬ fläche verlaufen, und von vertikaler Polarisation, wenn diese sich senk- reoht zur Erdoberfläche ausbreiten. Allgemein kann man Bagen, daß alle im Amateurfunk üblichen Antennen mit waagerecht verlaufendem An- tennenleiter horizontal polarisiert sind, während bei senkrechten Antennen- leitem Vertikalpolarisation vorliegt. Im Meter- und Dezimeterwellenbereich (2-m- und 70-cm-Amateur¬ band) tritt bei unterschiedlicher Antennenpolarisation zwischen 2 Funk¬ stellen eine Dämpfung von 3 dB auf, das bedeutet, daß nur 0,7 der mög¬ lichen Spannung empfangen wird. Für den Kurzwellenbereieh wirkt sich die Dämpfung durch unterschiedliche Antennenpolarisation praktisch nicht aus, da durch die ionosphärische Reflexion immer Polarisations¬ änderungen im Ausbreitungsweg Btattfinden. Strahlungscharakteristik und Öffnungswinkel Die Strahlungscharakteristik einer Antenne wird bildlich am anschau¬ lichsten in Polardiagrammen dargestellt. Dabei beschränkt man sich meist auf die Wiedergabe der Richtdiagramme in der horizontalen und in der vertikalen Ebene. Bild 1 zeigt als Beispiel das normierte Horizontal¬ diagramm eines waagerechten Halbwellendipols. Wichtigste Kenngröße ist die Strahlungsbreite in der Voraugsrichtung, die man als den Öff¬ nungswinkel bezeichnet. Er umf aßt den Winkelbereich, in dem die Empfangsspannung vom Maximalwert 1 (Hauptstrahlrichtung) zu beiden Seiten auf den 0,71fachen Spannungswert abgesunken ist. Kennt man den horizontalen und den vertikalen Öffhnngswinkel, so läßt sich daraus mit guter Näherung der Antennengewirm ableiten [1]. 117 Bild 1 Das normierte Horizontaldiagramm eines waagerechten Eatbwellerulipols (horizontaler Öffnungswinkel 80°) Aas noch zu erläuternden Gründen ist es für irdische Funkverbin¬ dungen im Amateurverkehr am günstigsten, wenn man den vertikalen Öffnungswinkel der Antenne möglichst klein machen kann. Besteht die Wahl zwischen 2 verschiedenen Antennen mit gleichem Antennengewinn, dann sollte der Amateur immer die Antenne mit dem kleineren vertikalen Öflnungswinkel bevorzugen. Qibt es »Wundemntennen« ? Immer wieder hört oder liest man von Antennenformen, die bei relativ einfachem und raumsparendem Aufbau einen besonders hohen Antennen¬ gewinn aufweisen sollen. Diese unwahrscheinlich großen Gewinnangaben beruhen oft auf oberflächlich oder falsch ausgeführten Messungen bzw. auf Vergleichsergebnissen, die bei der Ausbreitung über ionosphärische Reflexion gewonnen wurden. Antennenhersteller des kapitalistischen Aus¬ lands beziehen häufig den Gewinn ihrer Produkte stillschweigend auf den Kugelstrahler und erreichen auf diese Weise »Zusatzgewinne« von 2,15 dB 118 zu Lasten jener Hersteller, die — wie allgemein üblich — für die Angabe des Antennengewinns den Halbwellendipol als Bezugsstrahler annehmen. Richtwirkung und Gewinn sind immer von der räumlichen Ausdehnung einer Antenne im Verhältnis zur Wellenlänge abhängig, wobei der Ge¬ winn mit der räumlichen Ausdehnung wächst. Durch günstige Belegung des ausgenutzten Raumes mit Antennenelementen kann man ein den physikalischen Gesetzen unterliegendes Maximum an Gewinn und Richt¬ wirkung erreichen, das dann bei gleicher Antennenausdehnung nicht mehr zu verbessern ist. Praktisch alle Amateurantennen lassen sich auf den Halbwellenstrahler bzw. auf Kombinationen von Halbwellenstrahlern zurückführen. Eine grobe Abschätzung des möglichen Gewinns kann vorgenommen werden, indem man die in einer Antenne verwendeten Halbwellenstücke zählt. Ist nur 1 Halbwellenabschnitt vorhanden (z.B. Halbwellendipol), so beträgt der Gewinn 0 dB, er steigt bei 2 Halbwellen- stüoken auf 3 dB und bei jeder Verdoppelung der Elementezahl um weitere 3 dB (4 Halbwellenabschnitte = 6 dB, 8 Halbwellenabschnitte = 9 dB usw.). Bei der Beurteilung der Brauchbarkeit einer Kurzwellen¬ antenne sollte jedoch die Höhe des angegebenen Antennengewinns keine ausschlaggebende Rolle spielen. Viel bessere Vergleichsmöglichkeiten bietet die Kenntnis der Strahlungseigenschaften. Fazit: Wer an Wunder¬ antennen glaubt, wird sich wundern! Batschläge für die Planung und dm Bau wirkungsvoller Amateurantennen Bereits in den Anfangsjahren des Amateurfunks wurde der für Kurz- wellonantennen auch heute noch gültige Ratschlag »Möglichst hoch, möglichst frei und nicht zu kurz« geprägt. Die .Forderung »möglichst hoch« muß im Verhältnis zur Betriebs¬ wellenlänge gesehen werden. Kann man z.B. eine Aufbauhöhe von 15 m über Grund verwirklichen, dann ist diese Empfehlung bei Antennen für die Bänder 10 m, 15 m und 20 m weitgehend erfüllt. Um jedoch für das 40- und 80-m-Band gleiche Verhältnisse zu schaffen, wie sie bei 15 m Bauhöhe für eine Antenne des 20-m-Bandes bestehen, müßte der 40-m- Strahler in 30 m über Grund und die 80-m-Antenne in 60 m Höhe auf¬ gebaut werden. Durch zu geringe Höhe wird vor allem der Wirkungsgrad einer Antenne herabgesetzt, weil der Erdboden die Strahlung teils absor¬ biert, teils reflektiert. Die Erdbodenreflexionen bewirken erhebliche nega¬ tive Veränderungen der Strahlungscharakteristik durch überwiegende Steilstrahlung (der vertikale Öffnungswinkel wird nach oben gedrückt). Außerdem nimmt eine erdnah aufgebaute Antenne viele Störungen aus dem örtlichen Störungspegel auf, und es steigt die Gefahr, daß sie im Sendefall selbst Rundfunk- und Fernsehempfangsstörungen verursacht. An zweiter Stelle steht die Forderung »möglichst frei«, d.h., daß sich in Antennennähe keine die Abstrahlung störende Hindernisse befinden 119 sollen. Als Hindernis bezüglich der Abstrahlnng wirken besonders größere Metallflächen und -konstruktionen, Gebäude in Stahlbetonbauweise, Frei¬ leitungen, Gittetmaste, metallische Dachrinnen usw. An Antennenstandorten, in deren näherer Umgebung sioh überwiegend waagerechte metallische Leiter größerer Ausdehnung befinden (z.B. Hochspannungs- und Femmeldefreileitungen), ist es günstiger, vertikal polarisierte Kurzwellenantennen zu verwenden. Senkreohte Metallgebilde wie Stahlgittermaste stören bei horizontal polarisierter Antenne weniger. Ein Hindernis, auch wenn es sich in unmittelbarer Nähe der Antenne be¬ findet, kann in seiner störenden Wirkung vernachlässigt werden, wenn seine räumliche Ausdehnung viel kleiner als die halbe Betriebswellenlänge der Antenne ist. Desgleichen stören auch größere Hindernisse nur un¬ wesentlich, wenn ihre Höhe unterhalb der Antennenbauhöhe liegt. Er¬ hebungen des Mittelgebirges oder sonstiger höhenmäßig ausgedehnter Objekte, die sich im Abstand von einigen Kilometern von der Antenne befinden, beeinträchtigen die Kurzwellenausbreitung im allgemeinen nioht. Generell gilt, daß der störende Einfluß von Hindernissen in der An¬ tennenumgebung um so geringer wird, je schärfer die Antenne bündelt und je kleiner der vertikale öflhungswinkel der Abstrahlung ist. Die Empfehlung»-nicht zu kurz-« beruht auf der bereits getroffenen Feststellung, daß der Gewinn einer Antenne immer von deren räumlicher Ausdehnung abhängt. Als zu kurz betrachtet man eine Antenne immer dann, wenn ihre mechanische Länge so gering ist, daß sie nur durch Verlängerungs¬ spulen oder Endkapazitäten in Halbwellenresonanz gebracht werden kann. Meohanisoh stark verkürzte Antennen haben sehr geringe Frequenz¬ bandbreite, kleinen Strahlungswiderstand bei gleichzeitig großen Ver¬ lustwiderständen und somit einen geringen Wirkungsgrad. Abhängig von diesen Grundregeln stehen Kurzwellenhörer und Funk¬ amateur vor der schwierigen Aufgabe, aus einer Vielzahl von Antennen¬ formen jene auszuwählen, die unter Berücksichtigung der Standort¬ möglichkeiten und des Aufwands optimale Wirksamkeit ergeben. Dazu einige Empfehlungen. Allbandantennen Wohl niemand ist in der glücklichen Lage, für jedes Kurzwellenamateur¬ band einen gesonderten Strahler erriohten zu können. Deshalb sind All¬ bandantennen besonders beliebt. Sie bilden jedoch immer eine Kompro¬ mißlösung, zumindest für die Bänder 80 m und 40 m. . Bekanntester Vertreter ist die W 3 DZZ -Allbandantenne [2]. Die Brauchbarkeit dieser Bauform steht und fällt mit der Güte, Temperatur¬ konstanz und Wetterbeständigkeit der benötigten Sperrkreise. Bei annähernd gleichem Platzbedarf bietet die O 5 EF-Multibandantenne 120 ähnliche Ergebnisse [3]. Sie hat den Vorzug, ohne Sperrkreise auszu¬ kommen, ist aber bezüglich Speisung und Störstrahlung ungünstiger als die W3 DZZ- Allbandantenne. Der Kurzwellenhörer, der nicht nur alle Amateurbänder, sondern auch den Kurzwellenrunclfunk abhören möchte, ist mit einer T 2 ED-Antenne am besten bedient [4]. Antennen für das 10-, 15- und 20-m-Band Für den Weitverkehr auf diesen Bändern gibt es eine nach den prak¬ tischen Erfahrungen des Amateurfunkbetriebs günstigste Bauform: das Cubical Quad. Da es sich im Prinzip um eine Antenne mit vertikal ge¬ stockten Elementen handelt, ist ihr vertikaler ÖffnungBwinel klkeiner als der einer Yogi-Antenno gleichen Gewinns. Dadurch kommt das Cubical Quad auch mit einer geringeren Aufbauhöhe aus, ohne an Wirksamkeit zu verlieren. Ausführliche und naohbausichere Bauanleitungen sind unter anderem in [6] enthalten, wo auoh Dreibandausführungen beschrieben werden. Wer diesen Aufwand nicht betreiben kann, sollte sich enttäuschende Experimente ersparen und die klassische Form, den möglichst hoch an¬ gebrachten Halbwellendipol, wählen. Die Resonanzlänge L des in Bild 2 dargestellten Halbwellendipols errechnet man nach der Formel _ 142500 hin», /in kHz. tUl iim i i i x Koaxialkabel . SO... 70S beliebiglang Bild 2 Halbwellendipol mit Speisung über Koaxialkabel Sofern die Koaxialkabellänge nioht zufällig in einer Resonanzbeziehung zur Betriebswellenlänge steht, kann auf eine Symmetrierung des Kabels verzichtet werden. In dioht bebauten Städten ist der Aufbau einer Groundplane (senkrech¬ ter Viertelwellenstrahler) auf dem Dach oft die einzige — aber keineswegs schlechteste — Möglichkeit [6]. Wer sich an die gegebenen Bemessungs¬ vorschriften hält und mit der Anzahl der resonanten Radiais nioht geizt, 121 erhält einen ausgezeichneten Strahler, der im praktischen Gebrauch einem horizontalen Halbwellenstrahler meist überlegen ist. Mehrband¬ ausführungen sind möglich. Antennen für das 40- und 80-m-Band Da man bei diesen relativ »langen« Kurzwellen die für eine günstige Abstrahlung erforderliche Bauhöhe im allgemeinen nicht einmal an¬ nähernd erreichen kann, muß man nach günstigen Kompromißlösungen suchen. Dabei spielen die vorhandenen oder noch zu schaffenden Erd¬ verhältnisse eine entscheidende Rolle. Allgemein gilt auch, daß mangelnde Aufbauhöhe teilweise durch eine möglichst große Antennenlänge aus¬ geglichen werden kann. Man sollte deshalb den zur Verfügung stehenden Raum mit möglichst langen Drähten ausfüllen. Solche Langdraht- oder auch V-Antennen [7] müssen durchaus nicht über die ganze Länge gerad¬ linig verlaufen; sie können nach Bedarf bis zu 90° abgewinkelt werden. Horizontal geneigte Strahler zeigen sogar eine besonders günstige Ab¬ strahlung, sofern ihre Drahtlänge mindestens 1 Wellenlänge beträgt. Wer einen Hausgarten mittlerer Größe besitzt und den erforderlichen Holzmast beschaffen kann, sollte eine Drahtpyramide [8] für 80 m bauen. Sie behindert die Gartenarbeiten kaum, wird mit Koaxialkabel gespeist und bringt hervorragende Ergebnisse. Der zentrale Holzmast kann gleich¬ zeitig als Träger für weitere Antennen dienen. Bei ungünstigen Aufbau¬ verhältnissen ist die Zweiband-T-Antenne zu empfehlen, die mit einer Spannweite von 10,05 m und einer Aufbauhöhe von ebenfalls 10,65 m bzw. 8,70 m auskommt [9]. Natürlich kann man auch für das 80-m-Band mechanisch sehr stark verkürzte Antennen herstellen, wie sie z.B. beim Fahrzeugbetrieb (so¬ genannte Mobileantennen) üblich sind. Sie haben jedoch einen schlechten Wirkungsgrad, so daß sie für den ortsfesten Betrieb keinesfalls empfohlen werden können. Bei weitem günstiger ist es, wenn die Möglichkeit besteht, eine Antenne unter der Dachhaut im Gebälk zu verspannen. Obgleich nach TOL 200-7051 für Antennen unter der Dachhaut unter bestimmten Vor¬ aussetzungen auf eine Erdung zum Ausgleich atmosphärischer Über¬ spannung verzichtet werden darf, sollte man im eigenen Interesse die bestehenden Bestimmungen zugunsten erhöhter Sicherheit auslegen [10]. Man muß sioh beim Antennenbau immer bewußt sein, daß die erlassenen gesetzlichen Bestimmungen lediglich Mindestforderungen enthalten. Auf Bemessungsangaben und Baubeschreibungen für die empfohlenen Antennenformen wurde in diesem Rahmen verzichtet. Sie sind ausführlich in der jedem Funkamateur zugänglichen Literatur der Reihe Amateur¬ bibliothek enthalten. 122 Literatur Rothammel, K.: Antennenbuch, 7. Auflage, Deutscher Militärverlag, Berlin 1969 [1] Seite 60, Abschnitt S.2.3.3.: Der Zusammenhang zwischen Gewinn -und Richt¬ charakteristik [2] Seite 166, Abschnitt 10.2.8.: Die W 3 DZZ-Allbandantenne [31 Seite 165, Abschnitt 10.2.7.: Die G 5 RY-Multibandantenne [4] Seite 180, Abschnitt 12.2.: Die T 2 FD-Antenne [5] Seite 215, Abschnitt 15.1.: Das Cubical Quad, und Seite 275, Abschnitt 18.8.: Die Dreiband-Cubieal-Quad-Antenne [6] Seite 290, Abschnitt 19.4.1.: Die Groundplane-Antenne [7] Seite 170, Abschnitt 11.1.: Die L-Antenne als Allbandantenne, und Seite 173, Abschnitt 11.4. Die V-Antenne [8] Seite 161, Abschnitt 10.3.3.: Die Drahtpyramide [9] Seite 159, Abschnitt 10.3.1.: Die Zweiband-T-Antenne [10] Seite 530, Abschnitt 33: Gesetzliche Vorschriften für den Antennenbau ELEKTRONIK-SPLITTER Bei Elektrolytkondensatoren ist offenbar durch integrierte Schaltungen keine Ab¬ nahme der Stückzahl zu erwarten. Im Gegenteil, der Bedarf wird an Tantal-Elektrolyt¬ kondensatoren durch Verlagerung von statischen Kondensatoren auf Tantal-Elektrolyt¬ kondensatoren sowie durch geringfügige Verlagerung von Alu-Elektrolytkondensatoren zu TantcU-Elektrolytkondensatoren zunehmen. Bei Alu-Elektrolytkondensatoren läßt sich Zu- und Abnahme des Bedarfs schwer Voraussagen; feststeht, daß die Nennspannungen niedriger werden , was teilweise dazu führt , daß die Gerätehersteller auf Tantal-Elektrolytkondensatoren umstellen. Wahr¬ scheinlich wird der Bedarf annähernd gleichbleiben. Zusammenfassend gilt für Elektrolyt¬ kondensatoren: — zunehmender Bedarf an Tantal-Elektrolytkondensatoren , — Bauform und Technologie wie bei den Tantal-„Pillen “, — gleichbleibender Bedarf an Alu-Elektrolytkondensatoren, — Verlagerung zu niedrigen Nennspannungen. Eine Gerätegruppe , bei der sich dies etwas anders zeigt, sind Hi-ff-Stereoanlagen; Tantal-Elektrolytkondensatoren werden wegen ihres schlechten Raüschverhaltens nur ■ an den Stellen benutzt, wo sich das Rauschen nicht nachteilig auf die Qualität der Geräte auswirkt. Dieses Rauschen soll bei der Tantal-„Pille"* besonders ausgeprägt sein. Man verwendet daher Wickelkondensatoren und — für höhere Kapazitätswerte — Alu- Elektrolytkondensatoren. 123 Dr. Walter Bohländer DM 2 BOH Empfang frequenzmodulierter Signale Seit nunmehr 30 Jahren ist die Frequenzmodulation im Amateurfunk populär. Jedoch erst jüngst läßt sich in dieser Modulationsart besonders auf den Bändern 28, 144 und 420 MHz eine stürmische Entwicklung feststellen. Besonders in der Sendeteehnik ist der Aufwand zur Erzeugung eines FM-Signals im Vergleich zu allen anderen Modulationsarten kosten¬ mäßig immer noch der geringste, und es läßt sich die Tatsache nicht leug¬ nen, daß neben SSB gerade FM im Vergleich zur Amplitudenmodulation unschätzbare Vorteile aufweist, die jedoch nicht behandelt werden sollen. Eine Voraussetzung zum einwandfreien Empfang ist jedoch, daß man einen speziell dafür ausgerüsteten Empfänger besitzt, der sich in einigen Punkten von den üblichen AM-, SSB- und CW-Empfangsgeräten unter¬ scheidet. Nur in diesem Fall wird man die Vorzüge der Frequenzmodu¬ lation richtig schätzen lernen. Eine Kritik an dieser Betriebsart üben nur solche Amateure, die z. B. glauben, mit der einfachen Flankendemodulation kann man FM einwandfrei demodulieren. Im folgenden sei eine Artikelserie von W1 KLK [I] ausgewertet. Es werden die Grundforderungen des FM-RX behandelt, FM-Adapter für vorhandene Stationsempfänger beschrieben sowie ein Überblick über FM- Detektoren bis zu den praktisch neuesten Entwicklungen gegeben. FM-Empfänger Den Übersichtsschaltplan eines AM/SSB- und eines FM-Empfängers zeigt Bild I. Um eine Empfindlichkeit von weniger als 1 p.V zu erreichen, bedarf ein FM-RX eines Verstärkungsfaktors von mehreren Millionen, wesentlich zu hoch, um das stabil im Geradeausempfang zu verarbeiten, so daß stets der Superhetempfänger vorzuziehen ist. Die Unterschiede ergeben sich beim Vergleich der Übersichtsschaltpläne. Der FM-Emp¬ fänger hat ZF-Bandfilter größerer Bandbreite, einen anderen Detektor und zwischen ZF-Verstärker und Detektor mindestens eine Begrenzer¬ stufe. Im Betrieb gibt es bemerkenswerte Unterschiede zwischen beiden Empfängern hinsichtlich des Einflusses von AM- und Impulsstörungen 124 Bild 1 Übersichtsschaltplan von AM- und FM-Empfänger. Die besonders gekenn¬ zeichneten Baugruppen sind im FM-Empfänger andere als im AM-Empfänger auf das aukommendc Signal. Begrenzer- und Diskriminatorstufen des KM-RX eliminieren einen großen Teil der Impulsstörungen. Sorgfältige Gestaltung des ZF-Systems und des Phasenverlaufs im Detektor ergeben gute Störunterdrückung. FM-Empfänger haben eine ungewöhnliche Eigenschaft bei QRM, den sogenannten Einfangeffekt. Das lauteste Signal, nur 2- oder 3mal stärker als andere Stationen auf der gleichen Frequenz, wird allein demoduliert. Im Vergleich dazu wird ein S 9-AM- oder -CW-Signal bereits von einem benachbarten S 2-Träger empfindlich gestört. Bandbreite Das FM-Signal weicht bei Sprachmodulation nach ober- und unterhalb einer Zentralfrequenz aus. Der Frequenzhub kann im Standard 16, 5 oder 2,5 kHz betragen. Insbesondere den Frequenzhub von 2,5 bis 3 kHz bezeichnet mau als NBFM oder Schmalband-Frequenzmodulation, die entsprechend den Lizenzbestimmungen in der DDR allein zugelassen ist. Der Bandbreitebedarf eines FM-Empfängers liegt beim 4,8fachen dieses Frequenzhubs, also bei 13 kHz für NBFM. Gerade bei FM ist der Band¬ filteraufbau der ZF sehr sorgfältig zu überlegen, da auch die Phasen¬ charakteristik große Bedeutung hat. Es verbreiten sich mehr und mehr HF-Quarzfilter führender Hersteller, wobei sich auch solche auf piezo- keramischer Grundlage immer häufiger durchsetzen. Da nur mit NBFM gearbeitet werden soll, sei der Hinweis gegeben, daß der Breitband-FM- Empfänger den Empfang von NBFM gestattet, aber nicht umgekehrt! 126 Begrenzung Bei Einführung der Frequenzmodulation galt als Hauptargument die rauschfreie Empfangsmöglichkeit. Die Begrenzerstufen im FM-RX haben die Aufgabe, jegliche Amplitudenmodulation aus dem Eingangssignal¬ spektrum zu entfernen, wobei auch das Rauschen und die Störimpulse in diese Signalkategorie (Amplitudenmodulation) fallen. Da die meisten Typen von FM-Detektoren auch auf Amplitudenänderungen des Signals ansprechen, reinigen die Begrenzer das Signalspektrum, und nur die gewünschte Frequenzmodulation wird demoduliert. Begrenzerstufen kann man mit Röhren, Transistoren oder integrierten Schaltungen (IS) aufbauen. Bei Röhren z. B. hat man die Versorgungs¬ spannungen so zu wählen, daß bereits bei kleinen Signalspannungen eine Beschneidung der Amplitude auftritt. Steile Pentoden (keine Regel¬ pentoden) sind in diesem Fall besonders geeignet. Am Eingang des Begrenzers muß bereits ein großes Signal vorhanden sein, um eine hochwertige Klippung zu erreichen. Signalwerte sind: mehrere Volt für Röhren-, IV für Transistor- und mehrere hundert Mikro¬ volt für IS-Begrenzer. Bei einem HF-Eingangssignal von 0,2 [TV soll bereits die Begrenzung beginnen, so daß zwischen Antenne und Begrenzer¬ stufe eine beträchtliche Verstärkung erfolgen muß. Bei guten FM-Geräten rechnet man mit etwa 8 Röhrenstufen bzw. 9 Transistorstufen vor dem Begrenzer, IS gestatten vereinfachte Schaltungen. Einige Begrenzerschaltungen in Röhren-, Transistor- und IS-Technik enthalten Bild 2a bis Bild 2f. Während Bild 2a eine 2stufigeRöhren¬ schaltung zeigt, findet man in Bild 2 b einen 2stufigen Transistorbegrenzer. Bild 2a flstufige Begrenzer tchaltung in Röhrentechnik. Statt der 6 BH 6 kann mit Erfolg e. B. die ER SO eingesetzt werden 126 5 Ausgang Bild 2f Begrenzer mit Digüal- Torschaltung Die Eingangsspannung, bei der die Begrenzung einsetzt, nennt man Be¬ grenzerkniespannung. Moderne IS haben eine Begrenzung von 100 mV (Schaltung Bild 2o) oder 200 (TV (Bild 2 d). Digital-IS-Inverter oder-Tor¬ schaltungen sind gleichfalls gute Begrenzer (s. Bild 2e und Bild 2f). Rauschunterdrückung Die hohe erforderliche Verstärkung im FM-Empfänger verlangt noch eine weitere wichtige Schaltungseinheit, die Rausohunterdriickungseinheit (auch als Squelch-Einheit bezeichnet). Bei 140 dB oder größerer Verstär¬ kung vor dem FM-Detektor hört man im Lautsprecher des FM-Empfängers bei fehlendem Eingangssignal ein sehr starkes, belästigendes Rauschen. Im allgemeinen wird man daher das Detektorausgangssignal einmal auf eine NF-Torschaltnng und zum anderen auf einen Rauschsignalverstärker geben, dessen gleichgerichtetes Signal das NF-Tor schließt, wenn Rau¬ schen ansteht, oder öffnet, wenn ein Nutzsignal vorhanden ist. Diese Schaltschwelle läßt sich einstellen und kann bereits bei einem Antennen- HEP801 MPS-AW ZX1H67A MPS-A10 HEP51 1N67A MPS-AW Phaser am- Rausch- Rauschgteich- Schalter NF~Tor kehrstufe Verstärker ricmer Büd 3 Hochempfindliche Sqmlch-Schaltung. L1 ist eine 88-mH-Drossel. Auslausch¬ typen für Transistoren sind SC 207 für MPS-A 10 und SM 104 für HEB 801 sowie OF 126 für HEP 51 128 signal von 0,1 [J.V das NF-Tor aufsteuern. Eine Squelch-Schaltung wurde bereits in [2] veröffentlicht. Bild 3 enthält einen weiteren Sehaltungs¬ vorschlag für moderne empfindliche, mit Halbleitern bestückte FM- Empfangsgeräte. FM-Detektoren Der erste bekannt gewordene FM-Detektor ist der Frequenzdiskriminator, dessen Charakteristik Bild 4 zeigt. Hat das FM-Signal keine Modulation Bild'4 Charakteristik des FM-Diskriminators und befindet sich der Träger im Punkt 0, so verläßt den Detektor kein Signal. Läuft das FM-Signal nach hohen Frequenzen, so steigt das gleich¬ gerichtete Signal in positiver Richtung und bei einem FM-Signal nach tieferen Frequenzen in negativer Richtung. Im linearen Bereich der Kurve erfolgt eine lineare Umwandlung von FM in AM. F1 Eine weitverbreitete Diskriminatorsehaltung ist in Bild 5 dargestellt. Das FM-Signal wird mit Hilfe des Übertragers F 1 in AM umgesetzt. Die auf der Sekundärseite von F 1 induzierte Spannung ist mit dem Strom in der Primärseite um 90° außer Phase. Das Primärsignal wird aber auch der Mittelanzapfung der Sekundärseite von F 1 zugeführt. Die Sekundär¬ spannungen auf jeder Seite der Mittelanzapfung kombinieren sich mit 9 Elektronisches Jahrbuch 1973 129 dem Primärsignal und ergeben nach Gleichrichtung bei fehlender FM- Modulation ein Nullsignal. Bei Veränderung der Eingangsfrequenz ver¬ schiebt sich die Phase der Spannungskomponenten, so daß auf einer Seite der Sekundärwicklung die Spannung zunimmt, auf der anderen Seite abnimmt. Pie Bifferenz beider Ausgänge ergibt nach Gleichrichtung den NF-Ausgang. Auf der Suche nach weiteren einfachen FM-Demodulatoren wurde 1946 der Ratiodetektor gefunden. Ursprünglich wurde hier auf eine Vor¬ begrenzung verzichtet, da dieser Detektor lediglich auf das Verhältnis (Ratio) der Amplituden auf beiden Hälften der Diskriminator-Sekundär¬ wicklung anspricht. Eine aktuelle Schaltung zeigt Bild 6. Auf ihre Wir¬ kungsweise sei nicht eingegangen. Eine Begrenzerstufe vor dem Ratio¬ detektor ist jedoch zu empfehlen. Ratiodetektor und Diskriminator sind in der FM-Demodulationsleistungsfähigkeit etwa gleichwertig; obwohl rein theoretisch der Diskriminator 2mal empfindlicher sein soll, fällt das in der praktischen Schaltung niqht meßbar ins Gewicht. Bild 6 FM-Raticdetektor. Die 1 N 67 A können durch OÄ 105 ersetzt werden Schwierigkeiten bei der Justierung von AC'-Diskriminatoren haben zur Weiterentwicklung der FM-Detektoren geführt, besonders solcher, die kaum oder keine Justage erfordern. Da ist zunächst der Kristalldiskrimi¬ nator [3], bestehend aus einem Quarzresonator, geshuntet mit einer Induk¬ tivität an Stelle des abgestimmten Sekundärkreises des Diskriminator- Übertragers. Eine typische Schaltung zeigt Bild 7. L 2 ist dabei mit der Serienschaltung C 2 C 3 und der Bürdekapazität des Quarzes auf der Quarzfrequenz in Resonanz. Die C- und A-Werte sind von der gewünschten Bandbreite abhängig. Nähere Angaben fehlen. Einen weiteren transformatorlosen FM-Detektor beschreibt Kuba [4]. Aktive Elemente erzeugen die sonst durch den Diskriminatorübertrager hergestellten Phasenbeziehungen. Die Schaltung nach Bild 8 arbeitet bis 130 Bild 7 FM-Kristalldiskriminator. Die 1 N 914 können durch SAY 10 ersetzt werden. | CI und L 1 sind resonant auf der ZF, C 2 ist im Wert gleich C 3, C 4 korrigiert Schaltungsunsymmetrie YMDB100 JM0708A Bild 8 Trane}orrnatorloser FM-Diskriminator. Mit R 1 wird die Schaltung symme- trwrt. Die Transistoren MD 6100 und MD 708 A sind ausgesuchte Transistor¬ pärchen. Alle Widerstände nur 5 % Toleranz, alle Kondensatoren nur 10 % Toleranz 1 MHz. Normalerweise müßten B 1 und B 2 gleich groß sein. Doch wird mit B 1 die Kreisbalance hergestellt. Die verwendeten Doppeltransistoren MD 6100 und MD 708 A sind gepaarte Typen, die durch passende Pärchen ersetzt werden können. Die Toleranzen der Widerstände sollen 6 % nicht überschreiten, da hochwertige Symmetrie notwendig ist. Ein Produkt moderner Stereo-FM-Technik ist der Brückendiskrimi¬ nator [5], der in Bild 9 wiedergegeben wird. Es handelt sich um eine ab¬ geglichene Speiseleitungsbrücke. Die physikalischen Dimensionen der 131 R1-R2 NF-Ausgang Bild 9 Brücken-FM-lHskriminator. Statt der ausgesuchten 1 N 270 Dioden können 2 Pärchen 2 OA 113 eingesetzt werden. R 1 ist gleich R 2 und realisiert eine gewünschte Eingangsimpedanz A/8-SpeiseIeitungsatücke beschränken den Einsatz auf hohe Frequenzen, obwohl eine sehr verzerrungsarme FM-Demodulation möglieh ist. Zum Abgleich wird lediglich bei Einspeisung eines CW-Signals mit R 3 auf Nullspannung am Punkt C eingestellt. IS erlauben kompakten Aufbau komplexer FM-Detektoren. Einen sogenannten Impulszähldetektor zeigt Bild 10. Mit einfacher RTL-Logik U2B U2A Ul - Motorola MC 789P Hex.-Inverter U2 * Motorola MC 790P Dual-Flip-Flop Bild 10 Impulszähl-PM-Detektor mit RTLrLogik benötigt dieser Detektor 200 mV aus dem ZF-Kanal [6]. Der 1. Inverter U1A arbeitet als Linearverstärker, die nächsten 2 Stufen als Begrenzer (U1B und UIC). Die Ausgangsimpulskette wird durch 2 Flip-Flops durch vier geteilt (U2A und U2B) und triggert einen monostabilen Multivibrator, dessen Periode auf weniger als die halbe Periode der ZF gesetzt wird, also bei 465 kHz auf 800 ns. Das Ausgangssignal des Multi¬ vibrators besteht aus 800-ns-Impulsen, deren Folgefrequenz direkt pro¬ portional der Frequenzänderung des FM-Signals ist. Das Signal wird ver¬ stärkt und durch ein Deemphasis-Netzwerk wieder in NF umgewandelt. 132 Der Impulszähldetektor hat verschiedenste Vorteile. Neben einer sehr linearen FM-Demodulation wird das Rauschen selbsttätig gesperrt, so daß keine weitere Rauschunterdrückung notwendig ist. Die obere Frequenz¬ grenze der RTL-Logik liegt bei 2 MHz. Schnellere logische Systeme, wie TTL, erlauben jedoch ZF-Systeme von 2 bis 20 MHz. Ein Viertransistor- Digitaldiskriminator wird von Schmitzer in [7] beschrieben. TV-Hersteller sind inzwischen Großabnehmer von IS. So wird eine Anzahl von Quadratur- und Hüllkurven-FM-Detektoren angeboten, die über den Rahmen dieses Beitrags hinausgehen. 2 Beispiele seien jedoch in Bild 11 und Bild 12 zur allgemeinen Information wiedergegeben. Auch der Produktdetektor mit phasengerastetem Oszillator, der so¬ genannte Phasenschleifendetektor, ist ein exzellenter FM-Detektor, der heute bereits komplett als IS hergestellt wird. Der Phasenschleifen¬ detektor wurde bekannt durch den Empfang von Signalen im Rauschen [8], und eine explizit ausgeführte Schaltung ist in [9] zu finden. von ZF Bild 13 Grundschaltung eines P/iasenschleifen-FM-Detektors VCO-Frequenz f 0 -l/(b--Rl-Ct) [Hz]-, RJ opt s 4kS2 Rastfrequenzbereioh fi* t S-f 0 /i/ c(; [Hz] Frequenzfangbereich F c s (T/2x) ■Z-f L /[(3ß-W 3 )-C2] [Hz] Bild 14 i Phasenschleifen-FM-Detektor in 1S-Technik. Der Phase-locked Signal-Demo¬ dulator NB 565 stammt von der Firma Signet-ics Corp. und kann bis 500 kHz eingesetzt werden. Für Frequenzen bis zu 30 MHz gibt es den Typ NE 561 Die Grundsckaltung besteht aus dem Phasendetektor (Produktdetektor), einem Filter, einem Gleichspannungsverstärker und einem spannungs- gesteuerten Oszillator (VCO) auf einer Frequenz in der Nähe des Eingangs¬ signals (Bild 13). Der Phasendetektor erzeugt eine Fehlerspannung bei Abweichung der VCO-Frequenz von der Eingangsfrequenz. Diese Fehler¬ spannung wird durch ein Filter an den VCO und dessen Signal wieder an den Phasendetektor weitergegeben, wobei mit Hilfe der Fehlerspannung der VCO stets der ZF folgt. Da die Fehlerspannung stets ein Abbild der NF-Frequenzverschiebung des Eingangssignals ist, wirkt der Phasen¬ schleifendetektor sofort als FM-Detektor. Eine ausgeführte Schaltung in IS-Form zeigt Bild 14. FM-Empfangsadapter Der FM-Empfangsadapter dient zur Nachrüstung von Stationsempfängern für den FM-Empfang. Auf jeden Fall muß der Empfänger bereits eine 134 ZF-Bandbreite von melir als 6 kHz aufweisen, um wenigstens NBFM empfangen zu können. Ist dies nicht der Fall, so muß man einen sepa¬ raten ZF-Kanal für FM-Empfang nachrüsten. 2 röhrenbestückte FM- ZF-Verst. Begrenzer Diskriminator Bild 15 455-kHz-FM-Empfangsadapter in Röhrentechnik. Bei Schmalband-ZF kann der Adapter wie gezeigt am Eingang des 1. 455-kHz-ZF-Filters angeschlossen werden. Röhrenäquivalente findet man leicht selbst. TP 1 und TP 2 sind herausgeführte Meßbuchsen JP1 Bild 16 5,5-MHz-FM-Empfangsadapter in Röhrentechnik. F 1 ist ein TV-ZF-Über¬ trager, F 2 ein TV-Ratiodetektor-Übertrager. L 1 und L 2 sind der Eingangs- ZF anzupassen. Die Frequenz des Quarzoszillators entspricht der Summe von Eingangs-ZF plus 5,5 MHz. TP 1 bis TP 3 sind herausgeführte Meßbuchsen 135 Empfangsadapter sind in Bild 15 und Bild 16 wiedergegeben. Man kann bei einiger Überlegung diese Schaltungen für die Lösung des eigenen Geräteproblems abwandeln. Modernes FM-RX-Design Es wäre fehl am Platz, nun noch die Konstruktion kompletter FM- Empfänger anzuführen und dafür einige Beispiele zu bieten. Modernes FM-RX-Design sei lediglich am Überachtsschaltplan (Bild 17) eines HF- Mischer Kristall- ZF- ZF- Begren- Kristall- Verstärker filter Verstärker Verstärker zer diskri- Antenne TI TZ IST ISZ IS3 minator Bild 17 Übersiehtsschaltplan eines 10-m-FM-Empfängers mit Kristalldiskriminator Besondere Bauelemente sind die diodengeschütztenDual-GaleMOSFET40673, das HF-Füler FL 1 (KVG ZF 107 B), die IS MC 1S90 in ZF und Be¬ grenzer sowie der Kristalldiskriminator KVO107-01 und eine 2-W-NF-IS 10-m-FM-RX für NBFM mit Kristalldiskriminator gezeigt. Der Einsatz diodengeschützter Dualgate-MOSFET, eines HF-Kristallfilters, von IS in der ZF und als Begrenzer, sowie eines handelsüblichen Kristalldiskri¬ minators zeigt die ganze Problematik beim Bau spezieller FM-Empfänger höchster Empfindlichkeit bei voller FM-Qualität. Diese Qualität soll wirk¬ lich nur dem Spezialisten Vorbehalten bleiben. Für andere Amateure sei auf den FM-Empfangsadapter zur Nachrüstung des bereits vor¬ handenen Stationsempfängers hingewiesen. Der Aufwand ist in diesem Fall nicht allzu groß und mit handelsüblichen Teilen zu realisieren. 136 Literatur [1] Blakeslee, D. A.: Receiving FM, Part 1 to 4, QST 55 (1971), Heft 1 bis 4 [2] —: Transistorisierte AGC-Squelch-Schaltungen, FUNKAMATEUR 20 (1971) 1, Seite 23 bis 24 [3] Schmitzer: Experiments with a Crystal Discriminator, VHF Communications 1970, Augustheft [4] Kubo: Inexpensive F. M. Telemetry with Active Circuits, Electronic Engng. 1970, Juliheft [5] Modafferi: A New Low-Distortion FM Tuner, IEEE Transact. on Broadcast a. TV Receivers, 1970, Novemberheft [6] Bisey: No Tuned Circuits in an IC Wide-Range FM Discriminator, Electronics, 1969, Novemberheft [7] Schmitzer: A Digital Discriminator Accessory for FM-Demodulation, VHF Communications, 1970, Maiheft [8] —: Nachrichtensysteme mit höchster Empfindlichkeit, FUNKAMATEUR IS (1969) 4, Seite 186 bis 187 [9] Empfang von OSCAR-5, FUNKAMATEUR 21 (1972) KLE Kl. T OM R SÄ L1TTEK Dickschieiu nl*unqen werden zur Zeit nur vereinzelt benutzt; bei Rundfunkemp¬ fängern mit eingeengtem Volumen (z.B. Autoradios) findet man sie gelegentlich. In Zu¬ kunft könnte eine Kombination in Verbindung mit monolithischen ICs von Interesse sein. Dies dürfte sich besonders dort aus wirken, wo der reinen monolithischen Technik Grenzen gesetzt sind , nämlich bei Stufen, die eine Frequenz verarbeiten müssen, die oberhalb 50 MHz liegt. So ist z.B eine echte Integralion im Tuner nur in Verbindung mit Dickschichttechnik möglich . 137 !ng. Karl-Heinz Schubert DM 2AXE Fuehsjagd- Empfäugerpraxis für das 80-m-Band Die Fuchsjagden im Nachrichtensport der Gesellschaft für Sport und Technik sind sehr beliebt, da sie neben technischen Kenntnissen auch sportlichen Einsatz verlangen. Damit ist die Fuchsjagd besonders geeignet zur Heranbildung von Jugendlichen, die sich im Nachrichtensport auf den Ehrendienst in der Nationalen Volksarmee vorbereiten. Aber auch ältere Funkamateure beteiligen sich gern an der Fuchsjagd, um ihr Wissen und Können im Wettkampf mit anderen unter Beweis zu stellen. Fuchsjagden werden ausgetragen mit Frequenzen im 80-m-Band oder im 2-m-Band. Aufgabe des Fuchsjägers ist es, mit einem Peilempfänger im Gelände versteckte Kleinsender (sog. Füchse) aufzuspüren. Nachfolgend wird über die Schaltungstechnik der Peilempfänger für die 80-m-Fuchsjagd berichtet. 1. Der Eingangskreis Die Spule des Eingangs-Schwingkreises muß so aufgebaut werden, daß mit ihr Richtungspeilungen möglich sind. Diese Möglichkeiten hat man mit der Peilrahmenspule (Bild 1) oder mit einer Ferritantenne (Bild 2). 138 Allerdings erhält man mit dieser Anordnung keine eindeutige Richtungs¬ bestimmung, da 2 Minima bzw. 2 Maxima auftreten. Deshalb schaltet man zusätzlich an den Eingangskreis eine Stabantenne von etwa 600 mm Länge. Dadurch wird die Empfindlichkeitskurve mit Achtercharak¬ teristik zu einer Kardioide (Herzform) verformt, so daß eine eindeutige Riohtungsbestimmung zum angepeilten Euchssender hin möglich ist. 1.1. Die Peilrahmenspule Für den Peilrahmen wird die runde Form bevorzugt, da sie sich leichter herstellen läßt (Bild 1). Geeignet ist Aluminiumrohr von etwa 10 mm Durchmesser. Als Rahmendurchmesser sind 220 bis 280 mm ausreichend, wobei mi t, zunehmendem Durchmesser die HF-Empfindlichkeit ansteigt. Beim Biegen des Rahmens vermeidet man Knickstellen, wenn man das Rohrstüek vorher mit feinem Sand füllt und an den Enden fest ver¬ schließt. Als Spule werden in den Rahmen 5 bis 6 Wdg. aus Schaltdraht 0,5 mm eingezogen [1], An die 1. Wdg. (vom masseseitigen Ende gerechnet) bringt man eine Anzapfung an. Heute werden ausschließlich Transistoren im Peilempfänger verwendet, und diese haben einen niedrigen Eingangs¬ widerstand. Die Enden des Rahmens werden fest mit dem Gehäuse des Peilemp¬ fängers verbunden, wie Bild 1 zeigt. Ebenso wird daran die Teleskop- Stabantenne befestigt, die man nochmals oben am Peilrahmen festlegt. Natürlich sind auch andere konstruktive Lösungen für den Aufbau möglich. 1.2. Die Ferritstabspule Meist wird heute bei 80-m-Peilempfängern dem Ferritstab der Vorzug gegeben (Bild 2). Er behindert nicht den Fuchsjäger im diehtbewaeh- mid 2 Aufbauskizze für eine Ferritstab-Peilantenne 139 senen Gelände, und die gesamte Konstruktion wird zudem kleiner. Aller¬ dings muß der Ferritstab vor Beschädigungen geschützt und die Spule muß abgeschirmt werden. Außerdem ist die HF-Empfindlichkeit einer Eingangsschaltung mit Ferritstab geringer als bei Anwendung der Peil¬ rahmenspule. Bild 2 gibt einen möglichen Aufbau für eine Ferritstab¬ spule wieder [2], Auf jeden Fall ist zu beachten, daß die Aluabschirmung durch einen Schlitz (0,8 bis 1 mm breit) unterbrochen sein muß, sonst bildet die Abschirmung über dem Ferritstab eine Kurzschlußwindung! Die Wicklung der Schwingkreisspule L 1 wird in zwei Hälften aufgeteilt, dazwischen kommen die wenigen Ankopplungswindungen für die nieder¬ ohmige Transistoreingangsschaltung. Die Wicklungsdaten sind abhängig vom verwendeten Ferritstab und von der Kreiskapazität des Schwing¬ kreises. Sie liegen im Bereich von 20 bis 30 Wdg., für die Ankoppelwick- lung bei 1 bis 3 Wdg. 2. Der Fuchsjagd-Geradeausempfänger In der Schaltungspraxis wird heute von den Fuchsjägem fast ausschlie߬ lich die Superhetschaltung verwendet; sie läßt sich mit Transistoren relativ einfach verwirklichen. Allerdings greift mitunter der Anfänger gern zur Geradeausempfängerschaltung, weil sie wenig Meßpraxis erfor¬ dert. Derartige Schaltungen wurden in der Zeitschrift FUNKAMATEUR veröffentlicht. Als Beispiel sei die Konstruktion eines sowjetischen Funk¬ amateurs vorgestellt, die sich durch eine ideenreiche Schaltungstechnik auszeichnet [1]. Die Schaltung in Bild 3 stellt einen 3-Kreis-Geradeaus- empfänger mit einem 3stufigen NF-Kopfhörerverstärker dar. Die beiden HF-Stufen sind jeweils mit 2 HF-Transistoren in Kaskodeschaltung be¬ stückt. Dadurch erhält man eine gute Anpassung an die HF-Kreise und eine geringe Schwingneigung der Schaltung. Voraussetzung ist allerdings, daß die HF-Kreise durch Blechkappen gut abgeschirmt werden. Der Eingangskreis enthält die Peilrahmenspule nach Bild 1 und einen Trimmerkondensator, mit dem der Fuchssender empfangsmäßig ein¬ gestellt wird. Da 80-m-Fuchsjagden meist im Bereich 3,5 bis 3,6 MHz durchgeführt werden, genügt es, wenn man L 2 und L 4 auf 3,55 MHz abstimmt. Die Basisvorwiderstände werden in ihren Werten so gewählt, daß ein Kollektorstrom von etwa 0,5 mA fließt. An die Peilrahmenspule wird mit einem Kippschalter die Stabantenne zur Seitenbestimmung angeschaltet. Der NF-Kopfhörerverstärker ist problemlos; die Kollektor¬ ströme der beiden Vorstufen werden auf etwa 0,2 mA eingestellt, für den Endtransistor auf etwa 10 mA. Mit dem Potentiometer 5 kfl wird die HF-Verstärkung geregelt. Für die HF-Kreise verwendet man Spulenkörper mit Abgleichkem, etwa 6 bis 8 mm Durchmesser; L 2 = L 4 = 45 Wdg., 0,2-mm-CuL; L 3 = 10 Wdg., 0,2-mm-CuL; L 5 = 30 Wdg., 0,2-mm-CuL. 140 Als HF-Transistoren eignen sich der GF 120 bzw. GF 130 , für die NF- Stufen der GC 100 bzw. GC 116; als Diode der Typ GA 100. 3. Der Fuchsjagd-Superhetempfänger Ein Superhetempfänger besteht aus dem HF-Eingangsteil, in dem die Empfangsfrequenz mit einer Oszillatorfrequenz in die Zwischenfrequenz (ZF) umgesetzt wird, dem ZF-Teil, der die erhaltene Zwischenfrequenz 141 selektiv weiterverstärkt und anschließend demoduliert, und ans dem NF-Kopfhörer Verstärker, der die nach der Demodulation vorhandene NF-Spannung verstärkt. Als Zusatz gehört noch ein ZF-Überlagerungs- oszillator (BFO) dazu, um nichtmodulierte Sendungen (Telegrafie) hörbar zu machen. 3.1. Das EF-Eingangsteil Im einfachsten Fall besteht das HF-Eingangsteil eines Peilsuperhets aus einer selbstschwingenden Misohstufe, Büd 4 [3]. An der Basis des HF- Transistors (OF 120, OF 130) liegen die Ferritantenne und ein regelbarer Anschluß für die Stabantenne zur Seitenbestimmung bei der Peilung. Dieser Eingangskreis wird mit dem Trimmerkondensator fest auf 3,56 MHz abgestimmt. Zwischen Kollektor und Emitter wird die Oszilla¬ torschwingung erzeugt (3965 bis 4066 kHz), mit der Eingangsfrequenz 3;5 bis 3,6 MHz erhält man dann die feste ZF von 466 kHz. Über eine Kopplungswioklung wird am ZF-Filterkreis die ZF einem nachfolgenden ZF-Verstärker zugeführt. Auf die Frequenz des Fuchssenders stimmt man mit dem Oszillatordrehkondensator 46 pF ab. Für einen Ferritstab 10 mm Durchmesser, 145 mm lang, hat L 1 = 32Wgd., HF-Litze 20x0,05; £2 = 3 Wdg., HF-Litze 20 x 0,06. Die Oszillatorspule mit einem HF-Spulenkörper 6 bis 8 mm Durchmesser und HF-Abgleichkern hat etwa folgende Windungszahlen: £3= 5 Wdg., 0,2-mm-CuL; £4=8 Wdg., 0,2-mm-CuL; £ 6 = 40 Wdg., 0,2-mm-CuL. Bei £ 6 sind es etwa 60 + 60 Wdg., HF-Litze 5 x 0,05, bei £ 7 = 10 Wdg., HF-Litze 5 x 0,05. Günstiger ist es, beim Peilsuper eine HF-Vorstufe vorzusehen, um die HF-Empfindliohkeit der Schaltung zu erhöhen. Diese HF-Vorstufe muß man in ihrer Verstärkung regeln können, um auch noch peilen zu können, wenn man sieh in der Nähe des Fuchssenders befindet. Zur Abstimmung 142 Büd 5 IIF-Einganosteil für 80-m-PeiUuper, bettehmd au» BF-Varatufe und Miachotzülatoratufe auf die Fuchssenderfrequenz wird entsprechend Bild 5 ein 2fach-Dreh- kondensator 2 x 18 pF verwendet [4]. Abgestimmt werden damit der Eingangskreis und der Oszillatorkreis, der Zwischenkreis liegt fest auf 3,55 MHz. Der 1. Transistor arbeitet als HF-Verstärker, der 2. als selbst¬ schwingende Mischstufe. Als Besonderheit erfolgt die Ankopplung der HF-Vorstufe an die Mischoszillatorstufe kapazitiv. Für die Transistoren eignet sich Typ OF 120 bzw. OF130. Der Eingangskreis ist mit einem FerritBtab aufgebaut (10 mm Durch¬ messer, 140 mm lang); L 1 = 18 Wdg., HF-Litze 20 X 0,05; L 2=3 Wdg., HF-Litze 20x0,06. Für Zwischenkreisspule und OBzillatorspule wird ein HF-Spulenkörper mit 4-mm-Abgleiohkern verwendet; L 3 = 60 Wdg., HF-Litze 6x0,05; L 4 = 2x4 Wdg., 0,2-mm-CuL; L ö = 12 Wdg., 0,2-mm-CuL; L 6 = 60 Wdg., 0,2-mm-CuL. Als ZF-Kreis lassen sich auch handelsübliche 466-kHz-Filter aus Transistorsupern verwenden. Da eine selbstschwingende Mischstufe zu Oszillator-Frequenzverwer- fungen neigt, zeigt die Sohaltung in Bild 6 einen Ausweg [6]. Hier werden für Misch- und Oszillatorstufe getrennte Transistoren verwendet, dazu eip Transistor für die HF-Vorstufe. An die Basis von T 2 gelangen die Ein¬ gangsfrequenz und die Oszillatorfrequenz, im Kollektorkreis (bei Punkt 1) ist ein ZF-Filter für 465 kHz anzuschließen, mit dem die ZF ausgesiebt wird. Bei dieser bulgarischen Sohaltung liegt die Oszillatorfrequenz unterhalb der Eingangsfrequenz (3025 bis 3195 kHz für eine Eingangs¬ frequenz von 3490 bis 3660 kHz). Duroh die Trennung der einzelnen Stufen wird die Schaltung sehr übersichtlich. Der 2faoh-Drehkondensatpr stammt aus dem Transistorsnper Echo 2. Für den Zwischenkreis ist die Abstimmfrequenz 3575 kHz. Der Ferrit- 143 stab (8 mm Durchmesser, 160 mm laug) enthält dieSpulen £ 1 = 20 Wdg., HF-Litze 20 X 0,05, und £2=1 Wdg., 0,6-mm-CuL. Zwischenkreis- und Oszillatorspule mit 4-mm-Abgleiehkem haben die Windungszahlen £ 3 = 22 Wdg., 0,2-mm-CuL; £ 4=3 Wdg., 0,2-mm-CuL mit An¬ zapfungen bei der 3. und 9. Wdg. (vom masseseitigen Ende). Für die Transistorbestückung eignet sieh der Typ OF120 bzw. OF 130 o.ä. Um eine größere HF-Empfindlichkeit zu erreichen, kann man den HF-Vor Verstärker 2stufig ausführen (Bild 7) [7]. Da man nur den schmalen Bereioh von 3,6 bis 3,6 MHz als Abstimmbereich hat, sind alle HF-Kreise mit £ 1, £ 2 und £ 4 auf 3,55 MHz fest abzugleichen. Die Abst immung auf die Empfangsfrequenz erfolgt nur mit dem Oszillatorkreis. Eine HF- Selbsterregung wird dadurch vermieden, daß alle Transistoren in Basis¬ schaltung arbeiten. Im Kollektorkreis der Mischstufe (T 3) liegt ein 3kreisiges ZF-Filter zur Aussiebung der ZF von 465 kHz. £ 1 ist die Peil¬ rahmenspule entsprechend Bild 1, £ 2 eine Verlängerungsspule für die Stabantenne (etwa 100 Wdg., 0,12-mm-CuL, auf einem 6-mm-Spulen- körper). Für die HF-Spulen gelten für einen 6-mm-SpuIenkörper mit Abgleichkern etwa folgende Windungszahlen: £ 2, £ 4, £ 10 = 60 Wdg., £3, £ 5=5 Wdg., £11 = 3 Wdg., alle 0,12-mm-CuL; £ 6 bis £ 9 s. Tabelle im Abschnitt »ZF-Verstärker«. Neue Lösungen für die Schaltung des Peilsupers bringen integrierte Schaltkreise (Analogtypen), da sie in allen Stufen eingesetzt werden können. Bild 8 zeigt ein Beispiel für die HF-Vorstufe mit IS, wofür eine 144 Bild 7 HF-Eingangsteil für 80-m-PeÜ8wper mit großer HF-Empfindlichkeit und Transistorstufen in Basisschaltung Hälfte des Differenzverstärkers CA 3028 von BCA verwendet wird [6], Es ergeben sich ausgezeichnete Werte für Stabilität, Empfindlichkeit und Selektivität. Mit anderen integrierten Schaltkreisen lassen sich auch der ZF- und der NF-Verstärker vereinfachen, so daß nur noch ein Oszillator¬ transistor erforderlich wird. 10 ' Elektronisches Jahrbuch 1973 145 3.2. Der Zwischenfrequenzverstärker Die nach der Misohstufe vorhandene Zwischenfrequenz muß selektiv verstärkt werden, das ist die Aufgabe des ZF-Verstärkers. Bild 9 bis Bild 11 zeigen dafür Beispiele. Im Kollektorkreis der vor dem ZF-Ver- stärker liegenden Mischstufe ist immer ein auf die ZF abgestimmter Einzelkreis oder ein Bandfilter angeordnet. Das ist auch erforderlich, wenn der ZF-Verstärker z.B. mit Piezofiltern (piezoelektrische Filter des VEB Kombinat Keramische Werke Hermsdorf, s. Beitrag mit Beispielen in dieser Ausgabe) zur Selektion bestückt wird. Für den Aufbau des ZF- Verstärkers eignen sich als Transistoren alle handelsüblichen Germanium- HF-Transistoren der Baureihen OF 105 bis GF 130. Als ZF-Einzelkreise bzw. ZF-Bandfilter wird man in den meisten Fällen beim Nachbau die im Fachhandel erhältlichen AM-ZF-Kreise aus industriell gefertigten Transistorempfängern verwenden. Will man die ZF-Spulen selbst wickeln, so gibt nachfolgende Tabelle die Induktivitätswerte für eine ZF von 465 kHz für verschiedene Parallelkapazitäten an: G in pF L in p,H 300 620 390 190 470 1000 250 115 bFO Bild 9 Schaltung eines ZF-Verstärkers Bild 10 ZF-Verstärker mit aperiodischer Transistorverstärkung 146 Die Ankopplungsspule zur folgenden Transistorstufe hat etwa 3 bis 6 Wdg., die Demodulatorwicklung etwa 40 bis 60 Wdg. Auf jeden Fall ist die ZF-Spule mit einer Abschirmhaube zu versehen, damit Selbsterregung sicher vermieden wird. Die Demodulatordiode entspricht etwa dem Typ GA 100. Eine sehr einfache Schaltung eines ZF-Verstärkers zeigt Bild 9 [4]. Von der Misohstufe angefangen, liegt im Kollektorkreis jedes Transistors ein ZF-Einzelkreis mit Ankopplungswindungen. Eine andere Schaltungs¬ variante für einen 2stufigen ZF-Verstärker zeigt Bild 10; sie wird oft bei 147 sowjetischen Transistoreupem angewendet [2]. Im. Kollektorkreis der Mischstufe liegt ein Mehrkreis-ZF-Filter höherer Selektion, während die ZF dann aperiodisch weiterverstärkt wird bis zum Demodulatorkreis. Für kombinierte 80-m-/2-m-PeiIempfänger, bestehend aus 2 Peil-HF- Teilen und gemeinsamen ZF- und NF-Verstärker, gibt es 2 Lösungswege für den ZF-Verstärker. So kann man 2 Zwisohenfrequenzen (80 m etwa 465 kHz, 2 m etwa 10,7 MHz) verwenden und im ZF-Verstärker wie bei AM/FM-Empfängern die Filterkreise jeweils in Reihe schalten. Eine andere Möglichkeit zeigt Bild 11. In diesem Fall wird für beide HF-Ein- gangsteile eine gemeinsame ZF von 8 MHz benutzt. Folglich ergeben sich für die Oszillatorfrequenzen im HF-Teil folgende Frequenzabstimm- bereiche: 80 m /„ = 4,5 bis 4,4 MHz, 2 m /„ = 136 bis 138 MHz. für / e = 3,5 bis 3,6 MHz; für / e = 144 bis 146 MHz. Auf Grund der höheren Zwischenfrequenz empfiehlt sich ein 3Btufiger ZF-Verstärker [8]. Bei 100 pF Parallelkapazität ist für 8 MTTz dann L = 4 p.H. Verwendet man handelsübliche ZF-Filter 10,7 MHz mit 100 pF Parallelkapazität, so muß man einen Kondensator von etwa 80 pF parallelschalten, um den Kreis auf 8 MHz abgleiohen zu können. 3.3. Der Niederfrequenzverstärker Unproblematisch ist der NF-Verstärker, der daB aus der Demodulation erhaltene NF-Signal nur für den Anschluß eines Kopfhörers oder Klein- 148 Bild 14 3 stufiger NF-Verstärker einfacher Bauart hörers zu verstärken braucht. Dazu sind 2- bis 3stufige Schaltungen mit Germanium-Kleinleistungstransistoren ausreichend. Bild 12 zeigt die übliche Schaltung mit 2 Emitterstufen [4]. Eine einfachere Schaltung ist in Bild 13 wiedergegeben [5], Die Schaltung für einen 3stufigen NF- Kopfhörerverstärker mit geringem Aufwand zeigt Bild 14 [2]. Als Tran¬ sistoren eignen sich die Typen GG 100 bis GC 117. 3.4. Der Zmschenfrequenzüberlagerer (BFO) Die in den Schaltungen angegebenen Demodulatorschaltungen erlauben es nicht, die Zeichen von unmodulierten Telegrafiesendem zu empfangen. Da 80-m-Fuchsjagden meist in Telegrafie (CW) durchgeführt werden, muß der Peilsuper mit einem ZF-tTberlagerungsoszillator (BFO) ausgerüstet sein. Die Abstimmfrequenz des BFO ist um die gewünschte Hörfrequenz gegen die ZF verstimmt (etwa 1 kHz). Schaltungsbeispiele für den BFO zeigen Bild 15 [5] und Bild 16 {2], Für den Schwingkreis lassen sich ZF- Filterkreise verwenden, als Transistoren eignen sich solche aus der Bau¬ reihe GF 105 bis GF 130. Die ausgekoppelte Frequenz (465 ± 1 kHz) wird der Demodulatorstufe des ZF-Verstärkers zugeführt. Soll die erzeugte Hörfrequenz veränderbar sein, so kann der BFO verstimmt werden mittels eines kleinen Drehkondensators, einer Kapazitätsdiode oder wie in Bild 16 angegeben (Reihenschaltung 51 pF und 10-kß-Potentiometer parallel zum BFO-Schwingkreis). Bild 15 OezülatorschaUung für einen BFO 149 680 4. Der Fuchsjagdkonverter Eine günstige Lösung für einen Peilempfänger besteht darin, daß man einen preiswert erhältlichen Transistortaschensuper für MW mit einem Peilvorsatz versieht oder ihn direkt als Peilsuper für 80 m umbaut. Die 2. Variante ist gut zu realisieren mit dem sowjetischen Taschenempfänger Kosmos [10]. Für andere Transistortasehensuper zeigt Bild 17 die Schal¬ tung für einen Fuchsjagdkonverter, die diesen vorgeschaltet wird [9]. Die Schaltung entspricht dem HF-Eingangsteil eines Peilsupers (s. Ab¬ schnitt 3.1.), nur liegt die erzeugte ZF im MW-Bereich (z.B. hier 900 kHz). Y Bild, 17 Schaltung für einen 80-m-Fuchsjagdkonverter zur Erweiterung eines MW - Transistortaschensupers als Peilempfänger 150 Für den Empfangsbereich 3,5 bis 3,8 MHz wird bei einer ZF yon 900 kHz der Oszillatorfrequenzbereich 2,6 bis 2,9 MHz. L1/L2 sind die Ferrit¬ stabspulen, L 3/i 4 die des HF-Zwischenkreises (abgestimmt auf 3,65 MHz). Die ZF-Kreisspule 900 kHz wird ebenfalls auf einen Ferrit- stab (8 mm Durchmesser, 50 mm lang; 33 Wdg., HF-Litze 20 x 0,05) ge¬ wickelt, der durch Annäherung mit dem Ferritstab des MW-Taschen- supers (diesen auf Empfangsfrequenz 900 kHz einstellen) gekoppelt wird. Zum Peilen wird ein Ferritstab 8 mm Durohmesser, 100 mm lang, ver¬ wendet; L 1 = 23 Wdg., 0,6-mm-CuL; L 2=2 Wdg., 0,14-mm-CuL. Die Zwischenkreisspule enthält auf einem 8-mm-Spulenkörper mit Abgleich¬ kern die Windungszahlen D 3 =103 Wdg., 0,14-m m -CuL und L 4 = - 2 Wdg., 0,14-mm-CuL. Um für den Empfang von Telegrafiesignalen den Einbau eines BFO in den MW-Taschehsuper zu umgehen, wird die MischoszillatorBtufe mit der vom EC-Generator erzeugten NF-Schwingung (1 kHz) moduliert. Literatur [1] Borifmc, W.: Empfänger für junge Fuchsjäger, Radio, Heft 12/1969, Seite 32 und Beilage [2] Pawelbtewicz, W./Szczepaniak, R.: Fuchsjagdempfänger TUZ, Radioamator, Heft 8/1971, Seite 184 his 186 [3] Cseresnye9, J.: Fuchsjagdsuper für 3,5 MHz, Radiotechnika, Heft 6/1969, Seite 237 his 238 [4] Kryska, L.: Fuchsjagdsuper für 3,5 MHz, Amaterske Radio, Heft 1/1965, Seite 17 bis 19 [5] Swesdew, D.: Transistor-Fuchsjagdempfänger »Snalper 70-, Kadio-Televisia, Heft 6/1971, Seite 190 bis 194 [6j Westermann, G.: Das Göttinger Baby II, DaB DL-QTC, Heft 9/1971, Seite 614 bis 518 [7] Kusmin, W.: Empfänger für die Fuchsjagd 80/10/2 m, Radio, Heft 6/1971, Seite 14 bis 16, Seite 20 und Beilage [8] Lachomnski: Fuchsjagdsuper für 80/2 m, Radloamator, Heft 4/1968 [9] Dusak, M., Kubes, IS.: Konverter für 80-m-Fuchsjagd, Amaterske Radio, Heft 4/1968, Seite 150 bis 152 [10] Lengyd, G.: -Kosmos- als KW-Amateur- oder Peilempfänger, Radiotechnika, Heft 12/1971, Seite 468 bis 470 161 Jürgen Hermsdorf DM 2 CJN Ein KW-Kleinsender für Einbandbetrieb Es bestand die Aufgabe, einen QRP-Sender als Zweitsender für die Ama- teiirfunkstation zu bauen. Er sollte klein und transportabel aufgebaut sein, gleichzeitig aber größeren Sendern hinsichtlich der Stabilität des Steuersenders und der Zeichenqualität nicht nachstehen. Eine volltransistorisierte Variante wurde aus ökonomischen Gründen verworfen. Transistoren erfordern einen großen Aufwand an Bauzeit. Besondere Konstruktionsprinzipien sind wegen der extremen Schwing¬ neigung von Verdoppler- und Verstärkerstufen zu beachten, und die Stufenzahl bis zu einer Leistung von etwa 20 W ist auch nicht gering. Deshalb entstand der QRP-Sender mit transistorisiertem VPO, Tran¬ sistorpufferstufen und röhrenbestückten Verdoppler- und Leistungs¬ stufen als Kompromiß. Die Schaltung nach Bild X wurde aus den Angaben von Brandt in [1] berechnet. Die Stabilität der Schaltung ist gut. In [2] sind Einzelheiten SF132. Bild 1 Transistoroszülalor mit Taststufe für dm KW-Kleinsender 152 darüber gesagt. Das A und 0 der Stabilität des Oszillators ist wie bei Röhrenschaltungen auch in diesem Fall die Temperaturkompensation. Die Taststufe soll einen guten Telegrafieton erlauben. Die Zeichen¬ qualität der Versuchssohaltung war jedoch nicht zufriedenstellend. Es traten Frequenzverwerfungen auf, die im QSO als Chirp klassifiziert wurden. Nachdem der Transistor des Steuersenders eine Kühlfläche er¬ halten hatte, verbesserte sich die Zeichenqualität erheblich. Die Taststufe liegt im Emitterkreis des Oszillators. Beim Tasten erhält die Basis von T 2 eine positive Vorspannung, und über die Kollektor-Emitter- Strecke kann der Emitterstrom von T 1 fließen. Der Strom, der über die Kontakte der Taste geschaltet wird, beträgt nur 2 mA. Verschmutzte Kontakte können an dieser Stelle erhebliche Übergangswiderstände haben. Klicks oder Chirp sind die Folge. Variable Sehwlngkreisdaten für die Auslegung aul verschiedene KW-Bänder 10 m 40 m 80 m ZI* 6 |iH 30 nH 50 eH 01* 7 pF 16 pF 25 pF 02 20 pF 60 pF 130 pF 04 390 pF 2,2 nF 3,3 nF 06 270 pF 1,5 nF 2,2 nF C FD 33 pF 33 pF 160 pF ^FD 1 ixH 15 pH 16 (tH C PA 26 pF 100 pF 150 pF ^Ant 260 pF 500 pF 2 x 600 pF + 200 pF (lest) £ pa. 2,6 10 n H 20 nH * Z1/C 1 arbeiten aul der halben Endfrequenz Der durch R 3 und C 6 niederohmige Ausgang des Oszillators vermindert durch die Folgestufen hervorgerufene Rückwirkungen weitgehend. Der Oszillator schwingt auf der halben Sendefrequenz. Mit dieser Art der Frequenzaufbereitung wurden günstige Erfahrungen gemacht. Die Trennstufen mit T 3 und T 4 verhindern kapazitive Rückwir¬ kungen. Gleichzeitig wird die Signalamplitude auf einen Pegel gebracht, der für die Aussteuerung der Verdopplerstufe genügt. Das C-System der Röhre EOF 82 wirkt in gleicher Richtung. Im F-System der EOF 82 wird auf die Betriebsfrequenz verdoppelt. Die Stufe arbeitet im C-Betrieb. Das Gitter 1 erhält eine negative Vorspannung von —6 V. Zum Ein- pfeifen wird der Gittervorspannungsregler überbrückt und die Röhre mit einer hohen'negativen Spannung gesperrt. Es fließt kein Anodenstrom, und die HF-Verstärkung wird unterbunden. 163 +75V Bild 2 Transistorisierte Trenn- und Verstärkerstufen des KW-Kleinsenders Bild 3 Verstärker-, Verdopplet- und Endstufe des KW-Kleinsenders Wie bei Kleinsendem üblich, wurde auch in diesem Fall auf eine Trei¬ berstufe verzichtet. Die von der Verdopplerstufe erzeugte Leistung reicht aus, die Endstufe mit der Röhre 6 L 6 bis zum gewünschten Input aus- zusteuem. Die Röhre brachte gute Ergebnisse. Eine Schwingneigung trat im Gogensatz zur ursprünglich vorgesehenen EL 36 nicht auf. Mit gleich gutem Wirkungsgrad kann die EL 81 verwendet werden. Die Leistungsregelung wird durch die Änderung der Schirmgitterspannung der Endstufe bewirkt. Der Regelumfang beträgt 10 dB. Damit ist den gesetzlichen Bestimmungen Genüge getan. Der Anodenkreis der Endstufe wird durch ein 7t-Filter gebildet. Es lassen sich Antennen mit 70 fl Resonanzwiderstand impedanzrichtig an¬ passen. Beim Koppelkondensator muß auf Spannungsfestigkeit ge¬ achtet werden, damit der Kondensator nicht durchschlägt und der Gleich¬ spannung den Weg zur Antenne freigibt. Andere Möglichkeiten sind Gleichstrom-Kurzschlußdrossel zwischen Antennenausgang und Masse oder die Benutzung eines fest eingebauten Symmetrierglieds für symme- 154 trische Antennenkabel, bei denen ebenfalls der Gleiohstromweg nach Masse geschlossen ist. Um mit wenig Aufwand für das Netzteil auszukommen, wurde ein spezieller Transformator angefertigt, der alle benötigten Spannungen liefert (s. Tabelle). Der Transformator enthält eine Schutzwicklung Wiekeidaten Eür den Netztransformator Kern M 85 b w 1 (220 V) = 750 Wdg., 0,5-mm-CuL w 2 (300 V) = 1015 Wdg., 0,3-mm-CuL w 3 (60 V) = 200 Wdg., 0,2-mm-CuL w 4 (18 V) = 61 Wdg., 0,25-mm-CüL w 5 (6,3 V) = 21 Wdg., 1,0-mm-CuL zwischen Primär- und Sekundärseite, die gleichzeitig zur Abschirmung der im Sender erzeugten HP gegenüber dem Netz dient. Außerdem sind zwischen Netzschalter und Transformator Entstörglieder eingefügt. Der Sender ist als Einschub in einem Ganzmetallgehäuse untergebracht. Die Stufen sind voneinander durch Trennwände abgeschirmt. Für den kalten Thermostaten des VFO wurde ein Alukästchen mit 6 mm Wand¬ stärke (ehemaliger Motorschutzschalter) benutzt, daB zusätzlich mit wärmeisolierendem Biotherm ausgekleidet ist. Als Drehkondensator für den VFO wurde ein UKW-Miniaturdreh- kondensator von 2 x 3 bis 12 pF eingesetzt, wobei je nach'Band einPlatten- satz, ein Plattensatz mit Verkürzungskondensator oder beide Platten¬ sätze parallel verwendet werden müssen. Auch im CoHms-Filter sind handelsübliche Drehkondensatoren enthalten. Dl 155 Bild 5 Frontansicht des 20-W-Senders für KW-Amateure Bild 6 Blick in die Verdrahtung des 2 0-W-Senders f ür KW-Amateure 156 Der Sender wird seit einem Jahr in der 40-m-Band-Variante betrieben. In etwa 700 QSOs wurden ungefähr 35 Länder gearbeitet, darunter VK, W und] ZS 3. Wunder können von einem QRP-Sender nicht erwartet werden; wenn aber das QRM nicht zu stark ist, lassen sich auch mit kleiner Leistung »schöne-« QSOs fahren. Es wird darauf aufmerksam gemacht, daß der Aufbau und die In¬ betriebnahme von Sendern nur Funkamateuren gestattet ist, die im Besitz einer Amateurfunkgenehmigung sind! Literatur [1] Brandt, H. J.: Transistor-Oszillatoren hoher Stabilität, Funkschau 1967, Heft 18, Seite 577 und Seite 578 [2] Hühl, H.: SSB-Transistor-YFO 5,0 •••5,5 MHz mit einer Frequenzstabilität besser als 50 Hz pro Stunde, FUNKAMATEUR 18 (1969), Heft 11, Seite 542 und Seite 543, und Heft 12, Seite 605 bis 607 ELEKTRONIK- SPLITTER Einzelfestwiderstände dürften das durch die Integration am meisten betroffene Bauelement sein. Die Abnahme des Bedarfs wird nach Schätzung bis 1977 etwa 6Ö% er¬ reichen. Für eine gewisse Übergangszeit kommen wahrscheinlich bei einigen QerÜte- gruppen auch Wider Standskombinationen in Dickschichttechnik in Frage. 157 Dipl.-Phys. Detlef Lechner DM 2 ATD SSB-Aufbereitung mit Transistoren Zur Erzeugung von SSB-Signalen auf den 5 Kurzwellen-Amateurfunk- bändern wird heute nur noch die Filtermethode verwendet, weil sie das 2. Seitenband sehr stabil unterdrückt und auch die Trägerunterdrückung erleichtert. VFO-Betrieb ist eine notwendige betriebliche Forderung, so daß mindestens eine Misohung im SSB-KW-Sender erforderlich wird. Die höhere Konstanz und Treffsicherheit, die die Kombination nicht um- ,geschalteter VFO plus Quarzoszillator ergibt, haben dazu geführt, daß nur sehr billige SSB-Sender (-Transceiver) mit umschaltbarem VFO ausgerüstet sind. Daher arbeitet man im neuzeitlichen SSB-Sender meistens mit 2 Mischern und muß die dadurch erhöhte Gefahr von Neben¬ wellen durch verbesserte Selektion (d.h. mehr Schwingkreise) ausgleichen. 3 Mischungen sind (meist) notwendig, wenn ein mechanisches Filter nied¬ riger Bandmittenfrequenz (z. B. 200 kHz) zur Trennung der Seitenbänder verwendet werden soll. 1. Besonderheiten der Transistoren Bipolare Transistoren haben niedrigeren Eingangswiderstand, höhere Steilheit und kleinere obere Grenzfrequenz als Elektronenröhren. Niedrige Betriebsspannungen und geringe Wärmeentwicklung erlauben eine be¬ trächtliche Volumenverkleinerung des SSB-Exciters (Steuersenders) gegenüber Röhren-Geräten. Die starke Temperatur- und Frequenzabhän¬ gigkeit der Transistoreigenschaften stellen den Entwickler eines SSB- Exciters vor schwierige Aufgaben. Die Niederohmigkeit der Schaltungen erfordert eine besonders sorgfältige Berücksichtigung von Erdung, Lei¬ tungs-Längsentkopplung und Stromversorgungssiebung, während die statisohe Schirmung etwas weniger kritisch ist. Die exponentielle / c ([/ B e)- Kennlinie führt sohon während geringer Übersteuerung bei Transistor- verstärkem zu Verzerrungen und bei Transistormischern zu Nebenwellen; die Pegelpläne müssen deshalb genauer eingehalten werden. Lineare integrierte bipolare Schaltungen haben meist höhere Verstärkung, ge¬ ringere Rückwirkung, höheren Eingangswiderstand und bessere Regel- 158 barkeit als bipolare Transistoren. Die Frequenzabhängigkeit ihrer Eigen¬ schaften ist zu beachten. Sperrschicht-Feldeffekttransistoren sind wegen ihrer quadratischen J D (17 GS )-Kennlinie sehr gut als Mischer mit geringen Nebenwellen im SSB-Exciter geeignet. Hoher Eingangs-, relativ hoher Ausgangswiderstand und größere Temperaturstabilität lassen ihren Ein¬ satz trotz geringerer Steilheit gegenüber bipolaren Transistoren auch in anderen Stufen vorteilhaft erscheinen. Ihre Rückwirkungskapazität ist aber höher als die von HF-Pentoden. Der relativ niedrige Ausgangswider- stand, die nichtlineare Ausgangskapazität und die Rückwirkung erfordern bei bipolaren Transistoren das Anzapfen des Kollektorschwingkreises. 2. Mischkonzepte Wie einleitend betont, arbeiten die meisten SSB-Exciter mit 2 Mischungen. Die Frequenz des zu verarbeitenden SSB-Signals ist durch das benutzte Filter gegeben. Zunächst die Quarzoszillatorfrequenzen zuzumischen, ge¬ stattet festes Abstimmen der Ausgangskreise des 1. Mischers. Damit bei der 2. Mischung auch bei 28-MHz-Betrieb wenig Nebenwellen erzeugt werden, darf die VFO-Frequenz nicht zu niedrig liegen. Bei Verwendung eines mechanischen Filters ist eB meist ratsam, zuerst den VFO zuzumischen, um bei der 2. Mischung genügend Nebenwellen,- freiheit durch eine hinreichend hohe 2. Zwischenfrequenz zu erreichen. Dabei muß im Ausgang des 1. Misohers ein Bandfilter liegen, das entweder im Gleichlauf mit dem VFO abgestimmt wird (Bild 8), oder wenn nicht, muß es so breit sein wie das überstrichene VFO-Band (Bild 2). Es ist üblich, die Schwingkreise auf der Endfrequenz im Treibereingang und -ausgang nioht im Gleichlauf mit dem VFO abzustimmen, sondern diese getrennt vorzunehmen, ähnlich dem »Preselektor« im Empfänger. Das vereinfacht die mechanische und elektrische Konstruktion des Treibers erheblich. 3. NF-Verstärker Zum Ansteuem eines Diodenbalancemodulators aus einem dynamischen Mikrofon nicht zu geringer Empfindlichkeit (z.B. HS-60-Kapsel) ge¬ nügt ein 2stufiger Transistorverstärker (T 20 = 2 SB 54 ^ 00117 D, T 21 = 2 SB 54A= OG 117 D, in Bild 7) mit mittlerer Stromverstärkung. (Das Zeichen ^ gibt Transistortypen an, die die Originaltypen ohne große Schaltungsmodifikation ersetzen können.) Die Versorgungsspannung soll gut gesiebt sein, bei der Eingangsstufe nach Bild 7 ist das nochmals gesondert getan. Ein 3stufiger NF-Verstärker erlaubt stabilisierende und verzerrungsmindemde Gegenkopplung (100-fl-Widerstand in Emitter¬ leitung von T 1 = 2 SC 733 = SG 206 D, 22-kfl-Gegenkopplungswider- stand zum Emitter von T 2 = 2 SC 733 ä SO 206 D). Die Gleichstrom¬ kopplung von T 2 und T 3 (= 2 SC 733 ~ SC 206 D) spart Bauelemente 159 (AU) 160 ein, Die Gegenkopplung von T 3 nach T 2 erhöht den Eingangswiderstand von T 2 und verringert den Ausgangswiderstand von T 3, so daß der Balancemodulator D 1/D 4 (= 4 x I N §0 ä 4 x GA 114 ) niederohmig an¬ gesteuert wird. Durch Verkleinern der Basiskondensatoren kann man eine Abschwächung der Tiefen erzielen, doch ist dieses Problem beim Fil¬ tersender nicht so kritisch, da der größere Teil der Tiefenbeschneidung vom Filter vorgenommen wird. Die Kombination 100 pF/1 kfl/100 pF entsprechend Bild 1 am Mikrofoneingang soll nicht nur das Eindringen von HF über den Mikrofoneingang in den NF-Verstärker (Übersteuerungs¬ und Verzerrungsgefahr), sondern auch in den HF-Teil (Selbsterregungs- gefahr) verhindern. Den Ankopplungskopdensator zum Balancemodulator (0,5 p.F in Bild 7) sollte man als Lackfilmtyp mit geringem Reststrom wählen. Der 10-p.F-Elektrolytkondonsator entsprechend Bild 1 ist un¬ günstig, weil schon geringe Isolationsfehlströme durch ihn den Balance¬ modulator beträchtlich verstimmen. Ein NF-Tiefpaß ist im Filtersender nicht notwendig, da daB Filter selbst das (transponierte) Spektrum stark begrenzt. 4. Balancemodulator und ZF-Verstärker Der Balancemodulator erzeugt aus dem NF- und Trägergeneratorsignal das Zweiseitenband- (DSB)- Signal und unterdrückt durch die Balance den Träger. Halbleiter-HF-Dioden (Dl bis D 4 = 1 N 60 ^ 4 X GA 114 in Bild 1, D 14 bis D 18 = 1 S 1007 ^ GA 114 in Bild 7) sind temperatur- und alterungsstabiler als andere Modulatoren. In der Schaltung nach Bild 7 wird die kapazitive Symmetrierung dadurch hergestellt, daß auf der kapazitiv weniger stark belasteten Seite der Träger-Null-Trimmer angeschlossen ist. (Durch die nicht ideale Kopplung der Spulen des Balancemodulator-Ausgangstransformators ist stets ein Ende der Primär- «pule effektiv stärker kapazitiv belastet als das andere, auch wenn die Schaltung sonst »ganz symmetrisch aussieht«.) Die Symmetrierung nach Bild 7 sollte vom Amateur der kapazitiven Zwangssymmetrierung nach Bild 1 vorgezogen werden, da sie breitbandiger und damit temperatur- und alterungsbeständiger ist. Sie erfordert aber u.U. beim ersten Ausprobieren ein Anschließen des Trimmers an den gegenüberliegenden Modulatorzweig. Das Träger-Null-Potentiometer soll eine Präzisionsausführung mit nied¬ rigem Temperaturkoeffizienten sein. Die beiden Widerstände in Reihe mit ihm verringern seinen TK-Einfluß weiter. Die Balancemodulator¬ dioden sollten auf gleiche Durchlaßspannung und Sperrkapazität aus¬ gesucht sein. Noch besser ist ein »dynamisches« Aussuchen bei der Träger¬ frequenz und -amplitude auf gleiche Richtspannung an einem l-kfl- Lastwiderstand. Wenn das Verhältnis NF- zu HF-Spannung an einer Diode 1:10 beträgt, 11 Elektronisches Jahrbuch 1973 161 ergibt sieh eine sehr gute Modulation. Ein zu starkes NF-Signal führt zu Intermodulation, ein zu schwaches zu verringerter Trägerunterdrückung. Günstige Anhaltswerte sind 1 V (effektiv) HF am Punkt »A« und 100 mV NF am Kollektor von T 3, in Bild 1. Der Ausgangstransformator des Balancemodulators ist primär nieder¬ ohmig und sekundär in Kesonanz auf der Trägerfrequenz. Dabei wird der Sekundärkreis nach Bild 1 und Bild 7 weiterhin zur Anpassung an das folgende (niederohmige) Quarzfilter verwendet. Entsprechend Bild 1 ist das Quarzfilter an Ein- und Ausgang mit 4,7 kQ abgeschlossen. Diese Widerstände ergeben zusammen mit dem transformierten Ausgangs¬ widerstand des Balancemodulators bzw. dem Eingangswiderstand der integrierten Schaltung (T 4 = TA 7046 M = ROA 3028; Differenzver¬ stärker mit Konstantstromquelle in Emitterleitung oder regelbare Kas- kode) die korrekte Bedämpfung des Quarzfilters und damit geringe Wellig¬ keit im Durchlaßbereich. (Durch sorgfältigere Bemessung der Anpassung hätte man die HF-Verluste durch die 4,7-kß-Widerstände vermeiden können. T 4 liefert jedoch genügend Spannung zur Aussteuerung des 1. Mi¬ schers T 6.) Die Bifilarspule im QuarzfUter (Bild 7) symmetriert die Schaltung (HF- Brücke) und ist mit C = 70 pF auf der Filterfrequenz in Kesonanz. Der 10-kfl-Widerstand parallel dazu bedampft den Kreis für geringste Durch¬ laßwelligkeit. Die beiden Quarze parallel zu ihm erzeugen Dämpfungspole dicht rechts und links des Durchlaßbereiohs, so daß die Flanken versteilert werden. (In einem Empfänger- oder Transceiverquarzfilter wären diese beiden Quarze günstiger in einer weiteren Quarzhalbbrüoke eingesetzt, was eine höhere Weitabselektion ermöglicht, wie z. B. in der alten XF 9- B-Ausführung. Die gezeigte Ausführung läßt sich natürlich einfacher herstellen.) Ein 2stufiger ZF-Verstärker entsprechend Bild 7 ist reichlich bemessen. Im FT 100 werden T 22 = T 23 = 2 SA 93 ^ QF 145 auoh bei Emp¬ fang (nicht gezeichnet) benutzt. Bei Transceivern ist oftmals zwischen Balancemodulator und Filter eine Trennstufe (Isolations- oder DSB- Verstärker) erforderlich, um keine Rückkopplungsschleife über den Trägergeneratoranschluß zu bilden. Der lineare integrierte Operations¬ verstärker T 4 hat geringe Rückwirkung und gestattet eine wirksame Pegelhaltung (ALC, Anschluß D). 5, Mischer Der VFO-Mischer (T 5= 3SK 22 (GR) in Bild 2 ö BF 245, Sub¬ stratanschluß nioht herausgeführt) befindet sich mit seinem fest auf 8,3 bis 8,9 MHz abgestimmten Drain-Bandfilter auf der NF/ZF-Platine. Der Sperrschicht-Feldeffekttransistor wird vom VFO-BU (T 6 —2 SG 460 (B) = SF 136) am Substrat angesteuert. T 6 arbeitet dabei in Kollektor- Bild 3 Bandquarzoszillator im TX-599 Schaltung. Das Dreikreisfilter im Drain-Zweig gewährleistet eine kleinere Welligkeit im Durchlaßbereioh bei hoher Dämpfung der Oszillatorfrequenz 4,9 bis 5,5 MHz als ein Zweikreisfilter. Bis auf die Substratsteuerung ähnelt die Sehaltungstechnik der SFET-Mischer sehr der von Röhren- trioden-Mischern. Hier wie dort hat man durch geeignete Wahl beider Mischfrequenzen darauf zu achten, daß Mischprodukte höherer Ordnung nicht in den ZF-Bereich (8,9 bis 8,3 MHz nach Bild 2) fallen. Der Quarzmischer (T 7 = 3 SK 22 ä BF 245) wird ebenfalls am Sub¬ strat gesteuert. Sein Drain-Kreis ist dem Treibergitterkreis von Röhren- excitern analog: Auf den höherfrequenten Bändern werden der 80-m- Spule weitere Induktivitäten durch den Bandschalter BS parallel¬ geschaltet. Die Parallelkapazitäten werden teilweise abgeschaltet. Der Treiberdrehkondensator hat 4 Pakete. 2 sind nur auf 80 m eingeschaltet, um das (relativ) breite Band durchzustimmen. Die HF-Erdung über 560 pF ist der im Treiberanodenkreis analog, wo eine Neutralisation statt¬ findet. Damit ist der Gleichlauf beider Kreise gewährleistet. Die FT 100- Mischer (T 24 =2 SA 93 ä OF 145 und T 25 = 2 SA 96 ^ QF 145) sind mit Ge-pnp-Transistoren bestüokt (Bild 8). Das Kollektorbandfilter des VFO-Mischers wird im Gleichlauf mit dem VFO abgestimmt und kommt deshalb mit 2 Kreisen aus. Der Sperrkreis in der Gitterleitung dämpft ein kritisches Quarzsignal, das nicht genügend vom KollektorBchwingkreis des T 25 unterdrückt wurde. Die Mischerinjektionsspannung ist stets ein Kompromiß zwischen Nebenwellenfreiheit und Misohverstärkung. Meist stellt man die Injektion so hoch ein, daß ein Maximum der Mischverstärkung erreicht wird. Das ist bei bipolaren Transistoren bei U be = 50 bis 100 mV und bei SFETs bei Ug s — 400 bis 800 mV der Fall. Dann ist der Kollektor- (Drain-)Strom vollständig zerhackt (d.h. in manchen Augenblicken 0). Die mit einem HF-Voltmeter z. B. am Emitter von T 25 gemessene Spannung hat dann höhere Werte, weil die Oszillatorspannung auch an der Basisbeschaltung einen gewissen Spannungsabfall zeigt. Etwas niedrigere Oszillatorspannung hat geringere Mischsteilheit, aber stark verringerte Nebenwellen zur Folge. Leider hängt in diesem Fall die Mischverstärkung relativ stark von der Oszillatoramplitude ab. Hochwertige SSB-Exciter werden künftig mehr und mehr mit Balancemischem und Ferritübertragern arbeiten, was eine Verringerung-der Nebenwellen ermöglicht. 6. ALC Bipolare Transistoren lassen sich schlechter als Regelröhren regeln. Ent¬ sprechend Bild 1 wurde deshalb eine integrierte Schaltung (T 4) zur auto¬ matischen Pegelhaltung im SSB-Exciter eingesetzt. Aus Bild 6 ist ersicht¬ lich, daß der Gitterstrom der Endröhren, den diese bei Übersteuerung 164 VOX-Abfall ziehen, die Basis-Emitter-Streoko von T 18 ( =2 SC 856 ^ SF 137) steuert. Der 50-kß-Regelwiderstand stellt die ALC-Empfindliohkeit ein. Die Z-Diode (D 12 = SZ 200-04 SZX 1815,6) schützt zusammen mit dem 1-kß-Widerstand vor der Basis den Transistor T 18 vor zu hohem Gitterstrom, T 19 verstärkt das ALC-Signal (T 19 = 2 SA 495 (Y) ^ QC 118). Die PA-Gittervorspannung wird durch den Spannungsteiler IS kß/10 kß/60 kfj bestimmt. Misoher- und Treibertastung bei CW erfolgt über die Sohaltdiode D 13 (= SE 05-01 ö ST 201). Bei offener Taste werden Mischer und Treiber¬ sperrspannung durch den Spannungsteiler 6,8 kf2/39 kß/D 13/47 kß begrenzt. Beim Schließen des Basiskontakts nach Masse zieht T 17 (= 2 SC 867 ^ SF 128) Strom, sein Kollektorpotential wird negativer, so daß Mischer, Treiber und über D 11 (= SE 05-01 ä ST 201) die PA gesperrt sind. 7. VFO Bild 11 zeigt einen 8,5-MHz-VFO. Die Basis des VFO-Transistors (T 29 — 2 SC 372 ^ SF132) ist geerdet. Die Rückkopplung vom Kollektor 165 zum Emitter wird, in der Fertigung individuell eingestellt. Der feste Anteil der Kollektorschwingkreiskapazität ist auf 2 Kondensatoren zur Tempe¬ raturkompensation aufgeteilt'. Über die Kapazitätsdiode (D 19 = 1 8 145 ä SA 130 ) kann der VFO für Transceiverbetrieb durch das 60-kß- Potentiometer fein verstimmt werden, ohne daß die Hauptabstimmung 166 verlorengeht. Der Puffer (T 30 = 2 SC 372 ^ SF 132) ist sehr fest an den VFO angekoppelt. Sein Kollektorschwingkreis ist durch die Bedämpfung der Sekundärspule hinreichend breitbandig. Man bedenke, daß die VFO- Stabilität in erster Linie von der Lösung der thermisohen konstruktiven Probleme abhängt. 8. Quarzoszillatoren Der Trägergenerator erzeugt die Trägerfrequenz, die dem Balancemodu,- lator zugeführt wird. Für oberes und unteres Seitenband und CW werden im allgemeinen 3 verschiedene quarzstabilisierte Trägerfrequenzen be¬ nötigt. Bild 4 zeigt eine geeignete Schaltung. T 9 (= 2 SC 460 ä SF 216) erfordert nur einen Kollektorschwingkreis, da alle 3 Frequenzen eng bei¬ einander liegen. T 9 schwingt in Ciopp-Sohaltung, der 470-pF-Konden- sator am Emitter berücksichtigt die Niederohmigkeit der Emitterdiode. Die 3 Quarze werden durch Dioden mittels Gleichstrom umgesohaltet. In der Schaltung nach Bild 4 fließt durch D 6 (= 1 S 1555 ~ SA T10) ein Gleichstrom von 1,4 mA über den Umschalter. Die Diode ist in Durch¬ laßrichtung vorgespannt, hat damit einen niedrigen W echsel ström wider¬ stand und erdet den 3395,0-kHz-Quarz über den 22-pF-Kondensator, so daß der Oszillator auf 3395,0 kHz sohwingt. Die Umschaltung durch Gleichstrom hät den Vorteil, daß der Trägergenerator nicht in der Nähe des Betriebsartenschalters (Frontplatte) aufgebaut sein muß. Mit den T rimm ern parallel zu den Quarzen kann der Trägergenerator jeweils exakt in seine Lage zur Durchlaßkurve des Filters gebraoht werden. Für RTTY-Betrieb läßt sich der CW/AM-Quarz duroh D 8 über einen besonderen Anschluß etwas in seiner Frequenz ziehen. Dadurch ergibt sioh unabhängig von der VFO-Frequenz gleicher Hub. T 10 (= 2 SC 460 Ä SF 215) arbeitet als Puffer und verhindert damit FM im Takt des NF-Signals. Im Trägergenerator sind 2 Transistoren eingesetzt (T 20 = T 27 = 2 SC 372 ^ SF 150), um der HF-Umschaltung zu entgehen. Die Reihenschaltung der beiden Sekundärspulen kostet HF-Energie, da stets der 2. Kreis etwas mitschwingt. Der Bandquarzoszillator (T 8 = 2 SC 535 A = SF 216 nach Bild 3) weist stets mindestens einen Schwingkreis auf, da wegen / > 20 MHz auch Obertonquarze angeregt werden müssen. HF-Umschaltung läßt sioh kaum vermeiden. Mit den Spulenkernen kann man den Oszillator auf maximalen Output oder etwas in der Frequenz ziehen. Duroh Bedampfen läßt sich auf allen Bändern (in Grenzen) gleicher Output erzielen. Diese Möglichkeit hat die Schaltung nach Bild 10 mit T 28 (= 2 SC 372 = SF 150) nicht. Man beachte bei allen Sohaltungen die sorgfältige Siebung der Versorgungsleitungen, z.B. die Erdung der Kollektorsohwingkreise von T 8 naoh Bild 3. Der Frequenzstabilität des Bandquarzoszillators ist trotz der Quarzstabilisierung Aufmerksamkeit zu schenken. 167 Bild 8 Mischung im FT 100 zum Balancemodulahr Bild 9 Trägergenerator im FT 100 013 T23 T30 Sorgfältig bemessene VFOs sind oftmals stabiler als Öbertonoszilla- toren, die man nur auf maximalen Output trimmt, um die notwendige Injektionsleistung am Mischer-Emitter zu sichern. Abhilfe schaffen Stabilisierung der Betriebsspannung; Auswahl von Obertonquarzen hoher Güte mit kleinem Temperaturbeiwert, lose Ankopplung des Quarzes an den Oszillatortransistor, Beachtung der Impedanzanpassung'zwischen Quarz, Oszillatortransistor und Last sowie Einstellen eines günstigen Arbeitspunkts. 9. VOX Die automatische Sende-Empfangs-Umschaltung durch Sprachsteuerung (VOX) ist bequem. Mit Transistoren läßt sie sich kleiner als mit Böhren aufbauen. Wegen des geringen Transistoreingangswiderstands ist der benötigte Bauelementeaufwand jedoch höher. In der Sohaltung nach Bild S wird das NE-Signal durch TU und T 12 (= 2 SC 373 = SC 206) weiter verstärkt, durch D 10 (= 1 N 60 ^ SA Y 30) gleichgerichtet. T14 und T 15 (= 2 SC 373 — SC 206) arbeiten als iScAratd-Trigger und sohalten T 16 (=2 SA 562 (Y) = pnp-Si, ß = 40 bis 400, P v = 0,3 W, B0 = —30 V), so daß das VOX-Belais anzieht. Der 3,3-p.F-Elektrolytkondensator im Emitterkreis von T 13 (= 2 SA 562 (Y)) bestimmt zusammen mit dem 250-kfl-Einstellregler im Basiskreis von T 14 die Abfallzeit, bis der Trigger augenblicklich T 16 in die Sperrung zurückschaltet. T 16 kann dadurch nicht überlastet werden. Er arbeitet in Kollektorschaltung, um den Schmitt-Trigger gering zu belasten. D 11 (= 1 N 60 ^ SA Y 30) und C = 40 nF parallel dazu verhindern das Durchschlagen der Kollektorsperrsohicht von T 16 durch die Induktions¬ spannungsspitze der Induktivität des VOX-Relais beim Abschalten. Die 150-p.H-Drossel dient der HF-Entkopplung, da das VOX-Relais entfernt angeordnet ist. Der Push-to-talk- (PTT) Schalter gestattet das bequeme Einschalten des Senders vom Mikrofongriff aus. D §(= 1 N 60 ^ SA Y 30) stabilisiert den Arbeitspunkt von T 12 und T 13 bei Temperaturände¬ rungen. 169 Schaltbeispiele mit den integrierten Schaltkreisen Earro Kühne MAA 325 und MBA 145 Während der letzten Jahre setzt man zunehmend integrierte Schaltkreise bei der Realisierung von elektronischen Schaltungen ein. Dem Amateur werden in naher Zukunft auch solohe Sohaltkreise zur Verfügung stehen. Es ist günstig, wenn er sich schon jetzt mit der Schaltungstechnik dieser neuen Bauelemente bekannt macht, ln diesem Beitrag werden einige erprobte Schaltungen mit den integrierten Schaltkreisen MAA 325 und MBA 145 der Firma TESLA/CSSE vorgestellt. Bei diesen Bauelementen handelt es sich um relativ einfache Schaltkreise, die durch die große An¬ zahl von herausgeführten Anschlüssen eine vielseitige Verwendung zu¬ lassen. Die inneren Schaltungen der verwendeten integrierten Schaltkreise (abgekürzt IS) zeigen Bild 1 und Bild 2. Der MAA 325 ist ein 3stufig6r 5 6 3 2 5 2 3 Bild 1 Bild 2 Innentchaltuna de» integrierten Schalt- Innenechaltung de» integrierten Schalt¬ kreise» MAA 32S lereiees MBA 145 NF-Verstärker für Anwendungen bis etwa 1 MHz, während der MBA 145 einen Differenzverstärker mit Konstantstromquelle darstellt. Dieser Schaltkreis kann bis zu Frequenzen von etwa 5 MHz verwendet werden. Die wichtigsten Daten dieser beiden IS sind in Tabelle 1 und Tabelle 2 zu¬ sammengestellt. Genauere Angaben über den IS MAA 325 findet der interessierte Leser in [1], Dieser Beitrag enthält auch Hinweise zur Messung von Daten der IS. Bevor einzelne Schaltungen genauer erläutert werden, noch der Hinweis, daß man die Anwendungsbeispiele natürlich 170 auch mit diskreten Transistoren verwirklichen kann. Dafür eignen sieh Miniplasttransistoren vom Typ SC 206. Aus Miniplasttransistoren und Mikrowiderständen (z.B. aus dem Empfänger Kosmos) kann die Innen¬ schaltung der Schaltkreise auch in Form von Subminiaturbausteinen aufgebaut werden. Die auf diese Weise erhaltenen Bausteine wären nur etwas größer als die Originalschaltkreise. Soll der MBA 145 mit diskreten Bauelementen realisiert werden, so ist es günstig, wenn für T 1 und T 2 ein Transistorpaar eingesetzt wird. Tabelle 1 Grenzdaten des MAA 325 *v» max V,/. max p,/ s max J, und I, max I, und I, TURN I, und /, max I, max ^tot max 7 V 7 V 7 V 40 mA 20 mA 10 tnA B mA 300 mW (T u = 46°C) Tabelle 2 Grenzdaten des MBA 145 üj, max U,l, max UJ, max IJ, max P tot “ x 12 V 12 V 12 V 20 mA 300 mW (T u = 45°C) NF-Verstlirker mit hoher Verstärkung Einen NF-Verstärker, der eine Spannungsverstärkung von 500 und einen Eingangswiderstand von etwa 100 kfü aufweist, zeigt Bild 3. Dieser Ver¬ stärker ist direkt gekoppelt. Der große Eingangswiderstand wird mit der in Kollektorschaltung arbeitenden 1. Stufe erreicht. Dazu werden die Büd 3 NF-Verstärker mit hoher Verstärkung 171 Stufen mit T 2 und T 3 verwendet. T 2 arbeitet mit maximal möglicher Verstärkung, während T 3 im Emitterkreis gegengekoppelt wurde. Die Verstärkung der gesamten Schaltung kann mit den in [4] angegebenen Gleichungen berechnet werden. Die Arbeitspunkte aller 3 Stufen wurden mit einer nur für Gleichspannung wirkenden Gegenkopplung eingestellt. Diese Gegenkopplung führt von ü 5 zur Basis von T 1. R 1 soll hochohmig sein, damit sein Wert den Eingangswiderstand der 1. Stufe nicht zu sehr verringert. Wenn sich z. B. durch Temperatureinfluß der Strom durch T 3 vergrößert, so fällt an R 5 ebenfalls eine größere Spannung ab. Diese Spannungserhöhung leitet die Kollektorstufe mit T 1 der Basis von T 2 zu. Der Kollektorstrom dieses Transistors steigt an. Das hat zur Folge, daß sich die Steuerspannung an der Basis von T 3 verringert, dadurch der Strom durch T 3 kleiner wird und die zu Beginn angenommene Strom¬ erhöhung ausgeglichen ist. Die gewählte Schaltung sichert also eine gute Stabilität aller Arbeitspunkte des Verstärkers. NF-Verstärker mit niederohmigem Ausgang Die Schaltung eines NF-Verstärkers mit einer Spannungsverstärkung von etwa 100 und niederohmigem Ausgang zeigt Bild 4. Zur Spannungs- Biid 4 NF-Verstärker mit niederohmigem Ausgang Verstärkung werden T 2 und T 3 benutzt, T 1 wird für die Ausgangsstufe verwendet, die als Kollektorstufe arbeitet. Der gesamte Verstärker ist direkt gekoppelt. Die beiden Verstärkerstufen mit T 2 und T 3 sind durch einen nicht überbrückten Emitterwiderstand stromgegengekoppelt. Mit dieser Gegenkopplung wurde die Verstärkung der einzelnen Stufen ein¬ gestellt. Die Spannungsverstärkung u u der Schaltung im Bild 4 kann man näherungsweise berechnen. CTa -R8 m ' m t 1 ' 172 Bild 5 Übertragungskennlinie des Verstärkers nach Bild 4; Maßstab y-Achse: 1 VIcm, Maßstab x-Achse: 10 mVIcm In Gl. (1) ist der 1. Quotient die Spannungsverstärkung der Stufe mit T 2, der 2. Quotient gibt die Spannungsverstärkung von T 3 an. Die Arbeitspunkte aller 3 Stufen werden mit R 1 festgelegt. Am günstigsten geht man dabei so vor, daß man dem Eingang eine Sinusspannung zu¬ führt und die verstärkte Spannung am Ausgang mit einem Oszillografen beobachtet. R 1 wird dann so eingestellt, daß eine symmetrische Aus¬ steuerung möglich ist. Der gemessene Eingangswiderstand dieser Schal¬ tung war 25 kfl. Aus der Übertragungskennlinie in Bild 5 kann man er¬ sehen, daß der Verstärker bis zu einer Spitze-Spitze-Spannung von etwa 4 V ausgesteuert werden kann. Breitbandverstärker Bild 6 zeigt einen Breitbandverstärker mit dem Schaltkreis MAA 325. Dieser Verstärker hat einen Eingangswiderstand von 200 kfl und eine Bild 6 Breitbandverstärker c 0 173 Spannungsverstärkung von 10. Der Frequenzbereich reicht von 10 Hz bis 1 MHz. Wie beim Verstärker nach Bild 3 arbeitet T 1 in Kollektor¬ schaltung zur Erzeugung eines hohen Eingangswiderstands, T 2 und T 3 werden in gegengekoppelter Emitterschaltung betrieben. T 3 ist durch einen nichtüberbrückten Emitterwiderstand stromgegengekoppelt. Eine weitere Gegenkopplung führt vom Kollektor von T 3 zum Emitter von T 2. Diese Spannungsgegenkopplung bestimmt weitgehend die Spannungs¬ verstärkung v a des gesamten Verstärkers. Für v u gilt .RIO "ä7~* ( 2 ) Die Arbeitspunkte des direktgekoppelten Verstärkers werden mit dem Spannungsteiler R 1 bis R 4 eingestellt. Die Gegenkopplung zur Ein¬ stellung der SpannungsVerstärkung stabilisiert auch die Arbeitspunkte von T 2 und T 3 bei Schwankungen der Umgebungstemperatur. Aus der Über¬ tragungskennlinie in Bild 7 kann man die gemessene Spannungsverstär¬ kung und den Ausgangssteuerungsbereich ersehen. Man erkennt, daß dieser Verstärker, bedingt durch die starke Gegenkopplung, gute Be¬ grenzereigenschaften aufweist. Bild 7 Ü bert ragungskennlin ie des Verstärkers nach Bild 6; Maßstab y-Achse: 1 V/cm Maßstab x-Achse: 0,1 V/cm Klangregelschaltung Zur Beeinflussung des Frequenzgangs von NF-Verstärkern benutzt man Klangregelschaltungen. Eine solche Schaltung zeigt Bild 8. Die mit dieser Schaltung — in den Maximalstellungen der Regler für die hohen und tiefen Frequenzen — möglichen Kurven des Frequenzgangs zeigt Bild 9. Der Eingangswiderstand ist etwa 200 kfL Die Klangregelschaltung kann bei maximaler Anhebung mit einer effektiven Eingangsspannung von 0,1 V 174 RS 1k Bild 8 Klangregelschaltung angesteuert werden. Das Netzwerk soll von einer Spannungsquelle be¬ trieben werden, die einen niedrigen Innen widerstand hat. Diese Forde¬ rung erfüllt die Kollektorstufe mit T 1. Gleichzeitig bewirkt diese Stufe einen genügend großen Eingangswiderstand der Schaltung. Nach der Kollektorstufe folgt das Netzwerk; es weist eine Grund¬ dämpfung von etwa 20 dB auf. Je nach Stellung der Höhen- und Tiefen¬ regler wird diese Grunddämpfung für bestimmte Frequenzen verkleinert oder vergrößert. Den in Bild 9 gezeigten Frequenzgang erhält man, wenn die Klangregelschaltung wie folgt dimensioniert wird: Zuerst ist R 11 zu 175 wählen. Er kann zwischen 100 O, und 1 kfl liegen. Dann bestimmt man C 9 mit folgender Formel: 0 9 10-«s 7211 (3) Man erhält O 9 in F, wenn 72 11 in Q eingesetzt wird. Die anderen Bau¬ elemente können nun leicht bestimmt werden: = P2= 100-R11 (4) = 7213= 10-7211 (5) = 220 • C 9 (6) = 22 • C 9 (1) = 15 • C9 (8) Ein 2stufiger Verstärker nach dem Netzwerk gleicht dessen Dämpfung wieder aus. Die Transistoren des IS werden in Emitterschaltung betrieben. Mit einer Stromgegenkopplung in beiden Stufen wurde eine Spannungs¬ verstärkung von 25 eingestellt. Da T 1 nicht galvanisch mit T 2 und T 3 gekoppelt ist, wurde der Arbeitspunkt von T 1 mit dem Teiler 72 1 bis 72 3 eingestellt. Die Arbeitspunkte für T 2 und T 3 werden bestimmt und stabilisiert von der Gleichspannungsgegenkopplung vom Emitter T 3 zur Basis von T 2. Die Einstellifng aller Arbeitspunkte ist so stabil, daß man auf Einstellregler verzichten kann. Elektronische StaMUsierungsschaltung Der integrierte Differenzverstärker MBA 145 eignet sich gut für den Aufbau von elektronischen Stabilisierungsschaltungen.. In Bild 10 ist ein Bild 10 Elektronische Stabilisierungsschaltung 176 Beispiel angegeben. Biese Schaltung liefert eine einstellbare Spannung von 0 bis 5 V. Bei Laststrom darf maximal 1A betragen. Bie Schaltung ist geeignet zur Versorgung von integrierten Bigitalbausteinen (z.B. der B-lOO-ReihedesVEBffaZ&letleruierfcFrankfnrt/Oder). Die Stabilisierungs- eigensohaften bei Änderung der Eingangsspannung oder des Laststroms können aus Bild 11 und Bild 12 ersehen werden. Bild 11 Relativer Fehler det Ausgangsspannung bei Änderung der Speisespannung I L inA 0,1 OA 0,6 0,8 1,0 Süd 12 Relativer Fehler der Ausgangsspan- nungen bei Laständerungen Bie Schaltung in Bild 10 wirkt wie folgt: Mit T 5 und den Bauelementen Bl, El und E 0 wird ein konstanter Strom von 1 mA erzeugt. Bieser Strom fließt durch das zur Einstellung der gewünschten Ausgangsspannung dienende Potentiometer PI. Ber Spannungsabfall an PI ist der Sollwert der Ausgangsspannung. Bie Basis von T 1, liegt über E 2 auf Massepoten¬ tial.. Am Kollektor von T 2 ist eine komplenientäre DarZingfom-Sehaltung angeschlossen. Biese (T 6 und T 6) arbeitet in Kollektorschaltung wie ein npn-Leistungstransistor mit großer Stromverstärkung. Burch den Einsatz einer solchen BorKngtore-Schaltung ist für den Leistungstransistor kein npn-Typ notwendig. Bie Spannung am Ausgang stellt sich nun so ein, daß das Basispotential von der Basis des Transistors T 2 nur um wenige Millivolt gegenüber Masse differiert. Bieser Fall ergibt sich dann, wenn die Ausgangsspannung ■ gleich dem Spannungsabfall über PI ist. Verringert sich z.B. dieAuB- gangsspannung bei Belastung, so verkleinert sich auch die Spannung an der Basis von T 2, da der Spannungsabfall über P1 wegen der Konstantstrom¬ quelle mit T 5 konstant bleibt. Ber Kollektorstrom von T 2 verkleinert sich, weil der Basisstrom bei geringerer Basisspannung ebenfalls sinkt. Bei kleinerem Kollektorstrom steigt aber die Spannung am Kollektor von T 2 an. Badurch vergrößert sich die Spannung am Ausgang wieder. Die Bauelemente E 4 und 0 1 unterdrücken Schwingungen der Schaltung im HF-Gebiet. 12 Elektronisches Jahrbuch 1973 177 Stromtrigger mit niederohmigem Ausgang Zur Umwandlung von Spannungen mit beliebiger Kurvenform in eine rechteckförmige Spannung verwendet man Trigger. Bild 13 zeigt einen sogenannten Stromtrigger. Herausragende Eigenschaften dieses Trigger¬ typs sind sein konstanter Eingangswiderstand in beiden Schaltzuständen Dl, DZ - SAY11 IS1 9 MAA 325 Bild 13 Stromtrigger mit niederohmigem Ausgang und seine Übersteuerungsfestigkeit. Nähere Angaben und auch Berech¬ nungshinweise findet der Leser in [3]. Der Stromtrigger in Bild 13 zeichnet sich dadurch aus, daß sein Ausgang in beiden Schaltzuständen nieder¬ ohmig ist. Diese Eigenschaft wurde durch die Verwendung einer Aus¬ gangsstufe ermöglicht, wie sie bei TTL-Schaltungen benutzt wird. Solange am Eingang des Triggers eine Spannung von kleiner als 0,6 V anliegt, ist T 2 gesperrt undT 3 leitend. Steigt die Eingangsspannung in positiver Richtung an, so beginnt T 2 zu leiten. Dadurch verringert sich aber der Basisstrom von T 3, und dieser Transistor sperrt. Die Spannung am Ausgang steigt deshalb an. Dießen Spannungsanstieg wandelt der Widerstand R 5 in einen Basisstromanstieg für T 2 um, so daß dieser besser leitend wird. Durch die positive Rückkopplung mit R 5 schaltet der Trigger schnell in seine andere Lage um. Beim Zurückschalten laufen die beschriebenen Vorgänge analog ab. Die Diode schützt den Triggereingang vor zu großer negativer Spannung am Eingang. D 2 bewirkt auch, daß die Belastung der Steuerspannungsquelle bei der negativen Halbwelle gleich der Belastung bei der positiven Halbwelle ist. Die Ausgangsstufe des gezeigten Triggers besteht aus der Zusammen¬ schaltung einer Emitter- und einer Kollektorstufe. Würde man nur eine Emitterstufe mit einem Kollektorwiderstand verwenden, so wäre die Abfallzeit der Rechteckspannung am Ausgang bei kapazitiver Last klein. Die Anstiegszeit hängt dann aber von der Größe des verwendeten Kollek¬ torwiderstands ab. Das ist dadurch bedingt, daß die Lastkapazität über 178 diesen Widerstand aufgeladen werden muß. Damit diese Aufladung schneller vor sich geht, wurde an Stelle eines einfachen Kollektorwider¬ stands die obengenannte Zusammenschaltung benutzt. Wenn T 3 ge¬ sperrt ist, arbeitet T 1 als Emitterfolger, der einen großen Strom liefern kann und deshalb eine mögliche Lastkapazität schnell auflädt. Die Parallelschaltung B CTi mit B 3 begrenzt den bei der Aufladung fließenden Strom auf einen für T 1 zulässigen Wert. Leitet dagegen T 3, so kann die Ladung des Lastkondensators nicht über T 1 abfließen. Dieser Transistor sperrt, und die Lastkapazität wird dann über die Diode D 1 und die Kollektor-Emitter-Strecke von T 3 schnell entladen. Damit man sich von den Verbesserungen überzeugen kann, sollen einige Meßergebnisse genannt werden. Es wurde zunächst eine Schaltung auf¬ gebaut, die nur einen Kollektorwiderstand von 470 Q enthielt. Bei einer Lastkapazität von 1,2 nF hatten die Impulse am Ausgang eine Anstiegs¬ zeit von 2 p.s und eine Abfallzeit von 100 ns. Nach Änderung der Schal¬ tung entsprechend Bild 13 ergaben sich eine Anstiegszeit von 500 ns und eine Abfallzeit von 100 ns bei gleicher Lastkapazität von 1,2 nF. In Bild 14 Bild 14 Oszillogramme der Schaltung nach Bild 13 oben: Spannung an E, unten: Spannung an A sind die Oszillogramme des Triggers bei einer Eingangsfrequenz von 100 kHz gezeigt. Die Einschaltspannung des Musteraufbaus betrug 0,8 V und die Hysterese 0,5 V. Astabiler Multivibrator Die wohl einfachste Schaltung zur Erzeugung von Rechteckspannungen ist der bekannte astabile Multivibrator. Nachteile hat die — wenn auch geringe — Abhängigkeit der Frequenz dieser Multivibratoren von der Speisespannung. Diese Abhängigkeit wirkt sich besonders dann aus, wenn die Speisespannung nur relativ gering ist. Mit dem Schaltkreis MBA ldb kann man einen astabilen Multivibrator aufbauen, dessen 179 Büd 15 Astabiler Multivibrator Frequenz sich nur wenig ändert, wenn die Versorgungsspannuug variiert wird. Der Multivibrator nach Bild 15 arbeitet mit einer Frequenz von 4,5 kHz. Die Speisespannung kann zwischen 7 V und 18 V liegen. Die Ausgangsfrequenz ändert sich dann nur um wenige Hertz. Diese Eigenschaft wurde durch eine Stabilisierung der Speisespannung mit der Z-Diode D 1 erreicht. Die Diode ist nicht wie üblich, über einen Widerstand mit der Speisespannung verbunden, sondern sie wird von einem konstanten Strom gespeist. Den Strom liefert die in dem IS MBA 145 enthaltene Stromquelle mit T 3. Der Strom dieser Quelle wurde mit den Bauelementen D 2, D 3 und R 4 auf etwa 7 mA eingestellt. Der Multivibrator ist in üblicher Weise mit den Transistoren T 1 und T 2 sowie den zu diesen gehörenden Kollektorwiderständen aufgebaut worden. Günstig ist bei diesem Multivibrator, daß durch die geringe Speisespannung der Transistoren T 1 und T 2 von etwa 5 V die sonst bei Schaltungen mit höherer Speisespannung notwendigen Schutzdioden für die Basis-Emitter- Strecken von T 1 und T 2 entfallen können. Bild 16 zeigt die wichtigsten Impulsformen des Multivibrators. Bild 16 Oszillogramme zu Bild 15; oben: Impulse am Punkt 1 des IS, unten: Impulse am Punkt 6 des IS, Maßstab y-Achse: 2,5 V/cm 180 Impulsgenerator mit dem MBA 145 Ein einfacher, durchstimmbarer Reehteckwellengenerator kann mit dem Schaltkreis MBA 145 aufgebaut werden. Der in Bild 17 gezeigte Generator besteht im wesentlichen aus einem kapazitiv rückgekoppelten Differenz¬ verstärker. Nach dem. Anlegen der Speisespannung laufen nachfolgende Vorgänge ab: Der Kondensator C ist zunächst entladen, und T2 soll Bild 17 Impulegenerator mit dem MBA 145 gesperrt sein. C wird nun über £ CT2 , R 1 und P 1 sowie den Basisstrom von T 1 aufgeladcn. Die Spannung an der Basis von T 1 ist dabei positiver als an der Basis von T 2. Der Strom, den die Konstantstromquelle mit T 3 liefert, fließt deshalb vollständig durch TI. T 2 ist deshalb — wie zu Beginn angenommen — gesperrt. Die Ausgangsspannung, die am Kollektor von T 1 entnommen wird, hat während der Aufladung von C nur eine geringe positive Amplitude (etwa 2 V). Die Spannung an der Basis von T 1 fällt bei der Aufladung des Kondensators ab. Wenn die Basisspannung von T 1 fast das Nullpotential erreicht hat, verringert sich der Kollektorstrom von T 1, und ein Teil des Stromes der Konstantstromquelle fließt dann durch T 2. Dieser Strom erzeugt an dem Kollektorwiderstand R(-\> einen Spannungsabfall in negativer Dichtung. Der Kondensator C überträgt diesen Spannungs¬ sprung auf die Basis von T 1. T I sperrt, und T 2 übernimmt vollständig den Strom von T 3. Die Spannung am Ausgang A ist nun gleich der positiven Speisespannung. An der Basis des Transistors T 1 liegt jetzt eine negative Spannung. Der Kondensator C entlädt sich über die Wider¬ stände R 1 und PI. Ist diese Entladung beendet, so beginnt T 1 wieder zu leiten, und die Schaltung kippt in den zu Beginn beschriebenen Zu¬ stand zurück. Am Ausgang A kann eine rechteckförmige Spannung von 4 V (mit einer Amplitude von Spitze zu Spitze gemessen) entnommen werden. Die am Musteraufbau gemessenen Frequenzen bei verschiedenen Werten von C 181 Bild 18 Oszülogramme zu IUld 17; oben: Impulse am Punkt 7 des IS, unten: Impulse am Punkt 5 des IS, Maßstab y-Achse: 2,5 V/cm Tabelle 3 Frequenzbereich der Schaltung nach Bild 17 c /u So 470 nF 8,4 Hz 86 Hz 47 nF 84 Hz 850 Hz 4,7 nF 820 Hz 8,3 kHz 470 pF 8 kHz 80 kHz findet man in Tabelle 3. Die Oszillogranimaufnahine in Bild 18 zeigt die wichtigsten Impulsformen der Schaltung. Impulsgenerator mit dem MAA 325 Nach einem anderen Prinzip als der Genorator in Bild 17 arbeitet der Impulsgenerator nach Bild 19. Dieser Generator liefert am Ausgang kurze positive Impulse. Die mit verschiedenen Kondensatoren ermittelten 182 Frequenzbereiche enthält Tabelle 4. Unter bestimmten, weiter unten näher erläuterten Voraussetzungen kann man dem Generator eine linear ansteigende Sägezahnspannung entnehmen. Nach Anlegen der Speise¬ spannung sollen T 4 zunächst gesperrt und der Kondensator 0 entladen sein. Über B 1 und P 1 kann sieh nun der Kondensator auf eine positive Spannung aufladen. Die Spannung des Kondensators C tastet die Kollek¬ torstufe mit T 1 ab und leitet sie einem Schmitt -Trigger zu. Tabelle 4 Frequenzbereiche der Schaltung nach Bild 19 c /« fo 470 nF 71 Hz 730 Hz 47 nF 680 Hz 7 kHz 4,7 nF 5,7 kHz 58 kHz Dieser Trigger wurde mit T 2 und T 3 realisiert. Solange die Spannung über R 4 kleiner ist als die Einschaltspannung des Schmitt- Triggers, ist T 2 gesperrt, und T 3 leitet. Die Ausgangsspannung an A 1 beträgt dann etwa 1,6 V; sie ist zu klein, um T 4 zu sättigen. In dem Moment, in dem die Spannung am Emitter von T 1 die Einschaltspannung des Triggers erreicht, schattet dieser in seine andere Lage um. T 2 ist dann leitend und T 3 gesperrt. Die Spannung am Ausgang A 1 steigt schlagartig an. Diese Spannung, sie ist fast gleich der Speisespannung, reicht nun aus, um T 4 zu sättigen. Da dieser dem zeitbestimmenden Kondensator parallelliegt, wird der Kondensator C entladen. Die Entladung des Kondensators wird dann beendet, wenn die Spannung über R 4 gleich der Ausschaltspannung des Triggers ist. Der Schmitt-Trigger kippt dann wieder in seine Ausgangs¬ lage zurück, und der Kondensator kann erneut aufgeladen werden. Da¬ durch, daß die Kollektorwiderstände von T 2 und T 3 unterschiedlich sind und der gemeinsame R 6 relativ groß gewählt wurde, hat der Schmitt- Trigger eine große Einschaltspannung und 'Hysterese. Letzteres ist besonders dann erwünscht, wenn der Generator vor¬ nehmlich zur Erzeugung von sägezahnförmigen Spannungen verwendet werden soll. In einem solchen Fall ersetzt man die Widerstände R 1 und P 1 durch eine Konstantstromquelle, die einen veränderlichen Strom liefern kann. Die dann lineare Sägezahnspannung entnimmt man am Ausgang A 2. Der Spitzenwert dieser Sägezahnspannung ist gleich der Hysterese des Schmitt- Triggers. Der Generator kann relativ einfach mit einer fremden Wechselspannung synchronisiert werden. Diese Spannung führt man dem gemeinsamen Emitterwiderstand zu. Zur sicheren Syn¬ chronisation genügen Spannungen mit einer effektiven Amplitude von 0,2 V. Wenn man die Frequenz des Generators berechnen will, müssen die Einschaltspannung U e - m und die Ausschaltspannung U aus bekannt sein. 183 Diese Werte erhält man näherungsweise aus ^ein — l ' BET2 + R 6 U n‘ TT _ 77 & Uaus — U eln — B 6 , '(* M 6 + u n ^"bet3 ' 6 + Ä7 1 i?6 + fi CT2 ■ X 7 (9) ( 10 ) Wenn diese beiden Werte bekannt sind — sie lassen sich natürlich auch messen -, so kann mit der folgenden Gleichung die Zeit ( p der Impulspause berechnet werden. Wenn die Impulsdauer kurz ist (der Kondensator C entlädt sich sehr schnell), ist der Kehrwert der Zeit ( p otwa gleich der Impulsfrequenz. Für t p gilt folgende Gleichung: , i_ /^B ^ BET4 ^aus\ , i z> , \ *P = In 7/ - ü - Jt— )*0.(Ä1+P1) (11) t/ BET4 ^ein / Als Ergänzung zu den schon oben angegebenen Daten der Schaltung sollen noch folgende gemessenen Werte dienen: Für die Einschaltspannung des Triggers (am Punkt 6 des IS gemessen) wurde eine Spannung von 2,9 V und für die Ausschaltspannung 1,4 V ermittelt. In Bild 20 sind die wichtigsten Impulsformen der Schaltung dargestellt. Bild 20 Oszillogramme zu Bild 19 ; oben: Spannungsvcrlauf an A 2 , unten: Impulse an A 1, Maß st ab oben: 1,5 V/cm, Maßstab unten: 2,5 V/cm Literatur [1] Kühne, B. : Der integrierte Schaltkreis MAA 325 — Eigenschaften und An- wendungsmbglichkeiten, radio fernsehen elektronik 20 (1971), Heft 13, Seite 415 bis 420, und Heft 14, Seite 466 bis 469 [2] Kühne , H.: Verwendung des integrierten Schaltkreises MAA 325 in Frequenz¬ teilern mit Multivibratoren, radio fernsehen elektronik 20 (1971), Heft 15, Seite 503 bis 506 [3] Kühne, H.: Der Stromtrigger — eine einfache und vielseitige Triggerschaltung, radio fernsehen elektronik 20 (1971), Heft 12, Seite 387 bis 398 [4] Kühne, B.: Einfache Berechnung von transistorisierten NF-Schaltungen, FUNKAMATEUR 19 (1970), Heft 11, Seite 549 bis 551, 19 (1970), Heft 12, Seite 605 und Seite 606. 20 (1971), Heft 1, Seite 32 bis 34 184 Axel Hof mann Steuergerät für Gesangsanlagen Von einem Teil unserer Tanzkapellen und anderen Unterhaltungsgruppen werden dynamische Mikrofone aus der DDR-Produktion oder aus Im¬ porten benutzt. Diese Mikrofone haben eine Ausgangsimpedanz von 50 bis 1000 fl. Die abgegebene Sprechwechselspannung liegt bei einigen Millivolt. Damit können handelsübliche Verstärker nicht ausgesteuert werden. Weil auf dem Inlandmarkt dafür geeignete Vor- und Klangregel¬ verstärker zur Zeit nicht immer greifbar sind, wurde das nachfolgend beschriebene Steuergerät konzipiert. Folgende Forderungen wurden gestellt: — niedrige Eingangsimpedanz, — getrennte Hoch- und Tieftonregelung, — Stromversorgung über Netz. Um das Klangbild für jedes Mikrofon beeinflussen zu können, wurde für alle Mikrofone ein eigener Vorverstärker eingesetzt. Es gibt 2 Schaltungsmöglichkeiten zur Anpassung des dynamischen Mikrofons an den Vorverstärker: mit einem geeigneten Übertrager (z.B. Typ 5 h 10) oder unter Anwendung der Basisschaltung eines Transistors. Für das beschriebene Steuergerät wurde die 2. Möglichkeit benutzt. Die Eingangsimpedanz beträgt 200 fl. Das Mikrofon wird kapazitiv an den 100 k R 3^6,8k Bild 1 Schaltung der Vorverstärkerstufen für das beschriebene Steuergerät. K 1---K 3 — dynamisches Mikrofon ; K 4/K 5 — Kondensatormikrofon Bild 2 Ansicht des Steuergeräts für Gesangsanlagen Emitter des Transistors angekoppelt. Am Kollektor wird die verstärkte NF-Spannung abgenommen und dem Lautstärkeregler zugeführt. Ein Spannungsteiler hält das Basispotential fest. Der nachfolgende Klangregel Verstärker hat einen Eingangs widerstand von etwa 10 kl+ Seine 1. Stufe arbeitet in Kollektorschaltung. Das Regelnetzwerk liegt über 50 p.F am Emitter. Der Eingang des Regelnetz¬ werks muß niederohmig angesteuert werden, sein Ausgang ist hoch¬ ohmiger, die 2. Stufe wurde deshalb in Emitterschaltung ausgelegt. Der im Regelnetzwerk auftretende Verstärkungsverlust wird durch die nach¬ folgende Stufe ausgeglichen. Die Potentiometer für das Regelnetzwerk haben eine lineare Charakteristik. Bei der vorliegenden Schaltung ergaben sich folgende Werte für die Frequenzgrenzen: bei 30 Hz +18 dB bis—20 dB, bei 15 kHz +16 dB bis—20 dB. Bild 3 Blick in die Verdrahtung des Steuergeräts 187 Die 3 Kanäle für die dynamischen Mikrofone haben gleichartigen Auf¬ bau. Die beiden anderen Eingänge sind für 2 Aewracwin-Kondensator- mikrofone ausgelegt. Die 1. Stufe entfällt, da der Verstärkerausgang des Kondensatormikrofons hochohmig ist. In diesem Fall wird als Impedanz¬ wandlerstufe die Bootstrap-Schaltung angewendet. Sie hat hier einen Eingangswiderstand von etwa 600 k£L Diese Schaltung stammt aus dem Transstereo, dessen Schaltung in [1] erschienen ist. Alle Verstärkerausgänge werden an die Ausgangsbuchse gelegt. Die einzelnen Verstärker sind auf Universalplatinen in gedruckter Schaltung ausgeführt. Die Verdrahtung ist unkompliziert, wie die Fotos zeigen. Als Transistoren wurden rauscharme GG 117 mit hoher Stromverstärkung ein¬ gesetzt, es eignen sich auch HF-Transistoren mit hoher Stromverstärkung (> 100) und geringem Kollektorreststrom. Die gesamte Störspannung bei allen aufgedrehten Reglern betrug 2 mV. Bild 4 An der Seite angeordnet ist das Chassis mit dem Netzteil des Steuergeräts Es fließen insgesamt 11 niA. Man kann also entweder mit Netzanschluß oder mit Batteriebetrieb arbeiten. Das Netzteil ist einfach aufgobaut; ein Netztransformator M 55 in Verbindung mit einer Grae/z-Schaltung aus vorhandenen Selengleichrichtern erzeugt die Gleichspannung. Lade- und Siebelektrolytkondensatoren haben eine Kapazität von je 1000 p.F, als »S’ebdrossel« wurde ein Transistor verwendet. Durch die Z-Diode weist die Schaltung eine stabilisierende Wirkung auf. Die Betriebsspannung beträgt 12 V. Das Gehäuse besteht aus Alublech und wird über Schutz¬ kontaktstecker geerdet. Dieses Steuergerät arbeitet in mehreren Exemplaren mit verschiedenen Verstärkern (Schalter KV 50, Regent) zur vollen Zufriedenheit der Be¬ nutzer. Literatur [1] Hausdörfer, K.: -transstereo«, ein volltransistorisiertes Stereosteuergerät, radio femsehen elektronik 19 (1970), Heft 16, Seite 519 bis 523 188 Systemgerechte Automati¬ sierung und Rationalisierung mit zuverlässigen und zweckmäßigen Geräten der BMSR-Technik Ausführliche Informationen erhalten Sie über unsere Werbeabteilung VEB WETRON WEIDA Betrieb des VEB Kombinat Meß- und Regelungstechnik DDR 6508 Weida, Geraer Str. 36 Telefon: 201 • Telex: 58208 • Telegramme: Wetron Weida HF-Tonabnehmer für Elektrogitarren Der meist für Elektrogitarren benutzte magnetische Tonabnehmer hat eine nichtlineare Frequenzcharakteristik und ist gegen fremde Magnet¬ felder empfindlich. Der piezoelektrische Abnehmer dagegen nimmt viele Nebengeräusche auf und leidet unter dem Einfluß von Feuchtigkeit sowie unter mechanischen Belastungen. Ein in [1] beschriebener HF-Tonabnehmer (Bild 1) weist diese Nach¬ teile nicht auf. Das Kernstück bildet eine einfache HF-Oszillatorschaltung. Außer der Induktivität L 1 ist der Kondensator C 1, gebildet von den an Masse liegenden Stahlsaiten und einem Stück kupferkaschierten Basis¬ material (Bild 2), das frequenzbestimmende Bauelement des Oszillators. Wenn die Saite schwingt, verändert sich die Kapazität von C 1 entspre¬ chend; es entsteht ein frequenzmoduliertes HF-Signal. Im anschließenden FM-Demodulator, dessen Wirkungsweise als bekannt vorausgesetzt werden dürfte, wird die NF gewonnen, die am Ausgang zur weiteren Ver¬ stärkung zur Verfügung steht. Das Originalgerät ist in einem Messingblechgehäuse mit den Ab¬ messungen 70 mm X 45 mm X15 mm untergebracht, das gleichzeitig als 190 43 23 Bild 2 Abmessungen der kupferkasrhierten Platte für den Kondensator C 1 zuverlässige Abschirmung dient. Auf der Oberseite des Gehäuses ist die kupferkaschierte Platte nach Bild 2 befestigt, deren Abmessungen sich je nach der verwendeten Gitarre verändern können. Der Abstand der Platte zu den geerdeten Stahlsaiten soll etwa 3 mm betragen. Die 6 Seg¬ mente der Platte werden untereinander durch kurze Drahtstückchen verbunden und an die Oszillatorspule L 1 angelötet. Die Verbindung mit dem nachgeschalteten NF-Verstärker wird mit einem abgeschirmten Kabel vorgenommen. llallileilerüqiiiv alente n 423 & QF 132 Jt 808 & SZX 19/7,6 o.ä. Ä 9 B & 2 GA 113 Spnlendaten L 1:17 Wdg., 0,3-mm-CuL L 3: 2X8 Wdg., 0,2-mrn-CuI., bifllar L 2: 18 Wdg., 0,3-mm-CuL Li: 4,5 Wdg., 0,15-mm-CuL L 1 auf Körper mit 8 mm Durchmesser, L 2 bis Li auf gemein¬ samen Körper mit 10 mm Durchmesser, 2 Abgleiclikerne Der Abgleich erfolgt analog zu dem eines FM-Demodulators und weist keine nennenswerten Schwierigkeiten auf. Bei richtigem Aufbau hat der Tonabnehmer im Bereich von 16 Hz bis 25000 Hz einen linearen Frequenz¬ gang. Durch eine gute Abschirmung und eine ausreichende Siebung ist die abgegebene Störspannung minimal. Übersetzung und Bearbeitung: U. H. Gläser Literatur [1] Stepanenko, J.: HF-Tonabnehmer für Elektrogitarren, Radio 1970, Heft 10, Seite 53 [2] Streng, K.: Ausländische Röhren und Halbleiterbauelemente Teil III, Amateur¬ reihe electronica, Band 94, Deutscher Militärverlag, Berlin 1970 191 Lichtempfindliche Halbleiterbauelemente für die Amateurpraxis Dipl.-Ing. Klaus Schlmzig Halbleiterbauelemente, die auf Lieht mit einer Widerstandsänderung oder einer Urspannung reagieren, und andere, die bei elektrischer An¬ regung Licht aussenden, haben in letzter Zeit erheblich an Bedeutung gewonnen. Das ergab sieh aus der Wechselwirkung zwisohen Vervoll¬ kommnung der gewünschten Funktion und den daraus resultierenden Einsatzmöglichkeiten. Noch vor etwa einem Jahrzehnt diente der Über¬ gang Lichtstrom-Elektronenstrom vorwiegend »digitalen-« Anwendungen im Sinne von Lichtschranken, Dämmerungsschaltem und daraus ab¬ geleiteten, komplexeren Geräten. Auf der »Analogseite« Bpielte allenfalls das »Lichttelefon« eine Bolle, das erhebliche Justierprobleme mit sich bringt. Seine Funktionsweise beruhte letzten Endes nur auf einer nieder¬ frequenten Intensitätssteuerung eines im Frequenzbereich der Sendelampe und dem Empfangshalbleiterbauelement anzupassenden Lichtbündels. Welch ein Qualitätssprung ergab sich dagegen bereits vor einigen Jahren, als man mit Hilfe spezieller Leuchtdioden, über Lasereinrichtungen oder auf ähnliche Art den Lichtstrahl als Trägerfreqbenzleitung mit praktisch nahezu unerschöpflicher möglicher Kanalzahl einzusetzen verstand! [1] Lichtempfindliche Bauelemente aus der Sicht des Amateurs Leider war es den meisten Amateuren bisher nicht möglich, z. B. mit Leuchtdioden zu arbeiten, und sei es auch nur im Sinne einer Ziffern¬ anzeige. Das trifft auch auf die meisten anderen dieser neuen Bauelemente zu, die innerhalb des inzwischen mit dem Begriff Optoelektronik belegten neuen Gebiets entwickelt und eingesetzt werden. Es bleibt dem Amateur also vorläufig noch immer nur die »Empfangsseite«, für die es allerdings viele Bauelemente gibt. Sie sollen im folgenden zunächst kurz aufgezählt werden, bevor sich die weiteren Ausführungen mit einem ganz bestimmten von ihnen näher befassen. Ihre »klassischen« Anwendungen sind heute keineswegs veraltet; sie spielen in der Automatisierung eine große Rolle [2], 192 Fotowiderstände Die dem Amateur als CdS 6 und CdS 8 bekannten und bisher erreich¬ baren Fotowiderstände aus dem VEB Carl Zeiss Jena wurden, auf Grund von RGW-Vereinbarungen durch neue, aus der VR Polen bzw. aus der ÖSSR importierte, abgelöst (Beispiele s. Tabelle 1 sowie Bild 1 und Bild 2). Diese Importbauelemente stehen aber für den Amateurbedarfshande) noch UChK I ■1 V— _ 1 8 Licht - -- ~ - ~~ ■ KU 40 WK eso 3 7 (Tesla) WK 650 3S (Tesla) (SSR Licht : Ui "i § m (Eintrittsöffnung: $61 FO K3A, 11.Z1.31 (Unitra) Bild 1 Typische Maßbüder von Fotouriderständen nach Tabelle 1 Bild 2 Typische Kennlinien eines FotomäerStands gern. Tabelle 1 13 Elektronisches Jahrbuch 1973 193 Tabelle 1 Beispiele von Fotowlderstdnden aus der VR Polen und aus der CSSR o o i a »A CJ lA . t s w " ss ■i?« O O /v, lA 1 I O ” ^ i PR CO H 1 1 S#HÜ 1 A 'S - jg o O o PH va cs »A M + 5 > CO M o Pr o fe : A O Pr N t« X* 'S o 1 s n ’S rO ö % 1 00 CO o >n % a +s o So“ 5 , i rl CO CO rl 1 o r-< ö 1 s CD 1 32 ii v A 03 3) o N ü § ~ r> o iA % 1 £ CO o IO CD 150 V 20 mA 0,15 W 1,5% -25- + 6 0,6--3kO 1 MO CdS -. GO 5 *« 1 SS gW « aj *»2 m .3 *3 a> o Sb „ X A 0 * «A Hl ö N o ■ *oi o ■2 g H £ x 2 — ii 8 ßj 1 1 !|ä -«ii i ssc?a« tu 194 nicht immer genügend, schnell, überall und in ausreichender Stückzahl zur Verfügung. Man wird verstehen, daß solche Liefervereinbarungen hauptsächlich im Interesse der Volkswirtschaft auf die Pläne der Haupt¬ abnehmer abgestimmt sein müssen. Fototransistoren Fototransistoren werden in der DDR nicht gefertigt, so daß bei ihnen der Amateur schon i mm er auf Importangebote angewiesen war. Neben die relativ unvollkommene Lösung, Ge-Transistoren im Glasgehäuse ab¬ zuwaschen und die Emitter-Basis-Zone dem Licht auszusetzen, sowie die wegen der fehlenden Passivierung problematische Lösung des Einsetzens eines durchsichtigen Plättchens in metallverkappte Ge-Typen trat 1970 ein Vorschlag von Kühne [3], der wesentlich günstigere Möglichkeiten bot. Näheres zu Handhabung und zu Ergebnissen solcher aus der SF-Reihe unserer Siliziumtransistoren gewonnenen Fototransistoren findet man in den beiden unter [3] genannten Beiträgen im FUNKAMATEUR. »Echte-« Fototransistoren werden dagegen u. a. in der CSSR hergestellt. Fotodioden Fotodioden sind bisweilen im Amateurhandel erhältlich. Die auf Ge-Basis entstandenen Typen vom VEB Werk für Fernsehelektronik Berlin inter¬ essieren jedoch hinsichtlich ihres Preises und der mit Ge verbundenen Nachteile (u.a. "relativ hoher, temperaturabhängiger Reststrom) nur dort, wo es um punktförmige Abtastung geht (z.B. von Lochkarten), oder wo ein auf andere Weise entstandenes schmales Lichtbündel zur Verfügung steht. Wechselwirkung von Angebot und Anwendung Von der Frage her, welches lichtempfindliche Bauelement für einen be¬ stimmten Zweck als optimal anzusehen ist, Bind folgende Kriterien zu berücksichtigen: Empfindlichkeit, Belastbarkeit, Grenzfrequenz, nutz¬ bare bzw. unbedingt auszuleuchtende Fläche u.ä. (s. [4], Tabelle 2). An dieser Stelle trennen sich die Interessen und Probleme von Amateur und Industrie. Eine volkswirtschaftlich interessante Aufgabenstellung wird man stets mit den Mitteln zu lösen bestrebt sein, die auf der einen Seite dem Stand der Technik entsprechen und auf der anderen Seite ökono¬ misch vertretbar sind. Primär ist das Problem; nach ihm haben sich die Wege zur Realisierung zu richten. Dazu gehören oft auch Importe und bisweilen sogar Forschungsaufträge für neue Bauelemente. Der Amateur befindet sich in einer anderen Lage. Als Rationalisator in seinem Betrieb werden ihm die genannten Mittel in gewissen Grenzen zur Verfügung stehen, doch muß — besonders bei kurzfristig zu lösenden Problemen — oft improvisiert werden, wenn der zeitabhängige Nutzen 195 erreicht werden soll. In seiner Bolle als mit seinem Hobby Lernender dagegen kann der Amateur meist anders reagieren. Primär ist dann zwar für ihn das Bestreben, einen bestimmten Interessenkreis zu erfassen, doch muß er sich dabei nach dem ihm zugänglichen Bauelementeangebot richten. Selenfotoelemente Bei lichtempfindlichen Bauelementen bedeutet die geschilderte Situation gegenwärtig (Anfang 1972), daß dem Amatem aus DDB-Produktion ein bestimmtes, zwar nicht gerade neues Bauelement angeboten wird, dafür aber in ausreichenden Mengen und zu einem günstigen Preis. Im Bahmen einer Vereinbarung liefert der VEB Söhrenwerk Budolstadt seit 1971 an den Amateurbedarfshandel (z.B. an den Konsum-Elektronik-Akustik-Ver¬ sand in Wermsdorf und an die Amateurfiliale Berlin, Kastanienallee, des VEB Industrievertrieb Rundfunk und Fernsehen) Selenfotoelemente des Typs SeH 13x26. Bei entsprechendem Interesse können jedoch auch andere Typen gemäß Bild 3 und Tabelle 2 angeboten werden. Etwa 1974 wird in der Beihe »electroniea« eine Broschüre erscheinen, die sich speziell mit den Anwendungsmöglichkeiten dieser Bauelemente beschäftigt. Pas geschieht, weil es nicht immer darauf ankommt, daß dem Amateur das modernste Bauelement einer Anwendungsklasse zur Verfügung steht, sondern daß er mit dem Verfügbaren über Experimente nutzbare Fläche 5 rechteckiges Element mit Drahtanschluß . (z.B. SeH73x26) 7 Schutzlack 2 durchsichtige Ableitelektrode 31b lichtempfindliche Schicht 5 metallische Grundplatte 6 Kontaktbalken mit Anschlußdraht (7 Kontaktring bei runden Elementen) rundes Element Büd 3 Runde und rechteckige Selmfotoelemente — prinzipieller Aufbau im Schnitt (VEB Röhrmwerk Rudolstadt) 196 Tabelle 2 Gehäuselose Fotoelemente des VEB Röhren werk Rudolstadt (handelsüblich im Amateurhandel: SeH 13 x26) S öS o «8 O ä; 10 * ist ls •S|" ä ^ Psi 8 0 fl ll I ■ fl © © o o o o C0®®<0® H Cd CO «3 CO CO ■«* >0 vQ iß lft I I IIIIIS a CD CO I I I I I A A C* »ß O» t- . © © © i-T 1 iß IO Iß iß iß o CO i-* f< CO CO t> rH CO CO r-7 t> 04 s8s,s8 n®x COißlßißNCOv^ H 5V Jra 50 Vo bei > 0,3 V E 1000 lx 4 bei > 70 (iA E 1000 lx Vf bei > 8 mV > 3,6 mV / 1 kHz 7 kHz und iia 4k£2 4 k ß PIupol der EMK: Anode (rotes Zeichen) Eine Wärmeempfindlichkeit zeigt sich u.a. bei der Verarbeitung. Sollte Löten unmittelbar am Fotoelement noch notwendig werden (z.B. weil die dünnen Zuleitungsdrähte duroh häufiges Biegen abgebrochen sind), so darf das nur mit einem Lötkolben geringer Leistung und mit etwas Kolophonium geschehen, natürlich so schnell wie möglich. Damit Licht {_EI AH \m 50 A5. ■8 ''lichtempfind¬ liche Fläche 1PP 75(Tesla! Büd 7 Si-Fotoelement 1 PP 75 (CSSR 1 200 nämlich beim Kontaktieren die lichtempfindliche Schicht und die hauch¬ dünne Deckelektrode nicht beschäftigt werden, lötet man bei der Her¬ stellung mit dem sehr niedrig schmelzenden IFood-Metall (Schmelzpunkt liegt bei weniger als 70°C.) Niederspannungslötkolben für 10 W sind für solche Arbeiten gut geeignet. Der Lacküberzug schützt das Fotoelement vor Umwelteinflüssen im allgemeinen ausreichend, sofern nicht mit mechanischen Beanspruchungen oder aggressiver Atmosphäre gerechnet werden muß. Für Messungen z. B. in chemischen Labors stehen daher gekapselte und entsprechend teurere Typen zur Verfügung. Einige typische Einsatzfälle des SeH 13x26 Viele Anwendungsbeispiele für die verschiedensten Zwecke wird die genannte Broschüre enthalten. Im folgenden seien nur zwei ganz einfache angedeutet. Im Zusammenhang mit Ge-Transistoren läßt sich das SeH 13 x 26 un¬ mittelbar als Basisspannungsquelle für Schaltzwecke einsetzen, wie die bereits 1964 publizierte einfache Lichtschrankenschaltung mit dem Bau¬ stein 2 OV1-1 zeigt (Bild 8) [6]. Diese Schaltung genügt einfachen An- Ijilä 8 Lichtschranke mit Selenfotoelement und dem Baustein 2 OV 1-1 Iältere Va¬ riante der Amateurelektronik-Bausätze) Sprüchen. Die Möglichkeit, gern. [7] den mit einer Kappe des Systems Komplexe Amateurelektronik versehenen Baustein unmittelbar mit einem SeH 13x26 zu bekleben, ergibt einen kompletten steckbaren Licht¬ empfänger für den genannten Zweck und andere Einsatzfälle (Bild 9). Beim Einsatz muß lediglich darauf geachtet Werden, daß die von der vorhandenen Lichtintensität und von dem Eingangswiderstand des 2 GV 1-1 (bzw. seines Nachfolgetyps 2 GV 2) abhängige Urspannung den Transistor ausreichend weit öffnet. Kritisch ist dabei die untere Einsatz- temperaturgrenze, weil dort die höchste Basis-Emitter-Schwellspannung auftritt. 201 Bild 9 SeH 13x26, auf Kappe des 2 GV l-l geklebt, ergibt einen steckbaren Lichtempfänger SeH 73x26 Bild 10 Selenfotoelement SeH 13x26 als Fotowiderstand. Die Schaltung gibt im Fall a) bei Dunkelheit, im Fall b) bei Licht Alarm Bild 10 (es stammt aus [7]) gibt im Zusammenhang mit einem Komple¬ mentärmultivibrator zwei Möglichkeiten für den Anschluß des Selen¬ elements : einmal in der Auswirkung »Alarm bei Licht« und zum anderen für »Alarm bei Dunkelheit«. In beiden Fällen wird das SeH 13x26 als Tabelle \ Aultemviderstand für 10 % Stromritcknanq bei der genannten Frequenz für ein Fotoelement, mit einer Eiqenkapazität von 0,1 (J.F / kHz l* 0 l kn jRa n 0,1 16 1800 0,3 5,3 600 1 1,6 180 3 0,53 60 10 0,16 18 202 Fotowiderstand benutzt. Der Komplementärmultivibrator hat dabei den bekannten Vorzug, daß sein Ruhestrom äußerst niedrig gehalten werden kann. [8] gibt außerdem Hinweise für das Abwandeln dieser Schaltung in eine stromsparende Dämmerungsblinkleuchte. Die Anwendung von Selenfotoelementen bei »Wechsellicht« (exakt: Licht mit z.B. periodisch im NF-Bereich schwankender Intensität) im Sinne spezieller Lichtschranken oder gar Licht sprechgerät e ist durch die niedrige Grenzfrequenz eingeschränkt. Infolge der äußerst dünnen Schichten ergibt sich ein Kapazitätsbelag in der Größenordnung von einigen zehn Nanofarad je Quadratzentimeter. Tabelle 4 (aus [5]) gibt für 0,1 pF Elementkapazität in Abhängigkeit vom Außen wider st and die erreichbaren Grenzfrequenzen an. Literatur [1] Falter, M.: Optoelektronik, Nachrichtentechnik 19 (1969) Heft 2, Seite 58 und Seite 63 bis 66 [2] Greif, H.: Anwendung lichtelektrischer Empfänger in der Automatisierungs¬ technik, Reihe »Automatisierungstechnik-«, Band 41, VEB Verlag Technik, Berlin 1966 [3] Kühne , K.: Schaltbeispiele mit selbstgefertigten Silizium-Planar-Fototran- sistoren, FUNKAMATEUR 19 (1970), Heft 8, Seite 389 bis 390, und Heft 9, Seite 453 bis 455 [4] Götte , K.: Elektronische Bauelemente in der Automatisierungstechnik, Reihe »Automatisierungstechnik*, Band 7, 3. Auflage, VEB Verlag Technik, Berlin 1967 [5] Simon, E. / Suhrmann, H.: Der lichtelektrische Effekt und seine Anwendungen, 2. Auflage, Springer-Verlag Berlin/Göttingen/Heidelberg 1958 [6] Schlenzig, K.: Bausteintechnik für den Amateur, Reihe »Der praktische Funk¬ amateur*, Band 41, Deutscher Militärverlag, Berlin 1964 [7] Schlenzig, K.: Amateurelektronik-Geräte, Originalbauplan Nr. 19, Deutscher Militärverlag, Berlin 1971 [8] Oettel, R. / Schlenzig, K.: Siliziumschaltungsmosaik, Originalbauplan Nr. 18, Deutscher Militärverlag, Berlin 1971 [9] Kühn, M.: Spezialist Licht, Jugend und Technik (1971) Heft 5, Seite 428 bis 431. (Der Beitrag enthält eine große Anwendungstabelle und Angaben zu einigen lichtempfindlichen Bauelementen, ausgenommen sind Selenelemente.) 203 Ing. Dieter Müller NF-Leistungsstufen mit Siliziumtransistoren In hochwertigen NF-Verstärkern hat sich seit einiger Zeit im inter¬ nationalen Maßstab der Siliziumtransistor weitgehend dnrchgesetzt. Die Vorzüge des Siliziumtransistors gegenüber dem Germaniumtransistor sind höhere Grenzfrequenz, kleinerer Kollektorreststrom, höhere Spannungsfestigkeit und höhere zulässige Sperrschichttemperatur. In den NF-Verstärkem aus der Produktion der DDR werden seit geraumer Zeit in den Vorstufen Siliziumtransistoren eingesetzt [1], auch sind ent¬ sprechende Bauanleitungen bekannt [2], Nur in den Endstufen werden ausschließlich Germaniumtransistoren vorgesehen. Da man in absehbarer Zeit mit einem gesteigerten Angebot von Sili- ziumleiBtungstransistoren auch für den Bevölkerungsbedarf rechnen kann, sollen einige Endstufen mit Siliziumtransistoren beschrieben werden. Der Einsatz von Siliziumtransistoren in Endstufen ist von noch größerer Bedeutung als in den Vorstufen. Die Grenzfrequenz der entsprechenden Siliziumleistungstransistoren liegt bei mehreren Megahertz und damit um mindestens eine Größenordnung höher als die der in den meisten NF- Verstärkern eingesetzten legierten Germaniumtransistoren (z. B. GD 180, GD 240). . Die 3-dB-Grenzfrequenz soll möglichst weit über den zu übertragenden Bereich der (hörbaren) Frequenzen hinausgehen. Das ist einmal erforder¬ lich, weil auch über dem Hörbarkeitsbereich liegende Mischprodukte den Klangeindruck beeinflussen, und zum anderen, weil in der Nähe der Grenz¬ frequenz durch Phasenverschiebung im Endstufentransistor zwischen Steuerspannung und Kollektorstrom thermische Überlastungen auftreten können [2]. Unproblematisch dagegen ist es, bei genügend hoher Grenz¬ frequenz der Endstufentransistoren die Grenzfrequenz des gesamten Verstärkers durch Gegenkopplung abzusenken, wenn er z.B. zu Schwin¬ gungen neigt. Die gegenüber Germanium wesentlich höhere zulässige Sperrschicht¬ temperatur (155 °C gegenüber 76°C bis 90°C) erlaubt es, wesentlich kleinere Kühlflächen zu verwenden als bei Germaniumtransistoren. Dieser Vorteil macht sich fast ausschließlich bei Leistungsendstufentransistoren be- 204 merkbar, da die in Vorstufen anfallenden Verlustleistungen durchweg wesentlich kleiner sind als die maximal zulässigen. Welche Raumeinsparung die Verwendung eines Siliziumleistungs¬ transistors an Stelle eines entsprechenden Germaniumtyps bringen kann, soll folgendes Beispiel zeigen: Der Germaniumtransistor OD 240 kann bei idealer Kühlung und einer Umgebungstemperatur von 45 °C mit einer Verlustleistung von 10 W belastet werden. Das gleiche trifft für den Siliziumtransistor KU 601 (GSSR) (Tabelle 1) zu. Beide Transistoren sollen unter normalen Betriebsbedingungen (mit Kühlblech) mit , der Hälfte dieser maximalen Verlustleistung, also mit 5 W belastet werden. In [3] wurden die Zusammenhänge zwischen Temperatur, Verlust¬ leistung und Größe des Kühlblechs schon dargelegt. Danach ist D _ max — “c max — p i p -“thi -r -“tha Da nach der Kühlblechgröße gefragt ist, die in unmittelbarem Zusammen¬ hang mit Ä t ) la steht, wird umgestellt nach -R t)l0 . “tna — p -'c max Darin bedeutet: GD240 KU 601 ■^tha — Wärmewiderstand des Kühlblechs gesuchte Größe max — maximale Sperrsohichttemperatur 85 °C 155 °C — maximale Umgebungstemperatur angesetzt mit 45 °C 45 °C P cmax — maximal zulässige Verlustleistung angesetzt mit 5W 5W ■®thi -r innerer Wärmewiderstand des Transistors 4 grd/W 10 grd/W Die entsprechenden Daten für den Transistor OD 240 eingesetzt, er¬ geben _ 85°C-4Ö°C „ grd tha — 5W “ w = ~ °C/W - 4°C/W = 4 °C/W. 206 Aus der Tabelle in [3] kann man dafür eine Größe des Kühlblechs von 14 cmx 14 cm und 3 mm Stärke ersehen. Für den KU 601 ergeben sich n _ 155 °C — 45 °C Ä tha - 5 W ■ - 10°C/W = 22 °C/W — 10°C/W = 12 °C/W. Die Tabelle in [3] gibt dafür eine Größe des Kühlblechs von 8 cm X 8 cm und 2 mm Stärke an. Vergleicht man die Größe der Kühlflächen, so kann man feststellen, daß bei gleicher zulässiger Verlustleistung der Siliziumtransistor nur etwa l /« der Kühlfläche des Germaniumtransistors benötigt. Berücksichtigt man das Volumen bzw. das Gewicht des Kühlblechs, so liegt der Wert beim Si-Transistor auf Grund der kleineren benötigten Materialstärke bei etwa 1 / 6 gegenüber dem Ge-Transistor. Dabei gilt das Beispiel noch unter für den Ge-Transistor günstigen Bedingungen, nämlich einer relativ niedrigen Temperatur von 45 °C. Bei höheren Umgebungstemperaturen verschieben sich die Verhältnisse noch weiter zugunsten des Si-TranBistors. Schon bei einer zulässigen Temperatur von 56 °C ergeben sich: Ä t hn Kühlblech für den Gl) 240 2 °C/W 20 cm X 20 cm, 3 mm stark für den KU 601 10°C/W 9 cmX 9 cm, 2 mm stark Mit weiter steigenden Temperaturen erreicht der Germaniumtransistor bei der maximal zulässigen Sperrschichttemperatur von höchstens 90 °C die Grenze seiner theoretischen Einsatzmöglichkeit, während der Silizium¬ transistor auch praktisch noch bis mindestens 130°C betrieben werden kann. Die höhere Spannungsfestigkeit des Siliziums gegenüber Ger¬ manium ist ebenfalls für die Leistungstransistoren von größerer Bedeutung als für Vorstufentransistoren, die zumeist nur mit einigen Volt betrieben werden. Die Ausgangsleistung einer Endstufe errechnet sich angenähert aus dem Produkt von Strom und Spannung am Lastwiderstand. Bei einer bestimmten geforderten Leistung wird der benötigte Strom, der zugleich ein Maß für die erforderlichen Stromverstärkungsfaktoren ist, um so kleiner, je größer die Ausgangsspannung und damit auch die Betriebsspannung ist. Mit anderen Worten: Das Produkt der Strom¬ verstärkungsfaktoren aller Transistoren kann um so kleiner sein, je größer die Betriebsspannung ist. 206 Auch lassen sich Netzteile mit einer relativ hohen Spannung von 30 bis 50 V und nur wenigen Ampere Belastbarkeit leichter realisieren als solche von etwa 12 V, die dann einen Spitzenstrom von etwa 10 A liefern müßten. Die Grenzfrequenz der Siliziumtransistoren liegt so hoch, daß es ge¬ radezu widersinnig wäre, durch den Einsatz von Übertragern den Fre¬ quenzgang zu beschneiden oder auch zusätzliche Verzerrungen zu er¬ zeugen. Sinnvoll sind daher nur eisenlose Verstärker mit möglichst hoher Betriebsspannung. Eisenlose Quasikomplementär-Endstufe mit Sl-Transistoren Die Schaltung eines praktisch ausgeführten eisenlosen Gegentakt-B-Ver¬ stärkers mit Quasikomplementär-Endstufe, der nur mit Siliziumtran¬ sistoren bestückt ist, zeigt Bild 1. In der Endstufe wurden sowjetische npn-Si-Transistoren KT 801 A eingesetzt. Seine Kenndaten kann man aus Tabelle 1 ersehen. Die Endstufentransistoren sind vom gleichen Leitungs¬ typ (npn) — die durch die komplementären Transistoren der Phasen¬ umkehrstufe ausgesteuert werden. Günstiger wäre auf den ersten Blick eine echte komplementäre End¬ stufe mit Transistoren unterschiedlichen Leitungstyps (npn — pnp), die 87 2M RS tmim 5so sistoren (KT 801) für eine Ausgangsleistung ton etwa 8 W und eine Betriebe¬ spannung von 30 V. Die Werte in runden Klammem gelten für eine Betriebs¬ spannung von 25 V, die in eckigen Klammern für eine Endstufe mit einer Be¬ triebsspannung von 30 V und für eine Ausgangsleistung von etwa 18 W 207 Tabelle 1 Sllteiamlelstunflstranslstoren Transistor KT SOI KT 805 A B A B VcERmax 80 V bei -RßE ~ 100 ß 00 V 160 V bei JSßE = 10 ß 135 V *C max 2 A 5 A Py max bei idealer Kühlung und 0 = 45°C 5 W 30 W ^CE Rest max 2 V bei = 1 A 2,5 V bei Iq = 5 A B 13—50 20—100 > 15 20 grd/W 3.3 grd/W 150°C 150°C keine besondere Pkasenumkehrstufe benötigt. Solche Transistoren waren aber einmal nicht greifbar, zum anderen, werden sie auch von solchen Herstellern, denen sie zur Verfügung stehen, für Verstärker größerer Leistung nicht verwendet, da bei 2 Transistoren gleichen Leituixgstyps eine bessere Übereinstimmung der Kennlinien bis zu großen Strömen (einige Ampere) zu finden ist, als bei einem Kamplementärpaar. Die prinzipielle Wirkungsweise einer Quasikomplementär-Endstufe wurde in [2] ausführlich behandelt und soll daher nur angedeutet werden. Ein-positives Eingangssignal an der Basis von T 1 führt zu einer Ver¬ größerung des Kollektorstroms und damit zu einer Verringerung der Kollektorspannung an T 1. Damit wird die Basisspannung an T 2 nega¬ tiver. Da T 2 ein pnp-Transistor ist, steigt mit der gegen Emitter negativer werdenden Basisspannung der Kollektorstrom von T 2 an, damit auch der Basisstrom von T 4 und dessen Kollektorstrom. Der Spannungsabfall über den Dioden DI bis D 4, die in Durchla߬ richtung betrieben werden, ändert sich bei einer Stromänderung kaum, so daß die Spannungsdifferenz zwischen der Basis von T 2 und T 3 kon¬ stantbleibt. Folglich wird die Basisspannung an T 3 im gleichen Maße negativer wie die von T 2. Da aber T 3 ein npn-Transistor ist, sinkt dessen Kollektorstrom mit negativer werdender Basisspannung. Daraus resul¬ tiert auch eine Verringerung des Basisstroms von T 5 und somit des Kollektorstroms von T 5. Die Emitter von T 2 und T 3 sind über relativ kleine Widerstände mit der Leitung, die das Ausgangssignal führt, verbunden. Damit die am 208 KT 902 A KU 601 KU 602 KU 605 KU 606 110 V bei ügg = 50 il 50 V bei -SgE ~ 00 80 V 80 V bei Übe ~ ® kß 60 V 5 A 2A 10 A 8 A 30 W 10 W 50 W 2 V bei Iq = 2 A 1,4 V bei I C = 1A 1,7 V bei Iq = 8 A 2,5 V bei I c = 7 A > 15 > 20 > 10 . >5 3,3 grd/W 10 grd/W 2,2 grd/W 150°C 155°C 155°C Kollektor' von T 1 vorhandene Steuerspannung voll am Eingang von T 2 bzw. T 3 wirksam wird, muß die Ausgangsspannung der Steuer¬ spannung (am Kollektor von T 1) überlagert Werden. Das geschieht durch den Kondensator G 4. Die negative Halbwelle eines Eingangssignals an T 1 führt andererseits zum Anstieg der Kollektorspannung an T 1 und somit der Kollektor¬ ströme von T 3 und T 6 sowie zu einer Verringerung der Ströme durch T 2 und T 4. Vom Spannungsabfall über den Dioden Dl bis D 4 wird durch einen Spannungsteiler die Vorspannung zur Erzeugung des Ruhe¬ stroms der Phasenumkehr- und Endstufentransistoren abgenommen. Das Einstellen des Ruhestroms, der etwa 30 mA betragen soll, nimmt man mit dem Potentiometer 1t 8 vor. Da der Spannungsabfall über den Dioden vom durchfließenden Strom nahezu unabhängig ist, wird auch der Ruhestrom von T 2 bis T 6 von Betriebsspannungsänderungen nicht beeinflußt. Zur Temperaturstabili¬ sierung des Ruhestroms können die Dioden ebenfalls dienen, wenn sie auf den Kühlblechen von T 4 und T 5 montiert werden. Besser aber ist es, für R 11 einen teipperaturabhängigen Widerstand zu verwenden. Mit R 5 wird die Mittenspannung auf die halbe Speisespannung eingestellt. G 3 —R 4 stellt eine frequenzunabhängige Gegenkopplung vom Ausgang des Verstärkers auf den Eingang dar und linearisiert den Fre¬ quenzgang. Sollte der Verstärker bei hohen Frequenzen zu Schwingungen üeigen, kann das durch Einschalten einer zusätzlichen Gegenkopplung (G 2) oder eines Boucherot-QMeAs C 6 —R 13 unterdrückt werden. 14 Elektronisches Jahrbuch 1973 209 Die Ausführung des Verstärkers nach Bild 1 für eine Betriebsspannung von 30 V und eine Lautspreeherimpedanz von 8 fl eignet sieh besonders für Endstufentransistoren mit kleiner Stromverstärkung. Der Spitzen¬ strom durch T 4 bzw. T 5 beträgt etwa 1,5 A. Bei einer Stromverstärkung von nur 18fach benötigen sie einen Basissteuerstrom von 85 mA. Unter Berücksichtigung eines Teilstroms durch R 15 und R 16 sowie einer bestimmten Reserve müssen T 2 und T 3 einen Kollektor- bzw. Emitter- strom von rund 100 mA abgeben. Für den Transistor T 3 eignet sich jeder Silizium-npn-Transistor, der einen entsprechenden Strom liefern kann und eine Sperrspannung von 30 V verträgt, z.B. SF 122, SF 123, SF 127, SF 128. Für den T 2 benötigt man einen Silizium-pnp-Transistor. T 2 und T 3 müssen den üblichen Paarungsbedingungen bis zu Strömen von etwa 100mA entsprechen. Da es keine Si-pnp-Transistoren aus eigener Fertigung gibt, muß auf Importtypen zurückgegriffen werden. Ideal wäre ein Komplementärpaar KFY 34 (npn )jKFY 16 (pnp) aus der CSSR-Produktion bzw. KFY 46jKFY 18. Normalerweise stehen diese aber nicht zur Verfügung, so daß man zu einem greifbaren pnp-Transistor das entsprechende Gegenstück aus dem reichlichen Angebot der npn- Typen aussuchen muß. Als pnp-Typen kommen z.B. in Frage: KFY 16, KFY 18, KF 517 (CSSR), P 306 A (UdSSR), BO 177, BCY 31, 2 N1132 (kapitalistisches Ausland). Die Stromverstärkung boII nicht unter 30 liegen, für einen Si-pnp-Transistor schon ein beachtliche/Wert. Bei dem verlangten Basisstrom für die Endstufentransistoren von etwa 100 mA ergibt sich ein Basisstrom für T 2 und T 3 von etwa 3,5 mA. Der Kollektorstrom von T 1 muß dann mindestens 4 bis 5 mA betragen. Daraus ergibt sich die Größe der Widerstände B 6 = 560 fl und B 7 = 2,4kß. Bei der Variante des Verstärkers für eine Betriebsspannung von 25 V muß der zulässige Spitzenstrom für den Transistor KT 801 von 2 A voll ausgenutzt werden, um auf etwa die gleiche Ausgangsleistung wie bei der 30-V-Variante zu kommen. Bei einem Stromverstärkungsfaktor von 24fach an aufwärts wie beim Mustergerät ergeben sich ähnliche Verhältnisse für die Steuerkreise wie bei der 30-V-Variante mit US 18. Wegen der kleineren Betriebsspannung verringert sich B 1 dann auf 1,8 kfl. Stehen für T 2 und T 3 Transistoren mit einer größeren Stromverstärkung zur Verfügung (Bä 40), so lassen sich in der Endstufe auch Transistoren mit Bä 18 verwenden. Mit der Dimensionierung der Schaltung nach Bild 1 ist die Grenze der Leistungsfähigkeit des KT 801 erreicht. Selbstverständlich ist es auch möglich, in dieser Schaltung jeden anderen Transistor nach Tabelle 1 oder entsprechende Paralleltypen einzusetzen. 210 Belastung der PhaseBumkehrtransistoren Um höhere Leistungen als die mit dem KT 801 möglichen 8 bis 9 W zu erzielen, ist entweder eine höhere Betriebsspannung bzw. ein kleinerer Lastwiderstand (Lautsprecherimpedanz) oder beides erforderlich. In beiden Fällen werden auch die Phasenumkehrtransistoren T 2 und T 3 stärker belastet. Da diese ebenfalls als B-Verstärker betrieben werden, läßt sich die Verlustleistung ähnlich der einer B-Endstufe berechnen. Die. Verlustleistung einer B-Endstufe wird berechnet nach P ° End ~ 4 • 3r 2 Ä L ' Hinzu kommt noch ein Anteil für den Ruhestrom. Für einen der Phasen¬ umkehrtransistoren kann man näherungsweise die gleiche Formel ver¬ wenden, wenn man den Lastwiderstand der Endstufe mit deren Strom¬ verstärkungsfaktor fJ End multipliziert P ° ph 4n 2 B End' -®l Auch in diesem Fall ist ein Anteil von etwa 20% für den Ruhestrom zuzuschlagen. Des weiteren muß man berücksichtigen, daß der maximal Tabelle 2 Daten der Verstfirker nach Bild 1 Ausführung 1 Ausführung 2 Betriebsspannung Betriebsspannung 30 V 25 V Außenwiderstand 8 fl 5 n Maximale Ausgangsleistung 9,2 W 7,6 W bei i?L = 8 fi bei ß L = 5 fl k = 10% k = 10% Maximale Verlustleistung je Transistor ~ 3 W ~ 3 W Größe des Kühlblechs 100 x 60 x 2 mm* 100 x 60 x 2 mm* Stromauf nähme bei V ollaussteuerung ~ 0,5 A ~ 0,7 A Erforderliche Eingangsspannung bei Vollaussteuerung Z7 e jf - 0,4 V ~ 0,7 V Frequenzgang / u S 30 Hz f Q 25 kHz 211 , zulässige Kollektorstrom von T 2 und T 3 nicht überschritten wird. Er errechnet sich näherungsweise aus dem Kollektorspitzenstrom der End¬ transistoren, dividiert durch deren Stromverstärkung T As max End 1 c ph — B ■°End Bei der Schaltung nach Bild 1 (KT 801) ergibt sich unter den ungün¬ stigsten Bedingungen R^ —5 fl und = 18 eine Verlustleistung von etwa 200 mW. Die Spannungsfestigkeit der Phasenumkehrtransistoren muß so hoch sein, daß jeder einzelne mit der gesamten Betriebsspannung belastet werden kann. Verstärker lür größere Leistungen Eine Variante der Schaltung für eine Ausgangsleistung von 12 bis 14 W zeigt Bild 2. Es eignen sich dafür alle Transistoren entsprechend Tabelle 1, außer dem KT 801. Die Transistoren KU 601 bzw. KU 602 mit einer garantierten Mindeststromverstärkung von 20 sind jedoch besonders geeignet. Die Betriebsspannung U B beträgt 36 V, der Außenwiderstand Ä L = 8 fl, der Kollektorstrom von T 4 und T 5 maximal 1,9 A. Die Aus¬ gangsleistung ist mindestens 12 W und die maximale Verlustleistung etwa 4 W. Der Transistor KU 601 bzw. KU 602 benötigt dafür ein Kühlblech von 60 cm 2 (2 mm stark). Wird ein KT 805 bzw. KU 6061607 verwendet, so braucht das Kühlblech nur 36 cm 2 groß zu sein. Bei einem B-Eaktor Bild 2 Schaltung einer Endstufe mit dm Transistoren KU 601 bzw. KU 602 für ein Betriebsspannung von 36 V und für eine Ausgangsleistung von 12 bis 14 W 212 der Endstufen von mindestens 20 werden die Phasenumkehrtransistoren mit etwa 220 mW belastet. Die Dimensionierung von Bild 2 gilt für Stromverstärkungsfaktoren von f? T2 • 600 bzw. i?xj • 600, d.h., das Produkt der Strom¬ verstärkungsfaktoren von Phasenumkehr- und zugehörigem Endtran¬ sistor muß mindestens 600 sein, andernfalls ist S 7 zu verkleinern. Beim. Einsatz leistungsstärkerer Transistoren können auch mit einer . Betriebsspannung von 30 V größere Leistungen erzielt werden. Prin¬ zipiell gilt dafür die Schaltung Bild 1, wobei in der Endstufe eine Mindest¬ stromverstärkung von 20 gefordert wird, die bei den in Präge kommenden Transistoren, z.B . KT 805, KT 902, KU 605 und KU 606, nicht von vornherein garantiert ist. Bei einem B-Wert von 20 für T 4 und T 5 werden die Phasenumkehr¬ transistoren T 2 und T 3 mit etwa 300 mW belastet. Das ist etwa der Maximalwert, den kleine Siliziumtransistoren ohne Kühlblech vertragen. Werden diese mit einem Kühlblech versehen, so kann der Grenzwert B— 20 für T 4 und T 5 noch etwas unterschritten werden. Der B -Wert von T 2 und T 3 dagegen darf die Größe von 30 nicht unter¬ schreiten. Die Stufe kann mit der in der Schaltung nach Bild 1 in eckigen Klammem angegebenen Dimensionierung (_B L = 4£J, U B = 30 V) eine Sprechleistung von 18 bis 19 W abgeben. Die Verlustleistung von T 4 und T 6 beträgt 5 W. Die Kühlbleche müssen eine Fläche von je 60 cm 1 (2 mm stark) haben. 57 3k RS 560 Büi 3 Schaltung einer Endstufe für eine Betriebsspannung von 40 V und für eine Ausgangsleistung von etwa 22 W (E\ — 0 Qj bzw, 26 W (B\, — 5 O) 213 2 Varianten einer Endstufe mit einer Ausgangsleistung von etwa 22 W (f?l = 6 fl) bzw. 26 W (Ä L =5 0) nnd einer Betriebsspannung von 40 V zeigt Bild 3. Für die Endstufe (T 4 und T 5) kommen nur Hochleistungs¬ transistoren (KT 805, KZ 902, KU 606, KU 607 o.ä.) in Frage. Wegen der großen Kollektorströme in der Endstufe muß man für die Stromverstärkungsfaktoren von End- und Phasenumkehrtransistoren be¬ stimmte Minimalwerte einhalten. Wenn für T 4 und T 5 fJ 20 beträgt, ein Wert, der nicht unterschritten werden darf, ist für T 2 und T 3 ein Stromverstärkungsfaktor US: 40 erforderlich. Die Verlustleistung der Phasenumkehrtransistoren kann dabei die Größe von 400 mW erreichen (JJ L = 5 11). T 2 und T 3 müssen daher normalerweise auf einem Kühl¬ blech montiert werden. Weisen die Endtransistoren B-Werte von 30 auf, so genügen auch in diesem Fall T 2 und T 3 mit B-Werten von 30. Die Verlustleistung bleibt dann für beide Varianten unter 300 mW. Prin¬ zipiell sind die Forderungen an Stromverstärkungsfaktoren und an die thermische Beanspruchung bei der 22-W-Ausführung geringer als bei der 26-W-Ausführung. Die Verlustleistungen von T 4 und T 5 erreichen Werte von 7,5 W (JJ L =6 CI) bzw. 6 W (fi L = 6 fl). In beiden Fällen genügen Kühlbleche von der Größe 10 cm X 6 cm, 2 mm stark, je Transistor. SchluBbetrachtungen Allgemein ist zu sagen, daß die erzielte Spiechleistung bei allen erprobten Varianten der errechneten praktisch entsprach. Die OSSR-Typen der KU -Serie haben Mesa-Struktur. Die mit ihnen aufgebauten Varianten neigten eher zum Schwingen alä die mit den diffusionslegierten Typen der sowjetischen KT-Serie. Der Gegenkopplungskondensator C 2 50 pF war daher für die ersteren i mm er erforderlich, das Boucherot -Glied G 6 — B 13 dagegen konnte meist entfallen. Der Frequenzgang der Ver¬ stärker reichte immer weit über den Hörbarkeitsbereich nach oben hinaus. Bei 25 kHz ließ sich kein Verstärkungsabfall feststellen. Die untere Grenzfrequenz dagegen wird durch den Koppelkondensator G 5 bestimmt und liegt bei etwa 30 Hz. Literatur [1] Anders, R.: Heimstereoverstärker -Ziphona HSV 900-, FUNKAMATEUR 20 (1971), Heft 3, Seite 132 [2] Kowalewski, H. J.: Hochwertiger 25-W-Stereoverstärker, FUNKAMATEUR 20 (1971), Heft 3, Seite 138 bis 143 [3] Botlke, E.: NF-Leistungstransistoren ln der Verstärkerpraxis, Elektronisches Jahrbuch 1967, Seite 81 bis 89, Deutscher Militärverlag, Berlin 1966 214 Vier einfache Meß- und Prüfgeräte Dipl.-Ing. Bernd Petermann mit Transistorbestückung Die nachfolgend beschriebenen Geräte zeichnen eich durch einfache Schal¬ tungen aus. Allen gemeinsam ist die Verwendung von sogenannten »Transportkästen« als Gehäuse und gleichzeitig die Schaltung tragendes Element, so daß sie einen geringen mechanischen Aufwand haben. Diese Kästen stellt der VEB Elektro- und Radiozubehör Dorfhain her. Es gibt sie in den Größen 132 mm X 80 mm X 55 mm; 132 mm X 178 mm X 55 mm und 270 mm x 178 mm X 66 mm. Zweckmäßig sind meist die beiden kleineren Ausführungen. Auf Grund des geringen Bauelementeaufwands und des unkritischen Aufbaus kann auf gedruckte Schaltungen verzichtet werden. Die Montage erfolgt am Gehäuse oder auf einfachen Lötösen¬ streifen. 1. Stromversorgung der Meß- und Prüfgeräte Zur Stromversorgung wurden bei 2 Geräten Selga -Akkumulatoren ein¬ gesetzt, die gerade für Meß- oder Prüfgeräte einige Vorteile aufweisel). Sie liefern etwas über 8 V, eine für die meisten Anwendungen ausreichende und bei recht kleinem Innenwiderstand bis zur Entladung auch weit¬ gehend konstante Spannung. Die nicht sehr große Kapazität wirkt sich bei Meß- oder Prüfgeräten kaum aus, da die Geräte meist nur kurz¬ zeitig betrieben werden. Es ist dann hauptsächlich die Lngerfähigkcit von Bedeutung. Wenn man seine Geräte hauptsächlich mit diesen Batterien bestückt, lohnt ein Ladegerät. Das im Handel befindliche hat den Nachteil, daß eine Überladung möglich ist (besonders wenn man eine nicht voll ent¬ ladene Batterie nachlädt, also ihren Ladezustand und damit die not¬ wendige Ladedauer nicht kennt). Naeh dem Stromlaufplan Bild 1 läßt sich ein überladesicheres Ladegerät aufbauen. Der Ladestrom sinkt bei fortschreitender Ladung immer weiter, weil die Ladespannung ansteigt, so daß die Einrichtung beliebig lange angeschlossen bleiben kann. Wenn man seine Akkumulatoren also reihum jeweils 2 Tage anschließt, hat man seine Geräte immer voll einsatzfähig. 215 Bild 1 Stromlaufplan des Lade¬ geräts für Selga-Akku¬ mulatoren Die Ladeendspannung der Akkumulatoren beträgt etwa 10,8 V. Das muß gleichzeitig die Leerlaufspannung des Ladegeräts sein, die durch die Z-Spannung der Z-Diode D5 bestimmt wird. Man müßte diese also auf 10,8 V aussuchen. Bei nach unten abweichender Z-Spannung kann eine zusätzliche beliebige Si-Diode D6 bei (1), bei höherer Z-Spannung bei (2) eingeschaltet werden. Sie bewirkt eine Differenz von 0,6 bis 0,8 V. Der Kurzschlußstrom wird durch die 3 parallelgeschalteten Kondensatoren CI bis C 3 auf den für die Akkumulatoren zulässigen Ladestrom von 12 mA festgelegt. Der Ein stellregier P 1 gestattet es, den Abfall des Lade¬ stroms zum Ladeende hin verschieden flach zu gestalten. Bei auf 0 ein¬ gestelltem Widerstand hat der Ladestrom bis einige hundert Millivolt unter der Ladeendspannung noch den vollen Wert. Bild 2 Ansicht des geöffneten Ladegeräts Auf Berührungsschutz ist zu achten! Beim Muster (Bild 2) läßt er sich nur dadurch erreichen, daß die Dose ausschließlich bei gezogenem Netz¬ stecker geöffnet wird. Die Bauelemente werden um den Selengleichrichter gruppiert. Dazu wurde an seinem einen Bolzenende noch ein Stück Löt¬ ösenleiste befestigt, das andere Bolzenende dient zur Befestigung der gesamten Anordnung in der Dose. 2. Transislorprüfer Der beschriebene Transistorprüfer baut auf die bekannten einfachen Schaltungen auf; man kann mit ihm Kollektorreststrom (0 bis 1 mA) und 216 Stromverstärkung (10 bis 600) eines Transistors bestimmen. Bei diesem Transistorprüfer wurden jedoch gewisse Mindestanforderungen erfüllt und verschiedene Mängel beseitigt, die den bekannten Schaltungen an¬ haften. a — Es lassen sich pnp- und npn-Transistoren prüfen. Das ist bei dem heutigen Angebot eine absolute Notwendigkeit, b — Die Schaltung ist kurzschlußsicher. Man kann also ohne Gefahr für das Meßwerk auch Transistoren mit inneren Kurzschlüssen prüfen. Auch dem Prüfling kann kein Schaden zugefügt werden (bei even¬ tueller Falschpolung). e — Die Kollektorspannung ist auf etwa 6 V stabilisiert. Diese Spannung wird meist in den Datenblättern bei der Angabe von Reststrom oder Stromverstärkung zugrunde gelegt. Die Stabili¬ sierung verhindert eine Veränderung des zur Messung eingeprägten Basisstroms am Transistor bei Batteriealterung und die als Folge auftretenden großen Meßfehler. d — Bei den meisten einfachen Transistorprüfern wird zur Messung der Stromverstärkung ein bestimmter Basisstrom eingespeist. Der vor¬ herige Kollektorstrom ist der Reststrom; er liegt also vielfach sehr niedrig. Aus der Kollektorstromerhöhung wird auf die Stromver¬ stärkung beschlossen. Der erreichte Kollektorstrom kann, besonders bei geringer Stromverstärkung, noch sehr niedrig sein (Bruchteile eines mA). Bei kleinen Kollektorströmen sinkt aber die Stromver¬ stärkung vieler Transistortypen stark ab, so daß es gegenüber den Meßbedingungen beim Datenblatt (/ c meist 1 mA oder 2 mA) Fehler gibt, deren Größe außer von den Eigenarten des Transistortyps noch von Reststrom und Stromverstärkung abhängt. Beim besprochenen Gerät liegt der Meßstrom immer zwischen 1 und 2 mA, so daß man sich in einem Bereich befindet, in dem die Stromverstärkung nur geringfügig schwankt und der außerdem den Datenblatt-Meßbedingungen (s.o.) nahekommt. Der Kollektor¬ strom wird vor Einspeisung des zur Messung dienenden Basisstroms auf 1 mA eingestellt, so daß die Kollektorstromerhöhung nicht auf Iq s» 0 aufbaut, sondern auf I c = 1 mA. Die Erhöhung beträgt maximal = 1 mA, so daß das Meßergebnis der Kleinsignalstrom¬ verstärkung ß bzw. h 2le mit guter Näherung entspricht und nicht wie sonst B bei Undefiniertem Arbeitspunkt, e — Das Meßwerk hat eine lineare Skalenteilung, und die Stromverstär¬ kung, ist direkt ablesbar; man braucht die Skala also nicht neu zu zeichnen, wenn man die Stromverstärkungsmeßbereiche entsprechend wählt. Günstig ist es lediglich, wenn noch zusätzlich Teilstriche für einen ßfachen bzw. -Originalbereich angebracht w r erden. f — Es wurden insgesamt 5 Transistorfassungen (sowie 3 Telefonbuchsen) 217 zum Anschluß der Prüflinge vorgesehen, die den verschiedenen Transistorsockelsehaltungen Rechnung tragen (Bild 4). Die Anschlu߬ belegung der Passungen ist so ausgelegt, daß die verschiedenen Typen immer mit gleicher Lage der »Nase« bzw. Abflachung, aber in ver¬ schiedene Fassungen eingesteckt werden. Auf diese Weise vereinfacht sich die Prüfung, man vermeidet kompliziertes Biegen der Anschlüsse zum Prüfen und bewahrt dadurch die Transistoren vor mecha¬ nischen Schäden. Es werden 4 Spolige »flache« Fassungen und eine runde 9polige Fas¬ sung eingebaut. Bei den Spoligen Fassungen (außer der für AF 114 usw.) wurden jeweils die äußeren beiden Kontakte verbunden, um auch Mini¬ plast-Transistoren prüfen zu können; bei der 9poligen Fassung wurden die Kontakte 1, 4, 6 und 9 entfernt sowie die Kontakte 2 und 3 bzw. 7 und 8 verbunden. 5 2 sind: 1 ~ Reststram (Bereich 1 mA); 2 £ Kompensation mit P 1 auf NuUausscMag; 3 £ B = 0 bis 600; 4 & B = 0 bis 200; 6 & B = 0 bis 60; 6 & B = Obis 20 Nun zur Schaltung (Bild 3): Die Umschaltung pnp-npn ist mit dem Ausschalter kombiniert. Benützt wurde ein Schiebeschalter mit 3 Stel¬ lungen aus DDR-Produktion. Diese Schalter sind oft erhältlich; die Mittel¬ stellung entspricht »Aus«. Eventuell sind auch ein 4poIiger Umschalter und ein getrennter Ausschalter verwendbar. Es empfehlen sich dann 2 unabhängige Drucktasten. Umgeschaltet werden die Polaritäten der Speisespannung und des Meßwerks. Die Strombegrenzung bewirken if 9 und T. Sie wird mit R 9 auf etwa 3,5 mA eingestellt. Am einfachsten kann man den Strom kontrollieren, wenn man einen Strommesser zwischen »E« und »C« schaltet. 218 CCBEE EZE3 SC 100-301 SF 100,105 6FIhS-W AF106,139 BC107... 103 £3) SC 106,107 SF 215,216 SS 200... 219 BB CEE SF 120-133 AF 123-127 BF1S7,173 B SF 021-129 6F1AO-1A3 E Btt C AF 11U...118 OC 169 ... 171 8BCEE OC 880... 883 * Kontakte entfernt alle Anschlüsse von oben (nicht von der Lötseite!) gesehen Bild 4 Anordnung der Transistorfassungen beim Transislorprüfer (8. obere Reihe). Die 2. Reihe gibt an, wie die Transistoren eingesteckt werden. Darunter sind die bekanntesten Typen angegeben, die in der entsprechenden Fassung geprüft werden Das Ausschalton des Geräts darf nicht vergessen werden, da der ein¬ gebaute 8-V-Akkumulator sonst immer mit 3,ö mA belastet wird, die im Ruhezustand über die Z-Diode D fließen. Die Z-Diode hat im Mustergerät 5,5 V Z-Spannung; sie sollte aber besser 6 V aufweisen. Es eignen sich für diesen Zweck auch in Sperrichtung betriebene BasiB-Emitter-Strecken von Transistoren der Typen SF 121--SF136. Durchbruchsspannung und differentieller Widerstand sind jedoch zu überprüfen! Es kommen auch defekte Transistoren dieser Art in Frage, z. B. mit unterbrochenem Kollek¬ toranschluß oder sehr geringer Stromverstärkung. Bei der Messung steht S 2 (flpoliger Drehscharter mit 2 Ebenen) zuerst in Stellung 1. Es wird der Kollektorreststrom bei offener Basis gemessen, der Bereich ist 1 mA. Er wird mit P 2 festgelegt. Das kann so erfolgen, daß ein einstellbarer Widerstand in Reihe mit einem Vergleichsmeßinstru¬ ment zwisohen »E« und »O angeschlossen, mit dem Widerstand ein Strom von 1 mA am Vergleichsinstrument eingestellt und dann P 2 so abge¬ glichen wird, daß das eingebaute Meßwerk Vollausschlag zeigt. Der Ein¬ stellwert von P 2 und der Innenwiderstand dieses Meßwerks mÜBsen dazu zusammen etwa 1,5 kfl ergeben. Dann schaltet man S 3 ein (gehört zu P 1) und speist mit P 1 einen so großen Basisstrom ein, daß der vom Meßwerk angezeigte Kollektorstrom 1 mA Vollausschlag) wird. S 2 bringt inan dann in Stellung 2. Mit dem Spannungsteiler Ä/7/P 3 /R 8 ergibt eich eine Brückenschaltung für das 219 Meßwerk, die mit P 3 so abgegliehen wird, daß das Meßwerk nach der Umschaltung wieder 0 anzeigt. Der Strommeßbereich bleibt dabei un¬ verändert X mA, es ist lediglich die Anzeige des »Anfangs-mA« kompen¬ siert. Die folgenden Stellungen von S 2 sind die verschiedenen Stromver¬ stärkungsmeßbereiche. Über R 2 bis R 5 werden verschieden große zu¬ sätzliche Basisströme A/ß eingespeist, die einen Kollektorstromzuwachs A ßlß bewirken, der wiederum angezeigt wird. Beim Muster sind die eingespeisten Ströme bei Stellung 3: A/ß = 1,67 pA, entsprechend einem ^-Bereich 0 bis 600; Stellung 4: A/ß = 5, pA, entsprechend einem /?- Bereich 0 bis 200; Stellung 5: A/ß = 16,7 pA, entsprechend einem ^-Bereich 0 bis 60; Stellung 5: A/ß = 50, pA, entsprechend einem ß-Bereich 0 bis 20. In vielen Fällen werden die Meßbereiche 0 bis 1000, 0 bis 300, 0 bis 100 und 0 bis 30 günstiger sein. Allerdings ergeben sich dann »krumme« Werte für R 2 bis R 5. Die genauen Werte dieser Widerstände richten sich außerdem nach der Z-Spannung der Diode, so daß sie, auch aus Toleranzgründen, sowieso ausgemessen werden sollten. D U 2 - 0,5 V v = —Äig— R v — Basis-Vorwiderstand in k£l, P, — Z-Spannung in V, lg — Basisstrom in mA. Die 0,5 V sind ein Kompromiß zwischen der Basis-Emitter-Spannung bei Germaniumtransistoren (sä 0,2 bis 0,3 V) und der bei Siliziumtran¬ sistoren (« 0,6 bis 0,8 V). Für Siliziumtransistoren, die allgemein einen mit diesem Gerät nicht mehr angezeigten Reststrom (unter 1 fxA) haben, ist eine vereinfachte Prüfung möglich, die allerdings die bei d) genannten Nachteile hat. Man kann bei S 2 zusätzliche Schaustellungen vorsehen, bei denen S 2b offen ist und bei denen durch S 2a nochmals die Widerstände R 2 bis R 6 ein¬ geschaltet werden. (Besser ist es, andere Widerstände zu verwenden, die auf die Basis-Emitter-Spannung von Siliziumtransistoren, d.h. auf etwa 0,7 V abgestimmt sind.) S 1 bleibt dann immer ausgeschaltet. Für P 1 sollte übrigens am besten ein negativ logarithmisches Schalter-Poten¬ tiometer (Kurve 3 = fallend exponentiell) eingesetzt werden, da sonst die Einstellung schwierig wird. Benutzt man ein übliches positiv logarith¬ misches (Kurve 2 = steigend exponentiell), so »knallt« der Zeiger des Meßwerks beim Einschalten immer an den rechten Anschlag. Das ist wegen der Strombegrenzung jedoch noch tragbar. 220 Nim zusammengefaßt noch einmal die Bedienung: — Emstecken, des Prüflings; — Gerät mit S 1 einsckalten, je nach Zonenfolge auf pnp oder npn. S 2 stoht in Stellung 1. S 3/PI ist ausgeschaltet; — der Beststrom wird abgelesen; — S 3 wird eingeschaltet und mit P 1 Vollausschlag des Instruments ein¬ gestellt; — S 2 wird in Stellung 2 gebracht. Das Instrument muß 0 anzeigen; — Mit S 2 wird der Stromverstärkungsbereich (Stellungen 3 bis 6) gewählt, in dem sie sich am besten ablesen läßt. - « Abschließend noch die Nachteile des Geräts: — Es lassen sich keine Leistungstransistoren oder EETs prüfen. — Durch unterschiedliche Emitter-Basis-Spannungen bei den Prüflingen, besonders zwischen Silizium- und Germaniumtransistoren, werden Meßfehler verursacht (etwa ±5%). — Da nur ein Reststrombereich (1 mA) vorgesehen ist, sind kleine Rest¬ ströme ( < 50 p,A) nur abzuschätzen. Der Transistorprüfer wurde in einen kleinen Transportkasten eingebaut (Bild 5). Oben befinden sich die 5 Transistorfassungen in einer Anordnung entsprechend Bild 4. Das Meß werk ist quadratisch, 46 mmx46 mm. Mo¬ derner wäre ein rechteckiges Meßwerk 48 mmx52 mm (Fa. Kiesewetter). Unten befindet sich links das Potentiometer P 1, gekoppelt mit S 3, und rechts der Bereichsschalter S 2. Der Schiebeschalter S 1 ist an der rechten B ild 5 Außenansicht, des Transistorprüfers 221 Bild 6 Innenansicht des Transistorprüfers. Ji 2 bis R 5 sind direkt an S 2 gelötet, P 1 liegt am Meßwerk, P 3 an der Löt¬ ösenleiste. Der Akkumulator wurde mit einer Schelle am Gehäuse befestigt Seitenwand angebaut. An der oberen Seitenwand sind noch 3 4-nim- Telefonbuchsen angebracht, um Prüfschnüre an Stelle der eingebauten 5 Transistorfassungen benutzen zu können. 3. FET-Voltmctcr Die Schaltung dieses Geräts unterscheidet sich kaum von der in Röhren¬ technik weitverbreiteten mit einer Doppeltriode. Bild 7 zeigt den Strom¬ laufplan. Als aktive Elemente dienen 2 MOSFETs (es wurden SM 1031104- Basteltypen eingesetzt). Sie haben einen sehr hohen Eingangswider- stand, so daß dieser gegenüber dem Eingangswiderstand des Geräts (Span¬ nungsteiler) vernachlässigt werden kann. Ein besonderer Vorteil gegen¬ über der äquivalenten Röhrenschaltung ist der bei den MOSFETs fehlende Leckstrom an der Steuerelektrode. Dieser führt bei den Röhrenschaltungen dazu, daß bei Umschalten des Gitterwiderstands (Spannungsteiler zur Bereichswahl) der Nullpunkt nicht konstantbleibt. Das wirkt sich be¬ sonders in den empfindlichen Bereichen aus. Bei dem FET-Voltmeter tritt dieser Effekt nur äußerst schwach und nicht mehr störend in Erscheinung. Die Wirkungsweise der Schaltung ist leicht zu erklären: Das Meßwerk liegt in einer Brückenschaltung, zu deren Bestandteilen auch die beiden MOSFETs gehören. Das Anlegen einer Steuerspannung an T 1 bewirkt eine Störung des Brückengleichgewichts und damit einen Ausschlag am Instrument. T 2 dient nur zur Kompensation, seine Kenndaten verändern sich bei Temperatur- und Betriebsspannungsschwankungen ebenso wie die von T 1, so daß die Auswirkungen dieser Schwankungen auf die Anzeige 222 Eingang + stark vermindert werden. Damit eine gute Kompensation erreicht wird, sollen die Daten beider Transistoren möglichst gut übereinstimmen. Die Anordnung des Meßwerks im Source-Kreis bewirkt durch die Stromgegenkopplung an den Source-Widerständen eine Linearisierung des Skalenverlaufs. Dieser weist jedoch auch ohnedies gute Linearität auf, weil der Strombedarf des Meßwerks <50 p.A) um mehr als eine Größen¬ ordnung geringer ist als die Kuheströme der beiden Transistoren (je etwa 1 mA), Die Schaltung benötigt eine relativ hohe Betriebsspannung, da einer¬ seits die Transistoren eine Spannung von einigen Volt zwischen Source und Drain benötigen und außerdem für die Lastwiderstände ein be¬ stimmter Spannungsabfall zur Verfügung stehen muß. Es wird in diesem Fall außerdem eine negative Gate-Vorspannung benötigt, um den ge¬ wünschten Drain-Strom zu erreichen. Da die zur Erzeugung dieser Vor¬ spannung herangezogenen Source-Widerstände gleichzeitig die »Last¬ widerstände« bilden, kann man etwas Spannung einsparen. Deshalb liegt die hier benutzte Betriebsspannung von 8 V etwas über dem erforderlichen Minimum. Da FETs, besonders MOSFETs, sehr empfindlich gegen zu hohe Gate- 'Spannungen sind, mußten Maßnahmen gegen solche Überspannungen getroffen werden. D1 verhindert, daß die Spannung am Gate von T 1 negativer als etwa —0,6 V gegen »0« w'ird; D 2 verhindert, daß sie posi¬ tiver als etwa +0,6 V gegen die Source von T1 wird. 0,6 V ist die Schleusen- 223 Spannung dieser Siliziumdioden. Dadurch, daß die Dioden nicht einfach antiparallelgeschaltet wurden, ergibt sich am Gate von T 1 ein großer Aussteuerbereich von mehreren Volt, ohne daß die Dioden leitend werden. Er ist viel größer als die für Vollausschlag des Meßwerks erforderliche Spannung. Die Grenzwerte der Gate-Source-Spannung werden mit Sicher¬ heit eingehalten. Der Spannungsteiler und lt 9 begrenzen den Strom durch die Dioden. Da die Dioden eine Einschaltverzögerung haben, während der die Gate- Isolierschicht möglicherweise schon durchschlägt, wurde noch C 1 ein¬ gebaut. Er verhindert ein zu schnelles Ansteigen der Spannung am Gate von T 1. Der Spannungsteiler R 1 bis R 8 zusammen mit R 9 ergibt die notwendige Zeitkonstante. Dieses BC-Glied verhindert außerdem, daß der zu messenden Gleichspannung überlagerte Wechselspannungen das Me߬ ergebnis verfälschen können (die Grenzfrequenz des UG-Glieds liegt, ab¬ hängig vom Meßbereich, zwischen 2 Hz und 16 Hz). Einige Sorgfalt ist der Auswahl der beiden Dioden zu widmen. Ihr Sperrstrom muß sehr gering sein, um die Messungen nicht zu verfälschen. Es kommen nur Siliziumtypon in Frage, von denen sich aber längst nicht alle eignen. Da die Sperrströme wegen ihrer geringen Größe (zugelassen höchstens einige Nanoampere) auf übliche Weise kaum meßbar sind, muß man die Dioden auf folgende Art testen: Man stellt das fertige Gerät auf den empfindlichsten Bereich (1,5 V), verbindet den Minuspol einer Flach¬ batterie mit der »0«-Klemme und schaltet die Dioden in Sperrichtung zwischen Pluspol und Eingangsklemme. Bei guten Dioden läßt sich kein Ausschlag feststellen. Als besonders gut geeignet erwiesen sich Kollektor- Basis-Strecken von Silizium-Planar-TransistorenSF 131jSF 132, eventuell auch SF 216, SC 206 o.ä., weniger von Schalttransistoren. Transistoren mit defekter Emitter-Basis-Strecke lassen sich in diesem Fall oft noch gut verwenden. Die meisten Dioden eignen sich nicht (exemplarabhängig). Die vorgesehene Bereichsabstufung (1-3-10-30-System, s. [1]) ist be¬ sonders günstig, weil die Bereiche jeweils etwa den gleichen relativen Abstand zueinander haben. Mit MOSFETs vom Typ SM 104 läßt sich ein Vollausschlag bei 0,6 bis 0,7 V gegen »0« am Gate erreichen. Wegen der Skalenteilung des Meßwerks (0 bis 15 und 0 bis 50) ist als empfindlichster Bereich 1,5 V gewählt worden. Ein Parallelwiderstand zum Meßwerk bedeutet praktisch ein Verschenken an Leistungsfähigkeit. In solchen Fällen zu hoher Empfindlichkeit ist es günstiger, einen zusätzlichen Wider¬ stand (R 1) vor den Eingangsspannungsteibr zu schalten und dadurch den Eingangswiderstand des Geräts zu erhöhen. Nur der Feinabgleich erfolgt mit einem Parallelwiderstand zum Meßwerk; in diesem Fall sind es R 12 -|- P 2 (»Eichen«), Die beiden Transistoren sollten, wie oben angeführt, möglichst über¬ einstimmende Daten haben. Allgemein werden sie aber voneinander ab¬ weichen. Wenn bei Mittelstellung von P 1 (»Nullabgleich«) und an den 224 ~0«-Ausschlag gestelltem Schleifer von P 3 das Meßwerk beim Einschalten einen negativen Ausschlag zeigt, müssen TI und T 2 vertauscht werden. P 3 ist anschließend so abzugleichen, daß die Zeigernullstellung bei Mittelstellung von P 1 erreicht wird. Je weniger dabei P 3 vom >»-0«-An- schlag entfernt werden muß, desto besser stimmen die Arbeitspunkte von T 1 und T 2 überein. Mit anderen FET-Typen läßt sich eine höhere Empfindlichkeit ermög¬ lichen. Mit 2x2 N 3819 (Sperrschichttyp) konnte Vollausschlag bei weniger als 0,3 V Meßspaimung erreicht werden (allerdings ohne R 1). Die Nullpunktstabilität war dabei noch gut. Eingebaut wurde das FET-Voltmeter in einen Transportkasten mitt¬ lerer Größe (Bild 8). Als Bereichsschalter wurde ein keramischer Dreh- Bild 8 Außenansicht des FET-Voltmeters Bild 9 Innenansicht des FET-Voltmeters. Die meisten Bauelemente befinden sich an der Lötösenleiste (oben), diese wird an den Meßklernmen untergelegten Löt- ösen angelötet und auf diese Weise befestigt. R 1 bis II S sind direkt an S 1 gelötet 16 Elektronisches Jahrbuch 1973 225 Schalter mit 2 Ebenen zu je 8 Kontakten gewählt, so daß er mit dem Einschalter kombiniert werden konnte. Der Schalter stammt aus einem Funkgerät Fk 1. Die Schaltbrücken wurden bei beiden Ebenen bis auf eine entfernt und die Spannungsteilerwiderstände direkt auf die Schalter¬ kontakte gelötet. Die restliche Schaltung befindet sich auf einer Lötleiste, die ihrerseits an den beiden Meßklemmen befestigt ist (s. Bild 9). Das eingebaute Meßwerk hat 100 mm Flanschdurchmesser und erhält eine Skale, wie sie in [1] abgebildet ist'. Oben an der Seitenwand des Ge¬ häuses sind die beiden Meßklemmen angebracht (s. Bild 8), unten links befindet sich P 1, in der Mitte S 1 (»Aus«-Stellung unten) und rechts P 2. 4. Kapazitätsmesser nach der Substitutionsmethode Zum Bestimmen kleiner Kapazitäten eignen sich die üblichen Kapazitäts¬ meßbrücken im allgemeinen nicht, da sie mit zu niedrigen Frequenzen arbeiten. Diese Messungen lassen sich besser nach der Resonanzmethode durchführen. Dabei ist der Aufwand jedoch relativ hoch. Außerdem wird die Genauigkeit durch die Güte des Kreises begrenzt. Diese Nachteile weist das beschriebene Gerät nicht auf. Der Aufwand ist sehr gering, durch das benutzte Überlagerungsprinzip läßt sich eine sehr große Genauigkeit erreichen. Vorbedingung zur Messung ist aller¬ dings ein Rundfunkempfänger mit Mittelwellenbereich, der praktisch immer zur Verfügung stehen wird, am besten ein Transistor-Batterie¬ empfänger. Das Gerät besteht aus einem batteriegespeisten Transistoroszillator (Bild 10), der am niederfrequenten Ende des Mittelwellenbereichs arbeitet (beim Muster bei etwa 600 kHz). Die Frequenz dieses Oszillators wird in einem Rundfunkempfänger mit einer festen Frequenz, zweckmäßig einem Ortsrundfunksender verglichen, indem man die O»zillatorfrequenz auf diesen Rundfunkempfänger koppelt und ihn auf den entsprechenden BF720 CV Es wurde ein Spulenkörper mit Ferrilmantel 10 mm Durchmesser x 10 mm verwendet, ähnlich Bild 6 in [2] oder aus AM -Bandfilter (z.B. T 100). Er¬ klärung der Klammem s. Text 226 Rundfunksender einstellt. Die Kopplung wählt man so, daß sieh der Überlagerungston am besten auswerten läßt. Eingestellt wird imm er auf Schwebungsnull, so daß die Oszillatorfrequenz der des Rundfunksenders entspricht und dadurch immer exakt reproduzierbar ist. Nun kann der zu messende Kondensator angeschlossen werden, der selbstverständlich den Oszillator verstimmt. Mit dem eingebauten Drehkondensator C 9 wird dann diese Verstimmung rückgängig gemacht, indem man wieder Schwebungsnull einstellt. Die Veränderung der Kapazität des Dreh¬ kondensators entspricht dann genau der gesuchten Kapazität, d.h., die Kreiskapazität wird durch den Drehkondensator wieder um soviel ver¬ ringert, wie sie durch den zu messenden Kondensator vergrößert wurde. Zur Kopplung auf den Rundfunkempfänger genügt es im allgemeinen, beide Geräte in geringem Abstand nebeneinander zu stellen. Günstig ist es dabei, wenn die' Oszillatorspule auf den Ferritstab (falls vorhanden) des Empfängers koppelt. Die Betriebsspannung des Oszillators darf nur wenige Volt betragen, damit man eine möglichst kleine HF-Spannung erhält. Das verringert die Störstrahlung und verbessert die Meßgenauig¬ keit beim Messen von Kapazitätsdioden. Die Störstrahlung ist dann kaum weiter als bis auf einen Meter nachzuweisen, so daß Störungen benach¬ barter Empfänger ausgeschlossen sind. Der Meßbereich wird durch den Meßdrehkondensator C 9 festgelegt. Beim Mustergerät wurde ein T 100- Drehkondensator (110 pF + 270 pF) verwendet, so daß sich 2 Meßbereiche ergaben. Eine Einengung des Variationsbereichs ist außer über einen Doppeldrehkondensator auoh über Reihen- (und Parallel-) Kondensatoren möglich. Da die Nullstellung der Meßbereiohe jeweils der Endkapazität des Drehkondensators entspricht, wird durch zusätzliche Kapazitäten (C 7 und G 8) für eine bei den beiden Bereichen gleiche JEJndkapazität (^ Nullstellung) gesorgt. Die Trimmer C 8 und C 10 sind mit dem Drehkondensator konstruktiv verbunden und dienen der genauen Angleichung dieser Kapazitäten. Die Bereiche sind 0 bis 110 pF (C 9a) und 0 bis 270 pF (C 9b). Mit C 5 wird bei Nullstellung (Endkapazität) von C 9 Sohwebungsnull eingestellt, so daß sich Temperatureinflüsse usw. eleminieren lassen. Auch Zusatzkapazitäten lassen sich damit ausgleichen, so daß man z. B. die Kapazität von Meßkabeln (auch abgeschirmten) oder die Anfangs¬ kapazität von zu messenden Drehkondensatoren kompensieren kann. C 5 wird nicht geeicht. Seine Funktion kann auch von L übernommen werden, wenn man eine geeignete Einstellmöglichkeit findet. C 5 ist ebenfalls ein TiOO-Drehkondensator; beide Teile (O 6a und O 6b) wurden parallelgeschaltet. Wegen der kleinen HF-Spannung lassen sich auch Kapazitätsdioden untersuchen. Über R 4 wird die Vorspannung t/ AK zugeführt. Auch be¬ liebige Siliziumdioden können auf ihre Eignung als Kapazitätsdioden untersucht werden. Außerdem ist die Bestimmung der Ausgangskapazität 227 um u .1 ußenansicht des Kapazitätsmessers gesperrter Transistoren möglich. Ein zu großer Realteil des kapazitiven Widerstands läßt die Schwingungen des Oszillators abreißen. Das Gerät wurde in die kleinste Transportkastenausführung eingebaut (Bild 11). Der Bereichsschalter S lb wurde mit dem Ausschalter S la in Form eines Schiebeschalters mit 3 Stellungen kombiniert. Drehschalter mit 2 Ebenen oder ähnliche sind ebenso geeignet. Der Meßdrehkonden¬ sator wurde mit einer Skalenscheibe versehen, die mit der Hand am Rand gedreht wird. Die beiden Bereiche wurden verschiedenfarbig gezeichnet, ln Bild 11 sind oben die beiden Meßklemmen für C x zu sehen, an der Seite links oben die beiden Buchsen für t/ AK , darunter S 1. Vorn befinden sich oben links der Abgleichkern von L, oben rechts der Knopf von C 6 und unten die Skalenscheibe von C 9. Im Originalgerät wurde ein Rulag -Akkumulator RZP 2 eingesetzt, der 2 V liefert. Diese Spannung reichte zum sicheren Betrieb ohne weiteres aus. Für den Akkumulator wurde eine Kammer aus Messingblech 0,3 mm eingebaut. Die Kontaktfahnen des Akkumulators drücken auf eine aus kupferkaschiertem Halbzeug hergestellte Kontaktplatte. Aus Gründen der in der Einleitung besprochenen gleichartigen Strom¬ versorgung kann auch der Selga -Akkumulator für diese Schaltung ver¬ wendet werden. Um aber die HF-Spannung genügend weit herabsetzen zu können, ist ein Vorwiderstand (R 5) vorzusehen. Sein Wert wird so lange vergrößert, bis die Schwingungen fast aussetzen. Der Oszillator muß allerdings auch bei nahezu entladenem Akkumulator (=» 7 V) noch sicher anschwingen. Richtwert für R 5 ist etwa 40 kß (ev. Einstellregler verwenden). 228 Bild 12 Innenansicht des Kapazitdtsmessers. Zur Befestigung der beiden Lölösen- leisten wurden Gewindclöcher der beiden T 100-Drehkondensatoren genutzt. Die Spule wurde durch die Bohrung eines kurzen Pert i nur Stückes gesteckt und mit dem zugehörenden Oberteil festgeschraubt. Das Pertinasr- stilck selbst urird am Gehäuse befestigt 5. Niederfrequenzmesser Mit dem Gerät können Frequenzen zwischen etwa 10 Hz und 50 kHz gemessen werden. Es besteht (s. Bild 13) hauptsächlich aus einem Schmitt- Trigger, der die Eingangsspannung in eine Rechteckspannung umwandelt. Der Vorteil eines Schmitt-Triggers gegenüber den für diesen Zweck sonst üblichen Begrenzerschaltungen besteht darin, daß bei Erhöhung der Eingangsspannung der Anzeigostrom fast sprungartig seinen der Frequenz entsprechenden Wert erreicht. Der sonst übliche Eingangsspannungs¬ bereich nicht eindeutiger Anzeige wird in diesem Fall sehr schmal. RIO R11 ns 229 Die Rechteekspannung am Kollektor von T 2 wird über umschaltbare Kondensatoren C 4 bis (7 11 geführt- und differenziert. Hinter dem jeweils eingeschalteten Kondensator treten positive und negative Nadelimpulse auf. Die negativen Nadelimpulse werden über D 3 kurzgeschlossen, die positiven über D 4 dem Anzeigemeßwerk zugeleitet. Verändert man die Widerstände im Kreis, dann bleibt trotzdem der angezeigte Strom kon¬ stant, solange die Bedingung erfüllt wird, daß der eine (z. B. positive) Nadelimpuls abgeklungen ist, bevor der nächste (z.B. negative) beginnt. Der Strom hängt dann nur von der Amplitude der Rechteckspannung, ihrer Frequenz und der Kapazität des Kondensators ab. Da die Kapazität konstant ist, hängt die Anzeige außer von der Frequenz nur noch von der Spannung ab. Abweichungen der Sollkapazitäten der Differenzierkondensatoren lassen sich also durch eine Spannungsänderung ausgleichen. Diesem Zweck dienen die Einstellregler P 2 bis P 7, die jedem Bereich zugeordnet sind. Im höchsten Frequenzbereich kann die Kapazität selbst abgeglichen werden (C 10). Die Höhe der Reehteckspannuiig ist außerdem etwa direkt propor¬ tional zur Betriebsspannung. Sie muß deshalb stabilisiert werden. Dazu dient die Z-Diode D 5. Die günstigste Stabilisierungswirkung haben Dioden mit etwa 7 bis 8 V Z-Spannung. (Es eignen sich auch meist in Sperrichtung betriebene Basis-Emitter-Strecken von Silizium-Planartransistoren wie SF 121---SF 136. Die Spannung muß ausgemessen werden und liegt oft zwischen 5 und 8 V.) Deshalb kommt ein 8-V-Akkumulator als Spannungs¬ quelle kaum in Frage; es wird eine Versorgungsspannung von 12 V ge¬ wählt. Da man dieses Gerät verhältnismäßig selten benutzt, wurde auf den Einbau von Batterie und Meßwerk verzichtet (s. Bild 14). Das 50- p.A-Instrument kann von außen angeschlossen werden. Sein Innenwider¬ stand ist unkritisch, sollte jedoch unter etwa 5 kfi liegen. Die Versorgungsspannung von 12 V kann sowohl Gleich- als auch Wechselspannung sein, beide werden wahlweise über dieselben Buchsen zugeführt. Ohne R 11 würde an 0 12 bei Wechselspannungsbetrieb eine höhere Spannung als bei Gleichspannungsbetrieb entstehen. Da der Strom über R 11 bei Gleichrichter betrieb von D 6 nur impulsförmig fließt und diese Impulse höher sind als der Gleichstrom bei Gleichspannungs¬ speisung, rufen sie an R 11 einen höheren Spannungsabfall hervor, so daß sich bei richtiger Dimensionierung ein Ausgleich ergibt. Die Eingangsspannungsempfindlichkeit wird am größten, wenn die Ruhespannung an der Basis von T 1 in der Mitte zwischen Hin- und Rückschaltspannung, also in der Mitte des Hysteresebereichs liegt. Diese Spannung läßt sich mit P 1 einstellen. Praktisch führt man das durch, indem man (ohne Eingangssignal) die Gleichspannung am Kollektor von T 2 mißt und P 1 in die Mitte zwischen die beiden Punkte stellt, bei denen diese Spannung umspringt. Man kann auch so Vorgehen, daß man eine 230 Bild 14 A ußenansicht des NF-Frequenzmessers niedrige Weehselspannung an den Eingang legt und den Ausgangsstrom mit P 1 auf das Maximum bringt, die Eingangsspannung verringert und den Vorgang so lange wiederholt, bis das Optimum gefunden ist. Es läßt sich eine Empfindlichkeit von erheblich besser als f/ ss = 1 V erreichen. Die Kombination von R 1 mit D 1 und D 2 (Basis-Kollektor-Strecken von SF 23f-Basteltypen oder Dioden SAP 30) wirkt als Eingangsspan¬ nungsbegrenzer und schützt den Schmitt -Trigger vor Übersteuerung, die sich in falscher Anzeige äußern würde. Je nach Strombelastbarkeit von D 1 und D 2 und Belastbarkeit von R 1 verändert sich die maximal zu¬ lässige Eingangsspannung. Hat R 1 1 W Belastbarkeit, so kann eine effek¬ tive Sinusspannung von 100 V an den Eingang gelegt werden. Der Wert 10 kO ist ein Kompromiß zwischen Verringerung der Empfindlichkeit und Überlastbarkeit. Wenn die Empfindlichkeit nicht ausreicht, muß eine Verstärkerstufe zwischen Dl, D 2 und den Eingang des Schmitt -Triggers geschaltet werden. Die Skalenverläufe sind linear. Es wurde wieder eine Bereichsaufteilung 1,5:5:15 usw., s. [1], vorgenommen, so daß man mit 2 Skalen auf dem Meßwerk auskommt oder bei einer 50er-Teilung leicht umrechnen kann. 231 Die Meßbereiche sind folgende: G 4 = 0,15 pF ^ Bereich 0 bis 50 Hz (7 5 = 50 nF ä C 6 =15 nF ä 10 nF + 5 nF C 7 = 5 nF ä C 8 = 1,5 nF ä (7 9 = 500 pF ^ C 10 = 150 pF ^ Bereich 0 bis 150 Hz Bereich 0 bis 500 Hz Bereich 0 bis 1,5 kHz Bereich 0 bis 5 kHz Bereich 0 bis 15 kHz Bereich 0 bis 50 kHz Als Gehäuse diente die kleine Transportkastenausführung (Bild 14). Einziges Bedienungselement ist der Bereichsschalter, oben befinden sich die Eingangsbuchsen, unten links die Buchsen für das 60-pA-Meß- werk, rechts die Buchsen für die Stromversorgung. Außer zur Frequenzmessung kann der Niederfrequenzmesser gut zu Driftmessungen an Empfängern für CW und SSB (mit ZF-Überlagerer) angewendet werden. An den Eingang des Empfängers wird das Spektrum eines Eichpunktgebers gelegt und der Empfänger bei einem passenden Eichpunkt (oder bei einem frequenzkonstanten Sender) auf einen gün- Bild 15 Innenansicht des X F-Frequenzmessers. Die Lötösenleisten wurden doppel-T- förmig verschraubt und dann an die mit den Buchsen verschraubten Lütösen ge¬ lötet. Oben sind die Transistoren, unten die Bauteile aus Bild 13 rechts an¬ geordnet. P 2 bis P 7 befinden sich auf der vertikalen Lötüsenleiste, C 5 bis C 9 und C 11 wurden zwischen S 1 und der Lötösenleiste verdrahtet 232 stigen Schwebungston (z. B. 1 kHz) eingestellt. Den NF-Ausgang des Empfängers verbindet man mit dem Frequenzmesser. Man kann dann die Frequenz ab Wanderung durch einfaches Ablesen laufend verfolgen. Der Empfänger wird zweckmäßig oberhalb Schwebungsnull eingestellt, da dann die Anzeige mit der Richtung der Drift übereinstimmt. Man kann auch die Drift eines Oszillators kontrollieren. Dazu wird dieser mit einem Eichpunkt überlagert und die Differenzfrequenz über einen Empfänger (der dann keinen Überlagerer haben muß) dem Fre¬ quenzmesser zugeführt. Solche Messungen können bei der Einstellung der Temperaturkompensation des Oszillators sehr wertvoll sein. Literatur [1] Randbemerkungen: Aufteilung von Meßbereichen, FUNKAMATEUR 18 (1969), Heft 1, Seite 37 [2] Kuhnt , H.: Spulenkörper und Spulenkerne für die Anwendung in der HF- und UKW-Technik, FUNKAMATEUR 19 (1970), Heft 6, Seite XXI bis XXIV 233 Alois Heddergott TRANSITEST - ein Universalmeßgerät Das Universalmeßgerät enthält als Einzelmeßgeräte — Transistorvoltmeter — Widerstandsmeßgerät — Transistorprüfgerät — Durchgangsprüfer — Mikroamperemeter, die nachfolgend einzeln und in ihrem Zusammenbau beschrieben werden. Technische Daten Transistorvoltmeter Gleichspannungsbereiche 2,6 V 2 Mfl Eingangswiderstand 10,0 V 10 Mil Eingangswiderstand 60,0 V 16 MQ Eingangswiderstand 250,0 V 16 Mß Eingangs widerstand 1000,0 V 16 Mn Eingangswiderstand Eingang symmetrisch Eichung mittels Weston-Normalelement Widerstandsmeßgerät Widerstandsbereiche ion-.-2oon loon--- 2kü ikn-.. 20kn io kn- • • 200 kn iookn... 2Mn im-- 20Mn Anzeige: direkt Eichung: mit Spannungsteiler aus geeichten Widerständen 234 Transistorprüfgeräi Folgende Kennwerte für npn- und pnp■ Transistoren können ermittelt werden: Kollektorrestströme 50 fxA---12,5 mA Stromverstärkungsfaktoren npn-Transistoren pnp-Transistoren B= 2600 B = 1000 B= 600 B = 100 B = 60 B = 250 B = 100 B= 60 B= 10 B = 5 Außerdem sind eine Eichung des Transistorprüfgeräts sowie eine Prüfung der Emitter-Kollektor-Streoke auf Schluß möglich. Eine Funk¬ tionsprüfung von Dioden läßt sich ebenfalls damit durchführen. (Sperr- widerstände bis 20 Mil können mit dem Widerstandsmeßgerät ermittelt werden.) Durchgangsprüfer Es handelt sich um einen niederohmigen Durchgangsprüfer. Mikroamperemeter Gleichstrombereich 0- • • 60 pA it ( = 700 £1 Translstorvoltmeter Das Transistorvoltmeter besteht aus einem Gleichstromverstärker in Gegentaktschaltung. Diese Schaltungsart bewirkt, daß alle gleichsinnigen Änderungen, die auf die beiden Transistoren einwirken, kompensiert werden. Dabei muß natürlich vorausgesetzt werden, daß die beiden Transistoren im Stromverstärkungsfaktor und im Kollektorreststrom gut übereinstimmen, wobei der Kollektorreststrom möglichst klein sein sollte. Der zwischen beiden Emittern auftretende Differenzstrom tat direkt proportional der Eingangsspannung des Verstärkers und wird mit einem Mikroamperemeter angezeigt. Die zu messende Spannung ge¬ langt über geeichte Spannungsteilerstufen zum Eingang des Verstärkers. Bild 1 zeigt das Gesamtschaltschema des Transistorvoltmeters. Beim Bau des Geräts muß man auf folgende Einzelheiten achten: Die beiden Transistoren sollen einen Stromverstärkungsfaktor von ß^. 50 haben. Der Kollektorreststrom sollte /cEO = 160 uA nicht überschreiten. Beide Parameter beider Transistoren sollten möglichst nioht mehr als 10% voneinander abweichen. Der Widerstand R 1 liegt in Reihe mit der Spannungsquelle und dient zur Verminderung der O-Punkt-Drift (Gegen- 235 82k Bild 1 Transistor Voltmeter mit Eingangsspannungsteüer kopplung). Eine nooh bessere Stabilisierungswirkung würde man durch eine Konstantstromquelle erreichen, deren Anwendung in diesem Rahmen aber zu weit fuhren würde. Potentiometer P 1 ist ein Empfindlichkeits- regler, Potentiometer P 2 der Nullpunktregler. Einstellregler P 6 gewähr¬ leistet, daß beide Kollektorströme in völliger Übereinstimmung sind. Der Absolutwert ist unkritisch, er sollte etwa 0,5 mA betragen. Das Ein- schalten der einzelnen Spannungsteilerstufen erfolgt mit einem 2-Ebenon- Stufensohalter, der auch bei der Widerstandsmeseung und Transistor¬ prüf ung verwendet wird. In Schalterstellung 2 (Eingang kurzgeschlossen) erfolgt die Nullpunkteinstellung des Geräts. In Schaltorstollung 3 wird die Spannungseiohung mittels WeaJon-Normalelement durohgeführt, wobei mit dem Regler P 1 eine SpannungBanzeige von U = 1,02 V eingestellt wird. Um beide Transistoren definiert auf einer konstanten Temperatur zu halten, wurden sie gemeinsam in einem kleinen Aluklötzchen unter¬ gebracht (10 mm x 12 mm x 34 mm). Bei der Batterie handelt es sich um 3 in Reihe geschaltete Zellen einer NC-Batterie 1,2 V/l Ah. Der Diffe¬ renzverstärker wurde in gedruckter Sohaltung ausgeführt. Bild 2 zeigt die Leiterplatte des Verstärkers. Die Schaltung ist so auszulegen, daß sioh zwischen den Punkten a und b nach Bild 1 ein Innenwiderstand von genau 2?j = 2 Mfl ergibt. Das ist wiohtig für die Auslegung des Em- gangsspannungsteilers sowie für das im näohsten Absohnitt beschriebene direktanzeigende Widerstandsmeßgerät. Bei dem Eingangsspannungs- 236 Bild 2 Leiterplatte des TransistonereUtrkere (von der Leiterseite gesehen) teiler ist noch zu beachten, daß der Widerstand R 2 aus einer Reihen¬ schaltung von 3 bis 4 Widerständen (5 MO -f- 5 Mfl -f- 5 Mfl -(- 1,3 Mß) der Größe 0,5 W zusanunengesetzt sein soll, weil im Bereich 4 eine Gleich¬ spannung von 1000 V anliegen kann. Die Schalter S 1, S 2, der Taster T 1, die Batterie E 1 Bowie das In¬ strument 60 (iA haben noch weitere Funktionen in den nachfolgend be¬ schriebenen Einzelgeräten. Widerstandsmeßgerät Das Widerstandsmeßgerät ist ein direktanzeigendes Instrument. Die in Bild 3 dargestellte Prinzipschaltung wird an das Transistorvoltmeter an den Punkten a und b (ohne Eingangsspannungsteiler) angeschlossen. Das Anzeigeinstrument muß noch eine spezielle Widerstandsskale er¬ halten, weil die Skale bei den Widerstandsmessungen nichtlinear ist. 1 iS fiU 9 Transistor- [IjJ Voltmeter !■ H Büd 3 Prinzip des Widerstandsmeßgeräts. = Batteriespannung (3,6 V), B x = unbekannter Widerstand, j= Nornuüioiderstand (durch Stufen- schalter veränderlich ), ü-ß = Eingangsspannung für Transistor- Voltmeter (2,5 V) 237 Für den Spannungsteiler kann man folgende Beziehung aufstellen: _ E x + R x U N Daraus ergibt sich: V N u b‘ R x B X + R ü ( 1 ) Folgende Größen werden festgelegt: = 3,6 V; U N = 2,5 V ^ 60 Skalen teile ä Vollaussehlag des Instru¬ ments r n = 2 mh, 200 kn, 20 kn, 2 kn, 200 n, 20 n. An Hand Gl. (1) und mit Hilfe der festgelegten Größen läßt sich die Skale des Widerstandsmeßgeräts rechnerisch ermitteln. Die berechneten Werte sind nachfolgend für R^ — 20 n festgehalten (s. Tabelle 1). Tabelle 1 Wertetabelle der Widerstandsskala .ßx in fl X ln Skalentelle ßx in Q X in Skalenteile 0,9 50,0 6 18,4 1 48,4 8 14,7 2 36,5 10 12,3 3 29,3 20 6,7 4 24,4 60 2,8 6 21.0 lUimniiii! 6 5 4 '/"r n, // Bild t Widerstandttkale (Originalgröße) An Hand der berechneten Wertetabelle wird eine Widerstandsskale im Maßstab 2:1 gezeichnet, reproduziert und in der Größe der Skale eine Vergrößerung angefertigt, die man dann unterhalb der linearen Skale aufklebt. Bild 4 zeigt die angefertigte Widerstandsskale in Originalgröße. Der abgelesene Skalenwert, multipliziert mit dem Faktor am Me߬ bereichsschalter, ergibt den Widerstandswert des zu messenden Wider¬ stands. Für die verwendeten Stufen von Uj/ergeben sich die in Tabelle 2 zusammengestellten Meßbereiche. Bild 5 zeigt den Übersichtsschaltplan mit dem später beschriebenen niederohmigen Durchgangsprüfer. Mit Schalter S 2 werden unterschiedlich große Widerstände in den Spannungsteiler (Bild 3) geschaltet. In Schalterstellung 2 erfolgt wie beim Transistorvoltmeter der Nullabgleich des Transistorvoltmeters, in Schalter- 288 Tabelle ä WideratandsmeBberelche Schaltersfcellung s N Widerstandsbereiche Maximaler Strom im Meßkreis 13 20 ß 10 Q • • •200 fl - 120.mA 12 . 200 fl ioo n • -2 kfl 12 mA ii 2 kfl 1 kfl- ■•20 kn 1,2 mA 10 20 kfl 10 kfl- •■200 kß 120 nA 9 200 kfl 100 kfl- ••2 Mfl 12 (äA 8 2 Mfl* 1 Mfl- ••20 Mfl 1,2 nA * Dieser Widerstand braucht nicht eingebaut zu werden, er ist der Innenwider¬ stand des Transistorvoltmeters, Stellung 3 (Taster Ta 1 gedrückt) dagegen die Eichung des Meßgeräts. An Stelle des Spannungsteilers _R X — Ä N wird ein geeichter Spannungs¬ teiler B e — eingeschaltet. Dieser ergibt bei einer Batteriespannung E 2 = 3,6 V Vollausschlag, des Anzeigeinstruments (50 Skalenteile). Sinkt die Batteriespannung, so kann mit dem Empfindlichkeitsregler P 1 des Transistorvoltmeters (Bild 1) wieder Endausschlag hergestellt werden. Als Batterie E 2 werden wie bei E 1 3 Elemente einer NC-Batterie 1,2 V/l Ah verwendet. Ein kurzzeitiges Kurzschließen der -R x -Klemmen, wie es z.B. beim Ausmessen unübersichtlicher Widerstandskombinationen Vorkommen kann, ist völlig unschädlich, weil dabei am Eingang des Transistorvoltmeterß nur 1,1 V Überspannung anliegen. 239 Transistorprüfgerüt Das Transistorprüfgerät dient zum Ausmessen der statischen Transistor- kennwerte: Kollektorreststrom ^cEO un -i Stromverstärkungsfaktor ß. Außerdem ist eine Funktionspriifimg von Dioden möglich. Das Meßgerät eignet sioh sowohl für pnp- als auoh für npn-Transistoren (Germanium- und Silizium-Transistoren). Der Sperrwiderstand von Dioden läßt sioh mit dem Widerstandsmeßgerät exakt bestimmen. Bild 6 erläutert die Arbeitsweise des Transistorprüfgeräts am Beispiel eines Germanium-pnp-Transistors. '4 Bild 6 Prinzip da TrannztorprUfgerät » An die Emitter-Kollektor-Strecke wird über einen empfindlichen Strom¬ messer eine Spannung gelegt. Bei offener Basis bestimmt man den Kollek¬ torreststrom Iqeo hi Emitterschaltung. Über einen Basiswiderstand R a wird dann der Basis ein definierter Strom aufgeprägt (Konstantstrom¬ quelle). Die einzelnen Meßbereiche werden durch Parallelwiderstände zum Strommesser realisiert (Basisstrom bleibt konstant). Bild 7 zeigt das Gesamtsohältbild des Transistorprüfgeräts. Zur Eichung des Basisstroms wird das Meßinstrument in Sohalterstellung 20 in den Basiskreis des pnp-Transistors geschaltet; den Basiswiderstand korrigiert man durch den Einstellregler P 3 entsprechend. Duroh das Doppelpoten¬ tiometer ist der Basiskreis dös npn-TransiBtors automatisch gekoppelt und wird mitgeeicht. In der gleichen Schalterstellung kann man durch Drücken dos Tasters Ta I die Emitter-Kollektor-Strecke auf Schluß prüfen. Nun läßt sich in 6 Bereichen (Schalterstellung 19---14) der Kollektorrest¬ strom bestimmen. Auf den gleichen Bereichen ermittelt man durch Drücken des Tasters Ta 1 die Stromverstärkungsfaktoren; Berechnung nach folgender Beziehung: ( 2 ) Iq — Kollektorstrom, /cEO — Kollektorreststrom, fg — Basisstrom (sämtlich in mA). Bei der gesamten Transistorprüfung muß Schalter S 2 in Stellung »Aus« stehen. Es folgt die Erläuterung der einzelnen Gerätefunktionen. 240 Eichung des Transistorprilfgeräta (Bereich 20) Duroh Batteriespannungaschwankungen werden die Transistoren mit unterschiedlichen Basisströmen beaufschlagt. Zur Eichung wird mit dem Strommesser der Basisstrom für den pnp-Transistor überprüft und mit dem variablen Basis vorwiderstand korrigiert. Eine Überprüfung des npn-Transi8tor-Basisstroms erübrigt sich, da beide Basisstromregler mechanisch gekoppelt sind (Doppelpotentiometer). Eine sieh geringfügig ändernde Kollektorspannung bleibt nahezu ohne Einfluß auf den Kollek¬ torstrom (s. Transistorkennfeld). Das Transistorprüfgerät eicht man bei gedrücktem Taster Ta 1. Das Instrument wird auf Vollaussohlag einreguliert. Daraus resultiert für den pnp-Transistor ein Basisstrom von = 60 llA, für den npn-Transistor ein Basisstrom von I B = B (jlA. Aus schaltungstechnischen Gründen ist der Basiswiderstand B 3 zweimal erforderlioh (R 3' und R 3"); beide Widerstände müssen gut übereinstimmen. Bei der Eichung darf kein Prüfling angeschlossen sein. Emitter-Kollektor-Schlußlcontrolle (Bereich 20) Diese Prüfung erfolgt in der gleichen Schalterstellung wie die Eichung, nur wird in diesem Fall Taster Ta I nioht gedrüokt. Der Widerstand R 3" 16 Elektronisches Jahrbuch 1973 241 dient gleichzeitig als Sohutzwiderstand bei kurzgeschlossener Kollektor- Emitter-Strecke. Da dieser Widerstand sehr hochohmig ist, wird ein einwandfreier Transistor fast Vollausschlag am Instrument zeigen. Es ergibt sich aber, daß die Widerstände R e und Ü' N gemäß Bild 5 (361 £1 + 820 £1) parallel zu dieser Meßanordnung liegen, was einer Meßbereichs¬ erweiterung gleichkommt (6 mA Vollausschlag), wodurch nur höhere Kollektorrestströme (defekte Transistoren) angezeigt werden. Weist ein Transistor bei dieser Prüfung einen Ausschlag von mehr als 25 Skalen teile auf, dann ist er von den weiteren Prüfungen femzuhalten. Auch ein lang¬ sam ansteigender Strom deutet auf einen defekten Transistor hin (z.B. Gehäuse undicht). Kollektorreststrommessung (Bereiche 14---19) Die Kollektorreststrommessung geschieht bei offener Basis des Prüf¬ lings. Taster Ta 1 wird nicht gedrückt. Die Meßspannung beträgt 7,2 V (beide Batterien in Reihe geschaltet). Es können Kollektorrestströme von 50 p.A--. 12,5 mA gemessen werden. Im einzelnen sind die Werte aus der entsprechenden Tabelle ersichtlich. Lf|_ < X" I G Bild 8 Anschlußplan des Tasters Ta 1 und des Schalters S1 Stromverstärkungsfaktor (Bereiche 14---19) Zur Bestimmung des Stromverstärkungsfaktors wird auf die Basis des Prüflings ein definierter Strom gegeben. Es muß Taster Ta 1 gedrückt werden. Am Strommesser im Kollektorkreis lassen sich durch Wahl unterschiedlicher Parallelwiderstände entsprechende Strommeßbereiche einstellen. Diese Bereiche sind geeicht in Stromverstärkungsfaktoren, und zwar für pnp-Transistor-Stromverstärkungsfaktoren von 10 bis 250, für npn-Transistor-Stromverstärkungsfaktoren von 100 bis 2500 (im einzelnen s. Tabelle 3). Mit dem Gerät ist die Prüfung aller im Angebot be¬ findlichen Germanium- und Silizium-Transistoren möglich. Bei der Bestimmung des Stromverstärkungsfaktors ß zieht man von dem bei gedrücktem Taster Ta 1 angezeigten Wert den bei nichtgedrüok- 242 Tabelle 3 Kollektorrestströme und Stromverstfirkungstaktoren Meßbereich Kollektor¬ reststrom Stromverstärkungsfaktor ß pnp-Transistor npn-Transistor 14 50 sA (i) (10) 15 250 fiA (5) (50) 16 500 (aA 10 100 17 2,5 inA 50 500 18 5,0 mA 100 1000 19 12,5 mA 250 2500 tem Taster ab; Kollektorstrom minus Kollektorreststrom, entsprechend Gl. (2). Durchgangsprüfer In Schalterstellung 1 von Schalter S 2 wird das uA-Meter kurzgeschlossen (zwecks Dämpfung des Meßwerks), und die Anzeigelampe des Durchgangs¬ prüfers wird mit dem Minuspol der Batterie verbunden (s. Bild 5). Die in Taster Ta 1 eingebaute Leuchte benutzt man zugleich als Anzeigelampe. Der Prüfling wird an die Klemmen Bu 3 und Bu 4 angeschlossen. Mikroamperemeter In Schalterstellung 14 von Schalter S 2 ist das 50- pA- Instrument über den Schalter S 1 d direkt an die Klemmen Bu 4 und Bu 5 gelegt, wobei sich Schalter S ld in Stellung »Ein« befinden muß. Mit dem Instrument können Gleichströme bis 50 • 10~ 6 A gemessen werden. Der Innenwider¬ stand des-Geräts beträgt 700 ß. Eine Meßbereichserweiterung ist durch vorgeschaltete Nebenwiderstände jederzeit möglich. Hinweise zum praktischen Aufbau des Geräts Kurzbeschreibung der wichtigsten Bauteile Schalter S 2 ist ein 20poliger Zweiebenen-Keramikstufenschalter (S 2a, S2b), Waren-Nr. 31484348 vom VEB Elektrotechnik Eisenach. Bei Schalter S 1 handelt es sich um einen Drucktastenschalter mit 8 Um¬ schaltkontakten, von denen jeweils 2 parallelgeschaltet werden. Taster Ta 1 ist eine Leuchtdrucktaste mit 4 Umschaltkontakten und einer Kleinstlampe (Typ ELN 1377321-23-122040) vom VEB Elektrogeräte- werk Gornsdorf. Aus Bild 8 sind die Anschlußbezeichnungen von Ta I und S I ersichtlich, wie sie in den einzelnen Schaltbildern verwendet werden. 243 c~~ k ~- UjCQCo C1 - ® ~oo cq 0=1 . 00 " ’S 'S, § § Das Anzeigegerät ist ein Mikroamperemeter der Größe 120 mm X 130 mm, 50 (xA Endausschlag, = 700 Q, Hersteller VEB Meßtechnik Mellen¬ bach. Die Anschlußbuchsen für die Spannungs-, Widerstands- und Strommessung sowie für den Durchgangsprüfer sind gewöhnliche Me߬ klemmen, die isoliert in die Frontplatte eingesetzt werden müssen. Beim Transistorprüfer kann man die Transistoren wahlweise über eine Miniatur- 244 transistorfassung (öpolig; sehr gut geeignet für Miniplasttransistoren) oder über 6 Telefonbuchsen (2x3 Stck. übereinander) anschließen. In die Telefonbuchsen wird ein 3poliger Spezialstecker eingeführt, auf dem 3 entsprechend hergerichtete Abgreifklemmen zur Aufnahme des Tranistors angebracht sind. Je nach Transistortyp sind die oberen oder die unteren Buchsen zu benutzen. Als Batterie nimmt man 6 gasdichte Nickel-Kadmium-Zellen 1,2 V/ 1 Ah. Beim Aufbau ist zu beachten, daß die Batterien unbedingt isoliert einzubauen sind. Das IFesfow-Normalelement ist ein Spannungsnormal von U = 1,018 V und kostet etwa 20,— M. Ein ausgedientes Exemplar, z.B. aus einem Kompensator, reicht völlig aus. Mechanischer Aufbau des Geräts Sämtliche Bauelemente werden an der Innenseite der Frontplatte be¬ festigt, Schalter, Potentiometer und Taster dagegen an einer separaten Platte in geringem Abstand hinter der Frontplatte, damit die Befestigungs¬ muttern der Bauteile mit Zentralbefestigung verdeckt sind. Das Anzeige¬ instrument befindet sich hinter der Frontplatte, die einen Ausschnitt in der Größe der Skale erhält. Sämtliche Schrauben auf der Frontplatte werden versenkt. Die Beschriftung der Frontplatte erfolgte beim Muster¬ gerät auf fotografischem Weg. Man zeichnet das gesamte Schriftbild der Frontplatte im Maßstab 1 : 1 auf Transparentpapier und erhält durch Bild 10 Frontansicht des kompletten Geräts 246 Bild 11 Blick von unten in das Gerät Bild 12 Blick von hinten in das Gerät 246 einfachen Kontaktabzug das gewünschte Bild in weißer Schrift auf schwarzem Untergrund. Die weiße Schrift kann durch unterschiedliche Farben entsprechend den einzelnen Bereichen ausgelegt werden. Eine Scheibe aus 1 bis 2 mm dickem Piacryl bildet die Schutz Verkleidung der Frontplatte. Bild 9 zeigt die Gesamtansicht der Frontplatte. Die Batterien bringt man isoliert auf einem senkrecht zur Frontplatte stehenden Chassis an. In gleicher Weise wird auch das Normalelement befestigt. Sämtliche Widerstände sind freitragend am Stufenschalter anzulöten. Bild 10 zeigt die Gesamtaußenansicht des Universalmeßgeräts. Literatur [1] Jakubaschk , H.: Transistormeßgeräte, Reihe: Der praktische Funkamateur, Band 40, Deutscher Militärverlag, Berlin [2] Katalog: Siliziumtransistoren, Germaniumtransistoren, Ausgabe 1970, VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) [3] Rint: Handbuch für Hochfrequenz- und Elektrotechniker Band I, Verlag für Radio- und Kinotechnik GmbH, Berlin-Borsigwalde Wir klären Begriffe RESTSTROM 247 Hans-Peter Kirehhoff Lautsprecherboxen für den Stereobetrieb Ständig wird das Angebot an industriell gefertigten Fonogeräten für den Stereobetrieb (Plattenspieler, Magnetbandgerät, Rundfunkempfänger) er¬ weitert. Bei der Stereowiedergabe muß der Umwandlung der elektrischen Energie in Sohallscbwingungen besondere Aufmerksamkeit geschenkt werden, damit eine hohen Anforderungen genügende Übertragung ge¬ währleistet ist. Denn erst die Kombination eines qualitativ hochwertigen Stereoverstärkers mit entsprechenden Lautsprecherboxen läßt die Stereo¬ fonie zu einem Klangerlebnis werden. Für den Amateur kommen zur Stereowiedergabe folgende Tonfrequenz- qqellen in Frage: Stereorundfunkempfänger, StereoplattenBpieler, Stereomagnetband¬ geräte. Ein Stereorundfunkempfänger gibt Frequenzen bis etwa 15 kHz wieder. Das Signal/Rausch-Verhalten wird bei idealen Empfangsbedingungen vom Sender bestimmt, ist also gegenüber anderen Tonfrequenzquellen relativ hoch. Bei einem Stereoplattenspieler mit Diamantnadel und magnetischem System ergeben sich etwa gleiche Bedingungen wie beim Stereorundfunk¬ empfang. Plattenspieler mittlerer Preislage weisen al$ negative Faktoren das Plattenrumpeln auf und auch Gleiohlaufechwankungen. Die beste Übertragungsqualität bei großem Störspannungsabstand des Steuer¬ signals erreicht man mit Lautspreoherboxen, die Frequenzen bis etwa 16 kHz linear abstrahlen, da bei hohen Frequenzen kein verstärktes Rauschen auftritt. ' Für Stereomagnetbandgeräte benutzt man vorteilhaft Boxen, die bevorzugt Frequenzen zwischen 4 kHz und 10 kHz wiedergeben. Vier- spur-Stereo-Heimmagnetbandgeräte, z. B. B 43 A oder B 46, haben eine Dynamik von 45 dB bei 1 kHz. Bei der Wiedergabe von hohen Frequenzen (>, 10 kHz) würde sich das Bandrauschen nur störend bemerkbar machen. Mit der scheinbaren Verbesserung der Dynamik im Bereich von 4 kHz bis 10 kHz erreicht man einen ausgewogeneren Klangeindruok. Die besten Ergebnisse werden jedoch mit Kompaktboxen erzielt, die 248 getrennte Baß-, Mittelton- und Hochtonlautsprecher aufweisen, voraus¬ gesetzt, das Steuergerät liefert ein Signal von ausreichender Qualität. 6-W-Kompaktbox Die in Bild 3 dargestellte Kompaktbox hat einen Bauminhalt von 401. Bestückt ist sie mit dem 6-W-Breitbandlautsprecher LP 2659 PB und dem Hochtonlautspreoher LP 554. Die untere Grenzfrequenz der Kom¬ paktbox liegt bei etwa 46 Hz, während der LP 2659 PB Frequenzen bis 12 kHz, der LP 554 bis 18 kHz überträgt. Die Wände bestehen aus 19 mm dicken Hartfaserplatten (Bild 1). Die Rückwand ist mit 14 Senkkopfschrauben befestigt. Diese große Schrauben¬ zahl verhindert Eigenschwingungen der Rückwand, 4 cm lange Holzdübel verbinden die Seitenwände. Innen eingeleimte Holzleisten gewährleisten die notwendige Stabilität. Die Aussparungen in der Vorderwand ent¬ sprechen den Membranabmessungen der Lautsprecher. Durch den all¬ seitig geschlossenen Metallkorb des Hoohtonlautsprechers ist ein Druck¬ ausgleich an dieser Stelle nioht möglich, und das Prinzip der Kompakt¬ box bleibt erhalten. 249 Bild 2 Anschlußschema für die beiden Laut¬ sprecher der 6-W-Kompaktbox. Der Kondensator 5 pF muß eine unpolarisierte Ausführung sein Die Vorderseite der Kompaktbox ist mit einem schalldurchlässigen Dekostoff bespannt und an den Seiten verleimt. Die Rückwand hat einen braunen Farbanstrich. Die Seitenwände sind mit Klebefolie in Holz¬ maserung überzogen. Die Verdrahtung erfolgt gemäß Bild 2. Beide Laut¬ sprecher müssen die gleiche Phasenlage haben, was man mit einer Batterie unter Beobachtung der Membran leicht feststellen kann. Um Verluste zu vermeiden, soll die Zuleitung zum Verstärker möglichst kurz sein. Für den Einsatz im Stereobetrieb müssen beide Kompaktboxen gleich auf¬ gebaut und verdrahtet sein. 3- W-Kompaktbox Diese Lautsprecherbox soll folgende Bedingungen erfüllen: mittlere Lei¬ stung, universelle Anschlußmöglichkeit, geringes Volumen, ansprechende Formgebung, relativ geringer Kostenaufwand. Bild 3 Ansicht der 6-W - Kompaktboxen 250 Bild 4 Skizze für die 3-W- Kompaktbox Als Lautsprecher wird der LP 2359 PB verwendet. Seine Impedanz von 4 Ü entspricht der Anpassung zahlreicher Gerätetypen. Die Ab¬ messungen des Lautsprechers bestimmen die der Kompaktbox; sie hat daher geringes Volumen und ist gut transportabel. Die Wände bestehen aus 19 mm bzw. 6 mm dickem Sperrholz (Bild 4). Die Vorderwand schließt nicht mit den Kanten der Seitenwände ab, da die Frontabdeckung durch ein Plastgitter gebildet wird. Dieses Gitter besteht aus 2 bearbeiteten Lautsprecherblenden, wie man sie für Fernseh¬ geräte im Handel erhält. Dio Rückwand wird mit einer ausreichenden Anzahl Senkschrauben befestigt. Die Seitenwände sind mit Klebefolie verkleidet. Die Kompaktboxen müssen phascngleich und mit möglichst kurzer Zuleitung an den Stereoverstärker angeschlossen werden. Bild 5 Ansicht der 3-W-Kompaktboxen ßetriebshinweise Bei der Aufstellung der Boxen in der üblichen Form des gleichseitigen Dreiecks soll die Basisbreite 2 m bis 3 m betragen. Die Boxen sind in Kopfhöhe so anzuordnen, daß sich keine weiteren Gegenstände zwischen ihnen und dem Hörer befinden. Es sei noch darauf hingewiesen, daß die örtlichen Besonderheiten (etwa Schallreflexion) eines Raumes auf die Übertragungsqualität einw'irken und daher berücksichtigt werden müssen. Es empfiehlt sich, den günstigsten Standort empirisch zu ermitteln. 251 Oberst B. Fedotow Transportable UK W-F unkstationen In der vormilitärischen Nachrichtenausbildung der Gesellschaft für Sport und Technik wird zunehmend die sowjetische Funkstation R-105-D eingesetzt. Aus diesem Grund veröffentlichen wir nachfolgend einen Bei¬ trag aus der sowjetischen Zeitschrift radio (Heft 3/1968, Seite 14 bis 16), in dem die Arbeitsweise dieser UKW-Funkstation beschrieben wird. Bild 1 FrontPlattenansicht des Funkgeräts R-10S-D; 1 — Retriebsartenxrhalter filr Fernbedienung und Relaisbetrieb, 2 — Antennenabstimmung (grob), 3 — An¬ tennenabstimmung (fein), 4 — Antennenanschluß, 5 - Eichkorrektur, e — Skalensperre, 7 — Frequenzeinstellung, 8 — Kippschalter, oben auto¬ matische Frequenznachstimmung (AFN) und Anzeige des Antennenstroms, unten Anzeige der Akkuspannung, 9 — Meßwerk, 10 — Anschluß für Hand¬ apparat oder Sprechgamilur, 11 — Ein/Aus-Schalter, 12 — Eichtaste, 13 — Skalenfenster, 14 — Tafel zum Notieren von Funkunterlagen. Das linksstehende Gerät ist der Leislungsverstiirker XJM-1, der mit der R-I05-D zusanimengeschaltet werden kann Bild 2 Gehäusedraufsicht des Funkgeräts R-105-D; 1 — Antennenanschluß, 2 — Tragegriff, 3 — Ösen für Tragriemen, i — Buchse für Handlampe, 5 — An¬ schluß für Sprechgamitur oder Handapparat , 6 — Klemme für Doppel¬ leitung, 7 — Klemme für Doppelleitung oder Gegengeivicht Neben dem Funkgerät R-104 können zur Nachrichtenverbindung und Führung der Truppen die Funkgeräte R-105, R-108 und R-109 eingesetzt werden. Das sind tragbare Sende-Empfangsgeräte, die im UKW-Bereich mi t Frequenzmodulation arbeiten. Diese Geräte werden auch für die vor¬ militärische Ausbildung in der DOSAAF benutzt. Äußerlich gleichen sich die Geräte, ebenso in ihrem Aufbau. Lediglich die Frequenzbereiche sind unterschiedlich. Das Funkgerät R-109 arbeitet im Frequenzbereich von 21,5 bis 28,5 MHz (13,95... 10,52 m); das Funk¬ gerät R-108 überstreicht den Frequenzbereich 28,0 bis 36,5 MHz (10,71 bis 8,22 m), und das Funkgerät R-105 schließt sich im Bereich von 36,0 bis 46,1 MHz (8,33---6,51 m) an. Diese Funkgeräte können in der Bewegung, im Kfz und unter statio¬ nären Bedingungen eingesetzt werden. Die Betriebsfähigkeit der Geräte bleibt im Temperaturbereich von —40°C bis -t-50°C erhalten. Bild 1 zeigt die Ansicht eines Funkgeräts R-105-D. Der Tornister ist innen in 2 Abteilungen unterteilt. In der vorderen Abteilung sind der Sender-Empfänger und der Transverter untergebracht. In der hinteren Abteilung finden die Akkumulatoren und das übrige Zubehör Platz. Der Anschluß der Akkumulatoren an den Sender-Empfänger erfolgt über ein 253 Bild 3 Gehäuse-Rückseite des Funkgeräts R-105-D (verpackt) ; 1 — Akkumulatoren , 2 — Gegengewicht. 3 — Sprechgarnitur , 4 — Stabantenne, 5 — Antennenstäbe Stromversorgungsteil im Tornister. Außen sind ein Handgriff und die Halterungen für die Tragegurte angebracht (Bild 2, Bild 3). Als Zubohör gehören außer den Akkumulatoren und den Trageriemen zum Gerät: eine Mikrofongarnitur (oder ein Mikrofon) mit einem Um¬ schalter (Senden — Empfang), zwei Stabantennen, eine Langdraht¬ antenne mit Gegengewicht, ein Funkerwickel und einige andere Zubehörteile. Das gesamte Funkgerät wiegt nicht mehr als 21 kp. Abhängig von den Betriebsbedingungen kann die Mikrofongarnitur an die Funkstation über eine Buchse auf der Frontplatte oder eine Buchse am oberen Teil des Tornisters angeschlossen werden. Bis zu 2 km Ent¬ fernung läßt sich das Funkgerät über eine Zweidrahtleitung mit einem Feldfernsprecher verbinden. Außer der Fernbedienung ist über einen Feld¬ fernsprecher auch die Funkübertragung möglich. Bild 4 zeigt den Übersiclitsschaltplan der Funkstation. Diese ist so auf¬ gebaut, daß ein Teil der Stufen und Schwingkreise sowohl beim Senden als auch beim Empfang gleichermaßen ausgenutzt werden. Die Umschaltung 254 255 des Funkgeräts von Senden auf Empfang und umgekehrt erfolgt durch Betätigen des Mikrofonschalters. Über ein Beiais werden dabei die ent¬ sprechenden Baugruppen umgeschaltet, und die Heizsp annung der nicht benötigten Röhren in der einen oder anderen Betriebsart wird abge¬ schaltet. Die Abstimmskale ist für den Sender und den Empfänger gleich. Die wichtigsten taktisch-technischen Daten der Funkgeräte R-105, R-108 und R-109 enthält die nachfolgende Tabelle. Der Sender aller Funk¬ geräte ist 2stuflg ausgelegt. Der Steuersender arbeitet mit der Röhre Rö 2, der Leistungsverstärker mit der Röhre Rö 1 und der Frequenzmodulator mit der Röhre Rö 3. Die erzeugten HF-Schwingungen werden dem Lei¬ stungsverstärker zugeführt. Über den Antennenschwingkreis gelangen sie an die Antenne, die sie als elektromagnetische Wellen abstrahlt. Die Antennenabstimmung kann mit einem Abstimminstrument auf der Frontplatte kontrolliert und auf den Maximalwert gebracht werden. Im Gegensatz zu dem Funkgerät R-104 (Amplitudenmodulation) ar¬ beiten die UKW-Funkgeräte mit Frequenzmodulation. Als Modulator dient die Röhre Rö 3. Die Tonfrequenzspannung gelangt vom Mikrofon über den Mikrofontransformator (er ist gleichzeitig der Ausgangstransfor¬ mator des Empfängers) an das Steuergitter der Modulatorröhre. Sie ver¬ ändert im Rhythmus der Sprache die Steuersenderfrequenz. Über die Antenne werden die frequenzmodulierten elektromagnetischen Wellen Tabelle Taktisch-technische Daten B.-106 B-108 R-109 Frequenzbereich, MHz Fixierte Frequenzen, Anzahl Senderleistung, W 36,0-46,1 203 1 28,0-38,6 171 1 21,5-28,6 141 1 Stromaufnahme 2 Akkumulatoren 2 NKN-24 mit Transverter — Senden — Empfang 3 A 1,8 A 8 A 1,6 A SA 1,6 A Betriebsdauer mit einem Satz Akkumulatoren bei einem Sende- Empfangsverhältnia von 1:3 nicht weniger als 12 Stunden Beiohweite bei typengleichen Geräten — mit Stabantenne 1,5 m — mit Stabantenne 2,7 m 6 km 8 km im Stand, 6 km in der Bewegung — mit Langdrahtantenne — ln 1 m Höhe über der Erdoberfläche 15 km — in 6 m Höhe über der Erdoberfläche 25 km -• 256 abgestrahlt. Der Empfänger des Funkgeräts ist ein 9-Röhren-Super mit automatischer Frequenznachstimmung. Er besteht aus 2 HF-Stufen mit den Röhren Rö 4 und Rö 5, der Mischstufe mit der Röhre Rö 6 und dem Oszillator (Röhre Rö 2), 3 ZF-Veratärkerstufen (RÖ7---RÖ9), dem Amplitudenbegrenzer mit der Röhre Rö 10, dem Frequenzdemodulator mit Halbleiterdioden und dem NF-Verstärker mit der Röhre Rö 5. Die ZF des Empfängers beträgt 1312,5 kHz. Beim Übergang auf Empfang erhöht sich die Frequenz des Steuersenders, der jetzt als Oszillator arbeitet, im gesamten Frequenzbereich um den Betrag der Zwischenfrequenz. Die frequenzmodulierten elektromagnetischen Wellen, die von der Antenne aufgenommen werden, gelangen über den Antennenschwingkreis an den 2stufigen HF-Verstärker und nach der Verstärkung an die Misch¬ stufe. Hier werden die ankommenden Signale mit der Oszillatorfrequenz gemischt. Nach der Mischung erhält man am Ausgang der Mischstufe die Zwischenfrequenz 1312,5 kHz. In 3 ZF-Stufen wird die Zwischenfrequenz verstärkt und anschließend der Begrenzerstufe zugeführt. Danach gelangt das verstärkte Signal an den Frequenzdemodulator. Die Begrenzerstufe dient dazu, Amplitudenmodulationen des Empfangssignals, die durch verschiedene Störungen und das Eigenrauschen des Empfängers hervor¬ gerufen werden, auszuschließen- Mit anderen Worten, die Begrenzerstufe »schneidet« die Spitzen der frequenzmodulierten Schwingungen ab, so daß die Amplituden begrenzt werden. Auf diese Weise gelangen an den Fre¬ quenzdemodulator nur Schwingungen mit einer einheitlichen Amplitude, deren Frequenz sich im Rhythmus der Modulationsfrequenz ändert. Der Frequenzdemodulator trennt die Tonfrequenzschwingungen von dem frequenzmodulierten und amplitudenbegrenzten Signal. Anschließend werden die Tonfrequenzschwingungen verstärkt (Röhre Rö 6, 2. Stufe des HF-Verstärkers). Über den Ausgangstransformator sind die Kopfhörer angeschlossen. Die automatische Frequenznachstimmung des Empfängers erfolgt über mehrere ZF-Stufen und die Röhre Rö 3, die den Frequenzdemodulator mit dem Oszillator verbinden. Sobald das Eingangssignal frequenzmäßig gegenüber der Resonanzfrequenz des Demodulators verschoben ist, ent¬ steht am Demodulatorausgang eine Gleichspannung, deren Polarität und Größe von dem Wert und dem Vorzeichen des Eingangssignals abhängt. Diese Spannung wirkt auf die Oszillatorfrequenz so ein, daß die Frequenz¬ verstimmung des Empfängers im Verhältnis zum Eingangssignal auf¬ gehoben wird. Die automatische Frequenznachstimmung gestattet eine nachstimmlose Nachrichtenverbindung bei relativ schmaler Empfänger¬ bandbreite. Für jedes Funkgerät wird eine hohe Frequenz-Eichgenauig¬ keit gefordert. Bei den Funkgeräten R-105, R-108 und R-109 wird diese Forderung durch eine Eichkontrolle der Funkstation mit Hilfe eines quarzstabilisierten Eichgenerators mit der Röhre Rö 11 erfüllt. Dieser Eichgenerator erzeugt ZF-Schwingungen, die quarzstabilisiert sind. Bei 17 Elektronisches Jahrbuch 1973 257 Betätigen des entsprechenden Knopfes auf der Frontplatte des Funk¬ geräts gelangen diese Schwingungen gleichzeitig an den HF- und den ZF-Verstärker. Auf der Abstimmskale sind farbige Eichmarkon ange¬ bracht. Sie dienen als Hilfe bei der Eichkorrektur. Sobald eine Eichmarke eingestellt wurde und im Kopfhörer ein hoher Ton zu hören ist, muß eine Eichkorrektur des Geräts durchgeführt werden. Dazu sind die Schwing¬ kreise des Steuersenders/Oszillators solange zu verstimmen, bis Schwe¬ bungsnull erreicht ist. Da in den Funkgeräten R-105 , R-108 und R-109 der Steuersender und der Empfängeroszillator identisch sind, wirkt sich eine Eichkorrektur gleichzeitig auf beide aus. Von der Arbeit des Funkers hängen der Erfolg der Verbindungsauf¬ nahme und das Halten der Verbindung ab. Die Konstrukteure der Funk¬ geräte waren bemüht, die Bedienung der Geräte so einfach wie möglich zu gestalten. Der Funker schaltet die Antenne und die Sprechgarnitur an das Funkgerät an, stellt die befohlene Frequenz auf der Abstimmskale ein, prüft die Betriebsspannung und die Antennenabstimmung und kann danach unmittelbar die Verbindung aufnohmen. Sonden und Empfang erfolgen auf einer Frequenz. Die Abstimmskale des Funkgeräts ist in fixierten Frequenzen mit einem Abstand von 50 kHz eingeteilt. Das Funkgerät R-109 z.B. hat 141 fixierte Frequenzen. Die fixierten Frequenzen sind durch Skalenstriche und Ziffern auf der Skale markiert. Der Abstand von Strich zu Strich beträgt 50 kHz. Ziffern sind alle 200 kHz angebracht, d.h. nach jeweils 4 fixierten Frequenzen. Die Multiplikation der Skalenziffern mit dem Faktor 100 ergibt die Frequenz in kHz. Die Ziffer 245 auf der Skale des Funkgeräts R-109 bedeutet demnach 245 • 100 — 24500 kHz oder 24,5 MHz. Die Frequenzen steigen bei der Drehung des Abstimmknopfes im Uhrzeiger¬ sinn. Die Skale ist mit einer Linse überdeckt, die die Genauigkeit der Frequenzeinstellung erhöht. Wenn das Gerät zur Verbindungsaufnahme vorbereitet wurde, steuert der Funker nur noch das Senden und Empfangen über die Sprechtaste an der Mikrofongarnitur. Es besteht dabei kein großer Unterschied zu einem üblichen Telefongespräch. Literatur Handbuch für Nachrichtensoldaten, Deutscher Militärverlag, Berlin 1967 Instandsetzung von Funkgeräten, Deutscher Militärverlag, Berlin 1967 Lau , W. I Herberg , E.: Funkgeräte kleiner Leistung in Wort und Bild, Deutscher Militärverlag, Berlin 1968 Handbuch für Tastfunker, Deutscher Militärverlag, Berlin 1969 258 Egon Klaffki DM 2 BFA Wie wird man Funkempfangsamateur ? Bild 1 Unter Anleitung erfahrener Kameraden werden mit dem KW-Empfänger die ersten Funkbeobachtungen von Amateurfunksendern durchgeführt Die Funkempfangsamateure haben sich in den zwanzig Jahren der Existenz des Amateurfunks in unserer Republik einen festen Platz er¬ obert. Von Anfang an gehören sie dazu, und ihre Arbeit ist zum festen Bestandteil der Ausbildung zum Funksendeamateur geworden. 259 So reizen clen Funkempfangsamateur, international auch SWL oder short-wave-listener (Kurzwellenhörer) genannt, nicht nur die Bestäti¬ gungskarten (QSL-Karten) aus aller Welt, die er für seine Hörberichte bekommt, sondern auch das Ziel seiner Ausbildung: eines Tages Funk¬ amateur zu sein. Bis dahin eröffnet sich dem Funkempfangsamateur ein großes Betätigungsfeld, das ihm einen reichen Erfahrungsschatz sowohl in der Amateurfunktechnik als auch in der Amateurfunkpraxis sichert. Hörbericht Die umfangreichste Arbeit besteht für den Funkempfangsamateur sicher darin, alle Beobachtungen sorgfältig im SWL-Logbuch festzuhalten und den beobachteten Amateurfunkstellen Hörberichte zu senden. Dazu ver¬ wendet er SWL-Karten, die alle erforderlichen Angaben wie Ort, Tag, Zeit, Frequenz, Lesbarkeit, Lautstärke, eigenen Standort, Name, Angaben über die Empfangsanlage enthalten. Der Funksendeamatcur bestätigt, falls die Richtigkeit der Angaben erwiesen ist, diese SWL-Karte mit seiner QSL-Karte. Dieser Austausch von SWL- und QSL-Karten bleibt aber nur lizen¬ sierten Funkempfangsamateuren Vorbehalten. Leider erreichen uns immer wieder Hörberichte von unlizensierten Hörern oder von Mitgliedern aus Klubs. Solche Karten werden von uns nicht bestätigt. Sie sind für den Sendeamateur wertlos. Er kann sie für kein Diplom und keinen Leistungs¬ nachweis nutzen. Jeder KW-Hörer sollte daher eine Urkunde für die Teil¬ nahme am internationalen Amateurfunkempfangsdienst erwerben. DM-EA , DM-SWL, DM-VHFL In der Urkunde, die zur Teilnahme am internationalen Amateurfunk¬ empfangsdienst berechtigt, ist die Stationsbezeichnung, z.B. DM-EA- Bild 2 Damit man die Morse¬ zeichen verstehen kann, heißt es in der Aus¬ bildungsklasse fleißig trainieren 260 7573/G, DM-1167/A oder DM- VHFL-8394jL vermerkt, unter der der Funkempfangsamateur dann künftig arbeiten wird. Aus der Stationsbe¬ zeichnung können wir bereits interessante Einzelheiten ersehen. So bedeutet DM grundsätzlich den Landeskenner für die Deutsche Demokratische Republik. Der Buchstabe hinter dem Bruchstrich gibt den DDR-Bezirk an. Die vierstellige Zahl ist die laufende Nummer der ausgegebenen Ur¬ kunden. Wir haben es bei DM-EA-7373\G mit einem Funkempfangs- anwärter (EA) aus dem Bezirk Magdebiu'g (G) zu tun. DM-11G7\A ist ein Funkempfangsamateur aus dem Bezirk Rostock (A). DM-VHFL-83H4JL ist ein Funkempfangsamateur aus dem Bezirk Dresden (L), der sich nur mit dem Empfang auf den UKW-Amateurbändern (VHFL) befaßt. Für die Erlangung der Urkunde sind folgende Bedingungen zu er¬ füllen : Der Bewerber muß — Mitglied der Gesellschaft für Sport und Technik sein, Bild 3 Im theoretischen Unterricht werden alle erforderlichen technischen Kenntnisse vermittelt, um als Höramateur erfolgreich bestehen zu können 261 Bild 4 In der Werkstattpraxis heißt es dann, die erwor¬ benen Kenntnisse beim Selbstbau eines KW- Empfängers anzuwenden — regelmäßig an der Ausbildung zum Funkempfangsamateur teilnehmen, — die Prüfung erfolgreich abschließen, — einen KW- oder UKW-Amateurempfänger besitzen. Die Ausbildung wird in unseren Sektionen Nachrichtensport und be¬ sonders an unseren Amateurfunk-Klubstationen durchgeführt. Anzu¬ streben ist die DM-SWL-Urkunde. Sie berechtigt zur Teilnahme am Amateurfunkempfangsdienst in allen Betriebsarten und auf allen zu¬ gelassenen Bändern einschließlich UKW. Wer innerhalb von 2 Jahren Telegrafie erlernt, kann zunächst die Prüfung zur DM-EA-Urkunde ab¬ solvieren und als Anfänger ebenfalls auf allen Bändern arbeiten. Der UKW-Interessierte wird die DM-VHFL-Urkunde erwerben. Er benötigt dazu keine Telegrafiekenntnisse, darf aber dann auch nur auf den UKW- Bändern arbeiten. Die DM-SWL- oder die DM-VHFL-Urkunde ist Vor¬ aussetzung für den Erwerb einer Sendelizenz entsprechender Klasse. Contest, DM-tSWL- Wettbewerb, Diplom Unter seiner Stationsbezeichnung steht dem Funkempfangsamateur nun die Teilnahme an nationalen und internationalen Wettkämpfen (Con- testen) frei. Der Radioklub der DDR veröffentlicht dazu den jährlichen Contestkalender, der die bedeutendsten und beliebtesten Conteste enthält. Um den Funkempfangsamateur an die Contestbeteiligung heran¬ zuführen, veranstaltet das Referat Jugendarbeit beim Präsidium des Radioklubs der DDR zu unterschiedlichen Zeiten DM-SWL-Wettbewerbe. Auch der im vergangenen Jahr durchgeführte 10. DM-SWL-Wettbewerb erfreute sich mit über hundert Teilnehmern wieder großer Beliebtheit. Die 262 DM-SWL-Wettbewerbe sind coutestähnlich gestaltet und enthalten oft¬ mals noch zusätzliche Aufgaben. So war bei einem DM-SWL-Wettbewerb die Aufgabe gestellt, alle Bezirke der DDR in kürzester Zeit zu hören. Diese Aufgabe konnte nur mit einem sehr guten KW-Empfänger und einem hohen Leistungsstand des Funkempfangsamateurs gemeistert werden. Während eines anderen DM-SWL-Wettbewerbs bestand die zusätzliche Aufgabe darin, möglichst viele Stationen aus der Sowjetunion zu emp¬ fangen. Die Funkempfangsamateure brachten damit ihre Freundschaft zur Sowjetunion und zu den sowjetischen Funkamateuren zum Ausdruck. Grundsätzlich erhält jeder Teilnehmer eines DM-SWL-Wettbewerbs eine Teilnehmerurkunde. Auch für die Beteiligung an den Contesten gibt es je nach den Bedin¬ gungen Urkunden, Abzeichen und andere Ehrungen. Sie alle bilden einen wichtigen Nachweis über die theoretischen und praktischen Kenntnisse und das Können des Funkempfangsamateurs. Ebenso verhält es sich beim Erwerb von Diplomen. Der Funkempfangsamateur kann bei Er¬ füllung bestimmter Bedingungen in- und ausländische Diplome erwerben hat die Prüfung für Funkempfangsamateure bestanden und ist berechtigt, mit einer Kurzwellen-Empfangsanlage unter der Bild 5 Die DM-SWL-Urkunde des Radioklubs der DDR (Format 150 mm x 210 mm) 263 DEUTSCHE DEMOKRATISCHE REPUBLIK QTH: Greifswald KK:A12 QRA: GO 77b To Radio Pionier-Radioklub fäs Haus der Jungen Pioniere „Martin Andersen Nexö" DDR - 22 Greifswald, Schillstr. 11 on: ot: GMT on: Mc mode. RST: wkd: RST: RX: 3M- A218/A DM-OSL-BUERAU DDR-1055 BERLIN. BOX 30 o nt: remorks: p$e OSL, vy T3 es best DX , hp e cuagn , dr Bild 6 So sieht eine QSL-Karte aus, wie sie von Funkempfangsamateuren als Hör¬ bericht an Amateurfunkstationen verschickt wird Daß die Bedingungen erfüllt wurden, muß durch QSL-Karten belegt werden. So ist ein einfaches und bei den Anfängern sehr beliebtes Diplom das RADM V-80 rn-FONE. Er muß für dieses Diplom 10 QSL-Karten von 10 Amateurfunkstellen aus 10 Bezirken der DDR (je Bezirk eine, also insgesamt 10) für FONE-QSO (Telefonie-Verbindungen), die auf dem 80-m-Band gefahren wurden, vorlegen. Auch die Diplomjagd ist nur den Inhabern einer der 3 genannten Urkunden Vorbehalten. Die Diplome bilden in der Tätigkeit des Funkempfangsamateurs wohl den schönsten und sichtbarsten Leistungsnachweis. AFB Die Amateurfunkbeobachtung (AFB) bietet dem Funkempfangsamateur die Möglichkeit, au wissenschaftlichen Aufgaben teilzuhaben. Leider wird der Amateurfunkbeobachtung jedoch von den Funkempfangsamateuron noch zu wenig Aufmerksamkeit geschenkt. Die Amateurfunkbeobachtung hat eine historische Grundlage. Es ist bekannt, daß es damals die Radio- amatenre waren, die die Brauchbarkeit der Kurzwelle und ihre Auf¬ breitungsbedingungen maßgeblich entdeckten und erforschten. Ihre Leistungen waren so hervorragend, daß der kommerzielle Funk die von ihnen entdeckten Möglichkeiten weitgehend nutzt und den Amateuren heute einige schmale KW-Bereiche (bei uns 5) zur Verfügung gestellt 264 worden sind. Dessen ungeachtet gilt es im Zeitalter des wissenschaftlich- technischen Fortschritts, die Beobachtungen weiterzuführen. Entsprechend einer Vereinbarung zwischen dem Bundfunk- und Fern- sehtechnischen Zentralamt (RFZ) und dem Radioklub der DDR sind die Funkempfangsamateure aufgerufen, an der AFB teilzunehmen. Es interessieren Beobachtungen auf 3,S MHz und 7 MHz über Weit¬ verbindungen und auf 21 MHz, 28 MHz und 50 MHz über jede Entfer¬ nung. Diese Beobachtungen werden auf besondere Bogen übertragen, die man — wie weitere Einzelheiten —■ beim Radioklub der DDR erhält. Fuchsjagd Wird ein Amateurfunksender (Fuchs) versteckt, und werden die von ihm abgestrahlten Sendezeiehen mit Peilempfängern empfangen, so haben wir es mit dem sehr beliebten Fuehsjagdsport zu tun. Gute, funktionssichere KW-Empfänger und technisches und sportliches Können, Umgang mit Karte und Kompaß und Luftgewehrschießen bilden hier das umfangreiche Betätigungsfeld. Ebenso wie die Erfüllung des Amateurfunkausbildungs¬ programms ist auch die regelmäßige Teilnahme an Fuchsjagden eine gute Vorbereitung auf den Ehrendienst in der Nationalen Volksarmee. Auch der erfolgreiche Fuchsjäger erhält als Anerkennung die verschiedenen Klassen des Fuchsjagddiploms FJDM. Für unsere jüngsten Funkempfangsama¬ teure und solche, die es einmal werden wollen, also im Alter bis zu 14 Jah¬ ren, gibt es das Pionier-Fuchsjagddiplom JP-FJDM. Dazu ist lediglich die erfolgreiche Teilnahme an 3 Pionierfuchsjagden mit einfachen Geräten und speziellen Bedingungen nachzuweisen. Referat Jugendarbeit, DM 0 SWL, Jugend-QSO Zur Leitung dieser vielseitigen Arbeit wurde beim Präsidium des Radio¬ klubs der DDR das Referat Jugendarbeit gebildet. Das Referat Jugend¬ arbeit ist in jedem Bezirk durch einen Referatsleiter vertreten, an den sich die interessierten Leser wenden können. Zur Betreuung der Funk¬ empfangsamateure rüstete der Radioklub der DDR die Zentrale Hörer¬ betreuungsstation DM 0 SWL aus. DM 0 SWL strahlt jeden Sonntag nach dem Rundspruch von DM 0 DM auf der gleichen Frequenz einen SWL-Rundspruch aus. Zum Team von DM 0 SWL gehören: DM 0 SWL, DM 2BFA Egon, verantwortlicher Funkamateur und Leiter des Referats Jugendarbeit beim Präsidium des Radioklubs der DDR; DM 0 SWL, DM 2 AXA Ernst, Sachgebiet Technik im Referat Jugend¬ arbeit; DM 0 SWL, DM 2 BTA Winfried, Sachgebiet SWL-Meister im Referat Jugendarbeit; DM 0 SWL, DM 4 TJA Joachim, Sachgebiet Pionierfuchsjagd im Refe¬ rat Jugendarbeit. 265 Ferner veröffentlicht das Referat Jugendarbeit in der Zeitschrift FUNKAMATEUR technische Beiträge für die Anfänger und inter¬ essante Mitteilungen in der Spalte »Jugend-QSO« Lesen, schreiben Interessierte Amateure sollten folgende Beiträge lesen: FUNKAMATEUR, Heft 6/71, Seite 304 (Bestimmungen und Bedin¬ gungen für DM-EA-, DM-SWL- und DM-VHFL-Urkunden), FUNKAMATEUR, Heft 8/71, Seite 408 (Fuchsjagddiplom), FUNKAMATEUR, Heft 2/70, Seite 05 (AFB). Er kann auch an den Referatsleitem seines Bezirks schreiben und um Auskünfte bitten. Referatsleiter »Jugendarbeit« der Bezirke der DDR A Rostock: Schmidt, Julius, 24 Wismar, Poeler Str. 27 B Schwerin: Pohl, Oskar, 27 Schwerin, Johannesstr. 23 C Neubrandenburg: Meißner, Kurt, 2044 Stavenhagen, Goethestr. 11 D Potsdam: Bethke, Bodo, 196 Neuruppin, Bahnhofetr. 8 E Frankfurt/O.: Bachmann, Hans-Georg, 1321 Zichow, Dorfetr. 49 F Cottbus: Moll, Wolfgang, 8016 Dresden, GüntzBtr. 22/32 G G Magdeburg: Rauschenbach, Otto, 327 Burg, Finer Str. 10 H Halle: Röder, Rainer, 46 Wittenberg, Schumannstr. 61 I Erfurt: Ehrenforth, Otto, 69 Eisenach, Rudolf-Breitscheidt-Str. 36 J Gera: Stier, Amolf, 66 Gera, Maler-Reinhold-Str..21 K Suhl: Borgwardt, Werner, 63 Ilmenau, Waldstr. 11 PSF 140 L Dresden: Wickert, Heinz, 801 Dresden, Pillnitzer Str. 39 M Leipzig: Dathe, Reinhard, 7232 Bad Lausick, Rochlitzer Str. 16 N Karl-Marx-Stadt: Hesse, Rainer, 9612 Meerane, Straße des Friedens 27 O Berlin: Aulich, Karl-Heinz, 1113 Berlin, Leiblstr. 13 266 F. Wischnewezki — Chef¬ redakteur der Zeitschrift radio, Moskau Talenteschau sowjetischer Elektronikamateure »■Elektronikamateure — für den technischen Fortschritt!-« — Unter dieser Losung wurden im Mai 1971 in der UdSSR 125 Gebiets-, Rayon- und Republikausstellungen von den Elektronikamateur-Konstrukteuren der DOSAAF veranstaltet. An diesen Ausstellungen beteiligten sich fast 27000 erfahrene Amateurkonstrukteure, die ihre Freizeit und ihre Kennt¬ nisse der Entwicklung von Funktechnik und Elektronik widmen. Mit ihrem Schaffen leisten sie aber auch einen wichtigen Beitrag zur Lösung der gewaltigen volkswirtschaftlichen Aufgaben, die der XXIV. Parteitag der Kommunistischen Partei der Sowjetunion den sowjetischen Menschen gestellt hat. In den Ausstellungen wurden über 16000 verschiedenartige Amateur¬ konstruktionen dem interessierten Publikum vorgestellt. Viele davpn sind für die Anwendung in der Industrie, in der landwirtschaftlichen Produk¬ tion, in wissenschaftlichen Forschungsinstituten, im Ausbildungsprozeß und im Sport der DOSAAF geeignet. Die Teilnehmer an den Ausstellungen wetteiferten um das Reoht, ihre Arbeiten in Moskau auf der 25. Allunions- Ausstellung des Schaffens der Elektronikamateur-Konstruktemu zu zeigen, die dem VII. Kongreß der DOSAAF gewidmet war. Es versteht sich von selbst, daß für die Ausstellung in der Hauptstadt nur die besten Kon¬ struktionen ausgewählt wurden. Im Oktober 1971 konnte dann in meh¬ reren großen Sälen des Polytechnischen Museums in Moskau die große 25. Allunions-Ausstellung eröffnet werden. In 16 Abteilungen zeigten Elektronikamateure aus 66 Radioklubs des Landes etwa 600 verschiedene Exponate. Die Jury der Ausstellung stellte bereits beim ersten Besichtigen der Exponate einmütig fest, daß sich die Qualität der Arbeiten der Elek¬ tronikamateure erhöht hat und sie bei ihren Geräten die neuesten Bau¬ elemente und Schaltungen der Elektronik breit nutzten, z. B. integrierte Schaltungen. In den Ausstellungen der Elektronikamateure erwartet den Besuoher stets viel Neues, Interessantes und mitunter Ungewöhnliches. So war es auch dieses Mal. Die Besucher, die von Stand zu Stand gingen, sioh die 267 Exponate betrachteten und mit den Konstrukteuren sprachen, staunten immer wieder über den Einfallsreichtum, die Lösungswege und die Exaktheit der Ausführungen, die oft mit einfachsten Mitteln unter Ver¬ wendung bekannter Schaltungen und Prinzipien erreicht wurden. Wir möchten deshalb die Leser des „Elektronischen Jahrbuchs“ 1973 mit einigen Exponaten der Moskauer Allunions-Ausstellung der Elektronik¬ amateure bekannt machen. In der Abteilung »Die Anwendung der Funkelektronik in der Industrie-« wurde mit Erfolg ein »Automat zur Auswahl und Verarbeitung der Infor¬ mation von galvanischen Gebern-« demonstriert, von dem Amateurkon¬ strukteur A. Belkin aus Donezk konstruiert. Worin liegt der Zweck dieser Erfindung? A. Belkin verwendete galvanische Elemente als Informations¬ quellen und schuf dazu eine Reihe von galvanischen Gebern. Damit hat er Fragen der komplexen Automatisierung der technologischen Prozesse und der Dispatcherkontrolle in Aufbereitungswerken, Kohleschächten, Betrieben der chemischen Industrie usw. gut gelöst. Die Geber von Belkin bestehen aus Elektrodenpaaren, die, sobald sie mit einer Flüssigkeit, z.B. Wasser oder einem anderen flüssigen Stoff (der Stoff spielt in diesem Fall die Rolle der Elektrolyten), in Berührung kommen, als galvanische Elemente arbeiten. Wenn man an sie ein Me߬ gerät anschließt, reagiert es sofort auf den vom Geber erzeugten elek¬ trischen Strom. Dieser Geber, wenn er an einen Behälter montiert wird, gibt ein Signal, sobald das Wasser (oder eine andere Flüssigkeit) im Be¬ hälter einen bestimmten Stand erreicht hat oder bis zur kritischen Mar¬ kierung gesunken ist. Er reagiert auch dann, wenn ein flüssiger Stoff, Gas u.a. die Elektroden berührten. A. Belkin erhielt den ersten Preis. Von großem Interesse ist auch ein Exponat, das sich Automat zur Her¬ stellung, Montage und zum Einwalzen von Kontakthohlnieten nennt. Sein Konstrukteur ist der Moskauer Funkamateur K. Konstantinow , Mitglied des Amateurradioklubs Patriot. In der Beschreibung dieses Geräts heißt es: Der Automat zur Herstellung von Kontakthohlnieten (Nahtröhren) aus Streifen mit gleichzeitiger Montage und Einwalzen in den Öffnungen der gedruckten Schaltungsplatinen ist eine originelle Erfindung. Bei dem Automaten werden in einem Arbeitsgang 3 Operationen vereint: Her¬ stellen des Hohlniets, Einsetzen des fertigen Niets in die Öffnung der Schaltungsplatte und Einwalzen des Niets. Der Arbeitsgang dauert 1 s, was eine wesentlich kürzere Arbeitszeit als bisher bedeutet. Ein großer Vorzug des Automaten ist es, daß der Hohlniet nicht aus teurem nahtlos gezogenem Rohr, sondern aus billigem Streifen hergestellt wird. Der Automat kann nicht nur in der Rundfunkindustrie verwendet werden, sondern auch in anderen Industriezweigen, wo Nietverbindungen zweier oder mehrerer flacher Materialien notwendig sind. Heute wird der »Konstantinow-Automat-« erfolgreich in einigen Betrieben der UdSSR eingesetzt und ist auch in anderen Ländern patentiert. 268 Bild 1 Eine saubere Konstruk¬ tion — das kombinierte Fernseh-Rundfunk- Empfangsgerät Rodina von G. Jelissejenko Allgemeine Aufmerksamkeit zog auf der Ausstellung das transportable ltadio-Fernseh-Kombinationsgerät Rodina auf sich (Bild 1), das der Funkamateur G. Jelissejenko aus Lwow konstruiert hat. Die Abmessungen des Geräts sind 340 mm x 100 mm X 97 mm. Es ist etwas größer als der bekannte Transistorempfänger VEF-Spidola-10, aber der Konstrukteur konnte in ihm einen 12-Knnal-Transistorfernsehempfänger mit der Bild¬ röhre 11 LK 1 B und ein 8-Wellen-Rundfunkgerät unterbringen. Das Kombinationsgerät ist auch während des Transports voll funktionstüchtig; Bild 2 Mit integrierten Schaltungen bestückt ist der kleine Fernsehempfänger Integral von !i\ Samoilikotv 269 B ild 3 Fast kommerziell sieht der KW-SSB-Transceiver vonJ. K udrjawzew aus , der f ür alle K W-Bänder ausgelegt ist es wiegt insgesamt etwa 6 kp. Die Stromversorgung erfolgt durch ein¬ gebaute Batterien oder von einer äußeren Spannungsquelle (12 V). Interessante Konstruktionen sind die Transistorfernsehgeräte mit Bildröhren vom Typ 59 LK 2 B und 16 LK 1 B, die von dem Moskauer J. Filimonow und dem Tasclikenter A. Schakirsjanow vorgestellt wurden, sowie vor allem das Mikrofernsehgerät Integral (Bild 2), das von einem der ältesten sowjetischen Elektronikamateure, dem Moskauer K. Samoili- koWy gebaut wurde. Es ist das erste Amateurfernsehgerät, das mit inte¬ grierten Schaltungen hergestellt wurde. Die Schaltung enthält 1 Mikro¬ schaltung 1 MM 6 , 3 selbstgebaute Mikromodule, 3 integrierte Schal¬ tungen, 18 Transistoren und 18 Dioden. Die Bildröhre ist vom Typ 16 LK 3 B, die Abmessungen des Bildschirms sind 12ömmxl00mm. Die aufgenommene Leistung vom Netz beträgt 10 W, von der Batterie etwa 5 W. Die Abmessungen des Fernsehempfängers sind 170 mm X 125 mm X 145 mm, das Gewicht (mit Gleichrichter) 2,5 kp. Die Amateure, die sich für den Kurzwellensport begeistern, werden sich für den Kurzwellentransceiver (kombiniertes Sende- und Empfangs¬ gerät) interessieren, der von dem Mitglied des Jushno-Sachalinsker Radio¬ klubs, J. Kudrjawzew , konstruiert wurde (Bild 3). Dieser Transceiver für SSB/AM/CW ist für die Amateurfunkbänder 80 m bis 10 m ausgelegt und mit 6 Röhren und 23 Transistoren bestückt. Die Empfängerempfindlich¬ keit ist besser als 0,5 p,V bei einem Signal/Rausch-Verhältnis von 10 dB, die Durchlaßbandbreite für SSB-Signale beträgt 3 kHz, für den Empfang von Telegrafiesignalen etwa 0,3 kHz. Eine automatische Verstärkungsrege¬ lung garantiert eine Veränderung des Ausgangssignals von nicht mehr als 3 dB bei einer Schwankung des Signals am Eingang von 1 p.V bis 30 mV. Die Leistung des Senders liegt in allen Bereichen nicht unter 70 W bei einem qualitativ guten Signal. Der Vorteil des Transceivers von J. Kud¬ rjawzew besteht, wie die Jury betonte, im Baukastenprinzip und in der Verwendung einer gedruckten Schaltungsplatine. Der Transceiver läßt sich durch die Automatikschaltungen einfach bedienen. Janetta — so nannte der Moskauer Elektronikamateur W. Weis seinen Al 1 wel len - T ran sis toremp fänger (Bild 4). Er hat die Bereiche Langwelle, 270 Bild 4 Auch das ißt die Kon¬ struktion eines Elek¬ tronikamateurs — der A llwellen-Tran8i8tor8uper Janetta von W. Weis Mittelwelle, 7 X Kurzwelle und den UKW-Bereich. Die Empfindlichkeit der Kurzwellenbereiche ist < 10 p.V, die der UKW-Bereiche <5[zV. Der Konstrukteur hat im Empfänger eine automatische Frequenz¬ abstimmung für den UKW-Bereich, einen ZF-Verstärker für AM- und FM-Signalc, eine automatische Verstärkungsregelung und piezokera- mische Filter vorgesehen. Die NF-Ausgangsleistung des Empfängers be¬ trägt 1 W. Die Regelung der Klangfarbe erfolgt stufenlos als getrennte Hoch- und Tieftonregelung. Die Stromversorgung wird mit Batterien vom Typ Mars (9 V) und einer Batterie vom Typ 316 (1,5 V) vorgenommen. Die Abmessungen des Empfängers Janetta sind 270 mm X 180 mm X 90 mm; sein Gewicht 3,2 kp. Bild 5 Das 4-Spur-Stereo- Magnetbandgerät Seliger-2 der Elektronik - amaleure K. Kolossale und A. Tschelzow genügt HiFi -A nsprüchen 271 Den ständigen Besuchern der Allunions-Elektronikamateurausstel- lungen sind die Namen der Moskauer Elektronikamateure W. Kolossow und A. Tschelzow gut bekannt. In der Abteilung für Schallaufzeichnung kann man ihren Arbeiten oft begegnen. Dieses Mal stellten sie das gemein¬ sam konstruierte Vierspur-Stereomagnetbandgerät Seliger-2 mit Netz¬ anschluß vor (Bild 5). Dieses Magnetbandgerät hoher Qualität, das für die Aufzeichnung von Musik und Sprache vom Mikrofon, vom Ton¬ abnehmer, vom Rundfunkgerät und von NF-Leitungen vorgesehen ist, genügt dem höchsten Wiedergabeanspruch. Die Wiedergabe erfolgt durch Innen- oder Außenlautsprecher sowie durch Stereokopfhörer. Das Magnet¬ bandgerät Seliger-2 hat 3 Geschwindigkeiten: 19,05; 9,35 und 4,76 cm/s. Die Spulenkapazität beträgt 350 m. Das Tonfrequenzband bei einer Ge¬ schwindigkeit von 19,05 cm/s umfaßt 40 bis 20000 Hz, bei einer Ge¬ schwindigkeit von 9,53 cm/s 40 bis 16000 Hz. Dynamikumfang beträgt bei 19,05 cm/s etwa 48 dB, bei 9,53 cm/s etw’a 46 dB und bei 4,76 cm/s etwa 45 dB. Die Ausgangsleistung liegt in jedem Kanal nicht unter 10 W. Die Abmessungen des Magnetbandgeräts sind 400 mm x 340 mm X 180 mm, seine Masse etwa 10 kg. Es ist nicht möglich, in diesem Beitrag über all das Interessante zu berichten, was es an den Ständen der 25. Allunions-Ausstellung zu sehen gab. Unter den Exponaten, die eine gute Beurteilung durch die Jury er¬ hielten und mit Preisen gewürdigt wurden, waren eine optische Fernseh¬ übertragungsleitung, ein Gerät zur Untersuchung der höheren Nerven¬ tätigkeit, ein automatischer elektronischer Sekretär ATOS'5, eine elek¬ tronische Schloß-Alarmvorrichtung, ein thermoelektrisches Gerät zum Messen der Luftfeuchtigkeit, ein Halbleitergerät zur automatischen Bewässerung der Pflanzen, ein elektronisches Mehrtoninstrument mit Hallanlage, ein Gerät zum Erlernen des Stimmens von Musikinstru¬ menten, ein transportabler Oszillograf (Bild 6) oder ein Gerät zum Prüfen von Leistungstransistoren. Bild G V olltra/nsislorisiert ist der Miniatur¬ oszillograf des sowjetischen Elektronik- ajuatairs A. Kusnezoiv 272 In sehr großer Anzahl wurden Amateurfunkgeräte vorgestellt. Trans¬ ceiver, Sendegeräte für alle Amateurfunkbereiche, Empfänger und Sen¬ der für Fuchsjagdwettkämpfe, Funkanlagen zum Steuern von Modellen und viele andere — all das fand bei den Funkamateuren großen Anklang. Die 25. AIlunions-Ausstellung der Elektronikamateur-Konstrukteure der DOSAAF ging mit großem Erfolg zu Ende. In 2 Wochen besuchten etwa 20000 Menschen diese Ausstellung. Die Worte der Begeisterung im Besucherbuch und die 116 Preise, die die Jury für die besten Konstruk¬ tionen elektronischer Geräte verliehen hat, zeugen davon, daß die so¬ wjetischen Elektronikamateure Menschen mit Wagemut, Findigkeit und großem Talent sind. ELE KTRONIK« SPLITTER Bei Wickelkondcn^atoren dürften sich die Veränderungen durch integrierte Schal¬ tungen wie folgt auswirken: Abnahme des Bedarfs je Gerät um etwa 30% bis 1977. Verlagerung der Kapazitätswerte nach oben, dadurch bedingt teilweise Übergang zur Verwendung von Tantal-Eleklrolytkondensatoren (ist in der angegebenen Abnahme schon berücksichtigt). Technologisch kommen in der Unterhaltungselektronik folgende Wickelkondensatoren in Frage: — Für große Kapazitätswerte metallisierte Polyester-Kondensatoren, sonst Polyester¬ folie-K ondensat oren. — Polycarbonat-Kondensatoren sind in den meisten Fällen nicht erforderlich, da durch weitere Transistorisierung die Geräte kaum noch nennenswerte Eigenerwärmung auf weisen. — Der Styroflex-Kondensator gewinnt wieder an Bedeutung, besonders in frequenz¬ bestimmenden Stufen. — Papierkondensatoren sind praktisch kaum noch erforderlich. Sie werden zwar noch in Ablenkstufen von Fernsehgeräten verwendet, doch wird das bei Volltransistori¬ sierung nicht mehr notwendig sein. Als Bauformen bevorzugt man allgemein steckbare, radiale Formen. 18 Elektronisches Jahrbuch 1973 273 MMM>Kaleidoskop: Exponate der NVA »In der Neuererbewegung leisten Neuerer und Rationalisatoren in der Industrie, im Bauwesen, in der Landwirtschaft, im Handel, Transport- und Nachrichtenwesen, in der Versorgungswirtschaft, im Gesundheits¬ und Sozialwesen, im militärischen, pädagogischen und kulturellen Bereich sowie in anderen Bereichen des gesellschaftlichen Lebens einen bedeuten¬ den Beitrag zur weiteren Stärkung der Deutschen Demokratischen Repu¬ blik«. Von der Richtigkeit dieser in der neuen Neuererverordnung ver¬ ankerten Feststellung konnten sich auch (und in besonderem Maß) die 110000 Besucher der XIV. Zentralen Messe der Meister von morgen über¬ zeugen. Insgesamt beteiligten sich im Jahre 1971 — dem Jahr des VIII. Partei¬ tags — 840000 Jugendliche mit 195000 Exponaten an den 10929 Messen in allen Bereichen der Volkswirtschaft, in den Bildungseinrichtungen und bei den bewaffneten Organen der Deutschen Demokratischen Republik. Zur XIV. Zentralen MMM in Leipzig wurden dann die besten 1016 Ex¬ ponate vorgestellt. Mit diesen überwiegend in sozialistischer Gemein¬ schaftsarbeit entstandenen Leistungen und mit ihrem Auftreten während der MMM bekundeten die Meister von morgen ihre enge Verbundenheit zur Partei der Arbeiterklasse, zu ihrem sozialistischen Staat wie auch ihre Freundschaft zur Sowjetunion. Mit neuen Ideen und schöpferischem Elan gingen auch die Neuerer der Nationalen Volksarmee an die Umsetzung der Beschlüsse des VIII. Parteitags der SED. Die — gemeinsam mit den jungen Rationali¬ satoren der in der Deutschen Demokratischen Republik stationierten sowjetischen Streitkräfte — vorgestellten 90 Exponate des Ausstellungs¬ teils der Nationalen Volksarmee legten ein beredtes Zeugnis davon ab, wie die jungen Armeeangehörigen im Rahmen des sozialistischen Wett¬ bewerbs immer besser planmäßige Neuererarbeit mit einem meßbaren Zuwachs an Kampfkraft für die Nationale Volksarmee leisten. Zum viertenmal delegierte unsere Redaktion den Elektronenraben Huggy zur MMM. Wenn auch, bedingt durch den »relativ objektiven« Zusammenhang zwischen Zeitpunkt der Durchführung der MMM und 274 Redaktionstermin die jeweils an dieser Stelle gebotenen MMM-Informa- tionen keinen völlig »taufrischen« Charakter mehr haben, so zeigten doch in den vergangenen Jahren die vielen Bitten um weitere Informationen und die in Einzelfällen zustande gekommenen Nachnutzungen, daß dieser Standardbeitrag des Elektronischen Jahrbuchs seine Berechtigung hat. 1. Gerät zur Mehrfachausnutzung eines Magnetbandgeräts Neuererkollektiv Oberleutnant Rülke Das für die Ausbildung von Funkern bestimmte Zusatzgerät (s. Bild 1) enthält Anschlüsse für zehn Funkergeschirre (Morsetaste und Kopfhörer) sowie ein Magnetbandgerät. Den Morsetasten sind Tonfrequenzgeneratoren unterschiedlicher Frequenz zugeordnet. Bei Aufnahme (bis zu 10 Funker Bild 1 Gerät zur Mehrfach¬ ausnutzung eines Ton¬ bandgeräts üben sich im Geben) gelangt das von den jeweils getasteten Generatoren erzeugte Frequenzgemisch auf das Magnettonband. Bei Wiedergabe (Hören) wird das Frequenzgemisch in dem Zusatzgerät mittels selektiver Verstärker wieder aufgeteilt; die Einzelsignale gelangen nach Umwand¬ lung der geräteinternen Aufnahmefrequenz in die Hörfrequenz (1000 Hz) zum Kopfhörer des Platzes, an dem sie vorher eingegeben wurden. Die Funker können also ihren eigenen Text bzw. (bei Austausch der Kopf¬ hörer) den ihres Nachbarn hören. Es bedarf wohl keines Beweises, daß mit der Anwendung dieser Neuerung die in den Ausbildungsbasen vorhan¬ denen Magnetbandgeräte rationeller genutzt werden können. Das Neuerer¬ kollektiv Oberleutnant Rülke erhielt für dieses ausgezeichnete Exponat die Medaille für hervorragende Leistungen in der Bewegung Messe der Meister von morgen. Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 20 Neubrandenburg, PSF 6369 2. Automatischer Morsezeichengeber Neuerer Gefreiter Niltop Das speziell für die Hörausbildung entwickelte, aber auch im direkten Funksendebetrieb einsetzbare Gerät gestattet die Umsetzung im Fem- 275 schreibkode auf 5-Kanal-Loehstreifen vorliegender Texte in das Morse¬ alphabet. Die Morsegeschwindigkeit läßt sieb frei wählen. Beim Einsatz des Geräts in der Hörausbildung können durch ein spezielles System ganze Unterrichtsstunden nach vorgegebenen Unterrichtsprogrammen zu¬ sammengestellt, auf einen zweiten Steuerlochstreifen übernommen und beliebig oft abgearbeitet werden. Beim Einsatz des automatischen Morsezeichengebers im Funksende¬ betrieb lassen sich beliebige Sender mit einem im Fernschreibkode vor¬ liegenden Lochstreifen mit den nach Umsetzung entstehenden norm¬ gerechten Zeichen des Morsealphabets tasten. Auch in diesem Fall kann die Geschwindigkeit frei gewählt werden. Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 7022 Leipzig, PSF 4221H 3. Prüfgerät für polarisierte Relais Neuererkollektiv Oberleutnant Schubert Mit dem Relaisprüfgerät (s. Bild 2) kann die Funktionstüchtigkeit polarisierter Relais überprüft werden. Das Schließen der Relaiskontakte Bild 2 Prüfgerät für polarisierte Relais wird durch Kontrollampen angezeigt; Ansprechspannung und -ström sind an Meßinstrumenten ablesbar. Die Justage von den Normwerten ab¬ weichender Relais im Prüfgerät ist möglich. Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 20 Neubrandenburg, PSF 6369 N 276 4. Planschet! zur Minimierung von Schaltfunktionen (PMS-8) Neuererkollektiv Dipl.-Ing. Hrabalc Das Planschett ermöglicht die Minimierung von Schaltfunktionen, die mehr als 5 Eingangsvariable enthalten. Durch den zweckmäßigen und übersichtlichen Aufbau des Planschetts ist eine einfache und mit verhält¬ nismäßig geringem Aufwand verbundene Lösung solcher Aufgaben mög¬ lich. Im Ergebnis erhält man eine Reihe direkt ablesbarer minimierter Teillösungen in Form von Elementarkonjunktionen, aus denen die Struk¬ turformel des zu projektierenden Schaltnetzwerks nach beliebig vorge¬ gebenen Kriterien als Disjunktion der Teillösungen ermittelt werden kann. Die Neuerung bietet gegenüber anderen Methoden der Projektierung von Schaltnetzwerken wesentliche Vorteile (Übersichtlichkeit, Schnelligkeit). Die Arbeit des Neuererkollektivs Dipl.-Ing. Hrabalc wurde mit der Medaille für hervorragende Leistungen in der Bewegung Messe der Meister von morgen gewürdigt. Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 20 Neubrandenburg, PSF 6369 N 5. Impedanz- und Akkomodationsmeßgerät Neuererkollektiv Generalmajor OMR Prof. Dr. mcd. habil. Gestewitz. Mit diesem Gerät (s. Bild 3) wird im Zentralen Lazarett der NVA eine völlig neue Richtung der Hörforschung betrieben. Es eröffnet die Mög- Bild 3 Impedanz- und Akkomodationsmeßgerät 277 liclikeit, Angehörige der NVA hinsichtlich ihrer Eignung für den Einsatz an »Lärmpunkten« der NVA auszuwählen. Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 126 Strausberg, PSF 2034 G, Tastaturprüfgerät für Soeintron 415/425 Neuererkollektiv Oberleutnant Dipl.-Ing. Günther Das Prüfgerät (s. Bild 4) bildet die wesentlichsten für den Betrieb der Tastaturen erforderlichen Funktionen der Motorschrittlocher und -prüfer Soemtron 415(425 nach und ermöglicht eine schnelle, exakte und vom Basisgerät unabhängige Überprüfung der Tastaturen sowie eine kurz¬ fristige Fehlereingrenzung, -erkennung und -beseitigung. Ein wesent¬ licher Vorteil des Prüfgeräts besteht darin, daß der jeweilige Motor- schrittlocher bzw. -prüfer für die Dauer der Instandsetzung bzw. Wartung der Tastatur, mit einer Austauschtastatur versehen, weiter genutzt werden kann (Erhöhung der Loch- und Prüfkapazität!). Für dieses und das im folgenden beschriebene Gerät W'urde das Neuererkollektiv mit einer Ur¬ kunde der XIV. MMM ausgezeichnet. Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 126 Strausberg PSF 2007 7. Verzögerungsgencrator Neuererkollektiv Oberleutnant Dipl.-Ing. Günther Der Verzögerungsgenerator (s. Bild 5) ermöglicht die oszillografische Untersuchung des Inhalts der Adreß- und Informationsspuren an Magnet¬ trommelspeichern der EDVA R 300 sowie des Lochkartenrechners R100. Mit diesem einfachen Zusatzgerät, das an beliebige Oszillografen an¬ geschlossen werden kann, wird die Beschaffung des relativ aufwendigen Verzögerungseinschubs für den Oszillografen OG 2-10 (z.Z. auch nicht mehr lieferbar) umgangen. 278 Bild 5 Venögerungsgenerator Wesentlichste Anwendungen des Zusatzgeräts: a) Ein Auslöseimpuls bzw. eine Folge von Auslöseimpulsen für Kipp- stufen kann im Zeitbereich von 0,001 s bis 0,1 s verzögert werden. Damit sind dynamische Fehler erkennbar, die sich aus zur falschen Zeit eintreffenden Impulsen ergeben. b) Die zur Triggerung von Oszillografen bereitstehenden Impulse lassen sich so weit verzögern, daß sie dann bereitstehen, wenn der inter¬ essierende Vorgang gerade beginnt. Damit ist es möglich, auch schnell ablaufonde Vorgänge mit langsamer Folgefrequenz oszillografisch zu untersuchen. Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 126 Strausberg, PSF 2007 8. Akkumulator- und Hcfehlszühleranzclqe für C 8205/6 Neuererkollektiv Zivilbeschäftigter Jäger Die durch das Neuererkollektiv entwickelte und gefertigte Zusatz¬ einrichtung für den elektronischen Kleinrechner C 820516 , bestehend aus einem Anzeigepult (s. Bild 6) und der dafür erforderlichen Steuerelek¬ tronik, ermöglicht eine ständige visuelle Kontrolle des Aklcumulator- 279 und Befehlszählerinhalts (Anzeige mit Ziffemanzeigeröhren; Darstellung oktal). Die Neuerung erleichtert den Programmtest wie auch Instand¬ haltungsarbeiten erheblich und stellt damit eine Aufwertung des programmgesteuerten Elektronenrechners C 8205/6 dar. Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 126 Strausberg, PSF 2007 9. Beschriften eines Magnetbandes mit mehreren Datenielgen (MEDAFO) Neuererkollektiv EDV-71 Das durch das Neuererkollektiv erarbeitete R 300-Standardprögramm- system MEDAFO ermöglicht die Aufzeichnung mehrerer Datenfolgen auf ein Magnetband. Jede der Datenfolgen weist die von der Magnetband¬ routine des R 300 ( MARO ) geforderte Struktur auf. MEDAFO besteht aus — einem Organisationsprogramm (Ansteuerung der Magnetbänder zum Einlesen und Aufzeichnen von Datenfolgen vom bzw. auf das MEDA FO- Magnetband); — 2 Serviceprogrammen (für den Ausdruck der Datenfolgenamen aller sich auf dem MEDAFO- Band befindenden Datenfolgen); — einem weiteren Serviceprogramm (für die Einrichtung neuer MEDAFO- Bänder, das Doppeln und die Übernahme von Datenfolgen). Eine Kopplung zwischen der herkömmlichen und der durch MEDAFO — erweiterten Magnetbandarbeit (s. Bild 7) ist möglich. Mit dem Programmsystem MEDAFO wurde auf der XIV. MMM nur eine Arbeit des Neuererkollektivs EDV-71 vorgestellt. Dieses Neuerer- ohne MEDAFO mit MEDAFO eine Daten folge Kenndatenfolge 1. Datenfolge 2. Datenfolge 7/vy// y/yV/y n-te Datenfolge Endekennzeichnun, //ZZ/// ZZZZZZZ Bild 7 280 kollektiv leistete mit der Entwicklung und Erarbeitung einer Reihe weiterer flexibel ersetzbarer R 300-Standardprogramme, wie — Mischen umfangreicher Datenfolgen (bis zu 4 Datenfolgen, die aus jeweils mehreren Spulen bestehen können); — Ausgabe von Vor- und Nachblock auf MB (die Blockgestaltung erfolgt durch Parametereingabe über Schreibmaschine); — Abzugs- und Wiederanlaufprogramm für Trommelspeicher des R 300 auf Magnetband; — CA-Band-Ausgabe auf DB und LK usw. eine umfangreiche Arbeit zur Erhöhung der Effektivität des Rechen¬ betriebs. Für diese Arbeit wurde das Neuererkollektiv mit einer Urkunde der XIV. MMM ausgezeichnet. Weitere Informationen: Nationale Volksarmee, 126 Strausberg, PSF 2007 ELEKTRONIK-SPLITTER Die musikinteressierte Weltöffentlichkeit beging im Januar 1972 den 100. Geburtstag des großen russischen Komponisten A. N. Skrjabin. Er schuf das sinfonische Poem Prometheus. In diesem Werk hat der Komponist eine Partitur für ein Lichtmusik¬ instrument aufgenommen. Diese Partitur konnte lange Zeit auf Grund des Fehlens eines entsprechenden Instru¬ ments nicht gespielt werden. Vor zehn Jahren wurde mit Hilfe des Konstruktionsbüros Prometheus beim Kasaner Luftfahrtinstitut erstmalig in der Sowjetunion das Skrjabin- sche Poem mit Lichtmusik aufgeführt. Anläßlich dieses Ereignisses erhielt das Kon¬ struktionsbüro diesen für ein technisches Institut ungewöhnlichen Namen. Die erste Aufführung des vollständigen Prometheus-Poems war der Anfang einer neuen Kunst¬ richtung, der Synthese von Musik und Licht. Die Lichtmusik findet in der Sowjetunion immer mehr Anhänger. Wer nach Moskau, in die Allunionsausstellung der Errungenschaften der Volkswirtschaft kommt, Charkow oder Jerewan besucht, sollte es nicht versäumen, sich die Lichtmusiksäle oder die Licht- musikfontänen anzusehen. Die Elektronik spielt in all diesen Anlagen eine wichtige Rolle . 281 Aus der Geschichte der Nachrichtentechnik (VII) Die Entwicklung der Fernschreibtechnik begann um die Mitte des vorigen Jahrhunderts. 2850 stellte Moritz Hermann Jacobi (1801 bis 1874) in Petersburg einen Typendruoktelegrafen vor, dessen Prinzip auch der eng¬ lische Physiker David Edward Hughes (1831 bis 1900) für seinen 1855 herausgebrachten Typendrucktelegrafen verwendete. Im Elektronischen Jahrbuch 1970 (Seite 276/277) haben wir darüber berichtet. 1868 wird der von Hughes verbesserte Typendrucktelegraf zum Betrieb auf inter¬ nationalen Leitungen zugelassen. Jean Maurice Emile Baudot (1846 bis 1903) war als Sohn eines Klein¬ bauern zunäohst Landwirt und trat dann 1869 als Telegrafist in die französische Post- und Telegrafenverwaltung ein. Im selben Jahr erhielt er ein Patent für einen verbesserten Telegrafenapparat, den spä¬ teren Typendrucker mit Verteiler, der bis in unser Jahrhundert von Tele¬ grafenanstalten vieler Länder verwendet wurde. Baudot, von Natur aus bescheiden, arbeitete zäh und unermüdlich an den von ihm erkannten Unzulänglichkeiten des H upäes-Typendru ck tel egrafen. Um die Jahr¬ hundertwende wurde er als einer der großen Pioniere der Telegrafentech¬ nik anerkannt und gefeiert. Die Maßeinheit für 1 Stromschritt/s wurde ihm zu Ehren als 1 Baud (= 1 Bd) festgelegt. Im Jahr 1874 nimmt eine technische Kommission der französischen Post- und Telegrafenverwaltung seinen Typendrucktelegrafen an — es soll die 33. Ausführung gewesen sein. Am 12. 11. 1877 führt er erfolgreiche Telegrafierversuche zwischen Paris und Bordeaux durch und zeigt 1878 seinen Telegrafenapparat auf der Pariser Weltausstellung. Nach der Ver¬ leihung der Ampere-Medaille erhält er 1889 auf der Pariser Weltaus¬ stellung den Grand Prix und danach zahlreiche weitere Ehrungen. Hughes verwendete für seinen Typendrucktelegrafen 28 Tasten, beim ßaodof-Apparat war nur noch eine Klaviatur von 6 Tasten vorhanden. Baudot griff dabei auf frühere Ideen zurück, die z. B. auch schon Schilling bei seinem Nadeltelegrafen (1832) anwendete, indem er 6 bzw. später 6 Magnetnadeln für die Textübertragung benutzte. Beim Morsen sind die Zeichen durch die Punkt-Strich-Kombinationen alle verschieden lang. 282 @■1 EIDE« HE 3 M mamw mnmu Bisam □ssn ÜQQBI □□□■I asm □aam □□ehi mnmut E3HHM s mmm □HEB mmnmi I I : 0 ll i> tu .111. ■ mtA BBBB issrcii •s « e -s-is §-§1 1 ^ 283 Baudot erkannte sehr richtig, daß sich die Übertragung vereinfacht, wenn alle Zeichen gleichlang sind. Er bildete dazu Impulsgruppen aus je 5 Im¬ pulsen für jedes Zeichen, wobei die Impulse Strom führen oder stromlos sein konnten. Mit der Variation von 5 Impulsen sind insgesamt 2 • 2 • 2 • 2 • 2 = 2 5 = 32 verschiedene Impulsgruppen möglich. Da das für 26 Buch¬ staben, 10 Ziffern und die anderen Zeichen nicht ausreicht, wurden 26 Impulsgruppen doppelt belegt. Aus den 5er-Impulsgruppen entstand auf diese Weise das Fünferalphabet, das heute allgemein als Telegrafen¬ alphabet Nr. 2 bezeichnet wird und Grundlage der Fernschreibtechnik ist (Bild 1). Beim Baudot -Apparat hatten Sender und Empfänger je eine rotie¬ rende Kontaktbürste, die über eine Leitung verbunden waren und syn¬ chron umlaufen mußten (Bild 2). Die Kontaktbürsten überstreichen dabei Sender Empfänger Jn&z l_ \ / A \ l 4= Sende, Sendetasten & #1 Empfangs¬ magnete — Bild 2 Prinzip des Typendrucktelegrafen von Baudot 5 Kontaktsegmente, die sendeseitig mit 5 Arbeitstasten und empfangs¬ seitig mit 5 Empfangsmagneten verbunden sind. Die für ein Zeichen erforderlichen Sender-Arbeitstasten werden im Takt der rotierenden Kontaktbürste gleichzeitig gedrückt, so daß für die nichtgedrückte Taste kein Stromimpuls, für die gedrückte Taste jedoch ein Stromimpuls in die Leitung geht. Die am Empfänger ankommenden Stromimpulse erregen die entsprechenden Magnete. Dadurch bewegen sich die Magnetanker und verursachen über einen komplizierten Mechanismus den Abdruck des Zeichens auf dem vorbeilaufenden Papierstreifen. Durch den Siegeszug des einfacher zu bedienenden Telefons (Deutschland 1913: 2,5 Md. Tele¬ fongespräche — 64 Mill. Telegramme) drohte die Telegrafie unwirtschaft¬ lich zu werden. Baudot hatte deshalb erst 2, dann 4 Telegrafenapparate über Verteiler kombiniert, so daß er zur Mehrfachausnutzung der Leitung kam, einem heute vielseitig angewendeten Prinzip. Etwa um die Jahrhundertwende wurde der in Bild 3 gezeigte Typen¬ drucker in verschiedenen Stadtnetzen eingesetzt, der von Siemens und Halslce für den Telegrammaustausch entwickelt wurde. Um 1914 kam die Fernschreibmaschine auf, die der Deutsche Kleinschmidt in den USA 284 Bild 3 Typendrucktelegraf von Siemens und Halske in Anlehnung an die Schreibmaschine entwickelte. Die Hauptschwierig¬ keiten bei allen bisherigen Typendrucktelegrafen lagen in der Gleichlauf¬ steuerung zwischen Sender und Empfänger. In der Weiterentwicklung der Fernschreibmaschine wurde deshalb Anfang der 20er Jahre das Start- Stop-Prinzip eingeführt. Es besteht darin, von Zeichen zu Zeichen den Gleichlauf neu herzustellen, so daß keine Summierung der Gleichlauf¬ fehler auftreten kann. Dazu dienen der Anlaufschritt (Startschritt) und der Sperrschritt (Stopschritt), s. Bild l.Von diesem Start-Stop-Prinzip her leitet sich auch die Bezeichnung Springschreiber für die Fernschreib¬ maschine ab. Bild 4 zeigt eine ältere Ausführung der Fernschreibmaschine (Streifenschreiber) aus den 30er Jahren. Um 1950 war dann die Ent¬ wicklung der heute in Industrie und Wirtschaft vielseitig verwendeten Fernschreibmaschine abgeschlossen. Ein Nachteil der Fernschreibmaschine ist ihre Anfälligkeit gegen Stö¬ rungen im Übertragungskanal. Denn ändert sich die Impulsfolge, so wird Bild 4 Ältere Ausführung einer Fernschreibmaschine (St reifenschreiber) 285 Bild .5 Darstellung des Siemens-Hell- Verfahrens am Buchstaben ~E'< (links) und das einfache Empfangssystem (rechts); a — Zeichenraster , b — Sendernocken¬ scheibe für den Buchstaben » E■*, c — elektrische Impulsfolge für den Buch¬ staben »E~; EM — Empfangsmagnet , S — Schreibschneide , Sp — Schreib¬ spindel ein anderes Zeichen wiedergegeben. Darüber machte sich Dr. Hell Gedan¬ ken, der in Zusammenarbeit mit Siemens 1932 den Siemens-Hell-SchiQibQT herausbraclito. Das Prinzip ist in Bild 5 dargestellt. Jedes Zeichen wird in 7 X 7 Rasterpunkte zerlegt, eine entsprechende Nockenscheibe erzeugt die zu übertragende Impulsgruppe. Im Empfänger steuert die Impuls¬ gruppe den Empfangsmagneten. Die Schreibspindel hat 2 Schrauben¬ gänge und macht 7 Umdrehungen beim Ablauf der eingeschalteten Nockenscheibe. Dadurch werden spaltenweise die entsprechenden Raster¬ punkte wiedergegeben. Da das durch die Schraubengänge doppelt ge¬ schieht, ist diese Übertragung sehr störsicher. Falsche Impulse ergeben höchstens ein verwischtes Zeichen, bei Gleichlauffehlern wandert die Schrift nach oben oder nach unten weg. Weil sie aber doppelt vorhanden ist, geht kein Buchstabe verloren. Ähnlich arbeiten auch die Bildtelegrafiegeräte, bei denen allerdings kein festgelegter Kode zur Übertragung verwendet wird, sondern Sie entnehmen die Kodierung der Vorlage bei der Abtastung. Solche Geräte, auch Faksimile-Geräte genannt, werden zur Übertragung von Wetter¬ karten, Bildern usw. eingesetzt. 286 Es stellt sich^vor: Huggy als Postillion Wenn Sie mich sehen könnten, könnten Sie mich gar nicht sehen, denn ich hocke in der Poststelle zwischen Riesenbergen von Postkarten, so hoch, daß einem Rabenvögel das Sehen und Fliegen vergehen kann. Alles Einsendungen zu meiner vorjährigen Postkartenumfrage „Das inter¬ essiert mich im Elektronischen Jahrbuch“. Ich krähte und viele, viele kamen. Doch darauf komme ich später noch zurück, denn jetzt will ich Ihnen erst mal portofrank und frei von der Sensation des Jahres erzählen. Es folgt mein Reisebericht aus Wermsdorf, dessen Lektüre ich Ihnen nur wärmstens empfehlen kann. Der Flug der guten Tat Auf der Suche nach einigen Bauelementen flog ich eines vierten Sonn¬ abends im Monat die neue Autobahn Dresden—Leipzig entlang, auf diese Weise Orientierungsenergie sparend. In der Nähe der Abfahrt mit dem schönen ursächsischen Namen Mutzschen erspähte mein Nahezu-Adler- auge hinter einem altehrwürdigen Schloß eine merkwürdige Leitung. Als echter Nachrichtenvogel folgte ich dieser langen Leitung und gelangte nach kurzer Zeit und gerade noch vor Ladenschluß an das Ende der Leitung und durch eine winzige Pforte in das Haus Clara-Zetkin-Straße 21, aus dem soeben ein mit Antennenteilen schwerbeladener Käufer einem Pkw mit einer Berliner (!) Nummer zustrebte. Ich betrat einen menschenleeren Raum mit vielen Regalen und einem aufregenden Inhalt. Schnell fand ich alles, was ich suchte. Da vernahm ich im Hintergrund ein seltsames Geräusch, dem einer Geldfälscher¬ werkstatt nicht imähnlich. Es kam von einem sonderbaren Gebilde, an dem mir einzig ein von einem Skoda stammender Keilriemen bekannt vor¬ kam. In dieses Gerät aus den „goldenen 20er Jahren“ schob ein Mann emsig Blatt für Blatt, und jedes kam, eng bedruckt mit der Überschrift „Sonderangebot“ versehen, hinten wieder raus. Ein Umspanner half ihm dabei mit 110 Volt, mehr vertrug das Maschinchen von früher nicht. Aus 287 der gleichen technischen Frühzeit schien eine Schreibmaschinen-Groß- mutter zu stammen, auf der die Druckmatrizen entstanden waren. Da machte ich mich endlich bemerkbar und wurde sofort erkannt. Wie hätte es auch anders sein können, da Herr Krause, der Leiter des Konsum- Elektronik-Versandes, 7264 Wermsdorf, jedes Jahr viele Elektronische Jahrbücher mit dem Konterfei des Huggys neben anderer Literatur ab¬ setzt. Das geschieht neben den ungezählten Bauelementen, die täglich per Postkarte, Brief, Telegramm oder Anruf bei ihm abgerufen und um- 288 gehend, ansgeliefert werden. Daß das meiste auch wirklich vorhanden ist, dafür sorgt der unermüdliche Fundusverwalter der Elektroniker mit meh¬ reren Reisen in jedem Monat. Von Betrieben direkt, von Angebotsmessen und aus den Versorgungskontoren holt er alles, was überall in der DDR von hunderttausend Jüngern der Elektronik, auch in Dienststellen und Be¬ trieben, gesucht und gebraucht wird, vom Bauelement bis zum Gerät. Mit dem Einkauf beginnt die eigentliche Arbeit: Alles muß selbst kalku¬ liert werden, von Hand berechnet in Ermangelung eines ausreichenden Parks an Büromaschinen. Sollten Sie, liebe Leser, also zufällig eine Addier¬ maschine o. ä. zuviel haben — Wermsdorf 333 anrufen, schreiben, hin¬ fahren oder Brieftauben abschicken — und kürzere Lieferzeiten für alle sind garantiert die Folge! Täglich nimmt das Postamt 7264 (gleich um die Ecke) zwischen 50 und 150 Päckchen aus den Regalen des nimmermüden Herrn Krause und seiner (wenn allo da sind) 9 Kolleginnen entgegen, und ebensoviele zufriedene Kunden (bisher weiß man nur von einem unzufriedenen) empfangen täglich per Nachnahme Heißersehntes. Schön dumm ist nur der, der z.B. einen Widerstand oder einen Kondensator bestellt — zum 20 Pfennig Wert addieren sich 1,20 Mark Porto. Noch weniger ratsam ist die Bestellung von „2 kg Schrott-Trafo“ für 50 Pfennige, wenn diese 19 Elektronisches Jahrbuch 1973 289 Masse nioht durch Wertvolles kompensiert wird, denn die Post wiegt genau, und das wird teuer. Kann eine Sendung nur teilweise ausgeliefert werden, so sorgen ge¬ heimnisvolle grüne Zeichen auf der aufbewahrten Bestellung für spätere Nachlieferungen, es sei denn, es fehlte nur der erwähnte einzige Wider¬ stand. Um diesen Service sind die Elektroniker zu beneiden, besonders vom Standpunkt der Kunden anderer Versandeinrichtungen aus . .. Weitsichtige Käufer bitten um den Hauptkatalog des jeweiligen Jahres. Er besteht z.B. für. 1972/73 zwar nur aus 12 Seiten, aber die haben es in sich und sind bezüglich Sortiment und Richtpreisen genügend aussage¬ kräftig. Bei Empfang eines Päckchens findet man meist aueh eines jener zweiseitig bedruckten Blätter, wie sie beim Huggy-Besuch gerade ent¬ standen, und mit einem Heftchen „Halbleiter-Bauelemente, DDR- Produktion“ reagierte man schnell auf die jüngste Transistor-Preis¬ senkung. Im ganzen spürte ich: In Wermsdorf ist man zufrieden und dennoch ungeduldig: zufrieden darüber, so vielen Kunden helfen zu können bei einer schönen Ereizeitbeschäftigung oder auch bei der Ausführung ernst¬ hafter Aufgaben, und ungeduldig in all den Situationen, wo es leichter und schneller gehen könnte, angefangen bei der durchaus nicht optimalen Büroarbeit auf Grund fehlender Hilfsmittel bis hin zur Bearbeitung von Bestellungen durch die imrühmlichen Ausnahmen in Form müder Liefer¬ betriebe. Schwer beladen mit vielen sohönen Dingen, aber leicht und beschwingt im Gedanken an das, was täglich in diesem kleinen Ort für die Amateure geschieht, flog ich zurück und gebe es hiermit allen kund und zu wissen mit der Empfehlung: Nachahmungen erlaubt! Und jetzt erlaube ioh mir, diesem erfolgreichen Resümee mit großer Freude ein weiteres Resümee über die Einsendungen zum Elektronischen Jahrbuch 1972 hinzuzufügen. Mehr als 3200 Postkarten durchliefen meine Poststelle mit für mich lebensnotwendigen Vorschlägen. Ich verneige mein gefiedertes Haupt als Dank für Ihre Anteilnahme. Nicht alle Gedanken und Wünsche können mit einem Mal berücksichtigt und erfüllt werden, aber schon 1973 werde ich damit beginnen, und dann geht es peu a peu weiter. Auf Grund der einmalig hohen Zuschriftenzahl habe ich beschlossen, die Preise zu verdoppeln (also 2 Transistorempfänger usw.). Und das sind die Gewinner: 1. Preis (je 1 Transistorempfänger Kosmos und für 30,— M Bücher aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik Vollrath, 7031 Leipzig, Erich-Zeigner-Straße 52 Gerd-Rainer Zückert, 88 Zittau, Ed.-Timm-Straße 32 290 2. Preis (je Preisträger Bücher für 75,— M aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik) Erhard Schanze, 90 Karl-Marx-Stadt, Draisdorfer Straße 16 Matthias Prüssing, SOI Magdeburg, Schmeilstraße 18 3. Preis (je Preisträger Bücher für 50,— M aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik) Siegmar Lack, 705 Leipzig, Edlichstraße 29 Siegbert Hoffmann, 4802 Bad Bibra, Obertor 1 4. bis 10. Preis (je Preisträger Bücher für 25,— M aus dem Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik) H. Klecha, 26 Rostock, Waldemarstraße 35 Dieter Folkmer, 84 Riesa, Villerunter Straße 11 Peter Schindler, 8013 Dresden, Radeburger Straße 165 Andreas Kamprath, 728 Eilenburg, Franz-Mehring-Straße 26 Gerald Winkler, 703 Leipzig, Sohamhorststraße 28 Harry Hopfe, 9801 Reuth, Nr. 60 E Steffen Bonke, 8101 Feldschlößchen, Kurzer Weg 4 Michael Heyer, 9632 Neukirohen, PI. Heinz Reinhardt, 9438 Johanngeorgenstadt Friedrich Endisoh, 7022 Leipzig, Platnerstraße 1 Wolfgang Knabe, 301 Magdeburg, Annastraße 19 Uffz.-Schüler W. Schneider, 2352 Prora, PSF 3993/D-3 Henry Arndt, 331 Calbe-Ost H. Krüger, 233 Bergen, Bahnhofstraße 38 Und nun, liebe Huggy-Freunde, keine Müdigkeit vorschützen, es geht in die nächste Preisaussohreibenrunde. Ich hoffe, daß Sie nicht nur einen der 10 Preise gewinnen, sondern auch ein wenig Spaß und Freude daran haben werden. F. d. R. Die Poststellensachbearbeiter Dipl.-Ing. Klaus Schlenzig Hans-Werner Tzschichhold 291 Wer weiß es? Viele Leser schrieben mir, daß meine Rätsel zu leicht zu lösen seien. Deshalb biete ich dieses Mal härtere Nüsse zum Knacken an. Wer es nicht rausbekommt, kann seine Karte mit Bemerkungen zum „Eljabu“ oder Wünschen zum Inhalt auch einsenden, er nimmt dann an der Trostrunde teil. Für die Beantwortung der Preisfrage benutzen Sie bitte die beiliegende Karte, die Sie der Post unfrankiert anvertrauen können. Ä® -5V 1. In einem Prospekt fand ioh die Kennlinie (s. Bild) für ein Halb¬ leiterbauelement. Wie heißt dieses Bauelement? 2. In einer Schaltung (s. Bild) interes¬ siert der Spannungsabfall U A über dem an Masse liegenden Wider¬ stand. Wie groß ist diese Span¬ nung? Das wars wieder einmal für dieses Mal. Bis zum nächsten Jahr verab¬ schiedet sich wie immer mit allen guten Sende- und Bmpfangswünschen Ihr Huggy PS.: Wie Huggy vom Konsumgenossenschaftsverband Leipzig erfuhr, wird dem¬ nächst eine Arbeitsgruppe gebildet, die sich mit den Problemen des Konsum- Eiektronik-Akustik-Yersandes in Wermsdorf befaßt. Sie wird Maßnahmen einleiten, damit der Arbeitsaufwand rationeller gestaltet werden kann. Außerdem wurde dem Kollegen Krause eine andere Schreibmaschine zur Verfügung gestellt. Huggy freut sich über diese schnelle Hilfe des Konsumgenossenschaftsverbandes Leipzig, die den Beschlüssen des VIII. Parteitages der Sozialistischen Einheitspartei Deutschlands entspricht. 292 Wie mordet man einen Ing. Hartmut Lachmann Leistungstransistor ? Haben Sie, verehrter Leser, schon einmal darüber nachgedacht, wie un¬ menschlich sich der Mensch gegenüber Leistungstransistoren verhält? Im Laufe einer relativ kurzen Zeit hat der Mensch eine Vielzahl von Methoden entwickelt, um diese Bauelemente krank zu machen, sie zu verstümmeln und sogar ins Jenseits zu befördern. Für diese Untaten gibt es eigentlich keine Erklärung; lediglich scheint es so zu sein, daß der Mensch die Un¬ sterblichkeit weiterhin für sieh allein zu pachten gedenkt. Allerdings wird diese These dadurch durchbrochen, daß der Mensch es den Kleinsignal¬ transistoren offensichtlich erlaubt, ruhig auf der Leiterplatte zwischen Kondensatoren und Widerständen zu sitzen und ewig zu leben. Offen¬ sichtlich sind diese kleinen Bauelemente von ihm bisher übersehen worden. Dagegen ist der Leistungstransistor wohl kaum zu übersehen. Groß und erhaben sitzt er an der ihm befohlenen Stelle auf der Leiterplatte und reizt den Menschen zu Tätlichkeiten, die sich oftmals in einer Flut von Haßgefühlen gegenüber dem Leistungstransistor symbolisieren. -Wie anders wären sonst die permanenten Angriffe deB Menschen auf einen ihm offensichtlich treuen Diener möglich? Die armen freundlichen, zuverlässigen, loyalen Kreatoren ... Ehrlich muß ich eingestehen, daß ich vor nicht allzulanger Zeit ebenfalls an diesem unbekümmert und doch so verwerflichen Gemetzel teilgenom- 293 men habe. Doch schon sehr bald habe ich gelernt, mit diesen freundlichen Kreaturen zu leben, und habe gleichzeitig ihre Zuverlässigkeit, Loyalität sowie Nützlichkeit sohätzen gelernt. Wenn an dieser Stelle einige Vorfälle ans Tageslicht gebracht und einige flagrante Mißbräuohe, die mit Leistungs¬ transistoren getrieben wurden, aufgedeckt werden sollen, so geschieht dies in der Hoffnung, daß Sie, verehrter Leser, alle völlig empört seien und sich umgehend bessern möchten. Lassen Sie mich zuerst einige Kapitalverbrechen aufzählen: 1. Überschreitung der Grenzwerte Vom Standpunkt des Transistors aus bedeutet das Hinrichtung durch den elektrischen Strom. 2: Überschreitung der Basis-Emitter-Durchbruchspannung Diese Art menschlichen Umgangs mit seinem treuen Freund, dem Lei¬ stungstransistor, kommt fast einer Hinrichtung durch elektrischen Strom nahe. 3. Leckomie Jeder Unwissende denkt bei diesem Wort an sonnige Sommertage, an denen er an einem Eis leckt. Doch so freundlich ist der Mensch zum Leistungstransistor nicht. Leckomie bedeutet ein durch Bruch der her¬ metischen Dichtung herbeigeführter Zustand, bei dem verunreinigte Luft — manchmal riesige Nikotinschwaden — in die lebenswichtigen Organe eindringt. 4. Drehmomentitis Wird versucht durch Überschreiten des empfohlenen Drehmoments beim Anziehen der Befestigungsschrauben. Wer so etwas tut, würde auch seinem Wellensittich den Hals umdrehen. 6. Sperrschichtfieber Wird gelegentlich auoh thermisches Durchgehen genannt. Jedoch ist das nur des Menschen Art, unangenehme Einzelheiten zu verbergen. Man läßt aber die Temperaturen keineswegs durchgehen, sondern zwingt sie in die Sperrschioht hinein, bis diese schmilzt. Die Schlaueren unter uns gestatten es der Schaltung nur an einem heißen Sommertag, diesen Zustand herbei¬ zuführen, 'während diejenigen, die zu jäher Brutalität neigen, einfach keine Kühlbleche verwenden. Weiterhin darf man die unerlaubten Sohüttelproben oder die jähen Abkühlungen, die alle beide den geplagten Leistungstransistoren das Rückgrat brechen, nicht vergessen. Jedoch mit allen diesen Aufzählungen ist das Sündenregister noch nicht vollständig. So unglaublich klingen es 294 mag — die gesamte Vielfalt aller möglichen Mordpläne sind bis zum heutigen Tag noch nicht erschöpft und werden ständig weiterentwiokelt. Aber ioh glaube, die oben aufgefuhrten fünf Schwerverbrechen reichen schön aus. Damit Sie, verehrter Leser, sich etwas besser kennenlernen, wurden die nun folgenden Beispiele aufgezeichnet. Die meisten von Ihnen werden sich leicht mit einer oder mit mehreren darin vorkommenden Personen identifizieren können. Beispiel 1 Vor vielen Jahren las ein junger Anwender von Transistoren einen die Vorzüge von Leistungstransistoren preisenden Zuverlässigkeitsbericht. Mit glänzenden Augen sah er auf die Zahlen, die Aufschluß über die minimale Ausfallrate gaben. Als er darüber nachsann, überkamen ihn Visionen von der Unsterblichkeit der Leistungstransistoren, denn nach diesen Zahlen mußten diese Bauelemente ewig und für alle Zeiten leben bleiben. Doch wie groß muß der Sohock gewesen sein, den er erlitt, als eine aufgebrachte Person eine Tasche voll Transistoren auf seinen Tisch schüttete und sagte: »Sezieren Sie bitte diese Kadaver und lassen Sie uns wissen, woran sie gestorben sind. »Oh, welch unglaubliche Widersinnig¬ keit! Links ein Berg Zahlen, die eine utopische Zuverlässigkeit versprachen, und rechts ein Berg toter Transistoren. Die Welt war für ihn nicht mehr rund — sie war flach. Es gab nur zwei Möglichkeiten: Er konnte die Dinger einfach igno¬ rieren oder — den tatsächlichen Sachverhalt prüfen. Doch worin bestand dieser? Da schlich sich bei ihm der Gedanke ein, daß diese Transistoren Selbstmord begangen hätten. Doch mit der ihm eigenen Gründlichkeit stürzte er sioh in die Untersuchung der ominösen Todesfälle. Das Ergebnis des Versagens von Transistoren war folgendes: 1. Ein Transistor versagt, wenn sich sein Iqbo gegenüber dem zur Zeit Null vorhandenen Wert verdoppelt hat, oder 2. er ist ein Versager, wenn sein Stromverstärkungsfaktor ß um mehr als 10% zn'jeriommen oder 30% abgenommen hat. Nioht übel, doch kaum bedeutungsvoll in der bösen Welt der Blindlasten und unzulänglichen Wärmesenken in, die wir diese unschuldigen Bauelemente geschickt hatten. Natürlich waren diese Transistorkadaver von einem ruchlosen An¬ wender niedergemetzelt worden, der sioh schuldig gemacht hatte, den zuverlässigen Arbeitsbereich überschritten zu haben. Aber kein Gericht der Welt würde diesen Mörder zur Rechenschaft ziehen. Beispiel 2 In vergangenen Zeiten waren viele Transistorbenutzer stolz auf einen Eimer voll gelynohter Transistoren. Sie meinten, sie würden den Stand 295 der Technik nicht vorantreiben, wenn sie nicht einige Transistoren ins Jenseits beförderten. Fühlt sich vielleicht jemand von Ihnen getroffen? Im Laufe der Entwicklung entstand eine Basis für die technische Be¬ schreibung von Leistungstransistoren hinsichtlich ihrer Fähigkeiten, Stromstöße zu überleben. Jedoch wurden viele Worte zwischen Her¬ steller und Anwender gewechselt, wobei diese Gespräche etwa so verliefen: Hersteller (im folgenden H genannt): »Verehrter Anwender, Sie wissen, daß Sie diesen Transistor bis zu 75 V betreiben können.« Anwender (im folgenden A genannt): »Tatsächlich! Sie meinen, wenn ich nicht mehr als 75 V anlege, dann versagt dieser Transistor nicht?« H: »So war es- nicht ganz gemeint. Die 75 V kann der Transistor nur bei einem schwachen Strom aushalten.« A: »Hm!« H: »Bei stärkeren Strömen versagt der Transistor schon bei niedrigeren Spannungen.« A: »Sie meinen . ..« H: »Da gibt es nämlich dieses als Sekundärdurehbruch bezeichnete Phänomen.« A: »Sekundär . . . was?« H: ».. , durchbrach«. A: »Ach!« (Womit er dem Thema ausweichen wollte, denn schließlich klebte ja Blut an seinen Händen.) . Und so ging das Gespräch weiter, bis dem Anwender der Begriff »zu¬ verlässiger Arbeitsbereich« von Leistungstransistoren endlich geläufig war. Beispiel 3 Viele Zwischenfälle passierten während der Prüfung des zulässigen Gleich¬ strom-Arbeitsbereichs ohne richtige Absicherung. Als der Sekundär¬ durchbrach eingeleitet wurde, trat im Transistor ein Kollektor-Emitter- Durchbruch auf (eine normale Art der Hinrichtung durch elektrischen Strom), womit er praktisch ein niederohmiges 80-V-Netzteil kurzschloß. Der resultierende Stoßstrom schmolz dann den kupfernen Emitter¬ anschlußstift, der zerbarst und ein Loch durch die Stahlkappe des Tran¬ sistors schlug, wobei das geschmolzene Metall fast 5 m weit cfarch die Luft flog. Hätte der Techniker seinen Kopf über das Bauelement gehalten, wäre ein böser Unfall passiert. Ohne Zweifel ein Fall, in dem ein tapferes Bauelement versucht hat, im Todeskampf zurückzuschlagen. Beispiel 4 Erstaunlich ist, daß es immer noch geschieht, daß Transistoren auch mechanisch mißbraucht werden. Der Ratschlag »Wenn er nicht passen will, dann ni mm einen größeren Hammer« trifft eigentlich nicht auf Leistungstransistoren zu, doch kommt er der Sache ziemlich nahe. Oft¬ mals werden die Anschlußstifte zum Zweck eines besseren Einbaus ver- 296 bogen. Unvermeidlich platzt bei diesem schlauen Vorgehen die Glas¬ durchführung, und das Bauelement stirbt an einer schleichenden Krank¬ heit: der Leckomie. Transistorkadaver in Hülle und Fülle Wie Sie inzwischen gemerkt haben, ist diese Abhandlung nichts weiter als Humbug, und die beschriebenen Fälle sind nur von historischem Interesse. In der heutigen Zeit braucht sich aber niemand mehr solcher barbarischen Praktiken zu bedienen und . . . Entschuldigen Sie bitte, es hat an der Tür geklopft. Man, da ist ja dieser verrückte Karl schon wieder! Ein Bündel Leistungstransistoren landet.auf meinem Tisch. Was ersagt? »Sezieren Sie bitte diese Kadaver und lassen Sie unB wissen, woran sie gestorben sind.« Manch einer wird eben nie kluger. 297 VEB Elektrotechnische und Elektronische Erzeugnisse 63 Ilmenau, Heinrich-Heine-Straße 6 Tabellenanhang Daten sowjetischer Transistoren OJ H 3 1 ! ■*5 CO m > s 1 5 'S *g ft? S 5 •*3 JS A $© 31 m 9 g» 4 ? 3 3.1 / < 0 - CP 9 a - fe u fe ^ Al £ S “21 O a v fc> > IHHOqNNiMNNCOWW^^^^^lOlO®©! 'S: !■ I *1 Sil Sil §s o o o o o o I I I I ! 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Kapazität des Plattenkondensators mit n Platten «r ‘A C = 0,0886 (n-1) — 1 a O — Kapazität ln pF, t t — relative Dielektrizitätskonstante, A — Plattengröße ln cm*, d — Plattenabstand in cm. Kapazität des Röhrchenkondensators e. -1 • r 0 = 0,556 -^- 3 — ; (r = r. - dl 2) d C — Kapazität ln pF, e T — relative Dielektrizitätskonstante, 1 — Länge in cm, r a — Außendurchmesser in cm, d - Dicke des Dielektrikums ln cm. Kapazität des Koaxialkabels 0,242 • e T • 1 C= lg ~w : C — Kapazität in pF, t r — relative Dielektrizitätskonstante, 1 — Länge in om. D — Innendurchmesser des Außenleiters In cm, d — Innenlelterdurchmesser in cm. Kapazität eines einzelnen Leiters Ober Erde 0,242-sr-Z 0= lg 4A/d ; <7 — Kapazität ln pF, c r — relative Dielektrizitätskonstante, l — Leitungslänge in om, h — Abstand Leiterachse zu Erde in om, d — Leiterdurohmesser ln cm. Kapazität der Doppelleitung 0 = Itlr a » d Ist O = C — Kapazität ln pF, s r — relative Dielektrizitätskonstante, l — Leitungslänge ln cm, a — Abstand Leiterachse zu Leiterachse in cm, d — Leiterdurchmesser in cm. Kapazität der abgeschirmten Doppelleitung 0,121 *8 r • l C= 2 o D* — o* ’ lg d 'J »* + a* <7 — Kapazität in pF, e r — relative Dielektrizitätskonstante, 1 — Leitungslänge in cm, o — Abstand Leiterachse zu Leiteraohse in cm, d — Leiterdurchmesser in cm, t> — Innendurchmesser der Abschirmung, 0,121 ■ «j • I 0,121'«f *1 lg2o/d 3U Induktivität zweier paralleler Bandleiter L = 0,0126; b + c L — Induktivität in ^H, l — Leitungslänge in cm, a — lichter Abstand der Bänder, b — Dicke eines Bandes in cm, c — Breite eines Bandes in cm. Induktivität des Koaxialkabels d L — Induktivität in nH, l — Leitungslänge in cm; D — Innendurchmesser des Außenleiters, d — Innenleiterdurchmesser in cm. Induktivität der Doppelleitung £=4Mn 2a 10 " L — Induktivität in [xH, l — LeitungBlänge'in cm, a — Abstand Leiterachse zu Leiterachse in cm, d — Leiterdurchmesser in cm. Induktivität der Drahtschleife L= 2tc • D (ln ~ + 0,08) • 10“ L — Induktivität in piH, D — mittlerer Durchmesser der Drahtschleife in cm, d — Drahtdurchmesser in cm, Induktivität der einlagigen Zylinderspule für l >0,4 D ist für l = D ist L = w’ - fl* 45D + 100J ’ £=0,0068w 1 -D, für l , K = -*- ‘ VlO“ 10 3 1 leifi 11 t= ü : L — Induktivität in pH, w — Windungszahl, Aj^ — Induktivitätsfaktor in nH/w a , K x — Kernfaktor für HF-Eisenkerne, K 2 — Kernfaktor für HF-Eisenkerne. A t-W erte für Maniferschalen kerne vom Kombinat VEB Keramische Werke Henns¬ dorf, s. Elektronisches Jahrbuch 1968, Seite 316. Kerafaktoren für ältere HF-Eisenkemspulen *1 Kr Haspelkern 154 4,81 H-Kem 136 4,3 Eollenkern 146 4,62 MV 311 164 5,2 Görler F 201 167 5,3 Görler F 202 152 4,8 Girier F 272 170 5,4 Eine Formelzusammenstellung zu Bestimmungsgrößen des Schwingkreises findet der Leser im Elektronischen Jahrbuch 1965, Seite 402 bis 406. TAomsonsche Schwingkreisformel allgemein 2w /i • C ’ / — Frequenz in Hz, L — Induktivität in H, abgewandelt O — Kapazität in F Hz-mH-nF kHz-aH-pF Hz-H-nF kHz-mH-pF MHz-nH-pF Hz-H-pF — kHz-mH-nF kHz-H-nF MHz-pH-pF MHz-mH-pF 169 200 5030 159,2 6,03 f = V'i^C ]/T^ö Yl-c 25,3 • 10* 25,3 • 10* 26,3,-10 9 25,3 L m t'-C f'-0 l'-C p-c „ 25,8 • 10 9 25,8-10' 25,3 • 10' 25,3 f'-l t'-Z P-L P-L 313 b«w 300 '—200 z~° 100 '—0 T°0 F°» f m Formel 153,2 Vi M C tflF) C 10°^ f°-i «-§ 3~E 3 -~ 1°ZÄ 005 0 , 00 -1 0/0-= 00Z b «77 »P 0,005°-= 0,000 -f 0,003 A 0,002 0 , 001 °- 314 Nomogramm 1 Schwingkreisdaten im Bereich 2 Hä* bis 50 kHz Gegeben ist eine Induktivität von £ = 4H. Gesucht wird für die ircquenz / = 100 Hz die erforderliche Kapazität C. Dazu verbindet nWt.'SftJS*“ sprechenden Wert auf der £-Skale mit dem entsprechenden Wett »ufder Die Verlängerung dieser Verbindung schneidet die C-Skale in einem Wert, «* Ute gesuchten Kapazität entspricht, C = 0,63 gF. Nomognmm 2 Schwingkreiadaten im Bereich 120 kHz bis 550 kHz Gegeben ist eine Kapazität 0 = 125 pF. Gesucht wird für die BeeMa nzftWfW nk /= 465kHz die erforderliche Induktivität £. Entsprechend den Hinweüeu.zit Nomogramm 1 erhält man £ = 950 gH. 818 Induktivität in/iH Nomogramm 3 Schwingkreisdaten Im Bereich. 550 kHz bis 2 MHz Welche Besonanzfrequenz / hat ein Schwingkreis mit den Werten L = 220 sH und C = 380 pF? Aus dem Nomogramm erhält man den Wert f = 550 kHz. 316 Induktivität in fiH t Nomoflramm 4 Schwingkreisdaten im Bereich 2 MHz bis 80 MHz Für einen Schwingkreis mit der Resonanzfrequenz f — 8,5 MHz steht eine Kapazität C — 130 pF zur Verfügung. Welchen Wert muß die erforderliche Induk¬ tivität L aufweisen? Aus dem Nomogramm erhält man den Wert L = 2,62 pH. 317 L Nomogramm 5 Schwingkreisdaten Im Bereich 50 kHz bis 5 MHz Gegeben sind die Besonanzfrequenz / = 485 kHz und die Kapazität C — 180 pF. Die erforderliche Induktivität L hat den 'Wert L = 0,72 mH. 318 Noraogramm 6 Schwingkreißdaten Im Bereich 1,2 MH?, bis 100 MHz Ein Schwingkrela ist aufgebaut mit den Werten L = 17,2 pH und <7 = 120 pF. Aus dem Nomogramm erhalt man für diesen Schwingkreis eine Resonanzfrequenz von f — 3,6 MHz. 319 Nomogramm 7 Schwingkreisdaten im Bereich 20 MHz bis 500 MHz Bei dem im Nomogramm eingezeichneten Beispiel sind die Induktivität der Spule mit L — 0,6 uH (1) und die Kapazität des Kondensators mit C — 5 pF (2) gegeben. Bei (3) wird die Resonanzfrequenz des Schwingkreises mit / = 100 MHz abgelesen. Bel Gebrauch dieses Nomogramms ist zu beachten, daß bei sehr hohen Frequenzen die Induktivität der Zuleitungen zwischen Spule, Kondensator und Schaltung sowie die dem Schwingkreis parallelliegenden Kapazitäten nicht mehr vernachlässigt werden dürfen! 320 Schaltzeichen der Elektrotec Thyristoren allgemein -f- Thyristordiode, rückwärts sperrend -EH- Thyristordiode, rückwärts leitend -tt Zweirichtungs- Thyristordiode 1- Thyristortriode, rückwärts sperrend, n-Tor, anodenseitig gesteuert f 4- Thyristortriode, rückwärts sperrend, p-Tor, katodenseitig gesteuert -E Thyristortriode, abschaltend, n-Tor, anodenseitig gesteuert f Thyristortriode, abschaltend, p-Tor, katodenseitig gesteuert -E Thyristortetrode, rückwärts sperrend f V Zweirichtungs- Thyristortriode E in ik (Halbleiter) TGL 16016 (nlZrfinchenfeldet tekt- iransisroren ugrerj Eintor-p-Kanal-Typ, Anreicherungstyp, ohne Subtratansch/uß (g = Tor, s = Quelle, d=Senke) ff ( & R Eintor-n-Kanal-Typ, Anreicherungstyp, ohne Subtratanschluß ( R Eintor-p- Kanal-Typ, Anreicherungstyp, mit herausgefuhrtem Subtratanschluß ( 1 R Eintor-n-Kanal-Typ, Anreicherungstyp, Subtratschient intern mit Quellenanschluß ver¬ bunden ■ 3 IUI Eintor-n-Kanal- Typ, Verarmungstyp, ohne Subtratanschluß ■ 8 Ein tor -p - Kanal- Typ, Verarmungstyp, ohne Subtratanschluß ( «*—> R ) Zweitor-n-Kanal-Typ, Verarmungstyp, mit herausgefuhrtem Subtratanschluß _ 1 fl! ISj Ul Durch Licht beeinflußbare Bauelemente Photowiderstand Differential¬ photowiderstand Photoelement mit Sperrschicht ■S > Photodiode M Phototriode, Typ pnp 1 i Phototriode, Typ npn Hallgeneratoi