EUEKTRONIS JAHRBUCH 19 -7 (D Klinken I- ® _Buchsen _/7 «S 1 tecker j (D Widers tand ™ r %eJ (73) - 'jjfefV,_. ( Stromguel ^fe ®! ® h2 ® Afö^e - frcfe Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1969 Herausgeber: Ing. Karl-Heinz Schubert Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1969 DEUTSCHER MILITÄRVEBLAG Redaktionsschluß: 20. 3. 1968 I nhaltsverzeichnis Kalendarium E. Preil 20 Jahre Deutsche Demokratische Republik VEB Fernsehgerätewerke Staßfurt — ein Werk und seine Menschen 11 Rudi Bunzel Vom «Volkssender» zur «Geisterstimme». 20 Werner Stankoweit Ein «Spinnennetz» aus 87 Frequenzen. 26 Wissenswertes über moderne Technik Dipl.-Phys. JO. Felslee Wetterfrösche im Kosmos . 39 Dipl.-Phys. H.-J. Fischer Millimeterwellen — Nachrichtenmittel der Zukunft?. Öl Ing. K. K. Streng Einführung in die Problematik des Farbfernsehens (3). 57 Dipl.-Ing. A. Orhan Telemetrische Messung biophysikalischer Größen . 65 Ing. H. Bebensburg Moderne Meßgeräte für die L- und C-Messung . 71 Oberstleutnant Sinjak Elektronische Datenverarbeitungsanlagen (EDVA) auf dem Ge¬ fechtsstand .;.. 81 lug. T. Reck Klein — kleiner — am kleinsten. 89 A. Sacharow Kybernetik und Psychologie . 95 Neue Bauelemente Ing. K.-H. Schubert Integrierte Halbleiterschaltungen von TESLA. 101 Dipl.-Phys. H.-J. Fischer Kaltes Licht — auf neuen Wegen (Gallium-Araenid-Diode) . 107 Ing. K.-H. Schubert Wie wendet man Varicaps, Varactoren oder CV-Dioden an?. 116 Moderne Technik für den Funkamateur Ing. Till Tricks Mischstufen mit Transistoren. 129 Z. Lachowski Sender für die Fuchsjagd auf 80 m und 2 m . 139 Ing. K.-H. Schubert Transistor- und Böhrenempfangskonverter für das 2-m-Band . 149 H.-J. Reinhold SSB-Exciterplatine mit Transistorbestückung . 163 Dipl-Ing. II. Brauer KW-Superhet-Schaltungspraxis. 179 Ing. K.-H. Schubert Frequenzstabiler Oszillator nach Vackar . 189 K. Rothammel Die Speiseleitung und ihre Ankopplung an die Senderendstufe . 197 Bauanleitungen für den Elektroniker H. Volkhardt Empfangsanlage in Bausteintechnik für die Funkfernsteuerung ... 209 Ing, R. Anders Elektronenblitzgerät — selbst berechnet 226 Ing. D. Müller Einfache NE-Verstärkerbausteine. 231 UKW-Empfänger mit Transistoren. 237 Ing. K.-H. Schubert Musik in Farben. 252 A. WalskijJO. Stern Elektroball — Fußballspielautomat . 259 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen Ing. H. Stiehm Diplome und Conteste der Funkamateure. 268 Aus der Geschichte der Nachrichtentechnik (III) . 276 Erika erzählt von den «Turmfalken» — Die vormilitärische Ausbil¬ dung . 281 G. Junger Junge Pioniere als Neuerer Rationalisierung mit einem Telefon-Anrufbeantworter. 286 Neues von Huggy, dem Elektrononraben. 293 Kleines Lexikon für den Newcomer (militärische Funktechnik). 296 Tabellenanhang Das System «ursamat» .,. 298 Funktechnische Nomogramme . 302 Begriffe aus der Schwingquarztechnik (II). 309 Transistorvergleichstabellen. 314 Januar Februar März So 5 12 19 2« 2 9 16 23 2 9 16 23 30 Mo 6 13 20 27 3 10 17 24 3 10 17 24 31 Di 7 14 21 28 4 11 18 25 4 11 1825 Mi 1 8 15 22 29 5 12 19 26 5 12 19 26 Do 2 9 16 23 30 6 13 20 27 6 13 20 27 Fr 3 10 17 24 31 7 14 21 28 7 14 21 28 Sa 4 11 18 25 1 8 15 22 ' 1 8 15 22 29 April Mai Juni So 6 13 20 27 4 11 18 25 1 8 15 22 29 Mo 7 14 21 28 5 12 19 26 2 9 16 23 30 Di 1 8 15 22 29 6 13 20 27 3 10 17 24 Mi 2 9 16 23 30 7 14 21 28 4 11 18 25 Do 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 19 26 Fr 4 11 18 25 2 9 16 23 30 6 13 20 27 Sa 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 Juli | August September So 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 Mo 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 Di 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 Mi 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 Do 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 Fr 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 Sa 5 12 19 26 29 16 23 30 6 13 20 27 Oktober November Dezember So 5 12 19 26 2 9 16 23 30 7 14 21 28 Mo 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 Di 7 14 21 28 4 11 18 25 2 9 16 23 30 Mi 1 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 Do 2 9 16 23 30 6 13 20 27 4 11 18 25 Fr 3 10 17 24 31 7 14 2128 5 12 19 26 Sa 4 11 18 25 1 8 15 22 29 6 13 20 27 Bild 1 Frühjahrsmesse-Höhepunkt 1968: An der Spitze einer zahlreichen Repräsen- tanten-Gruppe stattete der Vorsitzende des Staatsrates der DDR und 1. Sekretär des ZK der SED, Walter Ulbricht, dem Industriezweig Rundfunk und Fern¬ sehen einen Besuch ab und sprach sich sehr anerkennend über die neue gestal¬ terische Linie bei Staßfurter Fernsehempfängern aus 20 JAHKE DEUTSCHE DEMOKRATISCHE REPUBLIK VEB Fernsehgerätewerke Staßfurt — ein Werk E. Preil und seine Menschen Das Jahr 1968 war fiir Staßfurt und seinen VEB Fernsehgerätewerke in jeder Hinsicht bedeutungsvoll: Einmal setzte es den Schlußpunkt unter die beispielhafte Entwick¬ lung dieses RFT-Betriebs von einem mittleren Rundfunkgeräte-Produ- zenten zu einem der größten Fernsehgeräte-Unternehmen Europas, zum anderen leitete es die weitere Entwicklung dieses sozialistischen Gro߬ betriebs sowie die neue Profilierung des gesamten Industriezweigs Rund¬ funk und Fernsehen der DDR ein. Ein Einschnitt also, der zu Rückblick und zu Ausblick Anlaß gibt. Das Novum Das erste Staßfurter Jahrzehnt von 1958 bis 1968 hat Schlagzeilen ge¬ macht und dem internationalen Fachgespräch zeitweilig Richtung und Tenor gegeben. Mit Recht, denn was sich dabei in aller Planmäßigkeit und ohne großes Aufheben vollzog, war, im internationalen Rahmen und Maßstab gesehen, tatsächlich etwas völlig Neues sowohl hinsichtlich der Zielstellung — Konzentration eines ganzen Erzeugnisbereichs der DDR auf einen einzigen Spezialbetrieb — als auch hinsichtlich der Realisie¬ rung bei laufender Produktion mit all ihren technisch-ökonomischen- sowie menschlichen Konsequenzen. Die internationale FachöfFentlichkeit, der die Tragweite dieses Vor¬ gangs offensichtlich durchaus geläufig war, ließ Staßfurt in den ent¬ scheidenden Phasen nicht aus dem Blick, und so zählte das Werk gerade um diese Zeit eine Reihe prominenter Journalisten aus Europa und aus Übersee — sogar aus Argentinien und Uruguay — zu seinen Gästen, die sich an Ort und Stelle ein Bild vom Staßfurter Geschehen und der damit verbundenen Problematik verschafften. Eine umfangreiche Bericht¬ erstattung verknüpfte sich mit diesen Besuchen und ließ das Werk zum Beispiel werden für die Entwicklung des gesamten Industriezweigs Rund¬ funk und Fernsehen. 11 Büd 2 Ausschnitt aus der vollautomatischen Chassisverzinkerei im VEB Fernseh¬ gerätewerke Staßfurt Büd 3 Ausländische Journalisten im VEB Fernsehgerätewerke Staßfurt 12 Inzwischen bestimmt dieser Betrieb mit seinem ausgedehnten Hallen¬ komplex und den verschiedenen Neubauten (darunter dem imposanten Hochhaus für die Forschung und Entwicklung, das 1969 seiner Bestim¬ mung übergeben wird) die westliche Silhouette der alten Bode-Stadt und zu einem guten Teil auch ihren «Pulsschlag». Die Staßfurter und ihr Fernsehgerätewerk aber sind eins geworden. Auch das war ein Prozeß, der seine Zeit brauchte, denn die Belegschaft wuchs sprunghaft, neue Abteilüngen und Bereiche kamen hinzu, und bald erstreckte sich der Einzugsbereich des Werkes fast 30 km ins Harzvorland und in die Börde, also weit über die Stadt hinaus, wo man einst nur die Produktion von Kali und Zuckerrüben gekannt hatte. «Sie ja — aber wir nicht!» Damit sind wir bei der Staßfurter Vergangenheit, die sich bis Anfang der 2Öer Jahre zurückverfolgen läßt und mehr oder weniger den Machtkampf der deutschen Elektromonopole sowohl in der Weimarer als auch in der Hitler-Zeit widerspiegelt. 1920, als in Berlin die Vorbereitungen für einen regelmäßigen Programm-Rundfunk aufgenommen wurden und sich das «große Radiogeschäft» bereits abzuzeichnen begann, nahmen die Sta߬ furter Licht- und Kraftwerke AG &ie Entwicklung eines Detektoremp¬ fängers auf und hatten damit ein ziemlich breites Echo. 1923 brachten sie mit dem 3-Röhren-Empfänger Viola den ersten deutschen Netzempfän¬ ger heraus und lagen damit an der Spitze der damaligen deutschen Rund¬ funkgerätefertigung. Das Unternehmen gehörte zum Continental-Gas- Konzern, der 1925 eine Gruppe junger Ingenieure auf die Konstruktion lukrativer Seriengeräte ansetzte. 1928 wurden die ersten Erfolgstypen K 4, ein 4-Röhren-Einkreiser mit Widerstandsverstärkung, T 4, ein 4-Röhren-Empfänger, und Staßfurt 23, ein 2-Röhren-Schirmgitteremp- fänger, vorgestellt. Das neue Staßfurter Sortiment schlug so gut ein, daß sich die Coritinental-Gas entschloß, die Rundfunkabteilung ihres Sta߬ furter Tochter-Unternehmens in die selbständige Staßfurter Rundfunk- Gesellschaft m. b. H. umzuwandeln. Dieser Schachzug bot dem Konzern drei wesentliche Vorteile. Zunächst konnte man sich mit der neuen Gesellschaft einen großen Marktanteil verschaffen. Dann war es möglich, die Gesellschaft zum günstigsten Zeit¬ punkt, d.h. vor Konjunkturumschwung, meistbietend abzustoßen und sie endlich, wenn nötig, zu liquidieren. Die ersten beiden Phasen wurden bald durchexerziert: die Staßfurter Konkurrenz hielt sich nicht lange, konnte sich auch nicht durchsetzen. Also bot man die Gesellschaft der Berliner Philips-AG an, die dankend ablehnte und vorschlug, Staßfurt einfach zu liquidieren. Aber die Continental-Leute witterten noch eine andere Chance: das Rüstungsgeschäft. Also lösten sie nicht auf, sondern 13 investierten weiter in ihre Rundfunkgesellschaft. Die militante Nachrich¬ tentechnik, auf die man sich nun mit allem Nachdruck verlegte, ins¬ besondere später auf die Ausrüstung der V-Waffen, warf natürlich be¬ trächtlichere, vor allem aber ständig steigende Profite ab. Und so ging alles gut bis 5 Minuten nach 12, als es auch mit dem ehemaligen Staßfurt zu Ende war . . . Von nun an diktierten andere Männer das Geschehen in den verwaisten Werkhallen. Es waren die Aktivisten der ersten Stunde, wie Willy Schulze, Alfred \Veiß t Paul Schmidt, Otto Becker, Fritz Dauer und Kurt Wilde. Hören wir dazu Otto Becker: «Während der Zeit der Übernahme des Be¬ triebs durch die Rote Armee war die Produktion von Rundfunkgeräten gerade wieder angelaufen. Die Kommandantur hatte Verständnis für unsere Situation und gab uns die Produktionsgenehmigung. Maschinen und Material mußten wir uns selbst zusammensuchen. Wenn auch der Kreis der Aufbauwilligen recht klein war, so vertrauten wir doch auf unsere Kraft. Oft wußten wir allerdings nicht, wo wir den Lohn für unsere Kollegen hernehmen sollten. Damals erklärte ein Vertreter des ehemaligen Continental-Konzerns nach der Besichtigung des ausgeschlachteten Be¬ triebs: ,Den kann man abschreiben!‘ Ich antwortete: ,Sie ja — aber wir nicht !*: Mit diesen lapidaren Worten begann eine neue, begann unsere Zeit von Staßfurt. Ende 1945 zählte der Betrieb bereits 157 Mitarbeiter. Ende September des folgenden Jahres wurde der Continental-Gas-Konzern offiziell enteignet und das Werk zunächst den Vereinigten Industrie- werken Sachsen-Anhalt angegliedert, um dann am 1. Juli 1958 als volks¬ eigener Betrieb Stem-Badio Staßfurt in die neugegründete WB Radio und Fernmeldetechnik (RFX) überzugehen und im weiteren Verlauf zu einem der Stammwerke des heutigen Industriezweigs Rundfunk und Fernsehen zu werden. Aus jenen Pionierjahren grüßen einige namhafte «Veteranen», die auch heute noch in guter Erinnerung sein dürften: Libelle 4 D 61, Diamant 11 SE 158/J, Admiral 10 E 152 , Traviata 8 E 151 und die erste Geräteserie in Baustufenform Stern 5 E 63. Doch bereits 1956 bahnte sich mit dem staatlichen Auftrag, ein pro¬ duktionsreifes Fernsehgerät, den 32-em -Iris, zu entwickeln, für Staßfurt eine völlig neue Situation an, die — wie sich bald zeigen sollte — dem Werk und seinen Mitarbeitern das Äußerste ab verlangte. Es handelte sich ja nicht um ein Fernsehgerät oder um ein Experiment, sondern um die Vor¬ bereitung auf eine Fernsehgeräte-Großfertigung, also um einen prinzi¬ piellen UmBtellungsprozeß und damit um die schrittweise Vereinigung einer damals in Berlin und Calbe sowie bis 1967 in Radeberg noch laufen¬ den Fernsehgeräteproduktion. Das Endziel hieß: neue Konzeptionen und Technologien sowie weit höherer Produktionseffekt und seit 1966 Übernahme der Alleinproduktion für die gesamte DDR. Diese Aufgabe hatte es in sich, denn mit jedem Tag stieß man auf der ganzen Linie in 14 Bild 5 Blick in das Chemieseminar des Frauen-Ingenieurlehrgangs im VEB Fernsehgerätewerke Staßfurt 15 technisches Neuland vor, und es galt, nun auch möglichst rasch das Auf¬ baustadium zu überwinden und mit einem stabilen Gerätesortiment herauszukommen. Um die Produktionskapazität auf dem Bauteilesektor zu erhöhen, wurde 1961 noch der VEB Funkwerk Halle angeschlossen, und im glei¬ chen Jahr stellte sich der neue VEB Fernsehgerätewerke Staßfurt der Öffentlichkeit vor. Natürlich hatte sich diese Entwicklung nicht kompli- kations- und problemfrei vollziehen können, denn sie wurde stark von der sehr schnellen Entfaltung des Fernsehens in der DDR beeinflußt. So sah sich Staßfurt sofort — vom ersten eigenentwickelten Gerät an — einer ungeduldigen und noch keineswegs differenzierten Nachfrage gegenüber, die den Entwicklungs- und Produktionsspielraum gelegentlich wesentlich beeinträchtigte. Immerhin wurden bereits Ende Dezember 1964 der lOOOÖÖO. Fernsehempfänger und um die gleiche Zeit 1967 das 2000000. Gerät ausgeliefert. Staßfurt hatte die ihm übertragene große volkswirt¬ schaftliche Aufgabe gelöst. Wie groß ist Staßfurt eigentlieh? Bei Albert Scheurenbrand, dem technischen Direktor des Werkes, hatten wir ein ausgedehntes Gespräch zu der verständlichen Frage, wie groß ist Staßfurt eigentlich? Man hat viel über Staßfurts Technologie und Produktionsniveau, über die damit verbundene allgemeine wie spezielle Problematik geschrieben und gesprochen. Meistens kamen dabei beziehungslose Superlative her¬ aus, denn man neigt als Besucher nun einmal dazu, die beachtliche Zahl der Montagebänder, den unwahrscheinlich kurzen Fertigungsintervall, den hohen Standardisierungsgrad, das System der automatisierten Teil¬ vorgänge, die sich über die ganze Republik verästelnde Kooperations¬ kette sowie die vielen anderen Faktoren und Eindrücke einfach zu regi¬ strieren, und man meint, damit wäre das Bild von Staßfurt vollständig. Das stimmt aber nicht. Man muß vielmehr dieses sicherlich pak- kende Geschehen in seiner Volks- und außenwirtschaftlichen Bilanzierung, in seiner jeweiligen Relation zum Markt sowie in der weiteren Perspek¬ tive des Fernsehens im nationalen wie im internationalen Maßstab sehen, um zur richtigen Größenvorstellung zu gelangen. Dazu ist eine Überle¬ gung ausschlaggebend: Das derzeitig laufende Staßfurter Sortiment um¬ faßt etwa 20 verschiedene Typen, zu denen noch die entsprechenden Varianten kommen. Dieses in Europa einmalige Programm mit vollem ökonomischen Effekt zu realisieren, ohne eine technische oder gestalteri¬ sche Uniformierung aufkommen zu lassen, das ist die echte Leistung, die man in Staßfurt in jeder Schicht neu zu vollbringen hat und die dem Ken¬ ner Respekt abnötigt. Der andere ausschlaggebende Faktor ist die Quali¬ tät der Produktion, und da sei stellvertretend für den gesamten Komplex 16 Bilde Ein typischer Vertreter der 47-cm-Geräteklasse ist das Tischgerät Ines 1301 (wie alle Staßfurter Fernsehgeräte mit implo¬ sionsgeschützter Bildröhre ausgestaltet) gesagt, daß der Staßfurter Verlustfaktor im 3-Stunden-Dauer-Lauftest bei den einzelnen Typen zwischen 1,1 bis 1,2 bzw. 1,3 bis 1,4 liegt und damit die internationale Marke — etwa 1,75 — weit unterbietet. Eine solche Produktion erweckt Vertrauen, und so hat sich Staßfurt nicht nur Büd 7 Mit nach vorn abstrahlen¬ dem Lautsprecher und Mehrzweckunterteil ist das Modell Ines 1001 St ausgerüstet 2 Elektronisches Jahrbuch I960 17 Bild 8 Bei dem Modell Ines 5151 ivurde der Kanalwähler seitlich herausgeführt , so daß an der Gerätefront nur noch 3 Bedienungs- knöpfe zu finden sind. Bas Gerät wird auch in farbiger Schleiflackaus¬ führung geliefert in der Republik, sondern auch im Ausland einen guten Namen schaffen können. Dazu muß man noch wissen, daß das Werk — ein Prinzip des gesamten Industriezweigs — für seine Geräte bis zu ihrem Verschleiß in der Verantwortung bleibt, was im internationalen Maßstab ebenfalls ein¬ malig ist. Die Staßfurteriunen Wir notierten uns: «Bei rund 3500 Beschäftigten haben wir 63 % Frauen und 18 % Jugendliche sowie ein Durchschnittsalter von 33 bis 35 Jahren, also gerade die richtige Zusammensetzung.» Staßfurt ist ein Frauenbetrieb, und das bestimmt bis zu einem gewissen Grade sein «Klima». Etwa 18 65 Brigaden bilden das motorische Element des gesellschaftlichen und be¬ trieblichen Lebens, für das eine allgemeine Qualifizierung kennzeichnend ist. Und auch in diesem Fall hat Staßfurt etwas Besonderes zu bieten: das Frauen-Ingenieurstudium im Betrieb, das inzwischen auch in anderen RET-Werken des Industriezweigs aufgenommen wurde. Der I. Durch¬ gang befindet sich jetzt im 3. Studienjahr. Der Schnitt lag 1968 bei den Noten 1,4 bis 3,4. Wir fragten eine der Studentinnen: «Wie wird es sein, wenn Sie als fertige Ingenieurin wieder in den Betrieb zurückkehren?» Antwort: «Wir werden uns in erster Linie durchzusetzen haben.» In diesem Jahr ist ein ähnlich auf gebauter Studienkurs mit Fachrich¬ tung Ingenieur-Ökonomie angelaufen. Wir warfen einen Blick in die im Oktober 1967 eröffnete neue Betriebsberufsschule mit ihr em Internat, die in 8 Lehrberufen und jetzt auch in der elektronischen Datenverarbeitung ausbildet. Wir ließen uns über das Ausbildungssystem der Betriebsaka¬ demie berichten und gewannen aus diesem Blickwinkel einen Gesamt¬ eindruck von dem Betrieb, der damit die Mehrzahl seiner Mitarbeiter ganz systematisch und intensiv auf die nächsten Entwicklungsphasen des Betriebs vorbereitet. In der Betriebsbücherei erfuhren wir ergänzend, daß rund ein Sechstel der Belegschaft ständige Leser sind. Und endlich hatten wir noch ein letztes Gespräch über das Verhältnis der Staßfurterin- nen zu ihrem Werk. Antwort: «Unsere Frauen stehen ihren Mann. Sie haben Aktivität und Elan; unter ihnen befinden sich zahlreiche Neuerer und Schrittmacher. Allerdings werden bei uns nicht viele Worte gemacht. Natürlich braucht man bei einer so großen und in ihrer Struktur auch unterschiedlichen Belegschaft mehr Zeit für das Näher- und Zusammenkommen. Aber wir sind auf dem richtigen Wege in das nächste Jahrzehnt unserer DDR, des sozialistischen Staates deutscher Nation.» 2 * i?. Bunzel Vom «Volkssender» zur «Geisterstimme » Antifaschistische Rundfunksender im Kampf gegen Faschismus Es war vor 30 Jahren, am 1. September 1939. Über die Sender des faschi¬ stischen Rundfunks kam in den frühen Morgenstunden eine Schreckens¬ nachricht, wurde zur Lawine, die die ganze Welt erfaßte. Die faschistischen Machthaber verbreiteten die Lüge vom Überfall auf den Sender Gleiwitz und gaben damit ihren Armeen das Signal zum Überfall auf Polen. Der zweite Weltkrieg hatte begonnen. Wer den demagogischen Friedensbeteuerungen Hitlers und seiner Komplizen bis dahin Glauben geschenkt hatte, sah sich plötzlich mit der Wirklichkeit konfrontiert. Manch einer erinnerte sieh — zu spät — der warnenden Worte der Kommunistischen Partei Deutschlands: «Hitler bedeutet Krieg!» War der illegale Kampf der Partei gegen den Faschismus schon in den Jahren zuvor hart und gefahrvoll gewesen, so wuchsen unter den Bedin¬ gungen des Krieges die Gefahren und Schwierigkeiten um ein Vielfaches. Unter den Bedingungen des entfesselten Krieges wurde es für die Partei immer komplizierter, Instrukteure illegal nach Deutschland zu schleusen, um die Verbindungen zwischen der Parteifühlung und den illegal kämp¬ fenden Parteiorganisationen sowie anderen Widerstandsgruppen auf¬ rechtzuerhalten und zu festigen. Deshalb gewann der Rundfunk in der Führungs- und Propagandatätigkeit der Partei zunehmend an Bedeu¬ tung. Schon in den Vorkriegsjahren hatten die deutschen Kommunisten sowie die anderen Antifaschisten dieses technische Mittel in ihrem Kampf weitestgehend genutzt. So stand beispielsweise der KPD seit Mitte 1934 die Radiostation der Kommunistischen Internationale in Moskau zur Verfügung. Diese 500-kW-Anlage war seinerzeit der stärkste Langwellensender in Europa; seine Sendungen wurden in Deutsch¬ land gut empfangen. Ebenso konnte das Zentralkomitee der KPD den Auslandssender des Moskauer Rundfunks sowie den Kurzwellensender des Zentralrats der Sowjetgewerkschaften benutzen. Darüber hinaus betrieb das ZK der KPD seit dem Frühjahr 1937 für fast 2 Jahre von Spanien aus den Deutschen Freiheitssender 29,8 und erhielt durch die spanische Volksfrontregienmg auch die Möglichkeit, die Sender 20 Barcelona und Valencia für Rundfunkübertragungen nach Deutschland zu nutzen. Aber auch nach dem heimtückischen Überfall des faschistischen Deutschland auf die Sowjetunion, half die Sowjetregierung den deut¬ schen Kommunisten und anderen antifaschistischen Kräften, Rund¬ funkstationen zu unterhalten, um durch den Äther dem deutschen Volk die Wahrheit über die Verbrechen des Hitlerregimes sagen und dem antifaschistischen Widerstandskampf in Deutschland Ziel und Richtung geben zu können. Über die Tätigkeit einiger solcher Sender soll berichtet werden. Der Deutsche Volkssender «Hitler hat den Krieg begonnen, Hitlers Sturz wird ihn beenden!» Mit diesen Worten beschloß der Deutsche Volkssender , eine Einrichtung des Zentralkomitees der Kommunistischen Partei Deutschlands, seit dem 10. September 1941 täglich seine Sendungen. Dieser Sender gehörte zu den wichtigsten Führungsorganen der Partei, er war den illegal arbeiten¬ den Genossen in Deutschland eine entscheidende Hilfe, und er unter¬ stützte auch die anderen antifaschistischen Kräfte, die den aktiven Kampf gegen den Faschismus aufgenommen hatten. Der Deutsche Vollcssender rüttelte die Arbeiter in vielen Betrieben auf, entlarvte die Lügen der faschistischen Machthaber, rief zur Störung der Rüstungsindustrie auf und gab Hinweise zur Führung des illegalen Kamp¬ fes. Sein wichtigstes Anliegen war es, die antifaschistischen Kräfte in Deutschland zu informieren und sie für den illegalen Widerstandskampf zu organisieren. Dazu dienten die Sendungen, die sich an bestimmte Be¬ völkerungskreise wendeten. So galt die Frauensendung den Frauen und Müttern, die ihre Männer und Söhne als Soldaten oder als Kriegsgefangene in fremden Ländern hatten oder bereits unter der Erde wußten. Die Soldatensendung Die Heimat ruft die Front hielt den deutschen Sol¬ daten ständig vor Augen, für welche verbrecherische Sache der faschi¬ stische deutsche Imperialismus sie in den Tod hetzte. Sturmadler, eine Sendung für die deutsche Jugend, die im Geiste des Nazismus erzogen worden war, zeigte der jungen Generation, daß nicht der «Tod für Führer und Großdeutschland», sondern der Kampf für ein freies, antifaschistisches und demokratisches Deutschland das höchste Ideal eines jeden jungen Deutschen sein müßte. Schließlich wandte sich die Sendereihe SA-Mann Weber an jene Mit¬ läufer und Funktionäre der Naziorganisationen, die unter dem Eindruck der sich entfaltenden Krise des Naziregimes in zunehmendem Maße mit der Politik ihrer Regierung unzufriedener wurden. 21 Der Sender Freies Deutsehland Nachdem die ruhmreiche Rote Armee in den Schlachten bei Stalingrad und im Kursker Bogen die Wende des Krieges erzwungen hatte, gelang es führenden deutschen Kommunisten und anderen Antifaschisten ge¬ meinsam mit kriegsgefangenen Soldaten und Offizieren im Juli 1943 in der Sowjetunion das Nationalkomitee Freies Deutschland zu gründen. Bald schon wirkten Gruppen dieser Bewegung illegal in Deutschland, in den vom Hitlerfaschismus okkupierten Gebieten und selbst in über¬ seeischen Staaten. Unter den vielfältigen propagandistischen Mitteln, deren sich das NKFD bediente, war der Rundfunk eines der wichtigsten. Den Sender Freies Deutschland (den ehemaligen Deutschen Volkssender) konnte man in ganz Europa hören. In der Redaktion arbeiteten deutsche kommuni¬ stische Emigranten und antifaschistische Kriegsgefangene eng zusam¬ men. Die Hauptaufgaben des Senders bestanden in der — Popularisierung der Bewegung Freies Deutschland; — Verbreitung der Wahrheit über die Lage an der Front und in der Hei¬ mat sowie der damit verbundenen Tatsache der unvermeidlichen Niederlage des Faschismus; — Widerlegung der faschistischen Greuelpropaganda über die sowjetische Kriegsgefangenschaft. Auch für die illegale Arbeit der Widerstandskämpfer in der Heimat und in der Wehrmacht gab Freies Deutschland wichtige Hinweise. Diese Aufgaben verliehen den Sendungen ihr Gepräge. Zuverlässige Informationen trugen auch dazu bei, jene deutschen Menschen zu überzeugen, die schon seit Jahren mit dem Gift des Antikommunismus verseucht worden waren. Als die Rote Armee die faschistischen Aggressoren vom sowjetischen Territorium vertrieben hatte und sich den deutschen Grenzen näherte, gab der Sender den illegalen Antifaschisten in Deutschland wichtige Infor¬ mationen zu der Frage, wie die antifaschistisch-demokratische Neugestal¬ tung des Landes konkret in Angriff genommen werden mußte. Raltikuni — Geschenk der Sowjetarmee Zur Aufklärung der Soldaten der Wehrmacht setzte das NKFD auch eine Anzahl kleinerer Sender ein. Stellvertretend für sie sei der Sender Baltikum genannt. Günter Klein , damals Mitarbeiter an diesem Sender, heute Stellvertre¬ tender Intendant des Deutschen Fernsehfunks, erinnert sich: ) Der Sender, eine 1,5-kW-Anlage, war ein Geschenk des Oberkommandos der Sowjetarmee an die im Bereich ihrer 1. Baltischen Front tätigen deutschen Antifaschisten. Bis Kriegsende vermittelte er den deutschen Soldaten in den baltischen Gebieten ein ungeschminktes Bild von der wahren Lage im faschistischen Deutschland. Noch während des Krieges gingen viele von ihnen zur Sowjetarmee über und beriefen sich dabei auf die Appelle des Senders Baltikum. Das Mysterium Ein Sender besonderer Art machte im Sommer 1941 von sich reden. Er war einmalig und wurde bald unter der Bezeichnung Geisterstimme be¬ kannt. Für den Inhalt der Sendungen zeichnete das ZK der KPD verant¬ wortlich, die technische Seite betreuten die sowjetischen Genossen. Radioingenieure hatten ein Verfahren entwickelt, das es ermöglichte, in die Sendungen eines anderen Senders hineinzusprechen. Und so kam es nicht selten vor, daß eine Goebbelssche Propagandarede, eine Ansprache Hitlers, ein Wehrmachtsbericht oder eine sonstige geeignete Sendung während einer kurzen Sprechpause von deutschen Antifaschisten kurz, aber treffend kommentiert wurde. Wegen ihrer Originalität waren die Sendungen der Geisterstimme besonders wirksam; die Worte der faschi¬ stischen Redner wurden weniger beachtet, weil jeder Zuhörer gespannt schon den nächsten antifaschistischen Kurzkommentar erwartete. Die Stimme der Wahrheit war trotz hysterischen Propagandageschreis der Nazis nicht mehr zu überhören. Wenden wir uns jetzt denen zu, die unter Gefahr für Leben und Freiheit die Sendungen abhörten, sie als Anlaß zum Handeln nahmen bzw. für die Verbreitung der Wahrheit sorgten. Dem jungen Leser mag es unfaßbar erscheinen: Abhören auslän¬ discher Rundfunksender, die außerhalb des faschistischen Machtbereichs stationiert waren, galt in der Zeit des Faschismus als schweres Verbrechen, das nicht selten mit dem Tode bestraft wurde. Die geschichtlichen Überlieferungen beweisen, daß viele Menschen trotz dieser Gefahr ausländische und antifaschistische Sender hörten. An¬ gehörige illegaler Widerstandsgruppen erhielten zum Beispiel den Auftrag, bestimmte Sendungen abzuhören; mitunter wurde ein regelrechter Abhör¬ dienst organisiert. 23 In seinen Erinnerungen schreibt dazu der Kommunist Richard Dolling: <<• . . Es mußten gute Apparate beschafft werden. Das Geld dafür wurde auf alle Arten zusammengekratzt. Ich führte einem Bekannten monatelang seine Bücher, ein anderer Genosse schnitt ungefähr 20 Leuten regelmäßig die Haare. Wir sparten uns die Bissen vom Munde ab und konnten nach und nach auf diese Weise 12 Rundfunkgeräte kaufen, mit deren Hilfe wir unsere Arbeit verstärkten .» Es gab genug tapfere Antifaschisten, die regelmäßig die Sendungen ab¬ hörten. Oft wurde das Gehörte dann auf Flugblätter geschrieben, die man denen zustellte, für die die Sendungen bestimmt waren. Während sich diese Genossen für Geld immerhin noch ein Radiogerät kaufen konnten, waren die Häftlinge in den Konzentrationslagern darauf angewiesen, sich mit dem Selbstbau von Empfangsgeräten zu behelfen. Wie einfallsreich sie das mitunter taten, zeigt treffend das Bild. Zahlreiche Gestapoakten zeugen davon, wie ohnmächtig die Schergen Himmlers und Kaltenbrunners den Verkündern der Wahrheit gegenüber¬ standen. Dieser Empfänger wurde unter schwierigsten Bedingungen von Häftlingen eines Konzentrationslagers gebaut 24 In einem dieser Gestapoberichte heißt es u. a.: «j Die Talsache, daß viele Staatsfeinde (gemeint sind deutsche Antifaschi¬ sten — der Verf.) zum Nachdenken über politische innerdeutsche Dinge angeregt worden sind, beweist, daß ein großer Teil der Arbeiterschaft nach wie vor den marxistischen Ideengängen anhängt. Diese Kreise dürften hauptsächlich durch den Freiheitssender und die Propagandatätigkeit aus¬ ländischer, deutschfeindlicher Sender beeindruckt sein.), Wie schon gesagt, gab es für das Abhören der Sender schwere Strafen. Ganze Gruppen von Widerstandskämpfern und Einzelpersonen wurden aus diesem Grunde verhaftet, gefoltert, ins Konzentrationslager gesperrt oder hingerichtet. Heute ist das alles zwar Vergangenheit, doch sollten wir uns immer wieder daran erinnern. Der westdeutsche Imperialismus ist bestrebt, die Ergeb¬ nisse des zweiten Weltkriegs rückgängig zu machen. Bei diesen ver¬ brecherischen Plänen schreckt er vor keinem Mittel und, wie schon der Faschismus, auch vor einer militärischen Aggression nicht zurück. Vom Territorium der DDR, des sozialistischen Staates deutscher Nation, klingt heute die Stimme des Fortschritts und des Friedens gegen die Kriegspolitik des Imperialismus durch den Äther. Dabei sind uns die aufrechten Kämpfer der antifaschistischen Rundfunksender Vorbild und Verpflichtung. Mitarbeiter am Deutschen Volkssender waren Martha Arendsee — Elli Schmidt — Lotte Ulbricht — Anton Ackermann — Fritz Apelt Karl Dröll — Wilhelm Florin — Richard Gyptner — Gustav Gundelach — Edwin Hoemle — Bernhard Koenen — Karl Maron — Paul Schwenk — Paul Wandel — Otto Winzer An der Spitze des Redaktionskollegiums standen Wilhelm Pieck — Walter Ulbricht — Wilhelm Florin Zu den Mitarbeitern des Senders Freies Deutschland gehörten Walter Ulbricht — Fritz Erpenbeck — Hans Mahle — Friedrich Heilmann — Kurt Fischer — Anton Ackermann — Gustav von Wangenheim — Li Weinert — Lotte Loebinger — Dr. Günter Kertzscher — Herbert Stöß- lein — Bernt v. Kügelgen — Heinrich Homann — Fritz Rücker — Karl Hetz — Friedrich Reyher — Dr. Ernst Hadermann — Hans-Günter van Hooven — Egbert von Frankenberg Literatur Beiträge zur Geschichte der Arbeiterbewegung (6) 1964, Heft 1, S. 116 bis 133; S. 881 bis 884 FUNKAMATEUR (14) 1965, Heft 5, S. 154 — (16) 1967, Heft 1, S. 18 — Heft 2, S. 62 25 Werner Stankoweit Ein «Spinnennetz» aus 87 Frequenzen Yankee boys are trim and tall and never over fat, Sir . . . Mit der zügig-flotten Instrumentierung dieser Anfangstakte des welt¬ bekannten Yankee-Doodle ging am 24. Februar 1942, vor nunmehr 26 Jahren, ein amerikanischer Sender in den Äther, dessen zwiegesichtige Geschichte auf geradezu klassische Weise den Charakter der USA- Diplomatie verdeutlicht: die Stimme Amerikas. Was damals in jenen feuchtkalten Washingtoner Wintertagen unter dem Druck der Ereignisse des zweiten Weltkriegs entstanden war und sich anfangs in der Tat wie eine antifaschistische Stimme im Äther ausnahm, erwies sich in der Folgezeit nicht unbedingt als Stimme des wahren Amerikas, als Stimme des gegen den deutschen Imperialismus kämpfenden amerikanischen Volkes. Daß die Voice of America, wie sie sich amtlich registrieren ließ, ihrer antifaschistischen Zielsetzung als eine Stimme der Vereinten Nationen jedoch nur bis zum Ende des zweiten Weltkriegs in Europa nachkam und sehr bald, fast ruckartig, eine unheilvolle Schwen¬ kung zum Antisowjetismus und Antikommunismus, zum Verrat der Zu¬ sammenarbeit Amerikas mit der Sowjetunion, zur versteckten und schlie߬ lich offenen, zügellosen Hetze gegen das sozialistische Weltsystem vollzog, beweist eben nur, daß die Gründer der «Stimme» nur zeitweise anti¬ faschistisch orientiert waren, aber stets imperialistisch blieben. Der weitaus größere Lebensabschnitt dieses Rundfunkunternehmens — von 1945 ab bis heute — wurde und wird bestimmt von den ideologischen Drahtziehern des kalten Krieges und von den antikommunistischen Weg¬ bereitern lokaler Operationen am Bande eines «heißen Krieges » gemäß den Konzeptionen US-amerikanischer Globalstrategie. Gleichzeitig ver¬ deutlicht aber dieser größere Lebensabschnitt der Voice auch die ganze Sinn Widrigkeit imperialistischen «Ätherkrieges/): Die Milliarden Kilowatt verausgabter Sendeenergie und das riesige Heer käuflicher Skribenten haben nicht ausgereicht, die Änderung des Kräfteverhältnisses in der Welt zugunsten des Sozialismus aufzuhalten. Sie haben nur bewirkt, daß seit Korea und Guatemala, seit Libanon und Suez, seit Nahost und 26 Vietnam der wahre Charakter dieser US-amerikanischen Globalstrategie immer unverhüllter, sichtbarer ins Lieht der Weltöffentlichkeit rückte. Wie die «Voice» gegründet wurde Was ist und woher kommt diese verlogene Stimme im Äther, die sich bislang imgestraft anmaßt, im Namen Amerikas zu reden? Blättern wir kurz im Geschichtsbuch zurück. Zwischen 1933 und 1941, in der Ära des USA-Präsidenten Franklin Delano Roosevelt, waren — unabhängig von den Inlondprogrammcn der großen vier Radiomonopole CBS, NBC, MBS und Blue Network (nach 1945 umbenannt in ABC) —- nur eine Handvoll amerikanischer Kurzwellen¬ sender mit Leistungen zwischen 50 kW und 100 kW mit gelegentlicher politischer Auslandspropaganda beschäftigt. Amerikas Außenpolitik be¬ schränkte sich in jener Zeit hauptsächlich auf die Sicherung des Kapital¬ exports der USA-Monopole, die beträchtliche Summen in mehreren Staaten, u. a. auch zwischen 1918 und 1933 in Deutschland (Daioesplan und Youngplan) anlegten. Eingekeilt zwischen finanzstarken Gönnern auf seiten der großen Monopole und einer demokratisch gesinnten Wähler¬ masse, die unter der Führung der Arbeiterklasse und ihrer kampferprobten kommunistischen Partei mit den Mitteln großangelegter Streiks für soziale Fortschritte kämpfte, praktizierte Präsident Roosevelt nach außen seine Politik des appeasement , seine «Beschwichtigungso-Politik. So war es den amerikanischen Radiomonopolen weitgehend selbst überlassen, Amerikas Standpunkt zu weltpolitischen Angelegenheiten zu inter¬ pretieren. Da die Rundfunkmonopole Belbst wiederum nur die äußeren Glieder weit größerer Wirtschafts- und Banktrusts bildeten und finanziell von den Reklameaufträgen dieser Riesenverbände lebten, spiegelten Amerikas Rundfunkkommentare — auch auf dem Kurzwellenprogramm über Richtstrahler nach Europa — fast ausnahmslos die sehr wider¬ sprüchlichen Ansichten der großen Monopole wider. Die einen lobten den Faschismus, verteufelten» die Sowjetregierung, die anderen unterschätzten den deutschen Imperialismus und die Gefahr der faschistischen Kriegsvorbereitungen der Achse Berlin—Rom—Tokio und ignorierten die Warnungen aus der Sowjetunion. Wer sich damals am Kurzwellenempfänger politische Klarheit über die Weltsituation aus den USA verschaffen wollte, hatte die gänzlich unpassende Frequenz ge¬ wählt. Nur in einem schienen sich Amerikas Kurzwellenpropagandisten immer mehr einig: in ihrer zunehmend antisowjetischen Haltung, die sich darin verstieg, den eindringlichen Vorschlägen der Sowjetregierung zur Bildung einer antifaschistischen Abwehrfront aller Staaten der Welt bolschewistische Zweckpanik zu unterstellen (CBS-Kommentar auf Kurz¬ welle am 25. August 1939). 27 Da geschah etwas, was weder Präsident Jtoosevelt noch Amerikas Rund¬ funkkommentatoren jemals vorausgeahnt hatten, als sie sich — schon eine Woche nach Beginn des zweiten Weltkriegs — am 6. September 1939 hinter ihrer Neutralitätserklärung für alle Zeiten verschanzt zu haben glaubten. Es begann mit dem wachsenden Zorn des amerikanischen Volkes gegen die Kriegführung des Faschismus in Europa, mit der tiefen Empörung Tausender Amerikaner über die SS-Brutalitäten gegen wehrlose jüdische Menschen, über das Vorgehen deutscher Truppen in Polen, über die KZ- Lager, über die Massendeportationen von Frauen, Kindern und Greisen, über die unmenschlichen Rohheiten an Kriegsgefangenen, über die rück¬ sichtslose Bombardierung offener Städte wie London und Manchester. Allmählich, nur zögernd, aufgehalten durch eine unzureichende und noch dazu sensationell gefärbte, widersprüchliche Information durch Amerikas Presse und Rundfunk, begann in Amerika ein Prozeß des Umdenkens, als nach Polen auch Belgien, Frankreich, Holland, Dänemark und Nor¬ wegen in das unbeschränkt scheinende Operationsfeld der faschistischen Aggressionen gerieten. Als schließlich am 22. Juni 1941 auch die Sowjet¬ union überfallen wurde, konnten es sich die USA nicht mehr leisten, with the hands in the sacJcs (mit den Händen in den Taschen) dem weiteren Kriegsgeschehen zuzuschauen: die Furcht vor der faschistischen «Neuord¬ nung der Welt», die einen neuen Konkurrenten vor den USA erwachsen ließ, die zunehmende politische Aktivität der amerikanischen Arbeiter¬ klasse und ihre ernst zu nehmenden Kräftesammlungen gegen die Faschi¬ sten aller Schattierungen sowie das Prestige Amerikas zwangen Präsident Mooseveit zur Unterstützung der Sowjetunion. Im Verlauf dieser ungeahn¬ ten «Kursschwenkung» der USA zeigten jedoch die am Kriegsgeschäft verdienenden Konzerne, daß ihnen vor allem im pazifischen Raum das Hemd näher als der Rock war. Die Sowjetregierung mit halben Hilfs¬ maßnahmen abspeisend, übten sie einen stärkeren Druck auf Japan aus, in der Hoffnung, die japanische Aggression irgendwie gegen die Sowjet¬ union lenken zu können. Washingtons diplomatischer Januskopf irrte — Japan schlug mit abermals unvermuteter Härte zurück: Am 7. Dezem¬ ber 1941 lag Amerikas gesamte Pazifikflotte auf Hawaü zerschmettert im trüben Wasser des als «unbesiegbar» angesehenen USA-Marinestütz- punkts Pearl Harbor. In den USA schien sich eine nationale Katastrophe anzubahnen — Washington war gezwungen, offiziell in den Krieg einzu¬ treten. «Yankee boys are trim and tall...» Zahlreiche demokratische und liberale Senatoren sowie einige Vertreter der am meisten am Kriegsgeschäft beteiligten Presse- und Radiomonopole, die mit den großen Banken liiert waren, richteten in Denkschriften an 28 Präsident Roosevelt die Forderung, aus moralisch-psychologischen Gründen einen speziellen Sender im Kampf gegen die — ebenfalls sehr weitreichende — Nazipropaganda einzusetzen. Diese Forderung war insofern aufsehenerregend, als sie das direkte Gegenteil der bisherigen Ablehnung eines amerikanischen Regierungs¬ senders darstellte. Wortführer gegen einen Staatsfunk war der damalige Direktor der Nachrichtenagentur Associated Press , Kent Gooper, der laut¬ stark vor kommunistischen Modellen eines Staatsfunks warnen zu müssen glaubte. Aber seine Mahnung blieb ohne Gehör — die Ereignisse erzwangen zweckmäßiges Handeln. Präsident Roosevelt verfügte Ende Januar 1942, daß die beiden Regie¬ rungsämter OWI (Office of War Information — Büro für Kriegsinforma- tionen) und OIAA (Office of Interamerican Affairs — Büro für interameri¬ kanische Angelegenheiten) die 13 damals leistungsstarksten Kurzwellen¬ sender der USA (im Besitz der großen Radiomonopole!) pachteten und ein Leitbüro in Washington einrichteten. Diesem Leitbüro unterstanden fünf Sprachabteilungen — für je ein deutsches, ein italienisches, ein eng¬ lisches, ein russisches und ein japanisches Programm. Der politische Inhalt dieser Programme war jedoch ebenfalls höchst widersprüchlich. Zumeist handelte es sieh um viertelstündige Nachrichten- und Kommentarbeiträge ohne — bis auf die Leitmelodie — musikalischen Teil. Die Nachrichten informierten zwar einigermaßen vielseitig über das politische und diplomatische Geschehen in den westlichen Ländern der Antihitlerkoalition, aber die Aussagen innerhalb der verschiedenen Sprachprogramme wichen voneinander ab. Informationen über die helden¬ haften Kampfaktionen des sowjetischen Volkes blieben zudem spärlich oder wurden so plaziert, daß der Hörer den Eindruck gewinnen konnte, der Befreiungskampf des Sowjetvolks gegen die deutschen Okkupanten sei nur denkbar dank der amerikanischen Waffenhilfe. Die Redakteure und Sprecher der Stimme Amerikas wußten dabei sehr wohl, daß die Hörer — illegal und praktisch unter steter Lebensgefahr die Sendungen verfol¬ gend — sich nur unter größten Schwierigkeiten ein wahres Bild über die weltpolitische Situation machen konnten.,. Erst im weiteren Verlauf des Krieges, als der Vormarsch der Sowjet¬ armee und ihre pausenlosen heftigen Schläge die militärische Niederlage des faschistischen Deutschlands einleiteten, bequemte sich die Stimme zur versachlichten Anerkennung des weit größeren Anteils der Sowjet¬ union am bevorstehenden Sieg über den deutschen Imperialismus. Als ein hervorragendes Beispiel politischer Fairneß amerikanischer Rundfunk¬ journalisten gegenüber der Sowjetunion gilt z. B. eine halbstündige Sen¬ dung von Norman Rosten unter dem Titel Concerning the Red Army (Die Rote Armee betreffend) vom 22. Februar 1944, produziert bei CBS für die Stimme Amerikas. Trotz dieser und einiger weniger ähnlicher Sendun¬ gen, die besonders dem Hörer im faschistischen Deutschland eine relativ 29 wahrheitsgetreue Orientierung über die bevorstehende Zerschlagung des faschistischen Staates boten, war die Voice — verglichen mit der Populari¬ tät des Moskauer Rundfunks und selbst der BBC- London — nicht sehr hörerwirksam. Gemäß Schätzungen auf der Grundlage nachträglicher Befragungen konnte der Verfasser rekonstruieren, daß die Voice unter anderen Sendern der Antihitlerkoalition allenfalls die vierte Stelle des Hörerinteresses eingenommen haben dürfte. Aber noch während sich amerikanische und sowjetische Soldaten am 25. April 1945 bei Torgau an der EJbe verbrüderten, waren die mono¬ polistischen Hintermänner der Voice bereits tätig, die politischen Wei¬ chen zu stellen. Eine große Anzahl von Kommentatoren der USA-Presse, die wahrheitsgetreu für die Voice gearbeitet, viele Nachrichtenredak¬ teure, Dramaturgen und Reporter, die relativ glaubwürdig die Anstren¬ gungen der Sowjetunion bei der Niederwerfung des deutschen Imperia¬ lismus dargestellt hatten, wurden alsbald danklos entlassen, mit schönen Worten dispensiert oder später wegen «kommunistischer» Gesinnung so¬ gar vor den berüchtigten McCarthy-Ausschuß für unamerikanisches Ver¬ halten gezerrt. Neue Leute wurden in die Stimme geschleust — eifrige Schüler des Nachkriegspräsidenten Harry S. Truman, Gefolgsleute von John Foster Dulles und James Forrestal. Der Eingabe fortschrittlicher amerikanischer Senatoren, die Stimme zu schließen, weil sie mit dem Ende des Krieges im Grunde ihre Bedeu¬ tung verloren hätte, schlug der wütende Protest jener Kreise in den USA entgegen, die die Stimme als willkommenes Werkzeug des «kalten Krie¬ ges» umzurüsten begannen. Hatten sie während des Krieges entdeckt, daß dieses Rundfunkunternehmen ein brauchbares psychologisches Mit¬ tel der Kriegführung sein konnte, so spekulierten sie jetzt darauf, dieses Sendersystem, ähnlich wie das Netz amerikanischer Militärstützpunkte, sogar geografisch deckungsgleich, auszubauen und gegen das sich heraus¬ bildende sozialistische Weltsystem einzusetzen. Die Voice überbot sich in zügelloser antikommunistischer Hetze. Die weltweit wirkende politische Niederlage der USA-Propaganda nach dem Überfall auf Korea versetzte die «kalten Krieger» im Äther jedoch nicht nur in Nervosität, sondern trieb sie auch zur Eile, neue und noch größere propagandistische, technische und finanzielle Mittel für ihre Globalstrategie nutzbar zu machen. Ami. August 1953 gründeten sie — finanziert aus amerikanischen Steuergeldern — das riesige Propaganda¬ unternehmen United States Information Agency (USIA), unter deren fünf Hauptabteilungen der Rundfunkdienst an erster Stelle steht, reprä¬ sentiert durch die Stimme Amerikas und — den Westberliner RI AS. Der RIAS wiederum ist gleichberechtigt als Mitglied mit Sitz und Stimme im westdeutschen Verband der ARD. Dieser Verband steht einerseits unter dem Zepter des Bonner Presse¬ amts und ist damit der Politik der Kiesinger-CDV hörig, andererseits muß 30 er im -RIAS-Mitglied einen Horcher der USIA am Beratungstisch west¬ deutscher Rundfunkbelange dulden. Was der IlIAS-Vertietev im -ARD-Verband erfährt, weiß Minuten später die USIA - Zentrale in der Washingtoner Independence Avenue 330. Diese Zentrale leitet neben der Stimme Amerikas auch die Aktivi¬ täten des berüchtigten Radio Free Europe (RFE) in Münchens Engli¬ schem Garten Nr. 1. So bilden die Voice, der -B/AiS-Westberlin und RFE gleichsam einen rundfunkpropagandistischen Fächer des Antikommunis¬ mus, der sich in Gestalt der USIA als Mittelpunkt herausgebildet hat — ein beredtes Zeugnis für den staatsmonopolistischen Charakter auch dieses Mediums. Die USIA wiederum untersteht dem US-amerikanischen State Department, dem Außenministerium, und zwar auf der gleichen Ebene und in engem Arbeitskontakt mit der Political Intelligence Division (PID), d. h. der politischen Aufklärungsabteilung des State Department, ferner mit der im Pentagon integrierten Psychological Warfare Division, der Abteilung für psychologische Kriegführung also, sodann mit dem FBI und der CIA, die hinreichend bekannt sind, und schließlich mit der Agency of International Development, der (speziell unter der Präsidentschaft J. F. Kennedys ausgebauten) Internationalen Entwicklungsagentur. Wenn allein die USIA einschließlich der Voice heute 12000 Mitarbeiter beschäftigt und jährlich rund 500 Millionen Dollar verschlingt (die Voice allein etwa 150 Millionen Dollar), so wird eine Kräfteballung der anti¬ kommunistischen Propaganda erkennbar, die nicht unterschätzt werden sollte, weil sie verdeutlicht, welche «Aufmerksamkeit» die Hochburg des Imperialismus der Sache des Friedens und des Sozialismus in der Welt widmet. Was 1942 unter Präsident Roosevelt noch als ein ungefähr 20 Mann starkesSendeunternehmen begann und über ein Netz von 13KW-Sendern verfügte, ist heute ein Stab von rund 1500 Leuten, die in 38 Sprachen der Welt auf 87 Frequenzen mit Hilfe leistungsstarker KW-Richtstrahler praktisch über den ganzen Erdball — pausenlos, rund um die Uhr — die imperialistische USA-Politik im Äther verbreiten. Die größten KW- Richtstrahler der Voice stehen bei Greenville (Nord-Carolina, 6mal 500 kW, 6mal 250 kW und 6mal 50 kW Leistung) und bei Raleigh (ebenfalls Nord- Carolina, und zwar ein 600-kW-Großsender). Ihre Einzugsgebiete schlie¬ ßen u. a. Mitteleuropa und Mittelafrika ein. In Mittelafrika, bei Monrovia (Liberia), befindet sich eine spezielle Relaisstation (6mal 250 kW und 2mal 50 kW Leistung), die die aus Nord-Carolina mit Richtfunk gebün¬ delten Signale auffängt und abermals nach Ostafrika bis Indien bzw. bis Osteuropa abstrahlt. Beachtenswert ist ferner die berühmt-berüchtigte schwimmende Sender¬ flotte der Voice im Mittelmeer, die neben dem Küstenwachboot Vaga- bound u. a. auch das bei Griechenland (Insel Rhodos) operierende Radio¬ schiff Courier einschließt. 31 Von spezieller Bedeutung sind weiterhin der auf der Sozialistischen Re¬ publik Kuba bei Guantanamo installierte Strahler der Stimme Amerikas und ein in Südvietnam von USA-Truppen seharfbewachter Sender. Bei vorsichtiger Schätzung aller bekannten Sender der Stimme Amerikas , deren Programme außerdem als vertraglich gebundene Pflichtüberspiele noch von mehreren anderen kapitalistischen Rundfunkstationen in aller Welt ausgestrahlt werden, kommt man auf eine installierte Gesamtlei¬ stung von etwa 11900 kW. Täglich produziert die Stimme 147 Programm¬ stunden und erreicht damit eine wöchentliche Sendezeit von etwa 796 Stunden, die die Stimme — nach Schätzung der USIA-Hosse — den dritten Platz unter den Rundfunkfremdspraehendiensten in der Welt einnehmen lassen. Nach Meinung des zur Zeit noch amtierenden Foice-Direktors John 1F. Chancellor soll dieses RadiosyBtem im Dienste der psychologi¬ schen Kriegführung etwa 20 Millionen Hörer erreichen. Das Personal für diesen aufgeblähten Radiopolypen rekrutiert sich zu¬ meist weniger aus Amerikanern, bei denen die Voice wegen ihrer Nachbar¬ schaft zu Spionage und schmutzigen diplomatischen Geschäften keinen guten Ruf hat, sondern mehr aus politischen Emigranten mit intellektuell- kriminellem Einschlag, aus gekauften Verrätern, zwielichtigen Existenzen und Renegaten, die im Fahrwasser antikommunistischer «Theoretiker» und «Berater» vom Schlage Averell Harrimans oder Barry Goldwaters, General Walkers oder Robert Welshs, William 8. Schlamms oder — seit Mitte der 60er Jahre — George Kennans , William Fulbrigkts und Walt Rostows schwimmen. Ihr «verwissenschaftlichter» Antikommunismus verzichtet heute nach Möglichkeit auf plumpe, militante Attacken gegen den Sozialismus, zeich¬ net sich aber durch demagogische Verfälschungen und Sinnentstellungen des Marxismus-Leninismus aus und äußert sich in liberalistischen Speku¬ lationen und Pseudotheorien über Selbstauflösung der sozialistischen Gesellschaftsordnung von innen her. Gespeist von den Mitteln der Ford- Stiftung und anderer imperialistischer Geldgeber, versuchen sie unermüd¬ lich, selbst im 51. Jahr der Großen Sozialistischen Oktoberrevolution und im 120. Jahr des Kommunistischen Manifeste, von der sich immer weiter verschärfenden Krise des Imperialismus, vom Fiasko der USA-Aggression gegen Vietnam, vom unwiederbringlichen Verlust ehemaliger Einflu߬ sphären, vom kulturellen und moralisch-politischen Verfall ihrer eigenen Ordnung abzulenken und ihre politische Ausweglosigkeit auf die für sie unverständliche Welt des Sozialismus zu transponieren. Diese sinnlosen Versuche vor den Mikrofonen der Voice of America könnte man einfach der Lächerlichkeit preisgeben, wenn nicht dahinter gefährliche, verbrecherische Ideen und brutale militärische Gewalt, demagogischer Mißbrauch beträchtlicher massenmedialer Kapazitäten sowie die Gefahr erneuter bewaffneter Konflikte und Aggressionen auf friedliebende Völker ständen. 32 3 Elektronisches Jahrbuch 1969 33 System der VOA-Inlandsender 34 Ausbreitung der VOA-Sendungen in der Welt (schematisch) 3* 35 1963 85 10000 28 22 33 2 punkten 40 dazu Monrovia (Liberia) 1965 87 12000 30 22 33 2 38 inzwischen insgesamt 4000 kapitalistische Rundiuhk-(Überspiel-)Vertrag8partner Das für wahre Freiheit, für echte Demokratie, für wirkliche Gleich¬ berechtigung des Menschen demonstrierende, protestierende, kampfende Amerika wird langer, sehr langer Zeit bedürfen, um einer neuen, besseren Stimme im Äther wieder jenes Ansehen, jene Glaubwürdigkeit zu ver¬ schaffen, die dem historischen Verdienst des amerikanischen Volkes, dem Kampf seiner besten Männer und Frauen gerecht wird. Standort Wellen- Land bereich (in kW) Einzugsgebiet Greenville 1 North KW 4800 Europa, West- Raleigh { Carolina, USA 600 afrika, über Rho¬ dos und Tarsus bis Mittelost Rhodos Hoheitsgewäsaer KW 50 | Mittelost der Türkei * MW 150 BBC-London- Großbritannien -MW 250 Europa, Mittelost Woofferton Afrika Colombo Ceylon KW 35 Südasien Honolulu Hawaii-Insel KW 100 Ostasien Oahu Ozeanien Monrovia Liberia KW 50 | gesamtes Afrika 1 (Westafrika) 250 München Westdeutschland KW 100 1 Mittel- und Ost- MW 150 } europa Okinawa Japan KW 100 | Ostasien MW 1000 Malolos Philippinen MW 50 Ostasien Poro Philippinen MW 1000 Südostasien, Indonesien Tanger Marokko KW 35 1 Südosteuropa, 1 Mittelost (NW-Afrika) 50 100 Thessaloniki Griechenland KW 35 | Europa, Mittelost MW 50 36 {Stand 1966) Be¬ zeichnung Leistung (in kW) Ein¬ richtung von Standort Einzugsgebiet KCBR 50 i 100 \ CBS Delano Fernost 200 1 (Kalifornien) Sowjetunion KNBH 50 i 100 l NBC Dixon Femost 200 1 Sowjetunion WBOXJ 50 NBC Bound Brook Europa (N.J.) Lateinamerika WLWO 110 G. E.* Bethany Lateinamerika Crosl. (Ohio) — 100 ItCA Honolulu Ostasien (Hawaii) Ozeanien _ 50 VOA Marathon Lateinamerika (Florida) __ 50 VOA Sugarloaf Lateinamerika (Florida) * (G. E. = General Electric Comp., Crosl. - Crosley Broadcasting Corp. Inc.). 37 Spezialbetrieb für Klimaprüfschränke Anwendung in Wissenschaft und Industrie Spezialbetrieb für Feuchtemeßtechnik Anwendung in Wissenschaft, Industrie, Landwirtschaft und Handel • Feuchtemessung an Feststoffen • Feuchtemessung in Gasen • damit im Zusammenhang stehende Temperaturmeßaufgaben Unsere erfahrenen Mitarbeiter beraten Siegern bei der Lösung Ihrer Probleme Fordern Sie bitte unser Angebot r O* Poutron FEUTRON KG GREIZ 66 Greiz, Reichenbacher Str. 173 Telefon 26 58 Telex 058 8526 Dipl.-Phys. D. Felslce « W etterfrösche » im Kosmos Der Bau von Wettersatelliten ist eine notwendige Entwicklung, da neben dein gutausgebildeten Netz meteorologischer Stationen auf den Konti¬ nenten Informationen über die großen Wasserflächen der Erde nur sehr spärlich zur Verfügung stehen. Den Anfang, diese Lücke zu schließen, gab der Start des Wettersatelliten Tiros I {Tiros — Television and Infra- red Observation Satellite) am 1. April I960. Seitdem wurde die Aufnahme- und Wiedergabetechnik sehr verbessert. Die meteorologischen Satelliten gehören zu den komplizierten kosmischen Flugkörpern. Die ersten Wettersatelliten speicherten die Fotografien auf Magnet¬ band an Bord des Satelliten und übertrugen die gesammelten Informa¬ tionen an eine Abfragestation, wenn sie in ihren Empfangsbereich kamen. Hier wurden sie ausgewertet und über das Wetterfernschreibnetz der MWO (Meteorologischen Weltorganisation) als vereinfachte Wolken¬ analysen, sog. Nephanalysen, verbreitet. Das brachte zwar viele Wetter¬ informationen, ihre Aktualität aber war unzureichend, da zwischen Aufnahme und Übermittlung der Fotos an die einzelnen Wetterdienste mehrere Stunden liegen konnten. Aus diesem Grunde wurde ein Satelliten¬ typ für laufende automatische Bildübermittlung entwickelt. Das soge¬ nannte APT—(Automatic Picture Transmission-)System erlaubt es, an jedem erforderlichen Ort eine Empfangsstation einzurichten, die die Fotografien der Erdoberfläche und der Bewölkung aus einem Gebiet um die Station mit einem Radius von etwa 2Ö00 km liefern kann. Der erforderliche Aufwand der Bodenanlage für eine bestimmte Über¬ tragungsqualität hängt bei gegebener effektiver Sendeleistung und Bahn¬ höhe des Satelliten vom Informationsfluß ab. Das APT-System hat eine entsprechend geringe Zeilenzahl, und zwar je Sekunde 4 Bildzeilen. Am Anfang eines jeden Bildes wird ein rechteckmodulierter 3ÖÖ-Hz-Ton von 3 s Lange als Startsignal gesendet. Danach erscheinen 5 s lang Zeilen¬ anfangsimpulse mit einer Folgefrequenz von 4 Hz, die man zur Synchro¬ nisation der Empfangsanlage benutzt. Auf diese Start- und Einpha- sungsimpulse folgt das Bild, bestehend aus 80Ö Zeilen. Das Bild wird also in 2Ö8 s übertragen. 39 Bild 1 WettersateUitenempfangsanlage mit Lochstreifensteuerung der Empfangs¬ antenne und Bildschreiber Das APT-Aufnahmesystem im Satelliten ist doppelt ausgelegt, damit sich die Lebensdauer erhöht. Verwendet wird eine Weitwinkelkamera mit 5,7 mm Brennweite und 107° Öffnungswinkel. Die Belichtungsdauer beträgt 40 ms. Das optische Bild baut auf dem 11,2 mm X 11,2 mm großen Ladungsträger des Vidicons ein der Helligkeitsverteilung proportionales Ladungsrelief auf. Diese Ladungsverteilung muß 200 s lang unverändert aufrechterhalten werden, da das APT-System keine Zwischenspeicher hat, die Information aber unverfälscht abgelesen werden muß. Die all¬ mähliche Verschlechterung der APT-Bilder der früheren Satelliten im Schwärzungsumfang führt man auf Gasabgabe des Ladungsträgers oder unbekannte schädliche Umgebungseinflüsse zurück. Ein Elektronenstrahl tastet in 800 Zeilen die Ladungsverteilung auf dem Träger ab, wobei die Intensität des Strahles einen 2400-Hz-Hilfs- träger amplitudenmoduliert. Eine Normalfrequenzeinrichtung im Satel¬ liten hält diesen Träger konstant, außerdem wird von ihr auch die Zeilen¬ frequenz (4 Hz) abgeleitet. Der Modulationsgrad liegt bei der Bildüber¬ tragung zwischen 0% und 80%, dabei ist die Amplitude des Hilfsträgers der Helligkeit des Bildelements proportional (Positivmodulation). Dieser Hilfsträger moduliert die Frequenz des Hauptträgers, der im Bereich 40 zwischen 136 MHz und 138 MHz liegt. Die Frequenzmodulation des Haupt¬ trägers geschieht mit einem Hub von 10 kHz. Frequenz und Modulations¬ art des Hilfsträgers sind so gewählt, daß bei der Dekodierung kommerzielle Funkbildschreiber benutzt werden können. Die Sendeleistung der Satelliten liegt zwischen 4 W und 5 W. Sonnen - energiewandler, die entweder auf der Satelliten Oberfläche oder auf so¬ genannten Paddeln angeordnet sind, garantieren die Energieversorgung. Etwa 10000 Sonnenzellen gewährleisten die 400 bis 500 W Leistungs¬ bedarf des Satelliten. Die Sonnenzellenflächen sind steuerbar und werden der Sonne nachgeführt. Da die Kommando- und andere Spezialeinheiten des Satelliten auch während des Durchgangs durch den Erdschatten funk¬ tionsfähig sein müssen, geschieht die Energieversorgung durch den soge¬ nannten Pufferbetrieb. Die Stromaufnahme erfolgt primär aus chemischen Batterien, die von den Sonnenzellen nachgeladen werden. Die Empfangsanlage besteht in ihrer Grundausrüstung aus einer kleinen Richtantenne, aus dem Empfänger mit spezieller Dekodierstufe und aus dem modifizierten Funkbildschreiber. Das Ziel der Entwicklung bestand darin, die Empfangselektronik so auszubilden und zu dimensionieren, daß ein möglichst großer Signal/Rausch-Abstand erreicht wird, damit die Anforderungen an die Antennenanlage in Grenzen bleiben. Die Antenne besteht aus einer Reihe von 4 Kreuzdipolen mit Reflektor und liefert ein¬ wandfreie Bilder bis zu 3000 km Entfernung von der Empfangsstation. Sie wird in Azimut und Höhe von Motoren nachgesteuert, die sich über ein Steuerpult von Hand schalten lassen. Bild 2 Wettcrsatellitenempfangs- antenne 41 Solarzellen fläche Druckgas >- behälter Verbindungsgittei HRtR- System Kommandoantenne Horizontsensor APT-Anfenne APT-Kamera Bewegungsrichtung Bild 3 Wettersatelliten; a —Kosmos 144, b — Essa 4. c — Nimbus 2 Zwischen Antenne und Empfängereingang liegt ein transistorisierter Antennenverstärker, der eine Empfindlichkeit der Anlage von etwa 2 kT 0 gewährleistet. Der Empfänger arbeitet nach dem Doppelsuperprinzip mit einer ZF-Bandbreite von 50 kHz. Eine spezielle Dekodierstufe im Empfänger hat die Aufgabe, das Satellitensignal zu demodulieren und den Dopplerhub zu kompensieren. Die eingesetzte Dekodierstufe verbes¬ sert den Signal/Rausch-Abstand beträchtlich. Die Elektronik ist so aus¬ gelegt, daß die benutzte Bandbreite der signaltheoretisch erforderlichen entspricht. Hat das Signal die beschriebenen Stufen durchlaufen, so steht der 2400-Hz-Hilfsträger zur Verfügung, der die Bildinformation als Amplitudenmodulation enthält. Den Hilfsträger führt man einem kommerziellen Funkbildschreiber zu, der die Amplitudenmodulation in Helligkeitsschwankungen einer Schreib¬ lampe umsetzt, die mit einem Linsensystem auf Fotopapier gegeben wer- 43 den. Der Bildschreiber hat eine Trommel, auf die das Fotopapier aufge¬ spannt ist. Die Trommel rotiert mit 4 U/s, dadurch wird über ihren Um¬ fang genau eine Bildzeile geschrieben. Der Vorschub der Schreiblampe geschieht in Richtung der Trommelachse und beträgt 0,25 mm/Zeile. Nachdem 800 Zeilen auf diese Weise nebeneinander geschrieben worden sind, liegt ein Bild von 20 cm X 20 cm Größe vor. Drehzahl der Trommel und Vorschub der Schreiblampe werden von einem Stimmgabelgenerator konstantgehalten. Dieser Generator wird mit dem Hilfsträger des Satelli¬ ten synchronisiert, damit der Gleichlauf von Bildabtastung und Auf¬ zeichnung gewährleistet ist. Bei der Umstellung des Bildsehreibers auf die Wettersatellitennorm mußte man Drehzahl und Vorschub verändern und einige Verbesserungen am elektrischen System vornehmen. Nach der Aufzeichnung wird das Fotopapier entwickelt, fixiert und kann etwa 15 min nach der Aufnahme ausgewertet werden. Diese kurze Zeitspanne erhöht die Aktualität der Bilder sehr. Will man Fotos vervielfältigen, so kann man im Schreiber auch Negativmaterial verwenden. Bild 3 zeigt die 3 Wettersatellitentypen Kosmos , ESSA und Nimbus. Aus Bild 4 geht hervor, wie die Bilder eines Umlaufs aneinandergereiht werden. Der darauffolgende Satellitendurchgang ist dann nach Westen verschoben. Die Bilder überdecken sich in mittleren und Polbreiten gut; nur am Äquator muß man zwischen den Durchgängen geringe Lücken in Kauf nehmen. Bild 4 Wettersatellitenumlaufbahnen (Schema) 44 Bild S Aufnahme Mitteleuropas Der sowjetische Wettersatellit Kosmos 144 gehört zur Kategorie der Abfragesatelliten. Seine Sonnenzellenträger werden ebenfalls der Sonne nachgesteuert, um maximale Leistungen der Energiewandler zu gewähr¬ leisten. Er beschreibt eine kreisförmige Bahn mit 625 km Höhe und einer Umlaufzeit von 96,5 min. Die Neigung der Bahn zum Äquator beträgt 81,2°. Er liefert Wolkenaufnahmen im sichtbaren und infraroten Bereich und führt außerdem noch mehrere Wärmestrahlungsmessungen aus. Die Daten werden auf Tonband gespeichert und nach einem Kommando der Bodenstation zur Erde gefunkt. Bild 5 zeigt das Gebiet Mitteleuropas in dem seltenen Fall nahezu völliger Wolkenfreiheit. Aus dieser Aufnahme läßt sich das Reflexions¬ vermögen von Eis, Wolken, Erde und Wasser ablesen; man erkennt die besondere Schwierigkeit, zwischen Wolken- und Eisreflexionen zu unter¬ scheiden. Das geringste Reflexionsvermögen mit etwa 10 % hat Wasser, es liefert die dunkelsten Gebiete eines Wetterbilds. Landflächen haben meist ein 45 Reflexionsvermögen von 10 bis 30 %, die Unterscheidung von den Wasser¬ flächen bringt keine Schwierigkeiten. Anders ist es mit der Abgrenzung von Wolken und Wüstenflächen; Sandgebiete können bis 60% des Son¬ nenlichts reflektieren, und Wolken haben ein Reflexionsvermögen zwi¬ schen 30 % und 90 %. In diesem Fall muß man Größe, Struktur und even¬ tuell Schattengebiete von Wolken zu Rate ziehen, um sich ein Bild über die Bewölkungsverteilung zu machen. Große Wolkengebiete mit scharfer Obergrenze, z. B. intensive Gewitterwolken oder dichte Stratusfelder, ergeben die hellsten Flächen der Wetterbilder. Die Schönwetterbewölkung erscheint nur als grauer Schleier auf den Bildern, da einzelne Wolkengebilde von der Kamera nicht mehr aufgelöst werden. Ein System von Markie¬ rungszeichen auf dem Bild wird an Bord des Satelliten eingeblendet, um Bildverzerrungen erkennen und eliminieren zu können. Das Kreuz in der Bildmitte bezeichnet den Standort des Satelliten zur Aufnahmezeit. Über diesem Ort wurde in rund 1400 m Höhe die Kamera ausgelöst. Hier begann dann die Übertragung des Bildes, bis zu deren Ende der Satellit eine Entfernung von rund 1300 km zurückgelegt hat. Die Fotografie um¬ faßt ein Gebiet von 2500 km X 2500 km. Das Auflösungsvermögen liegt bei etwa 3 km, am Bildrand ist es etwas geringer, da die Fotografie ein Gebiet einer Kugeloberfläehe darstellt, das auf den ebenen Vidiconschirm projiziert wird und deshalb am Rande verzerrt ist. Für genaue Vermes- Bild 8 Zyklone im infraroten Licht sungen muß man bei der Auswertung solcher Aufnahmen Entzerrungs¬ geräte benutzen, wie sie in der Luftbildtechnik verwendet werden. Die abgerundeten Bildecken sind auf die Alterung des Vidiconschirms zu¬ rückzuführen, das Ladungsrelief kann hier nicht genügend lange auf¬ rechterhalten werden. In Bild 6 liegt eine Aufnahme des Satelliten Nimbus 2 vor, die an ihrem linken Bildrand einen Informationskode trägt, der von diesem Satelliten zusammen mit dem Bild zur Erde gefunkt wird. Der ganze Streifen ist von der rechten Skala in 5 sogenannte Werte eingeteilt. Die linke Skala enthält in Dualform Informationen über Aufnahmezeit, Datum, Lage des Perigäums sowie Daten über einen Bezugsumlauf. Liegt eine solche Auf¬ nahme vor, so lassen sich alle Bahnelemente entnehmen. Bild 7 stellt einen Doppelwirbel dar, eine der interessantesten Erschei¬ nungen der großräumigen Wolkenverteilung. Man sieht, daß die Zyklone wie ein Wasserwirbel mehrfach aufgerollt ist. Bild 8 zeigt eine Zyklone im Stillen Ozean, die im infraroten Bereich fotografiert worden ist. An dieser Aufnahme läßt sich der hohe Wert der Infrarotbilder erken¬ nen, da man neben der W olkengestalt aus der Schwärzung die Tempera- 47 Bild 9 Rotes Meer im sichtbaren und im infraroten Bereich fotografiert 48 tur einzelner Gebiete ablesen kann, die dann einer numerischen Wetter¬ vorhersage als Ausgangsdaten eingegeben werden können. Bild 9 läßt einen Vergleich von Aufnahmen im sichtbaren und im infra¬ roten Bereich zu. Auf der Aufnahme im sichtbaren Licht erstreckt sich ein Wolkenschleier quer über das Rote Meer. Die hellen Gebiete über Saudi-Arabien und über der Sinai-Halbinsel stammen von Wolkenfeldern, die an ihrer Obergrenze verhältnismäßig tiefe Temperaturen haben. Die völlige Ausschöpfung der Wolkenbildinformationen erfordert na¬ türlich ein gewisses Maß an Erfahrungen, da Wind- und Temperaturver¬ teilung nur auf indirektem Wege aus der Wolkenstruktur oder aus den fnfrarotbildern erkannt werden können. Die Wettersatelliten sind heute schon ein wichtiger Faktor für die Wetterforschung und Prognose, vor allem dadurch, daß sie ein nahezu lückenloses Bild unserer Planetenober¬ fläche liefern. Als Frühwarngerät vor den verheerenden tropischen Wirbel¬ stürmen haben sich die Satelliten als besonders nützlich erwiesen, da sie das Auffinden eines solchen Wirbels schon 2 bis 3 Tage vor der sonstigen Erkennbarkeit durch Flugzeuge oder Schiffe zulassen. Neben den rein meteorologischen Informationen lassen sich z. B. Hinweise für optimale Flugstrecken im Langstreckenluftverkehr, für die Energieversorgung der Länder in Abhängigkeit von Temperatur und Lichtverhältnissen ge¬ winnen. Der Eiszustand auf Schiffahrtswegen ist ebenfalls mit Hilfe von Satellitenbildern gut zu überblicken. Im Verlauf des Monats April 1967 konnten z. B. die täglichen Eisversehiebungen im Bottnischen Meer¬ busen auf den Wolkenbildern deutlich verfolgt werden. Ein anderes Wetterbeobachtungssystem wird in Verbindung mit Nach¬ richtensatelliten angewendet. Stark exzentrische (Molnija) oder Erd¬ synchronsatelliten (ATS) gestatten es, auf einem Bild etwa ein Drittel der Erdoberfläche abzubilden. Ein erdsynchroner Satellit beschreibt in etwa 36000 km Entfernung eine Kreisbahn um die Erde. Bei dieser Bahn¬ höhe benötigt er für einen Umlauf 24 h. Liegt die Bahn in der Äquator¬ ebene der Erde, so steht der Satellit ständig über dem gleichen Ort auf dem Äquator. Aufnahmen von der ganzen Erdoberfläche erlauben dann eine lückenlose Wetterbeobachtung in beiden Hemisphären. Aus der zeitlichen Reihenfolge der Bilder läßt sich der gesamte Wetterablauf erkennen. Für die Flugmeteorologie stellen die Wolkenfotos eine überaus wich¬ tige Erweiterung der Beratungsmöglichkeiten im Luftverkehr dar. Auf¬ nahmen der Erdoberfläche, möglichst in verschiedenen Spektralbereichen, dürften darüber hinaus für Fischereiforschung, für Geologie und Forst¬ wirtschaft ständig an Bedeutung gewinnen. 4 Elektronisches Jahrbuch 1969 4» Haben Sie Spaß an logischen Schlüssen? „Wenn ich 100 Meter unter 10,0 Sekunden laufe“, sagte Hänschen, „werde ich zur Olympiade delegiert. Leider laufe ich aber die 100 Meter nicht unter 10,0 Sekunden, folglich werde ich nicht zur Olym¬ piade delegiert.“ Nun kann Hänschen aber unabhängig davon, daß er 100 Meter nicht unter 10,0 Sekunden läuft, ein guter Sportler, beispielsweise ein guter Kugelstoßer sein und in dieser sportlichen Disziplin zur Olym¬ piade delegiert werden. Sein Schluß ist also falsch. Wer das nicht glaubt, bedenke, daß man mit dieser Schlußweise auch zu dem folgenden falschen Schluß gelangen kann. Wenn das Benzin ausgeht, so bleibt das Auto stehen. Das Benzin geht nicht aus. Das Auw bleibt nicht stehen. Tamäs Varga Mathematische Logik für Anfänger Aussagen I ogi k 172 Seiten mit zahlreichen Abbildungen, Halbleinen Bestell-Nr. 001804, 6,40 Mark VOLK UND WISSEN VOLKSEIGENER VERLAG BERLIN ^ Dipl.-Phys. Hans-Joachim Fischer Millimeterwellen — N achrichtenmittel der Zukunft? Das zur Zeit genutzte elektromagnetische Spektrum ist mit vielen Nach- richtenkanälen belegt, und Forderungen der Datenverarbeitung nach breitbandigen Übertragungskanälen sind heute nur schwer zu erfüllen. Ein modernes Industrieland hat Mittel-, Kurz- und Ultrakurzwellen¬ sender, kommerzielle Funkdienste, Richtfunksysteme und Fernsehsender in großer Zahl. Es bleibt daher nur die Ausweichmöglichkeit zu höheren Frequenzen hin, ins Millimeterwellengebiet. Die moderne Richtfunk¬ technik benutzt bereits Trägerfrequenzen im 11-GHz-Bereich. Das Millimeterwellenband liegt zwischen den höchsten Mikrowellen¬ frequenzen und den längsten Infrarotwellenlängen. Man kann als Band¬ grenzen die Frequenzen 30 bis 300 GHz angeben (das sind Wellenlängen von 10 mm bis 1 mm). Das Frequenzgebiet hat nach konventionalen Standards die 9fache Kanalkapazität von allen übrigen Wellen des HF-Spektrums bis 30 GHz zusammen. Millimeterwellen-lVachrlclitensysteme Die physikalischen Eigenschaften der Millimeterwellen gestatten wieder die Anwendung rein optischer noch rein mikrowellentechnischer Mittel. Neben der Anwendung der mm-Wellen zur Radiometrie, Spektrometrie, Navigation und Radarortung können sie noch zur Übertragung sehr breitbandiger Signale benutzt werden. Diese Eigenschaft gehört mit der guten Bündelungsfähigkeit und der geringen Größe der mm-Bauelemente zu den Vorteilen dieses Bereichs. Als Nachteile wären zu nennen der stärkere Einfluß der atmosphärischen Dämpfung auf die Übertragungs¬ eigenschaften, die Notwendigkeit präziser Ausrichtung der Antennen und die hohen Kosten für derartige Anlagen. Möglichkeiten der Erzeugung von mm-Wellen Optische Methoden haben bisher wenig Erfolg gezeigt-. Mit einem Maser ist es durch Ausnutzung multipler Quanteneffekte gelungen, eine Fre¬ quenz von 105 GHz zu erzeugen. Als aktives Gas wurde Zyanwasserstoff 4* 51 benutzt, jedoch war die erzeugte Leistung äußerst gering. Eine weitere Möglichkeit der Erzeugung von mm-Wellen besteht in der Überlagerung zweier kohärenter Laserstrahlen in einem nichtlinearen optischen Me¬ dium — z. B. einem KDP-Kristall — und im Aussieben des Mischprodukts. Der bis heute meistbenutzte mm-Generator ist das Klystron, eine Lauf¬ zeitröhre. Sie liefert bis zu Erequenzen von 300 GHz Dauerstrichleistung von einigen mW. Das gleiche gilt auch für Rückwärtswellenröhren (Car- cinotrons), von denen die Sowjetunion das vollständigste Sortiment der Welt produziert. Mit Carcinotrons sind Leistungen von 1 mW bei 300 GHz und 1 W bei 100 GHz erzeugt worden. In jüngster Zeit untersuchte man Halbleiterbauelemente zur Schwin¬ gungserzeugung im mm-Wellenbereich. Die erfolgversprechendsten Halb¬ leiterbauelemente waren die Gun) t-Diode und die Lawinendiode nach Read. Die Lawinendiode benutzt einen induktiven Hohlraumresonator zur Schwingungserzeugung, abgestimmt auf die Diodenkapazität. Beim Gran-Oszillator wird an die Galliumarsenid-Diode ein elektrisches Feld angelegt, unter dessen Einwirkung Stoßwellen im Kristall in kurzer Zeit von einer Elektrode zur anderen laufen. Die erzeugte Frequenz ist dieser Stoßwellenlaufzeit proportional. Um höhere Frequenzen zu erzeugen, muß der aktive Bereich dieser Festkörperlaufzeitoszillatoren verkleinert werden. Das setzt aber gleichzeitig die erzeugbare Leistung herab. Ein neuer Erzeugungsmodus in Halbleitern, die begrenzte Ladungs¬ speicherung (limited space-charge accumulation — LSA) beruht nicht auf Laufzeiteffekten. In den Bell-Telephone-Laboratories sind LSA-Dioden entwickelt worden, die bei 88 GHz eine Dauerstrichleistung von 20 mW abgeben. Bild 1 zeigt den gegenwärtigen Stand der Erzeugung höchster Frequenzen mit Halbleiterbauelementen. Man erkennt aus dem Bild die Impuls- und Dauerstrichleistungen der 3 erwähnten Halbleitergenera¬ toren, wobei ersichtlich ist, daß Read- und Gran-Diode einen Leistungs- Bild 1 Maximal erzeugte Mikro¬ wedenleistung von 3 Fest¬ körperoszillatoren. Die maximale Impulsleistung der Lavnnendiode und der Gunn-Diode nimmt jeweils mitf ~ 20 ab 52 abfall bei hohen Frequenzen nach der Funktion / -2 > 5 = l/y/ 5 aufweisen. Es sind experimentelle Nachrichtensysteme bei 90 GHz und 140 GHz erprobt worden, jedoch hatten diese noch Klystron-Generatoren. Die Firma Sylvania (USA) hat ein voll halbleiterbestücktes Richtfunkgerät für 36 bis 38 GHz entwickelt, das als FM-System eine HF-Leistung von 100 mW abgibt. Sende- und Empfangsantennen sind linsenkompensierte Hornstrahler von etwa 15 cm Durchmesser. Das System hat eine Reich¬ weite von etwa 5 km. Ausbreitungsbedingungen in der Atmosphäre Änderungen des Druckes und der Temperatur in der Atmosphäre haben großen Einfluß auf die Ausbreitung der mm-Wellen. Druck, Temperatur, Sauerstoff- und Wasserdampfgehalt der Luft bestimmen deren Dielektri¬ zitätskonstante und damit den Brechungsindex für hochfrequente Wel¬ len. Die Veränderung des Brechungsindex bewirkt Veränderungen des Auftreffwinkels der Strahlung an der Empfängerantenne. Im Extrem¬ fall kann das Signal an der Empfängerantenne vorbeigeleitet werden. Die molekulare Absorption der mm-Wellen durch 0 2 und H 2 0 bewirkt die atmosphärische Dämpfung, die allerdings nicht für alle Wellenlängen konstant ist. Bild 2 zeigt die Dämpfung hochfrequenter Wellen bei 2 Höhen, nämlich N. N. (Meeresspiegel) und 4000 m. Als Bedingungen für die Meßwerte sind P = 760 mm als Normalluftdruck, T = 20 °C als Normallufttemperatur und die Wasserdampfdiehte angegeben. Man er¬ kennt Dämpfungsminima bei bestimmten Frequenzen, sogenannte «Fenster», innerhalb deren eine relativ gute Übertragung möglich ist. Die Streuung durch Wassertröpfchen wird schließlich noch dieser Dämp¬ fung überlagert. Hier spielt das Verhältnis Wellenlänge zu Tröpfchen¬ größe eine entscheidende Rolle. Erreicht die Tropfengröße die Wellen¬ länge, so tritt nahezu totale Extinktion (Auslöschung) auf. Bild 2 Dämpfung von Mikro - weiten bei verschiedenen Höhen durch Sauerstoff und Wasserdampf; P — barometrischer Druck, T — atmosphärische Tem¬ peratur 53 Bild 3 Reflektor-StrahlweUenleiter zur Übertragung von MiUimeterweUen. Gekrümmte Reflektoren fokussieren die Strahlenenergie und reduzieren Streuverluste Die Benutzung von mm-Wellen-Richtfunkgeräten ist in trockenen, heißen Klimazonen erfolgversprechend. Regen von 5 mm/h veringert die Reichweite auf zwei Drittel, bei einer Regenmenge von 12,5 mm/h wird die Reichweite auf die Hälfte des Wertes bei trockener Witterung herabgesetzt. Um die atmosphärischen Einflüsse auszuschalten, ist für mm-Wellen die Übertragung durch Hohlleiter — vorzugsweise Rundhohlleiter im H m - Modus — vorgeschlagen und auch in der Sowjetunion und in England experimentell verwirklicht worden. Die mechanischen Forderungen an derartige Hohlleiterübertragungsstrecken sind jedoch hoch — und damit auch die Kosten für dieses Übertragungsverfahren. Von Vorteil sind jedoch Immunität gegen Einflüsse von Atomexplosionen (gehärtete Nach¬ richtenverbindung im militärischen Sprachgebrauch) und hohe Abhör¬ sicherheit. Bild 3 zeigt eine andere Methode der mm-Wellen-Übertragung — den optischen Reflexions-Wellenleiter. Die gekrümmten Reflektoren fokus¬ sieren den Strahl immer neu und verringern die Verluste der Übertragung. Auf diesem Gebiet ist die Entwicklung noch stark im Fluß. Anwendungsmögllchkeiten für niin-Wellen-JVachrichten- systeme Die große Bandbreite von mm-Wellen-Richtfunkgeräten gestattet hohen Datenfluß; dies ist besonders wichtig bei der Kommunikation 54 Bild 4 Sowjetisches Millimeter¬ wellenklystron moderner Konstruktion (Foto: Blunck) zwischen schnellen Rechnern in realer Zeit. Foto- und Fernsehsignale von Satelliten könnten bei Vorhandensein von mm-Wellen-Kanälen schneller übertragen werden. Die mm-Wellen-Geräte sind klein und kom¬ pakt aufzubauen, der ausgesandte Strahl läßt sich scharf bündeln. Biese hohe Ründelungsschärfe gewährleistet zusammen mit der Reichweiten¬ begrenzung durch die atmosphärische Dämpfung erhöhte Abhörsicher- hfeit. Für Weltraumnachrichtenverbindungen (dort fehlt die atmosphä¬ rische Dämpfung) sind die mm-Geräte sehr gut geeignet. Zur Zeit hindert nur der hohe Preis der Geräte die Einführung derartiger Systeme. -fnruk - * Kurzer Blick auf die Holografie In einem ausführlichen Beitrag von Dipl.-Phys. S. Reickmann wird in den Ausgaben 2 und 3/1968 der Zeitschrift Militärtechnik (DMV, Berlin) eine Übersicht zur Ent¬ wicklung und zu den Tendenzen der Holografie gegeben. Die Holografie ist ein Verfah¬ ren, um ohne bisher übliche Kameras auf einer Fotoplatte alle Informationen festzuhal¬ ten, die ein aufgenommenes Objekt kennzeichnen. Dazu muß das Objekt mit Licht nur einer Wellenlänge, mit sogenanntem kohärentem Licht, beleuchtet werden. Das erreicht man mit Laserstrahlen. Der Betrachter gewinnt bei spezieller Beleuchtung der Foto¬ platte einen räumlichen Eindruck vom aufgenommenen Objekt. Wechselt der Betrachter seinen Standort, so ändert sich auch wie in der Wirklichkeit die Perspektive. Man kann sich also den aufgenommenen Gegenstand von verschiedenen Seiten ansehen. Erfolgte die Aufnahme bei diffusem Licht, so ist es möglich, die Fotoplatte in kleine Stücke zu zerbrechen, und doch enthält jedes einzelne Bruchstück die Informationen zur vollstän¬ digen Wiedergabe des kompletten Bildes. Wegen der großen Bedeutung dieser Thema¬ tik werden wir im nächsten J ahrbuch unsere Leser ausführlich über die Holografie in¬ formieren. electronic vereinigt Fortschritt und Güte WB RFT Bauelemente und Vakuumtechnik 1017 Berlin ■ Ehrenbergstraße 11-14 Halbleiterbauelemente A == Elektronenröhren i Widerstände Kontaktbauelemente in* Konden satoren Spezialmaschinenfürdie Elektrotechnik und Elektronik Erzeugnisse und Ausrüstungen der Vakuumtechnik Einführung in die Problematik Ing. Klaus K. streng des Farbfernsehens (3) Die Farbdifferenzsignule Aus der ]. Folge dieser Beitragsreihe {siehe Elektronisches Jahrbuch 1967, Seite 97 bis 105) ist dem Leser bekannt, daß alle Farben durch 3 Farbspannungen für die Farben R(ot), G(rün) und B(lau) dargestellt werden können. Ferner wurde in dem genannten Beitrag gezeigt, daß zwischen den 3 Primär farbsignalen und dem Leuchtdiehtesignal Y der mathematische Zusammenhang Y =■ 0,30 Ä + 0,59ö + 0,11-B besteht. Da das Farbfernsehen auf alle Fälle kompatibel sein muß, ent¬ hält es bereits das Leuchtdichtesignal. Achromatische, d. h. unbunte oder Sehwarzweißfernsehempfänger verarbeiten es als sogenanntes Hellig¬ keitssignal. Die Farbwertsignale kolorieren gewissermaßen ein Schwarzweißbild im Farbfernsehempfänger, während ein achromatischer Fernsehemp¬ fänger die Farbwertsignale nicht verarbeiten kann und nur ein Schwarz¬ weißbild schreibt. Diese kurze Erklärung trifft auf alle kompatiblen Farb- fernsehsysteme zu. Auf Grund des erwähnten mathematischen Zusammenhangs zwischen Farbwertsignalen und Leuchtdichtesignal ist es nicht erforderlich, alle 3 Primärfarbsignale zu übertragen. Das 3. Farbwertsignal kann aus den beiden anderen stets in einer einfachen Matrixschaltung wieder her- gestellt werden. Man überträgt R und B neben Y. Für 0 gilt dann _ Y — 0,30 FJ — 0,11 B " 0,59 Es ist zweckmäßiger, an Stelle von R und B, die ja unter Umständen sehr klein sind, die Differenzen R — Y und B — Y zu übertragen. Man nennt sie Farbdifferenzsignule. Man kann die Werte von R, O, B, Y, R — Y und B — Y in einer klei¬ nen Tabelle zusammenfassen, die für verschiedene Farben gilt. Dabei sind die Farben zu 75% gesättigt (25% Weißanteil). Das Leuchtdichte- 57 Tabelle 1 Signalpegel (relativ) beim Farbfernsehen Farbe R 0 B Y R-Y B-Y Weiß 1 1 i 1 0 0 Gelb 0,75 0,75 0 0,66 +0,08 —0,66 Cyan 0 0,75 0,75 0,53 -0,53 + 0,22 Grün 0 0,75 0 0,45 —0,44 -0,44 Purpur 0,75 0 0,75 0,30 +0,44 -0,44 Rot 0,75 0 0 0,23 + 0,53 —0,22 Blau 0 0 0,75 0,09 —0,08 + 0,66 Schwarz 0 0 0 0 0 0 Signal Y wird bei Weiß mit 100% Amplitude übertragen, wie dies bei Farbfernseh-Testsignalen üblich ist. Aus dieser kleinen Zusammenstellung ist u. a. zu ersehen, daß die Farbenpaare Gelb-Blau, Cyan-Rot und Grün-Purpur jeweils konjugiert¬ komplexe Werte für die beiden zu übertragenden Farbdifferenzsignale haben. Dies ist kein Zufall. Diese Farbenpaare nennt man komplementäre Farben, d. h., ihre additive Mischung ergibt Weiß. Ferner zeigt die Tabelle, daß jeder Farbe ein bestimmter charakteri¬ stischer Helligkeits- oder Leuchtdichtewert zugeordnet werden kann. Dies war auf Grund der Empfindlichkeitskurve des Auges auch zu erwar¬ ten, denn das Auge ist für die einzelnen Farben unterschiedlich empfindlich. Mit Hilfe der Tabelle läßt sich ohne weiteres sagen, wel¬ cher «Balken» des Farbfernsoh-Testsignals zu welcher Farbe gehört. Sind die Balken nach steigender Helligkeit geordnet, so entsprechen sie der Farbfolge Schwarz-Blau-Rot-Purpur-Grün-Cyan-Gelb-Weiß. Bei fallen¬ der Helligkeit gilt die umgekehrte Reihenfolge. Die beiden Farbdifferenzsignale sollen nun beim Farbfernsehen zusätz¬ lich übertragen werden. Sie werden, wie ebenfalls im 1. Beitrag dieser Reihe erklärt wurde, einem Farbhilfsträger mit der ungefähren Frequenz 4,43 MHz aufmoduliert. Dieser Farbträger ist dem Leuchtdichtesignal zuzusetzen, und das Ganze ist zu übertragen. Gegen das Moire des Farb¬ hilfsträgers trifft man geeignete Maßnahmen. Übrigens ist das moire¬ artige «Krissoln» im Schwarzweißfornsohbild ein typisches Zeichen dafür, daß die betreffende Fernsehsendung farbig ausgestrahlt wird. Anders läßt sich dies mit dem achromatischen Fernsehempfänger auch nicht fest¬ stellen. Die Übertragung nach dem SECAM-Verfahren Leider konnte auf verschiedenen internationalen Konferenzen keine Einigung über ein einheitliches Farbfernsehsystem in Europa erzielt wer¬ den. Von den 3 ursprünglich in engere Wahl gezogenen Systemen entfiel 58 das US-amerikanische NTSC-System, da es trotz einer über ein Jahr, zehnt andauernden Betriebserfahrung zu große Nachteile aufweist. Die Sowjetunion und eine Reihe sozialistischer Staaten entschieden sich für das französische SECAM-Farbfernsehsystem. Die DDR war auf der entscheidenden Konferenz in Oslo nicht ver¬ treten und wählte bis jetzt (1.1. 1968) noch kein Farbfernsehsystem. Dennoch soll das SECAM-System hier vordringlich behandelt werden. In der UdSSR und in Frankreich ist es seit Herbst 1967 Realität. Den Startschuß für die gemeinsame Nutzung des SECAM-Systems gab die farbige Übertragung der Parade anläßlich des 50jährigen Bcstehons der Sowjetunion in Moskau. Die Grundidee des SECAM-Verfahrens stammt von dem französischen Fernsehspezialisten Henri de France. Da die gleichzeitige Modulation des Farbträgers mit 2 Signalen kom¬ pliziert ist und bei dem bis zur Erfindung von SECAM allein bekannten NTSC-Verfahren zu Farbtonverfälschungen auf der Empfängerseite führt, wird bei SECAM der Farbträger nur mit einem Farbdifferenzsignal (frequenz-)moduliert, und zwar abwechselnd während jeder Zeile mit R — Y und mit B — Y. Aus einer Farbinformation allein kann man auch unter Zuhilfenahme des Leuchtdichtesignals nicht die vielen Farben erzeugen, die in der Natur Vorkommen. Hier ergibt sich jetzt der für SECAM charakteristische «Trick». Eine Verzögerungsleitung mit f = 64 p.s, also von der Dauer einer Zeilenlänge, gibt an ihrem Ausgang das Farbdifferenzsignal wieder, das in der vergangenen Zeile dem Farb¬ träger aufmoduliert war. Wie wir uns erinnern, war dieses Farbdifferenz¬ signal jeweils das in der derzeitigen Zeile fohlende. Das heißt (Bild 1): Wäh¬ rend z. B. R — Y direkt vom Farbträger «abgenommen» wird, erhält man B — 1' aus der Verzögerungsleitung. In der nächsten Zeile ist es um¬ gekehrt: B — Y direkt, R — Y aus der Verzögerungsleitung. Es ist ledig¬ lich notwendig, daß ein von den Zeilensynchronisierimpulsen gesteuer¬ ter elektronischer Schalter den betreffenden Farbkanal abwechselnd direkt oder über die Verzögerungsleitung schaltet. Dieser «Trick» gab dem SECAM-Verfahren seinen Namen: SEQuentielle Avec Memoire = ab¬ wechselnd mit Speicher (frei übersetzt). Zahlreiche Messungen wurden vorgenommen, damit^ man optimale Werte für Farbträger, Modulation usw. bestimmen konnte. Das Moird des Farbträgers im Bild sollte möglichst wenig sichtbar, das Rauschen modulierter Farbträger Bild 1 Blockschaltbild des SECAM-Dekoders 59 Bilds Frequenzamplitudeneharakteristik des GlockenftUcrs im SECAM-Furbfern- sehempfänger (besonders das Farbrauschen) auch bei geringen Antennenspannungen möglichst klein sein usw. Die umfangreichen Untersuchungen führten zu folgenden Parametern: Die Frequenz des Farbträgers beträgt bei R — F-Modulation 272 f z (f z = Zeilenfrequenz), d. h. 272 • 15,625 = 4250 kHz; bei B — F-Modulation 282 ■ f z = 282 • 15,625 = 4406,25 kHz. Es sind folglich im Empfänger 2 Diskriminatoren, einer für die jeweilige Farbdifferenzfrequenz, erforderlich. Der maximale Hub des Farbträgers beträgt bei R — F 280 kHz, bei B — Y 230 kHz. Der Spitzenhub wird bei R — Y auf —500 bis ; 350 kHz und für B — Y auf —350 bis ■- 500 kHz begrenzt. Der Farbträger ist auf der Senderseite anzuheben, damit das Kauschen bei kleinen Farbdifferenzsignalen im Empfänger geringgehalten wird. Natürlich muß diese Anhebung im Empfänger rückgängig gemacht wer¬ den. Die Kurve des dafür eingesetzten Qlockenßlters zeigt Bild 2. Schließlich wird — genau wie beim FM-Hörrundfunk — senderseitig eine Voranhebung (Preemphasis) der hohen Modulationsfrequenzen des Farbträgers vorgenommen. Diese Voranhebung folgt der mathema¬ tischen Beziehung l + : p = 10 lg 1 + 4 60 worin j[ zu 85 kHz gewählt wurde. Bild 3 zeigt die Auswertung dieser Gleichung. Schließlich wird zu Beginn jeder Zeile auf dem Farbträger ein Kenn¬ impuls übertragen. Er besteht in einer kurzen Abweichung von +350 kHz bei R — F-Zeilen und von —350 kHz bei B — F-Zeilen. Diese Kenn¬ impulse bestimmen eindeutig, um welche Zeilenmodulation es sich in den nächsten 64 ps handeln wird. Im SECAM-Empfänger bewirken sie, daß der erwähnte elektronische Umschalter mir der richtigen Phasenlage schaltet. Es kann ja Vorkommen, daß der Schalter genau umgekehrt, d.h. die R — F-Modulation in den B — F-Kanal und umgekehrt schaltet. Das Ergebnis wären völlig falsche Farben. Die Kennimpulse verhindern diesen Effekt. Sie sorgen außerdem dafür, daß bei achromatischen, d. h. Schwarzweißsendungen, eine Farbsperre die Farbverstärker unwirk¬ sam werden lassen. Diese Maßnahme hat den Vorteil, daß Impulsstörungen und Rauschen bei achromatischen Fernsehsendungen nicht in den Farbkanal eindringen können. Die Farbdifferenzsignale werden noch je mit einem konstanten Faktor multipliziert, um bei mit 75 % gesättigten Farben den Träger voll aus¬ zusteuern. Die Werte dieser Faktoren sind für R — F. —1,9 und für B — Y: +1,5. Die Farbdifferenzsignale heißen jetzt D R und I ) ß . Diese Maßnahme ist zulässig, weil gesättigte Farben in der Natur kaum Vorkommen. Vielleicht kommt gerade deshalb die Mehrzahl der Zu¬ schauer beim ersten Genuß des Farbfernsehens zu dem Schluß, daß die Farben «besonders kräftig leuchten». Tabelle 1 auf Seite 58 kann man jetzt ergänzen (Tabelle 2): 61 Or r Hubbegrenzung De r-350 Kennimpuls für Dg --280 rot - - 235purpur --230 gelb —152 grün V-76 rot 4,250 4- iO Träger für Ob (schwarz-weiß) 4,40625- [ -42 gelb iO Träger für Dp (schwarz-weiß) +42 blau - + 76 cyan - +■152 purpur - +230 blau - +235 grün - *280 cyan f/MHz Bild 4 L +350 Kennimpuls für Dp Af/kHz L Hubbegrenzung f/MHz Af/kHz Modulationshübe bei SECAM für verschiedene Farben Die grafische Darstellung der für die einzelnen Farben charakteristi¬ schen Hübe zeigt Bild 4. Tabelle 2 Signalpegel beim, Farbfernsehen Farbe R-Y Dr Hub kHz B — Y Ds Hub kHz Weiß 0 0 0 0 0 0 Gelb +0,08 —0,15 — 42 -0,66 — 1,0 —230 Cyan -0,53 + 1,0 + 280 +0,22 + 0,33 + 76 Grün —0,44 + 0,84 +235 -0,44 —0,66 — 152 Purpur + 0,44 —0,84 —235 + 0,44 + 0,66 + 152 Kot + 0,53 — 1,0 -280 -0,22 -0,33 - 76 Blau -0,08 + 0,15 + 42 + 0,66 + 1,0 +230 Schwarz 0 0 0 0 0 0 62 Dabei scheint ein Einwand berechtigt. Wenn jede Farbdifferenzinfor- mation nur alle 2 Zeilen übertragen wird, beträgt die vertikale Auflösung des Bildes auch nur die Hälfte. Der Zuschauer muß das doch bemerken... Wie steht es damit? Der Einwand ist insofern berechtigt, als die vertikale Bildauflösung für Farben beim SECAM-System tatsächlich nur die Hälfte der Schwarz¬ weißauflösung beträgt. Das Leuchtdichtesignal gelangt ja mit voller Bandbreite und während jeder Zeile bis zur Bildröhre. Aber der Zuschauer bemerkt kaum etwas davon. Dies klingt zunächst unglaublich, trifft aber dennoch zu und ist durch die Eigenschaften unseres Auges bedingt. Dieses enthält wesentlich mehr auf Hell und Dunkel reagierende Stäbchen als auf unterschiedliche Farbreize reagierende Zäpfchen. Deshalb kann man auch ein «scharfes» Schwarzweißbild relativ grob kolorieren, ohne daß es sofort als zu geringe Auflösung vom Auge registriert wird. Diese physiologische Voraussetzung benutzt man bei allen Fernseh¬ systemen auch bei der horizontalen Auflösung, denn alle reduzieren die Bandbreite der Farbinformationen auf 0,8 bis 1,2 MHz. Wichtig für die Auflösung des Bildes ist, daß das Leuchtdichtesignal mit großer Band¬ breite übertragen wird. Bei Fernsehempfängern nach unserer Norm sind dies etwa 4,7 MHz. Ein Fernsehbild mit einer Schwarzweißauflösung von 0,8 bis 1,2 MHz würde allerdings sogar eine kurzsichtige Oma nicht zu- friedenstellen, wenn sie Fernsehen gewohnt ist. In der geschickten und konsequenten Ausnutzung der Eigenschaften des menschlichen Auges liegt das große Verdienst von de France, der heute noch in leitender Position an der Entwicklung des Farbfernsehens mit- arbeitef. Der weitere Weg der Farbdlfferenzslgnale Wir erfuhren nun, wie aus jeweils einem Farbdifferenzsignal drei ge¬ macht werden. Es leuchtet ein, daß in einer Matrixschaltung nicht nur aus 2 Primärfarbsignalen das 3., sondern genauso aus 2 Farbdifferenz- signalen unter Zuhilfenahme des Leuchtdichtesignals das 3. wieder¬ gewonnen werden kann. Wir haben am Ausgang der Matrixschaltung nun die 3 Farbdifferenz- signale B — Y, B — Y und G — Y. Was aber weiter? Das Weitere ist einfach. Jedes Farbdifferenzsignal wird verstärkt und entweder direkt oder nach Matrizierung mit dem Leuchtdichtesignal als Primärfarbsignal der Bildröhre zugeführt (siehe Elektronisches Jahrbuch 1968, Seite 77 bis 82). Man unterscheidet beide Möglichkeiten (RGB- und Farbdifferenz- aussteuerung). Sie haben verschiedene Vor- und Nachteile, auf die in dieser kleinen Einführung nicht näher eingegangen werden kann. Eine Frage beschäftigt heute schon den Amateur: Wird es Bauanlei¬ tungen für Farbfernsehempfänger geben, bzw. kann man Farbfernseh- 63 empfänger als Amateur selbst bauen? Im Prinzip lautet die Antwort: ja. Allerdings, ob sich jemand, finden wird, der eine Bauanleitung für einen Farbfernsehempfänger ausarbeitet, das ist fraglich, sie rentiert sich kaum. Der Bau eines Farbfernsehempfängers fordert vom Elektronikamateur erhebliche theoretische Vorkenntnisse. Aber die Zeiten sind ohnehin längst vorbei, in denen es nur auf geschickte Finger, gute Einfälle und geniales Improvisieren angekommen ist. Zunehmend mehr geben Kennt¬ nisse den Ausschlag, und diese Kenntnisse werden von unseren Amateuren auch wirklich erworben. In der nächsten Ausgabe des Elektronischen Jahrbuchs werden das NTSC- und das PAL-System näher behandelt. (: k' (/‘‘/ttl; /t ■ Westeuropäische Elektronikindustrie von USA überfremdet ln den Jahren 1958 bis 1965 haben VSA-UnXemehmen etwa 200 Milliarden Mark im Ausland investiert. Ein Drittel dieser Summe wurde allein in Westeuropa angelegt und damit etwa 3000 USA-Firmen mit Sitz in westeuropäischen Ländern gegründet,. Zwar könnten die Amerikaner dm entstehenden Kapitalüberschuß im eigenen Land zur Ent¬ wicklung zurückgebliebener Industriezweige oder zur Hebung des allgemeinen Lebens¬ standards notwendig gebrauchen. Aber daraus würde für die Monopole nur ein geringer Profit resultieren . .. Profitable USA-Anlagen sieht man vor allem dort, wo neuartige Technologien schnell aufeinanderfolgende Neuerungen und hohe Wachstumsraten bringen. Das ist vor allem auf dem Gebiet der Elektronik der Fall. Daher kontrollieren USA-Unternehmen in Westeuropa z. B. 15% der Produktion von Hundfunk- und Fernsehgeräten , 50% der Produktion von Halbleitern, 80 % der Computer-Industrie sowie 95 % des Marktes mit integrierten Halbleiter Schaltungen. Dazu kommt noch, daß die Finanzierung des ÜSA- Kapüalexports zu 90% unter Verwendung westeuropäischer Gelder erfolgt, so daß die westdeurop&ische Industrie zur Expansion nur beschränkte Möglichkeiten hat. Die betreffenden Firmen müssen außerdem immer größere Summen für Patente und Lizen¬ zen an die USA zahlen. Die Dividenden, die aus westeuropäischen IJSA-Firmen und aus USA-Beteiligungen an westeuropäischen Unternehmen zurück nach den USA fließen, sind heule bereits umfangreicher als der Kapitalexport aus den USA, der nun noch weiter verstärkt werden kann. Es bleibt deshalb nicht aus, daß renommierte west¬ europäische Firmen verkaufen müssen: In Westdeutschland trifft das z.B.zu für die Firmen Kuba-Imperial, Braun und Zuse KG., die die ersten elektronischen Rechen¬ anlagen her stellten. Ein beredtes Bild von der Lage geben die Anzeigenseiten westlicher Elektronikfachzeitschriften: Über 50% der Anzeigen werden von amerikanischen Fir¬ men bestritten, die sich in Westeuropa eingenistet haben. 04 Dipl.-Ing. Albrecht Orban Telemetrische Messung biophysikalischer Größen Zu den elektronischen Meßverfahren, die in jüngster Zeit an Bedeutung gewonnen haben, gehört u. a. die telemetrische Übertragung der vielfäl¬ tigsten Meßgrößen. In der Medizin versteht man unter Telemetrie die Fernübertragung biologischer Parameter. Aufgabe einer solchen Über¬ tragung ist es, eine an einem Ort vorliegende Nachricht (z. B. das Elektro¬ kardiogramm des Menschen) über einen Übertragungskanal (radiotele- metrisch oder drahtgebunden) an einem anderen Ort wiederzugeben. Bei der Übertragung biologischer Signale ist die Natürlichkeit der Wieder¬ gabe die Hauptforderung. Das Einsatzgebiet der Telemetrie erstreckt sich vorzugsweise auf die Arbeits-, Sport-, Verkehrs- und Raumfahrtmedizin, da diese Gebiete nur selten eine direkte Registrierung erlauben. Um die Belastung des Menschen unter den verschiedensten Bedingungen fest- steilen zu können, müssen die biologischen Parameter registriert werden. Aus ihren Veränderungen kann der Arzt wichtige Rückschlüsse auf die Beanspruchung des Körpers ziehen. Für telemetrische Übertragung eignen sich folgende biologische Para¬ meter: — Herzaktionsströme, abgeleitet als Elektrokardiogramm (EKG); — Hirnaktionsströme, abgeleitet als Elektroenzephalogramm (EEG); — Muskelaktionsströme, abgeleitet als Elektromyogramm (EMG); — die mechanischen Atemgrößen Atemfrequenz, Atemvolumen und Atemexkursion; — Pulsfrequenz, Körpertemperatur, Blutdruck und elektrischer Haut¬ widerstand. Ein einfaches telemetrisches Meßsystem hat folgende Anordnung: Meßfühler am Probanden (Versuchsperson); Übertragungssystem; Registriersystem. 5 Elektronisches Jahrbuch 1969 gg Meßfühler Es gibt 2 Arten von Meßwertaufnehmern. Erstens Fühler, die am menschlichen Körper elektrische Biopotentiale aufnehmen. Sie werden meist als Elektroden bezeichnet (z. B. zur Ablei¬ tung des EKGs und des EMGs), da sie den elektrischen Kontakt zwischen dem lebenden Gewebe und dem Meßgerät herstellen. Zweitens Meßwertwandler, die nichtelektrische Größen in elektrische Größen umwandeln. Beispiele sind Temperaturfühler (Thermoelemente), Pulsabnahme mittels Mikrofon oder Foto-Ohrklipp, Atemfühler (Thermi¬ storen) und Blutdruckmeßfühler. Die Meßfühler müssen bei der Telemetrie folgenden Anforderungen gerecht werden: verzerrungsfreie Abnahme des biologischen Signals, Gewebsverträg- lichkeit, leichte Anbringbarkeit am menschlichen Körper, Unveränder¬ lichkeit des Kontakts über einen langen Zeitraum (mehrere Stunden), keine Behinderung des Probanden. Bei Elektroden kommt noch gute Leitfähigkeit des Elektrodenmaterials und einfache Herstellung des Kontakts auf der Haut hinzu. Bei den Elektroden differenziert man zwischen Trockenelektroden aus Metall (Silber, Gold, Edelstahl, Platin) oder Metallegierungen (Silber-Silber¬ chlorid), Flüssigkeitselektroden (physiologische Kochsalzlösung), kom¬ binierten Elektroden (Metall und leitfähige Paste als Kopplungsmedium). Übertrag ungssyslein Bei der biologischen Meßwertübertragung muß grundsätzlich zwischen 2 Arten unterschieden werden, der drahtgebundenen und der drahtlosen Telemetrie. Bei der drahtgebundenen ist der Meßfühler über eine Leitung mit dem Registriersystem verbunden. Das gewährt der Versuchsperson nur einen geringen Bewegungsradius. Diese Methode eignet sich bedingt für Unter¬ suchungen im Stehen, im Sitzen oder für Labortests, bei denen für den Probanden nur eine geringe Änderung des Ortes erforderlich ist. Die drahtlose Telemetrie oder Radiotelemetrie garantiert die völlig freie Beweglichkeit des Probanden. Der Übertragungsweg besteht aus Fühler, Sender und Empfänger mit anschließendem Registriersystem. Fühler und Miniatursender werden von der Versuchsperson selbst getragen. Der Emp¬ fänger und- das Registriersystem befinden sich in einer gewissen Entfer¬ nung von der Versuchsperson. Bild 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel. Die vom Probanden getragenen Baugruppen sind Meßwertaufnehmer, Vorverstärker, Modulator, Ver¬ stärker und Sender. Damit ein geringes Gewicht gewährleistet ist, müssen 66 vom Probanden getragener Anlagenteil Bild 1 Beispiel für ein tragbares Radiotelemetriegerät alle Baugruppen transistorisiert und batteriebetrieben sein. Als stationär während der Untersuchungsdauer sind Empfängereingangsstufe, Misch¬ stufe, ZF-Stufe, Demodulator, NF-Verstärker sowie Kontroll- und Aus¬ wertgeräte anzusehen. Es gibt verschiedene Kombinationsmöglichkeiten von drahtloser und drahtgebundener Telemetrie. Das zeigt ein Beispiel aus der Verkehrsmedizin bzw. aus der Raumfahrtmedizin. Bei diesem Verfahren ist der Proband durch Leitungen mit dem sehr leistungsstarken Sender verbunden, der sich in 2 bis 5 m Entfernung von ihm befindet. Der Sender schließt durch seine Größe (mehr als 0,5 dt) ein Tragen durch die Versuchsperson aus. Mit diesem Verfahren lassen sieh größere Entfernungen (mehr als 10 km) überbrücken. Die üblichen Geräte zum Aufzeichnen biologischer Parameter, wie sie in Kliniken und Labors verwendet werden, entsprechen nicht den An¬ forderungen für biotelemetrische Messungen, da sie ein zu großes Gewicht haben und vom Netz betrieben werden. Tragbare Telemetriegeräte müs¬ sen auf der Senderseite folgende Eigenschaften aufweisen: — Unempfindlichkeit gegenüber äußeren Einflüssen (Hitze, Feuchtigkeit, Staub, Vibration); — geringen Energieverbrauch; — geringes Gewicht; — Unempfindlichkeit gegen Schlag und Stoß; — leichte Handhabung. 5* 67 Während man aus Gründen des Umfangs und des Gewichts lange Zeit nur Einkanalanlagen bauen konnte, ist es jetzt durch die weitere Minia¬ turisierung der Bauelemente und durch Anwendung von integrierten Schaltkreisen möglich, mehrkanalige Anlagen zu fertigen, die es gestatten, mehrere biologische Parameter gleichzeitig zu übertragen. Zur radiotelemetrischen Übertragung ist eine Modulation des Signals erforderlich. Als Modulationsarten werden meist die Amplitudenmodula¬ tion (AM) oder die Frequenzmodulation (FM) angewendet. In jüngster Zeit werden auch Impulsmodulationssysteme verwendet. Die Sender¬ energien von 10 bis 200 mW für tragbare Telemetriesender gestatten eine störfreie Übertragung zwischen 10 bis 1000 m, je nach Gelände. Aufbau, Betrieb und Abnahme von Radiotelemetrieanlagen unterstehen dem Ministerium für Post und Fernmeldewesen. Für die drahtlose Nach¬ richtenübertragung sind vom Ministerium für Post und Fernmeldewesen folgende Frequenzen für Forschungszwecke freigestellt worden: 13,56 MHz ± 0,05 % 27,12 MHz ±0,6% 40,68 MHz ± 0,05 % 433,92 MHz ± 0,2 % 2375 MHz ± 50 MHz 5850 MHz ± 75 MHz Näheres über Sende- und Empfangsanlagen ist zu finden in dem Gesetz über das Post- und Fernmeldewesen vom April 1959 und in den Vorschrif¬ ten und Leitsätzen der Funkentstörung von 1959. Hegistriersysteme Das im Empfänger zur Verfügung stehende Signal kann auf folgende Arten einer Auswertung zugeleitet werden (siehe Bild 2). Die optische Kontrolle am Bildschirm erlaubt nur kurzfristige qualitative Aussagen. Bild 2 Auswertgeräte bei der tdemetrischen Messung biophysikalischer Größen 68 Quantitative Aussagen sind schwierig. Zwar können mehrere Parameter auf einem Monitor oder auch auf mehreren gleichzeitig beobachtet wer¬ den, doch fehlt bei mehr als 2 Parametern für den Beobachter meist die Übersicht. Bildschirme eignen sich besser zur Kontrolle als zur Auswer¬ tung physiologischer Messungen. Die optische Kontrolle durch Anzeigeinstrumente benutzt man vorzugs¬ weise für relativ langsam ablaufende Vorgänge. Die Erfassung von Me߬ werten ist durch die optische Informationskapazität begrenzt. Meist las¬ sen sich die Meßdaten nur hinsichtlich ihrer Tendenz erfassen. Für die Auswertung bietet die Registrierung durch Schreiber einen breiten Spielraum, da Papiervorschub und Breite des Registrierpapiers in weiten Grenzen gehalten werden können. Schreiber bieten die Möglich¬ keit, 1 bis 50 verschiedene Informationen als Linien oder Punktfolgen gleichzeitig aufzuzeichnen. Die erhaltenen Kurven, unabhängig von der Zahl der Kanäle, sind leicht zu kontrollieren und haben dokumentarischen Wert; außerdem vermitteln sie den visuellen Eindruck der registrierten Größen. Die Weiterverarbeitung der Diagrammstreifen kann in einer automatischen Diagrammauswertanlage erfolgen. In ihr analysiert man die verschiedenen Parameter wie Amplitude, Frequenz, Impulszahl, Impulshäufigkeit. Weiterhin ist es möglich, die Ergebnisse zu integrieren oder einer Summenbildung zuzuführen. Die Registrierung durch Zähler und Drucker eignet sich für gleich¬ artige Impulse. Zahler zeigen die Impulshäufigkeit entweder fortlaufend oder über bestimmte Abschnitte an. Das Ergebnis kann notiert oder in Verbindung mit einem Drucker ausgedruckt und dokumentarisch festge¬ halten werden. Statt der direkten Auswertung können die Signale auf Magnetband gespeichert werden. Signale, wie die physiologischen Größen, die zwischen 0,01 Hz und 200 Hz Vorkommen, lassen sich nicht direkt auf Magnet¬ band speichern. Sie müssen vor der Magnetspeicherung moduliert wer¬ den. Für diese tiefen Frequenzen sind spezielle analoge Datenspeicher hoher Gleichlaufkonstanz (0,1 %) mit guter Bandführung zum Vermeiden von Bandflattern und mit Frequenzmodulatoren bzw. -demodulatoren meist für mehrere Kanäle entwickelt worden. Die Auswertung durch elektronische Datenverarbeitungsanlagen (EDVA) ist ein Verfahren, das in den vergangenen Jahren zunehmend an Bedeu¬ tung gewonnen hat. Für die speziellen Belange der medizinischen Daten¬ verarbeitung eignen sich Digitalrechner. Die Dateneingabe erfolgt dann über Lochstreifen oder auf Lochkarten bzw. direkt im one-line- Verfahren über Analogdigitalwandler. Mit EDVA können durch Programme belie¬ bige Rechenoperationen vorgenommen werden, d. h., man kann die ver¬ schiedenen biologischen Parameter zueinander in Beziehung setzen und ihre Abhängigkeit voneinander ermitteln. Durch die Eingabe des proto¬ kollierten Tätigkeitsablaufs der Versuchsperson kann die zeitliche und 69 korrelative Zuordnung von biologischen Werten zu bestimmten Bela¬ stungsvorgängen erfolgen. Zur Auswertung verschiedener biologischer Größen hat man Spezial - Meincomputer entwickelt. Solche Spezialcomputer sind z. B. Myointegra- toren (zur Auswertung des Elektromyogramms) und Analysatoren (zur Auswertung des Elektrokardiogramms und Elektroenzephalogramms). Diese Kleincomputer lassen sich immer nur für einen bestimmten Zweck verwenden. Perspektiven Die Entwicklungstendenz in der Telemetrie geht dahin, die Zuverläs¬ sigkeit der Anlagen zu erhöhen und vor allem die tragbaren Geräte noch leichter zu gestalten. Die Fühler sollen noch kleiner und noch beeinflus¬ sungsärmer gegenüber der Versuchsperson werden. Bedingt durch die Miniaturisierung der Bauelemente, dürfte es schon bald tragbare Sender und Verstärker von nur wenigen Pond Gewicht geben. Das ermöglicht es dann auch, mehrere biologische Parameter simultan zu übertragen und die Umwelteinflüsse besser zu erfassen. Die Auswertung wird sich mehr auf die automatische Auswertung durch Eingabe der Daten in der EDVA konzentrieren, wobei die klassischen Registrierverfahren nur noch Kon- trollfunktionen haben. Literatur Frucht, A.H., Matauschek, J., Kahl,W., Handbuch medizinischer Elektronik Teil III, VEB Verlag Technik, Berlin 1965 Bassan, L„ Forderungen des Physiologen und Arztes an die Biotelemetrie, Z. f. d. gesamte Hygiene u. ihre Grenzgebiete 12/1966, 9, S. 755 v. Diringhofen, E., Osypka, P., Physiologische und technische Erwägungen zur Bioinstrumentierung von Luft- und Raumfahrzeugen, Elektromedizin 9/1964, 2, S. 73 Beier, W., Börner, E., Probleme der Raumfahrtmedizin, Georg Thieme-Verlag, Leipzig 1961 Müller, E.A., Himmelmann, W., Nah- und Eern-Registriergeräte zu fotoelektri¬ schen Pulszählern, Arbeitswissenschaft 3/1960, 2 Beenken, Dum, Short distance radio telemetring of physiological information IRE Transactions on Medical Electronics 12/ 1958, S. 53 Slater,L., Biotelemetry Pergamon Press, Oxford, London, New York 1961 Frucht, A. H., Otto, E., Kleinsender zur drahtlosen Übertragung biologischer Me߬ größen vom frei beweglichen Menschen oder Tier, Deutsches Gesundheitswesen 13/1958, S. 1416 70 Ing • Helmut Bebensburg Moderne Meßgeräte für die L- und C-Messung Spulen und Kondensatoren haben neben den gewollten Eigenschaften leider auch ungewollte, durch die bei falscher Wahl von Frequenz, Span¬ nung usw. das gewünschte Meßergebnis verfälscht oder unbrauchbar wird. Selbst eine automatische Meßbrücke enthebt uns nicht immer einiger Überlegung, unter welchen Bedingungen das betreffende Bauele¬ ment gemessen oder geprüft werden darf [1]. Mögliche Meßfehler Die Verluste einer Spule kann man sich als ohmschen Widerstand in Serie oder parallel zur Induktivität vorstellen, siehe Bild 1. Mit der Güte Q = mL ‘ = L r s cu L p ist die Serieninduktivität j. _ Lp ' ~~ l.-j- l/Q* und die Parallelinduktivität Bei holler Güte ist 4 = V dagegen tritt bereits bei einer Güte Q 5 eine^Abweichung ^ 4 % auf. Bild 1 Serien- und Parallelersatzwiderstand einer Spule 71 Bild 2 Wicklungskapazität einer Spule mit Anzapfung Die Messung der Serieninduktivität wird mit Meßbrücken, die der Par¬ allelinduktivität nach dem Resonanz verfahren vorgenommen. Jede Spule hat je nach Ausführung der Wicklung eine mehr oder weniger große Eigen¬ kapazität C L (siehe Bild 2), die das Meßergebnis besonders dann verfäl¬ schen kann, wenn die Meßfrequenz nahe der Eigenresonanzfrequenz der Spule 1 2 niC^L liegt, weil bei einer Meßfrequenz f m unterhalb f 0 induktive, bei f m > f n kapazitive Werte gemessen werden. Die Meßfrequenz sollte also erheb¬ lich unter der Eigenresonanzfrequenz liegen, bzw./ 0 muß so groß wie mög¬ lich oder C L so klein wie möglich gehalten werden. Zumindest die Eigen¬ kapazität hat bekannt zu sein. Moderne i-Meßgeräte haben eine Ein¬ richtung, mit der man C L direkt messen kann. Bei Spulen mit Blechkernen nimmt bei höheren Frequenzen die Per¬ meabilität p. des Kernmaterials ab; bei der magnetischen Grenzfrequenz f g ist diese bereits auf das 0,7fache ihres Anfangswerts gesunken; z. B. liegt bei Mu-Metallblech von 0,1 mm Dicke f g bei 1,4 kHz, bei Dyn. Blech IV, 0,35 mm dick, ist/ 9 = 5 kHz, bei Ultraperm-lÖ-Blech, 0,01 mm dick, i tg -f g — 50 kHz. Die Meßfrequenz sollte daher kleiner als ^ sein. Moderne i-Meßgeräte nach dem Resonanzverfahren haben eine Skala, an der man die Meßfrequenz abliest; bei Meßbrücken kann die benötigte Meßfrequenz entweder intern gewählt oder von außen zugeführt werden. Bei Kondensatoren ist es möglich, für Präzisionsmessungen mit Me߬ brücken zur Berücksichtigung der Verluste [2] das Ersatzschaltbild (Bild 3) heranzuziehen, bei dem man sich r K und r p auch als Parallel¬ widerstand zu r p geschaltet denken kann. In Bild 3 ist C p der verlustfrei gedachte Kondensator, r p der die Verluste im Dielektrikum einschlie߬ lich Isolationswiderstand ersetzende Widerstand, r B der Serienwiderstand der Beläge bei Wickelkondensatoren, r K der Kontaktübergangswiderstand zwischen den Kontaktfahnen und den Belägen sowie L die Induktivität der Zuleitungen. Bei einen Dielektrikum mit dem in der Regel frequenzab- 72 Bild 3 Ersatzschaltbild eines Kondensators Bild 4 Kondensator mit Streukapazitäten gegen Erde hängigen Verlustwiderstand ändert sich r p mit — Der frequenzunabhän¬ gige Isolationswiderstand dagegen läßt bei sehr kleiner Frequenz r p nicht mehr unendlich groß werden, sondern eine endliche Größe annehmen. Die Kapazitätsmessung in der Parallelschaltung von G p mit r p erfolgt 2polig bei Geräten nach dem Resonanzverfahren sowie mit normalen Me߬ brücken und Leitwertmessern bzw. Verlustwinkelmeßgeräten. Dagegen ermöglichen Durehgriffskapazitätsmesser und spezielle Kapa¬ zitätsmeßbrücken die erdfreie Kapazitätsmessung in der Serienschaltung von Verlustwiderstand und Kapazität sowie in der ßpoligen Schaltung nach Bild 4, bei der die Durchgriffskapazität C12 gemessen wird und die beiden Streukapazitäten gegen Erde CIO und C20 auf beiden Seiten des Meßobjekts nicht in die Messung eingehen. Bei modernen C-Meßgeräten nach dem Resonanzverfahren können die beiden Streukapazitäten dadurch eliminiert werden, daß die eine Me߬ klemme an Masse liegt, C20 also kurzgeschlossen ist, und CIO mit einem eingebauten Trimmerkondensator auf 0 abgeglichen wird. Berücksichtigt man die Induktivität der Zuleitungen L [3], so mißt man bei der Frequenz / eine scheinbare Kapazität c m =o t [i - mn C m - Meßwert, <7 t * - Istwert, f 0 - Eigenresonanzfrequenz f — 1 . J ° 2n ITTC Für 12 mm lange Anschlußleitungen beträgt die Induktivität etwa 0,03 [J-H. Die resultierende Eigenresonanzfrequenz f 0 ist in Abhängigkeit von der Kapazität der Kondensatoren in Bild 5 mit Kurve a auf getragen. Bild 5 Eigenresonanzfrequenz von induktionsarmen Kondensatoren mit 12 mm langen Anschlußdrähten (a), zulässige Meßfre- quenz für einen Fehler von l%(b), desgl.für einen Fehler von 0,1% (c) 73 Läßt man einen Meßfehler von 1 % zu, so muß / = ~ sein, wie Kurve b in Bild 5 zeigt. y. Für einen zugelassenen Fehler von 0,1 % ist / = erforderlich (Kurve c). Bei Meßbrücken mit ihrer nicht vermeidbaren größeren Induktivität der inneren Zuleitungen zu den Meßklemmen kann die Eigenresonanzfre¬ quenz f 0 meist bis um 50 % tiefer liegen, so daß die zulässige Meßfrequenz ebenfalls entsprechend tiefer liegen muß. LC-Meßgeräte von Weltniveau Wie obige Betrachtung der möglichen Meßfehler bei der L- und C-Mes- sung erkennen läßt, bringen Meßbrücken gegenüber Geräten nach dem Resonanzverfahren (abgesehen von einer größeren Eigeninduktivität) den Vorteil der meist höheren Meßgenauigkeit. Die vor kurzem noch bei 1 % und 0,25 % liegende Meßunsicherheit konnte in jüngster Zeit auf 0,1 % [4] (5] und sogar 0,01 % verkleinert werden [6] [7]. Jedoch müssen bei Meßbrücken, abgesehen von automatischen, selbstabgleichenden Brücken [7], gewisse Schwierigkeiten bei der Bedienung im hinpendelnden Nullabgleich der Betrags- und Phasenwinkelregler in Kauf genommen werden. Eine bedeutende, besonders von Prüffeldern begrüßte Verein¬ fachung in der L- und C-Messung bringen die digitalen Meßgeräte, bei denen das fertige Ergebnis an einer 4-Ziffern-Skala abgelesen werden kann. Ein auf Grund seiner technischen Daten zu beurteilendes Gerät [8] er¬ möglicht das 2polige Messen von Induktivitäten (0 --100 p.H) mit Spulen¬ güten bis 3 (Q < 3 nach Neuabgleich) und das erdfreie, 3polige Messen von Kapazitäten (0---1000 pF) mit der Möglichkeit, von außen Vorspan¬ nungen bis ± 200 V zwischenzuschalten. Die Meßfrequenz ist konstant, quarzgesteuert 1 MHz; die Meßunsicherheit beträgt ±0,5% bei C- und ± 1 % bei L-Messungen. Allerdings liegt der Verkaufspreis des in seinen Meßbereichen beschränkten, sonst aber komfortablen Geräts beim Drei¬ fachen des analogen Meßgeräts. Die L- und C-Meßgeräte Typ 1500 und ISIS An transistorisierten Geräten für die L- und C-Messung sind im vergange¬ nen Jahr das Induktivitätsmeßgerät Typ 1500 und das Kapazitätsme߬ gerät Typ 1512 vom VEB Funkwerk Erfurt auf dem Markt erschienen. Die beiden Geräte sind durch Volltransistorisierung von so kleinen Ge¬ häuseabmessungen (253 mmx 148 mmx 205 mm), daß sie nur etwa ein Achtel des Volumens eines früher netzbetriebenen L-Messers ausmachen. Die Miniaturisierung ist nur so weit getrieben worden, daß noch keine Verringerung des Nutzungswerts eintritt [9] und weder für das Ablesen der Zahlenwerte an den Skalen ein Vergrößerungsglas noch für das 74 l»*JNNDUKTIV!rKTSMeSSG*S*! TW )5«S % mm/MM* **■«» TitN»»«*» «•«*! Bild 8 Induktivitätsmeßgerät Typ 1500 M w*m%nm%wem ?w 1512 9 Kapazitätsmeßgerät Typ 1512 Betätigen der Schalter und Drehknöpfe besondere Greifer benötigt werden. Der Betrieb erfolgt aus 2 eingebauten üblichen Flachbatterien BDT 4,5 V, die mit einer Stromaufnahme von 10 mA einen Betrieb bis zu etwa 100 Stunden ermöglichen. Das in diesem Fall benutzte Kesonanzverfahren gestattet mit der Be¬ reichsaufteilung 1 : 10 und der üblichen Skalenlänge bei 20 °C Zimmer¬ temperatur und mit der mittleren Batteriespanmmg von 8,6 V die Durch¬ führung von Messungen mit einem Meßfehler <; etwa 1 % (der Frequenz < 0,5 %). Außer für L- und C-Messungen kann an den Meßklemmen die über einen Spannungsteiler herabgesetzte Spannung des Generators für Prüfzwecke auf dem NF- und HF-Gebiet genutzt werden. Ein in Stufen im Frequenzbereich umschaltbarer und mit einem Dreh¬ kondensator kontinuierlich durchstimmbarer Oszillator liefert eine HF- Spannung der Kreisfrequenz co, lose angekoppelt an einen Meßkreis, der beim L-Messer aus der zu messenden Induktivität L x und einem eingebau¬ ten Festkondensator C m und beim C-Messer aus der zu messenden Kapazität C r und einer einge¬ bauten Meßinduktivität L m besteht. Beim L-Messer ist der eingebaute Festkondensator C m so groß (5000 pF), daß Eigenkapazitäten C L < 50 pF der zu messenden Induk¬ tivitäten Meßfehler < 1 % ergeben. Bei größerer Eigenkapazität ist L x = L 1 + 5000 L — am Gerät abgelesene Induktivität. Für den Fall einer höheren oder unbekannten Eigenkapazität C L hat der L-Messer eine Einrichtung, die es ermöglicht, Eigenkapazitäten zwi¬ schen 0 pF und 160 pF von Induktivitäten ab einer Mindestgröße zu messen. Die Messung von C L wird so vorgenommen, daß nach Aufsuchen der fi Resonanzfrequenz f x mit (C L -j- C A ) die Generatorfrequenz f 2 = ein¬ gestellt und in dieser Frequenzeinstellung mit einem eingebauten beson¬ deren Drehko wieder auf Resonanz mit (C L + C A + A C) abgestimmt wird. C A — Anfangskapazität der Schaltung, AC — Zusatzkapazität des Drehkos. Die Skala des besonderen Drehkos ist unmittelbar in Spulen¬ eigenkapazitätswerten geeicht, und der Generator hat in allen Bereichen zu den L-Skalen in bzw. mH auch Frequenzskalen in MHz bzw. kHz. 76 Aus der Resonanzbeziehung oiL = —bzw. o* 2 LC — 1 co C ist bei der 1. Einstellung in*tfL(C L + C A ) = 1 ®. Für die 2. Einstellung bei f 2 — Zusatzkapazität A C: A 2 4tfA*L(0 L + C ä + AC) = errechnet sich Resonanz mit der 1 /.= A 2 ’ eingesetzt: i A*L(k + 0 A + AC) = 1® ® in (2) eingesetzt: + C A = i (C L + C a +AC) = IC l + 1.C a + IAO t + f g a = c^izic-c, oder .Die Spuleneigenlcapazität, zuzüglich der konstanten Anfangskapazität C A , die mit einem Trimmer vom Werk auf 20 pF abgeglichen wird, ist somit gleich einem Drittel der mit dem Drehko zugestimmten Kapazität. Gemäß dem Datenblatt des Geräts ist die Eigenkapazitätsmessung von Spulen erst ab einer Induktivität von 70 pH möglich. Das hängt damit zusammen, daß für die Resonanzfrequenzbestimmung ohne eine parallel¬ geschaltete Kapazität zu der Anfangskapazität C A — 20 pF höhere Fre¬ quenzen erforderlich sind, für die das Gerät nicht eingerichtet ist. Schaltet man aber im Fall einer kleineren Induktivität eine bekannte Festkapa¬ zität parallel, so kann man die Eigenkapazität messen, wenn das Produkt L • D > 70 • 20 ^ 1400; (äH) (pF) — — z. B. mißt man Cj x von einer Induktivität L 11 pH, wenn dieser Inr duktivität eine Kapazität 0 ä 1400 L 1400 14 20 ^ 80 pF parallelgeschaltet wird. 77 Das Gerät bietet mit dieser Einrichtung somit die weitere Möglichkeit, auch Kapazitäten von 0 bis etwa 150 pF zu messen, die einer Spule be¬ kannter kleiner Eigenkapazität parallelzuschalten sind. Als geeignet erwies sich eine einlagig auf einen Maniferkern 140 (bzw. 230) von 6 mm Durchmesser auf Ölpapierunterlage gewickelte Zylinderspule mit 50 Wdg., 0,2-mm-CuL, die eine Induktivität von 60 (bzw. 33) pH und eine Spulen¬ eigenkapazität von 3 pF auf wies. Bei der 2poligen C-Messung mit einer geerdeten Meßklemme sind Me߬ fehler kaum zu befürchten. Der Meßfrequenzbereich ist so niedrig (2,1 kHz bis 1,07 MHz) gewählt, daß die Transformationseigenschaft selbst längerer Anschlußdrähte nicht in Erscheinung tritt. Andererseits sind die Meßfre¬ quenzen aber doch so hoch, daß die in der HF-Praxis auftretenden wirk¬ samen Kapazitäten auch gemessen werden können. Bei Meßbrücken mit ihrer meist im Hörbereich liegenden Meßfrequenz sind diese unmeßbar, 1 weil der Blind widerstand zu groß gegenüber dem Verlust widerstand R ist. So läßt sich nach dem Resonanzverfahren ohne weiteres die parallel zu einem 2-Mfl- oder sogar 100-kfl-Schichtwiderstand liegende Kapazität seiner Kappen von etwa 0,5 pF messen, während das mit einer mit 800 Hz betriebenen C-Meßbrücke wegen des zu kleinen Regelbereichs für Verlust¬ widerstände ausgeschlossen ist. Schaltung und Aufbau Beide Geräte sind in 3 Leiterplatten (Lpl = Oszillator, Lp2 = Anzei¬ geverstärker, Lp 3 = Meßkreis) aufgeteilt (siehe Blockschaltungen Bild 6 und 7), wodurch sich fertigungs- und servicetechnische Vereinfachungen sowie eine günstige U-förmige Anordnung der 3 Platten um die senkrecht in der Mitte des Geräts rotierende Skalentrommel ergeben. L X C LX 2x 4.5 V Bild 6 BlocJcschaUung des L-Meßgeräts Typ 1500 78 2x4,5V Bild 7 Bloekschalhmg des C-Meßgeräts Typ 1512 Der Oszillator Lpl arbeitet mit dem Transistor QF 122 in Basisschal¬ tung. Die umschaltbaren Schwingkreisspulen liegen, über eine besondere Wicklung heruntertransformiert, im Kollektorkreis, die in Serie geschal¬ teten Rückkopplungswindungen im Emitterkreis. Zur Stabilisierung dienen ein Widerstand in der Emitterleitung und ein Heißleiter an der Basisspannung. Beim L-Meßgerät ist der Oszillator umschaltbar auf 7 Frequenzbereiche, beim C-Meßgerät auf die 6 tieferen Frequenzbereiche. Die Auskopplung erfolgt beim L-Meßgerät kapazitiv über 1 pF und beim C-Meßgerät induktiv, so daß mit dem L-Meßgerät Induktivitäten von 0,05 pH bis 1,15 H und mit dem C-Meßgerät Kapazitäten von 0,5 pF bis 11 pF gemessen werden können. Die Leiterplatte Lp 3 vom L-Meßgerät enthält neben der großen Fest¬ kapazität auch die Kondensatoren mit Umschaltern für die Messung der Spuleneigenkapazität in den beiden Bereichen 0- ■■ 80- • ■ 160 pF. Der Dreh¬ kondensator ist unmittelbar über der Leiterplatte angeordnet. Infolge des begrenzten Eingangswiderstands des nachfolgenden Anzeigeverstär¬ kers werden alle Spannungsmessungen an Resonanzkreisen hinter einem kapazitiven Spannungsteiler mit einer großen Ausgangskapazität durch¬ geführt, damit die Resonanzschärfe nicht beeinträchtigt wird. Beim C- Meßgerät wird die Resonanzspannung so weit heruntertransformiert, daß die restliche Bedämpfung unbedenklich ist. Der Spannungsverlust wird durch den nachfolgenden Anzeigeverstärker ausgeglichen. Der bei beiden Geräten gleiche Anzeigeverstärker Lp2 ist breitbandig von 2 kHz bis 4,3 MHz ausgelegt und bringt eine Spannungsverstärkung von 25 dB bei maximal 5 mV Eingangsspannung. Eingangsseitig arbeitet er als Impe¬ danzwandler mit 2 galvanisch gekoppelten npn-Siliziumtransistoren SF 121 in Kollektorschaltung. Dadurch wird bei / = 2 kHz ein Ein¬ gangswiderstand von 250 kt2 erreicht. Der Ausgangswiderstand von 1 klü ist ein Schichtdrehregler zur Regelung der Verstärkung und des 79 Resonanzausschlags am Instrument, der mit dem Ein-/Aus-Schalter des Geräts kombiniert worden ist. Es schließen sich 2 kapazitiv gekoppelte, mit dem Transistor GF122 arbeitende Stufen an und der mit einer Ger- maniumgolddrahtdiode OA 721 arbeitende Gleichrichter, dessen Richt¬ strom von einem 40-p.A-Drehspuleninstrument angezeigt wird. In der ersten, mit U 0 bezeichneten Stellung des Meßartenschalters zeigt das In¬ strument die ungefähre Spannung der beiden in Serie geschalteten Flach¬ batterien an. Die Anordnung auf den Frontplatten zeigen die beiden Fotos (Bild 8 und 9). Bei beiden Geräten ist in der Mitte der Ausschnitt mit der Skalen¬ trommel und dem links davon sitzenden Bereichschalter zu sehen, rechts davon unten der Antriebsknopf für den Drehko bzw. die Skalentrommel, oben das Instrument zur Anzeige der Resonanzabstimmung und des Betriebszustands der 2 Flachbatterien (schwarzer Skalenbereich) sowie der Drehknopf vom Verstärkungsregler mit Ein-/Aus-Schalter. Links sind unten die beiden Meßklemmen und darüber beim L-Meßgerät der Knopf vom Meßartenschalter sowie darüber der Zeigerknopf mit 2 Skalen für die Messung der Spuleneigenkapazität C LX zu erkennen. Beim C-Meß- gerät befindet sich zwischen den unteren Meßklemmen und dem darüber befindlichen Betriebsartenschalter der Trimmerkondensator für die Null- punkteinstellung bei einer vergrößerten Streukapazität, die Einstell¬ schraube ist durch eine Bohrung in der Frontplatte zugängig. Literatur [1J Babrowski, G., Messen Sie die Induktivität richtig? Neues von Rohde & Schwarz 5, 14/1965, S. 35—38 [2] Babrowski, G., Welches Ersatzschaltbild bei der Kapazitätsmessung? Neues von Rohde &■ Schwarz 5, 26/1965, S. 35—38 [3] Babrowski, G., Wie beeinflussen Erdkapazitäten und Induktivität die Kapa¬ zitätsmessung? Neues von Rohde & Schwarz 5, 17, S. 31—33 [4] 1% Universal Bridge Type TF 2000, Marconi Instrumentation Vol. 9, 2/März 1963, S. 3-9 [5] 0,1 % Universal Bridge Type TF 1313 A, Marconi Instrumentation Vol. 10, 3/Dez. 1965, S. 46 [6] Kapazitätsmeßbrücke Typ 1615 A, General Radio Experimenter Bd. 36, 8/9/ Aug./Sept. 1962 der General Radio Company, West Concord, Mass., USA [7] Selbstabgleichende Präzisionsmeßbrücke 0,01% in Katalogvorschau 1967 der Wayne Kerr Company Ltd., New Maiden. Surrey, England [8] Capacitance/Inductance Meter Model 71A, Digital Capacitance/Inductance Meter Model 71D, Katalog der Boonton Electronics Corporation, Boonton N. J., USA [9] Kotowski , P., Typische Konstruktionsmerkmale der Mikrotechnik, Feinwerk¬ technik 65. Jahrgang, 2/1961, S. 43—49 80 Elektronische Datenverarbeitungs¬ anlagen (EDVA) Oberstleutnant Simjak auf dem Gefeehtsstand Die Militärspezialisten gehen heute davon aus, daß das moderne Gefecht äußerst schnell und ausgesprochen manöverreich verläuft und daß wäh¬ rend der Kampfhandlungen viele unterschiedliche technische Mittel ein¬ gesetzt werden. Daraus ergeben sich Schwierigkeiten für die Truppen¬ führung, die besonders darin bestehen, daß die Stäbe die Summe der Informationen über die Gefechtshandlungen nicht kurzfristig genug bear¬ beiten können. Um eine Entscheidung für den Kommandeur vorzuberei¬ ten, benötigen selbst erfahrene Stabsoffiziere auf Divisionsebene etwa 2 bis 3 Stunden. Während dieser Zeit kann sieh aber heute auf dem Ge¬ fechtsfeld sehr viel verändern. Dabei ist nicht ausgeschlossen, daß eine verspätete Information es dem Kommandeur nicht mehr gestattet, einen richtig begründeten Entschluß zu fassen. Wie läßt sich unter diesen modernen Bedingungen der Gefechtsverlauf operativ beeinflussen? Offensichtlich sind technische Mittel erforderlich, die in kürzerer Zeit, als der Mensch es vermag, die Probleme der Trup¬ penführung zu lösen vermögen. Es kommt jedoch erst einmal darauf an, die Prozesse herauszufinden, die nicht von Automaten übernommen wer¬ den können. Hier setzt die Kybernetik ein, die Wissenschaft, die die Pro¬ bleme der Führung mul der Verbindung in lebenden Organismen, in Maschinen und in der Gesellschaft untersucht. Mit fortschreitenden Erkenntnissen in dieser Wissenschaft hat man fest¬ gestellt, daß zwischen den Führungsprozeesen und der Signalübertragung in technischen Einrichtungen, in lebenden Organismen und in der Gesell¬ schaft keine prinzipiellen Unterschiede bestehen. Jede Führung vollzieht sich als Prozeß in einem geschlossenen Kreis. Dieser Kreis vereinigt die Führungsorgane und die geführten Organe zu einem einheitlichen Gan¬ zen. Sie sind untereinander durch die Führungsverbindungen auf der einen, über die Rückkopplung auf der anderen Seite verbunden. Auf den Füh¬ rungsverbindungen werden Kommandos und Signale übermittelt, durch die Rückkopplung wird die Kontrolle über die Reaktion des geführten Organs ausgeführt. Bei diesem sehr vereinfacht dargestellten Prozeß der Truppenführung ist der Vorgesetzte Kommandeur das Führungsorgan, 6 Elektronisches Jahrbuch 1969 81 der Unterstellte das geführte Organ. Als Führung ssignah oder Kommandos sind die Befehle des Vorgesetzten zu betrachten. Gibt es auch eine Rückkopplung? Eine zielstrebige Truppenführung wäre sinnlos, hätte der Vorgesetzte nicht die Möglichkeit, persönlich, durch seinen Stab oder mit anderen Mitteln den tatsächlichen Zustand der geführten Truppenteile sowie die Ausführung gegebener Befehle und Anordnungen zu kontrollieren. Deshalb erhält der Vorgesetzte ständig Meldungen über die Handlungen der Trup¬ pen und über die Ausführung der angewiesenen Maßnahmen. Das ist aber im Prinzip nichts anderes als die Informationsübermittlung durch eine Rückkopplung (Bild 1). Die Truppenführung wird also wie bei verschiedenen technischen Prozessen ebenfalls in einem geschlossenen Regelkreis realisiert. Die Lenkung einer Fla-Rakete erfolgt mit Signalen, die eine EDVA erarbeitet, nachdem die notwendigen Informationen (Zielkoordinaten und Koordinaten der Rakete) vom Funkmeßgerät eingegangen sind, und die ausgesendet werden. Auch in diesem Fall gibt es eine Verbindung zur Lenkung der Rakete und eine Rückkopplung zur Kontrolle. Kann man den Prozeß der Truppenführung völlig einem technischen Gerät, z. B. einer EDVA, übertragen? Um diese Frage zu beantworten, soll untersucht werden, welche Funk¬ tion der Mensch bei der Lenkung einer Rakete hat. Berechnungen der Koordinaten und Übertragung der Lenkkommandos sind ein technischer FührungsneU Gefechtsstand Bild 1 82 Prozeß, der ohne schöpferische Arbeit des Menschen während des Lenk- prozesses abläuft. Genauso verhält es sich, wenn man eine EDVA in einen geschlossenen Führungskreis bei der Truppenführung einschaltet. Die Anlage arbeitet dabei nach einem etwas veränderten Schema, weil der Mensch die Eingabedaten vorbereitet und die Rechenergebnisse erhält. Der Anlage kann man nur die technische Seite der Tätigkeit übertragen. Solche bei der Truppenführung erforderlichen Fähigkeiten, wie Denken, schöpferisches Arbeiten, Willen und Charakter, bleiben jedoch Privileg des Menschen. Der Mensch, und nur er allein, ist dazu in der Lage. Da die praktische Truppenführung des Kommandeurs und seines Stabes prin¬ zipiell aus 2 Prozessen besteht, dem sogenannten schöpferischen Prozeß und den mechanischen Handlungen, die nach bestimmten Gesetzmäßig¬ keiten ablaufen, kann der Einsatz von EDVA für diese Aufgaben im Rahmen der Truppenführung sehr wirkungsvoll sein. Die schöpferische Tätigkeit besteht vornehmlich in der Entschlußfassung für das Gefecht und in der ununterbrochenen Führung des Gefechts. Dabei schätzt der Kommandeur die Möglichkeiten des Gegners und die seiner eigenen Truppen sowohl qualitativ als auch quantitativ ein. Die qualitative Einschätzung der Truppen ist ein schöpferischer Prozeß, in dessen Verlauf verschiedene Faktoren zu berücksichtigen sind wie der moralische Zustand, die klassenmäßige Zusammensetzung, die Kampf¬ erfahrung und Gefechtsausbildung, das Verhältnis zum Gegner und zum Kriege überhaupt, die nationale Zugehörigkeit, die Zähigkeit, das Drauf¬ gängertum usw. Dazu rechnen auch die Führungsfähigkeiten der Kom¬ mandeure, ihre Kampferfahrung, ihre Ausbildung und ihre persönlichen Eigenschaften. Zur quantitativen Einschätzung der Truppen gehören: die Bestimmung der Gruppierung von Truppen, das Kräfteverhältnis, die Berechnung der materiell-technischen Mittel sowie eine Reihe anderer Berechnungen. Unter verschiedenen Bedingungen der Gefechtstätigkeit beschäftigen sich der Kommandeur und sein Stab mit jeweils anders' gearteten, vom Arbeitsumfang her unterschiedlichen Arbeiten, die aber gedanklich viel¬ fach gleichartig sind. Nimmt man z. B. die Kodierung und Dekodierung yon Informationen, das Einträgen der Lage in die Karten, verschiedene Berechnungen, die nach vorher festgelegten Regeln immer wiederkehren, die Zusammenstellung aller möglichen Meldungen; all das ist notwendig, erfordert aber viel Zeit, die im Gefecht häufig fehlt. Diese Tätigkeiten und eine Reihe quantitativer Berechnungen, die als Ausgangswerte für den Entschluß des Kommandeurs benötigt werden, lassen sich teilweise oder gänzlich mit EDVA automatisieren. Aus der bereits beschriebenen Analogie der Truppenführungsprozesse mit beliebigen anderen Regelungsprozessen folgt jedoch keineswegs, daß die Vervollkommnung der Arbeit eines Kommandeurs und seines Stabes in allen Fällen den Einsatz von EDVA erfordert. Es ist nachgewiesen. 6 * 83 daß Zug-, Bataillons- und sogar Regimentskommandeure die Truppen¬ führung dadurch bewältigen, daß sie sich durch persönliche Beobachtung des Gefechtsfelds die notwendige «Rückkopplung» für den geschlossenen Führungskreis schaffen. Anders sieht es dagegen aus, wenn die Führung über mehrere um erste! lt e Einheiten verwirklicht werden soll, wie das z. B. in Armeeverbänden häufig vorkommt. Die hohe Beweglichkeit des modernen Gefechts führt jedoch oft dazu, daß in steigendem Maße Verstümmlungen von Führungssignalen und Informationen bei den einzelnen Zwischeninstanzen auftreten. Außerdem erhöht sich die Laufzeit der Informationen und Signale von oben nach unten und von unten nach oben. Des weiteren wächst heute bei der Füh¬ rung von Einheiten und Verbänden vielfach der Informationsstrom be¬ reits so stark, daß eine Verallgemeinerung und Vorlage der Informationen in anschaulicher Form beim Kommandeur häufig erschwert ist. Zur Lö¬ sung dieses Problems sollten bereits jetzt unbedingt in den Führungskreis von Einheiten und Verbänden technische Mittel eingeführt werden, die es gestatten, in äußerst kurzer Zeit (in Sekunden oder Minuten) Informa¬ tionen zu verallgemeinern und als Meldungen von der untersten Ebene bis zu einer beliebigen Führungsebene nach oben zu vermitteln. Das Führungsschema für einen solchen Fall unterscheidet sich nicht grundsätzlich von einem allgemein geschlossenen Führungsschema. Der Unterschied zwischen beiden besteht lediglich darin, daß der Führungs¬ kreis an einer bestimmten Stelle aufgespalten wird, wobei ein Zweig über den Menschen, der andere über die EDVA verläuft und wobei auf Grund der hohen Rechengeschwindigkeit die EDVA den größeren Teil der In¬ formationen verarbeitet. Wie kann man sich diesen Prozeß im einzelnen vorstellen? Informationen von einer unterstellten Institution über die Lage und den Zustand der Truppen gelangen unmittelbar über den Rückkopplungskanal in die EDVA. Nach dem vorher eingegebenen Pro¬ gramm bearbeitet die Maschine die Daten und liefert dem Kommandeur und seinem Stab die Informationen in verallgemeinerter Form. Dadurch entfällt für den Stab die sehr arbeitsaufwendige quantitative Einschät¬ zung der Truppen, der Sammlung und die Bearbeitung von Meldungen usw. Dabei ist es möglich, daß im Ergebnis der Informationsbearbeitung ein bestimmtes Führungssignal ausgelöst wird, z. B. Fliegeralarm. Die EDVA kann dieses Signal unmittelbar über die angeschlossenen Nachrich¬ tenkanäle an alle Unterstellten übertragen. Selbstverständlich benötigt man zur Verwirklichung solcher Ideen nicht nur eine EDVA. Ergänzend dazu ist ein spezielles System erforder¬ lich. Nach Meinung von Spezialisten auf diesem Gebiet muß dieses System zur Sicherstellung der Truppenführung viele elektronische Anlagen in sich vereinigen. Bild 2 zeigt eine Variante des elektronischen Systems zur Sicherstellung der Truppenführung. Den Kern dieses Systems bildet eine EDVA (3) für 84 die Bearbeitung von Informationen auf dem Gefechtsstand. Dort befin¬ den sich auch der Kommandeur und sein Stab. Das zentrale Gerät der EDVA, eine Elektronenrechenmaschine, ist mit elektronischen Peripherie¬ geräten zur Vorauswertung der Informationen direktgekoppelt. Voraus¬ werteanlagen befinden sich in den Einheiten der Division, auf den Ge¬ fechtsständen und in den Stäben der benachbarten Teile und Einheiten ■sowie in den rückwärtigen Organen. Mit den Vorauswerteanlagen können auch die technischen Aufklärungsmittel (I), wie Funkmeßgeräte, Fernseh¬ kameras, Infrarotgeräte, Flugzeugaufklärungsgeräte u. a., verbunden sein. Die Wirkungsweise der Vorauswerteanlagen hängt von 2 wesent¬ lichen Faktoren ab: — vom Charakter der Informationen, die von den Geräten nach der Vor¬ auswertung an die zentrale Elektronenrechenmaschine gegeben werden müssen; — vom Standort der Vorauswerteanlage (bei den Gefechtseinheiten oder im Hinterland). Die Informationen können dabei visuell, in Form von Telebildern, Funk- meßimpulsen oder in Wortform gekleidet Bein. Für Textinformationen las¬ sen sich Fernschreibgeräte mit hoher Schreibgeschwindigkeit einsetzen. Man kann aber auch Bildfunkgeräte verwenden. Sie eignen sich besonders für Senden und Empfang von Schemata, Tabellen, Karten und anderen grafisch gestalteten Informationen, 85 Die Elektronenrechenmaschine in der EDVA kann zahlreiche Infor¬ mationen auf Magnetband speichern. Die Speicherkapazität liegt bei mehr als 25 • 10 6 Ziffern oder Zeichen. Die Zugriffszeit für die auf diese Weise gespeicherten Informationen beträgt weniger als eine Minute. Die Rechen¬ maschine führt auf Kommando einige zehntausend Rechenoperationen in der Sekunde aus. Jetzt entsteht die Frage: In welcher Weise werden die an Ort und Stelle vorbearbeiteten Informationen an die EDVA über¬ tragen? Ist dazu ein spezielles Nachrichtennetz erforderlich? Allgemein wird diese Frage verneint. Das elektronische Führungssystem der Division muß sich auf das vorhandene Naehrichtensystem stützen. Mit Hilfe des elektronischen Führungssystems können im Zusammenwirken mit den Aufklärungsgeräten, der EDVA usw. Meldungen gesammelt, analysiert und bearbeitet werden. Darunter fallen Meldungen über den Gegner, über die eigenen Truppen und andere Informationen. Über das Nachrichten¬ system der Division lassen sich diese Informationen an die EDVA und an beliebige andere Stellen übertragen, an denen die Informationen benötigt werden. Die zur EDVA übertragenen Informationen, die im wesentlichen von der Elektronenreehenmaschine bearbeitet werden, müssen zu einem Schaltpult auf dem vorgeschobenen Gefechtsstand gelangen. Auf diesem Gefechtsstand der Division kann die Darstellung der Informationen in vielfältiger Weise erfolgen: auf Fernsehempfängern, auf Funkmeßbild - sehirmen, auf speziellen, veränderlichen Karten, Schemata usw. Dadurch ist es möglich, ständig ein Abbild des Geschehens auf dem Gefechtsfeld nachzuzeichuen und die Lage anschaulich darzustellen. Durch ununter¬ brochenes Beobachten des Gegners dürfte es möglich sein, soviel Daten in das elektronische Führungssystem einzugeben, daß Lage und Lagever¬ änderungen gegnerischer Einheiten grafisch wiedergegeben werden kön¬ nen und daß sich danach die Geschwindigkeit der Einheiten, ihre zahlen¬ mäßige Stärke und andere notwendige Angaben direkt aus der Lagedar¬ stellung festlegen lassen. Die durch das elektronische Führungssystem gesammelten und be¬ arbeiteten Informationen versetzen den Stab in die Lage, genaues Karten¬ material über das Gebiet der Gefechtshandlungen anzufertigen. In diese Lagekarten kann man die Begrenzungslinien der Geländeabschnitte, die besonders gedeckt werden müssen, Verteidigungsanlagen und andere Elemente der Gefechtslage eintragen. Die auf diese Weise gewonnene Lageübersicht läßt sich mit den zur Verfügung stehenden Nachrichten¬ mitteln an die Divisionsstäbe, an die Korpsstäbe und an den Armeestab direkt übertragen. Spezialisten, die sich mit der Entwicklung von automa¬ tisierten Führungssystemen beschäftigen, vertreten die Ansicht, daß der¬ artige Anlagen und Geräte für den Kommandeur sowohl im Angriff als auch in der Verteidigung eine große Hilfe sind. Man unterstreicht beson¬ ders, daß Geräte, die kurzfristig Informationen von mit Fernseh- und Funkmeßgeräten ausgerüsteten Flugzeugen und unbemannten AufkliL 86 rungsmittein bearbeiten, die wichtigen Kontrolltätigkeiten des Stabes vereinfachen. Dazu gehören z. B. Kontrolle von Verteidigungsstellen der eigenen Truppen oder Überwachung, Wahl UHd Ausführung der Tar¬ nung gegen verschiedene gegnerische Aufklärungsmittel. Natürlich können die EDVA von elektronischen Führungssystemen im Rahmen der Division über Nachrichtenverbindungen mit gleich¬ gearteten Anlagen verbunden werden, die möglicherweise sehr weit ent¬ fernt sind. Dadurch läßt sich ein System von untereinander verbundenen Zentren im Armeestab und darüber hinaus für einen ganzen Kriegsschau¬ platz schaffen. Für die Organisation eines elektronischen Führungssystems im Rahmen der Armee können die gleichen Geräte verwendet werden wie im Divisionsmaßstab. Der Unterschied zwischen beiden besteht lediglich m der Kapazität für die Datenverarbeitung. Die Anlagen sind also ent¬ sprechend größer. Solche Systeme werden allerdings nicht mehr nur für die unmittelbare Führung von Gefechten, sondern auch für die Planung von Gefechten und Operationen eingesetzt. Bei der Planung von Operationen im Armeemaßstab kann man mittels elektronischer Systeme verallgemeinerte Angaben über den Gegner, über das Gebiet der Handlungen, über örtliche Gegebenheiten und klimatische Bedingungen, über Möglichkeiten der Verlegung von Truppen auf dem Luftwege und über andere Fragen sammeln. Auf Grund der genannten Informationen werden verschiedene Varianten des Gefechtshandlungs¬ verlaufs entwickelt- Diese Varianten sind dann mit speziellen EDVA durchzuspielen. Dabei werden auch Reaktionshandlungen des Gegners mit eingegeben. Doch können diese Vorarbeiten nicht als endgültiges Kriterium für die Bewertung des angenommenen Entschlusses oder der gewählten Operationsvariante gelten. Der Entschluß bzw. der Opera¬ tionsplan hängt von genaueren und vollständigeren Informationen über den Gegner und über seine Handlwgen ab. Die Ergebnisse der EDVA und eine Reihe anderer Faktoren, wie der moralische Zustand der Trup¬ pen, die Qualität ihrer Ausbildung usw., tragen wesentlich dazu bei, dem Kommandeur die Entschlußfassung zu erleichtern; man kann mit größe¬ rer Wahrscheinlichkeit auf einen erfolgreichen Ausgang der Operationen rechnen. Real denkende Militärwissenschaftler sind längst von der Idee des Knöpf - chenkriegs abgekommen und vertreten die Meinung, daß EDVA bei der Truppenführung niemals den Menschen ersetzen können. Die EDVA nimmt dem Menschen sehr viel mechanische Arbeit ab und ist für den Kommandeur und seinen Stab bei der Führung der unterstellten Einheiten ein echtes Hilfsmittel, um entsprechend den gestiegenen Anforderungen im modernen Gefecht richtige Entscheidungen zu treffen. 87 Wir fertigen: Halbleiterdioden Elektronische Meßgeräte Oszillografenröhren Empfängerröhren VEB FUNKWERK ERFURT Erfurt, Rudolfstraße 47 Telefon: 580 • Telegramm : Funkwerk Erfurt ESiiSnS Ing. Theo Reck — DM 2 AXO Klein — kleiner — am kleinsten Betrachtungen zur Mikroelektronik Anfang des 20. Jahrhunderts begann ein neues Kapitel technischer Entwicklung. Telegrafen- und Telefonnetze entstanden, mit der Erfin¬ dung der Elektronenröhre war bereits ein Stand erreicht, der von der Schwachstromtechnik über die Nachrichtentechnik zur heutigen Elektro¬ nik führte. Der Begriff Elektronik wird dabei definiert als Erfassung, Übertragung, Verarbeitung und Anzeige elektronischer Nachrichten (In¬ formationen, Daten und Signale). In den elektronischen Anlagen selbst nahm die Zahl der Bau- bzw. Schaltelemente rapid zu: Waren es 1920 etwa 10, so sind es heute in kom¬ plizierten Anlagen mehr als 100000. Das Bild zeigt diese Entwicklung, die man als geradlinig betrachten kann. Je mehr Schaltelemente zu einem System vereinigt werden, um so größer wird das Streben nach einer Ver¬ ringerung der Masse und des Volumens aller Bauteile. Ein markantes Beispiel für diese Notwendigkeit ist die Tatsache, daß die elektronische Ausrüstung eines für militärische Aufgaben gebauten Flugzeugs im Jahre 1950 eine Masse von 5 t überschritten hatte. Bis 1952 waren die Verklei¬ nerung der Induktivitäten (durch den Einsatz hochpermeabler Eisen¬ kerne), der Einsatz von Miniatur- und Subminiaturröhren sowie die gedruckte Schaltung die markantesten Merkmale auf dem Weg zur Miniatu¬ risierung. Eine neue Ära begann mit der Halbleitertechnik. Diese Verstär¬ kerelemente haben vor allem die Eigenschaften, die es ermöglichen, das Volumen von elektronischen Geräten wesentlich zu verringern. Das wird 89 nicht allein durch die Abmessungen des Transistors bestimmt, sondern durch den Wegfall der Heizleistung ist ein weit dichterer Aufbau möglich. Weit geringere Spannungen als bei Röhren gestatten die Verkleinerung von Widerständen, Kondensatoren und anderen passiven Bauelementen. Die Technologien, mit denen bei Anwendung der Halbleitertechnik eine Miniaturisierung angestrebt und erreicht worden ist, sind sehr zahl¬ reich. Sie lassen sich aber in 4 wesentliche Hauptgliederungen aufteilen, wie es die Tabelle darstellt. Übersicht über moderne Elektroniktechnologien Verfahren Technologie Bauelemente H Minlaturelekfcronik Subminiatur¬ technik kleinste konventionelle Bau¬ elemente 10 (mit diskreten Bau¬ elementen) Mikromodul¬ technik genormte quadratische Bau¬ elemente 10 Mikroelektronik integrierte Dünn¬ filmtechnik mehrere Bauelemente auf ge¬ meinsamem Trägerplättchen (Filme auf Festkörper) 100 (mit integrierten Bauelementen) integrierte Halb¬ leitertechnik mehrere Bauelemente in ge¬ meinsamem Einkristall (Dotie¬ rungszonen im Halbleiter) 1000 Unter Subminiaturtechnik versteht man alle Bauweisen, die aus der Miniaturisierung konventioneller Schaltelemente hervorgegangen sind. Man geht also dabei nur von einer extremen Verkleinerung der Bauele¬ mente aus. Die Bauelemente werden in gleicher Weise wie die konven¬ tionellen hergestellt. Sie unterscheiden sich in der Form kaum von diesen, lediglich in der Größe. Die kleinsten Widerstände sind etwa 2,5 mm lang bei einem Durchmesser von 0,8 mm. Allgemein verwendet man Wider¬ stände von 1 / 20 W, die 3 mm Durchmesser haben und eine Länge von 8 mm. Entsprechende Abmessungen weisen die anderen Bauelemente — Kondensatoren, Dioden u. a. — auf. Für die Transistoren werden meist Silizium-Planartransistoren mit Kunststoffgehäuse gewählt. Man strebt kleine Kollektorströme an, um die Eigenerwärmung bei minimalen Wer¬ ten zu halten. Solche Schaltelemente lassen sich auf Träger aufbringen (ähnlich der bekannten gedruckten Schaltung, nur wesentlich kleiner) und zusammen¬ setzen. Diese Einheiten nennt man Funktionsblöcke. Der zunehmende Bedarf an elektronischen Ausrüstungen im und nach dem zweiten Weltkrieg verlangte völlig neue ökonomische Fertigungs- 90 methoden. Die möglichst automatische Fertigung elektronischer Bausteine oder ganzer Geräte war das Ziel. Der Weg dahin wurde erstmals mit dem Projekt Tinkertoy in den 50er Jahren beschritten. Diese Technik bezeich¬ net man nach dem Einsatz der Halbleitertechnik 1957/58 als Mikromodul¬ technik (eine Bezeichnung, die in den letzten Jahren fälschlicherweise oft als Sammelbegriff gebraucht wurde). Ein einheitlicher Trägerkörper bildet die Basis für alle Schaltelemente. Je nach Funktion werden auf diesem Träger, der aus Keramik besteht, Widerstandsschichten, Elektro¬ denbeläge und dielektrische Schichten für Kondensatoren sowie Leiter¬ bahnen mittels Siebdruck aufgebracht. Die Geräte, die aus diesen Tinker- toy- Baugruppen zusammengesetzt waren, erreichten Schaltelementedicbten von 0,3 cm 3 . Der nächste Schritt nach der Subminiatur- und der Mikromodultechnik ist die eigentliche Mikroelektronik , die auf oder in einem geiheinsamen Trägerkörper mehrere Schaltelemente zu elektronischen Grundschaltungen vereinigt. Man bezeichnet sie als integrierte Schaltungen. Bei der integrier¬ ten Halbleitertechnik werden eine Vielzahl von Halbleitern in einem ge¬ meinsamen Kristall so kontaktiert, daß eine funktionsfähige Schaltung entsteht. Bei der integrierten Dünnfilmtechnik wird davon ausgegangen, daß es möglich ist, fast alle Schaltelemente als dünne metallische, halb- leitende oder isolierende Schichten darzustellen. Integrierte Halbleiter¬ und Dünnfilmtechnik ergänzen sich ausgezeichnet. In ihrer Kombination nennt man sie Hybridtechnik. In den jüngsten Jahren hat die gesamte Mikroelektronik in aller Welt einen großen Aufschwung genommen. Dieser drückt sich weniger in der Applikation mikroelektronischer Bauelemente aus, sondern weitaus mehr in der Vielfalt der angewendeten Verfahren. Die Ziele, die bei der Ent-’ wicklung der Mikroelektronik verfolgt werden, sind folgende: Gewichtsverminderung V olumen Verminderung Steigerung der Zuverlässigkeit (und damit der Wirtschaftlichkeit) Steigerung der Grenzfrequenz und der Schaltgeschwindigkeit (wichtig für den Einsatz elektro¬ nischer Geräte in mobilen Anlagen); (dafür gilt das Obengesagte; wei¬ terhin Verringerung der Baukosten von Betriebsräumen); (geringer Wartungs- und Repara¬ turaufwand, Ausschluß mensch¬ lichen Versagens,. Einsatz an un¬ zugänglichen Orten wie Tiefsee- verstärker, Satelliten usw.); (durch Realisierung von hoch- kanalzahligen Übertragungsanla¬ gen, Datenverarbeitung usw.). 91 Obwohl heute schon eine fast kaum überschaubare Anzahl von Fest¬ körperschaltkreisen für analoge und digitale Anwendung gefertigt werden, kann man mit Sicherheit behaupten, daß bis zur grundsätzlichen Anwen¬ dung noch Jahre vergehen. Inzwischen ist man bemüht, die Diffusion«-, Isolations- und Markierungstechnologien so zu vervollkommnen, daß man Festkörperschaltkreise auch in relativ kleinen Stückzahlen wirtschaftlich herstellen kann. Der Einsatz von Elektronenrechnern zur Entwicklung und Herstellung der Schaltungen spielt dabei eine große Rolle. Das Inein¬ anderfließen von Schaltkreis- und Geräteherstellung erfordert dabei völlig neue Arbeitsstrukturen der Erzeugerbetriebe. Für die umfassende An¬ wendung dieser Technik rechnen führende Elektronikfirmen etwa mit dem Jahr 1972. Noch ungenügend lassen sich die Forderungen erfüllen, wenn bei der Analogtechnik höhere Selektionseigenschaften auftreten. Induktivitäten und Kapazitäten kann man in integrierter Technik nur mit kleinen Wor¬ ten bei relativ hohen Verlusten verwirklichen. Wendet man RC-Netz- werke an, so ist der Aufwand höher, außerdem stört die mangelhafte Stabilität. Ausblick Die Mikroelektronik steht erst am Beginn ihrer Entwicklung. Nicht zu¬ letzt gibt es bei vielen Geräten noch ein Mißverhältnis von Masse und Volumen der Bauelemente zu dem der zugehörigen Bauteile wie Konstruk¬ tionselemente der Geräte, Bedienungsknöpfe, Skalen. Die Größe dieser Bauteile wird aber durch die Körpermaße des Menschen bestimmt, der ja den Abstimmknopf betätigen, die Skala ablesen soll. Aufgabe wird es deshalb sein, völlig andere Möglichkeiten der Bedienung und Kontrolle (mittels elektronischer Vorgänge) zu finden. Der besondere Vorteil der Mikroelektronik liegt in der großen Zuver¬ lässigkeit der Schaltungen und in dem realisierbaren hohen Automatisie¬ rungsgrad. Dadurch wird eine ökonomische Fertigung möglich. Die erreichbare Bauelementendicbte erhöht sich ständig. Durch die Ver¬ besserung der Dünnfilmtechnologie, durch den Einsatz der Feldeffekt- und Metall-Oxid-Silizium-Technik (FET + MOSFET) liegt die Größen¬ ordnung bei über 100000 Schaltelementen je cm 3 . In der Entwicklung befinden sich mikroelektronische Schaltungen fast ohne Kontaktstellen mit bisher unerreichter Temperaturstabilität, Schalt¬ frequenz und Übertragungsfrequenz. Für die Zukunft erhofft man eine Molekularelektronik, deren Elemente komplexe elektronische Funktionen ausführen können, ohne daß die innere Struktur ihres Körpers physi¬ kalisch differenziert werden muß. Man denkt dabei an ähnliche Effekte, wie sie in Schwingquarzen und mechanischen Filtern auftreten. 92 In den nächsten Jahren wird sich die Mikroelektronik ständig weiter¬ entwickeln. Besonders in der Datenverarbeitung und -Übertragung, wo man sie schon heute praktisch anwendet, dürfte sie weiter Vordringen. Messen, »Steuern und Regeln — dem Menschen schon unentbehrliche Tätigkeiten — sind ohne Mikroelektronik kaum denkbar. Literatur Lewicki, A., Einführung in die Mikroelektronik, München, Wien, Verlag R. Olden- bourg 1966 Khambata, Adi J., Einführung in die Mikroelektronik, VEB Verlag Technik, 1966, Berlin o.V., Funktechnik 1966, Nr. 22, S. 806, Berlin-Borsigwalde — Was ist schneller ? Licht oder Schall'? — Lieht natürlich! — Wieso ? — Belm tv ist immer der Ton eher da! 93 Ein grundlegendes Nachschlagewerk für Ama¬ teure und Praktiker über die wichtigsten tech¬ nischen Daten und Sockelschaltungen von Röhren, Quarzen und Halbleitern der DDR, Westdeutschlands sowie der sozialistischen und kapitalistischen Länder ist der Band 2 des RÖHREN-TA SCH EN BUCH ES", der auch mehrjals 1000Transistortypen erfaßt.Sämtliche Bezeichnungen und Erläuterungen werden in deutscher, englischer und russischer Sprache gegeben. „Besonders hervorzuheben ist, daß nun eine große Anzahl sowjetischer Röhren und Transistoren enthalten sind. . . . Das umfangreiche Halbleiterverzeichnis und die Vergleichstabelle werden allen Benutzern gute Dienste leisten Die Technik, Berlin * RÖHREN-TASCHENBUCH Band 2 ■ Fern¬ sehbild- und Oszillografenröhren, Katoden¬ strahlröhren, Polarkoordinatenröhren, Igno- tronröhren, Magnetronröhren, Klystronröhren, Wanderfeldröhren.Karzlnotronröhren, Quarze, Germanium- und Siliziumdioden,Transistoren, Fotodioden, Halbleiter-Vergleichstabelle, Foto¬ zellen, Spannungsregelröhren, Strahlungs¬ zähler, Thermokreuze, Stromregelröhren. Von W. Beier 3., ergänzte und berichtigte Auflage 696Seiten, Halbleinen 18,80M Dieses bedeutende nachrichtentechnische Hilfsmittelfist durch jede Buchhandlung erhältlich. Gesamtverzeichnis über elektrotechnische Fachliteratur steht zur Verfügung. VEB VERLAG TECHNIK • 102 BERLIN Kybernetik und Psychologie A. Sacharow, Wissenschaftlicher Sekretär der Sektion Kybernetik und Psychologie der Akademie der Wissenschaften der UdSSR Die Entwicklung der Kybernetik und ihr Eindringen in sämtliche wissen¬ schaftliche Disziplinen verstärkte auch das Bestreben, komplizierte und schwer zugängliche Vorgänge in der Psyche des Menschen aus kyber¬ netischer Wicht zu untersuchen. In der Psychologie begann man mit Versuchen, das Verfahren kybernetischer Modellierung, die Informations¬ theorie und die Theorie der Algorithmen anzuwenden. Selbstverständlich stützte man sich bei der Schaffung einer neuen Wis¬ senschaft von den Kegelsystemen sowohl auf die Ergebnisse der techni¬ schen Wissenschaften als auch auf die der Biologie. Norbert Wiener, einer der Begründer der Kybernetik, kannte nicht nur sehr gut die Erkennt¬ nisse Pawlows, sondern nutzte sie auch in seinen Arbeiten aus. Das Ziel der Kybernetik besteht darin, möglichst vervollkommnete, optimale Regelungssysteme aufzubaucn. Allerdings sind die von den heu¬ tigen kybernetischen Anlagen erfüllbaren Aufgaben und Funktionen lediglich ein Bruchteil dessen, was das menschliche Gehirn vermag. So ist man heute z. ß. noch weit davon entfernt, das Problem der Maschinen¬ übersetzung endgültig zu lösen. Die heute vorhandenen Elektronen¬ rechenmaschinen (ERM) können lediglich einfachen Spezialtext (nach¬ trägliche Redaktion erforderlich!) übersetzen. An die Übersetzung von belletristischen Werken ist derzeitig noch nicht zu denken. Das gleiche gilt hinsichtlich des Erkennens von Schriftzeichen. Der Mensch kann Wörter lesen, die in einer beliebigen Schrift geschrieben oder gedruckt sind, er nimmt das gesprochene Wort auch unter den Be¬ dingungen eines hohen Geräuschpegels auf. Dagegen können selbst die modernsten ERM vorläufig noch nicht mit dem menschlichen Ohr oder dem menschlichen Auge konkurrieren. Wieviel schwierige Aufgaben gibt es darüber hinaus noch, die täglich vom Menschen in Wissenschaft und Produktion, im Führungs- und Leitungsprozeß gelöst werden, und die die Fähigkeiten eines «maschinellen Gehirns» übersteigen. Diese Aufzählung ungelöster Probleme, die «Achillesferse» der heutigen Kybernetik, darf aber nicht dazu führen, daß man die Möglichkeiten der Kybernetik unterschätzt. Es wäre naiv, zu erwarten, daß man alles Schöne 95 augenblicklich zu schaffen und jahrhundertealte Probleme mit einem Schlag zu lösen vermöchte. Es ist klar, daß noch eine schwere und müh¬ same Arbeit bevorsteht. Doch es gibt keinen Zweifel, daß die von der Kybernetik zu lösenden Aufgaben, in erster Linie die Entwicklung eines Modells vom menschlichen Denken, realisiert werden können. Ein anderer Aspekt des Verhältnisses zwischen Kybernetik und Psychologie: Die Psychologie scheint nach den bisherigen Erkenntnissen dazu berufen, eng¬ ster Verbündeter der Kybernetik zu sein. Daher sollen kybernetische Anlagen entwickelt werden, die höhere intellektuelle Fähigkeiten des Men¬ schen modellieren; und dafür ist die Kenntnis der psychologischen Mecha¬ nismen seinor Denktätigkeit erforderlich. Mit anderen Worten: Man muß wissen, wie der Mensch verschiedenartige Aufgaben löst. Gruppen von Psychologen und Kybernetikern haben sich zusammen¬ gefunden, die auf eine neue Weise an die Erforschung des Denkens heran- gehen. Hilfe leistet ihnen hierbei die elektronische Rechenmaschine. Zu¬ nächst wird aufmerksam beobachtet, wie der Mensch die eine oder andere Aufgabe löst. Mit einem Beobachtungsprotokoll werden die wesentlichen bei der Lösung einer Aufgabe angewendeten Verfahren und Schritte ana¬ lysiert. (Der Versuchsperson wird aufgegeben, laut denkend eine Aufgabe zu lösen.) Auf Grund einer solchen Analyse arbeiten die Wissenschaftler ein Programm für die ERM aus. Auf diese Weise sind sogenannte heuri¬ stische Programme aufgestellt worden, die Theoreme* aus der mathema¬ tischen Logik beweisen können und die auch Programme für das Schach¬ spielen (aber bei weitem noch nicht auf dem Niveau der Großmeister) ausarbeiten. Zweck dieser Arbeiten ist, mit Hilfe von ERM die eine oder andere Denktheorie auf ihre Richtigkeit zu überprüfen. Wenn das vor¬ gegebene Programm bei der Abarbeitung in der ERM nicht das gleiche Resultat ergibt wie beim Menschen, so kann man begründet schlußfol¬ gern, daß in unserem Wissen vom menschlichen Denken noch Lücken vor¬ handen sind, daß wir unvollständige oder falsche Beobachtungen gemacht haben. Das Programm ermöglicht es, die Handlungen des Menschen und die der Maschine in ihren einzelnen Etappen miteinander zu vergleichen. Dabei gibt es noch große Schwierigkeiten, Sie resultieren in erster Linie daraus, daß die Arbeitsergebnisse des Menschen und der Maschine über¬ einstimmen, was aber noch lange nicht heißt, daß beide die Aufgabe gleich lösen. Das gleiche Resultat kann auf verschiedenen Wegen erreicht werden. Andere Schwierigkeiten ergeben sich aus der Unvollkommenheit der heutigen ERM. Ihr «Gedächtnis» ist anders organisiert als das mensch¬ liche, ihre «Sprache» noch sehr weit entfernt von der menschlichen. Die Maschine kann nicht in Vorstellungen «denken» (diese Fähigkeit ist aber für die Lösung vieler Aufgaben erforderlich). * Das Lösen einiger Verwaltungsaufgaben durch den Menschen imitieren. 96 Mensch Er ist fähig, in unerwarteten (unvorhergesehenen) Situationen zu arbeiten; hohe psy¬ chische Beweglichkeit und Anpassungsfähigkeit an sich verändernde äußere Einwir¬ kungen; er kann nach vielen Programmen arbeiten. Er ist imstande, unzureichende (unvollständige) Informationen auszuwerten und vollständige (einheitliche) Vorstei - lungen über einzelne Ereignisse zu entwickeln. Die Möglichkeiten für die Wahl der Art des Handelns ist groß; er kann vorhandene Reserven schnell ausnutzen und Fehler korrigieren. Die ■*Durchlaßfähigkeitd. h. die Zahl von Informationen je Zeiteinheit, die er verarbeiten kann, ist begrenzt. Verringerung der Arbeitsfähigkeit infolge Ermü¬ dung, Nachlassen der Aufmerksamkeit, Einwirkung emotionaler Faktoren. Rechen¬ operationen werden relativ langsam und ungenau ausgeführt Maschine Es ist äußerst kompliziert, praktisch unmöglich, alle Zufälligkeiten vorher zu program¬ mieren; die Maschine ist wenig flexibel, kompliziert im Aufbau und für Mehrprogramm¬ betrieb sehr aufwendig. Sie kann keine unvollständigen Informationen verarbeiten. Wenn das trotzdem in bestimmten Grenzen möglich sein soll, dann mit großem technischem Aufwand (Kompliziertheit der Struktur und des Programmierens). Die Möglichkeiten, die Art des Handelns zu wählen, sind begrenzt; Fehler können nur in geringem Umfang korrigiert werden. Die Durchlaßfähigkeit dagegen ist sehr hoch. Praktisch besteht bei der Maschine eine konstante Arbeitsfähigkeit bei Gewährleistung der vorgegebenen Zuver¬ lässigkeit. Die Maschine kann schnell und mit großer Genauigkeit rechnen 7 Elektronisches Jahrbuch 1969 97 Alle diese Schwierigkeiten können in Zusammenarbeit von Kyber¬ netikern, Psychologen, Neurophysiologen und Technikern überwunden werden. Der Weg der heuristischen* Programmierung erscheint dabei viel¬ versprechend. Die Psychologie ist auf dem Gebiet der automatischen Regelung ein nicht minder enger Mitarbeiter der Kybernetik. Anfangs glaubte man, daß mit zunehmender Automatisierung der Produktion der Mensch immer weniger an ihr teilnehmen wird. Heute zeigt jedoch die Praxis, daß man ohne Menschen in keinem automatisierten System auskommen kann; seine Mitarbeit ist in jedem beliebigen Regelungssystem erforderlich. Die Maschine kann zunächst noch nicht mit dem Menschen konkurrie¬ ren, dessen Hauptvorzug darin besteht, daß er unter schwierigen, sich ändernden Bedingungen Aufgaben schöpferisch zu lösen vermag. Zum besseren Verständnis dieser Lage seien einige Vergleiehsdaten über die Möglichkeiten des Menschen und die der ERM angeführt (siehe Bildtext). Automation sowie Entwicklung großer automatisierter Systeme führten zu einem neuen Zweig in der Psychologie, zur Ingenieurpsychologie. Ihr obliegt es, zusammen mit den Konstrukteuren, Ingenieuren, zusammen mit allen, die diese Systeme schaffen, den Platz des Menschen im System Mensch-Maschine wissenschaftlich zu bestimmen. Allerdings wird auch die Meinung vertreten, daß die Ingenieurpsychologie als Folge der von Technikern und Konstrukteuren herausgefundenen Unzulänglichkeiten des menschlichen Organismus entstanden ist. In der ausländischen Presse ist z. B. mitgeteilt worden, daß bei Flugzeugen, die mit ßfacher Schall¬ geschwindigkeit fliegen, zahlreiche Unfälle dadurch hervorgerufen werden, daß die Flugzeugführer ggf. vor dem Flugzeug Gegenstände sehen, die sich tatsächlich bereits einige hundert Meter hinter dem Flugzeug befinden. Die amerikanische Statistik behauptet, daß ein bedeutender Teil von Havarien in der Luft nicht auf technisches, sondern auf menschliches Versagen zurückzuführen ist. Wäre es aber nicht logischer, weniger von den beschränkten Fähig¬ keiten des Menschen als von der Unvollkommenheit der vorhandenen technischen Vorrichtungen und ihrer mangelnden Anpassung an die menschlichen Fähigkeiten zu sprechen? (Siehe hierzu auch Elektronisches Jahrhuch 1967.) Die Ingenieurpsychologie ist ein unentbehrlicher Helfer bei der Kon¬ struktion und Entwicklung verschiedener automatisierter Systeme. Wenn dieser wissenschaftliche Zweig auch noch sehr jung ist, so hat er doch be¬ trächtlich zur Organisation der modernen Produktion beigetragen. Heute spielen die Vorschläge und Empfehlungen der Ingenieurpsychologie bei der Entwicklung verschiedener Glieder eines Systems eine große Rolle. * Heuristik = Erfindungskunst; Lehre, auf methodischem Weg durch versuchs¬ weise Annahme Neues zu finden. 98 Sie gibt Antwort auf die unterschiedlichsten Fragen: Wie stark soll die Beleuchtung der Arbeitsplätze und die der Informationsgeräte sein; wie müssen Zeiger und Skalen von Kontrollgeräten gestaltet sein; welche Ziffern und Buchstaben erkennt der Mensch besser und welche schlechter; wie groß darf der Informationsumfang sein, den der Mensch (unter be¬ stimmten Bedingungen) aufnehmen, im Gedächtnis behalten und verarbei¬ ten kann; wie können Schaltpulte besser aufgebaut werden; wie findet man die geeignetsten Menschen für diese Schaltpulte und wie bildet man sie aus; wie werden Kollektive, Gruppen für gemeinsame Arbeiten (z. B. Besatzungen von Raumschiffen) ausgewählt usw. Mit einem Wort, die Ingenieurpsychologen haben ausreichend Arbeit. Ein ausländischer Wissenschaftler hat einmal darauf hingewiesen, daß unter kapitalistischen Verhältnissen die Automatisierung jeden mit Ar¬ beitslosigkeit bedroht außer den Ingenieurpsychologen. Dieser kleine Beitrag gestattet nicht, über die vielseitigen Verbindungen der Kybernetik und der Psychologie umfassend zu berichten. Ob man will oder nicht, man muß vieles weglassen. Es wäre aber falsch, nicht doch noch bei den Ideen und den Mitteln der Kybernetik im Bildungsprozeß zu verweilen. Bis zu einem bestimmten Zeitpunkt sind die Bildungsprobleme nicht derart alarmierend in den Vordergrund getreten. Heute dagegen ist die Lage ganz anders. Man hat errechnet, daß sich z. B. um das Jahr 2000 der Wissensumfang alle 5 bis 7 Jahre verdoppeln wird. Unermeßlich stei¬ gen (und werden weiterhin steigen) die Anforderungen an alle Spezialisten. Zwangsläufig stellen sich folgende Fragen: Ist die Wissensvermittlung rationell aufgebaut? Entsprechen die aus der Vergangenheit übernommenen und erprobten Methoden der Wissensvermittlung den neuen Lebensbedingungen? Ist es nicht an der Zeit, bessere Bildungsergebnisse in kürzerer Zeit zu errei¬ chen? Bei der Suche nach Antwort auf diese Fragen wenden wir uns der Kyber¬ netik zu, weil der Bildungsprozeß als ein Regelungssystem betrachtet werden kann. Dieser Regelkreis umfaßt den Lehrer, die Lehrbücher und Ausbildungsunterlagen auf der einen Seite, die Schüler mit ihren Beson¬ derheiten an Aufmerksamkeit, Wahrnehmungsvermögen, Gedächtnis¬ leistungen, Denkvermögen usw. auf der anderen Seite. Damit dieses System nun wirkungsvoll funktioniert, muß der Lehrer rechtzeitig und umfassend wissen, ob der Schüler das vermittelte Wissen aufgenommen und verarbeitet hat. In dem Fall, da der Regelkreis ver¬ stimmt ist (d. h., wenn der Stoff nur mangelhaft oder falsch aufgenom¬ men wurde), muß der Lehrer die regelnden Signale verändern, d. h. ihre Einwirkung dem Schüler anpassen. Kann nun ein Lehrer unter den Be¬ dingungen des Klassen- und Gruppenunterrichts vor 30 bis 40 Schülern 7* 99 oder 200 Studenten rechtzeitig bei der Stoffdarlegung kontrollieren, wie die Informationen von dem einzelnen Schüler aufgenommen wurden? Das kann er nicht! Daher haben Wissenschaftler vorgeschlagen, den Unterrichtsprozeß zu automatisieren. Kybernetiker, Psychologen und Pädagogen träumen davon, solche automatischen Geräte zu schaffen, die die Rolle des Lehrers übernehmen und dabei die Fähigkeiten und das Können jedes Schülers erkennen und im Unterrichtsprozeß berücksichtigen. Die derzeitig vorhandenen Lehr¬ maschinen (Examinatoren, Repetitoren, Trainer usw.) sind jedoch noch weit davon entfernt, diesen Traum zu erfüllen. Der Einsatz dieser Geräte im Unterrichtsprozeß beweist jedoch, daß (wenn mit ihnen wissenschaftlich begründete Programme abgearbeitet werden) eine Steigerung der Wissensqualität bei den Schülern möglich ist und Zeit eingespart wird. Die Forschungen gehen weiter. Es werden immer bessere, dem einzel¬ nen Schüler angepaßte Lehrmaschinen für den Unterrichtsprozeß ent¬ wickelt. Zweifelsohne öffnet die weitere erfolgreiche Zusammenarbeit zwischen Kybernetikern und Psychologen Türen zu neuen Gebieten, die bisher für den Menschen unzugänglich waren. «Radio», Nr. 3/1967 USA-Importartikel Wissenschaftler 1970 werden die USA etwa 200000 mehr Wissenschaftler und Techniker benötigen , als sie selbst ausbilden können. Die Werber der amerikanischen Monopolunternehmen kurbeln deshalb in aller Welt ihr Geschäft an, um dieses Defizit auf Kosten anderer Län¬ der zu decken. So kamen 1966 die Hälfte der in diesem Jahr ausgebüdeten kanadischen Techniker (etwa 1000) nach den USA. 1965 wanderten aus England 415 Doktoren der Wissenschaften (d.h. jeder 6. Promovierte) und jeder 3. promovierte Physiker in die USA aus. Seit dem 2. Weltkrieg hat Großbritannien durch die Abwerbung seiner Wissenschaftler und Techniker auf diese Weise mehr an die USA zurück*' bezahlt», als die Marshall-Hilfe ausmachte. Ein großer Sog entsteht auch für die jungen National¬ staaten in Richtung der imperialistischen Länder. So ist esz.B. eine Tatsache * daß das Gesundheitswesen in England und in den USA zusammenbrechen würde, hätte man nicht ausreichend Ärzte aus den Nationalstaaten «importiert». In den USA kamen 11 000 der 41 000 Krankenhausärzte aus dem Ausland. 100 Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2 AXE Integrierte Halbleiterschaltungen von TESLA Das Halbleiterwerk von TESLA in Roznov/CSSR hat Ende 1967 mit der Produktion von integrierten Verstärkersehaltungen begonnen. Auf einem Siliziumscheibchen von 1 mm 2 Größe sind 3 npn-Transistoren und 2 Wider¬ stände untergebracht. Die komplette Schaltung ist in einem Transistor¬ gehäuse TO-5 angeordnet. Zunächst werden die integrierten Verstärker MAA 115, MAA125 und MAA145 hergestellt. In Vorbereitung befinden sich noch 6 weitere integrierte Schaltungen, dafür liegen aber noch keine näheren Angaben vor. Die integrierte Halbleiterverstärkerschaltung in Bild 1 ist 3stufig und direktgekoppelt aufgebaut. Alle 3 Emitter liegen auf gleichem Potential. Maßnahmen zur Vergrößerung des Spannungsaussteuerbereichs sind nicht erforderlich, da die Kollektorrestspannung sehr niedrig liegt. Bei gleich¬ stromgekoppelten Transistoren ändern sich die Ruheströme aufeinander¬ folgender Transistoren gegensinnig. Es genügt daher zur Arbeitspunkt¬ einstellung ein Potentiometer zwischen dem Kollektor des 3. Transistors und der Basis des 1. Transistors. Allerdings muß man die auftretende Wechselstromgegenkopplung durch eine größere Kapazität kleinhalten. Infolge der sehr geringen Restströme ist der Arbeitspunkt auch gegenüber Temperaturschwankungen stabil. Die Herstellung der integrierten Verstärkerschaltungen erfolgt in Sili¬ zium-Planartechnologie, auch monolithische Technik genannt. Bei dieser Bild 1 Gehäuseform, Anschlu߬ schema und Schaltung der integrierten Verstärker MAA US, MAA125 und UAA1U von TESLA 101 Technologie entstehen die einzelnen Bauelemente durch das Eindiffun- dieren bestimmter Fremdstoffe in das Siliziumscheibchen. Da das auf der Oberfläche des Siliziums befindliche Siliziumdioxid (Si0 2 ) jedoch das Ein¬ diffundieren der verwendeten Dotierungsstoffe verhindert, werden durch fotolithografisehe Verfahren sogenannte Fenster in die Oxidschicht geätzt. Durch diese gelangen die Dotierungsstoffe in das Silizium. Ein Widerstand entsteht infolge Eindiffundierens des Fremdstoffs durch ein entsprechend geformtes Fenster, so daß sich in dem Fensterbereich die Leitfähigkeit gegenüber dem Grundmaterial verändert. Die Größe des Widerstandswerts hängt vom Grad der Dotierung und vom Volumen der dotierten Zone ab. In ähnlicher Weise sind Dioden darstellbar, die ja aus 2 Schichten verschiedener Leitfähigkeit bestehen. Während beim Wider¬ stand die Kontaktierung im gleichen 'Leitfähigkeitsbereich geschieht, liegt ein Diodenanschluß am Grundmaterial, der andere an der eindiffun¬ dierten Zone. Für den Transistor sind 2 Diffusionen erforderlich. Den Kollektor bildet das Grundmaterial, durch Eindiffundieren mittels ent¬ sprechender Fenster entsteht einmal die Basis, zum anderen der Emitter. Bild 2 zeigt eine integrierte Verstärkerschaltung, bei der die Emitter der einzelnen Transistorsysteme getrennt herausgeführt sind. Dadurch werden auch andere Schaltungsdimensionierungen möglich. Tabelle 1 faßt die wichtigsten Kennwerte für die integrierten TESLA-Schaltungen MAA115, MAA125 und MAA145 zusammen. Man erkennt, daß sich der Typ MAA125 bzw. MAA 145 nicht nur für NF-Anwendungen eignet, sondern auch bis in den Mittelwellenbereich noch brauchbare Verstär¬ kungswerte hat. Von der Firma Valvo wird eine ähnliche integrierte Ver¬ stärkerschaltung mit der Bezeichnung OM 200 (Plastgehäuse) bzw. OM 7001 C5 (T0-18-Transistorgehäuse) hergestellt. Im Lieferprogramm der Firma Siemens sind es die integrierten Verstärkerschaltungen TAA121 (TO-5-Gehäuse), TAA131 (Plastgehäuse) und TAA141 (TO-18-Gehäuse), die etwa den TESLA-Schaltungen entsprechen, allerdings mit geringerer Verlustleistung P e max ■ Der Anwendungsbereich dieser integrierten Verstärkerschaltungen ist bereits sehr umfangreich. Ursprünglich war an unauffällige Schwerhörigen- MAA 225 Bild 2 Gehäuseform, Anschlu߬ schema und Schaltung des integrierten Verstär¬ kers MAA 225 von TESLA 102 Tabelle 1 MAA115 MAA 125 MAA 145 Betriebswerte Spannungsverstär- _ >62 >62 f=l kHz, kung in dB R a = 470 fl, U b = 7V Spannungsverstär- — >50 >50 /= 1 MHz, kung in dB R a = 470 fl, U b = 7V Spannungsverstär- >50 — — f= 1 kHz, kung in dB f? ff = 470fi, C7 ft = l,5V Klirrfaktor in % — 1 1 /= 1 kHz, = 470 fl, U b — TV Eingangswiderstand — >1,5 >1,5 f—1 kHz, in kn = 470 fl, 7V Italischspannung — <5 — R e = l kfl, in (aV Ii a = 470fl, U b = 6V Be tr iebsspanDung 7 12 U „ in Y 4 .Bmax max. Spannung P 32 in V 4 7 10 max. Stromaufnahme in mA 50 50 50 max. Leistung P in mW 300 300 300 Wärmewiderstand °C/W 330 330 330 max. Temperatur t. in °C 150 150 150 Arbeitstemperatur- bereich t in °C amb -25 bis 4-125 gerate in kleinster Ausführung gedacht. Weitere Einsatzgebiete sind Kleinstdiktiergeräte («sprechender Notizblock»), Mikrofonverstärker, NF-Vorstufen für Transistorverstärker bzw. Transistorempfänger und AM-ZF-Verstärker für Transistorempfänger. Nachfolgend sollen einige Applikationsbeispiele von TESLA für diese integrierten Halbleiterschal- tungen vorgestellt werden. Schwerhörigengerät Mit nur wenigen zusätzlichen Teilen ist die Schaltung eines Schwerhörigen¬ geräts zu verwirklichen. Das Schaltbild zeigt Bild 3. Der Eingang ist auf ein Mikrofon oder eine Telefonadapterspule umschaltbar. Mit dem Poten¬ tiometer PI regelt man die Lautstärke. Der Arbeitspunkt der Transistoren 103 Bild 3 Schaltung eines Schwerhörigengeräts mit integriertem Verstärker MAA 115 wird mit dem Trimmregler P2 eingestellt. Mit einer Betriebsspannung von 1,5 V erreicht man eine Spannungsverstärkung von etwa 60 dB. Der maximal aufgenommene Strom beträgt etwa 4 mA. NF-Verstärker IW AuchNF-Transistorverstärker mit einer größeren Leistungsabgabe lassen sich durch die Anwendung integrierter Verstärkerschaltungen wesent¬ lich vereinfachen. Bild 4 zeigt ein Beispiel dafür; dabei bilden die bei- Uild 4 Schaltung eines NF-Transistorverstärkers mit integriertem Verstärker MAA 145 in den NF-Vorstufen 104 MAA 225 Bild 5 Schaltung eines AM-ZF-Verstärkers mit piezokeramischem Filler und inte¬ griertem Verstärker MAA 225 den Endstufentransistoi en ein komplementäres Transislorpaar. Tabelle 2 gibt einige Werte des Transistorverstärkers für eine Schwingspulen¬ impedanz des Lautsprechers von 4 Q an. ZF-Verstärker 460 kHz Mit Einsatz eines piezokeramischen Filters ergeben sich auch wesentliche Vereinfachungen bei der Dimensionierung eines AM-ZF-Verstärkers. Bild 5 zeigt die Anwendung des integrierten Verstärkers MAA 225 im ZE-Teil eines Transistorempfängers. Die 6-dB-Bandbreite ist etwa 6 kHz, die Leistungsverstärkung ungefähr 78 dB bei einer Betriebsspannung von 6 V. Die Eingangsimpedanz der Schaltung liegt im Bereich 3 bis 10 kfl, die Ausgangsimpedanz vor dem Demodulator bei etwa 470 fl. Literatur [1] Stehno, /., Integrovane obvody, Amaterskd Badio, 1/1968. S. 17—18, 23 [2] Machalik, L., Monoliticke integrovane obvody TESLA MAA 115, MAA 125 a MAA 145, Sdelovaci Technika, 12/1967, S. 442-446 Tabelle 2 Werte, für den NF-Verstärker in Bild 4 Betriebsspannung U b in V 0 9 12 NF-Eingangsspannung in mV 1,8 2,3 2,9 Stromauf nähme bei P in mA 170 260 360 Ausgangsleistung P m in W 0,56 1,33 2,7 Frequenzgang 45 Hz bis 30 kHz — ± 3 dB Klirrfaktor 10% 105 messen - steuern - regeln - optimieren Für die Mechanisierung, Automatisierung und Überwachung von Fer- tigungs- und Verfahre ns prozessen Magnetverstärker und Zusatzbausteine für Stromversorgung, Gleichrichtung, Stabilisierung, Rückführung und Stromwandlung Für die stufenlose Spannungsstellung, z. B. zur Antriebsrege¬ lung mit Gleichstrommotoren, zur Temperaturregelung oder zur Helligkeitssteuerung von Beleuchtungseinrichtungen Automatischer Lüftungsregler Für die Regelung der Be- oder Entlüftung von Räumen in Abhängigkeit von der Temperatur Elektronischer Temperatur-Zweipunktregler Für die Temperaturregelung in Maschinen und Anlagen, ins¬ besondere der plast- und elastverarbeitenden Industrie Elektronischer Temperaturwächter Für die Temperaturüberwachung in Geräten, Maschinen und An¬ lagen, z. B. als thermischer Wicklungsschutz bei Elektromotoren Elektronisches Zeitrelais Für die Zeitsteuerung in Geräten, Maschinen und Anlagen aller Wirtschaftszweige Ausführliche Informationsunterlagen erhalten Sie über unsere Werbe¬ abteilung. ve b u/efron weida Werk für elektronische Baugruppen der Regelungstechnik DDR — 6508 Weida, Geraer Straße 36 Exporteur: Deutsche Export- und Importgesellschaft Feinmechanik-Optik mbH DDR 102 BERLIN 2 - SCHICKLERSTRASSE 5-7 POB 1504 Dipl.-Phys. Hans-Joachim Fischer Kaltes Lieht — auf neuen Wegen Die für Beleuchtungszwecke am meisten verwendete Glühlampe — sie existiert nun schon seit über 70 Jahren nach Edison und Jablotschkow — hat einen sehr schlechten Wirkungsgrad. Sie bildet eher einen Wärme¬ spender als eine Lichtquelle. Für manche elektronische Anwendung ist sie auch zu träge, d h., man kann sie nicht mit höheren Frequenzen modu¬ lieren. Die Kohlebogenlampe hat zwar einen besseren Wirkungsgrad, jedoch ist der Betrieb komplizierter (Regelung des Kohlenabstands, Zün¬ dung usw.). Nach dem ersten Weltkrieg wurden schließlich noch Queck¬ silberdampf-, Natriumdampf- und Höchstdrucklampen entwickelt, die als sehr intensive Lichtquellen heute weit verbreitet sind. Aber auch diese Lampen erzeugen noch zuviel Wärme. Erst durch die Entwicklung der Leuchtstofflampen in jüngster Zeit trat ein Wandel ein. In diesem Beitrag sollen jedoch diese Lampen zur Lichterzeugung nicht betrachtet werden, sondern die beiden neuesten Lichtquellen, die Elektrolumineszenzlichtquelle (Leuchtkondensator) und die Leuchtdiode (GaAs-Festkörperlichtquelle). Nachstehend ein Vergleich der Lichtaus¬ beute (des Umsetzungswirkungsgrads) verschiedener Lichtquellen: Glühlampe Leuchtstofflampe Elektrolumineszenzplatte Leuchtdioden GaP und GaAs 10 Lumen/Watt (Im/W) 60 Lumen/Watt 5 bis 10 Lumen/Watt 0,2 bis 1 Lumen/Watt Eigenschaften des Leuchtkondensators Bestimmte Leuchtphosphore, wie ZnSCu, ZnAgS o. ä., werden im elektri¬ schen Wechselfeld zum Leuchten angeregt, weil die zugeführte elektrische Energie Elektronen aus den Valenzbändern in höhere Energieterme hebt. Beim Zurückspringen in den Ausgangszustand geben die Elektronen Strahlungsquanten ab. Dies geschieht bei einer Feldstärke von 1 bis 5 kV/cm. Den Aufbau des in der DDR vom VEB Berliner Glühlampen- 107 relative Helligkeit Glas leitende SnOz -Schicht kunststoffschicht mit Leuchtstoff Jsolierschicht leitende Aluminiumschicht Kunstharzabdeckung Bild l Prinzipieller Aufbau des BGW-Leuchtkonden¬ sators werk hergestellten Leuchtkondensators zeigt Bild 1. Eine Glasplatte wird mit einer durchsichtigen, aber elektrisch leitenden Schicht aus Zinnoxid oder Antimonchlorid auf der Rückseite versehen. Auf diese Schicht bringt man den in eine Kunststoffschieht eingebetteten Leuchtphosphor auf. Dieser wird gegen die zweite Kondensatorelektrode mit einer dünnen Schicht isoliert; die zweite Elektrode besteht aus aufgespritztem Silber. Zum Schutz gegen atmosphärische Einflüsse ist die ganze Anordnung noch mit einer Kunstharzabdeckung versehen. Derartige Leuchtkondensatoren können mit den Leuchtfarben Grün und Orange hergestellt werden, und zwar in beliebigen Formen bis zu Größen von 15 cmx 15 cm. Die Hellig¬ keit wäehst mit der angelegten Spannung, während die Speisefrequenz sowohl auf Helligkeit als auch auf Leuchtfarbe einen Einfluß hat. In Bild 2 und 3 sind die Funktionen der relativen Helligkeit in Abhängig¬ keit von Frequenz und Speisespannung dargestellt. Die Lebensdauer der Elektrolumineszenzplatten ist hoch. Bei einer Speisefrequenz von 50 Hz liegt sic bei etwa 20000 Stunden. In den ersten 100 Betriebsstunden steigt die Helligkeit, um nach 1000 h auf 5Ö % der ursprünglichen Helligkeit abzusinken. Durch höhere Speisefrequenz und Helligkeit wird das Altern beschleunigt. Die Leuchtfarbe ist frequenzabhängig; bei einer grünen Leuchtplatte schlägt die Farbe bei etwa 1 kHz nach Blau um, um schließlich bei 25 kHz in Violett überzugehen. Die spezifische Kapazität der Elektrolumines¬ zenzplatten beträgt 100 bis 150 pF/cm 2 , der Verlustwinkel im Minimum bei 1 kHz ist etwa tan ö — 100 • 10~ 3 . Bild 4 zeigt die Spektralkurven der möglichen EL-Platten; in der DDR sind, wie gesagt, die Farben Grün wachsende Frequenz in Hz Büd 2 Bild 3 Relative Helligkeit als Funktion Relative Helligkeit als Funktion von Spannung und Frequenz von Spannung und Frequenz 108 und Orange erhältlich. Bild 5 stellt die Lebensdauerkurve einer EL-Platte dar, man erkennt den Anstieg auf etwa 110% und den graduellen Abfall bis zum Ende der nutzbaren I/ebensdauer. Die Hauptanwendungsgebiete für EL-Platten sind: Uhrenzifferblätter, Radio- und ES-Geräteskalen, Autoinstrumentenbeleuehtung, Radargeräteskalenbeleuchtung, Nachtlicht, Anzeigefelder für elektronische Zähler. Bild 6 Eleklrolumineszenz- Ziffernanzeige 109 Die Vorteile der EL-Platten beim Einsatz in elektronischen Geräten bestehen in einem großen Sichtwinkel von etwa 170°, in Parallaxefreiheit, in guter Sichtbarkeit, in geringem Energieverbrauch (für 20 mm hohe Ziffern etwa 7 mW), in schnellem Umschalten innerhalb weniger Mikrosekunden, in hoher Lebensdauer sowie in großer Stoß- und Schüttelfestigkeit. Bild 6 zeigt Beispiele für numerische Anzeigesysteme mit 7 und 9 Ele¬ menten zur Darstellung von Ziffern nach der Balkenmethode. Die Anzeige¬ felder setzen die Zahlen aus den einzelnen, geometrisch orientierten Bal¬ ken zusammen, wobei das 9-Element-Anzeigefeld dann verwendet wird, wenn man die «1» zentrieren will. Mittels einer Diodenlogikschaltung und einer Schaltreihe aus gesteuerten Si-Gleichrichtern können die einzel¬ nen Leuchtbalken im EL-Ziffernanzeiger angesteuert werden. Bild 7 zeigt die Prim ipschaltung, die aus einer Diodenmatrix und 7 Thyristoren besteht. Die Logikpegel betragen 0 V und + 6 V, und in der Tabelle sind die Dual Wertigkeiten für die Ziffern 0---9 angegeben. Bjfrjir i j 6 11 r f--ff El-Sochl Bad 7 Ansteuerung der Ziffernbalken durch Dioden¬ matrix und 20~mm -Ziffern Thyristoren oben *>P't 8 4 2 1 Ziffer W X 1 X Y 1 Y X 1 z 0 0 + 6 0 + 6 0 +0 0 1 0 +6 0 + 6 0 0 + 6 2 0 + 6 0 0 + 6 + 6 0 3 0 + 6 0 0 + « 0 + 6 4 0 0 + 6 + 6 0 16 0 5 0 0 + 6 + 6 0 0 + 6 6 0 0 +6 0 + 6 + 6 0 7 0 0 + 6 0 + 6 0 + 6 8 +6 + 6 0 + 6 0 + 6 0 9 + 6 + 6 0 + 6 0 0 +0 110 Will man die Leuchtkondensatoren aus einer Niederspannungsgleich- stromquelle speisen, so muß ein Transverter vorgeschaltet werden, der die Wechselspannung erzeugt. Bild 8 zeigt die Schaltung eines einfachen Transverters für 6 V Primärspannung. Er liefert rund 100 V bei/ = 1,5 kHz. Als Kern für den Schwingübertrager wird ein E20-Kern aus Mani¬ fer 163 benutzt. Der Luftspalt soll 0,1 mm betragen. Die Wickeldaten lauten: primär lOÖWdg., 0,15-mm-CuL, Rückkopplung 18Wdg., 0,15- mm-CuL; sekundär 2000 Wdg., 0,08-mm-CuL. Alle Wicklungen sind in einem Sinn in Reihe geschaltet. Mit dem Potentiometer wird der Strom¬ flußwinkel auf etwa 1 zu 5 eingestellt. Bei kleiner entnommener Leistung sinkt der Wirkungsgrad auf 30 % ab. Eigenschaften der GaAs-Leuchtdioden Zur Erläuterung der Wirkungsweise des Leuchtens von Halbleiter- kristallen geht man am besten vom Injektionslaser, der Laserdiode, aus. Eine Laserdiode gestattet die direkte Umwandlung elektrischer Energie in Lichtenergie. Dabei hat sie einen hohen Umsetzungswirkungsgrad. Weiterhin läßt sich die Laserdiode leicht mittels des sie durchfließenden Stromes modulieren. Es wird für den Injektionslaser keine Pumpquelle benötigt, die Erregung erfolgt durch Injektion von Ladungsträgern in das Gebiet der Sperrschicht der Diode. Durch genaue Formgebung der Diode — parallele Seitenkanten optisch poliert — wird ein optischer Reso¬ nator gebildet. Bild 8 Transverter zur Speisung von Elektrolumineszenzplatten Mit dem Bändermodell läßt sich der Injektionslaser erklären. Bei der Rekombination eines Elektrons aus dem Leitfähigkeitsband mit einem Loch aus dem Valenzband wird ein Lichtquant — ein Photon — frei. Die Photonenbildung verstärkt sich, wenn über den Halbleiterkristall ein elektrischer Strom fließt. Die Rekombination findet vorzugsweise in der Ebene der pn-Schicht statt, so daß das hauptsächliche Leuchten an der Seitenkante des Kristalls in der pn-Fläche auftritt. Das aktive Gebiet hat eine Dicke von 0,15 p.m. Bei geringen Erregungsstromstärken rekombi- 111 niert nur ein kleiner Teil der Ladungsträger; dieser Prozeß geht chaotisch vor sich. Bei Steigerung der Stromdichte über einen Schwellwert (wenn die Zahl der durch die Rekombination entstehenden Photonen größer wird als die der in der Diode absorbierten Photonen) entsteht kohärente Strahlung. Das tritt bei GaAs-GaP-Dioden bei 70Ö bis 20000 A/cm 2 auf. Der Kristall muß 2 parallele Flächen als optischen Resonator aufwei¬ sen. Die Maße sind etwa: Kantenlänge 0,1 bis 1 mm, Volumen 0,5 mm 3 . Damit in Laserdioden derart große Stromdichten auf treten können, muß die Diode gekühlt werden. Meist kühlt man mit flüssigem Stickstoff. Ein GaAsP-Laser bei 77 °K emittiert kohärente Strahlung im Wellenlängen¬ gebiet 6500 bis 8300 A. Folgende technischen Parameter sind typisch: Laserschwellwertstrom bei 77 °K 8 A (Impuls 50 ns) Sperrschichtfläehe 0,75 ■ 1Ö -3 cm s Spitzenausgangsleistung 0,5 W bei 25 A/ 50 ns/50 Hz An- und Abschaltzeit der Strahlung 8 ns Spitzendurchlaßstrom bei Folgefrequenz 200 Hz und t i = 100 ns 50 A dynamischer Durchlaßwiderstand m Kapazität der Sperrschicht 100 pF spektrale Halbwertbreite der Strahlung 80 • 10 - 10 m Bei geringeren Stromdichten wird nichtkohärentes Licht erzeugt, außer¬ dem entfällt die Notwendigkeit der Kühlung. Derartige Leuchtdioden können in der Elektronik vielseitig verwendet werden, so für: fotoelektrische Karten- und Lochstreifenleser hochspannungsisolierte Schalter Fotozerhacker Breitbandmodulatoren Positionssensoren Zähler Bei der GaAs-Diode wird ein Mesa-Chip, 0,1 mm Durchmesser, in einem Gehäuse TO-18 angeordnet. Eine Epoxydlinse erhöht die Strahlungs¬ konvergenz. Die Mesa-Sperrschicht strahlt Infrarotenergie bei 0,9 pm Wellenlänge ab, wenn etwa 1 V in Durchlaßrichtung angelegt wird. 112 7 2 5 W 20 50 700 200 500 7000 Durchlaßstrom in mA BüdU Strahlungsintensität als Funktion des Durchlaßstroms (M odulationskennlinie ) Bild 12 Alphanumerisches Anzeigefeld aus GaAsP-Leuchtdioden 8 Elektronisches Jahrbuch 1069 Die Strahlungsintensität ist dem Durchlaßstrom proportional. Das Maxi¬ mum der Strahlungsemission von Leuchtdioden fällt mit dem Empfind¬ lichkeitsmaximum von Siliziumfotodetektoren zusammen. Die Betriebs¬ zuverlässigkeit dieser Lichtquelle ist sehr hoch. Hier einige technische Daten einer Leuchtdiode (Monsanto M120B1): V erlustleistung Spitzenimpulsdurchlaßstrom Durchlaßgleichstrom dynamischer Durchlaßwiderstand Wellenlänge der Emission spektrale Halbwertbreite Ein- und Ausschaltzeit abgestrahlte IR-Leistung (bei /^ = 100 mA) 175 mW 3 A (bei 1 ps — 300 Hz) maximal 135 mA 2Q 90000 -10 m 4000“ 10 in 5 ns 200 pW Bild 9 zeigt die spektrale Verteilung der erzeugten Lichtenergie bei der GaAs-Leuchtdiode. In Bild 10 ist die räumliche Verteilung der Energie dargestellt — sozusagen das optische Richtdiagramm —, und Bild 11 gibt schließlich den Zusammenhang zwischen der Gesamtstrahlleistung und dem Durchlaßstrom wieder. Diese Kennlinie ist für die Modulation der Diode maßgebend. Der externe Quantenwirkungsgrad dieser Leucht¬ dioden liegt bei etwa 2 • IO -3 (das ist das Verhältnis Photonen je Elek¬ tron). Natürlich kann man auch Leuchtdioden zu alphanumerischen Anzeige¬ feldern zusammensetzen. In einer Matrix 5x7 sind 35 GaAsP-Dioden auf einer metallischen Kühlplatte angeordnet. Alle Anoden sind mit der Kühlplatte verbunden, die Katoden sind frei herausgeführt zur Ansteue¬ rung. Die Größe des Anzcigefeldes beträgt 20 mm x 25 mm, die Dicke der Kühlplatte 1,5 mm. Das Anzeigefeld kann sowohl zur visuellen An¬ zeige aller Zahlen und Buchstaben als auch zur Filmmarkierung benutzt werden. Bild 12 zeigt ein solches Leuchtdiodenanzeigefeld. Aus dem hier Dargestellten ist zu ersehen, daß auch auf dem klassischen Gebiet der Lichterzeugung durch die moderne Halbleitertechnik und Festkörperphysik neue Entwicklungen durchgeführt wurden. Man ist dem Ziel der «kalten Lichtquelle» ein Stück nähergekommen und hat zuverlässige, schnell schaltbare Lichtquellen geschaffen, die heute in vielen elektronischen Geräten Anwendung finden. So benutzt z. B. der moderne sowjetische Zähler PP-9 blauleuchtende Elektrolumineszenz- An Zeigefelder, die über getriggerte Transistorsperrsehwinger ausgelöst werden können. In der DDR sind die vom VEB BGW entwickelten Leuchtkondensatoren im Einsatz, und in der Perspektive wird man auf diesem Gebiet verstärkt Leuchtdioden einsetzen. 114 8 * GUSTAV NEUMANN KG SPEZIALFABRIK FÜR TRANSFORMATOREN 5903 CREUZBURG/WERRA THÜR. DDR Wie wendet man Varicaps, Varactoren oder CV-Dioden an Ing. Karl-Heinz Schubert — DM 2AXE In einer Halbleiterdiode stoßen 2 Schichten verschiedener Leitfähigkeit aufeinander. Die n-Schicht mit freien Elektronen als Ladungsträger erhält man durch Hinzufügen von Fremdatomen, wobei das Eremdatom ein Valenzelektron mehr hat als das Halbleiteratom. Bei der p-Schicht haben die Fremdatome jeweils ein Valenzelektron weniger als das Halb¬ leiteratom. Wo die beiden Schichten aufeinanderstoßen, ist das Gleich¬ gewicht gestört (Bild la), weil sich durch Wärmebewegungen verschieden gepolte Raumladungen bilden. Die Potentialdifferenz, die im Gleich¬ gewichtszustand der Raumladungen entsteht, ist die Diffusionsspannung TJ D , die abhängig ist von der Temperatur und von der Fremdatomdichte in den beiden Schichten. Bei 20°C beträgt für Silizium V D «s 0,7. Eine solche Anordnung verschieden gepolter Raumladungszonen bildet praktisch einen geladenen Kondensator. Das Raumladungsgebiet wird als Sperrschicht bezeichnet und ist ein Isolator. Die n- bzw. p-leitende Schicht sind die Beläge des Kondensators. Die Größe der von dieser An¬ ordnung gebildeten Kapazität hängt ab von der Fläche der leitenden Schichten, der Breite der Sperrschicht und der relativen Dielektrizitäts¬ konstanten des verwendeten undotierten Siliziums. Da die Fläche der leitenden Schichten und die relative Dielektrizitätskonstante durch die Konstruktion festliegen, kann die Kapazitätsänderung der Halbleiter- © °e © ! • © °© i m © © ©° Q i © © m m m •© o ° c °»! • • • ° o Uo i • • • © © ©! ©. © 1 © - © o©°| © © ! © © © o o© >| • • ©. 5 T ©oj © .©’ ° ° „I ©o©: © © © m » © ;•© V + p-Zone n-Zone p -Zone ! Sperrschicht n -Zone Sperrschicht ©negative Ionen ©positive Ionen •Elektronen ° Defektelektronen (Löcher) Bild 1 Darstellung der Wirkungsweise einer Kapazitätsdiode; a — ohne äußere Spannung, b — mit in Sperrichtung gepolter äußerer Spannung 116 Bild 2 Gütefaktor einiger Kapazi¬ tätsdioden in Ab¬ hängigkeit von der Frequenz diode nur die Folge einer Veränderung der Sperrschichtbreite sein. Und tatsächlich, legt man an die Diode eine Spannung, so wird mit steigender Spannung die Kapazität geringer, d. h., die Sperrsehichtbreite ist span¬ nungsabhängig. Diese spannungsabhängige Kapazität tritt sowohl bei in Durchlaßrich¬ tung als auoh bei in Sperrichtung gepolter Spannung an der Diode auf. In der Praxis werden die Kapazitätsdioden in Sperrichtung vorgespannt, weil im Durchlaßbereich durch den der Kapazität parallelliegenden Bahn¬ widerstand der Diode der Verlustwinkel der Kapazität sehr groß ist. Kapazitätsdioden lassen sich in Legierungs- und in Diffusionstechnologie kerstellen. Bei diffundierten Kapazitätsdioden ergibt sich eine etwas ge¬ ringere Kapazitätsvariation als bei legierten Kapazitätsdioden. Aber dafür ist durch die Diffusionstechnik die Güte der Kapazitätsdiode bei höheren Frequenzen besser, wie Bild 2 zeigt. Für die Abhängigkeit der Sperr¬ schichtbreite von der Sperrspannung gelten folgende Beziehungen: Legierungstechnologie Diffusionstechnologie w ' = |/ 12 i'" (U « A ~ Vo) ; (1> w - Sperrsehichtbreite, e 0 - 8,85 10 —14 As/Vcm, e r - relative Dielektrizi¬ tätskonstante, q - Elementarladung (1,60 10 _,9 As), p p und n n - Majori- 117 tätsträgerdiehte, U KÄ - Spannung an der Diode in Sperrichtung, U D - Diffusionsspannung (für Silizium etwa 0,7 V), a. - Störstellen¬ gradient in der Sperrschicht. Für die Kapazität gilt allgemein die Beziehung C = e r -F ( 2 ) mit F - Querschnitt des Siliziumscheibchens. Faßt man in den Formeln (1) und (2) alle Werte bis auf die Spannungen in einer Konstanten K zusammen, so entsteht für Formel (3) die Bezie¬ hung K C=--■ (3) (u KA + u v r Der Exponent 1 Jn hängt von der Ausführung des pn-Übergangs ab. Für legierte Kapazitätsdioden mit oincm abrupten Übergang der Störstcllen- konzentration im Sperrschichtbereich ist n = 2 . Diffundierte Kapazitätsdioden weisen einen linearen Übergang auf; es wird dann n = 3. Um einen größeren Kapazitätshub bei Kapazitätsdioden zu erreichen, müßte man n verkleinern, einen sogenannten hyperabrupten Übergang UkaIV Büd 3 Spannungsabhängigkeit der Sperrschichtkapazität bei der Kapazitätsdiode OA 910 (RFT) •mit Streubereich 118 Bild d Temperaturabhängigkeit der Sperrschichtkapazität bei der Kapazitätsdiode OA 910 (RFT) schaffen. Das ist heute durch eine spezielle Technologie möglich, z. B. durch mehrfache Diffusion oder durch kombinierte Anwendung von Legie- rungs- und Diffusionstechnologie. In der DDR wird vom VEB Werk für Eernsehelektronik für Abstimm¬ zwecke die Siliziumkapazitätsdiode OA 910 in Legierungstechnologie her¬ gestellt. Bild 3 zeigt für diese Kapazitätsdiode die Sperrschichtkapazität C als Funktion der Sperrspannung U KA (mit Streubereich). Die Tempe¬ raturabhängigkeit der Kapazitätsdiode wird wesentlich bestimmt durch den Temperaturkoeffizienten der Diffusionsspannung C7^. Mit steigender Temperatur verringert sich U D , die Kapazität steigt dadurch. Bild 4 zeigt die Temperaturabhängigkeit der Kapazität bei der Kapazitätsdiode OA 910. Man erkennt, daß bei höheren Sperrspannungen die Temperatur¬ abhängigkeit geringer wird. Mit den in einfacher Technologie hergestellten Kapazitätsdioden läßt sich nur ein kleiner Variationsbereich der Kapazität erzielen. Deshalb war bis in die jüngste Zeit die Anwendung der Kapazitätsdiode zur Frequenz¬ abstimmung lediglich auf den UKW-Bereich und auf die Fernsehbänder beschränkt. Um aber den Mittelwellenbereich elektronisch abstimmen zu können, dafür reichte die Kapazitätsvariation nicht aus. Inzwischen wurden von Intermetall (BA163) und Siemens (BB107) Abstimmdioden mit großem Kapazitätshub bekanntgegeben. Bild 5 zeigt die Spannungs¬ abhängigkeit der Sperrschichtkapazität bei der Abstimmdiode BA163 im Vergleich zu bisher üblichen Kapazitätsdioden. Der Siemens-Typ ist eine Doppeldiode mit unterschiedlichem Kapazitätsverlauf für Eingangs¬ und Oszillatorkreis eines AM-Rundfunkempfängers, sie entspricht prak¬ tisch einem Zweifachdrehkondensator. Bei der Technologie ging man da¬ von aus, daß sich durch die unmittelbare Nachbarschaft beider Dioden beim Diffusionsvorgang identische Eigenschaften ergeben. Da für die 119 Bild 5 Spannungsabhängigkeit der Sperrschichtkapazität (Mittelwerte) normaler Kapazitätsdioden (BA110, BA141) und einer Kapazitätsdiode mit großer Kapazitätsvariation (BA 163) Oszillatorabstimmung eine geringere Kapazität benötigt wird, hat die Oszillatorabstimmdiode eine kleinere pn-Übergangsfläche. Bei der Pro¬ duktion der Doppeldiode BB107 entfällt also das Ausmessen der Abstimm¬ dioden, um Paare mit gleichen Eigenschaften für den Empfängerabgleich zusammenstellen zu können. Die Kapazitätsdiode, auch Kapazitätsvariationsdiode (GV-Diode), Ab¬ stimmdiode, Beaktanzdiode, Varicap, Varactor oder parametrische Diode genannt, benutzt man vornehmlich zur Frequenzabstimmung. Da die Kapazitätsänderung der Diode mittels einer variablen Gleichspannung durchgeführt wird, ist die mechanische Konstruktion der Abstimmein¬ heit einfach. Das Abstimmorgan, ein Potentiometer zur Spannungs¬ regelung, kann an beliebiger Stelle im Gerät untergebracht werden. Ebenso läßt sich auf einfache Weise das Problem der automatischen Scharfabstimmung verwirklichen. Bei Anwendung der Kapazitätsdiode in einem Schwingkreis spielen u. a. 2 Probleme eine Rolle, die Güte der Kapazitätsdiode und ihr Verhalten gegenüber einer anliegenden Wechsel¬ spannung. Die Güte läßt sich schaltungstechnisch verbessern, wenn man der Kapazitätsdiode einen verlustarmen Kondensator parallel- oder in Reihe schaltet. Meist wendet man die Reihenschaltung an, da die Kapa¬ zitätsdiode wegen der Sperrspannung sowieso galvanisch vom Schwing¬ kreis getrennt werden muß. Für die resultierende Güte Q r gilt bei Qr = 120 Parallelschaltung C D - Diodenkapazität in pF, C R - Reihenkapazität in pF, C p - Parallel¬ kapazität in pF, Q d - Gütefaktor der Kapazitätsdiode. Im Verhältnis zur Gleichspannung sollte an der Kapazitätsdiode nur eine kleine Wechselspannung wirksam werden. Bei größeren Wechsel¬ spannungsamplituden macht sich die nichtlineare Abhängigkeit der Kapa¬ zität von der Spannung bemerkbar. Daraus resultiert eine Vergrößerung der mittleren Kapazität, so daß die Resonanzfrequenz des angeschlosse¬ nen Schwingkreises nach tieferen Frequenzen hin verschoben wird. Daher ist es bei höheren Wechselspannungen mit einer Aussteuerung bis in das Flußgebiet möglich, daß der Parallelkreis im Bereich der Resonanzfre¬ quenz als bistabile Kippschaltung wirkt. Kann man größere Wecksei¬ spannungen nicht vermeiden, so empfiehlt sich die Anwendung zweier entgegengesetzt geschalteter Kapazitätsdioden. Was im Zusammenhang mit der Resonanzkreisabstimmung unerwünscht ist, wird bei Kippschal¬ tungen mit Kapazitätsdioden bewußt ausgenutzt, denn diese lassen sich monostabil und bistabil verwirklichen. Die Anwendung der Kapazitätsdiode ermöglicht eine sehr einfache Frequenzmodulation, wobei der Frequenzhub von der Höhe der zuge¬ führten Modulationsspannung abhängt. Günstiger als spannungsabliän- gige Kondensatoren ist der Einsatz der Kapazitätsdiode im dielektrischen Verstärker. Den UKW-Amateur interessiert besonders ihre Anwendung im parametrischen Verstärker und zur Frequenzvervielfachung (Varactor- Vervielfacher). In der Meßtechnik benutzt man die Kapazitätsdiode für Meßwandler, um kleine Gleichspannungen in Wechselspannungen um¬ zuformen, die sich leichter verstärken lassen. Wie bereits gesagt, liegt das Hauptanwendungsgebiet der Kapazitäts¬ diode in der automatischen und in der von Hand betätigten Frequenz¬ abstimmung eines Schwingkreises. Wie einfach dieses Problem zu lösen ist, zeigt Bild 6. Für die Feinabstimmung im KW-Bereich eines Rund¬ funkempfängers benutzt man die sogenannte KW-Lupe. Bild 6 stellt die elektronische Variante einer solchen KW-Lupe dar. Bei der Regelung der Sperrspannung mittels Potentiometer P erfolgt durch die Kapazitätsdiode eine geringe Kapazitätsänderung am KW-Oszillatorkreis des Rundfunk¬ empfängers. Der Abgleich der Schaltung wird bei Mittelstellung des Poten¬ tiometers P vorgenommen. Stellt man die Sperrspannung kleiner ein, so erhöht sich die Kapazität, die Feinabstimmung geschieht in Richtung der niedrigen Frequenzen. Mit größer werdender Sperrspannung geht die Feinabstimmung in entgegengesetzter Richtung. 121 Bild 6 Schaltung einer elektroni¬ schen KW-Lupe als Bei¬ spiel für die elektronische Abstimmung eines Schwingkreises Bild 7 Elektronische Abstimmung des UKW-Tuners im Nordmende-Trcmsistorempfängcr «tasti » Die erforderliche Abstimmgleichspannung wird durch einen Transverter gewonnen 122 Bild 7 zeigt die elektronische Abstimmung des Transistorradios tasti der Firma Nordmende. Dieser UKW-Transistor super hat nur 3 gro߬ flächige Tasten auf der Oberseite, die jeweils ein Potentiometer einschal¬ ten. Mit jedem der Potentiometer kann man einen UKW-Sender fest ein¬ stellen, wobei mit jeder Potentiometerrändelschraube unter der Taste der gesamte UKW-Bereich erfaßt wird. Durch die vom Ratiodetektor kommende Regelspannung erfolgt die automatische Scharfabstimmung des UKW-Senders, der eingestellt wurde. Da Kapazitätsdioden meist eine höhere Gleichspannung benötigen, als die Betriebsspannung von Batteriegeräten beträgt, wandelt ein Transistortransverter die Betriebs¬ spannung von 9 V in eine Gleichspannung von 17 V um. Auch bei Fernsehempfängern läßt sich in allen Fs-Bändern die Tasten¬ wahl des Senders verwirklichen. Bild 8 zeigt die elektronische Diodenab- stimmung beim Nordmende-Fernsehempfänger spectra electronic. Für den VHF- und UHF-Bereich werden zur Abstimmung je 3 Kapazitäts¬ dioden verwendet. Die 10 Potentiometer erfassen das entsprechende Fs- Band, so daß beliebige Fs-Kanäle in den einzelnen Fs-Bändern eingestellt werden können. Bild 8 Prinzipielle Darstellung der elektronischen Abstimmung im VHF - und TJHF- Bereich des Nordmende-Fernsehempfänger8 «spectra electronic » 123 Bild 9 Schaltung der automatischen Scharfabstimmung im RFT-Rundfunkempfänger «Oberon-Stereo» Ein besonderes Problem für den Qualitätsempfang von Stereosendern im UKW-Bereich bildet die genaue Abstimmung auf den UKW-Sender. Durch die Anwendung einer automatischen Scharfabstimmung ist dies selbst für den Ungeübten nicht mehr schwierig, weil sich im Fangbereich der Automatik der Sender selbst genau einstellt. Eine Kapazitätsdiode wird dazu in den Oszillatorkreis des UKW-Tuners geschaltet. Vom Ratio¬ detektor erhält man zur Steuerung der Kapazitätsdiode eine Gleichspan¬ nung, die gegen die aus der FM-Demodulation gewonnene NF-Spannung gut entkoppelt und gut gesiebt sein muß. Für eine ausreichende Frequenz¬ nachstimmung soll bei einer Verschiebung der ZF um 100 kHz der Ratio¬ detektor eine Regelsparinung von etwa 0,5 V bereitstellen. Bild 9 zeigt 124 die Schaltung der automatischen Scharfabstimmung, die bei dem in der DDR produzierten Rundfunkempfänger Oberon-Stereo benutzt wird. Mit Schalter 8 setzt man die automatische Scharfabstimmung außer Be¬ trieb. Die Entwicklung von Kapazitätsdioden mit großem Kapazitätshub erleichtert auch die elektronische Abstimmung in den AM-Empfangs- bereichen. Der Bedienungsteil kann unabhängig von der Chassiskonstruk¬ tion und in größerer Entfernung zum eigentlichen Empfänger angeordnet werden. Ebenso wie Senderwahltasten, deren Einstellmöglichkeit den ganzen Empfangsbereich erfaßt, gibt es einfache Sendersuchautomatiken ohne den bisher üblichen Motor. Eine Rolle könnten diese Möglichkeiten beim Autoempfänger spielen, weil durch günstigere Anordnung der Ab¬ stimmung die Pahrsieherheit erhöht wird (Empfängerabstimmknopf an der Lenksäule). Bild 10 zeigt eine Abstimmsehaltung mit Kapazitäts¬ dioden für den Mittelwellenbereich. Mit PI stellt man bei der untersten Stellung von P3 die maximal geforderte Diodenkapazität ein. Der Gleich¬ lauf der Dioden wird mit P2 festgelegt (bei einer Oszillatordiodenkapazität von etwa 30 pE). Die Abstimmung über den Mittelwellenbereich erfolgt mit P3. Eine Applikationsschaltung für die Doppeldiode BB107 zeigt Bild 11. Transistor TI stellt die Mischstufe dar, T3 die Oszillatorstufe. Zwischen ZF-w kHz 126 -lh+m-*-W Bild 12 MW-Eingangs- und MW-Oszillatorkreis mit elektronischer Abstimmung durch die Doppeldiode BB107 ; a — Mittelwelle in einem Bereich , b — MW aufgeteilt in 2 Teilbereiche Tabelle 1 Daten von Kapazitätsdioden Typ Sperrschicht¬ kapazität U B = 10 V pF Serien¬ widerstand Ü R = 10 V n Sperrstrom 10 V nA maxi¬ male Sperr¬ span¬ nung V Firma Auf¬ bau OA 910 10-35 <3 <100 25 RFT leg. SAZ 12 1-5(8 V) — <10 (xA(18 V) 18 RFT SAZ 13 1 • • ■ 5 (6 V) — <10 p.A(18V) 18 BFT SA 128 10-25 <3 <100 25 RET BA 110 [8-12] [1] <50 30 I dif. BA 110G [10-16] [1] <50 60 I dif. BA 111 [45-65] [0,5] <100 20 I dif. BA 112 [80-120] [0,5] <200 20 I dif. BA 123 [1600 — 2400] — <500 11 I dif. BA 141 12 (3 V) 0,5(3 V) <5 t*A(28V) 30 i Ep.- Plan* BA 142 9-16(3V) 1(3V) < 5(xA(28V) 30 I dif. BAY 35 80- 120(0 V) 0,6 (OY) — 5 I dif. BA 119 [45 — 65] in <100 50 s dif. BA 120 [8-12] [1,2] <50 50 s dif. BA 138g 3,8-4,9(30V) 1(3V) < 100(30 V) 30 s Plan. BA 138b 4.4 —5,5(30 V) 1(3V) < 100(30 V) 30 s Plan* BA 102 20 —45(4V) 3(4 V) <5pA 20 V leg. BA 109 20 —45(4 V) 1,5(4V) < 5[iA 20 V leg. BA 101 10-25 2 <100 25 T leg. BA 121 [8-12] [0,9] <25 30 T dif. BA 124 [45-65] [0,5] <50 20 T dif. BA 125 [40] [0,5] >3 30 T dif. BA 149 [5,5] [0,55] <100 50 T dif. BA 150 [55] [0,25] <50 25 T dif. BAY 70 [4 — 6] [1,5] <25 30 T dif* 126 Tabelle 2 Kapazitätsdioden mit großem Kapazitätshub BA163 (Intermetall) Sperrschichtkapazität bei V kA = 0-1,5 V bei V kA = 1 V bei U kA = 4 — 10 V 260 pF > 180 pF 10 pF ausnutzbares C-Verhältnis bei ü kA = 0—10 V b<>iPju = l- 10V 35 (>26) 25 (>18) Serienwiderstand Gütefaktor 1,5 fi bei U kA = 10 V,/ = 0,3-1,5 MHz bei ü kA = 1V, / = 0,15 - 0,5 MHz 500 (> 200) 500 (>200) Durchbruchspannung >14 V max. Betriebsspannung 12 Y Sperrstrom bei U kA = 10 V BB107 (Siemens) Sperrschichtkapazität <0,5 {aA C D 1 heiV kA= SV C„„bei U k . = 3 V c J bei U k , = 25 V c£beif7^ = 25V «150 pF « 375 pF «8 pF «20 pF Gütefaktor bei ü kA = 3 V, / = 1 MHz >300 Durchbruchspannung >30 V Sperrstrom bei ü kA = 28 V <0,1 pA beiden Stufen liegt als Impedanzwandler T2, so daß nur eine geringe Oszillatorspannung erforderlich ist. Das wirkt sich günstig auf Gleich¬ lauf und Übersteuerungsfestigkeit aus. Wie die Schwingkreise für die elek¬ tronische Abstimmung dimensioniert werden, zeigt Bild 12. Tabelle 1 gibt eine Datenübersicht über die heute meistverwendeten Kapazitätsdioden. Für Kapazitätsdioden mit großem Kapazitätshub sind in Tabelle 2 einige Daten angeführt. Für den Elektronikamateur ergeben sich interessante praktische Mög¬ lichkeiten betreffs der Ausnutzung der Spannungsabhängigkeit der Sperr¬ schichtkapazität beim Empfängerbau. Da geeignete Kapazitätsdioden oft nicht zur Verfügung stehen, sei daran erinnert, daß alle Siliziumflächen¬ dioden (Germaniumhalbleiter bringen ungünstigere Ergebnisse) diesen Effekt zeigen. In der Literaturstelle [3] ist eine Tabelle enthalten, die für einige Halbleiterbauelemente Werte für die Spannungsabhängigkeit der Sperrschichtkapazität enthält. Untersucht wurden Siliziumgleichrichter¬ dioden, Siliziumzenerdioden, Germanium-HF-Dioden und Diodenstrecken von Transistoren. Will man Siliziuraflächendioden als Kapazitätsdioden 127 verwenden, so muß man die Kapazität, abhängig von der angelegten Sperr¬ spannung, meßtechnisch aufnehmen, damit man eine Abstimmschaltung dimensionieren kann. Das kann mit den Kapazitätsmeßverfahren erfol¬ gen, die im Beitrag Moderne Meßgeräte Meßgeräte für L- und G-Messung in diesem Buch beschrieben werden. Außerdem benötigt man als Sperr¬ spannung eine regelbare Gleichspannung bis etwa 25 V (Durchbruchspan¬ nung der Flächendiode beachten!). Man kann auch einen Oszillator auf- bauen, wobei Flächendiode und geeichter Drehkondensator mit maximal 100 bis 300 pF Bestandteil der Schwingtreiskapazität sind. Die Oszillatorfrequenz (z. B. 611 kHz) bringt man bei herausgedrehtem Drehkondensator und kleinster Sperrspannung auf Schwebungsnull mit dem an einem Rundfunkempfänger eingestellten Sender des Berliner Rundfunks (ebenfalls 611 kHz). Wird die Sperrspannung erhöht, so ver¬ ringert sich die Diodenkapazität. Den Drehkondensator muß man nun durch Eindrehen wieder auf Schwebungsnull einstellen. Dazu ist die er¬ forderliche Kapazitätszunahme abzulesen, die der Verringerung der Dio¬ denkapazität entspricht. Die Endkapazität bestimmt man ebenfalls auf diese Weise. Ohne angeschlossene Flächendiode und mit hereingedrehtem Drehkondensator wird z. B. mit dem Spulenkern auf Schwebungsnull abgestimmt. Dann schaltet man die Flächendiode dazu und stellt die niedrigste Sperrspannung ein. Durch Herausdrehen des Drehkondensa¬ tors ist erneut auf Schwebungsnull einzustellen. Die Verringerung der Drehkondensatorkapazität entspricht der Endkapazität der Flächendiode. In der gleichen Verfahrensweise wird auch die Anfangskapazität der Flä¬ chendiode bestimmt. Die Schaltungstechnik mit Flächendioden entspricht der mit Kapazitätsdioden. Für die Experimentierpraxis sind Flächen¬ dioden jedoch gut geeignet. Literatur [1] Säger, D., Die Siliziumdiode OA910 — ein modernes Bauelement zur automa¬ tischen Frequenzregelung, radio und femsehen, 14/1964, S. 428—430, 435 und 15/1964, S. 462, 467—470 [2] Ockert,M., Elektronische Abstimmung, FUNKAMATEUR, 12/1966, S. 577 bis 578 [3] Fischer, H.-J., Abstimmung von Kundfunk- und KW-Empfängern mit Kapa¬ zitätsdioden, Elektronisches Jahrbuch 1965,_DMV, S. 127—131 [4] Streng, K.K., Automatische Scharfabstimmung mit Halbleiterdiode, radio und Uri sehen, 14/1964, S. 425—427 [5] —, Funktechnische Arbeitsblätter, Die Kapazitätsdiode, ÖltS, 6/1966, S. 287/288 und 321/322 [6] Keller, fl., u. er., Diffundierte Silizium-Kapazitätsdioden, Intermetall-Sonder¬ druck 14/1966 [7] Unterlagen der Firma Nordmende [8] Kriebel, E., Eine Abstimmdiode für die AM-Bereiche, ÖRS, 10/1967, S. 558 bis 559 [9] Keller , E., u. Rademacher, fl., Diodenabstimmung im Mittelwellenempfänger, ÖKS, 10/1967, S. 54-556 [10] Gutschmidt, F., u. Radke, U Diodenabstimmung für die Kundfunk- und Fern¬ sehbereiche, Funktechnik 23/1967, S. 897—899 128 Ing. Till Prieles — DM 2 AKD Mischstufen m it Transistoren Die breiteste Anwendung der Misehstufe finden wir im Überlagerungs- empfänger. Die praktische Verwirklichung des Überlagerungsempfän¬ gers (oder Supers) ist auf die Arbeiten des Amerikaners Armstrong und des Deutschen Schottky gegen Ende des ersten Weltkriegs zurückzuführen. Der Super wies gegenüber dem Geradeausempfänger eine wesentlich höhere Trennschärfe bei vereinfachter Bedienung auf. Geradeausemp¬ fänger jener Zeit enthielten bis zu 3, in einigen Fällen 4 Verstärkerstufen mit zugeordneten Schwingkreisen, die auf die Empfangsfrequenz abge¬ stimmt werden mußten. Die Bedienung derartiger Empfänger war müh¬ sam, die Trennschärfe, besonders auf Kurzwelle, unbefriedigend, und eine Selbsterregung der Anordnung blieb selten aus. Durch Überlagerung der Empfangsfrequenz f e mit einer Oszillatorfre¬ quenz f 0 in der Mischstufe gewinnen wir unter anderem die Frequenzen / Z1 und / z2 , wobei / Z1 die Summe aus f 0 -f f e ,f z2 die Differenz f 0 — f e dar¬ stellt. Im allgemeinen bedient man sich der Differenzfrequenz f 0 —/ fi . Die Differenzfrequenz, im weiteren als Zwischenfrequenz f z bezeichnet, wird in dem auf die Mischstufe folgenden ZF-Verstärker verstärkt, wobei ein¬ malig abgestimmte Schwingkreise verwendet werden können. Das heißt, der Eingangsteil, bestehend aus Mischstufe und Oszillator mit seinen Schwingkreisen, wird so ausgelegt, daß für jede gewünschte Empfangsfre¬ quenz f e die Zwischenfrequenzbedingung f Q — f e erfüllt ist. Aus dieser vereinfachten Darstellung läßt sich ersehen, daß z. B. bei einem 6-Kreis- Super mit 4 fest abgestimmten ZF-Kreisen nur noch Vorkreis und Oszil¬ lator abgestimmt werden müssen, wobei eine höhere Kreiszahl und somit höhere Trennschärfe gegeben ist als bei den 3-Kreis- oder 4-Kreisgerade¬ ausempfängern . Wesentlich ist ferner folgendes: f 7 , von anderen Gesichtspunkten ab¬ gesehen, kann so gewählt werden, daß die Trennschärfe den Erforder¬ nissen des zu empfangenden Funkdienstes genügt. In der Mehrzahl der Fälle wird/ z niedriger als/ g gewählt, so daß sich auf Grund des günstigeren L/C-Verhältnisses der Schwingkreise höhere Resonanzwiderstände ergeben, was im weiteren auch eine Verringerung der Stufenzahl im ZF-Verstärker 9 Elektronisches Jahrbuch 1969 129 ermöglicht. Nach diesen nur angedeuteten Gesichtspunkten sind die meisten Rundfunkempfänger auch heute noch aufgebaut, wobei die übliche Zwi¬ schenfrequenz von 468 kHz für AM-Empfänger einen Kompromiß dar¬ stellt, der zumindest die zuvor gegebenen Darlegungen für den Mittel- wellenbereich (und bedingt für den Kurzwellenbereich) erfüllt. Auf den Langwellenbereich bezogen, ist die Zwischenfrequenz von 468 kHz von Nachteil; man kann sich davon überzeugen, wenn man die Trennschärfe eines 30 Jahre alten 6-Kreissupers (120-kHz-ZF) mit der eines modernen 6-Kreisers (468-kHz-ZF) vergleicht. Im folgenden sollen die wesentlichen Merkmale von Transistormisch- stufen als wichtigen Bestandteil des Transistorsupers an vereinfachten Beispielen und Vergleichen besprochen werden. Von den beiden bedeu¬ tendsten Mischverfahren in der Empfangstechnik, der multiplikativem und additiven Mischung, läßt sich, bezogen auf den Transistor, nur die additive Mischung anwenden. Diese Aussage bezieht sich auf die Transistor¬ triode; noch nicht allgemein eingeführte, erweiterte Ausführungsformen und ein in [1] angegebenes Verfahren mit 2 herkömmlichen Transistoren sind ausgenommen; d. h., die bei der multiplikativen Mischung voraus- zusetzendeVerteilungssteuerung, wie sie mit Mehrgitterröhren (z. B. 6SA 7, 6 AG 7, ECH81, EH90 und EE80) möglich ist, sind mit einer Triode und folglich mit dem Halbleiteräquivalent, dem Transistor, nicht zu verwirk¬ lichen. Grundsätzlich lassen sich Transistormischschaltungen mit den entsprechenden Röhrenschaltungen vergleichen; die Vor- und Nachteile finden wir im wesentlichen beim Transistor wieder. Hinzu kommen einige Besonderheiten des Transistors im Vergleich zur Röhre wie stärkere Frequenzabhängigkeit (Zusammenwirken von Basis¬ bahnwiderstand und innerer Eingangskapazität sowie Kollektor-Basis- Kapazität), weit höhere Abhängigkeit seiner Kennwerte von den Betriebs¬ bedingungen einschließlich innerer und äußerer Temperatureinflüsse sowie eine geringere Aussteuerbarkeit. Das wesentliche Merkmal einer additiven Mischschaltung ist ein nichtlineares Glied. Diese Bedingung läßt sich durch die Kennlinie einer Röhre, einer Diode oder eines Transistors (Emitter- Basis-Diode) erfüllen. Eine weitere Bedingung ist ein.bestimmtes Ampli¬ tudenverhältnis von f e zu f 0 , bezogen auf den günstigsten Aussteuer¬ bereich der Kennlinie, an dem die Überlagerung stattfindet. Vergleiche mit der Modulation einer Schwingung durch eine andere sind zutreffend und anschaulicher. Vereinfacht ausgedrückt: Die Summe der Amplituden von f e und f 0 sollte den Aussteuerbereich des Mischtransistors nicht über¬ schreiten. Die Aussteuerung darüber hinaus ist grundsätzlich möglich; sie zieht aber eine für die Empfangsanwendung unerwünschte Verzerrung der Ausgangsfrequenz nach sich, die sich aus f 0 -J- f e , f a —/ e , deren Har¬ monischen sowie den Harmonischen von f Q und f e und weiteren aus diesen Frequenzen abgeleiteten Kombinationen zusammensetzt. Überlagerun¬ gen und Pfeifstellen im Empfänger sind die Folge. 130 Einspeisung des Oszillator signaU in den Emitter Oszillator Die Erzeugung der Oszillatorfrequenz kann gleichzeitig in der Misch¬ stufe erreicht werden. Als sogenannte selbstschwingende MischBtufe finden wir sie auch in den meisten Transistorsupem. Die Mischstufe mit einem getrennten Oszillator gewinnt, von kommerziellen Anwendungen abge¬ sehen, auch in der Unterhaltungselektronik zunehmend an Bedeutung. Bild 1 zeigt die vereinfachte Darstellung einer Mischstufe in Emitter¬ schaltung. Das Oszillatorsignal wird in den Emitter eingespeist. Der Emitterwiderstand wurde nicht durch einen Kondensator überbrückt, was hinsichtlich der Oszillatoreinspeisung einzuBehen ist. Die sich daraus ergebende Gegenkopplung bedeutet auch für die Aussteuerbarkeit der Mischstufe einen Vorteil. Die Basis führt zu einer Anzapfung des Eingangs¬ kreises, um seine Bedämpfung niedrigzuhalten. Die Anwendung dieser Mischstufe finden wir in einigen ausländischen AM-Empfimgem mit Kurz¬ wellenbereich, dazu eventuell noch eine geregelte HF-Vorstufe. In Bild 2 ist eine Mischstufe mit induktiver Oszillatoreinspeisung in den Emitter dargestellt. Diese Schaltungsweise wird in angelsächsischen kommerziellen Einbereichsempfängern bis über 150 MHz hinaus angewendet. Die in diesem Fall nicht zu umgehende Induktivität in der Emitterzuführung stellt eine frequenzabhängige Gegenkopplung dar, die eine Oberwellen¬ mischung, hervorgerufen durch starke Eingangssignale im Empfangs¬ bereich und darüber, mindern soll. Man findet neuerdings diese Form der frequenzabhängigen Gegenkopplung auch in einigen westeuropäischen FM-Spitzenempfängem bei HF-Vorstufen in Emitterschaltung. Eine additive Mischung an der Kennlinie der HF-Vorstufe ist unerwünscht, sie bleibt aber im Nahbereich starker UKW- und Fernsehsender, auch wenn sie außerhalb des Empfangsbereichs liegen, nicht aus. Die dadurch hervorgerufenen Empfangsbeeinträchtigungen werden durch die Gegen¬ kopplung herabgesetzt. Die Schaltungen nach Bild 1 und 2 weisen gegenüber der Schaltung in Bild 3 eine geringere Oszillatorstörausstrahlung auf, was insofern von Bedeutung ist, wenn die Mischstufe ohne HF-Vorstufe betrieben wird. In der Schaltung nach Bild 3 arbeitet die Mischstufe in Basisschaltung bei Zuführung des Oszillatorsignals auf den Emitter. Diese Schaltung wird in einigen UKW-Empfängern bevorzugt. Transistormischschaltungen mit getrenntem Oszillator weisen gegen¬ über der selbstschwingenden Mischstufe wesentliche Vorteile auf. Dennoch wird die selbstschwingende Mischstufe (hauptsächlich aus Preisgründen) im Transistorempfänger weit mehr verwendet als im modernen Röhren¬ empfänger, wo sie auf den UKW-Teil beschränkt bleibt. Somit müssen besonders auf dem Unterhaltungssektor einige Nachteile in Kauf ge¬ nommen werden. Bild 3 Mischstufe in Basisschaltung; Zuführung des Oszillatorsignals in den Emitter (Basiselektroden vgl . Bild 2) 132 Büd 4 Selbstschwingende Misch- slufe in Emitterschaltung; Erzeugung der OsziBator- frequenz in Emitterschal¬ tung Bild 4 zeigt die vereinfachte Eingangsschaltung eines preiswerten Taschenempfängers. Es liegt für das Eingangs Signal wie für die Erzeugung der Oszillatorfrequenz Emitterschaltung vor. Eingangsschwingkreis und Eerritstah sind — wde bei den meisten Portablegeräten — eine Einheit; Anpassung an den Transistor wird durch niederohmige Auskopplung erzielt. Diode D soll hohe Ausgangsamplituden am 1. ZE-Krcis der Misch¬ stufe bedampfen, d. h., mit zunehmender ZF-Spannung am Ausgangs¬ kreis der Misehstufe wird die Diode leitend und bedampft somit diesen Kreis. Der Serienwiderstand R ri dient zur Linearisierung dieses Vorgangs. Es wurden für li d an Geräten gleichen Typs und Herstellers Werte von einigen hundert Ohm bis zu 20 kfl ermittelt. Derartige Geräte weisen außer der Dämpfungsdiode noch eine Regelung der Basisvorspannung der 1. ZF-Stufe auf, die von der Signalspannung am Ausgang des Demodu¬ lators abhängt. Bild 5 gibt die vereinfachte Eingangsschaltung wieder, die im Prinzip bei den meisten Transistorgeräten der DDR-Produktion, wie Sternchen, Miklci, T100, Sternlll usw., benutzt wird. Bild 5 Selbstschwingende Mischstufe in Emitterschaltung; Erzeugung der Oszillator- frequenz in Basisschaltung. (In den 3. ZF-Kreis ist ein Kondensator InF ein- zufügeni R7 = Widerstand von der Diode zum Minuspol.) 133 Das Eingangssignal wird in Emitterschaltung verarbeitet, die Oszilla¬ torfrequenz entsteht in Basisschaltung. In diesem Fall bestimmt die Vorspannung an R7 (der in das kalte Ende des Kollektorkreises der 1. ZF-Stufe eingefügt ist) die Einsatzschwelle der Dämpfungsdiode. All¬ gemeingültige Daten über die Höhe der Vorspannung gibt es nicht; in Abhängigkeit vom Gerätetyp und zum Teil von der vorliegenden HF-Vor- stufe sind Vorspannungen zwischen 0,1 V und 1 V zu finden. Dabei muß auch berücksichtigt werden, daß diese Form der Vorspannungserzeugung keinen festen Bezugspunkt darstellt, da sie auch eine Funktion der Aus¬ steuerung des Transistors ist. Vereinzelte Meßwertangaben beziehen sich folglich auf den unausgesteuerten Eingangsteil. Der Wert der Dämpfungsdiode wird von den Geräteentwicklern unter¬ schiedlich eingeschätzt. Das Argument einer an sich unerwünschten Ver¬ zerrung des ZE-Signals läßt sich schwer entkräften, zumal die dabei auf¬ tretenden Harmonischen der ZF in den Empfangsbereich fallen. Daß diese Betrachtungen auch praktische Bedeutung haben, ist beim Empfang im Ortssenderbereich nachgewiesen. In Eingangsteilen von FM-Empfängern kommt der Dämpfungsdiode am 1. ZF-Kreis noch eine weitere Aufgabe zu. Die bei der Übersteuerung der Mischstufe einsetzende Begrenzung der Ausgangsamplitude soll die Rückwirkungen auf den Oszillator ver¬ ringern. In Abhängigkeit vom Grad der Übersteuerung äußern sich die Rückwirkungen in einer Mitnahme der Oszillatorfrequenz bis zum Aus¬ setzen der Oszillatorschwingung. Grundsätzlich lassen sich diese Vorgänge auch in allen AM-Bereichen nachweisen, in denen zumindest theoretisch der erweiterte Sinn der Dämpfungsdiode anwendbar wäre. Es sind aber keine Veröffentlichungen gefunden worden, die darauf hinweisen. Bild 6 zeigt eine selbstschwingende quarzstabilisierte Mischstufe nach einem DDR-Patent von Dipl.-Ing. G. Barthel, deren Anwendung z. B. in Mehrfachüberlagerungsempfängern als 2. Oszillator denkbar ist. Da sich eine selbstschwingende Mischstufe bei der Abhängigkeit der Transistorkennwerte vom Betriebszustand schlecht regeln läßt, was neben¬ bei die unerwünschte Oszillatorverstimmung als Funktion der Regelung zur Folge hat, wird die Mischstufe in vielen Fällen durch eine geregelte HF-Vorstufe weitgehend vor Übersteuerung geschützt. ZF Bild 6 >Selbstschunngende, quarz¬ stabilisierte Mischstufe nach einem DDR-Pateiit 134 Bild 7 Dämpfungsdiode im Kollektorkreis einer UKW-HK-Vorstufe in Basisschal¬ tung als Übersteuerungsschutz f ür die folgende Mischstufe Diese Lösung hat einen weiteren Vorteil: Die Mischstufe läßt sich gün¬ stig dimensionieren; d. h., eine selbstschwingende Mischstufe braucht nicht so ausgelegt zu werden, daß der Oszillator auch noch im übersteuer¬ ten Betrieb der Mischstufe schwingt. Eine geregelte Vorstufe gewähr¬ leistet ferner, daß sich die Auswirkungen der Mischverstärkungsabhängig¬ keit von der Mischstufeneingangsspannung verringern. Dabei verbessert sich außerdem das Verhältnis dieser Eingangsspannung zur Oszillator¬ spannung. Das bedeutet, die für das günstigste Misehverhalten geltende Bedingung Oszillatorspannung '> Mischstufeneingangsspannung läßt Bich eher vorgeben. In Geräten, die eine geregelte Vorstufe und Mischstufe mit getrenntem Oszillator aufweisen, kann man diese angedeuteten Beziehungen weit¬ gehend berücksichtigen, so daß sie vergleichbaren Röhrengeräten auch hinsichtlich des Großsignalverhaltens nahekommen. Es gibt Industrie¬ geräte [2], [3], [4], [5], die zwischen Vor- und Mischstufe bereits eine Dämp¬ fungsdiode verwenden (Bild 7). Ein weiteres interessantes Beispiel ist in [6] über ein signalabhängiges elektronisches Dämpfungsglied zwischen Vorkreis und Mischstufe beschrieben. Hinzu kommen übersteuerungs¬ feste, selbstschwingende Mischstufen mit Stromverteilungsregelung für LW und MW, wobei allerdings 2 HF-Transistoren Voraussetzung sind [7] , [8], [9]. In vielen Fällen werden Eingangs- und Mischstufen mit höheren Kol¬ lektorströmen betrieben (as 4 mA), wobei man eine größere Übersteue¬ rungsfestigkeit als Kompromiß zur Stufenverstärkung erzielt. In diesem Sinne ist auch die zunehmende Anwendung der Aufwärtsregelung bedingt, die die Entwicklung moderner Regeltransistoren mit höheren zulässigen Kollcktorströmcn fördert. Die Aussage, daß bei der Aufwärtsregelung (d. h. Regelung zu höheren Kollektorströmen) die Veränderungen der Transistorkennwerte geringer seien und sich günstig auf die Schaltung 135 auswirken, läßt sich, nicht verallgemeinern. Als wesentliche Auswirkung bei der Regelung sei die Verstimmung angeführt; sie kann in einem ge¬ regelten ZF-Verstärker z. B. die Durchlaßkurve unvertretbar verändern.- Durch Verwendung hoher »Schwingkreiskapazitäten in AM- und FM- Zwisehenfrequenzfiltern versucht man, diesen verstimmenden Einfluß zu mindern. In dem bemerkenswerten Allbereichtransistorempfänger Braun T1000 z. B. wird der verstimmende Einfluß des Transistors bewußt ausgenutzt. Das Gerät hat auch für die AM-Bereiche einen getrennten Oszillator, dessen Emitterwiderstand in einem begrenzten Bereich regelbar ausgeführt ist. Damit läßt sich eine Feinverstimmung des Oszillators erzielen, was in der Anwendung einer «Kurzwellenlupe» entspricht [10]. Der Umfang dieser informatorischen Übersicht gestattet es nicht, auf alle in der Schaltungstechnik verwendeten, interessanten Besonderheiten einzugehen. Das Literaturverzeichnis weist auf die wichtigsten neueren Arbeiten hin. Die Entwicklung der Schaltungstechnik dürfte dahin führen, daß auch die Transistorgeräte der mittleren Preisklasse Eigenschaften aufweisen, wie sie zur Zeit nur Spitzengeräten Vorbehalten sind, dazu gehören u. a. mit Röhrengeräten vergleichbares Großsignalverhalten und eine wirksamere Regelung. Dabei können Feldeffekttransistoren [11], [12] in naher Zukunft eine wesentliche Rolle spielen. Des weiteren liegen Ent¬ wicklungsgedanken betreffs einer Erweiterung des Anwendungsbereichs integrierter Schaltkreise vor. Übertragen auf die Empfangstechnik, dürf¬ ten Schaltungen entstehen, die von der gewohnten, grundsätzlich immer wiederkehrenden Konzeption beträchtlich abweichen [13]. Literatur [1] Rohde, Ü. L.y Quasimultiplikative Mischstufe, Transistorkaskode, Internatio¬ nale Elektronische Rundschau, 9/1966, S. 514—518 [2] Valny, Z., Stereofonni transistorovy Prijimac, Amaterske Radio, 9/1966, S. 6 [3] Warias, W., Hi-Fi-Stereo-Tuner «FM-20», Funk-Technik, 9/1965, S. 353—355 [4] Rohde, V. L., UKW-Tuner für hohe Ansprüche, Funk-Technik, 10/1965, S. 393—394 [5] Schippen, J., Neue Autosuper mit Mikro-Technik und kleinen Abmessungen, Funktechnik, 18/1966, S. 642—644 [6] Baak, W., Schaltungseinzelheiten der Autosuper «Touring Special 303» und «Touring Special 606», Funktechnik, 24/1965, S. 979—980 [7] Rinderle, H., Kretschmar, H., Mittelwellen-Transistormischstufe mit Strom¬ verteilungsregelung, Funktechnik, 8/1966, S. 279—280 [8] Kinne, E., Übersteuerungsfeste selbstschwingende Mischstufe mit zwei Tran¬ sistoren, Funktechnik, 15/1966, S. 548 [9] Kämpfer, H., Alltransistor-Heimradioserie, Funktechnik, 23/1966, S. 836—840 [10] Steiner, B., Ein Spezialempfänger für Bord- und Landbetrieb Braun T 1000, Funkschau, 13/1964, S. 363—366 136 [11] Thuy, J., Zukunftsaufgaben der Halbleitertechnik für Rundfunk- und Fern¬ sehempfänger, Funktechnik, 1/1966, S.9 [12] Büttner, L., Aufbau und Eigenschaften von Metall-Oxyd-Feldeffekttransistoren, Funktechnik 5/1966, S. 163—164 und Funktechnik, 6/1966, S.203—205 [13] —, Ein neues FM-Empfangsverfahren für die Anwendung integrierter Schal¬ tungen, Radio und Fernsehen, 15/1966, S, 454—455 [14] Weinheimer, II., Grafische Darstellungen der wichtigsten Transistor-Kenn¬ werte, Funkschau, 16/1964, S. 439—444 [15] Weinheimer, R., Technische Mitteilungen des Instituts für Halbleitertechnik, Nr. 61-T9 und 60-D3 [16] Fischer, L., 2-m-Transistorvorsatzgeräte für den UKW-Hörer, Funkamateur, 2/1966, S. 83-85 vX? - tyüu-J-ku'A // - Toleranzunempfindliclie Synchronisations¬ und Zeilenoszillatorschaltung ohne Ab gleichmittel Die Entwicklungsingenieure für Fernsehempfänger sind stets bemüht, die Bedie¬ nung dieser Geräte so weit wie möglich zu vereinfachen bzw. zu automatisieren. Aber auch die Abgleicharbeit am Fernsehempfänger sollte im Interesse rationeller Fertigung und leichter Durchführbarkeit des Service auf ein Mindestmaß beschränkt bleiben. Dazu gehört auch eine Toleranzunempfindlichkeit der Schaltung beim Aus¬ tausch von Bauelementen, z. B. bei der Synchronisations- und Zeilenoszillatorschal¬ tung. Bei der früher häufig verwendeten Schaltung (Bild a) lieferte eine Phasenver¬ gleichsschaltung die Nachstimmspannung für einen LC-Oszillator. Wegen des sehr kleinen Fangbereichs von etwa ± 150 Hz mußte dieser Zeilenoszillator eine Genauig¬ keit von ± 0,5 % aufweisen. Die hohe Genauigkeit ließ sich trotz des Abgleichs der Oszillatorspule in der Fertigung über einen längeren Zeitraum nicht aufrechterhalten. Ein separat herausgeführter Einstellknopf zur Zeilenfrequenzfeineinstellung war daher erforderlich. Acp © ] fr Fang bereich ±150 Hz f z -15,625kHz fr ohne Abgleich ±0,5% J u U^T -I 137 Bei der Phasen- und Frequenzvergleichsschaltung (Bildb) mit einem Fang¬ bereich von etwa ± 900 Hz konnte auf den Einstellknopf verzichtet werden, da hier¬ bei die Frequenzabweichung des Zeilenoszillators ±3% betragen darf. Trotzdem war es nicht möglich, auf einen Abgleich der Zeilenoszillatorspule zu verzichten, da die Induktivitätstoleranzen des verwendeten Ferritkerns zu groß sind. Darüber hinaus mußte der Wegfall des Einstellknopfs für die Frequenz mit einem Abgleich der Symmetrierung erkauft werden. Die neue Synchronisations- und Zeilenoszillatorschaltung (Bild c) weist 3 wesent¬ liche Merkmale auf: Jeglicher Abgleich entfällt. Es werden keine Spulen mehr benötigt. Die Schaltungen sind toleranzunempfindlich. Zur Ansteuerung der Zeilenendstufe wird ein abgleichloser RC-Oszillator verwen¬ det, dessen Abweichung von der Sollfrequenz ±7 % betragen darf. Die Nachstimm¬ spannung erhält der Oszillator von einer ebenfalls spulen- und abgleichlosen Synchro¬ nisationsschaltung mit einem extrem großen Fangbereich von ±1800 Hz. Die Synchronisationsschaltung selbst besteht aus einem Amplitudensieb mit 2 Transistoren BC170B (Intermetall) und einer sehr einfach aufgebauten neuen Pha¬ sen- und Frequenzvergleichsschaltung mit den Transistoren BC192 (Intermetall) und BC 170B. Da beide — in Kaskade geschalteten — Transistoren beim Frequenz¬ vergleich lediglich als Schalter wirken, sind große Toleranzen bei den Bauelementen zulässig. Die Höhe der Ausgangsspannung (Nachstimmspannung für den Oszillator) ist nur von der Höhe der Batteriespannung abhängig. Bei der Zeilenoszillatorschaltung handelt es sich um eine Kombination zwischen RC-Sinusoszillator und Kippgenerator. Man erreicht einerseits eine gute Frequenz¬ stabilität und andererseits die gewünschten sehr steilen Kippflanken, die zur An¬ steuerung der Zeilenendstufe erforderlich sind. Die Schaltung kann unter Verwen¬ dung von 2 Transistoren BC171B (Infcermetall) und 1 Transistor BF 118 (Inter¬ metall) aufgebaut werden. 138 Sender für die Fuchsjagd auf 80 m und 2 m Z. Lachowski — SP 5 EL Dieser Sender wurde im Auftrag der LPZ (Liga der Landesverteidigung) von dem polnischen Funkamateur Z. Lachowski, SP 5 EL, entwickelt. Die Forderungen an den Fuchsjagdsender waren: — Betriebssicherheit; — einfache Bedienung; — ökonomische Stromversorgung; — eine Konstruktion, die mit auf dem Inlandsmarkt erhältlichen Bau¬ teilen auszuführen sein muß; — kombinierte Konstruktion, die die Arbeit auf den Frequenzbereichen 3,5 und 144 MHz gewährleistet. Die erste Forderung ließ sich durch Verwendung ausgesuchter Bau¬ teile erfüllen. Die Bauelemente wurden außerdem überdimensioniert, so daß sie auch bei einer höheren Spannung als der angegebenen Betriebs¬ spannung Sicherheit gewährleisten. Der zweiten Forderung trug man durch Verzicht auf äußere Abstimm- und Regelvorrichtungen am Gerät Rechnung. Auf der Frontplatte wurden nur die unentbehrlichen Umschalter (Betriebsartenschalter, Ein-, Mikro¬ fon- und Kontrollschalter) sowie Buchsen (Mikrofon, Taste und Antenne) belassen. Die Realisierung der anderen Forderungen ist noch zu erläutern. Der Senderwird von 3 Anodenbatterien (BAS-90) sowie von einemAkkumula- tor 6 V/14 Ah (Motorrad Jawa) gespeist. Die Anodenbatterien sind in Reihe geschaltet, wodurch man eine Anodenspannung von max. 270 V erreicht. Die Batterien und der Akkumulator sind einstweilen im Speise¬ kasten einer Station RBM-1 untergebracht worden, mit dem der Sender mittels 3adrigem Kabel und entsprechenden Verbindungssteckern ver¬ bunden ist. Damit man ohne Anodenbatterien auskommt, kann noch ein Transverter eingebaut werden. Der Umschalter sowie der Akku¬ mulator sind in einem eigens für diesen Zweck gefertigten Metallkasten 130 Hol EL83 ^Büd 1 b Schaltung des Modulators und der Betriebsschalter untergebracht. Mit der angegebenen Stromversorgung kann der Sender 4 h ununterbrochen arbeiten. Sender Die Schaltung besteht aus 2 unabhängigen HF-Teilen für KW (3,5 MHz) und UKW (144 MHz) sowie einem gemeinsamen Anodenmodulator, der bei Betrieb auf 3,5 MHz abgeschaltet wird. Im Frequenzbereich 144 MHz arbeitet der Sender nur in A3 (Telefonie), obwohl es durch eine gering¬ fügige Änderung möglich wird, auch in Al (Telegrafie) zu arbeiten. Für diesen Zweck muß eine zusätzliche Schaltbuchse für die Taste eingebaut und an den Katodenkreis der PA-Röhre (Rö3 — QQE03/12) angeschlossen werden. UKW-Tell Den Sender steuert ein Quarz mit der Grundfrequenz 8080 kHz, die ver¬ achtzehnfacht wird. Die Röhre Röl ist eine Doppeltriode ECC81. Die 1. Triode arbeitet als Quarzgenerator, die 2. als Verdreifachen Zur ge¬ ringen Belastung des Generators wurden in den Katodenkreis dieser Triode ein Widerstand R4 (= 100 fl) eingeschaltet sowie ein kleiner Kopplungskondensator C4 (— 15 pF) vorgesehen. Der Anodenkreis der Röhre (L1/C6/C7) ist auf die 3. Harmonische der Quarzfrequenz (24,24 MHz) abgestimmt. Die HF gelangt über den Kopplungskondensator C8 auf das Steuergitter der nächsten Stufe. Die Röhre Rö2 ist eine Triode-Pentode EOF82. Der Triodenteil dieser Röhre arbeitet als 2. Verdreifacher. Der Anodenkreis dieser Stufe, der aus der Spule L2 und dem Trimmer CIO besteht, ist auf 72,72 MHz ab¬ zustimmen. Im Pentodenteil wird die Frequenz nochmals verdoppelt. Dem Anodenkreis dieser Röhre kann also die Arbeitsfrequenz von 145,44 MHz entnommen werden. Der Kreis L3/C14 ist als Reihenschaltung auf- gebaut worden, wodurch sieh die Wirksamkeit erhöht. Dieser Kreis er¬ möglicht eine Phasenverschiebung von 180°, was zur Steuerung der PA- Stufe erforderlich ist, die im Gegentakt (Rö3 = QQE 03/12) arbeitet. Den Anodenkreis der PA-Stufe bilden die Spule L4 und der Schmetter¬ lingsdrehkondensator C19. Die Antenne ist induktiv angekoppelt, die Spule L5 mit der Koax-Antennenbuchse verbunden. Den Innenleiter der Buchse verbindet man mittels einer geringen, experimentell gewählten Kapazität C20 (2 pF) mit der Ausgangsspannungsanzeigeschaltung. Die Diode D (DOG-50) ist beiden HF-Teilen gemeinsam. Die HF-Ausgangs¬ leistung wird mit dem an der Frontplatte angebrachten Milliampere¬ meter in der Stellung «HF» des Schalters S3 angezeigt. Alle Abstimmvorrichtungen der Vervielfacherkreise und der Endstufe haben keine äußeren Bedienungsmöglichkeiten. Zur Abstimmung muß 142 man den Sender aus dem Gehäuse herausnehmen. Die Vervielfacherkreise werden nur einmal auf die betreffende Frequenz des Quarzes abgestimmte. Neu abstimmen sollte man sie nur bei Frequenz- bzw. Quarzwechsel. Der PA-Kreis wird einmal auf die vorgesehene Antenne eingestellt. Verän¬ dert man die Antennenlänge, so ist die Abstimmung zu korrigieren. Alle Abstimmungen sollten so durchgeführt werden, daß in Schalterstellung «Leistung» ein maximaler Ausschlag erfolgt. Die Spulenmitte von L4 ist über eine Drossel und einen Abblockkondensator C17 (6,8 nF) mit der Modulatoranode (Rö5 = EL83) verbunden. Man benutzt eine Anoden¬ modulation. KW-Teil Dieser Senderteil wird ebenfalls von einem Quarz gesteuert. Ähnlich wie im UKW-Teil ist der Quarz zwischen Anode und Gitter einer Doppel¬ triode EGC81 angeordnet (Rö4). Die Bauelementewerte sind jedoch ent¬ sprechend der niedrigeren Frequenz anders dimensioniert. Die Arbeits¬ frequenz ist vom Quarz abhängig; man kann Quarze im Bereich 3,5- ■ • 3,6 MHz benutzen. Für das beschriebene Gerät wurde die Frequenz 3520 kHz (im CW-Bereich des Amateurbands) gewählt. Im Katodenkreis des Oszilla¬ tors liegt eine Schaltbuchse für die Taste. Der «heiße» Kontakt dieser Buchse ist über die Drossel Dr3 mit der Katode verbunden. Die Katode wird durch den Kondensator C25 (6,8 nF) abgeblockt. Die 2. Triode der Röhre Rö4 arbeitet als Geradeausverstärker. Der Anodenkreis L6/C28/C29 ist auf die Frequenz des Quarzes abgestimmt und steuert über den Koppelkondensator 030 (47 pF) sowie über den Widerstand gegen UKW-Selbsterregung R18 (1 Hl) das Gitter der PA- Stufe (Rö5 = EL 83). Der PA-Kreis besteht aus der Spule L7 und dem Luftdrehkondensator C32. Er wird ähnlich wie beim UKW-Teil einmalig auf die verwendete An¬ tenne abgestimmt. Mit Rücksicht auf die Vereinfachung koppelt man die Antenne mit Kondensator C33 (680 pF) an. Diese Kopplungsart läßt sich nur bei kurzen Antennen anwenden, wie sie für Fuchsjagden typisch sind. Bei langen Antennen sollte die Antenne an die Spule angeschlossen bzw. mittels eines 71- Filters angekoppelt werden. Der Kondensator C21 dient zur Kopplung mit dem HF-Anzeigeteil. Modulator Der Modulator ist 3stulig und hat einen hochohmigen Eingang für ein Kristallmikrofon. Die 1. Röhre (Rö6) ist eine Doppeltriode ECO82, die als Spannungsverstärker arbeitet. Die 2. Röhre (Rö7 = EL 83) dient als A-Leistungsverstärker. Die Schaltung ist konventionell und erfordert keine eingehenden Erklärungen. Zum Vermeiden von Selbsterregung sollte 143 beim Bau auf eine richtige Montage, auf kurze Verbindungen und auf die entsprechende Auswahl der Bauelemente geachtet werden. Am Modula¬ torausgang bringt man einen typischen Rundfunkausgangstransformator an. Die hochohmige Wicklung dient als Modulator, die niederohmige Wick¬ lung wird an eine Klemme angeschlossen, die innen auf der Rückseite der Montageplatte angebracht ist. Man braucht sie zur etwaigen Arbeits¬ kontrolle des Modulators bei der Inbetriebnahme bzw. während der Reparatur. Die Anodenspannung des Modulators wird durch den Elektro¬ lytkondensator C39 (8 pF) abgeblockt, der ein Teil des Doppelkonden¬ sators 2x8 pF ist. Sein 2. Teil (C40) blockt die Anodenspannung für die anderen Stufen ab. Antennen Die im Gelände durchgeführten Versuche erwiesen, daß bei 144 MHz der in Bild 2 dargestellte, geschlossene Kreisdipol am besten arbeitet. Er sichert eine gute Rundstrahlung bei verhältnismäßig geringen Ausmaßen. Der Dipol ist an einem etwa 2 m hohen Holzmast befestigt und wird über ein Koaxkabel (70 Q) über eine Symmetrieranpassungsschleife ge¬ speist (Bild 3). Die gestreckte Länge des Dipols beträgt 95 cm, der Durchmesser des Kupferrohrs 7 mm. Der Abstand zwischen den Rohren ist 40 mm. Die Länge des Anpassungsglieds hängt vom Verkürzungsfaktor des Kabels ab. Die elektrische Länge soll eine halbe Wellenlänge sein. Da die Länge nicht kritisch ist, kann die durchschnittliche Kabelverkürzung 0,75-A/2 angenommen werden; das Anpassungsglied wird demzufolge etwa 80 cm lang. Auf Grund der gegenseitigen Kopplung der Dipolarme ist die An¬ passung nicht ideal; angesichts des nicht sehr langen Kabels (4 bis 7 m) bleiben die Verluste jedoch gering. Bild 2 Ansicht der veneendeten Enndstmhlantenne für 2 m (Beschreibung siehe Text) 144 Für 3,5 MHz wurde die 6‘teilige Vertikalantenne mit einer Gesamtlänge von 1,8 m der Funkstationen RBM-1 benutzt. Frontplatte Auf der Frontplatte befinden sich 4 Umschalter. Der Kippumschalter S1 dient zur Wahl der Frequenzbänder 3,5 MHz oder 144 MHz. Bei «3,5 MHz» kann ausschließlich der Heiz- und Anodenkreis des 3,5-MHz- Teils (Röhren Rö4 und Rö5) eingeschaltet werden. Entsprechendes gilt für «144 MHz» (Röhren Röl, Rö2 und Rö3). Mit dem Kippumschalter S2 wählt man die Betriebsart (Al oder A3). Bei A3 gelangt die Heiz- und Anodenspannung zum Modulator (Röhren Rö6 und Rö7). Bei Al arbeitet der Modulator nicht; hier wird jedoch die Modulationswicklung kurzgeschlossen. Der 3. Schalter ist der Drehschalter S3, der die Heiz- und Anoden¬ spannung anzeigt und die HF-Ausgangsleistung umschaltet. In der 1. Schalterstellung ist das Meßwerk abgeschaltet. Die Widerstände R 29 und R30 sollten dem Meßwerk entsprechend gewählt werden. Der 4. Schalter, ein Drehschalter, dient zum Einschalten der Heizspan¬ nung und anschließend der Anodenspannung. In der ersten Schalterstel¬ lung ist der Sender ausgeschaltet. 10 Elektronisches Jahrbuch 1969 145 Bild 4 Ansicht des beschriebenen Fuchsjagdsenders 3,51144 MHz Bild 5 Blick auf das Chassis des Fuchsjagdsenders, Mitte und links Senderteil , rechts Modulator 146 Bild 6 Blich unter das Chassis des Fuchsjagdsenders, Mitte und rechts Senderteil, links Modulator Auf der Frontplatte befinden sich noch: ein Voltmeter zum Messen der Heiz- bzw. Anodenspannung sowie der HF-Leistung; die Mikrofon- und die Tastenbuchse; die UKW- und die KW-Antennenbuchse. An der Rückwand der Montageplatte ist eine Sicherungsfassung an¬ gebracht, die die Betriebsspannung absichert. Spulendaten LI 12Wdg., 1,2-mm-CuL, Keramikkörper, 15 mm Durchmesser L2 6 Wdg., 1,2-mm-CuL, Luftspule, 10 mm Durchmesser, 7 mm lang L3 4 Wdg., 1,2-mm-CuL, Luftspule, 10 mm Durchmesser, 7 mm lang L4 2x2 Wdg., 2,5-mm-CuAg, Luftspule. 10mm Durchmesser, Zwischen¬ raum 6 mm in der Mitte für L5 L5 2 Wdg., 1,5-mm-CuL, kunststoffisoliert, 10 mm Durchmesser, zwischen L4 gewickelt L6 30 Wdg., 0,25-mm-CuL, Keramikkörper, 7 mm Durchmesser L7 35 Wdg., 0,35-mm-CuL, Keramikkörper, 15 mm Durchmesser Drl, Dr2, Dr3 Entstördrosseln 10 pH Dr4 Drossel 0,3 pH 10 * 147 Bauteüeliste RI, R3, R6, R7 47 kil - - 0,25 W R2 22 kß — 0,25 W R4, R15, R27 100 ß- - 0,25 W R5 8,2 kn —2 W R8,R13 33 kÜ- - 0,25 W R9, RIO 18 Mi —0,25 W Rll, R30 33 kO -2 W R12, R14, R17 82 kß—0,25 R16 1,8 kß- - 2 W R18 1 kß — 0,25 W R19, R28 10 kn - -1 W R20 3 Mn — 0,25 W R21 500 n- - 0,25 W R22, R25 220 kO — 0,25 W R23 470 kß — 0,25 W R24 1,8 kn — 0,25 W R26 510 kß — 0,25 W R29 910 n —0,25 W CI, C8 33 pF C2 22 pF 03, C5, C9, C12, C13, C17, C18, C22, C25, C27, C31 6,8 nF — 500 V C4, C15, C16, C26 15 pF C6 10 nF - Keramik C7, C14 Keramiktrimmer, C max = 15 pF CIO, C29 Keramiktrimmer, C max = 30 pF Cll, C30 47 pF C19 Drehko 2x15 pF C20 etwa 2 pF C21 etwa 5 pF C23, C28 82 pF C24 150 pF C32 Lufttrimmer, C max = : 50 pF C33 680 pF — 500 V C34 5 nF — 500 V C35, C37 10 pF — 12 V C36 10 nF — 500 V 038 50 nF — 500 V 041 50 nF —125 V C39, C40 2x8(xF—450V Tr Ausgangsübertrager 5 kß Widerstände lOkfi: Wie geht es dirt 1,5 kO: Nicht besonders. Mein Widerstand ist so gering. 148 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM 2 AXE Transistor- und Röhrenempfangskonverter für das 2-m-Band Der im UKW-Bereich arbeitende Funkamateur benutzt in den meisten Fällen für seine Empfangsanlage keinen speziellen UKW-Empfänger, weil der Aufwand hoch, die Einsatzmöglichkeiten jedoch begrenzt sind. Dazu kommt, daß sehr viele UKW-Amateure auch auf den Kurzwellen¬ bändern arbeiten und dafür ein KW-Empfänger vorhanden ist. Es liegt deshalb nahe, vor den vorhandenen KW-Empfänger einen Empfangs¬ konverter für das 2-m-Band (144 bis 146 MHz) zu schalten. Dieser Emp¬ fangskonverter hat die Aufgabe, die UKW-Frequenz durch Überlagerung mit einer Oszillatorfrequenz in den KW-Bereich umzusetzen (Superhet¬ prinzip). Um diese Frequenzverlagerung zu verwirklichen, gibt es 2 Wege. 1. Wen Die Bingangsfrequenz f e = 144 bis 146 MHz wird mit einer Oszillator¬ frequenz von z. B. f 0 — 116 bis 118 MHz überlagert. Man erhält am Kon¬ verterausgang die KW-Frequenz f kw = 28 MHz, da fe fo ~ fkw* (144 —116) MHz = 28 MHz; (146 — 118) MHz = 28 MHz. Auf diese Frequenz von 28 MHz stellt man den KW-Empfänger als so¬ genannten Nachsetzempfänger fest ein. Allerdings ist mit diesem Ver¬ fahren, verwendet wird es als UKW-Tuner im Rundfunkempfänger (f l;m = 10,7 MHz), ein schwerwiegender Nachteil verbunden. Der Oszilla¬ tor des Konverters muß im Frequenzbereich von 116 bis 118 MHz abge¬ stimmt werden. Die dabei erreichbare Frequenzstabilität genügt nicht, die Gegenstation einwandfrei aufzunehmen. Deshalb wendet man dieses Prinzip nur bei den transistorisierten 2-m-Funksprechgeräten an, weil es bei diesen nicht auf eine hohe Fre¬ quenzstabilität ankommt. 149 2. Wen Die Eingangsfrequenz f e = 144 bis 146 MHz wird mit einer festen Oszillatorfrequenz von z. B. f 0 — 116 MHz überlagert. Man erhält am Konverterausgang das gesamte in den KW-Bereich umgesetzte UKW- Band im Frequenzbereich f kw — 28 bis 30 MHz, denn (144 — 116) MHz = 28 MHz; (146 — 116) MHz = 30 MHz. Da nur eine einzige Oszillatorfrequenz benötigt wird, bereitet die Fre¬ quenzstabilität keine Schwierigkeiten. Es kann ein quarzgesteuerter Oszillator vorgesehen werden. Man setzt für die angegebene Frequenz von 116 MHz einen Quarz 38,667 MHz ein; die Verdreifachung ergibt dann die gewünschte Oszillatorfrcquenz von f 0 ~ 116 MHz. Die KW- Frequenz von 28 bis 30 MHz ist bei den meisten KW-Amateurempfän- gem vorhanden; sie entspricht dem 10-m-Band (28 bis 29,7 MHz). Natürlich sind auch andere Frequenzverhältnissc möglich. Je nach dem vorhandenen KW-Bereich muß man die Oszillatorfrequenz fest¬ legen, um das 2-m-Band dorthin umzusetzen. Empfangsbereich Oszillatorfrequenz Nachsetzerbereich Quarzfrequenz 144,0 bis 146,0 MHz 114 MHz 130 MHz 126 MHz 30 bis 32 MHz 14 bis 16 MHz 18 bis 20 MHz 38 MHz x 3 26 MHz x 5 7MHzx3x3x2 43,333 MHz x 3 Ein Empfangskonverter nach diesem Prinzip hat keine Bedienelemente, er wird beim Abgleich des Geräts fest eingestellt. Sieht man für die HF- Kreise bei 145 MHz Bandfilter vor, so ist eine gleichmäßige Verstärkung über die Bandbreite von 2 MHz vorhanden. Für die Ausgangsfrequenz im KW-Bereich verwendet man ebenfalls ein Bandfilter oder einen mit Widerstand bedampften Einzelkreis. Bei diesem Verfahren beschränkt sich der 2-m-Empfang nur auf die Bedienung des Nachsetzempfängers. Der Empfangskonverter soll gute Grenzempfindlichkeit aufweisen, damit er noch entfernte Signale aufnehmen kann. Mit amatourmäßigen Mitteln lassen sich heute Grenzempfindlichkeiten von 2 bis 3 kT 0 errei¬ chen. Für die Eingangsstufen kommen nur Trioden in Frage, die einen geringen äquivalenten Rauschwiderstand haben. Dieser ist um so kleiner, je größer Steilheit und Anodenstrom und je kleiner Eingangs- und Aus¬ gangskapazität sind. Meist werden Trioden verwendet, wie PC SO, PC SS, ECC 88 oder die modernen Nuvistor-Trioden. Für geringe Anforderungen des Anfängers genügen auch die Röhren ECC84 oder ECC85. Gute Emp¬ findlichkeit wird auch mit Transistoren erreicht (GF132, GF142, AF106, AF139); allerdings wirken sieh kritisch die geringe Kreuzmodulations- 150 festigkeit und das Auftreten hoher HF-Spannungen am Eingang aus, z. B. durch den eigenen Sender. Deshalb werden Transistorkonverter meist nur bei Portablegeräten und Sprechfunkgeräten eingesetzt. Für die Schaltungstechnik der Eingangsstufen des Empfangskonverters haben sich im Laufe der Jahre 2 Schaltungen durchgesetzt. Das ist einmal die Kaskodeschaltung nach Wallman, die 2 Trioden benötigt. Dabei arbei¬ tet die 1. Triode in Katodenbasisschaltung, die 2. Triode in Gitterbasis¬ schaltung. Diese Kaskodeschaltung vereinigt in sich das geringe Rauschen einer Triode mit dem großen Verstärkungsfaktor einer Pentode. Die Kas¬ kodeschaltung gilt als die meistverwendete Eingangsschaltung für 2-m- Konverter. Die andere viel verwendete Eingangsschaltung ist die Gitterbasisschal¬ tung, die ein gutes Signal/Rausch-Verhalten zeigt. Man muß jedoch beachten, daß der Eingangswiderstand der Gitterbasisschaltung sehr niedrig liegt und die Schaltung nur geringe Verstärkung bringt. Man schaltet deshalb 2 Gitterbasisschaltungen hintereinander, um die gleiche Verstärkung zu erzielen wie mit der Kaskodeschaltung. Eine weitere Verbesserung der Empfangsanlage ist für den Funkama¬ teur mit elektronischen Mitteln kaum noch möglich. Alles Weitere muß die Antennenanlage bringen, getreu dem Leitsatz: «Eine gute Antenne ist der beste HF-Verstärker». Das bedeutet, man benötigt Antennen mit hohem Antennengewinn und ausgeprägter Richtwirkung. Das ist der Fall bei der vielfach benutzten, mehrelementigen Yagi-Antenne, besonders der Lang-Yagi-Antenne. Für 2-m-Empfangskonverter sollen einige typi¬ sche Schaltungen vorgestellt werden, die sich zum Nachbau eignen. Für die Schwingkreise wurde lediglich der Frequenzwert angegeben, da die Spulendaten sehr abhängig sind von der Form der verwendeten Spulenkör¬ per und dem Material der Abgleichkerne. Mittels eines Grid-Dip-Meters kann man aber auf einfache Weise die Spulendaten der Schwingkreise festlegen. Als Beispiel werden für den zuerst besprochenen Konverter die Windungszahlen ungefähr angegeben. Bei uns in der DDR hat es der Funkamateur K.-H. Fischer (DM2ADJ) übernommen, für die Her¬ stellung eines leistungsfähigen 2-m-Konverters Sorge zu tragen. Die Schaltung (Bild 1) zeigt eine ältere Ausführung, die auf einem Messing¬ blechchassis (250 mmx 70 mmx42 mm) aufgebaut war. Heute wird diese Schaltung mit geringfügigen Änderungen als Ausführung VHF5 abge¬ glichen auf einer gedruckten Platine geliefert. Der Konverter ist mit 4 Röhren bestückt, die folgende Funktionen ausüben: PC 88 Katodenbasisstufe der Kaskode; PC 88 Gitterbasisstufe der Kaskode; EC 92 Mischstufe; ECC85 Quarzoszillator und Verdreifacher. 151 Bild 1 Schaltung eines Kaskodekonverters mit 2 Röhren PC HS in der Eingangsschaltung (nach DM 2 ADJ) Die Antenne (60 £2) liegt an einer Anzapfung des Eingangsschwingkreises (LI etwa 4 Wdg., 10 mm Durchmesser, 1-mm-CuAg, Anzapfung bei 1. Wdg.). Mit dem parallelliegenden Trimmer (max. 10 pF) wird der Schwing¬ kreis auf Bandmitte -(145 MHz) abgestimmt. Die Katodenkombination weist sehr niedrige Werte auf. Der kleine Kondensator hat Einfluß auf die Verbesserung der Empfindlichkeit des Konverters. Zwischen Anode und Gitter liegt die Neutralisationsspule L2 (etwa 10 Wdg., 8 mm Durch¬ messer, 0,8-mm-CuL), die auf Bandmitte abgestimmt wird. Über das jr-Filter ist der Eingang der Gitterbasisstufe mit dem Ausgang der Kato¬ denbasisstufe verbunden (L3, etwa 6 Wdg., 8 mm Durchmesser, 1-mm- CuAg). Die Kapazitäten des ^-Filters sind eingangsseitig c alc der 1. Röhre PC88 und ausgangsseitig c gk der 2. Röhre PC 88. Das ^-Filter wird eben¬ falls auf Bandmitte abgestimmt. 152 Damit die an der Katode der Gitterbasisstufe anliegende HF-Spannung nicht teilweise über den Heizfaden nach Masse gelangt sollen die Heizfadenanschlüsse über kleine UKW-Drosseln (etwa 10 ^H, handels¬ übliche Ausführung) hochfrequenzmäßig hochgelegt werden. Die Gitter¬ vorspannung wird über einen hochohmigen Spannungsteiler (2 x 270 kQ) festgelegt. Im Anodenkreis der Gitterbasisstufe liegt ein Bandfilter für den Frequenzbereich 144 bis 146 MHz, das induktiv gekoppelt ist (L4 = L5, etwa 5 Wdg., Durchmesser 8 mm, 1-mm-CuAg). Die Schwingkreis¬ kapazitäteil werden von den Röhrenkapazitäten gebildet. Die Stromver¬ sorgung der Kaskodestufe erfolgt in einer gleichstrommäßigen Reihen¬ schaltung. Zwischen beiden Röhren befindet sich eine Abschirmwand, wobei L3 noch zur 2. Röhre gehört. Am Gitter der Mischröhre EC 92 liegt die verstärkte Eingangsspannung, ln die Katode wird die Oszillatorspannung eingespeist. Der Anodenkreis ist auf die aus der Mischung erhaltene Frequenz abgestimmt, in diesem Fall auf etwa 29 MHz. Durch die Bedämpfung mit dem Widerstand 10 kQ erreicht man, daß das Frequenzband 28 bis 30 MHz ohne wesent¬ lichen Abfall übertragen wird. Die Auskoppelspule ist mit dem Antennen¬ eingang des Nachsetzempfängers zu verbinden (L6 etwa 18 Wdg., 8 mm Durchmesser, 0,3-mm-CuL; Auskoppelstufe etwa 4 Wdg., 0,8-mm-CuL, auf dem gleichen Spulenkörper). Der Quarzoszillator wurde mit einem Quarz 38,6667 MHz bestückt. Das 1. Triodensystem arbeitet auf der Quarzfrequenz, auf die auch der Schwingkreis im Anodenkreis abgestimmt ist. Die Kapazität des Schwing¬ kreises wird von der Röhrenausgangskapazität gebildet (L8 etwa 14 Wdg., 8 mm Durchmesser, 0,8-mm-CuL). Das 2. Triodensystem bildet den Fre- quenzverdreifacher. Der Anodenkreis ist auf die Frequenz 116 MHz ab¬ gestimmt (L7 etwa 5 Wdg., 8 mm Durchmesser, 1-mm-CuAg). Eine Kop¬ pelspule mit etwa 1 Windung befindet sich am kalten Ende von L7. Ein Stück abgeschirmte Leitung führt die Oszillatorspannung zur Katode der Mischröhre. Für den Abgleich werden ein Grid-Dip-Meter und ein Rauschgenerator benötigt. Dabei sollte sich der Anfänger die Hilfe eines erfahrenen UKW- Amateurs erbitten oder den nächsten Radioklub der GST aufsuchen. Wie eine Eingangsschaltung mit Gitterbasisstufen auf gebaut werden kann, zeigt Bild 2. Diese Schaltung wurde von G. Laufs (DL 6 HA) für einen SSB-Empfangsumsetzer in [1] angegeben. Die Kopplung der beiden Gitterbasisotufen und die Ankopplung an den Gegentaktmischer erfolgt über Bandfilter, die eine zufriedenstellende Trennschärfe ermög¬ lichen. Für jede Gitterbasisstufe wird die Gittervorspannung durch einen Katodenwiderstand erzeugt. Zur Mischung verwendet man eine Gegen- taktanordmmg. Das Oszillatorsignal ist induktiv an das Steuergitter der Mischröhre zu koppeln. Der Ausgangskreis für den Nachsetzempfänger muß eventuell mit einem Widerstand bedampft werden, damit man eine ausreichende Bandbreite erzielt. Die Heizfäden der Gitterbasisstufen sind beidseitig zu verdrosseln, damit kein Anteil der HF-Spannung nach Masse abfließen kann. In Italien bietet die Firma Geloso, bekannt durch ihre KW- und UKW- Ivonstruktionen für den Funkamateur, einen 2-m-Konverter an, der mit Nuvistor-Trioden bestückt ist. Die Empfindlichkeit -wird mit etwa 2 kT 0 angegeben. Neben den guten HF-Eigenschaften der Nuvistoren ist bemer¬ kenswert, daß eine Anodenspannung von nur 70 V benötigt wird. Bild 3 zeigt den GELOSO -Konverter G4/161. Die Kaskodestufe enthält statt des jr-Filters ein kapazitivgekoppeltes Bandfilter. Die Eingangsstufe wird durch einen kleinen Tri mm er zwischen Anodenspule und Gitter neu¬ tralisiert. Das Gitterbasissystem erzeugt die Gittervorspannung durch einen Katoden widerstand; auch die Anodenstromversorgung beider Kas- kodestufen erfolgt getrennt. Die Mischröhre ist über ein kapazitivgekop¬ peltes Bandfilter angeschlossen. Die Quarzoszillatorschaltung arbeitet in der sogenannten Butler- Schal¬ tung, wobei ein Triodensystem in Gitterbasis-, das andere in Katoden¬ basisschaltung betrieben wird. Der Quarz liegt zwischen den beiden Kato¬ den. Der Anodenkreis der Gitterbasisstufe ist auf die Frequenz des Quar¬ zes abgestimmt, der andere Anodenkreis auf die 3fache Frequenz. Die Oszillatorspannung wird kapazitiv ausgekoppelt und an die Katode der Mischröhre geführt. Im Anodenkreis der Mischröhre liegt ein kapazitiv¬ gekoppeltes Bandfilter für die Nachsetzerfrequenz. Diese Schaltung läßt sich auch mit anderen Röhren nachbauen, wenn keine Nuvistoren vor¬ handen sind. Nun noch einige Beispiele für die Anwendung von Transistoren. Bild 4 zeigt den 2-m-Transistorkonverter TC21 der Firma K. Braun, der mit den Transistoren AF102 und AF114 bestückt ist [2]. Als DDR-Tran- sistoren eignen sich der GF132 und der GF142, wobei eventuell die Basis¬ spannungsteilerwiderstände geringfügig geändert werden müssen. Der Vorteil transistorbestückter Konverter liegt darin, daß sie günstigeRausch- eigenschaften aufweisen. Außerdem haben sie kleine Abmessungen und geringen Stromverbrauch. Anfällig sind sie gegen Kreuzmodulation und spannungsmäßige Über¬ lastung der Eingangsstufe (durch HF von starken UKW-Amateursendem). Beim Transistorkonverter TC21 arbeiten alle Stufen in Basisgrundschal¬ tung. Dadurch ergeben sich bessere HF-Eigenschaften, allerdings auch sehr niederohmige Eingangswiderstände. Die Antenne liegt an einer An¬ zapfung des Eingangsschwiiigkreises, der kapazitiv an den Emitter an¬ gekoppelt ist. Die Neutralisation erfolgt durch die günstige Bemessung der Abblockkondensatoren an der Basis und am Kollektorkreis. Die 2. HF-Verstärkerstufe und die Mischstufe sind jeweils über 4 pF an den davorliegenden Schwingkreis angekoppelt. Der Arbeitspunkt der Misch¬ stufe wird mit dem Trimmpotentiometer 5 kQ an der Basis eingestellt^ 156 AF102 AFWZ AFM WMHz B 0 { ns MHzMMH z Up ZS... 30 MHz 167 Bild 4 Tranaistorkonverter TC21 für das 2-m-Band (DJ 3 DT) Der Nachsetzer ist mit einen überkritisch gekoppelten Bandfilter im Kol¬ lektorkreis der Mischstufe angeschlossen. Der Quarzoszillator mit dem Quarz 38,667 MHz arbeitet ebenso wie die Verdreifacherstufe in Basisgrundschaltung. Der Quarz liegt zwischen dem Emitter und einem kapazitiven Spannungsteiler des Kollektor¬ schwingkreises. Über 4 pF angeschlossen ist die Transistorstufe zur Fre¬ quenzverdreifachung. Die Oszillatorspannung der Frequenz 116 MHz wird von der Verdreifacherstufe induktiv abgenommen und über eine Link- Leitung auch induktiv an den Mischtransistor angekoppelt. In der Nähe starker UKW- und Fernsehsender sollte man vor den Eingang des Kon¬ verters einen Bandpaß schalten. Von der Firma B. Henningsen wird ein mit 3 Transistoren bestückter 2-m-Transistorkonverter CT2 angeboten; nachfolgend die Daten: Eingangsfrequenz Nachsetzerausgang Gesamtrauschzahl Durchgangsverstärkung Betriebsspannung Betriebsstrom Leiterplattengröße Bestückung 144 bis 146 MHz 28 bis 30 MHz 2,6 kT 0 26 dB 9 V etwa 8 mA 90 mm x 66 mm 2 XAFJ06, IxAFlU Quarz 38,667 MHz Bild 5 Transistorkonverter CT 2 für das 2-m-Band (DJ 5 LZ) 168 Bild 5 zeigt die Schaltung des Konverters CT 2. Die HF-Vorstuf e arbeitet in Basisgrundsehaltung. Der Eingangskreis hat einen kapazitiven Span¬ nungsteiler, an dem der Emitter angeschlossen wird. Die Mischstufe, in Emittergrundschaltung betrieben, folgt über ein induktivgekoppeltes Bandfilter. Für den Nachsetzerfrequenzbereich ist ein ebensolches Band- filter vorgesehen worden. Eingangs- und Oszillatorspannung werden über kleine Kapazitäten an die Basis des Mischtransistors geführt. Interessant ist die Schaltung des Quarzoszillators, entwickelt von einem bekannten amerikanischen Funkamateur (F.C. Jones, W6AJF). Im Basiskreis liegt der Quarz mit dem Basisvorwiderstand. Ein Schwingkreis befindet sich im Emitterkreis, den man in die Nähe der Quarzgrundfrequenz ab¬ stimmt. Der Kollektorschw'ingkreis w ird auf die gewünschte harmonische Frequenz eingestellt, in diesem Fall 116 MHz. Für den 2-m-Konverter CT2 liefert die gleiche Firma auch einen ab¬ stimmbaren, transistorbestückten HF-Mischtei) TM 30/3. Er hat den Empfangsbreich von 28 bis 30 MHz und gibt eine feste Zwischenfrequenz von 3 MHz ab. Eingangs- und Oszillatorkreis werden mit einem Zweifach¬ drehkondensator abgestimmt. Zwischen Vorstufe und Mischstufe liegt ein induktivgekoppeltes Bandfilter für den Bereich von 28 bis 30 MHz. Abschließend soll noch eine moderne Schaltung von E. C. Jones (W 6 AJF) gezeigt werden [4]. Die 4 Transistoren (Bild 6) haben folgende Funktionen: T1 HF-Verstärker T2 HF-Verstärker T3 Mischstufe T4 Oszillator Für alle Stufen wird der Transistor 2N 1742 von TEXAS Instruments verwendet. Die beiden HF-Verstärkerstufen sind durch die Kondensatoren 3 pF neutralisiert. Die Ankopplung an die Basis erfolgt jeweils über eine Spulenwindung. Die im Eingang liegenden Dioden schützen den Eingangs¬ transistor, wenn man einen UKW-Sender größerer Leistung benutzt. Diese Dioden sollen geringe Kapazität und kleinen Widerstand in Durch¬ laßrichtung haben. Das verstärkte Eingangssignal wird der Basis, das Oszillatorsignal dem Emitter des Mischtransistors zugeführt. Für die dar¬ aus resultierende ZF ist ein .T-Filter vorgesehen, das den Ausgangswider¬ stand des Mischtransistors (etwa 2 kfi) an das Kabel zum Nachsetzemp¬ fänger (50 bis 75 ß) anpaßt. Für den Obertonoszillator wird die von B 6 AJF entwickelte Quarzoszillatorschaltung verwendet. Die Resonanz¬ frequenz des Schwingkreises am Emitter soll zwischen Quarzgrundfre¬ quenz und Obertonfrequenz liegen. Dadurch wird erreicht, daß der Quarz nur auf der Obertonfrequenz schwingt; außerdem erzielt man mit nur 159 Bild 6 Schaltung eines Transistorkonverters für das 2-m-Band (nach W 6 AJF) einem Transistor die benötigte Endfrequenz. Zur einwandfreien Auf¬ nahme von Ortsstationen kann die HF-Verstärkung von Hand geregelt werden. Für den Nachbau eignen sich im UKW-Gebiet brauchbare Tran¬ sistoren. Literatur. [1] Laufs, G., Transistorbestückte Sende- und Empfangsumsetzer für Einseiten¬ band-Betrieb im Bereich 144—146 MHz, UKW-Berichte, 3/1965, S. 138—151 [2] Maiwald, K., 2-m-Transistor-Konverter TC 21, UKW-Berichte, Sonderheft 1964, S. 33—35 [3] •—, 2-m-Konverter und HF-Mischteil mit Transistoren, UKW-Berichte, 2/1964, S. 84 und 85 [4] Jones, F, C., 144 mc transistorconvcrter, 73 Magazin, 6/1966, S.-24—29 Bedienungsknopf für 4-mm-Achse Neben den üblichen, mit einer ß-mm-Achse ausgestatteten Potentiometern, gibt es auch solche mit einer 4-mm-Achse im Handel. Trimmpotentiometer sind ebenfalls mit 4-mm- Achsen ausgestattet. Oftmals besteht nun die Notwendigkeit, ein solches Potentiometer mit einem Bedienungsknopf zu versehen. Bedienungsknöpfe mit 4-mm-Bohrung sind aber nur sehr schwer zu beschaffen. In solchen Fällen hilft man sich, indem man gemäß Bild auf die 4-mm-Achse ein Stück Kupferdraht mit einem Durchmesser von 1 mm auf¬ wickelt und das Ende des Drahtes in den Achsenschlitz einbiegt. An der Stelle, wo die Madenschraube auf die Drahtspirale drückt, werden die Windungen der Spirale mit¬ einander verlötet und anschließend glatt gefeilt. Der Bedienungsknopf sitzt genauso sicher und fest wie auf einer 6-mm-Achse. R. Anders 161 Ein einfacher um schaltbarer Netzteil Das Bild zeigt einen einfachen, umschaltbaren Netzteil , der für die verschiedensten Bastelzwecke eingesetzt werden kann. Verwendet wird ein Üblicher Netztransformntor. Die verschiedenen Spannungen werden durch Umschalten der Betriebsart des Gleich¬ richters erzeugt. Dabei ist U 1~ die gesamte Sekundärnennspannung des Transforma¬ tors und ü 1 die erzielte Gleichspannung. Es lassen sich mit dieser Schaltung folgende Spannungswerte erzielen: Schalter Schalterstellung Erzielte Gleichspannung S1 a ( Mittelpunktschaltung) v>~ ÜI D S2 a S1 b ( Brückenschaltung) Ul SS Ul- S2 a S1 b ( Delonschaltung ) Ul « 2- Ul Analog gelten die gleichen Verhältnisse für die Niederspannungswicklung des Trans¬ formators mit den Schaltern S3 und S4. Wird z. B. ein Netztransformator mit den Wicklungen 2 x150 V, 2 x 6,3 V eingesetzt, so lassen sich die Spannungen (Gleich¬ spannungen) 150 V, 300 V, 600 V und 6,3 V, 12,6 V, 25,2 V erzeugen. R. Anders 162 TI.-J. Beinhold, — DM 2 ANI SSB-Exeiterplatine mit Transistorbestückung Der in diesem Beitrag beschriebene Baustein dient zur Erzeugung eines SSB-Signals nach der Filtermethode. Der Vorteil der beschriebenem Schal¬ tung liegt in der Anwendung von Transistoren und in der Möglichkeit, unterschiedlich aufgebaute Quarzfilter in die Schaltung einzusetzen. Um den Nachbau zu vereinfachen, wurde für die Schaltung des SSB-Exciters eine Leiterplatte entwickelt. Die Leiterplatte der Größe 260 mm X 120 mm ist ausgelegt für den Trägeroszillator mit den umschaltbaren Trägerquarzen für das untere und das obere Seitenband, für den Balancemodulator, für den 3stufigen Filter¬ verstärker einschließlich Quarzfilter sowie für eine Mischstufe. Aus Grün¬ den der Abschirmung stellt das Quarzfilter mit 4 Quarzen eine selbstän¬ dige Konstruktionseinheit dar, die jedoch ebenfalls auf die Leiterplatte montiert wird. Die Mischstufe kann zum Einkoppeln der VFO-Frequenz dienen, damit man hei passenden Träger- und FilteTquarzen bereits unmittelbar auf 2 Amateur bändern arbeiten kann. Dem Autor standen Quarze um 5,58 MHz zur Verfügung, so daß es bei einem VFO-Frequenzbereich von 8,15 bis 9,40 MHz möglich war, auf dem 80-m- und auf dem 20-m-Band zu arbeiten. Dabei benötigt man im Trägeroszillator nur einen Quarz, und zwar den für das obere Seitenband, im Gegensatz zur bekannten 9-MHz-Methode, bei der für 80-m-/20-m-Be- trieb eine Trägerquarzumschaltung erforderlich ist. International hat siob eingeführt, unter 10 MHz, also auf 3,5 MHz und 7 MHz, auf dem unteren Seitenband, und über 10 MHz, also für Amateure ab 14-MHz-Band, auf dem oberen Seitenband zu arbeiten. Der Aufbau eines transistorisierten VFO ist in diesem Beitrag beschrieben, er gehört jedoch nicht zur Exciter- Leiterplatte, sondern ist für Einbau in einen kalten Thermostaten ge¬ dacht. Die vorhandene Mischstufe kann aber auch zum Einkoppeln von Quarz¬ frequenzen zwecks Bandumsetzung dienen. Die Mischung mit der VFO- Frequenz geschieht dann in einer nachfolgenden Mischstufe. Für einen Mehrbandsender ist dieses Verfahren günstiger, da sich die Anzahl der 11 * 168 Bild 1 Schaltung des SSB-Exciters (die Werte mit Sternchen bedeuten Anhaltswerte) — R 29 = 4,7 kQ; C 31 = 1 pF; C 38 ist ein Elko; die Spute vor T 2 ist Spl; die Abschirmung des Filters Fi 1 liegt an Masse l — 165 Bild 2 Vorlage für die gedruckte Schaltung des SSB-Exciters abstimmbaren Kreise vermindert. Aber auch in diesem Fall läßt sich der beschriebene VFO bei entsprechender Frequenzumstellung verwenden. Die Exciter-Leiterplatte sieht weiterhin einen 3stufigen Modulations¬ verstärker vor, ausreichend für Kristallmikrofone und dynamische Mikro¬ fone ohne Übertrager. Ferner gehören die Foz-Schaltung und die Anti- fnp-Schaltung zu dieser Leiterplatte. Das Relais für Vox und Antitrip wird auf der Leiterplatte montiert. Es kann mit 60 V und 0,5 A belastet werden und dient zum Umsehalten der für die gesamte SSB-Anlage er¬ forderlichen größeren Relais. Die Exeiterausgangsspannung wurde an der Basis des Misehstufentransistors T3 mit etwa 1 V gemessen. Die Schaltung (Bild 1) zeigt in ihren einzelnen Baustufen prinzipiell nichts Neues. Jedoch ist die Zusammenstellung der Baustufen auf Grund früherer Veröffentlichungen und eigener Erfahrungen sowie Erprobungen entstanden. Es werden daher nicht die einzelnen Stufen beschrieben, da hierüber ausreichende Veröffentlichungen vorliegen (siehe Literaturver¬ zeichnis), sondern außer dem Abgleich verschiedene Detailfragen behan¬ delt, die auch der Verfasser erst bei seinen SSB-Versuehen kennenlernte. Die Leiterplatte (Bild 2) gestattet den Aufbau des beschriebenen SSB- Senders sowie von Varianten. Auf dem Foto (Bild 3) wurden die Haube des Filters und die T-förmige, 60 mm hohe Abschirmung entfernt. Die Haube ist auf Bild 3 neben dem Exciter sichtbar, die Abschirmung auf derBestük- kungszeichmmg (Bild 4) angedeutet. Sie besteht aus 2 Stück Ms- oder Alu-Blech, 0,5 mm dick, unten 5 mm breit abgewinkelt, zusammen¬ gelötet oder genietet. An ihrer Abwinklung wird die Abschirmung mit 5 Schrauben M 2,6 X 6, mit Muttern auf dem breiten Kupferstreifen der Leiterplatte zwischen dem Trägeroszillator und übrigem HF ; Teil (ein¬ schließlich Quarzfilter) und NF-Teil (einschließlich Vox und Antitrip) festgeschraubt. Unten weist sie eine Aussparung für das Sehirmkabel zwischen Dr3 und C31 auf. Bild 3 Ansicht der bestückten StiB-Exciterphdine flinks die Abschirmhaube des Quarzfilters) 166 167 Bild 4 Bestückungsplan für die SSB-Excüerplaline Auf dem Foto (Bild 3) gibt es einige Differenzen zur Bestückungszeich- nung (Bild 4) im Gebiet der Vox- und Antitrip-SehaAtung. Ihre Ursachen sind Änderungen auf Grund von Erprobungen, die am Muster behelfs¬ mäßig, teils auf der kupferkasehierten Seite, durchgeführt wurden. Bild 2 und Bild 4 zeigen bereits den neuen Stand. Die Leiterplatte nach Bild 2 läßt weitere Möglichkeiten zu, die zum Teil beschrieben sind. Eine ein¬ fachere Ausführung eines SSB-Exciters, unter Wegfall von 6 Stufen auf der gleichen Leiterplatte, wird weiter unten behandelt. Die benötigten Bauelemente stammen mit Ausnahme der Quarze aus der DDR-Produktion. Neuanschaffung der 6 Quarze von Zeiss ist mög¬ lich, jedoch sehr kostspielig, da dann die Quarze der Genauigkeitsklasse «D» entsprechen müssen, d. h. eine Genauigkeit von ^50 • 10~ 6 aufzu¬ weisen haben. Diese Genauigkeit ist jedoch nur, bezogen auf die Fre¬ quenzabstände der einzelnen Quarze, erforderlich. Doch darauf wird der Quarzhersteller bei Einzelfertigung leider keine Rücksicht nehmen. Jedoch kommt uns diese Tatsache bei Selbstschliff der Quarze zugute. Die Exciterplatte wie auch die separate Filterkonstruktion bieten genü¬ gend Platz für alle bekannten in- und ausländischen Quarzkonstruktionen — mit Ausnahme alter Quarze in großen Gehäusen. Es sind Quarzfrequenzen zwischen 4 MHz und 9 MHz möglich. Dem Verfasser standen 6 Stück sowjetische Quarze zur Verfügung, die u. a. 1965 allen GST-Bezirksmaterialversorgern der DDR angeboten wurden. Diese Quarze werden durch je 2 Telefonbuchsen mit 10 mm Abstand be¬ festigt und verbunden. Die vorhandenen 6 Quarze mit der Bezeichnung A7 wiesen alle die gleiche Frequenz von 5,5833 MHz in einer aperiodischen Schwingschaltung für Parallelresonanz auf. In einer Schwingschaltung für Serienresonanz wurde festgestellt, daß die Serienresonanz dieser Quarze etwa 900 Hz niedriger liegt als die Parallelresonanz. Das mußte berück¬ sichtigt werden, da die Trägerquarze in Parallelresonanz und die Filter¬ quarze in Serienresonanz arbeiten. Alle übrigen Quarzmessungen erfolgten ausschließlich in einer aperiodischen Parallelresonanzschwingschaltung, da diese gegenüber einer Heegener- Schaltung, also einer Serienresonanz¬ schaltung mit abstimmbarem Ausgangskreis, reproduzierbarere Werte ergab. Der Quarzschliff wurde nach Öffnen des Quarzgehäuses aus Preßstoff an der geschliffenen Quarzkante vorgenommen; die gegenüberliegende Kante war und blieb ungeschliffen. Nach dem Schleifen war die Frequenz niedriger geworden; sie ist also abhängig von der Breite der Quarzscheibe. Für das Quarzfilter wurden 2 frequenzgleiche Quarze ausgesucht. 2 weitere Quarze waren gegenüber dem 1. Paar um etwa 1,9 kHz niedriger zu schleifen (untereinander frequenzgleich). Eine Differenz von 10 Hz mußte in Kauf genommen werden. Für den hochfrequenten Trägerquarz wurde ein unveränderter Quarz benutzt, der nach obigen Ausführungen etwa 900 Hz über der Serienresonanz der ungeschliffenen, hochfrequenten 168 gldS 0 70 20 Bilds Durchlaßkurve des Filterverstärkers Filterquarze schwingen mußte. Der niederfrequente Trägerquarz wurde um 1,9 kHz-f 1,2 kHz = 3,1 kHz niedriger , geschliffen gegenüber der genannten Originalfrequenz bzw. gegenüber dem ersten ungeschliffenen Filterquarzpaar. Gegenüber der Serienresonanz des niederfrequenten Filterquarzpaars mußte der niederfrequente Trägerquarz also später in der SSB-Sclialtung in Parallelresonanz um 1,2 kHz — 0,9 kHz = 0,3 kHz tiefer schwingen. Sollten sich diese 0,3 kHz später als zu gering heraus- stellen, dann kann man den niederfrequenten Trägerquarz noch etwas nied¬ riger schleifen, was sich jedoch bei der Durchmessung des Filterverstär¬ kers (Bild 5) und bei der Funktionserprobung des Exciters als überflüssig erwies. Bild S zeigt die Durchlaßkurve des Filterverstärkers, von C13 bis zur Basis von T5 gemessen. / pJfcrl und j pkr2 geben die Lage derTrägerfrequen- zen auf der Filterkurve an. Kleinere Frequenzkorrekturen der 2 Träger¬ frequenzen bis etwa 300 Hz sind mit den Trimmern CI und C2 möglich. Die Filterkurve zeigt an der hochfrequenten Flanke eine geringere Flan¬ kensteilheit als an der niederfrequenten Flanke. Diese Tatsache entspricht bekannten Veröffentlichungen u. a. in [1], da in der Schaltung des Quarz¬ filters (Bild 6) C3 und C4 mit etwa 6 pF parallel zu den hochfrequenten Filterquarzen Kr3 und Kr4 beim Verfasser noch fehlen. C3 und C4 ver¬ steuern die hochfrequente Flanke desFilters, ermöglichen jedoch Höcker¬ bildung zu beiden Seiten des Filterdurchlaßbereichs. BUd6 Schaltung des verwendeten Quarzfilters 169 Beim Verfasser konnte die Filterkurve unterhalb 40 dB nicht gemessen werden; bis zu diesem Wert waren keine Höcker festzustellen. Das Schleifen der Quarze der sowjetischen Ausführung wurde auf einer auf dem Tisch liegenden Schleifscheibe der Körnung M60 unter Zugabe von Wasser vorgenommen. Die Quarzscheibe wurde zwischen den Fingern gehalten, die Schleifkante auf der Schleifscheibe vorsichtig vor- und zu¬ rückgeführt. Naehschliff erfolgte auf einem nassen Ölstein. Vor jeder Fre¬ quenzmessung wurde mit einem weichen Pinsel die Quarzscheibe mit Spiritus gereinigt. Erst nach völligem Trocknen an der Luft zeigte sich der Quarz als schwingfähig und frequenzkonstant. Falls sich für die Elektrolytkondensatoren 10 p.F/10 V die stehende Ausführung nach TGL200-8308 nicht beschaffen läßt, kann man die Aus¬ führung nach TGL7198 benutzen. Diese Elcktrolytkondensatoren werden unter Verwendung von Isolierschlauch stehend aufgelötet, wie das in der Industrie mitunter auch geschieht. Wer vorhandene Relais mit ähnlichen technischen Daten, wie die in der Stückliste genannten, verwenden will, benutzt die angegebenen Löcher auf der Leiterplatte zur Befestigung seiner speziellen Relaishaltewinkel. Zwecks Erprobung der beschalteten Leiterplatte empfiehlt sich eine Messung aller Kreisspulen mit einem Grid-Dipper. Oft gestaltet die Be¬ dämpfung von Schwingkreisen durch Halbleiterbauelemente eine Grid- Dipper-Messung schwierig oder läßt sie unmöglich werden. Daher muß man die Anschlüsse der Kreisspule von Spl und C 12 aus der Leiter¬ platte zeitweilig auslöten und gesondert verbinden, um mit dem Grid- Dipper die Resonanzfrequenz feststellen und abgleichen zu können. Zur Stromversorgung wird eine stabilisierte Spannung von 10 bis 12 V für etwa 100 mA einschließlich Relaisspeisung benötigt (siehe [3] und [6]). Vor Anschluß des Exciters an die Stromversorgung sind die Schicht¬ drehwiderstände RIO, R16, R19, R21, R41 auf größten Widerstands¬ wert einzuregeln. Auch während des Abgleichs ist darauf zu achten, daß die genannten Schichtdrehwiderstände nur bis etwa Mittelstellung verstellt werden dürfen, da sonst Überlastung und Zerstörung von Transistoren möglich ist. R7, R15, R26, R34, R45, R51 sind anfangs in Mittelstellung zu bringen. Falsche Einstellung hat aber in diesem Fall keine weiteren Folgen. Anschluß 8 und 9 ist zu überbrücken. Sodann muß man Anschluß 1 und 17 mit —12 V, Anschluß 3, 4, 10 mit +12 V verbinden. Der Trägeroszillator stellt eine Parallelschwingschaltung dar. Wird nur mit einem Trägerquarz gearbeitet, dann kann man auf das Relais Rel 1 verzichten. Sonst ist an Anschluß 2 über den Seitenbandumschalter die Relaisspannung für Rel 1 anzuschließen. Um mit dem Exciter optimale Ergebnisse zu erzielen, müssen R1 und C4 abgeglichen werden. Zn diesem Zweck schließt man an die Verbindung C8-R7 einen Oszillografen an und macht die Trägerschwingung sichtbar. Durch Auswechseln von C4 wird optimale Sinusform, durch Auswechseln von RI maximale Amplitude 170 erreicht. Diese Einstellungen sind bei Austausch von Transistor TI neu durehzuführen. Da zwischen C4 und RI eine gewisse Abhängigkeit be¬ steht, ist ein 2. Abgleich erforderlich. Auf die aufwendigen Verdrosselungen mit Dr2, Dr3, Dr4, Dr5 sollte man keinesfalls verzichten; schon oft wurde beim Bau von SSB-Sendem schlechte Träger- und Seitenbandunterdrückung festgestellt, und die Ursache lag nicht heim Balancemodulator und beim Quarzfilter, sondern daran, daß die genannten Stufen über die Stromversorgungsleitungen umgangen wurden. Der Balancemodulator zeigt keine Besonderheiten. Die Leiterplatte ist so vorbereitet, daß man sowohl 4 Dioden als auch ein Diodenquartett verwenden kann. Es soll noch erwähnt werden, daß die in Bild 1 darge¬ stellte Diodenschaltung im Prinzip der Schaltung in [1] (Bild 10) ent¬ spricht, nur liegt dort der Verbindungspunkt von Gr3 und Gr4 über die Parallelschaltung einer HF-Drossel und eines 10-nF-Kondensators an Masse. Eine solche Parallelschaltung läßt sich aber durch eine direkte Verbindung ersetzen. Die Kreisspule auf Sp 1 wird bifilar gewickelt. Jedoch kann die Verbindung der bifilaren Hälften erst erfolgen, nachdem die Koppelwicklung aufgebracht worden ist. (Nähere Angaben über bifilare Wicklungen siehe [2].) Wer nur mit einem Trägerquarz arbeiten will, braucht Sp 1 nicht bifilar zu wickeln. Der Symmetrieabgleich des Balance¬ modulators für nur eine Trägerfrequenz ist dann mit R7 und CIO allein möglich. Zum Abgleich des Balancemodulators benutzt man den Trägeroszilla¬ tor. An 013 wird der Oszillograf 1 angeschlossen, mit Spl ist auf maximale Amplitude abzugleichen, dann mit R7 und CIO wechselseitig auf Mini¬ mum, d. h., auf dem Oszillografenschirm darf nur ein Strich sichtbar sein. Eventuell erkennt man noch Reste der 2. Teilschwingung, je nach Ab¬ gleich von C4, die jedoch durch das Quarzfilter genügend bedampft wer¬ den. Zwecks Abgleichs des Filterverstärkers wird R 7 wieder verstimmt, so daß die Trägerfrequenz zum weiteren Abgleich zur Verfügung steht. Den Oszillografen schließt man an die Basis von T6 bzw. an Sp2 an. R15 soll in Mittelstellung stehen. Mit ihm kann später eine Feinkorrektur der Filter¬ kurve durchgeführt werden. Die Filterkurve nach Bild 5 wurde ohne diesen Feinabgleich erreicht. P„10 und Spl in Fil, R16 sowie Sp2 werden auf maximale Amplitude des Oszillografenbilds eingestellt. Falls der Abgleich¬ bereich von Spl in Fi 1 nicht ausreicht, muß man mit C2 in Fi 1 nachglei¬ chen. Die Abgleichschraube von C2 ist durch eine Bohrung, 6 mm Durch¬ messer, in der Leiterplatte mit dem Schraubenzieher von unten zugäng¬ lich. Diese Bohrung sowie die 3 Befestigungslöcher, 3,5 mm Durchmesser, für das Quarzfilter sind auf Bild 2 nicht sichtbar, da sie besser nach Fertig¬ stellung des Quarzfilters gebohrt werden. Dann wird R 7 wieder auf beste Trägerunterdrückung abgeglichen. 171 Den Abgleieh der Mischstufe mit T5 führt man erst in Verbindung mit den Folgestufen durch, da dann der Kollektorkreis von T5 über Anschluß 6 der Leiterplatte und über den Schwingkreis nach Masse, d. h. zum Minuspotential, geschlossen ist. Dieser Schwingkreis arbeitet bereits auf der sich zwischen Träger- und VFO-Frequenz ergebenden Ausgangs¬ frequenz, z. B. auf dem 80-m- oder 20-m-Band, und stellt den Gitter¬ oder Basiskreis der folgenden Röhren- oder Transistorstufe dar. In den meisten Fällen wdrd es sich um eine Röhrenstufe mit einer EF 80 o. ä. handeln. Wenn die Ausgangsfrequenz der Mischstufe 21 MHz oder höher betragen soll, ist für T5 an Stelle des GF122 ein GF131 einzusetzen. R19 und R21 sind später in Verbindung mit dem betriebsbereiten VFO auf maximale Misehverstärkung, d. h. auf maximale Ansteuerung der Folge¬ stufen auf der gewünschten Frequenz abzugJeichen. An Anschluß 5 der Leiterplatte wird die VFO-Frequenz eingespeist. Die Verstärkung des Modulationsverstärkers mit den Transistoren Tft bis T8 läßt sich mit R26 regeln. Anschluß 7 ist der Mikrofoneingang. Wer mit verschiedenen Mikrofonen arbeiten will, muß an Stelle von R2ß 3 Stecklötösen einsetzen und ein geeignetes Potentiometer an die Front¬ platte montieren. Die 2 nicht an Masse liegenden Verbindungen zum Potentiometer müssen mit NF-Abschirmkabeln verlegt werden. Anschluß 3 und 9 auf der Leiterplatte sind über die Sende-Empfangs-Umschaltung durch Hand bei Empfang zu trennen. Für die Erprobung der Leiterplatte und für automatisches Umschalten muß man Anschluß 8 und 9 über¬ brücken. Die Einkopplung der Modulationsspannung in den Balance- modulator erfolgt über C31. Dafür kann man keinen Elektrolytkonden¬ sator benutzen; sein Reststrom würde eine Desymmetrierung des Balance¬ modulators verursachen und die Trägerunterdrückung verringern oder aufheben. An Stelle des angeführten Lackfilmkondensators läßt sich ein MP- Kondensator 1 fxF/160 V verwenden, der in Befestigungsart «D>> mit 2 Boh¬ rungen, 3,5 mm Durchmesser, ohne Beschädigung der Leiterzüge auf der Leiterplatte angeschraubt werden kann, sonst aber freitragend zu verdrahten ist. Die obenbeschriebene Desymmetrierung des Balance¬ modulators wird oftmals bewußt zwecks Einpfeifens und Al-Betrieb durchgeführt. Wer davon Gebrauch machen möchte, dem stehen die Steck¬ lötösen an C31 und Dr3 zur Verfügung. Über die Schaltungstechnik unter¬ richte man sich in [3]. Mit R34 läßt sich die Eingangsspannung der nachfolgenden Fox-Schal¬ tung einpegeln. Deren Eingangswiderstand wird durch die Stromgegen¬ kopplung an R39 etwas erhöht. T9 arbeitet als Wechselstromverstärker auf eine Gleichrichteranordnung mit den Dioden Gr5 und Gr6 in Delon- Schaltung, die eine negative Spannung abgibt. Der Vorteil der Delon- Schaltung besteht außer der Spannungsverdopplung darin, daß sie die Speisung aus einer kapazitiven Quelle ermöglicht, d. h., die Wechselstrom- 172 quelle braucht nicht gleichstromdurchlässig zu sein (und das ist sie wegen C33 nicht). Weiter zeichnet sich die Schaltung durch einen genügend hohen Eingangswiderstand aus. Durch Verändern von C35 läßt sich die Abschaltverzögerungszeit für die Vox verändern. R41 kann auch weg¬ fallen, was sich jedoch erst im Zusammenspiel mit der Autärip-Schaltung zeigt. T10 und Tll arbeiten als Schalttransistoren. R45 muß man ver¬ stellen, wenn der Kollektorreststrom von T10 so groß ist, daßRelß aus¬ gelöst wird, d. h., wenn ohne NF-Ansteuerung bei Minimalpegeleinstel¬ lung an II34 und Maximaleinstellung von R41 trotzdem T10 öffnet und Rel 2 anzieht. T12 arbeitet als Wechselstromverstärker für die Antitrip- auf eine Delon -Schaltung für positive Gleichspannung, die über den Entkopplungs¬ widerstand R46 an die Basis von T10 geführt wird und der Torr-Spannung entgegenwirkt. R51 dient zur Anpassung der Antitrip -Schaltung an die zur Verfügung stehende NF-Spannung des Stationsempfängers. Wenn für T10 ein Siliziumtransistor verwendet werden kann, so ist der Reststrom geringer, und man erhält eine bessere Konstanz der Abfall- Verzögerung. Beim SC 103 von HW T F liegt laut technischer Daten — bei etwa 10 V. Die Leiterplatte ist so ausgelegt, daß man auch mit Si- npn-Transistoren für T1Ö arbeiten kann. Wer sich dafür interessiert, beachte [4]. Im wesentlichen muß dann T10 umgepolt werden, R43 ent¬ fällt, Gr5, Gr6, Gr7 und Gr8 sind umzupolen und anstatt auf +12 V auf —12 V zu legen. Bild 7 zeigt die Schaltung für den VFO, Bild 8 die Leiterplatte, Bild 9 die Bestückungszeiclmung. Der kalte Thermostat läßt sich am zweckmäßigsten aus einem Alu-Rohr mit mindestens 6 mm Wandstärke bauen, Innendurchmesser größer als 80 mm, Länge etwa 80 mm, je nach vorhandenem Drehkondensator. Eine etwa 6 mm dicke Frontplatte trägt den Drehko CI, die Durchführungskondensatoren C6 r? 72 T3 173 Bild 8 Vorlage für die VFO-Platine (Größe 55 mm x 55 mm) Bild 9 Bestückungsplan für die VFO-Platine und C7, eine Masselötöse und ein aufgeschraubtes Messingblech, das ge¬ meinsam mit der Frontplatte gebohlt wird und zum Herausführen des Schirmkabels für den HF-Ausgang, Anschluß 3, dient. Der Kupferschirm dieses Kabels wird mit dem Ms-Bleeh verlötet. Die Leiterplatte ist über 3 Distanzstücke mit der Frontplatte verbunden. Der Drehko CI liegt zwischen Frontplatte und Leiterplatte, seine Tiefe bestimmt die Länge der Distanzstücke. Alle genannten Teile finden innerhalb des Alu-Rohres Platz. Die Frontplatte jedoch ist größer und rechteckig; sie trägt außer¬ halb des Alu-Rohres noch 3 Distanzstücke zur Befestigung an der Sender¬ frontplatte. VFO-Frontplatte und eine entsprechend gefertigte Abdeckung für die Rückseite des Thermostaten -werden auf die plangedrehten Stirn¬ seiten des Alu-Rohres aufgesehraubt. Um Luftströmungen im Thermo¬ staten auszuschließen, deckt man die Verbindungsstöße des kalten Ther¬ mostaten mit farblosem Lack ab. Vorher muß der VFO aber funktions¬ tüchtig und abgeglichen sein. Frequenzabgleich wird durchgeführt mit Spl, CI und C2, Abgleich auf unverzerrte Schwingungsform mit C4 und R 3. Die maximale Amplitude wird mit R1 und R 3 eingestellt, siehe Trä¬ geroszillator. Die genauen Werte von Spl, CI, 02 ergeben sich auf Grund 174 der jeweiligen Nachbaubedingungen. Unterlagen über Frequenzfahrplan, Schwingkreisberechnung, Bandspreizung und Temperaturkompensation sind im FUNKAMATEUR und in der Reihe Der praktische Funkamateur ausreichend zu finden. R9 und Anschluß 1 liegen aus thermischen Gründen außerhalb des Thermostaten. Der Wert von R9 richtet sich nach der Spannung, die für den Oszillator zur Verfügung steht. Bei dem Wert in Bild 7 wird die Span¬ nung für Anschluß 1 einem 150-V-Stabilisator entnommen. Es wird ge¬ rechnet : R 9= ^Stabi 1 0,75 mA. R 9 muß mit 0,6 W belastbar sein. Diese Art der hochohmigen Span¬ nungsspeisung des Oszillators führt zu einer ausgezeichneten Tempera¬ turkompensation der Transistordaten von TI auf Grund der erzeugten Stromgegenkopplung an R5 und R9. T2 und T3 werden über Anschluß 2 mit —10 V bis —12 V gespeist. Über den mechanischen Aufbau des Quarzfilters Fil gibt Bild 10 Aus¬ kunft. Verwendet wird 0,8 mm dickes Ms-Bleeh. Ferner werden 2 Stück Piacryl SO mm X 20 mm, 3 mm dick, benötigt, die die 2x4 Telefon¬ buchsen für die 4 Quarze aufnehmen. Das Ms-Blech ist an den entsprechen¬ den Stellen mit Bohrungen, 9 mm Durchmesser, zu versehen. Wegen der unterhalb des Filterchassis befindlichen eingelöteten 2 Trennbleche kann man die Telefonbuchsen nicht mit Muttern befestigen, sondern sie müssen in die Piacrylstreifeu eingeschraubt weraen. Die Trennbleche enthalten je 2 Bohrungen, 3,5 mm Durchmesser, zum Einbau der Kondensatoren 03 und C4. Auch Cl und 02 liegen unten. Auf der Exciterplatte befestigt man das Quarzfilter mit 3 Stück M3-Gewindebolzen, etwa 12 mm lang, die an den U-Winkel angelötet werden, an der einen Seite 2 Stück, an der 175 anderen Seite 1 Stück. Den Aufbau der Schirmhaube für das Quarzfilter läßt Bild 3 hinreichend erkennen. Die Hauhe ist mit 3 Schrauben M2,6 auf dem Quarzfilter zu befestigen. Für die Schirmhaube kann man dün¬ neres, lötbares Blech verwenden. Liste der Spezialteile a — Exciterplatine Krl Trägerquarz für oberes Seitenband, z. B. f p = 5,5802 MHz Kr 2 Trägerquarz für unteres Seitenband, z. B. f p = 5,5833 MHz Drl...Dr5 1 mH, 300 Wdg., 0,16-mm-CuL, 3-Kammerkörper Meuselwitz (Ml TGL 64-2021) mit Abgleichkern Manifer 20 Spl etwa 2 pH, 2x8 Wdg., bifilar (1-2), 0,45-mm-CuLs, 8 Wdg., (3-4), 0,32-mm-CuLs, Stiefelkörper 8,5 mm mit Gewindekern M 7 x 1, Manifer 230 Sp2 etwa 8 pH, 30 Wdg., (1-2), 6 Wdg., (3-4), 0,32-mm- CuLs, Stiefelkörper mit Gewindekern wie Sp 1 Gr l-.. Gr4 Germaniumdioden OA645 bzw. Diodenquartette 04.4 657 Gr5- • • Gr8 Germaniumdioden OA 645 Bell, Bel2 Beiais GBR111 — 12 Bv2 — Ag mit Fassung, Gro߬ breitenbach CI, 02 Scheibentrimmer 10/36 pF C3 Scheibentrimmer 4/12 pF C31 Lackfilmkondensator 1 pF — 63 V oder MP-Konden- sator B7, 26 Trimmregler liegend, für gedruckte Schaltung B10, B15, B16, B19, E21, B34, B45, B51 Trimmregler stehend, für gedruckte Schaltung T1---T5 GF122, für T5 eventuell GF131 T6, T7, T9, T10, T12 GC100 T8, Tll GC121 Für die angegebenen Transistoren kann auch verwertbarer Ausschuß verwendet werden. 176 b — Quarzfilter Krl, Kr2 Kr 3, Kr 4 C2 Spl niederfrequente Filterquarze, z. B. / = 5,5805 MHz hochfrequente Filterquarze, z. B. f p = 5,5824 MHz Scheibentrimmer 6/30 pF etwa 22 p.H, 2x25 Wdg., bifilar, 0,32-mm-CuLs, Stiefelkörper 8,5 mm mit Gewindekern M7xl, Mani¬ fer 230 c — V FO-Platine Spl C6, 7 T1-T3 3-Kammerkörper Meuselwitz mit Abgleichkern Mani¬ fer 20; die Windungszahl ist abhängig vom VFO-Fre- quenzbereieh Durchführungskondensatoren 10 nF GF122 oder verwertbarer Ausschuß Literatur [1] Brauer, H„ Einseitenbandtechnik, Der praktische Funkamateur, H. 39 Deutscher Militärverlag, Berlin 1963 m Brauer, Einseitenbandftlter, FUNKAMATEUR, 4/1967, S. 178-179, 5/1967, S. 238-240 [3] Slroer, B., Transistorisierter SSB-Steuersender mit 50-kHz-Filter, FUNKAMA¬ TEUR, 7/1967, S. 324—325, 8/1967, S. 392—394 [4] Hillebrand, F., Einseitenbandsender-Baustein «HS 1000 A~, Funktechnik, 24/ 1965, S. 996-997 [5] Thomas, P., Teiltransistorisierter SSB-Sender für 80 m mit 300 W PEP, Funk¬ technik, 11/1966, S. 419—422 [6] Streng, K„ Stromversorgungsteile für Sende- und Empfangsanlagen, Der prak¬ tische Funkamateur, H. 49, Deutscher Militärverlag, Berlin 1966 12 Elektronisches Jahrbuch 1969 177 RFT- Funkamateur — Ihr Versandhaus — hat sich seit seinem nunmehr fünfjährigen Bestehen bemüht, ein echter Partner bei der Beseitigung von Materialschwierigkeiten für Bastler und Amateure zu sein. Unser Bestreben ist es, solche Gebiete zu erschließen, die dem Kunden die größten Schwierigkeiten bereiten. So umfaßt unser Sortiment das gesamte Gebiet der Halbleiter, keramische Bauteile, Ferritefür die verschiedensten Zwecke. Für den Funkamateur halten wir bereit: Gehäuse aus Stahlblech mit und ohne Frontplatte, Ozillografenröhren, Spezialröhren, Quarze und Meßinstrumente. Günstig und rationell mit seiner Zeit umzugehen bedeutet mehr vorgefertigte Baugruppen wie bestückte und abgeglichene Platinen für KW-Empfänger mit Röhren, 80-m-Konverter mit Transistoren oder einen kompletten KW-Doppelsuperemp- fänger für das 10-m-, 15-m-, 20-m-, 40-m- und 80-m-Band zu verwenden. Widerstände — Kondensatoren — Trafos — Relais — Spulenkör¬ per — Schalter und Drosseln der verschiedensten Aus¬ führungen sind selbstverständliches Zubehör. j i — Neu Im Sortiment: Stereodekoder — Stereokopfhörer — Stereo¬ mikrofone. Lautsprecher — Kopfhörer — Morsetasten er¬ gänzen das Sortiment. 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Die Folgen davon sind Kreuzmodulationserscheinungen und ZustopfeffeJcte. Sie äußern sich darin, daß die Modulation eines frequenzbenachbarten starken Sen¬ ders einem schwächeren Sender, auf den der Empfänger eingestellt ist, aufmoduliert erscheint. Andererseits kann ein starker Sender die Eingangsstufen des Empfängers so weit übersteuern, daß innerhalb eines weiten Frequenzbereichs schwächere Stationen überhaupt nicht mehr aufzunehmen sind. Es genügt also nicht mehr, Geräte mit großer Trennschärfe und Empfindlichkeit zu konstruieren, es müssen auch Maßnahmen gegen Kreuzmodulationen und Zu¬ stopfeffekte getroffen werden. Ferner ist es im Interesse eines einwandfreien Emp¬ fangs von SSB-Sendungen (Einseitenbandbetrieb mit unterdrücktem oder stark geschwächtem Träger) notwendig, dem Gerät eine hervorragende Frequenzstabilität zu verleihen. Diese Tatsachen und Forderungen haben in den letzten Jahren zu einer grund¬ legenden Änderung der Empfängerkonzeptionen geführt. Moderne Empfangsgeräte sind mit einem quarzstabilisierten, auf die einzelnen Empfangsbereiche umschaltbaren 1. Oszillator ausgerüstet. Die Abstimmung auf die genaue Empfangsfrequenz erfolgt mit einem nicht umschaltbaren, variablen 2. Oszillator, der wie der Sender-VFO (VEO — frequenzveränderlicher Oszillator) temperaturkompensiert und mechanisch stabil aufgebaut werden kann. Damit ergibt sich prinzipiell der in Bild 1 dargestellte Frequenzfahrplan (nach CoUins 75 A 4). Die erste Zwischenfrequenz ist variabel und wird zusammen mit der VFO- Frequenz getrennt von der Vorstufenabstimmung eingestellt. Grundsätz¬ lich kann man natürlich die Vorstufen- und Hauptabstimmung in einer Einknopf bedien ung vereinen. Notwendig ist das aber nicht, weil die Vor¬ stufenabstimmung verhältnismäßig breit liegt und weil sich bei Mehr¬ bandbetrieb erhebliche Gleichlaufschwierigkeiten ergeben. Kreuzmodu¬ lationseffekte treten an allen Bauelementen mit nichtlinearer Kennlinie, besonders an Mischstufen auf. Es empfiehlt sich deshalb, nur eine Misch- 12 * 179 '/Urabstimmung CFressIekbr) o 0 o Umschalter 3,5...4,0 MHz 7,0...7,5 MHz 14,0 ...14,5 MHz 21,0...21,0 MHz 28,0...28,5MHz E 1 1 f Quarz- Oszil. variable 1.ZF 1,5... 2,0 MHz feste 2. ZF mech.oder Quarz-Filter H&EI 0 OoOS * 1 -r- J m 470 kHz - m weitere-ZF-Stufer Demodulator I‘Preduktdetektvr) HF-Verstärker VFO p. . 2.0... 2.5MHz / i o Hauptabstimmm EZDa CZ3C=1CZ] ttTFeinö MHz Bild 1 HF-Teil eines SSB-Doppehuperhets mit qmrzgesteuertem 1. Oszillator stufe im Signalweg zu haben (Bild 2) und die trennscharfen Bauglieder, wie Quarzfilter, in einer der ersten Baugruppen anzuordnen. Bei dem Schaltungsprinzip nach Bild 2 (Drake R4) wird die VFO-Frequenz mit der Frequenz des Quarzoszillators außerhalb des Empfangskanals gemischt (Premixer). Da nur eine Zwischenfrequenz auftritt, muß diese im Interesse einer guten Spiegelfrequenzsicherheit möglichst hoch liegen. Üblich sind Werte zwischen 2 MHz und 10 MHz. LC-Filter liegen bei diesen Frequen¬ zen verhältnismäßig breit. Mechanische Filter lassen sich für so hohe Frequenzen mit wirtschaftlichem Aufwand nicht mehr realisieren. Es kom¬ men deshalb nur Quarzfilter in Betracht. Wenn geeignete Quarzsätze vor¬ handen sind, ist der Selbstbau eines Filters ähnlich dem McCoy- Typ ver¬ hältnismäßig einfach [1]. Es werden dafür 3 gleiche Quarzpaare mit einem gegenseitigen Frequenzabstand von 1,3 bis 2,2 kHz benötigt. Um die Entstehung von Kreuzmodulationen an der Mischstufe einzu¬ schränken, darf die Hochfrequenzverstärkung nicht zu groß sein. Die früher häufig empfohlene Anordnung von 2 HF-Verstärkerstufen vor dem \|/ Vorabstimung (Preselekhr) feste ZF OuarzfHter r.. - Jr Vf. f»jjnn wahre ZFStufen 'Produktietektor NF- Verstärker °T^o 0 Band- ° Umschalter ° 3.5.. . 4 MHz 7.0... 7,5■ 14,0... 14.5" 21,0... 21,5" 280.. . 28,5" a 14.6 ff 5,46MHz Hauptabstimmung cu cu cd -I-T T T 18.1 25,132,1 39,6 MHz Büd 2 BF-Teil eines SSB-Empfängers mit Quarzoszillator und Premixer 180 Mischer ist nicht nur ein unnötiger, sondern auch ein schädlicher Auf¬ wand. Besonders ungünstig wirkt sich die 2. HF-Verstärkerstufe aus, wenn man sie breitbandig oder gar aperiodisch ausführt. Günstig dagegen ist die Anordnung eines weiteren abstimmbaren Kreises ohne Verstärker vor dem Mischer. Das bedingt jedoch einen Dreifachdrehko für den Pre- selektor und eine kompliziertere Spulenumschaltung. Eine sehr interessante Lösung des Kreuzmodulationsproblems bietet der Empfänger SS-1R von Squires und Sanders. Es wird auf eine HF- Vorstufe ganz verzichtet und als Mischröhre eine Strahlablenkröhre vom Typ 7360 eingesetzt. Diese Röhre wurde an sich für Farbfernsehempfän¬ ger konstruiert; in der DDR wird sie nicht gefertigt. Trotz der fehlenden HF-Stufe ist die Empfindlichkeit auf allen Bändern für 10 dB Signal/ Rausch-Verhältnis besser als 0,8 (TV. Durch ein geschickt ausgelegtes Eingangsfilter vor der Mischröhre wird eine Spiegelselektion und ZF- Sicherheit von besser als 60 dB in allen Bereichen erreicht. Da diese Röhre kaum erhältlich sein dürfte, möge als Schaltungsbei¬ spiel eine in [2] von DJ 4 ZT angegebene Eingangsschaltung eines Emp¬ fängers für das 40-m-Amateurband genügen. Die anderen Amateurbänder lassen sich erreichen, wenn man das in Bild 3 dargestellte Prinzip an¬ wendet. Dabei geht man am besten von einem VFO-Signal von etwa 5,0 bis 5,5 MHz aus, das im Premixer entsprechend dem Band und der ZF aufbereitet wird. In Spitzengeräten bildet man den abstimmbaren Oszillator als Linear¬ oszillator aus. Bei diesen ist die Frequenzvariation direkt proportional Büd 3 Kreuzmodulationsarme Mischschaltung mit der Strahlablenkröhre 7360 181 Bild 4 Einseitenband-Quarz/Uter für Quarze hoher Frequenz LI — L2 — 2x8 Wdg., 0,35-mm-CuL, Polystyrol-Spulenkörper 5,5 mm Durchmesser, bei etwa 6 MHz, Frequenzabstand der Quarze etwa 1,6 bis 2 kHz, z.B.Ql = Q4 = Q5 = 5,999 kHz und Q2 — Q.3 = Q6 = 6,001 kHz; wegen der niedrigen Eingangs- und Ausgangsimpedanz eignet sieh das Filter sehr gut für Transistorschaltungen dem Drehwinkel der Drehkoachse. Das ermöglicht eine Feinablesung an einem Zählwerk oder eine echte digitale Frequenzanzeige (SB 300; SS-1B; HBO 500). Während Kreuzmodulationsfestigkeit und Spiegelwellenselektion durch den HF- und Mischteil des Empfängers bestimmt werden, läßt sich die Forderung nach großer Trennschärfe nur durch den Zwischenfrequenz¬ kanal realisieren. Dazu braucht man, wie bereits angedeutet, entweder ein mechanisches Filter (Frequenz etwa 500 kHz) oder ein Hochfre¬ quenzquarzfilter (Frequenz 2 bis 10 MHz), das eine Durchlaßknrve mit sehr steilen Flanken aufweisen muß. Die früher üblichen Einfachquarz¬ filter in Brückenschaltung genügen heute in keiner Weise mehr. In Stel¬ lung Schmal weisen sie eine scharfe Resonanzspitze bei verhältnismäßig breit auslaufender Durchlaßkurve auf. Es muß aber eine trapezförmige (idealisiert rechteckförmige) Durchlaßknrve angestrebt werden. Für AM- Empfang müßte die 6-dB-Bandbreite etwa 3 bis 5 kHz, für SSB-Empfang 2 bis 3 kHz, für CW-Empfang kleiner als 1 kHz betragen. Weder das me¬ chanische noch das HF-Quarzfilter erlauben jedoch eine Bandbreiteein¬ stellung. Man findet deshalb in Spitzengeräten mehrere, wahlweise ein- schaltbare Filter mit unterschiedlichen Bandbreiten. Das ist natürlich eine kostspielige Angelegenheit. Deshalb begnügt man sich häufig mit einem Filter, das eine Bandbreite von 2 bis 3 kHz hat (Bild 4). Damit lassen sich SSB-Sendungen einwandfrei aufnehmen. Auch AM-Sendungen sind gut zu hören, wenn man exakt auf ein Seitenband einstellt. Für den Telegrafieempfang ist allerdings meist eine kleinere Bandbreite wünschens¬ wert. Das erreicht man durch ein schmalbandiges 2. Quarzfilter, das dem SSB-Filter vor- oder nachgeschaltet wird. Für ein solches Filter genügen 2 Quarze; u. U. reicht sogar schon 1 Quarz aus. 182 Bild 5 GW-Filter mit 2 Quarzen, Frequenzabstand Q2 — Ql — 100 bis 200 Hz, im ~SS-1R- hat Ql = 1000,1 kHz; Q2 = 1000,3 kHz; die Bandbreite ist 350 Hz Diese Methode wird in dem bereits genannten Empfänger SS-1R angewendet (Bild 5). Billiger und doch die meisten Erwartungen erfüllend ist eine einfache XF Selektion durch einen Schwingkreis, wie sie von DJ 4 KR angegeben wurde (Bild 6). Dieses Selektionsglied unterscheidet sich von den bisher bekannten, erfahrungsgemäß nur wenig wirkungsvollen NF-Selektions- schaltungen durch die Verwendung eines Schwingkreises mit sehr hoher Güte. Dadurch wird die Funktion überhaupt erst möglich. Man muß des¬ halb unbedingt einen Ferritschalenkern ausreichender Größe verwenden und die Wicklung so ausführen, daß ihr Gleichstromwiderstand 30 fl nicht übersteigt. Ferner eignen sich nur hochwertige, verlustarme Konden¬ satoren für den Kreis. Es kommen also nur Kunststoffoliekondensatoren in Betracht. Mit dem Potentiometer kann der Grad der Wirksamkeit den Erforder¬ nissen angepaßt werden. Wenn der Schleifer bei «E» steht, bilden der Po¬ tentiometerwiderstand und der Scheinwiderstand des Schwingkreises einen Spannungsteiler. Mit L a = 1,6 H und einer Schwingkreisgüte von Q = 100 ergibt sich bei f a = 1 kHz ein Resonanzwiderstaud von 1 MD. Beträgt der Potentiometerwiderstand 1 MD, so erfolgt für die Spannung mit der Resonanzfrequenz eine Teilung im Verhältnis 1 : 2. Für Frequen¬ zen neben der Resonanzfrequenz nimmt der Kreiswiderstand sehr stark ab, die Spannungsteilung wird größer. Die erreichbare minimale Band¬ breite beträgt weniger als 100 Hz. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, daß die Weitabselektion durch den ZF-Teil des Geräts sicher- BM6 NF-SelektiemsschaUung für den CW-Empfanq. L 0 “ 1,6 H, Schalen¬ kern 30 x 19, A l — 3100, 120 Wäg,, 0,2-mm-CuL, Spulenkörper Form A, C Q = 16 nF (f 0 — 1 kHz); 22 nF (. f B = 600 Uz), Kunststoffoliekondensator INF-Stufe 2 NF-Stufe 183 gestellt werden muß. In wenig trennscharfen Empfängern (Geradeaus¬ empfängern, Superhets ohne Quarz- oder mechanische Filter) enttäuscht der NF-Selektionskreis. Zur Übermittlung von Telefoniesignalen setzt sich sowohl auf kommer¬ ziellem Sektor als auch im Amateurfunkverkehr mehr und mehr die Ein¬ seitenbandtechnik durch. Im Weitverkehr dominiert sie bereits. Wegen des fehlenden Trägers ist jedoch eine Demodulation durch eine Diode nicht möglich. Vielfach wird deshalb der Telegrafieüberlagerer (BFO) ein¬ geschaltet und damit der fehlende Träger nachgebildet. Die Diode wirkt dann als Mischer und liefert außer der unhörbaren Summenfrequenz auch die Differenz aus dem BFO- und dem Einseitenbandsignal, also die ge¬ wünschte Niederfrequenz. Bei dieser Methode sind jedoch die exakte BFO-Einstellung auf den Nominalträger und das Spannungsverhältnis der BFO-Amplitude zum ZF-Signal (15: 1 bis 6:1) sehr kritisch. Es empfiehlt sieh deshalb dringend, eine besser geeignete und dem Anwen¬ dungszweck angepaßte Mischschaltung vorzusehen. Ihrer Funktionsweise entsprechend bezeichnet man eine solche Schaltung als Produktdetektor. Dieser kann mit Röhren oder auch mit Transistoren aufgebaut sein. Be¬ sonders einfach wird die Schaltung, wenn man Siliziumtransistoren ver¬ wendet (Bild 7 und 8). Da die geringe Betriebsspannung entweder bereits zur Verfügung steht oder in Röhrengeräten leicht aus der Heizspannung bzw. Anodenspannung (Bild 7) gewonnen werden kann, eignen sich diese 184 Bild 8 Transistor schaUung mit Siliziumtransistoren zur AMISSB-Demodulation (Zwischen Kollektor TI und TTF-Drossel ist ein Kondensator 22nF einzufügen.) Ql -f ZF -1,5kHz 02-fort 1,5kHz Schaltungen gut zur Nachrüstung älterer Empfangsgeräte. In der Schal¬ tung nach Bild 7 erhält der Transistor TI keine positive Basisvorspan¬ nung. Dadurch arbeitet er im C-Betrieb. Positive BFO-Spannungen ab etwa 0,5 V öffnen den Transistor, so daß die Mischung mit dem am Emit¬ ter zugeführten ZP-Signal erfolgt. Für den praktischen Betrieb soll die BFO-Spannung zwischen 1V und 2 V liegen. Da die üblichen CW-Über- lagerer meist nur Spannungen kleiner als 0,5 V abgeben, sieht man die Spannungsverstärkerstufe mit dem Transistor T2 vor. Bei abgeschaltetem BFO ist TI gesperrt, eine AM-Gleiehriehtung ist nicht möglich. In der Schaltungsvariante nach Bild 8 erfolgt wegen der gewählten Arbeits- punkteinstellung des Transistors TI bei abgeschaltetem BFO an der Basis- Emitter-Diode die Gleichrichtung von AM-Signalen. Für den Empfang von SSB- oder CW-Signalen wird der BFO eingeschaltet; durch den Misch¬ vorgang entstehen an der Basis-Emitter-Strecke die Summen- und die Differenzfrequenz aus dem BFO- und dem ZF-Signal. In Bild 9 ist eine Produktdetektorschaltung mit einer Doppeltriode, in Bild 10 mit einer Hexode dargestellt. Besonders aus Bild 10 ist der Cha¬ rakter einer Mischschaltung deutlich zu erkennen. Das Triodensystem der ECES1 kann zur Erzeugung der BFO-Spannung herangezogen werden. Sehr zweckmäßig ist es, wenn der BFO als Quarzoszillator ausgeführt werden kann, wie Bild 8 andeutet. Für eine einwandfreie Funktion müssen 185 Bild 9 Produktdetektor mit Doppeltriode jedoch die Frequenzen der Quarze Ql und Q2 auf der rechten und der linken Flanke der ZF-Durchlaßkurve liegen. Um die Frequenzen etwas korrigieren zu können, schaltet man den Quarzen je einen Trimmer par¬ allel und stellt diese nach Gehör auf natürlichsten Klangcharakter des empfangenen SSB-Signals ein. Nicht immer werden geeignete Quarze zur Verfügung stehen. Dann ist der BFO mit einem LC-Schwingkreis auszu¬ rüsten, dessen Resonanzfrequenz durch einen Drehkondensator oder durch eine Kapazitätsdiode verändert werden kann. In Mittelstellung des Dreh¬ kos muß der BFO auf der Zwischenfrequenz schwingen. Die mögliche Variation soll etwa ±3 kHz betragen. Für die Frequenzstabilität des BFO gelten die gleichen Grundsätze, wie sie für den VFO erläutert wurden. Mit einem Produktdetektor kann man außer SSB- und CW-Signalen auch AM-Sendungen aufnehmen. Das setzt jedoch ein einwandfreies, von jeglicher Frequenzmodulation freies AM-Signal voraus. Die Aufnahme von AM-Sendungen mit dem Produktdetektor hat den Vorteil, daß sich der Bild 10 Produktdetektor mit Hexode 186 selektive Schwund vermindert, was besonders dann deutlich wird, wenn man den Empfänger dank dem Quarzfilter so einstellen kann, daß der Träger des AM-Senders und ein Seitenband außerhalb des Durchla߬ bereichs des ZF-Kanals liegen. Für die einwandfreie Funktion jeder Pro¬ duktdetektorschaltung muß die BFO-Spannung wesentlich größer als die ZF-Spannung sein. Das günstigste Spannungsverhältnis liegt bei etwa ü f F0 ^ 10 bis 20. U ZF Da die BFO-Spannung nicht beliebig groß gemacht werden kann, setzt man die ZF-Spannung durch einen kapazitiven oder ohmschen Span¬ nungsteiler vor der Produktdetektorschaltung auf ungefähr 0,1 V herab. Es soll nicht unerwähnt bleiben, daß die vom Produktdetektor gelieferte IMF-Spannung kleiner als die von einem AM-Demodulator ist. Den NF- Regler wird man deshalb weiter aufdrehen müssen. Literatur [1] Brauer, H., Einseitenbandfilter mit Quarzen hoher Frequenz, Funkamateur 16 (1967), H. 4 und 5, S. 178-179, 238-240 [2] Hillebrand, F., Kreuzmodulation im KW-Empfänger, Das DL-QTC, Kr. 2, 1965, S. 92—96 [3] Koch, E., Der neue Kurzwellenempfänger -Drake B.4-, Funktechnik 20 (1965), H. 20, S. 835-837 [4] Bartels, E., Kreuzmodulation — Entstehung und Gegenmaßnahmen, Funk¬ amateur 16 (1967), H. 2, S. 64—66 [5] Bauer, E„ CQ-SSB, Funkamateur 15 (1966) und 16 (1967), fortlaufende Serie Amateurbastlerpremiere «Jetzt spielt es — aber wieso?» 187 Einfaches Mederspannungsnetzspeisegerät für den Transistorbastler Meist werden für Bastelzwecke keine stabilisierten Betriebsspannungen benötigt. Es genügt oftmals ein kleines Netzspeisegerät, das alle benötigten Gleichspannungen ab- gibt und ohne größeren technischen und materiellen Aufwand gebaut werden kann. Die im Bild gezeigte Schaltung erlaubt einen Speisestrom von 50 mA, und stellt die Span¬ nungen 9 V, 7,5 V, 6 V, 4,5 V, 3 V, 1,5 V zur Verfügung. Der Spannungsteiler ist sehr niederohmig ausgelegt , so daß die Spannung bei angeschlossenem Stromverbraucher nur sehr wenig absinkt. Mit dem Potentiometer RI wird das Gerät geeicht. Das ge¬ schieht im 9-V-Bereich. Alle anderen Bereiche stimmen dann. Auf Grund der guten Siebung liegt der Brummanteil im 9-V-Bereich bei etwa 5 mV, so daß sich mit dem Gerät kleinere Transistorempfänger betreiben lassen. Darüber hinaus kann das Gerät zum Auf laden von kleinen NC-Zellen und Klein¬ akkus benutzt werden. Das Meßwerk zeigt die Stromaufnahme des Verbrauchers an. Bauteile: Tr = Beiztransformator 220 V/12,6 V Si — Feinsicherung 100 mA S — lpoliger Kippschalter Dl bis D4 = GY110 CI = 10 nF C2 = C3 = 2000 [aF, 25 V RI = Drahtpotentiometer 50 Q/5 W R2 bis R7 je 5 fi/lW 1 = Instrument 50 mA/20 Q R. Anders Ing. Karl-Heinz Schubert- DM 2 AXE Frequenzstabiler Oszillator nach Vackar Bei der ständig an Bedeutung gewinnenden SSB-Technik sowie für die Verbesserung der Betriebstechnik im 2-m-Band (VFO-Betrieb) spielen durchstimmbare, aber frequenzstabile Oszillatoren eine wichtige Rolle. Frequenzhestimmend ist der Schwingkreis des Oszillators. Bei den in den Anfangsjahren des Amateurfunks verwendeten Schal¬ tungen (Hartley, Meißner, Huth-Kühn) wurde der Schwingkreis sehr stark von der Röhre beeinflußt, da er sehr fest mit ihr gekoppelt war. jyie Änderungen an den Röhrenelektroden beeinflußten die Frequenz des Schwingkreises; dabei wirkten sieh besonders stark die dynamischen Rührenkapazitäten aus. Die weitere Entwicklung der Sehaltungstechnik des Oszillators ging folgerichtig dahin, den Einfluß der dynamischen Röhrenwerte zu mindern. Zeitlich folgten die Colpitts-Schaltung, die ECO- Schaltung und die Clapp-Schaltung. Mit 2 Röhrensystemen arbeitet die Fra»iKn-Schaltung, bei der der Schwingkreis sehr lose über kleine Kapa¬ zitäten angekoppelt ist. Das 2. Röhrensystem der Franklin -Schaltung dient zur Rückkopplung. Allerdings ist diese Schaltung bei höheren Fre¬ quenzen nicht mehr brauchbar. Bild 1 zeigt die vielverwendete Clapp-Schaltung, die ursprünglich 1940 von 0. G. Gouriet vorgestellt wurde. Sie ist gut brauchbar bei sehr sehma- 2,5 mH 2,5mH Bild 2 Schaltung des Oszillators nach Colpitts len Frequenzbereichen; Frequenzverhältnis max. 1,2: 1. In diesem Be¬ reich bleibt der Abfall der Ausgangsspannung in vertretbaren Grenzen. Die weitere Entwicklung stabiler Oszillatoren ging von der Colpitts- Schaltung aus. Bild 2 zeigt diese Schaltung in einer vielverwendeten Dimensionierung. Die Schwingkreiskapazität ist zur Rückkopplung auf¬ geteilt. Auf Grund der hohen Kapazitätswerte bleibt der Einfluß der dynamischen Röhrenkennwerte gering. E. 0. Seiler, W 8 PK/W 2 EB, veröffentlichte in Heft 11/1941 der Zeit¬ schrift QST eine Oszillatorschaltung, die zwischen Schwingkreis und kapazitivem Spannungsteiler noch eine kleine Kapazität vorsah. Bild 3 zeigt die Originalschaltung nach Seiler, aus der die Weiterentwicklung der Colpitts-Schaltung zu erkennen ist. Aber auch in diesem Fall bleibt die Ausgangsspannung des Oszillators nur in sehr schmalen Frequenz¬ bereichen konstant. 1945 begann der tschechische Ingenieur Jiri Vackar mit der Unter¬ suchung frequenzstabiler Oszillatorschaltungen. Dabei ging er aus von der Colpitts-Schaltung und auch von der Schaltung nach Seiler (Bild 4). Z5mH Bild 3 Schaltung des Oszillators nach Seiler 190 Bild 4 Prinzipielle Schaltungen der Oszillatoren nach Colpitts, Seiler und Vackar (TESLA) zum Vergleich Da Vackar Mitarbeiter der Tesla-Werke ist, wurde die von ihm an¬ gegebene Schaltung unter dem Namen TESLA-Oszillator bekannt. Nach 1945 entwickelte Vackar mehrere Versionen des TESLA-Oszillators (V-45, V-45a, V-45b, V-47, V-47b, V-50, V-5Öb, V-56, V-57), die sich durch die Anordnung der kapazitiven Spannungsteiler, durch die Ankopplung der Röhrenelektroden, durch die Auskopplung der HF-Spannung, durch die Frequenzabstimmung usw. unterscheiden. Da Vackar erstmals 1949 einen Beitrag über seine Arbeiten veröffentlichte, muß bemerkt werden, daß Landini (Italien) 1948 eine dem Tesla-Oszillator ähnliche Schaltung entwickelte. Neben der hohen Frequenzstabilität zeichnet sich der Tesla-Oszilla¬ tor dadurch aus, daß die Oszillatoramplitude auch bei der Abstimmung größerer Frequenzbereiche (bis 2,5 : 1) konstant bleibt. Die dynamischen Röhrenkapazitäten werden durch die Anordnung größerer Kondensatoren wirksam eliminiert. Da die Röhre im A-Betrieb arbeitet, treten harmoni¬ sche Frequenzen und Phaseneffekte nur minimal auf. Die Katode liegt auf Massepotential und hat keine Verbindung mit der Abstimmschaltung oder dem Rückkopplungszweig. Von englischen Funkamateuren ist der Tesla-Oszillator in den jüngsten Jahren verstärkt eingesetzt worden; auch sind einige Beiträge darüber erschienen. Eingehende Untersuchun¬ gen führte z. B. P. Harris, G 3 GFN, durch. Für Testversuche baute er 3 Tesla-Oszillatoren auf (500 kHz, 1,25 MHz, 5 MHz), die er mit der Eichfrequenz 5 MHz von MST verglich. Tabelle 1 gibt einige der wichtig¬ sten Resultate wieder. Bei Änderung der Betriebsspannung um 10 % änderte sich die Frequenz um etwa 0,0005 %, bei einem Temperatur¬ wechsel von 20 °C um 0,0014 %. Die 2. Harmonische lag um 32 dB tiefer, die 3. Harmonische um etwa 45 dB. Mit zunehmender Transistorisierung sind auch Transistorschaltungs¬ versionen des TESLA-Oszillators bekannt geworden. Bild 5 zeigt die von BRS25769, einem englischen KW-Höramateur, veröffentlichte Schal¬ tung eines transistorisierten TESLA-Oszillators. Mit geeigneten Tran¬ sistoren (vor allem vom Si-Typ) lassen sich für SSB-Betrieb brauchbare 191 Tabelle 1 Meßwerte am TESLA-Oszillator von G 3 GFN (verglichen mit MSF 5 MHz) Oszillatorfrequenz 500 kHz 1,25 MHz 5 MHz Kurzzeitperiode 10 s 10 s 15 s Frequenzabweichung 25 Hz 100 Hz 400 Hz Prozentuale Abweichung 0,005 % 0,008 % 0,008% Langzeitperiode 3h 3h 3h Frequenzabweichung 5 Hz 10 Hz 25 Hz Prozentuale Abweichung 0,001% 0,0008% 0,0005 % Nach -BSGB-Bulletin-, Heft 8/1964, Seite 156. Werte der Frequenzstabilität erzielen. Der von amerikanischen Funk¬ amateuren vielgepriesene Synthelic-rock-OsziWaXoT — dem Namen nach soll die Frequenz «wie ein Felsen» stehen — (Bild 6) ist kein TESLA-Oszilla¬ tor, sondern vielmehr die transistorisierte Version des Seiler-Oszillators (Bild 3). Die Schaltung Bild 6 wurde von W 3 JHR angegeben. lOn Bild 6 Schaltung eines transistori¬ sierten Seiler-Oszillators ( Synthetic-rock-Oszillaior nach W3JBR) 192 Bild 7 Schaltung des TESLA- OsziUators (nach Vackar) für Frequenzen unterhalb 15 MHz (mit Einfach¬ drehkondensator) Die heute in Funkamateurkreisen meist verwendete Schaltungsform des TESLA-Oszillators zeigt Bild 7. Diese Schaltung benutzt man bis etwa 15 MHz, bei höheren Frequenzen sind die Ergebnisse nicht so gut. Für die Abstimmung wird ein Einfachdrehkondensator verwendet. Bei Oszilla¬ torfrequenzen über 14 MHz ist die Schaltung nach Bild 8 günstiger, die allerdings einen Zweifachdrehkondensator zur Abstimmung verlangt. Die Schaltung nach Bild 8 kann man auch bei Frequenzen unterhalb lö'MHz anwenden. Um die HF rüekwirkungsarm auskoppeln zu können, muß dem TESLA-Oszillator eine Triode in Anodenbasisschaltung nach¬ geschaltet werden. Die nachfolgenden Tabellen zeigen — aus verschie¬ denen Literaturquellcn zusammengestellt — die Werte zur Dimensionie¬ rung der TESLA-Schaltung. Bild 8 Schaltung des TESLA-Oszillators (nach Vackar) mit Abstimmung durch Zweifaehdrehkonde nsator (vorwiegend für Frequenzen oberhalb 14 MHz) 13 Elektronisches Jahrbuch 1909 193 Tabelle 2 Daten zu Bild 7 Frequenz¬ bereich in MHz L in {xH Wdg. bei 15 mm Durch¬ messer Draht¬ durch¬ messer in mm CI in pF C3 in pF C2 in pF C4 in pF C5 in pF 1,8- ■ 2,0 25 46 0,25 565 4800 470 250 30 3,5 ■ • 3,8 13 33 0,3 285 2600 250 125 20 7,0- ♦ 7,15 7 24,5 0,5 140 1470 130 11 10 14,0- •14,35 3,5 17 0,7 68 700 68 11 5 21,0- •21,45 2,3 14 0,9 44 475 37 5,5 3 28,0 •29,7 1,7 12 1,2 31 300 20 11,5 2 72,0- •73,0 0,7 8 2,0 8,5 130 2-8 1,5. Nach «funkamatem>. Heft 10/1960, Seite 344. Tabelle 3 Daten zu Bild S Frequenz¬ bereich in MHz L in p.H Wdg. bei 15mm Durch¬ messer Draht¬ durch¬ messer in mm CI in pF C3 in pF C2 in pl’ C4/C4 in pF Cb in pF 1.8- £o 25 40 0,25 500 5000 480 115/115 25 3,5 - 3.8 13 33 0,3 245 2350 235 70/70 12 7,0- 7,15 7 24,5 0,5 134 1250 125 7/7 7 14,0 -14,35 3,5 17 0,7 62 600 58 7/7 3 21,0-21,45 2,3 14 0,9 41 350 33 5/5 2 28,0-29,7 1,7 12 1,2 26 210 21 7/7 2 72,0-73,0 0,7 8 2,0 7 150 2-8 3/3 — Nach «funkamateur», Heft 10/1960, Seite 844. Tabelle 4 Daten zu Bild 8 Frequenz¬ bereich in MHz Wdg. 8 mm Durch¬ messer mit HF-Kern Draht¬ durch¬ messer in mm CI in pF C3 in pF C2 in pF C4/C4 in pF C5 Trimm.' i* in pF 14,0- 14,35 20 0,9 100 1000 100 20/20 20 21,0- 21,45 15 0,9 68 1000 68 15/15 20 28,0- 29,7 10 1,2 68 1000 68 20/20 10 13,5- 19,5 15 0,9 100 1000 100 * 20 18,75- 25,5 15 1,2 68 1000 68 * 10 25,0- 33,0 10 1,2 68 1000 68 » 10 30,0” 39,0 7 1,2 68 1000 68 * 10 Nach -"ItSGB-Bulletin”-, Heft 3/1964, Seite 158. * Experimentell ermitteln, mit Drehko-Anfangskapazität und Spulenabgleichkern gewünschte obere Frequenzbereichsgrenze einstellen. 194 Tabelle 5 Daten zu Bild 7 Frequenz¬ bereich in MHz Wdg. 8 mm Durch¬ messer mit HF-Kem Draht¬ durch¬ messer in mm CI in pF C3 in pF C2- in pF C4 in pF C5 Trimmer in pF 13- ■ 2,0 70 0,15 556 4700 556 250 30 3,5- • 8,8 45 0,3 500 2700 300 100 30 7,0- • 7,15 30 0,5 200 1800 200 25 30 14,0- •14,35 15 0,7 100 1000 100 35 20 8 25 0,5 200 1800 200 * 30 9 20 0,5 200 1800 200 * 30 10 25 0,7 140 1800 140 * 30 11 20 0,7 140 1000 140 * 20 1,5- • 2,5 70 0,15 556 4700 556 * 30 2,3- • 3,3 45 0,15 556 4700 556 * 30 3,2- • 4,5 45 0,3 500 2700 400 * 30 4,3- • 6,3 35 0,3 300 2700 300 * 30 6,1* • 8,8 30 0,5 200 1800 200 * 30 7,8- •11,0 20 0,5 200 1800 200 * 20 10,5- •15,0 20 0,7 100 1000 100 * 20 Nach «RSGB-Bulletln», Heft 3/1964, Seite 157. * Experimentell ermitteln, mit Drehko-Anfangskapazität und Spulenabgleiclikem gewünschte obere Frequenzbereichsgrenze emsteilen. In den meisten englischen Veröffentlichungen zum TESLA-Osziilator sind die Werte für die Kondensatoren C2 und C3 falsch angegeben. Sinn¬ voll erscheint die Schaltung bezüglich der Stabilität nur dann, wenn der Kondensator C3 wesentlich größer ist als der Kondensator C2. Vackar selbst hat in seiner Originalarbeit für eine optimale Stabilität folgende Kapazitätsverhältnisse genannt : Ci C3 = C4 + C5 C2 In den Axnatenrbereichen läßt sich dieses Verhältnis nicht immer einhal- ten, es wird oft größer als 6. Das hängt damit zusammen, daß meist nur schmale Frequenzbereiche erfaßt werden und die Kapazitätswerte von C4 und C5 vorgegeben sind. Die Einflüsse auf die Frequenz Stabilität durch, die Oszillatoranode und die dem Oszillator nachfolgende Pufferstufe las¬ sen sich vermindern, wenn man CI vergrößert (1 bis 3 nF). Das bedingt aber auch eine andere Dimensionierung der Kapazitäten C2 bis C5, da diese zur Schwingkreiskapazität zählen. Zur Berechnung der Schwing¬ kreiskapazität ist zuerst die Kapazität der Serienschaltung von C2 und C3 zu bestimmen. Zu dieser Kapazität addiert man C4 und C5. Die auf diese Weise berechnete Kapazität liegt in Serie mit CI. Der Wert der Kapazität, die man aus der Berechnung dieser Serienschaltung erhält, ist die wirksame Schwingkreiskapazität. Sollte die Zeitkonstante des RC-Gliedes 03 — Gitterableitwiderstand stören, so kann vor das Steuer¬ gitter zwischen 03 und Gitterableitwiderstand ein Kondensator geschal¬ tet werden (20 bis 500 pF). Mit steigender Frequenz wählt man die Kapa¬ zität dieses Kondensators kleiner. Alle Kondensatoren im Schwingkreis sollen HF-Ausführungen sein. Literatur [1] Vackar, J., Laditelne oscillatory s velkou stalosti kmitoctu, Amatörskö Radio 1/1958, S. 13-15 [2] Vackar, J., Amat6rsk6 laditelne oscillatory, Amatgrskä Radio, 4/1958, S. 100 bis 109 [3] —, Der Tesla-Oszillator, funkamateur, 10/1900, S. 344 [4] Rambousek, A., Amatörska technika velmi kratkych vln, Verlag Nase Vojsko, Praha 1901 [51 Hozman, J., Amatörska stavba vysilacu a prijimaci, Verlag Nase Vojsko, Praha 1903 [0] Harris , P., High stability variable frequency oscillators, RSGB-Bulletin, 2/1904, S. 89-92, 3/1904, S. 156-160 [7] Hawker, P., Technical topics, RSGB-Bulletin, 9/1966, S. 458 [8] —, Technical correspondence, RSGB-Bulletin, 9/1960, S. 600—602 [9] Jessop, G. R„ Amateur radio circuits book, Verlag RSGB, London 1964 [10] Lee, P. H. t A stable transistorized V. F. O., CQ, 9/1963, S. 25—26, 84 Musterung — Hamei — Schmidt — Alter i — Neunzehn — Religion t — Elektronen-Anhänger 196 Die Speiseleitung und ihre Ankopplung Karl Rothammel - dm 2 abk an die Senderendstufe Maximale Leistung wird übertragen, wenn der Scheinwiderstand des Generators (= Senderendstufe) an den Scheinwiderstand des Verbrau¬ chers (= Antenne) angepaßt ist. Der Wirkungsgrad der Leistungsüber¬ tragung erreicht aber nur dann seinen Maximalwert, wenn der Verbrau¬ cher für den Generator einen reinen Wirkwiderstand darstellt. Das heißt, der Speisepunkt der Antenne muß frei von induktiven oder kapazitiven Blindanteilen sein. Dieser Fall tritt ein, wenn sich die Antenne in Reso¬ nanz mit der Sendefrequenz befindet. Da zwischen dem Sender und der Antenne in den meisten Fällen eine Energietransportleitung (= Speise¬ leitung) eingefügt ist, muß auch diese so beschaffen sein, daß sie die An- passungs- bzw. Resonanzbeziehung zwischen Generator und Verbraucher nicht stört. Für den Energietransport vom Sender zur Antenne gibt es 2 Möglich¬ keiten: — Speisung der Antenne über abgestimmte Leitungen; — Speisung der Antenne über Leitungen, die mit ihrem Wellenwider¬ stand an den Speisepunktwiderstand der Antenne und an die Impe¬ danz der Senderendstufe angepaßt sind. Beide Speisungsarten bringen Vorteile und Nachteile mit sich. Eine abgestimmte Speiseleitung zeigt ebenso wie eine Antenne Resonanzeigen¬ schaften; man kann sie deshalb auch als ehe Erweiterung der Antenne betrachten. Wie die Antenne führt auch die abgestimmte Paralleldraht¬ leitung stehende Wellen. Diese fließen auf beiden Leitern mit entgegen¬ gesetztem Vorzeichen. Durch die Parallelführung der Leiter wirken die hochfrequenten Felder der beiden Leiter einander entgegen und heben sich deshalb auf. Eine HF-Abstrahlung durch die abgestimmte Leitung wird dadurch unterbunden oder zumindest stark vermindert. Sind die Leiter elektrisch nicht symmetrisch, so werden die Ströme imgleich groß, und die Leitung strahlt mehr oder weniger stark HF ab (Strahlungsverluste!). Unsymmetrien entstehen z. B. dadurch, daß die 197 Speiseleitung streckenweise parallel zu einem Zweig der Antenne oder zu irgendwelchen anderen Leitungen verläuft. Die abgestimmte Leitung ist deshalb im Gegensatz zur angepaßten Leitung umgebungsempfindlich. Als resonant betrachtet man eine abgestimmte Leitung dann, wenn sie eine solche Länge hat, daß am senderseitigen Leitungsende entweder ein Strombauch oder ein Stromknoten auftritt. Der Leitungsscheinwider¬ stand ist dann reell. Bei einer Leitungslänge von elektrisch 1/2 oder ganzzahligen Viel¬ fachen der halben Wellenlänge (21/2, 31/2 usw.) wird die Antennen¬ impedanz im Verhältnis 1 : 1 zum Senderausgang übertragen. Beträgt die Länge der Leitung 1/4 oder ungeradzahlige Vielfache davon (3 1/4, 5 1/4 usw.), so wird der Scheinwiderstand an den Enden umgekehrt. Das be¬ deutet: Das Scheinwiderstandsminimum der Antenne tritt beim Sender als Scheinwiderstandsmaximum auf. Abgestimmte Speiseleitungen erhal¬ ten senderseitig ein Anpassungsnetzwerk (Antennenkoppler), mit dem man die Anpassung an die Impedanz des Sendertankkreises einstellen kann. Die Vorzüge einer abgestimmten Speiseleitung bestehen hauptsächlich darin, daß man mit diesem Antennenkoppler die Blindanteile kompensie¬ ren kann, die am Antennenspeisepunkt noch vorhanden sind. Für Kurz¬ wellenamateure, die ihre Sendeantennen oft für den Mehrbandbetrieb auf den frequenzharmonisch zueinander liegenden Amateurbändern ein- setzen, ist dieser Umstand von besonderer Bedeutung. Eine Mehrband¬ antenne wird ohne besondere Kompensationsmaßnahmen immer nur für ein Amateurband genau in Resonanz sein. Für alle anderen Bänder treten Resonanzabweichungen auf, die gleichbedeutend mit kapazitiven oder induktiven Blindwiderständen sind. Bei schmalbandigen Antennen muß man ebenfalls mit Blindanteilen innerhalb der Breite eines Amateurbands rechnen. Werden solche Strahler mit einer abgestimmten Leitung ge¬ speist, so können alle Blindanteile eliminiert werden, wenn man mit dem Antennenkoppler das ganze System auf Resonanz mit der Sendefrequenz abstimmt. Die Nachteile abgestimmter Leitungen bestehen darin, daß sie nie völlig strahlungsfrei sind. Dazu müßten beide Leiter räumlich zusammenfallen, was in der Realität nicht möglich ist. Die Strahlung der Leitung kann An¬ laß zum Auftreten von TVI und BCI sein (TVI = Störungen des Fernseh¬ empfangs, BCI = Störungen des Rundfunkempfangs). Das kommt be¬ sonders dann vor, wenn elektrische Unsymmetrien durch parallellaufende Antennenteile, Metallmaste, sonstige Freileitungen oder auch angenäherte Bauwerke entstehen. Befinden sich leitende Hindernisse im magnetischen Feld der Speiseleitung, so verursachen diese Induktionsverluste. Als Folge der stehenden Wellen sind die Leitungsverluste hoch. Man nennt sie auch Kupferverluste oder 7 2 • R-Verluste. Sie entstehen durch den ohmschen Leiterwiderstand in Verbindung mit dem frequenzabhängigen Skineffekt. Stehende Wellen führen in den periodisch auftretenden Strom- 198 bäuchen hohe Ströme. Aus der Beziehung I 2 ■ R ist zu erkennen, daß da¬ durch große Verluste entstehen können, die durch den Skincffekt mit zunehmender Frequenz ansteigen. Die Speisung über eine angepaßte Leitung ist im VHF- und UHF-Bereich üblich. Sie gewinnt auch im Kurzwellenbereich bei den Amateuren immer mehr an Bedeutung, besonders seitdem hochwertige Koaxialkabel preis¬ wert zur Verfügung stehen. Der Wellen widerstand einer Leitung ist reell, er bleibt immer konstant, unabhängig von Frequenz und Leitungslänge. Schließt man den Ausgang einer HF-Doppelleitung mit einem Widerstand ab, dessen Größe genau dem Wellenwiderstand der Doppelleitung entspricht, so ist der Eingangs¬ widerstand gleich dem Wellenwiderstand und gleich dem Abschlußwider¬ stand: Es herrscht Anpassung. Bildet eine Antenne den Abschluß wider¬ stand der Leitung, ist außerdem auch der Senderausgang dem Wellcn- widerstand der Leitung angepaßt, so wird die Hochfrequenz praktisch strahlungsfrei über eine beliebige Leitungslänge zur Antenne transportiert. Auf einer angepaßten Leitung treten keine stehenden Wellen auf, sondern sogenannte fortschreitende Wellen , die auch als Wanderwellen bezeichnet werden. Bei fortschreitenden Wellen halten sich Strom und Spannung über die ganze Leitungslänge in gleichbleibender Höhe. Wegen des Fehlens von Strom- und Spannungsmaxima verursacht eine angepaßte Leitung geringere Leistungsverluste als eine gleich lange abgestimmte Leitung. Die genaue Anpassung des Eingangswiderstands der Antenne an den Wellenwiderstand der Leitung ist entscheidend für den verlustarmen Energietransport. Bei Fehlanpassung werden Wellen vom Strahler in die Leitung reflektiert, treffen dort auf ankommende Wellen, und es ent¬ stehen dadurch stehende Wellen. Diese bedeuten erhöhte Leistungsver- luste. Eine fehlangepaßte Leitung kann außerdem nicht mehr die volle HF-Leistung des Senders aufnehmen. Damit sinkt auch der Wirkungs¬ grad der Senderendstufe. Neben den geringen Verlusten liegt ein Vorteil der angepaßten Leitung darin, daß man nicht auf eine bestimmte Lei¬ tungslänge angewiesen ist. Bei Verwendung von Koaxialkabel wird die angepaßte Leitung völlig umgebungsunempfindlich. Ein solches Kabel läßt sich ganz beliebig ohne Abstandsisolatoren oder sonstige Schutz¬ maßnahmen verlegen, es kann sogar in den Erdboden eingegraben wer¬ den, ohne daß man irgendwelche Zusatz Verluste befürchten muß. Es ist offensichtlich, daß eine solche Leitung auch kein TVI oder BCI verur¬ sachen kann. Aber diese Vorzüge wirken sich nur dann aus, wenn völlige Anpassung herrscht. Ist die Antenne mit einer Blindkomponente behaftet, so stört dies bereits die Anpassung, und auf der angepaßten Speiseleitung bildet sich ein mehr oder weniger großer Anteil stehender Wellen. Diese müssen durch entsprechende Kompensationsmaßnahmen an der Antenne selbst 199 beseitigt werden, denn am sendergeitigen Ende der Leitung kann man die Blindkomponenten der Antenne nicht mehr wirkungsvoll beeinflussen. Wie bereits erwähnt, muß man bei gchmalbandigen Einbandantennen innerhalb eines Amateurbands und auch bei Mehrbandantennen immer mit gewissen Blindanteilen rechnen, weil sie meist etwas außerhalb ihrer Resonanzfrequenz betrieben werden müssen. Ist die dadurch bedingte Fehlanpassung gering, so speist man trotzdem oft mit einer angepaßten Leitung unter Verzicht auf maximal möglichen Wirkungsgrad. Der Maßstab für den Grad der Anpassung ist das Htehwdlenverhältnis (SWV). Man versteht darunter das Verhältnis zwischen der kleinsten und der größten Spannung oder Stromstärke, die auf einer Leitung auf- tritt. Dieses Verhältnis ist im günstigsten Fall, also bei reinen Wander¬ wellen, 1:1. Für Amateurzwecke betrachtet man Steh Wellenverhältnisse bis 1: 2 noch als tragbar. Die Allkopplung der Speiseleitung an die Senderendstufe Die Art des Kopplungssystems für die Leistungsübertragung vom Sender zur Speiseleitung hängt von der Eingangsimpedanz der Leitung ab. Den geringsten Aufwand erfordert dabei eine unabgestimmte Speiseleitung, deren Eingangswiderstand, wie ausgeführt, gleich ihrem Wellenwider¬ stand ist. Obwohl für solche Leitungen ein SWV von 1: 1 gefordert wird, kann man für alle praktischen Fälle Leitungen mit Stehwellenverhält¬ nissen bis 1: 1,5 noch als angepaßt betrachten. Die manchmal propagierte Ankopplung der angepaßten Speiseleitung über eine einfache Link-Spule kann nicht empfohlen werden, weil es meist nicht gelingt, die erforderliche Kopplung zur Tankkreisspule aus¬ reichend festzumachen. Außerdem wird gefordert, daß die Güte des Tankkreises mindestens Q = 10 beträgt und daß der induktive Wider¬ stand der Koppelspule für die Betriebsfrequenz gleich dem Wellenwider¬ stand der Leitung ist. Diese Schwierigkeiten werden vermieden, wenn man die Ankopplung nach Bild 1 abstimmbar gestaltet, wobei man mit C2 auf Resonanz mit der Betriebsfrequenz abstxmmt. Ein solcher Resonanzkreis bringt zusätz¬ liche Selektivität und unterdrückt somit Störabstrahlungen. Für den Bild 1 Die Ankopplung angepaßter Speiseleitungen Uber ein abgestimmtes Koppelglied 200 Kopplungskreis sind Güten von Q 2 bis 4 gebräuchlich. Je geringer Q ist, desto fester muß L2 mit LI gekoppelt werden. Bei einer Güte <2=2 kann man gewöhnlich schon optimal ankoppeln, und der Kreis ist noch so breitbandig, daß C2 über die Breite eines Amateurbands nicht nach¬ gestimmt werden muß. Höhere Güten vereinfachen die Ankopplung dahin¬ gehend, daß man L1/L2 loser koppeln kann, jedoch wird die Bandbreite des Kreises geringer, und die Einstellung von C2 ist bei Frequenz Wechsel in¬ nerhalb eines Amateurbands manchmal zu korrigieren. Nachstehend sind die Maximalgrößen von C2 angegeben, die sich für die einzelnen KW-Ama¬ teurbänder bei den gebräuchlichen Kabelwellenwiderständen für eine Güte <2=2 ergeben. Amateurband Wellenwiderstand des Speisekabels 50 n 60 a 75 Q 3,5 MHz 450 pF 400 pF 300 pF 7,0 MHz 230 pF 200 pF 150 pF 14,0 MHz 115 pF 100 pF 75 pF 21,0 MHz 80 pF 70 pF 50 pF 28,0 MHz 60 pF 56 pF 40 pF Die für Resonanz dazugehörenden Induktivitäten L2 müssen errechnet werden, oder sie sind aus den üblichen Schwingkreisnomogrammen er¬ sichtlich. Bei der praktischen Einstellung eines solchen Kopplungskreises mit an¬ geschlossener Speiseleitung hält man zunächst die Kopplung zwischen LI und L2 sehr lose, so daß beim Durchstimmen von 02 ein deutliches Ansteigen des Endstufenanodenstroms auftritt. In dieser Maximumeinstel- lung, die etwa bei den obenangegebenen Kapazitätswerten eintreten soll, bleibt 02 stehen. Nun koppelt man L2 an LI wieder so fest an, daß von der Endröhre die volle Anodeneingangsleistung aufgenommen wird, ohne dabei jedoch die vorher festgelegte Stellung von 02 zu verändern. Die Kreisgüte Q verbessert man bekanntlich durch Vergrößern des L/C-Verhältnisses. Wenn erforderlich, muß deshalb C2 verkleinert und L2 vergrößert werden. Bild lb zeigt eine Abwandlung der Schaltung mit gleicher elektrischer Funktion. Hierbei kann man den Rotor vonC2 auf Nullpotential legen, was manchmal erwünscht ist. Wenn es mechanische Schwierigkeiten bereitet, eine große Koppelspule L2 in Tankkreisnähe unterzubringen, so kann nach Bild 1 c die Gesamtinduktivität auf 2 Spu¬ len (L2 und L3) aufgeteilt werden. Dabei wird nur L2 mit LI gekoppelt. Für 02 sind übliche Empfängerdrehkondensatoren ausreichend, sofern die für Amateurzwecke zugelassenen Sendeleistungen nicht überschritten werden. 201 Bild 2 Das n-FiUer und seine Ankopplung Die Endstufen industriell hergestellter Amateursender sind fast immer für den direkten Anschluß eines Koaxialspeisekabels eingerichtet. Dabei ist entweder ein Ankoppelkreis (z. B. nach Bild 1) in die Endstufe mit eingebaut, oder der Tankkreis selbst wird aus einem -Filter (= Collins- Filter) gebildet. Diese Vereinheitlichung des Senderausgangs hat manche Vorzüge und bedeutet keinesfalls eine Beschränkung auf bestimmte Speise¬ arten oder Antennensysteme. Die elektrischen und mechanischen Vor¬ züge des Koaxialkabels sind schon erwähnt worden. Hinzu kommt, daß z. B. Reflektometer, Antennenumschaltrelais, OberweUenfilter imd Kunst¬ antennen (Absorber) vorwiegend in koaxialer oder erdunsymmetrischer Bauweise ausgeführt werden. Solche Zusatzeinrichtungen können dann ohne Schwierigkeiten in das Koaxialkabel cingeschleift bzw. diesem zu¬ geführt werden. Ist der Senderanodenkreis bereits als 71 -Filter ausgeführt, so erübrigt sich ein besonderer Koppelkreis, und das Koaxialkabel kann direkt an¬ geschlossen werden. Das Collins -Filter als Anpaßtransformator bietet eine besonders gute Oberwellenunterdrückung (Tiefpaßfilter) und zeichnet sich durch einfache Bedienbarkeit aus (Bild 2). Bezüglich der Vermeidung von BCI und TVI zeigt es sich der Ankopplung nach Bild 1 überlegen. Bild 2a vermittelt die Berechnungsgrundlagen. ZI ist die Eingangs- impedani. des jr-Filters. Diese ergibt sich aus Z R , das heißt aus der Impe¬ danz, mit der die Endröhre für optimale Leistungsabgabe belastet wer- 202 «den soll. Man entnimmt sie den Röhrendaten oder errechnet sie ans dem Verhältnis der Anodenspannung U a zum Anodenstrom I a . Für den meist üblichen C-Betrieb gilt mit ausreichender Genauigkeit Z R = ^ a — (für Eintaktstufen, C-Betrieb) l a • 2,5 und Z R = - —— (für Gegentaktstufen, C-Betrieb). I a • 1,25 Setzt man U a in V und I a in mA ein, so ergibt sich Z R ink£X Koppelt man das ^-Filter mit dem Transformationsverhältnis 1: 1 an den Anodenkreis an, so ist Zl = Z R . Gewöhnlich wird aber das CoKiws-Filter an eine An¬ zapfung der Anodenkreisspule kapazitiv (Bild 2 b) oder über eine Koppel¬ spule induktiv (Bild 2 c) angeschlossen. ZI ergibt sich dann in Abhängig¬ keit vom Übersetzungsverhältnis aus ZI = Für nl und n2 sind die entsprechenden Spulenwindungszahlen einzu¬ setzen. Z2 ist die Ausgangsimpedanz des Filters, die dem Eingangswider- stand der Speiseleitung entsprechen soll. Für die Kreisdaten des Filters wünscht man einerseits eine hohe Kr'eis- güte Q (= großes L/C-Verhältnis), andererseits dürfen die Kapazitäten nicht zu klein werden, da sie einen guten Nebenschluß für die Oberwellen bilden sollen. In der Praxis bewähren siehKreisgüten zwischen 10 und 15; im allgemeinen nimmt man Q = 12. Zunächst ergibt sich die Kapazität Cl aus CI = Q . oiZl to — 2nf = 6,28/, / — Bandmittenfrequenz. Einfacher für die Berechnung und ausreichend genau ist die Näherungs¬ formel 2000 in pF, MHz und kfl. Aus der Beziehung C1/C2 = VZ2/Z1 kann der Kapazitätswert von C2 errechnet werden. 203 Nun ist noch die Induktivität L zu ermitteln: eZl+toC2ZlZ2 “ (Ö 2 +1) Daraus läßt sieh nachstehende Näherungsformel ableiten: T 13 ZI ZI-CI-VZ1-Z2 + -145 in pH, kß, MHz und pF. Die Näherungsformeln haben Gültigkeit, wenn ZI ^ 10 • Z2 und Q 2; 10. Kurzanueisung für die richtige Abstimmung eines jt-Fllters Senderanodenkreis ohne angesehaltetes ji-Filter auf Resonanz einstellen (Anodenstrom-Dip). Dann jr-Filter mit angesehlossener Speiseleitung bzw. Antenne an den Sender ankoppeln. C2 etwa auf Mittelstellung, mit CI auf Anodenstrommaximum abstimmen. Diesen Vorgang mit jeweils ver¬ änderter Einstellung von C2 so lange wiederholen, bis der Anodenstrom seinen größtmöglichen Wert erreicht. Es herrscht dann Resonanz und Anpassung. Während dieser Einstellarbeiten darf der Senderanodenkreis nicht verändert werden; er bleibt vielmehr in seiner ursprünglichen Resonanzstellung. Mitunter werden auch unabgestimmte, erdsymmetrische Speiseleitungen verwendet. Es sind entweder handelsübliche UKW-Bandleitungen (Wellenwiderstand 240 bis 300 ß) oder selbsthergestellte Paralleldraht¬ leitungen («Hühnerleitern») mit Wellenwiderständen bis 600 ß. Diese werden vorteilhaft nach Bild 3 angekoppelt. Der senderseitige Koppel¬ kreis L2/C2 hat dabei die gleichen Daten wie der unter Bild 1 angegebene abgestimmte Koppelkreis. Die Induktivität L3 ergibt sich aus L3 = 6,28 •/ in pH, MHz und ß; Z K — Wellenwiderstand des koaxialen Verbindungs¬ kabels. Bild 3 Die Ankopplung einer symmetrischen, u nabgestimmten Speiseleitung 204 Bild 4 Antennenkoppler für abgestimmte Speiseleitungen Beispiel /= 14 MHz, Z K = 80 Ü, C3 ist so zu wählen, daß sieh mit L3 Resonanz für die Betriebsfrequenz ergibt. Der Resonanzkreis L4/C4 hat etwa die gleichen Daten wie der Tankkreis Ll/Cl. Die Anschlüsse für die symmetrische Speiseleitung an L4 richten sich nach dem Wellenwiderstand dieser Leitung und werden durch Versuch ermittelt. Am sichersten gelingt dies mit einem Reflekto¬ meter, das in das verbindende Koaxialkabel eingeschleift wird. Durch Verändern der Abgriffe an L4 und wechselseitiges Abstimmen mit C4 und C3 versucht man, ein SWV von 1 : 1 zu erhalten. Mit 02 stellt man dann auf optimale Belastung der Endstufe ein. Für die Ankopplung einer abgestimmten Speiseleitung an die Senderend¬ stufe muß man zunächst feststellen, ob das Ende der Leitung hochohmig (Spannungsbauch) oder niederohmig (Strombauch) ist. Bei Stromkopp¬ lung sollte man die Serienspeisung nach Bild 4 a verwenden. Für Mehr¬ bandantennen ist ein Universalkoppler nach Bild 4 c zweckmäßig, da man ihn für Stromkopplung und für Spannungskopplung einsetzen kann. Auch ein jr-Filter eignet sich sehr gut. Da abgestimmte Leitungen allge¬ mein aber erdsymmetrisch sind, muß auch das zr-Filter eine symmetri¬ sche Ausführung sein (Bild 4d). Diese Kopplungssysteme gestatten es, in gewissen Grenzen den Ge¬ samtkomplex Antenne—Speiseleitung zur Resonanz mit der Betriebs¬ frequenz nachzustimmen, was bei Mehrbandantennen immer erforder¬ lich sein wird. In diesem Zusammenhang ist zu erwähnen, daß man abgestimmte Speiseleitungen nicht genau für Resonanz bemessen sollte, da in diesem Fall Gleichtaktwellen gegen Erde auftreten können (sogenannter .¥ar«wu-E£fekt). Sie bewirken, daß die abgestimmte Speiseleitung strahlt. Es ist deshalb zweckmäßig, die abgestimmte Leitung etwas länger oder 205 kürzer, als für Resonanz erforderlich, zu wählen und mit dem Antennen- koppler auf exakte Resonanz abzustimmen. Eine direkte Ankopplung solcher Abstimmeinrichtungen an den Sender¬ tankkreis ist weder praktisch noch elektrisch günstig. Besser sollte man den Antennenkoppler in Fensternähe anbringen und von dort aus die Ver¬ bindung zum Sender über eine beliebig lange, nichtstrahlende Link- Lei¬ tung herstellen. Eine solche Link -Leitung kann aus einer einfachen Netz¬ schnur, einer UKW-Bandleitung oder einem Stück Koaxialkabel bestehen. Letzteres ist aus schon erwähnten Gründen günstiger. Die Limi-Leitung wird an beiden Enden mit einer Koppelspule abge¬ schlossen, es ergeben sich dann Anordnungen nach Bild 5. Die Windungs¬ zahl n k der iimi-Spulen wird durch Versuch ermittelt; im allgemeinen genügen 3 Windungen. Für eine optimale Bemessung der Koppelspulen wird folgende Formel angegeben: 1 1 Ui • ZI ; n k - Windungszahl der Koppelspulen, n t - Windungszahlen der Tankkreis¬ spule, ZI- Leitungsimpedanz in £}, Z R - Impedanz des Anodenkreises in Q.. Aus Bild 5 geht hervor, daß es sieh um die Kombination einer abge¬ stimmten Leitung mit einer angepaßten Leitung handelt. Mit L4/C4 wird Bild 5 Übergang von einer ab- gestimmten Speiseleitung auf eine angepaßte Leitung das System Antenne plus Speiseleitung in Resonanz mit der Betriebs¬ frequenz gebracht, so daß keine Blindanteile mehr vorhanden sind. Die Im¬ pedanz an L4 wird somit zum reinen Wirkwiderstand. Man kann deshalb über eine Widerstandsanpassung (L4/L3) auf eine beliebig lange, ange¬ paßte Leitung übergehen. Diese paßt man, wie bereits beschrieben, an die Senderendstufe an. Zusammenfassung Bei unabgestimmten Speiseleitungen kann man die Antennenreso- nanz nur an der Antenne selbst beeinflussen. Am Ende der Speiseleitung sind stehende Wellen nicht mehr zu beseitigen. Dagegen können am Fu߬ punkt von abgestimmten Leitungen noch Korrekturen der Resonanz mit geeigneten Antennenkopplern vorgenommen werden. Somit erweist es sich für Amateurzwecke als gegeben, die Antenne über eine abgestimmte Speiseleitung zu erregen, die bis zu einer leichtzugänglichen Stelle geführt wird. Dort kann man mit einem Antennenkoppler die Resonanz und den Übergang auf ein unabgestimmtes und deshalb beliebig langes Koaxial¬ kabel hersteilen. Zumindest innerhalb des Gebäudes sollte die Speiseleitung bis zum Sender aus einem angepaßten Koaxialkabel bestehen. Wie ausgeführt, jst das für alle Antennen- und Speisearten möglich. Strahlungsfreiheit, Oberwellen werden unterdrückt. Einfache und un¬ auffällige Installation innerhalb und außerhalb des Gebäudes. Es besteht die Möglichkeit, ein Reflektometer in die koaxiale Zuführung einzuschlei¬ fen. Damit wird die gesamte Einstellung sehr vereinfacht. Man stimmt dann lediglich auf geringstes Stehwellenverhältnis ab. Die Anordnung kommt der Tendenz entgegen, Amateursender mit einem Ausgang für Koaxialkabel zu versehen. 207 ('jft k' h'dufc - /i- Thyristorbestuekte HorizontalablenkschaUung für Farbfernsehempfänger Der Horizontalablenkteil mit der Hochspannungserzeugung weist bei Farbfernseh¬ empfängern noch eine Röhrenbesttickung auf. Neben dem dadurch bedingten hohen Leistungsbedarf wirkt sich auch die damit verbundene große Wärmeentwicklung nicht gerade günstig aus. Dabei ist es bereits heute schon mit wirtschaftlich vertret¬ barem Aufwand möglich, für die Leistungsstufen im Ablenkteil Thyristoren an Stelle von Röhren zu verwenden. Bei der neuartigen Schaltung (Bild I) des mit Halbleitern bestückten Horizontal- ablenkteils wird in der Endstufe der Thyristor BT103 (Intermetall) in Verbindung mit einem in Serie liegenden Treibertransistor verwendet. Die Ansteuerung des Thyri¬ stors erfolgt also nicht an der Steuerelektrode, sondern an der Katode des Thyri¬ stors. Diese Ansteuerungsart hat gegenüber der bekannten Ansteuerung an der Steuerelektrode 2 große Vorteile: Sie kommt ohne Spulen aus und ist daher ein¬ facher und wirtschaftlicher, außerdem wird das Abschaltverhalten durch die Unter¬ brechung des Hauptstromkreises verbessert. FET 900-2 H. Volkhardt Empfangsanlage in Bausteinteehnik für die Funkfernsteuerung Um eine relativ aufwendige Funkfernsteueranlage möglichst rationell einsetzen zu können, ist es vorteilhaft, diese in steckbaren Bausteinen auszuführen. In diesem Beitrag sind 5 verschiedene Bausteine beschrieben, die sicher vielen Anforderungen genügen. Darüber hinaus wird durch den Einsatz von bistabilen Multivibratoren ein Simultanbetrieb erreicht, ob¬ wohl der Sender nicht gleichzeitig 2 Signale übertragen kann. Die Bausteine sind in gedruckter Schaltung ausgeführt. Die Leiter¬ platten haben eine Größe von 67 mmx42 mm. Sämtliche Anschlüsse wer¬ den über Kontaktstifte herausgeführt und garantieren in Verbindung mit den dazugehörigen Kontaktfedern eine ausreichende Verbindung. Der mechanische Aufbau in der gezeigten Form ist für die beschriebenen Schal¬ tungen stabil und völlig unkritisch. Beschreibung der Bausteine Empfängerbaustein Der Empfänger arbeitet auf der von der Deutschen Post für diese Zwecke genehmigten Frequenz von 27,12 MHz. Es winde eine Pendler¬ schaltung nach Bild 1 mit nachgeschalteter Pendelfrequenzunterdrückung und NF-Verstärkung gewählt, die für die Funkfernsteuerung bezüglich Aufwands und Empfindlichkeit ein Optimum darstellt. Die Schaltung ist bereits unter [1] ausreichend beschrieben und soll daher nicht näher er¬ läutert werden. Den fertigen Baustein zeigt Bild 3, links. Tonkreisstufen Dem Amateur stehen nicht immer zweckmäßige, empfindliche Relais zur Verfügung, die darüber hinaus eine möglichst große Anzahl von Kon¬ takten haben. Deshalb wurde der eigentlichen Tonkreisstufe eine Ver¬ stärkerstufe nachgeschaltet, die gestattet, Ströme von max. 100 mA zu schalten. Entgegen anderen Vorschlägen konnte auf eine zusätzliche In¬ duktivität im Kollektorkreis von TI verzichtet werden. 14 Elektronisches Jahrbuch 1969 209 Bild 1 Schaltung des Empfängerbausteins; L = 9 Wdg., 0,6- mrn-f 'uL, Ferritkern spule 7 mm Durchmesser; Drl — 300 Wdg., 0,1-mm-CuL, Eerritschalenkern il mm x 8 mm, A^-Wert = 200 nH/w *; Dr2 = 100 Wdg., 0,1-mm-CuL, atif Widerstand 1 MQ — 0,1 W Die über C2 rückgekoppelte Wechselspannung ist ausreichend, wenn B a größer als 8011 bzw. kleiner als 3 kfl ist oder aus einer Induktivität (Relais) gebildet wird. Da der Lastwiderstand rein ohmisch sein kann, eignet sich die Schaltung ausgezeichnet zum Ansteuern von logischen Baugruppen, wie das in diesem Fall bei der Multivibratorschaltung ge¬ schieht. Nähere Einzelheiten über selektive Schaltstufen können unter [2] nachgelesen werden. Es sei jedoch noch darauf hingewiesen, daß die Bild 2 Schaltung eines Banalbausteins; Werte für CI und L siehe Tabelle 1 210 Stromverstärkung von T1 größer als 100 sein muß. Die Stromverstärkung von T2 dagegen ist unkritisch, ihr Wert soll jedoch nicht unter 30 liegen. Tabelle 1 Angaben für Tonhreisstufen Kanal Frequenz in Hz CI in nF L Wdg. Durchmesser in mm Kern in mm A £ -Wert in nH/w* 1 1080 100 465 0,1-mm-CuL 14x8 1000 2 1610 100 310 0,1-mm-CuL 14x8 iooo 3 2400 100 210 0,1-mm-CuL 14x8 1000 4 3580 100 310 0,1-mm-CuL 14 x 8 200 5 5310 50 300 0,1-mm-CuL 14x8 200 Die beschriebene Schaltung zeigt Bild 2. Der Baustein (Bild 3, re.) ent¬ hält jeweils 2 Tonkreisstufen. Aus Tabelle 1 sind die verwendeten Fre¬ quenzen und die Werte der frequenzbestimmenden Bauelemente ersicht¬ lich. Bild 3 Ansicht des Empfängerbausteins (links) und des Bausteins mit 2 Tonkreis¬ stufen (rechts) 14* 211 5a ■Sa 1a 2ab 1b Iä I .1 Bild 4 Schaltung des ReUiisbawtleins Relaisbau-stein Die Relais sollen in Verbindung mit den beschriebenen elektronischen Baugruppen Zusammenarbeiten. Sie wurden entsprechend diesem Ver¬ wendungszweck mit folgenden Daten ausgewählt: Typ BV 0335-2 Betriebsspannung 4 V Betriebsstrom 93 mA Wicklungswiderstand 42 A Die Leiterplatte (Bild 6) enthält 2 Relais, deren Kontakte nach Bild 4 miteinander verknüpft wurden, so daß sie allen Anforderungen dieser Funkfemsteueranlage gerecht werden. Kanalbaustein Der Baustein soll es ermöglichen, den jeweils ungeraden letzten Kanal einer 1-, 3-, 5- oder 7-Kanalanlage auszunutzen. Es wurde eine einfache Tonkreisstufe in Verbindung mit einem relativ hochohmigen Relais zu einem Baustein zusammengefaßt (siehe Bild 2 und 6). Die Angaben über die frequenzbestimmenden Bauelemente sind aus Tabelle 1 (Kanal 5) ersichtlich. Bistabiler Multivibrator — Beschreibung der Schaltung Bild 7 zeigt die Schaltung des bistabilen Multivibrators (BM). Es wird zu¬ nächst angenommen, TI sei gesperrt und T2 leitend. Mithin ist U R1 klein gegen U R2 , das Potential am Lötpunkt R1-R3 stark negativ gegen 0 (Masse). Damit sperrt Dl, und die Basis von TI wird schwach negativ. 212 Bild Ansicht 'lex JleUcixbaaxteiHS (Unk*) und de* Kana Iba us/eins (recht*J 213 Bild 7 Schaltung des bistabilen Multivibrators (BM) (Die Anschlüsse der Dioden Dl , D2 sind nach oben bis zu den positiven Elektroden der Elkos zu verläng&rn) Der Transistor also, wie oben angenommen, leitet nicht. Über R5 wird dagegen die Basis von T2 negativ, dieser Transistor öffnet also. D2 ist ebenfalls geöffnet, beeinflußt jedoch das Potential an der Basis von T2 nicht wesentlich, da R4 > R5. Trifft jetzt ein positiver Impuls am Ein¬ gang (E) der Schaltung ein, so gelangt dieser nur zur Basis von T2, da D1 gesperrt bleibt. Die Basis von T2 wird positiv, der Transistor sperrt. Die Schaltung kippt in ihre zweite, stabile Lage. Eine Impulsfolge an E läßt den BM ständig hin und her «springen». Über RIO und D3 wird das an dem Kollektor von T2 auftretende Signal der Basis von T3 zugeführt Bild 8 Ansicht des Multivibra¬ torbausteins 214 und dort verstärkt. T3 schaltet ein Relais (R a ), das den jeweiligen Steuer¬ befehl an das Modell weitergibt. D3 kompensiert die negative Spannung am Kollektor von T2, wenn dieser durchgesteuert ist (0,5 bis 0,8 V). Da¬ mit erreioht man, daß T3 im ausgeschalteten Zustand ausreichend sperrt. Durch das Anschalten vonT3 wird der BM asymmetrisch, was in diesem Fall durch die Auswahl entsprechender Transistoren ausgeglichen wor¬ den ist. Die angegebenen Werte für die Stromverstärkung sollte man da¬ her einhalten. Die Kondensatoren G3 und C4 verhindern, daß der BM bereits durch sehr kurze Impulse umkippt, die beim Schalten der Nach¬ barkanäle bzw. beim Einschalten des Senders duroh schwer zu beherr¬ schende Einschwingvorgänge auftreten. Den mechanischen Aufbau der Schaltung zeigt Bild 8. Verwendungszweck — Simultanbetrieb Simultanbetrieb liegt in der Regel dann vor, wenn 2 oder mehr Kanäle einer Funkfernsteueranlage gleichzeitig betätigt werden können. Zu die¬ sem Zweck sind bei herkömmlichen Anlagen zur gleichen Zeit 2 oder mehr klirrfaktorarme NF-Töne zu übertragen, was sowohl im Sender als auch im Empfänger einen erheblichen Aufwand bedeutet. Darüber hinaus wird die Reichweite der Anlage bei gleicher Sendeleistung stark eingeschränkt. Durch den Einsatz des bistabilen Multivibrators ist es möglich, die einzel¬ nen Kanäle durch kurze Impulse nacheinander einzuschalten und in be¬ liebiger Reihenfolge wieder auszuschalten, was in der Wirkung dem Simul¬ tanbetrieb gleichkommt. Dabei werden die Impulse durch kurzzeitiges Betätigen des jeweiligen Kanals gesendet. Zum Anschalten des BM wird der Ausgang des Tonkreises (A in Bild 5) unmittelbar mit dem Eingang des BM (E in Bild 7) verbunden. Erweiterung von Fernsteueranlagen Durch die Reihenschaltung von mehreren BM nach Bild 0 ist es möglich, eine Femsteueranlage um einen oder mehrere Kanäle zu erweitern. Die Einschaltung der einzelnen Kanäle wird durch den vorhandenen Kanal und in der Reihenfolge nach Tabelle 2 betätigt. Der Nachteil dieser Be- M1 HZ von 2 bistabilen, Multivibratoren E 215 triebsweise — die Kanäle lassen sieb nicht in beliebiger Reihenfolge schal¬ ten — kann durch den sinnvollen Einsatz der Schaltung eingeschränkt werden. Einsatzvarianten der Anlage — Erweiterung einer Einkanalanlage In der Schaltung nach Bild 10 können durch den Einsatz von 2 bista¬ bilen Multivibratoren 3 verschiedene Kommandos übertragen werden. Entsprechend Tabelle 2 werden die Steuerbefehle in folgender Reihen¬ folge übermittelt: 0. Impuls — beide Motoren im Ruhezustand 1. Impuls — Motor 1 läuft 2. Impuls — Motor 2 läuft 3. Impuls — beide Motoren laufen 4. Impuls — beide Motoren im Ruhezustand Mondraupe „Omega“ Auf das Eahrmodell montiert man eine Grundleiterplatte, die entspre¬ chend den Steckbausteinen mit Federkontakten ausgerüstet wird und folgende Baugruppen aufnimmt: Bild 10 Reihenschaltung von 2 bistabilen Multivibratoren zur Erweiterung einer Einkanalanlage Tabelle 2 Impulsschsma zu Bild 10 Impuls Ml M2 0 0 0 1 L 0 2 0 L 3 li L 4 . 0 0 216 Büd 11 Blockschaltbild für das Bahrmodell Omega Empfänger, 2 Tonkreisstufen (für 4 Kanäle), 2 Relaisbausteine und 1 Kanalbauetein. Die Anlage ermöglicht die Übermittlung der Steuerbefehle. 1. Kanal — Licht (ein —aus) 2. Kanal — rückwärts 3. Kanal — Linkskurve 4 . Kanal — Rechtskurve 5. Kanal — Halt! Bild 11 zeigt das Blockschaltbild und Bild 12 das fertig bestückte Mo¬ dell. Als Antenne wurde ein etwa 25 cm langer Stahldraht verwendet. Die Mondraupe konnte sicher über eine Entfernung von 100 m gesteuert werden (Sender etwa 80 mW HF-Leistung). Schiffsmodell Es werden die Bausteine entsprechend Blockschaltbild (Bild 13) auf einer gemeinsamen Trägerplatte angeordnet (Aufbau siehe Bild 14). 217 Bild 12 Ansicht des Fahrmodells Omega mit den aufgebauten Bausteinen der Funkfernsteuerung 218 Der Aufbau ermöglicht die Übertragung folgender Steuerbefehle: 1. Kanal — Rudermaschine — links 2. Kanal — Rudermaschine — rechts 3. Kanal — Motor 2 umpolen — Drehung auf der Stelle 1 > simultan 4. Kanal — Motor 1 und 2 umpolen — Rückwärtsfahrt ] 5. Kanal — Halt! Darüber hinaus kann durch den Simultanbetrieb der Kanäle 3 und 4 das Modell bei Rückwärtsfahrt ebenfalls Links- und Rechtskurven ausführen, ebenso ist es möglich, die Drehung auf der Stelle sowohl nach rechts als auch nach links durch entsprechende Betätigung der Kanäle 3 und 4 her¬ beizuführen. Flugmodelle Für diesen Zweck werden nur der Empfangsbaustein und die beiden Bausteine der Tonkreisstufen auf einer gemeinsamen Trägerplatte mon¬ tiert. Die Tonkreisstufen steuern dabei über einen 3. Transistor, den man sinnvoll neben oder auch in der Rudermaschine unterbringen kann, direkt die Rudermaschine an. Bild 15 zeigt die Anschaltung über den zusätzlichen npn-Transistor. Es wurde ein nicht gerade billiger Siliziumtransistor vom Bild 14 Ansicht der in einem Schiffsmodell angeordneten Bausteine 219 Bild 15 Anschaltung der Rudermatchine Servomatic 12 an die Tcmkreisetufe Typ SF126 verwendet. Bedenkt man jedoch, daß dieser Transistor ein Beiais vollständig ersetzt, dabei wesentlich betriebssicherer ist und dar¬ über hinaus eine merklich kleinere Masse gegenüber einem entsprechenden Relais hat, so ist diese Mehrausgabe voll gerechtfertigt. Als Rudermaschine wurde der Typ Servomatic 12 von der PGH Uni¬ versal, Reinhardtsgrimma, verwendet. Mit den vorhandenen 4 Kanälen lassen sich 2 Rudermaschinen vom genannten Typ betreiben. Damit kann sowohl das Höhen- als auch das Seitenruder des zu steuernden Modells betätigt werden. Die Anlage ohne Rudermaschine und Batterie hat eine Masse von etwa 100 p. Literatur [1] Lindemann, B„ Ein volltransistorisierter Fernsteuerempfänger, Funkamateur 9/63 S. 298, 299 und 300 [2J Lindemann, B., Hinweise für den Fernsteuermehrkanalbetrieb, Funkamateur 1/64 S. 11 und 12 [3) Rumpf!Pulvers, TranSistor-Elektronik, VEB Verlag Technik, Berlin 1964 220 Bild 16 a Leiterplatte * Empfängerbaustein- Bild 16 b Bestückungsplan für Leiterplatte « Empfängerbaustein' Pi JgllfTOIjj Pju'f ^ l|g#Ä jJKMpl ■mm Ä ^ »Ol fijj Bgl jf ^ -jß ■&- iKridS) ' 1 ’ Ä8L- lüf , ’** ä ;v -^NMUUi m&M 1^. '■■■ nK|| Hi 1 !” Bild 20a Leiterplatte «Relaisbaustein' 1a 3a 5a Sa I fa2ab 3b 5b Sb 46 1b Bild 20 b Beetückungsplan für Leiterplatte «Rflaisbaustein» 15 Elektronisches Jahrbuch 1969 Ing. Rolf Anders Elektronenblitzgerät — selbst berechnet Der Eigenbau eines Elektronenblitzgeräts ist im Prinzip einfach, und, gemessen am Preis eines industriell gefertigten Geräts, auch eme durch¬ aus lohnende Angelegenheit. Ein solches Gerät kann ganz nach den per¬ sönlichen Wünschen und Ansprüchen des Erbauers ausgelegt werden. Bedingung ist allerdings, daß die notwendigen Berechnungsunterlagen vorhanden sind und man die Wirkungsweise einer solchen Schaltung kennt. Der vorliegende Beitrag vermittelt daher nur eine Grundlage für die Berechnung solcher Geräte. Auf die in manchen Konstruktionen vor¬ handenen Automatikschaltungen zum Nachladen des Blitzkondensators wurde bewußt verzichtet, damit die Schaltung übersichtlich bleibt und das Volumen des Geräts nicht unnötig vergrößert wird. Werden höhere Leistungen gewünscht, so kann mit den angegebenen Formeln auch ein größeres Gerät dimensioniert werden. Primäreeitig ist dann die Schaltung völlig neu zu berechnen. Sekundärseitig müssen nur die Gleichrichter und eventuell die Blitzröhre anders ausgelegt bzw. ein anderer Röhrentyp ver¬ wendet werden. (Diese Bemerkung gilt allerdings nur bei Geräten für eine Blitzspannung von 500 V.) Beim Batteriegerät muß man von vornherein festlegen, wie groß sein Volumen werden darf. Es ist zu entscheiden, ob man alle Teile des Geräts, wie Blitzkondensator, Batterien, Blitzlampe usw. in einem Gehäuse, ge¬ meinsam unterbringen will (z. B. beim Gerät Minilux) oder ob der Blitz¬ kopf mit der Röhre getrennt von der übrigen Schaltung aufgebaut wer¬ den soll (z. B. beim Gerät Elgapress). Mit der Entscheidung über das Vo¬ lumen fällt zugleioh die Entscheidung über die Leistungsfähigkeit des Blitzgeräts, da das Volumen in erster Linie vom Blitzkondensator und vom Batteriesatz bestimmt wird. Bild 1 zeigt die Schaltung des Geräts. Ein Parallelgegentaktwandler mit den Transistoren TI und T2 erzeugt eine Wechsel Spannung von 250 V, die man mit Hilfe einer Spannungsverdopplerschaltung auf 500 V bringt und die der Aufladung des Blitzkondensators C5 dient. Das Potentio¬ meter R2 stellt man so ein, daß an der Glimmlampe Röl die Zündspan- 226 nung erreicht wird, wenn die Spannung über C5 auf einen Wert von etwa 480 V steigt. Auf diese Weise zeigt Röl die Biitzbereitsehaft des Geräts an. Schließt nun der Synchronkontakt oder der Taster S2, so wird in der Wicklung w 2 der Zündspule eine hohe Spannung induziert, die über den Zündkontakt der Blitzröhre diese leitend macht, so daß sich der Blitz¬ kondensator schlagartig entladen kann. Bevor man nun die eigentliche Schaltung berechnet, ist die optimale Stromversorgung festzulegen. Dabei muß man beachten, daß bei hoher Betriebsspannung kleinere Ströme auftreten, andererseits aber auch für die Batterien ein größeres Volumen notwendig wird. Als optimale Lösung ist der Einsatz von 3 Stabbatterien (je 3 V) angesehen. Diese Batterien sind relativ billig und erfordern kein großes Volumen. Bestimmend für das Volumen ist auch die Größe des Blitzkondensators. Er bestimmt mit seiner Kapazität und mit der Blitzspannung die Blitz¬ leistung des Geräts. Eine günstige Lösung gewährleistet die Verwendung eines Doppelelektrolytkondensators 50 + 50 (xF/500 V. Die Daten des Geräts sind somit: 9 V 500 V 100 p.F Zu diesen Daten ergibt sich die Blitzleistung nach r2 . Blitz ' Batteriespannung U B Ladegleichspannung ügijt, z Ladekondensator E = - E = (500) 2 V ■ 100- 10 -6 F = 12,5 Ws. ( 1 ) Damit eine relativ schnelle Blitzfolge erreicht wird, andererseits die Bat¬ terien nicht allzusehr belastet werden, ist eine Transverterleistung von 1 W zugrunde zu legen. 15* 227 ( 2 ) Die an den Transistoren auftretende Maximalspannung beträgt U C e — 2 • 9 V — 18 V; der maximal auftretende Kollektorspitzenstrom l C max = ^ 1,2 IC max — U B -Ü k 1,2 • 1 W 9V — 0,3 V _ 138 mA. (3) Es müssen also Transistoren eingesetzt werden, die 18 V Betriebsspannung und einen maximalen Kollektorspitzenstrom von 138 mA vertragen. Die Transistoren arbeiten im Schalterbetrieb und kennen nur die Schalt¬ zustände EIN und AUS, die den Arbeitspunkten A und B zugeordnet sind. Die Arbeitspunkte müssen unterhalb der Verlustleistungshyperbel liegen, während die Arbeitsgerade die Hyperbel schneiden kann. Es muß allerdings die mittlere Verlustleistung P m kleiner als die für den Tran¬ sistor zulässige maximale Verlustleistung sein. Da sich spannungsmäßig der Typ GG122 gut eignet und auch sein maximaler KollektorBtrom 150 mA beträgt, soll an Hand des Kennlinienfelds (Bild 2) untersucht werden, ob er sieh leistungsmäßig verwenden läßt. Leistung im Arbeitspunkt A : P CA = ,J 'kn ' l CA > W P CA = 0,3 V • 0,138 A g 0,041 W. Leistung im Arbeitspunkt B: P(:b ~ ^ - U ce ■ I CE , (5) P CB = 2,9 V • 0,0006 A = 0,017 W. Bild 2 Mittleres Kennlinienfeld des Transistors GC122 228 Die mittlere Verlustleistung: D _ P CA + Pcb m ~ 2 _ 0,042 W + 0,011 W = 0,0265 W. ( 6 ) Der Wert von P m liegt weit unterhalb der zulässigen Verlustleistung von !\. mH x = 120 mW. Dieser Transistortyp ist somit geeignet. Es erfolgt die Berechnung der Transformatorwerte. Der Kemquerschnitt (Faustformel): Q~\P a , <3 = Vl=lcm\ (7) Als Kernmaterial benutzt man Ferrit. Es wird ein Kern E42 mit einem Kernquerschnitt von 1,3 cm 2 aus Manifer 164 mit einer Induktion B — 3600 • 10“ 3 Vs/cm 2 verwendet. Die Berechnung der Windungszahlen: U* ~ 4 B fQ . 10 8 . Die Schwingfrequenz / wird mit 2000 Hz angesetzt. n wi — n w i — n WZ — n w2 — gV — 0,3V 4 • 3600 • 2000Hz . l,3cm s 2 ■ U BB ■n m ■ 10 8 = 31. n wl ' n tD3 ' n W3 ~ U B - u kn 2 • 0,3V • 31 “9V —0,3V 1,05 - Ug-n^, u B -u kn ’ 1,05 • 250V • 31 = 2 . ( 9 ) ( 10 ) 9 V —0,3 V = 935. Der Wert von V ist aus dem Datenblatt des Transistors ersichtlich. Die Drahtquerschnitte der einzelnen Wicklungen (der Wert von Strom¬ dichte I d beträgt 3 A/mm 2 ): 7i = 7 i = ; - 0,8 ( 11 ) 9l = ? '' = 9 V^Ä/S^ = 0 ’° 296mm2 - ?2 = i'z = 0,1 • ?2 = :GC301 eine Sprechleistung von etwa 1 W. Der Treibertrafo, der dem Verstärker aus [lö] entnommen wurde, sorgt durch seine Anordnung unterhalb des Lautstärkereglers für einen tiefliegenden Schwerpunkt des Geräts. Mit einer zusätzlichen Vor¬ stufe kann der komplette NF-Verstärker nach [10] ebenfalls benutzt werden. Literatur [3] Müller, D., Kompendium des Transistorsuperhetempfängers. Elektronisches Jahrbuch 1967, S. 123—140, DMV [2] —, Ein neues FM-Empfangsverfahren, Funktechnik 21 (1966), H. 12, S. 456 [3] Streng, K. K ., UKW-Tuner mit Transistoren, Elektronisches Jahrbuch 1968, S. 30-35 [4] —, UKW-Mischeinheitcn mit Transistoren, Funktechnik 15 (1960), H. 5, S. 148—149 [5] Zet.zmann, E., Stereo-Steuergerät «3110 HiFi», Funktechnik 22 (1967), H. 3, S. 74 [6] Krocker,S., UKW-Transistorkofferempfänger «Stern 3», radio und fernsehen 12 (1963). H. 7, S. 195-198 [7] Scheubner, R., UKW-Transistorkofferempfänger «R 110». radio und fern¬ sehen 13 (1964), H. 19, S. 595—598 [8] Rohde, U. L:, Burgtorf, M. G., Ein HiFi-Stereo-Tuner, Funktechnik 21 (1966), H. 22, S. 797 [9] —, Telefunken-Laborbuch, Band 2, S. 261—263 [10] Mütter, D., Gegentaktendstufe mit den 400-mW-Transistoren GC300/301, Funkamateur 35 (1965), H. 8, S. 262—263 251 Musik in Farben Ing. K.-H. Schubert Von einem Musikstück sagt man mitunter, es gleiche einem «farben¬ prächtigen Tongemälde». Diese vergleichende Darstellung läßt sich mit elektronischen Mitteln verhältnismäßig einfach verwirklichen. Dann hört nicht nur das Ohr diese Musik, sondern auch das Auge kann die in Farben umgesetzten Töne bewundern. Das Ganze hat nichts mit Farbfernsehen zu tun, aber für den experimentierfreudigen Elektronikbastler ergibt sich ein interessantes Betätigungsfeld. In der XXII. Allunionsausstellung der sowjetischen Funkamateure und Amateurkonstrukteure sah man mehrere Geräte zur Wiedergabe von Musik in Farben, mit denen sich phantasievolle Effekte erzielen las¬ sen. Bauanleitungen für derartige Geräte sind in der UdSSR und in den USA verbreitet. Seit 1965 produziert auch die Elektronikindustrie der UdSSR einen Rundfunk-Fono-Superhet [1 j unter der Bezeichnung Gamma (siehe auch Titelbild der Zeitschrift Funkamateur, Heft 3/1968), der hinter der Lautsprecherabdeckung ein Lampenfeld mit farbigen Glühlämpchen hat. Bei Musiksendungen leuchten diese von einer Transistorschaltung gesteuerten Lämpchen auf. Wie kommt solch eine «farbenprächtige» Musik zustande? Der interessierende Frequenzbereich bei einer qualitativ guten NF- verstärkung reicht z. B. von 20 Hz bis 20 kHz. Durch Anwendung von LC- oder RC-Filtern wird dieser Frequenzbereich in 3 Teilbereiche auf¬ gespalten; d. h., ein Tiefpaßfilter sperrt ab einer bestimmten Grenzfre¬ quenz die hohen Töne und läßt nur niedrige Frequenzen passieren. Bei einem Hochpaßfilter verhält es sich .umgekehrt, tiefe Töne werden abge¬ sperrt, hohe Frequenzen können das Filter passieren. Schaltet man ein Bandpaßfilter ein, so sperrt dieses unterhalb einer unteren Grenzfrequenz und oberhalb einer oberen Grenzfrequenz alle Frequenzen, während das Frequenzband zwischen unterer und oberer Grenzfrequenz das Filter passieren kann. Bild 1 zeigt eine solche Auf¬ teilung des NF-Frequenzbereichs. Über Kanal I (Tiefpaßfilter) gelangen Frequenzen unterhalb etwa 200 Hz, über Kanal II (Bandpaßfilter) solche von etwa 200 Hz bis 4 kHz, über Kanal III (Hochpaßfilter) alle Frequen- 262 Bild 1 Aufteilung des Niederfrequenzbereichs durch Filter in 3 Teilbereiche zen größer als etwa 4 kHz. Werden die (möglichst niederohmigen) Filter mit ausreichender NF-Leistung angesteuert, so leuchten die nachgeschal¬ teten Lämpchen entsprechend auf. Bei nicht ausreichender Steuerleistung wird zwischen Filter und Lämpchen ein Verstärker vorgesehen, der die für die Lämpchen benötigte Leistung aufbringen muß. Dabei ist für jedes Filter ein getrennter Verstärker erforderlich. Bild 2 zeigt die Prinzipdarstellung einer solchen Farbmusikanlage. Frequenzen im Tieftonkanal bringen die roten Lämpchen zum Aufleuchten, Frequenzen im Mitteltonkanal die blauen, Frequenzen im Hochtonkanal die grünen Lämpchen. Die Helligkeit der Lämpchen hängt von der Laut¬ stärke ab, mit der im Musikstück die einzelnen Frequenzbereiche auf- treten. Welchem Kanal man welche Farbe zuordnet, hat keine Bedeu¬ tung. Günstig ist es, wenn man für jede Farbe mehrere Lämpchen vor¬ sieht und diese unregelmäßig auf einer Fläche verteilt. Auch Glas- oder Plexiglasstäbe kann man für den Farbeffekt qusnutzen, ebenso andere Farben als die Grundfarben. Lautstarke Töne ergeben kräftige Farben, schwächere Töne zartere Farben. Während man in den vergangenen Bild 2 Prinzipdarstellung für eine einfache Farbmusikanlage 253 Bild 3 Farbmusikanlage ohne eigene Verstärker mit LC-Füter Jahren in den Verstärkern Elektronenröhren benutzte (die Endröhren arbeiten in Anodenbasissehaltung, so daß die niederohmigen Lämpchen in den Katodenkreis geschaltet werden konnten), ist heute die Anwen¬ dung von Transistoren günstiger. Hat man einen NF-Verstärker mit einer Ausgangsleistung von etwa 10 W zur Verfügung, so kann man'die Schaltung nach Bild 3 aufbauen, für die.keine zusätzlichen Verstärker benötigt werden [2]. Die Schaltung Wird an die Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers des NF-Verstär¬ kers angeschlossen, wobei die Ausgangsimpedanz etwa 16 U betragen soll. LI und CI bilden das Tiefpaßfilter, so daß bei den tiefen Frequenzen (< 200 Hz) die roten Lämpchen aufleuchten. Das Bandpaßfilter für die mittleren Frequenzen (200 Hz bis 4 kHz) besteht aus den Gliedern CF —LF und L2 —C2, die Lämpchen leuchten blau. Der Hochton- kanal (> 4 kHz) mit dem Hochpaßfilter C2' — L2' läßt die grünen Lämp¬ chen aufleuchten. Mit den Widerständen 15 fl, (Drahtausführung) kann der Anteil der blauen und der grünen Farbe verändert werden. Die ver¬ wendeten Lämpchen können eine Betriebsspannung von 2,5 bis 3,5 V @ 5 , 80 ii_ (: itlfö .35 _ Bild 4 Maßskizze der Spulenkörper für die Spulen zur Schaltung nach Bild 3 254 Bild 5 Einfache Farbmutsikanlage mit Transistorverstärker und Lö-Filter bei einem Lampenstrom von 50 bis 60 mA haben. Die Leistungsaufnahme der insgesamt benutzten Lämpchen soll etwa der Ausgangsleistung des NF-Verstärkers entsprechen. Als Kondensatoren eignen sich solche in Metallpapierausführung. Bild 4 zeigt die Maßskizze für die Spulenkörper, die man leicht aus Pertinax herstcllen kann. Die Windungszahlen für die einzelnen Spulen sind: LI = LI' = 500 Wdg., 0,2-mm-CuL L2 = L2' = 200 Wdg., 0,2-mm-CuL Oft hat man nur e^n Rundfunkgerät oder ein Magnetbandgerät zur Ver¬ fügung, so daß nicht genügend Ausgangsleistung vorhanden ist. Für jeden NF-Kanal muß deshalb ein besonderer Lampenverstärker vorgesehen wer¬ den. Bild 5 zeigt eine geeignete Schaltung, die mit LC-Filtem arbeitet [3]. Die erforderliche NF-Spannung w r ird parallel zum Lautsprecher ab¬ genommen. Transistor TI verstärkt die hohen, T2 die mittleren, T3 die tiefen Frequenzen. Je nach erforderlichem Lampenstrom werden die ent¬ sprechenden Transistoren eingesetzt. Es eignen sich die Transistoren OG301 (bis etwa 0,4 A), GD100 (bis etwa 1 A) und GD150 (bis etwa 2,5 A). Entsprechende Kühlflächen sind beim Aufbau vorzusehen. Die Stromversorgung der Transistoren erfolgt'aus einer Heizwicklung 6,3 V eines Netztransformators. Die Induktivitäten bestehen aus Spulen auf 255 Ferritkemringen (7 mmX4 mmx 2 mm). LI wird auf 1 Ferritkernring, L2 auf 3 Ferritkernringe gewickelt. LI = 200 Wdg., 0,1-mm-CuL, etwa 1,8 mH L2 = 200 Wdg., 0,1-mm-CuL, etwa 1,2 mH Mit RC-Filtem arbeitet die Schaltung nach Bild 6, die durch den Wegfall der Spulen einfacher zu verwirklichen ist [4]. Der Eingangsübertragcr wird an den niederohmigen Ausgang (etwa 5 ß) eines Rundfunkempfän¬ gers oder Magnetbandgeräts angeschlossen. Für den Eingangsübertrager genügt ein Kernquerschnitt von etwa 2 bis 3 cm 2 . Wicklung I — 50 Wdg., 0,25-mm-CuL Wicklung II — 150 Wdg., 0,25 mm-CuL Die Drehwiderstände 100 ß (Entbrummerregler in Drahtausführung) ermöglichen eine Anpassung des blauen und des grünen Farbanteils. Die Betriebsspannung ist etwa 12 V, für Lai---La3 werden Autolampen 12 V/3 W benutzt. Die Stromversorgung erfolgt aus einer Heizwicklung 12,6 V eines Netztransformators über einen Öraefz-Gleichrichter. Als Transistor eignet sich der Typ GD150 mit entsprechendem Kühlblech. Je nach Transistorwerten kann der Widerstand zwischen Kollektor- und Basiselektrode einen Wert im Bereich 1 bis 5 kß haben. 256 Mit wenig Aufwand läßt sich die Schaltung nach Bild 5 verwirklichen [5], die allerdings Fotowiderstände größerer Leistung erfordert. Vom niederohmigen Verstärkerausgang werden über Filter 3 Glühlämpchen gesteuert, die sich jeweils mit einem Fotowiderstand (DELCO LDB-25) und einer Glimmlampe in einem lichtdicht abgeschlossenen Kästchen befinden. Die Glimmlampen leuchten ständig, so daß schon ein bestimm¬ ter Vorstrom durch die farbigen Lampen (25 W!) fließt, wenn die Glüh¬ lämpchen noch dunkel sind. Je heller die Glühlämpchen nun leuchten, um so niedriger wird der Widerstand, den der einzelne Fotowiderstand bildet. Da Fotowiderstand und Farblampe in Reihenschaltung an der Netzspannung liegen, so kann man mit dem beleuchteten Fotowiderstand die Helligkeit der Farblampen auf einfache Weise steuern. Die Indukti-, vitäten bestehen aus Wicklungen auf Ferritkernringen, für die folgende Werte angegeben werden: LI = 3 mH, 0,6 fl, 0,5-mm-CuL. L2 = 1,2 mH, 0,3 fl, 0,6-mm-CuL. Zur Steuerung von Farblampen kann man auch Thyristoren einsetzen, wie ein Beispiel in [6] zeigt. Die Anlage besteht aus 2 Systemen, wobei das eine System mehrere Farblampengruppen in 2 Frequenzkanälen mit¬ tels der Lautstärke über 2 Transistorverstärker helligkeitssteuert. Das andere System wird nur von 2 Frequenzkanälen, unabhängig von der Lautstärke, impulsförmig gesteuert, wobei die Farblampengruppen über Thyristoren gesteuert werden. Sämtliche 28 Lampen befinden sich in Bild 7 Farbmusiksteuerung mil LeistungtfotomdeTStand und Gliihlämpchen 17 Elektronisches Jahrbuch 1969 257 einem Plexiglaskörper, der in Form eines geschliffenen Edelsteins auf¬ gebaut ist. In alle Flächen sind eine Vielzahl von mattierten Einkerbun¬ gen eingelassen, so daß der «Edelstem» bei iMusikansteuerung in allen Farben leuchtet. Wie farbige Leuchtstoffröhren für die Zwecke der Farbmusik ein¬ gesetzt werden können, zeigt ein Beitrag in [7]. Eie Steuerung erfolgt in 3 Frequenzkanälen. Jede Leuchtstoffröhre liegt im Anodenkreis einer Röhre GU50, die am Steuergitter von einer Eoppeltriodenschaltung an¬ gesteuert wird. Literatur [1] Posner, E. t Radiola -«Gamma»*, Radio]-1966, H. 2, S. 40—43 [2] Leontjew, W. t Musikalische Beleuchtung auf der Neujahrstanne, Radio 3965, H. 10, S. 37—40. [3] Belousow, B., Zusatzgeräte für die Farbmusik, Radio 1966, H. 9, S. 52—53 [4] Sibirzew, S., Zusatzgeräte für die Farbmusik, Radio 1966, H. 9, S. 53 [5] Lancaster, D., Wenig kostendes HiFi-Farbgerät, Populär Electronics, 1965, H. 3, S. 43-47 [6] Michnenko, A., Farbmusikanlage -«Edelstein», Radio 1967, H. 11, S. 40—42 [7] Terentjeic, Psvrzew, Zusatzgeräte für die Farbmusik. Radio 1966, H. 9, S. 51 — 52 er tue das nicht, weil es mit der Würde der Wissenschaft unvereinbar sei , die Wohltaten, die sie spendet, zum ausschließlichen Nutzen eines einzelnen einzuschränken. Henry, der auch auf anderen Gebieten der Elektrotechnik Hervorragendes leistete, blieb in seiner Heimat weitgehend unbekannt. In Amerika kannte man schon damals nur 3 Wege zum Erfolg: Erwerb von Reichtum, Besitz politischen Einflusses, militärische Auszeichnung. 1867 erklärte Henry vor der Nationalen Akademie der Wissenschaften, deren Präsident er war, daß hoffentlich eines Tages durch die öffentliche Anerkennung großer wissenschaftlicher Leistungen ein vierter Zugang für die Aspirationen eines lobenswerten Ehrgeizes geschaffen werden möge. Angesichts der Tatsache, daß die amerikanische Regierung auch heute noch anerkannte amerikanische Wissenschaftler in der Öffentlichkeit eggheads (Eierköpfe) tituliert, läßt sieh leicht erkennen, daß Joseph Hen¬ rys Hoffnungen unerfüllt blieben! Nach dem Tode Henrys hat 1889 der Internationale Elektrikerkongreß in Chicago seinen Namen in die Ehren¬ liste der Pioniere der Elektrotechnik auf genommen und eine elektrische Einheit nach ihm benannt. Bekanntlich mißt man die Induktivität einer Spule in H (Henry). In Europa ging die Entwicklung der Telegrafie auf den alten Wegen weiter. Man verwendete nach 1830 noch den optischen Elügeltelegrafen; die Magnetnadeltelegrafen, Zeigertelegrafen und elektrochemischen Telegrafen konnten sich nur vereinzelt auf kleinen Strecken durchsetzen. 1837 inspirierte Gauß den jungen Münchner Physikprofessor Karl Stein - heil (1801—1870) zur Entwicklung eines Schreibtelegrafen. 1840 war das Gerät betriebsbereit. Der Sender bestand aus einem Magnetinduktor, der .Empfänger hatte im Spulenfeld 2 Magnetnadeln, an deren Spitzen sich Näpfchen mit Ölfarbe befanden. Auf einem vorbeilaufenden Papierstrei¬ fen wurde damit eine 2zeilige Punktschrift erzeugt. Im Prinzip entsprach der Telegrafenapparat von Steinheil dem von Morse. Aber in Europa konnte Steinheil damit nur in Akademikerkreisen Interesse erwecken. Die feudalen Verhältnisse in den meisten europäischen Ländern standen einer schnellen Entwicklung der Technik noch entgegen. Morse dagegen fand nach seinen anfänglichen Schwierigkeiten im aufblühenden Kapi¬ talismus Amerikas weit bessere Chancen. Bei seinen Telegrafieversuchen 1838 entdeckte Steinheil, daß eine Drahtrückleitung entfallen konnte; durch die Verwendung der Erde als Rückleiter verbilligte sich der Leitungsbau wesentlich. 1849 richtete Steinheil Telegrafenlinien in Österreich und 1851 in der Schweiz ein, wo¬ bei er darauf verzichtete, seine eigenen Apparate zu verwenden. Vielmehr benutzte er für diese Linien den verbesserten Morse- Telegrafen. 1850 schlossen sich Preußen, Österreich-Ungarn, Bayern, Sachsen, Baden und Württemberg im Deutsch-Österreichischen Telegrafenverband zusammen. Der elektromagnetische Telegraf hatte sich endgültig durchgesetzt. 280 Erika erzählt von den «Turmfalken» E. Schulze Die vormilitärische Ausbildung Vormilitärische Kenntnisse? Selbstverständlich. In der jungen Sektion' Funksport wissen Heinz, der Leiter, und seine Kameraden ganz genau, daß es ohne diese Kenntnisse eine GST-Ausbildung nicht gibt, ganz gleich, in welcher Sportart. Nur — man hatte bisher soviel anderes zu tun: Das Turmzimmer mußte als Funkraum ausgebaut, Funktechnik mußte ge¬ lernt, Geräte mußten gebaut werden. Kurz, es blieb weder Zeit noch Möglichkeit, eine so umfassende Ausbildung zu organisieren. Sicher wird sie kommen, aber das Wie kann vorläufig niemand voraussehen. Da hat Hans, der Parteisekretär des Betriebs, eine großartige Idee, die ihn selbst und die jungen Funker gleichermaßen begeistert. Im Betrieb bereitet die Kampfgruppe seit langem eine große Übung vor. Nun wird der Funktrupp eingeladen; Br soll zur Nachrichtenüber¬ mittlung eingesetzt werden. Aus diesem begrenzten Plan entwickelt sich in den folgenden Beratun¬ gen ein ganzes Programm, bei dessen Verwirklichung die Funker Ge¬ legenheit haben werden, die notwendigen Kenntnisse der vormilitäri¬ schen Ausbildung zu erwerben und sie zusammen mit der Kampfgruppe in mehreren Übungen zu erproben. Aufmerksam hören die Jungen zu, als ihnen die Einzelheiten dargelegt werden. Sofort sind sie dabei. Sie empfinden es als eine Ehre, daß sie bei einer solchen Übung mitmachen dürfen. Außerdem rückt dadurch die Lösung einer Frage näher, die zwar noch nicht offen ausgeprochen worden ist, die aber über kurz oder lang große Bedeutung gewinnt. Henner und Roland möchten gern die Mitbenutzererlaubnis für die Amateurfunk¬ klubstation erwerben. Theorie und Praxis der vielfältigen funkfachliehen Gebiete lernen sie im Unterricht der Gruppe bei Heinz, darum ist ihnen nicht bange. In nebelhafter Feme lag jedoch, wo die Kenntnisse in den vormilitärischen Disziplinen herkommen sollten. Diese beiden Kameraden arbeiteten früher in einer anderen Gruppe, die jetzt nicht mehr be¬ steht. 281 Nun staunen sie; «Dort wäre das nicht möglich gewesen.» Ja, es zeigt sich schon, wo in einem Betrieb GST und Partei gut Zusammenarbeiten, wo man die GST-Ausbildung ernst nimmt und begeistert fördert. Nun geht es mit Feuereifer an die Vorbereitungen des Einsatzes. Da ist auch gleich das erste Hindernis: Die Gruppe besitzt nur ein einziges Ge¬ rät vom Typ FK 1 a, und das hat man gerade an eine andere Sektion ver¬ borgt. Gebraucht werden aber mindestens drei. Also muß der Kreisvor¬ stand helfen. Es dauert zwar eine Weile, aber eines Tages kommt der Instrukteur für Nachrichtensport mit drei Geräten an. Stets versucht er, was irgend geht, zu ermöglichen. Hochrot im Gesicht, erscheint er auf der Station im Turmzi mm er, in jeder Hand eins der schweren Geräte. Er pustet von der Anstrengung, doch sowie er wieder zu Atem gekommen ist, preist er die Qualität der Geräte. Allerdings muß er dann etwas klein¬ laut zugeben, daß bei den jüngsten Meisterschaften die Funker mit den Geräten durchfielen, weil die Frequenzabweichungen zu groß waren . . . Es kostet Heinz viele Stunden mühevollerArbeit, die vorhandenenMängel zu beseitigen, dazu noch manchen Fehler, der sich erst noch herausstellt. Dann werden die Geräte erprobt. Mit Feuereifer sind die jungen Kame¬ raden dabei. Hinaus geht’s in den kleinen Gemeindepark, aufs Feld und auf die Straße. Es heißt, Funkverbindung mit dem Turm zu halten. Das klappt, wenn nicht gerade auf der nahen Bahnlinie eine Elektrolok da¬ zwischen« funkt». Immer wieder wird geübt, damit der Funkbetriebsdienst in der vorgeschriebenen Form klappt. Es kostet viel Zeit, bereitet aber auch große Freude, und die Jungefi merken, daß sie in der Ausbildung wieder ein Stück weitergekommen sind. Und das wieder spornt sie an, ihr Bestes zu leisten. Unterdessen gilt es, eine Menge organisatorischer Vorbereitungen zu treffen. Das erledigt Erika im Betrieb. Da wird für die Kameraden, die noch keine eigene GST-Kleidung haben, vom benachbarten Stützpunkt das Notwendige besorgt; es ist wegen eines Autos zu verhandeln, das die Funkgeräte und die Jungen befördern soll. An die Betriebe muß geschrie¬ ben werden, in denen die jungen Kameraden arbeiten, um sie vom Dienst freizubekommen... Dann ist der große Tag da. Heinz hat die Akkus noch einmal aufgeladen. Die Geräte sind im Wagen verstaut. Dick in Decken verpackt, kann ihnen in dem schmucken «Barkas» nichts passieren. Aufgeregt laufen die Jungen durcheinander. Henner und Roland sind den anderen überlegen, sie haben schon Einsatzerfahrung. Henner hat außerdem mit Erfolg an einem Lehrgang der GST für Funktruppführer teilgenommen. Deshalb wird diesen beiden die Verantwortung für die Geräte übertragen. Sie sind sich ihrer Würde wohl bewußt. Ordnungs¬ gemäß haben sie die Geräte übernommen. Sie bestehen auch darauf, selbst noch einmal die Funktionstüchtigkeit zu prüfen, wie sich das nach der Funkbetriebsvorschrift gehört. Das bedeutet kein Mißtrauen, nein, was die Jungen von Heinz gelernt haben, wenden sie nun konsequent an. 282 Für Thomas und Armin aber ist das alles neu. Noch einige Minuten aufgeregten Wartens, dann sind alle beisammen, dazu der junge Inge-, nieur Jens aus dem Betrieb, der im Einsatz Verbindung zwischen Karppf- gruppe und Funktrupp halten soll. Erika verabschiedet die Jungen. Die Tür des «Barkas» schlägt zu. Ab geht’s. Sie schaut hinterher und denkt: Ach ja, man müßte nochmal zwan¬ zig sein und, abgesehen von aller Gleichberechtigung der Frau, eben doch ein Junge . . . Die Fahrt geht über die Autobahn zum Einsatzort. Dort, am Rande einer alten Sandgrube ducken sieh die Wohnraumbaracken vom Kinder¬ ferienlager eines benachbarten Betriebs. Ringsum buntleuchtender Herbst¬ wald. Bei der Ankunft erwartet alle ein kräftiges Frühstück. Dann werden die Geräte anfgebaut und auf Einsatzbereitschaft geprüft. Die jungen Kameraden nehmen ihre Sache sehr ernst, und bald ist alles in bester Ordnung. Zwei Geräte werden den abmarschierenden Gruppen der Kämp¬ fer zugeteilt, das dritte bleibt im Lager. Während der Geländeübung des Vormittags wird mit Kompaß und Marschrichtungszahl gearbeitet und zwischen den Gruppen ständig Funkverbindung gehalten. Nur die Verstän¬ digung mit dem Lager will nicht recht klappen. Deshalb bauen die Kame¬ raden nach der Rückkehr dort eine Hochantenne auf. Dann geht es nach¬ mittags wieder ins Gelände: Entfernungsschätzen, Geländekunde und Tarnübungen mit Geräten stehen neben dem Funkbetrieb auf dem Pro¬ gramm. Überall herrscht Begeisterung; trotzdem wird streng darauf ge¬ achtet, daß alle die Regeln der Funkbetriebsvorschrift einhalten. Verstößt einer dagegen, so erhält er sofort eine Mahnung vom Gegen¬ sprecher. Ein Teil der Kampfgruppenmitglieder teilte zwar anfangs keineswegs die Meinung, daß es nützlich sei, die Gruppe junger Funker mitzunehmen. Im Verlauf der Übung aber überzeugen sie sich davon, daß die jungen Kameraden der GST gute Kenntnisse haben und ernsthaft bei der Sache sind. Dadurch wurden sie zu wertvollen Helfern der Kommandeure. Die Nacht — nun ja — so warm wie daheim bei Muttern w'ar’s nicht, aber es gab genügend Decken. Außerdem, wenn man so gut gefüttert wird, friert man nicht. Während die Kampfgruppe am nächsten Tag bei ihrem Dienst die Überwindung von Hindernissen und die Selbstverteidigung übt, nehmen die Funker ihren Übungsbetrieb wieder auf, diesmal mit Fahrzeugen, die untereinander und mit dem Lager bei gutem Empfang Verbindung halten. Bis in die benachbarte Kreisstadt kommen sie. Vom Markt aus werden Sprechversuche unternommen, und bei dieser verhältnismäßig großen AVeite gibt es noch gute Verständigung. «Zwanzig Kilometer waren’s», erklärte Roland hinterher so überzeu¬ gend, daß Thomas und Armin schon bewundernd den Mund aufsperren. 283 «Du spinnst ja», stellt aber sofort der nüchterne Henner fest, «zwölf sind’s gewesen.» «Na ja», gibt Roland zu, «war ja nur Spaß! Und zwölf ist ja auch ’ne Menge!» Es ist wirklich eine ganze Menge geleistet worden in diesen zwei Tagen. Hans, der Parteisekretär, der die Jungen mit viel Verständnis betreute, fand anerkennende Worte. Die Geräte waren stundenlang im Einsatz, und keines versagte. Da zeigte sich deutlich, was die umsichtige Vorbereitung durch Heinz und die sachkundige Bedienung durch die junge Punkmannschaft bedeu¬ tete : Die Apparate gaben her, was keiner der Sachverständigen für mög¬ lich gehalten hatte. Bei der Auswertung zeigte sieh, daß es mit dieser Übung gelungen war, etwa die Hälfte des Programms der vormilitärischen Ausbildung zu erfül¬ len. So glatt geht die weitere Entwicklung natürlich nicht in jedem Fall- Das ist aber nur ein gutes Zeichen, denn der Grund zu mancher Meinungs¬ verschiedenheit besteht darin, daß die Kameraden sich mehr und mehr eigene Gedanken über die Einsätze machen und selbst bei der Gestaltung mitwirken wollen. Die Arbeit gewinnt an Qualität, und jede neue Übung, allein oder mit der Kampfgruppe, bedeutet eine Weiterentwicklung. So auch in diesen Frühsommertagen. Der Einsatz der Funker ist gut vorbereitet, so daß von Anfang an die Aufgaben klar sind und ein zügiger Ablauf gewährleistet ist. Bei dieser Übung soll mit zwei Geräten gearbeitet werden. Heinz hat die Gruppe verabschiedet. Dann besetzt er den Turm, der zum ersten Mal mit einbezo¬ gen werden soll. Er wird von Erika unterstützt. Ihr fällt die Aufgabe zu, alle Sprüche mitzuschreiben, die von den Funkern draußen auf dem Turm landen. Zum vereinbarten Zeitpunkt, fernab im Walde, rufen die Stationen sich gegenseitig, rufen beide den Turm. Die Verständigung untereinander klappt gut, nun warten sie gespannt, ob auch die Entfernung zum Turm überbrückt wird. Da, Heinz antwortet. Die Freude der Jungen ist groß. Sie wissen nun, daß Heinz sie hört, und wollen ihm zeigen, daß sie gut und korrekt arbeiten können. Mit steigender Sonne nimmt dann allerdings die Klarheit der Verständigung ab, bis keine Verbindung mit dem Turm mehr möglich ist. Aber es gelang doch, von dieser ortsfesten Station aus an einer Übung außerhalb des Dorfes teilzunehmen und von dort aus den Funk¬ verkehr zu verfolgen. Das bedeutet auch wieder einen Fortschritt beim Einsatz von Geräten kleiner Leistung. Alle vier Kameraden haben inzwischen ihren Ehrendienst in derNatio- nalen Volksarmee angetreten. Henner und Roland verpflichteten sich auf 284 3 Jahre als Funkmechaniker. Die vormilitärische Ausbildung des noch jüngeren Nachwuchses nahm neue Formen an. Zusammen mit den Schülern der polytechnischen Oberschule im Dorf wurden Ausbildungs¬ lehrgänge zum Erwerb vormilitärischer und technischer Kenntnisse durch¬ geführt. Und dann kam der Hans-Beimler-AVettkampf. Aber das steht auf einem anderen Blatt . . . Große Ereignisse werfen ihre «Schatten» voraus ... Immer noch gilt das alte Wort — auch in der GST. Der IV. Kongreß unserer Organisation steht bevor. Schon zeichnet sieh deutlich ab, daß seine Beschlüsse, der gesellschaftlichen Weiterentwicklung seit dem III. Kongreß Rechnung tragend, neue bedeutsame Richtlinien für die künftige Ausbildung geben werden. Gewachsen in einer 16jährigen Erfahrung steht im Mittelpunkt die Hauptaufgabe der GST, die vormilitärische Ausbildung. Spezialkennt¬ nisse zu allen übrigen zu erwerben, heißt das für die Funker. Die Formen und Methoden der vormilitärischen Funkausbildung waren in den ver¬ gangenen Jahren sehr vielfältig. Sie alle werden nun einmünden in einem System zielgerichteter Fachausbildung. .So, wie hier geschildert, hatte es angefangen. 285 Junge Pioniere als Neuerer G. Junger Rationalisierung mit einem Telefon-Anrufbeantworter Wissenschaft und Technik entwickeln sich von Jahr zu Jahr stürmischer. In immer schnellerer Folge entstehen neue Geräte und Verfahren, die die Arbeitsproduktivität steigern und die Selbstkosten der Produktion sen¬ ken. Die verkürzten Entwicklungszeiten aber erfordern auch eine ent¬ sprechende Beschleunigung des Informationsflusses; Diktatanlagen, Ver¬ vielfältigungsgeräte, elektronische Datenverarbeitungsanlagen usw. müs¬ sen in immer breiterem Maße eingesetzt werden. In der Vielfalt der Ge¬ räte auf diesem Gebiet klafft jedoch eine Lücke. Es fehlt ein Gerät, das den Informationsfluß garantiert, auch wenn ein Telefonanschluß zeitweise unbesetzt ist. . In solchen Fällen trifft die nachfolgend beschriebene Konstruktion eines automatischen Anrufbeantworters zu, die von einer Schülerarbeits¬ gemeinschaft im Kreispionierhaus Berlin-Friedrichshain in Zusammen¬ arbeit mit dem Außenhandelsunternehmen Bergbau-Handel entwickelt wurde. Der Telefon-Anrufbeantworter ist ein Gerät, das ohne zusätzliche Lei¬ tungen in Verbindung mit einem Langzeitdiktiergerät BG31 an jeden Telefonanschluß angeschlossen werden kann und bei Abwesenheit des Anschlußinhabers die Bedienung des Telefonapparats übernimmt. Das Telefonnetz wird bei Anschluß dieses Geräts nicht mehr als bisher belastet. Der Anrufbeantworter benötigt als Stromversorgung eine Betriebsspan¬ nung von 40 bis 60 V bei 0,04 A. Um Kosten und Platz für die Stromver¬ sorgung einzusparen, wird die erforderliche Spannung dem BG31 ent¬ nommen. Zu diesem Zweck muß der Punkt « —50 V » mit der Steckbuchse für den Rundfunkanschluß (Bu 2/5) verbunden werden. Zum Betrieb des Anrufbeantworters benötigt man ein dem Zweck entsprechend mit Alu¬ miniumfolie präpariertes Magnetband. Die Folie (aus Zigarettenpackungen 5mmxl5mm) wird auf die Rückseite des Tonträgers aufgeklebt. 287 Bild 1 Ansicht der automatischen Telefon-Anrufbeantworteranlage; links Diktier¬ gerät B031, unter dem Telefon das beschriebene Gerät Die Folienstücke werden benötigt: a - für die Umschaltung nach dem Meldetext auf Aufnahme, b - für die Umschaltung nach der festgelegten Speicherzeit auf Wieder¬ gabe für den Absagetext und c - für das Abschalten des Geräts. Mit einem Magnetband GB35 können 80 Anrufe von 1 Minute Dauer ge¬ speichert werden. Der zum Schalten benötigte, geteilte Bandführungs¬ bolzen ist im BO31 so angeordnet, daß die Schaltfolie über den Tonkopf laufen muß und dadurch den Spalt «zuschmiert». Der geteilte Band- führungsbolzen wird deshalb mit dem Bandführungsbolzen auf der An¬ druckbrücke ausgetauscht, wobei die beiden Anschlußdrähte entspre¬ chend zu verlängern sind. Schaustellung „Aus“ Durch Drücken der Taste 3 (Auslösetaste) ist das Gerät ausgeschaltet. Über den Schalter SI/1 werden die ankommenden Leitungen a und b zum Telefonapparat geschaltet. Die Benutzung des Telefonapparats ist wie bisher möglich. Schaustellung „Automatik“ Bei Einschalten der Automatik durch Taste 1 (Schalter SI/1) wird die «-Leitung zum Telefonapparat aufgetrennt und auf den Anrufbeantworter 288 gelegt. Gleichzeitig schließt der Schalter SI/1 des Netzstromkreises. Erfolgt in dieser Schalterstellung ein Anruf, so laufen die Rufimpulse über Kon¬ densator C1 und Trockengleichrichter, werden gleichgerichtet und bringen Relais A zum Anziehen. Kontakt al schließt den Stromweg über SI/1 und Kontakt fl für Relais B. Relais B zieht an und hält sieh über Kon¬ takt b 1 selbst. Gleichzeitig schaltet Kontakt b2 das Netz ein; das Diktier¬ gerät läuft an. Durch die Schleifenbildung wird im Amt der Ruf ab- und die Sprechleitung durchgeschaltet. Über Schalter SI/2 ist das Diktiergerät auf Wiedergabe geschaltet und gibt über die Kondensatoren C2 und C3 den aufgesprochenen Melde- und Hinweistext durch. Das entsprechend den Bedürfnissen präparierte Ma¬ gnetband führt mittels Überbrücken des geteilten Bandführungsbolzens folgende Schaltungen mit Folie durch. 1. Impuls über Buchse 2/4. Kondensator C4 lädt sich auf. Nach der Aufladung zieht Relais C an und unterbricht mit Kontakt cl die eigene Stromzuführung. Der auf- geladene Kondensator hält Relais C kurze Zeit. Diese Zeit reicht aus, Relais D über die Kontakte c2 und e2 nach einer Verzögerung (RI, C5) anziehen zu lassen. Die Größe des Kondensators C4 muß so gewählt wer¬ den, daß die Haltezeit zum Anziehen von Relais D ausreicht, aber nicht genügt, Relais E anziehen zu lassen. Es empfiehlt sich, die Kondensatoren 19 Elektronisches Jahrbuch 1969 289 C5 --C7 auszumessen, damit sie gleiche Werte haben und die gleichen Verzögerungszeiten bringen. Beiais D hält sich aber Kontakt d t selbst. Kontakt d3 schaltet das Diktiergerät auf Aufnahme, während Kontakt d2 das Anziehen von Relais E beim nächsten Impuls vorbereitet. Über Tele¬ fonanschlußglied und Stecker 1 f t sowie 1 / t erfolgt die Aufzeichnung der Information. 2. Impuls über Buchse 2/4 Relais 0 arbeitet wie beim ersten Impuls. Über die Kontakte c3 und d2 erhält Relais E Spannung, zieht verzögert an (R 6, C 6) und hält sich mit Kontakt e I selbst. Kontakt e2 schließt über R4 das Relais D kurz. Wider¬ stand R4 verhindert bei der stoßweisen Entladung von C5 das Verschwei¬ ßen der Kontakte. Relais D fällt ab und schaltet damit das Diktiergerät auf Wiedergabe. Mit Kontakt e3 wird das Ansprechen von Relais P beim nächsten Impuls vorbereitet. Das Diktiergerät gibt über die Kondensa¬ toren C2 und C3 den Text für die Beendigung des Gesprächs durch. 3. Impuls über Buchse 2/4 Relais C arbeitet wie bei den vorherigen Impulsen. Über die Kontakte c4 und e3 erhält Relais F Spannung, zieht an und hält sich über Kontakt f2 selbst. Kontakt fl trennt die Sprechschleife auf. Relais B fällt ab. Es unterbricht mit Kontakt b2 die Stromzuführung zum Diktiergerät. Als Folge fallen Relais E und F ab. Das Gerät befindet sich im Anfangs¬ zustand. Schaltstellung Abhören Mit Taste 2 (SI/2) stellt man zum Abhören des Magnetbands ein. Schalter SI/2 schaltet die Netzspannung an das Diktiergerät. Gleichzeitig wird die Wiedergabe (St 1/1) aufgehoben. Das Diktiergerät kann jetzt mit den Drucktasten gesteuert werden. Der Telefonapparat ist wie bei Schalter¬ stellung «Aus» durchgeschaltet. Schalterstellung Mitschneiden Diese Schalterstellung dient als Vorbereitung für die Benutzung von 4-Spurgeräten, da das Mitschneiden wichtiger Telefongespräche bei üb¬ lichen Diktiergeräten die aufgesprochenen Melde- und Absagetexte löschen würde. Die entsprechende Leitung ist deshalb noch nicht an Sohalter SI/4 angelötet. Durch Drücken der Taste 4 (SI/4) wird das Dik- 290 tiergerät an das Netz, gleichzeitig die a-Leitung an das Anschlußglied und das Diktiergerät auf Aufnahme geschaltet. Am Diktiergerät muß immer die Drucktaste «Netzschalter» gedrückt sein. Das Diktiergerät BG31 hat gegenüber dem BG31-2 eine Netzstrom- Ausfallautomatik, die für Buchse */j außer Kraft gesetzt werden muß. Die Leitungen von vs 2 / 1 Kontakte 2 und 3 werden von den Kontakt¬ fahnen gelöst und zusammengelötet. Sollte die Wiedergabe über das Telefonnetz zu leise sein, so kann die Lautstärke durch folgende Veränderungen verbessert werden: Über- brüeken von W 7 und einseitiges Abtrennen von W 8. Das Diktiergerät bleibt trotz der Veränderungen voll einsatzfähig. Die Telefonanlagen in den Betrieben, aber auch die örtlichen Telefon¬ netze der Deutschen Post unterscheiden sich voneinander (GWN-, EWA-, MWN- und BASA-Anlagen). Daher müssen die beiden Relais A und B genauestens justiert werden, damit ein einwandfreies Arbeiten des Geräts gewährleistet ist. Relais A muß bei Rufimpulsen sicher anziehen, darf jedoch nicht bei Schaltimpulsen anziehen, wie sie beim Einschalten des Geräts oder beim Umschalten in der Telefonzentrale von Sprech- auf Wählspannung entstehen. Relais B hingegen erhält 60 V Anzugsspannung, muß sich jedoch bei etwa 5 V Spreehspannung halten. Es ist daher zu empfehlen, die Schaltung von Geräten, die in Betriebsanlagen benutzt werden, mit folgender Schaltungsänderung aufzubauen (Bild 3). In diesem Fall kann die für das Gerät benötigte Spannung dem Telefonnetz entnom¬ men werden. Bei dieser Änderung erfolgt die Belegung des Telefonan¬ schlusses bei Schaltstellung «Automatik» über die c-Leitung. Bei einem Anruf erhält die c-Leitung Pluspotential. Relais A zieht an und schließt Bild 3 Sckaltungsänderung für den gestrichelt eingerahmten Teil in Bild 2 19* 291 Bild 4 Der auf einer Pertinax- platte aufgebaute Telefon- A nrufbeantworler Kontakt al. Über fl und al erhält Relais B Spannung und zieht an. Es hält sieh über Kontakt bl selbst. Gleichzeitig wird die Sprechschleife über Kontakt b3 geschlossen. Kontakt b2 schaltet das Diktiergerät netz¬ seitig ein. Der Meldetext wird über die Kondensatoren C2 und C3 auf die Telefonleitung gegeben. Nach Beendigung des Absagetextes zieht Relais F an und trennt die Minusleitung für Relais B auf. Relais B fällt ab und unterbricht mit Kontakt b3 die Netzleitung zum B031. Das Ge¬ rät befindet sich im Anfangszustand. Der nächste Anruf kann erfolgen. Der Anschluß des Geräte an das Telefonnetz ist bei der Deutschen Post anzumelden. Bauteile RI, 2,3 lkfl R4 100 fl CI 2 p.F-MP C2, 3 1 (xF-MP C4 100- ■ • 200 jiF/100 V C5, 6, 7 500 p.F/25 V Relais A 100 fl Relais B (RH 100) Relais C 3 kfl Relais D, E, F Gl. = Selengleichrichter Telefon-Anschlußglied Tastenschalter 20 V/0,08 A 203919 BG 20 3000 fl 980 fl 292 Pünktlich fünf Minuten vor acht Uhr sitzt Huggy elektronikgeladen an seinem Schreibtisch und beginnt ohne die landesübliche Diskussion über das gestrige Vogelkonzert und ohne expreß rabenschwarzen Kaffee zu bestellen mit der Arbeit. «Kollegin Tippy, bitte, zum Diktat!» Gutgefiedert, bestens moduliert und mit frischlackierten Krallen erscheint Tippy. «So, zuerst ein Fernschreiben an das award-ologische Zentralamt für Statistik. Schreiben Sie: Teile mit, daß drei Brotkörbe voll Einsendungen zum vorjährigen Preisausschreiben eingingen. Einige Einsender arbeiteten zwar nicht mit doppeltem Boden, dafür aber mit dreifachen Karten, andere beschwerten sich über die Leichtigkeit der Fragen, um dann mit ebensolcher Leichtigkeit falsch zu denken. Unter den Einsendern waren Junge Pioniere und auch schon ausgewachsene sowie andere Angehörige der NVA, außerdem Schüler, Facharbeiter, Ingenieure, Diplom-Inge¬ nieure, Doktoren aller Fachrichtungen, ein Professor der Chemie, Rentner und insgesamt, krächze-und-schreibe, 3 (in Worten: drei) ganze Frauen. Es sei denn, unter denen, die ihren faeh-männischen Absender vergaßen, befanden sich auch fach-weibliche Personen.» Telefonklingeln. «Hier Huggy! — Leider augenblicklich qrl —- up tmw!» Während Tippy den Fernschreiber bedient und das Ergebnis des Preisausschreibens hinausjagt, betrachtet Huggy schmunzelnd den Stapel lobender Zuschriften, und ihm schwillt bei dem in 108 Varianten wiederkehrenden Motto — Weiter so! — der gar nicht vorhandene Kamm gewaltig, ds lboms! denkt er, schaltet aber pflichtbewußt sofort um auf berechtigte oder unberechtigte Kritik. «Weiter im txt, Kollegin! Die äußerst zahlreichen spezial-speziellen Wünsche werden später spezifisch speziell und individuell beantwortet. Schreiben wir vorerst einen Rundsprueh an alle, die ein jährliches Sach- wörterverzeichnis vermissen. Werte Elektroniker, das ist technisch leider nur alle drei Jahre möglich.,Erste Hilfe 1 will statt dessen die Unterteilung 293 des Inhaltsverzeichnisses leisten. Die nächsten Stichwörter verzeichnen wir wieder im Jahrbuch 1970. 73 usw.» «Apropos 1970», piepst Tippy dazwischen. «Da feiern Sie ja Ihr fünf¬ jähriges Dienstjubiläum!» «Ok, yl! Fünf Jahre Huggy-Dienst der Elektronik! Da sollten sich Bundfunk und Fernsehfunk mal ’ne grüne Welle abschneiden. Dort will man aber anscheinend immer noch nicht viel von der Elektronik wissen. Die ,Kramkiste‘ — elektronisch betrachtet — ist doch meist nur eine Krimskramskiste, weil unsachgemäß dargeboten. Erfahrungsaustausch von Arbeitsgemeinschaften und Radioklubs, Buchbesprechungen, Elek¬ tronikkurse würden sicher großen Anklang und Ansicht finden. Auch bei Prof. Flimmrieh hat außer einem kleinen Fuchsjagdfilm noch nichts über die Mattscheibe geflimmert. Vielleicht könnte man nach der Russisch-, Englisch- und Mathematik-Fernsehakademie auch mal eine für die Elek¬ tronik ins Bild setzen und damit die Gedankenstörung beseitigen, daß Massenelektronikarbeit nur eine Sache der Massen Organisationen wie Junge Pioniere, FDJ und GST ist. Sollte sie nicht auch die eines Massen¬ mediums sein? Oder fehlt da noch ein Handschreiben des Ministers für Elektronik bzw. die Stiftung der ,goldenen Elektronikwelle 1 ? Es muß ja auch nicht gleich um solch druckfehler-nde Probleme gehen wie das ,See- kampf-Fernsehen“ (Secam!).» -Tippy umfaßt ihren Bleistift kämpferi¬ scher, und schon geht es weiter. - «Beantworten wir jetzt die liebevollen und besonders zahlreichen Hinweise auf die ,schlanke Linie“ unserer Jahr¬ bücher. Hihi, das ist aber nur eine optische Täuschung. Wir halten uns jetzt schon seit mehreren Jahren streng an die vorgeschriebenen 320 Diät¬ seiten, benutzen aber im Interesse der elektronischen Masse einen kleineren Schriftgrad. Auch wurde die Auflage erhöht, damit auch die Masse der Leser munter wachsen kann. Haben Sie? Also freundliche Grüße, wie immer .. . Halt — noch ein PS. Dem vielfältigen Verlangen nach ver¬ mehrten Bauanleitungen können wir leider nicht bedingungslos nach- kommen. Jahrbuch ist Jahrbuch und hat Charakter, d.h., neben Bauanlei¬ tungen und Tabellen ist ihm auch die Information unerläßlich. Um die immer wieder gefragte Weltweitheit werde ich mich allerdings fliegend bemühen...»-«... Entschuldigung, Kollege Huggy, es sind jetzt genau noch zehn Minuten bis zum Abflug. Und da wären noch die Wunsch¬ zettel!»-«Ach ja, die Wunschzettel! Obwohl ich mir manchmal schon wie ein Weihnachtsmann vorkomme und nicht wie ein Rabenvater: Alle Wünsche können wir auch in diesem Jahr nicht erfüllen, aber erst ein¬ mal kennen müssen wir die Wünsche unserer Leser. Manchmal werden die Wünsche dann ein wenig auf Eis gelegt, wie etwa der nach Bauanleitun¬ gen für Schaltungen mit Thyristoren, Elementen, mit denen ein Amateur vorläufig noch keineswegs in seinem Element sein kann. Information aber kommt rechtzeitig. Pse, ein wenig Geduld, uns steckt noch der Ärger mit den angekündigten Tunneldioden für Amateure in den Federn!» 294 Brrrrrrrrrrrrrrrrrrrrrrrrrrrrr! «Hier Huggy. — W-e-e-e-r bitte? — Ach so! — Hmmmmm! — Danke!» «Ach, du liebe mitteleuropäische Zeit! Wissen Sie, wer am Apparat war? Das Ministerium für Post- und Fernmeldewesen. Jemand will uns gleich aufsuchen und die neuesten Entwürfe der Diplome für Funkamateure vorlegen! Aber das kann ja nur ein verspäteter Aprilscherz gewesen sein. An den ,bildschönen 1 Diplomen kratzt doch auf der ganzen Welt keiner, die waren schon zu Odins Zeiten zum Ärger meines Ur-ur-ur-Großvaters so im-ex-horroristieal schön! — Also können wir ganz beruhigt von der heutigen Druckfläche verschwinden. Ich hoffe, bei meinem Orbital-Flug auch einen welt-räbisehen Gesichtspunkt zu der von ,Nachrichtentechnik 2/68‘ verlöteten Frage: ,Mikro-Löt-Gesichtspunkte des Problems der gegenseitigen Verbindung 1 zu finden. Die Leser warten ja auf interessan¬ tes Material! Pünktlich in einem Jahr melde ich mich wieder zurück. — Ach ja, besonderen Glückwunsch noch den Gewinnern und Dank allen Beteiligten am Preisausschreiben. Und, Kollegin Tippy, stellen Sie doch, bitte, für das nächste Mal Waschkörbe ä la Eulenspiegel bereit, denn dies¬ mal werden vom Porto befreit die Ströme und Bäche der Preisausschreiben- Kartenflut fließen.* Die globale Frage nach den Gewinnern des vorjährigen Preisrätsels sei ebenso global beantwortet: Siehe dazu S. 208, 14. Zeile von oben, im Elektronischen Jahrbuch 1968 (Preisfrage selbst war im Elektronischen Jahrbuch 1967, Seite 320 unten, gefragt). Noch eins, erledigen Sie inzwischen eingehende Post schleunigst; es unterzeichnet für Huggy i. A. Hans-Werner Tzschichhold» • Achtung! Als Preisträger 1968 wurden ausgelost: 1. Gerhard Niemand, Augustusburg/Erzgebirge, 2. Dr. Walter Rohländer, 422 Leuna, 3. Dieter Thürmer, 4251 Erdeborn/Eisleben. Den 3 Damen wurden Sonderpreise für ihren — Über-mut verliehen. Die nächste Huggy-Preisfragekarte liegt bei. Bedingungen dieses Mal: letzter Einsendetermin 1. April; 1. Preis — Elektroball, das in diesem Jahrbuch beschriebene Funktionsmuster, sowie Bücher nach Wahl aus dem DMV für 25,— M; 2. bis 5. Preis — Bücher wie unter 1. Preis. Der Beteiligung sind keine Grenzen gesetzt, eventuell zu verleibenden Sonder¬ preisen lediglich solche der Werbekosten . .. 55, 73 -- wkwk**hgy. ** = winke-winke! = neue Huggy-Abkürzung für den Eljabu ***-Yerkehr. *** = Elektronisches Jahrbuch. 295 Kleines Lexikon für den Newcomer Funkaufklärung — Abfangen von Meldungen über den Gegner mit Hilfe von Funk¬ empfangsgeräten, die es gestatten, den Inhalt zu dechiffrieren und an Hand verall¬ gemeinerter Angaben den Bestand und die Standortverteilung der gegnerischen Kräfte festzusteüen. Bei der Funkaufklärung wird die Funkpeilung und das Abfan¬ gen von Meldungen angewandt. Funkentfernungsmesser — Spezielles funktechnisches Gerät zur Entfernungsmes¬ sung mittels elektromagnetischer Wellen. Das Wirkungsprinzip besteht in der Zeit¬ messung für den Durchlauf von Funksignalen zwischen 2 Punkten. Das Gerät wird in der Funkmeßtechnik, in der See- und Flugnavigation, in der Geodäsie und Hydro- grafle sowie in anderen Bereichen eingesetzt, wo es-auf eine hohe Entfernungsme߬ genauigkeit ankommt. Funkfeuer — Landfunkstelle, die einen bekannten geografischen Standort hat und unterschiedliche Signale ausstrahlt. Flugzeuge und Schiffe können nach den ausgestrahlten Signalen mit Hilfe des Funkpeilers die Richtung bzw. die Entfernung zum Funkfeuer bestimmen. Es gibt Funkfeuer mit Dauerstrich- und Impulsausstrah¬ lung. . Funkhöhenmesser — Spezielles Funkmeßgerät zur Bestimmung der wahren Flug¬ höhe von Flugzeugen und anderen Flugapparaten. Die Entfernungsmessung geht auf funktechnische Methoden zurück. Das Gerät besteht aus einem Sender, einem Empfänger, den Antennen und dem Anzeigegerät. Es gibt 2 Arten: Geräte, die mit Impulsmodulation arbeiten; Geräte, die mit Frequenzmodulation arbeiten. Die erste Art wird für Messungen in großen Höhen eingesetzt. Für kleinere Höhen dienen Geräte mit Frequenzmodulation (bis zu Flughöhen von 1500 m mit einer Genauigkeit bis zu 2 m). Diese Geräte benutzt man auch für das Landen nach tech¬ nischen Geräten. Funkkompaß — Ein automatischer Funkpeiler in Flugzeugen, der zum Peilen von Funkfeuern und zur Flugnavigation dient. Mit dem Fünkkompaß läßt sich der Standort des Flugzeugs bestimmen. Außerdem kann die Flugrichtung kontrolliert und das Funkfeuer nach dem Funkkompaß angeflogen werden. Der Funkkompaß mißt den Winkel zwischen Flugrichtung und Richtui g auf das angepeilte Funk¬ feuer. Funkmeßaufklärung — Eine Aufklärungsmethode, bei der die Daten über die auf zu klärenden Ziele (gegnerische Objekte) mittels Funkmeßgeräten ermittelt wer¬ den. Die Funkmeßaufklärung kann den Bestand, die Standortverteilung und den Charakter der Ziele am Boden, auf See und in der Luft bestimmen. Es können Rake¬ ten- und Artilleriestellungen des Gegners ausgemacht und ihre Koordinaten er¬ mittelt werden. Außerdem kann man die Flugbahnen von Raketen und Granaten 296 bestimmen, das Epizentrum von Kernwaffen de tonationen anschneiden (spezielle Art der Peilung) und den Standort vieler anderer Objekte feststellen. Funkmeßaufklä- rutigsgeräte können an Bord von Flugzeugen und sonstigen Flugapparaten, auf Gefechtsfahrzeugen sowie auf Überwasserschiffen, U-Booten und an Land installiert werden. j Funkmeßbild — Funktechnische Abbildung des Geländes, die auf dem Sicht¬ gerät eines Funkmeßgeräts mit Rundsichtdarstellung (PPI-Darstellung) beobachtet werden kann. Funkmeßgeräte mit Rundsichtdarstellungen werden auf Flugzeugen, auf Schiffen und an Land eingesetzt. Funkmeßkontrast — Unterschiedliche Reflexionen von elektromagnetischen Wel¬ len an einzelnen Objekten im Verhältnis zur Umgebung und den sie umgebenden Gegenständen. Der Funkmeßkontrast eines Zieles hängt von den Reflexionseigen¬ schaften des Zieles im Verhältnis zum Hintergrund ab. Funlcmeßtarnung — Ein Komplex von organisatorisch-technischen ^Maßnahmen, die zum Ziel haben, die Funkmeßaufklärung durch gegnerische Geräte zu erschwe¬ ren. Zur Täuschung des Gegners gehört auch das Anlegen von Scheinzielen. Funkmeßzünder — Kontaktlose Zünder, die nach funktechnischen Prinzipien arbeiten. Der Sender des Funkmeßzünders strahlt elektromagnetische Wellen aus, d e vom Ziel reflektiert werden. Die reflektierten Wellen nimmt ein Empfänger auf, der sie verstärkt und der in einer bestimmten Entfernung zum Ziel den Zündmecha¬ nismus auslöst. Funkmeßzünder werden in Boden-Luft-Raketen, in Boden-Boden- Raketen, in Artilleriegeschossen und in Bomben eingesetzt. Funkrichtung — Methode zur Organisation von Funkverbindungen bei den Streit¬ kräften. Mit dieser Methode wird die Verbindung nur zwischen 2 Kommandeuren oder Stäben mit Hilfe von speziell dafür bereitgestellten Funkgeräten und Funkdaten, wie Wellenlänge, Rufzeichen usw., aufrechterhalten. Diese Form der Funkverbin¬ dung ist sehr zuverlässig und leicht zu organisieren. Die Funkrichtung zeichnet sich im Verhältnis zu einem Funknetz durch hohe Durchlaßfähigkeit für Informationen und durch gute Tarnmöglichkeiten aus. Nachteilig wirkt sich aus, daß man für Funk¬ richtungen eine große Anzahl von Funkgeräten bereitstellen muß. Außerdem ent¬ fallen Zirkularsendungen. Funktechnische Mittel — Gesamtheit des funktechnischen (funkelektronischen) Geräteparks, der in Flugzeugen, Schiffen, Raketen und anderen Objekten zur Ziel¬ auffassung, zur Sammlung und Auswertung von Informationen, zur Lagedarstel¬ lung, zur Zielzuweisung und Feuerleitung sowie zur Automatisierung der Truppen¬ führung eingesetzt ist. Dazu gehören Funk- und Funkmeßgeräte, hydroakustische Geräte, Fernsehgeräte lind andere Mittel für die Zielauffassung und Feuerleitung, elektronische Rechenmaschinen und Datenverarbeitungsanlagen, Zielsuchlenk¬ systeme usw. Funktechnische Truppen — Spezielle Truppenteile, deren Aufgabe darin besteht, die funktechnische Aufklärung zu Land, zu Wasser und in der Luft durchzuführen. Sie erzwingen Störungen gegen funktechnische Mittel des Gegners und stellen den Einsatz von Waffen, Kampftechnik und Flugapparatur sicher. Die funktechnischen Truppen sind nach Abteilungen und Einheiten gegliedert, die zum Bestand der verschiedenen Waffengattungen und Spezialtruppen gehören. Funküberwachung — Empfang von Funksendungen des Gegners mit speziellen Funkempfangsgeräten. Die Funküberwachung hat zum Ziel, den Inhalt der Funk¬ sendungen zu entschlüsseln und Aufklärungsangaben zu gewinnen. Radiosonden — Ein kleiner Ballon, der spezielle Geräte zur Messung und zur drahtlosen Übertragung (Funkübertragung) von Werten, wie Luftdruck, Tempera¬ tur und Luftfeuchtigkeit, enthält, die in der Hochatmosphäre (bis 30 km) gemessen werden. Radiosonden können auch zur Bestimmung der Windrichtung und der Windgeschwindigkeit in höheren Schichten der Atmosphäre dienen. 297 Tabellenanhang Das System ursamat Die Automatisierung technologischer Prozesse ist heute eine vordring¬ liche Aufgabe. Von der Sektion 8 des Rates für Gegenseitige Wirtschafts¬ hilfe (RGW) wurde deshalb der Beschluß gefaßt, für die automatische Überwachung, Regelung und Steuerung (URS) ein einheitliches, interna¬ tional abgestimmtes universelles Gerätesystem zu schaffen. Das Bau¬ kastensystem erfaßt alle Einrichtungen zur Informationsgewinnung, Informationsübertragung, Informationsverarbeitung, Informationsnutzung. Diesen Empfehlungen entspricht das System ursamat. Die Vorsilbe ursa ist vom Warenzeichenverband Regelungstechnik e. V. gesetzlich geschützt und in 13 Ländern prioritätsbegründet angemeldet. Das System ursamat wurde auf der Leipziger Messe vorgestellt. Es ist aufgeteilt in einzelne Zweige, die wiederum zahlreiche Gerätesysteme und Einrich¬ tungen umfassen. Für seinen Anteil an der Entwicklung dieses universellen Baustein- und Gerätesystems wurde das Kollektiv ursamat der WB Regelungs¬ technik, Gerätebau und Optik 1967 mit dem Nationalpreis 1. Klasse für Wissenschaft und Technik ausgezeichnet. Gliederung des Systems ursamat • ursakont Dieser Zweig umfaßt alle Geräte und Einrichtungen zur Informationsge¬ winnung (Meßeinrichtungen) einschließlich Anzeige- und Registriergeräten. Der Zweig ursakont wird unterteilt in folgende Gerätesysteme: ursapond System von kraftkompensierenden Meßeinrichtungen für die wichtigsten Prozeßparameter mit pneumatischem und elek¬ trischem Ausgang ursatherm elektrische Temperaturmeßemrichtungen ursabar (Druck- und Temperaturmeßeinrichtungen nach manometrischem Prin- zip) urxajlvx Volumen- und Durchflußmeßeinrichtungen mit analogem und Frequenzsignalausgang ursalot elektrische und elektromechanische Füllstandsmeßeinrich¬ tungen für Behälter ursalyt kontinuierlich arbeitende Betriebsmeßeinrichtungen für die Analyse von Stoffeigenschaften ursafiop mechanische und elektromechanische Zähleinrichtungen ursazent Weg-, Winkel- und Drehzahlmeßeinrichtungen ursacord Anzeige- und Registriereinrichtungen mit elektrischem und pneumatischem Eingang • ursntron Dieser Zweig umfaßt alle elektronischen Steuerungs- und Regelungsein- richtungen zur Informationsverarbeitung. Er umfaßt folgende Gerätesysteme: umlog System von elektrisch-digitalen Bausteinen und Funktions¬ einheiten ursadyn System von elektrisch-analogen Bausteinen und Funktions¬ einheiten ursatrans Einrichtungen zur Feinmessung und Fernsteuerung, aufge¬ baut aus Bausteinen. Die Informationsübertragung kann drahtgebunden und drahtlos erfolgen ursadat Einrichtungen und Anlagen zur zentralisierten Meßwerterfas¬ sung mit der Möglichkeit der Erweiterung zur Meßwertverar¬ beitung — Prozeßrechner ursarmr Einrichtungen und Anlagen zur elektrisch-analogen Informa¬ tionsverarbeitung • ursapneu Dieser Zweig umfaßt alle Einrichtungen zur Übertragung und Verarbei¬ tung pneumatischer Signale 0,2 bis 1 kp/cm 2 . Er gliedert sich in folgende Gerätesysteme: ursabal Einrichtungen zur analogen Informationsverarbeitung, z. B. Regler Cronibal ursabran Bausteine und Einrichtungen zur digitalen Informations¬ verarbeitung, z. B. System dreloba 299 • ursastat Dieser Zweig umfaßt alle Einrichtungen und Geräte, die ohne Hilfsenergie arbeiten. Er gliedert sich in folgende Gerätesysteme: ursarel Meßfühler mit Relaisausgang ursadir direktwirkende Regler, z. B. in der Kälte- und Wärmetechnik • ursawirk Dieser Zweig umfaßt BMSR-Stelleinrichtungen der verschiedenen Hilfs¬ energiearten. Er umfaßt folgende Gerätesysteme: ursamot Einrichtungen zur Wandlung von Einheitssignalen in Stell¬ größen zur Nutzung durch Stellglieder ursastell Stellglieder, wie Ventile, Drosselklappen und Schieber, zur Beeinflussung des Prozesses Das bekannte pneumatische Niederdrucksystem unalog des VEB GRW Teltow (0 bis 100 mm WS) .ist nicht Bestandteil des Systems ursamat , kann aber mit entsprechenden Zwischengliedern mit diesem zusammen¬ geschaltet werden. Literatur [1] Fuchs, H., Das System „ursamat”, msr 9 (1960), H. 9, S. 135—137 [2] Roeber ,, R., URS Rahmenkonzeption für dea BMSR-Gerätebau ia der DDR; msr 8 (1965), H. 5, S. 147-154 [3] TGL14091, Steuerung*- und Regelungstechnik — Benennungen und Be¬ griffe Waagrecht: 2 Lauffeldröhre; 4 nicht gekrümmte Fläche: 5 Hauptphase des Stapel- laüfs; 6 Verkehrsabkürzung im Funkdienst (Warten Siel); 7 Verkehrsabkürzung im Funkdienst (hier); 8 Betriebsart elektrischer Widerstandsöfen; 9 eigene Standort¬ bestimmung; 10 Motorgenerator; 12 organische Verbindung; 14 Firmenzeichen der volkseigenen Glühlampenindustrie; 15 Teil elektrischer Maschinen; 17 elektrische Maßeinheit; 19 engl, eins; 20 Verkehrsabkürzung im Fernschreib verkehr Senkrecht: 1 Einrichtung, mit der eine Größe an einer Stelle des Raumes ohne erheb¬ liche Störung gemessen werden kann; 2 spezielle Antenne; 3 auf dem Leistungs¬ schild angegebene Leistung; 8 hier laufen die Wicklungsenden eines Mehrphasen- systems zusammen; 11 Sammelbegriff für die technischen und organisatorischen Vorgänge zur Erzeugung und Auswertung von elektrischen Echos mit H lfe sehr kurzer elektrischer Wellen; 12 künstliches Eichmaß; 13 Gitterwerk; 16 negativ geladene Elektrode; 18 Einheit der Lautstärke 300 Funktechnische Nomog ramme Nomogramm 1 Parallelschaltung von Widerständen und Induktivitäten , Reihenschaltungen von Kondensatoren Bas Nomogramm basiert auf der Beziehung — = -L + _L. R RI T RS, Es ist darauf zu achten, daß alle Werte in gleichen Einheiten angegeben werden. Bei der Parallelschaltung zweier Induktivitäten muß man be¬ rücksichtigen, daß die beiden Spulen nicht miteinander koppeln dürfen. Beispiel Gegeben sind die parallelliegenden Widerstände RI = 600H und R2 = 760 O. Wie groß ist der resultierende Widerstand dieser Parallelschal¬ tung ? Man verbindet die Werte auf den Außenleitem und liest am Schnitt¬ punkt mit der Mittelleiter das Ergebnis ab. r = 300 n Nomogramm 2 Zeitkonstante eines RL-Qliedes Ein RL-Glied ist die Kombination eines ohmschen Widerstands R und einer Induktivität L. Liegt in der Vierpolschaltung L im Längszweig und R im Querzweig, so handelt es sich um einen Tiefpaß. L im Quer¬ zweig und R im Längszweig ergeben einen Hochpaß. Eine kennzeichnende Größe des RL-Gliedes ist die Zeitkonstante 302 303 Nomogramm 2 Beispiel Welche Zeitkonstante z hat ein RL-GIied mit den Werten L = 100 mH und R = 100 Die angegebenen Werte verbindet man zwischen R- Leiter und L-Leiter und verlängert bis zur r-Leiter: t = 1000 [ns = 1 ms. 304 -Zeifkomtante in jus Nomogramm 3 Phasenschieber Mit dem meist aas Widerständen und Kondensatoren bestehenden Phasen¬ schieber erhält man aus einer Wechselspannung eine gleichfrequente Wechselspannung mit anderer Phaeenlage. Liegt der Kondensator im Längszweig und der Widerstand im Querzweig, so gelten die Beziehungen tan (p = X ~B‘ Für den Wellenwiderstand der Schaltung gilt Z = R cos cp Nomogramm 3 Blindwitterstand Nomoyramm 4 306 Nomogrumm 5 —— [q] umytqysptQ m fktrufQffjiupuq jsp fmssjdpiMuajm, w? • 20 * 307 Beispiel Gegeben sind die Werte X = 5 kfl und R — 7 kA. Wie groß ist der zu¬ sätzliche Winkel F 10 bis 50 4000 bis 2000 50 bis 200 2000 bis 1000 200 bis 1000 1000 bis 400 1000 bis 10000 400 bis 40 10000 bis 30000 40 bis 10 Bild 5 zeige eine weitere aperiodische Parallelresonanzschaltung, die sich für Frequenzen bis 40 MHz eignet. f in kHz R g in kß Ii a in kO R s in kft C a , C g in pF C L in pF 800 bis 20000 25 80 2000 60 30 20000 bis 30000 25 80 2000 40 20 30000 bis 40000 25 80 1000 20 10 Für C tt , Gg und C L einschließlich der Kapazitäten des Schaltungsaufbaus, der Röhre und des eventuell vorhandenen Thermostaten. Zum Anfachen der Schwingung muß die Röhre folgende mittlere Steilheit S' haben: 8 ' = 1 R a ■ ü (1 — ü) Dabei ist und C « G a + G q Für höhere-Frequenzen (10 bis 100 MHz) verwendet man Oberwellen¬ quarze. Besonders eignet sich dafür die Butler -Schaltung nach Bild 6. Der Anodenschwingkreis muß eine Güte von <( 100 aufweisen. 312 Für die Schwingbedingung gilt Dabei ist 81 ■ 82 ■ R'l ■ R'2 ■ R n ^ R + R'l + R'2. R'l = RI 1 + S1 - RI und R'2 = R2 1 + 82 ■ R2 ECCSS Bild 7 Bild 8 Bild 7 zeigt eine Transistorschaltung für den Frequenzbereich von 10 bis 30000 kHz mit Grundwellenquarz (dazu Tabelle von Bild 4). Für den Betrieb von Oberwellenquarzen im Frequenzbereich von 20 bis 100 MHz zeigt Bild 8 eine geeignete Transistorschaltung. 313 Daten sowjetischer Transistoren F p = Farbpunkt 314 COOOoOQOoOcOGOCO H®05030SC5»’#'#’!|'(NMMWNN©0:010S©I3! ■ c Is * ts *-< i p 3 a g 05 u § iS ö5lS s .2 «3 .2 ai £ ü 3| .ä « 3S S Js ocaaaa,Q.a p,p,p.cepea flÖÖP,C,p,P,& öao.D.aaap.ÄO.ftaöaa&öQftfto.p.aPip, qaflaacaöanaaapGööpaödööPa ftftftftftfta.ftftP.p.ac-ftftftftAftftftP.ftPift II I I I I I I I I I I I II I I I aooooo I 3 I S I I mm*««« rH i—I ©4 O pH rH « H H CO lO ©OOOOOOOO öooooo AAAAAAAAAaAAAAA g o O© ©O © ©O © © © 0 ö o o o © o oOMoooniooo‘awoocoocooQ0 0 ^ 0 mom MlOHtp’f’tCDH iöflOHNlöOOHNNHNrH(NNrlNHNH^2NH°H omoooooo oinooo>o©oooo©©ooooooQAnQAQ H N ■># N tN N W »O NW®H(NW®H(MONiniCON®NOIM©§§g§§§ 00©000©© OvOißxO©©0©0000©0©©0©©0©000© lOiniQinusiQiaia t^t»t»i>cocowcoeocoißoo©»fliOou5ioa)a00j0i®©005 00 00 00©a0)öj03ö5000©00 ©00©©©©©©0©©©©0©000>-ii—ii—ii—ir-ti—( rlrtnHrtHrinnrlWWMWWWCOCOMMMMWWtO 315 Daten sowjetischer Transistoren (Fortsetzung) An¬ schlu߬ schema CO o o *H l-H Bemerkung Planartransistor Typ e e A d e AAAAP.P. p.p,p,p.ci,saaöcc CäCäflftftftAAP. npn npn npn F in dB 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 III 'rfyl in MHz 100 100 100 100 100 >300 >450 130 200 200 0,05 o o o ’f rt H bei J e in inA ifiiSiaOifiiAiAOOOO Iß 10 1000 1000 «Q. ®§oo°S°o°° HHiOQOHNNCOHN tßOtßOOOOOOOO HWHM®(M(M(NK5COH 16 13-50 20-100 M | i! •= ooooooooooo >ß >ß tß tß tß o o o o o o HHHHHHHNINNO o Iß o o o o o o tß o o Iß tß X tu •—i *■" I .£ ooooooooooo «NNNNrlHiOlOUJO 1-1 TH rH O CM 30 2000 2000 ~ U CMO in V CMCMINNCMißiß®©©© HHHHHHHOINIM® 100 80 60 ffl m i-, H «! ffi << ffl FP C r-HWrHrHr-ICOCOOOOrH HHHHHHHNWNO MWWWMMMMMMN KT 601 A KT 801 A PT 801 E 316 KT 802 A 150 5000 50000 15 2000 10 — npn Planartransistor für Fs-Geräte 1,2 0.200 0,200 i 6 >1 100 0 ^ B ’S fl -Q — « 2 2 2 500 1500 100 2 1 1 «a. >29 >29 >29 >15 >15 >29 j >29 >40 >40 X ^ s a t, 5 1000 4000 50 50 K a sf* a 1 3 50 15 16 1300 3000 100 15 10 10 U CB0 in V m 10 m «oo 0 in m m HHri CD U3 Ci HNN Typ GC 102 GC 103 GC 104 GD 125 GD 175 GS 121 GF 108 GF 126 GF 128 318 i—!•—»r-t ©1 «O lQ CX> 00 »ft O o r~ O O O m in io >o io o N OJ (N N N CI in «O iO «J oooo'oooooo £ o ü £ ^ ü o o O >OiO t HHHOJNN O Ö Ö O Ö o 319 1.—25. Tausend Deutscher Militärverlag • Berlin 1968 • Lizenz-Nr. 5 Lektor: Sonja Topolov Einbandgestaltung: Wolfgang Ritter Illustrationen: Heinz Bormann Zeichnungen: Heinz Grothmann Fotos: Werkfotos, Archivfotos der Verfasser Typografie: Dieter Lebek • Hersteller: Elisabeth Jandke Vorauskorrektor und Korrektor: Johanna Pulpit Gesamtherstellung: B.G. Teubner, Leipzig (III-18-154) 7.80 © -< • - ©11 © H I h -m- ® -- © -Dd ® T / s