ELEKTRONISCHES
JAHRBUCH 1968
Elektronisches Jahrbuch
für den Funkamateur 1968
Herausgeber: Ing. Karl-Heinz Schubert
Elektronisches
Jahrbuch
für den Funkamateur
1968
DEUTSCHER M I L I T Ä R V E R L A G
Redaktionsschluß: 4. 3. 1967
1. — 20. Tausend
Deutscher Militärverlag • Berlin 1967 • Lizcnz-Nr. 5
Lektor: Sonja Topolov
Einbandgestaltung: Wolfgang Ritter
Zeichnungen: Hein? Bormann (Vignetten)
Heinz Grothmann (technische Zeichnungen)
Fotos: Werkfotos sowie Archivfotos der Verfasser
Korrektor: Evelyn Lemke
Typografie: Dieter Lebek • Hersteller: Wolfgang Guthmann
Gcsamthcrstellung: B.G. Tcubner, Leipzig III-18-154
7,80
Inhaltsverzeichnis
Kalendarium... 9
Dipl.-Journ. G. Wollert
Der Krieg, der die Elektronik braucht . 11
Aus der Geschichte der Nachrichtentechnik (II). 19
Erwin Bekier
Dieser Mann war der Funker Lenins. 25
Wissenswertes über moderne Technik
Ing. K. K. Streng
UKW-Tuner mit Transistoren . 30
Obering. G. Wieaner
ROBOTRON 300 . 36
Dipl.-Phys. H ../. Fischer
Anwendungsmöglichkeiten von Fiberoptiken (Lichtleitern) . 47
Dipl.-Math. C. Goedecke
Elektronische Rechenmaschinen als Übersetzer. 53
Dipl.-Phys. H. J. Fischer
Sind Unterwassernachrichtenverbindungen möglich? . 63
Ing. R. Anders
Die Elektronik in der Sportwissenschaft. 69
Ing. K. K. Streng
Einführung in die Problematik des Farbfernsehens (2) . 77
Dipl.-Ing. 0. Kronjäger
Betriebszuverlässigkeit und Amateurfunk . 83
Dipl.-Phys. H. J. Fischer
Leitsätze für den Entwurf zuverlässiger Halbleiterschaltungen, für
Schaltungserprobung und Bauelementefehler. 93
5
Ing. K. K. Streng
Kleine Stereopraxis . 99
Dr. tech. Bela Magyari
Kleine Lektion über Bionik. 265
Neue Bauelemente
Ing. E. Bottke
Der Feldeffekttransistor ist im Kommen!. 105
Ing. 11'. Müller
Anzeigeröhren mit kalten Katoden. 113
Dipl.-Ing. A. Bauer
Neue selektive Bauelemente — Piezofilter . 125
Moderne Technik für den Funkamateur
Dipl.-Phys. J. Lesche
Schaltungspraxis für die Fuchsjagd (80-m-Band) . 131
Till Pricks
Frequenzmessung im UKW-Bereich . 113
Ing. K. H. Schubert
Empfängerschaltungen für den KW-Hörer . 157
Karl Rothammel
Betrachtungen zur Leistungsfähigkeit horizontaler KW-Antennen .. 169
Hagen Jakubaschk
Messungen und Prüfungen mit dem Oszillografen . 179
Bauanleitnn(|en für Elektroniker
Dipl.-Ing. H. Kuhnt
Transistormagnetbandgerät selbstgebaut. 188
Ing. D. Müller
Transistorprüfgenerator für den Selbstbau . 205
M. Wagner — S. Schlegel
Spielautomat mit zwei Programmen . 215
6
Dipl.-Ing. K. Schlenzig
Prüfsignalgeber TS 7 mit Piezofilter . 222
Ing. G. Czirr
NF-Meßgeräte für den Amateur . 227
W. Kriwopalow
Der elektronische Schießstand. 238
U. Swertschow
Einfache elektronische Lockangel . 244
IP. Wiegmann
12 Kanäle — ein Sender für die Funkfernsteuerung, 3fach simultan
gesteuert, mit Zeitmultiplexmodulation . 248
Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen
GST-Leistungsschau . 258
Der alte Morse und die Nachrichtensoldaten unserer Nationalen
Volksarmee . 276
Ing. H. Stiehrn
Diplome und Conteste der Funkamateure . 279
Erika Schulze
Erika erzählt von den „Turmfalken“ und ihrem Reservisten. 290
Neues von Huggy, dem Elektronenraben. 296
Otto Morgenroth
Kleines Lexikon für den Newcomer. 300
Tabellenanhang
Funktechnische Nomogramme . 303
Kennzeichnende Eigenschaften der KWH-Dielektrika für Sinterwerk¬
stoffkondensatoren . 314
Stempel und Kurzzeichen für Kondensatoren aus Sinterwerkstoffen. 314
Weichmagnetische Ferrite von KWH . 315
Maniferschalenkerne von KWH . 316
Primärelemente und Batterien für Transistorschaltungen. 316
Anschriften der Radioklubs der (4ST . 320
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Dipl.-Journ. G. Wollert
Der Krieg.
der die Elektronik
braucht
Military electronics
Electronics | May 16,1966
The war that needs electronics
Das ist ein Bericht über den Einsatz der Elektronik im schmutzigen
Krieg des amerikanischen Imperialismus gegen das vietnamesische Volk.
Die amerikanische Regierung, die sich schon seit Jahren einer ständig
wachsenden Kritik im Ausland und im eigenen Land wegen ihrer ver¬
brecherischen Südostasien-Politik ausgesetzt sieht, versucht mit schein¬
heiligen Phrasen von Freiheit und Demokratie ihr Tun zu bemänteln.
Die in diesem Artikel dargestellten Fakten helfen mit, zu beweisen, daß
der amerikanische Imperialismus in Vietnam nichts anderes als eine neue
Art von Kolonialpolitik verfolgt, mit dem Ziel, die nationale und soziale
Befreiung der Völker Südoastasiens zu verhindern und sie seinen Welt¬
herrschaftsplänen zu unterwerfen. Gleichzeitig zeigen die Fakten aber
auch eine Seite der militärischen Schwäche der USA, die in der Unfähig¬
keit besteht, in der Produktion militärischer Geräte das bekannte Dilemma
tles kapitalistischen Systems, wie Zersplitterung der Kräfte, Konkurrenz¬
kampf und Profitstreben, auszuschalten. Dieser Beitrag will und kann
nicht die ganze Problematik dieses Krieges darstellen, aber bereits der
schmale Ausschnitt, den er zeigt, beweist, daß die USA in ihrer Südost¬
asien-Politik vor einem Trümmerhaufen stehen. Je eher die amerikani¬
schen Staatsmänner dies begreifen und daraus ihre Konsecjuenzen ziehen,
um so besser für die USA und die ganze Welt.
The war that needs electronics (Der Krieg, der die Elektronik braucht)
überschrieb die führende amerikanische Fachzeitschrift Electronics einen
Beitrag. Sie wäre der Wahrheit näher gekommen, hätte sie die Überschrift
so formuliert: ,,Der Krieg, den die amerikanischen Elektronikkonzerne
brauchen.“ In diesem Beitrag entschlüpfen dem amerikanischen Brigade-
general Walter E. Lotz , dem stellvertretenden Stabschef der amerikani¬
schen Aggressionsstreitkräfte in Vietnam für Nachrichtenwesen und
Elektronik, bemerkenswerte Eingeständnisse, die den verbrecherischen
Charakter des Krieges von seiten der USA enthüllen:
Die Elektronik ist niemals zuvor in einem Krieg so lebhaft in Erscheinung
getreten , wie hier in Vietnam. Es gibt drei besonders wichtige Gründe, für
11
den Einsatz der Elektronik in diesem Krieg. Erstens weiß man nie, wo die
, Front auftaucht — in einem kleinen Dorf , in einer Höhle, in einem Berg
oder nachts auf einem Pfad, auf dem Bauern wenige Stunden zuvor Stroh
oder Reis transportierten. Um jede Höhle und jeden Baum im Lande zu
beobachten und um feindliche Aktionen schon im Keim ersticken zu kön¬
nen, benötigt man ein umfangreiches, organisiertes und kompliziertes
Nachrichtensystem. Das gesamte Gelände muß von Nachrichtenverbindungen
erfaßt werden.
Der zweite Grund für die große Bedeutung der Elektronik liegt in der Art und
Weise, wie der Krieg geführt wird. Kleinere Entscheidungen werden auf
höherer Ebene getroffen, als es in vergangenen Kriegen üblich war. Schlie߬
lich, so fährt cler amerikanische General fort, muß man wissen, wer der
Feind ist und wo er sich befindet.
Backbone network
N HON
-TROPOSPHERIC SCATTER RADIO CIRCUITS
SUBMARINE CABLE CIRCUITS
AAW HF RADIO CIRCUITS
A/WVSATELLITE COMMUNIGATION CIRCUITS
-RADIO RELAV CIRCUITS
TO UNITED STATES
sm0M ^C^
TRANS
CAM RAHN BAY
TO
PHILIPPINES
N ANS
TO BANGKOK
TO
OKINAWA
12
Diese Ausführungen sind äußerst aufschlußreich. Erstens gibt Lotz damit
zu, daß die USA praktisch den Krieg gegen das ganze vietnamesische
Volk führen. Wie wäre es sonst zu erklären, daß man nie weiß, wo die
Front auftaucht und wer der Feind ist. Zum anderen wird die volle Ver¬
antwortung der amerikanischen Regierung für den verbrecherischen
Krieg ausdrücklich bestätigt. Wenn kleinere Entscheidungen auf höherer
Ebene getroffen werden, als es in vergangenen Kriegen üblich war und, wie
die Zeitschrift Electronics ergänzend bemerkt, taktische Entscheidungen,
die in anderen Kriegen im Felde getroffen wurden, jetzt oftmals vom Pentagon
oder sogar vom Weißen Haus persönlich entschieden werden , so ist damit
eindeutig bewiesen, daß die amerikanische Regierung und der USA-Präsi-
dent nicht nur über jede Einzelheit dieses Krieges genau unterrichtet
sind, sondern sie auch billigen und dafür voll verantwortlich gemacht wer¬
den müssen.
Die USA-Elektronik-Monopole und die Regierung in Washington be¬
nutzen das Leid und den Tod unzähliger Menschen in Vietnam dazu,
ihre Forschungen auf dem Gebiet der militärischen Elektronik weiter¬
zuentwickeln. So schreibt die Zeitschrift Electronics : Die besondere Lage
in Südostasien verlangt , daß gewisse Forschungen und Entwicklungen , die
woanders nicht möglich sind , an Ort und Stelle durchgeführt werden.
Das sind Töne, die uns bekannt Vorkommen, und die uns an die Legion
Gondor erinnern, an jene militärische Formation der deutschen Faschi¬
sten, die im Unterdrückungskampf gegen das spanische Volk u.a. eben¬
falls die Aufgabe hatten, militärische Geräte und Waffen zu erproben.
Wenige Jahre später richteten sich diese „Forschungen und Entwick¬
lungen“ gegen die friedliebenden Menschen in aller Welt. Wenn überhaupt
Unterschiede zwischen den Handlungen der deutschen Faschisten und
der amerikanischen Imperialisten in dieser Frage bestehen, so betreffen
sie lediglich die Größenordnung. Die heutige „Legion Condor“ der USA
in Vietnam umfaßt jetzt über 500 000 Söldner und unglaubliche Mengen
von Kriegstechnik aller Art, darunter auch Elektronik. Um keinen Zwei¬
fel über das Ziel dieser „Forschungen und Entwicklungen“ auf kommen
zu lassen, fügt die Zeitschrift Electronics hinzu, daß die Ergebnisse der
Forschungs- und Entwicklungsarbeit in Südostasien nicht allein auf Thai¬
land und Südvietnam beschränkt bleiben. Sie wirken sich aus auf die For¬
schungszentren in den gesamten Vereinigten Staaten. Die hier geleisteten
Forschungen werden nicht nur helfen, den Vietnamkrieg zu führen , sondern
sollen die Vereinigten Staaten auch auf militärische Operationen vorbereiten ,
die sie , falls erforderlich, in ähnlichem Gelände durchführen müssen.
Dies zeigt deutlich genug, daß die amerikanischen Imperialisten mit dem
Gedanken spielen, ihre Unterdrückungskriege auch auf andere Gebiete
auszudehnen. Daß die USA solche Pläne nicht nur verkünden, sondern
auch an ihrer Realisierung arbeiten, dafür ein Beispiel: Ein Reporter der
genannten Zeitschrift berichtet, als wäre es die selbstverständlichste
13
Sache der Welt, von der Entwicklung an -einer Wetterstation, die ein Mann,
tragen kann. Sie muß handlich und einfach genug für einen nicht speziell
ausgebildeten Funker zu handhaben sein. Bei einer unkonventionellen
Kriegführung kann es Vorkommen, daß ein einzelner in ein feindliches
Land gehen muß, um eine größere Invasion vorzubereiten. Er wird spezi¬
fizierte Bodenwetterdaten benötigen, um sie den einmarschierenden Truppen
zu übermitteln.
Doch der USA-Imperialisnms und die amerikanischen Monopole denken
noch weiter. Sollte es nicht gelingen, den Krieg weiter auszudehnen, und
sollten die Friedenskräfte in aller Welt einen für das vietnamesische Volk
annehmbaren Friedensschluß erzwingen, so glaubt man sich auch in die¬
ser Situation bereits heute gesichert.
Mr. W. D. Carter, Direktor des amerikanischen Page-Konzerns, meint:
Da unsere 120 Fußantennen, wenn sie in Beton gelagert sind, leicht bewegt
werden können, hat Südvietnam ein schönes ziviles Verbindungsnäz , wenn
der Krieg vorbei ist. Es wird den Neid des gesamten Fernen Ostens erregen.
Ein Armeebeamter fügt hinzu, daß er bezweifle, ob die vietnamesische Regie¬
rung (das Ky-Regime) finanziell in der Lage sein wird, dieses Netz in Gang
zu halten. Wenn die US-Streitkräfte jedoch dort bleiben, wie sie es in (Süd)-
Korea taten, könnten die amerikanischen Ingenieure der Page- und Philco-
Konzerne dort eine Lebensstellung haben.
Von der USA-Regierung wurde eine große Zahl von solchen Ingenieuren
nach Vietnam geschleust. Sie sind Zivilangestellte und halten die militäri¬
schen elektronischen Anlagen der amerikanischen Aggressionsstreitkräfte
instand. Wir könnten ohne sie nicht auskommen, sagt der amerikanische
Brigadegeneral Lotz ohne Zurückhaltung.
Das ist eine andere große Neuheit auf dem Gebiet der Elektronik in diesem
Krieg. Wahrscheinlich arbeitet das erste Mal eine große Zahl in der Industrie
beschäftigter, ziviler Funkingenieure mit den Soldaten der Front richtig
zusammen. Wir haben jetzt 300 bis 400 solcher Funkspezialisten und wer¬
den in 6 Monaten das Doppelte dieser Anzahl beschäftigen.
Doch diese „Invasion' 1 von zivilen Funktechnikern, die die Voraus¬
setzungen für spätere wirtschaftliche und politische Erpressungen schaf¬
fen sollen, wird von den USA nicht nur in Südvietnam forciert. Die Zeit¬
schrift Electronics schreibt unter der Überschrift Thailand : Das Penta¬
gon sträubt sich noch dagegen, offiziell einzugestehen, daß Tausende von US-
Technikern in Thailand am Vietnamkrieg teilnehmen. Doch die wie Pilze
aus der Erde schießenden Nachrichtenstationen , Funkmeßstationen und
Luftstützpunkte sind ein Beweis für die Anwesenheit der Amerikaner, und
viele der US-Flugzeuge, die Nordvietnam bombardieren, steigen von Thai¬
land aus auf.
Der amerikanische Imperialismus stößt beim militärischen Einsatz elek¬
tronischer Geräte im Krieg gegen das vietnamesiche Volk auf große
Schwierigkeiten. Das Profitstreben und der erbitterte Konkurrenzkampf
14
zwischen den amerikanischen Elektronikkonzernen machen eine Standar¬
disierung der Ausrüstung unmöglich und erschweren die Bereitstellung
von Ersatzteilen außerordentlich.
Colonel Redman , ein amerikanischer Nachrichtenoffizier in Thailand,
äußerte: Unsere Generatoren geben eine zu geringe Leistung. Sie werden von
einer Anzahl Gesellschaften hergestellt. Sie sind nicht standardisiert, ihr
Aufbau ist nicht genormt. Wir brauchen aber eine Sorte von Generatoren.
Ersatzteile benötigen 6 Monate , um hierher zu gelangen. Auch die Fern¬
schreibeinrichtungen sind nicht standardisiert. Keines der Teile paßt von
vornherein. Wir mußten bitten, borgen und stehlen , um ein arbeitsfähiges
System zu erhalten. Gegenwärtig haben wir vier verschiedene Arten von
Midtiplexgeräten.
Die Bereitstellung von Ersatzteilen für fast alle Funkgeräte der ameri¬
kanischen Armee in Vietnam bereitet große Schwierigkeiten. Einen be¬
sonderen Fall stellt das Funkgerät ARC-45 dar. Dieses Gerat, das einen
kleinen Sender mit geringer Leistung hat, war ursprünglich für einen
begrenzten Anwendungsbereich vorgesehen. Als es für den Einsatz im
Aufklärungsflugzeug 01-E Cessna angepaßt werden mußte, stellte sich
heraus, daß nicht genügend Ersatzteile vorhanden waren. Nicht viel
anders verhält es sich mit dem Kurzwellenradargerät vom Typ AN/PSS-4,
das Personen und Fahrzeuge auffassen kann. Es gibt für dieses Gerät keine
Ersatzteile in Südvietnam.
Bei einem Einsatz stellte sich heraus, daß das Gerät AN/MPQ-4 für die
Lokalisierung von Granatwerfern und das Mikrowellenradargerät
AN/TPS-33 ,»unpäßlich“ waren. Bei beiden Geräten waren infolge der
hohen Temperaturen insgesamt 5 Transformatoren ausgefallen. Der
einzige zur Verfügung stehende Ersatztransformator konnte bereits seit
Wochen nicht eingesetzt werden. Zwei Tage später war das Gerät für die
Ortung von Granatwerfern immer noch nicht im Einsatz. Auf eine dies¬
bezügliche Frage antwortete ein amerikanischer Major: Nein, es ist noch
nicht da , und das ist auch gut so. Es geht jedes Mal nur 5 oder 10 Minu¬
ten und fällt dann aus. Und wenn es arbeitet, dann bestreicht es nur einen
Winkel von 22,5°, und das ist hier völlig unzureichend.
Die Ersatzteilfrage scheitert vielfach an Kleinigkeiten. So sind in Geräte¬
wagen des US-Marinekorps, die für die Navigation benutzt werden, keine
Ersatzteile vorhanden. Es gibt keinen Grund in der Welt , warum nicht alle
Ersatzteile für ein vollständiges System in einem Wagen mitgeführt werden
können, sagt verbittert ein amerikanischer Major. Wenn in unserem Wagen
ein Gerät versagt, dann ruft der Bedienungsmann den Instandhaltungsmann,
der laut Vorschrift 1000 Fuß entfernt sein muß. Dieser Mann läuft die
1000 Fuß, um zu sehen, wo der Fehler liegt. Dann läuft er zurück, nimmt
ein Ersatzteil und kehrt in den Wagen zurück, um den Fehler zu beseitigen.
Es gibt keinen Grund dafür, warum nicht jeder Wagen etwas größer sein
kann und seine eigenen Ersatzteile bei sich führt. Das einzige Ergebnis des
15
jetzigen Aufbaus, sagt der aufgebrachte Major, ist, daß wir die magersten
und die am schnellsten laufenden Instandhatiungsmänner des Marinekorps
besitzen.
Die amerikanischen Elektronikkonzerne scheinen sich zur Devise ge¬
macht zu haben: Höchster Profit bei geringstem Aufwand. So sieht sich
der amerikanische General Lotz zu folgendem Eingeständnis gezwungen:
Obgleich viele der in Südvietnam eingesetzten Ausrüstungen in Südkorea
amprobiert wurden, gibt es noch eine erschreckend große Anzahl von Ver¬
sagern, Der Antennenwählschalter des neuen Einseitenbandempfängers
ANjMRC-95 z.B. korrodiert und bricht ab, wenn er naß wird. Das relativ
neue Hochfrequenzfunkgerät ANIPRC-47 ist beispielsweise durch eine
Schraube am Boden befestigt; wenn man es auf nassen Boden stellt, dringt
Wasser in die Öffnung, und das Gerät hört auf zu arbeiten.
Staub dringt überall ein, und nur ein geringer Teil der elektronischen Aus¬
rüstung ist so gebavt, daß sie dem widerstehen kann. Die hohe Umgebungs¬
temperatur zerstört die Transistoren. Energiegeneratoren schwanken, und
Böhren versagen.
Staub scheint für die amerikanischen Geräte überhaupt so etwas wie eine
Katastrophe zu sein. Die Geräte ARC-44 und ARC-45, die für Flugzeuge
verwendet werden, sind in dieser Hinsicht besonders empfindlich. Wenn
das feine rote Mehl in die Abstimmvorrichtung dringt, zerstört es die
Drehkondensatoren.
Die amerikanischen Elektronikkonzerne, die aus dem Kriegsbudget des
Pentagon, also aus der Tasche des amerikanischen Bürgers, enorme
Profite scheffeln, scheinen sich nur geringe Sorge um die Einsatzfähigkeit
ihrer Geräte zu machen. So sind eine ganze Anzahl von neuen Ausrüstun¬
gen mit großen Mängeln behaftet. Eine neue HF/SSB-Einheit für Weiter¬
verbindungen mit der Bezeichnung 618 T von der Firma Coüins, bereitet
nach Aussage eines für die Instandhaltung verantwortlichen Offiziers in
Nha Trang viel Ärger: Der Spannungsumformer dieses Geräts ist oft in der
Werkstatt. Die Gleichrichter brechen zusammen, und die 2N 1523-Tran-
sistoren fallen aus. Das ist durch die Stromschwankungen begründet bzw.
durch Kurzschluß im Sender, hervorgerufen durch Ausfall der Kraft-
verstärkerröhren. Wenn e i n Transistor ausfällt, folgen alle anderen.
Neue Ausrüstungen der Marine zur Führung von Flugzeugen bewähren
sich ebenfalls nicht. Die alten, wenn auch weniger beweglichen Aus¬
rüstungen konnten 3 Flugzeuge auf einmal lenken. Das neue Gerät lenkt
nur zwei. Die alte Einheit konnte kontinuierlich suchen und präzise Spu¬
ren geben, die neue kann das eine oder das andere, aber nicht beides. Ein
weiterer Rückschritt bei dieser „Neuentwicklung“ ist, daß sie 45 Minuten
benötigt, um einsatzbereit zu sein, weil sie aufgeheizt werden muß. Wenn
ein Flugzeug landen will und die Station hat abgeschaltet, muß das Luft¬
fahrzeug 45 Minuten über dem Flugplatz kreisen, bis das System betriebs¬
bereit ist.
16
Über das Funkgerät MRC-95 sagt der Instandhaltungsoffizier Nagamini
vom Stützpunkt An Khe: Bas einzige Problem mit dem MRC-95 ist eine
kleine häßliche Angelegenheit, durch die es oß in die. Reparaturwerkstatt
muß. Bas auf einen Jeep montierte Gerät wird durch die Jeepbatterie oder
von einem externen 3-kW-28-V-Generator versorgt. Wenn das Funkgerät in
Betrieb ist und jemand den Jeepmotor startet, zerstört ein Stromstoß sämt¬
liche Transistoren.
Nach Meinung eines amerikanischen Spezialisten hätte das Funkgerät
AN/ARC-54 niemals im Flugzeug UH-ID Iroquois eingesetzt werden
sollen. Es ist ein guter Empfänger für größere Luftfahrzeuge, wie die CH-47
oder die CV-1 Caribou , aber nicht für dieses Flugzeug, alles geht schief mit
ihm.
Auch im drahtgebundenen Verkehr gibt es enorme Schwierigkeiten. Hierbei
sind die Kabel ein besonderes Problem. Capt. Carter, Inspektor für Boden¬
instandhaltung und Capt. Erziehen , ein Schwadronsnachrichtenoffizier,
klagen: Wir haben zuviel Kabel. Wir haben Brühte, die den Berg hinauf-
und hinabführen, die aber ständig beschädigt sind, und zwar durch den
Gegner, durch vietnamesische Holzfäller * durch Felssplitter, Korrosion oder
durch Ratten. Ratten fressen keinen Gummi , aber sie sind auf Plastik scharf.
Glücklicherweise haben wir ein Plastikkabel, das noch mit einem anderen
Material überzogen ist und das sie nicht anfressen. Wenn wir das nicht hät¬
ten, müßten wir den Krieg einstellen.
Es könnte nach diesen Beispielen der Eindruck entstehen, als sei die
militärische Elektronik der USA durch und durch unzuverlässig. Das ist
natürlich nicht der Fall. Der USA-Imperialismus hat in Südvietnam und
Thailand eine sehr gefährliche Kriegsmaschinerie aufgebaut. Aber in ihr
werden auch die Widersprüche des gesamten imperialistischen Systems
deutlich sichtbar. Die technische Perfektion des Mordens an den um ihre
Freiheit kämpfenden Völkern Südostasiens hat auch ihre durch das
monopolkapitalistische System bestimmten Grenzen. Die Fehler und Män¬
gel in der Kriegsmaschinerie der Vereinigten Staaten zeigen, wenn auch
nur auf einem Teilgebiet, die ganze Schwäche und Brüchigkeit des US-
Imperialismus.
Vor allem jedoch ist die politische Zielsetzung des US-Imperialismus im
Aggressionskrieg gegen das vietnamesiche Volk völlig irreal und hat dazu
geführt, daß die Völker mehr und mehr dem verbrecherischen Krieg der
USA irf Vietnam ihren Widerstand entgegensetzen. So kann und wird es
nicht ausbleiben, daß der heldenmütige Kampf des vietnamesischen Volkes,
unterstützt von den sozialistischen Brudervölkern und allen friedlieben¬
den Menschen in der Welt, dein Mordtreiben des US-Imperialismus früher
oder später ein Ende setzt.
2 Elektronisches Jahrbuch 1968
17
Aus unserem
Produktions- und
Lieferprogramm
Elektronische Zeitrelais
und Zubehörgeräte
zum verzögerten Einleiten
von Schaltvorgängen
Thermische Wicklungs¬
schutze mit Meßfühler
(Heiß- bzw. Kaltleiter)
zur Überwachung von Wick-
lungs- und Lagercemperaturen
Temperatur-
Zweipunktregler TZR 1
für Temperaturregelungen
an Plastverarbeitungsmaschinen,
Industrieöfen, Trocknungs-,
Wärmeanlagen usw.
Magnetverstärkerd rossein
zum Aufbau magnetischer Verstärker
Magnetische Leistungsverstärker
zur stufenlosen Änderung von Gleich- bzw. Wechselspannungen
(z. B. bei Drehzahl-, Temperatur-, Helligkeitssteuerungen)
Gleichstromverstärker VG 01
dreistufiger transistorbestückter Verstärker als Schalter für Lichtschranken,
Grenzwertanzeiger mit sprunghafter „Ein-Au'-Stellung“
Pendelblinker
als Blinkspannungserzeuger in der Signal- und Sicherungstechnik
zur optischen Signalgabe
VE B
WEIDA/THÜRINGEN
Werk für elektronische Baugruppen der Regelungstechnik
6508 Weida, Geraer Straße 36
^ Telex: 058208 Telegramme: WetronWeida
^22^ Telefon : Weida 2 01
UnserBetrieb ist dem Warenzeichenverband
Regelungstechnik e.V. Berlin angeschlossen.
Aus der Geschichte
der Nachrichtentechnik
Gegen den bereits eingeführten optischen Flügeltelegrafen von Chappe
konnten sich die elektrostatischen und elektrochemischen Telegrafen
nicht durchsetzen.
Eine neue Situation entstand, als etwa 1820 der dänische Physiker Hans
Christian Oerstedt (1777 bis 1851) das Prinzip des Elektromagnetismus
entdeckte. Bei Versuchen mit elektrischem Strom bemerkte er, daß eine
in der Nähe des stromdurchflossenen Drahtes befindliche Magnetnadel
abgelenkt wurde. Von dem russischen Gelehrten Pawel Lwowitsch Schil¬
ling (1786 bis 1837) wurde diese Entdeckung für die Anwendung in der
Telegrafie vervollkommnet. 1832 konnte er in seiner Wohnung in Peters¬
burg den elektromagnetischen Nadeltelegrafen vorstellen. Die Anlage
bestand aus einem Sender und einem Empfänger. Der Sender verfügte
über eine Klaviatur, die sich bis heute bei den Schreibtelegrafen erhalten
Bild 1 Schema des elektromagnetischen Nadeltelegrafen von Schilling;
1 • Stromquelle (Voltasche Säule) 4 - Leitungssystem
2 - Tastatur 5 - Rufeinrichtung
3 - Magnetnadeln
2 *
19
Bild 2
NadeUelegraj von Cooke
und Whmtstone
hat. Beim Empfänger benutzte Schilling 6 Magnetnadeln für die Text¬
übertragung und eine Magnetnadel für den Anruf. Die Ablenkungen der
Magnetnadeln nach links und rechts stellte Schilling zu einem Alphabet
zusammen. Schilling, der später als Staatsrat in die Gesandtschaft nach
München versetzt wurde, führte am 23. 9. 1835 seinen elektromagneti¬
schen Nadeltelegrafen auch der Versammlung der deutschen Natur¬
forscher und Ärzte in Bonn vor.
1830 bewies Schilling noch einmal die Brauchbarkeit seines Telegrafen,
als er über eine Entfernung von 10 km auf Unterwasserlei tungen Tele¬
gramme übermittelte. Schilling schuf damit auch das erste Untersee¬
kabel. Doch weder in Rußland noch in Deutschland konnte sich damals
sein elektromagnetischer Nadeltelegraf durchsetzen.
Der Heidelberger Professor Muncke machte den Telegrafen von Schilling
durch seine Vorlesungen bekannt. In einer dieser Vorlesungen befand sich
1836 zufällig auch der junge Engländer William Fothergill Cooke, der sich
in Heidelberg aufhielt, um die Anfertigung anatomischer Wachsmodelle
zu erlernen. Cooke war von dem Schillingschen Nadeltelcgrafen so begei¬
stert, daß er seinen Beruf aufgab und sich fortan nur noch der Telegrafie
widmete. Er konstruierte einen Nadeltelegrafen mit 3 Nadeln und einem
elektromagnetischen Wecker, den er dem englischen Physiker Charles
20
Whealstone (1802 bis 1875) vorführte. Am 12. 6. 1837 erhielten beide das
britische Patent auf ihren 5-Nadel-Telegrafen, der nach 1840 sehr schnell
bei den im Bau befindlichen Eisenbahnen in England eingeführt wurde.
Durch die Erfolge waren die Namen Cooke und Wheatstone bald in aller
Munde, während an den eigentlichen Erfinder Schilling, der 1837 starb,
kaum noch jemand dachte. Jedoch muß anerkannt werden, daß Wheat¬
stone in seinen Schriften immer nur von Verbesserungen spricht, die er am
Schillingschen Nadeltelegrafen vorgenommen habe.
Zur gleichen Zeit beschäftigten sich in Deutschland zwei hervorragende
Gelehrte ebenfalls mit dem elektromagnetischen Telegrafen, Karl Friedrich
Gauß (1777 bis 1855) und Wilhelm Weber (1804 bis 1891). Gauß, der über¬
ragende Mathematiker, Astronom, Geodät und Physiker, war Professor
der Astronomie in Göttingen imd Direktor der dortigen Sternwarte. Der
wesentlich jüngere Weber, von Gauß als Professor der Physik 1S31 nach
Göttingen empfohlen, arbeitete zu jener Zeit wie Gauß an den Problemen
des Erdmagnetismus. Die räumliche Entfernung zwischen den beiden
Arbeitsstätten regte die beiden Professoren an, sich mit Hilfe der Elek¬
trizität zu verständigen. Erste Versuche erfolgten zwischen der Stern-
B ild 3
Karl Friedrich Gauß
(1777 bis 1855)
21
Bild 4
Wilhelm Weber
(1804 bis 1891)
warte und einem 100 m entfernten Häuschen, in dem magnetische Mes¬
sungen durchgeführt wurden, und 1833 nahmen Gauß und Weber erstmals
eine Telegrafenlinie mit elektromagnetischem Telegrafen in Betrieb. Das
berühmt gewordene erste Telegramm „Michelmann kommt“ besagte,
daß der Laboratoriumsdiener Michelmann unterwegs sei, um nachzufragen,
ob das Telegramm angekommen sei. Nach diesen erfolgreichen Versuchen
richteten dann beide ihre Telegrafenlinie zwischen der Sternwarte und
dem physikalischen Kabinett ein. Die überbrückte Entfernung betrug
etwa 1 km. Gauß und Weber benutzten nur eine Magnetnadel für ihren
Telegrafen. Ihr Vorschlag, diesen im Sicherungswesen der entstehenden
Eisenbahn zu verwenden, schlug wegen der Kostenfrage fehl.
Während Gauß den politischen Bestrebungen der damaligen Zeit fern¬
stand, war Weber schon in jungen Jahren fortschrittlichen Ideen zu¬
getan. So gehörte Weber zu den „Göttinger Sieben“, die 1837 dem verfas¬
sungsbrüchigen Hannoverschen König die Huldigung und den Eid auf
die neue, antidemokratische Verfassung verweigerten. Neben anderen
Professoren gehörten zu den „Göttinger Sieben“ auch die beiden Brüder
Jakob und Wilhelm Grimm. Ganz Deutschland bewegte damals diese
Protestaktion: Sympathiekundgebungen und Geldsammlungen für die
22
„Göttinger Sieben“ fanden statt, die entlassen und zum Teil des Landes
verwiesen wurden. Weber ging als Professor nach Leipzig, wo er bis
1849 wirkte, dann kehrte er als moralischer Sieger heim nach Göttingen.
wo er bis zu seinem Tode blieb.
Bild S Ansicht des Originals des elektromagnetischen Nadeltelegrafen von Gauß
und Weber, der sich im Besitz der Universität Göttingen befindet
Der größte Nachteil der bisher entwickelten Telegrafenapparaturen lag
darin, daß man als Nachricht nichts Dauerhaftes erhielt, sondern ange¬
wiesen war auf die Zuverlässigkeit und Geschicklichkeit des Aufneh¬
menden. Darin ist wohl auch der Grund zu sehen, warum weder die
Nadel- noch die Zeigertelegrafen in größerem Umfang eingeführt wurden.
Erst als 1835 von dom amerikanischen Maler und Erfinder Samuel Morse
(1791 bis 1872) der erste brauchbare Schreibtelegraf und das aus Strichen
(langen Stromimpulsen) und Punkten (kurzen Stromimpulsen) be¬
stehende Morse-Alphabct erfunden wurden, konnte die elektromagneti¬
sche Telegrafie ihren Siegeszug um die Welt antreten. Darüber mehr in
unserem nächsten Jahrbuch.
23
Spezialbetrieb für Klimaprüfschränke
Anwendung in Wissenschaft
und Industrie
Spezialbetrieb für Feuchtemeßtechnik
Anwendung in Wissenschaft, Industrie,
Landwirtschaft und Handel
• Feuchtemessung an Feststoffen
• Feuchtemessung in Gasen
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Dieser Mann
war der Funker Lenins
Erwin Beider berichtet
von einer
interessanten Begegnung
Ich begegnete ihm zum ersten Mal in seiner Heimatstadt Leningrad, als er
nach 40jähriger Tätigkeit in der Arktis zurückgekehrt war. Er hatte dort
als Fachmann viele Funkstationen aufgebaut und zum Teil geleitet, ein
Pionier der Erschließung des sowjetischen Hohen Nordens. Als ich mich
als Journalist vorstelle, will er mir von seinen Abenteuern in der Arktis
berichten, das erscheint ihm im ersten Augenblick naheliegender. Doch
dann sprechen wir von einem Erlebnis, das 50 Jahre zurückliegt.
„Das war so“, erinnert sich Doshdikow: „Ich diente im Oktober 1917 in
der Funkstation von Zarskoje Selo bei Petersburg (heute Puschkin bei
Leningrad); es war die einzige Großfunkstation des russischen Heeres,
die nicht nur mit allen unseren Armeestäben, sondern auch mit den Haupt¬
quartieren der damals verbündeten Mächte im Krieg gegen Deutschland,
wie Frankreich, England, Italien und sogar Amerika, Verbindung hatte.
Nach dem Sturz der Zarenregierung führte der Generalstab des russischen
Heeres die Befehle der zeitweiligen bürgerlichen Regierung unter Kerenski
aus. Unsere Funkstation wiederum unterstand direkt dem Hauptquartier.“
„Unsere Großfunkstation war, wie man damals sagte, ein sogenannter
Intelligenztruppenteil. Für diese Arbeit suchte man die besten, ausge¬
bildeten Mechaniker und selbstverständlich schreib- und lesekundige
sowie sprachkundige Menschen aus. Obwohl wir weit außerhalb der Stadt
lagen, drangen doch die Gerüchte von den Zusammenstößen zwischen
der bürgerlichen Regierung und den Bolschewiki in wenigen Stunden zu
uns. Die meisten der Soldaten und auch viele Offiziere der mittleren Lauf¬
bahn sympathisierten mit den Bolschewiki. Trotzdem wurden nach wie
vor die Befehle des Generalstabs durchgeführt, und auch die Meldungen,
die von den Hauptquartieren der verbündeten Armeen und unseren Armee¬
stäben kamen, lieferten wir im Generalstab ab, der sich gegenüber dem
Winterpalais — dem Sitz der bürgerlichen Regierung — befand. Es be¬
stand schon lange eine bolschewistische Gruppe unter Leitung des Sol¬
daten Tuslin. Auch ich gehörte dieser Gruppe an. Wir organisierten Ver¬
sammlungen, und unter unserem Einfluß gründeten die 160 Angehörigen
der Funkstation einen Soldatenrat.
25
In der Hauptstadt spitzt sieh inzwischen die Situation zu. Die deutschen
Kaisertruppen nehmen am 21. August 1917 die Stadt Riga. Wir erfahren
zuerst davon. Das Oberkommando funkt: ,Unter dem Druck der über¬
legenen feindlichen Kräfte mußte die Stadt dem Gegner überlassen wer¬
den.“ Das ist eine niederschmetternde Nachricht. Bald stellt sich heraus,
daß General Kornilow die Stadt Riga einfach geräumt hat. Er marschiert
auf Petersburg, ,um die Revolution zu ersticken“. Hinter Kornilow mar¬
schieren unangefochten die deutschen Kaisertruppen. Die bürgerliche
Regierung trifft keinerlei Abwehrmaßnahmen. Nur die Partei der Bol-
schewiki organisiert ihre Roten Garden zum Abwehrkampf. Wir sitzen in
der Hauptfunkstation — dem Ohr des Heeres —, und regelmäßig schickt
unsere Parteigruppe einen Verbindungsmann in die Stadt, um zu erfahren,
wie wir uns verhalten sollen.
An den Punksprüchen, die wir aufgeben müssen, merken wir, daß die
bürgerliche Regierung bestrebt ist, ihr ergebene Truppen von der Pront
nach Petersburg zu rufen. Schüler der Offiziersschulen, Kosakentruppen¬
teile und sogar Studenten und Gymnasiasten aus den Regierungsinterna¬
ten werden in die nahe dem Winterpalast gelegenen Straßen- und Häuser¬
viertel beordert. Am 23. Oktober bekommt unsere Funkstation einen
Aufruf Kerenskis, einen Hilfeschrei, die zeitweilige Regierung unter allen
"Umständen zu unterstützen und ihr zu Hilfe zu eilen. Der Aufruf ver¬
weist auf die bolschewistische Gefahr, die Rußland mit Hunger und Elend
bedrohe.“
Doshdikow denkt einen Moment nach, und ihm fällt sogar der Name des
Funkers ein, der diesen Aufruf Kerenskis über den Sender gab: „Der
Punker Alexander Tschibisow gibt diesen Aufruf durch. Ich löse ihn vor¬
zeitig ab und funke von mir aus folgende Botschaft in den Äther: ,An
alle — an alle! Genossen Werktätige! — Kerenski betrügt euch, glaubt
ihm nicht, nehmt die Macht in eure Hände! Alle Macht den Sowjets!““
Am 26. Oktober 1917 fährt Doshdikow mit einem Paket Funktelegram¬
men zum Smolny.
Dort hatte der Stab der Bolschewiki unter der Leitung von Lenin seinen
Sitz. Man verfügte zu diesem Zeitpunkt nur über die kleine Sendestation
auf dem Panzerkreuzer „Aurora““ und einige kleinere Funkgeräte von ört¬
licher Reichweite. Man kann sich also vorstellen, wie groß das Erstaunen
im Stab der Revolution gewesen sein mußte, als diese Funkstation die
Durchsage Nikolai Doshdikows aufnahm.
Und nun schildert Nikolai Doshdikow, wie er am Tage, der der erste Tag
der Oktoberrevolution war, mit dem Mantel eines Fähnrichs und einem
französischen Stahlhelm auf dem Kopf mit dem Vorortzug nach Peters¬
burg fuhr, während konterrevolutionäre Truppenteile auf die Stadt zu¬
marschieren. „Mit der Straßenbahn komme ich bis zum Smolny. Hier
wimmelt es von Bewaffneten. Leute gehen in das Gebäude und eilen wieder
heraus. Autos kommen an und fahren wieder ab. Fast alle haben sich rote
26
Armbänder oder Mützenbänder angelegt. In den Händen halten sie Ge¬
wehre. Vom Gürtel baumeln Revolver, Säbel, Dolche und Handgranaten.
Die Matrosen haben Maschinengewehrgurte kreuzweise über die Brust
gewickelt. Einige MG stehen an den Eingängen. Es herrscht ungewöhn¬
licher Lärm.
Man läßt mich ohne Beanstandung durch.
Nach wiederholtem Fragen komme ich in die dritte Etage. Hier ist es
ruhiger.
Wieder frage ich nach Lenin und bekomme endlich eine genaue Antwort:
,Zimmer 38.‘ Ich finde das Zimmer, aber an der Tür stehen zwei bewaff¬
nete Arbeiter. ,Ist hier Lenin? 1 frage ich. — .Was willst du? 1 — ,Ich muß
ihn in einer besonders wichtigen Sache sprechen. 1 — .Hier gibt es keine
besonders wichtigen Sachen, hier sind alle Sachen wichtig. 1 — ,Ioh habe
aber ein Paket mit wichtigen Papieren. 1 — ,Hör mal, weißt du eigentlich,
was los ist? Glaubst du vielleicht, Genosse Lenin hat Zeit, jetzt deine
wichtigen Papiere zu lesen? 1 — ,Ieh weiß, was los ist. Gerade deshalb bin
ich gekommen. 1 — ,Na, dann gib doch deine Papiere irgend jemand. 1 —
.Solche Dinge gibt man nicht irgend jemand, diese Papiere muß ich Lenin
geben. 1 — ,Sag mal, wer bist du denn eigentlich, woher kommst du? 1 —
.Das hättest du gleich fragen sollen. Ich komme von der Großfunkstation
und bringe wichtige Funksprüche. 1 — ,Ieli weiß nicht, du siehst mir wie
ein Offizier aus. 1 — .Wenn du mich nach dem Bart beurteilst, dann könnte
ich auch ein General sein. 1 — ,Generale gibt’s nicht mehr, die sitzen. 1
Wütend reiße ich mein Paket auf und zeige dem Posten die Funksprüche.
.Streng geheim. 1 ,Nur für Armeestäbe. 1 .Vertraulich.'
Beide Rotgardisten blicken auf die Funksprüche und sagen zugleich und
in einem Tonfall: ,Geh durch. 1
Nicht ohne Aufregung öffne ich die Tür und betrete das Zimmer. Im Sessel
sitzt Lenin. Ich erkenne ihn sofort nach den Bildern, obwohl ich ihn noch
nicht gesehen habe. Ohne Unterlaß wendet er sich an die Umstehenden,
mal an den einen, mal an den anderen. Er fragt, antwortet, gibt Befehle
und einigen reicht er handgeschriebene Notizen. Ich stehe unbeachtet
zwei Schritte vom Tisch.
Nach einer Weile gehe ich etwas dichter zum Tisch. Lenin schaut mich
mit rot entzündeten Augen an. .Was haben Sie, Genosse? 1 — ,Ich bringe
Funktelegramme ans dem Ausland. Nachrichten von der Front. 1 —.Woher? 1
— .Von der Funkstation Zarskoje Selo. 1 — .Sagen Sie mal, wer hat vor
zwei Tagen von dieser Radiostation für uns agitiert? Wer hat diesen Funk¬
spruch abgeschickt? 1
Ich bin verwundert, woher Lenin das weiß, und sage ihm, daß ich es für
richtig hielt, nach diesem Aufruf Kerenskis meinen Funksprnch zu senden.
,Als was arbeiten Sie? 1 — Ich gebe Auskunft.
,Sie haben eine gute, notwendige Sache gemacht. Ich danke Ihnen für
diesen ersten Funkspruch der Sowjetmacht. Das war sehr gut. Ich danke
27
Ihnen nochmals.“ Und Lenin reicht mir über den Tisch seine Hand. Mein
Paket wird geöffnet. Lenin liest in den Funksprüchen und ruft zwischen¬
durch aus: ,Sehr interessant! Bekommen Sie viele solcher Funksprüche?
Berichten Sie, aber kurz, ganz kurz von der Arbeit Ihrer Funkstation.“
Ich berichte, daß wir Nachrichten aus Paris und Lyon, aus England,
Italien und aus Afrika empfangen sowie daß wir Nachrichten der feind¬
lichen Stationen Deutschlands und Österreich-Ungarns aufnehmen. —
,Wird aus allen Sprachen übersetzt?“ — ,Ja, es wird übersetzt und, soweit
möglich, auch dechiffriert.“ — ,Und wer nimmt Ihre Funksprüche entgegen?“
— ,Wen es interessiert. Unsere Funkstation hat einen Senderadius von
8000 Kilometern.“ — .Ausgezeichnet“, sagt Lenin. .Arbeiten Sie so weiter.
Und dieses hier senden Sie nach Ihrer Rückkehr sofort über Ihre Station.“
Er reicht mir vom Tisch ein mit Schreibmaschine beschriebenes Blatt:
,An die Bürger Rußlands“. Dann gibt er mir noch einige Anweisungen:
.Alle Nachrichten aus dem Ausland bringen Sie täglich hierher. Die Nach¬
richten, die Sie von uns bekommen und funken, bezeichnen Sie als Regie¬
rungsnachricht.“ So, wie er vorher mit den Matrosen gesprochen hat, so,
wie er den letzten Satz betont, ist mir klar, daß ich einen Befehl bekommen
habe, daß hier ein Mensch sitzt, der fest an die neue Macht glaubt, deren
Führer er ist. Ein Mensch, der keine Zeit verliert, alles, was für die Sache
notwendig und wichtig ist, durchzuführen. .Sie können gehen!“
Am nächsten Tag, als ich mit meinem Paket im Smolny ankomme, reicht
mir Lenin zwei mit der Schreibmaschine geschriebene Bogen. Zwei Ge¬
setze : Das Gesetz über den Frieden und das Gesetz über den Boden.,Sofort
und einige Male am Tag funken Sie diese Gesetze!“ Vier Monate arbeitet
Doshdikow als persönlicher Funker Lenins. Er bleibt Kurier zwischen der
Großfunkstation und dem Smolny. „Es war sehr kalt an einem Tag“,
erinnert sich Doshdikow. „Lenin öffnet mein Paket, ich will helfen, aber
meine Hände sind immer noch klamm. ,Was ist denn passiert“, fragt
Lenin und schaut auf meine Hände, die unter dem Einfluß der Zimmer¬
temperatur teils rot werden, teils weiß bleiben. ,Ich habe meine Hand¬
schuhe verloren.“ Doshdikow sieht mich an, ich sehe, er überlegt, ob heute
jemand ermessen kann, was es bedeutete, im Jahre 1917 in Petersburg seine
Handschuhe zu verlieren.
„Lenin geht zum Garderobenständer, greift in seine Manteltasche und
reicht mir seine pelzgefütterten Handschuhe. .Hier nehmen Sie, im Arbeits¬
zimmer brauche ich sie nicht und im Auto auch nicht.““
Doshdikow streicht über seine Hände. Natürlich, heute hätte er sie gern
als Andenken, diese Handschuhe, aber damals hatte er sie bis zum April
1918 getragen und dann seiner Mutter geschenkt, als er ins Dorf fuhr, sie
zu besuchen.
1918, als die Sowjetregierung schon in Moskau, im Kreml arbeitete, traf
Doshdikow noch einmal mit Lenin zusammen. Es ging um das weitere
Schicksal der Großfunkstation. In dieser Zeit schien der Frieden her-
28
gestellt, die aus der Revolution geborene Rote Armee hatte die deutschen
Kaisertruppen bei Narwa geschlagen, die Konterrevolution wagte noch
nicht, ihr Haupt zu erheben, die Interventen rüsteten erst heimlich zum
Überfall auf den ersten Arbeiter-und-Bauern-Staat. Die Großfunkstation
wurde der Post unterstellt.
,,Und was werden Sie tun“, fragte Lenin seinen Funker. — „Ich gehe in
die Arktis“, antwortete Doshdikow. — „Das ist eine gute und nützliche
Sache, ich wünsche Ihnen Erfolg in Ihrer Arbeit“, sagte Lenin. Das war
Doshdikows letzte Begegnung mit ihm.
Mehr aus dieser Zeit erfahren Sie aus dem Buch Bis zum Stillen Ozean von
Erwin Bekier, erschienen im Deutschen Militäverlag.
Die USA sagen zwar, Europa hat nichts mit dem Vietnam-Krieg zu tun; in den
, July 11, 66, las man es anders . . .
Wir zitieren:, ,Pentagon zeigt Militärexportkaufleuten, wie sie zum Erfolg kommen. —
Das Verteidigungsdepartement startet ein intensives Informationsprogramm, um
noch mehr Gesellschaften dafür zu interessieren, in ein Exportverkaufsprogramm ein¬
zusteigen, und um die bereits daran teilhabenden Gesellschaften zu größeren Anstren¬
gungen anzuspornen. Dazu gehören Großbritannien, Westdeutschland,
Italien, Japan und Australien
29
Ing. Klaus K. Streng
UKW-Tuner
mit Transistoren
UKW-Tuner waren vor einigen Jahren noch die röhrenbestückten Bau¬
steine. Von Westeuropa, Japan und der Sowjetunion ausgehend, hielt
auch hier der Transistor Einzug, nachdem er zuvor eine ausreichend hohe
Grenzfrequenz erreicht hatte. In früheren Jahren waren Bedenken laut
geworden wegen des angeblich zu großen Rauschfaktors der Halbleiter¬
verstärkerelemente. Doch diese Bedenken verstummten bald angesichts
überzeugender Resultate:
Ein UKW-Tuner für das Band II (UKW-Hörrundfunkbereich) erreicht
heute Rauschzahlen unter 4 bis 6 dB, Werte also, die der röhrenbestückte
UKW-Tuner nie mit konventionellen Röhren in der Serienfertigung
brachte.
Heute ist der transistorbestückte UKW-Tuner nicht nur im Kofferemp¬
fänger zu finden. Jenseits unserer Grenzen gibt es ihn schon in röhren¬
bestückten Heimrundfunkgeräten, eben wegen seines geringen Rauschens.
Aus dem Jahre 1962 stammt die Schaltung des transistorisierten UKW-
Tuners im sowjetischen Rundfunkempfänger Ausma (Bild I). Einer Vor¬
stufe in Basisschaltung folgt eine selbstschwingende Mischstufe, ebenfalls
in Basisschaltung. Der UKW-Tuner ist mit dem sowjetischen Koaxial¬
transistor 77 411 bestückt. Sein Ersatz durch unseren GF132 (Vorstufe)
und GF 131 (Mischstufe) ist möglich. Störend für den Nachbau durch den
30
Amateur wirkt vor allem das Zweigang-Variometer für die induktive Ab¬
stimmung. Dieses gewährleistet zwar ein günstiges L/C-Verhältnis und folg¬
lich große Resonanzwiderstände der Schwingkreise, ist jedoch mechanisch
schwer aufzubauen, besonders wenn der Gleichlauf stimmen soll. Man
kann das Variometer vorteilhaft durch einen Zweigang-UKW-Drehkon-
densator (etwa 2x2 bis 12 pF) ersetzen. Allerdings müssen auch die
Spulen andere Windungszahlen als im Originalgerät erhalten, wenn der bei
uns gebräuchliche UKW-Hörrundfunkbereich (87,5 bis 100 MHz) emp¬
fangen werden soll. Der Originaltuner ist für den OIRT-UKW-Hörrund-
funkbereich (66 bis 73 MHz) vorgesehen. Für den CCIR-Bereich sind fol¬
gende Spulendaten zu empfehlen:
Antennenübertrager — primär 4 Wdg., sekundär 5 Wdg.,
Spule im Kollektorkreis der Vorstufe — 2,5 Wdg.,
Spule im Emitterkreis der Mischstufe — 3,5 Wdg.,
Oszillatorspule — 2,5 Wdg.
Parallel zu dem Oszillatorkreis ist, wie parallel zum Zwischenkreis, je ein
20-pF-Kondensator vorzusehen. Die Spulen sind aus 0,6- bis 0,8-mm-Cu-
Draht freitragend oder auf einen verlustarmen Spulenkörper mit 6 mm
Durchmesser zu wickeln. Der ZF-Ausgangsübertrager richtet sich weit¬
gehend nach dem Eingang des anschließenden ZF-Verstärkers.
Tuner mit automatischer Scharfabstimmuny
Da UKW-Hörrundfunkempfang der Qualitäts-Rundfunkempfang für
Musikliebhaber ist, findet man den UKW-Tuner oft mit automatischer
Scharfabstimmung versehen, ähnlich wie wir sie im Großsuper Antonio
vom VEB Goldpfeil Hartmannsdorf (hier allerdings im röhrenbestückten
Tuner) finden. Denn der Rundfunkhörer stimmt beim Sendereinstellen
nicht exakt auf Bandmitte ab bzw. stimmt seinen Empfänger im Betrieb
kaum einmal nach.
Bild 2 zeigt die Schaltung eines UKW-Tuners aus einem Industriegerät
von Graetz. Die Schaltung ist mit geringen Änderungen heute in vielen
industrialisierten Staaten zu finden.
Die Antennenspannung gelangt an den Emitter von TI, der in Basis¬
schaltung arbeitet. Der aperiodische Eingangskreis ist auf Grund des
niederohmigen Transistoreingangs (etwa 60 Q.) zulässig. Die Stufe hat
eine sorgfältige Temperaturkompensation. Von den 9 V Batteriespannung
fallen immerhin etwa 3 V, d. h. ein Drittel, am Emitterwiderstand ab.
Im Kollektorkreis des Vorstufentransistors liegt der erste abgestimmte
Schwingkreis. Die Abstimmung erfolgt durch einen üblichen Zweigang-
UKW-Schmetterlingsdrehkondensator. Die Ankopplung an die selbst¬
schwingende Mischstufe T2 geschieht mit einem 4-pF-Kondensator.
31
Bild 2 Tuner mit automatischer Scharfabstimmung durch Realetanztransistor (Graetz)
(Der Widerstand 15 ko an der Basis von T3 muß richtig lauten 150 \eCij
Die Spule im Emitterkreis ist etwa auf 94,5 MHz (Bandmitte) mit den
Schalt- und Transistorkapazitäten abgestimmt. An dem Kollektor ist
über einen Kondensator von 50 pF der frequenzbestimmende Schwing¬
kreis des Oszillators angeschlossen. Parallel zu ihm findet man — über einen
6-pF-Kondensator angekoppelt — die automatische Scharfabstimmung in
Form einer nicht alltäglichen Lösung.
Die Abstimmung erfolgt durch einen „Reaktanztransistor“ — das Pendant
zur Reaktanzröhre. Die Basis des Transistors T 3 erhält außer der Vorspan¬
nung über 150 kfl zum Kollektor und 18 kQ zum Pluspol der Batterie
eine abstimmungsabhängige Gleichspannung vom Verhältnisgleichrichter
zugeführt. Mit dieser Gleichspannung ändert sich u.a. die Kapazität der
Sperrschicht Kollektor—Basis von T3. Da diese Sperrschichtkapazität
dem frequenzbestimmenden Oszillatorkreis parallelliegt, beeinflußt sie
die Abstimmung des Empfängers und zieht sie — richtige Polung der ab¬
stimmungsabhängigen Gleichspannung vorausgesetzt — wieder auf den
richtigen Wert, d. h. auf den Nulldurchgang der Spannung.
Diese Schaltung ist darum bemerkenswert, weil sie den Amateur, der bis
jetzt noch vor den Kosten (und den oft nicht unerheblichen Beschaf¬
fungsschwierigkeiten) für eine Reaktanzdiode wie etwa der OA 910 bzw.
SAZ 12 zurückschreckte, finanziell entlastet. Er hat hier eine originelle
und preiswerte Möglichkeit zur Realisierung einer automatischen Scharf¬
abstimmung. Die Originalschaltung ist mit den japanischen Transistoren
2SA235A für TI, 2SA235C für T2 und 2SA75B für T3 bestückt. Fol¬
gender Ersatz durch HWF-Transistoren ist möglich:
Für TI GF132, für T2 GF131 und für T3 irgendein NF-Vorstufentran-
sistor. Die Grenzfrequenz bei diesem Typ spielt eine völlig untergeordnete
Rolle, denn der Transistor verstärkt ja keine HF-Spannung.
32
Absttmmspannung\
Die bisher gezeigten UKW-Tuner hatten — wie dies auch bei röhrenbe¬
stückten UKW-Tunern üblieh — eine Vorstufe vor der Mischstufe. Arbei¬
tet man aber statt dessen mit 2 Vorstufen, so steigt die Empfindlichkeit:
2 bis 2,6 kT 0 sind durchaus zu erreichen. In Bild 3 ist ein derartiger Indu¬
strietuner von Grundig zu sehen. Einer Vorstufe TI mit dem Transistor
AF139 in Basisschaltung (f T = S50MHz) folgt eine zweite Vorstufe mit
dem AF178, ebenfalls in Basisschaltung. Eine vorgespannte Diode OA90
liegt dem Schwingkreis am Kollektor der ersten Vorstufe parallel, große
HF-Spannungen (etwa in immittelbarer Sendernähe) übersteigen die
Vorspannung, die Diode wird leitend und dämpft den Schwingkreis; die
folgenden Stufen sind vor Übersteuerung geschützt. Der Schwingkreis
am Kollektor der zweiten Vorstufe T2 ist angezapft. Es folgt die Misch¬
stufe T3 — beide mit AF178. Die Mischstufe arbeitet in Emitterschaltung,
d.h., sowohl die Spannung des Fremdoszillators T4 (ebenfalls ein AF 178)
als auch die verstärkte Eingangsspannung werden jeweils über kleine
Kapazitäten der Basis zugeführt. Parallel zum Oszillatorkreis liegt eine
Kapazitätsdiode BA121, die durch eine Zenerdiode Z4 ständig in Sperrich¬
tung vorgespannt ist.
Dieser Vorspannung überlagert sich wieder die abstimmungsabhängige
Gleichspannung aus dem Verhältnisgleichrichter. Da diese stets kleiner
als die Vorspannung ist, bleibt die Sperrichtung für die Kapazitätsdiode
erhalten, eine Bedingung für ihr Funktionieren. Nicht gezeigt in Bild 3
wird die Begrenzung der Abstimmung mit 2 antiparallel geschalteten Dio¬
den, die den Haltebereich einengt. Diese sehr nützliche Verbesserung ist
für das prinzipielle Funktionieren der Tunerschaltung unwichtig. Hier
kam es darauf an, eine derartige Industricschaltung mit 2 Vorstufen zu
zeigen — sie sind noch „dünn gesät“.
Vor einigen Jahren drang die elektronische Abstimmung auch bis zum
UKW-Tuner vor, und zahlreich sind die Amateure, die diese Neuerung
einmal selbst aufbauen und damit experimentieren möchten. Bild 4 zeigt
eine einfache Schaltung für einen UKW-Tuner mit 2 Transistoren und
vollelektronischer Abstimmung. Wie man aus dem Bild sieht, liegen dem
Zwischenkreis und dem Oszillatorkreis je eine Kapazitätsdiode an Stelle
eines Drehkondensators parallel. Eine variierbare Gleichspannung ver¬
ändert die Sperrschichtkapazitäten der Dioden und stimmt auf diese
Weise den UKW-Tuner ab. Diese veränderbare Gleichspannung kann
durch ein Potentiometer erzeugt werden, das räumlich getrennt vom
Tuner angeordnet ist. Die elektronische Abstimmung bietet deshalb aus¬
gezeichnete Voraussetzungen für eine Fernbedienung.
Nun einige technische Einzelheiten für den am Nachbau interessierten Ama¬
teur. Wie aus Bild 4 ersichtlich, sind nicht, wie früher angenommen, 2
gegenpolig in Reihe geschaltete Dioden für jeden Schwingkreis erforder¬
lich. Das Kapazitätsverhältnis der Dioden soll etwa 1 :2 betragen,. die
Diodenvorspannung darf andererseits nicht unter etwa —2 V sinken, da
34
4 ?
Bild 4 Tuner mit elektronischer Abstimmung durch Kapazitätsdioden
sonst der Verlustwiderstand der Diode den Schwingkreis zu stark be¬
dampft. Mit einer Spannungsänderung von —2 V bis —10 V wird bei der
Diode OA910 das geforderte Kapazitätsvariationsverhältnis annähernd
erreicht. Schließlich kann an Punkt AFC wieder die Nachstimmspannung
aus dem Verhältnisgleichrichter angeschlossen werden. Die Oszillator-
abstimmdiode besorgt dann auch noch die automatische Scharfabstim¬
mung. Soll keine automatische Scharfabstimmung erfolgen, so ist
Punkt AFC an Masse zu legen.
Besonders interessant wäre, wenn ein versierter Amateur an Stelle der
aufwendigen OA 910 die gleichfalls prinzipiell geeigneten Siliziumzener¬
dioden verwenden würde. Man könnte außerdem. .. aber dies soll den
nimmermüden HF-Amateuren überlassen bleiben. Ein Wort zur War¬
nung der Anfänger in der edlen Kunst des HF-Amateurwesens sei aller¬
dings auch gesagt: Der Aufbau eines UKW-Tuners mit elektronischer
Abstimmung ist nicht so einfach, wie es im ersten Moment aussieht!
Besonders der Gleichlauf von Zwischen- und Oszillatorkreis bedingt lang¬
wierige Abgleicharbeiten.
An Hand einiger ausgesuchter Tunerschaltungen wurde gezeigt, wie sich
dieser Bauteil unter dem Einfluß der Transistorisierung entwickelt. Er
ist heute nicht nur seinem Vorgänger — dem röhrenbestückten UKW-
Tuner — in bezug auf Bauscharmut und Empfindlichkeit überlegen, son¬
dern erlaubt auch nichtkonventionelle Schaltungen zur automatischen
Scharfabstimmung oder eine elektronische Abstimmung, die darüber
hinaus ausgezeichnete Voraussetzungen für eine Fernbedienung der Ab¬
stimmung bietet.
Dem ernsthaften UKW-Amateur sind auf diesem Gebiet noch viele Mög¬
lichkeiten offen, denn längst nicht alles wurde bisher ausgenutzt. Aller¬
dings setzt das Experimentieren auf diesem Gebiet einige Erfahrungen
und auch Meßgeräte voraus.
3 *
35
Oberingenieur Gerhard Wie-sner
Robotron 300
Viel Allgemeines ist schon in Tageszeitungen darüber berichtet worden.
Wir wollen nun unseren Lesern einen kleinen technischen Einblick in diese
von der internationalen Fachwelt anerkannte DDR-Entwicklung geben,
denn die derzeitige schnell vorangehende Entwicklung auf dem Gebiet
der elektronischen Datenverarbeitung erfordert, daß sich immer mehr
Menschen mit diesem wichtigen Problem vertraut machen. Ständig erhöht
sich die Bedeutung der Datenverarbeitung bei der Verwirklichung der
technischen Revolution.
Aus der Anwendung der bereits 1918 geschaffenen Hollerith-Lochkarten¬
maschinen in der Betriebsstatistik wurden elektronische Gerätesysteme
Bild 1 Die Datenverarbeitungsanlage R 300 im Testraum
36
entwickelt, die in Verbindung mit den Datenfernübertragungsanlagen
zum integrierten Leistungs- und Informationssystem (ILIS) führen. Die
weitgehende Benutzung einer gemeinsamen vereinheitlichten Datenbasis,
die kombinierte Verarbeitung und das Speichern von Daten, die Verbes¬
serung der wissenschaftlichen Leitungstätigkeit und vieles mehr ermög¬
lichen auch kleineren Betrieben, die Vorteile einer Datenverarbeitungs¬
anlage zu nutzen.
Der prinzipielle Aufbau eines Rechenautomaten
Durch die Eingabeeinheit gelangen die Daten und Befehle in den Speicher.
Die Ausgabeeinheit liefert die Resultate. Sie sind die Verbindung zur
Außenwelt und werden meist als periphere Geräte bezeichnet.
Die Speicher (interne und externe) halten die Daten griffbereit und stellen
diese dem datenverarbeitenden System in Mikrosekunden zur Verfügung.
Gemäß Programm verarbeitet, ausgelöst durch das Steuersystem, das
Rechenwerk die Daten und stellt die Ergebnisse der Ausgabeeinheit zur
Verfügung, oder sie werden bis zur weiteren Verwendung gespeichert.
Eine Anlage zeichnet sich heute nicht allein durch ihre besonders hohe
Rechengeschwindigkeit oder durch ihre geringe Zugriffszeit aus, sondern
vor allem durch das komplexe Gerätesystem, d.h. durch die Möglichkeit
der Variation der peripheren Geräte.
Bild 2 Prinzipaufbau der Datenverarbeitungsanlage R 300
Das Gerätesystem
Bei der Konzipierung der Robotron 300 ging man vor allem von dem Stand¬
punkt der Datenverarbeitung mit mittlerer Größe und Geschwindigkeit
als System mit einer universellen fortschrittlichen Anwendbarkeit aus
37
Zusatzspeicher Steuergerät Magnetbandspeichergeräts
L.
I
Stromversor- Haupt- Steuer- Rechen- Kechenwerkenämuiiq
gungsschrank Speicher werk werk
1
1_
•
•
•
*
n
IT
_i
I i
O
£
Zentral-
Einheit
L-J i—
I_
Maschinentisch mit
Lochstreifenstanzer
Lochstreifenleser
Schreibmaschine
Bedientisch
"1
LJ
yv
Lesepuffer und Lesestanzeinheit Druckpuffer Paralleldrucker
Stanzpuffer
Bild 3 Das Gerätesystem
(Bild 3). Da in der nächsten Zeit ein besonderer Schwerpunkt die Vorberei¬
tung für den Einsatz dieser Anlagen darstellt, müssen bestimmte Kennt¬
nisse der technischen und organisatorischen Möglichkeiten vorhanden
sein. Deshalb soll ein Überblick über die technische Gerätekonzeption
gegeben werden.
38
Die Anlage ist nach dem bewährten Baukastensystem aufgebaut. Sie be¬
steht aus 2 unterschiedlich lieferbaren Zentraleinheiten mit Bedientisch,
aus den in 2 Größen lieferbaren Arbeitsspeichern und den externen Geräten.
Dazu gehören die Magnetbandgeräte, die Lochkartenlese-Stanzeinheit,
das Paralleldruckwerk, der Lochstreifenleser, der Lochstreifenstanzer
und die Schreibmaschine. Die Anschlußmöglichkeit zur Datenfernüber¬
tragung und für eine Prozeßsteuerung ist vorhanden.
Die Anlage arbeitet volltransistorisiert. Sie hat eine speicherprogrammierte
Zentraleinheit.
Für die digitalarbeitende Anlage benutzt man den alphanumerischen 1 *)
8-bit-Kode, wobei für die Darstellung der Buchstaben, Ziffern und Zei¬
chen die Kanäle 1— 2 — 4 — 8 — u — v verwendet werden, der p-ICanal
zur Kontrolle des Datentransports, der w-Kanal für die Wortendmarkie¬
rung.
Die Verarbeitung der Daten erfolgt serienparallel. Bei der Konstruktion
wurde der servicegerechte Aufbau besonders berücksichtigt. Der hohe
Standardisierungsgrad des Baukastensystems wirkt sich vorteilhaft auch
hinsichtlich der Ersatzteilhaltung aus. Die Gestellverdrahtung ist als
Wirewrap-Verbindung aufgebaut (Bild 4). Auf übersichtlich fixierte Me߬
punkte wurde besonderer Wert gelegt. Außer einer Prüfung der Ein- und
*) 1 bis * siehe Begriffseriäuterungen auf S.45.
Bild 4 Die Rückverdrahlung in Form der Wickeltechnik
Ausgabedaten sind die Netzwerke durch selbständige Paritätskontrollen
abgesichert. Ein Anzeigesystem lokalisiert die Fehlerquelle.
Über die vorhandenen Kanäle kann ein Anschluß der verschiedensten
peripheren Geräte erfolgen. Es ist die parallele Verarbeitung von 2 unab¬
hängigen Programmen durch die Vorrangsteuerung möglich.
Die Zentraleinheit
Die Zentraleinheit (Bild 5) stellt das Kernstück der elektronischen Daten¬
verarbeitungsanlage Robotron 300 dar. Sie führt alle Steuer- und Rechen¬
vorgänge durch, die für den Ablauf des Programms notwendig sind. Sie
wurde nach dem Einadreßprinzip 2 aufgebaut. Die kleinere Variante ist
für den Einsatz auf ökonomischem und verwaltungstechnischem Gebiet
bestimmt. Die größere Anlage kann durch die Rechenwerkergänzung alle
4 Grundrechenarten mit festem und gleitendem Komma durchführen.
Die Grundrechenarten sind fest verdrahtet. Der interne Ferritkernspei-
cher ist zeichenadressierbar 3 für 10000 oder 40000 alphanumerische
Zeichen. Die Zugriffszeit 4 beträgt ^ 3 Mikrosekunden. Die Aus¬
nutzung der Speicherkapazität erfolgt durch das Prinzip der variablen
Wort länge.
Zum Anschluß der peripheren Geräte stehen je 3 variable Eingabe- und
Ausgabekanäle zur Verfügung sowie 3 feste Ansohlußkanäle für Maschi¬
nentisch, Zusatzspeicher und Magnetbandgeräteeinheit. Die mittlere
Arbeitsgeschwindigkeit ist größer als 5000 Operationen je Sekunde.
Bild 5 Bildliche Darstellung des Gerätesystems R 300
40
Der Bedientisch stellt einen Teil der Zentraleinheit dar und dient zur An¬
zeige des Zustands der Zentraleinheit, der Anzeige des Inhalts der Register
und Zähler sowie der Veränderung des Programmablaufs.
Der Maschinentisch
Der Maschinentisch ist mit Schreibwerk, Lochbandleser und Lochband¬
stanzer zu einer selbständigen Einheit zusammengefaßt. Diese Geräte
dienen hauptsächlich zur Ein- und Ausgabe geringer Datenmengen.
Die Verwendung von Lochstreifen als maschinell lesbarer Datenträger
ist für viele Anwendungsfälle ökonomischer als die Lochkarte. Über
einen variablen Ein- und Ausgabekanal lassen sich weitere gepufferte
Lochstreifengeräte anschließen. Dadurch können Vorzüge der Vorrang¬
steuerung ausgenutzt werden.
Lese-Stanzcinheit
Sie dient zur Verarbeitung von 80stelligen Lochkarten. Der Aufbau wird
bestimmt durch 2 gegenläufige Bahnen. Mit einer Geschwindigkeit von
18000 Karten je Stunde verarbeitet sie die Daten, wobei der zwischen¬
geschaltete Pufferspeicher die unterschiedlichen Arbeitsgeschwindigkeiten
zwischen Lese-Stanzeinheit und Zentraleinheit ausgleicht.
Die Zentraleinheit ist damit nur während des Datentransports belastet.
Zur Kontrolle der gelesenen bzw. gestanzten Daten wird der Informations¬
gehalt von 2 Lochkarten (80stellig) zwischengespeichert.
Das Paralleldruckwerk
Das Paralleldruckwerk ermöglicht, die in der R300 errechneten Resultate
und Einzelwerte auf übersichtlichen Tabellen darzustellen. Dabei hat es
keine Bedeutung, ob es sich um Formulare oder unbedrucktes Papier han¬
delt. Die Herstellung von Original und 2 Durchschlägen ist bei Verwen¬
dung von Spezialpapieren möglich. Die Formulargröße wird durch die
maximal 110 Zeilen bestimmt.
Das Paralleldruckwerk hat 156 Schreibstellen; jede Schreibstelle kann
57 Zeichen drucken. Neben dem programmgesteuerten Papiervorschub ist
ein lochstreifengesteuerter Formularschub möglich.
Magnetbandspeicher
Der Magnetbandspeicher stellt einen externen Speicher dar mit auswechsel¬
baren Informationsträgern (Magnetbändern) großer Kapazität. Er dient
besonders zur Erweiterung der so wichtigen Speicherkapazität.
41
Zum Magnetbandspeichergerät gehört das Steuergerät, in dem die funktio¬
nellen Steuerungen ausgelöst werden. An das Steuergerät lassen sich bis
zu 8 Magnetbandspeichergeräte anschließen. Die Datenübertragung zur
Zentraleinheit erfolgt ungepuffert. Das Magnetband hat eine Speicher¬
kapazität von IO 7 alphanumerischen Zeichen.
Zusatzspeicher
Der Zusatzspeicher gestattet eine wesentliche Erhöhung der frei adressier¬
baren Speichermöglichkeiten. Das Steuergerät für den Zusatzspeicher
übernimmt die Steuerfunktionen für die Speicheraggregate. Es können
bis zu 4 Magnettrommelspeicher angeschlossen werden. Die durchschnitt¬
liche Zugriffszeit beträgt 20 ms.
Stromversorgung
Die Anlage muß mit stabilisierten Spannungen betrieben werden. Diese
stellt der Stromversorgungsschrank bereit. Bei Netzstörungen treten
solche Sicherungsschaltungen ein, daß die in der Zentraleinheit befind¬
lichen Daten erhalten bleiben. Der Leistungsbedarf einer komplett aus¬
gerüsteten Anlage beträgt etwa 3 kW.
Das Organisationssystem
Für die Robotron 300 steht eine umfangreiche Programmbibliothek, auf¬
gebaut nach einem einfachen Operationssystem, zur Verfügung. Das Ope¬
rationssystem sucht auf dem Magnetband das entsprechende Programm
und liest es ein. Auf dem Band befinden sich alle durch den MOPS-Com-
piler 6 hergestellten Programme.
Da Robotron 300 durch seine universelle Einsatzmöglichkeit bereits großes
Interesse erregt hat, geht es jetzt in der gesamten Volkswirtschaft darum,
die Einsatzvorbereitungen durchzuführen. Die internationalen Erfah¬
rungen legen für diesen Abschnitt etwa 3 bis 5 Jahre fest.
Die Vorbereitung vollzieht sich nach den 3 Hauptetappen
— Projektierung,
— Programmierung,
— Organisation der Einführung.
Die Projektierung ist mit einer Vorstudie zu beginnen, bei der vor allen
Dingen von den Aufgaben des Betriebs bzw. Industriezweigs und von der
jeweiligen Perspektive ausgegangen werden muß. Die komplexe maschi¬
nelle Verarbeitung der Informationen ist die Grundrichtung, um zu einem
42
Bild 6 Jungingenieure — die Meister von morgen
integrierten Datenverarbeitungssystem zu kommen. Besonders unsere
jungen Ingenieure finden auf diesem Gebiet einen zukunftssicheren Einsatz
(Bild 6).
Eine laufende Weiterqualifizierung ist jedoch für alle Mitarbeiter erforder¬
lich, da sich die Datenverarbeitung auf allen Gebieten in einem hohen
Tempo weiterentwickelt.
Technische Daten
Zentraleinheit
Taktfrequenz
Speicherart des Hauptspeichers
Speicherkapazität des Haupt¬
speichers
Kapazität des Akkumulators 8 )
Anzahl der Indexregister 7 )
Befehlswortlänge
Zeichen Verarbeitung
Wortverarbeitung
Wortlänge
Anzahl der möglichen Grundbefehle
Zusatzbedingungen je Grundoperation
Adressenrechnung
V orrangprogrammierun g
100 kHz
Ferritkernspeicher
10000 oder 40000 alphanumerische
Zeichen (je nach Ausbau)
120 Zeichen
10
6 Zeichen
8 bit parallel
Zeichen in Serie
variabel
40
40
Indexmodifikation 8 )
1. und 2. Art sowie Adressen¬
substitution 9 ) sind möglich
Vorrangprogrammierung ist möglich
43
Periphere Geräte
Paralleldrucker
Druckgeschwindigkeit
Druckstellen
Zeichen je Druckstelle
Papierbahnen
Formulartransport
Lese- Stanzeinheit
Arbeitsgeschwindigkeit
Stellenkapazität
Stanzprinzip
Abfühlprinzip
Magnetbandspeicher
Zeichenübertragungsfrequenz
mittlere Kapazität bei an¬
genommener Blocklänge von
1000 Zeichen
Blocklücke
Bandgeschwindigkeit
Längen des Magnetbands
Anzahl der Spuren
Informationsdarstellimg
Taktgewinnung
Simultanarbeit mit Ferritkernzusatz¬
speicher ist möglich
Maschinentisch
Eingabegeschwindigkeit
Lochstreifen
Kontrollschreibmaschine
Ausgabegeschwindigkeit
Lochstreifen
Kontrollschreibmaschine
Zusatzspeicher
Speicherkapazität
Erweiterung möglich
18000 Zeilen/li
156
57
2 unabhängig voneinander
auf beiden Bahnen
18000 Karten/h
80 Spalten
zeilenweise (alphanumerisch)
Bürstenabftihlung
33'/ 3 kHz
10 • 10 6 Zeichen
etwa 20 mm
1,52 m/s ± 1 % bei 49 Hz
etwa 750 m
8 Spuren
7 Spuren
Taktspur
20 oder 300 Zeichen/s
max. 10 Zeichen/s
20 Zeichen/s
10 Zeichen/s
10000 Zeichen (alphanumerisch)
je 8 bit
10000 Zeichen Ferritkernspeicher und
1 bis 3 Trommelspeicher mit einer
Kapazität von 10000 Adressen zu je
10 Zeichen
oder 1 bis 4 Trommelspeicher
mit je 10000 Adressen
44
Ilegriffserläuterungen
J ) alphanumerisch
Darunter versteht man, daß nicht nur Zeichen, sondern auch Buchstaben ver¬
arbeitet werden können.
2 ) Einadreßprinzip
Im Befehlswort befindet sich nur eine einzige Adresse, die die Speicherplätze
des zweiten Operanden angibt, während der erste Operand und das spätere
Resultat sich in einem extra Speicher, dem sogenannten Akkumulator, befinden.
3 ) zeichenadressierbar
Jedes Zeichen des 40000-Zeichen-Hauptspeichers kann einzeln aufgerufen
werden, d.li., es sind nicht nur Worte, sondern jedes einzelne Zeichen adressier¬
bar.
4 ) Zugriffszeit
Zeitdifferenz, die zwischen dem Aufrufen eines Zeichens und dem Lesen liegt.
Beispielsweise haben Ferritkernspeicher kurze Zugriffszeiten, während Trom¬
melspeicher sehr große Zugriffszeiten haben.
5 ) MOPS
Dieses Programm ermöglicht ein Arbeiten mit der R 300 in symbolischen Adres¬
sen und Befehlen — erleichtert die Programmarbeit.
6 ) Akkumulator
Dient zur Speicherung des ersten Operanden des Resultats mit einer Speicher¬
kapazität von 120 alphanumerischen Zeichen.
7 ) Indexregister
In der R300 sind 10 Indexregister mit einer Speicherkapazität mit je 4 Zeichen
vorhanden. Diese Indexregister dienen zum Zwischenspeichern von Adressen.
8 ) Indexmodifikation
Eine spezielle Art der Adressenänderung. Adressenänderungen sind beispiels¬
weise bei zyklischen Programmen erforderlich.
ö ) Adressensubstitution
Unter der angegebenen bzw. errechneten Adresse findet man im Hauptspeicher
eine neue Adresse, die zum Aufrufen der Werte dient, die weiterverarbeitet
werden sollen.
45
TRANSFORMATOREN
ÜBERTRAGER
UND
DROSSELN
GUSTAV NEUMANN KG
SPEZIALFABRIK FÜR TRANSFORMATOREN
5903 CREUZBURG/WER RA THÜR. DDR
Tel. Creuzburg 121/122
Auslieferung über den Großhandel • Betrieb mit Staatl. Beteiligung
Dipl.-Phys. H.-J. Fischer
Anwendungsmöglichkeiten
von Fiberoptiken
(Lichtleitern)
Es ist seit langem bekannt, daß ein Glasstab Licht durch interne Vielfaeh-
reflexionen führen kann. Ein Rundfunkempfänger der Vorkriegsproduk¬
tion nützte diesen Effekt für eine geografische Senderanzeige aus. Die
Skala hatte die Form einer Europakarte, und am Orte des eingestellten
Senders leuchtete ein Lichtpunkt auf. Diese einzelnen Lichtpunkte wur¬
den durch ein System von dünnen Glasstäben von der Abstimmechanik
zur Skalen-Landkarte geführt.
Man untersuchte aber damals nicht die Abhängigkeit der Lichtleiter¬
eigenschaften vom Durchmesser des Glasstabs. Die Möglichkeit der Über¬
tragung von Bildern durch Bündel von Glasfasern wurde in den Patenten
von Baird (England) und Hansell (USA) in den Jahren 1926/27 angedeu¬
tet. Die erste praktische Ausführung dieses Konzepts stammt 1930 von
dem Deutschen Lamm. Erst 1950 kam jedoch durch die Technik der opti¬
schen Isolation der Glasfaser eine praktische Technologie zustande. Die
optische Isolation kann durch einen Überzug der Fasern mit einem Mate¬
rial niedrigen Brechungsindexes erfolgen. Die Arbeiten von O’Brien wur¬
den 1954 von der American Optical Company, Southbridge USA, zur indu¬
striellen Verwertung geführt. In der DDR ist der VEB Carl Zeiss mit
Eiberoptiken an die Öffentlichkeit getreten.
Die Fiberoptiken arbeiten nach 2 Grundprinzipien:
— Dünne Fasern aus transparentem Material führen Licht mit gutem
Wirkungsgrad durch Totalreflexion an den Wänden des zylindrischen
Fadens.
— Einzelfasern in einem Bündel leiten Licht unabhängig voneinander
weiter.
Die Prinzipien gelten für Fasern mit einem Überzug aus Glas niedrigen
Brechungsindexes auf einem Kern von Glas mit hohem Brechungsindex.
Man kann Fiberoptiken als „Lichtwellen-Hohlleiter“ ansehen. Sie haben
gute Übertragungseigenschaften im Bereich des sichtbaren Lichtes und
des nahen Infrarots, wie Bild 1 zeigt (Durchlässigkeit als Funktion der
47
Bild 1
Durchlässigkeit
eines Fiberoptikbündels
Wellenlänge). Bei der Ein- und Auskopplung des Lichtes treten noch zu¬
sätzliche Verluste auf: die Fresnel-Reflexionsverluste von insgesamt 10
bis 17 % und die Verluste durch die endliche Packungsdichte des Fiber¬
bündels.
Einzelglasfasern für Lichtübertragung können mit Durchmessern von
2 um bis 1 mm hergestellt werden; die Hauptfaserdurchmesser liegen
zwischen 50 und 100 pm.
Wenn man einige 100000 einzelne Fasern zu einem Bündel geeignet zusam¬
menfaßt, läßt sich ein Fiberscope, d. h. ein flexibles Bildübertragungsgerät
hoher Auflösung, aufbauen. Ein 2 m langes Fiberbündel mit 800000 Ele¬
menten und einer Dichte von 10 6 Elementen/cm 2 hat beispielsweise eino
Auflösung von 34 Linienpaaren/mm.
Der größte z. Z. erreichbare Querschnitt des Bündels ist 1 cm 2 . Das erfordert
bereits eine Schutzumhüllung von 25 mm Durchmesser. Man stellt auch
Fiberplatten her, indem kurze Fibern miteinander verklebt oder verschmol¬
zen werden. Derartige Platten lassen sich als Schirme in Katodenstrahl¬
röhren einsetzen und ergeben auch bei starkem Nebenlicht helle, scharfe
Bild 2
Übertragungseigen¬
schalten von Fiberoptiken
48
Bilder. Man unterscheidet bei den Glasfaserbündeln kohärente und nicht¬
kohärente Bündel. Letztere können nicht zur Bildübertragung benutzt
werden, weil in ihnen die Fasern nicht geordnet sind. Übrigens ergibt sich
daraus eine optische „Verschlüsselungsmethode“, indem man ein kohä¬
rentes Bündel nach einer festgelegten Ordnung umordnet. Dadurch wer¬
den Bildpunkte des Originals an andere Orte eines neuen Bildes über¬
tragen, das nur der zu entziffern vermag, der ein gleich geordnetes Fiber¬
bündel besitzt und damit das verschlüsselte Bild wieder in das Original
zurückverwandeln kann (vgl .Elektronisches Jahrbuch 1965).
Bevor auf einige Anwendungen eingegangen wird, folgen die technischen
Daten eines Lichtleiters in Fiberoptiktechnik, der als repräsentatives Bei¬
spiel für den gegenwärtigen Stand der Technik gelten kann:
Fiberdurchmesser — 20 [xm
Eintrittswinkel zum Bündel — 60°
numerische Apertur —0,5
Brechungsindex des Kernes — 1,62
Brechungsindex des Fibermantels —1,52
Einsatztemperaturbereich - 20 bis +85°C
Spektralbereich — sichtbares Licht und nahes Infrarot
Übertragungskoeffizient — siehe Bild 2
Nun folgen bildlich noch einige Anwendungsbeispiele für nichtkohä¬
rente Lichtleiterbündel. Bild 3 zeigt die Anwendung der Fiberoptik als
„Übertragungsleitung“ für moduliertes Licht. Mit dem Einsatz der Fiber¬
optik werden teure Bündelungs- und Umlenkeinrichtungen für Licht mit
Prismen und Linsen gespart. Man kann derartige Lichtleiter durch Ab¬
schirmkästen führen und damit elektrische Störungen eliminieren, auch
lassen sich große Potentialunterschiede ohne Mühe verarbeiten (z.B.
wenn ein Ende der Übertragungsstrecke auf Hochspannung liegt), da der
Lichtleiter ein perfekter Isolator ist, usw.
4 Elektronisches Jahrbuch 1968
49
Bild 4 Optisches Sicherungssystem ( Verriegelung) mit Lichtleitern
Bild 4 zeigt ein optisches Sicherungssystem gegen das öffnen spannungs¬
führender elektrischer Geräte und Anlagen. Sobald sich eine Tür öffnet,
wird der Lichtleiter unterbrochen, che Fotozelle erhält kein Licht, und
ein Relais schaltet die gesamte Anlage ab. Lichtleitersicherungen sind
zuverlässiger als mechanische Verriegelungen; außerdem kann der Be¬
dienende den Zustand der Anlage optisch erkennen. Bild 5 gibt an, wie
sich mit Faseroptiken die Frontplatten von Geräten verkleinern lassen.
Bild 5 FrontplattenverMeinerung durch Einsatz von Lichtleitern
50
Bild 6 Lichtleiter für ,, geformte “ Anzeige
Anzeigefelder mit Lampen benötigen einen größeren Platz an der Front¬
platte; werden jedoch nur Lichtleiterenden vorn herausgeführt, so kann
man sie enger zusammenrücken und im Geräteinnern die Lichtquellen
dann nach Wahl verteilen.
Bild 6 zeigt den Einsatz der Lichtleiter zur Gewinnung einer „geformten“
Anzeige. Mit einer Lichtquelle läßt sich die ganze Form ausleuchten, und
durch Einbringen eines Farbrads in den Strahlengang können noch Farb-
effekte erzielt werden. Die nächsten beiden Bilder kennzeichnen die Flexi¬
bilität von Fiberoptikbündeln. Bild 7 zeigt, wie man Lichtleiter gemeinsam
Bild 7 Flexibilität der Fiberoptiken-Verlegung im Kabelbaum
4 *
51
Bild 8
Mehr/achausnutzung
einer Lichtquelle
mittels Lichtleiter
mit elektrischen Leitern in Kabelbäumen verlegen und mit einer Licht¬
quelle mehrere Beleuchtungsaufgaben wahrnehmen kann. Die Faseroptiken
können auch mit Steckverbindungen versehen und mit ihren flachen Enden
bündig abschließend hintereinandergeschaltet werden. Natürlich tritt
durch jede Trennstelle ein Lichtverlust auf, weshalb man die Trennung
des Bündels nicht oft durchführen kann. Bild 8 zeigt noch die Mehrfach¬
ausnutzung einer Lichtquelle mittels dreier Lichtleiter.
Aus dem Gesagten ist leicht abzuleiten, daß man mit dieser neuen Art der
Lichtübertragung ein leistungsfähiges Mittel der optischen Konstruktion
besitzt. Große Industrienationen betreiben derartige Forschungen mit
hohem Aufwand, um die Automatisierungstechnik damit zu fördern, im
Rahmen der Militär- und Weltraumtechnik neue Lösungen für aktuelle
Probleme zu finden oder neue wissenschaftliche Meßgeräte bauen zu kön¬
nen. Wenn auch dem Amateur in absehbarer Zeit sicher keine derartigen
Lichtleiter zur Verfügung stehen werden — die komplizierte Herstellungs-
teehnologie bedingt auch einen hohen Preis —, so muß er doch über neue
Wege der modernen Technik informiert werden, denn durch sein aktives
Mitdenken im Beruf ist schon viel Wertvolles entstanden, und der Wissen¬
schaftler kann auf die Hilfe des Amateurs nicht verzichten.
52
Dipl.-Math. Clans Goedecke
Elektronische
Rechenmaschinen
als Übersetzer
Seit der Entwicklung der ersten elektronischen Rechenmaschine Mark I
im Jahre 1944 ist erst ein knappes Vierteljahrhundert vergangen. Aber
dieser Zeitraum wurde geprägt von einem unwahrscheinlichen Entwick¬
lungstempo der elektronischen Datenverarbeitung, die mehr und mehr
zum unentbehrlichen Helfer auf allen Gebieten unseres Lebens wird. Die
Fülle der Anwendungsmöglichkeiten der Rechenautomaten — oder wie
sie allgemeiner bezeichnet werden: der elektronischen Datenverarbei¬
tungsanlagen — ist heute kaum noch zu übersehen. Während sie zunächst nur
dazu benutzt wurden, rein zahlenmäßig Rechnungen aus den verschieden¬
sten Gebieten von Wissenschaft, Technik, später auch Ökonomie schnel¬
ler und sicherer auszuführen, ergaben sieh im Laufe der weiteren Entwick¬
lung Anwendungsbereiche, die mehr oder weniger mit Zahlen überhaupt
nichts mehr zu tun hatten.
Am 7. Januar 1954 versammelten sich in einem Büro der New Yorker
Firma IBM (International Business Machines) viele Menschen zu einem
ungewöhnlichen Schauspiel. Sie wurden Augenzeuge der ersten öffent¬
lichen Demonstration der maschinellen Übersetzung, die auf der elektro¬
nischen Rechenanlage IBM-701 durchgeführt wurde. In den Speicher
der Maschine gab man ein russisch-englisches Wörterbuch und das Pro¬
gramm ein, wobei das Wörterbuch aus 250 Worten bestand und das Pro¬
gramm etwa 2400 Befehle umfaßte. Dann stellte man zur Übersetzung
einen einfachen Text in russischer Sprache zusammen, der aus der Ma¬
schine bekannten Vokabeln bestand.
Der Text wurde im Kode der Anlage auf Lochkarten verschlüsselt, über
die Leseeinheit in den Speicher der Anlage überführt, und unmittelbar
darauf erschien über den Drucker automatisch die englische Übersetzung
des vorgegebenen Textes.
Die zweite Vorführung dieser Art erfolgte Ende 1955 in Moskau auf der
sowjetischen Anlage BESM. Zur automatischen Übersetzung eines Textes
von der englischen in die russische Sprache wurden in die Maschine das
Programm und ein Wörterbuch eingegeben, das aus 952 englischen und
1073 russischen Wörtern bestand, d.h., von den englischen Wörtern hat-
53
ten 121 eine zweifache Bedeutung, was durch einen speziellen Kode am
jeweiligen Wort gekennzeichnet war.
Von mm an begann eine ganze Serie erfolgreicher Versuche zur automa¬
tischen Übersetzung von einer Sprache in eine andere. Diese Versuche er¬
regten in der ganzen Welt beträchtliches Aufsehen und wurden von der
breiten Öffentlichkeit mit großem Interesse verfolgt. Dabei erhob sich
immer wieder die Frage, wie so etwas überhaupt möglich ist.
Den Gelehrten und Wissenschaftlern war es gelungen nachzuweisen, daß
von elektronischen Datenverarbeitungsanlagen jede beliebige Arbeit über¬
nommen werden kann, die nach streng bestimmten Gesetzen (Algorith¬
men) verläuft. Man muß diese Gesetzmäßigkeiten nur erkennen, sie in
Gestalt einer Folge elementarer Operationen ausdrüeken und danach
ein Programm für den Automaten herstellen.
Natürlich lassen sich solche Algorithmen auf dem Gebiet der Mathematik
auf Grund des Charakters dieser Wissenschaft am ehesten finden. Algo¬
rithmen, die für numerische Rechnungen aufgestellt werden, heißen
numerische Algorithmen. Durch sie wird die Lösung eines mathematischen
Problems auf die 4 Grundrechenarten zurückgeführt. So nahm es nicht
wunder, daß die Rechenautomaten zuerst für die Lösung solcher Pro¬
bleme Verwendung fanden, die sich durch mathematische Formeln aus-
drücken lassen. In diesem Zusammenhang war die Berechnung der Wetter¬
vorhersage möglich. Die Spezialisten dieses Gebietes hatten schon weit
früher, als es elektronische Rechenanlagen gab, aus den Informationen
über Luftdruck, Temperatur, Luftfeuchtigkeit, Bewölkung und Wind¬
richtung ein mathematisches System von Differentialgleichungen auf¬
gestellt, das die numerische Lösung dieser Aufgabe ermöglichte.
Weitaus schwieriger als die Aufstellung numerischer Algorithmen ist
das Auffinden sogenannter logischer Algorithmen. Dabei handelt es sich
darum, Vorschriften zu finden, die formalgeistige Arbeiten exakt und ein¬
deutig beschreiben. Bei der Anwendung der modernen Datenverarbei¬
tungsanlagen auf solche Probleme hören die Automaten auf, reine Rechen¬
einrichtungen zu sein. Die Lösung logischer Aufgaben erfordert nämlich
in hohem Maße die Ausführung sogenannter logischer Operationen, die
auf den Gesetzen der mathematischen Logik beruhen.
Die Möglichkeit, logische Operationen auszuführen, ist aber keine Eigen¬
schaft speziell entwickelter Automaten, sondern prinzipielle Vorausset¬
zung für die elektronische Rechentechnik. Erst dadurch sind die umfang¬
reichen Anwendungsmöglichkeiten und gewaltigen Rechengeschwindig¬
keiten und damit die große Bedeutung der elektronischen Rechentechnik
zu verstehen, weil der Mensch in einen ablaufenden Rechenprozeß nicht
mehr eingreifen muß. Die Anlage trifft auf Grund des vorgegebenen Pro¬
gramms selbst die Entscheidung darüber, ob der eine oder andere Lösungs¬
weg einzuschlagen ist, ob eine Rechnung beendet oder ein bestimmter
Zyklus noch einmal wiederholt werden muß.
54
Während bei mathematischen Problemen die elektronischen Datenver¬
arbeitungsanlagen zum größten Teil arithmetische Operationen durch¬
führen müssen, logische Operationen aber nur hin und wieder auftreten,
nämlich gerade dann, wenn Entscheidungen zu treffen sind, werden bei
den logischen Problemen zum überwiegenden Teil überhaupt nur logische
Operationen durchgeführt. Eine der wesentlichen logischen Operationen
ist für alle Probleme die sogenannte Vergleichsoperation. Die logischen
Aufgaben, die von elektronischen Datenverarbeitungsanlagen gelöst
werden können, sind sehr verschiedenartig. Dazu gehören die Steuerung
des Rangierverkehrs, die Aufstellung von Fahrplänen, die Diagnostik in
der Medizin, Aufgaben aus Kriminalistik und Psychologie, Probleme
militärischer Operationen, die automatische Dokumentation, die „elek¬
tronische Stenotypistin“ und nicht zuletzt die Übersetzung von einer
Sprache in die andere.
Die Bemühungen um die automatische Übersetzung gingen davon aus, daß
die Veröffentlichungen in den einzelnen Ländern in starkem Maße zugenom¬
men haben und demzufolge deren Verbreitung auf dem herkömmlichen
Wege nicht mehr zu bewältigen ist. Die sprachlichen Unterschiede stellen
also ein wesentliches Hindernis auf dem Wege zur Entwicklung kultureller,
wissenschaftlicher und gesellschaftlicher Beziehungen dar. Die Automati¬
sierung des Übersetzungsprozesses würde bei der Lösung dieses Problems
einen großen Fortschritt bedeuten.
Als Ergebnis dieser Untersuchungen wurde von den Sprachforschern fest¬
gestellt, daß das Übersetzen eine formalgeistige Arbeit ist. In anderen
Worten bedeutet das, eine Übersetzung läßt sich ausführen, ohne daß
man den zu übersetzenden Text versteht. Dazu müssen nur jene Ge¬
setze zusammengestellt werden, durch die zwei verschiedene Sprachen
unter Berücksichtigung der grammatischen Regeln miteinander verknüpft
sind. Ausgehend von diesen Regeln ist es dann nicht schwer, ein Programm
für eine elektronische Datenverarbeitungsanlage aufzustellen und damit
den Übersetzungsprozeß zu automatisieren.
Als erstes wird für ein mechanisches Übersetzen das Vorhandensein eines
Wörterbuchs vorausgesetzt. Von den mathematischen Anwendungen her
dürfte bekannt sein, daß elektronische Rechenanlagen mit Zahlen um¬
gehen können, aber nichts ist über Worte und Buchstaben gesagt. Des¬
halb müssen zunächst alle Buchstaben durch Zahlen ausgedrückt wer¬
den, die in der Maschine in einer Speicherstelle in Dualform auftreten.
Eine Speicherstelle des Speichers einer elektronischen Datenverarbeitungs¬
anlage besteht gewöhnlich aus 7 bis 8 Binärstellen (realisiert durch
Magnetkerne), von denen jeweils eine zur Kontrolle der Speicherung dient.
Betrachten wir eine Speicherstelle mit 7 Binärstellen (Bild 1), so verblei¬
ben 6 Stellen zur Informationsdarstellung. Damit sind 64 verschiedene
Zeichen oder Symbole darstellbar, die durch die Zahlen 0 bis 63 verschlüs¬
selt werden. Damit ließen sich beispielsweise zur Übersetzung die Ziffern
55
2 5 32
2 * IS
2 3 8
2 2 4
2 ’ 2
2° 7
Kontrottbit
l Jnforma tionsbifr
( mit Angabe der
Wertigkeiten
Bild, l
Schema
für den Aufbau einer Speickerstelle
0 bis 9, die großen Buchstaben des Alphabets (26) und Interpunktions¬
zeichen, wie Komma, Punkt, Semikolon, Doppelpunkt oder Fragezeichen,
verschlüsseln. Daraus läßt sich aber auch erkennen, daß bei 6 Stellen zur
Informationsdarstellung die Verschlüsselung der kleinen Buchstaben des
Alphabets nicht mehr möglich ist, da die aufgezählten Zeichen und Sym¬
bole bereits 41 der 64 Kombinationsmöglichkeiten belegen und längst
Druck¬
zeichen
Interne Darstellung
dual
32 16
8
4
2
1
Zahlen-
wert
A
0
1
1
0
1
0
26
B
0
1
0
1
1
1
23
c
0
1
0
0
0
1
17
D
0
1
0
0
1
0
18
E
0
1
0
0
1
1
19
r
0
1
0
1
0
0
20
G
0
1
0
1
0
1
21
H
0
1
0
1
1
0
22
I
1
1
1
0
0
1
57
J
0
1
1
0
0
1
25
K
0
ü
1
1
1
1
15
L
1
0
0
0
ü
0
32
M
0
0
1
0
1
0
10
N
0
0
1
0
1
1
11
0
1
1
1
0
1
0
58
p
0
0
1
1
0
0
12
Q
0
0
1
1
0
1
13
R
0
0
1
1
X
0
14
S
0
1
1
1
0
0
28
T
1
0
0
1
1
1
39
U
1
0
0
0
0
1
33
V
1
0
0
0
1
0
34
w
1
0
0
0
1
1
35
X
1
0
0
1
0
0
36
Y
1
0
0
1
0
1
37
Z
1
0
0
1
1
0
38
Bild 2 Die Verschlüsselung von Buchstaben im Bull-Kode (Kode T 8)
56
Kontrollbit
Bild 3
Die Verschlüsselung
des Wortes ,, Automat“
im Speicher einer
elektronischen Daten¬
verarbeitungsanlage
(Butt-Kode)
o
X
X
X
X
o
X
o
X
X
/\
O
o
X
X
O
o
X
O
X
O
X
o
o
X
X
X
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o
X
O
O
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X
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X
X
X
X
X
o
X
X
O
O
o
X
\
> Jnformationsbits
A U T 0 M A T
(251 ( 33 ) ( 33 ) ( 58 ) ( 10 ) ( 25 ) ( 33 )
nicht alle Interpunktionszeichen aufgezählt wurden. Eine mögliche Ver¬
schlüsselung zeigt Bild 2 (BULL-Kode). Bei der Darstellung des Wortes
AUTOMAT in 7 nebeneinanderliegenden Speicherstellen unter Verwen¬
dung des aufgeführten Kodes erhält man Bild 3. Das Kontrollbit wurde
dabei jeweils so belegt, daß die Anzahl der besetzten Binärstellen
innerhalb einer Speicherstelle ungerade ist.
pp« □ ki ca
; >
I
*
¥=
°<8>o,
•' - ;
Bild 4 Ansicht der Magnetbandspeichergeräte einer elektronischen Datenverarbei¬
tungsanlage
57
Auf Grund dieser Verschlüsselung läßt sich also die Darstellung eines
Wörterbuchs in einer elektronischen Datenverarbeitungsanlage prinzi¬
piell ermöglichen. Da der interne Speicher der Anlage gewöhnlich durch
das Programm und den zu übersetzenden Text belegt wird, verwendet
man zur Aufbewahrung des Wörterbuchs sogenannte externe Speicher,
wie Magnetbandspeichergeräte (Bild 4) oder Plattenspeichergeräte (Bild 5).
Dabei befinden sich die Wörter gleicher Bedeutung der vorgegebenen
Sprachen in Zellen mit gleichen Ordnungsnummern, um die unmittelbare
Zuordnung zu erhalten. Bei der Übersetzung von der russischen in die
englische Sprache oder umgekehrt ist aber zusätzlich zu beachten, daß
beide Sprachen unterschiedliche Alphabete verwenden.
Bei der Aufstellung eines Wörterbuchs entstehen die ersten Schwierig¬
keiten dadurch, daß es eine Vielzahl von Worten gibt, die eine mehrfache
Bedeutung haben. Dies muß bei der Aufstellung des Programms berück¬
sichtigt werden. Hinzu kommt, daß sich nicht alle Worte mit den ent¬
sprechenden Vor- und Nachsilben oder mit allen möglichen Endungen
von Deklination und Konjugation speichern lassen. Gewöhnlich speichert
man deshalb Wortstämme, während ein Verzeichnis grammatischer Merk¬
male Bestandteil des Programms ist. Die Auswahl der Wörter für das
Bild 5 Ansicht eines Plattenspeichergeräls mit einer Kapazität
von 8,19 Millionen alphanumerischen Zeichen
58
Wörterbuch erfolgt auf Grund statistischer Untersuchungen im Hinblick
auf ihre Häufigkeit und Anwendung.
So umfangreich schon die Arbeit bei der Aufstellung des Wörterbuchs ist,
weitaus schwieriger gestaltet sich die Aufstellung des Programms. Jede
Sprache hat eine Vielzahl komplizierter Gesetze, eine Vielzahl grammati¬
scher Regeln, die ohne Ausnahme bei der Aufstellung des Programms zu
beachten sind. Der erste Versuch der automatischen Übersetzung im
Jahre 1954 war so aufgebaut, daß im gesamten Programm lediglich 6
grammatische Regeln berücksichtigt wurden. In Wirklichkeit sind es
wesentlich mehr, wobei außerdem die in beiden Sprachen geltenden unter¬
schiedlichen Regeln und der andersartige Satzaufbau berücksichtigt wer¬
den müssen. Eine weitere Schwierigkeit der automatischen Übersetzung
besteht schließlich darin, daß es in jeder Sprache Worte und Ausdrücke
gibt, die sich nicht wörtlich übersetzen lassen.
Der Übersetzungsprozeß selbst zerfällt in 2 Etappen: in die Analyse und
in die Synthese. In der ersten Etappe der Übersetzung eines Satzes erfolgt
zunächst die Übersetzung der einzelnen Wörter. Dazu wird jedes einzelne
Wort mit den Wörtern des Wörterbuchs so lange verglichen, bis bei
einem Wort Übereinstimmung besteht. Dieser Prozeß schließt gleich¬
zeitig die grammatikalische Analyse der einzelnen Wörter ein, da im
Wörterbuch meist nur der Wortstamm aufzufinden ist.
Auf Grund der enormen Rechengeschwindigkeiten der elektronischen
Datenverarbeitungsanlagen erfolgt das Heraussuchen eines bestimmten
Wortes aus dem Wörterbuch in kürzester Frist. Bei einem Umfang des
Wörterbuchs von 10000 Worten und einer Operationsgeschwindigkeit
der Anlage von 100000 Operationen in der Sekunde dauert das Suchen
eines bestimmten Wortes im ungünstigsten Fall 0,1 s. Durch programm¬
technische Maßnahmen kann man die Geschwindigkeit des Lesevorgangs
noch erhöhen, indem man das Wörterbuch in bestimmte Segmente unter¬
teilt. Ein bestimmtes zu übersetzendes Wort wird dann nur mit den Wor¬
ten des ihm entsprechenden Segmentteils aus dem Wörterbuch verglichen.
Damit läßt sich die Dauer des Suchvorgangs um das 50- bis lOOfache
senken.
In der zweiten Etappe der Übersetzung, der Synthese des übersetzten
Satzes, werden die im Wörterbuch gefundenen Wörter entsprechend den
vorliegenden grammatischen Merkmalen abgeändert, und mittels der
Syntax erfolgen die Ordnung des Satzes und die Ausführung der Inter¬
punktion.
Faßt man die bisherigen Ergebnisse auf dem Gebiet der automatischen
Übersetzung zusammen, so läßt sich erkennen, daß eine völlig automa¬
tische Übersetzung bei einwandfreier Qualität (auch als FAHQ-tJ ber-
setzung bezeichnet — fully automaiic high quality translation) nicht reali¬
sierbar ist. Das trifft insbesondere auf schöngeistige Literatur zu, bedingt
durch die völlig unterschiedliche Arbeitsweise von Mensch und Maschine.
59
Gleichzeitig zeichnen sich aber Anwendungsgebiete für die automatische
Übersetzung insofern ab, als durch die Beschränkung auf bestimmte
Spezialgebiete mit eingeengtem Wortschatz und definierter Wortbedeu¬
tung die automatische Übersetzung durchaus sinnvoll und nützlich ist.
Zwar werden solche Übersetzungen der Nachbehandlung bedürfen, aber
diese Arbeit wird nach internationalen Schätzungen höchstens 10 bis 15 %
der ursprünglich benötigten Zeit ausmachen.
Bei der Anwendung elektronischer Datenverarbeitungsanlagen zur auto¬
matischen Übersetzung von technischer Fachliteratur schätzt man für
die Zukunft den Umfang des erforderlichen Wörterbuchs auf etwa
15 000 WÖrter. Die Übersetzungsprogramme werden einen beachtlichen Um¬
fang haben. Gegenwärtig existieren in den verschiedensten Ländern
solche Programme zur automatischen Übersetzung. Erst kürzlich erfolgte
eine Meldung, nach der erfolgreich Versuche zur Übersetzung aus der
chinesischen in die englische Sprache durchgeführt wurden. Diese Mel¬
dung ist um so beachtenswerter, als die Struktur der chinesischen Sprache
die Sprachforscher noch vor weitaus schwierigere Probleme stellt als bei
anderen Sprachen.
Die automatische Übersetzung befindet sich zur Zeit in der Periode, da
vorhandene Programme verfeinert und auf bestimmte Spezialgebiete
zugeschnitten werden. Im Zusammenhang mit der automatischen Über¬
setzung führt man gegenwärtig auch sehr interessante Untersuchungen
durch bezüglich der Entschlüsselung geheimer Nachrichten, die in einem
unbekannten Kode verschlüsselt sind. Die Entschlüsselung geht so vor
sich, daß man einerseits gewisse statistische Eigenschaften des verschlüs¬
selten Textes ausnützt und andererseits die Entschlüsselung durch Pro¬
ben auf verschiedene Kodes durchführt. Die Anwendung elektronischer
Datenverarbeitungsanlagen für diese Zwecke erhöht die Chance auf die
Entschlüsselung eines Geheimkodes bedeutend.
Ähnlich verhält es sich mit der Dechiffrierung von Inschriften alter,
längst vergessener Sprachen. So gelang es in der Sowjetunion, mit Hilfe
der elektronischen Datenverarbeitung Maya-Handschriften zu über¬
setzen.
Wenn das Problem der automatischen Übersetzung heute auch längst
nicht vollständig gelöst ist, so zeichnen sich doch auf diesem Gebiet inter¬
essante Aspekte ab. Wenn man bedenkt, daß die ersten Versuche gerade
etwas über 10 Jahre zurückliegen, unterdessen die Wörterbücher bedeu¬
tend dicker und die Qualität wesentlich besser geworden ist, so kann man
der automatischen Übersetzung mit den in diesem Beitrag behandelten
Einschränkungen durchaus eine erfolgreiche Zukunft Voraussagen.
60
Literatur
Goedecke, C., Elektronisches Rechnen für den Amateur, Der praktische Funk¬
amateur, Bd. 53, Deutscher Militärverlag, Berlin
Goedecke, C., Zu einigen Aufgaben der Kybernetik, Elektronisches Jahrbuch
1966, S. 171 bis 178, Deutscher Militärverlag, Berlin
Götzke,S., Programmgesteuerte Rechenautomaten, Fachbuchverlag, Leipzig,
1965
Poletajew, I. A., Kybernetik, Deutscher Verlag der Wissenschaften, Berlin
Roivenski, S Maschine und Gedanke, Passat-Bücherei, Bd. 44
Tukatschinski, M. S. t Maschinen als Mathematiker, Deutscher Verlag der Wis¬
senschaften, Berlin
Geduldige „Lehrer“
Prof. Br. erklärtet daß Computer künftig den Lehrer nicht nur von seiner Routine¬
arbeit befreien werden , sondern daß die Studenten mit ihnen entsprechend ihrer indivi¬
duellen Begabung arbeiten können, wobei sich gute Studenten niemals langweilen,
schlechte Studenten dagegen niemals ,,verloren* ‘ fühlen. Er schloß mit den Wor¬
ten: „ Und außerdem wird der Computer niemals ärgerlich werden und mit den
Studenten schimpfen , die schrecklich langsam begreifen .. . “
61
iniii
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Ostendstr. 1—5
Sind Unterwasser-
naehriehtenverbindungen
möglich?
Dipl.-Phys. H.-J. Fischer
Solange Unterseeboote aufgetaueht sind, können sie mit konventionellen
funktechnischen Mitteln ihre Nachrichtenverbindungen aufrechterhalten.
Auch beim Fahren auf Sehrohrtiefe ist noch mit einer wasserdicht an¬
gebrachten Stabantenne Funkverbindung möglich, allerdings mit gerin¬
gerer Reichweite. Welche Möglichkeiten der Nachrichtenübertragung
hat jedoch ein getauchtes Unterseeboot?
Das umgebende Salzwasser hat auf Grund seiner physikalischen Eigen¬
schaften (Salzgehalt, Dielektrizitätskonstante usw.) dämpfende Wirkun¬
gen auf die hochfrequenten Wellen. Für ebene Wellen in einem dämpfen¬
den Medium gilt die Formel
T _T . e~ « x
i X — J o e •
dabei ist I x die Intensität im Abstand x, I 0 die ursprüngliche Intensität
für x = 0 und a der Absorptionsfaktor. Der Absorptionsfaktor läßt
sich aus der Dielektrizitätskonstante e, der Leitfähigkeit er, der-Permeabi-
lität p. und der Frequenz f berechnen. Bei Seewasser ist s r = 81, p. = 1
und a=3- 10~ 2 n- 1 cm -1 . Die recht komplizierte Rechnung für a (der
Vollständigkeit halber unten angegeben) liefert das Ergebnis, daß z. B.
bei 300 kHz und einem Intensitätsverhältnis I 0 /I x = 10 6 die Eindringtiefe
in Wasser größenordnungsmäßig bei 10 m liegt.
ix = oq +• « 2
Es ist schon lange bekannt, daß sich f ür den Empfang unter Wasser magne¬
tische Antennen, d. h. Rahmen- oder Ferritantennen, besser als elektrische
Antennen eignen. Man kann also mit magnetischen Antennen vom ge¬
tauchten U-Boot aus Sender über Wasser bei geeignet gewählter Sende¬
frequenz empfangen. Damit ist wenigstens eine einseitige Nachrichten-
63
Übertragung zum getauchten U-Boot möglich. Aus der weiter vorn
gegebenen Formel läßt sich die Frequenzabhängigkeit der Eindringtiefe
ablesen. Es ergibt sich für die Praxis 'der Bereich der Längst- und Lang¬
wellen als zweckmäßigste Lösung.
Der Wellen widerstand des Seewassers Z = B/H (wobei E die elektrische
Feldstärke in V/m, H die magnetische Feldstärke in A/m ist) nimmt mit
der Wurzel aus der Frequenz zu; bei 100 Hz beträgt er 0,015 ß, bei 10 kHz
etwa 0,1 ß, bei 1 MHz 1 ß usw. Er ist also sehr klein, und eine Anpassung
an ihn bereitet große Schwierigkeiten. Die Dämpfung nimmt ebenfalls
mit der Wurzel aus der Frequenz zu. Bei l kHz beträgt sie 0,1 Np/m, bei
100 kHz 1 Np/m und schließlich bei 10 GHz (3-cm-Wellen) 500 Np/m.
Bild 1 zeigt die Gesamtdämpfung der elektromagnetischen Wellen durch
die Grenze der Medien Luft/Wasser und durch das Seewasser beliebiger
Tiefe. Bei Bild 1 wird eine vertikale Sendepolarisation vorausgesetzt;
folgende Dämpfungsfunktionen liegen zugrunde:
a (Grenzfläche) = 13,25 f - M 687
a. (Seewasser) = 0,0037 D Vf ;
f in Hz, D = Eindringtiefe in m, a = Dämpfung in Np. Die Frequenz,
bei der die Gesamtdämpfung ein Minimum bei gegebener Tiefe D wird, ist
f = (478/D) 1 ’ 76 .
64
Einige charakteristische Werte sollen in der nachfolgenden Tabelle an¬
gegeben werden:
Tiefe D in m
f für a m i Q in Hz
<%ge 3 bei f in Np
100
16
13,0 (113,0 dB)
10
900
9,8 (86,0 dB)
1
52000
7,2 (62,5 dB)
Bild 2 zeigt noch die Tiefe D, bei der die Feldstärke in Seewasser auf 1 %
bzw. 1 °/ 00 (10 2 bzw. 10 -3 ) abnimmt, als Funktion der Frequenz; die Leit¬
fähigkeit c ist der Parameter.
Die größte Tauchtiefe, bei der noch ein Empfang möglich ist, hängt von
der Feldstärke! über Wasser, der mittleren Störfeldstärke, der Eigen¬
rauschspannung des benutzten Empfängers, der Leitfähigkeit des See¬
wassers und der Frequenz ab. Bild 3 zeigt die erreichbaren Empfangs¬
tauchtiefen als Funktion der Frequenz mit dem Überwasser-Signal-
rauschverhältnis als Parameter. Mit einer Frequenz von 20 kHz und 60 dB
Störabstand über Wasser ist also z. B. eine Tauchtiefe von 33 m möglich.
Über die erreichbaren Entfernungen bei Sendeleistungen von 100 kW
und 1 MW (Dauerstrich) gibt schließlich noch Bild 4 Auskunft. Dabei
wurden folgende Berechnungswerte zugrunde gelegt: f = 16 kHz, effektive
Antennenhöhe 5 • 10~ 4 m (Ferritantenne 18 p.H, Q = 100), Rauschzahl
des Empfängers F = 1, Bandbreite 160 Hz, Leitfähigkeit 1 S/m.
Da sich recht große Reichweiten erzielen lassen, wurde das Längstwellen-
Nachrichtenübertragungsverfahren für U-Boote im 2. Weltkrieg von
Deutschland und den USA angewendet. 1943 errichtete man den U-Boot-
Leitsender Goliath bei Calbe, der bei 16 kHz eine Sendeleistung von 1 MW
D[m]
Bild 2
Tauchtiefen für Feldstärkenabnahme
auf l°l„ und 1 ' 7 00
(Leitfähigkeit a = Parameter) 7
10 20 30 W50 WO 200 300 500 7000'
Frequenz f[kHz]
5 Elektronisches Jahrbuch 1968
65
Bild, 3
Erreichbare
Empfangstaucktiefen
aufwies. Die Kommandoübertragung erfolgte telegrafisch (s. Tabelle über
erzielte Reichweiten, S. 68). Die USA benutzten im 2. Weltkrieg einen ähn¬
lichen Sender mit 16,88 kHz in Haiku auf Hawaii (Hochfrequenz¬
maschinensender, später Umbau auf Röhrensender 0,5 MW). ZurZeit be¬
sitzen sie 2 Hochleistungssender von 1 MW im Frequenzbereich 14,5 bis
35 kHz bei Washington und bei Camden/Maine, die die Funkverbindungen
zu den Polaris-U-Booten aufrechterhalten. Durch Einsatz moderner
Signalbehandlungsmethoden können die Reichweiten noch etwas ge¬
steigert werden.
Natürlich sind elektromagnetische Wellen nicht das einzige Unterwasser-
Signalübertragungsmittel. Man kann auch Schallwellen zur Nachrichten¬
übertragung verwenden. Das hydroakustische Nachrichtenverfahren hat
natürlich eine weit geringere Reichweite als das elektromagnetische. Wenn
man einen selektiven Empfänger (Hydrofon) mittleren Aufwands vor¬
aussetzt, genügt zum sicheren Empfang ein Schalldruck von 20 uü
= 20 dyn/cm 2 . Die Schallgeschwindigkeit im Wasser beträgt 1,5 - 10 3 m/s,
der akustische Widerstand Z = p 0 - c = 1,5- 10 6 kg -m -2 -sr 1 . Die Empfangs-
intensität der Schallwelle ergibt sich dann zu
4
66
Pe
Z
1,5 • 10 6
2,67 /FW/m 2 .
Der Schall breitet sich in der See als Zylinderwelle ans. Bei einer Reich¬
weite von 100 km und einer Zylinderhöhe von 600 m errechnet sich die
erforderliche Senderleistung zu
R, = 27tr ■ h • I e = 1000 W.
Berücksichtigt man noch die Ausbreitungsdämpfung, dann kann man
die Reichweite sicher mit 10 kW Schalleistung erzielen. Da die Absorp¬
tion der Schallwellen mit dem Quadrat der Frequenz zunimmt, ist auch
hier mit niedrigen Frequenzen die größte Reichweite erreichbar. Man
benutzt dazu eine Frequenz von einigen Kilohertz, die sich mit Maschinen¬
umformern oder mittels Thyristorwechselrichtern erzeugen läßt. Nachteilig
ist bei diesem hydroakustischen Nachrichtenverfahren die große Signal¬
laufzeit. Für 40 Seemeilen Entfernung beträgt die Laufzeit der Signale
50 s. Weiterhin wird eine hydroakustische Nachrichtenverbindung durch
den Temperaturgradienten des Wassers, durch Salzgehalt, Seegang und
durch die Formation des Meeresbodens beeinflußt. Die Störsicherheit
ist relativ gut, die Kanalkapazität reicht im allgemeinen für Telegrafie¬
übertragung aus.
Neben diesen konventionellen Nachrichtenmitteln bestehen noch folgende
neue Lösungen des Problems: Das getauchte U-Boot setzt Bojen mit
hydroakustischen Empfängern und UKW-Sendern aus. Vom U-Boot
wird die Boje mit Schallwellen angestrahlt, und oberhalb der Wasserober¬
fläche setzt die Boje die Nachricht in eine UKW-Sendung um.
Unter Wasser ist auch eine Lichtsprechverbindung mittels grünen Laser¬
lichts möglich. Dabei sind naturgemäß die Reichweiten begrenzt, und ein
solches Nachrichtenübertragungsverfahren eignet sich nur für Entfer¬
nungen bis zu einigen Kilometern. Auf diesem Gebiet sind die Entwick¬
lungen noch im Fluß.
Entfernung r[km]
Bild i Tauchtiefe als Funktion der Entfernung vom Sender
5 *
67
Es ist jedoch allgemein zu sagen, daß die Nachrichtenverbindung mit ge¬
tauchten Wasserfahrzeugen große technische Probleme mit sich bringt.
Die Tiefseeforschung stellt noch besondere Anforderungen an die Unter¬
wassernachrichtenübertragung, denn dabei sind Tauchtiefen bis 5000 m
keine Seltenheit. Zwischen dem Bathyscaphe und dem Begleitschiff
Elie Monnier benutzte der französische Tief seeforscher Picard ein modi¬
fiziertes ASDIC-Ge rät zur Telegrafieübertragung bei 15 kHz. Als Wand¬
ler dienen magnetostriktive Nickelschwinger. Ein Schwinger wird im Tief¬
seetauchgerät sowohl zum Senden als auch zum Empfang benutzt; er ist
druckdicht eingebaut.
Literatur
[1] Brune, K., Über die Ausbreitung elektrischer Wellen im Wasser, Hoch¬
frequenztechnik und Elektroakustik, Bd. 50 (1937), S. 73 — 80
[2] Ziehm, ., Empfang und Peilung elektrischer Wellen in Seewasser, Telefunken-
Zeitung, Jg. 33 (I960), Heft 128, S. 141-150
[3 ] Fischer, H.-J., Kapitel „Hydroakustik“ im „electronicum“, DMV Berlin,
1967
[4] Schulze-H erringen, E., Meilensteine der Groß-Sendertechnik, Festschrift der
0. Lorenz AG ,,75 Jahre Lorenz“
Tabelle der Tauchtiefen , in denen der 1943 errichtete
Marine-Sender „Goliath“ empfangen werden konnte. Frequenz
etwa 16 kHz. Senderleistung etwa 1 MW.
Aufstellungsort: CalbejSaale aus [4]
Seegebiet
Gesamt¬
ent¬
fernung
Davon
Ent¬
fernung
über Land
Tiefe des
Rahmens
unter der
Wasser¬
oberfläche
in km
in km
in m
Nordsee bis Peterhead-Stavanger
etwa 1000
300
15-.-25
Eismeer, Barents-See
etwa 2300
1000*.-1600
13--.18
Mittelmeer
etwa 2300
700-•• 800
13--.18
Nordatlantik einschl. Seegebiet New
York und Lorenz-Golf
5200-•• 7000
700*.-1400
8*.-26
Mittelatlantik einschl. Karibisches Meer
Südatlantik bis etwa 750 km südlich
etwa 7600
1000...1200
8---20
Kapstadt
etwa 9800
8200
8-. *12
Indischer Ozean, Straße von Malakka
etwa 8300
7400
8-.-15
68
Ing. Rolf Anders
Die Elektronik
in der Sportwissenschaft
Wenn in diesem Jahre die besten Athleten der Welt zum friedlichen Wett¬
kampf in Mexiko zu den Olympischen Spielen Zusammentreffen, dann
werden wohl die wenigsten Zuschauer auf den Gedanken kommen, daß
auch die Elektronik einen nicht zu unterschätzenden Beitrag dazu ge¬
leistet hat, daß die dort gezeigten sportlichen Leistungen einen solch
hohen Stand aufweisen. Die Zeit, da der Sportler allein auf den Rat¬
schlägen seines Trainers sein sportliches Training aufbaute, seine Kräfte
ökonomisch einteilte und den zweckmäßigsten Stil bei der Absolvierung
einer Übung einsotzte, ist—zumindest beim Spitzensportler—längst dahin.
Heute wird die Arbeit des Spitzensportlers (wobei Arbeit im physika¬
lischen Sinne zu verstehen ist) neben dem Trainer noch von erfahrenen
Sportphysiologen, Sportärzten, Psychologen und Physikern ständig unter
Kontrolle gehalten. Gerade der hochtrainierte Spitzensportler bewegt
sich vielfach mit seinen Leistungen an der Grenze des für den Organismus
Zumutbaren.
Die Belastung des Organismus kann der Fachmann jedoch nur mit Hilfe
von Messungen kontrollieren. Dabei besteht die Schwierigkeit, daß diese
Messungen einmal unmittelbar während der Absolvierung einer sportlichen
Übung am Sportler vorgenommen werden müssen und zum anderen den
Sportler nicht bei der Ausführung dieser Übung behindern dürfen. Um
Messungen am Körper des Sportlers durchzuführen, bedient man sich
besonders konstruierter Kleinstgeräte, die den Sportler nicht belasten
oder behindern, und überträgt die Meßwerte vielfach mittels eines kleinen
Senders. Das Meßsignal wird an einer anderen Stelle empfangen und mit
besonderen Geräten registriert.
So gelang es zum Beispiel unseren Berliner Wissenschaftlern, das Herz-
EKG eines trainierenden Sportlers zu übertragen. Auf diese Weise lassen
sich auch Muskelströme und andere biologische Daten drahtlos übertra¬
gen, und aus den gemessenen Muskelströmen können die Anteile bestimm¬
ter Muskelgruppen bei einer Übung analysiert werden.
Aber nicht nur zur Ermittlung biologischer Werte wird die Elektronik in
der Sportwissenschaft herangezogen, sondern auch, um den physikalischen
69
Ablauf einer bestimmten Bewegung oder Übung eindeutig zu analysieren,
um daraus Schlüsse für die zweckmäßigste Technik des Bewegungs¬
ablaufs zu ziehen. Der körperlichen Leistungsfähigkeit des Menschen sind
gewisse Grenzen gesetzt; Höchstleistungen lassen sich nur durch den
zweckmäßigsten Einsatz der Kräfte unter Berücksichtigung der günstig¬
sten physikalischen Gesichtspunkte erreichen. Auch die außerordentlich
große Leistungsdichte unter den heutigen Spitzensportlern zwingt zum
Einsatz elektronischer Meßmittel. Wo vor Jahren noch Zehntelsekunden
über Sieg oder Niederlage entschieden, da sind es heute schon Hundertstel¬
sekunden und in einigen Jahren vielleicht Tausendstelsekunden, die den
Sieger vom Besiegten trennen. Auch bei Einschätzung eines Wettkampf¬
geschehens ist es oftmals für den Kampfrichter nicht möglich, ein absolut
gerechtes Urteil zu fällen. Dort, wo es dem einzelnen Kampfrichter oder
auch einem Kollektiv überlassen bleibt, eine sportliche Leistung mehr oder
weniger objektiv zu beurteilen, wird es immer wieder zu Fehlentschei¬
dungen kommen. All diese Möglichkeiten kennen wir vom Fußballfeld,
vom Boxring und anderen Wettkampfarten. Leider haben sich im Sport
elektronische Bewertungseinrichtungen noch nicht in dem Maße durch¬
gesetzt, wie es nicht zuletzt im Sinne der Sportler selbst wünschenswert
erscheinen mag.
Die wohl relativ einfachste Methode, im Sport mit elektronischen Mitteln
zu arbeiten, sind Zeitmeßmethoden. So wurde in den letzten Jahren viel¬
fach mit Hilfe von Filmkameras bei Sprintläufen der tatsächliche Sieger
ermittelt. Auch der Einsatz von Lichtschranken zur Geschwindigkeits¬
messung stellt im Prinzip nichts Neues dar.
So ermittelte schon vor Jahren der Schweizer Straumann die Anlauf¬
geschwindigkeit beim Skisprung mit Hilfe von Lichtschranken, indem er
auf der Sprungschanze 2 Lichtschranken montierte. Eine Lichtschranke
wurde am Beginn einer genau definierten Meßstrecke und eine weitere
am Ende dieser Strecke errichtet. Passierte ein Springer diese Schranken,
so löste die erste Schranke einen Magneten aus, der eine normale Stoppuhr
betätigte. Beim Durchgang des Springers durch die zweite Schranke
wurde die Uhr wieder gestoppt. Die Meßgenauigkeit einer solchen Anlage
mit einer einfachen Stoppuhr ist natürlich sehr gering. Auch sogenannte
elektrische Stoppuhren, die mit einem Synchronmotor arbeiten, sind
nicht genau genug. Sie weisen neben einem Fehler von ^ 0,01 s einen zu¬
sätzlichen Fehler auf, der in Abhängigkeit von der Frequenz des Licht¬
netzes auftritt.
Wesentlich genauere Messungen lassen sich mit der in Bild 1 gezeigten
Meßanordnung erreichen. Das Gerät ist mit 2 Röhren, 7 Transistoren und
3 Dioden bestückt. Die Anodenstromversorgung erfolgt mit einer Batterie
22,5 V (El). Die beiden Röhren werden mit den beiden Batterien 1,5 V
(E2 und E3) geheizt. Zur Stromversorgung der Transistoren stehen
2 Batterien 4,5 V zur Verfügung.
70
Generator
71
Die Funktionsweise der Schaltung:
Die beiden Transistoren T3 und T4 arbeiten in einer astabilen Multi¬
vibratorschaltung und erzeugen somit eine Rechteckspannung, deren
Frequenz mit dem Schalter S3 in 6 verschiedenen Stufen eingestellt wer¬
den kann. Der Ausgang des Multivibrators ist mit dem als Tor wirkenden
Transistor T5 verbunden, das mit den Schalttransistoren TI und T2
geöffnet bzw. geschlossen werden kann. Gelangt an die Buchse A ein
Impuls, so wird der Schalter T1 geöffnet, der wiederum das Tor T 5 in den
offenen Zustand versetzt. Die vom Multivibrator erzeugten Rechteckim¬
pulse gelangen zum Verstärker T6 und T7, wo sie verstärkt und begrenzt
werden. Die Impulse laden den Kondensator CI auf. Die Kondensator¬
spannung wird vom Röhrenvoltmeter Rö 1 gemessen und vom Instru¬
ment I angezeigt. Der Vollausschlag des Instruments entspricht einer ge¬
nau definierten Zeit. Wählt man die Multivibratorfrequenz in den Stufen
40 Hz, 200 Hz, 400 Hz, 2000 Hz, 4000 Hz, 20000 Hz, so erhält man für
ein Meßinstrument mit einem Vollausschlag von 50 pA die Meßbereiche 5 s,
1 s, 0,5 s, 0,1 s, 50 ms und 10 ms. Ein an die Klemme B gelangender
Rechteckimpuls schaltet den ganzen Vorgang wieder aus. Dabei wird der
Multivibrator vom Tor einfach wieder kurzgeschlossen. Nach erfolgter
Messung ist der Schalter S2 zur restlosen Entladung des Kondensators CI
zu schließen und vor Beginn einer neuen Messung wieder zu öffnen. Zur
Erzeugung des Schaltimpulses dient der in Bild lb gezeigte Schmitt-
Trigger, dessen Funktionsweise bekannt sein dürfte. Als fotoempfindliches
Bauelement wurde ein Fototransistor (T8) eingesetzt. Mit dieser Anlage
lassen sich bei relativ hoher Genauigkeit Zeitmessungen in den genannten
Zeitbereichen durchführen. Der Aufbau ist entsprechend Bild 2 durchzu¬
führen [1],
Bild 2 Aufbauschema für eine Zeitmeßstrecke;
1,2- Lichtquelle, 3, 4 - Optik zur Lichtbündelung, 5, 6 - Fototransistor,
7,8- Schmitt-Trigger-Schaltung, 9 - Kurzzeit-Meßuhr (nach Bild 1)
72
Selbstverständlich läßt sich eine solche Anlage nur zur Bestimmung der
Geschwindigkeit eines einzelnen Sportlers einsetzen. Soll z. B. die Geschwin¬
digkeit beim Sprint gemessen werden, bei dem mehrere Sportler zu gleicher
Zeit oder kurz hintereinander das Ziel passieren, dann muß man für jeden
Sportler oder für jede Bahn eine solche Anlage errichten, so daß eine ein¬
deutige Zuordnung der einzelnen Lichtschranken zu den einzelnen Sport¬
lern möglich ist. Bei der Messung der Zeit, die ein Sportler für eine be¬
stimmte Meßstrecke benötigt, sind also Messungen relativ einfach und
mit unkomplizierten Meßmitteln möglich. Schwieriger wird es jedoch,
wenn man zum Beispiel die Beschleunigung eines ungleichförmig be¬
schleunigten Körpers messen will, wie ihn beispielsweise der Turner hei
der Riesenfelge am Reck darstellt. Hier muß man ganz anders vorgehen.
Man bedient sich bei einer solchen Messung der Fototechnik. Der rotie¬
rende Körper des Sportlers wird mit offenstehender Blende einer Kamera
fotografiert. Dabei bleibt der Verschluß der Kamera so lange offen, bis der
Sportler eine volle Umdrehung am Reck ausgeführt hat. Das Öffnen und
Schließen des Kameraverschlusses werden dabei von einer Lichtschranke
mit Fotozellen gesteuert, die der Sportler bei Beginn einer Umdrehung
und am Ende derselben passieren muß. Gleichzeitig löst sich beim öffnen
des Kameraverschlusses auch ein Lichtblitzstroboskop aus, das während
einer Umdrehung des Sportlers eine Blitzserie abgibt, die am Ende der
Umdrehung ebenfalls beendet wird. Der ganze Vorgang geschieht also
automatisch. Die Aufnahme nimmt man in einem nicht zu hellen Raum
vor. Bei jedem Blitz wird also der Sportler von der Kamera fotografiert.
Das Lichtblitzstroboskop läßt eine Einstellung der Blitzserien in ver¬
schiedenen Frequenzen zu, die vom Gerät angezeigt werden. Die Fre-
quenzgenanigkeit solcher Blitzgeräte ist sehr hoch. Der Abstand der einzel¬
nen Lagen des Sportlers auf der Abbildung läßt somit eine genaue Berech¬
nung der Winkelgeschwindigkeit des Sportlers zu. Bild 3 zeigt das Prin¬
zip einer solchen Aufnahme eines rotierenden Pendels, dessen Geschwin¬
digkeit ungleichförmig ist. Wie man sehen kann, ist der Abstand zwischen
den einzelnen Abbildungslagen unterschiedlich, obwohl die Blitzfreqnenz
konstantgehalten wurde. Es hat also eine unterschiedliche Beschleuni¬
gung des Pendels Vorgelegen. Derartige Lichtblitzstroboskope, die sich
73
hinsichtlich ihrer Lichtleistung für die Untersuchung relativ weit ent¬
fernter Gegenstände eignen, wie z. B. bei sportlichen Untersuchungen,
nennt man Hochleistungsliehtblitzstroboskope [2].
Auf diese Weise lassen sich nicht nur Übungen mit rotierenden Elementen
untersuchen, sondern auch andere sportliche Übungselemente, bei denen
der Zeitverlauf von Einzelheiten interessiert. So kann man z. B. die Lande¬
phase beim Weitsprung, den Stabwechsel beim Staffellauf, den Absprung
beim Skisprung usw. untersuchen. Sollen Beschleunigungen von sport¬
lichen Wurfgeräten oder die Beschleunigung des Sportlers selbst bzw. ein¬
zelner Körperteile von ihm untersucht werden, dann benötigt man dazu
sogenannte Beschleunigungsmesser.
Diese Beschleunigungsmesser werden am Körper des Sportlers ange¬
bracht, sie müssen also klein und leicht gebaut sein. Der Meßwert läßt
sich nicht in jedem Falle über Zuleitungen abnehmen, weil eine solche
Zuleitung die Durchführung der sportlichen Übung behindern bzw. un¬
möglich machen kann. Es wird also in den meisten Fällen die Forderung
bestehen, das Meßsignal drahtlos zu einem Empfänger zu übertragen.
Der Empfänger kann dabei meist sehr nahe beim Sportler stehen. Des¬
halb ist es möglich, auch den Sender sehr klein zu bauen und mit einer sehr
niedrigen HF-Leistung auszukommen.
Beschleunigungsmesser benutzen als mechanisch-elektrisches Wandler¬
system verschiedene Varianten. In der Hauptsache verwendet man piezo¬
elektrische, induktive, kapazitive und Ohmsche Systeme, die die mecha¬
nische Größe der Beschleunigung in eine elektrische Größe wie Strom
oder Spannung umwandeln sollen. Es wird hier ein Ohmsches System
beschrieben, das nicht sehr bekannt ist.
Bild 4 zeigt das eigentliche System des Beschleunigungsmessers. In einer
Hülse (1) wurde je eine Metallplatte (2 und 5) angeordnet. Zwischen diesen
Platten befindet sich ein Grafit-Kautschuk-Gemisch (3). Die Mischung
des elektrisch leitenden Gebildes ist kritisch. In diesen leitenden Stoff ist
rechts und links (4 und 6) je ein Silberstift als Kontakt eingelassen. Be¬
schleunigt man jetzt das System in Richtung A, so drückt die obere
Metallplatte auf Grund ihrer Eigenmasse das Gemisch etwas zusammen.
Je größer die Beschleunigung wird, um so mehr drückt die Platte auf das
Gemisch, so daß es zu einer direkten Abhängigkeit der erzeugten Dichte
von der vorliegenden Beschleunigung kommt. Der Druck auf das Ge¬
misch bewirkt jedoch auch, daß sich die Leitfähigkeit des Gemisches mit
A
Bild i
Beschleunigungsgeber mit Ohmschem System)
1 - Hülse, 2,5 - Metallplatte, 3 - Graf it-Kautschuk-
Gemisch , 4 , 6 - KontaktstiHe
74
Bild 5 Schaltung des elektronischen Teiles des Beschleunigungsmessers
(mit Modulator und Sender)
zunehmender Beschleunigung erhöht und somit der durch das Gemisch
fließende Strom eine Aussage für die vorliegende Beschleunigung dar¬
stellt. Es handelt sich um ein Prinzip, das uns vom Kohlemikrofon her
gut bekannt ist. Die elektrische Wirkungsweise des elektronischen Be¬
schleunigungsmessers verdeutlicht die Schaltung (Bild 5).
Das System nach Bild 4 wird an den Klemmen A angeschlossen und liegt
nun zusammen mit den Festwiderständen RI, R2, R3 sowie dem Poten¬
tiometer P1 in einer Brückenschaltung. Die Brücke wird vom Element E1
gespeist. Solange die ebengenannten Festwiderstände R1---R3 und der
Innenwiderstand des Gemisches gleich groß sind, ist die Brückenquerspan¬
nung gleich 0. Wird jedoch das System beschleunigt, so ändert sich der
Innenwiderstand, und die Brücke kommt aus dem Gleichgewicht, was ein
Ansteigen der Brückenquerspannung zur Folge hat. Diese Spannung steht
am Kondensator CI. Da es sich noch um eine Gleichspannung handelt,
endet hier der Signalweg.
Die Gleichspannung muß in eine proportionale Wechselspannung um¬
geformt werden. Da die Gleichspannung beschleunigungsproportional ist,
muß die Umwandlung so erfolgen, daß die erzeugte Wechselspannung
ebenfalls beschleunigungsproportional wird. Diesem Zweck dienen der
Multivibrator mit den Transistoren TI und T2 sowie der elektronische
Schalter T3. Der Multivibrator arbeitet auf einer Frequenz von 3 kHz.
Er steuert den nachgeschalteten Transistor mit dieser Frequenz an und
schließt im Takte der Frequenz die Kollektor-Emitter-Strecke dieses
Transistors kurz. Da die Kollektor-Emitter-Strecke dem Brückenquer¬
zweig parallelgeschaltet ist, wird im Takte der Multivibratorfrequenz
auch die Meßspannung der Brücke kurzgeschlossen, so daß nunmehr am
75
Kondensator CI eine in ihrer Amplitude von der Beschleunigung ab¬
hängige Rechteckspannung liegt. Das Potentiometer PI dient zum Ein¬
stellen des Brückengleichgewichts. Mit P2 läßt sich die Meßspannung
einregeln. Der nachfolgende Sender weist keine Besonderheiten auf. Er
ist mit einem zusätzlichen NF-Verstärker bestückt. Seine Frequenz¬
stabilität wird von einem Quarz (72,2 MHz) bestimmt. Die Sendefrequenz
von 144,4 MHz wird durch Frequenzverdopplung erreicht. Der Sender
arbeitet mit Schmalbandfrequenzmodulation. Bei der Bestückung der
Endstufe mit einem OC 615 und der Verwendung einer X/4- Antenne sind
innerhalb eines Bereichs von 1 km immer noch Feldstärken von S6 bei
freier Sicht zu erzielen. Beim genannten Anwendungsfall in der Sport¬
forschung reichen derartige Feldstärken völlig aus. Zum Schaltbild
sei noch folgendes bemerkt. Die Spulen LI und L2 sowie L3 und L4
sind auf je einen gemeinsamen Kern gewickelt. Sie wurden im Schaltbild
der Einfachheit halber getrennt gezeichnet. An Stelle des beschriebenen
Beschleunigungssystems auf Grafit-Kautschuk-Basis kann auch ein
anderes System, wie z. B. ein Dehnungsmeßstreifen, eingesetzt werden
[3]. Allerdings muß dann die mechanische Konzeption etwas anders aus-
fallen. Mit diesen wenigen Beispielen ist das Gebiet der Anwendung der
Elektronik in der Sportwissenschaft keineswegs erschöpft. Es gibt noch
viele Beispiele dafür, aus denen die Bedeutung der Elektronik für dieses
Gebiet hervorgeht.
Literatur
[1] Waddington, D. E. O. N. Transistor stopwatch, Wireless Wld., Bd. 65, Nr. 10,
S. 521
[2] Hochleistungsstroboskop „PR 9100“ der Firma Philips
[3] Anders, R., „Transistorisierte Meßtechnik“, VEB Verlag Technik, Berlin
1966, S. 64
In Großbritannien wurde kürzlich ein transistorisiertes Gerät zum In-den-Schlaf-
Bringen auf den Markt gebracht. Man benutzte es in Londoner Krankenhäusern, um
Schlaflosigkeit und Angstzustände zu behandeln. Die Frequenz kann zwischen 7
und 140 Imp.ls angepaßt werden, die Impulslänge jeweils von 1 bis 4 ms. Das Am¬
plitudenmaximum beträgt 27 V. Das Gerät wird in Großbritannien für 340 Dollar
verkauft — Österreich hat ein ähnliches Gerät entwickelt. Das ,,Electrodom“ wendet
weißes Rauschen bis zu 20 kHz an, um den Benutzer zum Schlafen zu ,, überreden“.
76
Einführung
in die Problematik
lng. Klaus K. streng des Farbfernsehens (2)
Das Wiedergabeorgan
Im ersten Teil dieser Beitragsreihe (im Elektronischen Jahrbuch 1967)
erfuhr der Leser, daß „irgendwo“ am Ende der Übertragungskette Studio
— Heim, im Farbfernsehempfänger also, 3 Spannungen U R , U B und U G
entstehen, die der Amplitude des „roten“, „blauen“ und „grünen“ Bild¬
signals entsprechen. Er erfuhr ferner, daß es genügt, diese 3 Signale zu
übertragen, denn durch die Kombination der 3 Grundfarben in einer ge¬
eigneten Bildröhre lassen sich alle Farben des sichtbaren Spektrums mit
sehr großer Genauigkeit darstellen.
Wie aber erfolgt die Wiedergabe des farbigen Bildes? Die Möglichkeit, die
Bilder von 3 Fernsehbildröhren (jeweils Grün, Blau oder Rot) überein¬
ander zu projizieren, scheidet für die Praxis des Heimfernsehempfängers
aus verschiedenen Gründen aus. Man muß das farbige Bild mit einer
Bildröhre sichtbar machen können. Jahrelange Entwicklungsarbeiten
in verschiedenen Ländern führten zu verschiedenen Lösungen. Man kam
am Ende aber stets zu jener Lösung zurück, die zumindest dem Prinzip
nach die älteste elektronische Wiedergabeeinrichtung für das Farb¬
fernsehen ist: auf die Maskenbildröhre, auch Schattenmaskenbildröhre
oder kurz Dreifarben-Bildröhre genannt. Der Ausdruck Schattenmasken¬
bildröhre kömmt den Gegebenheiten am nächsten.
Die Maskenbildröhre
Im Kolben einer Fernsehbildröhre befinden sich 3 Elektronenstrahl¬
systeme mit je einer Fokussierelektrode. Die Strahlen aus den 3 Elek¬
tronenstrahl,,kanonen“ durchlaufen eine gemeinsame Konvergenzelek¬
trode und treffen dann auf die auf dem Boden der Bildröhre — Innenseite
des Schirmes — angebrachte Lochmaske auf. Diese besteht im Prinzip
aus einem dünnen Blech mit etwa 400000 feinen Löchern (Bild 1). Die
Fertigung der Maske mit ihren zahlreichen mikroskopisch feinen und
77
Bild 1
Aulgeschnittene Furti-
fernsehbildrOhre A OS —
11X mit Ansicht der
Lochmaske, in die 440 000
jeine Löcher gebohrt wur¬
den (Foto: Valvo OmbJiJ
genau angeordneten Löchern bereitet technologisch äußerst große Schwie¬
rigkeiten. Heute bohrt man diese Löcher oft mit Laserstrahlen. Die
Löcher müssen eng nebeneinander stehen, für den Betrachter kommen
roter, blauer und grüner Leuchtpunkt von der gleichen Stelle.
Wie ist dies möglich? Der Elektronenstrahl fällt durch jeweils eins der
feinen Löcher der Maske und trifft auf dem Glasboden, d.h. auf dem Bild¬
schirm auf (Bild 2). Hier sind auf engem Raum jeweils 3 Leuchtstoffe mit
den Farben Rot, Blau und Grün so angeordnet, daß der rote Elektronen-
Bild 2
Durch jedes Loch in der Mas¬
ke gelangen die 3 Elektronen¬
strahlen auf die Leuchtstoffe
auf dem Bildschirm, so daß
jeder Strahl jeweils nur „sei¬
nen” Leuchtstoff trifft
Elehtronenstrahlen vom
■ System
„roten" System
ßildschirm
mit verschieden
Farbigen leuchtstaffen
78
trahl, also der Elektronenstrahl, der Rot schreiben soll, nur den roten
Leuchtstoff trifft, der blaue Elektronenstrahl den blauen Leuchtstoff usw.
Auf diese Weise gelingt es, die 3 Elektronenstrahlen so über den gesamten
Bildschirm abzulenken, daß die Konvergenz der 3 Strahlen erhalten
bleibt: Der grüne Elektronenstrahl trifft immer nur die grünen Leucht¬
stoffpunkte, der blaue die blauen und der rote die roten. Das weitere
ist im Prinzip einfach. Es genügt, die Helligkeitssignale U R , U B und U G
dem Wehneltzylinder des für die jeweilige Farbe zuständigen Elektronen¬
strahlsystems zuzuführen, damit ein farbiges Bild entsteht. Soll die Mas¬
kenbildröhre das übliche Schwarz-Weiß-Fernsehbild wiedergeben, dann
erhalten alle Wehneltzylinder das gleiche Signal. Allerdings so, daß U R
etwa 30%, U G 59% und U B 11 % dieses Signals beträgt. Aus Teil 1 dieser
Artikelfolge ist bekannt, daß eine solche Aufteilung die Farbe Weiß ergibt.
Mit einfachen Spannungsteilern läßt sich die entsprechende unterschied¬
liche Aufteilung der Steuerspannung erreichen.
Wesentlich schwieriger ist es, die Konvergenz der 3 Elektronen strahlen
zu erhalten. Wir wollen hier nicht eingehen auf die Unterschiede zwischen
magnetischer und statischer, statischer und dynamischer Konvergenz
usw. Bei Empfängern mit der Schattenmaskenbildröhre werden nicht
weniger als 15 Einstellregler betätigt, um die Konvergenz exakt einzu¬
stellen. Zum Glück ist diese Einstellung so stabil, daß sie ein für allemal
vom Gerätewerk vorgenommen wird — wenn man die Bildröhre nicht
auswechselt! Dann muß natürlich die dynamische Konvergenz neu ein¬
gestellt werden. Man kann sich vorstellen, was auf den Farbfernsehemp¬
fänger-Servicetechniker (schreckliches Wort) zukommt. . .
Wie aber bemerkt der Zuschauer am Bildschirm, daß die Konvergenz
nicht stimmt? Einfach daran, daß alle Bilder an den gleichen Stellen rote,
blaue oder grüne Farbsäume haben. Dies läßt sich bei bewegten Bildern
nicht immer einfach feststellen. Hier ist ein „stehendes“ Testbild gün¬
stiger. Aber es gibt noch eine ganz einfache Kontrollmöglichkeit:
Bei der Wiedergabe von Schwarz-Weiß-Bildern sind alle 3 Elektronen¬
strahlen an jeder Stelle „vorhanden“, und zwar in dem bereits erwähnten
Verhältnis 30% Rot, 59% Grün und 11% Blau. Trifft nun der entspre¬
chende Elektronenstrahl nicht haargenau „seinen“ Leuchtstoff, so er¬
scheinen in dem schwarz-weißen Bild rote, blaue oder grüne Farbsäume.
Deutlich sieht man diese Farbsäume an Gittermustern.
Es ist noch zu erwähnen, daß z.B. ein gewisser Restmagnetismus der
Maske — wie er nach einer bestimmten Betriebszeit der Röhre stets auf-
tritt — die Genauigkeit der Konvergenz (und damit der Farbreinheit)
stört. Man muß die Röhre dann entmagnetisieren. Der französische CFS-
Konzern brachte ein Gerät namens Servochrom auf den Markt, mit dem
u.a. derartige Entmagnetisierungen durchgeführt werden können.
Nachdem klar ist, wie die Maskenbildröhre funktioniert, können wir ein
grobes Blockschaltbild des Bildwiedergabeteils eines Farbfernsehemp-
79
Uy
Bild 3
Blockschaltbild des
Wiedergabeteils eines
Farbfernsehempfängers
mit Maskenbildröhre
fängers mit Maskenbildröhre zeichnen (Bild 3). Aus 2 Spannungen — wir
nennen sie hier Uj und Ujj — gewinnt man durchweine Matrixschaltung die
3 Farbartsignale U R , U B und U G . Sie werden jeweils dem Wehneltzylinder
„ihres“ Blektronenstrahls zugefügt.
Die Ablenkung in vertikale und horizontale Richtung erfolgt nach den
auch für das Schwarz-Weiß-Fernsehen gültigen Prinzipien. Ein Unter¬
schied, obwohl nicht prinzipielier^Natur, besteht für die Erzeugung der
Hochspannung. Einmal handelt es sich um 3 Elektronenstrahlsysteme,
die zu versorgen sind, und 3 Elcktronenstrahlsysteme benötigen im ungün¬
stigsten Falle den 3fachen Strom eines einzigen. Zum anderen werden an
die Konstanz der Hochspannung einer Farbfernsehbildröhre größere An¬
forderungen gestellt als an die einer Schwarz-Weiß-Bildröhre: Ein Ändern
der Hochspannung aber kommt einer Änderung der Konvergenz der
3 Elektronenstrahlen gleich, d.h., die Farbreinheit bleibt nicht erhalten.
Das Chromatron
Nun ist die Maskenbildröhre nicht die einzige Möglichkeit für die Bildwie¬
dergabe im Farbfernsehempfänger. Besonders stören bei ihr die erwähnte
schwierige Einstellung der Konvergenz und das aufwendige Verfahren
zur Herstellung von Maske und Bildschirm. Es fehlte deshalb nicht an
Versuchen, Bildröhren mit einem Elektronenstrahl für die Wiedergabe
farbiger Bilder zu verwenden. Dies ist natürlich mit den uns vertrauten
Sehwarz-Weiß-Bildröhren physikalisch unmöglich.
Verschiedene Verfahren scheiterten, so z.B. „Apfel“-, „Bananen“- und
,,Gabor“-Bildröhre. Sie sind nur noch von historischem Interesse. Von
einer gewissen Bedeutung ist jedoch die CAromafrora-Bildröhre, die von
der japanischen Industrie zu einer (neuen) Blüte entwickelt wurde.
Bild 4 zeigt die Skizze einer Chromatronbildröhre. Ein Elektronenstrahl
wird in einem konventionellen System erzeugt und normal abgelenkt. Im
Gegensatz zur Maskenbildröhre, die die 3 Farben jeweils gleichzeitig durch
3 Elektronenstrahlen schreibt, muß der Elektronenstrahl der Chroma-
tronröhre die 3 Grundfarben nacheinander schreiben, und zwar bereits
während der Dauer jedes Bildpunkts. Der Wehneltzylinder wird deshalb
80
Bild 4
Skizze einer Chromatron-
bildröhre
mit hoher Frequenz durch einen elektronischen Umschalter jeweils auf
U R , U B und U G geschaltet.
Auf dem Bildröhrenboden trägt man horizontal für jede Zeile 3 Streifen
mit verschiedenfarbigen Leuchtstoffen auf. Diese Streifen sind so schmal,
daß der fokussierte Elektronenstrahl jeweils nur den mittelsten Leucht¬
stoff trifft — in Bild 5a z.B. den grünen Streifen (außerdem sind die
3 Leuchtstoffstreifen schmaler als 1 Zeile).
Das Schirmbild wäre folglich ständig grün. Hinter dem Leuchtschirm
befindet sich ein engmaschiges Gitter. Durch das Anlegen einer Gleich¬
spannung an das Gitter läßt sich der Elektronenstrahl um eine Kleinig¬
keit nach oben oder unten ablenken, gerade soviel, daß er den roten oder
blauen Leuchtstoffstreifen trifft (Bild 5 b und c). Man schaltet den Strahl
zwischen den 3 Farben Rot, Grün und Blau synchron mit der Umschal¬
tung des Wehneltzylinders um. Auf diese Weise wird erreicht, daß er
während der Zeit, in der ihn das „rote“ Signal steuert, den roten Leucht¬
stoff, in der Zeit, in der ihn das „blaue“ Signal steuert, den blauen Leucht¬
stoff trifft und während der Zeit, in der ihn der „grüne“ . ..
Endeffekt: Ein farbiges Bild wird geschrieben, Konvergenzprobleme gibt
es nicht bzw. nicht mehr als bei der Schwarz-Weiß-Bildröhre usw.
Bild 5
Durch das Anlegen einer
geeigneten Spannung an
das Farbgitter läßt sich
der Elektronenstrahl zwi¬
schen den verschieden¬
farbigen Leuchtstoff -
streifen umschalten
o
R_
>
R_
o“
o
B_
£
o~
17
ß
G
o
T
■Jjs
T
o-
o
%
o~
B_
a) b) c)
6 Elektronisches Jahrbuch 1968
81
Auch die Technologie des Chromatrons ist etwas einfacher als die der
Maskenbildröhre, obwohl ebenfalls noch reichlich kompliziert. Nachteilig
sind der große Aufwand des Umschalters, der beim Farbgitter reichlich
hohe Spannungen schalten muß, und die relativ geringe Lichtausbeute.
In der Tat ist die Maskenbildröhre heller als die Chromatronrölire und alle
anderen bisher bekannten FarbfernsehWiedergabeorgane; ein weiterer
Grund dafür, warum man bisher immer wieder zu ihr zurückkehrte.
Dazu kommt noch etwas: Bei der Wiedergabe von Schwarz-Weiß-Bildern
wird bekanntlich kein Farbunterträger empfangen. Der Umschalter
„schwingt frei“, d.h., er schaltet ständig mit etwa 4,4 MHz zwischen den
3 Farben um. Statt zwischen 3 Spannungen U R , U B und U G wechselt der
Wehneltzylinder zwischen 3 Teilspannungen (0,3, 0,59 und 0,11 Uy) um.
Die Zusammensetzung ergibt ein weißes Signal. Treten Farbsäume im Bild
auf, so kann dies nur an einem Defekt der Bohre liegen, nämlich dann, wenn
das Farbgitter nicht mehr zu den Farbleuchtstoffstreifen auf dem Bild¬
schirm „paßt“. Dies wird jedoch nicht plötzlich eintreten, sondern muß
bereits bei der fabrikneuen Bohre erkennbar sein. Eine Bohre mit einem
derartigen Defekt würde entweder nicht ausgeliefert oder sofort vom Ver¬
braucher reklamiert.
Viel wahrscheinlicher ist es, daß die Schaltspannung für das Farbgitter
nicht stimmt. Hat sie einen zu kleinen Wert, so läßt sich der Elektronen¬
strahl nicht einwandfrei auf den roten oder blauen Streifen lenken. Der
Erfolg wäre ein grüner Farbsaum. Ein derartiges Absinken der Schalt¬
spannung ließe sich demnach sofort im Bild bemerken, und die Ursache
des Defektes könnte leicht lokalisiert werden.
Die Pläne der Sowjetunion betreffs Farbfernsehen umfassen 1970 ein Produktions¬
ziel zwischen 1 bis 1,5 Millionen Geräten jährlich.
Wir zitieren aus
fatecy/rcrtuob
Oct. 3, 66:
,,Die Standardisierung hat in Ostdeutschland die Zahl der Stunden, die für die
Elektronik-Konsumgüterproduktion benötigt werden, gewaltig herunter'gehauen'.
Für Fernsehgeräte hat sich das Niveau auf 82 % gehoben, d.h., 82 von 100 Kom¬
ponenten sind allen in diesem Land gefertigten Fernsehgeräten gemeinsam. Das
Resultat davon: Man benötigt nur noch 5,4 Arbeitsstunden, um ein Fernsehgerät zu
produzieren, gegenüber 27 Stunden im Jahre 1957. Das Niveau der Standardisierung
liegt bei Rundfunkgeräten sogar noch höher, und zwar bei mehr als 90 %“.
82
Dipl--Ing. Otthermann Kronjäger
Betriebszuverlässigkeit
und Amateurteclinik
Einleitung
Überall dort, wo die Elektronik angewendet wird, ist das Problem der
Betriebszuverlässigkeit mit einbegriffen. Anders gesagt, jeder Fortschritt
in der Technik kommt nicht zur Geltung, wenn nicht gleichzeitig das neue
Erzeugnis dieser Technik zuverlässig arbeitet. Das betrifft auch den Funk¬
amateur. Sehr oft sieht er sich dem Problem der Zuverlässigkeit gegen¬
übergestellt, wenn beispielsweise mitten in einem QSO sein Sender die
Funktion einstellt. Es muß deshalb einiges über die Betriebszuverlässig¬
keit gesagt werden, welche Begriffe auftreten und wie man die auf dem
umfangreichen Gebiet getroffenen Feststellungen in der Amateurtechnik
anwenden kann. Dabei soll nur auf wenige mathematische Zusammen¬
hänge zurückgegriffen werden. Die Ausführungen sind teilweise als Vor¬
schläge zu werten.
Zur praktischen Betricbszuvcrlässigkeit
Beginnen wir zunächst mit dem Begriff Betriebszuverlässigkeit. Darunter
wird verstanden, daß ein elektronisches System (Anlage, Gerät, Bau¬
gruppe) oder Element (elektronisches Bauelement oder mechanische Ein¬
richtung) mit einer bestimmten Wahrscheinlichkeit die geforderten Funk¬
tionen in einem interessierenden Zeitabschnitt erfüllt. Die Wahrschein¬
lichkeit können wir in einem Zahlenwert ausdrücken. Er liegt zwischen 1
und 0. Beispielsweise bedeutet ,,1“, daß in dem betrachteten Zeitabschnitt
die Anordnung ihre Funktion hundertprozentig erfüllt. Zur Abkürzung
des Wortes Betriebszuverlässigkeit wählen wir den Ausdruck Zuv. Im
Gegensatz zur Zuv. muß logischerweise die Unzuverlässigkeit genannt
werden. Auch sie kann man in einem Zahlenwert ausdrücken, der zwi¬
schen 0 und 1 liegt. So würde der Wert „0“ bedeuten, daß keine Unzuver¬
lässigkeit vorhanden ist. Für beide Wahrscheinlichkeitsausdrücke wählen
W * r P(t) = Zuverlässigkeit,
Q(t) — Unzuverlässigkeit.
6 *
83
Die internationale Literatur hat für sie die verschiedensten Bezeich¬
nungen eingeführt. Obige Beziehungen lassen also Zeitfunktionen erken¬
nen. Ihre gegenseitige Abhängigkeit erfaßt man in dem Ausdruck
P(t)=l-Q(t). (1)
Wann und wo ein Ausfall vorhanden ist, darüber gibt es verschiedene
Auffassungen. Wir legen uns mit folgender Definition fest:
Der Ausfall eines Systems oder Elements liegt dann vor, wenn die Betriebs-
oder Ausgangswerte merklich nicht mehr eingehalten werden.
Hierzu 2 Beispiele aus der Praxis der Amateurtechnik:
Fall 1
Eine bestehende Funkverbindung wird plötzlich unterbrochen, weil der
Sender ausgefallen ist (z.B. kein Anodenstrom der Endstufe).
Fall 2
Entgegen den früheren guten Modulationsangaben wird jetzt mitgeteilt,
daß Verzerrungen vorliegen. Als Ursache stellt sich ein völliger Verbrauch
der Endröhre des Modulationsverstärkers heraus.
Im Fall 1 hatten wir einen plötzlichen Ausfall zu verzeichnen, d.h., ohne
vorherige Ankündigung trat der Ausfall auf. Im Fall 2 lag dagegen ein
Verbrauch der Bohre vor. Man sagt dazu auch, es war eine Alterungs¬
erscheinung, eine Ermüdung, vorhanden. Die Istwerte der Bohre lagen
also außerhalb der Toleranz der Betriebswerte. Besonders die letzte Art
des Ausfalls nehmen die Amateure nicht ernst, da unmittelbar der Geld¬
beutel angesprochen wird. Etwa nach der Methode, solange sie noch
„röchelt“, ist sie noch gut! Inwieweit eine solche Einstellung Berechti¬
gung hat, kann nicht Gegenstand der Betrachtungen sein. Soviel sollte
man hierzu noch festhalten, daß durch Ermüdungserscheinungen Beak-
tionen auf andere Elemente ausgeübt werden, was schließlich um so eher
einen plötzlichen Ausfall hervorrufen kann.
Die plötzlichen Ausfälle, sogenannte Zufallsausfälle, können den Amateur¬
betrieb beträchtlich beeinflussen. Lassen sich derartige Ausfälle verhin¬
dern? Dazu die einfache Antwort: „Nein“. Man kann sie nicht verhindern,
wohl aber herabsetzen, ja soweit reduzieren, daß sie praktisch nicht mehr
in Erscheinung treten. Wie ist das zu erreichen? Der Amateur kann dazu
sehr viel beisteuern, indem er die Erkenntnisse, die auf diesem Gebiet
gewonnen wurden, beherzigt, und nicht immer wieder von vorn anfängt.
Zur Erhöhung der Zuv. sind deshalb einige Merksätze für die Praxis zu
empfehlen:
— Gewöhne dir Exaktheit in deinen Versuchsaufbauten an. Die dafür
erforderliche Zeit ist nicht verloren, da undurchsichtig scheinende
Fehler unterbleiben.
84
— Wähle nach Möglichkeit solche Schaltungen für dein Vorhaben, die
nachweislich erprobt sind.
— Wähle für den Anfang einfache Schaltungen.
— Beherzige die Hinweise erfahrener Kameraden, ßie haben schon das
hinter sich, was du gerade erlernen willst.
— Überlaste nie die in der Schaltung verwendeten Bauelemente. Im
Gegenteil, nimm bis zum gewissen Grad eine Unterdimensionierung
vor (die angeblich strapazierbaren Anodenbleche der Senderendröhre
gehören in das Reich der Fabel!).
— Berücksichtige bei deinen Geräten die vorhandene Verlustwärme, d.h.,
deren Abstrahlung darf andere Bauelemente nicht in Mitleidenschaft
ziehen.
— Überlege dir den Aufbau deines Geräts gründlich.
— Wähle die Bedienungselemente so, daß keine gegenseitige Behinderung
eintritt. Durch einen Bedienungsfehler soll kein Ausfall entstehen.
— Verhindere den Folgeausfall: d.h., durch Ausfall eines Bauelements
dürfen keine weiteren Ausfälle auftreten.
Die aufgestellten Thesen verbürgen keine Vollständigkeit. Soviel kann
man aber sagen, daß bei Einhaltung dieser Merksätze die Zuv. wesentlich
in positiver Richtung beeinflußt wird.
Von der Zuverlässigkeit der Elemente und der Systeme
In den obigen Merksätzen erscheint unausgesprochen die Anzahl der
Elemente. Prinzipiell ist dazu zu sagen, je mehr Elemente in einer Schal¬
tung vereinigt sind, um so unzuverlässiger wird sie. Allerdings muß man
dann eine Serienschaltung im Zuv.-Sinne haben. Bildlich sieht so etwas
aus wie Bild 1. Nach Ausfall eines Elements oder Systems ist diese Kette
unterbrochen, die Funktion eingestellt. Diese Grundschaltung kann man
sowohl auf Baugruppen, Geräte oder Anlagen verwenden. Wir wollen
das an einer Schaltung erklären. Eine elektronische Schaltung gemäß
Bild 2 hätte dann im Zuverlässigkeitssinne das Aussehen nach Bild 3.
Bild 1
Serienschaltung im Zu-
verlässiglceitssinne
Bild 2
Schaltungsbeispiel
zur Zuverlässigkeit
m
m
°-[«wj—?
85
Bild 3 Einzelteil-Serienschaltung im Zuverlässigkeitssinne für das Sehaltungs¬
beispiel
Wir erkennen: fällt irgendein Bauelement aus, so arbeitet die Oszillator-
Schaltung nicht mehr. Demnach ist die Anordnung nach Bild 3 berechtigt.
Oder betrachten wir das Blockschaltbild eines Empfängers. In Bild 4
wurde alles Erforderliche aufgeführt. Jeder dieser Blöcke ist also (wie
Schaltung nach Bild 2) unterteilbar.
Genauso kann man verfahren, wenn man weiß, daß bei Ausfall irgendeines
Elements die Funktion des betrachteten Systems gestört ist. Es gibt
Systeme, die eine Reihe von Funktionen zu erfüllen haben, in denen bei
Ausfall einer Baugruppe nicht alle Funktionen des Systems eingestellt
werden. Beispielsweise könnte man einen Amateurempfänger auch dann
noch teilweise verwenden, wenn der BFO ausfiele, A3-Empfang wäre ja
noch möglich!
Es handelt sich demnach um eine „Vereinbarung“ zwischen Beurteiler
und Hersteller eines Geräts. Aus diesem einfachen Beispiel ist ersichtlich,
wie problematisch der Ausfall bewertet werden kann. Ferner zeigt das
Beispiel, daß die Baugruppe BFO je nach Festlegung des Ausfalls in die
Zuverlässigkeitsschaltung einzuordnen ist. Hier muß sie als Abzweigung
zum ZF-Verstärker angesehen werden.
Es gibt sehr viele Schaltungen, die man nach dem Gesagten analysieren
muß, um eine Aussage über die Zuv. zu erhalten. Deshalb fassen wir
betreffs Serienschaltung zusammen: Eine Serienschaltung liegt dann vor,
wenn durch einen Ausfall die gewünschte oder geforderte Funktion nicht mehr
gegeben ist.
Wir wollen noch etwas zu den mechanischen Einrichtungen erwähnen.
Sie können ebenfalls die Funktion eines Systems beeinträchtigen. Man
denke z.B. an eine Taste. Grundsätzlich kann man aber festhalten, daß
ein plötzlicher Ausfall einer mechanischen Einrichtung wesentlich selte¬
ner vorkommt als bei einem elektronischen Bauelement. Wir wollen des¬
halb vereinbaren: Die Zuv. von mechanischen Einrichtungen hat für die
Belange des Amateurs den Wert „1“. Dazu müssen solche Elemente je¬
doch gewartet werden.
Bild 4
Blockschaltbild eines
Amateursupers
86
\p,(i)]bfo
Bild 5 Baugruppen-Serienschaltung im Zuverlässigkeitssinne
für den Amateursuper
Das Bestreben geht dahin, die Zuv. der elektronischen Bauelemente
ebenfalls dem Wert 1 anzunähern. Die Fabrikation von Bauelementen
ist jedoch mehr oder weniger mit Fehlern behaftet. Hinzu kommt, daß
die Bauelemente zu einem vertretbaren Preis verkauft werden müssen.
Ökonomische Belange spielen also auch eine Rolle. Um tr.otzdem die
Zuv. eines Systems zu erhöhen, bedient man sich der sogenannten Redun¬
danz. Darunter ist eine Mehrfaehausführung von Bauelementen, Bau¬
gruppen, Geräten und Anlagen zu verstehen. „Heiße“ Reserve besagt,
ein gleiches Element oder System wird dauernd mitbetrieben. Bei Aus¬
fall übernimmt das andere System die Funktion. Im einfachsten Falle
haben wir 2 parallelgesehaltete Bauelemente, wenn es die physikalischen
Bedingungen zulassen. Gemäß Bild 6 sind einige Bauelemente angegeben*
die man im Zuv.-Sinne als „parallel“ ansehen kann. Da Widerstände all¬
gemein durch Unterbrechung ausfallen, stimmt die elektronische Schal¬
tung mit der Zuv.-Betrachtung überein. Kondensatoren können aber
sowohl durch Unterbrechung als auch durch Kurzschluß ausfallen. Be¬
sonders bei der Bauelemente-Redundanz ist nicht immer ein voller Ersatz
bei Ausfall des Partners vorhanden. Natürlich muß der Aufwand gegen¬
über dem Nutzen abgewogen werden. Unterdimensionierte Bauelemente
Bild 6
Beispiele für die Anwendung der, , heißen“
Reserve
beide Möglichkeilen
87
erhöhen ebenfalls oft die Zuv. Um eine Aussage über die Zuv. eines Bau¬
elements zu erhalten, bezieht man sich auf die Ausfallrate. Sie ist gleich
der relativen Bestandsänderung von Elementen gleichen Typs in einem
betrachteten Zeitintervall. Für Systeme gelten prinzipiell die gleichen
Festlegungen. Nach 61. (2) erkennt man, daß zur Ermittlung der Ausfall¬
rate Z(t) im Zeitabschnitt At die Elemente AN ausgefallen sind. Bei
Kenntnis der Funktion Q(t) läßt sich Z(t) ebenfalls berechnen
1 Zl N d Q (t)
Bf A t — P (t) • d t'
( 2 )
Eine Reihe von Bauelementen hat praktisch die Unzuverlässigkeit Q(t)
= 1—e — Pf. Durch Differentiation von Q(t) und Einsetzen von P(t)
aus 61. (1) in 61. (2) wird Z(t) = p. Unter diesen Bedingungen ist Z(t)
= konstant, d.h. zeitunabhängig. Nach der sogenannten Badewannen¬
kurve erkennen wir, daß Z(t) nur im Bereich II (Bild 7) obige Bedingungen
erfüllt. Die Kurve ist idealisiert. Schlecht gefertigte Systeme werden einen
Verlauf von Z(t) haben, wie die gestrichelte Kurve zeigt. Treten nach dem
ersten Einschalten von neu hergestellten Geräten Ausfälle infolge unsach¬
gemäßer Fabrikation oder schlechter Bauelemente auf, dann zeigt sich
ein Verlauf von Z(t) gemäß Teil I. Nach Behebung der „dünnen“ Stellen
verringert sich Z(t), um in den Teil II überzugehen. Teil I bezeichnet man
mit Frühausfallabschnitt. Dem Teil der konstanten Ausfallrate schenken
wir besondere Aufmerksamkeit. Er charakterisiert nun den Zeitabschnitt
der allgemeinen Verwendung des Systems. Hier haben wir also im Abstand
1/Pges = T = mittlere Funktionsdauer Ausfälle zu erwarten. Ihr zeitlicher
Abstand würde theoretisch im Abstand T liegen. Die Bemühungen gehen
dahin, T möglichst groß zu machen.
Werden die Abstände der Betriebszeitabschnitte zwischen den Ausfällen
geringer, so steigt gemäß Bild 7 Z(t) an, wir nähern uns der allgemeinen
Alterung des Systems. Es müßte eine generelle Überholung stattfinden.
Für Amateure hat dieser Zeitabschnitt kaum Bedeutung, denn die Tech¬
nik schreitet fort, andere Gedanken formen schon ein neues System usw.
Trotzdem wollen wir einige mögliche Fehler für ein verschleißbehaftetes
Gerät nennen. Es sind dies häufigere Ausfälle von Widerständen (Tole¬
ranzüberschreitung), von Elektrolytkondensatoren (Austrocknung des
Bild 7
Zeitlicher Verlauf
der Zuverlässigkeit
88
0
t
Elektrolyten) und Kontaktschwierigkeiten an Schaltern und Relais sowie
Röhrensockeln.
Z(t) hat die Dimension Zeiteinheit -1 . Nimmt man beispielsweise für ein
Bauelement p = 10“ 6 h -1 an, so bedeutet das, von einem Kollektiv von
10 0 Bauelementen gleichen Typs fällt unter den gegebenen Betriebs¬
bedingungen je Stunde etwa 1 Bauelement aus. Hätten wir dagegen nur
10 3 Bauelemente, dann kann 1 Bauelement bei 10 3 h ausfallen.
Die angegebenen Werte wurden auf Grund statistischer Erfassungen ermit¬
telt. Da man den Mittelwert solcher Ausfallzeiten über die Grenzen von
0 bis Unendlich integriert, ist es ohne weiteres einzusehen, daß Exemplare
im Kollektiv sind, deren Ausfallzeiten weit ab vom Mittelwert liegen kön¬
nen. Es tritt eine große Streuung um den Mittelwert auf.
Es gibt nun Bauelemente, die sich relativ schnell verbrauchen, d.h., ihre
mittlere Lebensdauer M ist gering. Sie gelangen in einer begrenzten Zeit
außer Toleranz. Nun, obgleich diese Feststellung getroffen wurde, beginnt
sie uns erst dann zu interessieren, wenn die Lebensdauer M in der Größen¬
ordnung von T des Systems liegt bzw. was noch schlimmer wäre, wenn
M < T ist. Derartige Elemente könnten dann T ungünstig beeinflussen,
die Ausfälle würden ansteigen! Bei genannten Elementen bestände nicht
die Reziprozität zwischen p und M. Ein typischer Vertreter solcher
Elemente ist die Elektronenröhre. Für Langlebensdauerröhren findet man
einen p-Faktor von 10 -6 h -1 und ein M = 10 4 h. Will man also die mitt¬
lere Funktionsdauer eines Geräts feststellen, so muß man wissen, welche
Bauelemente in der vorgesehenen Schaltung sich bezüglich T rasch ver¬
brauchen. Infolge geringen Aufwands, der allgemein bei Amateurgeräten
angetroffen wird, liegt M verschiedener Bauelemente unterhalb T. Dar¬
aus folgt: Ist das Gerät richtig hergestellt (Amateurgerät), so sind die sich
verbrauchenden Bauelemente nur rechtzeitig zu erneuern. Das trifft be¬
sonders auf Röhren zu. Ihre mittlere Lebensdauer liegt bei etwa 2000 h
(Röhren des allgemeinen Verbrauchs). Wenn wir bei transistorisierten
Geräten vom Verbrauch der Batterien absehen, so tritt bei ihnen häufiger
plötzlicher Ausfall auf. Allerdings liegen hier die Ausfallzeitabstände höher
als bei röhrenbestückten Geräten. Unter Berücksichtigung der vorzu¬
sehenden Wartung an unseren Geräten können wir nun T ermitteln. Die
verwendeten Bauelemente haben dann die Zuv. P(t) e - f'l. Da wir unsere
Schaltung im Zuverlässigkeitssinne als Serienschaltung erkannt haben,
wird die Zuv. des Systems
' P 8e (t) = P 1 (t)-P 2 (t)-P n (t) = e-P> t .e-P^...e-P“ t . (3)
Es ist ersichtlich, daß man die p-Faktoren addieren kann. Dazu werden
die Faktoren nach Art und Anzahl zusammengezählt
Pges = a Pi + b P 2 + c Ps-!- m Pn=Tf- ( 4 )
89
Hat beispielsweise ein Gerät ein p ges = 10~ 3 h -1 und möchte man wissen,
welche Zuv. das Gerät für einen 24-h-Betrieb erreicht, so ergibt sich
P (t) = e- 10 “ 3 ' 24 1 — 0,024 = 0,976 .
Von 200 Geräten gleichen Typs werden 5 Geräte wahrscheinlich nicht die
gewünschte Zeit überstehen. Wir können aber auch sagen, im Mittel wird
ein Gerät etwa 40mal 24 h durchstehen, bevor es einmal ausfiele. Da im
Beispiele T = 1000 h ist, würde ein fehlerfreies Arbeiten für eine Betriebs¬
zeit von t = 1000 h nur etwa 37 % betragen. Aus Bild 8 können wir T
sofort feststellen, wenn wir voraussetzen, daß der mittlere p-Faktor der
an der Schaltung beteiligten Bauelemente die angegebenen Werte hat.
Schließlich wäre noch darauf hinzuweisen, wie der p-Faktor der Bau¬
elemente abhängig ist von den Einsatzbedingungen der Bauelemente.
Nehmen wir beispielsweise eine Anzahl Schichtwiderstände und setzen
wir sie verschiedenen Belastungen aus, so werden sie unterschiedlich aus-
fallen. Wie man leicht einsehen wird, fällt ein Widerstand um so eher aus,
je höher die an ihm verbrauchte Leistung ist. Würde man Papierkonden¬
satoren mit einer Betriebsspannung betreiben, die über der zulässigen
Nennspannung liegt, dann träten ebenfalls Ausfälle auf. So könnte man
Bild 8
Diagramm zur'mittleren
Funktionsdauer
diesen Beispielen viele weitere hinzufügen. Die Abhängigkeit der p-Fak¬
toren ist in der einschlägigen Literatur behandelt. Man muß also bei einer
Zuv.-Angabe immer die Einsatzbedingungen mit erwähnen. Aus den
schon angegebenen möglichen Werten der p-Faktoren unter Nennbedin¬
gungen geht unschwer hervor, daß die Ermittlung solcher Werte selbst
für die Bauelemente herstellenden Firmen einen spürbaren Aufwand an
Prüflingen und Meßeinrichtungen bedeuten muß. Deshalb kann nur eine
kollektive Zusammenarbeit von Hersteller und Anwender zu Ergebnissen
führen. Die aus der internationalen Literatur bekannt gewordenen p-
Faktoren sind als guter Anhaltspunkt für unsere Berechnungen anzu¬
sehen. Wir können annehmen, daß die den Amateuren und sonstigen An¬
wendern zur Verfügung stehenden Bauelemente ähnliche p-Faktoren
haben. Prinzipiell muß man sich aber von dem Gedanken lösen, daß, wenn
keine „objektiven“ p-Faktoren von Bauelementen unserer Produktion
in ausreichendem Maße bekannt seien, es keinen Zweck hätte, irgend¬
welche Ermittlungen anzustellen. Es ist schon viel gewonnen, wenn man
mit Hilfe der einfachen Berechnungen erkennt, welche sicheren Betriebs¬
zeiten unter den angenommenen Werten zu erwarten sind. Will man je¬
doch sein Gerät mit einem anderen zuverlässigen Gerät vergleichen, dann
fällt bei dieser Bezugnahme die Unsicherheit der Annahme weg. Zur Er¬
leichterung der Berechnung geben wir die p-Faktoren von immer wieder¬
kehrenden Baugruppen in einer Tabelle an. Man braucht dann diese Fak¬
toren nur mit der Anzahl gleichartiger Gruppen zu multiplizieren und
erhält p ges . e i ne Anzahl Bauelemente nicht typisch in einer jeden
Gruppe ist, muß man diese getrennt zu den Gruppen-p-Faktoren addieren.
p-Faktoren in 10 6 h 1
Eöhren der allgemeinen Fertigung als Breitbandverstärker. 31
Böhren der allgemeinen Fertigung als HF-Yerstärker oder Oszillator .... 24
Böhren der allgemeinen Fertigung als Endstufe. 46,5
Böhren der allgemeinen Fertigung als Netzgleichrichter in Doppelweg¬
gleichrichtung . 25
Langlebensdauerröhren als Breitbandverstärker. 16
Ge-Transistoren als Breitbandverstärker . 12,5
Ge-Transistoren als Endstufe mit Transformator. 15
Ge-Transistoren als HF-Verstärker oder Oszillator. 11
Potentiometer. 5
Einstellregler. 2
Drehkondensator . 0,1
Trimmer. 1
Netztransformator oder Drossel. 0,2
Steckverbindung je Kontakt . 0,2
Schalterkontakt . 0,5
Schalter. 3
Beiais. 1
Lötstelle. 0,03
Bildröhre . 10
Subminiaturröhren . 40
Stabilisator . 25
91
Folgendes Beispiel möge die Anwendung der obengenannten p-Faktoren
zeigen. Ein Empfänger habe 1 HF-Stufe, 2 Oszillator-, 3 ZF-, 1 NF- und
1 Endstufe. Ferner 1 Netzteil mit Doppelweggleichrichtung, 1 Dreifach¬
drehkondensator, 10 Trimmer, 3 Schalter mit 30 Kontakten, 2 Potentio¬
meter und ebensoviele Einstellregler, schließlich etwa 200 zusätzliche Löt¬
stellen. Damit erhält man folgende Zusammenstellung:
6 HF-Stufen
1 NF-Stufe
1 Endstufe.
1 Netzteil. .
2 Pot.
2 Einstellr.
3 Schalter .
30 Kontakte
1 3-faeh-Dr.
10 Trimmer
200 Lotst. .. .
144
10 -6 h“
31
10~ 6 h“
46,5
10- 6 h —
25
10~ 6 h —
10
10“" h"
4
10“* h~
9
10 -6 h~
15
10 -6 h -
0,3
10“' h~
10
10~ 8 h~
6
10“* h —
300,8 ■ 10~ 6 h~‘ = p ges
Das bedeutet aber eine mittlere Funktionsdauer von etwa 3300 h. Diese
Zeit können wir jedoch nur dann erwarten, wenn
— die Zeit der Frühausfälle vorüber ist,
— die Dimensionierung und Fabrikation des Geräts richtig erfolgten,
— die angenommenen p-Faktoren im Mittel zutreffen!
Es wurde schon erwähnt, daß Röhren der allgemeinen Fertigung eine
mittlere Lebensdauer M von etwa 2000 h haben. Wenn demnach M < T
ist, so wäre im Mittel ein Verbrauch der Röhren eher zu erwarten, als
das Gerät durch einen Zufallsausfall (plötzlich) funktionsuntüchtig würde.
Da die Geräte des Amateurs keineswegs täglich in vielstündigem Betrieb
sind, können wir mit einer langen Betriebszeit rechnen.
Zusammenfassung
Es wurde auf die Notwendigkeit von Zuverlässigkeitsbetrachtungen
in der Amateurtechnik hingewiesen. Danach kann bereits viel getan
werden, ohne die speziellen Zusammenhänge theoretischer Erkenntnisse
auf diesem Gebiet zu kennen. Bereits dieser erste Überblick gestattet es,
die ersten Berechnungen auf dem Gebiet der Zuverlässigkeit durchzu¬
führen.
92
Leitsätze für den Entwurf
zuverlässiger
II albleiterschaltung en,
für Schaltungserprobung
Dipl.-Phys. H.-J. Fischer und Bauelementefehler
In diesem Beitrag werden dem Leser einige Leitsätze zum Entwurf
zuverlässiger Halbleitersehaltungen gegeben und für passive Bauele¬
mente die Anwendung der Zuverlässigkeitskriterien dargelegt. Früher
wurde die Zuverlässigkeit vorausgesetzt und nicht quantitativ bestimmt«
Heute, hei der immer größeren Bauelementezahl moderner elektroni¬
scher Anlagen, spielen diese Probleme eine überaus wichtige Rolle, so vor
allem in der Militärtechnik.
a — In der Schaltung dürfen die Grenzwerte der Transistorparameter
nicht ausgenutzt werden. Je näher man an den Maximalwerten liegt,
desto geringer wird die Zuverlässigkeit der Schaltung. Besonders zu
beachten sind die Parameter Kollektorverlustleistung und Kollektor¬
spitzenspannung. Man muß die Grenzwerte an der oberen Tempera¬
turgrenze zugrunde legen.
b — Der Arbeitspunkt des eingesetzten Transistors soll unter allen mög¬
lichen Betriebsbedingungen und Umgebungstemperaturen in engen
Grenzen stabil gehalten werden. Dadurch ergeben sich kleinstmög-
liche Parameterveränderungen und erhöhte Zuverlässigkeit. Nach
Möglichkeit sind gleichstrom- und signalseitige Gegenkopplungen
vorzusehen. (Oft angewendete Grundschaltungen: niederohmiger
Basisspannungsteiler, großer Emitterwiderstand, Spannungsgegen¬
kopplung vom Kollektor auf die Basis.)
c — Der Arbeitspunkt des Transistors in der Schaltung darf nicht in ein
Gebiet der Kennlinie gelegt werden, wo starke Abhängigkeit der
Parameterwerte vom Betriebszustand besteht. Als Beispiel hierfür
kann die Abhängigkeit des Stromverstärkungsfaktors vom Emitter¬
strom dienen. Stellt man den Arbeitspunkt bei kleinen i e -Werten
ein, dann wird Aß/Ai e groß und die Zuverlässigkeit der Schaltung
klein. Man wählt also — trotz möglicher Nachteile bei der Auslegung
der Schaltung — einen Arbeitspunkt mit höherem Emitterstrom.
93
d — Die Schaltung soll eine Veränderung der wichtigsten Parameter in
einem möglichst großen Wertebereich zulassen, ohne daß ein Ver¬
lust der Arbeitsfähigkeit auftritt. Je größer dieser „Toleranzbereich“,
desto höher die Betriebszuverlässigkeit der Schaltung.
e — Die Schaltung soll so ausgelegt werden, daß auch eine momentane
Überlastung von Transistoren und Dioden ausgeschlossen ist (beson¬
ders wichtig bei mehrstufigen, gleichstromgekoppelten Verstärkern,
in denen auf Grund unrichtiger Dimensionierung die letzten Tran¬
sistoren bei Übersteuerung gefährdet sind).
f — Auf richtige Kühlung der einzelnen Transistoren ist stets zu achten,
auch wenn die Grenzwerte nicht erreicht werden. Je näher man einen
Transistor an seiner zulässigen Grenztemperatur betreibt, desto ge¬
ringer wird die Betriebszuverlässigkeit.
Schaltungserprobung
Trotz dieser Leitsätze ist noch keine absolute Sicherheit für die Betriebs¬
zuverlässigkeit der Schaltung gegeben. In der nächsten Etappe — der
Schaltungserprobung — müssen daher zielgerichtete Prüfverfahren an¬
gewendet werden, um die Zuverlässigkeit erkennen zu können.
Die erste Methode besteht darin, die Abhängigkeit der Schaltungskenn¬
werte bei Änderung der Speisespannung zu untersuchen. Man wählt die
Schaltung, die den größten Speisespannungs-Toleranzbereich hat. Das
ist die einfachste Methode der Betriebszuverlässigkeitsprüfung. Im prak¬
tischen Betrieb der Schaltung legt man dann geringere Speisespannungs¬
toleranzen fest.
Die zweite Methode besteht darin, das Weglaufen der Parameter des Tran¬
sistors oder der Diode zu imitieren. Man vergrößert die Sperrströme (z.B.
durch zusätzlich eingebaute Widerstände), verändert den Stromverstär¬
kungsfaktor oder erhöht die Kniespannung (wichtig bei Schalttransisto¬
ren) usw. Die Aufgabe ist auch hier: Entwurf einer Schaltung mit größt¬
möglich zulässigem Änderungsbereich dieser Kenngrößen.
Die dritte Prüfmethode besteht im Einsatz einer größeren Menge von
Einzelexemplaren an Transistoren und Dioden in die Schaltung. Dabei ist
es besonders wichtig, „Grenzwertexemplare“ zu benutzen, die z.B. sehr
hohe Stromverstärkung (verglichen mit dem statistischen Mittelwert)
oder hohe Restströme aufweisen. Je weniger sich die Ausgangsparameter
der Schaltung beim Auswechseln der aktiven Bauelemente verändern,
desto betriebszuverlässiger wird die Schaltung sein.
Die vierte Methode ist die Aufnahme des Temperaturgangs. Es wird die
Arbeitsfähigkeit der Schaltung in dem Temperaturbereich untersucht,
der vorgeschrieben wurde. Je größer der Bereich ist, in dem die Schaltung
94
noch funktioniert, desto zuverlässiger arbeitet sie auch unter den Bedin¬
gungen der Praxis.
Diese Prüfarten lassen sich auch geeignet kombinieren. Am zuverlässig¬
sten arbeitet die Schaltung, die für alle Tests den jeweilig größten Tole¬
ranzbereich hat. Dabei gilt allgemein, daß Ja-Nein-Schaltungen leichter
zuverlässig auszulegen sind als linear verstärkende Stufen.
Der Nachteil aller dieser Prüfmethoden besteht jedoch darin, daß sie nur
qualitative Aussagen gestatten. Fordert man zahlenmäßige Aussagen
über die Betriebszuverlässigkeit, so bleibt nichts anders übrig, als mehrere
Muster der Schaltung in ihrer Einsatzform längere Zeit zu betreiben und
statistische Ermittlungen anzustellen. Diese zeitraubende und Kosten
verursachende Aufgabe vereinfacht sich, wenn man auf Grund der ange¬
führten qualitativen Prüfungen am Ende der Entwicklung eine kleine
Anzahl zuverlässiger Schaltungen erhalten hat. Je geringer die Zahl der
angewendeten Schaltungsvarianten, desto aussagekräftiger das statisti¬
sche Material und desto höher die Betriebszuverlässigkeit der mit diesen
Schaltungsbausteinen gefertigten Geräte.
Die Betriebszuverlässigkeit von Halbleiterschaltungen läßt sich nur in
geringem Maße voraussetzen, man muß vorwiegend auf praktischer Er¬
fahrung aufbauen. Die Ergebnisse von Zuverlässigkeitsuntersuchungen
sollten systematisch gesammelt und der technischen Öffentlichkeit zu¬
gänglich gemacht werden.
Nun noch einige allgemeine Bemerkungen
— Man kann die Ergebnisse von Betriebszuverlässigkeitsuntersuchungen
an Schaltungen nicht mit den Stichprobenprüfungen im verkürzten
Verfahren an den Bauelementen vergleichen, wie sie der Bauelemente¬
hersteller vornimmt.
— Als qualitatives Kriterium für die Einsatzfähigkeit eines Halbleiter¬
bauelements bei längerer Erprobung legt man zweckmäßig die Garan¬
tiedaten zugrunde.
— Um zu nennenswerten Gesamtzuverlässigkeitsfaktoren zu kommen,
sollte man etwa einen minimalen p-Faktor in der Größenordnung von
5 ■ lö -5 Ausfälle je Stunde fordern.
Bauelementefehler
Zum Abschluß einiges über Bauelementefehler. Das Diagramm S. 88 zeigt
die als Grundlage für alle Betrachtungen gewählte Kurve für die Vertei¬
lung der Fehlerrate oder der entsprechenden Fehlerprozente während der
95
Lebensdauer eines Bauelements bzw. eines aus diesen Bauelementen zu¬
sammengesetzten Geräts. Man erkennt 3 Stufen:
die der sogenannten Frühausfälle,
die der nutzbaren Lebensdauer,
die der Abnutzung oder Alterung.
In der Stufe 1 tritt eine abnehmende Fehlerrate auf; die Frühausfälle
sind ein Maß dafür, wie der betreffende Herstellerbetrieb die Technologie
beherrscht. Bei einer jahrelang laufenden, vollausgereifton Produktion
kann dieser Abschnitt schon konstante Fehlerraten aufweisen. Innerhalb
der nutzbaren Lebensdauer ist die Fehlerrate konstant, und die Aussagen
erfolgen auf Grund des Exponentialgesetzes. Die Steilheit der Stufe 3
hängt von den Materialeigensehaften und dem Auslastungsgrad des je¬
weiligen Bauelements ab.
Eine Angabe der Fehlerrate allein nützt nichts, sie muß mit einem Ver¬
trauensmaß und mit den Betriebsbedingungen zusammen genannt wer¬
den. Das Vertrauensmaß beruht auf der statistischen Genauigkeit; diese
wiederum hängt ab von der Menge der durchgeführten Prüfungen. Je
umfangreicher die Prüfungen waren, desto höher liegt das Vertrauens¬
maß. Eine angegebene Fehlerrate mit festgelegtem Vertrauensmaß (z.B.
70%) gilt nur bei bestimmten Betriebsbedingungen für das Bauelement.
Daher besteht das Problem, eine Fehlerrate bei gegebener Temperatur,
Spannung, Leistung usw. in eine äquivalente Fehlerrate bei anderer Tem¬
peratur, Spannung usw. umzurechnen. Das geschieht durch Benutzung
der sogenannten Beschleunigungsfaktoren. Bei einem Kondensator gibt
es beispielsweise einen Spannungsbeschleunigungsfaktor und einen Tempe¬
raturbeschleunigungsfaktor. Für den Spannungsbeschleunigungsfaktor
gilt folgende Formel:
t,_ /]M n
t 2 [uj ’
U 2 bzw. Ui = jeweilige Belastungsspannung des Kondensators bei kon¬
stanter Temperatur, T 1 und T 2 = Lebensdauer bei den entsprechenden
Spannungen, n = Exponent entsprechend dem dielektrischen Material
und der Spannungsbelastungsfläche des Bauelements.
Der Wert von n schwankt entsprechend der verschiedenen Dielektrika,
Herstellungsverfahren und Prüfbedingungen. Das Problem ist die Be¬
stimmung des Wertes von n für den spezifischen zu prüfenden Konden¬
sator.
96
Beispiel
Für einen Papierkondensator, ölgefüllt, über den Belastungspegel zwi¬
schen 140 % und 100 % der Nennspannung gilt der Exponent n = 5. Die
Kondensatoren wurden geprüft und hatten eine Lebenszeit von 10000
Stunden bei -f-85°C und 140% der Nennspannung. Es soll berechnet
werden, wie groß die Lebensdauer bei 100% Nennspannung und gleicher
Temperatur ist. Es gilt
Tioo = T „ 0 10 000 • (1,4)5 _ 53 500 h .
\ u ioo/
Der Beschleunigungsfaktor für dieses Beispiel beträgt 1,4 5 = 5,35; er gilt
nur für dieses Dielektrikum und die angegebene Spannungsbelastung. All¬
gemein ändert sich der Exponent mit der Spannungsbelastung.
Die Ableitung des Temperaturbeschleunigungsfaktors ist ähnlich wie beim
Spannungsbeschleunigungsfaktor. Sie beruht auf einer chemischen Regel,
die aussagt, daß sich bei jeder Temperatursteigerung um 10°C die Lebens¬
dauer um die Hälfte verringert. Es gilt für den Temperaturbeschleuni¬
gungsfaktor
_ 9 (t 2 —til/n.
f” ”
A 2
T x und T 2 = Lebensdauer, und t 2 = entsprechende Temperaturen,
n = Temperaturpegel für den entsprechenden Temperaturbereich.
n verändert sich je nach Dielektrikum und Temperaturbelastung.
Beispiel
n soll gleich 10°C sein, die Lebensdauer bei +125 °C nach Meßwerten
10000 Stunden betragen. Wie groß wäre die Lebensdauer bei + 85°C
gewesen?
T 1= = T 2 ■ 2 (t » _t i )/n = 10000 - 2 <125_85)/10 = 10000- 2 4
= 100000 h.
In diesem Falle ist also der Beschleunigungsfaktor gleich 16. Bei Geräten
in der Praxis muß man die mittleren Zeiten zwischen 2 Fehlem entspre¬
chend den gezeigten Gesetzmäßigkeiten berechnen. Für den Praktiker
entsteht die Frage, welche Lebensdauer man bei modernen elektronischen
Geräten erwarten kann. Bei den angegebenen Werten handelt es sich um
Ergebnisse aus den USA, die sich vorwiegend auf militärische Geräte be¬
ziehen.
7 Elektronisches Jahrbuch 1968
97
In der folgenden Aufstellung sind einige Werte für die mittleren Zeiten
zwischen 2 Fehlem angegeben.
Geräte der Landstreitkräfte
taktisches Funkgerät, fahrbar. 160 h
tragbares Kurzwellenfunkgerät. 500 h
Richtfunkgerät. 2800 h
Geräte der Marine
Kurzgrenzwellensender. 165 h
Allwellenempfänger. 234 h
Fernschreibgerät. 234 h
Kennungsgerät. 212 h
Funkpeiler. 120 h
passives hydroakustisches Gerät. 580 h
Raketen-Feuerleitrechner. 88 h
Geräte der Lufttstreitkräfte
Datenübertragungsgeräte. 46 h
Dezimeterwellen-Sendeempfänger. 60 bis 80 h
Kompaß. 270 bis 360 h
Autopilot (Selbststeuergerät) . 10 bis 80 h
Funkmeßvisier . 50 h
Bombenzielgerät. 88 h
Eine Papierantenne, die mit Luft aufgeblasen werden kann und nach Gebrauch weg -
geworfen wird , entwickelte Westinghouse Electric Corp. Diese taktische Antenne ist
mit einem metallisierten Epoxyd- Überzug bestäubt.
98
Ing. Klaus K. Streng
Kleine Stereopraxis
Der Begriff der Stereofonie — räumlich es Hören — geistert seit Jahren ais
vielfach unverstandenes Sehlagwort durch Presse und Literatur. Die
„alten Hasen“ unter den Elektronikamateuren können mit dem Wort
etwas anfangen, die Vorstellungen des Anfängers in der Amateurelek¬
tronik hingegen sind mitunter ein wenig nebelhaft. Im Gegensatz zum
3-D-Klang und zu sogenannten Raumtonlautsprechern vergangener Jahre
ist die Stereofonie ein echter technischer Fortschritt. Er stellt eine Be¬
reicherung des durch Lautsprecher übermittelten Klangerlebnisses dar.
Dies wird von keinem Fachmann bezweifelt. Allerdings bedeutet die
stereofonische Wiedergabe keine für den Laien schlagartige Änderung des
akustischen Eindrucks. Stereofonie zwingt zum konzentrierten Zuhören,
eine musikalische „Hintergrundberieselung“ in Stereo ist unmöglich.
Dies als Vorwort. Die heute weit verbreitete Stereofonie bei Schallplatten,
Magnetband und Rundfunk (Stereorundfunk) arbeitet mit 2 Kanälen.
Diese sind elektrisch völlig getrennt, d.h., es müssen auf der Wiedergabe¬
seite — die hier vor allem interessiert — mindestens 2 Lautsprecher hin¬
ter 2 Verstärkern vorhanden sein, die sich innerhalb außerordentlich
enger Toleranzen gleichen.
Das einfachste ist die stereofonische Schallplattenwiedergabe. Man be¬
nötigt lediglich einen speziellen Stereoplattenspieler. Stereoschallplat¬
ten, die auf einem einkanaligen ( Mono- ^Plattenspieler abgespielt wer¬
den, klingen niemals Stereo — auch wenn Laien das gelegentlich behaupten.
Die Zahl der betriebenen Lautsprecher spielt dabei keine Rolle.
Stereoplattenspieler bzw. ihre Tonabnehmer erkennt man an dem ein¬
geprägten Symbol (Bild 1). Sie haben 2 Ausgänge, die je einem Ver¬
stärkereingang zugeführt werden müssen. Da ein Kanal für die „rechte“
Seite des Wiedergaberaums, der andere für die „linke“ Seite desselben
CD
7*
Bild 1
Symbol für Stereofonie bzw. stereofonische Geräte
99
rechter
’Kanal
linker
:Kanal
Bild 2
Die genormten Anschlüsse für Stereo¬
eingänge von Verstärkern
bestimmt ist, entsteht die Frage: Welcher Kanal ist rechts, welcher links ?
Dafür gibt es eine internationale Norm, die Bild 2 zeigt.
Es wurde bereits erwähnt, daß beide Verstärker möglichst gleich sein müs¬
sen. Weichen ihre Verstärkungen voneinander ab, so verlagert sich der
scheinbare Ort des Schalles in Richtung zu jenem Lautsprecher, der von
dem Verstärker mit der größeren Verstärkung gespeist wird. Im Extrem¬
fall scheint das ganze Orchester rechts bzw. links zu sitzen, wenn auch
gestaffelt, d.h. mehr oder weniger rechts (bzw. mehr oder weniger links).
Was tun?
In jeder Stereoanlage gibt es einen sogenannten Balanceregler, mit dem
der scheinbare Ursprungsort des Schalles korrigiert werden kann. Die
Wirkungsweise ist einfach: Der Balanceregler verschiebt die beiden Ver¬
stärkungen gegensinnig so, daß sie gleich groß sind. Sie halten sich dann
gewissermaßen Balance. Die Schaltung kann verschieden sein. Bild 3
zeigt einige Beispiele.
Auch der Frequenzgang der beiden Verstärker muß möglichst gleich sein.
Sonst scheint die Schallquelle ihren Standort plötzlich zu wechseln, sie
scheint zu „springen“, je nachdem, ob ein hoher oder tiefer Ton in den
Lautsprechern erzeugt wird.
Weiterhin ist noch die Phasenlage der beiden Verstärkerausgänge zu
berücksichtigen. Vor Phasenbeziehungen haben wohl' alle Amateure
(und auch die meisten Berufstechniker) großen Respekt. Unter Strom,
Spannung, Leistung usw. kann man sich leichter etwas vorstellen als
unter Phase. Die Phasenlage bei den beiden Stereoverstärkern ist aber
relativ leicht zu verstehen:
Ein Schallzug von einer Quelle in der Mitte der Aufnahme,,basis“ trifft
gleichzeitg die beiden Mikrofone auf der rechten und linken Seite für die
beiden Stereokanäle 1 ). Zu einer bestimmten Zeit hat die Schallwelle ihr
Maximum, die Membranen der Mikrofone werden am meisten auf Druck
‘) Der Einfachheit halber wird hier die sog. AB-Technik, d.h. 1 Mikrofon auf jeder
Seite der Basis, vorausgesetzt.
100
beansprucht. Bei richtiger Phasenlage müssen die beiden Lautsprecher
im Wiedergaberaum zu dieser Zeit ihre Membranen nach außen „drücken“.
Ist nun die Phasenlage beider Verstärkerzüge unterschiedlich, so erreicht
ein Lautsprecher etwas später als der andere sein Druckmaximum.
Im Extremfall „drückt“ eine Lautsprechermembran gerade dann, wenn
die andere „saugt“. Der stereofonische Eindruck ist dann grob gestört
und eine Lokalisierung der Schallquellen (typisch für stereofonisches
Hören) nicht möglich.
Dieser Fall (der eine Lautsprecher drückt, wenn der andere saugt) kommt
häufig vqr. Er entspricht der Verpolung eines Lautsprechers oder einer
Phasenverschiebung um 180°. Eine geringere Phasenverschiebung ist
nicht möglich, wenn man voraussetzt, daß Verstärker und Lautsprecher
in beiden Kanälen jeweils identisch sind.
Nun interessiert den Liebhaber stereofonischer Musik weniger, welches
Glied seiner Anlage für die Verpolung „zuständig“ ist, es genügt die Tat¬
sache der Verpolung, denn ihre Auswirkung stört. Schaltet man beide
Verstärkereingänge und -ausgänge parallel auf einen Lautsprecher, so
muß sich bei gleicher Phasenlage beider Ausgangsspannungen eine Er¬
höhung der Ausgangsleistung (d. h. der Lautstärke) ergeben. Bei Verpolung
101
Taschenlampenbatterie
±y\
beim Anschluß der Batterie
missen die Membranen
gleichsinnige Bewegungen
ausführen
r~
fl
Bild 4
Zum Polaritätstest
von Lautsprechern
eines der beiden Kanäle zeigt sich eine Verringerung der Ausgangsleistung
bzw. Lautstärke. Auf diese Art kann man rasch die Verstärker „auf rich¬
tige Polung“ bringen.
Bei längeren Lautsprecherleitungen kann es Vorkommen, daß die Laut¬
sprecher verschieden gepolt sind. Um das festzustellen, tastet man mit
einer Batterie über einen Vorwiderstand von etwa 10 Q die Anschlüsse
beider Lautsprecherleitungen ab.
Bei gleicher Polung müssen beide Lautsprechermembranen zum Laut¬
sprecher hingezogen bzw. beide von ihm weggedrückt werden, wenn die
Batterie Kontakt gibt. Um die Bewegung der Membran festzustellen, legt
man einen oder mehrere Finger auf sie, ohne zu drücken. Man spürt dann
die Bewegung der Membran ganz deutlich und kann, falls nötig, einen der
Lautsprecher umpolen. Bild 4 verdeutlicht den beschriebenen Test.
Vor den Stereoversuchssendungen des Deutschen Demokratischen Rund¬
funks wird stets eine kurze Testsendung gebracht bzw. innerhalb dieser
Sendung auch eine einfache Überprüfungsmöglichkeit der Lautsprecher¬
polung. Zweckmäßig ist es, die Lautsprecher über unverwechselbare
Stecker anzuschließen, sobald die richtige Polung feststeht. Man spart
sich dann eine Kontrolle bei Wiederaufnahme der Anlage bzw. nach län¬
geren Pausen, in denen ein Stecker herausfallen und falsch herum wieder
eingesteckt werden kann.
Wie eine Lautsprecherbasis aussehen soll, verrät dem Stereoanfänger jede
Veröffentlichung über Stereofonie: Abstand der Lautsprecher etwa 2,5
bis 3 m, günstigster Platz des Zuhörers etwa 1,3 bis 1,5 m vor der Mitte
der Basis (Bild 5). Verwendet man Lautsprecherboxen, dann dreht man
diese am günstigsten so, daß die gedachte Verlängerung der Lautsprecher¬
schwingspule den Zuhörer trifft: Er hört nun die hohen Frequenzen be¬
sonders gut — natürlich nur, soweit sie vom Lautsprecher wiedergegeben
werden.
Da hohe Tonfrequenzen für die stereofonische Wiedergabe besonders
wichtig sind, soll man sie niemals in einem Klangregelnetzwerk dämpfen,
sei es auch nur, um das Rauschen beim Empfang weit entfernter Stereo-
102
sender oder das Rauschen abgenutzter Schallplatten zu mildern. Abge¬
spielte Platten oder verrauschter Rundfunkempfang eignen sich nicht
für stereofone Wiedergabe. Deshalb ist der Ehrgeiz einiger Amateure,
in 150 bis 250 km vom Sender noch stereofonisch empfangen zu wollen,
falsch: Sinn der Stereofonie ist doch, eine besonders wertvolle Qualität
der Wiedergabe zu ermöglichen. Hierzu ein Hinweis: Sender, die bei
Stereoempfang „rauschen“, haben fast immer noch eine ausgezeichnete
Qualität bei herkömmlicher, d. h. einkanaliger Wiedergabe. Ursache für
das immerhin etwa 20 dB (!) stärkere Rauschen bei Stereorundfunkemp¬
fang sind die größere Bandbreite des Stereomultiplexsignals (52 kHz
gegenüber dem herkömmlichen NF-Signal mit 15 kHz Bandbreite) und
der Pilotton bzw. Hilfsträger.
Im Gespräch über Qualität stereofoner Sendungen drängt sich immer
wieder eine Frage auf, die oft, aber leider recht einseitig, auch in der Fach¬
presse, diskutiert wurde: Kann man für Stereowiedergabe nicht gute
Kopfhörer verwenden?
Viele Argumente sprechen dafür, und eB ist ein Erfolg dieser Diskussion,
daß unsere Industrie seither Stereokopfhörer fertigt. Würden aber Kopf¬
hörer in allen Fällen den Ansprüchen des Rundfunkhörers genügen, so
hätten wir wohl heute noch keine Lautsprecher. Zumindest gäbe es heute
noch Rundfunkgeräte für den Publikumsgebrauch (hier ist nicht die Rede
von Funkempfängern für NVA, Polizei, Post usw.) ohne Lautsprecher,
nur für Kopfhöreranschluß. Dies ist nirgends auf der Welt der Fall. War¬
um sollte es beim Stereorundfunk, der ja eine besonders hochwertige
Wiedergabe gewährleisten soll, anders sein?
Damit wird der Wert von Stereokopfhörern nicht bestritten! Aber alles
an seinem Platz: Der Tontechniker kann auf den Stereokopfhörer genauso
wenig verzichten wie der „höhere“ Amateur — vorausgesetzt, sie be¬
schäftigen sich ernsthaft mit Stereofonie.
Zum Schluß ein kleiner Tip: Falls Sie die Absicht haben, Ihren Bekann¬
ten stolz Stereofonie vorzuführen, dann seien Sie vom Ergebnis nicht
allzu enttäuscht. Ein großer Teil Ihrer Gäste wird die Vorführung zwar
recht nett linden, ohne sich sonderlich dafür zu erwärmen. Schuld ist
wahrscheinlich nicht Ihre Anlage, sondern die Tatsache, daß wir „Zivili¬
sationsmenschen“ verlernt haben, richtig zu hören — falls wir es jemals
konnten. Aber dies ist ein anderes Kapitel.
Bild 5
Maße für die Basis
(Wohnzimmerverhält-
nisse)
103
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Ing. Ernst Bottke
Der Feldeffekttransistor
ist im Kommen!
Die Elektronenröhre bietet gegenüber dem klassischen Transistor, der
auf dem Prinzip der Ladungsträgerinjektion beruht, den Vorteil, daß
sie — wenigstens bis zu einer bestimmten Frequenz — leistungslos gesteuert
werden kann. Umgekehrt ist der Transistor der Elektronenröhre über¬
legen, weil er nur eine Stromquelle niedriger Spannung benötigt und eine
wesentlich größere Zuverlässigkeit und Lebensdauer aufweist. Der Feld¬
effekttransistor vereinigt in sich alle eben genannten vorteilhaften Eigen¬
schaften : Er kann leistungslos gesteuert werden, benötigt nur eine niedrige
Betriebsspannung und ist zuverlässig wie ein Transistor. Sogar Feld¬
effektleistungstransistoren für Niederfrequenz sind rein spekulativ denk¬
bar. Ende 1966, als dieser Beitrag geschrieben wurde, gab es sie jedoch
noch nicht.
Was ist ein Feldeffekttransistor?
Beim Feldeffekttransistor erzielt man den Steuereffekt dadurch, daß der
Widerstand eines stromführenden Kanals durch elektrostatische Einwir¬
kung einer Steuerspannung verändert wird. Eigentlich ist der Feldeffekt¬
transistor nichts anderes als ein kleiner Kondensator, dessen einen Belag
ein Querstrom durchfließt (Bild 1). Der Querwiderstand dieses Belags
kann durch den Potentialunterschied, der zwischen den beiden Belägen
herrscht, verändert und gesteuert werden [1]. Die stromdurchflossene
Bild 1
Prinzipieller Aufbau
eines Feldeffekttransistors;
a - Steuerelektrode (Gitter=Gate),
b - Katode (Quelle=Source ),
c - Anode (Senke—Drain),
d - stromdurchflossene Elektrode
( Kanal ),
e - Dielektrikum
105
Bild 2
Aufbau eines Metalloxydfeldeffekt¬
transistors (MOS-FET )
vom Entleerungstyy,
bei dem der n-Kanaleindiffundiert istl
An der Quelle liegt die Katode, an
der Senke die Anode der Gleichstrom¬
quelle:
a - Quelle, b - Gitter, c - Senke,
B - Basis
Kondensatorelektrode darf allerdings nicht metallischer Natur sein. In
Metallen ist die Konzentration der Ladungsträger (Elektronen) für diese
Zwecke viel zu groß. An der dem Dielektrikum zugewandten Seite des
stromdurchflossenen Belags würde zwar durch Influenz eine mehr oder
weniger große Anzahl von Elektronen angezogen oder abgestoßen, im
Verhältnis zur Gesamtzahl der vorhandenen Ladungsträger wären es
jedoch verhältnismäßig wenig, so daß eine merkliche Beeinflussung der
Leitfähigkeit nicht eintreten könnte. Anders ausgedrückt: In einen guten
elektrischen Leiter kann ein elektrisches Feld nicht eindringen. Bei halb¬
leitenden Stoffen dagegen, bei denen sich die Leitfähigkeit in bekannter
Weise durch Dotierung in weiten Grenzen verändern läßt, ist dies sehr
wohl möglich. Da die elektrostatische Wirkung mit der Entfernung vom
Steuerbelag abnimmt, ist noch zu fordern, daß die stromdurchflossene
Elektrode sehr dünn sein muß. Die technisch brauchbare Realisierung
des Feldeffekttransistors wurde daher erst durch die hochentwickelte
Halbleitertechnik möglich.
Wegen der guten Analogie zur Elektronenröhre wollen wir, um das Ver¬
ständnis zu erleichtern, vor allem den n-Kanal-Feldeffekttransistor mit
isolierter Steuerelektrode betrachten [2]. Man bezeichnet ihn nach
der Reihenfolge der Schichten als MOS-Feldeffekttransistor (M = Metall
= Steuerelektrode, 0 = Oxid = isolierende Si0 2 -Schicht, S = Semi-
conductor, d.h. Halbleiterschicht = stromdurchflossene Elektrode).
Hergestellt wird der Silizium-Feldeffekttransistor nach den Arbeits¬
methoden der sehr anpassungsfähigen Planartechnologie. Ein schwach
p-leitendes Siliziumplättchen wird zunächst durch eine thermische Be¬
handlung an der Oberfläche oxidiert (Bild 2). Mit Hilfe der Fotomasken¬
technik, die uns von der Herstellung der Mesa- und Planartransistoren
her bekannt ist, werden dann in der gewünschten Geometrie Stellen frei¬
gelegt und durch Eindiffusion von Dotierungsstoffen (z.B. Phosphor¬
atomen) die n-leitenden Zonen der „Senke“ (Drain, hier gleich Anode,)
und der „Quelle“ ( Source , hier gleich Katode) hergestellt. Als Brücke zwi¬
schen den beiden Zonen entsteht unter der gleichzeitig wachsenden Si0 2 -
Schicht der n-Kanal, Er läßt sich — wie in unserem Beispiel — technolo¬
gisch erzeugen, er kann in bestimmten anderen Fällen jedoch auch erst
106
bei Anlegen einer Vorspannung an die Steuerelektrode (Gate = Gitter)
entstehen. Der Kanal ist der wesentliche, obenerwähnte „stromdurch¬
flossene Kondensatorbelag“.
Die Steuerelektrode (Gitter = Gate) wird als metallischer Belag auf die
isolierende SiO a -Schicht aufgedampft. Die Kontaktierung aller 3 Elek¬
troden nimmt man nach den bewährten Methoden der Planartechnik
vor. Ferner werden wie beim Planarverfahren auf einer Siiiziumscheibe
von etwa 1 cm Durchmesser gleichzeitig mehrere hundert Feldeffekt¬
elemente hergestellt und später voneinander getrennt und in die üblichen
Gehäuse eingebaut.
Wie arbeitet der Feldeffekttransistor?
Bild 3 zeigt das Kennlinienfeld eines n-Kanal-Feldeffekttransistors, dessen
srinzipieller Aufbau in Bild 2 wiedergegeben wurde [3]. Bei dieser Tran-
pistorart sind lediglich Elektronen (deshalb n-Kanal) am Stromtransport
beteiligt. Ohne Gittervorspannung ist die Leitfähigkeit des Kanals groß,
weil ausreichend Ladungsträger vorhanden sind. Der Strom zwischen der
Katode (Quelle oder Source) und der Anode (Senke oder Drain) steigt
fast linear mit zunehmender Spannung an, wie in Bild 3 an der Kennlinie
für Ug = 0 zu erkennen ist. Wird die negative Spannung zwischen dem
Gitter (Gate) und der Katode (Quelle = Source) vergrößert, so entsteht
durch Influenz an der Unterseite des isolierenden Si0 2 -Dielektrikums
eine positive Spannung gegenüber dem Bezugspunkt (Katode), weil die
beweglichen Ladungsträger (Elektronen) aus dem leitenden n-Kanal ver¬
drängt werden. Der (Quer-)Strom im Kanal nimmt ab (Bild 3).
Bild'S
Kennlinien] eld
eines Feldeffekttransistors
nach Bild 2
(Entleerungstyp = depletion
type);
I d - Anodenstrom — Drain-
* ström,
U d - Anodenspannung
= Drainspannung,
U g - QitteroorSpannung.
Die Ähnlichkeit des Kenn¬
linienfelds mit dem einer
Vakuumpentode
ist unverkennbar
107
Mit zunehmender negativer Gitterspannung wird der Kanal in mehr oder
weniger großen Teilen von beweglichen Ladungsträgern (Elektroden) ent¬
leert. Deshalb bezeichnet man diese Art von Feldeffekttransistoren auch
als Entleerungstransistor. Wir haben sie zur Betrachtung deshalb ausge¬
wählt, weil die Analogie zur Elektronenröhre besonders gut ist. Aus der
Darstellung in Bild 3 läßt sich erkennen, daß die Kennlinienscharen weit¬
gehend denen von Vakuumpentoden ähneln. Wenn wir die Abhängigkeit
I a = f(Ug) [bzw. I D = f(Ug), I a = I D = Anodenstrom = Senken- oder
Drainstrom] des n-ICanal-Entleerungs-Feldeffekttransistors grafisch dar¬
stellten, erhielten wir eine ähnliche Analogie.
Bild 4 Die 3 Grundschaltungsarten des Feldefekttransistors; a — die Quellenbasis¬
schaltung entspricht der Katodenbasisschaltung , b — die Senkenbasis¬
schaltung entspricht der Anodenbasisschaltung , c — die Gitterbasisschaltung
hat bei Röhren und Feldeffekttransistoren die gleiche Bezeichnung
108
Sehaltsymbol und Grundsehaltungen
Bleiben wir der besseren Verbindung Röhre-Halbleiter wegen bei dieser
Art Feldeffekttransistor. Im Schaltsymbol ist der leitende Kanal durch
einen starken, senkrechten Strich dargestellt, dem die Steuerelektrode
(Gitter = Gate) wie der zweite Belag eines Kondensators gegenüber¬
steht (Bild 4). Durch die beiden Stromzuführungen S (Quelle = Source)
und D (Senke = Drain) wird der Stromfluß durch den Kanal angedeutet.
Der Pfeil entspricht der Flußrichtung der Elektronen. Der Anschluß des
Trägerplättchens wird als Basis B bezeichnet. Analog zu den bekannten
Röhrenschaltungen sind auch beim Feldeffekttransistor 3 Grundschaltun¬
gen möglich, die der Katodenbasis-, Anodenbasis- und Gitterbasisschal¬
tung entsprechen (Bild 4). Die Spannungsverstärkung in Katodenbasis¬
schaltung (= Sottrcebasissehaltung) ist ebenso wie bei einer Röhre
V = S ivÄ;~ S ‘ Ra < R i» R a)-
Bei Feldeffekttransistoren werden z.Z. (1966) Steilheiten um 2 mA/V
erreicht.
Die wichtigsten Eigenschaften
Da die Steuerelektrode G (Gitter) durch die Quarzschicht (Si0 2 ) von den
übrigen Elektroden getrennt ist, haben Feldeffekttransistoren außer¬
ordentlich hohe Eingangswiderstände, die bei 10 13 bis 10 15 ß liegen. Sie
können deshalb vorteilhaft in Elektrometerschaltungen, Röntgendosis¬
messern, Geigerzählern u. ä. verwendet werden. Die unter der Steuerelek¬
trode liegende Quarzschicht ist etwa 0,1 [xm stark. Ihre Toleranz stellt die
kritische Größe bei der Herstellung von Feldeffektelementen dar. Durch
sie wird u. a. die Steilheit und damit die Verstärkerwirkung bestimmt. Die
dünne Isolierschicht hat nur eine bestimmte Durchschlagfestigkeit. In
Verbindung mit dem sehr hohen Isolationswiderstand können oft un¬
beabsichtigte, statische Aufladungen beim Transport oder beim Be¬
rühren von Feldeffekttransistoren zur Zerstörung der Si0 2 -Schicht führen.
Einige Hersteller empfehlen deshalb, bis zum endgültigen Einbau den
Gitteranschlußdraht mit dem Basisanschlußdraht zu verdrillen.
Erwähnenswert ist noch, daß die Steuerelektrode von Feldeffekttransisto¬
ren auf die im Kanal vorhandenen Majoritätsladungsträger (in unserem
Beispiel Elektronen) einwirkt. Die Minoritätsladungsträger, die beim
klassischen Transistor mit 2 Sperrschichten am Emitter in den Basis¬
raum injiziert werden und die dessen Verhalten bestimmen, bleiben hier
aus dem Spiel. Deshalb sind erstens die elektrischen Eigenschaften von
Feldeffekttransistoren weniger von der Temperatur abhängig, und zwei¬
tens üben a-, y- und Neutronenstrahlen einen nur etwa lOmal geringeren.
109
nachteiligen Einfluß auf sie aus, als es bei den üblichen Transistoren der
Fall ist. Wegen des hohen Eingangswiderstands kann man das Rauschen
eines Feldeffekttransistors ebenso wie das einer Röhre durch den äqui¬
valenten Rauschwiderstand kennzeichnen [3]. Es werden z.Z. Rausch¬
widerstände um etwa 100 O genannt. Bei Vakuumtrioden liegt der äqui¬
valente Rauschwiderstand 2- bis 3mal höher. Für einen vorgegebenen
Quellenwiderstand läßt sich der Rauschwiderstand in die Rauschzahl
umrechnen. Bei etwa 1 kHz beträgt die Rauschzahl von Feldeffekt¬
transistoren 1 bis 2 dB! Er ist also ebenfalls günstiger als der von
Sperrschichttransistoren. Durch geeignete Wahl des Quellenwiderstands
und des Arbeitspunkts läßt sich erreichen, daß das unvermeidbare
Funkelrauschen bei 10 Hz kleiner bleibt als 4 dB.
Als Kuriosum sei noch vermerkt, daß ein Vertauschen von Quellen- und
Senkenanschluß infolge der völligen Symmetrie der Anordnung bei den
meisten Typen von Feldeffekttransistoren die Funktion nicht beein¬
trächtigt.
Das Ersatzschaltbild eines MOS-Feldeffekttransistors ist in Bild o wieder¬
gegeben [4]. Ohne es eingehend zu erläutern, sei lediglich darauf hin¬
gewiesen, daß der Verlustfaktor der Steuerelektrode zu einem Absinken
des Eingangswiderstands bei hohen Frequenzen führt. r gö und r g( j sind
die Leckwiderstände der Kriechstromwege (etwa 10 13 bis 10 15 Q), c g( i
und Cg S spannungsunabhängige Streukapazitäten. Die Reihenschaltung
aus der Kapazität c c und dem Widerstand r c ist die Ersatzschaltung für
die eigentliche Eingangskapazität, die aus der Steuerelektrode, der Si0 2 -
Schicht und dem querleitenden Kanal gebildet wird. Von einer bestimm¬
ten, hohen Frequenz ab müßte sie als räumlich verteiltes Netzwerk an¬
gesehen werden. c c ist bei einem bestimmten Feldeffekttransistortyp etwa
4 pF groß, während r c bei 100 Q, liegt. Die Verstärkerwirkung kommt im
Ersatzschaltbild durch den Stromgenerator S • Ug bzw. den Kurzschluß-
Bild 5
Ersatzschaltbild eines
Feldeffekttransistors mit
isolierter Steuerelektrode ;
Anschlüsse:
G — Gitter = Gate ,
£ — Quelle = -Source,
D — Senke = Drain ,
B— Basis.
In den Indizes der Wider¬
stands- und Kapazitäts¬
bezeichnungen erscheinen
die gleichen Buchstaben t
jedoch klein geschrieben /
z. B. bedeutet:
c 0 d = Kapazität zwischen
Gitter und Senke
110
Strom u c /r; zum Ausdruck. Das wird dem Leser von der Elektronenröhre
her geläufig sein. r
U z .
117
Bild 6 a - Gleichspannungsbetrieb ohne Vorspannung TJj cfc ;
b - Halbwellenbetrieb
c - Vollwellenbetrieb
d - Erzeugung einer Gleichspannung durch Spannungsverdopplung
aus dem Netz 110 V
e - Prinzipschaltung eines Transverters zur Erzeugung einer Gleichspannung
aus dem Bordnetz von Fahrzeugen
118
Der zu wählende Vorwiderstand R a muß so dimensioniert werden, daß
der sich einstellende Katodenstrom Ik innerhalb der für diesen Strom an¬
gegebenen Grenzwerte liegt. Folgende Zusammenhänge sind deshalb bei
der Dimensionierung des Widerstands R a zu beachten:
— Der mittlere Katodenstrom Ik wird durch 2 Grenzwerte eingeschränkt.
Innerhalb dieser Grenzen ist der Betrieb der Röhre zulässig. Der Mini¬
malwert des Katodenstroms 1^ m j n sollte in Interesse einer gleich¬
mäßigen Glimmlichtbedeckung der Katoden und damit einer guten
Erkennbarkeit der Symbole nicht unterschritten werden. Der Maximal¬
wert des Katodenstroms Ikmax ist auf keinen Fall zu überschreiten.
Andernfalls muß man mit einer geringen Lebensdauer rechnen.
— Der maximal zulässige Katodenspitzenstrom ik max i®^ ebenfalls durch
einen Grenzwert festgelegt. Ein Überschreiten auch dieses Wertes kann
eine erhebliche Verkürzung der Lebensdauer oder aber die sofortige
Zerstörung der Röhre zur Folge haben.
Die Größe der Katodenströme hängt ab von der Betriebsart, der Betriebs¬
spannung und vom Vorwiderstand R a . Bei Gleichspannungsbetrieb gilt
für die Berechnung des Vor Widerstands R a nachstehende Beziehung:
R - ü b ~ ü Ba
Für Halb- und Vollwellenbetrieb gelten andere Gesichtspunkte, deren
Behandlung über diesen Artikel hinausgeht. Es wird deshalb auf die spe¬
zielle Veröffentlichung [1] hingewiesen. Für die gebräuchlichsten Betriebs¬
spannungen sind die Vor widerstände bei Gleichstrom-Halbwellen- und
-Vollwellenbetrieb in Tabelle 2 zusammengestellt. Besondere Hinweise
Tabelle 2
Z560M/Z5600M
170 V
200 V
220 V
250 V
300 V
Gleichstrombetrieb.
_
33
_
62
91 k Q
Halbwellenbetrieb.
15
—
27
36
51 kQ
Vollwellenbetrieb.
—
—
—
—
—
Z570M/Z 5700M
220 V
250 V
300 V
Gleichstrombetrieb .
_
33
_
52
82 kQ
Halb wellenbetrieb*.
10
16
20
26
36 kQ
Vollwellenbetrieb*.
20
32
40
52
72 kQ
Z 870 M/Z 8700 M
170 V
250 V
300 V
Gleichstrombetrieb .
_
15
__
27
39 kQ
Halb wellenbetrieb* .
10
16
18
24
33 kQ
Vollwellenbetrieb * .
15
22
27
33
47 kQ
* Es wird empfohlen, die Anzeigeröhren mit Ukk zu betreiben.
119
Bild 6}
Erzeugung einer Gleichspannung aus dem
Netz 110 V ~ für eine Anzeigeröhre
m
gelten für Impulsbetrieb dieser Böhren. Sie sind beim Röhrenhersteller
zu erfragen.
Obwohl die relativ hohe Zündspannung der Anzeigeröhren entsprechend
hohe Betriebsspannungen erfordert, bereitet es keine wesentlichen Um¬
stände, den Betrieb der Röhren am 110-V-Wechselstromnetz durchzu¬
führen. In Bild 6d ist eine Spannungsverdopplerschaltung wiedergegeben,
an der eine größere Anzahl von Anzeigeröhren angeschlossen werden kön¬
nen. Im Einzelfall ist die in Bild 6f gezeigte einfache Schaltung anwend¬
bar.
Für solche Anwendungsfälle, wo nur niedrige Gleichspannungen, z.B.
Bordspannungen in Kraftfahrzeugen, zur Verfügung stehen, erfolgt die
Bereitstellung der Betriebsspannung für die Anzeigeröhren aus einem
Transverter.
Bild 6e zeigt die Prinzipschaltung.
Die einfachste Anwendung hinsichtlich der Schaltungstechnik ergibt sich
für Anzeigeröhren, wenn sie durch mechanische Schalter, Relais oder
Drehwähler geschaltet werden. In diesen Fällen bleiben die nicht betriebe¬
nen Katoden von außen her potentialfrei (Bild 6 a).
Werden die Anzeigeröhren mit einer anderen als mit einer reinen Gleich¬
spannung versorgt, wie es beispielsweise in Zählschaltungen oder bei
Halb- und Vollwellenbetrieb der Fall ist, dann empfiehlt es sich, die
Katoden über Vor widerstände mit einer positiven Spannung vorzuspan¬
nen. Die Grundschaltung gibt Bild 7 wieder. Mit dieser Methode wird
Ra
Bild 7
Betrieb von Anzeigeröhren mit Vorspan¬
nung üftf.
120
<=+2501/
erreicht, daß die Potentialdifferenz zwischen der Anode und den nicht-
gezündeten Katoden auf ein Minimum reduziert ist. Damit kann man die
Stromübernahme der nichtbetriebenen Katoden vernachlässigen. Ein
störendes Mitglimmen, das sogenannte Hintergrundleuchten, tritt nicht
auf.
Bild 8 zeigt eine Blinkschaltung, in der Anzeigeröhren durch einen Multi¬
vibrator, bestehend aus 2 Kaltkatodenrelaisröhren, angesteuert werden.
Es steht fest, daß blinkende Lichtsignale mit größerer Wahrscheinlich¬
keit zu bemerken sind, als das bei ständig leuchtenden Lichtsignalen der Fall
ist. Einsatzgebiete bilden vorzugsweise Institutionen mit starkem Personen¬
verkehr, z.B. Flughäfen, Polikliniken, Banken. Die Taktfrequenz des
Multivibrators liegt bei etwa 1 Hz. Mit der Grundausstattung des Multi¬
vibrators lassen sich bis zu 4 Anzeigeröhren Z560M bzw. Z570M an¬
steuern. Tabelle 3 enthält die Widerstandsgrößen für Rj, R,, die je nach
Anzahl der anzusteuernden Anzeigeröhren unterschiedlich bemessen sein
müssen. Eine Abwandlung dieser Schaltung kann zur Helligkeitsbeeinflus¬
sung der glimmenden Katoden der Anzeigeröhren herangezogen werden.
Der Multivibrator schwingt dann mit einer höheren Frequenz, so daß für
Tabelle 3
Anzahl der Anzeigeröhren
a,
b 2
1
27 kQ
2,3 kn
2
11 kn
1,9 kQ
3
i kn
1,7 kn
4
l kn
1,5 kn
121
?mv
R a 51k v
IS
_
4,5
SPf 455A 6
3
455 ± 0,5
6 ±1
S 10 > 30
—
10
SPf 455 B 6
4
455 ± 0,5
6 ± 1
S 10 > 40
—
10
SPF450C14
4
450 ± 0,5
14 ± 1
S 20 > 40
> 40
7
SPF500C14
4
500 ± 0,5
14 ± 1
S 20 > 40
> 40
7
SPF450D10
6
450 ± 0,5
12 ± 1
S 18 > 60
> 70
11
Davon sind die ersten 3 Typen für die Anwendung in Rundfunkemp¬
fängern vorgesehen, während die letzten 3 Filtergruppen kommerziellen
Anwendungen Vorbehalten bleiben.
Am vorteilhaftesten erwies sieh der Einsatz der Filter SPF 455-9 und
SPF455A6 in einem AM-ZF-Verstärker für transistorisierte Rundfunk¬
empfänger. Ein solcher Verstärker benötigt für die Selektionserzeugung
zusätzlich nur einen einzigen LC-Kreis. Damit entfällt der ZF-Abgleich
der Empfänger, da der LC-Kreis nur auf Maximum abgestimmt wird.
Bild 4 zeigt die Schaltung dieses Verstärkers. Wie alle mechanischen Filter
haben auch die H-Filter, wie diese Filter genannt werden sollen, uner¬
wünschte Nebenresonanzen, die im Weitabselektionsbereich stören kön¬
nen. Aus diesem Grunde sind die Filter SPF455-9 und SPF455A6 mit
versetzt gelegenen Störresonanzen ausgeführt, so daß man im gesamten
Weitabselektionsbereich eine ausreichende Selektivität erhält.
Das Filter SPF500014 kann, in getrennten Stufen eingesetzt, zur Über¬
wachung der Seenotfrequenz 500 kHz verwendet werden. Ein ßkreisiges
Filter, das in Handsprechfunkgeräten Anwendung findet, ist das SPF
450D10. Es bietet eine ausgezeichnete Selektion (Bild 5), die vor allem
durch eine phasenrichtige kapazitive Überkopplung erreicht wird.
128
Bild 5
Selektion eines ßkreisigen
Piezofilters
9 Elektronisches Jahrbuch 1968
129
/ Serfenzweigresonaforen
-r — 101 — ■
— IDI — j
—IDI—r
.. .
a c
ZI c
Jz
zj r=j
HOI—
Querzweig-
Bild 6
Prinzip eines Ketten-
fdters mit keramischen
Besonatoren bei hohen
Frequenzen
Für mechanische Filter im MRz-Bereieh kommen zur Zeit nur Quarze in
Anwendung. Piezoelektrische Sinterwerkstoffe mit hoher mechanischer
Güte bieten auoh hier Möglichkeiten, Filter mit hohen Flankensteilheiten
zu bauen. In diesem Frequenzbereich benutzt man dann nicht mehr
Längsschwinger, sondern dünne Scheibenresonatoren, deren Dicke die
Mittenfrequenz bestimmt (für 10,7 MHz etwa 0,2 mm).
Die Filterstruktur wird unter Verwendung solcher Zweipole kettenförmig
(Bild 6), wobei Serienresonanz der Längszweigresonatoren und Parallel¬
resonanz der Querzweigresonatoren auf Bandmitte abgeglichen sind und
Antiresonanzen der Längszweigresonatoren sowie Serienresonanzen der
Querzweigresonatoren Dämpfungspole oberhalb und unterhalb des
Durchlaßbereichs bilden.
Die elektromechanischen Filter ergänzen die vorhandenen LC-Filter und
die magnetomechanischen Filter in günstiger Weise, indem sie bei nied¬
rigen Kosten höhere Selektion im Vergleich zu den LC-Filtern bringen
sowie im Vergleich zu LC- und magnetomechanischen Filtern kleineres
Volumen beanspruchen. Sie erweitern den Frequenzbereich mechanischer
Filter nach oben. Elektromechanische Filter für 455 kHz sind auch dem
Amateur zugänglich. Dafür sorgt der zuständige Fachhandel.
Literatur
Schreckenbach, TP., Konstruktion und Eigenschaften piezoelektrischer kerami¬
scher ZF-Filter, Nachrichtentechnik 13 (1963), H. 1, S. 34—36
Frankel, H., Magnetomechanische Filter, radio und fernsehen 14 (1965), H. 19,
S. 580 — 583, H. 20, S. 618—621
Bauer, A., und JRacurow, B., Elektromechanische Filter, radio und fernsehen 15
(1966), H. 22, S. 677 — 679, H. 23, S. 727—731
Schlenzig, K., und Schreckenbach, W., AM-Taschenempfänger „Piezo 66“ (Bau¬
anleitung), radio und fernsehen 16 (1967), H. 1, S. 24 -29
130
Schaltungspraxis
für die Fuchsjagd
(Empfängerschaltungen
Joachim Lasche - DM 2 ABI für das 80-m-Band)
Das Interesse an der Sportart „Fuchsjagd“ steigt von Jahr zu Jahr, und
auch international gewinnt die Fuchsjagd als Wettkampfdisziplin ständig
an Bedeutung. Ursprünglich als „Einlage“ bei Treffen von Funkama¬
teuren, als kleines Vergnügen „so nebenbei“ gedacht, ist die Fuchs¬
jägerei heute zu einer selbständigen Sportart herangewachsen, die nicht nur
Funkamateure ausüben, sondern bei der der sportlich begeisterten Jugend
die Möglichkeit einer gleichzeitigen Betätigung in körperlicher und tech¬
nischer Hinsicht gegeben wird. Fuchsjagden sind heute keine Spazier¬
gänge mehr, sondern es handelt sich meist um harte, sportlich betonte.
Wettkämpfe, die den Beteiligten oft das Äußerste an technisch-sport¬
lichem Können abverlangen. Die gestiegenen Anforderungen beim Auf¬
suchen der versteckten Sender, also der „Füchse“, erfordern neben der
guten körperlichen Kondition des Wettkämpfers eine umfassende Be¬
herrschung der Technik und natürlich auch eine diesen Anforderungen
genügende Technik selbst. Es gibt heute kaum noch Fuchsjagden mit
nur einem Fuchs — in der Regel sind 2, 3, 4 oder sogar 5 Füchse innerhalb
des Wettkampfs aufzusuchen. Es müssen entsprechend viele einsatz¬
fähige, unbedingt zuverlässig arbeitende Sender zur Verfügung stehen
und absolut zuverlässige, stabile Empfänger mit hoher Leistung, d.h.
Empfindlichkeit, Trennschärfe und Reproduzierbarkeit der Einstellung,
geringem Gewicht und hervorragenden Peileigenschaften vorhanden sein.
Schwere, unhandliche Geräte scheiden ebenso aus wie Empfänger, die zu
kompliziert und zu „feinfühlig“ zu bedienen sind und den harten Bedin¬
gungen eines Wettkampfs in ihrer Stabilität nicht standhalten.
Außerdem, und das nicht zuletzt, sollen die Geräte mit angemessenem
ökonomischem Aufwand herzustellen sein. Schließlich handelt es sich ja —
im Gegensatz zum Stationsempfänger — um Geräte, die nicht jeden Tag
gebraucht werden, für die daher der zu treibende Aufwand wohlüberlegt
sein muß. Das soll aber nicht heißen, daß es nicht möglich sein könnte,
besonders für den Anfänger, für den Hörer oder SWL, auch zu Hause mit
dem Fuchsjagdempfänger (dann natürlich mit einer entsprechenden Hoch¬
antenne!) am weltweiten Kurzwellenverkehr teilzuhaben.
9*
131
Die Empfindlichkeit moderner Fuchsjagdempfänger gestattet das
durchaus!
Da es aber grundsätzlich darauf ankommt, bereits die Jugend, die Jungen
Pioniere, für die Fuchsjagd zu interessieren, ist es jedoch sinnvoll, auch
einfache Schaltungen, die selbstverständlich nicht höchste Leistungen
bringen können, den Anforderungen kleiner Fuchsjagden jedoch genügen,
zu entwickeln und zu bauen. Für die Zwecke der Fuchsjagd-Wettkämpfe
im 80-m-Band, einschließlich der Pionierwettkämpfe sowie der vielseitigen
Trainings- und Ausbildungsaufgaben, ist eine gewisse „Klasseneinteilung“
der Empfänger erfahrungsgemäß sinnvoll.
— Empfänger für Pionier- bzw. Kinderfuchsjagden:
z.B. Rahmenempfänger mit Diodengleichrichtung und NF-Verstärker;
— Empfänger für Anfängerausbildung sowie für kleinere Wettkämpfe
im Kreis- und Bezirksmaßstab:
z.B. einfache O-V-2-Geräte, Reflexaudion-Geräte;
— Empfänger für größere Wettkämpfe:
z.B. mehrkreisige Geradeausempfänger;
— Empfänger für Republik- und internationale Wettkämpfe, also für den
Leistungssport:
z.B. sehr hochwertige Geradeausempfänger, aber in den weitaus mei¬
sten Fällen Superhetschaltungen verschiedener Art, auch mit zusätz¬
lichen Einrichtungen, wie Feldstärkeanzeige, Radiokompaß u.a.
Im vorliegenden Beitrag sollen aus Veröffentlichungen verschiedener
Amateurzeitschriften sozialistischer Länder einige Schaltungen beschrie¬
ben werden und als Anregung zum Nachbau — natürlich weitgehend mit
einheimischen Bauelementen — dienen. Dazu wurde eine gewisse Auswahl
entsprechend den dargelegten „Klassen“ aus der sowjetischen Zeit¬
schrift Radio, aus der tschechoslowakischen Zeitschrift Amaterske Radio
und aus dem GST-Organ Funkamateur getroffen. Es versteht sich von
selbst, daß es im Rahmen dieser kurzen Abhandlung nicht möglich ist, auf
konstruktive Einzelheiten einzugehen; diese müßten erforderlichenfalls
den Originalveröffentlichungen entnommen werden bzw. sollte man beim
Nachbau eigene konstruktive Wege erproben. Das Wesentliche, und das
besagt ja auch die Überschrift unseres Beitrags, soll die Schaltungs¬
technik sein, die in den verschiedenen Fällen zur Anwendung kommt.
(Für die ständig an Bedeutung gewinnende 2-m-Fuchsjagd wird eine ent¬
sprechende Zusammenfassung zu einem späteren Zeitpunkt erscheinen.)
Einen einfachen, aber doch recht leistungsfähigen Pionierfuchsjagd-
Empfänger beschreibt J. Navrätil [1], siehe Bild 1. Es handelt sich um
einen Rahmenempfänger mit symmetrisch ausgeführter Diodengleich-
132
Bild 1 Einfacher Fuchsjagdempfänger für Pionierfuchsjagden [1 ]
L r = Rahmen: Alu-Rohr 12X1,38 cm Durchmesser 4 Wäg., CuLS-Draht
oder Litze, Anzapfung bei 2, Wdg. (sw 16,5 pH)
L s — Serienspule: Körper 11,5 mm Durchmesser mit Ferritkern (Gewinde
M 10x1), 36 Wdg., 0,3 mm-CuLS-Draht, (auf ebenfalls sw 16,5 pH ab¬
gleichen)
richtung und 3stufigem NF-Verstärker. Dieses Gerät ist in seinem Schal¬
tungsaufbau günstiger als die bei uns bekannten Pioniergeräte mit offenem
Drahtrahmen auf Holzkreuz, und es dürfte auch keine besonderen Schwie¬
rigkeiten beim Bau derartiger Empfänger geben. Durch die symmetrische
Anordnung der beiden Dioden wird eine Zweiweggleichrichtung erreicht,
deren Ausgang so niederohmig ist (bedingt durch die jeweils nur 2 Rahmen¬
windungen!), daß ein gewöhnlicher NF-Verstärker mit 3 Transistoren in
Emitterschaltung nachgesetzt werden kann, ohne Anpassungsschwierig¬
keiten befürchten zu müssen. Die Spule L g dient zur Festlegung des ge¬
nauen Frequenzbereichs, ebenso der Kondensator (68 pF) parallel zum
Drehkondensator. Letzterer ist im beschriebenen Originalgerät ein Luft¬
trimmer mit Achse und Drehknopf.
Die Hilfsantenne zur Bestimmung der eindeutigen Senderichtung wird,
wie aus Bild 1 ersichtlich, am Verbindungspunkt des Rahmens und der
Spule L s eingekoppelt und nur bei Bedarf verwendet. Es lassen sich statt
der angegebenen Dioden- und Transistorentypen gewiß auch andere er¬
folgreich einsetzen, auch Bastlertypen oder brauchbare „Ausschuß“-
Exemplare. (Diese Feststellung gilt sinngemäß grundsätzlich für alle hier
beschriebenen Schaltungen!) Der Rahmen (Alurohr, 12 mm Durch¬
messer) selbst ist mit seinem Durchmesser von 38 cm recht groß gehalten,
sollte aber doch möglichst nicht kleiner ausgeführt werden, um den Dioden
auch in einiger Entfernung vom Sender noch genügend HF-Spannung zu¬
führen zu können. Damit das ganze Gerät keine zu großen Dimensionen
bekommt, wird der gesamte elektrische Teil einschließlich der 4,5-V-
Flachbatterie in ein kleines Kästchen innerhalb des Peilrahmens (an der
unteren Seite) eingebaut, wobei die Drahtenden (bzw. Mittelanzapfung)
133
der Rahmenwicklung durch kleine Aussparungen im Rohr gezogen und
in das Gerät geführt werden. Der notwendige Rahmenspalt (etwa 1 cm
Öffnung) befindet sich oben am Rahmen genau in der Mitte, also auf der
dem Empfängergehäuse abgekehrten Seite des Alurohres.
Konstruktive Einzelheiten und eine einfache Leiterplatte finden sich in
[i], es dürfte aber keinerlei Schwierigkeiten bereiten, eine Leiterplatte
für die gezeigte Schaltung selbst zu entwerfen und anzufertigen. Als Emp¬
findlichkeitswerte gibt der Autor an:
einwandfreie Hörbarkeit eines 1-W-Senders auf 300 bis 500 m, eines
10-W-Senders auf 1000 bis 1500 m, eines 40-W-Senders auf über 2000 m.
Das reicht für den beabsichtigten Anwendungszweck völlig aus. Es lassen
sich jedoch nur A3- (bzw. A2-) Sendungen aufnehmen, da keine Rückkopp¬
lung oder Überlagerung möglich ist.
Bild 2 zeigt die Schaltung eines 2kreisigen Geradeausempfängers mit
Diodengleiehriehtung und 3stufigem NF-Verstärker, entnommen der
sowjetischen Zeitschrift Radio [2]. Er wurde dort innerhalb eines Lehr¬
gangs für junge Fuchsjäger beschrieben, den der bekannte Meister des
Sports und mehrfache Fuchsjagd-Europameister A. Gretschichin (UA
3 TZ) veröffentlichte. Dieser Rahmenenpfänger, der ebenfalls besonders
Bild 2 Fuchsjagdempfänger nach dem Geradeausprinzip [2 ]
L r = Rahmenantenne, Alu-Rohr 12x1,22 cm Durchmesser, 6 Wdg., Cu-
Litze (Polyäthylen- Isolation oder HF-Litze mit Seidenumspinnung)
%■- auf 15-mm-Körper (ohne Kern), 60 Wdg., 0,25-mm-CuL-Draht
D r : 100 bis 200 Wdg., 0,15-mm-CuL auf Ferritkern von UKW-Drossel
(3 mm Durchmesser, 12 mm lg.)
T3, Ti, T5: NF-Transistoren (u. U. Bastlertypen, mit Stromverstärkung:
> 50)
134
für die Anfängerausbildung gedacht ist, weist in der Originalausführung
folgende Transistorbestückung auf: in den beiden HF-Stufen jeweils
den Typ P402, in den NF-Stufen 3 Transistoren vom Typ P13, wo¬
bei die ersteren einen Stromverstärkungsfaktor von 80 bis 100, die
letzteren von 50 bis 70 haben sollten. Als HF-Transistoren dürften sich
ohne Schwierigkeiten die DDR-Typen GF122 oder GF129 eignen; die
NF-Transistorcn sind unkritisch. Bei dieser Schaltung ist jedoch darauf
zu achten, daß die Basiswiderstände den einzelnen Exemplaren angepaßt
werden müssen, da ihre Werte in der vorliegenden Schaltungsart (außer
der 2. HF-Stufe) reststromabhängig sind.
Die Hilfsantenne ist abschaltbar angeordnet, wodurch die Peilcharak¬
teristik einfach von Achterform auf Kardioide (Herzkurve) umgeschal¬
tet werden kann. Interessant die — in sowjetischen Schaltungen häufig
anzutreffende — hochohmige Kopplung zwischen Schwingkreis und fol¬
gender Transistorverstärkerstufe. Dadurch lassen sich Schwingkreisan¬
zapfungen vermeiden, es ist jedoch die Schaltung des betreffenden Tran¬
sistors als Impedanzwandler, also in Kollektorschaltung (hochohmiger
Basis-Eingang — niederohmiger Emitter-Ausgang) erforderlich. Diese Schal¬
tungsart wird in dem Empfänger nach Bild 2 gleich zweimal angewendet,
denn die erste HF- und auch die erste NF-Stufe sind solche Kollektor¬
stufen. Da die HF-Gleichrichtung über eine Diode erfolgt, gibt es keine
Rückkopplung, was die Bedienung außerordentlich vereinfacht, aller¬
dings auch keinen A-1 - Empfang ermöglicht. Nur die HF-Spannung (am
Emitterwiderstand des ersten Transistors) und die Frequenz (am Dreh¬
kondensator des Schwingkreises in der Kollektorzuleitung von T2) wer¬
den betriebsmäßig eingestellt, andere Bedienungsknöpfe gibt es — außer
dem Hilfsantennenschalter und dem Einschalter der Batterie — nicht.
Der Tiefpaß nach dem Endstufentransistor dient der Sperrung von HF,
die eventuell über die Kopfhörerleitung in das Gerät gelangen könnte.
Das Originalgerät würde in einem 200 mm X 65 mm X 26 mm großen
Kästchen aufgebaut, das auch die Batterie enthält und an dessen oberem
Ende der 220 mm im Durchmesser betragende Alurohr-Rahmen stabil
befestigt ist. Die Hilfsantenne führt in der bekannten Form durch die
Rahmenmitte und stellt eine geeignete Teleskopantenne von etwa 1 m
Länge dar. Mit dem Trimmer 4 bis 15 pF soll die Rahmenkreisresonanz
in die Mitte des interessierenden Bandbereichs (etwa 3570 kHz) gelegt
werden. Da dieser Wert von der jeweiligen Rahmenkonstruktion und der
damit unmittelbar zusammenhängenden Eigenkapazität des Rahmens
abhängt, kann es möglich sein, daß die angegebenen Werte nicht aus-
reichen und eventuell ein zusätzlicher Festkondensator parallelgelegt
werden muß. Das ist von Fall zu Fall durch Probieren zu ermitteln.
Bild 3 gibt den HF-Teil eines Zweikreis-Geradeausempfängers mit Rück¬
kopplungsaudion wieder, zu dem in der Originalschaltung [3] ein 2stufiger
NF-Verstärker gehört. Es handelt sich also um einen Transistor-l-V-2.
135
Bild 3 Fuchsjagdempfänger nach dem Geradeausprinzip [3]
O = 10 bis 30 pF (Mikki-Drehko)
L a = 25 Wdg., auf Ferritstab 160 mmX8 mm (Anzapfung bei 3. Wdg.)
LI, L2, L3: auf 3-Kammer-Körper mit 5-mm-KW-Kern:
LI = 10 Wdg., 0,5-mm-CuL
L2 = 70 Wdg., 0,3-mm-CuL, Anzapfung bei 7. Wdg.
L3 = 14 Wdg., 0,5-mm-CuL (Wickelsinn, wie Schaltbild angiblt)
Dieser Empfänger hat sich seit längerer Zeit bereits bei Fuchsjägern des
Bezirks Suhl sehr gut bewährt (Suhler Empfänger).
Der Bauelementeaufwand ist im Verhältnis zur Leistung des Geräts
recht gering. Als Peilantenne dient ein Ferritstab mit den Abmessungen
160 mm X 8 mm Durchmesser, der nach den bekannten Grundsätzen ab¬
geschirmt und mechanisch geschützt werden muß. Der Antennenkreis ist
wie im vorigen Beispiel fest auf Bereichsmitte abgeglichen. Als Hilfs¬
antenne dient ein Stahldraht (Fahrradspeichen o.ä.), angekoppelt über
einen Festwiderstand, im Schaltbild 10 kß.
Der Wert dieses Widerstands sollte zur Antennenlänge und den Eigen¬
schaften des Antennenkreises passend so abgeglichen werden, daß man
eine einwandfreie Herzkurve mit scharfem Peilminimum erhält, wenn
unter normalen Verhältnissen in freiem Gelände auf einen 1 bis 3 km ent¬
fernten Fuchssender gepeilt wird. Bei größeren Abweichungen der Luft-
und Bodenfeuchtigkeit, in stark bedecktem Gelände, auch z.B. in Stadt¬
gebieten oder gar in Gebäuden kann es zu Veränderungen im Verhältnis
magnetische/statische Feldstärke kommen, so daß die gewählte Größe
des Widerstands nicht mehr das Optimum darstellt. Für solche schwie¬
rigen Fälle ist eine Regelbarkeit günstiger, also Einbau eines kleinen
Potentiometers für den Widerstandswert — allerdings durch den Nach¬
teil eines zusätzlichen Bedienungsknopfs erkauft!
136
Die HF-Empfindlichkeit wird durch das Potentiometer in der Basis¬
zuleitung des Transistors TI, die Rückkopplung durch jenes am Tran¬
sistor T2 geregelt. Zur Abstimmung dient ein durch feste Parallel- und
Serienkondensatoren „verkürzter“ Mikki-Drehko (C). Der NF-Verstärker
weist keine Besonderheiten auf und wurde deshalb in Bild 3 nicht mit
gezeichnet. Eingehende Hinweise über den Aufbau und die Leiterplatte
können dem Funkamateur (H. 6/1966) entnommen werden.
Ebenfalls im Funkamateur veröffentlicht wurde das vom Autor dieses
Beitrags entwickelte und inzwischen bei mehreren nationalen und inter¬
nationalen Wettkämpfen bewährte Peilgerät Gera. Dieser Kleinsuper mit
ZF-Audion wurde unter Verwendung von Spulen des SferacAere-Empfän-
gers konstruiert und existiert z.Z. in 3 Varianten (Geral, Gerala und
Gera II), die schaltungsmäßig nur gering voneinander abweichen, aber
in ihrem mechanischen Aufbau 3 Stufen einer Entwicklungsreihe dar¬
stellen [4]. In Bild 4 wird der HF- und ZF-Teil dieseB Empfängers in seiner
derzeitigen Form (entsprechend Gera II) wiedergegeben. Der bei den
beiden genannten Vorläufer-Typen verwendete 3stufige NF-Verstärker
wurde bei diesem Gerät auf 2 Stufen beschränkt, deren Transistoren mög¬
lichst hohe Stromverstärkungswerte haben sollen. Da der NF-Verstärker
aber keine Besonderheiten aufweist — 2 Transistoren in Emitter¬
schaltung —, wurde auf die Wiedergabe ebenfalls verzichtet.
Das Kennzeichen der Empfänger Gera ist eine Rahmenantenne mit Alu¬
rohrrahmen, deren Durchmesser von ursprünglich 260 mm (Geral) über
220 mm (Gera Ia) auf nunmehr 180 mm verkleinert wurde. Die Zahl der
Windungen stieg entsprechend von 5 über 6 auf jetzt 8 Windungen. An¬
zapfung jeweils bei der ersten Windung, vom „kalten“ Ende an gerechnet.
Dadurch wurde eine für die Ankopplung günstige, geringe Impedanz bei
wesentlich herabgesetzter Rahmenbedämpfung durch den HF-Transistor
erreicht. Die damit verbundene höhere Resonanzschärfe des Rahmen¬
kreises verlangt eine Abstimmung dieses Kreises über den Empfangs¬
bereich, um die Vorteile der hohen Kreisgüte voll nutzen zu können und
das Empfindlichkeitsmaximum auf dem ganzen Bereich zu erhalten. Die
frühere „Zweiknopfbedienung“ der Abstimmung durch getrennte Dreh¬
kondensatoren für Oszillator und Eingangskreis wurde durch die Ver¬
wendung eines Doppeldrehkondensators (Typ 1002, AC 10 bzw. 12 pF,
von Elektra KG., Schalkau) abgelöst.
Für den in Bild 4 als Trimmpotentiometer eingetragenen Widerstand in
der Zuleitung der Hilfsantenne (1-m-TeleskopStab) gilt das bereits oben
Gesagte entsprechend. In der HF-Stufe sollte unbedingt ein GF122 Ver¬
wendung finden, für die übrigen Stufen genügen GF105 ; als Mischtran¬
sistor ist jedoch unter Umständen ein GF122 günstiger. Die ZF-Audion-
schaltung erscheint, bedingt durch die verwendeten beiden Sternchen-
ZF-Spulen, etwas ungewöhnlich, hat sich jedoch gut bewährt. Falls die
Rückkopplung zu hart einsetzt, läßt sich durch Verkleinern des Konden-
137
138
ClfC2 = Doppeldrehkondensator (UKW-Drehkondensator Typ 1002, C — 10 bzw. 12 pF, Elektra , Schalkau)
139
L2: 25 Wdg., 0,3-mm-CuL, auf Ferritstab, 160 mm X8 mm Durchmesser
L3: 47 Wdg., 0,18-mm-CuL, auf Meinen KW-Kammerkörper, Ferritkern 5 mm Durchmesser, darauf L7: 5 g Wdg„ 0,2-mm-CuLS
L4, L5, L6: je 150 Wdg., 0,12-mm-CuL, auf kleinen KW-Kammerkörper, Ferritkern 5 mm Durchmesser, Anzapfungen: L4
bei 70. Wdg., L5 bei 15. Wdg., jeweils vom „kalten” Ende gerechnet (ZF = 465 kHz )j
sators 1 nF zwischen Kollektor und Emitter des Audiontransistors ein
weicherer Einsatz erzielen. Die geeignete ZP beträgt 450 bis 455 kHz, der
Wert ist nicht sehr kritisch, darf aber nach dem Eichen der Oszillator-
bzw. Eingangsfrequenz nicht mehr verstellt werden. Das von 3 Klein-
Akkus RZP2 gespeiste Gerät hat die Abmessungen (ohne Kähmen)
150 mm x 66 mm x 36 mm, in der Originalausführung — es läßt sich ohne
weiteres auch noch kleiner bauen, wenn das erwünscht sein sollte. Die
Empfindlichkeit ist ausgezeichnet, aber auch in unmittelbarer Nähe der
Sendeantenne läßt sich damit noch peilen, wenn mit dem HF-Regler die
Verstärkung des ersten Transistors weit genug verringert wird.
Die Schaltung nach Bild 5, entnommen der Zeitschrift „Kadio“ (UdSSR),
zeigt wieder die bereits erwähnten Merkmale hochohmiger Kreiskopplung
an Kollektorstufen im HF-Verstärker und nach der ZF-Diode an die erste
NF-Stufe. Der NF-Verstärker ist 3stufig und entspricht dem des Geräts
in Bild 2. Der Empfänger verwendet einen Ferritstab als Peilantenne, was
auf Grund der höheren Verstärkung der gewählten Superhetschaltung
ohne weiteres möglich ist. Sonst bestehen — trotz der unterschiedlichen
Gerätetypen — durchaus Ähnlichkeiten zwischen den Geräten in Bild 2 und
Bild 5, so daß sich weitere Erläuterungen erübrigen. Als ZF-Spulen wer¬
den Körper aus einem sowjetischen Transistorempfänger eingesetzt, die,
da sie nicht abgeschirmt sind, eine magnetische Kopplung zwischen den
beiden ZF-Kreisen, zwischen der Mischstufe und der ersten ZF-Stufe zu¬
lassen. Dabei sind die beiden Spulen im Abstand von 24 mm voneinander
angeordnet (L4 und L5). Die zweite ZF-Stufe ist als Basis-Stufe aperio¬
disch an die erste ZF-Stufe gekoppelt. Dadurch wird die Bedämpfung des
ZF-Kreises am Kollektor dieser zweiten Stufe (Spule L 6) geringgehalten.
Sämtliche Transistoren des Originalgeräts sind — bis auf den NF-Ver¬
stärker — wiederum P 402 und müßten ohne weiteres durch GF 122 (oder
den früheren OG882/883) zu ersetzen sein. Für den Oszillator sowie
für die ZF-Stufen wird sich auch der GF 105 einsetzen lassen, wobei even¬
tuell einige Widerstandswerte geringfügig geändert werden müßten. Der
Schalter in der Hilfsantennenzuleitung dient wiederum zum Umschalten
der Peilcharakteristik, während der Schalter vor dem Koppelkondensator
(270 pF) zur Basis des HF-Transistors die Aufgabe hat, die Empfindlich¬
keit des Empfängers bei Annäherung an die Sendeantenne stark herab¬
zusetzen, wobei bei geöffnetem Schalter nur noch die Kapazität des Schal¬
ters selbst für die Kopplung wirksam ist. Das Originalgerät hat (ohne
Ferritstab) die Abmessungen 250 mm X 65 mm X 26 mm und wird durch
eine eingebaute 4,5-V-Flachbatterie gespeist.
Literatur
[1] Amatdrskä Radio, 12 (1963), H. 8 (CSSR). [4] Funkamateur, 1964,
[2] Radio, 1966, H. 3 (UdSSR). H. 12, bis 1965, H. 5.
[3] Funkamateur, 1966, H. 5 und 6. [5] wie [2].
140
Kapazitätsbestimmung mit Drehspulinstrument
Oftmals steht der Amateur vor dem Problem, eine Kapazität zu bestimmen, ohne
daß ein entsprechender Kapazitätsmesser zur Verfügung steht. Wie man solche Mes¬
sungen auch mit einem normalen Multizet ohne großen Aufwand durchführen kann,
soll gezeigt werden .
Die Meßmethode beruht auf der Tatsache, daß sich ein an eine Gleichstromquelle an¬
geschlossener Kondensator auf eine bestimmte Kondensatorspannung JJq auflädt.
Die Aufladung erfolgt dabei nach einer e-Funktion. Am Ende der Aufladung hat der
Kondensator die Elektrizitätsmenge Q = C • U c . Legt man nun einen Kondensator
über ein Drehspulinstrument an eine Gleichstromquelle, so schlägt das Instrument
entsprechend dem Aufladevorgang des Kondensators aus, verharrt einige Zeit in einer
bestimmten Endstellung — dort, wo der Ladevorgang beendet ist — und kehrt dann
wieder in seine Ausgangsstellung zurück. Dabei verhält sich der Winkel des Zeiger¬
ausschlags proportional zur Elektrizitätsmenge. Die eigentliche Messung besteht nun
im Vergleich zwischen den Werten eines Normalkondensators und dem unbekannten
Kondensator. Es gilt dabei die Beziehung
Skalenteile C x
Skalenteile C N
Beispiel
Ein bekannter Kondensator wurde über ein Drehspulinstrument aufgeladen. Der
Kondensator hatte eine Kapazität von 1 pF und zeigte am Ende der Aufladung
43 Skalenteile an. Der unbekannte Kondensator wies am Ende der Aufladung 68 Ska¬
lenteile aus.
Nach obiger Definition ist dann
°x =1 --S—W“«**.
Je kleiner der Kondensator ist, um so größer muß die angelegte Spannung sein. So
lassen sich mit diesem Verfahren bei 220 V Gleichspannung und einem 10-pA-
Instrument noch Kapazitäten herab bis zu 100 pF bestimmen.
K.A.
DDR-Produktion bestimmend auf dem Weltmarkt
Wir zitieren aus
fp-facfao-riiGb
Sept. 19, 66:
„Elektromat (VEB in Dresden — Anm. d. Red.) erregte beträchtliches Aufsehen
mit einer 66 Fuß langen vollautomatischen Widerstands-Produktionsstraße, die in
knapp 15 Monaten entwickelt wurde. Man hegt berechtigte Hoffnungen, daß Elektro¬
mat-Maschinen den westlichen Markt gewinnen. Elektromat hat seine Widerstands-
Schleifausrüstung bereits an britische und französische Hersteller verkauft. Man
erwartet weiterhin, daß sich westliche Käufer für die vollautomatische Kabelbaum-
legemaschine finden. Mit den genannten Maschinen behauptet sich Elektromat: Er
überholte den Westen mit Ausrüstungen, die bisher noch niemand herstellte
141
Till Pricks - DM2AKD
Frequenzmessung
im UKW-Bereich
Unter Frequenzmessung verstehen wir allgemein die meßtechnische Be¬
stimmung einer physikalischen Größe, die als Einheit definiert ist. Ihre
gesetzliche Festlegung lautet: Das Hertz ist .die Frequenz eines periodi¬
schen Vorgangs von der Periodendauer 1 s. Das Hertz ist mit der Grund¬
einheit Sekunde durch folgende Beziehung verknüpft
1 Hz = 1 s- 1 .
Somit ließe sich eine Frequenzmessung durch Auszählen der Perioden in
der Zeiteinheit 1 s verwirklichen und wird für langsamer ablaufende peri¬
odische Vorgänge auch so angewendet. Dieses als Zählfrequenzmessung
bezeichnete Verfahren läßt sich durch geeignete, meist elektronische Zeit¬
meß- und Zähleinrichtungen auch auf höhere Frequenzen ausdehnen
(10 MHz).
Weit verbreitet sind Frequenzmeßeinrichtungen, bei denen eine bekannte
Größe mit der zu bestimmenden Größe in Beziehung gebracht oder ver¬
glichen wird. Art und zu fordernde Meßgenauigkeit dieser Meßeinrich¬
tungen werden vom Einsatzzweck bestimmt, was sich wiederum im tech¬
nischen Aufwand der Meßeinrichtung widerspiegelt.
Meßverfahren
Wir unterscheiden bei der Frequenzmessung grundsätzlich zwei Me߬
verfahren.
— Frequenzmessung mit Hilfe von Resonanzsystemen, in der Literatur
auch als passive Meßverfahren, die dafür ausgebildeten Meßeinrichtun¬
gen als passive Frequenzmesser, bezeichnet.
Der Absorptionsfrequenzmesser, vielfach auch Wellenmesser genannt,
ist neben einer besonderen Betriebsweise des Grid-Dip-Meters Haupt¬
vertreter dieses Meßverfahrens.
— Frequenzmessung durch Vergleich, vielfach als aktive Frequenzmessung
beschrieben; analog gelten dann die hierfür ausgebildeten Meßeinrich¬
tungen als aktive Frequenzmesser.
143
Frcquenzmessiinjf mit Hilfe von Resonanzsystemen
Hierzu dient der Absorptionsfrequenzmesser, der im wesentlichen aus
einem abstimmbaren Resonanzkreis und einem Anzeigekreis besteht. Die
Ausführung des Resonanzkreises wird durch den Frequenzbereich be¬
stimmt. Der in Bild 1 gezeigte Absorptionsfrequenzmesser Typ 3014 ver¬
wendet bis 300 MHz Schwingkreise, die durch eine konzentrierte Induk¬
tivität und einen Drehkondensator dargestellt werden. Bild 2 zeigt einen
Bild 1
Absorptionejrequenz-
messer Typ 3014,
10 MHz bis 330 MHz,
VEB Funkwerk Erfurt
Bild 2 Ansicht eines älteren Absorptions/rejuenzmessers
144
10 Elektronisches Jahrbuch 1968
Einblick in einen älteren Absorptionsfrequenzmesser bis 300 MHz, der
ähnlich aufgebaut ist. Für Sonderanwendungen sind mit zunehmender
Frequenz Leitungs- und Topfkreise vorteilhafter, da sie höhere Kreis¬
güten ergeben.
Wie aus der Bezeichnung dieser Frequenzmesser hervorgeht, entzieht
man dem Meßobjekt bei dem Meß Vorgang Energie. Diese Energie wird
zu einem Teil im Resonanzkreis verbraucht, daher muß man eine hohe
Kreisgüte anstreben, was mit geringen Verlustwiderständen im Kreis
gleichzusetzen ist. Der größte Energieanteil wird vom Anzeigekreis iibei¬
den Resonanzkreis des Absorptionsfrequenzmessers dem Meßobjekt ent¬
zogen. Es besteht folglich die Forderung, im Anzeigekreis Meßwerke mit
geringem Leistungsverbrauch einzusetzen. Die Verwendung einer Glüh¬
lampe im Anzeigekreis eines Absorptionsfrequenzmessers ist daher eine
ungünstige Lösung.
Bild 3 zeigt die Schaltung des Absorptionsfrequenzmessers Typ 3014 des
VEB Funkwerk, Erfurt. Der Meßbereich erstreckt sich von 10 MHz bis
330 MHz. aufgeteilt in 8 Teilbereiche. Auf den Schwingkreis folgt eine
Gleichrichterschaltung (Spannungsverdoppler), deren Ausgangsspannung
direkt oder über einen transistorisierten Meßverstärker in Brückenschaltung
zur Anzeige dient. Die Zuführung der Meßfrequenzen erfolgt über ein
Koaxialkabel, der Eingangswiderstand wird mit 100 Q angegeben. Im
Gegensatz dazu gelangt die Meßfrequenz bei den meisten Absorptions-
Bild 4 Einfacher Absorptionskreis von 100 MHz bis 150 MEz
146
frequenzmessern durch induktive Kopplung vom Meßobjekt zum Reso¬
nanzkreis des Absorptionsfrequenzmessers. In Verbindung mit einem
Anzeigeverstärker kann die Belastung des Meßobjekts noch herabgesetzt
werden.
Die Belastung des Meßobjekts durch den Absorptionsfrequenzmesser,
die grundsätzlich als Nachteil empfunden wird, kann zur Frequenzbestim¬
mung ausgenutzt werden. Die Rückwirkungen führen am Meßobjekt zu
Frequenz- und Amplitudenänderung. Bei fester Kopplung, z.B. an einen
Oszillator, kann das Aussetzen der Schwingungen erreicht werden. Dieser
Vorgang tritt auf bei Übereinstimmung der Resonanzfrequenz von Me߬
objekt und Absorptionsfrequenzmesser; die zugeordnete Frequenz wird
an der Frequenzeichung des letzteren abgelesen. Diese Art der Frequenz¬
bestimmung praktiziert man auch noch heute zum Teil am schwingenden
Audion einfacher Empfangsgeräte, sie läßt sich sinngemäß an Oszillatoren
bis in den dm-Bereich anwenden. Das Aussetzen der Schwingungen am
Meßobjekt wird durch Messen des Anodenstroms festgestellt (Strom¬
anstieg beim Aussetzen).
Bild 4 zeigt die einfache Ausführung eines Absorptionskreises für 100 MHz
bis 150 MHz, der mit einer zusätzlichen Anzeigeschaltung zu einem voll¬
wertigen Absorptionsfrequenzmesser erweitert werden kann. Die Ur¬
form dieses Resonators wird als Wendeltopfkreis bezeichnet, er erlaubt es,
im 100-MHz-Bereich noch Kreisgüten zu erzielen, die sich durch herkömm¬
liche Schwingkreise nicht verwirklichen lassen. Bild 5 zeigt die maßstäb¬
liche Skizze des Wendeltopfkreises. Die Abstimmung erfolgt durch einen
hochwertigen Lufttrimmer von 3 bis 10 pF am heißen Ende der Wendel.
Die erreichte Güte beträgt trotz mancher Vernachlässigung gegenüber
den Daten der Ursprungsveröffentlichung Q = 150 bei 100 MHz und
Q = 220 bei 150 MHz. Dieser Resonator eignet sich vornehmlich als
Bandfrequenzmesser; bei Verwendung eines guten, spielfreien Antriebs
und eines massiveren Topfes im Gegensatz zur „Konservendose“, ver¬
bunden mit einem Anzeigeverstärker, kann ein Absorptionsfrequenz¬
messer verwirklicht werden, der auch höheren Ansprüchen des Funkprak¬
tikers genügt.
Freqiienziiiessunj/ durch Frequenzvergleich
Dieses Meßverfahren setzt in jedem Fall einen Oszillator voraus, dessen
Frequenz man mit der des Meßobjekts vergleichen kann. Der Hauptauf¬
wand liegt folglich im Vergleichsoszillator, der sich in präziser und repro¬
duzierbarer Frequenzeinstellmöglichkeit, genauer Frequenzeichung mit
eindeutiger Ablesemöglichkeit und höchstmöglicher Übereinstimmung
von Frequenz des Oszillators mit der Frequenzeichung ausdrüekt. Durch
Überlagerung der Frequenzen des Meßobjekts f x und der Vergleichs¬
frequenz f 0 entstehen Schwebungen, die bei Übereinstimmung beider
10 *
147
HF’Einkopplung
Resonanzanzeige
Durchführungsfilier
EZs 0137
Bild 5 Maßskizze des Absorptionskreises
L — 3*l 4 Wdg., 1,5-mm-CuAg, 30 mm Durchmesser, Anzapfung für An¬
zeige*! 4 Wdg. vom kalten Ende, L a = 2 Wdg., 1,0-mm-CuAg, 10 mm Durch¬
messer, C — 3 bis 10 pF = 150 bis 100 MHz, (C = 6 bis 50 pF ^ 120 bis
40 MHz), D = Diode GA 100 (OA 625)
Frequenzen gegen Null gehen. Dieser Zustand kann mit Hilfe von Misch¬
schaltungen akustisch oder durch Anzeige erkannt werden. Die Verwen¬
dung eines Oszillografen stellt eine weitere Anzeigeform dar. Die akusti¬
sche Zustandsanzeige ist grundsätzlich mit einem Meßfehler behaftet
(durch Frequenzgang der akustischen Übertragungseinrichtung einschlie߬
lich des menschlichen Ohres).
Geeigneter ist die Schwebungsanzeige durch ein Meßinstrument, für
höhere Ansprüche die oszillografische Methode durch Lissajous-Figuren.
Im letzteren Fall werden je einem Plattenpaar der Ablenkung die Frequenz
148
des Meßobjekts f x und die Vergleichsfrequenz f„ zugeführt. Je nach Ver¬
hältnis beider Frequenzen ergeben sieh bestimmte üssqfotts-Figuren,
wobei f x : f 0 einen Quotienten ganzer Zahlen darstellt. Bild 6 zeigt eine
Auswahl von IAssajous-Vigaren, wobei f x auf die Vertikalauslenkung und
f 0 auf die Horizontalauslenkung bezogen ist. Verhältnisse f x : f 0 von 5 : 1
sind noch gut ablesbar. Der Vorteil dieses Meßverfahrens liegt auch in
der eindeutigen Zuordnung von f x : f ( ., ein Umstand, der bei dem Schwe¬
bungsverfahren nicht gegeben ist. Denn auch bei ganzzahligen Vielfachen
von f x : f 0 treten Schwebungen auf, d.h., die Bestimmung einer unbekann¬
ten Frequenz läßt sich zunächst nicht eindeutig vornehmen.
5:1
Lissajous - Figuren für einige Verhältnisse ,
f x bezogen auf V-Verstärker
f 0 bezogen auf X-Verstärker
bei Amplifudengleichheit und einer Phasenverschiebung 90°
Bild 7 Schaltung des Frequenzmessers Typ 121 (VFB Funkwerk Erfurt)
(Unter Gl 1, 120 V befindet sich eine einfache Leitungskreuzung)
Der Amateur wird in der Praxis die Schwebung zwischen f x und f 0 her¬
beiführen, f x mit einem Absorptionsfrequenzmesser annähernd bestim¬
men und daraus das nächstliegende ganzzahlige Verhältnis zu f 0 ableiten.
Hierbei ist zu beachten, daß bei einem Meßfehler des Absorptionsfre¬
quenzmessers von i 1 % das Verhältnis f x : f 0 höchstens 50: 1 betragen
darf. Da eine Frequenzmessung im UKW-Bereich in der Mehrzahl nur
durch Vergleich von f x mit den Harmonischen eines Vergleichsoszillators
möglich ist, hat die Bestimmung des Verhältnisses f x : f 0 wesentliche Be¬
deutung. Industrielle Frequenzmesser bedienen sich des sogenannten
Grobfrequenzmessers, d.h., der Meßvorgang wird durch direkten Fre¬
quenzvergleich eingeleitet. Dann erfolgt die genaue Bestimmung der Fre¬
quenz mit Hilfe der Harmonischen eines weiteren Vergleichs Oszillators
150
(Feinfrequenzmesser), der die eingangs aufgeführten Bedingungen ein-
halten muß, nach der Beziehung f x = n • f 0 , wobei n das aus der Grob-
messung abgeleitete nächstliegende ganzzahlige Verhältnis f x : f 0 dar¬
stellen soll. Der Meßfehler des Grobfrequenzmessers bestimmt auch hier
das höchstzulässige Verhältnis f x : f 0 , um n eindeutig bestimmen zu kön¬
nen! Die Übereinstimmung der Frequenz des Feinfrequenzmessers mit
seiner Frequenzeichung kontrolliert man meist durch das Frequenz¬
spektrum eines 100-kHz-Quarzoszillators und korrigiert gegebenenfalls.
Sie wird sinngemäß auch am Grobfrequenzmesser mit Hilfe des überprüf¬
ten Feinfrequenzmessers vorgenommen.
Bild 7 zeigt die Schaltung des Frequenzmessers Typ 121 von RFT, der
bedingt auch für Messungen im Frequenzbereich über 30 MHz verwendet
151
werden kann. Bei Grobmessung wird f x mit der in Rö 1 erzeugten Fre¬
quenz verglichen, nach weiterer Verstärkung der Schwebung im Hexoden -
System Rö2 läßt sich der Schwebungszustand über Rö4 akustisch oder
durch Anzeige an 11 verfolgen. Her Feinvergleich der Frequenz erfolgt
in Rö2, wobei diese Vergleichsfrequenz im Triodenteil unter Verwendung
eines hochwertigen Schwingkreises erzeugt wird. Hem Vergleichssystem
Rö2 kann f x oder die mit f x auf Schwebungsnull gebrachte Grobvergleichs¬
frequenz f 01 oder beides zugeführt werden. Hie Anzeige des Schwebungs¬
zustands erfolgt wie bei der Grobfrequenz me ssung. In Rö3 wird das von
einem 100-kHz-Quarzoszillator abgeleitete Frequenzspektrum zur Kon¬
trolle der Frequenzeichung erzeugt.
Umschaltbare Eingangskreise sollen Mehrdeutigkeiten ausschließen, ihre
Resonanzfrequenz ist mit der Frequenz *01 des Grobfrequenzmessers
identisch, dessen Frequenz an einer Ausgangsbuchse abgenommen wer¬
den kann. Sie läßt sich nach Schwebungsvergleieh mit dem Feinfrequenz¬
messer auch für die Frequenzeichung von Empfängern verwenden.
Die Frequenz des Grobfrequenzmessers ist in 8 Teilbereichen zwischen
30 kHz und 30 MHz veränderlich, die des Feinfrequenzmessers in 9 Teil¬
bereichen zwischen 2,4 MHz und 3,8 MHz. Die Meßunsicherheit wird mit
kleiner ±0,1% angegeben. Vergleichsmessungen ergaben, daß dieses
Meßgerät gerade noch die Bedingungen des § 19 der Anordnung über den
Amateurfunkdienst — Amateurfunkordnung vom 22. Mai 1965 — im Fre¬
quenzbereich von 3,5 bis 29,7 MHz erfüllt (Festlegung der Bereichs¬
grenzen).
Bei Verwendung des Frequenzmessers Typ 121 oberhalb 30 MHz muß
versucht werden, das Verhältnis f x : f 01 zu ermitteln. Die annähernde Be¬
stimmung von f x mit einem Absorptionsfrequenzmesser ist dabei eine
wesentliche Hilfe. Hat man f x annähernd bestimmt, so wird Schwebung
mit f 01 (Grobfrequenzmesser) herbeigeführt; das Verhältnis f x : f 01 sei nj.
Hierauf erfolgt Schwebungsvergleich von f 01 : f 0 (Feinfrequenzmesser),
das Verhältnis f 01 : f 0 sei n 2 . Danach ist f x durch die Beziehung f x = n 5
• n 2 • f„ bestimmt, wobei der Meßfehler durch die mehrfache Überlage¬
rung in der Praxis zunimmt.
Grid-Dip-Meter
Das Grid-Dip-Meter ist ein Frequenzmesser, das Frequenzmessungen
nach Verfahren 1 und 2 zuläßt. Es besteht im wesentlichen aus einem
abstimmbaren Böhrenoszillator und Anzeige des Schwingungszustands
durch Messung des Gitterstroms. Die Übereinstimmung der Besonanz-
frequenz eines passiven Schwingkreises mit der Frequenz des Grid-Dip-
Oszillators führt bei ausreichender Kopplung zu einem ausgeprägten
Bückgang (Dip) des Gitterstroms am Grid-Dip-Oszillator, hervorgerufen
152
durch Energieentzug des Meßobjekts. Die zugeordnete Frequenz wird an
der Frequenzeichnng des Grid-Dip-Meters abgelesen. Die Bestimmung der
Resonanzfrequenz von Schwingkreisen mit konzentrierter Induktivität
und Kapazität ist auf diese Weise eindeutig. Die Messung anderer Reso¬
nanzgebilde (Leitungskreis, Topfkreis, Antennen, abgestimmter Zu¬
leitungen und Resonanzdrosseln) bleibt entsprechend der Anzahl der Er¬
regungsformen mehrdeutig. Durch Ausmessen der einzelnen Resonanzstel¬
len läßt sich in jedem Fall die Grundfrequenz derartiger Schwingkreise
ermitteln. Der Anwendungsbereich des Grid-Dip-Meters erstreckt sich
bei geeigneter Ausführung und Verwendung einer UHF-Triode bis etwa
700 MHz. Transistorisierte Ausführungen des Grid-Dip-Meters (Trans-
dipper) gewinnen zunehmend an Bedeutung; ihre obere Frequenzgrenze
wird vorerst durch den Transistor gesetzt. Bild 9 zeigt die Schaltung eines
für den UKW-Bereich geeigneten Grid-Dip-Meter.
Weiterhin läßt sich das Grid-Dip-Meter als Absorptionsfrequenzmesser
verwenden. Bei abgeschalteter Anodenspannung ist die Gitter-Katoden -
Strecke der Oszillatorröhre als Röhrendiode aufzufassen; man gelangt
damit zur eingangs beschriebenen Form des Absorptionsfrequenzmessers.
Dabei wird ebenfalls vielfach ein transistorisierter Anzeigeverstärker ein¬
gesetzt, der auch in der Betriebsart als Grid-Dip-Meter vorteilhaft ist.
Bild 8 Transistorisierter Eichpunktgeber, darunter älterer Absorptionsfrequenz¬
messer IS bis 300 MHz, links daneben Absorptionsfrequenzmesser Typ 3014
153
PC86
Bild 9 Grid-Dij)-Oszillator für UKW mit Transistoranzeiyeverstärker
Die erhöhte Anzeigeempfindlichkeit läßt eine lose Kopplung zum Meß
objekt zu, die Minderung der Rückwirkungen auf das Meßobjekt führt
zu einer besseren Meßgenauigkeit.
Bild 8 zeigt einen transistorisierten Eichpunktgeber. Am Ausgang stehen
nach Wahl ein 10-MHz-Spektrum, ein 1-MHz-Spektrum und ein davon
abgeleitetes 100-kHz-Spektrum zur Verfügung. Die Frequenzeichung,
z. B. eines UKW-Empfängers, wird mit einem Grid-Dip-Meter grob vor¬
genommen. Selbst bei einem Meßfehler von ±2 % sind die 10-MHz-Eieh-
punkte bei nachfolgender Eichung durch den Eichpunktgeber mit Sicher¬
heit bestimmt. Anschließend erfolgt die Eichung mit dem 1-MHz-Spek¬
trum, die man durch die 100-kHz-Eichung ergänzt. Die Bezugsfrequenz
von 1 MHz wird in einem Quarzoszillator erzeugt und von Zeit zu Zeit
mit einem Normalfrequenzsender verglichen. Die sich ergebenden Ab¬
weichungen, übertragen auf die Vielfachen der Bezugsfrequenz (1 MHz),
lassen erkennen, ob die Meßgenauigkeit bestimmten Forderungen ge¬
nügt.
Nur bei oberflächlicher Betrachtung des § 19 der Amateurfunkordnung
ist die Tragweite dieser Bestimmung zu überblicken. Der Amateur sieht
sich weit mehr als früher veranlaßt, seine Arbeit auf die erforderlichen
Meßeinrichtungen zu konzentrieren. Hierbei wird vielfach übersehen,
daß zur Eichung seiner Meßeinrichtung mit einer Meßgenauigkeit von
1 • 10“ 4 das Vergleichsnormal eine Größenordnung besser sein sollte! Viele
Amateure müßten sich also die Hilfe von Funkfreunden sichern, die
über derartige Meß- und Vergleichseinrichtungen verfügen.
Die hier gebrachte Darstellung einiger Meßverfahren und Meßgeräte zur
Frequenzmessung sollte auf Möglichkeiten hinweisen, die der ernsthafte
Funkpraktiker bei erträglichem Aufwand verwirklichen kann. Ausführ¬
liche Literaturhinweise geben dazu noch weitere Hilfe. Die Frequenz -
messung im UKW-Bereich unterscheidet sich — bezogen auf andere Fre¬
quenzbereiche — weniger in der Methode als in der Verwendung zweck¬
bestimmter Bauelemente, das sollte man beachten.
154
Literatur zum Thema „Frecjuenzmessuny“
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155
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S. 243—245
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[31] Köhler, K., Bauanleitung für einen Interferenzfrequenzmesser, r. u. f.
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[32] Henschel, S., Ein Transistoreichpunktgeber für den Funkamateur, r. u.f.,
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[33] Schubert, K.-H., Frequenzmessung und Frequenzmesser, PFA, Band 6
[34] Fußnegger, F. W., Meßtechnik für den Kurzwellenamateur, PFA, Band 12
[35] Jakubaschk, JET., Absorptionsfrequenzmessser (Dip-Meter) mit Transistoren
PFA, Band 40, S. 56
[36] Autorenkollektiv Amateurfunk-Handbuch, Deutscher Militärverlag, Kapi¬
tel 7
[37] —, 2. Lehrbrief Schwachstrommeßtechnik, TU Dresden, Absatz 10,2; 10,3
[38] —, Gerätebeschreibung Präzisionswellenmesser Typ 121, VEB Funkwerk
Erfurt
[39] —, Gerätebeschreibung Absorptionsfrequenzmesser Typ 3014, VEB Funk,
werk Erfurt
[40] Reck, T ., Funk-Entstörung im Amateurfunk, PFA, Band 65, S. 45—47
Abkürzungen
FA — Zeitschrift „Funkamateur“, Deutscher Militärverlag, Berlin
DF — Zeitschrift „Deutsche Funktechnik“
r. u.f. — Zeitschrift „radiou. fernsehen“
VEB Verlag Technik, Berlin
FT — Zeitschrift „Funktechnik“, Verlag für Badio-Foto-Kinotechnik, Berlin-
Borsigwalde
PFA — Broschürenreihe ..Der praktische Funkamateur“, Deutscher Militär¬
verlag, Berlin
Schaltteilliste zu Bild 3
Ba 1 bis Ba 4 Stabelement EJT 1,5 V
Cl Bohrkondensator 4,7 nF,
250 V
C2 Lufttrimmer 5 pF
C 3,5 Scheibenkondensator 2 pF,
500 V
C 4 UKW-Drehkondensator
C 6 Bohrkondensator 390 pF,
160 V
C 7 Papierkondensator 0,1 p.F,
160 V
Drl UKW-Kleinstdrossel 10 (xH
Gr 1,2 Germaniumdiode OA 601
Ms 1 Meßwerk 25 fx A, Bj<6kO
S 1 Spulen-Trommelschalter
S2 bis S5 Stufenschalter 4x3
Ts 1, 2 Transistor GC 100c
W 1, 14 Schichtwiderstand 62 n
W 2 Schichtdrehwiderstand
250 kfi
W 3,5 Schichtwiderstand 16 kn
W 4 Schichtdrehwiderstand
lOkQ
W 6, 7 Schichtwiderstand 200 n
W 8, 9 Schicht wider stand 200 k n
W 10,12 Schicht widerstand 12 kn
W 11 Schichtdrehwiderstand 5 k n
W 13 Schichtwiderstand 390 kn .
Alle Widerstände für Belastung
0,125 W
156
Ing. Karl-Heinz Schubert
- DM2AXE
Empfängerschaltungen
für den KW-Hörer
Die folgerichtige Entwicklung zum Funkamateur beginnt mit der Hör¬
tätigkeit auf den Kurzwellenbändern. Hier kann sieh der junge Funk¬
amateur die ersten Sporen verdienen bei der Beobachtung des Funkver¬
kehrs, der zwischen den lizensierten Amateurfunkstationen in aller Welt
durchgeführt wird. Diese Amateurfunkstationen arbeiten im KW-Bereich
auf folgenden dafür freigegebenen Frequenzbereichen:
Amateurfunkband
80 m
40 m
20 m
15 m
10 m
Frequenzbereich
3500 bis 3800 kHz
7000 bis 7100 kHz
14000 bis 14350 kHz
21000 bis 21450 kHz
28000 bis 29700 kHz
In den Lehrgängen der Sparte Nachrichtensport der GST kann sich jeder
Bürger der DDR die für den Funkamateur erforderlichen Kenntnisse
erwerben. Die Ausbildung erfolgt in den Radioklubs sowie Sektionen und
wird von erfahrenen Funkamateuren durchgeführt. Hat man einige
Grundkenntnisse erworben, so kann man das DM-Diplom erhalten und
als Funkempfangsamateur — als Hörer — am internationalen Amateur¬
funkverkehr teilnehmen. Die weitere Ausbildung führt dann bis zum
Funkamateur mit Sendegenehmigung.
Doch schon die Hörtätigkeit ist interessant, zumal es eine Anzahl Diplome
für KW-Hörer gibt. Die monatlich erscheinende Zeitschrift Funkama¬
teur bringt in jeder Ausgabe Beiträge für den KW-Hörer. Für die Hörer¬
tätigkeit benötigte Unterlagen enthält das Buch Amateurfunkpraxis
von K. Rothammel (DM2ABK) und O. Morgenroth, das 1966 im Deut¬
schen Militärverlag erschienen ist.
Der Anfänger auf dem Kurzwellengebiet verfügt oft noch nicht über
umfassende technische Kenntnisse, so daß er mit dem Bau einfacher Emp¬
fangsgeräte beginnt. Diese meist in Geradeausschaltung arbeitenden
Empfänger lassen bezüglich der Trennschärfe und der Empfindlichkeit
157
einige Wünsche offen. Doch können diese Schaltungen ohne besondere
Schwierigkeiten aufgebaut werden und verursachen keine übermäßigen
Materialkosten. Bild 1 zeigt die von W. W. Diefenbach (DL3VD) an¬
gegebene Schaltung [1] eines KW-Einkreis-Empfängers für alle KW-
Amateurbänder. Der Empfänger besteht aus der Audionstufe mit der
Röhre EF 80 und einem 2stufigen NF-Verstärker für Kopfhörerbetrieb
mit der Röhre EOG 83. Die Antenne liegt über einem kleinen Kondensator
(50 pF) an der Antennenspule LI. Auf dem gleichen Spulenkörper befin¬
den sich noch die Rückkopplungsspule L2 und die Schwingkreisspule L3.
Zum Abstimmen des Schwingkreises dient ein Drehkondensator, dem
zur Verkürzung für jedes Band ein kleiner Kondensator vorgeschaltet
wird. Dadurch erreicht man eine Bandspreizung, d.h., für das schmale
Amateurband soll ein möglichst großer Teil der Skalenlänge ausgenutzt
werden.
Die Audionröhre arbeitet als Empfangsgleichrichter; die erhaltene NF-
Spannung wird zum NF-Verstärker geleitet und von diesem verstärkt.
Damit die Empfangseigenschaften verbessert werden, führt man von der
Anode aus eine geringe HF-Restspannung zum Schwingkreis zurück, wo¬
durch dieser entdämpft wird. Das ist Aufgabe der zu diesem Zweck regel¬
bar ausgeführten Rückkopplung (40 pF — L2). Bei der gezeigten Schal¬
tung erfolgt die Rückkopplungsregelung durch Verändern der Schirm¬
gitterspannung mit dem Potentiometer PI (20 kfi). Die besten Empfangs¬
eigenschaften ergeben sich, wenn die Rückkopplung bis kurz vor den
Schwingeinsatz geregelt wird. Bei schwingender Rückkopplung kann man
auch unmodulierte Telegrafiezeichen aufnehmen. Das ist ein Vorteil, den
andere Schaltungen für den Empfangsgleichrichter nicht aufweisen.
Der 2stufige NF-Verstärker hat keine Besonderheiten. Vor dem Steuer¬
gitter des zweiten Triodensystems liegt der Lautstärkeregler P2 (100 kO).
Zur Stromversorgung benötigt man eine Anodengleichspannung von etwa
200V/20mA und eine Heizspannung von 6,3V/0,6A. Für die Band-
mnschaltung verwendete der Autor einen Tastenschalter. Als Spulen¬
körper eignen sich Mch'rkammer-Trolitulkörper mit HF-Abgleichkern.
Für die angegebenen Kapazitätswerte gelten etwa folgende Windungs¬
zahlen :
Band
LI
Wdg.
L2
Wdg.
L3
Wdg.
üH
Draht
mm
80 m
20
28
38
22
0,35-CuL
40 m
12
20
2]
7
0,85-CuL
20 m
10
11
11
2
1,0-CuL
15 m
7
10
8
1
1,0-CuL
10 m
6
<
5
0,6
1,0-CuL
159
Bild 1 Schaltung eines KW-Einkreis-Empfängers mit 2 NF-Stufen für Kopfhörerbetrieb
Es hat nicht an Versuchen gefehlt, durch spezielle Schaltungsvarianten die
Eigenschaften einfacher KW-Empfänger zu verbessern. Bild 2 gibt dafür
ein Beispiel von ,J. Borovicka (OKI BI), das in [2] veröffentlicht war. Die
Schaltung arbeitet mit 2 Doppeltrioden, im HF-Teil (Audion) mit einer
EGG 85, im NF-Teil mit einer ECC83. Die beiden Triodensysteme der
EOG85 sind katodengekoppelt, wobei das erste System in Anodenbasis-,
das zweite in Gitterbasisschaltung arbeitet. Da die Rückkopplung von
der Anode der Gitterbasisschaltung aus erfolgt, tritt eine bessere Tren¬
nung zwischen Empfangsgleichrichter und Rückkopplung auf. Geregelt
wird die Rückkopplung durch Verändern der Anodenspannung der Anoden¬
basisstufe. Die Schwingkreisschaltung entspricht etwa der von Bild 1.
Vor dem Steuergitter der ersten NF-Verstärkerstufe liegt der Lautstärke¬
regler. Um die Trennschärfe des Empfängers bei Telegrafieempfang zu
verbessern, kann ein Doppel-T-Filter eingeschaltet werden. Das CW-Filter
liegt zwischen Steuergitter und Anode der letzten NF-Verstärkerstufe als
Gegenkopplungsglied. Da die Resonanzfrequenz des Filters bevorzugt
verstärkt wird, erhält man eine Trennschärfeverbesserung bei Telegrafie¬
empfang. Die Stromversorgung besteht aus einer Anodengleichspannung
von etwa 300 V/20 mA und einer Heizspannung 6,3 V/0,6 A. Die Original¬
schaltung ist ausgelegt für 3 KW-Amateurbänder.
Bild 3 zeigt den HF-Teil für einen einfachen KW-Amateurempfänger [3].
Verwendet wird die aus der UKW-Technik bekannte Gitterbasis-Eingangs¬
schaltung. Der Eingangswiderstand ist sehr niederohmig, deshalb liegt
die Katode der Gitterbasisstufe an einer Anzapfung der Schwingkreis¬
spule. Das Pentodensystem der Röhre ECF82 arbeitet in der bereits
bekannten Audionschaltung. Hier liegt das Steuergitter auch an einer
8Z 100p
11 Elektronisches Jahrbuch 1968
161
Anzapfung der Schwingkreisspule, damit man einen hohen .Resonanzwider¬
stand für den Schwingkreis erhält. Da sowohl Eingangs- als auch Audion¬
schwingkreis abgestimmt werden, handelt es sich um eine 2-Kreisemp-
fängerschaltung. Durch geeignete Wahl der Spannungsteilerwiderständc
im Schirmgitterkreis des Pentodensystems wird die günstigste Rückkopp¬
lung fest eingestellt. Der Schalter verändert die Schirmgitterspannung
für Telefonie- oder Telegrafieempfang. Als NF-Verstärker eignen sich die
in Bild 1 oder Bild 2 angegebenen Schaltungen für Kopfhörerbetrieb. Die
Anzapfungen liegen beim Eingangsschwingkreis bei etwa 10% und beim
Audionschwingkreis bei etwa 50% der Windungszahl (vom masse¬
seitigen Ende aus gerechnet).
Bei der Schaltung nach Bild 4 handelt es sich ebenfalls um einen 2-Kreis-
empfänger [4]. Für alle Stufen werden Pentoden verwendet (z. B. EF80).
Der Empfänger ist als Allwellenempfänger ausgelegt, da er den Frequenz¬
bereich von 90 kHz bis 16 MHz erfaßt. Lediglich der ü. Bereich wurde
mit einer Bandspreizung zum Empfang des 80-m-Amateurbands versehen.
Die erste Röhrenstufe arbeitet als HF-Verstärker. Da mitunter starke HF-
Signale auftreten, läßt sich die Verstärkung dieser Röhre durch Verändern
der Schirmgitterspannung regeln. Die Audionschaltung weicht von dem
bisher Gesagten etwas ab, da die Rüekkopplungsregelung durch einen
Drehkondensator erfolgt. Die Gleichspannungen der Audionschaltung
werden einem Stabilisator (150 V) entnommen, wodurch ein sicheres
Arbeiten der Rückkopplung gewährleistet wird. Der nachfolgende NF-
Verstärker ist ebenfalls mit einer Pentode bestückt. Man erreicht damit
etwa die gleiche Verstärkung wie mit den bereits angegebenen 2stufigen
NF-Verstärkern mit Triodenbestückung (Bild 1 und Bild 2). Die Ankop¬
pelung des Kopfhörers erfolgt über einen Ausgangsübertrager, der etwa
folgende Wicklungen enthält:
Kernpaket E/I48
primär 1500 Wdg., 0,10-mm-CuL
sekundär (600 fl) 230 Wdg., 0,25-mm-CuL
sekundär (5 II) 22 Wdg., 0,60-mm-CuL
Die erforderliche Anodengleichspannung soll bei etwa 200 V/50 mA liegen,
die Heizspannung beträgt 6,3 V/l A. Die Spulendaten hängen weitgehend
ab von den verwendeten HF-Spulenkörpern. In der Originalschaltung
wurden Stiefelkörper 8 mm mit HF-Abgleichkern benutzt.
Die einzelnen Empfangsbereiche sind:
Bereich 1
90 kHz bis 200 kHz
Bereich 2
200 kHz bis 500 kHz
Bereich 3
500 kHz bis
1,5 MHz
Bereich 4
1,5 MHz bis
5,0 MHz
Bereich 5
5,0 MHz bis
16,0 MHz
Bereich 6
3,5 MHz bis
3,8 MHz
162
Für Bereich 6 werden die gleichen Spulen wie in Bereich 4 verwendet.
Entsprechend den Angaben in Bild 4 liegen aber zur Bereichseinengung
noch Parallel- und Reihenkondensatoren im Schwingkreis. Es gelten
für die HF-Spulen etwa folgende Windungszahlen:
Bereich
Induktivität
Wdg.
Draht
Cp
1A
L3
6,2 mH
360
0,l-mm-CuL
30 pF
1B
L4
—
70
0,1-mm-CuL
—
L5
6,2 mH
360
0,1-mm-CuL
60 pF
L6
—
30
0,1-mm-CuL
—
2 A
L3
1,56 mH
180
0,1-mm-CuL
—
2B
L4
—
60
0,1-mm-CuL
—
L5
1,56 mH
180
0,1-mm-CuL
30 pF
L6
—
6
0,1-mm-CuL
—
3A
L2
_
250
0,1-mm-CuL
—
L3
220 M-H
78
20X0,05
—
3B
L4
—
40
0,1-mm-CuL
_
L5
220 (xII
78
20X0,05
—
L6
—
12
0,1-mm-CuL
—
4A
L2
—
90
0,1-mm-CuL
—
L3
22 jaH
40
20X0,05
—
4B
L4
—
20
0,15-mm-CuL
—
L5
22 jaK
40
20X0,05
—
L 6
—
4
0,15-mm-CuL
—
5 A
L2
—
25
0,15-mm-CuL
—
L3
2,2 jaH
11
20X0,05
—
SB
L4
—
6
0,15-mm-CuL
—
L 5
2,2 [iH
11
20X0,05 1
—
L6
—
2
0,15-mm-CuL
—
Der am Antenneneingang liegende Saugkreis wird für die Frequenz eines
störenden Ortssenders dimensioniert. Die in der Audionstufe liegende
NF-Drossel besteht aus einem Kernpaket M42 mit etwa 2000 Wdg.,
0,12-mm-CuL.
Die Weiterentwicklung der Empfangstechnik führte vom Geradeaus-
zum Superhetempfänger. Durch die Mischung der Eingangsfrequenz mit
einer Oszillatorfrequenz erhält man eine Zwischenfrequenz (ZF), die dann
selektiv verstärkt wird. Aufgabe des ZF-Verstärkers ist es, die Empfind¬
lichkeit und die Trennschärfe des Empfängers zu verbessern. In der KW-
Praxis dominieren heute Doppel- und Dreifachsuper. Um den Übergang
zu dieser Empfängertechnik zu erleichtern, soll abschließend die Schal¬
tung eines einfachen KW-Kleinsupers vorgestellt werden.
Bild 5 zeigt eine von J. Kubik (OK1AF) entwickelte Schaltung [5], die
nur 2 Verbundröhren benötigt. Als Misch-Oszillator-Röhre dient die dafür
konstruierte Röhre ECU 81. Die Doppeltriode ECC82 arbeitet mit dem
ersten System als ZF-Audion, mit dem zweiten als NF-Verstärker.
Die Schwierigkeit bei der Superhetschaltung besteht darin, daß Ein¬
gangskreis und Oszillatorkreis in verschiedenen Frequenzbereichen gleich-
164
165
Bild 5 Schaltung eines einfachen KW-Eieinsupers mit einer Zwischenfrequenz von 1,6 MHz
laufend abgestimmt werden müssen, damit man eine feste ZF erhalt.
Soll die ZF 1,6 MHz betragen und der Eingangskreis von 3,5 bis 3,8 MHz
reichen, so muß der Oszillator den Frequenzbereich von 5,1 bis 5,4 MHz
erfassen. Es ist
5,1 MHz — 3,5 MHz = 1,6 MHz
5,4 MHz — 3,8 MHz = 1,6 MHz
Für die benutzte Zwischenfrequenz (ZF) von 1,6 MHz gibt die nach¬
folgende Tabelle die einzelnen Frequenzbereiche an.
Band
Eingangskreis
Oszil Iatorkreis
80 in
3,5 bis 3,80 MHz
5,1 bis 5,40 MHz
40 rn
7,0 bis 7,10 MHz
8,6 bis 8,70 MHz
20 in
14,0 bis 14,35 MHz
15,6 bis 15,95 MHz
15 m
21,0 bis 21,45 MHz
22,6 bis 23,05 MHz
10 m
28,0 bis 29,70 MHz
29,6 bis 31,30 MHz
Um für den Anfänger diese Problematik zu vereinfachen, werden die
Drehkondensatoren für den Eingangskreis und den Oszillatorkreis ge¬
trennt aufgebaut und auch getrennt abgestimmt. Da die ZF und die Skalen¬
eichung ebenfalls vom Oszillatordrehkondensator bestimmt werden, ist
mit diesem die zu empfangende Station einzustellen. Der Eingangskreis
wird dann nur auf größte Lautstärke nachgestimmt. Der ZF-Kreis an der
Anode der Mischröhre ist fest abgestimmt und enthält zur Verbesserung
der Empfangseigenschaften eine Rückkopplungsspule. Mit einem Dreh¬
kondensator kann die Rückkopplung geregelt werden. Das Potentio¬
meter vor der NF-Stufe dient als Lautstärkeregler. Für den Betrieb dieser
Schaltung wird eine stabilisierte Spannung von 150 V und eine weitere
Gleichspannung von 250 V benötigt. Die Heizspannung beträgt 6,3 V.
ln der Originalschaltung wurden Spulenkörper mit 10 mm Durchmesser
mit HF-Abgleichkern benutzt. Dafür gelten etwa folgende Windungs-
zahlen:
Band
LI
L 2
L3
L 4
80 m
25
60
30
50
40 m
10
32
15
30
20 m
8
16
12
15
15 m
6
12
8
11
10 m
5
9
6
8
L5 hat etwa 90 Wdg., 0,25-mm-CuL, L6 etwa 25 Wdg., 0,25-mm-CuL;
die HF-Drossel etwa 300 Wdg., 0,1-mm-CuL.
166
Alle vorgestellten Schaltungen sind für den Nachbau geeignet. Um den
Abgleich zu vereinfachen und die richtigen Windungszahlen der Spu¬
len festlegen zu können, sollte man ein Grid-Dip-Meter benutzen. Jedem
Funkamateur sei empfohlen, dieses vielseitig anwendbare Prüfgerät zu
bauen. Bauanleitungen dazu findet man in der einschlägigen Amateur-
iunkliteratur.
Literatur
[1] Diefenbach, W. IF., Moderner KW-Einkreiser,,Newcomer la“ für 10 bis 80 m,
Funktechnik, H. 3/1960, S. 85
[2] Borovicka, J., Kratkovlnny prijimac s prinum sesilenim, Amat6rsk6 Radio,
H. 3/1964, S. 72 (C'SSR)
[ 3 ] K. W., Odbiornik poczatkujacego krotkofalowce, Radioamator, H. 4/1963,
S. 123 (VR Polen)
[ 4 ] Eetenyi , L ., 1-V-l egyenes rendszerü vevökeszülek, Radiotechnika, H. 5/1965,
S. 189 und H. 6/1965, S. 214 (VR Ungarn)
[5] Kubik, J., Komunikacni superhet se dvema elektronkami, Amat<§rsk6 Radio,
H. 1/1963, 8. 6 (CSSR)
Zusatzschaltung am FS-Empfängcr für Schwerhörige
In vielen Fällen gibt es Familien mit schwerhörigen Mitgliedern. Es ist dann meist für
den Normalhörenden eine Zumutung, bei voll aufgedrehtem Lautstärkeregler einer Dar¬
bietung zu folgen. Mit der dargestellten Schaltung läßt sich jedoch Abhilfe schaffen.
Es wird an die niederohmige Wicklung des Ausgangsübertragers je ein Potentio¬
meter entsprechend der Schaltung angeschlossen . Dabei soll jedes Potentiometer den
doppelten Wert der Lautsprecherimpedanz auf weisen.
Wichtig ist jedoch , daß die Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers keine Ver¬
bindung zur übrigen Schaltung hat (z.B. Rückkopplungsverbindung). In diesem
Falle sollte man von einem solchen Eingriff aus Sicherheitsgründen absehen.
R. A.
Literatur: Carlson E. C., Close-up TV-Listening, Radio-Electronics, Dezember 1961
167
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Betrachtungen
zur s Leistnngsfähigkeit
horizontaler
Kurzuelienantenncn
Der Begriff Antennengewinn kennzeichnet die Leistungsfähigkeit einer
Antenne. Er ist eine Verhältnisaussage und gibt an, um wieviel mal mehr
Leistung eine bestimmte Antenne in der Hauptstrahlrichtung liefert (oder
aufnimmt) als eine auf die gleiche Frequenz abgestimmte Bezugsantenne.
Es ist üblich, die Kennwertangabe des Gewinns g im logarithmischen
Maßstab in Dezibel (dB) auszudrücken
PI
g — 1° lg -pg >
PI = Leistung der untersuchten Antenne, P2 = Leistung der Bezugs-
antenne.
Soll der Spannungsgewinn in dB angegeben werden, so gilt
g = 20 lg
Ul
U 2 ;
Ul = Spannung der untersuchten Antenne, U2 = Spannung der Be¬
zugsantenne.
Voraussetzung ist, daß beide Antennen den gleichen Speisepunktwider¬
stand haben. Die Angabe des Gewinns bezieht sich — wenn nicht anders
angegeben — immer auf die Hauptstrahlrichtung bzw. Hauptempfangs¬
richtung. Als Bezugsantenne verwendet man heute allgemein den Halb¬
wellendipol. Seltener wird die Gewinnangabe auf einen isotropen Strahler
bezogen. Dieser hat keine Richtwirkung, man nennt ihn deshalb auch
Kugelstrahler (Richtcharakteristik kugelförmig). Eine solche Antenne ist
in der Praxis nicht darstellbar.
Der Halbwellendipol bringt bereits einen Gewinn von 2,15 dB gegen¬
über dem Kugelstrahler.
Um den Gewinn einer Antenne festzustellen, sind verschiedene Meßver¬
fahren gebräuchlich. Alle aber haben die Forderung gemeinsam, daß sich
innerhalb des Meßfelds eine ebene, homogene Wellenfront ausbreiten
kann. Das Meßfeld muß deshalb — bezogen auf die Wellenlänge — mög¬
lichst groß sein und darf keine reflektierenden Gegenstände enthalten.
169
Die Antennen werden gewöhnlich auf hohen Holztürmen aufgestellt,
um den Einfluß des Erdbodens (Bodenreflektion) geringzuhalten. Da die
Kennwerte einer Antennenform im freien Raum unabhängig von der
Resonanzfrequenz die gleichen sind, baut man häufig funktionsfähige
Antennenmodelle für den VHF- oder UHF-Bereich und kann dann deren
Eigenschaften in einem entsprechend stark verkleinerten Meßfeld be¬
quem messen. Die Ergebnisse können direkt auf eine gleichartige und unter
gleichen Umgebungsbedingungen errichtete Kurzwellenantenne über¬
tragen werden. Genaugenommen sind aber die Eigenschaften nur exakt
gleich, wenn sich die Antennen über idealer Erde oder unendlich weit vom
Erdboden entfernt befinden, denn die Erdbodenleitfähigkeit ist frequenz-
abhängig. Die begrenzten Möglichkeiten eines Funkamateurs lassen jeden¬
falls einwandfreie Messungen des Antennengewinns kaum zu.
Der Gewinn einer Antenne steht im direkten Zusammenhang mit ihrer
Richtcharakteristik. Ein Antennengewinn ergibt sich dann, wenn die ver¬
fügbare Leistung nicht wie beim Kugelstrahler nach allen Richtungen
gleichmäßig ausgestrahlt, sondern in eine oder mehrere Richtungen kon¬
zentriert wird. Je schärfer diese Bündelung ist. um so größere Anteile der
verfügbaren Leistung befinden sich in der Hauptstrahlrichtung, und desto
größer ist der Antennengewinn.
Die für Kurzwellenantennen angegebenen Kenndaten sind für den Funk¬
amateur zunächst von theoretischer Bedeutung, denn sie haben nur unter
idealen Umweltbedingungen im freien Raum Gültigkeit. Der Amateur
muß aber fast immer mit einer von Gebäuden, Freileitungen, Masten und
sonstigen reflexionsfähigen Gebilden „verzierten“ Antennenumgebung
vorliebnehmen, und es wird wohl nur in den seltensten Fällen möglich
sein, die Sendeantenne so hoch über dem Boden anzubringen, daß man
den Einfluß des Bodens auf die Abstrahlung vernachlässigen kann. Es
ist deshalb wichtig zu wissen, wie sich die Antennenumgebung auf die
Kennwerte, insbesondere aber auf das Strahlungsdiagramm, auswirkt.
Bei diesen Betrachtungen geht man vom elementaren Resonanzgebilde,
dem gestreckten Halbwellendipol, aus. Befindet er sich im freien Raum,
also unter idealen Umgebungsbedingungen, so beträgt sein Strahlungs¬
widerstand (= Fußpunktwiderstand) 73,2 fl. Das Strahlungsdiagramm
zeigt, daß der Halbwellendipol im rechten Winkel zu seiner Leiterachse
maximal abstrahlt (= Hauptstrahlrichtung), dagegen in Achsrichtung
maximale
Strahlung
verminderte
Strahlung
Antennenleiter
Bild 1
Das Slrahlungsdiagramm eines Halb¬
wellendipols im freien Raum (Ringwulst
im Schnitt gezeichnet)
keine Energie abgibt (Bild 1). Die Art der Darstellung als aufgeschnitte¬
ner Kingwulst mit dem Antennenleiter als Achse soll verdeutlichen, daß
die Strahlung in alle 3 Dimensionen des Raumes erfolgt. In diesem Falle
steht der Dipol senkrecht, daraus ergibt sich eine Rundstrahlung in der
waagerechten Ebene (siehe Richtungspfeile der maximalen Strahlung).
Orientiert man den Dipol waagerecht im Raum, so ändert sich an seinem
Strahlungsdiagramm selbst nichts, es ist lediglich — ebenso wie der Dipol —
um 90° in der Ebene versetzt. Leider befinden sich Amateurantennen nicht
im freien Raum, sondern in mehr oder weniger großer Annäherung zum
Erdboden und zu umgebenden Objekten. Es soll nun der Einfluß der
Erdbodennähe auf die Antennenwerte untersucht werden.
Wellen, die eine Antenne senkrecht oder spitzwinklig nach unten zur Erd¬
oberfläche hin abstrahlt, werden dort reflektiert. Diese reflektierten Strah¬
lungsanteile passieren die Antennenstruktur auf ihrem Rückweg und
induzieren dabei einen Strom im Antennenleiter. Die Phasenlage und die
Größe dieses induzierten Stromes sind von der Aufbauhöhe der Antenne
über der reflektierenden Erde abhängig. Der resultierende Antennen¬
strom besteht deshalb aus 2 Komponenten: Die Amplitude der Haupt¬
komponente ist durch die Senderleistung und den Strahlungswiderstand
bestimmt. Die zweite Komponente besteht aus der vom Erdboden zum
Antennenleiter reflektierten Strahlung. Sie kann in Abhängigkeit vom
Abstand Antenne — Erde mehr oder weniger in Phase mit der Haupt¬
komponente sein. Bei Gleichphasigkeit addieren sich die Ströme. Sind sie
nicht gleichphasig, so ist der resultierende Antennenstrom gleich der
Differenz beider Komponenten. Da die vom Sender zur Antenne gelieferte
Leistung P konstant ist, muß sich bei dem durch die reflektierten Anteile
veränderten Antennenstrom I nach der Beziehung P = I 2 • R auch die
Impedanz R der Antenne ändern. Deshalb entspricht der Fußpunkt-
ßüd 2 Der Strahlungswiderstand eines waagerechten Halbwellendipols in Abhängig¬
keit von dessen Aufbauhöke über der idealen Erde
171
widerstand einer Antenne bei Erdbodenannäherung nicht mehr dem
theoretischen Wert. Wie sich der Strahlungswiderstand eines waagerechten
Halbwellendipols in Abhängigkeit von dessen Aufbauhöhe über der idea¬
len Erde verändert, zeigt Bild 2. Man erkennt, daß sich bei Höhen von
X/4 und Vielfachen der Viertelwellenlänge (^X, £-X, IX usw.) jeweils der
theoretische Strahlungswiderstand von 73 Q einstellt. Hierbei wird ein
unendlich dünner Antennenleiter vorausgesetzt. Die ideale Erde ist im
allgemeinen nicht mit der Erdoberfläche identisch, sie befindet sich ent¬
sprechend der Leitfähigkeit der Erdschichten und in Abhängigkeit von
der Frequenz mehr oder weniger tief unter der Erdoberfläche und unter¬
liegt außerdem witterungsbedingten Schwankungen (wechselnder Feuch¬
tigkeitsgehalt). Ideale Erdverhältnisse haben nur solche Antennen, die
über ausgedehnten Wasserflächen oder größeren Metallflächen (z. B. Blech¬
dächer) aufgebaut sind. Man kann eine solche Erdungsfläche auch künst¬
lich hersteilen, indem über, auf oder knapp unter der Erdoberfläche ein
weiträumiges und möglichst engmaschiges Drahtnetz angebracht wird.
Dabei ist es erforderlich, daß diese Oberflächenleiter nach allen Richtun¬
gen um mindestens J, Wellenlänge größer sind als die Antennenausdehnung.
Für die Praxis am bedeutungsvollsten ist jedoch die Auswirkung der
Antennenaufbauhöhe auf die Strahlungscharakteristik von waagerechten
Strahlern. Durch die Erdreflexionen wird das Vertikaldiagramm von
Horizontaldipolen, das im freien Raum exakt kreisförmig ist, mehr oder
weniger stark verformt. Als Vertikaldiagramm eines horizontalen Strah¬
lers bezeichnet man jenes Strahlungsbild, das sich ergibt, wenn man, ge¬
sehen in Achsrichtung des Antennenleiters, einen senkrechten Schnitt
ausführt (Bild 3). Die Wellen, die mit Winkeln > 90° bis < 270° von der
Antenne abgestrahlt werden, gelangen zur Erdoberfläche, die sie reflek¬
tiert. Die reflektierten Wellen kombinieren sich nun in Abhängigkeit von
der Antennenhöhe und der Erdbodenstruktur mit den direkten Wellen,
so daß unter bestimmten vertikalen Winkeln Gleichphasigkeit zwischen
direkter und reflektierter Welle herrscht, unter anderen Winkeln jedoch
Gegenphasigkeit besteht. Ist die Erdbodenreflexion total (Idealfall), so
addieren sich bei Gleichphasigkeit die Anteile der direkten und der reflek¬
tierten Welle, bei Gegenphasigkeit löschen sie sich gegenseitig aus (Null¬
stellen). Zwischen diesen beiden Extremfällen ergeben sich entsprechend
0 °
Bild 3
Bas Vertikaldiagramm
eines horizontalen Dipols
im freien Baum
172
ca sa
der Phasenlage Zwischenwerte als Differenz von direkter und reflektierter
Welle.
Bild 4 zeigt, wie sich die auf die Wellenlänge bezogene Aufbauhöhe eines
horizontalen Halbwellendipols über idealer Erde auf das Vertikaldia¬
gramm auswirkt. Es wird dabei ein Multiplikationsfaktor angegeben, der
immer dann seinen möglichen Maximalwert 2 erreicht, wenn direkte Welle
und reflektierte Welle gleiche Phasenlage und gleiche Richtung haben.
Da sich durch die Erdbodenreflexionen das Vertikaldiagramm unter Bil¬
dung mehrerer Hauptkeulen nach oben erhebt, nennt man die Winkel-
grade zur Horizontalen, bei denen Strahlungsmaximum auftritt, auch Er¬
hebungswinkel. Nach Bild 4 D beträgt z. B. der Erhebungswinkel eines
waagerechten Halbwellendipols in Jg X Höhe über idealer Erde 30°. Es läßt
sich auch ersehen, daß unter den Winkeln 10° und 55° der Multiplikations-
faktor 1,0 beträgt. Da er sich auf eine Spannung (Feldstärke) bezieht,
kann man die Multiplikationsfaktoren auch in Dezibel ausdrücken:
1,0 = 0 dB, 1,5 = + 3,5 dB, 2,0 = + 6,0 dB und 0,5 = —6,0 dB.
Um die Bedeutung des vertikalen Erhebungswinkels einer Antenne für
den praktischen Funkverkehr über sehr weite Entfernungen (DX-Ver-
kehr) einschätzen zu können, muß man sich mit der Raumwellenaus¬
breitung beschäftigen. Bekanntlich kommen weltweite Kurzwellenver¬
bindungen über Reflexionen an der Ionosphäre zustande. Dieser Vorgang
ist in Bild 5 vereinfacht dargestellt. Die Hauptstrahlung einer Antenne,
die unter dem verhältnismäßig großen Erhebungswinkel ot 1 zur F 2 -
Schicht gelangt und dort reflektiert wird, überbrückt mit einem „Sprung“
nur eine relativ geringe Entfernung dl. Die etwas flachere Abstrahlung
mit dem Erhebungswinkel a2 zeigt schon eine viel größere Sprung¬
distanz d2. Mit mehreren Sprüngen (im Bild sind nur 2 angedeutet) be¬
steht auch Arbeitsmöglichkeit über sehr große Entfernungen. Dabei ist
jedoch zu berücksichtigen, daß jeder Sprung die Strahlung schwächt.
F2 Schicht
Bild H Der vertikale Erhebungswinkel und sein Einfluß auf die Ausbreitung
über große Entfernungen
174
denn bei jedem Durchgang durch die unterhalb der F a -Schicht befind¬
lichen absorbierenden Schichten und bei jeder Erdbodenreflexion tritt
erneute Dämpfung auf. Ein sehr flacher Erhebungs-Winkel von a3 ist
deshalb für die DX-Arbeit besonders günstig. Die Sprungdistanz d 3 wird
dabei schon sehr groß, und es lassen sich mit verhältnismäßig wenigen
Sprüngen interkontinentale Entfernungen gut überbrücken. Als Anhalts¬
punkt sei erwähnt, daß unter günstigen Bedingungen ein Sprung bis zu
4000 km betragen kann.
Die Reflexion in der Ionosphäre ist von der Frequenz abhängig. Mit zu¬
nehmender Frequenz muß der Strahl immer flacher auf die ionisierte
Schicht aultreffen, damit er noch reflektiert wird. Die Bereiche der opti¬
malen Erhebungswinkel für die einzelnen Amateurbänder liegen etwa
wie folgt:
40-m-Band
20-m-Band
15-m-Band
10-m-Band
12° bis 40°
10° bis 25°
7° bis 20°
5° bis 14°
Daraus geht hervor, daß die Energie, die eine Antenne mit Erhebungs¬
winkeln > 40° und < 5° abstrahlt, für Weitverbindungen nutzlos ist.
Im übrigen wird die Strahlung, die annähernd tangential zur Erdober¬
fläche verläuft (Erhebungswinkel < 5°), sehr stark von dieser absorbiert.
Die Winkelbereiche berücksichtigen, daß die Ionosphäre dauernden
Schwankungen unterliegt. Mit den jeweiligen Zustandsänderungen wird
auch der optimale Erhebungswinkel ein anderer. Die größtmögliche Auf¬
bauhöhe der Antenne ist die beste, aber bereits bei einer Antennenhöhe
von 12 m kann man in den Amateurbändern 10 m, 15 m und 20 m mit
guten DX-Ergebnissen rechnen, während bei einer 40-m-Antenne die
Bauhöhe nicht unter 15 m liegen sollte.
Natürlich beziehen sich diese Mindesthöhen auf eine freie Antennenum¬
gebung. Nahe gelegene reflexionsfähige Objekte setzen die wirksame An¬
tennenhöhe herab und bewirken schwer übersehbare Veränderungen der
Richtcharakteristik. Horizontal polarisierte Antennen reagieren beson¬
ders empfindlich, wenn sich in ihrer Nähe waagerecht ausgedehnte Hin¬
dernisse befinden wie Freileitungen aller Art, Traufrohre von Metalldach¬
rinnen und waagerechte Dachleitungen von Blitzableiteranlagen. Der
Einfluß solcher Hindernisse kann jedoch vernachlässigt werden, wenn
deren räumliche Ausdehnung viel kleiner ist als die halbe Wellenlänge,
bezogen auf die Arbeitsfrequenz der Antenne. Das besagt z. B., normale
Fernsehantennen üben keinen nachteiligen Einfluß auf die Strahlungs¬
eigenschaften von nahe gelegenen Kurzwellenantennen aus. Analog wird
die Abstrahlung vertikal polarisierter Antennen durch senkrecht ausge¬
dehnte Objekte, wie Metallmasten aller Art, besonders gestört.
175
80° 80° 70° 60° 50° 30° 80° 70° 50° 50°
Bild 6 Vertikaldiagramm eines horizontalen Halbwellendipols (a) und einer waage¬
rechten 3-Element-Yagi-Antenne (b) in gleicher Aufbauhöhe von 1 '/, k
über idealer Erde
Interessant ist auch die Tatsache, daß alle Horizontalantennen mit para¬
sitären Elementen bei gleicher Aufbauhöhe die gleichen vertikalen Erhe¬
bungswinkel wie ein Halbwellendipol haben. Das bedeutet z. B., eine in
lgX Höhe über idealer Erde aufgebaute 3-Element-Yagi-Antenne zeigt
ebenso wie ein Halbwellendipol Erhebungswinkel von 10°, 30° und 60°
(Bild 6). Unterschiedlich ist lediglich der Multiplikationsfaktor für die
einzelnen Strahlungslappen. Auf Grund der Richtcharakteristik einer
Yagi-Antenne wird die unter dem Erhebungswinkel 60° auftretende Strah¬
lung sehr stark unterdrückt (Multiplikationsfaktor 0,5), bei 30° beträgt
der Faktor 1,6. Er erreicht schließlich bei 10° Erhebungswinkel seinen
Maximalwert 2,0. Diese Strahlungskonzentration unter niedrigem Erhe¬
bungswinkel ist für Weitverbindungen besonders günstig.
Häufig findet man in Beschreibungen von Kurzwellen-Amateurantennen
Gewinnangaben, die im Widerspruch zum theoretisch möglichen Gewinn
dieser Bauform stehen. Natürlich gibt es nur einen Antennengewinn,
nämlich den unter idealen Verhältnissen im freien Raum gemessenen, der
sich auch theoretisch aus der Antennenwirkfläche ableiten läßt. Wenn ein
Amateur Antennengewinne ermittelt, so geschieht dies — mangels anderer
Möglichkeiten — zumeist durch Feldstärke vergleiche im Funkverkehr mit
weit entfernten Partnern. Dabei ist außer der zu untersuchenden Antenne
noch ein in gleicher Höhe aufgebauter Bezugsdipol erforderlich, des wei¬
teren muß die empfangende Gegenstelle über ein geeichtes „S-Meter“
(Feldstärkeanzeiger) verfügen. Da die Ausbreitung bei diesem Verfahren
immer über Reflexionen an der Ionosphäre erfolgt, ist der Erhebungs¬
winkel der Hauptstrahhmg im Zusammenhang mit dem Zustand der Iono¬
sphäre ausschlaggebend für das Meßergebnis. Besonders ins Auge fällt
die Diskrepanz der Gewinnangaben bei der bekannten Cubical-Quad-An-
176
tenne. Die für sie propagierten Daten liegen weit über dem theoretisch
möglichen Gewinn. Bedenkt man jedoch, daß diese Angaben wahrschein¬
lich durch das vorerwähnte Verfahren ermittelt wurden, und weiß man
ferner, daß die Quad-Antenne ein vertikal gestocktes System darstellt,
so sind diese Ergebnisse durchaus glaubwürdig. Vertikal gestockte Hori¬
zontalantennen bündeln die Strahlung in der Vertikalebene bei sehr fla¬
chem Erhebungswinkel. Die Quad kann deshalb oft interkontinentale
Entfernungen mit weniger Sprüngen überbrücken, als dies dem Vergleichs¬
dipol möglich ist (siehe Bild 5). Jeder zusätzliche Sprung verursacht zu¬
sätzliche Verluste, die im Meßergebnis zum Ausdruck kommen. Selbst¬
verständlich erhebt dieses Meßverfahren „über die Ionosphäre“ keinen
Anspruch auf Genauigkeit, es ist wegen seiner vielen variablen Größen
auch nicht reproduzierbar. Trotzdem kann man es als praxisnahe be¬
zeichnen, da die Ergebnisse unter den Bedingungen der Amateurpraxis
ermittelt werden und also im Hinblick auf die Verwendung für den Ama¬
teur aussagekräftig sind.
Zusammenfassung
Die Leistungsfähigkeit einer horizontalen Kurzwellenantenne im Ver¬
kehr über weite Entfernungen (DX-Verkehr) ist in erster Linie vom verti¬
kalen Erhebungswinkel der Hauptstrahlung abhängig. Dieser soll um so
flacher sein, je höher die Sendefrequenz ist. Für gute DX-Ergebnisse sollte
die Aufbauhöhe einer horizontalen Antenne mindestens X/2 über der idea¬
len Erde betragen (10-m-, 15-m- und 20-m-Band). Im 40-m-Band be¬
nötigt man eine Höhe von |X (etwa 15 m).
Die geometrische Aufbauhöhe ist nicht gleich der effektiven Höhe. Letz¬
tere schwankt in Abhängigkeit von der frequenzabhängigen Erdbodenleit¬
fähigkeit und der Bebauung. Es gilt die Hegel, daß die größtmögliche
Aufbauhöhe immer die beste ist.
Besonders günstig für die DX-Arbeit sind vertikal gestockte Horizontal¬
strahler wie Cubical-Quad oder „Fauler Heinrich“, weil sie besonders in
der Vertikalebene bei kleinem Erhebungswinkel bündeln. Dieser Umstand
erklärt die oft zitierte Überlegenheit der Cubical-Quad gegenüber einer
3-Element-Yagi-Antenne, wobei häufig auch die geringere Höhenempfind¬
lichkeit der Quad hervorgehoben wird.
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Band 4: Wellenausbreitung
Band 5: Mikrowellenelektronik
Band 6: Halbleiterelektronik
Jeder Band umfaßt etwa 100 bis 160 Seiten mit zahlreichen
Abbildungen und Tabellen, Format 11 X 18 cm, mit festem
Kartonumschlag versehen, je Band MDN 8,—.
Einzeln oder komplett durch jede Buchhandlung zu beziehen.
Ausführlicher Werbeprospekt mit Inhaltsangaben der
bisher vorliegenden Bände der Reihe MATHEMATIK«
PHYSIK unverbindlich vom
AKADEMIE-VERLAG • BERLIN
108 Berlin, Leipziger Straße 3—4
Hagen Jakubaschk
Messungen und Prüfungen
mit dem Oszillografen
Es ist häufig zu beobachten, daß vorhandene Oszillografen ungenügend
ausgenützt werden, weil man ihre vielseitigen Anwendungsmöglichkeiten
zu wenig kennt. Selbst erfahrene Fernsehwerkstattpraktiker sind sich
oft nicht klar darüber, daß sich ein Oszillograf nicht nur schlechthin „zum
Betrachten von Impulsformen“ eignet, sondern darüber hinaus auch in
vielen anderen Fällen ein vorzügliches und vielseitiges Prüf- und Me߬
mittel ist. Die folgenden Beispiele sollen einige Anregungen geben. Weiter¬
gehende Darstellungen und Zusammenfassungen findet der Praktiker in
der abschließend angegebenen Literatur.
Amplitudenmessungen
Die Messung von Wechselspannungsamplituden erfolgt meist durch Ver¬
gleich von Oszillogrammhöhe der unbekannten Spannung mit der einer
bekannten Vergleichsspannung. Vorteil des Oszillografen dabei ist, daß
sich die Spannungswerte (Maximalspannung oder Amplitudenwerte be¬
liebiger interessierender Punkte eines Oszillogramms) unabhängig von
der Kurvenform erfassen lassen. Es können also auch nichtsinusförmige
Spannungen — für die bekanntlich die Eichungen üblicher Vielfachmesser,
Röhrenvoltmeter u. ä. nicht stimmen — exakt gemessen werden.
In der Impulstechnik wird gewöhnlich die von der Kurvenform unabhän¬
gige Spitze-Spitze-Spannung U ss angegeben, seltener die (nur bei Impuls¬
formen ohne Gleichspannungsanteil sinnvolle) Maximal- oder Scheitel¬
spannung U max - Bild 1 verdeutlicht die Zusammenhänge zwischen U ss ,
Umax und der Effektivspannung U e ff. Bild la zeigt die für Sinusspannun¬
gen gültigen rechnerischen Zusammenhänge. Bild lb gibt die Definition
für U max und den einzigen von der Nullinie unabhängigen und für alle
Oszillogrammformen anwendbaren Wert U SB an.
Man stellt die unbekannte Spannung auf dem Oszillografenbildschirm -
der ein vorgesetztes Raster haben muß, am günstigsten ein 5-mm-Raster
— auf eine geeignete Höhe mit dem Y-Eingangsregler derart ein, daß die
12 *
179
b) Bild l
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interessierenden Oszillogrammpunkte (im allgemeinen höchster nnd tief¬
ster Kurvenpunkt entsprechend U ss in Bild 1 a) genau auf zwei zu merken¬
den Rasterlinien liegen; ihr vertikaler Abstand beträgt dann beispielsweise
genau 20 mm oder einen ähnlichen markanten Wert. Der Y-Regler am
Oszillografen darf nun nicht mehr verstellt werden. Anschließend wird
am Y-Eingang an Stelle der zu messenden Spannung eine bekannte, regel¬
bare Wechselspannung angeschlossen und auf genau gleiche Oszillogramm-
höhe gebracht wie die zuvor abgebildete Spannung. Nunmehr entspricht
der am Y-Eingang anliegende Spannungswert als Spitze-Spitze-Spannung
U ss dem Wert U gs (bzw. dem Amplitudenwert der verglichenen Oszillo¬
grammpunkte) der unbekannten Spannung. Wird als Vergleichsspannung
eine Sinusspannung benutzt, z. B. aus einem Tongenerator oder direkt
aus der Netzspannung über ein Potentiometer bereitgestellt, so kann der
mit normalem Vielfachmesser am Y-Eingang des Oszillografen parallel
gemessene Effektivspannungswert U e ff gemäß Bild 1 a auf den gesuchten
Wert U gs umgerechnet werden (U 3S = 2,83 • U e ff).
Auf diesem Wege lassen sich auch einfache Oszillografen verwenden, die
keine eingebaute Vergleichsspannungsquelle und keinen geeichten Me߬
verstärker haben, zusammen mit einer Sinusspannungsquelle und einem
üblichen Vielfachmesser zum Messen der Spitze-Spitze-Spannung be¬
liebiger Impulsformen.
Frequenzmessungen
Frequenzmessungen mit dem Oszillografen sind stets Vergleiche der un¬
bekannten mit einer bekannten Frequenz. Es gibt dafür verschiedene
Verfahren, von denen zwei von Bedeutung sind.
Frequenzvergleich nach Lissajous
Der Oszillograf muß hierzu außer dem Y-Eingang einen Eingang für X-
Ablenkung haben, was bei allen modernen Oszillografen der Fall ist. Die
eingebaute Zeitablenkung (Kippfrequenz) schaltet man ab, und dem
180
Oszillografen wird am Eingang Y die unbekannte, am Eingang X die be¬
kannte (Vergleichs-) Frequenz zugeführt. Die zugehörigen Oszillografen-
Eingangsregler sind so einzustellen, daß beide Auslenkrichtungen etwa
gleich weit ausgeschrieben werden.
Solange beide Frequenzen nicht mit ganzzahligem Verhältnis überein¬
stimmen, kommt es zur Abbildung mehr oder weniger schnellbewegtcr
schleifenförmiger Figuren. Man versucht nun durch langsames Andern
der Vergleichsfrequenz (einem Tongenerator, HF-Generator o.ä. ent¬
nommen) zunächst einen Stillstand der Figur zu erreichen. Steht die Figur
still — was bei höheren Frequenzen eine gute Feineinstellung am Ver¬
gleichsfrequenzgenerator und etwas Geschick und Geduld bei seiner Be¬
dienung erfordert —, so kann durch Auszählen ihrer „Knotenstellen“ fest¬
gestellt werden, in welchem Verhältnis unbekannte und Vergleichs¬
frequenz zueinander stehen. Damit ist die unbekannte Frequenz als
Vielfaches der (am Vergleichsfrequenzgenerator ablesbaren) Vergleichs¬
frequenz bestimmt. Bei höheren Frequenzen und geringer Konstanz der
unbekannten Frequenz gelingt es oft nur kurzfristig, Stillstand der Lissa-
Jows-Figur auf dem Oszillografenschirm zu erreichen. Die Auswertung ist
dann t'bungssache; schwierig allerdings bei höheren Frequenzverhält¬
nissen als 1 : 2--.1: 3, während beim Verhältnis 1 : 1 (unbekannte Fre¬
quenz = Vergleichsfrequenz) das Erkennen der dafür charakteristischen
Kreisfigur sogar in Sekundenbruchteilen gelingt. Einige Fotobeispiele zei¬
gen die Auswertung Lissajomcher Figuren.
Bild 2 gibt das entstehende Oszillogramm für ein Verhältnis beider Fre¬
quenzen von 1 : 1 und bei 90° Phasendifferenz wieder. Bild 3 gilt für das
gleiche Verhältnis und etwas andere Phasenlage. Bei 0° und 180° Phasen¬
differenz beider Schwingungen wird ein schräg verlaufender Strich ge¬
schrieben. Bei sehr geringen Frequenzdifferenzen gehen Bild 2 und 3 über
alle Zwischenformen ständig wechselnd ineinander über; die Figur ist dann
Bild 2
Bild 3
18t
in ständiger Bewegung. Sinngemäß gilt das auch für die folgenden Bei¬
spiele, bei denen es insofern von Bedeutung ist, als bei „laufender“ Figur
die Knotenstellen kaum exakt auszählbar sind. Bild 4 zeigt die Figur für
ein Verhältnis f v : f x = 2 : 1, Bild 5 das gleiche Verhältnis bei etwas ande¬
rer Phasenlage.
Bild 6 entspricht fy : f x = 3 : 1, Bild 7 wiederum das gleiche bei anderer,
für die Auswertung ungeeigneter Phasenlage. Schließlich gibt Bild 8 noch
ein Beispiel für das Verhältnis 4: 1. In diesem Bild sind 3 Knotenstellen
zu erkennen, an denen sich die Schwingungszüge überkreuzen. Zu be¬
achten ist, daß auch die äußeren Schleifenenden zusammen als eine Kreu¬
zung zu denken sind, man zählt also „erkennbare Knotenstellen -f- 1“
und erhält das Verhältnis der unbekannten zur bekannten Vergleichsfre¬
quenz. Bild 6 läßt 2 Knotenstellen erkennen, man rechnet 2 -f- 1 = 3
und findet somit f y : f x = 3 : 1. Bild 4 zeigt eine Knotenstelle; 1 + 1 = 2,
also fy : f x = 2 : 1. Ist die Vergleichsfrequenz f x größer als die unbekannte
Frequenz fy, so erscheinen die entsprechenden Figuren um 90’ gedreht;
die Auszählung erfolgt analog. Bild 9 gibt ein Beispiel für f y : f x = 1 : 2.
182
Frequenzvergleich mit Hellmarken
Hierzu muß der benutzte Oszillograf einen Anschluß für Helligkeits¬
steuerung haben. Die zu messende Frequenz wird unter Benutzung der
Kippspannung (Zeitbasis) des Oszillografen normal mit 2 bis 3 Perioden
abgebildet und synchronisiert, so daß sich ein stehendes Bild ergibt. Die
Vergleichsfrequenz führt man der Hellsteuerung des Oszillografen zu, das
ergibt in dem abgebildeten Kurvenzug eine Hell-Dunkel-Modulation. Dies
Oszillogramm ähnelt dann einer „Perlschnur“. Bild 10 gibt dafür ein Bei¬
spiel. Es empfiehlt sich, dabei die Kurvenhelligkeit geringzuhalten und die
Amplitude der Vergleichsfrequenz so zu wählen, daß die „Perlschnur“
gerade ausreichend deutlich sichtbar wird. Um eine schärfere Begrenzung
der Leuchtmarken zu erzielen, sollte die Vergleichsfrequenz vorteilhaft
eine Rechteck- oder Nadelschwingung sein, jedoch kann man behelfs¬
mäßig auch mit Sinusspannung arbeiten. Durch Verändern der Vergleichs¬
frequenz läßt sich ein Stillstand der Hellmodulation im abgebildeten
Kurvenzug erreichen, wobei die Vergleichsfrequenz so gewählt wird.
183
Bild 10
JUL UA«
JUl* AA d >
daß auf jede Periode der unbekannten Frequenz nur 1 bis 4 Hellinarken
entfallen. Die Anzahl der stillstehenden Hellmarken je Periode der un¬
bekannten Schwingung ergibt das gesuchte Frequenzverhältnis. Ein vor¬
gesetztes Raster leistet beim Auszählen der Hellmarken wertvolle Dienste,
eine angelegte Linealkante erfüllt den gleichen Zweck. Bild 10 zeigt das
Verhältnis gleich 1: 18 (zur Verdeutlichung gewählt, für sichere Aus¬
zählung bereits ungünstig hoch!), auszuzählen ist selbstverständlich eine
volle Periode (2 Halbwellen). Die unbekannte Frequenz betrag also j*
der Vorgleichsfrequenz.
Dieses Verfahren eignet sich insbesondere zur Frequenz- oder Zeitmessung
an nichtsymmetrischen Kurvenformen, kurzen Impulsen u.it., bei denen
das TÄssajous -Verfahren (das für Sinusschwingungen vorteilhafter ist)
schwer auswertbare Bilder ergibt.
Priifunyen an XF-Yerstiirkern
In der NF-Verstärkertechnik kann die oszillografisehe Rechteckprüfung
eine ganze Anzahl sonst notwendiger Messungen und Kontrollen mit werk¬
stattmäßig völlig zureichende!' Genauigkeit in einem Arbeitsgang ersetzen.
Die zur Auswertung der Oszillogrammbilder notwendige Erfahrung ist
durch Versuche an einigen wenigen Verstärkern mit bekannten Eigen¬
schaften schnell gewonnen. Benötigt wird ein Rochteckspannungsgenc-
rator. bei dem für NF-Verstärker-Prüfzwecke mit einigen wenigen Fest¬
frequenzen auszukommen ist. Man arbeitet fast immer mit einer „Stan-
dard“-Frequenz bei etwa 500 Hz (genauer Wert unkritisch), für genauere
Analyse des Verhaltens an der unteren und oberen Frequenzgrenze eignen
sich Rechteckfrequenzen bei 100 Hz bzw. 3 bis 5 kHz. Der Verstärker¬
eingang wird mit einer Rechteckspannung geeigneter Amplitude (U SK
etwa gleich dem halben maximal zulässigen Verstärkereingangspegel)
184
gespeist. Am Ausgang des Verstärkers bzw. der interessierenden Stufe
oszillografiert man das Rechteck. Bild 11 zeigt die Charakteristika für die
auftretende Rechteckverformung:
a — Amplitudenanstieg bei tiefen Frequenzen,
b Rinwölbung des Daches = Amplituden-Abfall bei tiefen Frequenzen,
c — Phasenvoreilung,
d— Phasennacheilung.
Da Amplitudengangänderung meist mit Phasengangänderung verbunden
ist, trifft man in der Praxis häufig kombinierte Formen aus b und c
bzw. a und d an.
Amplitudenabfall bei hohen Frequenzen äußert sich in Verrundung der
I mpulsvorderkanten (abgerundete Ecken) und Verringerung der Flanken¬
steilheit der Rechteckanstiegsflanken.
Bild 12 zeigt ein nahezu unverändert übertragenes Rechteck, Bild 13 ent¬
spricht einem Amplitudenabfall bei tiefen Frequenzen mit gleichzeitiger
Phasenvoreilung von etwa 30 . Der Amplitudengang nach hohen Fre¬
quenzen ist bei beiden Beispielen bis zum oberen Hörbereich völlig ein¬
wandfrei.
Bild 14 zeigt schließlich eine häufige, kombinierte Verformung, wie sie
etwa dem NF-Frequenzgang „über alles“ eines durchschnittlichen Rund¬
funkempfänger-NF-Teils entspricht. Die jetzt mit verstärkter Leucht¬
kraft sichtbaren Rechteckflanken und abgerundeten Ecken weisen auf
Bild 12
Bild n
Bild li
185
Amplitudenabfall am oberen NF-Bereichsende hin, während das Verhal¬
ten bei tiefen Frequenzen etwa dem in Bild 13 erkennbaren entspricht.
Neben Frequenz- und Phasengang können mit der Rechteckschwingung
auch eventuelle Überschwingerscheinungen erkannt und nach ihrer TJr.
Sache analysiert werden (nicht einwandfrei arbeitender Übertrager, falsch
dimensionierte Gegenkopplungen, falsche Anpassungen usw.). Bild 15
gibt ein Beispiel für eine schaltungstechnisch bedingte Überschwing-
erscheinung (Ursache — falsch dimensionierte RC-Gegenkopplung und
nicht exakte Ausgangsanpassung). Folgt der Überschwingspitze im Oszil-
logramm ein abklingender Schwingungszug, so ist eine Induktivität die
Ursache. Zur Darstellung solcher Überschwingerscheinungen wählt man
zweckmäßig durch Versuch die günstigste Rechteckfrequenz, die dann im
allgemeinen bei einigen Kilohertz liegen wird.
Mit Sinuseingangsspannung kann man eine Kontrolle auf richtige Ein¬
stellung aller Arbeitspunkte vornehmen. Bild 16 zeigt, daß die Sinus¬
schwingung bei allmählich erhöhter Eingangsspannung zunächst ein¬
seitig begrenzt wird, was auf falsch eingestellten Arbeitspunkt einer Stufe
hinweist (wertvolle Methode für Abgleich von Transistorstufen!). Bei
richtig eingestelltem Arbeitspunkt beginnt die Begrenzung nach Über¬
schreiten der maximal zulässigen Eingangsspannung auf beiden Halb-
186
•wellen zugleich. Tritt ein Oszillogramm nach Bild 17 auf, so deutet dies auf
nichtlinearen Kennlinienverlauf einer Stufe hin. Dies kann außer durch
falschen Arbeitspunkt oder falsche Dimensionierung gelegentlich auch
-durch das Bauelement selbst (Transistoren!) bedingt sein. Ebenso wie
begrenzte Sinuskurve (Bild 16) führt auch die nichtlineare Kennlinie
{Bild 17) zur Bildung von Oberwellen und damit erhöhtem Klirrfaktor.
Das trifft ebenso auf Überschwingerscheinungen zu (Bild 15). Insgesamt
kann man daher auch den zu erwartenden Klirrfaktor für die jeweils be¬
nutzte Eingangsspannung gut abschätzen, so daß mit der einfachen Recht¬
eck- und Sinusprüfung eines KF-Verstärkers alle interessierenden Daten
grob abgeschätzt und die Übertragungsqualität recht genau beurteilt
werden können.
Literatur
Jakubaschk, Oszillografentechnik für den Amateur, Teil 1: Gerätetechnik; Teil 2;
Praxis der Oszillografie, Bände 44 und 45 der Broschürenreihe „Der praktische
Funkamateur“, Deutscher Militärverlag, Berlin 1964
Czech, Oszillografen-Meßtechnik, Verlag für Radio-Foto-Kinotechnik, Berlin-
Borsigwalde 1959
Kalte „hot dogs“
Würstchenverkaufsmaschinen werden die weißbefrackten Würstchenverkäufer in den
Straßen Stockholms außer Kurs setzen . Ein solcher Verkaufsautomat enthält 200 ge¬
frorene Frankfurter Würstchen und, kann jeweils eine davon mittels Mikrowellen in
12 Sekunden auf 70° G erhitzen und sie verkaufen , sowie eine Münze eingeworfen
wird.
187
Dipl.~Ing. llartmut Kuhnt
Transistor-
magnetbandgeraf
selbstgebaut
Batteriebetriebene Magnetbandgeräte erfreuen sich einer immer größeren
Beliebtheit. Dem Interessierten werden im folgenden Beitrag Hinweise
zum Selbstbau eines derartigen Geräts gegeben. Beim Entwurf wurde
weniger auf geringen schaltungstechnischen Aufwand, sondern haupt¬
sächlich auf elektrische Leistungsfähigkeit und Übersichtlichkeit im Auf¬
bau geachtet. Zur Erleichterung des Aufbaus, der Inbetriebnahme und
der nachträglichen Veränderung ist die Gesamtschaltung in Baugruppen
aufgegliedert.
Beschreibung der Schaltung
Entzerr er Verstärker
Die Grundschaltung des Entzerrerverstärkers geht auf eine Veröffent¬
lichung von Telefunken [1] zurück.
Der Entzerrerverstärker (Bild 1) wird sowohl zur Wiedergabe als auch
zur Aufnahme benutzt.
Tl arbeitet als rauscharme Vorstufe. Im Interesse einer hohen oberen
Grenzfrequenz muß der Eingangswiderstand dieser Vorstufe groß gegen
die Impedanz des verwendeten Wiedergabekopfs sein. Diese Forderung
soll im ganzen zu übertragenden NF-Bereich möglichst gut erfüllt wer¬
den. Man verwendet daher niederohmige Köpfe (Richtwert der Indukti¬
vität — 50 bis 100 mH).
Damit man einen möglichst großen Eingangswiderstand erhält, wird T1
mit relativ kleinem Kollektorstrom (etwa 250 p.A) betrieben und ein Tran¬
sistor mit hoher Stromverstärkung eingesetzt. T2 und T3 arbeiten als
umschaltbarer Entzerrerverstärker. Die Entzerrung erfolgt nach der
NARTB-Norm.
Bei Wiedergabe müssen sowohl die tiefen als auch die hohen Frequenzen
angehoben werden. Der erforderliche Frequenzgang wird durch eine
frequenzabhängige Gegenkopplung vom T 3 - Emitterkreis auf die Basis.
188
osiLOd P31133 P9U39 PUL 39
300109 POOL 39 POOL 39 PIOL 39
189
Bild 1 Schaltung des Entzerrerverstärkers mit Klangregelstufe
von T2 erreicht. C9 sorgt für die Tiefenanhebung. Sein kapazitiver Blind¬
widerstand nimmt mit fallender Frequenz zu, so daß sich infolge des da¬
durch verringerten Gegenkopplungsfaktors die Verstärkung nach tiefen
Frequenzen zu erhöht. Bei mittleren Frequenzen (etwa 3 kHz) ist die
Verstärkung am geringsten. Die hohen Frequenzen werden durch die
Wirkung des Doppel-T-Glieds (R9, RIO, C6 und C7, C8, Rll) angehoben.
Infolge der Sperrkreiseigensehaften dieses Gliedes werden die hohen Fre¬
quenzen im Gegenkopplungszweig geschwächt, so daß die Verstärkung
nach hohen Frequenzen zu wieder ansteigt. Mit R 9 kann man den Grad
der Anhebung einstellen.
Das auf diese Weise entzerrte Signal wird am Kollektor von T3 ausge¬
koppelt und sowohl einer Ausgangsbuchse als auch einer Klangregel stufe
zugeführt. Über die Ausgangsbuchse kann ein NF-Verstärker angeschlos¬
sen werden. Den gemessenen Frequenzgang des Entzerrerverstärkers
bei Wiedergabe zeigt Bild 2.
Für die Messung muß man beachten, daß der Bezugspegel (1 kHz) min¬
destens 25 dB unter Vollaussteuerung zu wählen ist, damit Übersteuerun¬
gen, besonders bei tiefen Frequenzen, vermieden werden.
Bei Aufnahme erfolgt nur eine Anhebung der hohen Frequenzen. C9 wird
überbrückt, folglich werden die tiefen Frequenzen linear verstärkt. Mit
R12 läßt sich der Grad der Höhenanhebung bei Aufnahme einstellen. Den
190
gemessenen Aufnahmefrequenzgang des Entzerrerverstärkers zeigt eben¬
falls Bild 2.
Die Umschaltung der Betriebsart erfolgt durch entsprechende Kontakte
des Tastensatzes. Da die von einer Taste betätigten Kontakte nicht aus¬
reichen, um von Wiedergabe auf Aufnahme umzuschalten, wurden 2 Ta¬
sten mechanisch verbunden, so daß sie zusammen betätigt werden. Diese
Tasten arbeiten unabhängig von den übrigen Tasten des gesamten Tasten¬
schalters. Sämtliche Stufen des Entzerrerverstärkers sind gegen Tempera¬
turschwankungen durch Basisspannungsteiler und Emitterwiderstände
stabilisiert. Reichlich bemessene Entkopplungsglieder in der negativen
Versorgungsleitung gewährleisten eine gute Entkopplung der Vorstufen
untereinander sowie der Endstufe.
Klangregelstufe
Die Klangregelstufe gehört konstruktiv zur Entzerrereinheit und ist
nur bei Wiedergabe wirksam. T4 arbeitet als Impedanzwandler und be¬
lastet die vorhergehende Stufe nur unwesentlich. Beim Klangregelnetz¬
werk handelt es sich um eine niederohmige Ausführung des bekannten
Eächerreglers. Mi,t ihm können sowohl die hohen als auch die tiefen Fre¬
quenzen unabhängig voneinander gehoben oder abgesenkt werden. Bei
Wiedergabe läßt sich also eine Frequenzgangkorrektur vornehmen. Dies
ist zur Anpassung der Frequenzgänge des verwendeten Mikrofons, Laut¬
sprechers, Wiedergabe- und Aufnahmeraums sehr wünschenswert.
191
Außerdem kann man durch das Klangregelnetzwerk den Frequenzgang
bei der Wiedergabe von Magnetbändern, die auf anderen Geräten bespielt
wurden, optimal den Wiedergabeverhältnissen anpassen. Die erreichte
Charakteristik des Klangregelnetzwerks für verschiedene Keglerstellungen
ist in Bild 3 wiedergegeben.
Endverstärker
Die Schaltung der Baugruppe „Endverstärker“ ist in Bild 4 dargestellt.
Das Niederfrequenzsignal durchläuft sowohl bei Aufnahme als auch bei
Wiedergabe die Verstärkerstufen T5 und T6. Bei Wiedergabe arbeitet
T6 als Treiberstufe der Gegentaktendstufe T7/8, die maximal 1 W Sprech¬
leistung bei einem Klirrfaktor k g 10 % abgeben kann.
Bei Wiedergabe, erreicht der Endverstärker einen Frequenzgang (-3-dB-
Abfall an den Bandgrenzen, gemessen bei 250 mW) von 70 Hz bis 20 kHz.
Der Klirrfaktor bei mittleren Frequenzen und einer Ausgangsleistung von
0,5 W bleibt unter 2,0%. Zur Verringerung der Wirkung der Übergangs¬
verzerrungen und zur Kompensation des Anstiegs der Lautsprecherimpe¬
danz bei hohen Frequenzen wurde die Primärseite des Ausgangsüber¬
tragers durch eine RC-Kombination (C30, R48) überbrückt. Der Ruhe¬
strom der Endstufe beträgt etwa 5 mA je Transistor. Durch einen
temperaturabhängigen Widerstand im Basisspannungsteiler und einen
Emitterwiderstand wird die Endstufe thermisch stabilisiert. Die End¬
transistoren benötigen ein gemeinsames Alu-Kühlblech von mindestens
50 cm 2 Fläche bei einer Blechdicke von 1,5 mm.
Treiber- und Endstufenübertrager sind mit relativ großen Blechschnitten
ausgestattet, damit man eine niedrige untere Grenzfrequenz und einen
guten Wirkungsgrad erreicht. Bei der Inbetriebnahme des Endverstär¬
kers ist auf richtige Polung der Sekundärwicklung W2 des Ausgangs¬
übertragers Ü 2 zu achten. R40muß gegenkoppelnd wirken, d.h., bei rich¬
tigem Anschluß von W2 hat die Verstärkung zu sinken, wenn man R40
einbaut. Ist das nicht der Fall, so sind die Enden von W2 zu vertauschen.
Bei Aufnahme wird die Gegentaktendstufe abgeschaltet, und die Treiber¬
stufe arbeitet als Endstufe des Aufsprechverstärkers. Um den Kombikopf
stromlinear aussteuern zu können, wird er über einen relativ hohen Vor¬
widerstand vom Aufsprechverstärker gespeist. Dazu wurde, um genügend
Steuerspannung zu erhalten, die Primärwicklung des Treibertrafos auf-
gestockt.
Der Treiberübertrager wird in dieser Betriebsart zusätzlich auf der Sekun¬
därseite frequenzunabhängig mit einem Widerstand (R47) belastet, damit
die untere Grenzfrequenz des Treiberübertragers, die ohne Belastung an-
steigen würde, niedrig bleibt.
192
Rundfunk * ! infh\ Wi?50ö
13 Elektronisches Jahrbuch 1968
A ntriebsmotor Aussleuerungsmesser
ä = Aufnahme W = Wiedergabe
Der eingebaute Breitband-Ovallautsprecher ist vom Typ LP 56t BB, hat
einen guten Wirkungsgrad und ergibt in Verbindung mit der starken End¬
stufe eine kräftige Wiedergabe. Bei Bedarf läßt sich ein Außenlautsprecher
über Buchse Bu anschließen, wobei der eingebaute Lautsprecher über
SL abgeschaltet wird (Schaltbuchse).
Aussteuerungsmesser
Damit der Aufsprechverstärker nicht zu stark belastet wird, ist der Aus¬
steuerungsmesser mit einem Transistor versehen, der gleichermaßen als
Gleichrichter und als Verstärker arbeitet. Mit R55 läßt sich die Empfind¬
lichkeit einstellen. Der Kondensator C39 sorgt für einen langen Rücklauf
des Zeigers, so daß Anzeige und Ablesen verbessert werden. Das Dreh¬
spulmeßwerk sollte möglichst empfindlich sein. Bei Veränderung des Span¬
nungsteilers R56-R57 und von C39 können auch Instrumente bis zu
einer Stromempfindlichkeit von 1 mA verwendet werden. Wichtig ist
hierbei, daß die Belastung des Aufsprechverstärkers nicht zu groß wird,
da andernfalls der Klirrfaktor unzulässig ansteigt.
Löschgenerator
Löschung und Vormagnetisierung des Bandes wird mit einer Frequenz
von etwa 80 kHz vorgenommen. Diese Frequenz erzeugt ein separater
Gegentaktgenerator, dessen Schaltung ebenfalls Bild 4 zeigt.
Die,Frequenz des Generators bestimmt hauptsächlich der Schwingkreis,
der aus Löschkopf und Parallelkondensator gebildet wird. Da der Lösch¬
kopf eine relativ hohe Spannung benötigt, erfolgt eine entsprechende
Transformation mittels Übertrager Ü3. Rückgekoppelt wird der Oszilla¬
tor durch die 8-nF-Kondensatoren, die zugleich die Steilheitsphase der
Transistoren kompensieren. Mit dem 5-kß-Einstellregler wird der
Arbeitspunkt eingestellt. Seine Einstellung erfolgt zweckmäßig auf gute
Sinusform der Spannung am Löschkopf (mit dem Oszillografen messen).
Mit dem Röhrenvoltmesser kann man dabei am Löschkopf etwa 35 bis
45 V HF-Spannung messen. Als Löschkopf diente im Mustergerät der
Typ M9358L8h mit 1,25 mH Induktivität (aus BG23). Die Transistoren
des Löschgenerators müssen keinem Pärchen entstammen, doch sollten
sie der gleichen Stromverstärkungsgruppe angehören.
Vormagnetisierung
Die Spannung für die Vormagnetisierung wird dem Löschgenerator über
den 25-kfl-EinstellregIer entnommen. Der Kondensator 200 pF verhin¬
dert das Abfließen der Niederfrequenz in den Löschgenerator. Der aus
LI und den Parallelkondensatoren gebildete Sperrkreis versperrt der
194
Hochfrequenz den Weg in den Aufsprechverstärker. Dieser Sperrkreis
muß auf Spannungsminimum auf der NF-Seite abgeglichen werden.
Motor
Der kritischste Bauteil eines batteriebetriebenen Magnetbandgeräts ist
der Antriebsmotor. Er soll bei geringem Stromverbrauch einen konstan¬
ten Bandbetrieb ermöglichen, d.h., die Drehzahl muß bei schwankender
Belastung näherungsweise konstant bleiben. Diese Forderung läßt sich
nur mit einem geregelten Motor erfüllen. Neben vollelektronischen Rege¬
lungen der Motordrehzahl kann man auch mit einem fliehkraftgeregelten
Motor die nötige Konstanz der Drehzahl erreichen.
Beim fliehkraftgeregelten Motor öffnet ein Fliehkraftschalter, der meist
auf der Motorwelle umläuft, bei einer bestimmten Drehzahl einen Kon¬
takt, der zur Steuerung des Motors verwendet wird. Zur Schonung dieses
Kontakts benutzt man meist einen Transistor als Schalter und steuert
den Transistor nur über den Fliehkraftschalter des Motors. Bild 5 zeigt 2
geeignete Motoren, die durch Fliehkraftschalter geregelt werden. Der links
im Bild sichtbare Motor des Typs GM 1810ES stammt von SEL und hat
eine Drehzahl von 3000 U/min, er ist für 6 V Betriebsspannung ausgelegt.
In der Mitte des Bildes sind die Bauelemente der Steuerung und Ent¬
störung erkennbar. Der rechts sichtbare Motor stammt von Tesla und trägt
die Typenbezeichnung ATN550, er hat eine Drehzahl von 2400U/min
und ist für eine Nennspannung von 4,5 V ausgelegt. Er eignet sich auch
für C-V-Betrieb.
Der in Fonolaufwerke eingesetzte Motor 1020,2 vom VEB Elektrogeräte¬
bau Leisnig ist für die Verwendung in tragbaren Magnetbandgeräten nur
bedingt geeignet, da er bei seiner Nenndrehzahl n = 1800 U/min nur ein
relativ geringes Drehmoment abgeben kann. Bei seinem Einsatz muß man
für einen kleinen Drehmomentbedarf des Laufwerks (kleine Bandspulen,
gute Lager, geringer Bandzug) sorgen. Der letztgenannte Motor hat keinen
BM 5
Flietikra/tgeregelte
M agnetbancl moloren
13*
195
nach außen geführten Fliehkraftkontakt, sondern die Regelung erfolgt
durch Zu- und Abschalten von Widerständen im Motor selbst.
Im Mustergerät wurde der Motor von SEL eingesetzt. Der Steuertran¬
sistor TU wird nur gering belastet. Er kann durch einen 400-mW-Tran¬
sistor (z.B. GC301) ersetzt werden. Über T1I fließt ein Teil des Motor¬
stroms und ein geringer Teil über R58. R58 verhindert das Auftreten
gefährlicher Spannungsspitzen beim Abschalten des Motors über den
Fliehkraftschalter während des Regelvorgangs. Alle anderen Bauele¬
mente der Baugruppe „Antriebsmotor“ dienen der HF-Entstörung des
Motors. Der Schalter S II wird von der Taste geschaltet, die in Stellung
„Vorlauf“ die Betätigung der Andruckrolle vornimmt.
Mechanischer Aufbau
Grundplatte
Sämtliche elektrischen Baugruppen sowie Lautsprecher, Batterie- und
Laufwerkteile sind an der Grundplatte befestigt. Diese Platte besteht
aus Alu-hart von 3,5 mm Dicke und hat die Außenmaße von 290 mm
X 220 mm.
Antriebssystem
Der Bandantrieb erfolgt indirekt, d.h., der Motor treibt über eine 2-mm-
Gummipeese eine als Schwungmasse wirkende Scheibe an. Diese Schwung¬
seheibe sitzt auf der Tonwelle und sorgt für einen gleichmäßigen Band¬
transport. Als Tonwelle wurde wegen der notwendigen Genauigkeit be¬
züglich eines schlagfreien Laufes die des BG23 übernommen. Bild 6 zeigt
die Schwungscheibe mit Tonwelle.
An der Schwungscheibe befindet sich noch ein Ansatz mit eingedrehter
Nut, in der die Antriebspeese des Auf wickellagers läuft. Die Ton welle ist
196
Bild 6
Tonweüe mit Sehwungseheibe
in die Schwungmasse leicht eingepreßt. Nach dem Einpressen der Ton¬
welle wurde die Schwungmasse zwischen den Spitzen einer Drehmaschine
aufgenommen, nochmals überdreht und mit der Nut für die Antriebs-
peese versehen. Als Material für die Schwungmasse wählte der Autor
Zinkdruckguß. Geeignet ist aber auch Messing oder Stahl.
Vom schlagfreien Lauf der Tonwelle mit Schwungmasse hängt der Gleich¬
lauf neben anderen Faktoren wesentlich ab. Kurzzeitige Drehzahlschwan¬
kungen des Motors werden teilweise durch die Filterwirkung der Anord¬
nung Schwungmasse-Antriebspeese unwirksam. Als Antriebspcese diente
die eines Bandzählwerks von einem Netzmagnetbandgerät.
Die Aufwickelspule wird von der Schwungmasse aus durch eine Stahl-
spiralpeese angetrieben, die zugleich als Butschkupplung wirkt, um die
Drehzahl des Aufwickellagers den jeweiligen Bedürfnissen anzupassen.
Dazu wird die Vorspannung bzw. Länge der Stahlpeese so eingestellt, daß
gerade eine sichere Mitnahme der Aufwickelspule bei allen Spulengrößen
und Wickeldurchmcssem gewährleistet ist. Diese Art der Butsehkupp-
lung erwies sich als drehmomentsparend und betriebssicher. Das Butschen
der Peese geschieht auf der Seite der Schwungmasse (kleinerDurchmesser
— kleines nötiges Drehmoment). Gelagert wird die Tonwelle oben in einem
Prismenlager aus Polyamid und unten in einem Kugelzapfenlager (beide
vom BG23). Damit sich die Tonwelle beim Betrieb des Geräts in senk¬
rechter Lage nicht hin- und herbewegen kann, legt man in die obere Sen¬
kung der Welle ebenfalls eine Kugel (Durchmesser etwa 3,5 mm) ein, die
leicht gegen ein Z-förmiges Begrenzungsbleeh drückt. Einzustellen ist
dieses Lager in der unteren Lagerbüchse durch einen Gewindestift.
Die Lagerung der Wellen der Wickellager wird jeweils oben als Kugellager,
unten als Kugelzapfenlager ausgeführt. Bild 7 zeigt das montierte Lager
mit Antriebs- und Auflagescheibe. Damit die Bandspule sicher auf dem
197
Hat.: Alu 2 Stück Welle für Aufwickel- Aufwickellager
Befestigungslöcher <13.5; üSfäck lager Mat.: Stahl Mat.: Alu 7 Stück
jeweils im Winkel von 30° 2 Stück
Bild S Maße der wichtigsten mechanischen Teile des Lau/werks
(bei Antriebsscheibe für Motor — oben Mitte — muß es heißen 3000 Ulmin/
Wellenende über der Auflagescheibe festgehalten wird, sorgt eine ein¬
gelassene Kugel, die unter Eederspannung steht, für den nötigen Klemm¬
effekt. Die Kugel selbst sichert man durch Körnerschläge in der Nähe
ihrer Bohrung vor dem Herausfallen.
Bild 8 stellt die wichtigsten Teile des Antriebssystems dar. Als Andruck¬
rolle dient die in einer Wippe gelagerte Rolle des BG 23. Diese Wippe wird
an einem Hebel von U-förmigem Profil federnd befestigt. Die Andruck¬
kraft ist justierbar und möglichst niedrig einzustellen, damit das Reib¬
moment im Andruckrollen- bzw. im Tonwellenlager im Interesse eines
niedrigen Drehmoinentbedarfs klein bleibt. Der Andruckrollenhebel be¬
steht aus einem Streifen von 0,5-mm-Messingblech, der zur Versteifung
an den Längsseiten um jeweils 90° angekantet wurde. Dieser Hebel ist
mit einer weich eingelöteten Buchse versehen, die zur Lagerung auf einem
an der Grundplatte befestigten Bolzen läuft.
ln Stellung „Vorlauf“ wird der Andruckrollenhebel durch den Stößel einer
Taste geschwenkt und somit die Andruckrolle in Eingriff gebracht. Damit
dieser Hebel durch die Taste in seiner Arbeitsstellung arretiert werden
kann, muß der Stößel der Taste federnd auf den Andruckrollenhebel
198
Bild 9
Andruck rollenhebel
mit Andruckrolle
wirken. Zu diesem Zweck wurde ein Winkel mit einer Blattfeder entspre¬
chend an diesen angenietet. Den komplett montierten Andruckrollen¬
hebel zeigt Bild 9.
Vom Andruckrollenhebel wird noch ein weiterer Hebel betätigt, der das
Band über eine Höhenführung zwischen Löschkopf und Kombikopf
drückt, damit jeweils der nötige Umschlingungswinkel an den Köpfen
gesichert ist. Als Höhenführungsbolzen dienen solche vom BO23. Den
Gesamtaufbau des Laufwerks läßt Bild 10 erkennen. Die Köpfe sind durch
entsprechende Unterlagen auf die richtige Höhe einzustellen. Der Kombi-
lcopf ist taumelbar ausgeführt und deshalb auf einer beweglichen Blech¬
platte montiert, die durch eine Stellschraube gegen die Grundplatte ge¬
neigt und somit justiert werden kann.
Bild 10 Vorderansicht des Laufwerke
199
Der erforderliche konstante Bandzug wird vor allem durch Andruck des
Bandes an den Löschkopf erreicht. Dazu übt eine schwache Blattfeder,
die mit dem Hebel verbunden ist, der das Band zwischen Lösch- und
Kombikopf führt, einen leichten Druck über ein Filzklötzchen gegen den
Löschkopf aus. Unterstützt wird diese Bandbremsung durch das linke
Winkellager, dessen Welle ebenfalls eine Stabfeder und Filzklötzchen
bremsen.
Beim Aufbau ist auf geringes Spiel der Lagerstellen der bewegten Hebel
zu achten, damit das Band stets gleichmäßig und immer in der gleichen
Höhe geführt wird, um Höhenverluste durch „Auswandern 4 ' des Bandes
am Kombikopf zu vermeiden.
Um den Gesamtaufbau nicht noch mehr zu komplizieren, wurde auf die
Realisierung eines schnellen Vor- und Rücklaufs verzichtet. Ein schneller
Rücklauf des Bandes ließe sich durch Anwendung einer drehrichtungs¬
abhängigen Kupplung (z. B. Schlingfederkupplung) und eines getrennten
Rückwickelmotors (6-V-Spielzeugmotor) relativ einfach verwirklichen
und gegebenenfalls nachträglich einbauen.
Elektrische Baugruppen
Die elektrischen Baugruppen „Entzerrerverstärker und Klangregelstufe“
sowie „Endverstärker“ sind auf Leiterplatten in gedruckter Verdrah¬
tung aufgebaut und in Bild 11 und Bild 12 dargestellt. Der Löschgenerator
mit Zubehör wurde auf einer Hartpapierplatte montiert und wird in
Bild 13 gezeigt.
Bild 14 stellt den weiteren Aufbau des Gesamtgeräts dar.
200
Dpi 1 Lautsprecher strahlt aus Platzgründen nach hinten. Das Batterie¬
gehäuse besteht aus Vinidur und nimmt den Akku 6,3 V/2,5 Ah (Fa. Quai -
ser, Dresden) auf.
Gehäuse
Das Gehäuse wurde aus S-mm-Sperrholz gefertigt und mit den Durch¬
brüchen für Lautsprecher, Ladeanzeige des Akkus und die Anschlu߬
buchsen versehen.
Die Gehäuseoberfläche wurde mit anthrazitfarbenem Kunstleder über¬
zogen und der Griff nach der Bearbeitung verchromt.
Die Abdeckung des Laufwerks besteht aus 1-mm-Alu-Blech und ist wie
die Laufwerkoberseite hellgrau spritzlackiert.
Inbetriebnahme
Zuerst sind alle Teile des Laufwerks zu justieren und der Bandtransport
zu kontrollieren. Erst wenn das Band einwandfrei transportiert wird.
Bild 13
Mechanischer Aufbau
des Löschgenerators
201
Bild 14 Aufbau des Gesamtgeräts
lohnt sich die Montage der elektrischen Baugruppen. Mit einem bespielten
Band in Stellung „Wiedergabe 1 * justiert man den Kombikopf auf beste
Höhenwiedergabe, dabei kann zur Kontrolle an dem Entzerrer Verstärker
ein sicher funktionierender NF-Verstärker (Radio) angeschlossen werden.
Günstig ist es, wenn die NF-Baugrappen schon vor dem Einbau mittels
202
Bild lö
Das vollständige Gerät
Tongenerator, Oszillograf und jRöhrenvoltmeter überprüft lind eingestellt
wurden. Stehen keine derartigen Meßgeräte zur Verfügung, so müssen
die einzelnen Stufen nach Gehör überprüft und eingestellt werden.
Wenn die Wiedergabe des Geräts einwandfrei funktioniert, kann man die
Löschung und Vormagnetisierung in Betrieb nehmen. Sofern keine Me߬
geräte zur Verfügung stehen, wird der Vormagnetisierungsstrom bei
mehreren Probeaufnahmen verändert und am Ende so eingestellt, daß
keine Verzerrungen mehr auftreten, aber die hohen Frequenzen möglichst
gut wiedergegeben werden. Vorher ist der Sperrkreis so einzustellen, daß
die HF-Spannung am Übertrager Ü1 minimal wird.
Die Empfindlichkeit des Aussteuerungsmessers stellt man so ein, daß er
bei Sprache- oder Musikvollaussteuerung etwa | seines Vollausschlags
anzeigt.
Schlußbemerkungen
Dem interessierten Tonamateur bietet sieh hier ein breites und problem¬
reiches Betätigungsfeld. Die angegebenen Schaltungen können, entspre¬
chend abgewandelt, auch beim Aufbau netzbetriebener Magnetband¬
geräte verwendet werden.
Dem wenig Geübten sei jedoch vom Aufbau komplizierter, elektromecha¬
nischer Systeme, wie es Magnetbandgeräte darstellen, abgeraten, vor
allem, wenn er sich auf Anhieb einen vollen Erfolg erhofft.
Literatur
[1] Mattfeld, J. D., Ein Tonbandverstärker mit Transistoren, Telefunken-Röliren
und Halbleitermitteilung für die Industrie, Kr. 600 96S
[2] Katalog Ferrit-Bauteile 1966, VEB Keramische Werke Hermsdorf
Daten der Übertrager und Induktivitäten
Ü1 Treiberübertrager
W1 1 X1000 Wdg., 0,12-mm-CuL
W 2 1 X 2000 Wdg., 0,06-mm-CuL
W3 2X335 Wdg., 0,2-mm-CuL, bifilar
Reihenfolge: W3, Wl, W2
Kern: EI 42, Dyn.-Blech IV, Schichtung wechselseitig
Ü2 Ausgangsübertrager
Wl 2 X162 Wdg., 0,38-mm-CuL, bifllar
W2 1 X103 Wdg., 0,6-mm-CuL
Reihenfolge: Wl, W2
Kern: EI 48, Dyn.-Blech IV, Schichtung wechselseitig
203
Ü 3 Löschübertrager
W1 2 x 12 Wdg., 0,4-mm-CuL, bifilar
W2 2 x 100 Wdg., 0,4-mm-CuL
Kern: Manifer-Schalenkern 22X13, ohne Luftspalt, aus Manifer 163, Al-W ert
= 2200 ± 550 nH/W 2
Bestellbezeichnung für Kern und Zubehör
Schalenkern 22X13 — 5135.4 — 4311/2200 mit
Spulenkörper 5136.1 — 4161 und
Aufbauteile nach 5136.6 — 4143 (nicht unbedingt erforderlich)
Hersteller: VEB Keramische Werke Hermsdorf
LI Sperrkreisspüle
W1 210 Wdg., 0,14-mm-CuL
Kern: Manifer-Schalenkern 14x8, ohne Luftspalt, aus Manifer 163, AL-Wert
= 1100 ± 280 nH/W 2
Bestellbezeichnung für Kern und Zubehör
Schalenkern 14X8 — 5135.4 — 3311/1100 mit
Spulenkörper 5136.1 — 3155 und
Aufbauteile nach 5136.6 — 3118 (nicht unbedingt erforderlich)
Hersteller: YEB Keramische Werke Hermsdorf
Technische Daten
Bandgeschwindigkeit
max. Spulendurchmesser
Erequenzgang über alles
Ausgangsleistung
HF-Vormagnetisierung
Empfindlichkeit für Vollaussteuerung
am Mikrofoneingang
Anschlußbuchsen
Be triebsspannun g
Stromversorgung
Betriebslage
9,5 cm/s
11 cm
80 Hz bis 12 kHz (± 3 dB)
IW
80 kHz
etwa 0,5 mV
für Radio/NF-Verstärker und
Außenlautsprecher
6 V
Akku 6 V/2,5 Ah, kippsicher
beliebig
204
Ing. Dieter Müller
Transistorprüfgenerator
für den Selbstbau
Der Abgleich von Empfängern kann mit behelfsmäßigen Mitteln wie Grid-
dipper, geeichtem Empfänger oder direkt nach einfallenden Sendern
nur sehr unvollkommen vorgenommen werden. Maximal mögliche Emp¬
findlichkeit und Trennschärfe werden bei einem solchen Abgleich selten
erzielt. Als sicherstes Hilfsmittel beim Empfängerabgleich hat sich der
Prüfgenerator bewährt, dem die gewünschte Hochfrequenzspannung ein¬
stellbar in Frequenz und Amplitude entnommen werden kann. Der be¬
schriebene Generator ist mit Transistoren bestückt und übertrifft in be¬
zug auf Frequenzbereich und -konstanz ans der Literatur bekannte ver¬
gleichbare Geräte [1], [2], [3].
Die Schaltung
Die Schaltung des transistorisierten Prüfgenerators zeigt Bild 1. Er be¬
steht aus Oszillatorstufe (TI), Trenn- und Modulatorstufe (T2), NF-
Generator- (T3) und Modulationsverstärkerstufe (T4). Die in der Oszilla¬
torstufe erzeugte Hochfrequenzspannung wird der Basis des Modulator¬
transistors zugeführt.
Bei eingeschaltetem NF-Generator gelangt die von diesem erzeugte Nieder¬
frequenz von 1000 Hz über den Spannungsteiler B 22 zur Basis des Tran¬
sistors T4. Der Emitter dieses Transistors ist mit dem Emitter des Tran¬
sistors T2 durch einen Elektrolytkondensator gekoppelt. Durch die NF-
Spannung über dem Emitterwiderstand wird der Transistor T 2 gesteuert
und damit das Hochfrequenzsignal moduliert. Durch die Spannungs¬
teiler (Rll... R13) kann die Ausgangsspannung bis auf sehr kleine Werte
heruntcrgcrcgclt werden. Eine Gleichriohterechaltung erlaubt es, die Größe
der Ausgangsspannung vor dem Spannungsteiler R12-..R14 mit einem
Meßinstrument (100 jxA) zu messen, das sich außen an die Buchsen Bul
und Bu2 anschließen läßt.
Das Gerät kann mit 2 Taschenlampenbatterien (4,5 V) betrieben werden.
Die Stromaufnahme beträgt je nach den eingestellten Arbeitspunkten
f iir den Oszillator- und Modulatortransistor 10 bis 25 mA.
205
206
Pie Oszillatorstute
Bild 2 zeigt die prinzipielle Schaltung der Oszillatorstufe. In dieser Stufe¬
wurde ein Silizium-npn-Planar-Transistor SF121 verwendet, der in
Basisschaltung betrieben wird. Am Kollektor liegt dann Plus-, am Emit¬
ter bzw. an der Basis Minuspotential im Gegensatz zu den übrigen (pnp-)
Transistoren. Der Siliziumtransistor hat gegenüber Germaniumtypen
den Vorteil, daß seine Daten wesentlich unabhängiger gegen Spannungs¬
und Temperaturschwankungen sind.
So ändert sich die Oszillatorfrequenz bei einem eingestellten Wert von
5,5 MHz beim Abfall der Batteriespannung von 9 V auf 7 V nur um
800 Hz, beim Abfall auf 5 V um 2,8 kHz. Bei einem Temperaturanstieg
von 20 °C auf 40 °C ändert sieh die Oszillatorfrequenz von 5,5 MHz um
etwa 1 kHz. Die Frequenzabweichung beträgt daher im Durchschnitt
etwa 5 • IO -4 . Die gemessenen Werte der Frequenzabweichung liegen be¬
trächtlich unter denen, die unter ähnlichen Bedingungen mit Germanium¬
transistoren erzielt werden können.
Die Abweichungen gehen praktisch in der Einstell- und Ablesegenauigkeit
des Generators unter. Es erübrigen sich daher Maßnahmen zur Speise-
spannungs- oder Temperaturstabilisierung des Oszillators. Ein weiterer
Vorteil des Siliziumtransistors ist die relativ hohe Spannungsfestigkeit der
Basis-Emitter-Strecke, die mit 5 V gegenüber 1 V wesentlich höher liegt
als bei den Ge-Transistoren (GF 120... GF 14-3).
Ebenfalls beträchtliche Größen weist die zulässige Verlustleistung auf,,
die mit 500 mW den lOfachen W T ert der GF-Typen erreicht. Das ist be¬
sonders deshalb von Bedeutung, weil die Grenzfrequenz mit steigendem
Kollektorstrom ebenfalls größer wird. Als Nachteil steht diesen guten
Eigenschaften hauptsächlich die relativ große Kollektorkapazität von
20 bis 25 pF gegenüber (der GF132 hat dagegen nur 2,4 pF).
Bliebe zu wünschen, daß recht bald auch ein verbilligter Bastlertyp dieses
Transistors auf dem Markt erscheint.
Bild 2
Prinzipschaltung der
Oszillutorstuje mit npn-
Transistor in Basis¬
schaltung
207
Da der Oszillatortransistor in Basisschaltung betrieben wird, ist der Spu¬
lenaufbau sehr einfach. Man benötigt für jeden Bereich nur eine Wicklung
mit 2 Abgriffen. Die Anzapfungen für den Emitter liegen bei 6 bis 8 %,
die für den Kollektor bei 35 bis 50% der Gesamtwindungszahl.
Eine zu oberwellenhaltige Oszillatorspannung (zu feste Kopplung) kann
durch das Einschalten eines Widerstands (R5) in die Rückkopplungs¬
leitung zum Emitter behoben werden. Beim Mustergerät war dies nur
im Bereich 1 (0,340 bis 1,00 MHz) erforderlich (R5 = 100 fl). Als Dreh¬
kondensator wurde ein T-100-Exemplar verwendet. Für die unteren Fre¬
quenzbereiche (bis 7,5 MHz) wird das Vorkreispaket, für die höheren Fre¬
quenzen das Oszillatorpaket benutzt. Die Drehkondensatorpakete werden
mit dem Boreichsumschalter (S1) mit umgeschaltet. Parallel zu jeder Spule
ist zur Einstellung der oberen Frequenzbereiehsenden ein Trimmer (4 bis
10 pF) geschaltet. Das untere Bereichsende wird mit dem jeweiligen Spu¬
lenkern eingestellt. Die Trimmer am Drehkondensator wurden entfernt.
Etwa erforderliche Widerstände R5 sind ebenfalls unmittelbar an den
Spulen anzuordnen.
In den Schaltbildern ist der Übersicht halber nur 1 Spule für 1 Frequenz¬
bereich eingezeichnet.
Die Spulen für die übrigen Bereiche hat man sich an den freien Kontakten
des Schalters S1 (Bild l) angeschlossen vorzustellen. Für die verschiedenen
Bereiche findet man die Daten der Schwingkreise in folgender Tabelle.
Bereich
Drelikopaket
Spulen-
körper-
Nr.
An-
schl.
1
Drahtstärke
Durchmesser
in mm
0,34-1 MHz
Vorkreis
1
1-2
15
0,12
(115 = 100)
2-3
60
0,12
i
3-4
170
0,12
0,9- • • 3,0 MHz
Vorkreis
2
1 — 2
5
0,15
2-3
10
0,15
3 — 4
60
0,15
■2,8- 7,5 MHz
Vorkreis
2
■s
0,2
in
0,2
Bl
0,2
7,2--. 17 MHz
Osz.-Kreis
3
1 — 2
2,5
0,2
2 — 3
20
0,2
3 — 4
20
0,2
13,5.*. 27 MHz
Osz.-Kreis
3
1 — 2
1,5
0,2
2 — 3
8
0,2
3 — 4
10
0,2
208
Bild 3 Abmessungen der verwendeten Spulenkörper; rechts — Kammerkörper mit
HF-Eisenkern, Mitte— Kammerkörper mit 11F-Eisenkern, links — Spulen-
körper vom Bild-ZF-Verstärker Start mit Kern
Die Abmessungen der Spulenkörper sind in Bild 3 angegeben. Der Fre¬
quenzbereich des Prüfgenerators reicht damit bis etwa 30 MHz. Für höhere
Frequenzen eignet sich die Schaltung nicht, wenn dies auch im Interesse
einer Erfassung des 10-m-Bandes und des TV-ZF-Bereichs (39,5 MHz)
wünschenswert wäre. Ein Serienkondensator würde einen ungünstigen
Skalenverlauf ergeben. Wenn sich auch eine genügend geringe Dreh¬
kondensatorkapazität realisieren läßt, so entstehen durch die Kollektor¬
kapazität von 20 bis 25 pF bezüglich der Kapazitätsvariation Schwierig¬
keiten.
Darüber hinaus sind im Frequenzbereich über 30 MHz verschiedene Tran¬
sistorparameter, insbesondere die Stromverstärkung bzw. die Steilheit,
nicht mehr reell, so daß sich mit der einfachen Basisschaltung nach Bild 2
kein sicherer Schwingungseinsatz erzielen läßt und man zusätzlich phasen¬
drehende Glieder anwenden müßte.
Steht kein Siliziumtransistor zur Verfügung, so kann die Schaltung auch
mit Germaniumtransistoren (GF131, GF132) aufgebaut werden. Auf
Grund des entgegengesetzten Leitungstyps (pnp) der Ge-Transistoren
ist der Transistor umgekehrt zu polen (Bild 4). Der Kollektorstrom darf
bei der in diesem Falle zulässigen Verlustleistung von nur 50 mW eine
Größe von 5 mA nicht überschreiten.
Die Hochfrequenzspannung am Emitter des Oszillatortransistors bleibt
auf den verschiedenen Frequenzbereichen und über dem Gesamtdreh¬
winkel des Drehkondensators nicht konstant, wie dies analog auch bei
Böhrenschaltungen der Fall ist. Die Ausgangsspannung des Generators
beträgt je nach Stellung des Drehkondensators und nach eingestelltem
Frequenzbereich zwischen 0,3 und 1,5 V. Mit Hilfe des Drehwiderstandes
R11 am Ausgang der Trennstufe lassen sich diese Differenzen ausgleichen.
14 Elektronisches Jahrhuch 1968
209
Bild 4
Prinzipschaltung der
Oszillator stufe mit pnp-
(Germanium-) Tran¬
sistor
Zum genaueren Abgleich von ZF-Verstärkern können die Bereiche 1 auf
etwa 400 bis 500 kHz, 3 auf etwa 5 bis 6 MHz und 4 auf etwa 10 bis
11,5 MHz eingeengt werden. Die Schaltung entspricht dann Bild 6. Bei
den eingeengten Bereichen wird nur das Oszillatorpaket des Drehkonden¬
sators verwendet. Die Größe der Parallel-(Cp) bzw. Vorschaltkondensa¬
toren (C v ) für die verschiedenen eingeengten Bereiche ist dann etwa:
Bereich
Cp
C v
1 a
100 pF
entfällt
3a
40 pF
100 pF
4a
20 pF
50 pF
Diese eingeengten Bereiche oder gespreizten Bänder können bei Verwen¬
dung der gleichen Spulendaten wie bei den Xormalbereichen auf zusätz-
K2D
Bilds Schaltung der Modulator stufe unter Verwendung eines Übertragers K20
210
Bild 6
Prinzipsckalt ung
der Oszillatorstufe
mit eingeengtenPrequenz-
bereichen für den
ZF-Abgleich
KU
4,T
^POszil
'Drehkondensator
Oszillatorkreispaket
liehen Stellungen des Schalters S1 untergebracht werden. Die angegebenen
Werte von C () und C v sind nur Richtwerte; die genauen Werte lassen sich
beim Abgleich ermitteln.
Der NF-Geuerator
Der NF-Generator (T3 und T4) entspricht weitestgehend dem 1000-Hz-
Generator nach [4] und kann auf der dort angegebenen Leiterplatte auf¬
gebaut werden. Lediglich die Schaltung des als Modulationsverstärker
eingesetzten Transistors T4 weicht von der Schaltung des Generators in
[4] ab.
Eine andere erprobte Modulationsschaltung (Bild 5) verwendet einen
Übertrager (K20). Die Wicklungswiderstände von Primär- und Sekundär¬
wicklung wirken hierbei als Emitterwiderstände der Transistoren T2
und T4.
Die Modulatorstufe
Diese Stufe wird an der Basis durch die Hochfrequenz des Oszillators
gesteuert und, wie beschrieben, am Emitter durch die NF moduliert. Im
Kollektorkreis dieser Stufe kann am Schleifer eines Potentiometers Rll
die modulierte Ausgangsspannung regelbar abgenommen werden. Hier¬
mit verbunden ist eine Gleichrichterschaltung mit einem Ausgang an den
Buchsen (Bul, Bu2); an dieser läßt sich ein Mikroamperemeter anschlie¬
ßen und die Höhe der Ausgangsspannung ablesen. Durch den Spannungs¬
teiler R12-. R14 ist es möglich, diese Spannung bei geöffnetem Schalter
S2 auf Werte bis zu einigen Mikrovolt herunterzuregeln. Bei geschlosse¬
nem Schalter S2 kann der Buchse Bu3 eine HF-Spannung von maximal
0,1 V entnommen werden.
14*
211
Die Anzeige der Ausgangsspannung ermöglicht zwar nur bei entsprechen¬
der Eichung eine Absolutmessung, gestattet aber auch, ohne diese Eichung
einen konstanten Wert der HF-Spannung einzustellen, was bei der ge¬
nauen Aufnahme von Durchlaß- bzw. Dämpfungskurven notwendig ist.
Da die Modulatorstufe hochfrequenzmäßig in Emitterschaltung betrieben
wird, ist hierfür ein Transistor mit hoher Grenzfrequenz erforderlich.
Bei einem Frequenzbereich bis 30 MHz sollte dies mindestens ein GF132,
besser noch ein GF140 sein.
Um die obere Grenzfrequenz noch etwas hinauszuschieben, kann man
einen höheren Kollektorstrom, als in der Schaltung (Bild 1) angegeben,
einstellen. Wegen des Spannungsabfalls am Emitterwiderstand empfiehlt
es sich dann aber, die Modulationsschaltung nach Bild 5 zu verwenden.
Soll der Generator nur für die unteren Bereiche ausgelegt werden, genügt
als Modulator schon ein GF 131 oder GF130.
Der Aufbau
Die wichtigste Voraussetzung für die einwandfreie Funktion eines HF-
Priifgenerators ist, daß die Hochfrequenz nicht auf unkontrollierten
Wegen aus dem Gerät gelangen kann. Das Gehäuse des Generators wird
daher zweckmäßig aus kupferkaschiertem Hartpapier zusammengelötet,
wie schon in [3] beschrieben. Oszillator und Modulator sollten in eine, der
Spannungsteiler R12-R14 und S2 in eine weitere Kammer eingebaut
werden.
Für die Widerstände R12 und R13 verwendet man am besten UKW-
Widerstände (ohne Wendel). Auf Grund von Streukapazitäten ist damit
zu rechnen, daß besonders bei den höheren Frequenzen am Ausgang
(Bu3) nicht exakt die Spannung erscheint, die sich aus dem Teilerverhält¬
nis der Widerstände ergibt.
Da der Generator ohnehin nicht für Präzisionsmessungen, sondern in
erster Linie zum Empfängerabgleich und für andere Amateurzwecke ge¬
dacht ist, stört dies kaum.
Inbetriebnahme nnd Abgleich
Mit der Inbetriebnahme beginnt man beim NF-Generator. Die Arbeits¬
punkte der Transistoren T3 und T4 werden eingestellt, und man über¬
zeugt sich davon, daß die NF-Spannung (etwa 0,5 V) am Emitter des Modu¬
lators T 2 vorhanden ist. Die Arbeitspunkte von Modulator und Oszillator
sind zunächst auf möglichst kleine Werte einzustellen. Danach beginnt
man mit dem Frequenzgrobabgleich im Bereich 1.
212
Mit einem Frequenzmesser [5] oder geeichtem Empfänger werden die
Bereichsenden festgelegt. Die Größe der HF-Spannung über dem Wider¬
stand R 11 soll zumindest an einer Stelle des Bereichs 1 V übersteigen.
Das angeschlossene Mikroamperemeter zeigt dann mindestens 70 [iA an.
Wird dieser Wert nicht erreicht, so ist zunächst der Kollektorstrom von
T2, gegebenenfalls auch der von TI zu erhöhen. Auf diese Weise werden
alle anderen Bereiche vorabgeglichen, wobei sich die Notwendigkeit er¬
geben kann, auf den höherfrequenten Bereichen die Kollektorströme
weiter zu vergrößern. Zuletzt erfolgt der Feinabgleich mit der Aufnahme
der Skalenpunkte.
Literatur
[1] Diefenbach, W ., Transistor-Prüfsender ,,Subminicheck“, Funktechnik, Nr.
14/1958, S. 485 und 486
[2] HeUnyi , Läszlö, Trauzisztoros amatör szignälgenerätor, Bädiötechniko
(ungar.), Nr. 4/1961, S. 98 und 99
[3] (lapp, J., Transistor-Prüfsender für ZF und Mittelwelle, Funkamateur,
Nr. 12/1966, S. 579 und 580
[4] Borkmann, I., NF-Siuusgenerator für eine Festfrequenz, Funkamateur,
Nr. 1/1966, S. 25 und 26
[5] Schubert, K.-E., Frequenzmessung und Frequenzmesser, Der praktische
Funkamateur, Band 6, Deutscher Militärverlag, Berlin
Selbstenthiillung
Wir zitieren aus
, Aug. 22, 66:
,,Himmelhohe Kosten — Obwohl es die Navy niemals zugab, war ihr 600-Fuß-Durch¬
messer- Funkteleskop in Sugar Grove W. Va. dazu bestimmt, die Funkverbindungen
mit Mondreftexionstechnik ,hinter dem eisernen Vorhang' zu belauschen. Als die Kon¬
struktion 1957 begonnen wurde, sagte die Navy, daß dieses Projekt 60 Millionen
Dollar kosten würde. 1962 — vollendet waren die Bodenkonstruktionen — betrugen
die Kosten bereits 135 Millionen Dollar, was vor allem durch technische Schwierig¬
keiten bedingt war. Nun wurde es McNamara zuviel) er befahl der Navy, die Ent¬
wicklung zu stoppen. Zu diesem Zeitpunkt wurden die Kosten zur Errichtung des
gewichtigen Parabolspiegels auf 200 Millionen Dollar geschätzt
213
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Wer hat nicht schon in heiteren Stunden seinem Spieltrieb freien Lauf ge¬
lassen, ob im Mensch ärgere dich nicht, beim Skat oder mit sonstigen ver¬
gnüglichen Spielereien. Eines ist allen Spielen gemeinsam: Es gibt Gewin¬
ner und Verlierer. Gewinner möchte man gern selbst sein . . .
Man nehme 13 Streichhölzer und 2 Spieler. Jeder Spieler darf 1, 2 oder
3 Hölzer mit einem Zug wegnehmen. Der Partner hat den nächsten Zug,
er nimmt ebenfalls 1, 2 oder 3 Hölzer weg. Verloren hat, wer das letzte
Streichholz aufnehmen muß. So weit, so gut, das Spiel ist mit Hölzchen,
Steinchen, Knöpfen usw. über tausend Jahre bekannt, und man braucht
einen Partner zum Mitspielen. Aber muß der Mitspieler eigentlich ein
Mensch sein?
Im Zeitalter der technischen Revolution spielen wir das gleiche Spiel
elektronisch gegen einen „denkenden“ Spielautomaten. An Stelle der
Streichhölzer verwenden wir Umschalter, und zwar 13 Stück. Nachdem
wir unseren ersten Zug durch Umschalten von 1, 2 oder 3 Schaltern getan
haben, zeigt uns die Maschine nach Druck auf den Druckschalter ihren
Gegenzug mit Hilfe von Glühlampen an, ob sie 1, 2 oder 3 von den rest¬
lichen Schaltern abziehen möchte. Die 4. Glühlampe leuchtet auf, wenn die
Maschine „paßt“ oder verloren hat. Das ist eigentlich bereits alles.
Zum Aufbau des Geräts gibt es wenig zu sagen. Die 13 Schalter werden an¬
geordnet, wie in Bild 1 gezeigt. Man kann selbstverständlich auch andere
geometrische Anordnungen wählen. Als Stromversorgung dient eine
Taschenlampenbatterie. Es sind, technisch gesehen, keinerlei Komplika¬
tionen zu erwarten — gute Lötstellen an den Schaltern und Lampen vor¬
ausgesetzt! Bild 2 zeigt die Schaltung des Geräts mit einem Programm.
Wie ist gegen bzw. mit dieser „denkenden“ Spielmaschine zu spielen?
Entweder der Spieler oder die Maschine führt den ersten Zug aus. Er
schaltet 1, 2 oder 3 Umschalter nach rechts. Danach drückt er auf den
Druckknopf. Die Zahl neben, der entsprechenden Glühlampe zeigt an,
welchen Gegenzug die Maschine ausführt. Für die Maschine ist nunmehr die
entsprechende, von ihr angegebene Anzahl von Schaltern ebenfalls nach
rechts umzulegen.
215
Bild 1
Ansicht der Frontplatte
des Spielautomaten.
Bei dieser Schalter¬
stellung ist. der Spiel¬
automat für das Pro¬
gramm 1 geschaltet.
Die Schalternumerierung
beginnt links außen
mit S1 und endet mit S13
über dem Punkt
des I ragezeichens
Dann führt der Spieler seinen zweiten Zug aus usw. Verloren hat der,
der den letzten Schalter Nr. 13 umlegen muß.
Theorie dieses Spieles
Die nachfolgend beschriebene Theorie dieses Spieles best sich etwas kom¬
plizierter, als sie in der Praxis ist. Selbst wer sie überhaupt nicht liest
oder nach dem ersten Durchlesen nicht gleich vollständig übersieht, kann
das Gerät voll funktionsfähig nachbauen.
Folgende Grundregeln werden bei diesem Spiel vorausgesetzt (Pro¬
gramm 1):
1 — Es sind 13 Spielelemente vorhanden (Umschalter).
2 — Jeder Partner (Spieler oder Maschine) führt jeweils einen Zug aus,
bei dem 1, 2 oder 3 Umschalter geschaltet werden.
216
3 — Nach Druck auf den Druckknopf zeigt die Maschine ihren Gegenzug
mit einer Glühlampe an, von Hand des Spielers oder eines Zuschauers
ist die Anzahl der von der Maschine angezeigten Zahl von Schaltern
umzusehalten. (Der Zug der Maschine wird nicht von der Maschine
selbständig ausgeführt, sondern er muß für die Maschine betätigt
werden.)
4 — Wer den letzten Schalter zu betätigen hat, verliert das Spiel.
5 — Die Reihenfolge der umzuschaltenden Schalter ist von 1 bis 13 einzu¬
halten.
Programmierung 1 zum Spielprinzip
Mit Hilfe der vorgegebenen Programmierung (Bild 2) ergänzt die Maschine
nach dem ersten Zug des Spielers immer auf 4, gleichgültig, ob 1, 2 oder 3
Umschalter betätigt werden, so daß der Rest 1 immer für den Spieler
übrigbleibt. Der Spieler verliert!
Nähme man also statt 13 nur 5 Umschalter, so wäre die Situation sofort
übersichtlich, der Spieler könnte sich bereits beim ersten Zug ausrechnen,,
daß für ihn 1 Schalter übrigbleibt.
Bild 2
Schaltung des Spielautomaten
für ein Viererprogramm.
Verwendet werden lpolig^Umschalter
217
Beweis
Schaltet der Spieler 1 Schalter, dann ergänzt die Maschine 3.
Schaltet der Spieler 2 Schalter, dann ergänzt die Maschine 2.
Schaltet der Spieler 3 Schalter, dann ergänzt die Maschine 1.
1 -f- 3 = 4, Rest 1 für den Spieler: er verliert
2 + 2 = 4, Rest 1 für den Spieler: er verliert
3 + 1 = 4, Rest 1 für den Spieler: er verliert
Von 5 ausgehend, ist es dem Spieler also nicht möglich, zu gewinnen, auch
wenn er nur 2 oder 1 Umschalter umlegt, da die Maschine immer die Mög¬
lichkeit hat, so viele Schalter zu betätigen, daß dem Spieler zuletzt ein
Schalter übrigbleibt. Da der Spieler bereits verloren hat, wenn er am Zuge
ist und noch 5 Schalter umzulegen hat, untersuchen wir, ob es außer der
5 noch weiteren Summen gibt, die zum Verlieren des Spielers führen.
Wir gingen aus von (1 X4) + 1 = 5, jetzt untersuchen wir (2 x4) + 1 = 9
{hier wird das gleiche Spielprinzip verdoppelt). Die Maschine ergänzt
nunmehr nach dem ersten Zug auf 4, der Rest 5 bleibt für den Spieler
zum Verlieren; der Rest 1 wird nunmehr an den Schluß des Spieles ge¬
schoben.
Wir können die Reihe fortsetzen und stoßen auf
(3x4)+ 1 = 13 Schalter (unsere Variante),
(4 x4) + 1 = 17 Schalter,
{5 x4) + 1 = 21 Schalter usw.
Das Spiel ist also erweiterungsfähig, sinnvoll erscheinen 13 oder 17 Schalter.
Allgemein gilt:
N = (4 • n) + 1, wobei n der Multiplikationsfaktor ist. Damit|gilt eben¬
falls allgemein, daß, wenn ein Spieler (Mensch oder Maschine) am Zug ist
und ihm eine Anzahl von Schaltern (4 • n) + 1 vorgelegt wird, bei einem
sinnvollen Spiel des Gegenspielers der ziehende Spieler stets verlieren
muß (auch die Maschine). Wenn ein Spieler mehrfach gegen die Maschine
spielt — und auch verloren hat —, so wird er seinem persönlichen Intellekt
entsprechend die Systematik der Maschine beobachten und bald heraus¬
finden, daß die Maschine nach jedem Zug des Spielers auf 4 ergänzt. Damit
wäre die vorgegebene Programmierung durchsohaut, und der Spieler
könnte nun auch gegen die Maschine gewinnen.
218
Programmierung 2
Um diesen „Erkenntnisprozeß“ möglichst zu erschweren, ist es mit ein¬
fachen Mitteln möglich, die Maschine mit 2 Programmen zu versehen
(Bild 3). Während wir das Programm 1 als Viererprogramm bezeichnen
(die Maschine ergänzt immer auf 4), nennen wir das zweite Programm
das Dreierprogramm (die Maschine ergänzt immer auf 3).
Bild 3 zeigt die Schaltung für beide Programme. Die obige Spieltheorie
reduziert sich nunmehr. Der Spieler darf jetzt nur noch 1 oder 2 Umschal¬
ter betätigen. Von 4 Schaltern ausgehend, ergibt sich:
Schaltet der Spieler 1 Schalter, dann ergänzt die Maschine 2.
Schaltet der Spieler 2 Schalter, dann ergänzt die Maschine 1.
1 -f- 2 = 3, Rest 1 für den Spieler: er verliert,
2 + 1*3, Rest 1 für den Spieler: er verliert.
Bild 3
Schaltung des Spielauto¬
maten für 2 Programme.
In der gezeichneten
Schalterstellung spielt
man das Viererprogramm.
Nach Umschaltung aller
Schalter liegt das Dreier-
programm vor. Verwen¬
det werden 2polige Um¬
schalter
219
Bild 4
Blick in die Verdrahtung
des Spielautomaten
B ild 5
Ansicht der Frontplatte
des Spielautomaten mit
der Schalterstellung für
das Dreierprogramm
220
Die allgemeine Formel für das Programm 2 heißt
N= (3 - n) + 1.
Die einfachste Möglichkeit, beide Programme im Spiel unterzubringen,
bietet der 2polige Umschalter. Bei jedem Spiel nach dem 1. Programm
wird zugleich mit dem Umlegen jedes einzelnen Schalters das Programm 2
vorbereitet. Sobald der Verlierer den letzten Schalter drückt, ist die
Maschine komplett auf das zweite Programm umgeschaltet. Man braucht
lediglich dem Spieler mitzuteilen, daß nunmehr an der Stelle von 1, 2 oder
3 Umschaltern nur noch 1 oder 2 Umschalter betätigt werden dürfen.
Damit wird es dem Spieler erschwert, die logische Folge der Programmie¬
rung zu erkennen.
Jeder, der den ersten Zug ausführt, verliert gegen die Maschine. Zieht
die Maschine als erste und zieht der Spieler aus Unkenntnis der Regel eine
ungenügende Anzahl, so gewinnt ebenfalls die Maschine. Hat die Maschine
als erste gezogen und der Gegenspieler immer die richtige Anzahl geschal¬
tet, so gibt die Maschine das Spiel auf, da sie schon vor dem letzten Zug
ihre „Niederlage“ erkannt hat. Das zeigt die Maschine durch Aufleuchten
der Lampe „passe“ an.
Der Aufbau des Spielautomaten
Für den Aufbau eignen sich gut Plastebehälter, so wie sie z. B. für das
Sortieren von Widerständen, Kondensatoren usw. verwendet werden.
Oder man fertigt sich aus Holz, Metall oder Kunststoff einen entspre¬
chenden kleinen Kasten an (Bild 4).
Das Gerät wird für Flachbatterien 4,5 V vorgesehen, es können Glüh¬
lampen 3,8 V o.ä. verwendet werden.
Im Mustergerät wurde die Flachbatterie mit Duosan auf den Boden der
Plastehülle geklebt. Die Anschlüsse konnten verlötet werden, da die
Lebensdauer der Batterie fast mit ihrer Lagerungsdauer identisch ist.
Auch bei häufiger Anwendung entsteht nur sehr geringer Stromverbrauch.
Diese elektronische Spielmaschine wird sicherlich in Ihrem Freundes¬
und Bekanntenkreis kein geringes Erstaunen erwecken. Die Freude am
Gewinnen ist sicher ebenso groß, als spielte man gegen einen mensch¬
lichen Partner. Das Gerät kann auch für psychologische Tests, z.B. bei
Aufnahmeprüfungen an Ingenieur- oder sonstigen Schulen, verwendet
werden.
221
Dipl.-Ing. Klaus Schlenzig
Prüfsignalgeber TS 7
mit Piezofilter
Signalquellen für die Funktionsprüfung von Verstärkern und Empfän¬
gern sind besonders in der handlichen Prüfstiftform sehr beliebt. Der
Deutsche Militärverlag trug dem mit seinem Bauplan Transservice Rech¬
nung (Original-Bauplan Nr. 7). Die dort beschriebenen Tester zeigen,
auf wie vielfältige Art und mit wie wenig Aufwand sich sogar mehrere
Frequenzen in einem solchen Prüfstift erzeugen lassen.
Die Gehäuse wurden aus Leiterplattenhalbzeug gefertigt. Das erleichtert
nicht nur den Zusammenbau, das Gehäuse wird auf diese Weise gleichzeitig
in die Schaltung mit einbezogen: Einmal dient die Folie als Schirm, zum
anderen zum Kontaktieren der Batterie. Da diese Einzelheiten im ge¬
nannten Bauplan nachbausicher beschrieben sind, wollen wir uns an
dieser Stelle auf die Wiedergabe im Bild beschränken.
Gewissermaßen „nach Redaktionsschluß“ bot sich nun noch eine sehr
interessante und vielen Amateuren sicher zusagende Möglichkeit mit
einem neuen Bauelement an, über die im folgenden berichtet wird.
Abweichend von „herkömmlichen“ Schaltungen zur Schwingungserzeu¬
gung (der Quarz sei wegen seines hohen Preises ausgeklammert) ist dieser
Generator mit einem elektromechanischen Filter ausgestattet. Der vor¬
liegende Beitrag beschränkt sich auf die Testerschaltung. Außer auf die
Einzelheiten der technischen Ausführung solcher Prüfstifte geht der
obengenannte Bauplan auch ausführlich auf die einfache Herstellung von
Leiterplatten ein. (Näheres über die genannten Filter in dem Beitrag auf
S. 125.)
Schaltunjj und Funktion (Bild 1)
Der Generator besteht aus einem HF-Transistor, z.B. vom Typ GF120,
der über ein phasendrehendes Glied rückgekoppelt ist. Für dieses Glied,
das wie üblich L und C oder R und C enthält, wurde ein piezoelektrisches
H-Filter eingesetzt. Entsteht an dessen Anschlüssen 3 und 4 (hier Kollek¬
torkreis) eine Spannungsänderung (z.B. Einschaltimpuls bei Inbetrieb¬
nahme), so bewirkt diese in dem zwischen 1 und 2 angeschlossenen piezo-
222
SPF 1*55-8
Bild 1
„TS 7 “ — NF-modu¬
liert er AM-ZF-Prüf-
generator mit Piezofilter
elektrischen Wandler eine reversible mechanische Deformation. Dieser
„mechanische Impuls“ gelangt über den Koppelsteg im Filter zum zwei¬
ten Wandler, indem daraus wieder eine elektrische Spannung wird. Bei
richtiger Polung (vgl. Bild 1) hat diese Spannung genau entgegengesetzte
Polarität zum erregenden Impuls. Das aber ist (entsprechende Verstär¬
kung vorausgesetzt) die Bedingung, unter der sich ein Transistor in Emit¬
terschaltung selbst erregen kann: Am Kollektor entsteht jetzt eine größere
Änderung. Diese wird wieder in der richtigen Phase auf die Basis geführt
usw. Die zur Anfachung einer Schwingung nötige Energie überträgt jedoch
das Filter nur für ein schmales Frequenzband; Es ist der Bereich der
Haupt-Eigenresonanz des H-Filters, also um 455 kHz (ZF vieler AM-
Transistorempfänger).
Gelingt es nun noch, dieses ZF-Signal mit einer hörbaren Frequenz zu
modulieren, so läßt sich mit einer solchen Anordnung der ZF-Verstärker
von Transistorgeräten bequem testen und abgleichen. DasNF-Signal ver¬
mag außerdem in gewohnter Weise, NF-Verstärker zu überprüfen. Ein
genügend hoher Oberwellenanteil schließlich gestattet sogar einen Funk¬
tionstest am Eingang des Fernsehtuners, zumindest in den unteren Kanä¬
len. Davon ließ sich infolge der Auswanderung des Bildes leider kein
brauchbares Foto anfertigen. Auf jeden Fall steht für die Erzeugung eines
Bildmusters am Eingang des Bildverstärkers ein ausreichendes Signal
zur Verfügung (Bild 2). Selbstverständlich bieten außerdem die im Ab¬
stand von 455 kHz wiederkehrenden Oberwellen, die mit der hörbaren
NF moduliert sind, für den Kurzwellenamateur ein recht nützliches Prüf-
223
Bild 2
Bildmuster auf dem
Fernsehschirm bei Ein -
speisuna den 'TS-7-
Signals in den Bildver¬
stärkereingang
signalspektrum auf allen Bändern. Auf Mittelwelle stehen bei 910 kHz
und bei 1365 kHz zwei „Marken“ zur Verfügung. Außerdem können in den
verschiedenen Frequenzbereichen u.U. noch Mischprodukte, z. B. mit
Harmonischen der Oszillatorfrequenz, auftreten. Entspricht f z des Emp¬
fängers gerade der Testerfrequenz, so kann diese bei geringer Eingangs¬
selektion auch zum ZF-Teil „durchschlagen“. Die Eigenmodulation des
HF-Generators mit NF bewirkt eine Rückführung des gleichgerichteten
ZF-Ausgangssignals auf die Basis. Ein Zeitglied sorgt für die periodische
Veränderung des Basispotentials im Takte einer hörbaren Schwingung.
Das Ergebnis erkennt man in den Bildern 3 und 4. Tn Bild 4 ist im Rück¬
lauf des Oszillografen noch schwach der HF-Kurvenzug auszumachen.
Bild 3
Ausgangssignal des
TS- 7, mit ei nemjf NF-
Oszillografen sichtbar ge¬
macht. (der NF-Schwin¬
gung szug ist gut zu erken¬
nen)
Bild 4
Ausgangssignal in größe¬
rer Auflösung — im
Bücklauf ist
(auf dem Originalfoto)
schwach die
IIF-Schivingung zu sehen
224
80
©
©
Bild 5 Leitungsmuster- und Bestückungsplanvorschlag für den TS 7
Die in Bild 1 genannten Werte sind zwar in weiten Grenzen variierbar,
doch sollte man einen möglichst kleinen Energieumsatz anstreben. Das
Piezofilter wird in der vorgegebenen Schaltung ja zweckentfremdet ein¬
gesetzt; es ist für größere Leistung gar nicht dimensioniert. Dem Autor
„starben“ 2 Filter, als die Schaltung durch einen kleinen Kollektorwider¬
stand und einen entsprechenden Basiswert noch härter ausgelegt war. Als
Schlußfolgerung daraus hüte man sich also auch beim Piezo-ZF-Verstär¬
ker vor Selbsterregung! Außerdem scheint es noch notwendig, darauf
hinzu weisen, daß die Filteranschlüsse möglichst ungekürzt anzulöten
sind (mit Schlauch überziehen!), da sie sonst leicht Schaden nehmen.
Praktische Ausführung
Bild 5 zeigt einen Vorschlag für die Anordnung der Teile und für das
Leitungsmuster, wenn das im genannten Bauplan verwendete Format ge¬
wählt wird. Der Prüfstift erhält dann ein Äußeres nach Bild 6. Er weist
Bild 6
TS 7 in einem aus Leiter¬
plattenmaterial zusam-
mengelölelen Hartpapier¬
gehäuse
15 Elektronisches Jahrbuch 1968
225
Bild 7
Einzelheit „Batterie" im hinteren Teil des
Gehäuses
als Batterie 2 in Serie geschaltete 50-mAh-Knopfzellen auf, die zwischen
2 Ladungen etwa 100 Betriebsstunden ermöglichen (Bild 7). Dabei Signal¬
gebern stets die Gefahr besteht, daß mit ihnen Punkte höherer Spannung
berührt werden, ist der Ausgang mit einem 1-nF-Kondensator von min¬
destens 500V Betriebsspannung abzublocken. Dennoch muß man bei sol¬
chen Tests vorsichtig sein (vgl. Bauplan!); überhaupt sollten im Zeit¬
alter des Transistors Reparaturen an röhrenbestückten Geräten dem dafür
ausgebildeten Fachmann überlassen bleiben.
Bezugsquellen
Die genannten Piezofilter gelangten inzwischen in den Handel, doch ist
die Belieferung zur Zeit noch nicht ausreichend. Am besten schickt
man zur Vorbestellung eine Postkarte an das bekannte Versandhaus
„funkamateur“, 8023 Dresden. Bürgerstraße 47.
226
Ing. M. Czirr
NF-Meßgeräte
für den Amateur
Der ernsthafte Amateur wird sich bei der Prüfung von NF-Geräten nicht
allein auf sein Gehör verlassen, sondern stets bestrebt sein, die Eigen¬
schaften der Geräte durch Messungen zu erfassen. Industrielle Meßgeräte
sind jedoch für die meisten Amateure kaum erschwinglich; in diesem
Fall bietet der Eigenbau einen Ausweg. Hierzu einige Anregungen.
Tomjenerutomi
Um beispielsweise die Frequenzabhängigkeit der Verstärkung, des Ein¬
gangsscheinwiderstands oder der nichtlinearen Verzerrungen zu messen,
benötigt man zunächst einen Tongenerator, der Sinusspannungen im Be¬
reich von 40 Hz bis 15 kHz abgibt.
Schwebungssummer
Einen von J. Franz entwickelten, einfachen Generator nach dem Schwe¬
bungsprinzip zeigt Bild 1 [1]. Durch Überlagern zweier Schwingungen fj
und f 2 an einem nichtlinearen Glied entstehen zusätzliche Schwingungen
der Frequenzen fj 4 f 2 sowie fj — f 2 und eine Anzahl von Oberwellen. Im
Schwebungssummer benutzt man die Differenzfrequenz f t — f 2 zur Erzeu¬
gung der Tonfrequenzen, weshalb das Gerät korrekter als Differenz-Ton-
Generator bezeichnet wird.
Ist eine Frequenz konstant, so kann durch Verändern der zweiten der
gesamte NF-Bereich ohne Umschaltung überstrichen werden. Beträgt
z. B. f x 100 kHz und ändert sich f 2 von 100 bis 80 kHz, so erhält man die
Differenzfrequenzen von 0 bis 20000 Hz. Die Frequenz f 2 wird durch
einen Drehkondensator abgestimmt, der parallel zu einer Festkapazität
angeordnet ist. Die beiden Generatoren dürfen nicht aufeinander koppeln,
da sonst ein Synchronisiereffekt auftritt, der die Erzeugung tiefer Fre¬
quenzen verhindert. Großer Wert muß auf völlig gleichen Aufbau der
15*
227
ca.WkHz
Bild 1 Schaltung für einen Differenz-Ton-Generator (Schwebungssummer)
TI bis T4-GF 100 (OC871), GF 105 (OC872), o.ä. mit geringem I CE0
T5 - GC 116, OG 826 o.ä.
Generatoren gelegt werden, damit Schwankungen der Umgebungs¬
temperatur oder der Betriebsspannung gleichartige Änderungen hervor -
rufen und eine Änderung der Differenzfrequenz unterbleibt. Ändert sich
beispielsweise nur der erste Träger um 0,1 % von 100 kHz auf 100,1 kHz.
so erfährt eine mit konstantem zweitem Träger von 99 kHz erzeugte NF
von 1 kHz eine Änderung von 100 Hz entsprechend 10 % [2]!
In der gezeigten Schaltung sind beide Generatoren gleichartig aufgebaut.
Eine galvanische Verkopplung wird durch Trennstufen vermieden. TI und
T2 schwingen in Basisschaltung. Die Rückkopplung erfolgt über den
zum eigentlichen Kreiskondensator 2 nF (Kunststoffolie) in Reihe liegen¬
den Kondensator 0,18 pF. Der Kollektorstrom beträgt etwa 0,5 mA.
T1 und T2 sollen unbedingt gleiche Typen sein, um unterschiedliche Drift
der Parameter zu vermeiden. Der 0,18-p.F-Kondensator bestimmt Schwing¬
spannung und Kurvenform, sein Wert kann in geringen Grenzen variiert
werden, um kleinen Klirrfaktor der NF zu erreichen.
Die Trennstufentransistoren T3 und T4 sind gleichstrommäßig mit den
Generatoren verbunden. Der Emitterwiderstand bleibt im Interesse einer
kräftigen Stromgegenkopplung unüberbrückt. Der Kollektorstrom beträgt
1 bis 2 mA.
228
Über die Koppelkondensatoren 1 nF wird die HF dem Mischtransistor
T5 zugeleitet. Die Einstellung des Arbeitspunkts erfolgt mittels Prl auf
größte NF-Amplitude bei geringstem Klirrfaktor. Hier liegt der Kollektor¬
strom bei 0,5 mA. Für T5 wird ein NF-Transistor verwendet, da HF-
Typen die unerwünschten HF-Reste nur unnötig verstärken würden. Die
HF-Siebung erfolgt durch einen Saugkreis, den man auf den Bereich der
Oszillatorfrequenzen abstimmt. Pr2 erlaubt den dosierten Abgriff der
NF-Spannung. Werden höhere Ausgangsspannungen verlangt, kann man
eine Verstärkerstufe nachsehalten.
Der praktische Aufbau bereitet keine Schwierigkeiten. Bild 2 gibt eine
Anregung für die Verdrahtung. Eine Abschirmung der einzelnen Genera¬
toren kann entfallen, wenn ein Abstand von etwa 15 cm zwischen beiden
eingehalten wird. Die Induktivität von LI bzw. L2 liegt bei 1,3 mH. Der
Entwickler benutzte Spulen aus 460-kHz-ZF-Filtern. deren Parallel¬
kapazität 80 bis 100 pF beträgt. L3 hat 8 bis 9,5 mH.
Nach erfolgtem Aufbau kontrolliert man zunächst die Transistorspannun¬
gen und -ströme. Als Stromquelle dienen 2 Flachbatterien BDT 4,5 in
Reihenschaltung. Steht kein Oszillograf zur Verfügung, so kann zur Kon¬
trolle zunächst ein Rundfunkgerät über den Tonabnehmeranschluß ver¬
wendet werden. C 0 wird in Mittel-, C v in Anfangsstellung gedreht. Nun
stellt man mittels Eisenkernabgleich von LI und L2 Schwebungsnull ein.
Beim Eindrehen von C v wird dann die Tonhöhe rasch ansteigen. Der
Eichvorgang erfolgt am einfachsten mit Hilfe eines geeichten Tongene¬
rators unter Zuhilfenahme des Oszillografen. Bei Anschluß der Tongene¬
ratoren an die Y- und X-Eingänge entstehen bei ausgeschalteter Kipp-
TZ U
Bild 2 Vorschlag für den Schaltungsaufbau ; a — Generatoren, b — Mischstufe
\von den Seneramren^
229
Spannung die bekannten Lissajous- Figuren, bei einem Frequenz Verhältnis
1 : 1 in Form eines Kreises. Während des Eichens ist des öfteren zu kon¬
trollieren, ob die Nullstellung noch stimmt. Abweichungen korrigiert man
mit LI. Nach der Eichung werden die Kerne von LI und L2 mit einem
Tröpfchen Wachs festgelegt. Die Nullkorrektor im späteren Betrieb er¬
folgt dann mittels C 0 . Der HF-Anteil der Tonfrequenz wird durch Ab-
gleich von L3 (bei f = 5 bis 10 kHz) auf Minimum eingestellt. Auch even¬
tuell auftretende Pfeifstellen können durch geeigneten Abgleich von L3
beseitigt werden.
RC-Generator
Bei RC-Generatoren wird überwiegend das Prinzip der Brücke an¬
gewendet, das jedoch stets die gleichmäßige Veränderung zweier frequenz¬
bestimmender Glieder verlangt.
Ein interessanter Tongenerator, der die Frequenzänderung mit nur einem
Abstimmelement ermöglicht, wurde von K. F. Heine erprobt (Bild 3).
Die Schaltung enthält 2 Phasenschieberstufen. Die Rückkopplungs¬
bedingung ist bei
2 7T VRj C x R 2 'C 2
230
erfüllt, wobei der Verstärkungsfaktor nur wenig über 1 zu liegen braucht.
Wird R2 verändert, so ergibt sich bei einem Widerstandsverhältnis von
1: 1000 eine Frequenzänderung > 1: 30 (bei gleichzeitiger Änderung von
RI und R2 sind Frequenzänderungen bis 1 :1000 möglich). Im Interesse
einer übersichtlichen Skalenteilung ist ein logarithmisches Potentiometer
zu verwenden. Soll die höchste Frequenz am rechten Anschlag liegen, so
muß die Charakteristik negativ logarithmisch sein.
Die Abstimmung ist in 3 Bereiche gegliedert und erreichte mit einem
Potentiometer 1 MD folgenden Frequenzumfang [4]:
CI = C2 in nF 100 10 1
Af in Hz 10 bis 300 100 bis 3000 1000 bis 30000
Es ist darauf zu achten, daß die Katoden- und Anodenwiderstände
jedes Röhrensystems der ECC 82 Übereinstimmung zeigen (2 bis 3%).
Als Verstärkerstufe folgt das Heptodensystem der Röhre ECH 81 in
Gleichstromkopplung. Es ist stark gegengekoppelt, wobei die am Ka¬
todenwiderstand abfallende Wechselspannung gleichzeitig das in Gitter¬
basisschaltung arbeitende Triodensystem steuert. Der Spannungsteiler
0,3Mß/0,l M£I sorgt für den richtigen Arbeitspunkt und für eine zusätz¬
liche Gegenkopplung.
Die am Heptodensystem auftretende Wechselspannung wird nach Gleich¬
richtung zur Regelung der Schwingamplitude ausgenutzt. Sie beeinflußt
das zweite Steuergitter und damit die Verstärkung. Die Amplitude bleibt
durch diese Regelung auf ± 1 dB konstant. Sollte ein größerer Abfall bei
hohen Frequenzen auftreten, so kann der Katodenwiderstand (5 kß) etwas
verkleinert werden.
Beim Aufbau ist auf kapazitätsarme Verdrahtung zu achten. Die Speise¬
spannung 150 V wurde stabilisiert, um eine Frequenzdrift bei Netzspan¬
nungsschwankungen zu verhindern. Der Netztransformator hat folgende
Daten: Kern M 65/26, Netzwicklung 1540 Wdg.. 0,22-mm-CuL, Schirm¬
wicklung 160 Wdg., 0,16-mm-CuL (einseitig herausgeführt), Anoden¬
wicklung 2000 Wdg., 0,16-mm-CuL, Heizwicklung 2 X25 Wdg., 0,50-mm-
CuL.
Röhrenvoltmeter
Der Fehler einer Messung wird außer von der Genauigkeit des verwen¬
deten Meßgeräts entscheidend dadurch bestimmt, inwieweit durch den
Meßvorgang die Arbeitsbedingungen des Prüflings unbeeinflußt bleiben.
Man wird daher stets bemüht sein, den Eingangswiderstand von Span¬
nungsmessern recht hoch zu halten. Gerade diese Forderung läßt sich mit
Transistorschaltungen z.Z. nur schwer erfüllen, so daß die Verwendung
von Röhren vorteilhafter ist.
231
Tonfrequenzmillivoltmeter
Die Messung auch sehr kleiner Wechselspannungen, z. B. bei der Bestim¬
mung des Aufzeichnungsstroms von Magnetköpfen mit Hilfe eines kleinen
Reihenwiderstands oder zur Erfassung von Störabständen, ermöglicht
ein Millivoltmeter, das von G. Schellhorn entwickelt wurde (Bild 4) [5],
Es zeichnet sich durch eine Reihe guter Eigenschaften und durch ver¬
hältnismäßig einfachen Aufbau aus. Der Frequenzbereich umfaßt etwa
10 Hz bis 100 kHz, der Eingangswiderstand beträgt 1 MO, die Meßbe¬
reiche entsprechen 5 mV bis max. 1000 V Vollausschlag.
Die Meßspannung wird in einem Ohmschen Spannungsteiler auf 5 mV
Eingangsspannung für die erste Röhre reduziert, wobei die Abstufung
so vorgenommen wurde, daß eine Messung im ungenaueren unteren Skalen-
bereich ausgeschaltet ist. Der Teiler kann mit Hilfe der Formel
Up • R«
U
— Rv
ges
auch auf beliebig andere Stufungen berechnet werden. Hierzu beginnt
man mit der Berechnung des höchsten Meßbereichs und erhält den unter¬
sten, an Masse liegenden Widerstand. Bei der Berechnung des zweiten
Meßbereichs ist dieser dann als R v zu berücksichtigen. Für die weiteren
Bereiche setzt sich R v aus der Summe der bereits berechneten Teilwider¬
stände zusammen.
232
Die Kondensatoren CI und C2 dienen zur Frequenzgangkompensation.
Die Werte können je nach Aufbau verschieden sein und werden experi¬
mentell erprobt. Ein kapazitiv kompensierter Spannungsteiler ist be¬
kanntlich dann als frequenzunabhängig anzusehen, wenn RlCl = R2C2
gewählt wird.
2 Zusatzwiderstände erweitern die Anwendungsmöglichkeiten. So können
durch Verwendung der Buchsen Bu2 und Bu4 symmetrische Wechsel¬
spannungsmessungen vorgenommen werden. Die Bereichsendwerte sind
mit dem Faktor 2 zu multiplizieren. Zwischen Bu 1 und Bu3 kann im Me߬
bereich 250 V eine Spannung bis zu 1000 V angelegt werden, wie sie z. B.
an den Anodenwicklungen großer Kraftverstärker auftritt.
Die Toleranz der Widerstände beeinflußt die Meßgenauigkeit. Die Gitter¬
vorspannung der 1. Stufe gewinnt man durch Anlaufstrom. Auf diese
Weise wird die Katodenkombination eingespart und eine zusätzliche Fre¬
quenzabhängigkeit vermieden. Nach der 2stufigen Verstärkung wird
die Meßspannung der Gleichrichterstufe zugeführt, die das Instrument
speist.
Die Dioden (OA 025 o.ä.) sollen untereinander übereinstimmen. An Stelle
des 250-p.A-Meßwerks können auch andere, z.B. 100-^.A-Typen, Verwen¬
dung finden. Sie werden dann mit einem entsprechenden Shunt versehen,
der sich wie folgt berechnet:
Rp = Im
I M = Meßwerkstrombereich, I = gewünschter Bereich, R u = Meßwerk¬
widerstand.
Man kann ihn auch experimentell erproben. Bei Verwendung von Me߬
werken mit I M > 250 [xA muß eine Empfindlichkeitseinbußo des Milli-
Voltmeters in Kauf genommen werden.
Verzichtet man auf die Ablesung im untersten Skalenbereich, so kann die
vorhandene Skalenteilung des Meßwerks beibehalten werden, da nur im
ersten Skalendritte] Abweichungen von der Linearität auftreten. Andern¬
falls eicht man die Skala mit Hilfe von Vergleichsgeräten neu.
Die Stabilität des Geräts wird durch starke Gegenkopplungen gewähr¬
leistet. Sie sind auf 2 Wege aufgeteilt. So erfährt die 2. Stufe eine starke
Stromgegenkopplung in Form des unüberbrückten Katodenwiderstands.
Der zweite Weg führt von der Anode der 2. Stufe über den Meßkreis zur
Katode der 1. Stufe. Hier ist mit Hilfe eines 100-fl-Reglers der genaue
Verstärkungsabgleich möglich. Dem Höhenabfall der Verstärkung wird,
durch C3 entgegengewirkt.
Der Netzteil hat einen handelsüblichen Netztrafo mit 250-V-Anoden-
wicklung und Einweggleichrichtung. Die Mitteianzapfung der Heizwiek-
lung ist an 0 zu legen. Fehlt sie, so muß man einen „Entbrummer“ 100 fl
mit dem Schleifer an 0 einschalten.
233
Der Aufbau ist nach NF-Gesichtspunkten vorzunehmen. Hierzu gehören
z.B. die sternförmige Zusammenfassung aller Nulleitungen an einem
Chassispunkt in der Nähe der 1. Stufe, abgeschirmte Unterbringung
des Netzteils (Chassisunterteilung) und Verdrillen der Heizleitungen. Die
Spannungsteilerwiderstände werden zur Erreichung geringster Parallel -
kapazitäten direkt an die Schalterkontakte gelötet. C4 ist isoliert zu mon¬
tieren und zum Vermeiden unerwünschter Kopplungen eventuell zu
schirmen.
Die Eichung erfolgt mit Hilfe eines Vergleichsgeräts, z. B. unter Verwen¬
dung der Netzspannung, durch Einstellen von Prl auf Sollanzeige. Für
die Beurteilung des Frequenzgangs ist ein Tongenerator erforderlich.
AnStelle der ursprünglich vorgesehenen Röhren EF 804 und 1/2 EGC81
werden EF86 und EG 92 verwendet. Der experimentierfreudige Amateur
wird gewiß den Einsatz der Verbundröhre EOF82 erproben, muß jedoch
beachten, daß die Röhren EF804 und EF86 speziell für höhere Ansprüche
(geringes Brummen und Rauschen) entwickelt wurden.
Gleielispuiininigsrülircnvultnieter
Das Messen von Gleichspannungen an den Elektroden von Röhren und
Halbleitern erlaubt einen schnellen Rückschluß auf Arbeitspunkt und
Arbeitsbedingungen. Es hat jedoch nur dann Aussagekraft, wenn der
Eigenwiderstand des verwendeten Spannungsmessers so groß ist, daß
die Spannung am Meßpunkt unverfälscht gemessen werden kann. Bekannt¬
lich berechnet sich der Eigenwiderstand Rjy eines Spannungsmessers
zu R;v = U M • Di, wobei U M den Meßbereich und D, die sogenannte
Stromdämmung bedeuten [6], So hat beispielsweise der bekannte Vielfach¬
messer I eine Stromdämmung von 333 ß/V und somit im Meßbereich
30 V einen Eigenwiderstand von R; v - 30 V ■ 333 ß/V 10000 ß.
Wollen wir damit die Spannung an einem Basisteiler mit den Teilerwider¬
ständen Ryi = 33 kß und Rt 2 = 6,8 kß, U B = 12 V, bestimmen, so
erhalten wir folgendes Ergebnis:
Während die unbelastete Teilerspannung gemäß
U Ta = U B
beträgt, messen wir
U T2 = U
R
T 2
V r ,= 12
R ji j ~f - R 'j' 2
R P
B R.fi + R p
4,1 • 10 3
= 12
6,8 • 10 3
33 • 10 3 + 6,8 • 10 3
R t „. R:
2,05 V
33 ■ 10 3 + 4,1 • 10 3
mit R p = T2 ; ^ ss 4,1 kß
"T 2 T K i V
: 1,32 V.
234
ECC 85
Fehlwert — Sollwert
Damit ergibt sieh ein Meßfehler von F = -rrri-■ 100 in
° Sollwert
% zu etwa — 35 %. Dieses Beispiel zeigt deutlich, daß eine solche Mes¬
sung keinerlei Aussagekraft hat.
Das Gleichspannungsröhrenvoltmeter gemäß Bild 5 weist einen konstan¬
ten Eingangswiderstand von 12 MQ auf und vermeidet daher eine unzu¬
lässige Belastung am Meßpunkt. Es arbeitet in A-Schaltung, so daß posi¬
tive und negative Gleichspannungsänderungen am Gitter gleich große
Anodenstromänderungen hervorrufen. Mit Hilfe eines Polwenders wird
das Instrument entsprechend umgeschaltet. Zur Kompensation des Ano¬
denruhestromes dient ein zweites Röhrensystem. Die Stromgleichheit
stellt man mit dem Nullpunktregler „0“ ein. Er ist an der Frontplatte
angeordnet.
Für den Eingangsspannungsteiler können Widerstände mit 5 bis 10 %
Toleranz verwendet werden, da jeder Bereich über einen eigenen Einstell¬
regler zur Eichung auf Vollausschlag verfügt. Natürlich kann bei Aufbau
des Teilers mit 1 %igen Widerständen diese zweite Schaltebene des Be¬
reichsschalters entfallen. Dann verbleibt nur ein Einstellregler, mit dem
in einem beliebigen Bereich nach Anlegen einer bekannten Gleichspannung
geeicht wird. Die Skalenteilung ist linear, so daß die Originalskala bei¬
behalten werden kann. Beim Aufbau ist insbesondere auf die Vermeidung
von Kriechströmen vom Netzteil zu achten [7]. Beträgt z.B. der Isola¬
tion swiderstand zwischen der Plusklemme der Anodenspannung und dem
235
Gitter der 1. Röhre nur 100 MQ, so wirkt im Bereich von 1 V und U A
= 150 V stets eine Spannung von
U G
u R E + R v
A R is+ R E + R v
12 • 10 6 + 1 • 10 6
150---—---—
100 - 10 fi + 12 - 10 6 + 1 • 10 6
17,3 V
am Gitter, und das Röhrenvoltmeter ist nicht funktionsfähig. Es wird
daher ein keramischer Röhrensockel verwendet und durch ein Metall¬
chassis jeder Kriechweg verhindert. Der Gitteranschluß ist ohne Zwischen¬
stützpunkte über R v zum Schalter zu führen. Die Spannungsteilerwider¬
stände werden direkt an die Schaltcrkontakte gelötet. Als Schalter finden
bevorzugt Typen Verwendung, deren Schaltebenen durch ein Schirmblech
getrennt sind. Dieses ist an Masse zu legen. Eürden Eingang wird eine HF-
Koaxialbuchse verwendet.
Das RC-Glied R v —CI hält Wechselspannungen vom Gitter fern. CI
muß eine hochwertige Isolation aufweisen. Im übrigen ist der Aufbau
völlig unkritisch. An die Siebung der Anodenspannung werden keine
besonderen Anforderungen gestellt. Eine Stabilisierung ist nicht erforder¬
lich. Der Netztransformator hat folgende Daten: Kern M 55/20, Netz¬
wicklung 3320 Wdg., 0,12-mm-CuL, Schirmwicklung 234 Wdg., 0,03-
mm-CuL, Anodenwicklung 2560 Wdg., 0,09-mm-CuL, Heizwicklung 2 x 54
Wdg., 0,50-mm-CuL.
Die Eichung wird wie folgt vorgenommen:
— Einstellreglor auf Maximalwert stellen;
— Gerät einschalten, U A kontrollieren;
— mit ,,0“-Regler Nullausschlag des Instruments einstellen; Gerät etwa
eine Stunde in Betrieb lassen und Nullausschlag gegebenenfalls korri¬
gieren;
— bekannte Gleichspannungen (Vergleich mit Vielfachmesser) anlegen
und mit den Einstellreglern in den einzelnen Bereichen Sollwert ein-
stellen.
Damit besitzen wir einen Gleichspannungsmesser, der in den einzelnen
Bereichen folgende Stromdämmungen aufweist:
IV— 12 Mfl/V 100 V — 120kß/V
5 V — 2,4 Mß/V 500 V— 24H1/V
10 V— 1,2 MQ/V 1000 V— 12kß/V
50 V — 240 kß./V
236
Wer das Gleichspannungsröhrenvoltmeter universell ausnutzen möchte,
■erweitert es mit einem Gleichrichtertastkopf für Wechselspannungs¬
messungen. Auch ein Widerstandsmeßzusatz kann leicht angefertigt wer¬
den. Anregungen findet man in den bekannten Fachzeitschriften, wie
z. B. funkamateur oder radio und fernsehen.
Literatur
11] Ing. J. Franz , ,,I)ifferenz-Ton-Generator DTG“, Radioschau 15 (1965), H. 3.
S. 132
12] Limann, Prüffeldmeßtechnik, Funkschauverlag
[3] Limann,, »Neuzeitlicher Empfängermeßplatz“,II. Teil,Funktechnik 5 (1950),
H. 4, 8. 116
[4] Heine, K. F ., ,,RC-Tongenerator“, Funktechnik 11 (1956), H. 18, S. 544
[5] Schellhorn, G., , »Mivometer“ Funktechnik 11 (1956), II. 18, S. 539
[6] .Czzrr, NF-Meßpraxis, VEB Verlag Technik Berlin
f7] Limann, ,,Ein Gleichspannungsröhrenvoltmeter“, Funktechnik 4, (1949),
H. 9, S. 266
Wir zitieren aus
föfac/roltiob
Sept. 19, 66:
. ,Drei neue takt ische Raketen sollen in Vietnam eingesetzt werden. Obwohl sie eigentlich
als Panzer ab wehr waffen vorgesehen waren — Panzer sind jedoch noch nicht gegen die
US-Streitkräfte eingesetzt worden glaubt die US-Armee, daß die Raketen erfolg¬
reich gegen Jede harte Zielscheibe ', und sei es ein Briefkasten, benutzt werden kön¬
nen. Sowohl die infrarotgelenkte Shillelagh, die Lance als auch die TOW wird in be¬
trächtlichen Mengen hergestellt und kann vom Boden oder von Hubschraubern abge¬
feuert werden. AUe drei Typen sollen im ersten Halbjahr 1967 ausgeliefert und aus¬
probiert werden .“
237
W. Kriwopalow
Der elektronische
Schießstand
Zielsicher mit dem Gewehr oder der Pistole schießen! Wer träumt nicht
davon. Erinnern Sie sich, mit welchem Interesse Sie Filme gesehen oder
Bücher über Scharfschützen und Sportsehützen gelesen haben, die ihr
Ziel nicht verfehlten?
Wir möchten Ihnen empfehlen, eine Pistole zu bauen, mit der man über¬
all auf eine Zielscheibe schießen kann. Unsere Waffe ist völlig ungefähr¬
lich, da keine Geschosse benutzt werden, sondern an ihre Stelle der Licht¬
strahl tritt. Wir benötigen dazu einige elektrische Bauelemente, eine
Batterie und eine Niedervoltglühlampe. Geschossen wird ohne Knall, was
aber nicht heißt, daß es uninteressanter ist als beim richtigen Schießen.
Wenn man mit der elektronischen Pistole zielsicher schießen kann, fällt
es einem leichter, das auch mit einer richtigen Waffe zu tun. Beim Sport¬
schießen mit dem Gewehr oder der Pistole ist die Patronenzahl immer
begrenzt. Mit der elektronischen Pistole kann man soviel schießen, wie
man will.
Den Schießstand für das Schießen mit der elektronischen Pistole können
wir in jedem Baum einrichten. Es wird weder eine Wand noch eine be¬
sondere Sicherung benötigt. Auch brauchen wir uns nicht in den Keller
oder andere unterirdische Bäume zurückzuziehen. Den Aufbau der elek¬
tronischen Pistole und das Schießen damit beschreibt der folgende Bei¬
trag.
Unsere elektronische Pistole oder das elektronische Gewehr schießen mit
Lichtimpulsen. Wir benötigen alsoeine Lichtquelle. Für diesen Zweck kann
in der elektronischen Waffe für kurze Entfernungen (8 bis 10 m) eine
Glühlampe (2,5 V/0,3 A oder 0,07 A) dienen, die einen dünnen Heizfaden
haben soll, damit sie nach dem Einschalten der Spannung schnell einen
Lichtimpuls aussendet. Das heißt, die Glühlampe soll möglichst trägheits¬
los arbeiten.
Die Stromversorgung der Lichtquelle erfordert eine Batterie oder einen
einfachen Gleichrichter. Die Glühlampe unmittelbar von der Spannungs¬
quelle zu speisen ist unzweckmäßig, da die Lampe nur kurzzeitig aufleuch-
ten soll und deshalb einen sehr kurzen Impuls elektrischer Energie erhalten
238
Bild 1
Schaltung des elektrischen
Teiles der Schußwaffe
r-^
Az,5v/m+l^
~W°pF 5{/ _._
t n, sm
C L
b
muß. Die notwendige Energiemenge kann in einem Kondensator gespei¬
chert werden. Betätigt man den Abzugshahn an der Pistole, der mit den
Kontakten des geladenen Kondensators verbunden ist, entlädt sich dieser
über die Glühlampe.
Der Lichtimpuls muß genau in das lichtempfindliche Zentrum der Schie߬
scheibe einfallen. Mit andern Worten, der Lichtstrahl ist in einen feinen,
dünnen Strahl zu verwandeln.
Sicher haben Sie in Threm Tjeben bereits Sonnenstrahlen mit einer Linse
fokussiert. In unserer Pistole ist also eine Fokussiereinrichtung notwen¬
dig. Sie besteht aus einer oder mehreren Linsen. Die beigefügten Bilder
zeigen die Schaltung der elektronischen Pistole (Bild 1) und ihren Aufbau
(Bild 2).
Aus der Prinzipschaltung geht bereits hervor, daß der Elektrolytkonden¬
sator Cl an die Speisebatterie über die normal geschlossenen Ruhekon¬
takte ,,a—b“ angeschlossen ist. Dadurch wird der Elektrolytkondensator
ständig aufgeladen. Als Stromquelle dient in der Pistole eine kleine 9-V-
Batterie, wie es sie für Transistortaschenempfänger gibt.
Der Minuspol des Kondensators 01 ist fest mit dem Heizfaden der Glüh¬
lampe verbunden. Bei Betätigung des Abzugshahns, d.h., beim Abschuß
wird der Kontakt a, an dem der Pluspol des Kondensators liegt, an den
Kontakt c gelegt, der mit dem anderen Anschluß der Glühlampe verbun¬
den ist. Damit hat auch der zweite Anschluß der Lampe Verbindung mit
dem Kondensator. Der Kondensator Cl entlädt sich über die Glühlampe.
Der Entladestrom, der durch den Heizfaden fließt, erwärmt diesen und
Bild 2
Aujbaubeispiel mit einer
Sp ielze ugpist öle
239
erzeugt einen kurzzeitigen Lieh timpuls. Die Kondensatorspannung be¬
trägt etwa 9 V. Die Glühlampe ist jedoch nur für 2,5 V ausgelegt. Sie
brennt aber trotz der auftretenden Helligkeit nicht durch, weil sich der
Kondensator sehr schnell entlädt, und die gespeicherte Energie nicht aus¬
reicht, um den Heizfaden zu zerstören.
Das Griffstück, den Lauf, die Abzugseinrichtung und das Fokussier¬
system können aus Holz oder Plaste gefertigt werden. Am einfachsten
ist es jedoch, eine Spielpistole zu nehmen und darin alle elektrischen Bau¬
elemente für die elektronische Pistole unterzubringen. Im Griffstück fin¬
det die Batterie Platz. Der Kondensator C1 wird in das Pistolengehäuse
eingebaut. Im Lauf befindet sich die Lampe, und am Laufende ordnet
man die Fokussiereinrichtung an. Der Abzughahn ist mit den Kontakten
a, b und c zu verbinden. Als Kontaktfedern können Kontakte beliebiger
Relais dienen. In Normallage muß der Mittelkontakt mit einem Neben-
kontakt verbunden sein. Bei Betätigung des Abzughahns legt der Mittel-
kontakt auf den zweiten Nebenkontakt um und trennt die erste Verbin¬
dung auf.
Die Kapazität von Cl kann zwischen 400 und 1000 p,F liegen. Die Be¬
triebsspannung wird abhängig von der gewünschten Schießentfernung
und der Glühlampe gewählt. Sie soll etwa 12 V betragen. Die relativ
große Kapazität zwingt dazu, einen Elektrolytkondensator in Miniatur¬
ausführung zu wählen.
Der Aufbau des Fokussiersystems ist am schwierigsten. Der Lichtstrahl
soll auf der Schießscheibe einen Lichtfleck von nicht mehr als 20 mm
Bild 3 Schaltung der Trefferanzeige mit Transistorbestückung. Für TI bis T4
eignen sich NF-Vorstufentransistoren, z.B. GC 116 oder LG 815 , als Dioden
GY 100 (1)2 und 1)3) und GA 100 (Dl). FW ~ CdS 8 (Fotomderstand)
240
Bild 4 Schaltung der Trefferameige mit Röhrenbestückung Dl = GY 100,
FW = CdS8
Durchmesser hervorrufen. Das läßt sich mit dem Reflektor einer Taschen¬
lampe erreichen, bei der an Stelle des Schutzglases eine bikonvexe Linse
verwendet wird, deren Fokusabstand gleich dem Abstand Glühlampe-
Linse ist.
Der Lichtstrahl (die „Kugel“) muß bei einem sicheren „Schuß“ in der
Mitte der Zielscheibe oder an einer bestimmten Stelle auf einer anderen
Zielvorlage auftreffen, an der sich ein lichtempfindliches Element befindet.
Dieses Element setzt ein Relais in Betrieb, sobald der Lichtimpuls ein-
fällt. Die Kontakte des Relais können eine Signallampe oder bestimmte
andere Signaleinrichtungen (Klappseheibe, Zählwerk) in Tätigkeit setzen.
Es werden 2 Varianten für eine Zielscheibe, transistorisiert oder auf
Röhrenbasis, beschrieben. Die erste Variante ist für Schießentfernungen
bis 8 m ausgelegt. Die Röhrenvariante läßt auf Grund höherer Empfind¬
lichkeit Schießentfernungen von 10 bis 15 m zu.
Die Schaltungen für die Zielscheiben zeigen Bild 3 und Bild 4. Die Tran¬
sistorvariante (Bild 3) besteht aus folgenden Hauptteilen: einem Foto¬
widerstand, dem 2stufigen Verstärker (Transistoren TI, T2) und der
Auslöseeinrichtung (Multivibrator mit den Transistoren T3, T4 und dem
Relais Rel 1 als Last). Sobald der Lichtimpuls beim Abschuß auf den
Fotowiderstand fällt, entsteht ein Stromstoß. Dieser Impuls gelangt an
16 Elektronisches Jahrbuch 1968
241
den Emitter von TI (ß = 50). .Die Kollektorschaltung ohne Spannungs¬
verstärkung wird erforderlich, weil der Innenwiderstand des Fotowider¬
stands im Dunkelzustand sehr hoch ist und er nicht unmittelbar an den
Verstärkereingang angeschaltet werden kann (Impedanzwumdlerfunktion).
Der Verstärker hat einen wesentlich geringeren Eingangswiderstand als
der Innenwiderstand des Fotowiderstands. Bei unmittelbarer Anschal¬
tung wird keine maximale Empfindlichkeit der Schaltung erreicht.
Die Verstärkung des elektrischen Impulses erfolgt in der Transistorstufe
T2. Der Arbeitspunkt wird von einem Spannungsteiler (R2, R3, R5) be¬
stimmt. Die Widerstände werden so gewählt, daß eine maximale Verstär¬
kung des Stromimpulses erfolgt. Der verstärkte Impuls fließt durch die
Halbleiterdiode Dl. Der Spannungsteiler mit den Widerständen R7 und
R8 dient dazu, eine Sperrspannung für die Diode zu erzeugen. Sie beträgt
etwa 0,5 V und wird der Stromquelle entnommen.
Zum Arbeitsprinzip des Multivibrators: Es wird angenommen, daß der
Transistor T3 geöffnet ist. Infolge eines Spannungsabfalls an der Diode
D2, der durch einen Stromfluß im Widerstand R12 entsteht, ist das
Emitterpotential des Transistors T4 kleiner (negativer) als das Basis¬
potential.
Der Transistor T4 sperrt. Als Belastung von T4 wirkt die Relaiswicklung.
Im gesperrten Zustand fließt kein Strom durch den Transistor, so daß
auch der Strom in der Relaiswieklung Null ist. Die Relaiskontakte bleiben
so lange geöffnet, wie der Lichtstrahl nicht in das Zentrum der Schie߬
scheibe einfällt. Mit anderen Worten, der Schütze „schießt“ in diesem
Fall schlecht. Sobald der Lichtstrahl den aktiven Teil des Fotowider¬
stands trifft, ändert sich der Innenwiderstand, und am Emitterausgang
entsteht ein kurzzeitiger Stromimpuls. Nach der Verstärkung gelangt
der positive Impuls an die Basis von T 3 und sperrt diesen Transistor. Die
Kollektorspannung von T3 erreicht- ihren Sperrwert. Dabei wird T4 ge¬
öffnet. Jetzt fließt Strom durch die Relaiswicklung. Das Relais zieht an
und schließt die Kontakte für die Signaleinrichtung. Der „Schuß“ hat
in diesem Fall sein Ziel nicht verfehlt.
Anschließend beginnt sieh der Kondensator C4 über die Widerstände
R9, R11 und den Widerstand der Strecke Kollektor—Emitter aufzuladen.
Sobald das Basispotential von T3 den Wert erreicht hat, bei dem der
Transistor öffnet, beginnt Strom zu fließen. Die Kollektorspannung von
T3 und die Basisspannung von T4 fallen. Der Multivibrator geht in den
Ausgangszustand über. Transistor T3 wird geöffnet, T4 gesperrt. Die
Relaiskontakte öffnen. Wenn der Multivibrator kippt, fließt durch T4
und die Relaiswieklung ein großer Strom, hervorgerufen durch die große
Induktivität der Relaisspule. Die damit verbundene Spannung erhöht die
Rückspannung im Abschnitt Kollektor—Emitter des Transistors, so daß
er zerstört werden könnte. Um das zu verhindern, liegt parallel zur Relais¬
wicklung die Diode D3, über die die Stromspitze abgeleitet wird.
242
Die Stromversorgung der Schießscheibe erfolgt aus einer Taschenlampen -
batterie. Die Stromaufnahme beträgt 7 bis 10 mA.
Die Röhrenvariante der elektronischen Schießscheibe gleicht prinzipiell
der Transistorvariante. Es sind der Fotowiderstand, ein 2stufiger Ver¬
stärker (Röhre Rö 1) und ein Multivibrator mit der Röhre Rö2 vorhanden.
Ein positiver Spannungsimpuls, der am Lastwiderstand R3 nach dem
Lichteinfall auf den Fotowiderstand entsteht, gelangt über den Konden¬
sator C4 an das Steuergitter der Röhre Rö 1. Der negative Impuls aus dem
Anodenkreis der Röhre fließt über C6 an das Steuergitter des zweiten
Systems der Röhre (linke Seite) Röl. Die Röhre arbeitet mit Gitterstrom.
Hierbei erfolgt eine maximale Verstärkung des negativen Impulsanteils.
Der positive Anteil wird abgeschnitten. Der mit dem Differenzierglied 1
R8/C7 und der Diode Dl erzeugte positive Impuls von der Anode dieser
Röhre läßt den Multivibrator kippen. Der Multivibrator steuert ein Zähl¬
werk und fixiert auf diese Weise die Treffer oder setzt eine andere Signal -
einrichtung, z. B. ein Relais mit einem Anzugsstrom von 10 mA und einem
Wicklungswiderstand von 1 bis 10 kO, in Tätigkeit.
In Normallage ist das rechte System der Triode Rö2 gesperrt. Die Vor¬
spannung dazu wird an R9 durch den Anodenstrom des zweiten Systems
erzeugt. Er beträgt 10 mA. Sobald ein positiver Impuls an den Multi¬
vibrator gelangt — das geschieht, wenn ein Treffer erzielt wurde —, öffnet
die Triode. Der negative Impuls, der dann im Anodenkreis der gleichen
Röhre entsteht, sperrt die linke Triode; der Multivibrator kippt. Der
Zähler oder eine andere Signaleinrichtung beginnt zu arbeiten und zeigt
den Treffer an.
Das ganze Gerät wird vom Netz gespeist. Der Netztrafo muß eine Heiz¬
wicklung für 6,3 V und eine Anodenwicklung für 250 V haben.
Für die Trefferanzeige kann man verschiedene Signaleinrichtungen
(Klappscheiben, Signallampen, Tonsignale oder Zählwerke) verwenden.
Alle diese Einrichtungen werden über die Relaiskontakte eingeschaltet.
Der Fotowiderstand braucht nicht extra abgedunkelt zu werden. Es
empfiehlt sich jedoch, bei hellem Sonnenschein den Fotowiderstand in
einem Tubus unterzubringen. Noch bessere Ergebnisse sind zu erreichen,
wenn vor dem Fotowiderstand eine kleine Sammellinse angebracht wird.
Der Aufbau der Schaltungen ist unkritisch, er kann auf kleinen Chassis
erfolgen. Über ein zweiadriges Kabel wird der Fotowiderstand, der sich
hinter der Schießscheibe befindet, mit der Schaltung verbunden.
Übersetzt aus „Kadio“, H. 9/1966
16*
243
V. Swertschow
Einfache
elektronische Loekangel
Angeln ist ein gesunder Volkssport.
Sicher werden auch eine Anzahl Elektroniker zu den Petri-Jüngern gehören.
Für diese empfehlen wir folgende kleine Bauanleitung, jedoch mit einer
kleinen Einschränkung: Nicht zu verwenden in den DDR-Gewässern.
Die nachfolgend beschriebene elektronische Lockangel kommt mit wenig
Bauelementen aus. Sie ist einfach aufgebaut und bedarf keiner umfang¬
reichen Montage. Alle Bauelemente, einschließlich der Stromversorgung,
sind im Griffstück untergebracht.
Die Schwingschaltung für die Angel besteht aus einem asymmetrischen
Multivibrator. Er erzeugt einheitlich lange und amplitudengleiche Im¬
pulse. Die Impulsfolgefrequenz ist im Bereich von 150 bis 500 Imp/min
regelbar. Die Regelung erfolgt durch Verändern des Potentiometers RI.
Impulsfolgefrequenz und Impulslänge bestimmen die Kapazität Cl.
Der Einsatz eines npn- und eines pnp-Transistors in der Schaltung führt
zu einem Minimum an Bauelementen. Die Stromversorgung konnte auf
1,0 bis 1,5 V herabgesetzt werden, da der Transistor T2 so arbeitet, daß
während des Tastimpulses an der Wicklung des Relais Reil die volle
Batteriespannung anliegt. Die Kollektorspannung des Transistors T2
beträgt während des Tastimpulses einige Hundertstel Volt. Der Impuls¬
strom erreicht 400 mA, so daß die Verlustleistung am Transistor 10 mW
nicht übersteigt. Der Wirkungsgrad beträgt somit mehr als 90%.
Für die Angel wurde ein Flachrelais mit einem Wicklungswiderstand von
2,4 il verwendet. Ist ein niederohmiges Relais nicht zur Hand, so kann man
die Wicklung eines beliebigen Relais dahingehend verändern, daß mit
Kupferlackdraht, 0,4 mm Durchmesser, der Spulenkörper vollgewickelt
wird. Von dem Relais werden alle Kontakte bis auf die für das elektro¬
magnetische System entfernt. Die Ankerandruckfeder ist zu belassen.
Als Stromquelle dient eine Zelle der Stabbatterie 3 V. Die Stromauf¬
nahme ist proportional der Schwingfrequenz und erreicht bei der oberen
Frequenz 120 mA. Bei mittleren Frequenzen liegt die Stromaufnahme
244
Bild 1
Schaltung der beschrie¬
benen Lockangel
TI — npn-Transistor
(Z.B.SF121), T2 —
pnp-Transistor (z.B.
GC 122)
etwa bei 50 mA, so daß eine Monozelle für ungefähr 10 Betriebsstunden
»Strom liefert.
Bild 1 zeigt die Schaltung. In Bild 2 a ist das Montagebild und in Bild 2 b
der elektrische Teil ohne Gehäuse dargestellt. Alle Bauelemente der Schal¬
tung sind auf einer 1,5 mm starken Pertinaxplatte mit den Abmessungen
20 mm X 60 mm untergebracht. Die Pertinaxplatte wird an dem Relais
Bild 2 a
Aufbauschema
für die elektronische.
Lockangel
C, R z TI 12
Bild 2b
Ansicht der vom Autor
aufgebauten Schaltung
1 — Transistor TI, 2 — Transistor T2, 3 — Elektroli/tkondensator C1, 4 — Poten¬
tiometer RI, 5 — Widerstand R 3, 6 — Widerstand R 4, 7 — Tastkontakt ,
8 — Drehknopf für R 1, 9 — Pluskontakt für Batterie, 10 — Minuskontakt für
Batterie, 11 — Befestigungswinkel des Relais, 12 — Wicklung des Relais,
13 — Anker des Relais, 14 — Pertinaxplatte für Schaltungsaufbau, 15 — Qe~
häuseleil, 16 — Buchse zur Aufnahme des Kunststoffstabs, 17 — Kunststoff stab
245
mit Schrauben befestigt. Außerdem sind auf der Platte Messingkontakte
für den Batterieanschluß vorzusehen. Das Potentiometer R1 wird an
einem Winkel aus 0,5 mm starkem Messingblech befestigt.
Bild 2 b zeigt die Anordnung aller Bauelemente auf der Pertinaxplatte,
so daß sich eine nähere Erläuterung erübrigt. Es ist nicht erforderlich,
auf der Platte spezielle Lötüsen für die Verbindung aller Bauelemente
anzubringen. Die Lötösen des Relais, des Potentiometers und die Kontakte
für die Verbindung mit der Stromquelle reichen aus, um alle anderen
Bauelemente zu befestigen.
Für den Druckknopf D wird ein Kontaktpaar (mit Isolierstift) des Relais
verwendet. Die Kontakte sind zu einer Klammer zu biegen und an den
Winkel, der das Potentiometer hält, anzulöten. Beim Druck auf den
Isolierstift bekommt ein Kontakt Verbindung mit einem Anschluß der
Relaiswicklung und schließt den Stromkreis über den Minuspol der
Stromquelle.
An den Anker lötet man eine Patronenhülse (kleines Kaliber), in die dann
ein Kunststoffstab oder eine Angelrute aus anderem Material hinein¬
gesteckt wird. Das Griffstück, das die ganze Schaltung aufnimmt, be¬
steht aus einem Stück Plastematerial. Am Griffstück ist eine Aufspul¬
einrichtung für die Angelschnur vorgesehen. Zweckmäßig fertigt man
das Griffstück aus einem Vinidurzylinder, der an beiden Enden einen
Deckel erhält. In die vordere Seitenwand wird ein Loch von 8 mm für die
Angelrute gebohlt. In Längsrichtung erhält das Griffstück eine Ausspa¬
rung, damit die Batterie und die elektronische Schaltung eingesetzt wer¬
den können. Nicht immer wird es möglich sein, das Griffstück aus einem
ganzen Stück anzufertigen; in einem solohen Fall klebt man es aus meh¬
reren Teilen zusammen. Eventuelle Ecken und Kanten sind zu bearbeiten.
Bild 4
Teil des Gehäuses, in das
die Schaltung eingesetzt
wird
246
Eine richtig aufgebaute Schaltung beginnt sofort nach der Stromzufüh¬
rung zu arbeiten. Bei sehr großer Verstärkung beider Transistoren im Be¬
reich hoher Frequenzen kann es Vorkommen, daß der Multivibrator nicht
anschwingt. Das ist an dem ständig angezogenen Anker zu erkennen. In
diesem Fall empfiehlt es sich, für einen der Transistoren einen mit geringe¬
rer Stromverstärkung einzusetzen. Die Schaltung arbeitet sehr zuverläs¬
sig, wenn das Produkt der Stromverstärkungsfaktoren beider Transistoren
zwischen 2000 und 7000 liegt.
Übersetzt aus „Radio“, H. 3/1966
Einfache Meßschaltung zur Bestimmung sinusförmiger
NF-Spannungen bis 10 kHz
Oft besteht die Notwendigkeit, die Frequenz einer sinusförmigen NF-Spannung zu
bestimmen, ohne daß ein entsprechendes Frequenzmeßgerät vorhanden wäre. Dazu
wird eine bekannte sinusförmige Wechselspannung U an einen Kondensator mit der
bekannten Kapazität Cy gelegt und der fließende Wechselstrom gemessen.
Beispiel
Es steht eine Wechselspannung U — 10 V und ein Kondensator Cy — 1 /iF zur
Verfügung. Der fließende Strom wurde mit I = 33mA gemessen. Gesucht ist die
Frequenz der Wechselspannung.
Dafür gilt die Beziehung:
f— - 1
2 7c • C • U
Mit den Werten ergibt sich:
{ = -
0,033 A
2-3,14-10 6 F- 10V
* 530 Hz .
Obwohl diese Methode nicht sehr genau ist, reicht sie in den meisten Fällen der Ama¬
teurpraxis im genannten Bereich völlig aus.
R. A
247
12 Kanäle — ein Sender
für die Funkfernsteuernny
3fach simultan^ gesteuert
mit Zeit-
multiplexmodulation
Nachdem schon wiederholt Fernsteuersender für 3 bis 4 Kanäle, die für
einfache Funkfernsteuerungsanlagen ausreichend sind, veröffentlicht
wurden, soll hier eine Sendeanlage beschrieben werden, die auch hohen
Ansprüchen gerecht wird. Selbstverständlich ist dieser Sender mit Tran¬
sistoren aufgebaut. Röhrensender sind für die Fernsteuerung nicht mehr
wirtschaftlich vertretbar, da heute mit Transistorsendern eine mehr als
ausreichende Entfernung überbrückt werden kann.
Wie aus dem Schaltbild (Bild 1 und Bild 2) zu sehen ist, besteht die Sende¬
anlage aus dem HF-Oszillator, der PA-Leistungsstufe, dem Modulations¬
verstärker, dem Ringzähler und den Tongeneratoren I bis III. Dadurch
kann man von den 12 Tonfrequenzen jeweils 3 gleichzeitig, also simultan,
senden, ohne den Modulationsgrad zu beschneiden. Das ist insofern wich¬
tig, als durch einen kleineren Modulationsgrad der Energiegehalt des
Signals geringer wird und somit ein Reichweiteverlust auftritt. Durch
den Dreifachsimultan-Betrieb können auch komplizierte Steuervorgänge
einwandfrei übermittelt werden.
Der Nachbau der Anlage ist nicht besonders schwierig. Boi sorgfältigem
Aufbau, ein wenig Erfahrung mit elektronischen Schaltungen und der
Anwendung der angegebenen Bauelemente wird der Sender einwandfrei
arbeiten.
Da die Funktion der einzelnen Stufen in der Literatur schon sehr ausführ¬
lich beschrieben wurde, soll hier nur das Wichtigste angeführt werden.
Waldemar Wiegmann
Die Schaltunjjsteclinik
Der HF-Oszillator ist quarzgesteuert (27,12 MHz). Durch den Schwing¬
kreis L1-C3, der relativ niederohmig gehalten ist, wird eine saubere HF-
Schwingung erzeugt, die sich leicht und ohne Nebenerscheinungen auf die
flachere Flanke der Resonanzkurve des Quarzes abstimmen läßt.
Die genaue Windungszahl von L2 zur Ankopplung der PA-Stufe muß
experimentell ermittelt werden. Schon eine halbe Windung mehr oder
248
249
Bild 1 Schaltung des HF-Teils und des ModulationsverstärJcers des Fernsteuersenders
Bild 2 Schaltung für die Tongeneratoren I, II und III sowie den Ringzähler
des Fernsteuersenders
(die Tongeneratoren II und III entsprechen dem Tongenerator I)
weniger kann zu einer Leistungssteigerung führen. Die Transistoren T2
und T3 müssen ein gut ausgesuchtes Transistorpärchen sein, damit die
Abstimmung der Gegentaktschaltung erleichtert wird. Durch die neuen
Transistoren GF140--GF143 wird in Verbindung mit einem empfind¬
lichen Empfänger sicher eine Reichweite von über 1000 m erzielt. Diese
Transistoren können auch durch andere Typen (z.B. GF131) ersetzt wer¬
den. Die damit erhaltene Reichweite ist für die Funkfernsteuerung noch
mehr als ausreichend.
Die Doppelmodulation von Kollektor und Emitter hat sich gut bewährt.
Obwohl der Sender sinusmoduliert ist, störende Oberwellen daher nicht
auftreten, wurde ein Pi-Filter zur besseren Anpassung der Antenne vor¬
gesehen. Der in Gegentaktschaltung arbeitende Modulationsverstärker
250
erlaubt die Verwendung von Transistoren mit geringer Stromverstär¬
kung.
Der Ringzähler schaltet die 3 Tongeneratoren nacheinander an den Modu¬
lationsverstärker. Damit ist ein Modulationsgrad von fast 100% für alle
Signale erreichbar. Die einwandfreie Arbeitsweise des Ringzählers sollte
möglichst mit einem Oszillografen überprüft werden. Hierzu wird der
Y-Eingang des Oszillografen an den Pluspol und Punkt A der Schaltung
angeschlossen. Auf dem Bildschirm muß eine durchgehende Gerade erschei¬
nen, die bei Tastung eines Tongencrators in einem Drittel zu einem
Schwingungsband wird. Werden 2 oder 3 Tongeneratoren gleichzeitig
getastet, so erscheinen 2 bzw. 3 Drittel als Schwingungsband der entspre¬
chenden Tonfrequenzen. Der Ringzähler wird mit R22, R26 und R30
entsprechend eingestellt. Sollten störende Impulse auftreten, hervor¬
gerufen durch die Schaltung der Transistoren des Ringzählers, so können
diese mit C24 kurzgeschlossen werden. Die Größe von C24 ist auszupro¬
bieren (Richtwert 20 pF). Durch diesen Kondensator -wird allerdings
auch die Tonfrequenz der Generatoren belastet. Da die Tonfrequenz aber
eine viel größere Amplitude als die eventuell auftretenden Störimpulse hat.
gelangt eine ausreichend große Tonwechsolspannung zum Modulations¬
verstärker.
Die Tongeneratoren I, II und III sind gleichartig aufgebaut. Im Schalt¬
bild (Bild 2) ist nur ein Tongenerator gezeichnet. R15 bis R18 dienen zur
Einstellung einer gleich großen Spannung für alle Frequenzen eines Ton¬
generators. Dadurch ist bei der Sinusmodulation ein immer gleichmäßiger
Modulationsgrad garantiert.
C13 und C14 sowie LO bis L9, auch für Tongenerator II und III, haben
die aus der Tabelle ersichtlichen Werte, wenn die gleichen HF-Eisen-
kernspulen benutzt werden. Ich verwende seit längerer Zeit die Kerne
mit Ring aus den Bandfiltern der Autosuper. Diese kann man von ent¬
sprechenden Reparaturwerkstätten bekommen. Die Spulenkörper müs¬
sen selbst angefertigt werden und so beschaffen sein, daß ein möglichst
großer Wickelraum entsteht.
Ein Wort zur Sinusmodulation. Obwohl sich eine Rechteckmodulation
einfacher verwirklichen läßt, wurde dieser Sender sinusmoduliert. Der
Grund hierfür ist die Verwendung von Superhetempfängern, mit denen
mehrere Fernsteueranlagen gleichzeitig betrieben werden können. Eine
Rechteckmodulation des Senders kann dabei zu Störungen führen. Eine
entsprechende Superhetempfängerschaltung wird nach gründlicher Er¬
probung im nächsten Elektronischen Jahrbuch veröffentlicht.
Die durch den Ringzähler verursachten „Sendepausen“ werden in den
Tonkreisschaltstufen des Empfängers durch größere Rückkopplungs¬
kondensatoren von 1 bis 2 pF ausgeglichen.
251
Der Aufbau
Um den Nachbau zu erleichtern, wurden Leiterplatten für die einzelnen
Schaltungsteile entwickelt. Bild 7 bis Bild 9 zeigen die entsprechenden
Druckvorlagen. Wie die Bauelementebestiickung der einzelnen Platinen
aussieht, ist aus Bild 10 bis Bild 12 zu ersehen.
Die fertig bestückten Platinen werden mit Befestigungsbolzen an der
Frontplattc angeschraubt. Unterhalb der großen Leiterplatine befindet
sich im Gehäuse die Stromversorgung, bestehend aus 6 IKA-Klcinst-
akkus in Reihenschaltung. Bild 3 bis Bild 6 zeigen den Aufbau des Fern¬
steuersenders. Die 3 Steuerkniippelschaltcr für je 4 Tonfrequenzen
müssen selbst gefertigt werden. Frontplattc und Gehäuse bestehen aus
dünnem Alu-Blech. Die Frontplatte wurde durch 2 Vinidurplatten
verstärkt.
Bild 3
Ansicht des Fernsteuersenders
mit den 3 Steuerknüppeln
Bild i
Ansicht der Platine
mit dem HF-Teil und dem
Modulalionsvcrslärker
252
Bild 5 Ansicht der 3 Platinen mit den Tongeneratoren (rechts oben und unten,
links oben) und der Platine des Ringzählers (links unten)
Die Inbetriebnahme
Zunächst wird der HF-Oszillator mit L1 auf die Quarzfrequenz abgeglichen.
In der PA-Stufe stellt man dann den Kollektorstrom entsprechendder Ver¬
lustleistung der Transistoren T2 und T3 ein und stimmt den Schwing¬
kreis L3—C6 mit C6 grob und mit dem Kern von L3 fein auf Resonanz
ab. Mit C 8 kann nun die beste Abstrahlung der Antenne abgestimmt werden.
Im Mustergerät wurde eine CLC-Antenne (Antenne mit in der Mitte an¬
geordneter Verlängerungsspule) benutzt. Zur Kontrolle dieser Arbeiten
sind Feldstärkemesser und Milliamperemeter ausreichend.
Für den weiteren Abgleich ist ein Oszillograf mit einem Kontrollschwing-
kreis, der unmittelbar an die Y-Platten des Oszillografen angeschlossen
wird, kaum zu entbehren. Die oszillografische Aufzeichnung der abge¬
strahlten, modulierten HF wurde in der Zeitschrift modellbau und basteln,
Heft 3, 1984, beschrieben.
Nachdem ein Kollektorruhestrom von etwa 1 mA für die Transistoren
T4 und T5 eingestellt ist, bestimmt man den Modulationsgrad. Dazu
werden nacheinander die Tongeneratoren getastet und R21 entsprechend
eingeregelt. Die Tongeneratoren sind natürlich, wie vorher beschrieben,
mitR13 und R15 bisR18 auf einwandfreie Funktion eingestellt worden.
253
Bild 6
Ansicht des kompletten Fernsteuersenders
mit der Antenne
(in der Milte die Ladespule)
254
Oszillator
PA
Modulator
Bild 7 Leiterplatine für 11F- 7'eil und Modulation*Verstärker
(Größe 200 mmX45 mm)
Tongenerator I...M
Bild 8
Leiierplatine für die Tongeneratoren 1,11
und III (Größe 100 mm X 45 mm)
Bild 9
Leiierplatine für den Ringzähler
(Größe 100 mmX45 mm)
Bild 10
Bestückungsplan für die Leiterplatine BF-Teil
und Modulationsverstärker
Das Schirmbild der modulierten HF bei Tastung eines Tongenerators wird
durch das Band des HF-Trägers überlagert und ist daher etwas unscharf.
Bei Tastung aller Tongeneratoren läßt sich dann kaum noch eine Ton¬
frequenz herausfinden. Wenn man jedoch die Zeitachse des Oszillografen
auf die Frequenz des Ringzählers einstellt, erkennt man auch jetzt — wie
unter Ringzähler schon beschrieben — die. 3 Abschnitte der vom Sender
abgestrahlten Energie. Der Sender ist damit einsatzbereit.
255
Bild 11
Bestückung splan
für die Leiterplatine
Tongenerator I, II und III
Bild 12
Bestückungsplan für die
Leiterplatine Ringzühlcr
Tabelle für Tongeneratoren
Kanal
Frequenz
in Hz
Anzahl
der Wdg.
Draht¬
durch¬
messer
in mm
Tongenerator I
013 = 0,47 nF
C14 = 0,33 [aF
1
730
3500
0,08-CuL
2
1080
2400
3
1320
2000
4
1610
1600
Tongenerator II
C13 = 0,47 (iF
C14 = 0,22 p.F
5
1970
1500
6
2400
1250
7
2940
1000
0,10-CuL
8
3580
810
Tongenerator III
C13 = 0,22 uF
C14 = 0,10 nF
9
4370
1000
10
5310
810
0,12-CuL
11
6500
660
12
7600
570
Die Induktivitäten werden aufgebaut mit Mantelkernen aus den Autosuper-
Bandfiltern.
256
Stückliste für den Fernsteuersender
Widerstände 1/10 W
RI
18 kfi
R2
910 n
R4, 6
20 kß
R7, 8
ioo n
RIO
510 n
Rll
io kn
R14, 23, 25, 26, 27,
29, 31, 40
4,7 kß
R19
51 kQ
R20
100 kß
R24, 28, 32
lkn
R34, 36, 38
24 kß
R35, 27, 39
3,3 kn
Einstellregler
R3
500 n
R5, 13
25 kß
R9
10 kß
R12, 22, 26, 30
50 kß
R15, 16, 17, 18
ioo n
R 21
1 kß
Trimmer
C6 4 bis 40 pF
C8 4 bis 20 pF
Kondensatoren
CI, 12
5 p.F
C2
1 nF
C3
47 pF
C4, 10
5 nF
C5, 11
10 *xF
C7
30 pF
C9
160 pF
C13, 14
nach Tabelle
C15, 16, 17
1 p.F
C18, 19, 20
0,1 (xF
C21, 22, 23
50 \lF
C24
etwa 20 p-F
C25, 26, 27
0,5 bis 1,0 p.F
Tri Ausgangsübertrager K 31
Tr 2 Treiberübertrager K 30
Dl, 2, 3 TJniversaldiode, z.B. GA 100
T1 Transistor LF 881, GF 131 o. ä.
T 2, 3 Transistor LF 840, GF 140 o. ä.
T4, 5, 6, 9, 10, 11? 12, 13, 14 Transistor LC 824, GC 121 o.ä.
T7, 8 Transistor LC 815, GC 116 o.ä.
Tabelle der Spulenwerte
LI 8,5 Wdg., 0,4-mm-CuL
L2 etwa 4 Wdg., 0,4-mm-CuL, mit Mittelanzapfung
L2 neben LI auf Spulenkörper 7 mm Durchmesser mit Abgleichkern
L3 12 Wdg., 0,4-mm-CuL, mit Mittelanzapfung und Anzapfung bei 1,5 Wdg.
von den Enden
L4 5 Wdg., 0,4-mm-CuL
L 4 neben L 3 auf Spulenkörper 8 mm Durchmesser mit Abgleichkern
L5 13 Wdg., 1-mm-CuAg, 10 mm Spulendurchmesser, freitragend, Spulenlänge
20 mm, Lage rechtwinklig zu L3/L4
17 Elektronisches Jahrbuch 1968
257
GST-Amateurkonstrukteure steten aus — IV. DDR-Lcistun
ü 2 R.,o
U,{Üßo - 1)
bmio
I Hierbei ist R eU> = r b + r e (l - 0.85
a 2 TT ■ fg • C S
und
L a = 0,415 Cg • R a *.
Beispiel
Die obere Grenzfrequenz soll bei Cg = 35 pF auf fg = 3 MHz hinausgeschoben
werden. Wie groß muß man den Arbeitswiderstand R a wählen, und welchen Wert
hat die erforderliche Korrekturdrossel L a ?
Aus dem Nomogramm erhält man
R a = 1280 O,
L a = 24 P-H.
Nonioflrainu) 4
j Einfacher Phasenschieber
Die Erzeugung einer phasenverschobenen Spannung ist mit der im Nomogramm
angegebenen Schaltung möglich. Für die beiden Spannungen gilt
E| = E im sin cot,
Eg = Ejjjj sin (cot -f- cp),
E im = 2 ®2in •
Außerdem gilt
Das Nomogramm ist aufgebaut nach der Beziehung
tan-£- =
1
2 7rf. C-R ‘
Beispiel
Bei einer Frequenz von f = 400 Hz soll mit der im Homogramm angegebenen
Schaltung eine Phasenverschiebung von cp = 118° eingestellt werden. Der Kon¬
densator hat einen Wert von C = 2000 pF. Welcher Widerstandswert für R3
muß eingestellt werden? Mit den Werten für f und C erhält man den kapazitiven
Widerstand
X c = 200 kn.
Verbindet man diesen Wert mit dem Wert für die Phasenverschiebung cp, so läßt
sich am Schnittpunkt mit der Zahlenleiter für R3 dessen Wert ablesen:
R3 = 120 kG.
306
Nomogramm 3
20 *
307
Nomogramm 4
308
Nomogramm 5
Induktivität einer geschirmten Spule
Die metallische Abschirmung einer Spule beeinflußt den Induktivitätswert einer
Spule: er wird kleiner. Den Einfluß berücksichtigt man durch einen Faktor ß ,
mit dem der Induktivitätswert L 0 der Spule ohne Abschirmung zu multipli¬
zieren ist:
Lg = 0 • L 0 .
Der Faktor ß ergibt sich aus der nachfolgenden Beziehung, die auch dem No-
mogramm zugrunde liegt:
Alle Maße in mm, siehe Zeichnung im Nomogramm.
Beispiel:
Eine Spule hat ohne Abschirmung eine Induktivität von L 0 = 200 (jlH. Wie groß
ist die Induktitvität Lg der gleichen Spule, wenn eine Abschirmung vorgesehen
wird, für die folgende Werte gelten:
Dk = 50 mm; Dg = 90 mm; lk = 50 mm; lg = 110 mm?
Aus dem Nomogramm erhält man
Djr lljr
_ - = 0,55; = 0,45; 0=0,78;
g g
L = ß • L 0 = 0,78 • 200 (aH 160 .
Nomogramm 6
Eigenkapazität einlagiger Zylinderspulen
Bei einlagigen Zylinderspulen treten zwischen den Windungen geringe Kapazi¬
täten auf, die bei genauen Schwingkreisberechnungen berücksichtigt werden müs¬
sen. Das Nomogramm ist aufgebaut nach der Beziehung
7T -D
3,6
• cosh
t
d
C 0 = Eigenkapazität der Spule in pF, D = Durchmesser der Spule in mm,
t — Windungsabstand in mm, d = Drahtdurchmesser in mm, cosh = Hyper¬
belcosinus.
Beispiel
Eine Spule mit einem Durchmesser von D = 60 mm, einem Windungsabstand
von t = 3 mm und einer Drahtstärke von d = 2 mm hat eine Eigenkapazität
*- = 1,5 C 0 = 5,4 pF.
309
D-Spulendurchmesser [mm]
Nomogramm 6
-Verhältnis Wickelschritt zu Drahtdurchmesser
- Dielektrizitätskonstante
Beispiel
qegeben:
0=200 pF
d=0,5mm
£•1
Ergebnis:
S=V5cm 2
Ableseschema
3
Xomogramm 7
Kapazität des Plattenkondensators
Die Kapazität eines Plattenkondensators hängt ab von der Plattenfläche S, dem
Plattenabstand d und der Dielektrizitätskonstante e des zwischen den Platten
befindlichen Dielektrikums
Aus dem Nomogramm kann man eine der Größen bestimmen, wenn die anderen
drei bekannt sind.
Beispiel
Ein Plattenkondensator soll eine Kapazität von C = 200 pF bilden. Für das
Dielektrikum gilt e — 1 (Luft), der Plattenabstand ist d = 0,5 mm. Aus dem
Nomogramm erhält man die Plattenfläche zu
S — 115 cm 2 .
313
Kennzeichnende Eigenschaften der KWH-Dielektrika
für Sinterwerkstoffkondensatoren entsprechend TGL 5344
Kennfarbe
rot
orange
grün
selb
blau
braun
Werkstoff¬
bezeichnung
Tempa X
Condensa
N
Werkst off typ
nach TGL 7838
KER 331
KER 311
KER 310
KER 351
Dielektrizitäts¬
konstante des
Werkstoffs s r
~ 6,5
~ 14
= 19')
^ 30
« 40
« 80
ä 5000
Temperatur-
beiwert der
Kapazität,
TK C in 10 _6 /grd
(zwischen +30
und + 65°C)
+ 90
bis +160
+ 30
bis +100
— 30 l )
— 150
bis — 300 |
-360
bis — 480
— 680
bis — 860
« - 0,5
bis
-1,0%/
grd 2 )
Verlustfaktor
tan 6 in 10- 3
bei 1,0 MHz
utul 20 °C 3 )
ä 0,8
^ 0,4
^ 0,8
^ 1,5
^ 1,0
ä 5,0')
« 8 bis
25 5 )
') Mittelwert für Tempa S1.
2 ) Zwischen 20 und 40°C.
3 ) Richtwerte für maximale relative Luftfeuchte < 65 %, Stückprüfungen an
fertigen Kondensatoren erst ab Kennkapazität >15 pF.
4 ) Bei 0,3 MHz für ^ 1000 pF.
5 ) Bei 800 Hz.
Stempel und Kurzzeichen für Kondensatoren
aus Sinterwerkstoffen
Nach TGL sollen Kleinkondensatoren aus Sinterwerkstoffen eine Beschriftung
erhalten, aus der Kapazitätswerte, Toleranz und Nennspannung ersichtlich sind.
Da jedoch bei Kleinstausführungen die verfügbare Oberfläche nicht ausreicht,
werden Kurzzeichen aufgedruckt. Bei dem verwendeten Schlüssel bedeuten
für die Nennkapazität eine 1- bis 3stellige Zahl den Kapazitätswert in,,pF“;
Zahlen mit beigefügtem kleinem ,,n“ den Kapazitätswert in ,,nF“, für die Kapa¬
zitätstoleranz nachstehende Zuordnung der Buchstaben
D F G J K M S
±0,5 pF ±1% ±2% ±5% ±10% ±20% -f- 50/— 20%
für die Nennspannung
Gleichspannung , mit nachstehender Zuordnung der Buchstaben
a b c de f gh
50 V 125 V 160 V 250 V 350 V 500 V 750 V 1000 V
314
Wechselspannung, mit nachstehender Zuordnung der Buchstaben
u v w
250 V 350 V 500 V
Die Prüfspannung wird nicht besonders gekennzeichnet, da sie nach Katalog ein
bestimmtes Vielfaches der Nennspannung beträgt.
Bei genügend großer Fläche werden außerdem das Prüf- und Firmenzeichen sowie
das Herstellungsdatum hinzugefügt.
Für Scheibenkondensatoren mit 5 mm Durchmesser und Kohrkondensatoren,
bei denen die zur Verfügung stehende Fläche auch für die Kurzbezeichnung
nicht ausreicht, wird lediglich der Zahlenwert der Kapazität, erforderlichenfall
in abgekürzter Form, angegeben.
Kleinkondensatoren aus Sinterwerkstoffen für den Einsatz unter extremen klima¬
tischen Bedingungen werden mit Kunststoff umhüllt. Sie tragen die Buchstaben¬
kennzeichnung ,,XJP“.
Weiehmacjnetischc Ferrite von KWH
(VEB Keramische Werke Hermsdorf)
Werkstoff
Frequenzbereich
fmin bis f ma x
in MHz
Anfangspermeabilität,
gemessen am Ring
«(±20 %)
Manifer 110
0,3 bis 3
100
Manifer 140
0,1 bis 1,5
400
Manifer 150
0,001 bis 0,5
800
Manifer 163
0,001 bis 0,5
1000
Manifer 164
0,001 bis 0,5
- 1 )
Manifer 173
0,001 bis 0,3
1500
Manifer 174
—
-*>
Manifer 183
0,001 bis 0,3
2200
Manifer 184
—
- 3 >
Manifer 210
30 bis 100
6
Manifer 220
10 bis 50
15
Manifer 230
5 bis 25
36
Manifer 240
2 bis 6
120
Manifer 250
0,5 bis 2,5
240
Wechselfeldpermeabilität bei 1000 10 8 Vs/cm 2 .
*) 1200 bis 1800.
*) 1800 bis 2500.
3 ) > 2500.
315
Manifer-Schalenkerne von KWH
Schalen¬
kerngröße
a l -
Kennwert in nH/w 2
mit Luftspalt (Richtwert)
ohne
Luftspalt
in mm
25
40
63
100
160
250
400
in nH/w 2
11 X 6
(0,9)
(0,5)
(0,23)
(0,11)
_
—
—
500
14 X 8
~
(1,2)
(0,65)
(0,27)
(0,13)
—
—
—
1000
18X11
—
—
(1,10)
(0,55)
(0,28)
(0,13)
(0,05)
—
—
1600
22X13
—
—
(1,80)
(0,88)
(0,45)
(0,22)
(0,12)
(0,5)
—
—
2000
26X16
—
—
—
(1,50)
(0,80)
(0,41)
(0,20)
(0,11)
—
—
2250
30X19
—
—
—
(2,30)
0,10)
(0,65)
(0,35)
(0,20)
(0,10)
—
2500
36X22
—
—
—
—
(1,95)
(1,00)
(0,55)
(0,30)
(0,15)
(0,11)
3250
Die Klammerwerte stellen die Luftspaltlänge in mm dar.
Primärelemente und Batterien für Transistorsehaltungen
Kenngrößen
Offene Spannung U z ; auch unbelastete Spannung genannt. Sie wird mit einem
hochohmigen Spannungsmesser (Rj = 10 kß/V) nach TG-L 6245 gemessen.
Arbeitsspannung XJ a \ auch belastete Spannung genannt. Sie stellt sich bei einem
bestimmten Strom über dem Belastungswiderstand ein, siehe TG-L 7487.
KurzscntufJstrom if.: Er wird mit einem möglichst niederohmigen Instrument ge¬
messen. Der Wert der Klemmenspannung soll bei dieser Messung 1 / i0 der Batterie¬
nennspannung sein. Kurzzeitige Entladeströme sind bis zum Wert von etwa 10 %
des Ik'Erischwerts zulässig. Dauerströme sollen nicht mehr als 1 bis 2 % des Ik-
Frischwerts betragen.
Die Leistungen eines Primärelements werden in Entlademinuten oder -stunden
angegeben. Die Entladung erfolgt nach einem bestimmten, jeweils von der Bat¬
terie abhängigen Modus. Die tatsächlichen Leistungen werden in Form einer Ent¬
ladekurve erfaßt.
t [minJ
Bild 1
Entladecharakteristik
für Stabelement R 20
316
Bild 2
Entladecharakteristik
für Stabbatterie 2RIO
Bild 3
Entladecharakterist ik
für Flachbatterie 3 R 12
Bild 4
Entladecharakteristik
für Transistorbatterie
3R12
t[min]
t[h]
3
VEB Batterien- und Elementefabrik , Tabarz („Thuringia“)
Bezeichnung
Maximal¬
größe
in mm
Masse
in p
Nenn¬
spannung
in V
Stabelement 1120/EIT 1,5
63X33
85
1,50
Stabbatterie 2R10/BCT3
74X21
40 ;
3,00
Flachbatterie 3R12/BDT 4,5
66X22
110
4,50
Transistorbatterie 3R12/BDT 4,5
66X22
110
4,50
Bild 5 bis 8
Bild 5 Entladecharakteristik für Stabelement EIT-A
Bild 6 Entladecharakteristik für Heizelement ElaT-A
Bild 7 Entladecharakteristik für Batterie BP 1829/9
Bild 8 Entladecharakteristik für Heizbatterie BIaT6
(gestrichelte Linie = Frischentladung, ausgezogene Linie = Entladung
nach 6 Monaten Lager zeit)
318
Offene
Spannung
in V
Arbeits¬
spannung
in V
Kurzschlu߬
strom
in A
Kapazitäts¬
richtwert
in Ah
Entlade¬
kurve
Nr.
1,55
1,45
etwa 5,0
4,0
1
3,05
2,70
etwa 5,0
0,40
2
4,65
4,30
etwa 4,5
1,0
3
4,95
4,90
(über R = 225 Q)
etwa 6,0
1,8
4
VEB Berliner Akkumulatoren- und Elementefabrik,
Berlin-Oberschöneweide („BAE“)
Bezeichnung
Maximal¬
größe
in mm
Masse
in p
Nenn¬
spannung
in V
Arbeits¬
spannung
in V
Entlade¬
kurve
Nr.
Stabelement
EIT-A/R20
63 X33
97
1,50
1,45
5
Heizelement
EIaT-A./R6
50,5X14
14
] ,50
1,40
6
Stabelement
Leak-proof 1120
61,5X34
100
1,50
1,45
Heizbatterie
BIaT6/4R25
102X67
565
6,00
6,00
7
Batterie
BP 1829/9
69 X32 X23
80
9,00
9.00
8
Heizbatterie
BP 4048/9
82X104X45,5
650
9,00
9,00
319
Anschriften der Itadioklubs
der Gesellschaft für Sport und Technik
Radioklub der DDR
1055 Berlin
Hosemannstraße 14
Bezirksradioklub
Rostock
25 Rostock 1
Wallstraße
(Haus der Armee)
Schwerin
27 Schwerin
Wilhelm-Pieck-Straße 12
Neubrandenbur g
20 Neubrandenburg
Haus der Kultur
und Bildung
Potsdam
15 Potsdam
Berliner Straße 62
Frankfurt/O.
12 Frankfurt/O.
Halbe Stadt 22
(GST-Bezirksvorstand)
Cottbus
75 Cottbus
Ostrower Damm 11
Magdeburg
301 Magdeburg
Hasselbachplatz 2
Halle
402 Halle
Schimmelstraße 7
Erfurt
50 Erfurt
Am Anger 25
Gera
65 Gera
Puschkinplatz
(Haus der Jugend
und Sportler)
Suhl
60 Suhl
Lauter Nr. 29
(GST-Bezirksvorstand)
Dresden
806 Dresden
Karl-Marx-Platz 2 b
Leipzig
701 Leipzig
Karl-Tauchnitz-Straße 21
(GST-Bezirksvorstand)
Karl -Marx- Stadt
901 Karl-Marx-Stadt
Schloßstraße 7
(GST-Bezirksvorstand)
Berlin
1055 Berlin
Hosemannstraße 14
Farbe
2. Ring
oder
2. Farbpunkt
Multiplikator
Toleranz
schwarz
schwarz
braun
o
orange
grün
53
.0
•<1
violett
grau
0
i
2
3
5
6
8
1
10
10 z
10 3
10*
fl
fl
fl
W z
fl
1 +
H
fl
fl
der Kondensatoren