ELEKTRONISCHES JAHRBUCH 1968 Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1968 Herausgeber: Ing. Karl-Heinz Schubert Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1968 DEUTSCHER M I L I T Ä R V E R L A G Redaktionsschluß: 4. 3. 1967 1. — 20. Tausend Deutscher Militärverlag • Berlin 1967 • Lizcnz-Nr. 5 Lektor: Sonja Topolov Einbandgestaltung: Wolfgang Ritter Zeichnungen: Hein? Bormann (Vignetten) Heinz Grothmann (technische Zeichnungen) Fotos: Werkfotos sowie Archivfotos der Verfasser Korrektor: Evelyn Lemke Typografie: Dieter Lebek • Hersteller: Wolfgang Guthmann Gcsamthcrstellung: B.G. Tcubner, Leipzig III-18-154 7,80 Inhaltsverzeichnis Kalendarium... 9 Dipl.-Journ. G. Wollert Der Krieg, der die Elektronik braucht . 11 Aus der Geschichte der Nachrichtentechnik (II). 19 Erwin Bekier Dieser Mann war der Funker Lenins. 25 Wissenswertes über moderne Technik Ing. K. K. Streng UKW-Tuner mit Transistoren . 30 Obering. G. Wieaner ROBOTRON 300 . 36 Dipl.-Phys. H ../. Fischer Anwendungsmöglichkeiten von Fiberoptiken (Lichtleitern) . 47 Dipl.-Math. C. Goedecke Elektronische Rechenmaschinen als Übersetzer. 53 Dipl.-Phys. H. J. Fischer Sind Unterwassernachrichtenverbindungen möglich? . 63 Ing. R. Anders Die Elektronik in der Sportwissenschaft. 69 Ing. K. K. Streng Einführung in die Problematik des Farbfernsehens (2) . 77 Dipl.-Ing. 0. Kronjäger Betriebszuverlässigkeit und Amateurfunk . 83 Dipl.-Phys. H. J. Fischer Leitsätze für den Entwurf zuverlässiger Halbleiterschaltungen, für Schaltungserprobung und Bauelementefehler. 93 5 Ing. K. K. Streng Kleine Stereopraxis . 99 Dr. tech. Bela Magyari Kleine Lektion über Bionik. 265 Neue Bauelemente Ing. E. Bottke Der Feldeffekttransistor ist im Kommen!. 105 Ing. 11'. Müller Anzeigeröhren mit kalten Katoden. 113 Dipl.-Ing. A. Bauer Neue selektive Bauelemente — Piezofilter . 125 Moderne Technik für den Funkamateur Dipl.-Phys. J. Lesche Schaltungspraxis für die Fuchsjagd (80-m-Band) . 131 Till Pricks Frequenzmessung im UKW-Bereich . 113 Ing. K. H. Schubert Empfängerschaltungen für den KW-Hörer . 157 Karl Rothammel Betrachtungen zur Leistungsfähigkeit horizontaler KW-Antennen .. 169 Hagen Jakubaschk Messungen und Prüfungen mit dem Oszillografen . 179 Bauanleitnn(|en für Elektroniker Dipl.-Ing. H. Kuhnt Transistormagnetbandgerät selbstgebaut. 188 Ing. D. Müller Transistorprüfgenerator für den Selbstbau . 205 M. Wagner — S. Schlegel Spielautomat mit zwei Programmen . 215 6 Dipl.-Ing. K. Schlenzig Prüfsignalgeber TS 7 mit Piezofilter . 222 Ing. G. Czirr NF-Meßgeräte für den Amateur . 227 W. Kriwopalow Der elektronische Schießstand. 238 U. Swertschow Einfache elektronische Lockangel . 244 IP. Wiegmann 12 Kanäle — ein Sender für die Funkfernsteuerung, 3fach simultan gesteuert, mit Zeitmultiplexmodulation . 248 Wissenswertes aus dem Nachrichtenwesen GST-Leistungsschau . 258 Der alte Morse und die Nachrichtensoldaten unserer Nationalen Volksarmee . 276 Ing. H. Stiehrn Diplome und Conteste der Funkamateure . 279 Erika Schulze Erika erzählt von den „Turmfalken“ und ihrem Reservisten. 290 Neues von Huggy, dem Elektronenraben. 296 Otto Morgenroth Kleines Lexikon für den Newcomer. 300 Tabellenanhang Funktechnische Nomogramme . 303 Kennzeichnende Eigenschaften der KWH-Dielektrika für Sinterwerk¬ stoffkondensatoren . 314 Stempel und Kurzzeichen für Kondensatoren aus Sinterwerkstoffen. 314 Weichmagnetische Ferrite von KWH . 315 Maniferschalenkerne von KWH . 316 Primärelemente und Batterien für Transistorschaltungen. 316 Anschriften der Radioklubs der (4ST . 320 1 » fi « Januar Februar Mürz So 7 14 21 28 4 11 18 25 310 17 24 31 Mo 1 8 15 22 29 5 12 19 26 4 11 18 25 Di 2 9 16 23 30 6 13 20 27 5 12 19 26 Mi 3 10 17 24 31 7 14 21 28 6 13 20 27 Do 4 11 18 25 1 8 15 22 29 7 14 21 28 Fr 5 12 19 26 2 9 16 23 1 8 15 22 29 Sa 6 13 20 27 3 10 17 24 2 9 16 23 30 April Mai Juni So 7 14 21 28 5 12 1» 26 2 9 16 23 30 Mo 1 8 15 22 29 6 13 20 27 3 10 17 24 Di 2 9 16 23 30 7 14 21 28 4 11 18 25 Mi 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 1926 Do 4 11 18 25 2 9 16 23 30 6 13 20 27 Fr 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 Sa 6 13 20 27 4 11 18 25 1 8 15 22 29 Juli August September So 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 Mo 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 Di 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 Mi 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 Do 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 Fr 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 Sa 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 Oktober November Dezember So 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 Mo 7 14 21 28 4 11 18 25 2 9 16 23 30 Di 1 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 Mi 2 9 16 23 30 6 13 20 27 4 11 18 25 Do 3 10 17 24 31 7 14 21 28 5 12 19 26 Fr 4 11 18 25 1 8 15 22 29 6 13 20 27 Sa 5 12 19 26 2 9 16 23 30 7 14 21 28 9 Dipl.-Journ. G. Wollert Der Krieg. der die Elektronik braucht Military electronics Electronics | May 16,1966 The war that needs electronics Das ist ein Bericht über den Einsatz der Elektronik im schmutzigen Krieg des amerikanischen Imperialismus gegen das vietnamesische Volk. Die amerikanische Regierung, die sich schon seit Jahren einer ständig wachsenden Kritik im Ausland und im eigenen Land wegen ihrer ver¬ brecherischen Südostasien-Politik ausgesetzt sieht, versucht mit schein¬ heiligen Phrasen von Freiheit und Demokratie ihr Tun zu bemänteln. Die in diesem Artikel dargestellten Fakten helfen mit, zu beweisen, daß der amerikanische Imperialismus in Vietnam nichts anderes als eine neue Art von Kolonialpolitik verfolgt, mit dem Ziel, die nationale und soziale Befreiung der Völker Südoastasiens zu verhindern und sie seinen Welt¬ herrschaftsplänen zu unterwerfen. Gleichzeitig zeigen die Fakten aber auch eine Seite der militärischen Schwäche der USA, die in der Unfähig¬ keit besteht, in der Produktion militärischer Geräte das bekannte Dilemma tles kapitalistischen Systems, wie Zersplitterung der Kräfte, Konkurrenz¬ kampf und Profitstreben, auszuschalten. Dieser Beitrag will und kann nicht die ganze Problematik dieses Krieges darstellen, aber bereits der schmale Ausschnitt, den er zeigt, beweist, daß die USA in ihrer Südost¬ asien-Politik vor einem Trümmerhaufen stehen. Je eher die amerikani¬ schen Staatsmänner dies begreifen und daraus ihre Konsecjuenzen ziehen, um so besser für die USA und die ganze Welt. The war that needs electronics (Der Krieg, der die Elektronik braucht) überschrieb die führende amerikanische Fachzeitschrift Electronics einen Beitrag. Sie wäre der Wahrheit näher gekommen, hätte sie die Überschrift so formuliert: ,,Der Krieg, den die amerikanischen Elektronikkonzerne brauchen.“ In diesem Beitrag entschlüpfen dem amerikanischen Brigade- general Walter E. Lotz , dem stellvertretenden Stabschef der amerikani¬ schen Aggressionsstreitkräfte in Vietnam für Nachrichtenwesen und Elektronik, bemerkenswerte Eingeständnisse, die den verbrecherischen Charakter des Krieges von seiten der USA enthüllen: Die Elektronik ist niemals zuvor in einem Krieg so lebhaft in Erscheinung getreten , wie hier in Vietnam. Es gibt drei besonders wichtige Gründe, für 11 den Einsatz der Elektronik in diesem Krieg. Erstens weiß man nie, wo die , Front auftaucht — in einem kleinen Dorf , in einer Höhle, in einem Berg oder nachts auf einem Pfad, auf dem Bauern wenige Stunden zuvor Stroh oder Reis transportierten. Um jede Höhle und jeden Baum im Lande zu beobachten und um feindliche Aktionen schon im Keim ersticken zu kön¬ nen, benötigt man ein umfangreiches, organisiertes und kompliziertes Nachrichtensystem. Das gesamte Gelände muß von Nachrichtenverbindungen erfaßt werden. Der zweite Grund für die große Bedeutung der Elektronik liegt in der Art und Weise, wie der Krieg geführt wird. Kleinere Entscheidungen werden auf höherer Ebene getroffen, als es in vergangenen Kriegen üblich war. Schlie߬ lich, so fährt cler amerikanische General fort, muß man wissen, wer der Feind ist und wo er sich befindet. Backbone network N HON -TROPOSPHERIC SCATTER RADIO CIRCUITS SUBMARINE CABLE CIRCUITS AAW HF RADIO CIRCUITS A/WVSATELLITE COMMUNIGATION CIRCUITS -RADIO RELAV CIRCUITS TO UNITED STATES sm0M ^C^ TRANS CAM RAHN BAY TO PHILIPPINES N ANS TO BANGKOK TO OKINAWA 12 Diese Ausführungen sind äußerst aufschlußreich. Erstens gibt Lotz damit zu, daß die USA praktisch den Krieg gegen das ganze vietnamesische Volk führen. Wie wäre es sonst zu erklären, daß man nie weiß, wo die Front auftaucht und wer der Feind ist. Zum anderen wird die volle Ver¬ antwortung der amerikanischen Regierung für den verbrecherischen Krieg ausdrücklich bestätigt. Wenn kleinere Entscheidungen auf höherer Ebene getroffen werden, als es in vergangenen Kriegen üblich war und, wie die Zeitschrift Electronics ergänzend bemerkt, taktische Entscheidungen, die in anderen Kriegen im Felde getroffen wurden, jetzt oftmals vom Pentagon oder sogar vom Weißen Haus persönlich entschieden werden , so ist damit eindeutig bewiesen, daß die amerikanische Regierung und der USA-Präsi- dent nicht nur über jede Einzelheit dieses Krieges genau unterrichtet sind, sondern sie auch billigen und dafür voll verantwortlich gemacht wer¬ den müssen. Die USA-Elektronik-Monopole und die Regierung in Washington be¬ nutzen das Leid und den Tod unzähliger Menschen in Vietnam dazu, ihre Forschungen auf dem Gebiet der militärischen Elektronik weiter¬ zuentwickeln. So schreibt die Zeitschrift Electronics : Die besondere Lage in Südostasien verlangt , daß gewisse Forschungen und Entwicklungen , die woanders nicht möglich sind , an Ort und Stelle durchgeführt werden. Das sind Töne, die uns bekannt Vorkommen, und die uns an die Legion Gondor erinnern, an jene militärische Formation der deutschen Faschi¬ sten, die im Unterdrückungskampf gegen das spanische Volk u.a. eben¬ falls die Aufgabe hatten, militärische Geräte und Waffen zu erproben. Wenige Jahre später richteten sich diese „Forschungen und Entwick¬ lungen“ gegen die friedliebenden Menschen in aller Welt. Wenn überhaupt Unterschiede zwischen den Handlungen der deutschen Faschisten und der amerikanischen Imperialisten in dieser Frage bestehen, so betreffen sie lediglich die Größenordnung. Die heutige „Legion Condor“ der USA in Vietnam umfaßt jetzt über 500 000 Söldner und unglaubliche Mengen von Kriegstechnik aller Art, darunter auch Elektronik. Um keinen Zwei¬ fel über das Ziel dieser „Forschungen und Entwicklungen“ auf kommen zu lassen, fügt die Zeitschrift Electronics hinzu, daß die Ergebnisse der Forschungs- und Entwicklungsarbeit in Südostasien nicht allein auf Thai¬ land und Südvietnam beschränkt bleiben. Sie wirken sich aus auf die For¬ schungszentren in den gesamten Vereinigten Staaten. Die hier geleisteten Forschungen werden nicht nur helfen, den Vietnamkrieg zu führen , sondern sollen die Vereinigten Staaten auch auf militärische Operationen vorbereiten , die sie , falls erforderlich, in ähnlichem Gelände durchführen müssen. Dies zeigt deutlich genug, daß die amerikanischen Imperialisten mit dem Gedanken spielen, ihre Unterdrückungskriege auch auf andere Gebiete auszudehnen. Daß die USA solche Pläne nicht nur verkünden, sondern auch an ihrer Realisierung arbeiten, dafür ein Beispiel: Ein Reporter der genannten Zeitschrift berichtet, als wäre es die selbstverständlichste 13 Sache der Welt, von der Entwicklung an -einer Wetterstation, die ein Mann, tragen kann. Sie muß handlich und einfach genug für einen nicht speziell ausgebildeten Funker zu handhaben sein. Bei einer unkonventionellen Kriegführung kann es Vorkommen, daß ein einzelner in ein feindliches Land gehen muß, um eine größere Invasion vorzubereiten. Er wird spezi¬ fizierte Bodenwetterdaten benötigen, um sie den einmarschierenden Truppen zu übermitteln. Doch der USA-Imperialisnms und die amerikanischen Monopole denken noch weiter. Sollte es nicht gelingen, den Krieg weiter auszudehnen, und sollten die Friedenskräfte in aller Welt einen für das vietnamesische Volk annehmbaren Friedensschluß erzwingen, so glaubt man sich auch in die¬ ser Situation bereits heute gesichert. Mr. W. D. Carter, Direktor des amerikanischen Page-Konzerns, meint: Da unsere 120 Fußantennen, wenn sie in Beton gelagert sind, leicht bewegt werden können, hat Südvietnam ein schönes ziviles Verbindungsnäz , wenn der Krieg vorbei ist. Es wird den Neid des gesamten Fernen Ostens erregen. Ein Armeebeamter fügt hinzu, daß er bezweifle, ob die vietnamesische Regie¬ rung (das Ky-Regime) finanziell in der Lage sein wird, dieses Netz in Gang zu halten. Wenn die US-Streitkräfte jedoch dort bleiben, wie sie es in (Süd)- Korea taten, könnten die amerikanischen Ingenieure der Page- und Philco- Konzerne dort eine Lebensstellung haben. Von der USA-Regierung wurde eine große Zahl von solchen Ingenieuren nach Vietnam geschleust. Sie sind Zivilangestellte und halten die militäri¬ schen elektronischen Anlagen der amerikanischen Aggressionsstreitkräfte instand. Wir könnten ohne sie nicht auskommen, sagt der amerikanische Brigadegeneral Lotz ohne Zurückhaltung. Das ist eine andere große Neuheit auf dem Gebiet der Elektronik in diesem Krieg. Wahrscheinlich arbeitet das erste Mal eine große Zahl in der Industrie beschäftigter, ziviler Funkingenieure mit den Soldaten der Front richtig zusammen. Wir haben jetzt 300 bis 400 solcher Funkspezialisten und wer¬ den in 6 Monaten das Doppelte dieser Anzahl beschäftigen. Doch diese „Invasion' 1 von zivilen Funktechnikern, die die Voraus¬ setzungen für spätere wirtschaftliche und politische Erpressungen schaf¬ fen sollen, wird von den USA nicht nur in Südvietnam forciert. Die Zeit¬ schrift Electronics schreibt unter der Überschrift Thailand : Das Penta¬ gon sträubt sich noch dagegen, offiziell einzugestehen, daß Tausende von US- Technikern in Thailand am Vietnamkrieg teilnehmen. Doch die wie Pilze aus der Erde schießenden Nachrichtenstationen , Funkmeßstationen und Luftstützpunkte sind ein Beweis für die Anwesenheit der Amerikaner, und viele der US-Flugzeuge, die Nordvietnam bombardieren, steigen von Thai¬ land aus auf. Der amerikanische Imperialismus stößt beim militärischen Einsatz elek¬ tronischer Geräte im Krieg gegen das vietnamesiche Volk auf große Schwierigkeiten. Das Profitstreben und der erbitterte Konkurrenzkampf 14 zwischen den amerikanischen Elektronikkonzernen machen eine Standar¬ disierung der Ausrüstung unmöglich und erschweren die Bereitstellung von Ersatzteilen außerordentlich. Colonel Redman , ein amerikanischer Nachrichtenoffizier in Thailand, äußerte: Unsere Generatoren geben eine zu geringe Leistung. Sie werden von einer Anzahl Gesellschaften hergestellt. Sie sind nicht standardisiert, ihr Aufbau ist nicht genormt. Wir brauchen aber eine Sorte von Generatoren. Ersatzteile benötigen 6 Monate , um hierher zu gelangen. Auch die Fern¬ schreibeinrichtungen sind nicht standardisiert. Keines der Teile paßt von vornherein. Wir mußten bitten, borgen und stehlen , um ein arbeitsfähiges System zu erhalten. Gegenwärtig haben wir vier verschiedene Arten von Midtiplexgeräten. Die Bereitstellung von Ersatzteilen für fast alle Funkgeräte der ameri¬ kanischen Armee in Vietnam bereitet große Schwierigkeiten. Einen be¬ sonderen Fall stellt das Funkgerät ARC-45 dar. Dieses Gerat, das einen kleinen Sender mit geringer Leistung hat, war ursprünglich für einen begrenzten Anwendungsbereich vorgesehen. Als es für den Einsatz im Aufklärungsflugzeug 01-E Cessna angepaßt werden mußte, stellte sich heraus, daß nicht genügend Ersatzteile vorhanden waren. Nicht viel anders verhält es sich mit dem Kurzwellenradargerät vom Typ AN/PSS-4, das Personen und Fahrzeuge auffassen kann. Es gibt für dieses Gerät keine Ersatzteile in Südvietnam. Bei einem Einsatz stellte sich heraus, daß das Gerät AN/MPQ-4 für die Lokalisierung von Granatwerfern und das Mikrowellenradargerät AN/TPS-33 ,»unpäßlich“ waren. Bei beiden Geräten waren infolge der hohen Temperaturen insgesamt 5 Transformatoren ausgefallen. Der einzige zur Verfügung stehende Ersatztransformator konnte bereits seit Wochen nicht eingesetzt werden. Zwei Tage später war das Gerät für die Ortung von Granatwerfern immer noch nicht im Einsatz. Auf eine dies¬ bezügliche Frage antwortete ein amerikanischer Major: Nein, es ist noch nicht da , und das ist auch gut so. Es geht jedes Mal nur 5 oder 10 Minu¬ ten und fällt dann aus. Und wenn es arbeitet, dann bestreicht es nur einen Winkel von 22,5°, und das ist hier völlig unzureichend. Die Ersatzteilfrage scheitert vielfach an Kleinigkeiten. So sind in Geräte¬ wagen des US-Marinekorps, die für die Navigation benutzt werden, keine Ersatzteile vorhanden. Es gibt keinen Grund in der Welt , warum nicht alle Ersatzteile für ein vollständiges System in einem Wagen mitgeführt werden können, sagt verbittert ein amerikanischer Major. Wenn in unserem Wagen ein Gerät versagt, dann ruft der Bedienungsmann den Instandhaltungsmann, der laut Vorschrift 1000 Fuß entfernt sein muß. Dieser Mann läuft die 1000 Fuß, um zu sehen, wo der Fehler liegt. Dann läuft er zurück, nimmt ein Ersatzteil und kehrt in den Wagen zurück, um den Fehler zu beseitigen. Es gibt keinen Grund dafür, warum nicht jeder Wagen etwas größer sein kann und seine eigenen Ersatzteile bei sich führt. Das einzige Ergebnis des 15 jetzigen Aufbaus, sagt der aufgebrachte Major, ist, daß wir die magersten und die am schnellsten laufenden Instandhatiungsmänner des Marinekorps besitzen. Die amerikanischen Elektronikkonzerne scheinen sich zur Devise ge¬ macht zu haben: Höchster Profit bei geringstem Aufwand. So sieht sich der amerikanische General Lotz zu folgendem Eingeständnis gezwungen: Obgleich viele der in Südvietnam eingesetzten Ausrüstungen in Südkorea amprobiert wurden, gibt es noch eine erschreckend große Anzahl von Ver¬ sagern, Der Antennenwählschalter des neuen Einseitenbandempfängers ANjMRC-95 z.B. korrodiert und bricht ab, wenn er naß wird. Das relativ neue Hochfrequenzfunkgerät ANIPRC-47 ist beispielsweise durch eine Schraube am Boden befestigt; wenn man es auf nassen Boden stellt, dringt Wasser in die Öffnung, und das Gerät hört auf zu arbeiten. Staub dringt überall ein, und nur ein geringer Teil der elektronischen Aus¬ rüstung ist so gebavt, daß sie dem widerstehen kann. Die hohe Umgebungs¬ temperatur zerstört die Transistoren. Energiegeneratoren schwanken, und Böhren versagen. Staub scheint für die amerikanischen Geräte überhaupt so etwas wie eine Katastrophe zu sein. Die Geräte ARC-44 und ARC-45, die für Flugzeuge verwendet werden, sind in dieser Hinsicht besonders empfindlich. Wenn das feine rote Mehl in die Abstimmvorrichtung dringt, zerstört es die Drehkondensatoren. Die amerikanischen Elektronikkonzerne, die aus dem Kriegsbudget des Pentagon, also aus der Tasche des amerikanischen Bürgers, enorme Profite scheffeln, scheinen sich nur geringe Sorge um die Einsatzfähigkeit ihrer Geräte zu machen. So sind eine ganze Anzahl von neuen Ausrüstun¬ gen mit großen Mängeln behaftet. Eine neue HF/SSB-Einheit für Weiter¬ verbindungen mit der Bezeichnung 618 T von der Firma Coüins, bereitet nach Aussage eines für die Instandhaltung verantwortlichen Offiziers in Nha Trang viel Ärger: Der Spannungsumformer dieses Geräts ist oft in der Werkstatt. Die Gleichrichter brechen zusammen, und die 2N 1523-Tran- sistoren fallen aus. Das ist durch die Stromschwankungen begründet bzw. durch Kurzschluß im Sender, hervorgerufen durch Ausfall der Kraft- verstärkerröhren. Wenn e i n Transistor ausfällt, folgen alle anderen. Neue Ausrüstungen der Marine zur Führung von Flugzeugen bewähren sich ebenfalls nicht. Die alten, wenn auch weniger beweglichen Aus¬ rüstungen konnten 3 Flugzeuge auf einmal lenken. Das neue Gerät lenkt nur zwei. Die alte Einheit konnte kontinuierlich suchen und präzise Spu¬ ren geben, die neue kann das eine oder das andere, aber nicht beides. Ein weiterer Rückschritt bei dieser „Neuentwicklung“ ist, daß sie 45 Minuten benötigt, um einsatzbereit zu sein, weil sie aufgeheizt werden muß. Wenn ein Flugzeug landen will und die Station hat abgeschaltet, muß das Luft¬ fahrzeug 45 Minuten über dem Flugplatz kreisen, bis das System betriebs¬ bereit ist. 16 Über das Funkgerät MRC-95 sagt der Instandhaltungsoffizier Nagamini vom Stützpunkt An Khe: Bas einzige Problem mit dem MRC-95 ist eine kleine häßliche Angelegenheit, durch die es oß in die. Reparaturwerkstatt muß. Bas auf einen Jeep montierte Gerät wird durch die Jeepbatterie oder von einem externen 3-kW-28-V-Generator versorgt. Wenn das Funkgerät in Betrieb ist und jemand den Jeepmotor startet, zerstört ein Stromstoß sämt¬ liche Transistoren. Nach Meinung eines amerikanischen Spezialisten hätte das Funkgerät AN/ARC-54 niemals im Flugzeug UH-ID Iroquois eingesetzt werden sollen. Es ist ein guter Empfänger für größere Luftfahrzeuge, wie die CH-47 oder die CV-1 Caribou , aber nicht für dieses Flugzeug, alles geht schief mit ihm. Auch im drahtgebundenen Verkehr gibt es enorme Schwierigkeiten. Hierbei sind die Kabel ein besonderes Problem. Capt. Carter, Inspektor für Boden¬ instandhaltung und Capt. Erziehen , ein Schwadronsnachrichtenoffizier, klagen: Wir haben zuviel Kabel. Wir haben Brühte, die den Berg hinauf- und hinabführen, die aber ständig beschädigt sind, und zwar durch den Gegner, durch vietnamesische Holzfäller * durch Felssplitter, Korrosion oder durch Ratten. Ratten fressen keinen Gummi , aber sie sind auf Plastik scharf. Glücklicherweise haben wir ein Plastikkabel, das noch mit einem anderen Material überzogen ist und das sie nicht anfressen. Wenn wir das nicht hät¬ ten, müßten wir den Krieg einstellen. Es könnte nach diesen Beispielen der Eindruck entstehen, als sei die militärische Elektronik der USA durch und durch unzuverlässig. Das ist natürlich nicht der Fall. Der USA-Imperialismus hat in Südvietnam und Thailand eine sehr gefährliche Kriegsmaschinerie aufgebaut. Aber in ihr werden auch die Widersprüche des gesamten imperialistischen Systems deutlich sichtbar. Die technische Perfektion des Mordens an den um ihre Freiheit kämpfenden Völkern Südostasiens hat auch ihre durch das monopolkapitalistische System bestimmten Grenzen. Die Fehler und Män¬ gel in der Kriegsmaschinerie der Vereinigten Staaten zeigen, wenn auch nur auf einem Teilgebiet, die ganze Schwäche und Brüchigkeit des US- Imperialismus. Vor allem jedoch ist die politische Zielsetzung des US-Imperialismus im Aggressionskrieg gegen das vietnamesiche Volk völlig irreal und hat dazu geführt, daß die Völker mehr und mehr dem verbrecherischen Krieg der USA irf Vietnam ihren Widerstand entgegensetzen. So kann und wird es nicht ausbleiben, daß der heldenmütige Kampf des vietnamesischen Volkes, unterstützt von den sozialistischen Brudervölkern und allen friedlieben¬ den Menschen in der Welt, dein Mordtreiben des US-Imperialismus früher oder später ein Ende setzt. 2 Elektronisches Jahrbuch 1968 17 Aus unserem Produktions- und Lieferprogramm Elektronische Zeitrelais und Zubehörgeräte zum verzögerten Einleiten von Schaltvorgängen Thermische Wicklungs¬ schutze mit Meßfühler (Heiß- bzw. Kaltleiter) zur Überwachung von Wick- lungs- und Lagercemperaturen Temperatur- Zweipunktregler TZR 1 für Temperaturregelungen an Plastverarbeitungsmaschinen, Industrieöfen, Trocknungs-, Wärmeanlagen usw. Magnetverstärkerd rossein zum Aufbau magnetischer Verstärker Magnetische Leistungsverstärker zur stufenlosen Änderung von Gleich- bzw. Wechselspannungen (z. B. bei Drehzahl-, Temperatur-, Helligkeitssteuerungen) Gleichstromverstärker VG 01 dreistufiger transistorbestückter Verstärker als Schalter für Lichtschranken, Grenzwertanzeiger mit sprunghafter „Ein-Au'-Stellung“ Pendelblinker als Blinkspannungserzeuger in der Signal- und Sicherungstechnik zur optischen Signalgabe VE B WEIDA/THÜRINGEN Werk für elektronische Baugruppen der Regelungstechnik 6508 Weida, Geraer Straße 36 ^ Telex: 058208 Telegramme: WetronWeida ^22^ Telefon : Weida 2 01 UnserBetrieb ist dem Warenzeichenverband Regelungstechnik e.V. Berlin angeschlossen. Aus der Geschichte der Nachrichtentechnik Gegen den bereits eingeführten optischen Flügeltelegrafen von Chappe konnten sich die elektrostatischen und elektrochemischen Telegrafen nicht durchsetzen. Eine neue Situation entstand, als etwa 1820 der dänische Physiker Hans Christian Oerstedt (1777 bis 1851) das Prinzip des Elektromagnetismus entdeckte. Bei Versuchen mit elektrischem Strom bemerkte er, daß eine in der Nähe des stromdurchflossenen Drahtes befindliche Magnetnadel abgelenkt wurde. Von dem russischen Gelehrten Pawel Lwowitsch Schil¬ ling (1786 bis 1837) wurde diese Entdeckung für die Anwendung in der Telegrafie vervollkommnet. 1832 konnte er in seiner Wohnung in Peters¬ burg den elektromagnetischen Nadeltelegrafen vorstellen. Die Anlage bestand aus einem Sender und einem Empfänger. Der Sender verfügte über eine Klaviatur, die sich bis heute bei den Schreibtelegrafen erhalten Bild 1 Schema des elektromagnetischen Nadeltelegrafen von Schilling; 1 • Stromquelle (Voltasche Säule) 4 - Leitungssystem 2 - Tastatur 5 - Rufeinrichtung 3 - Magnetnadeln 2 * 19 Bild 2 NadeUelegraj von Cooke und Whmtstone hat. Beim Empfänger benutzte Schilling 6 Magnetnadeln für die Text¬ übertragung und eine Magnetnadel für den Anruf. Die Ablenkungen der Magnetnadeln nach links und rechts stellte Schilling zu einem Alphabet zusammen. Schilling, der später als Staatsrat in die Gesandtschaft nach München versetzt wurde, führte am 23. 9. 1835 seinen elektromagneti¬ schen Nadeltelegrafen auch der Versammlung der deutschen Natur¬ forscher und Ärzte in Bonn vor. 1830 bewies Schilling noch einmal die Brauchbarkeit seines Telegrafen, als er über eine Entfernung von 10 km auf Unterwasserlei tungen Tele¬ gramme übermittelte. Schilling schuf damit auch das erste Untersee¬ kabel. Doch weder in Rußland noch in Deutschland konnte sich damals sein elektromagnetischer Nadeltelegraf durchsetzen. Der Heidelberger Professor Muncke machte den Telegrafen von Schilling durch seine Vorlesungen bekannt. In einer dieser Vorlesungen befand sich 1836 zufällig auch der junge Engländer William Fothergill Cooke, der sich in Heidelberg aufhielt, um die Anfertigung anatomischer Wachsmodelle zu erlernen. Cooke war von dem Schillingschen Nadeltelcgrafen so begei¬ stert, daß er seinen Beruf aufgab und sich fortan nur noch der Telegrafie widmete. Er konstruierte einen Nadeltelegrafen mit 3 Nadeln und einem elektromagnetischen Wecker, den er dem englischen Physiker Charles 20 Whealstone (1802 bis 1875) vorführte. Am 12. 6. 1837 erhielten beide das britische Patent auf ihren 5-Nadel-Telegrafen, der nach 1840 sehr schnell bei den im Bau befindlichen Eisenbahnen in England eingeführt wurde. Durch die Erfolge waren die Namen Cooke und Wheatstone bald in aller Munde, während an den eigentlichen Erfinder Schilling, der 1837 starb, kaum noch jemand dachte. Jedoch muß anerkannt werden, daß Wheat¬ stone in seinen Schriften immer nur von Verbesserungen spricht, die er am Schillingschen Nadeltelegrafen vorgenommen habe. Zur gleichen Zeit beschäftigten sich in Deutschland zwei hervorragende Gelehrte ebenfalls mit dem elektromagnetischen Telegrafen, Karl Friedrich Gauß (1777 bis 1855) und Wilhelm Weber (1804 bis 1891). Gauß, der über¬ ragende Mathematiker, Astronom, Geodät und Physiker, war Professor der Astronomie in Göttingen imd Direktor der dortigen Sternwarte. Der wesentlich jüngere Weber, von Gauß als Professor der Physik 1S31 nach Göttingen empfohlen, arbeitete zu jener Zeit wie Gauß an den Problemen des Erdmagnetismus. Die räumliche Entfernung zwischen den beiden Arbeitsstätten regte die beiden Professoren an, sich mit Hilfe der Elek¬ trizität zu verständigen. Erste Versuche erfolgten zwischen der Stern- B ild 3 Karl Friedrich Gauß (1777 bis 1855) 21 Bild 4 Wilhelm Weber (1804 bis 1891) warte und einem 100 m entfernten Häuschen, in dem magnetische Mes¬ sungen durchgeführt wurden, und 1833 nahmen Gauß und Weber erstmals eine Telegrafenlinie mit elektromagnetischem Telegrafen in Betrieb. Das berühmt gewordene erste Telegramm „Michelmann kommt“ besagte, daß der Laboratoriumsdiener Michelmann unterwegs sei, um nachzufragen, ob das Telegramm angekommen sei. Nach diesen erfolgreichen Versuchen richteten dann beide ihre Telegrafenlinie zwischen der Sternwarte und dem physikalischen Kabinett ein. Die überbrückte Entfernung betrug etwa 1 km. Gauß und Weber benutzten nur eine Magnetnadel für ihren Telegrafen. Ihr Vorschlag, diesen im Sicherungswesen der entstehenden Eisenbahn zu verwenden, schlug wegen der Kostenfrage fehl. Während Gauß den politischen Bestrebungen der damaligen Zeit fern¬ stand, war Weber schon in jungen Jahren fortschrittlichen Ideen zu¬ getan. So gehörte Weber zu den „Göttinger Sieben“, die 1837 dem verfas¬ sungsbrüchigen Hannoverschen König die Huldigung und den Eid auf die neue, antidemokratische Verfassung verweigerten. Neben anderen Professoren gehörten zu den „Göttinger Sieben“ auch die beiden Brüder Jakob und Wilhelm Grimm. Ganz Deutschland bewegte damals diese Protestaktion: Sympathiekundgebungen und Geldsammlungen für die 22 „Göttinger Sieben“ fanden statt, die entlassen und zum Teil des Landes verwiesen wurden. Weber ging als Professor nach Leipzig, wo er bis 1849 wirkte, dann kehrte er als moralischer Sieger heim nach Göttingen. wo er bis zu seinem Tode blieb. Bild S Ansicht des Originals des elektromagnetischen Nadeltelegrafen von Gauß und Weber, der sich im Besitz der Universität Göttingen befindet Der größte Nachteil der bisher entwickelten Telegrafenapparaturen lag darin, daß man als Nachricht nichts Dauerhaftes erhielt, sondern ange¬ wiesen war auf die Zuverlässigkeit und Geschicklichkeit des Aufneh¬ menden. Darin ist wohl auch der Grund zu sehen, warum weder die Nadel- noch die Zeigertelegrafen in größerem Umfang eingeführt wurden. Erst als 1835 von dom amerikanischen Maler und Erfinder Samuel Morse (1791 bis 1872) der erste brauchbare Schreibtelegraf und das aus Strichen (langen Stromimpulsen) und Punkten (kurzen Stromimpulsen) be¬ stehende Morse-Alphabct erfunden wurden, konnte die elektromagneti¬ sche Telegrafie ihren Siegeszug um die Welt antreten. Darüber mehr in unserem nächsten Jahrbuch. 23 Spezialbetrieb für Klimaprüfschränke Anwendung in Wissenschaft und Industrie Spezialbetrieb für Feuchtemeßtechnik Anwendung in Wissenschaft, Industrie, Landwirtschaft und Handel • Feuchtemessung an Feststoffen • Feuchtemessung in Gasen • damit im Zusammenhang stehende Temperaturmeßaufgaben Unsere erfahrenen Mitarbeiter beraten Sie gern bei der Lösung Ihrer Probleme Fordern Sie bitte unser Angebot foutron FEUTRON KG GREIZ 66 Greiz, Reichenbacher Str. 173 Telefon 26 58 Telex 058 8526 Dieser Mann war der Funker Lenins Erwin Beider berichtet von einer interessanten Begegnung Ich begegnete ihm zum ersten Mal in seiner Heimatstadt Leningrad, als er nach 40jähriger Tätigkeit in der Arktis zurückgekehrt war. Er hatte dort als Fachmann viele Funkstationen aufgebaut und zum Teil geleitet, ein Pionier der Erschließung des sowjetischen Hohen Nordens. Als ich mich als Journalist vorstelle, will er mir von seinen Abenteuern in der Arktis berichten, das erscheint ihm im ersten Augenblick naheliegender. Doch dann sprechen wir von einem Erlebnis, das 50 Jahre zurückliegt. „Das war so“, erinnert sich Doshdikow: „Ich diente im Oktober 1917 in der Funkstation von Zarskoje Selo bei Petersburg (heute Puschkin bei Leningrad); es war die einzige Großfunkstation des russischen Heeres, die nicht nur mit allen unseren Armeestäben, sondern auch mit den Haupt¬ quartieren der damals verbündeten Mächte im Krieg gegen Deutschland, wie Frankreich, England, Italien und sogar Amerika, Verbindung hatte. Nach dem Sturz der Zarenregierung führte der Generalstab des russischen Heeres die Befehle der zeitweiligen bürgerlichen Regierung unter Kerenski aus. Unsere Funkstation wiederum unterstand direkt dem Hauptquartier.“ „Unsere Großfunkstation war, wie man damals sagte, ein sogenannter Intelligenztruppenteil. Für diese Arbeit suchte man die besten, ausge¬ bildeten Mechaniker und selbstverständlich schreib- und lesekundige sowie sprachkundige Menschen aus. Obwohl wir weit außerhalb der Stadt lagen, drangen doch die Gerüchte von den Zusammenstößen zwischen der bürgerlichen Regierung und den Bolschewiki in wenigen Stunden zu uns. Die meisten der Soldaten und auch viele Offiziere der mittleren Lauf¬ bahn sympathisierten mit den Bolschewiki. Trotzdem wurden nach wie vor die Befehle des Generalstabs durchgeführt, und auch die Meldungen, die von den Hauptquartieren der verbündeten Armeen und unseren Armee¬ stäben kamen, lieferten wir im Generalstab ab, der sich gegenüber dem Winterpalais — dem Sitz der bürgerlichen Regierung — befand. Es be¬ stand schon lange eine bolschewistische Gruppe unter Leitung des Sol¬ daten Tuslin. Auch ich gehörte dieser Gruppe an. Wir organisierten Ver¬ sammlungen, und unter unserem Einfluß gründeten die 160 Angehörigen der Funkstation einen Soldatenrat. 25 In der Hauptstadt spitzt sieh inzwischen die Situation zu. Die deutschen Kaisertruppen nehmen am 21. August 1917 die Stadt Riga. Wir erfahren zuerst davon. Das Oberkommando funkt: ,Unter dem Druck der über¬ legenen feindlichen Kräfte mußte die Stadt dem Gegner überlassen wer¬ den.“ Das ist eine niederschmetternde Nachricht. Bald stellt sich heraus, daß General Kornilow die Stadt Riga einfach geräumt hat. Er marschiert auf Petersburg, ,um die Revolution zu ersticken“. Hinter Kornilow mar¬ schieren unangefochten die deutschen Kaisertruppen. Die bürgerliche Regierung trifft keinerlei Abwehrmaßnahmen. Nur die Partei der Bol- schewiki organisiert ihre Roten Garden zum Abwehrkampf. Wir sitzen in der Hauptfunkstation — dem Ohr des Heeres —, und regelmäßig schickt unsere Parteigruppe einen Verbindungsmann in die Stadt, um zu erfahren, wie wir uns verhalten sollen. An den Punksprüchen, die wir aufgeben müssen, merken wir, daß die bürgerliche Regierung bestrebt ist, ihr ergebene Truppen von der Pront nach Petersburg zu rufen. Schüler der Offiziersschulen, Kosakentruppen¬ teile und sogar Studenten und Gymnasiasten aus den Regierungsinterna¬ ten werden in die nahe dem Winterpalast gelegenen Straßen- und Häuser¬ viertel beordert. Am 23. Oktober bekommt unsere Funkstation einen Aufruf Kerenskis, einen Hilfeschrei, die zeitweilige Regierung unter allen "Umständen zu unterstützen und ihr zu Hilfe zu eilen. Der Aufruf ver¬ weist auf die bolschewistische Gefahr, die Rußland mit Hunger und Elend bedrohe.“ Doshdikow denkt einen Moment nach, und ihm fällt sogar der Name des Funkers ein, der diesen Aufruf Kerenskis über den Sender gab: „Der Punker Alexander Tschibisow gibt diesen Aufruf durch. Ich löse ihn vor¬ zeitig ab und funke von mir aus folgende Botschaft in den Äther: ,An alle — an alle! Genossen Werktätige! — Kerenski betrügt euch, glaubt ihm nicht, nehmt die Macht in eure Hände! Alle Macht den Sowjets!““ Am 26. Oktober 1917 fährt Doshdikow mit einem Paket Funktelegram¬ men zum Smolny. Dort hatte der Stab der Bolschewiki unter der Leitung von Lenin seinen Sitz. Man verfügte zu diesem Zeitpunkt nur über die kleine Sendestation auf dem Panzerkreuzer „Aurora““ und einige kleinere Funkgeräte von ört¬ licher Reichweite. Man kann sich also vorstellen, wie groß das Erstaunen im Stab der Revolution gewesen sein mußte, als diese Funkstation die Durchsage Nikolai Doshdikows aufnahm. Und nun schildert Nikolai Doshdikow, wie er am Tage, der der erste Tag der Oktoberrevolution war, mit dem Mantel eines Fähnrichs und einem französischen Stahlhelm auf dem Kopf mit dem Vorortzug nach Peters¬ burg fuhr, während konterrevolutionäre Truppenteile auf die Stadt zu¬ marschieren. „Mit der Straßenbahn komme ich bis zum Smolny. Hier wimmelt es von Bewaffneten. Leute gehen in das Gebäude und eilen wieder heraus. Autos kommen an und fahren wieder ab. Fast alle haben sich rote 26 Armbänder oder Mützenbänder angelegt. In den Händen halten sie Ge¬ wehre. Vom Gürtel baumeln Revolver, Säbel, Dolche und Handgranaten. Die Matrosen haben Maschinengewehrgurte kreuzweise über die Brust gewickelt. Einige MG stehen an den Eingängen. Es herrscht ungewöhn¬ licher Lärm. Man läßt mich ohne Beanstandung durch. Nach wiederholtem Fragen komme ich in die dritte Etage. Hier ist es ruhiger. Wieder frage ich nach Lenin und bekomme endlich eine genaue Antwort: ,Zimmer 38.‘ Ich finde das Zimmer, aber an der Tür stehen zwei bewaff¬ nete Arbeiter. ,Ist hier Lenin? 1 frage ich. — .Was willst du? 1 — ,Ich muß ihn in einer besonders wichtigen Sache sprechen. 1 — .Hier gibt es keine besonders wichtigen Sachen, hier sind alle Sachen wichtig. 1 — ,Ioh habe aber ein Paket mit wichtigen Papieren. 1 — ,Hör mal, weißt du eigentlich, was los ist? Glaubst du vielleicht, Genosse Lenin hat Zeit, jetzt deine wichtigen Papiere zu lesen? 1 — ,Ieh weiß, was los ist. Gerade deshalb bin ich gekommen. 1 — ,Na, dann gib doch deine Papiere irgend jemand. 1 — .Solche Dinge gibt man nicht irgend jemand, diese Papiere muß ich Lenin geben. 1 — ,Sag mal, wer bist du denn eigentlich, woher kommst du? 1 — .Das hättest du gleich fragen sollen. Ich komme von der Großfunkstation und bringe wichtige Funksprüche. 1 — ,Ieli weiß nicht, du siehst mir wie ein Offizier aus. 1 — .Wenn du mich nach dem Bart beurteilst, dann könnte ich auch ein General sein. 1 — ,Generale gibt’s nicht mehr, die sitzen. 1 Wütend reiße ich mein Paket auf und zeige dem Posten die Funksprüche. .Streng geheim. 1 ,Nur für Armeestäbe. 1 .Vertraulich.' Beide Rotgardisten blicken auf die Funksprüche und sagen zugleich und in einem Tonfall: ,Geh durch. 1 Nicht ohne Aufregung öffne ich die Tür und betrete das Zimmer. Im Sessel sitzt Lenin. Ich erkenne ihn sofort nach den Bildern, obwohl ich ihn noch nicht gesehen habe. Ohne Unterlaß wendet er sich an die Umstehenden, mal an den einen, mal an den anderen. Er fragt, antwortet, gibt Befehle und einigen reicht er handgeschriebene Notizen. Ich stehe unbeachtet zwei Schritte vom Tisch. Nach einer Weile gehe ich etwas dichter zum Tisch. Lenin schaut mich mit rot entzündeten Augen an. .Was haben Sie, Genosse? 1 — ,Ich bringe Funktelegramme ans dem Ausland. Nachrichten von der Front. 1 —.Woher? 1 — .Von der Funkstation Zarskoje Selo. 1 — .Sagen Sie mal, wer hat vor zwei Tagen von dieser Radiostation für uns agitiert? Wer hat diesen Funk¬ spruch abgeschickt? 1 Ich bin verwundert, woher Lenin das weiß, und sage ihm, daß ich es für richtig hielt, nach diesem Aufruf Kerenskis meinen Funksprnch zu senden. ,Als was arbeiten Sie? 1 — Ich gebe Auskunft. ,Sie haben eine gute, notwendige Sache gemacht. Ich danke Ihnen für diesen ersten Funkspruch der Sowjetmacht. Das war sehr gut. Ich danke 27 Ihnen nochmals.“ Und Lenin reicht mir über den Tisch seine Hand. Mein Paket wird geöffnet. Lenin liest in den Funksprüchen und ruft zwischen¬ durch aus: ,Sehr interessant! Bekommen Sie viele solcher Funksprüche? Berichten Sie, aber kurz, ganz kurz von der Arbeit Ihrer Funkstation.“ Ich berichte, daß wir Nachrichten aus Paris und Lyon, aus England, Italien und aus Afrika empfangen sowie daß wir Nachrichten der feind¬ lichen Stationen Deutschlands und Österreich-Ungarns aufnehmen. — ,Wird aus allen Sprachen übersetzt?“ — ,Ja, es wird übersetzt und, soweit möglich, auch dechiffriert.“ — ,Und wer nimmt Ihre Funksprüche entgegen?“ — ,Wen es interessiert. Unsere Funkstation hat einen Senderadius von 8000 Kilometern.“ — .Ausgezeichnet“, sagt Lenin. .Arbeiten Sie so weiter. Und dieses hier senden Sie nach Ihrer Rückkehr sofort über Ihre Station.“ Er reicht mir vom Tisch ein mit Schreibmaschine beschriebenes Blatt: ,An die Bürger Rußlands“. Dann gibt er mir noch einige Anweisungen: .Alle Nachrichten aus dem Ausland bringen Sie täglich hierher. Die Nach¬ richten, die Sie von uns bekommen und funken, bezeichnen Sie als Regie¬ rungsnachricht.“ So, wie er vorher mit den Matrosen gesprochen hat, so, wie er den letzten Satz betont, ist mir klar, daß ich einen Befehl bekommen habe, daß hier ein Mensch sitzt, der fest an die neue Macht glaubt, deren Führer er ist. Ein Mensch, der keine Zeit verliert, alles, was für die Sache notwendig und wichtig ist, durchzuführen. .Sie können gehen!“ Am nächsten Tag, als ich mit meinem Paket im Smolny ankomme, reicht mir Lenin zwei mit der Schreibmaschine geschriebene Bogen. Zwei Ge¬ setze : Das Gesetz über den Frieden und das Gesetz über den Boden.,Sofort und einige Male am Tag funken Sie diese Gesetze!“ Vier Monate arbeitet Doshdikow als persönlicher Funker Lenins. Er bleibt Kurier zwischen der Großfunkstation und dem Smolny. „Es war sehr kalt an einem Tag“, erinnert sich Doshdikow. „Lenin öffnet mein Paket, ich will helfen, aber meine Hände sind immer noch klamm. ,Was ist denn passiert“, fragt Lenin und schaut auf meine Hände, die unter dem Einfluß der Zimmer¬ temperatur teils rot werden, teils weiß bleiben. ,Ich habe meine Hand¬ schuhe verloren.“ Doshdikow sieht mich an, ich sehe, er überlegt, ob heute jemand ermessen kann, was es bedeutete, im Jahre 1917 in Petersburg seine Handschuhe zu verlieren. „Lenin geht zum Garderobenständer, greift in seine Manteltasche und reicht mir seine pelzgefütterten Handschuhe. .Hier nehmen Sie, im Arbeits¬ zimmer brauche ich sie nicht und im Auto auch nicht.““ Doshdikow streicht über seine Hände. Natürlich, heute hätte er sie gern als Andenken, diese Handschuhe, aber damals hatte er sie bis zum April 1918 getragen und dann seiner Mutter geschenkt, als er ins Dorf fuhr, sie zu besuchen. 1918, als die Sowjetregierung schon in Moskau, im Kreml arbeitete, traf Doshdikow noch einmal mit Lenin zusammen. Es ging um das weitere Schicksal der Großfunkstation. In dieser Zeit schien der Frieden her- 28 gestellt, die aus der Revolution geborene Rote Armee hatte die deutschen Kaisertruppen bei Narwa geschlagen, die Konterrevolution wagte noch nicht, ihr Haupt zu erheben, die Interventen rüsteten erst heimlich zum Überfall auf den ersten Arbeiter-und-Bauern-Staat. Die Großfunkstation wurde der Post unterstellt. ,,Und was werden Sie tun“, fragte Lenin seinen Funker. — „Ich gehe in die Arktis“, antwortete Doshdikow. — „Das ist eine gute und nützliche Sache, ich wünsche Ihnen Erfolg in Ihrer Arbeit“, sagte Lenin. Das war Doshdikows letzte Begegnung mit ihm. Mehr aus dieser Zeit erfahren Sie aus dem Buch Bis zum Stillen Ozean von Erwin Bekier, erschienen im Deutschen Militäverlag. Die USA sagen zwar, Europa hat nichts mit dem Vietnam-Krieg zu tun; in den , July 11, 66, las man es anders . . . Wir zitieren:, ,Pentagon zeigt Militärexportkaufleuten, wie sie zum Erfolg kommen. — Das Verteidigungsdepartement startet ein intensives Informationsprogramm, um noch mehr Gesellschaften dafür zu interessieren, in ein Exportverkaufsprogramm ein¬ zusteigen, und um die bereits daran teilhabenden Gesellschaften zu größeren Anstren¬ gungen anzuspornen. Dazu gehören Großbritannien, Westdeutschland, Italien, Japan und Australien 29 Ing. Klaus K. Streng UKW-Tuner mit Transistoren UKW-Tuner waren vor einigen Jahren noch die röhrenbestückten Bau¬ steine. Von Westeuropa, Japan und der Sowjetunion ausgehend, hielt auch hier der Transistor Einzug, nachdem er zuvor eine ausreichend hohe Grenzfrequenz erreicht hatte. In früheren Jahren waren Bedenken laut geworden wegen des angeblich zu großen Rauschfaktors der Halbleiter¬ verstärkerelemente. Doch diese Bedenken verstummten bald angesichts überzeugender Resultate: Ein UKW-Tuner für das Band II (UKW-Hörrundfunkbereich) erreicht heute Rauschzahlen unter 4 bis 6 dB, Werte also, die der röhrenbestückte UKW-Tuner nie mit konventionellen Röhren in der Serienfertigung brachte. Heute ist der transistorbestückte UKW-Tuner nicht nur im Kofferemp¬ fänger zu finden. Jenseits unserer Grenzen gibt es ihn schon in röhren¬ bestückten Heimrundfunkgeräten, eben wegen seines geringen Rauschens. Aus dem Jahre 1962 stammt die Schaltung des transistorisierten UKW- Tuners im sowjetischen Rundfunkempfänger Ausma (Bild I). Einer Vor¬ stufe in Basisschaltung folgt eine selbstschwingende Mischstufe, ebenfalls in Basisschaltung. Der UKW-Tuner ist mit dem sowjetischen Koaxial¬ transistor 77 411 bestückt. Sein Ersatz durch unseren GF132 (Vorstufe) und GF 131 (Mischstufe) ist möglich. Störend für den Nachbau durch den 30 Amateur wirkt vor allem das Zweigang-Variometer für die induktive Ab¬ stimmung. Dieses gewährleistet zwar ein günstiges L/C-Verhältnis und folg¬ lich große Resonanzwiderstände der Schwingkreise, ist jedoch mechanisch schwer aufzubauen, besonders wenn der Gleichlauf stimmen soll. Man kann das Variometer vorteilhaft durch einen Zweigang-UKW-Drehkon- densator (etwa 2x2 bis 12 pF) ersetzen. Allerdings müssen auch die Spulen andere Windungszahlen als im Originalgerät erhalten, wenn der bei uns gebräuchliche UKW-Hörrundfunkbereich (87,5 bis 100 MHz) emp¬ fangen werden soll. Der Originaltuner ist für den OIRT-UKW-Hörrund- funkbereich (66 bis 73 MHz) vorgesehen. Für den CCIR-Bereich sind fol¬ gende Spulendaten zu empfehlen: Antennenübertrager — primär 4 Wdg., sekundär 5 Wdg., Spule im Kollektorkreis der Vorstufe — 2,5 Wdg., Spule im Emitterkreis der Mischstufe — 3,5 Wdg., Oszillatorspule — 2,5 Wdg. Parallel zu dem Oszillatorkreis ist, wie parallel zum Zwischenkreis, je ein 20-pF-Kondensator vorzusehen. Die Spulen sind aus 0,6- bis 0,8-mm-Cu- Draht freitragend oder auf einen verlustarmen Spulenkörper mit 6 mm Durchmesser zu wickeln. Der ZF-Ausgangsübertrager richtet sich weit¬ gehend nach dem Eingang des anschließenden ZF-Verstärkers. Tuner mit automatischer Scharfabstimmuny Da UKW-Hörrundfunkempfang der Qualitäts-Rundfunkempfang für Musikliebhaber ist, findet man den UKW-Tuner oft mit automatischer Scharfabstimmung versehen, ähnlich wie wir sie im Großsuper Antonio vom VEB Goldpfeil Hartmannsdorf (hier allerdings im röhrenbestückten Tuner) finden. Denn der Rundfunkhörer stimmt beim Sendereinstellen nicht exakt auf Bandmitte ab bzw. stimmt seinen Empfänger im Betrieb kaum einmal nach. Bild 2 zeigt die Schaltung eines UKW-Tuners aus einem Industriegerät von Graetz. Die Schaltung ist mit geringen Änderungen heute in vielen industrialisierten Staaten zu finden. Die Antennenspannung gelangt an den Emitter von TI, der in Basis¬ schaltung arbeitet. Der aperiodische Eingangskreis ist auf Grund des niederohmigen Transistoreingangs (etwa 60 Q.) zulässig. Die Stufe hat eine sorgfältige Temperaturkompensation. Von den 9 V Batteriespannung fallen immerhin etwa 3 V, d. h. ein Drittel, am Emitterwiderstand ab. Im Kollektorkreis des Vorstufentransistors liegt der erste abgestimmte Schwingkreis. Die Abstimmung erfolgt durch einen üblichen Zweigang- UKW-Schmetterlingsdrehkondensator. Die Ankopplung an die selbst¬ schwingende Mischstufe T2 geschieht mit einem 4-pF-Kondensator. 31 Bild 2 Tuner mit automatischer Scharfabstimmung durch Realetanztransistor (Graetz) (Der Widerstand 15 ko an der Basis von T3 muß richtig lauten 150 \eCij Die Spule im Emitterkreis ist etwa auf 94,5 MHz (Bandmitte) mit den Schalt- und Transistorkapazitäten abgestimmt. An dem Kollektor ist über einen Kondensator von 50 pF der frequenzbestimmende Schwing¬ kreis des Oszillators angeschlossen. Parallel zu ihm findet man — über einen 6-pF-Kondensator angekoppelt — die automatische Scharfabstimmung in Form einer nicht alltäglichen Lösung. Die Abstimmung erfolgt durch einen „Reaktanztransistor“ — das Pendant zur Reaktanzröhre. Die Basis des Transistors T 3 erhält außer der Vorspan¬ nung über 150 kfl zum Kollektor und 18 kQ zum Pluspol der Batterie eine abstimmungsabhängige Gleichspannung vom Verhältnisgleichrichter zugeführt. Mit dieser Gleichspannung ändert sich u.a. die Kapazität der Sperrschicht Kollektor—Basis von T3. Da diese Sperrschichtkapazität dem frequenzbestimmenden Oszillatorkreis parallelliegt, beeinflußt sie die Abstimmung des Empfängers und zieht sie — richtige Polung der ab¬ stimmungsabhängigen Gleichspannung vorausgesetzt — wieder auf den richtigen Wert, d. h. auf den Nulldurchgang der Spannung. Diese Schaltung ist darum bemerkenswert, weil sie den Amateur, der bis jetzt noch vor den Kosten (und den oft nicht unerheblichen Beschaf¬ fungsschwierigkeiten) für eine Reaktanzdiode wie etwa der OA 910 bzw. SAZ 12 zurückschreckte, finanziell entlastet. Er hat hier eine originelle und preiswerte Möglichkeit zur Realisierung einer automatischen Scharf¬ abstimmung. Die Originalschaltung ist mit den japanischen Transistoren 2SA235A für TI, 2SA235C für T2 und 2SA75B für T3 bestückt. Fol¬ gender Ersatz durch HWF-Transistoren ist möglich: Für TI GF132, für T2 GF131 und für T3 irgendein NF-Vorstufentran- sistor. Die Grenzfrequenz bei diesem Typ spielt eine völlig untergeordnete Rolle, denn der Transistor verstärkt ja keine HF-Spannung. 32 Absttmmspannung\ Die bisher gezeigten UKW-Tuner hatten — wie dies auch bei röhrenbe¬ stückten UKW-Tunern üblieh — eine Vorstufe vor der Mischstufe. Arbei¬ tet man aber statt dessen mit 2 Vorstufen, so steigt die Empfindlichkeit: 2 bis 2,6 kT 0 sind durchaus zu erreichen. In Bild 3 ist ein derartiger Indu¬ strietuner von Grundig zu sehen. Einer Vorstufe TI mit dem Transistor AF139 in Basisschaltung (f T = S50MHz) folgt eine zweite Vorstufe mit dem AF178, ebenfalls in Basisschaltung. Eine vorgespannte Diode OA90 liegt dem Schwingkreis am Kollektor der ersten Vorstufe parallel, große HF-Spannungen (etwa in immittelbarer Sendernähe) übersteigen die Vorspannung, die Diode wird leitend und dämpft den Schwingkreis; die folgenden Stufen sind vor Übersteuerung geschützt. Der Schwingkreis am Kollektor der zweiten Vorstufe T2 ist angezapft. Es folgt die Misch¬ stufe T3 — beide mit AF178. Die Mischstufe arbeitet in Emitterschaltung, d.h., sowohl die Spannung des Fremdoszillators T4 (ebenfalls ein AF 178) als auch die verstärkte Eingangsspannung werden jeweils über kleine Kapazitäten der Basis zugeführt. Parallel zum Oszillatorkreis liegt eine Kapazitätsdiode BA121, die durch eine Zenerdiode Z4 ständig in Sperrich¬ tung vorgespannt ist. Dieser Vorspannung überlagert sich wieder die abstimmungsabhängige Gleichspannung aus dem Verhältnisgleichrichter. Da diese stets kleiner als die Vorspannung ist, bleibt die Sperrichtung für die Kapazitätsdiode erhalten, eine Bedingung für ihr Funktionieren. Nicht gezeigt in Bild 3 wird die Begrenzung der Abstimmung mit 2 antiparallel geschalteten Dio¬ den, die den Haltebereich einengt. Diese sehr nützliche Verbesserung ist für das prinzipielle Funktionieren der Tunerschaltung unwichtig. Hier kam es darauf an, eine derartige Industricschaltung mit 2 Vorstufen zu zeigen — sie sind noch „dünn gesät“. Vor einigen Jahren drang die elektronische Abstimmung auch bis zum UKW-Tuner vor, und zahlreich sind die Amateure, die diese Neuerung einmal selbst aufbauen und damit experimentieren möchten. Bild 4 zeigt eine einfache Schaltung für einen UKW-Tuner mit 2 Transistoren und vollelektronischer Abstimmung. Wie man aus dem Bild sieht, liegen dem Zwischenkreis und dem Oszillatorkreis je eine Kapazitätsdiode an Stelle eines Drehkondensators parallel. Eine variierbare Gleichspannung ver¬ ändert die Sperrschichtkapazitäten der Dioden und stimmt auf diese Weise den UKW-Tuner ab. Diese veränderbare Gleichspannung kann durch ein Potentiometer erzeugt werden, das räumlich getrennt vom Tuner angeordnet ist. Die elektronische Abstimmung bietet deshalb aus¬ gezeichnete Voraussetzungen für eine Fernbedienung. Nun einige technische Einzelheiten für den am Nachbau interessierten Ama¬ teur. Wie aus Bild 4 ersichtlich, sind nicht, wie früher angenommen, 2 gegenpolig in Reihe geschaltete Dioden für jeden Schwingkreis erforder¬ lich. Das Kapazitätsverhältnis der Dioden soll etwa 1 :2 betragen,. die Diodenvorspannung darf andererseits nicht unter etwa —2 V sinken, da 34 4 ? Bild 4 Tuner mit elektronischer Abstimmung durch Kapazitätsdioden sonst der Verlustwiderstand der Diode den Schwingkreis zu stark be¬ dampft. Mit einer Spannungsänderung von —2 V bis —10 V wird bei der Diode OA910 das geforderte Kapazitätsvariationsverhältnis annähernd erreicht. Schließlich kann an Punkt AFC wieder die Nachstimmspannung aus dem Verhältnisgleichrichter angeschlossen werden. Die Oszillator- abstimmdiode besorgt dann auch noch die automatische Scharfabstim¬ mung. Soll keine automatische Scharfabstimmung erfolgen, so ist Punkt AFC an Masse zu legen. Besonders interessant wäre, wenn ein versierter Amateur an Stelle der aufwendigen OA 910 die gleichfalls prinzipiell geeigneten Siliziumzener¬ dioden verwenden würde. Man könnte außerdem. .. aber dies soll den nimmermüden HF-Amateuren überlassen bleiben. Ein Wort zur War¬ nung der Anfänger in der edlen Kunst des HF-Amateurwesens sei aller¬ dings auch gesagt: Der Aufbau eines UKW-Tuners mit elektronischer Abstimmung ist nicht so einfach, wie es im ersten Moment aussieht! Besonders der Gleichlauf von Zwischen- und Oszillatorkreis bedingt lang¬ wierige Abgleicharbeiten. An Hand einiger ausgesuchter Tunerschaltungen wurde gezeigt, wie sich dieser Bauteil unter dem Einfluß der Transistorisierung entwickelt. Er ist heute nicht nur seinem Vorgänger — dem röhrenbestückten UKW- Tuner — in bezug auf Bauscharmut und Empfindlichkeit überlegen, son¬ dern erlaubt auch nichtkonventionelle Schaltungen zur automatischen Scharfabstimmung oder eine elektronische Abstimmung, die darüber hinaus ausgezeichnete Voraussetzungen für eine Fernbedienung der Ab¬ stimmung bietet. Dem ernsthaften UKW-Amateur sind auf diesem Gebiet noch viele Mög¬ lichkeiten offen, denn längst nicht alles wurde bisher ausgenutzt. Aller¬ dings setzt das Experimentieren auf diesem Gebiet einige Erfahrungen und auch Meßgeräte voraus. 3 * 35 Oberingenieur Gerhard Wie-sner Robotron 300 Viel Allgemeines ist schon in Tageszeitungen darüber berichtet worden. Wir wollen nun unseren Lesern einen kleinen technischen Einblick in diese von der internationalen Fachwelt anerkannte DDR-Entwicklung geben, denn die derzeitige schnell vorangehende Entwicklung auf dem Gebiet der elektronischen Datenverarbeitung erfordert, daß sich immer mehr Menschen mit diesem wichtigen Problem vertraut machen. Ständig erhöht sich die Bedeutung der Datenverarbeitung bei der Verwirklichung der technischen Revolution. Aus der Anwendung der bereits 1918 geschaffenen Hollerith-Lochkarten¬ maschinen in der Betriebsstatistik wurden elektronische Gerätesysteme Bild 1 Die Datenverarbeitungsanlage R 300 im Testraum 36 entwickelt, die in Verbindung mit den Datenfernübertragungsanlagen zum integrierten Leistungs- und Informationssystem (ILIS) führen. Die weitgehende Benutzung einer gemeinsamen vereinheitlichten Datenbasis, die kombinierte Verarbeitung und das Speichern von Daten, die Verbes¬ serung der wissenschaftlichen Leitungstätigkeit und vieles mehr ermög¬ lichen auch kleineren Betrieben, die Vorteile einer Datenverarbeitungs¬ anlage zu nutzen. Der prinzipielle Aufbau eines Rechenautomaten Durch die Eingabeeinheit gelangen die Daten und Befehle in den Speicher. Die Ausgabeeinheit liefert die Resultate. Sie sind die Verbindung zur Außenwelt und werden meist als periphere Geräte bezeichnet. Die Speicher (interne und externe) halten die Daten griffbereit und stellen diese dem datenverarbeitenden System in Mikrosekunden zur Verfügung. Gemäß Programm verarbeitet, ausgelöst durch das Steuersystem, das Rechenwerk die Daten und stellt die Ergebnisse der Ausgabeeinheit zur Verfügung, oder sie werden bis zur weiteren Verwendung gespeichert. Eine Anlage zeichnet sich heute nicht allein durch ihre besonders hohe Rechengeschwindigkeit oder durch ihre geringe Zugriffszeit aus, sondern vor allem durch das komplexe Gerätesystem, d.h. durch die Möglichkeit der Variation der peripheren Geräte. Bild 2 Prinzipaufbau der Datenverarbeitungsanlage R 300 Das Gerätesystem Bei der Konzipierung der Robotron 300 ging man vor allem von dem Stand¬ punkt der Datenverarbeitung mit mittlerer Größe und Geschwindigkeit als System mit einer universellen fortschrittlichen Anwendbarkeit aus 37 Zusatzspeicher Steuergerät Magnetbandspeichergeräts L. I Stromversor- Haupt- Steuer- Rechen- Kechenwerkenämuiiq gungsschrank Speicher werk werk 1 1_ • • • * n IT _i I i O £ Zentral- Einheit L-J i— I_ Maschinentisch mit Lochstreifenstanzer Lochstreifenleser Schreibmaschine Bedientisch "1 LJ yv Lesepuffer und Lesestanzeinheit Druckpuffer Paralleldrucker Stanzpuffer Bild 3 Das Gerätesystem (Bild 3). Da in der nächsten Zeit ein besonderer Schwerpunkt die Vorberei¬ tung für den Einsatz dieser Anlagen darstellt, müssen bestimmte Kennt¬ nisse der technischen und organisatorischen Möglichkeiten vorhanden sein. Deshalb soll ein Überblick über die technische Gerätekonzeption gegeben werden. 38 Die Anlage ist nach dem bewährten Baukastensystem aufgebaut. Sie be¬ steht aus 2 unterschiedlich lieferbaren Zentraleinheiten mit Bedientisch, aus den in 2 Größen lieferbaren Arbeitsspeichern und den externen Geräten. Dazu gehören die Magnetbandgeräte, die Lochkartenlese-Stanzeinheit, das Paralleldruckwerk, der Lochstreifenleser, der Lochstreifenstanzer und die Schreibmaschine. Die Anschlußmöglichkeit zur Datenfernüber¬ tragung und für eine Prozeßsteuerung ist vorhanden. Die Anlage arbeitet volltransistorisiert. Sie hat eine speicherprogrammierte Zentraleinheit. Für die digitalarbeitende Anlage benutzt man den alphanumerischen 1 *) 8-bit-Kode, wobei für die Darstellung der Buchstaben, Ziffern und Zei¬ chen die Kanäle 1— 2 — 4 — 8 — u — v verwendet werden, der p-ICanal zur Kontrolle des Datentransports, der w-Kanal für die Wortendmarkie¬ rung. Die Verarbeitung der Daten erfolgt serienparallel. Bei der Konstruktion wurde der servicegerechte Aufbau besonders berücksichtigt. Der hohe Standardisierungsgrad des Baukastensystems wirkt sich vorteilhaft auch hinsichtlich der Ersatzteilhaltung aus. Die Gestellverdrahtung ist als Wirewrap-Verbindung aufgebaut (Bild 4). Auf übersichtlich fixierte Me߬ punkte wurde besonderer Wert gelegt. Außer einer Prüfung der Ein- und *) 1 bis * siehe Begriffseriäuterungen auf S.45. Bild 4 Die Rückverdrahlung in Form der Wickeltechnik Ausgabedaten sind die Netzwerke durch selbständige Paritätskontrollen abgesichert. Ein Anzeigesystem lokalisiert die Fehlerquelle. Über die vorhandenen Kanäle kann ein Anschluß der verschiedensten peripheren Geräte erfolgen. Es ist die parallele Verarbeitung von 2 unab¬ hängigen Programmen durch die Vorrangsteuerung möglich. Die Zentraleinheit Die Zentraleinheit (Bild 5) stellt das Kernstück der elektronischen Daten¬ verarbeitungsanlage Robotron 300 dar. Sie führt alle Steuer- und Rechen¬ vorgänge durch, die für den Ablauf des Programms notwendig sind. Sie wurde nach dem Einadreßprinzip 2 aufgebaut. Die kleinere Variante ist für den Einsatz auf ökonomischem und verwaltungstechnischem Gebiet bestimmt. Die größere Anlage kann durch die Rechenwerkergänzung alle 4 Grundrechenarten mit festem und gleitendem Komma durchführen. Die Grundrechenarten sind fest verdrahtet. Der interne Ferritkernspei- cher ist zeichenadressierbar 3 für 10000 oder 40000 alphanumerische Zeichen. Die Zugriffszeit 4 beträgt ^ 3 Mikrosekunden. Die Aus¬ nutzung der Speicherkapazität erfolgt durch das Prinzip der variablen Wort länge. Zum Anschluß der peripheren Geräte stehen je 3 variable Eingabe- und Ausgabekanäle zur Verfügung sowie 3 feste Ansohlußkanäle für Maschi¬ nentisch, Zusatzspeicher und Magnetbandgeräteeinheit. Die mittlere Arbeitsgeschwindigkeit ist größer als 5000 Operationen je Sekunde. Bild 5 Bildliche Darstellung des Gerätesystems R 300 40 Der Bedientisch stellt einen Teil der Zentraleinheit dar und dient zur An¬ zeige des Zustands der Zentraleinheit, der Anzeige des Inhalts der Register und Zähler sowie der Veränderung des Programmablaufs. Der Maschinentisch Der Maschinentisch ist mit Schreibwerk, Lochbandleser und Lochband¬ stanzer zu einer selbständigen Einheit zusammengefaßt. Diese Geräte dienen hauptsächlich zur Ein- und Ausgabe geringer Datenmengen. Die Verwendung von Lochstreifen als maschinell lesbarer Datenträger ist für viele Anwendungsfälle ökonomischer als die Lochkarte. Über einen variablen Ein- und Ausgabekanal lassen sich weitere gepufferte Lochstreifengeräte anschließen. Dadurch können Vorzüge der Vorrang¬ steuerung ausgenutzt werden. Lese-Stanzcinheit Sie dient zur Verarbeitung von 80stelligen Lochkarten. Der Aufbau wird bestimmt durch 2 gegenläufige Bahnen. Mit einer Geschwindigkeit von 18000 Karten je Stunde verarbeitet sie die Daten, wobei der zwischen¬ geschaltete Pufferspeicher die unterschiedlichen Arbeitsgeschwindigkeiten zwischen Lese-Stanzeinheit und Zentraleinheit ausgleicht. Die Zentraleinheit ist damit nur während des Datentransports belastet. Zur Kontrolle der gelesenen bzw. gestanzten Daten wird der Informations¬ gehalt von 2 Lochkarten (80stellig) zwischengespeichert. Das Paralleldruckwerk Das Paralleldruckwerk ermöglicht, die in der R300 errechneten Resultate und Einzelwerte auf übersichtlichen Tabellen darzustellen. Dabei hat es keine Bedeutung, ob es sich um Formulare oder unbedrucktes Papier han¬ delt. Die Herstellung von Original und 2 Durchschlägen ist bei Verwen¬ dung von Spezialpapieren möglich. Die Formulargröße wird durch die maximal 110 Zeilen bestimmt. Das Paralleldruckwerk hat 156 Schreibstellen; jede Schreibstelle kann 57 Zeichen drucken. Neben dem programmgesteuerten Papiervorschub ist ein lochstreifengesteuerter Formularschub möglich. Magnetbandspeicher Der Magnetbandspeicher stellt einen externen Speicher dar mit auswechsel¬ baren Informationsträgern (Magnetbändern) großer Kapazität. Er dient besonders zur Erweiterung der so wichtigen Speicherkapazität. 41 Zum Magnetbandspeichergerät gehört das Steuergerät, in dem die funktio¬ nellen Steuerungen ausgelöst werden. An das Steuergerät lassen sich bis zu 8 Magnetbandspeichergeräte anschließen. Die Datenübertragung zur Zentraleinheit erfolgt ungepuffert. Das Magnetband hat eine Speicher¬ kapazität von IO 7 alphanumerischen Zeichen. Zusatzspeicher Der Zusatzspeicher gestattet eine wesentliche Erhöhung der frei adressier¬ baren Speichermöglichkeiten. Das Steuergerät für den Zusatzspeicher übernimmt die Steuerfunktionen für die Speicheraggregate. Es können bis zu 4 Magnettrommelspeicher angeschlossen werden. Die durchschnitt¬ liche Zugriffszeit beträgt 20 ms. Stromversorgung Die Anlage muß mit stabilisierten Spannungen betrieben werden. Diese stellt der Stromversorgungsschrank bereit. Bei Netzstörungen treten solche Sicherungsschaltungen ein, daß die in der Zentraleinheit befind¬ lichen Daten erhalten bleiben. Der Leistungsbedarf einer komplett aus¬ gerüsteten Anlage beträgt etwa 3 kW. Das Organisationssystem Für die Robotron 300 steht eine umfangreiche Programmbibliothek, auf¬ gebaut nach einem einfachen Operationssystem, zur Verfügung. Das Ope¬ rationssystem sucht auf dem Magnetband das entsprechende Programm und liest es ein. Auf dem Band befinden sich alle durch den MOPS-Com- piler 6 hergestellten Programme. Da Robotron 300 durch seine universelle Einsatzmöglichkeit bereits großes Interesse erregt hat, geht es jetzt in der gesamten Volkswirtschaft darum, die Einsatzvorbereitungen durchzuführen. Die internationalen Erfah¬ rungen legen für diesen Abschnitt etwa 3 bis 5 Jahre fest. Die Vorbereitung vollzieht sich nach den 3 Hauptetappen — Projektierung, — Programmierung, — Organisation der Einführung. Die Projektierung ist mit einer Vorstudie zu beginnen, bei der vor allen Dingen von den Aufgaben des Betriebs bzw. Industriezweigs und von der jeweiligen Perspektive ausgegangen werden muß. Die komplexe maschi¬ nelle Verarbeitung der Informationen ist die Grundrichtung, um zu einem 42 Bild 6 Jungingenieure — die Meister von morgen integrierten Datenverarbeitungssystem zu kommen. Besonders unsere jungen Ingenieure finden auf diesem Gebiet einen zukunftssicheren Einsatz (Bild 6). Eine laufende Weiterqualifizierung ist jedoch für alle Mitarbeiter erforder¬ lich, da sich die Datenverarbeitung auf allen Gebieten in einem hohen Tempo weiterentwickelt. Technische Daten Zentraleinheit Taktfrequenz Speicherart des Hauptspeichers Speicherkapazität des Haupt¬ speichers Kapazität des Akkumulators 8 ) Anzahl der Indexregister 7 ) Befehlswortlänge Zeichen Verarbeitung Wortverarbeitung Wortlänge Anzahl der möglichen Grundbefehle Zusatzbedingungen je Grundoperation Adressenrechnung V orrangprogrammierun g 100 kHz Ferritkernspeicher 10000 oder 40000 alphanumerische Zeichen (je nach Ausbau) 120 Zeichen 10 6 Zeichen 8 bit parallel Zeichen in Serie variabel 40 40 Indexmodifikation 8 ) 1. und 2. Art sowie Adressen¬ substitution 9 ) sind möglich Vorrangprogrammierung ist möglich 43 Periphere Geräte Paralleldrucker Druckgeschwindigkeit Druckstellen Zeichen je Druckstelle Papierbahnen Formulartransport Lese- Stanzeinheit Arbeitsgeschwindigkeit Stellenkapazität Stanzprinzip Abfühlprinzip Magnetbandspeicher Zeichenübertragungsfrequenz mittlere Kapazität bei an¬ genommener Blocklänge von 1000 Zeichen Blocklücke Bandgeschwindigkeit Längen des Magnetbands Anzahl der Spuren Informationsdarstellimg Taktgewinnung Simultanarbeit mit Ferritkernzusatz¬ speicher ist möglich Maschinentisch Eingabegeschwindigkeit Lochstreifen Kontrollschreibmaschine Ausgabegeschwindigkeit Lochstreifen Kontrollschreibmaschine Zusatzspeicher Speicherkapazität Erweiterung möglich 18000 Zeilen/li 156 57 2 unabhängig voneinander auf beiden Bahnen 18000 Karten/h 80 Spalten zeilenweise (alphanumerisch) Bürstenabftihlung 33'/ 3 kHz 10 • 10 6 Zeichen etwa 20 mm 1,52 m/s ± 1 % bei 49 Hz etwa 750 m 8 Spuren 7 Spuren Taktspur 20 oder 300 Zeichen/s max. 10 Zeichen/s 20 Zeichen/s 10 Zeichen/s 10000 Zeichen (alphanumerisch) je 8 bit 10000 Zeichen Ferritkernspeicher und 1 bis 3 Trommelspeicher mit einer Kapazität von 10000 Adressen zu je 10 Zeichen oder 1 bis 4 Trommelspeicher mit je 10000 Adressen 44 Ilegriffserläuterungen J ) alphanumerisch Darunter versteht man, daß nicht nur Zeichen, sondern auch Buchstaben ver¬ arbeitet werden können. 2 ) Einadreßprinzip Im Befehlswort befindet sich nur eine einzige Adresse, die die Speicherplätze des zweiten Operanden angibt, während der erste Operand und das spätere Resultat sich in einem extra Speicher, dem sogenannten Akkumulator, befinden. 3 ) zeichenadressierbar Jedes Zeichen des 40000-Zeichen-Hauptspeichers kann einzeln aufgerufen werden, d.li., es sind nicht nur Worte, sondern jedes einzelne Zeichen adressier¬ bar. 4 ) Zugriffszeit Zeitdifferenz, die zwischen dem Aufrufen eines Zeichens und dem Lesen liegt. Beispielsweise haben Ferritkernspeicher kurze Zugriffszeiten, während Trom¬ melspeicher sehr große Zugriffszeiten haben. 5 ) MOPS Dieses Programm ermöglicht ein Arbeiten mit der R 300 in symbolischen Adres¬ sen und Befehlen — erleichtert die Programmarbeit. 6 ) Akkumulator Dient zur Speicherung des ersten Operanden des Resultats mit einer Speicher¬ kapazität von 120 alphanumerischen Zeichen. 7 ) Indexregister In der R300 sind 10 Indexregister mit einer Speicherkapazität mit je 4 Zeichen vorhanden. Diese Indexregister dienen zum Zwischenspeichern von Adressen. 8 ) Indexmodifikation Eine spezielle Art der Adressenänderung. Adressenänderungen sind beispiels¬ weise bei zyklischen Programmen erforderlich. ö ) Adressensubstitution Unter der angegebenen bzw. errechneten Adresse findet man im Hauptspeicher eine neue Adresse, die zum Aufrufen der Werte dient, die weiterverarbeitet werden sollen. 45 TRANSFORMATOREN ÜBERTRAGER UND DROSSELN GUSTAV NEUMANN KG SPEZIALFABRIK FÜR TRANSFORMATOREN 5903 CREUZBURG/WER RA THÜR. DDR Tel. Creuzburg 121/122 Auslieferung über den Großhandel • Betrieb mit Staatl. Beteiligung Dipl.-Phys. H.-J. Fischer Anwendungsmöglichkeiten von Fiberoptiken (Lichtleitern) Es ist seit langem bekannt, daß ein Glasstab Licht durch interne Vielfaeh- reflexionen führen kann. Ein Rundfunkempfänger der Vorkriegsproduk¬ tion nützte diesen Effekt für eine geografische Senderanzeige aus. Die Skala hatte die Form einer Europakarte, und am Orte des eingestellten Senders leuchtete ein Lichtpunkt auf. Diese einzelnen Lichtpunkte wur¬ den durch ein System von dünnen Glasstäben von der Abstimmechanik zur Skalen-Landkarte geführt. Man untersuchte aber damals nicht die Abhängigkeit der Lichtleiter¬ eigenschaften vom Durchmesser des Glasstabs. Die Möglichkeit der Über¬ tragung von Bildern durch Bündel von Glasfasern wurde in den Patenten von Baird (England) und Hansell (USA) in den Jahren 1926/27 angedeu¬ tet. Die erste praktische Ausführung dieses Konzepts stammt 1930 von dem Deutschen Lamm. Erst 1950 kam jedoch durch die Technik der opti¬ schen Isolation der Glasfaser eine praktische Technologie zustande. Die optische Isolation kann durch einen Überzug der Fasern mit einem Mate¬ rial niedrigen Brechungsindexes erfolgen. Die Arbeiten von O’Brien wur¬ den 1954 von der American Optical Company, Southbridge USA, zur indu¬ striellen Verwertung geführt. In der DDR ist der VEB Carl Zeiss mit Eiberoptiken an die Öffentlichkeit getreten. Die Fiberoptiken arbeiten nach 2 Grundprinzipien: — Dünne Fasern aus transparentem Material führen Licht mit gutem Wirkungsgrad durch Totalreflexion an den Wänden des zylindrischen Fadens. — Einzelfasern in einem Bündel leiten Licht unabhängig voneinander weiter. Die Prinzipien gelten für Fasern mit einem Überzug aus Glas niedrigen Brechungsindexes auf einem Kern von Glas mit hohem Brechungsindex. Man kann Fiberoptiken als „Lichtwellen-Hohlleiter“ ansehen. Sie haben gute Übertragungseigenschaften im Bereich des sichtbaren Lichtes und des nahen Infrarots, wie Bild 1 zeigt (Durchlässigkeit als Funktion der 47 Bild 1 Durchlässigkeit eines Fiberoptikbündels Wellenlänge). Bei der Ein- und Auskopplung des Lichtes treten noch zu¬ sätzliche Verluste auf: die Fresnel-Reflexionsverluste von insgesamt 10 bis 17 % und die Verluste durch die endliche Packungsdichte des Fiber¬ bündels. Einzelglasfasern für Lichtübertragung können mit Durchmessern von 2 um bis 1 mm hergestellt werden; die Hauptfaserdurchmesser liegen zwischen 50 und 100 pm. Wenn man einige 100000 einzelne Fasern zu einem Bündel geeignet zusam¬ menfaßt, läßt sich ein Fiberscope, d. h. ein flexibles Bildübertragungsgerät hoher Auflösung, aufbauen. Ein 2 m langes Fiberbündel mit 800000 Ele¬ menten und einer Dichte von 10 6 Elementen/cm 2 hat beispielsweise eino Auflösung von 34 Linienpaaren/mm. Der größte z. Z. erreichbare Querschnitt des Bündels ist 1 cm 2 . Das erfordert bereits eine Schutzumhüllung von 25 mm Durchmesser. Man stellt auch Fiberplatten her, indem kurze Fibern miteinander verklebt oder verschmol¬ zen werden. Derartige Platten lassen sich als Schirme in Katodenstrahl¬ röhren einsetzen und ergeben auch bei starkem Nebenlicht helle, scharfe Bild 2 Übertragungseigen¬ schalten von Fiberoptiken 48 Bilder. Man unterscheidet bei den Glasfaserbündeln kohärente und nicht¬ kohärente Bündel. Letztere können nicht zur Bildübertragung benutzt werden, weil in ihnen die Fasern nicht geordnet sind. Übrigens ergibt sich daraus eine optische „Verschlüsselungsmethode“, indem man ein kohä¬ rentes Bündel nach einer festgelegten Ordnung umordnet. Dadurch wer¬ den Bildpunkte des Originals an andere Orte eines neuen Bildes über¬ tragen, das nur der zu entziffern vermag, der ein gleich geordnetes Fiber¬ bündel besitzt und damit das verschlüsselte Bild wieder in das Original zurückverwandeln kann (vgl .Elektronisches Jahrbuch 1965). Bevor auf einige Anwendungen eingegangen wird, folgen die technischen Daten eines Lichtleiters in Fiberoptiktechnik, der als repräsentatives Bei¬ spiel für den gegenwärtigen Stand der Technik gelten kann: Fiberdurchmesser — 20 [xm Eintrittswinkel zum Bündel — 60° numerische Apertur —0,5 Brechungsindex des Kernes — 1,62 Brechungsindex des Fibermantels —1,52 Einsatztemperaturbereich - 20 bis +85°C Spektralbereich — sichtbares Licht und nahes Infrarot Übertragungskoeffizient — siehe Bild 2 Nun folgen bildlich noch einige Anwendungsbeispiele für nichtkohä¬ rente Lichtleiterbündel. Bild 3 zeigt die Anwendung der Fiberoptik als „Übertragungsleitung“ für moduliertes Licht. Mit dem Einsatz der Fiber¬ optik werden teure Bündelungs- und Umlenkeinrichtungen für Licht mit Prismen und Linsen gespart. Man kann derartige Lichtleiter durch Ab¬ schirmkästen führen und damit elektrische Störungen eliminieren, auch lassen sich große Potentialunterschiede ohne Mühe verarbeiten (z.B. wenn ein Ende der Übertragungsstrecke auf Hochspannung liegt), da der Lichtleiter ein perfekter Isolator ist, usw. 4 Elektronisches Jahrbuch 1968 49 Bild 4 Optisches Sicherungssystem ( Verriegelung) mit Lichtleitern Bild 4 zeigt ein optisches Sicherungssystem gegen das öffnen spannungs¬ führender elektrischer Geräte und Anlagen. Sobald sich eine Tür öffnet, wird der Lichtleiter unterbrochen, che Fotozelle erhält kein Licht, und ein Relais schaltet die gesamte Anlage ab. Lichtleitersicherungen sind zuverlässiger als mechanische Verriegelungen; außerdem kann der Be¬ dienende den Zustand der Anlage optisch erkennen. Bild 5 gibt an, wie sich mit Faseroptiken die Frontplatten von Geräten verkleinern lassen. Bild 5 FrontplattenverMeinerung durch Einsatz von Lichtleitern 50 Bild 6 Lichtleiter für ,, geformte “ Anzeige Anzeigefelder mit Lampen benötigen einen größeren Platz an der Front¬ platte; werden jedoch nur Lichtleiterenden vorn herausgeführt, so kann man sie enger zusammenrücken und im Geräteinnern die Lichtquellen dann nach Wahl verteilen. Bild 6 zeigt den Einsatz der Lichtleiter zur Gewinnung einer „geformten“ Anzeige. Mit einer Lichtquelle läßt sich die ganze Form ausleuchten, und durch Einbringen eines Farbrads in den Strahlengang können noch Farb- effekte erzielt werden. Die nächsten beiden Bilder kennzeichnen die Flexi¬ bilität von Fiberoptikbündeln. Bild 7 zeigt, wie man Lichtleiter gemeinsam Bild 7 Flexibilität der Fiberoptiken-Verlegung im Kabelbaum 4 * 51 Bild 8 Mehr/achausnutzung einer Lichtquelle mittels Lichtleiter mit elektrischen Leitern in Kabelbäumen verlegen und mit einer Licht¬ quelle mehrere Beleuchtungsaufgaben wahrnehmen kann. Die Faseroptiken können auch mit Steckverbindungen versehen und mit ihren flachen Enden bündig abschließend hintereinandergeschaltet werden. Natürlich tritt durch jede Trennstelle ein Lichtverlust auf, weshalb man die Trennung des Bündels nicht oft durchführen kann. Bild 8 zeigt noch die Mehrfach¬ ausnutzung einer Lichtquelle mittels dreier Lichtleiter. Aus dem Gesagten ist leicht abzuleiten, daß man mit dieser neuen Art der Lichtübertragung ein leistungsfähiges Mittel der optischen Konstruktion besitzt. Große Industrienationen betreiben derartige Forschungen mit hohem Aufwand, um die Automatisierungstechnik damit zu fördern, im Rahmen der Militär- und Weltraumtechnik neue Lösungen für aktuelle Probleme zu finden oder neue wissenschaftliche Meßgeräte bauen zu kön¬ nen. Wenn auch dem Amateur in absehbarer Zeit sicher keine derartigen Lichtleiter zur Verfügung stehen werden — die komplizierte Herstellungs- teehnologie bedingt auch einen hohen Preis —, so muß er doch über neue Wege der modernen Technik informiert werden, denn durch sein aktives Mitdenken im Beruf ist schon viel Wertvolles entstanden, und der Wissen¬ schaftler kann auf die Hilfe des Amateurs nicht verzichten. 52 Dipl.-Math. Clans Goedecke Elektronische Rechenmaschinen als Übersetzer Seit der Entwicklung der ersten elektronischen Rechenmaschine Mark I im Jahre 1944 ist erst ein knappes Vierteljahrhundert vergangen. Aber dieser Zeitraum wurde geprägt von einem unwahrscheinlichen Entwick¬ lungstempo der elektronischen Datenverarbeitung, die mehr und mehr zum unentbehrlichen Helfer auf allen Gebieten unseres Lebens wird. Die Fülle der Anwendungsmöglichkeiten der Rechenautomaten — oder wie sie allgemeiner bezeichnet werden: der elektronischen Datenverarbei¬ tungsanlagen — ist heute kaum noch zu übersehen. Während sie zunächst nur dazu benutzt wurden, rein zahlenmäßig Rechnungen aus den verschieden¬ sten Gebieten von Wissenschaft, Technik, später auch Ökonomie schnel¬ ler und sicherer auszuführen, ergaben sieh im Laufe der weiteren Entwick¬ lung Anwendungsbereiche, die mehr oder weniger mit Zahlen überhaupt nichts mehr zu tun hatten. Am 7. Januar 1954 versammelten sich in einem Büro der New Yorker Firma IBM (International Business Machines) viele Menschen zu einem ungewöhnlichen Schauspiel. Sie wurden Augenzeuge der ersten öffent¬ lichen Demonstration der maschinellen Übersetzung, die auf der elektro¬ nischen Rechenanlage IBM-701 durchgeführt wurde. In den Speicher der Maschine gab man ein russisch-englisches Wörterbuch und das Pro¬ gramm ein, wobei das Wörterbuch aus 250 Worten bestand und das Pro¬ gramm etwa 2400 Befehle umfaßte. Dann stellte man zur Übersetzung einen einfachen Text in russischer Sprache zusammen, der aus der Ma¬ schine bekannten Vokabeln bestand. Der Text wurde im Kode der Anlage auf Lochkarten verschlüsselt, über die Leseeinheit in den Speicher der Anlage überführt, und unmittelbar darauf erschien über den Drucker automatisch die englische Übersetzung des vorgegebenen Textes. Die zweite Vorführung dieser Art erfolgte Ende 1955 in Moskau auf der sowjetischen Anlage BESM. Zur automatischen Übersetzung eines Textes von der englischen in die russische Sprache wurden in die Maschine das Programm und ein Wörterbuch eingegeben, das aus 952 englischen und 1073 russischen Wörtern bestand, d.h., von den englischen Wörtern hat- 53 ten 121 eine zweifache Bedeutung, was durch einen speziellen Kode am jeweiligen Wort gekennzeichnet war. Von mm an begann eine ganze Serie erfolgreicher Versuche zur automa¬ tischen Übersetzung von einer Sprache in eine andere. Diese Versuche er¬ regten in der ganzen Welt beträchtliches Aufsehen und wurden von der breiten Öffentlichkeit mit großem Interesse verfolgt. Dabei erhob sich immer wieder die Frage, wie so etwas überhaupt möglich ist. Den Gelehrten und Wissenschaftlern war es gelungen nachzuweisen, daß von elektronischen Datenverarbeitungsanlagen jede beliebige Arbeit über¬ nommen werden kann, die nach streng bestimmten Gesetzen (Algorith¬ men) verläuft. Man muß diese Gesetzmäßigkeiten nur erkennen, sie in Gestalt einer Folge elementarer Operationen ausdrüeken und danach ein Programm für den Automaten herstellen. Natürlich lassen sich solche Algorithmen auf dem Gebiet der Mathematik auf Grund des Charakters dieser Wissenschaft am ehesten finden. Algo¬ rithmen, die für numerische Rechnungen aufgestellt werden, heißen numerische Algorithmen. Durch sie wird die Lösung eines mathematischen Problems auf die 4 Grundrechenarten zurückgeführt. So nahm es nicht wunder, daß die Rechenautomaten zuerst für die Lösung solcher Pro¬ bleme Verwendung fanden, die sich durch mathematische Formeln aus- drücken lassen. In diesem Zusammenhang war die Berechnung der Wetter¬ vorhersage möglich. Die Spezialisten dieses Gebietes hatten schon weit früher, als es elektronische Rechenanlagen gab, aus den Informationen über Luftdruck, Temperatur, Luftfeuchtigkeit, Bewölkung und Wind¬ richtung ein mathematisches System von Differentialgleichungen auf¬ gestellt, das die numerische Lösung dieser Aufgabe ermöglichte. Weitaus schwieriger als die Aufstellung numerischer Algorithmen ist das Auffinden sogenannter logischer Algorithmen. Dabei handelt es sich darum, Vorschriften zu finden, die formalgeistige Arbeiten exakt und ein¬ deutig beschreiben. Bei der Anwendung der modernen Datenverarbei¬ tungsanlagen auf solche Probleme hören die Automaten auf, reine Rechen¬ einrichtungen zu sein. Die Lösung logischer Aufgaben erfordert nämlich in hohem Maße die Ausführung sogenannter logischer Operationen, die auf den Gesetzen der mathematischen Logik beruhen. Die Möglichkeit, logische Operationen auszuführen, ist aber keine Eigen¬ schaft speziell entwickelter Automaten, sondern prinzipielle Vorausset¬ zung für die elektronische Rechentechnik. Erst dadurch sind die umfang¬ reichen Anwendungsmöglichkeiten und gewaltigen Rechengeschwindig¬ keiten und damit die große Bedeutung der elektronischen Rechentechnik zu verstehen, weil der Mensch in einen ablaufenden Rechenprozeß nicht mehr eingreifen muß. Die Anlage trifft auf Grund des vorgegebenen Pro¬ gramms selbst die Entscheidung darüber, ob der eine oder andere Lösungs¬ weg einzuschlagen ist, ob eine Rechnung beendet oder ein bestimmter Zyklus noch einmal wiederholt werden muß. 54 Während bei mathematischen Problemen die elektronischen Datenver¬ arbeitungsanlagen zum größten Teil arithmetische Operationen durch¬ führen müssen, logische Operationen aber nur hin und wieder auftreten, nämlich gerade dann, wenn Entscheidungen zu treffen sind, werden bei den logischen Problemen zum überwiegenden Teil überhaupt nur logische Operationen durchgeführt. Eine der wesentlichen logischen Operationen ist für alle Probleme die sogenannte Vergleichsoperation. Die logischen Aufgaben, die von elektronischen Datenverarbeitungsanlagen gelöst werden können, sind sehr verschiedenartig. Dazu gehören die Steuerung des Rangierverkehrs, die Aufstellung von Fahrplänen, die Diagnostik in der Medizin, Aufgaben aus Kriminalistik und Psychologie, Probleme militärischer Operationen, die automatische Dokumentation, die „elek¬ tronische Stenotypistin“ und nicht zuletzt die Übersetzung von einer Sprache in die andere. Die Bemühungen um die automatische Übersetzung gingen davon aus, daß die Veröffentlichungen in den einzelnen Ländern in starkem Maße zugenom¬ men haben und demzufolge deren Verbreitung auf dem herkömmlichen Wege nicht mehr zu bewältigen ist. Die sprachlichen Unterschiede stellen also ein wesentliches Hindernis auf dem Wege zur Entwicklung kultureller, wissenschaftlicher und gesellschaftlicher Beziehungen dar. Die Automati¬ sierung des Übersetzungsprozesses würde bei der Lösung dieses Problems einen großen Fortschritt bedeuten. Als Ergebnis dieser Untersuchungen wurde von den Sprachforschern fest¬ gestellt, daß das Übersetzen eine formalgeistige Arbeit ist. In anderen Worten bedeutet das, eine Übersetzung läßt sich ausführen, ohne daß man den zu übersetzenden Text versteht. Dazu müssen nur jene Ge¬ setze zusammengestellt werden, durch die zwei verschiedene Sprachen unter Berücksichtigung der grammatischen Regeln miteinander verknüpft sind. Ausgehend von diesen Regeln ist es dann nicht schwer, ein Programm für eine elektronische Datenverarbeitungsanlage aufzustellen und damit den Übersetzungsprozeß zu automatisieren. Als erstes wird für ein mechanisches Übersetzen das Vorhandensein eines Wörterbuchs vorausgesetzt. Von den mathematischen Anwendungen her dürfte bekannt sein, daß elektronische Rechenanlagen mit Zahlen um¬ gehen können, aber nichts ist über Worte und Buchstaben gesagt. Des¬ halb müssen zunächst alle Buchstaben durch Zahlen ausgedrückt wer¬ den, die in der Maschine in einer Speicherstelle in Dualform auftreten. Eine Speicherstelle des Speichers einer elektronischen Datenverarbeitungs¬ anlage besteht gewöhnlich aus 7 bis 8 Binärstellen (realisiert durch Magnetkerne), von denen jeweils eine zur Kontrolle der Speicherung dient. Betrachten wir eine Speicherstelle mit 7 Binärstellen (Bild 1), so verblei¬ ben 6 Stellen zur Informationsdarstellung. Damit sind 64 verschiedene Zeichen oder Symbole darstellbar, die durch die Zahlen 0 bis 63 verschlüs¬ selt werden. Damit ließen sich beispielsweise zur Übersetzung die Ziffern 55 2 5 32 2 * IS 2 3 8 2 2 4 2 ’ 2 2° 7 Kontrottbit l Jnforma tionsbifr ( mit Angabe der Wertigkeiten Bild, l Schema für den Aufbau einer Speickerstelle 0 bis 9, die großen Buchstaben des Alphabets (26) und Interpunktions¬ zeichen, wie Komma, Punkt, Semikolon, Doppelpunkt oder Fragezeichen, verschlüsseln. Daraus läßt sich aber auch erkennen, daß bei 6 Stellen zur Informationsdarstellung die Verschlüsselung der kleinen Buchstaben des Alphabets nicht mehr möglich ist, da die aufgezählten Zeichen und Sym¬ bole bereits 41 der 64 Kombinationsmöglichkeiten belegen und längst Druck¬ zeichen Interne Darstellung dual 32 16 8 4 2 1 Zahlen- wert A 0 1 1 0 1 0 26 B 0 1 0 1 1 1 23 c 0 1 0 0 0 1 17 D 0 1 0 0 1 0 18 E 0 1 0 0 1 1 19 r 0 1 0 1 0 0 20 G 0 1 0 1 0 1 21 H 0 1 0 1 1 0 22 I 1 1 1 0 0 1 57 J 0 1 1 0 0 1 25 K 0 ü 1 1 1 1 15 L 1 0 0 0 ü 0 32 M 0 0 1 0 1 0 10 N 0 0 1 0 1 1 11 0 1 1 1 0 1 0 58 p 0 0 1 1 0 0 12 Q 0 0 1 1 0 1 13 R 0 0 1 1 X 0 14 S 0 1 1 1 0 0 28 T 1 0 0 1 1 1 39 U 1 0 0 0 0 1 33 V 1 0 0 0 1 0 34 w 1 0 0 0 1 1 35 X 1 0 0 1 0 0 36 Y 1 0 0 1 0 1 37 Z 1 0 0 1 1 0 38 Bild 2 Die Verschlüsselung von Buchstaben im Bull-Kode (Kode T 8) 56 Kontrollbit Bild 3 Die Verschlüsselung des Wortes ,, Automat“ im Speicher einer elektronischen Daten¬ verarbeitungsanlage (Butt-Kode) o X X X X o X o X X /\ O o X X O o X O X O X o o X X X o o o X O O o X X o X X X X X o X X O O o X \ > Jnformationsbits A U T 0 M A T (251 ( 33 ) ( 33 ) ( 58 ) ( 10 ) ( 25 ) ( 33 ) nicht alle Interpunktionszeichen aufgezählt wurden. Eine mögliche Ver¬ schlüsselung zeigt Bild 2 (BULL-Kode). Bei der Darstellung des Wortes AUTOMAT in 7 nebeneinanderliegenden Speicherstellen unter Verwen¬ dung des aufgeführten Kodes erhält man Bild 3. Das Kontrollbit wurde dabei jeweils so belegt, daß die Anzahl der besetzten Binärstellen innerhalb einer Speicherstelle ungerade ist. pp« □ ki ca ; > I * ¥= °<8>o, •' - ; Bild 4 Ansicht der Magnetbandspeichergeräte einer elektronischen Datenverarbei¬ tungsanlage 57 Auf Grund dieser Verschlüsselung läßt sich also die Darstellung eines Wörterbuchs in einer elektronischen Datenverarbeitungsanlage prinzi¬ piell ermöglichen. Da der interne Speicher der Anlage gewöhnlich durch das Programm und den zu übersetzenden Text belegt wird, verwendet man zur Aufbewahrung des Wörterbuchs sogenannte externe Speicher, wie Magnetbandspeichergeräte (Bild 4) oder Plattenspeichergeräte (Bild 5). Dabei befinden sich die Wörter gleicher Bedeutung der vorgegebenen Sprachen in Zellen mit gleichen Ordnungsnummern, um die unmittelbare Zuordnung zu erhalten. Bei der Übersetzung von der russischen in die englische Sprache oder umgekehrt ist aber zusätzlich zu beachten, daß beide Sprachen unterschiedliche Alphabete verwenden. Bei der Aufstellung eines Wörterbuchs entstehen die ersten Schwierig¬ keiten dadurch, daß es eine Vielzahl von Worten gibt, die eine mehrfache Bedeutung haben. Dies muß bei der Aufstellung des Programms berück¬ sichtigt werden. Hinzu kommt, daß sich nicht alle Worte mit den ent¬ sprechenden Vor- und Nachsilben oder mit allen möglichen Endungen von Deklination und Konjugation speichern lassen. Gewöhnlich speichert man deshalb Wortstämme, während ein Verzeichnis grammatischer Merk¬ male Bestandteil des Programms ist. Die Auswahl der Wörter für das Bild 5 Ansicht eines Plattenspeichergeräls mit einer Kapazität von 8,19 Millionen alphanumerischen Zeichen 58 Wörterbuch erfolgt auf Grund statistischer Untersuchungen im Hinblick auf ihre Häufigkeit und Anwendung. So umfangreich schon die Arbeit bei der Aufstellung des Wörterbuchs ist, weitaus schwieriger gestaltet sich die Aufstellung des Programms. Jede Sprache hat eine Vielzahl komplizierter Gesetze, eine Vielzahl grammati¬ scher Regeln, die ohne Ausnahme bei der Aufstellung des Programms zu beachten sind. Der erste Versuch der automatischen Übersetzung im Jahre 1954 war so aufgebaut, daß im gesamten Programm lediglich 6 grammatische Regeln berücksichtigt wurden. In Wirklichkeit sind es wesentlich mehr, wobei außerdem die in beiden Sprachen geltenden unter¬ schiedlichen Regeln und der andersartige Satzaufbau berücksichtigt wer¬ den müssen. Eine weitere Schwierigkeit der automatischen Übersetzung besteht schließlich darin, daß es in jeder Sprache Worte und Ausdrücke gibt, die sich nicht wörtlich übersetzen lassen. Der Übersetzungsprozeß selbst zerfällt in 2 Etappen: in die Analyse und in die Synthese. In der ersten Etappe der Übersetzung eines Satzes erfolgt zunächst die Übersetzung der einzelnen Wörter. Dazu wird jedes einzelne Wort mit den Wörtern des Wörterbuchs so lange verglichen, bis bei einem Wort Übereinstimmung besteht. Dieser Prozeß schließt gleich¬ zeitig die grammatikalische Analyse der einzelnen Wörter ein, da im Wörterbuch meist nur der Wortstamm aufzufinden ist. Auf Grund der enormen Rechengeschwindigkeiten der elektronischen Datenverarbeitungsanlagen erfolgt das Heraussuchen eines bestimmten Wortes aus dem Wörterbuch in kürzester Frist. Bei einem Umfang des Wörterbuchs von 10000 Worten und einer Operationsgeschwindigkeit der Anlage von 100000 Operationen in der Sekunde dauert das Suchen eines bestimmten Wortes im ungünstigsten Fall 0,1 s. Durch programm¬ technische Maßnahmen kann man die Geschwindigkeit des Lesevorgangs noch erhöhen, indem man das Wörterbuch in bestimmte Segmente unter¬ teilt. Ein bestimmtes zu übersetzendes Wort wird dann nur mit den Wor¬ ten des ihm entsprechenden Segmentteils aus dem Wörterbuch verglichen. Damit läßt sich die Dauer des Suchvorgangs um das 50- bis lOOfache senken. In der zweiten Etappe der Übersetzung, der Synthese des übersetzten Satzes, werden die im Wörterbuch gefundenen Wörter entsprechend den vorliegenden grammatischen Merkmalen abgeändert, und mittels der Syntax erfolgen die Ordnung des Satzes und die Ausführung der Inter¬ punktion. Faßt man die bisherigen Ergebnisse auf dem Gebiet der automatischen Übersetzung zusammen, so läßt sich erkennen, daß eine völlig automa¬ tische Übersetzung bei einwandfreier Qualität (auch als FAHQ-tJ ber- setzung bezeichnet — fully automaiic high quality translation) nicht reali¬ sierbar ist. Das trifft insbesondere auf schöngeistige Literatur zu, bedingt durch die völlig unterschiedliche Arbeitsweise von Mensch und Maschine. 59 Gleichzeitig zeichnen sich aber Anwendungsgebiete für die automatische Übersetzung insofern ab, als durch die Beschränkung auf bestimmte Spezialgebiete mit eingeengtem Wortschatz und definierter Wortbedeu¬ tung die automatische Übersetzung durchaus sinnvoll und nützlich ist. Zwar werden solche Übersetzungen der Nachbehandlung bedürfen, aber diese Arbeit wird nach internationalen Schätzungen höchstens 10 bis 15 % der ursprünglich benötigten Zeit ausmachen. Bei der Anwendung elektronischer Datenverarbeitungsanlagen zur auto¬ matischen Übersetzung von technischer Fachliteratur schätzt man für die Zukunft den Umfang des erforderlichen Wörterbuchs auf etwa 15 000 WÖrter. Die Übersetzungsprogramme werden einen beachtlichen Um¬ fang haben. Gegenwärtig existieren in den verschiedensten Ländern solche Programme zur automatischen Übersetzung. Erst kürzlich erfolgte eine Meldung, nach der erfolgreich Versuche zur Übersetzung aus der chinesischen in die englische Sprache durchgeführt wurden. Diese Mel¬ dung ist um so beachtenswerter, als die Struktur der chinesischen Sprache die Sprachforscher noch vor weitaus schwierigere Probleme stellt als bei anderen Sprachen. Die automatische Übersetzung befindet sich zur Zeit in der Periode, da vorhandene Programme verfeinert und auf bestimmte Spezialgebiete zugeschnitten werden. Im Zusammenhang mit der automatischen Über¬ setzung führt man gegenwärtig auch sehr interessante Untersuchungen durch bezüglich der Entschlüsselung geheimer Nachrichten, die in einem unbekannten Kode verschlüsselt sind. Die Entschlüsselung geht so vor sich, daß man einerseits gewisse statistische Eigenschaften des verschlüs¬ selten Textes ausnützt und andererseits die Entschlüsselung durch Pro¬ ben auf verschiedene Kodes durchführt. Die Anwendung elektronischer Datenverarbeitungsanlagen für diese Zwecke erhöht die Chance auf die Entschlüsselung eines Geheimkodes bedeutend. Ähnlich verhält es sich mit der Dechiffrierung von Inschriften alter, längst vergessener Sprachen. So gelang es in der Sowjetunion, mit Hilfe der elektronischen Datenverarbeitung Maya-Handschriften zu über¬ setzen. Wenn das Problem der automatischen Übersetzung heute auch längst nicht vollständig gelöst ist, so zeichnen sich doch auf diesem Gebiet inter¬ essante Aspekte ab. Wenn man bedenkt, daß die ersten Versuche gerade etwas über 10 Jahre zurückliegen, unterdessen die Wörterbücher bedeu¬ tend dicker und die Qualität wesentlich besser geworden ist, so kann man der automatischen Übersetzung mit den in diesem Beitrag behandelten Einschränkungen durchaus eine erfolgreiche Zukunft Voraussagen. 60 Literatur Goedecke, C., Elektronisches Rechnen für den Amateur, Der praktische Funk¬ amateur, Bd. 53, Deutscher Militärverlag, Berlin Goedecke, C., Zu einigen Aufgaben der Kybernetik, Elektronisches Jahrbuch 1966, S. 171 bis 178, Deutscher Militärverlag, Berlin Götzke,S., Programmgesteuerte Rechenautomaten, Fachbuchverlag, Leipzig, 1965 Poletajew, I. A., Kybernetik, Deutscher Verlag der Wissenschaften, Berlin Roivenski, S Maschine und Gedanke, Passat-Bücherei, Bd. 44 Tukatschinski, M. S. t Maschinen als Mathematiker, Deutscher Verlag der Wis¬ senschaften, Berlin Geduldige „Lehrer“ Prof. Br. erklärtet daß Computer künftig den Lehrer nicht nur von seiner Routine¬ arbeit befreien werden , sondern daß die Studenten mit ihnen entsprechend ihrer indivi¬ duellen Begabung arbeiten können, wobei sich gute Studenten niemals langweilen, schlechte Studenten dagegen niemals ,,verloren* ‘ fühlen. Er schloß mit den Wor¬ ten: „ Und außerdem wird der Computer niemals ärgerlich werden und mit den Studenten schimpfen , die schrecklich langsam begreifen .. . “ 61 iniii Halbleiter Bauelemente Dioden Gleichrichterdioden Transistoren Fordern Sie unser ausführliches Prospekt- und Katalogmaterial an! - kurzfristige Liefermöglichkeiten - electronic VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder) 12 Frankfurt (Oder) - Markendorf VEB Werk für Fernsehelektronik 116 Berlin-Oberschöneweide Ostendstr. 1—5 Sind Unterwasser- naehriehtenverbindungen möglich? Dipl.-Phys. H.-J. Fischer Solange Unterseeboote aufgetaueht sind, können sie mit konventionellen funktechnischen Mitteln ihre Nachrichtenverbindungen aufrechterhalten. Auch beim Fahren auf Sehrohrtiefe ist noch mit einer wasserdicht an¬ gebrachten Stabantenne Funkverbindung möglich, allerdings mit gerin¬ gerer Reichweite. Welche Möglichkeiten der Nachrichtenübertragung hat jedoch ein getauchtes Unterseeboot? Das umgebende Salzwasser hat auf Grund seiner physikalischen Eigen¬ schaften (Salzgehalt, Dielektrizitätskonstante usw.) dämpfende Wirkun¬ gen auf die hochfrequenten Wellen. Für ebene Wellen in einem dämpfen¬ den Medium gilt die Formel T _T . e~ « x i X — J o e • dabei ist I x die Intensität im Abstand x, I 0 die ursprüngliche Intensität für x = 0 und a der Absorptionsfaktor. Der Absorptionsfaktor läßt sich aus der Dielektrizitätskonstante e, der Leitfähigkeit er, der-Permeabi- lität p. und der Frequenz f berechnen. Bei Seewasser ist s r = 81, p. = 1 und a=3- 10~ 2 n- 1 cm -1 . Die recht komplizierte Rechnung für a (der Vollständigkeit halber unten angegeben) liefert das Ergebnis, daß z. B. bei 300 kHz und einem Intensitätsverhältnis I 0 /I x = 10 6 die Eindringtiefe in Wasser größenordnungsmäßig bei 10 m liegt. ix = oq +• « 2 Es ist schon lange bekannt, daß sich f ür den Empfang unter Wasser magne¬ tische Antennen, d. h. Rahmen- oder Ferritantennen, besser als elektrische Antennen eignen. Man kann also mit magnetischen Antennen vom ge¬ tauchten U-Boot aus Sender über Wasser bei geeignet gewählter Sende¬ frequenz empfangen. Damit ist wenigstens eine einseitige Nachrichten- 63 Übertragung zum getauchten U-Boot möglich. Aus der weiter vorn gegebenen Formel läßt sich die Frequenzabhängigkeit der Eindringtiefe ablesen. Es ergibt sich für die Praxis 'der Bereich der Längst- und Lang¬ wellen als zweckmäßigste Lösung. Der Wellen widerstand des Seewassers Z = B/H (wobei E die elektrische Feldstärke in V/m, H die magnetische Feldstärke in A/m ist) nimmt mit der Wurzel aus der Frequenz zu; bei 100 Hz beträgt er 0,015 ß, bei 10 kHz etwa 0,1 ß, bei 1 MHz 1 ß usw. Er ist also sehr klein, und eine Anpassung an ihn bereitet große Schwierigkeiten. Die Dämpfung nimmt ebenfalls mit der Wurzel aus der Frequenz zu. Bei l kHz beträgt sie 0,1 Np/m, bei 100 kHz 1 Np/m und schließlich bei 10 GHz (3-cm-Wellen) 500 Np/m. Bild 1 zeigt die Gesamtdämpfung der elektromagnetischen Wellen durch die Grenze der Medien Luft/Wasser und durch das Seewasser beliebiger Tiefe. Bei Bild 1 wird eine vertikale Sendepolarisation vorausgesetzt; folgende Dämpfungsfunktionen liegen zugrunde: a (Grenzfläche) = 13,25 f - M 687 a. (Seewasser) = 0,0037 D Vf ; f in Hz, D = Eindringtiefe in m, a = Dämpfung in Np. Die Frequenz, bei der die Gesamtdämpfung ein Minimum bei gegebener Tiefe D wird, ist f = (478/D) 1 ’ 76 . 64 Einige charakteristische Werte sollen in der nachfolgenden Tabelle an¬ gegeben werden: Tiefe D in m f für a m i Q in Hz <%ge 3 bei f in Np 100 16 13,0 (113,0 dB) 10 900 9,8 (86,0 dB) 1 52000 7,2 (62,5 dB) Bild 2 zeigt noch die Tiefe D, bei der die Feldstärke in Seewasser auf 1 % bzw. 1 °/ 00 (10 2 bzw. 10 -3 ) abnimmt, als Funktion der Frequenz; die Leit¬ fähigkeit c ist der Parameter. Die größte Tauchtiefe, bei der noch ein Empfang möglich ist, hängt von der Feldstärke! über Wasser, der mittleren Störfeldstärke, der Eigen¬ rauschspannung des benutzten Empfängers, der Leitfähigkeit des See¬ wassers und der Frequenz ab. Bild 3 zeigt die erreichbaren Empfangs¬ tauchtiefen als Funktion der Frequenz mit dem Überwasser-Signal- rauschverhältnis als Parameter. Mit einer Frequenz von 20 kHz und 60 dB Störabstand über Wasser ist also z. B. eine Tauchtiefe von 33 m möglich. Über die erreichbaren Entfernungen bei Sendeleistungen von 100 kW und 1 MW (Dauerstrich) gibt schließlich noch Bild 4 Auskunft. Dabei wurden folgende Berechnungswerte zugrunde gelegt: f = 16 kHz, effektive Antennenhöhe 5 • 10~ 4 m (Ferritantenne 18 p.H, Q = 100), Rauschzahl des Empfängers F = 1, Bandbreite 160 Hz, Leitfähigkeit 1 S/m. Da sich recht große Reichweiten erzielen lassen, wurde das Längstwellen- Nachrichtenübertragungsverfahren für U-Boote im 2. Weltkrieg von Deutschland und den USA angewendet. 1943 errichtete man den U-Boot- Leitsender Goliath bei Calbe, der bei 16 kHz eine Sendeleistung von 1 MW D[m] Bild 2 Tauchtiefen für Feldstärkenabnahme auf l°l„ und 1 ' 7 00 (Leitfähigkeit a = Parameter) 7 10 20 30 W50 WO 200 300 500 7000' Frequenz f[kHz] 5 Elektronisches Jahrbuch 1968 65 Bild, 3 Erreichbare Empfangstaucktiefen aufwies. Die Kommandoübertragung erfolgte telegrafisch (s. Tabelle über erzielte Reichweiten, S. 68). Die USA benutzten im 2. Weltkrieg einen ähn¬ lichen Sender mit 16,88 kHz in Haiku auf Hawaii (Hochfrequenz¬ maschinensender, später Umbau auf Röhrensender 0,5 MW). ZurZeit be¬ sitzen sie 2 Hochleistungssender von 1 MW im Frequenzbereich 14,5 bis 35 kHz bei Washington und bei Camden/Maine, die die Funkverbindungen zu den Polaris-U-Booten aufrechterhalten. Durch Einsatz moderner Signalbehandlungsmethoden können die Reichweiten noch etwas ge¬ steigert werden. Natürlich sind elektromagnetische Wellen nicht das einzige Unterwasser- Signalübertragungsmittel. Man kann auch Schallwellen zur Nachrichten¬ übertragung verwenden. Das hydroakustische Nachrichtenverfahren hat natürlich eine weit geringere Reichweite als das elektromagnetische. Wenn man einen selektiven Empfänger (Hydrofon) mittleren Aufwands vor¬ aussetzt, genügt zum sicheren Empfang ein Schalldruck von 20 uü = 20 dyn/cm 2 . Die Schallgeschwindigkeit im Wasser beträgt 1,5 - 10 3 m/s, der akustische Widerstand Z = p 0 - c = 1,5- 10 6 kg -m -2 -sr 1 . Die Empfangs- intensität der Schallwelle ergibt sich dann zu 4 66 Pe Z 1,5 • 10 6 2,67 /FW/m 2 . Der Schall breitet sich in der See als Zylinderwelle ans. Bei einer Reich¬ weite von 100 km und einer Zylinderhöhe von 600 m errechnet sich die erforderliche Senderleistung zu R, = 27tr ■ h • I e = 1000 W. Berücksichtigt man noch die Ausbreitungsdämpfung, dann kann man die Reichweite sicher mit 10 kW Schalleistung erzielen. Da die Absorp¬ tion der Schallwellen mit dem Quadrat der Frequenz zunimmt, ist auch hier mit niedrigen Frequenzen die größte Reichweite erreichbar. Man benutzt dazu eine Frequenz von einigen Kilohertz, die sich mit Maschinen¬ umformern oder mittels Thyristorwechselrichtern erzeugen läßt. Nachteilig ist bei diesem hydroakustischen Nachrichtenverfahren die große Signal¬ laufzeit. Für 40 Seemeilen Entfernung beträgt die Laufzeit der Signale 50 s. Weiterhin wird eine hydroakustische Nachrichtenverbindung durch den Temperaturgradienten des Wassers, durch Salzgehalt, Seegang und durch die Formation des Meeresbodens beeinflußt. Die Störsicherheit ist relativ gut, die Kanalkapazität reicht im allgemeinen für Telegrafie¬ übertragung aus. Neben diesen konventionellen Nachrichtenmitteln bestehen noch folgende neue Lösungen des Problems: Das getauchte U-Boot setzt Bojen mit hydroakustischen Empfängern und UKW-Sendern aus. Vom U-Boot wird die Boje mit Schallwellen angestrahlt, und oberhalb der Wasserober¬ fläche setzt die Boje die Nachricht in eine UKW-Sendung um. Unter Wasser ist auch eine Lichtsprechverbindung mittels grünen Laser¬ lichts möglich. Dabei sind naturgemäß die Reichweiten begrenzt, und ein solches Nachrichtenübertragungsverfahren eignet sich nur für Entfer¬ nungen bis zu einigen Kilometern. Auf diesem Gebiet sind die Entwick¬ lungen noch im Fluß. Entfernung r[km] Bild i Tauchtiefe als Funktion der Entfernung vom Sender 5 * 67 Es ist jedoch allgemein zu sagen, daß die Nachrichtenverbindung mit ge¬ tauchten Wasserfahrzeugen große technische Probleme mit sich bringt. Die Tiefseeforschung stellt noch besondere Anforderungen an die Unter¬ wassernachrichtenübertragung, denn dabei sind Tauchtiefen bis 5000 m keine Seltenheit. Zwischen dem Bathyscaphe und dem Begleitschiff Elie Monnier benutzte der französische Tief seeforscher Picard ein modi¬ fiziertes ASDIC-Ge rät zur Telegrafieübertragung bei 15 kHz. Als Wand¬ ler dienen magnetostriktive Nickelschwinger. Ein Schwinger wird im Tief¬ seetauchgerät sowohl zum Senden als auch zum Empfang benutzt; er ist druckdicht eingebaut. Literatur [1] Brune, K., Über die Ausbreitung elektrischer Wellen im Wasser, Hoch¬ frequenztechnik und Elektroakustik, Bd. 50 (1937), S. 73 — 80 [2] Ziehm, R_ o“ o B_ £ o~ 17 ß G o T ■Jjs T o- o % o~ B_ a) b) c) 6 Elektronisches Jahrbuch 1968 81 Auch die Technologie des Chromatrons ist etwas einfacher als die der Maskenbildröhre, obwohl ebenfalls noch reichlich kompliziert. Nachteilig sind der große Aufwand des Umschalters, der beim Farbgitter reichlich hohe Spannungen schalten muß, und die relativ geringe Lichtausbeute. In der Tat ist die Maskenbildröhre heller als die Chromatronrölire und alle anderen bisher bekannten FarbfernsehWiedergabeorgane; ein weiterer Grund dafür, warum man bisher immer wieder zu ihr zurückkehrte. Dazu kommt noch etwas: Bei der Wiedergabe von Schwarz-Weiß-Bildern wird bekanntlich kein Farbunterträger empfangen. Der Umschalter „schwingt frei“, d.h., er schaltet ständig mit etwa 4,4 MHz zwischen den 3 Farben um. Statt zwischen 3 Spannungen U R , U B und U G wechselt der Wehneltzylinder zwischen 3 Teilspannungen (0,3, 0,59 und 0,11 Uy) um. Die Zusammensetzung ergibt ein weißes Signal. Treten Farbsäume im Bild auf, so kann dies nur an einem Defekt der Bohre liegen, nämlich dann, wenn das Farbgitter nicht mehr zu den Farbleuchtstoffstreifen auf dem Bild¬ schirm „paßt“. Dies wird jedoch nicht plötzlich eintreten, sondern muß bereits bei der fabrikneuen Bohre erkennbar sein. Eine Bohre mit einem derartigen Defekt würde entweder nicht ausgeliefert oder sofort vom Ver¬ braucher reklamiert. Viel wahrscheinlicher ist es, daß die Schaltspannung für das Farbgitter nicht stimmt. Hat sie einen zu kleinen Wert, so läßt sich der Elektronen¬ strahl nicht einwandfrei auf den roten oder blauen Streifen lenken. Der Erfolg wäre ein grüner Farbsaum. Ein derartiges Absinken der Schalt¬ spannung ließe sich demnach sofort im Bild bemerken, und die Ursache des Defektes könnte leicht lokalisiert werden. Die Pläne der Sowjetunion betreffs Farbfernsehen umfassen 1970 ein Produktions¬ ziel zwischen 1 bis 1,5 Millionen Geräten jährlich. Wir zitieren aus fatecy/rcrtuob Oct. 3, 66: ,,Die Standardisierung hat in Ostdeutschland die Zahl der Stunden, die für die Elektronik-Konsumgüterproduktion benötigt werden, gewaltig herunter'gehauen'. Für Fernsehgeräte hat sich das Niveau auf 82 % gehoben, d.h., 82 von 100 Kom¬ ponenten sind allen in diesem Land gefertigten Fernsehgeräten gemeinsam. Das Resultat davon: Man benötigt nur noch 5,4 Arbeitsstunden, um ein Fernsehgerät zu produzieren, gegenüber 27 Stunden im Jahre 1957. Das Niveau der Standardisierung liegt bei Rundfunkgeräten sogar noch höher, und zwar bei mehr als 90 %“. 82 Dipl--Ing. Otthermann Kronjäger Betriebszuverlässigkeit und Amateurteclinik Einleitung Überall dort, wo die Elektronik angewendet wird, ist das Problem der Betriebszuverlässigkeit mit einbegriffen. Anders gesagt, jeder Fortschritt in der Technik kommt nicht zur Geltung, wenn nicht gleichzeitig das neue Erzeugnis dieser Technik zuverlässig arbeitet. Das betrifft auch den Funk¬ amateur. Sehr oft sieht er sich dem Problem der Zuverlässigkeit gegen¬ übergestellt, wenn beispielsweise mitten in einem QSO sein Sender die Funktion einstellt. Es muß deshalb einiges über die Betriebszuverlässig¬ keit gesagt werden, welche Begriffe auftreten und wie man die auf dem umfangreichen Gebiet getroffenen Feststellungen in der Amateurtechnik anwenden kann. Dabei soll nur auf wenige mathematische Zusammen¬ hänge zurückgegriffen werden. Die Ausführungen sind teilweise als Vor¬ schläge zu werten. Zur praktischen Betricbszuvcrlässigkeit Beginnen wir zunächst mit dem Begriff Betriebszuverlässigkeit. Darunter wird verstanden, daß ein elektronisches System (Anlage, Gerät, Bau¬ gruppe) oder Element (elektronisches Bauelement oder mechanische Ein¬ richtung) mit einer bestimmten Wahrscheinlichkeit die geforderten Funk¬ tionen in einem interessierenden Zeitabschnitt erfüllt. Die Wahrschein¬ lichkeit können wir in einem Zahlenwert ausdrücken. Er liegt zwischen 1 und 0. Beispielsweise bedeutet ,,1“, daß in dem betrachteten Zeitabschnitt die Anordnung ihre Funktion hundertprozentig erfüllt. Zur Abkürzung des Wortes Betriebszuverlässigkeit wählen wir den Ausdruck Zuv. Im Gegensatz zur Zuv. muß logischerweise die Unzuverlässigkeit genannt werden. Auch sie kann man in einem Zahlenwert ausdrücken, der zwi¬ schen 0 und 1 liegt. So würde der Wert „0“ bedeuten, daß keine Unzuver¬ lässigkeit vorhanden ist. Für beide Wahrscheinlichkeitsausdrücke wählen W * r P(t) = Zuverlässigkeit, Q(t) — Unzuverlässigkeit. 6 * 83 Die internationale Literatur hat für sie die verschiedensten Bezeich¬ nungen eingeführt. Obige Beziehungen lassen also Zeitfunktionen erken¬ nen. Ihre gegenseitige Abhängigkeit erfaßt man in dem Ausdruck P(t)=l-Q(t). (1) Wann und wo ein Ausfall vorhanden ist, darüber gibt es verschiedene Auffassungen. Wir legen uns mit folgender Definition fest: Der Ausfall eines Systems oder Elements liegt dann vor, wenn die Betriebs- oder Ausgangswerte merklich nicht mehr eingehalten werden. Hierzu 2 Beispiele aus der Praxis der Amateurtechnik: Fall 1 Eine bestehende Funkverbindung wird plötzlich unterbrochen, weil der Sender ausgefallen ist (z.B. kein Anodenstrom der Endstufe). Fall 2 Entgegen den früheren guten Modulationsangaben wird jetzt mitgeteilt, daß Verzerrungen vorliegen. Als Ursache stellt sich ein völliger Verbrauch der Endröhre des Modulationsverstärkers heraus. Im Fall 1 hatten wir einen plötzlichen Ausfall zu verzeichnen, d.h., ohne vorherige Ankündigung trat der Ausfall auf. Im Fall 2 lag dagegen ein Verbrauch der Bohre vor. Man sagt dazu auch, es war eine Alterungs¬ erscheinung, eine Ermüdung, vorhanden. Die Istwerte der Bohre lagen also außerhalb der Toleranz der Betriebswerte. Besonders die letzte Art des Ausfalls nehmen die Amateure nicht ernst, da unmittelbar der Geld¬ beutel angesprochen wird. Etwa nach der Methode, solange sie noch „röchelt“, ist sie noch gut! Inwieweit eine solche Einstellung Berechti¬ gung hat, kann nicht Gegenstand der Betrachtungen sein. Soviel sollte man hierzu noch festhalten, daß durch Ermüdungserscheinungen Beak- tionen auf andere Elemente ausgeübt werden, was schließlich um so eher einen plötzlichen Ausfall hervorrufen kann. Die plötzlichen Ausfälle, sogenannte Zufallsausfälle, können den Amateur¬ betrieb beträchtlich beeinflussen. Lassen sich derartige Ausfälle verhin¬ dern? Dazu die einfache Antwort: „Nein“. Man kann sie nicht verhindern, wohl aber herabsetzen, ja soweit reduzieren, daß sie praktisch nicht mehr in Erscheinung treten. Wie ist das zu erreichen? Der Amateur kann dazu sehr viel beisteuern, indem er die Erkenntnisse, die auf diesem Gebiet gewonnen wurden, beherzigt, und nicht immer wieder von vorn anfängt. Zur Erhöhung der Zuv. sind deshalb einige Merksätze für die Praxis zu empfehlen: — Gewöhne dir Exaktheit in deinen Versuchsaufbauten an. Die dafür erforderliche Zeit ist nicht verloren, da undurchsichtig scheinende Fehler unterbleiben. 84 — Wähle nach Möglichkeit solche Schaltungen für dein Vorhaben, die nachweislich erprobt sind. — Wähle für den Anfang einfache Schaltungen. — Beherzige die Hinweise erfahrener Kameraden, ßie haben schon das hinter sich, was du gerade erlernen willst. — Überlaste nie die in der Schaltung verwendeten Bauelemente. Im Gegenteil, nimm bis zum gewissen Grad eine Unterdimensionierung vor (die angeblich strapazierbaren Anodenbleche der Senderendröhre gehören in das Reich der Fabel!). — Berücksichtige bei deinen Geräten die vorhandene Verlustwärme, d.h., deren Abstrahlung darf andere Bauelemente nicht in Mitleidenschaft ziehen. — Überlege dir den Aufbau deines Geräts gründlich. — Wähle die Bedienungselemente so, daß keine gegenseitige Behinderung eintritt. Durch einen Bedienungsfehler soll kein Ausfall entstehen. — Verhindere den Folgeausfall: d.h., durch Ausfall eines Bauelements dürfen keine weiteren Ausfälle auftreten. Die aufgestellten Thesen verbürgen keine Vollständigkeit. Soviel kann man aber sagen, daß bei Einhaltung dieser Merksätze die Zuv. wesentlich in positiver Richtung beeinflußt wird. Von der Zuverlässigkeit der Elemente und der Systeme In den obigen Merksätzen erscheint unausgesprochen die Anzahl der Elemente. Prinzipiell ist dazu zu sagen, je mehr Elemente in einer Schal¬ tung vereinigt sind, um so unzuverlässiger wird sie. Allerdings muß man dann eine Serienschaltung im Zuv.-Sinne haben. Bildlich sieht so etwas aus wie Bild 1. Nach Ausfall eines Elements oder Systems ist diese Kette unterbrochen, die Funktion eingestellt. Diese Grundschaltung kann man sowohl auf Baugruppen, Geräte oder Anlagen verwenden. Wir wollen das an einer Schaltung erklären. Eine elektronische Schaltung gemäß Bild 2 hätte dann im Zuverlässigkeitssinne das Aussehen nach Bild 3. Bild 1 Serienschaltung im Zu- verlässiglceitssinne Bild 2 Schaltungsbeispiel zur Zuverlässigkeit m m °-[«wj—? 85 Bild 3 Einzelteil-Serienschaltung im Zuverlässigkeitssinne für das Sehaltungs¬ beispiel Wir erkennen: fällt irgendein Bauelement aus, so arbeitet die Oszillator- Schaltung nicht mehr. Demnach ist die Anordnung nach Bild 3 berechtigt. Oder betrachten wir das Blockschaltbild eines Empfängers. In Bild 4 wurde alles Erforderliche aufgeführt. Jeder dieser Blöcke ist also (wie Schaltung nach Bild 2) unterteilbar. Genauso kann man verfahren, wenn man weiß, daß bei Ausfall irgendeines Elements die Funktion des betrachteten Systems gestört ist. Es gibt Systeme, die eine Reihe von Funktionen zu erfüllen haben, in denen bei Ausfall einer Baugruppe nicht alle Funktionen des Systems eingestellt werden. Beispielsweise könnte man einen Amateurempfänger auch dann noch teilweise verwenden, wenn der BFO ausfiele, A3-Empfang wäre ja noch möglich! Es handelt sich demnach um eine „Vereinbarung“ zwischen Beurteiler und Hersteller eines Geräts. Aus diesem einfachen Beispiel ist ersichtlich, wie problematisch der Ausfall bewertet werden kann. Ferner zeigt das Beispiel, daß die Baugruppe BFO je nach Festlegung des Ausfalls in die Zuverlässigkeitsschaltung einzuordnen ist. Hier muß sie als Abzweigung zum ZF-Verstärker angesehen werden. Es gibt sehr viele Schaltungen, die man nach dem Gesagten analysieren muß, um eine Aussage über die Zuv. zu erhalten. Deshalb fassen wir betreffs Serienschaltung zusammen: Eine Serienschaltung liegt dann vor, wenn durch einen Ausfall die gewünschte oder geforderte Funktion nicht mehr gegeben ist. Wir wollen noch etwas zu den mechanischen Einrichtungen erwähnen. Sie können ebenfalls die Funktion eines Systems beeinträchtigen. Man denke z.B. an eine Taste. Grundsätzlich kann man aber festhalten, daß ein plötzlicher Ausfall einer mechanischen Einrichtung wesentlich selte¬ ner vorkommt als bei einem elektronischen Bauelement. Wir wollen des¬ halb vereinbaren: Die Zuv. von mechanischen Einrichtungen hat für die Belange des Amateurs den Wert „1“. Dazu müssen solche Elemente je¬ doch gewartet werden. Bild 4 Blockschaltbild eines Amateursupers 86 \p,(i)]bfo Bild 5 Baugruppen-Serienschaltung im Zuverlässigkeitssinne für den Amateursuper Das Bestreben geht dahin, die Zuv. der elektronischen Bauelemente ebenfalls dem Wert 1 anzunähern. Die Fabrikation von Bauelementen ist jedoch mehr oder weniger mit Fehlern behaftet. Hinzu kommt, daß die Bauelemente zu einem vertretbaren Preis verkauft werden müssen. Ökonomische Belange spielen also auch eine Rolle. Um tr.otzdem die Zuv. eines Systems zu erhöhen, bedient man sich der sogenannten Redun¬ danz. Darunter ist eine Mehrfaehausführung von Bauelementen, Bau¬ gruppen, Geräten und Anlagen zu verstehen. „Heiße“ Reserve besagt, ein gleiches Element oder System wird dauernd mitbetrieben. Bei Aus¬ fall übernimmt das andere System die Funktion. Im einfachsten Falle haben wir 2 parallelgesehaltete Bauelemente, wenn es die physikalischen Bedingungen zulassen. Gemäß Bild 6 sind einige Bauelemente angegeben* die man im Zuv.-Sinne als „parallel“ ansehen kann. Da Widerstände all¬ gemein durch Unterbrechung ausfallen, stimmt die elektronische Schal¬ tung mit der Zuv.-Betrachtung überein. Kondensatoren können aber sowohl durch Unterbrechung als auch durch Kurzschluß ausfallen. Be¬ sonders bei der Bauelemente-Redundanz ist nicht immer ein voller Ersatz bei Ausfall des Partners vorhanden. Natürlich muß der Aufwand gegen¬ über dem Nutzen abgewogen werden. Unterdimensionierte Bauelemente Bild 6 Beispiele für die Anwendung der, , heißen“ Reserve beide Möglichkeilen 87 erhöhen ebenfalls oft die Zuv. Um eine Aussage über die Zuv. eines Bau¬ elements zu erhalten, bezieht man sich auf die Ausfallrate. Sie ist gleich der relativen Bestandsänderung von Elementen gleichen Typs in einem betrachteten Zeitintervall. Für Systeme gelten prinzipiell die gleichen Festlegungen. Nach 61. (2) erkennt man, daß zur Ermittlung der Ausfall¬ rate Z(t) im Zeitabschnitt At die Elemente AN ausgefallen sind. Bei Kenntnis der Funktion Q(t) läßt sich Z(t) ebenfalls berechnen 1 Zl N d Q (t) Bf A t — P (t) • d t' ( 2 ) Eine Reihe von Bauelementen hat praktisch die Unzuverlässigkeit Q(t) = 1—e — Pf. Durch Differentiation von Q(t) und Einsetzen von P(t) aus 61. (1) in 61. (2) wird Z(t) = p. Unter diesen Bedingungen ist Z(t) = konstant, d.h. zeitunabhängig. Nach der sogenannten Badewannen¬ kurve erkennen wir, daß Z(t) nur im Bereich II (Bild 7) obige Bedingungen erfüllt. Die Kurve ist idealisiert. Schlecht gefertigte Systeme werden einen Verlauf von Z(t) haben, wie die gestrichelte Kurve zeigt. Treten nach dem ersten Einschalten von neu hergestellten Geräten Ausfälle infolge unsach¬ gemäßer Fabrikation oder schlechter Bauelemente auf, dann zeigt sich ein Verlauf von Z(t) gemäß Teil I. Nach Behebung der „dünnen“ Stellen verringert sich Z(t), um in den Teil II überzugehen. Teil I bezeichnet man mit Frühausfallabschnitt. Dem Teil der konstanten Ausfallrate schenken wir besondere Aufmerksamkeit. Er charakterisiert nun den Zeitabschnitt der allgemeinen Verwendung des Systems. Hier haben wir also im Abstand 1/Pges = T = mittlere Funktionsdauer Ausfälle zu erwarten. Ihr zeitlicher Abstand würde theoretisch im Abstand T liegen. Die Bemühungen gehen dahin, T möglichst groß zu machen. Werden die Abstände der Betriebszeitabschnitte zwischen den Ausfällen geringer, so steigt gemäß Bild 7 Z(t) an, wir nähern uns der allgemeinen Alterung des Systems. Es müßte eine generelle Überholung stattfinden. Für Amateure hat dieser Zeitabschnitt kaum Bedeutung, denn die Tech¬ nik schreitet fort, andere Gedanken formen schon ein neues System usw. Trotzdem wollen wir einige mögliche Fehler für ein verschleißbehaftetes Gerät nennen. Es sind dies häufigere Ausfälle von Widerständen (Tole¬ ranzüberschreitung), von Elektrolytkondensatoren (Austrocknung des Bild 7 Zeitlicher Verlauf der Zuverlässigkeit 88 0 t Elektrolyten) und Kontaktschwierigkeiten an Schaltern und Relais sowie Röhrensockeln. Z(t) hat die Dimension Zeiteinheit -1 . Nimmt man beispielsweise für ein Bauelement p = 10“ 6 h -1 an, so bedeutet das, von einem Kollektiv von 10 0 Bauelementen gleichen Typs fällt unter den gegebenen Betriebs¬ bedingungen je Stunde etwa 1 Bauelement aus. Hätten wir dagegen nur 10 3 Bauelemente, dann kann 1 Bauelement bei 10 3 h ausfallen. Die angegebenen Werte wurden auf Grund statistischer Erfassungen ermit¬ telt. Da man den Mittelwert solcher Ausfallzeiten über die Grenzen von 0 bis Unendlich integriert, ist es ohne weiteres einzusehen, daß Exemplare im Kollektiv sind, deren Ausfallzeiten weit ab vom Mittelwert liegen kön¬ nen. Es tritt eine große Streuung um den Mittelwert auf. Es gibt nun Bauelemente, die sich relativ schnell verbrauchen, d.h., ihre mittlere Lebensdauer M ist gering. Sie gelangen in einer begrenzten Zeit außer Toleranz. Nun, obgleich diese Feststellung getroffen wurde, beginnt sie uns erst dann zu interessieren, wenn die Lebensdauer M in der Größen¬ ordnung von T des Systems liegt bzw. was noch schlimmer wäre, wenn M < T ist. Derartige Elemente könnten dann T ungünstig beeinflussen, die Ausfälle würden ansteigen! Bei genannten Elementen bestände nicht die Reziprozität zwischen p und M. Ein typischer Vertreter solcher Elemente ist die Elektronenröhre. Für Langlebensdauerröhren findet man einen p-Faktor von 10 -6 h -1 und ein M = 10 4 h. Will man also die mitt¬ lere Funktionsdauer eines Geräts feststellen, so muß man wissen, welche Bauelemente in der vorgesehenen Schaltung sich bezüglich T rasch ver¬ brauchen. Infolge geringen Aufwands, der allgemein bei Amateurgeräten angetroffen wird, liegt M verschiedener Bauelemente unterhalb T. Dar¬ aus folgt: Ist das Gerät richtig hergestellt (Amateurgerät), so sind die sich verbrauchenden Bauelemente nur rechtzeitig zu erneuern. Das trifft be¬ sonders auf Röhren zu. Ihre mittlere Lebensdauer liegt bei etwa 2000 h (Röhren des allgemeinen Verbrauchs). Wenn wir bei transistorisierten Geräten vom Verbrauch der Batterien absehen, so tritt bei ihnen häufiger plötzlicher Ausfall auf. Allerdings liegen hier die Ausfallzeitabstände höher als bei röhrenbestückten Geräten. Unter Berücksichtigung der vorzu¬ sehenden Wartung an unseren Geräten können wir nun T ermitteln. Die verwendeten Bauelemente haben dann die Zuv. P(t) e - f'l. Da wir unsere Schaltung im Zuverlässigkeitssinne als Serienschaltung erkannt haben, wird die Zuv. des Systems ' P 8e (t) = P 1 (t)-P 2 (t)-P n (t) = e-P> t .e-P^...e-P“ t . (3) Es ist ersichtlich, daß man die p-Faktoren addieren kann. Dazu werden die Faktoren nach Art und Anzahl zusammengezählt Pges = a Pi + b P 2 + c Ps-!- m Pn=Tf- ( 4 ) 89 Hat beispielsweise ein Gerät ein p ges = 10~ 3 h -1 und möchte man wissen, welche Zuv. das Gerät für einen 24-h-Betrieb erreicht, so ergibt sich P (t) = e- 10 “ 3 ' 24 1 — 0,024 = 0,976 . Von 200 Geräten gleichen Typs werden 5 Geräte wahrscheinlich nicht die gewünschte Zeit überstehen. Wir können aber auch sagen, im Mittel wird ein Gerät etwa 40mal 24 h durchstehen, bevor es einmal ausfiele. Da im Beispiele T = 1000 h ist, würde ein fehlerfreies Arbeiten für eine Betriebs¬ zeit von t = 1000 h nur etwa 37 % betragen. Aus Bild 8 können wir T sofort feststellen, wenn wir voraussetzen, daß der mittlere p-Faktor der an der Schaltung beteiligten Bauelemente die angegebenen Werte hat. Schließlich wäre noch darauf hinzuweisen, wie der p-Faktor der Bau¬ elemente abhängig ist von den Einsatzbedingungen der Bauelemente. Nehmen wir beispielsweise eine Anzahl Schichtwiderstände und setzen wir sie verschiedenen Belastungen aus, so werden sie unterschiedlich aus- fallen. Wie man leicht einsehen wird, fällt ein Widerstand um so eher aus, je höher die an ihm verbrauchte Leistung ist. Würde man Papierkonden¬ satoren mit einer Betriebsspannung betreiben, die über der zulässigen Nennspannung liegt, dann träten ebenfalls Ausfälle auf. So könnte man Bild 8 Diagramm zur'mittleren Funktionsdauer diesen Beispielen viele weitere hinzufügen. Die Abhängigkeit der p-Fak¬ toren ist in der einschlägigen Literatur behandelt. Man muß also bei einer Zuv.-Angabe immer die Einsatzbedingungen mit erwähnen. Aus den schon angegebenen möglichen Werten der p-Faktoren unter Nennbedin¬ gungen geht unschwer hervor, daß die Ermittlung solcher Werte selbst für die Bauelemente herstellenden Firmen einen spürbaren Aufwand an Prüflingen und Meßeinrichtungen bedeuten muß. Deshalb kann nur eine kollektive Zusammenarbeit von Hersteller und Anwender zu Ergebnissen führen. Die aus der internationalen Literatur bekannt gewordenen p- Faktoren sind als guter Anhaltspunkt für unsere Berechnungen anzu¬ sehen. Wir können annehmen, daß die den Amateuren und sonstigen An¬ wendern zur Verfügung stehenden Bauelemente ähnliche p-Faktoren haben. Prinzipiell muß man sich aber von dem Gedanken lösen, daß, wenn keine „objektiven“ p-Faktoren von Bauelementen unserer Produktion in ausreichendem Maße bekannt seien, es keinen Zweck hätte, irgend¬ welche Ermittlungen anzustellen. Es ist schon viel gewonnen, wenn man mit Hilfe der einfachen Berechnungen erkennt, welche sicheren Betriebs¬ zeiten unter den angenommenen Werten zu erwarten sind. Will man je¬ doch sein Gerät mit einem anderen zuverlässigen Gerät vergleichen, dann fällt bei dieser Bezugnahme die Unsicherheit der Annahme weg. Zur Er¬ leichterung der Berechnung geben wir die p-Faktoren von immer wieder¬ kehrenden Baugruppen in einer Tabelle an. Man braucht dann diese Fak¬ toren nur mit der Anzahl gleichartiger Gruppen zu multiplizieren und erhält p ges . e i ne Anzahl Bauelemente nicht typisch in einer jeden Gruppe ist, muß man diese getrennt zu den Gruppen-p-Faktoren addieren. p-Faktoren in 10 6 h 1 Eöhren der allgemeinen Fertigung als Breitbandverstärker. 31 Böhren der allgemeinen Fertigung als HF-Yerstärker oder Oszillator .... 24 Böhren der allgemeinen Fertigung als Endstufe. 46,5 Böhren der allgemeinen Fertigung als Netzgleichrichter in Doppelweg¬ gleichrichtung . 25 Langlebensdauerröhren als Breitbandverstärker. 16 Ge-Transistoren als Breitbandverstärker . 12,5 Ge-Transistoren als Endstufe mit Transformator. 15 Ge-Transistoren als HF-Verstärker oder Oszillator. 11 Potentiometer. 5 Einstellregler. 2 Drehkondensator . 0,1 Trimmer. 1 Netztransformator oder Drossel. 0,2 Steckverbindung je Kontakt . 0,2 Schalterkontakt . 0,5 Schalter. 3 Beiais. 1 Lötstelle. 0,03 Bildröhre . 10 Subminiaturröhren . 40 Stabilisator . 25 91 Folgendes Beispiel möge die Anwendung der obengenannten p-Faktoren zeigen. Ein Empfänger habe 1 HF-Stufe, 2 Oszillator-, 3 ZF-, 1 NF- und 1 Endstufe. Ferner 1 Netzteil mit Doppelweggleichrichtung, 1 Dreifach¬ drehkondensator, 10 Trimmer, 3 Schalter mit 30 Kontakten, 2 Potentio¬ meter und ebensoviele Einstellregler, schließlich etwa 200 zusätzliche Löt¬ stellen. Damit erhält man folgende Zusammenstellung: 6 HF-Stufen 1 NF-Stufe 1 Endstufe. 1 Netzteil. . 2 Pot. 2 Einstellr. 3 Schalter . 30 Kontakte 1 3-faeh-Dr. 10 Trimmer 200 Lotst. .. . 144 10 -6 h“ 31 10~ 6 h“ 46,5 10- 6 h — 25 10~ 6 h — 10 10“" h" 4 10“* h~ 9 10 -6 h~ 15 10 -6 h - 0,3 10“' h~ 10 10~ 8 h~ 6 10“* h — 300,8 ■ 10~ 6 h~‘ = p ges Das bedeutet aber eine mittlere Funktionsdauer von etwa 3300 h. Diese Zeit können wir jedoch nur dann erwarten, wenn — die Zeit der Frühausfälle vorüber ist, — die Dimensionierung und Fabrikation des Geräts richtig erfolgten, — die angenommenen p-Faktoren im Mittel zutreffen! Es wurde schon erwähnt, daß Röhren der allgemeinen Fertigung eine mittlere Lebensdauer M von etwa 2000 h haben. Wenn demnach M < T ist, so wäre im Mittel ein Verbrauch der Röhren eher zu erwarten, als das Gerät durch einen Zufallsausfall (plötzlich) funktionsuntüchtig würde. Da die Geräte des Amateurs keineswegs täglich in vielstündigem Betrieb sind, können wir mit einer langen Betriebszeit rechnen. Zusammenfassung Es wurde auf die Notwendigkeit von Zuverlässigkeitsbetrachtungen in der Amateurtechnik hingewiesen. Danach kann bereits viel getan werden, ohne die speziellen Zusammenhänge theoretischer Erkenntnisse auf diesem Gebiet zu kennen. Bereits dieser erste Überblick gestattet es, die ersten Berechnungen auf dem Gebiet der Zuverlässigkeit durchzu¬ führen. 92 Leitsätze für den Entwurf zuverlässiger II albleiterschaltung en, für Schaltungserprobung Dipl.-Phys. H.-J. Fischer und Bauelementefehler In diesem Beitrag werden dem Leser einige Leitsätze zum Entwurf zuverlässiger Halbleitersehaltungen gegeben und für passive Bauele¬ mente die Anwendung der Zuverlässigkeitskriterien dargelegt. Früher wurde die Zuverlässigkeit vorausgesetzt und nicht quantitativ bestimmt« Heute, hei der immer größeren Bauelementezahl moderner elektroni¬ scher Anlagen, spielen diese Probleme eine überaus wichtige Rolle, so vor allem in der Militärtechnik. a — In der Schaltung dürfen die Grenzwerte der Transistorparameter nicht ausgenutzt werden. Je näher man an den Maximalwerten liegt, desto geringer wird die Zuverlässigkeit der Schaltung. Besonders zu beachten sind die Parameter Kollektorverlustleistung und Kollektor¬ spitzenspannung. Man muß die Grenzwerte an der oberen Tempera¬ turgrenze zugrunde legen. b — Der Arbeitspunkt des eingesetzten Transistors soll unter allen mög¬ lichen Betriebsbedingungen und Umgebungstemperaturen in engen Grenzen stabil gehalten werden. Dadurch ergeben sich kleinstmög- liche Parameterveränderungen und erhöhte Zuverlässigkeit. Nach Möglichkeit sind gleichstrom- und signalseitige Gegenkopplungen vorzusehen. (Oft angewendete Grundschaltungen: niederohmiger Basisspannungsteiler, großer Emitterwiderstand, Spannungsgegen¬ kopplung vom Kollektor auf die Basis.) c — Der Arbeitspunkt des Transistors in der Schaltung darf nicht in ein Gebiet der Kennlinie gelegt werden, wo starke Abhängigkeit der Parameterwerte vom Betriebszustand besteht. Als Beispiel hierfür kann die Abhängigkeit des Stromverstärkungsfaktors vom Emitter¬ strom dienen. Stellt man den Arbeitspunkt bei kleinen i e -Werten ein, dann wird Aß/Ai e groß und die Zuverlässigkeit der Schaltung klein. Man wählt also — trotz möglicher Nachteile bei der Auslegung der Schaltung — einen Arbeitspunkt mit höherem Emitterstrom. 93 d — Die Schaltung soll eine Veränderung der wichtigsten Parameter in einem möglichst großen Wertebereich zulassen, ohne daß ein Ver¬ lust der Arbeitsfähigkeit auftritt. Je größer dieser „Toleranzbereich“, desto höher die Betriebszuverlässigkeit der Schaltung. e — Die Schaltung soll so ausgelegt werden, daß auch eine momentane Überlastung von Transistoren und Dioden ausgeschlossen ist (beson¬ ders wichtig bei mehrstufigen, gleichstromgekoppelten Verstärkern, in denen auf Grund unrichtiger Dimensionierung die letzten Tran¬ sistoren bei Übersteuerung gefährdet sind). f — Auf richtige Kühlung der einzelnen Transistoren ist stets zu achten, auch wenn die Grenzwerte nicht erreicht werden. Je näher man einen Transistor an seiner zulässigen Grenztemperatur betreibt, desto ge¬ ringer wird die Betriebszuverlässigkeit. Schaltungserprobung Trotz dieser Leitsätze ist noch keine absolute Sicherheit für die Betriebs¬ zuverlässigkeit der Schaltung gegeben. In der nächsten Etappe — der Schaltungserprobung — müssen daher zielgerichtete Prüfverfahren an¬ gewendet werden, um die Zuverlässigkeit erkennen zu können. Die erste Methode besteht darin, die Abhängigkeit der Schaltungskenn¬ werte bei Änderung der Speisespannung zu untersuchen. Man wählt die Schaltung, die den größten Speisespannungs-Toleranzbereich hat. Das ist die einfachste Methode der Betriebszuverlässigkeitsprüfung. Im prak¬ tischen Betrieb der Schaltung legt man dann geringere Speisespannungs¬ toleranzen fest. Die zweite Methode besteht darin, das Weglaufen der Parameter des Tran¬ sistors oder der Diode zu imitieren. Man vergrößert die Sperrströme (z.B. durch zusätzlich eingebaute Widerstände), verändert den Stromverstär¬ kungsfaktor oder erhöht die Kniespannung (wichtig bei Schalttransisto¬ ren) usw. Die Aufgabe ist auch hier: Entwurf einer Schaltung mit größt¬ möglich zulässigem Änderungsbereich dieser Kenngrößen. Die dritte Prüfmethode besteht im Einsatz einer größeren Menge von Einzelexemplaren an Transistoren und Dioden in die Schaltung. Dabei ist es besonders wichtig, „Grenzwertexemplare“ zu benutzen, die z.B. sehr hohe Stromverstärkung (verglichen mit dem statistischen Mittelwert) oder hohe Restströme aufweisen. Je weniger sich die Ausgangsparameter der Schaltung beim Auswechseln der aktiven Bauelemente verändern, desto betriebszuverlässiger wird die Schaltung sein. Die vierte Methode ist die Aufnahme des Temperaturgangs. Es wird die Arbeitsfähigkeit der Schaltung in dem Temperaturbereich untersucht, der vorgeschrieben wurde. Je größer der Bereich ist, in dem die Schaltung 94 noch funktioniert, desto zuverlässiger arbeitet sie auch unter den Bedin¬ gungen der Praxis. Diese Prüfarten lassen sich auch geeignet kombinieren. Am zuverlässig¬ sten arbeitet die Schaltung, die für alle Tests den jeweilig größten Tole¬ ranzbereich hat. Dabei gilt allgemein, daß Ja-Nein-Schaltungen leichter zuverlässig auszulegen sind als linear verstärkende Stufen. Der Nachteil aller dieser Prüfmethoden besteht jedoch darin, daß sie nur qualitative Aussagen gestatten. Fordert man zahlenmäßige Aussagen über die Betriebszuverlässigkeit, so bleibt nichts anders übrig, als mehrere Muster der Schaltung in ihrer Einsatzform längere Zeit zu betreiben und statistische Ermittlungen anzustellen. Diese zeitraubende und Kosten verursachende Aufgabe vereinfacht sich, wenn man auf Grund der ange¬ führten qualitativen Prüfungen am Ende der Entwicklung eine kleine Anzahl zuverlässiger Schaltungen erhalten hat. Je geringer die Zahl der angewendeten Schaltungsvarianten, desto aussagekräftiger das statisti¬ sche Material und desto höher die Betriebszuverlässigkeit der mit diesen Schaltungsbausteinen gefertigten Geräte. Die Betriebszuverlässigkeit von Halbleiterschaltungen läßt sich nur in geringem Maße voraussetzen, man muß vorwiegend auf praktischer Er¬ fahrung aufbauen. Die Ergebnisse von Zuverlässigkeitsuntersuchungen sollten systematisch gesammelt und der technischen Öffentlichkeit zu¬ gänglich gemacht werden. Nun noch einige allgemeine Bemerkungen — Man kann die Ergebnisse von Betriebszuverlässigkeitsuntersuchungen an Schaltungen nicht mit den Stichprobenprüfungen im verkürzten Verfahren an den Bauelementen vergleichen, wie sie der Bauelemente¬ hersteller vornimmt. — Als qualitatives Kriterium für die Einsatzfähigkeit eines Halbleiter¬ bauelements bei längerer Erprobung legt man zweckmäßig die Garan¬ tiedaten zugrunde. — Um zu nennenswerten Gesamtzuverlässigkeitsfaktoren zu kommen, sollte man etwa einen minimalen p-Faktor in der Größenordnung von 5 ■ lö -5 Ausfälle je Stunde fordern. Bauelementefehler Zum Abschluß einiges über Bauelementefehler. Das Diagramm S. 88 zeigt die als Grundlage für alle Betrachtungen gewählte Kurve für die Vertei¬ lung der Fehlerrate oder der entsprechenden Fehlerprozente während der 95 Lebensdauer eines Bauelements bzw. eines aus diesen Bauelementen zu¬ sammengesetzten Geräts. Man erkennt 3 Stufen: die der sogenannten Frühausfälle, die der nutzbaren Lebensdauer, die der Abnutzung oder Alterung. In der Stufe 1 tritt eine abnehmende Fehlerrate auf; die Frühausfälle sind ein Maß dafür, wie der betreffende Herstellerbetrieb die Technologie beherrscht. Bei einer jahrelang laufenden, vollausgereifton Produktion kann dieser Abschnitt schon konstante Fehlerraten aufweisen. Innerhalb der nutzbaren Lebensdauer ist die Fehlerrate konstant, und die Aussagen erfolgen auf Grund des Exponentialgesetzes. Die Steilheit der Stufe 3 hängt von den Materialeigensehaften und dem Auslastungsgrad des je¬ weiligen Bauelements ab. Eine Angabe der Fehlerrate allein nützt nichts, sie muß mit einem Ver¬ trauensmaß und mit den Betriebsbedingungen zusammen genannt wer¬ den. Das Vertrauensmaß beruht auf der statistischen Genauigkeit; diese wiederum hängt ab von der Menge der durchgeführten Prüfungen. Je umfangreicher die Prüfungen waren, desto höher liegt das Vertrauens¬ maß. Eine angegebene Fehlerrate mit festgelegtem Vertrauensmaß (z.B. 70%) gilt nur bei bestimmten Betriebsbedingungen für das Bauelement. Daher besteht das Problem, eine Fehlerrate bei gegebener Temperatur, Spannung, Leistung usw. in eine äquivalente Fehlerrate bei anderer Tem¬ peratur, Spannung usw. umzurechnen. Das geschieht durch Benutzung der sogenannten Beschleunigungsfaktoren. Bei einem Kondensator gibt es beispielsweise einen Spannungsbeschleunigungsfaktor und einen Tempe¬ raturbeschleunigungsfaktor. Für den Spannungsbeschleunigungsfaktor gilt folgende Formel: t,_ /]M n t 2 [uj ’ U 2 bzw. Ui = jeweilige Belastungsspannung des Kondensators bei kon¬ stanter Temperatur, T 1 und T 2 = Lebensdauer bei den entsprechenden Spannungen, n = Exponent entsprechend dem dielektrischen Material und der Spannungsbelastungsfläche des Bauelements. Der Wert von n schwankt entsprechend der verschiedenen Dielektrika, Herstellungsverfahren und Prüfbedingungen. Das Problem ist die Be¬ stimmung des Wertes von n für den spezifischen zu prüfenden Konden¬ sator. 96 Beispiel Für einen Papierkondensator, ölgefüllt, über den Belastungspegel zwi¬ schen 140 % und 100 % der Nennspannung gilt der Exponent n = 5. Die Kondensatoren wurden geprüft und hatten eine Lebenszeit von 10000 Stunden bei -f-85°C und 140% der Nennspannung. Es soll berechnet werden, wie groß die Lebensdauer bei 100% Nennspannung und gleicher Temperatur ist. Es gilt Tioo = T „ 0 10 000 • (1,4)5 _ 53 500 h . \ u ioo/ Der Beschleunigungsfaktor für dieses Beispiel beträgt 1,4 5 = 5,35; er gilt nur für dieses Dielektrikum und die angegebene Spannungsbelastung. All¬ gemein ändert sich der Exponent mit der Spannungsbelastung. Die Ableitung des Temperaturbeschleunigungsfaktors ist ähnlich wie beim Spannungsbeschleunigungsfaktor. Sie beruht auf einer chemischen Regel, die aussagt, daß sich bei jeder Temperatursteigerung um 10°C die Lebens¬ dauer um die Hälfte verringert. Es gilt für den Temperaturbeschleuni¬ gungsfaktor _ 9 (t 2 —til/n. f” ” A 2 T x und T 2 = Lebensdauer, und t 2 = entsprechende Temperaturen, n = Temperaturpegel für den entsprechenden Temperaturbereich. n verändert sich je nach Dielektrikum und Temperaturbelastung. Beispiel n soll gleich 10°C sein, die Lebensdauer bei +125 °C nach Meßwerten 10000 Stunden betragen. Wie groß wäre die Lebensdauer bei + 85°C gewesen? T 1= = T 2 ■ 2 (t » _t i )/n = 10000 - 2 <125_85)/10 = 10000- 2 4 = 100000 h. In diesem Falle ist also der Beschleunigungsfaktor gleich 16. Bei Geräten in der Praxis muß man die mittleren Zeiten zwischen 2 Fehlem entspre¬ chend den gezeigten Gesetzmäßigkeiten berechnen. Für den Praktiker entsteht die Frage, welche Lebensdauer man bei modernen elektronischen Geräten erwarten kann. Bei den angegebenen Werten handelt es sich um Ergebnisse aus den USA, die sich vorwiegend auf militärische Geräte be¬ ziehen. 7 Elektronisches Jahrbuch 1968 97 In der folgenden Aufstellung sind einige Werte für die mittleren Zeiten zwischen 2 Fehlem angegeben. Geräte der Landstreitkräfte taktisches Funkgerät, fahrbar. 160 h tragbares Kurzwellenfunkgerät. 500 h Richtfunkgerät. 2800 h Geräte der Marine Kurzgrenzwellensender. 165 h Allwellenempfänger. 234 h Fernschreibgerät. 234 h Kennungsgerät. 212 h Funkpeiler. 120 h passives hydroakustisches Gerät. 580 h Raketen-Feuerleitrechner. 88 h Geräte der Lufttstreitkräfte Datenübertragungsgeräte. 46 h Dezimeterwellen-Sendeempfänger. 60 bis 80 h Kompaß. 270 bis 360 h Autopilot (Selbststeuergerät) . 10 bis 80 h Funkmeßvisier . 50 h Bombenzielgerät. 88 h Eine Papierantenne, die mit Luft aufgeblasen werden kann und nach Gebrauch weg - geworfen wird , entwickelte Westinghouse Electric Corp. Diese taktische Antenne ist mit einem metallisierten Epoxyd- Überzug bestäubt. 98 Ing. Klaus K. Streng Kleine Stereopraxis Der Begriff der Stereofonie — räumlich es Hören — geistert seit Jahren ais vielfach unverstandenes Sehlagwort durch Presse und Literatur. Die „alten Hasen“ unter den Elektronikamateuren können mit dem Wort etwas anfangen, die Vorstellungen des Anfängers in der Amateurelek¬ tronik hingegen sind mitunter ein wenig nebelhaft. Im Gegensatz zum 3-D-Klang und zu sogenannten Raumtonlautsprechern vergangener Jahre ist die Stereofonie ein echter technischer Fortschritt. Er stellt eine Be¬ reicherung des durch Lautsprecher übermittelten Klangerlebnisses dar. Dies wird von keinem Fachmann bezweifelt. Allerdings bedeutet die stereofonische Wiedergabe keine für den Laien schlagartige Änderung des akustischen Eindrucks. Stereofonie zwingt zum konzentrierten Zuhören, eine musikalische „Hintergrundberieselung“ in Stereo ist unmöglich. Dies als Vorwort. Die heute weit verbreitete Stereofonie bei Schallplatten, Magnetband und Rundfunk (Stereorundfunk) arbeitet mit 2 Kanälen. Diese sind elektrisch völlig getrennt, d.h., es müssen auf der Wiedergabe¬ seite — die hier vor allem interessiert — mindestens 2 Lautsprecher hin¬ ter 2 Verstärkern vorhanden sein, die sich innerhalb außerordentlich enger Toleranzen gleichen. Das einfachste ist die stereofonische Schallplattenwiedergabe. Man be¬ nötigt lediglich einen speziellen Stereoplattenspieler. Stereoschallplat¬ ten, die auf einem einkanaligen ( Mono- ^Plattenspieler abgespielt wer¬ den, klingen niemals Stereo — auch wenn Laien das gelegentlich behaupten. Die Zahl der betriebenen Lautsprecher spielt dabei keine Rolle. Stereoplattenspieler bzw. ihre Tonabnehmer erkennt man an dem ein¬ geprägten Symbol (Bild 1). Sie haben 2 Ausgänge, die je einem Ver¬ stärkereingang zugeführt werden müssen. Da ein Kanal für die „rechte“ Seite des Wiedergaberaums, der andere für die „linke“ Seite desselben CD 7* Bild 1 Symbol für Stereofonie bzw. stereofonische Geräte 99 rechter ’Kanal linker :Kanal Bild 2 Die genormten Anschlüsse für Stereo¬ eingänge von Verstärkern bestimmt ist, entsteht die Frage: Welcher Kanal ist rechts, welcher links ? Dafür gibt es eine internationale Norm, die Bild 2 zeigt. Es wurde bereits erwähnt, daß beide Verstärker möglichst gleich sein müs¬ sen. Weichen ihre Verstärkungen voneinander ab, so verlagert sich der scheinbare Ort des Schalles in Richtung zu jenem Lautsprecher, der von dem Verstärker mit der größeren Verstärkung gespeist wird. Im Extrem¬ fall scheint das ganze Orchester rechts bzw. links zu sitzen, wenn auch gestaffelt, d.h. mehr oder weniger rechts (bzw. mehr oder weniger links). Was tun? In jeder Stereoanlage gibt es einen sogenannten Balanceregler, mit dem der scheinbare Ursprungsort des Schalles korrigiert werden kann. Die Wirkungsweise ist einfach: Der Balanceregler verschiebt die beiden Ver¬ stärkungen gegensinnig so, daß sie gleich groß sind. Sie halten sich dann gewissermaßen Balance. Die Schaltung kann verschieden sein. Bild 3 zeigt einige Beispiele. Auch der Frequenzgang der beiden Verstärker muß möglichst gleich sein. Sonst scheint die Schallquelle ihren Standort plötzlich zu wechseln, sie scheint zu „springen“, je nachdem, ob ein hoher oder tiefer Ton in den Lautsprechern erzeugt wird. Weiterhin ist noch die Phasenlage der beiden Verstärkerausgänge zu berücksichtigen. Vor Phasenbeziehungen haben wohl' alle Amateure (und auch die meisten Berufstechniker) großen Respekt. Unter Strom, Spannung, Leistung usw. kann man sich leichter etwas vorstellen als unter Phase. Die Phasenlage bei den beiden Stereoverstärkern ist aber relativ leicht zu verstehen: Ein Schallzug von einer Quelle in der Mitte der Aufnahme,,basis“ trifft gleichzeitg die beiden Mikrofone auf der rechten und linken Seite für die beiden Stereokanäle 1 ). Zu einer bestimmten Zeit hat die Schallwelle ihr Maximum, die Membranen der Mikrofone werden am meisten auf Druck ‘) Der Einfachheit halber wird hier die sog. AB-Technik, d.h. 1 Mikrofon auf jeder Seite der Basis, vorausgesetzt. 100 beansprucht. Bei richtiger Phasenlage müssen die beiden Lautsprecher im Wiedergaberaum zu dieser Zeit ihre Membranen nach außen „drücken“. Ist nun die Phasenlage beider Verstärkerzüge unterschiedlich, so erreicht ein Lautsprecher etwas später als der andere sein Druckmaximum. Im Extremfall „drückt“ eine Lautsprechermembran gerade dann, wenn die andere „saugt“. Der stereofonische Eindruck ist dann grob gestört und eine Lokalisierung der Schallquellen (typisch für stereofonisches Hören) nicht möglich. Dieser Fall (der eine Lautsprecher drückt, wenn der andere saugt) kommt häufig vqr. Er entspricht der Verpolung eines Lautsprechers oder einer Phasenverschiebung um 180°. Eine geringere Phasenverschiebung ist nicht möglich, wenn man voraussetzt, daß Verstärker und Lautsprecher in beiden Kanälen jeweils identisch sind. Nun interessiert den Liebhaber stereofonischer Musik weniger, welches Glied seiner Anlage für die Verpolung „zuständig“ ist, es genügt die Tat¬ sache der Verpolung, denn ihre Auswirkung stört. Schaltet man beide Verstärkereingänge und -ausgänge parallel auf einen Lautsprecher, so muß sich bei gleicher Phasenlage beider Ausgangsspannungen eine Er¬ höhung der Ausgangsleistung (d. h. der Lautstärke) ergeben. Bei Verpolung 101 Taschenlampenbatterie ±y\ beim Anschluß der Batterie missen die Membranen gleichsinnige Bewegungen ausführen r~ fl Bild 4 Zum Polaritätstest von Lautsprechern eines der beiden Kanäle zeigt sich eine Verringerung der Ausgangsleistung bzw. Lautstärke. Auf diese Art kann man rasch die Verstärker „auf rich¬ tige Polung“ bringen. Bei längeren Lautsprecherleitungen kann es Vorkommen, daß die Laut¬ sprecher verschieden gepolt sind. Um das festzustellen, tastet man mit einer Batterie über einen Vorwiderstand von etwa 10 Q die Anschlüsse beider Lautsprecherleitungen ab. Bei gleicher Polung müssen beide Lautsprechermembranen zum Laut¬ sprecher hingezogen bzw. beide von ihm weggedrückt werden, wenn die Batterie Kontakt gibt. Um die Bewegung der Membran festzustellen, legt man einen oder mehrere Finger auf sie, ohne zu drücken. Man spürt dann die Bewegung der Membran ganz deutlich und kann, falls nötig, einen der Lautsprecher umpolen. Bild 4 verdeutlicht den beschriebenen Test. Vor den Stereoversuchssendungen des Deutschen Demokratischen Rund¬ funks wird stets eine kurze Testsendung gebracht bzw. innerhalb dieser Sendung auch eine einfache Überprüfungsmöglichkeit der Lautsprecher¬ polung. Zweckmäßig ist es, die Lautsprecher über unverwechselbare Stecker anzuschließen, sobald die richtige Polung feststeht. Man spart sich dann eine Kontrolle bei Wiederaufnahme der Anlage bzw. nach län¬ geren Pausen, in denen ein Stecker herausfallen und falsch herum wieder eingesteckt werden kann. Wie eine Lautsprecherbasis aussehen soll, verrät dem Stereoanfänger jede Veröffentlichung über Stereofonie: Abstand der Lautsprecher etwa 2,5 bis 3 m, günstigster Platz des Zuhörers etwa 1,3 bis 1,5 m vor der Mitte der Basis (Bild 5). Verwendet man Lautsprecherboxen, dann dreht man diese am günstigsten so, daß die gedachte Verlängerung der Lautsprecher¬ schwingspule den Zuhörer trifft: Er hört nun die hohen Frequenzen be¬ sonders gut — natürlich nur, soweit sie vom Lautsprecher wiedergegeben werden. Da hohe Tonfrequenzen für die stereofonische Wiedergabe besonders wichtig sind, soll man sie niemals in einem Klangregelnetzwerk dämpfen, sei es auch nur, um das Rauschen beim Empfang weit entfernter Stereo- 102 sender oder das Rauschen abgenutzter Schallplatten zu mildern. Abge¬ spielte Platten oder verrauschter Rundfunkempfang eignen sich nicht für stereofone Wiedergabe. Deshalb ist der Ehrgeiz einiger Amateure, in 150 bis 250 km vom Sender noch stereofonisch empfangen zu wollen, falsch: Sinn der Stereofonie ist doch, eine besonders wertvolle Qualität der Wiedergabe zu ermöglichen. Hierzu ein Hinweis: Sender, die bei Stereoempfang „rauschen“, haben fast immer noch eine ausgezeichnete Qualität bei herkömmlicher, d. h. einkanaliger Wiedergabe. Ursache für das immerhin etwa 20 dB (!) stärkere Rauschen bei Stereorundfunkemp¬ fang sind die größere Bandbreite des Stereomultiplexsignals (52 kHz gegenüber dem herkömmlichen NF-Signal mit 15 kHz Bandbreite) und der Pilotton bzw. Hilfsträger. Im Gespräch über Qualität stereofoner Sendungen drängt sich immer wieder eine Frage auf, die oft, aber leider recht einseitig, auch in der Fach¬ presse, diskutiert wurde: Kann man für Stereowiedergabe nicht gute Kopfhörer verwenden? Viele Argumente sprechen dafür, und eB ist ein Erfolg dieser Diskussion, daß unsere Industrie seither Stereokopfhörer fertigt. Würden aber Kopf¬ hörer in allen Fällen den Ansprüchen des Rundfunkhörers genügen, so hätten wir wohl heute noch keine Lautsprecher. Zumindest gäbe es heute noch Rundfunkgeräte für den Publikumsgebrauch (hier ist nicht die Rede von Funkempfängern für NVA, Polizei, Post usw.) ohne Lautsprecher, nur für Kopfhöreranschluß. Dies ist nirgends auf der Welt der Fall. War¬ um sollte es beim Stereorundfunk, der ja eine besonders hochwertige Wiedergabe gewährleisten soll, anders sein? Damit wird der Wert von Stereokopfhörern nicht bestritten! Aber alles an seinem Platz: Der Tontechniker kann auf den Stereokopfhörer genauso wenig verzichten wie der „höhere“ Amateur — vorausgesetzt, sie be¬ schäftigen sich ernsthaft mit Stereofonie. Zum Schluß ein kleiner Tip: Falls Sie die Absicht haben, Ihren Bekann¬ ten stolz Stereofonie vorzuführen, dann seien Sie vom Ergebnis nicht allzu enttäuscht. Ein großer Teil Ihrer Gäste wird die Vorführung zwar recht nett linden, ohne sich sonderlich dafür zu erwärmen. Schuld ist wahrscheinlich nicht Ihre Anlage, sondern die Tatsache, daß wir „Zivili¬ sationsmenschen“ verlernt haben, richtig zu hören — falls wir es jemals konnten. Aber dies ist ein anderes Kapitel. Bild 5 Maße für die Basis (Wohnzimmerverhält- nisse) 103 VEB INDUSTRIEVERTRIEB RUNDFUNK UND FERNSEHEN Elektronische Bauelemente direkt zum Verbraucher Um den hohen Ansprüchen der Bastler genügen zu können, zeigen wir Ihnen in unserem Angebot eine Reihe von Spezial-Bauelementen auf, mit denen der Bau komplizierter Empfangs- und Meßgeräte möglich ist. Oszillografenröhren EVP/MDN 66 ,- 74,25 8t ,95 155,- 222,50 B13 S 25 B16 Gl EVP/MDN 109.25 261.25 522,50 ' 503,50 r ~ ' 503,50 378,75 für transistorisierte Geräte Senderöhren Typ SRS 4452 4451 552 N 551 Blitzröhren Sendedoppeltetrode Sendedoppeltetrode Sendepentode Sendepentode EVP/MDN 156,25 189,40 106,90 150,- Typ EVP/MDN Typ EVP/MDN XB 80-2 34,30 XB 81-10 17,25 XB 00-G 173 17,25 XB 81-00 17,25 XB 00-G 195 25,20 Außerdem erhalten Sie bei uns das gesamte Sortiment der Halbleiter sowie Norm¬ gehäuse für den Gerätebau (Meßgerätegehäuse nach TGL 200-7094). Bitte nutzen Sie die fachmännische Beratung in unserer Fachfiliale RFT-Funkamateur 8023 Dresden, Biirgerstr. 47 Tel.: 5 47 81 Änderungen im Angebot Vorbehalten! Ing. Ernst Bottke Der Feldeffekttransistor ist im Kommen! Die Elektronenröhre bietet gegenüber dem klassischen Transistor, der auf dem Prinzip der Ladungsträgerinjektion beruht, den Vorteil, daß sie — wenigstens bis zu einer bestimmten Frequenz — leistungslos gesteuert werden kann. Umgekehrt ist der Transistor der Elektronenröhre über¬ legen, weil er nur eine Stromquelle niedriger Spannung benötigt und eine wesentlich größere Zuverlässigkeit und Lebensdauer aufweist. Der Feld¬ effekttransistor vereinigt in sich alle eben genannten vorteilhaften Eigen¬ schaften : Er kann leistungslos gesteuert werden, benötigt nur eine niedrige Betriebsspannung und ist zuverlässig wie ein Transistor. Sogar Feld¬ effektleistungstransistoren für Niederfrequenz sind rein spekulativ denk¬ bar. Ende 1966, als dieser Beitrag geschrieben wurde, gab es sie jedoch noch nicht. Was ist ein Feldeffekttransistor? Beim Feldeffekttransistor erzielt man den Steuereffekt dadurch, daß der Widerstand eines stromführenden Kanals durch elektrostatische Einwir¬ kung einer Steuerspannung verändert wird. Eigentlich ist der Feldeffekt¬ transistor nichts anderes als ein kleiner Kondensator, dessen einen Belag ein Querstrom durchfließt (Bild 1). Der Querwiderstand dieses Belags kann durch den Potentialunterschied, der zwischen den beiden Belägen herrscht, verändert und gesteuert werden [1]. Die stromdurchflossene Bild 1 Prinzipieller Aufbau eines Feldeffekttransistors; a - Steuerelektrode (Gitter=Gate), b - Katode (Quelle=Source ), c - Anode (Senke—Drain), d - stromdurchflossene Elektrode ( Kanal ), e - Dielektrikum 105 Bild 2 Aufbau eines Metalloxydfeldeffekt¬ transistors (MOS-FET ) vom Entleerungstyy, bei dem der n-Kanaleindiffundiert istl An der Quelle liegt die Katode, an der Senke die Anode der Gleichstrom¬ quelle: a - Quelle, b - Gitter, c - Senke, B - Basis Kondensatorelektrode darf allerdings nicht metallischer Natur sein. In Metallen ist die Konzentration der Ladungsträger (Elektronen) für diese Zwecke viel zu groß. An der dem Dielektrikum zugewandten Seite des stromdurchflossenen Belags würde zwar durch Influenz eine mehr oder weniger große Anzahl von Elektronen angezogen oder abgestoßen, im Verhältnis zur Gesamtzahl der vorhandenen Ladungsträger wären es jedoch verhältnismäßig wenig, so daß eine merkliche Beeinflussung der Leitfähigkeit nicht eintreten könnte. Anders ausgedrückt: In einen guten elektrischen Leiter kann ein elektrisches Feld nicht eindringen. Bei halb¬ leitenden Stoffen dagegen, bei denen sich die Leitfähigkeit in bekannter Weise durch Dotierung in weiten Grenzen verändern läßt, ist dies sehr wohl möglich. Da die elektrostatische Wirkung mit der Entfernung vom Steuerbelag abnimmt, ist noch zu fordern, daß die stromdurchflossene Elektrode sehr dünn sein muß. Die technisch brauchbare Realisierung des Feldeffekttransistors wurde daher erst durch die hochentwickelte Halbleitertechnik möglich. Wegen der guten Analogie zur Elektronenröhre wollen wir, um das Ver¬ ständnis zu erleichtern, vor allem den n-Kanal-Feldeffekttransistor mit isolierter Steuerelektrode betrachten [2]. Man bezeichnet ihn nach der Reihenfolge der Schichten als MOS-Feldeffekttransistor (M = Metall = Steuerelektrode, 0 = Oxid = isolierende Si0 2 -Schicht, S = Semi- conductor, d.h. Halbleiterschicht = stromdurchflossene Elektrode). Hergestellt wird der Silizium-Feldeffekttransistor nach den Arbeits¬ methoden der sehr anpassungsfähigen Planartechnologie. Ein schwach p-leitendes Siliziumplättchen wird zunächst durch eine thermische Be¬ handlung an der Oberfläche oxidiert (Bild 2). Mit Hilfe der Fotomasken¬ technik, die uns von der Herstellung der Mesa- und Planartransistoren her bekannt ist, werden dann in der gewünschten Geometrie Stellen frei¬ gelegt und durch Eindiffusion von Dotierungsstoffen (z.B. Phosphor¬ atomen) die n-leitenden Zonen der „Senke“ (Drain, hier gleich Anode,) und der „Quelle“ ( Source , hier gleich Katode) hergestellt. Als Brücke zwi¬ schen den beiden Zonen entsteht unter der gleichzeitig wachsenden Si0 2 - Schicht der n-Kanal, Er läßt sich — wie in unserem Beispiel — technolo¬ gisch erzeugen, er kann in bestimmten anderen Fällen jedoch auch erst 106 bei Anlegen einer Vorspannung an die Steuerelektrode (Gate = Gitter) entstehen. Der Kanal ist der wesentliche, obenerwähnte „stromdurch¬ flossene Kondensatorbelag“. Die Steuerelektrode (Gitter = Gate) wird als metallischer Belag auf die isolierende SiO a -Schicht aufgedampft. Die Kontaktierung aller 3 Elek¬ troden nimmt man nach den bewährten Methoden der Planartechnik vor. Ferner werden wie beim Planarverfahren auf einer Siiiziumscheibe von etwa 1 cm Durchmesser gleichzeitig mehrere hundert Feldeffekt¬ elemente hergestellt und später voneinander getrennt und in die üblichen Gehäuse eingebaut. Wie arbeitet der Feldeffekttransistor? Bild 3 zeigt das Kennlinienfeld eines n-Kanal-Feldeffekttransistors, dessen srinzipieller Aufbau in Bild 2 wiedergegeben wurde [3]. Bei dieser Tran- pistorart sind lediglich Elektronen (deshalb n-Kanal) am Stromtransport beteiligt. Ohne Gittervorspannung ist die Leitfähigkeit des Kanals groß, weil ausreichend Ladungsträger vorhanden sind. Der Strom zwischen der Katode (Quelle oder Source) und der Anode (Senke oder Drain) steigt fast linear mit zunehmender Spannung an, wie in Bild 3 an der Kennlinie für Ug = 0 zu erkennen ist. Wird die negative Spannung zwischen dem Gitter (Gate) und der Katode (Quelle = Source) vergrößert, so entsteht durch Influenz an der Unterseite des isolierenden Si0 2 -Dielektrikums eine positive Spannung gegenüber dem Bezugspunkt (Katode), weil die beweglichen Ladungsträger (Elektronen) aus dem leitenden n-Kanal ver¬ drängt werden. Der (Quer-)Strom im Kanal nimmt ab (Bild 3). Bild'S Kennlinien] eld eines Feldeffekttransistors nach Bild 2 (Entleerungstyp = depletion type); I d - Anodenstrom — Drain- * ström, U d - Anodenspannung = Drainspannung, U g - QitteroorSpannung. Die Ähnlichkeit des Kenn¬ linienfelds mit dem einer Vakuumpentode ist unverkennbar 107 Mit zunehmender negativer Gitterspannung wird der Kanal in mehr oder weniger großen Teilen von beweglichen Ladungsträgern (Elektroden) ent¬ leert. Deshalb bezeichnet man diese Art von Feldeffekttransistoren auch als Entleerungstransistor. Wir haben sie zur Betrachtung deshalb ausge¬ wählt, weil die Analogie zur Elektronenröhre besonders gut ist. Aus der Darstellung in Bild 3 läßt sich erkennen, daß die Kennlinienscharen weit¬ gehend denen von Vakuumpentoden ähneln. Wenn wir die Abhängigkeit I a = f(Ug) [bzw. I D = f(Ug), I a = I D = Anodenstrom = Senken- oder Drainstrom] des n-ICanal-Entleerungs-Feldeffekttransistors grafisch dar¬ stellten, erhielten wir eine ähnliche Analogie. Bild 4 Die 3 Grundschaltungsarten des Feldefekttransistors; a — die Quellenbasis¬ schaltung entspricht der Katodenbasisschaltung , b — die Senkenbasis¬ schaltung entspricht der Anodenbasisschaltung , c — die Gitterbasisschaltung hat bei Röhren und Feldeffekttransistoren die gleiche Bezeichnung 108 Sehaltsymbol und Grundsehaltungen Bleiben wir der besseren Verbindung Röhre-Halbleiter wegen bei dieser Art Feldeffekttransistor. Im Schaltsymbol ist der leitende Kanal durch einen starken, senkrechten Strich dargestellt, dem die Steuerelektrode (Gitter = Gate) wie der zweite Belag eines Kondensators gegenüber¬ steht (Bild 4). Durch die beiden Stromzuführungen S (Quelle = Source) und D (Senke = Drain) wird der Stromfluß durch den Kanal angedeutet. Der Pfeil entspricht der Flußrichtung der Elektronen. Der Anschluß des Trägerplättchens wird als Basis B bezeichnet. Analog zu den bekannten Röhrenschaltungen sind auch beim Feldeffekttransistor 3 Grundschaltun¬ gen möglich, die der Katodenbasis-, Anodenbasis- und Gitterbasisschal¬ tung entsprechen (Bild 4). Die Spannungsverstärkung in Katodenbasis¬ schaltung (= Sottrcebasissehaltung) ist ebenso wie bei einer Röhre V = S ivÄ;~ S ‘ Ra < R i» R a)- Bei Feldeffekttransistoren werden z.Z. (1966) Steilheiten um 2 mA/V erreicht. Die wichtigsten Eigenschaften Da die Steuerelektrode G (Gitter) durch die Quarzschicht (Si0 2 ) von den übrigen Elektroden getrennt ist, haben Feldeffekttransistoren außer¬ ordentlich hohe Eingangswiderstände, die bei 10 13 bis 10 15 ß liegen. Sie können deshalb vorteilhaft in Elektrometerschaltungen, Röntgendosis¬ messern, Geigerzählern u. ä. verwendet werden. Die unter der Steuerelek¬ trode liegende Quarzschicht ist etwa 0,1 [xm stark. Ihre Toleranz stellt die kritische Größe bei der Herstellung von Feldeffektelementen dar. Durch sie wird u. a. die Steilheit und damit die Verstärkerwirkung bestimmt. Die dünne Isolierschicht hat nur eine bestimmte Durchschlagfestigkeit. In Verbindung mit dem sehr hohen Isolationswiderstand können oft un¬ beabsichtigte, statische Aufladungen beim Transport oder beim Be¬ rühren von Feldeffekttransistoren zur Zerstörung der Si0 2 -Schicht führen. Einige Hersteller empfehlen deshalb, bis zum endgültigen Einbau den Gitteranschlußdraht mit dem Basisanschlußdraht zu verdrillen. Erwähnenswert ist noch, daß die Steuerelektrode von Feldeffekttransisto¬ ren auf die im Kanal vorhandenen Majoritätsladungsträger (in unserem Beispiel Elektronen) einwirkt. Die Minoritätsladungsträger, die beim klassischen Transistor mit 2 Sperrschichten am Emitter in den Basis¬ raum injiziert werden und die dessen Verhalten bestimmen, bleiben hier aus dem Spiel. Deshalb sind erstens die elektrischen Eigenschaften von Feldeffekttransistoren weniger von der Temperatur abhängig, und zwei¬ tens üben a-, y- und Neutronenstrahlen einen nur etwa lOmal geringeren. 109 nachteiligen Einfluß auf sie aus, als es bei den üblichen Transistoren der Fall ist. Wegen des hohen Eingangswiderstands kann man das Rauschen eines Feldeffekttransistors ebenso wie das einer Röhre durch den äqui¬ valenten Rauschwiderstand kennzeichnen [3]. Es werden z.Z. Rausch¬ widerstände um etwa 100 O genannt. Bei Vakuumtrioden liegt der äqui¬ valente Rauschwiderstand 2- bis 3mal höher. Für einen vorgegebenen Quellenwiderstand läßt sich der Rauschwiderstand in die Rauschzahl umrechnen. Bei etwa 1 kHz beträgt die Rauschzahl von Feldeffekt¬ transistoren 1 bis 2 dB! Er ist also ebenfalls günstiger als der von Sperrschichttransistoren. Durch geeignete Wahl des Quellenwiderstands und des Arbeitspunkts läßt sich erreichen, daß das unvermeidbare Funkelrauschen bei 10 Hz kleiner bleibt als 4 dB. Als Kuriosum sei noch vermerkt, daß ein Vertauschen von Quellen- und Senkenanschluß infolge der völligen Symmetrie der Anordnung bei den meisten Typen von Feldeffekttransistoren die Funktion nicht beein¬ trächtigt. Das Ersatzschaltbild eines MOS-Feldeffekttransistors ist in Bild o wieder¬ gegeben [4]. Ohne es eingehend zu erläutern, sei lediglich darauf hin¬ gewiesen, daß der Verlustfaktor der Steuerelektrode zu einem Absinken des Eingangswiderstands bei hohen Frequenzen führt. r gö und r g( j sind die Leckwiderstände der Kriechstromwege (etwa 10 13 bis 10 15 Q), c g( i und Cg S spannungsunabhängige Streukapazitäten. Die Reihenschaltung aus der Kapazität c c und dem Widerstand r c ist die Ersatzschaltung für die eigentliche Eingangskapazität, die aus der Steuerelektrode, der Si0 2 - Schicht und dem querleitenden Kanal gebildet wird. Von einer bestimm¬ ten, hohen Frequenz ab müßte sie als räumlich verteiltes Netzwerk an¬ gesehen werden. c c ist bei einem bestimmten Feldeffekttransistortyp etwa 4 pF groß, während r c bei 100 Q, liegt. Die Verstärkerwirkung kommt im Ersatzschaltbild durch den Stromgenerator S • Ug bzw. den Kurzschluß- Bild 5 Ersatzschaltbild eines Feldeffekttransistors mit isolierter Steuerelektrode ; Anschlüsse: G — Gitter = Gate , £ — Quelle = -Source, D — Senke = Drain , B— Basis. In den Indizes der Wider¬ stands- und Kapazitäts¬ bezeichnungen erscheinen die gleichen Buchstaben t jedoch klein geschrieben / z. B. bedeutet: c 0 d = Kapazität zwischen Gitter und Senke 110 Strom u c /r; zum Ausdruck. Das wird dem Leser von der Elektronenröhre her geläufig sein. r

U z . 117 Bild 6 a - Gleichspannungsbetrieb ohne Vorspannung TJj cfc ; b - Halbwellenbetrieb c - Vollwellenbetrieb d - Erzeugung einer Gleichspannung durch Spannungsverdopplung aus dem Netz 110 V e - Prinzipschaltung eines Transverters zur Erzeugung einer Gleichspannung aus dem Bordnetz von Fahrzeugen 118 Der zu wählende Vorwiderstand R a muß so dimensioniert werden, daß der sich einstellende Katodenstrom Ik innerhalb der für diesen Strom an¬ gegebenen Grenzwerte liegt. Folgende Zusammenhänge sind deshalb bei der Dimensionierung des Widerstands R a zu beachten: — Der mittlere Katodenstrom Ik wird durch 2 Grenzwerte eingeschränkt. Innerhalb dieser Grenzen ist der Betrieb der Röhre zulässig. Der Mini¬ malwert des Katodenstroms 1^ m j n sollte in Interesse einer gleich¬ mäßigen Glimmlichtbedeckung der Katoden und damit einer guten Erkennbarkeit der Symbole nicht unterschritten werden. Der Maximal¬ wert des Katodenstroms Ikmax ist auf keinen Fall zu überschreiten. Andernfalls muß man mit einer geringen Lebensdauer rechnen. — Der maximal zulässige Katodenspitzenstrom ik max i®^ ebenfalls durch einen Grenzwert festgelegt. Ein Überschreiten auch dieses Wertes kann eine erhebliche Verkürzung der Lebensdauer oder aber die sofortige Zerstörung der Röhre zur Folge haben. Die Größe der Katodenströme hängt ab von der Betriebsart, der Betriebs¬ spannung und vom Vorwiderstand R a . Bei Gleichspannungsbetrieb gilt für die Berechnung des Vor Widerstands R a nachstehende Beziehung: R - ü b ~ ü Ba Für Halb- und Vollwellenbetrieb gelten andere Gesichtspunkte, deren Behandlung über diesen Artikel hinausgeht. Es wird deshalb auf die spe¬ zielle Veröffentlichung [1] hingewiesen. Für die gebräuchlichsten Betriebs¬ spannungen sind die Vor widerstände bei Gleichstrom-Halbwellen- und -Vollwellenbetrieb in Tabelle 2 zusammengestellt. Besondere Hinweise Tabelle 2 Z560M/Z5600M 170 V 200 V 220 V 250 V 300 V Gleichstrombetrieb. _ 33 _ 62 91 k Q Halbwellenbetrieb. 15 — 27 36 51 kQ Vollwellenbetrieb. — — — — — Z570M/Z 5700M 220 V 250 V 300 V Gleichstrombetrieb . _ 33 _ 52 82 kQ Halb wellenbetrieb*. 10 16 20 26 36 kQ Vollwellenbetrieb*. 20 32 40 52 72 kQ Z 870 M/Z 8700 M 170 V 250 V 300 V Gleichstrombetrieb . _ 15 __ 27 39 kQ Halb wellenbetrieb* . 10 16 18 24 33 kQ Vollwellenbetrieb * . 15 22 27 33 47 kQ * Es wird empfohlen, die Anzeigeröhren mit Ukk zu betreiben. 119 Bild 6} Erzeugung einer Gleichspannung aus dem Netz 110 V ~ für eine Anzeigeröhre m gelten für Impulsbetrieb dieser Böhren. Sie sind beim Röhrenhersteller zu erfragen. Obwohl die relativ hohe Zündspannung der Anzeigeröhren entsprechend hohe Betriebsspannungen erfordert, bereitet es keine wesentlichen Um¬ stände, den Betrieb der Röhren am 110-V-Wechselstromnetz durchzu¬ führen. In Bild 6d ist eine Spannungsverdopplerschaltung wiedergegeben, an der eine größere Anzahl von Anzeigeröhren angeschlossen werden kön¬ nen. Im Einzelfall ist die in Bild 6f gezeigte einfache Schaltung anwend¬ bar. Für solche Anwendungsfälle, wo nur niedrige Gleichspannungen, z.B. Bordspannungen in Kraftfahrzeugen, zur Verfügung stehen, erfolgt die Bereitstellung der Betriebsspannung für die Anzeigeröhren aus einem Transverter. Bild 6e zeigt die Prinzipschaltung. Die einfachste Anwendung hinsichtlich der Schaltungstechnik ergibt sich für Anzeigeröhren, wenn sie durch mechanische Schalter, Relais oder Drehwähler geschaltet werden. In diesen Fällen bleiben die nicht betriebe¬ nen Katoden von außen her potentialfrei (Bild 6 a). Werden die Anzeigeröhren mit einer anderen als mit einer reinen Gleich¬ spannung versorgt, wie es beispielsweise in Zählschaltungen oder bei Halb- und Vollwellenbetrieb der Fall ist, dann empfiehlt es sich, die Katoden über Vor widerstände mit einer positiven Spannung vorzuspan¬ nen. Die Grundschaltung gibt Bild 7 wieder. Mit dieser Methode wird Ra Bild 7 Betrieb von Anzeigeröhren mit Vorspan¬ nung üftf. 120 <=+2501/ erreicht, daß die Potentialdifferenz zwischen der Anode und den nicht- gezündeten Katoden auf ein Minimum reduziert ist. Damit kann man die Stromübernahme der nichtbetriebenen Katoden vernachlässigen. Ein störendes Mitglimmen, das sogenannte Hintergrundleuchten, tritt nicht auf. Bild 8 zeigt eine Blinkschaltung, in der Anzeigeröhren durch einen Multi¬ vibrator, bestehend aus 2 Kaltkatodenrelaisröhren, angesteuert werden. Es steht fest, daß blinkende Lichtsignale mit größerer Wahrscheinlich¬ keit zu bemerken sind, als das bei ständig leuchtenden Lichtsignalen der Fall ist. Einsatzgebiete bilden vorzugsweise Institutionen mit starkem Personen¬ verkehr, z.B. Flughäfen, Polikliniken, Banken. Die Taktfrequenz des Multivibrators liegt bei etwa 1 Hz. Mit der Grundausstattung des Multi¬ vibrators lassen sich bis zu 4 Anzeigeröhren Z560M bzw. Z570M an¬ steuern. Tabelle 3 enthält die Widerstandsgrößen für Rj, R,, die je nach Anzahl der anzusteuernden Anzeigeröhren unterschiedlich bemessen sein müssen. Eine Abwandlung dieser Schaltung kann zur Helligkeitsbeeinflus¬ sung der glimmenden Katoden der Anzeigeröhren herangezogen werden. Der Multivibrator schwingt dann mit einer höheren Frequenz, so daß für Tabelle 3 Anzahl der Anzeigeröhren a, b 2 1 27 kQ 2,3 kn 2 11 kn 1,9 kQ 3 i kn 1,7 kn 4 l kn 1,5 kn 121 ?mv R a 51k v IS _ 4,5 SPf 455A 6 3 455 ± 0,5 6 ±1 S 10 > 30 — 10 SPf 455 B 6 4 455 ± 0,5 6 ± 1 S 10 > 40 — 10 SPF450C14 4 450 ± 0,5 14 ± 1 S 20 > 40 > 40 7 SPF500C14 4 500 ± 0,5 14 ± 1 S 20 > 40 > 40 7 SPF450D10 6 450 ± 0,5 12 ± 1 S 18 > 60 > 70 11 Davon sind die ersten 3 Typen für die Anwendung in Rundfunkemp¬ fängern vorgesehen, während die letzten 3 Filtergruppen kommerziellen Anwendungen Vorbehalten bleiben. Am vorteilhaftesten erwies sieh der Einsatz der Filter SPF 455-9 und SPF455A6 in einem AM-ZF-Verstärker für transistorisierte Rundfunk¬ empfänger. Ein solcher Verstärker benötigt für die Selektionserzeugung zusätzlich nur einen einzigen LC-Kreis. Damit entfällt der ZF-Abgleich der Empfänger, da der LC-Kreis nur auf Maximum abgestimmt wird. Bild 4 zeigt die Schaltung dieses Verstärkers. Wie alle mechanischen Filter haben auch die H-Filter, wie diese Filter genannt werden sollen, uner¬ wünschte Nebenresonanzen, die im Weitabselektionsbereich stören kön¬ nen. Aus diesem Grunde sind die Filter SPF455-9 und SPF455A6 mit versetzt gelegenen Störresonanzen ausgeführt, so daß man im gesamten Weitabselektionsbereich eine ausreichende Selektivität erhält. Das Filter SPF500014 kann, in getrennten Stufen eingesetzt, zur Über¬ wachung der Seenotfrequenz 500 kHz verwendet werden. Ein ßkreisiges Filter, das in Handsprechfunkgeräten Anwendung findet, ist das SPF 450D10. Es bietet eine ausgezeichnete Selektion (Bild 5), die vor allem durch eine phasenrichtige kapazitive Überkopplung erreicht wird. 128 Bild 5 Selektion eines ßkreisigen Piezofilters 9 Elektronisches Jahrbuch 1968 129 / Serfenzweigresonaforen -r — 101 — ■ — IDI — j —IDI—r .. . a c ZI c Jz zj r=j HOI— Querzweig- Bild 6 Prinzip eines Ketten- fdters mit keramischen Besonatoren bei hohen Frequenzen Für mechanische Filter im MRz-Bereieh kommen zur Zeit nur Quarze in Anwendung. Piezoelektrische Sinterwerkstoffe mit hoher mechanischer Güte bieten auoh hier Möglichkeiten, Filter mit hohen Flankensteilheiten zu bauen. In diesem Frequenzbereich benutzt man dann nicht mehr Längsschwinger, sondern dünne Scheibenresonatoren, deren Dicke die Mittenfrequenz bestimmt (für 10,7 MHz etwa 0,2 mm). Die Filterstruktur wird unter Verwendung solcher Zweipole kettenförmig (Bild 6), wobei Serienresonanz der Längszweigresonatoren und Parallel¬ resonanz der Querzweigresonatoren auf Bandmitte abgeglichen sind und Antiresonanzen der Längszweigresonatoren sowie Serienresonanzen der Querzweigresonatoren Dämpfungspole oberhalb und unterhalb des Durchlaßbereichs bilden. Die elektromechanischen Filter ergänzen die vorhandenen LC-Filter und die magnetomechanischen Filter in günstiger Weise, indem sie bei nied¬ rigen Kosten höhere Selektion im Vergleich zu den LC-Filtern bringen sowie im Vergleich zu LC- und magnetomechanischen Filtern kleineres Volumen beanspruchen. Sie erweitern den Frequenzbereich mechanischer Filter nach oben. Elektromechanische Filter für 455 kHz sind auch dem Amateur zugänglich. Dafür sorgt der zuständige Fachhandel. Literatur Schreckenbach, TP., Konstruktion und Eigenschaften piezoelektrischer kerami¬ scher ZF-Filter, Nachrichtentechnik 13 (1963), H. 1, S. 34—36 Frankel, H., Magnetomechanische Filter, radio und fernsehen 14 (1965), H. 19, S. 580 — 583, H. 20, S. 618—621 Bauer, A., und JRacurow, B., Elektromechanische Filter, radio und fernsehen 15 (1966), H. 22, S. 677 — 679, H. 23, S. 727—731 Schlenzig, K., und Schreckenbach, W., AM-Taschenempfänger „Piezo 66“ (Bau¬ anleitung), radio und fernsehen 16 (1967), H. 1, S. 24 -29 130 Schaltungspraxis für die Fuchsjagd (Empfängerschaltungen Joachim Lasche - DM 2 ABI für das 80-m-Band) Das Interesse an der Sportart „Fuchsjagd“ steigt von Jahr zu Jahr, und auch international gewinnt die Fuchsjagd als Wettkampfdisziplin ständig an Bedeutung. Ursprünglich als „Einlage“ bei Treffen von Funkama¬ teuren, als kleines Vergnügen „so nebenbei“ gedacht, ist die Fuchs¬ jägerei heute zu einer selbständigen Sportart herangewachsen, die nicht nur Funkamateure ausüben, sondern bei der der sportlich begeisterten Jugend die Möglichkeit einer gleichzeitigen Betätigung in körperlicher und tech¬ nischer Hinsicht gegeben wird. Fuchsjagden sind heute keine Spazier¬ gänge mehr, sondern es handelt sich meist um harte, sportlich betonte. Wettkämpfe, die den Beteiligten oft das Äußerste an technisch-sport¬ lichem Können abverlangen. Die gestiegenen Anforderungen beim Auf¬ suchen der versteckten Sender, also der „Füchse“, erfordern neben der guten körperlichen Kondition des Wettkämpfers eine umfassende Be¬ herrschung der Technik und natürlich auch eine diesen Anforderungen genügende Technik selbst. Es gibt heute kaum noch Fuchsjagden mit nur einem Fuchs — in der Regel sind 2, 3, 4 oder sogar 5 Füchse innerhalb des Wettkampfs aufzusuchen. Es müssen entsprechend viele einsatz¬ fähige, unbedingt zuverlässig arbeitende Sender zur Verfügung stehen und absolut zuverlässige, stabile Empfänger mit hoher Leistung, d.h. Empfindlichkeit, Trennschärfe und Reproduzierbarkeit der Einstellung, geringem Gewicht und hervorragenden Peileigenschaften vorhanden sein. Schwere, unhandliche Geräte scheiden ebenso aus wie Empfänger, die zu kompliziert und zu „feinfühlig“ zu bedienen sind und den harten Bedin¬ gungen eines Wettkampfs in ihrer Stabilität nicht standhalten. Außerdem, und das nicht zuletzt, sollen die Geräte mit angemessenem ökonomischem Aufwand herzustellen sein. Schließlich handelt es sich ja — im Gegensatz zum Stationsempfänger — um Geräte, die nicht jeden Tag gebraucht werden, für die daher der zu treibende Aufwand wohlüberlegt sein muß. Das soll aber nicht heißen, daß es nicht möglich sein könnte, besonders für den Anfänger, für den Hörer oder SWL, auch zu Hause mit dem Fuchsjagdempfänger (dann natürlich mit einer entsprechenden Hoch¬ antenne!) am weltweiten Kurzwellenverkehr teilzuhaben. 9* 131 Die Empfindlichkeit moderner Fuchsjagdempfänger gestattet das durchaus! Da es aber grundsätzlich darauf ankommt, bereits die Jugend, die Jungen Pioniere, für die Fuchsjagd zu interessieren, ist es jedoch sinnvoll, auch einfache Schaltungen, die selbstverständlich nicht höchste Leistungen bringen können, den Anforderungen kleiner Fuchsjagden jedoch genügen, zu entwickeln und zu bauen. Für die Zwecke der Fuchsjagd-Wettkämpfe im 80-m-Band, einschließlich der Pionierwettkämpfe sowie der vielseitigen Trainings- und Ausbildungsaufgaben, ist eine gewisse „Klasseneinteilung“ der Empfänger erfahrungsgemäß sinnvoll. — Empfänger für Pionier- bzw. Kinderfuchsjagden: z.B. Rahmenempfänger mit Diodengleichrichtung und NF-Verstärker; — Empfänger für Anfängerausbildung sowie für kleinere Wettkämpfe im Kreis- und Bezirksmaßstab: z.B. einfache O-V-2-Geräte, Reflexaudion-Geräte; — Empfänger für größere Wettkämpfe: z.B. mehrkreisige Geradeausempfänger; — Empfänger für Republik- und internationale Wettkämpfe, also für den Leistungssport: z.B. sehr hochwertige Geradeausempfänger, aber in den weitaus mei¬ sten Fällen Superhetschaltungen verschiedener Art, auch mit zusätz¬ lichen Einrichtungen, wie Feldstärkeanzeige, Radiokompaß u.a. Im vorliegenden Beitrag sollen aus Veröffentlichungen verschiedener Amateurzeitschriften sozialistischer Länder einige Schaltungen beschrie¬ ben werden und als Anregung zum Nachbau — natürlich weitgehend mit einheimischen Bauelementen — dienen. Dazu wurde eine gewisse Auswahl entsprechend den dargelegten „Klassen“ aus der sowjetischen Zeit¬ schrift Radio, aus der tschechoslowakischen Zeitschrift Amaterske Radio und aus dem GST-Organ Funkamateur getroffen. Es versteht sich von selbst, daß es im Rahmen dieser kurzen Abhandlung nicht möglich ist, auf konstruktive Einzelheiten einzugehen; diese müßten erforderlichenfalls den Originalveröffentlichungen entnommen werden bzw. sollte man beim Nachbau eigene konstruktive Wege erproben. Das Wesentliche, und das besagt ja auch die Überschrift unseres Beitrags, soll die Schaltungs¬ technik sein, die in den verschiedenen Fällen zur Anwendung kommt. (Für die ständig an Bedeutung gewinnende 2-m-Fuchsjagd wird eine ent¬ sprechende Zusammenfassung zu einem späteren Zeitpunkt erscheinen.) Einen einfachen, aber doch recht leistungsfähigen Pionierfuchsjagd- Empfänger beschreibt J. Navrätil [1], siehe Bild 1. Es handelt sich um einen Rahmenempfänger mit symmetrisch ausgeführter Diodengleich- 132 Bild 1 Einfacher Fuchsjagdempfänger für Pionierfuchsjagden [1 ] L r = Rahmen: Alu-Rohr 12X1,38 cm Durchmesser 4 Wäg., CuLS-Draht oder Litze, Anzapfung bei 2, Wdg. (sw 16,5 pH) L s — Serienspule: Körper 11,5 mm Durchmesser mit Ferritkern (Gewinde M 10x1), 36 Wdg., 0,3 mm-CuLS-Draht, (auf ebenfalls sw 16,5 pH ab¬ gleichen) richtung und 3stufigem NF-Verstärker. Dieses Gerät ist in seinem Schal¬ tungsaufbau günstiger als die bei uns bekannten Pioniergeräte mit offenem Drahtrahmen auf Holzkreuz, und es dürfte auch keine besonderen Schwie¬ rigkeiten beim Bau derartiger Empfänger geben. Durch die symmetrische Anordnung der beiden Dioden wird eine Zweiweggleichrichtung erreicht, deren Ausgang so niederohmig ist (bedingt durch die jeweils nur 2 Rahmen¬ windungen!), daß ein gewöhnlicher NF-Verstärker mit 3 Transistoren in Emitterschaltung nachgesetzt werden kann, ohne Anpassungsschwierig¬ keiten befürchten zu müssen. Die Spule L g dient zur Festlegung des ge¬ nauen Frequenzbereichs, ebenso der Kondensator (68 pF) parallel zum Drehkondensator. Letzterer ist im beschriebenen Originalgerät ein Luft¬ trimmer mit Achse und Drehknopf. Die Hilfsantenne zur Bestimmung der eindeutigen Senderichtung wird, wie aus Bild 1 ersichtlich, am Verbindungspunkt des Rahmens und der Spule L s eingekoppelt und nur bei Bedarf verwendet. Es lassen sich statt der angegebenen Dioden- und Transistorentypen gewiß auch andere er¬ folgreich einsetzen, auch Bastlertypen oder brauchbare „Ausschuß“- Exemplare. (Diese Feststellung gilt sinngemäß grundsätzlich für alle hier beschriebenen Schaltungen!) Der Rahmen (Alurohr, 12 mm Durch¬ messer) selbst ist mit seinem Durchmesser von 38 cm recht groß gehalten, sollte aber doch möglichst nicht kleiner ausgeführt werden, um den Dioden auch in einiger Entfernung vom Sender noch genügend HF-Spannung zu¬ führen zu können. Damit das ganze Gerät keine zu großen Dimensionen bekommt, wird der gesamte elektrische Teil einschließlich der 4,5-V- Flachbatterie in ein kleines Kästchen innerhalb des Peilrahmens (an der unteren Seite) eingebaut, wobei die Drahtenden (bzw. Mittelanzapfung) 133 der Rahmenwicklung durch kleine Aussparungen im Rohr gezogen und in das Gerät geführt werden. Der notwendige Rahmenspalt (etwa 1 cm Öffnung) befindet sich oben am Rahmen genau in der Mitte, also auf der dem Empfängergehäuse abgekehrten Seite des Alurohres. Konstruktive Einzelheiten und eine einfache Leiterplatte finden sich in [i], es dürfte aber keinerlei Schwierigkeiten bereiten, eine Leiterplatte für die gezeigte Schaltung selbst zu entwerfen und anzufertigen. Als Emp¬ findlichkeitswerte gibt der Autor an: einwandfreie Hörbarkeit eines 1-W-Senders auf 300 bis 500 m, eines 10-W-Senders auf 1000 bis 1500 m, eines 40-W-Senders auf über 2000 m. Das reicht für den beabsichtigten Anwendungszweck völlig aus. Es lassen sich jedoch nur A3- (bzw. A2-) Sendungen aufnehmen, da keine Rückkopp¬ lung oder Überlagerung möglich ist. Bild 2 zeigt die Schaltung eines 2kreisigen Geradeausempfängers mit Diodengleiehriehtung und 3stufigem NF-Verstärker, entnommen der sowjetischen Zeitschrift Radio [2]. Er wurde dort innerhalb eines Lehr¬ gangs für junge Fuchsjäger beschrieben, den der bekannte Meister des Sports und mehrfache Fuchsjagd-Europameister A. Gretschichin (UA 3 TZ) veröffentlichte. Dieser Rahmenenpfänger, der ebenfalls besonders Bild 2 Fuchsjagdempfänger nach dem Geradeausprinzip [2 ] L r = Rahmenantenne, Alu-Rohr 12x1,22 cm Durchmesser, 6 Wdg., Cu- Litze (Polyäthylen- Isolation oder HF-Litze mit Seidenumspinnung) %■- auf 15-mm-Körper (ohne Kern), 60 Wdg., 0,25-mm-CuL-Draht D r : 100 bis 200 Wdg., 0,15-mm-CuL auf Ferritkern von UKW-Drossel (3 mm Durchmesser, 12 mm lg.) T3, Ti, T5: NF-Transistoren (u. U. Bastlertypen, mit Stromverstärkung: > 50) 134 für die Anfängerausbildung gedacht ist, weist in der Originalausführung folgende Transistorbestückung auf: in den beiden HF-Stufen jeweils den Typ P402, in den NF-Stufen 3 Transistoren vom Typ P13, wo¬ bei die ersteren einen Stromverstärkungsfaktor von 80 bis 100, die letzteren von 50 bis 70 haben sollten. Als HF-Transistoren dürften sich ohne Schwierigkeiten die DDR-Typen GF122 oder GF129 eignen; die NF-Transistorcn sind unkritisch. Bei dieser Schaltung ist jedoch darauf zu achten, daß die Basiswiderstände den einzelnen Exemplaren angepaßt werden müssen, da ihre Werte in der vorliegenden Schaltungsart (außer der 2. HF-Stufe) reststromabhängig sind. Die Hilfsantenne ist abschaltbar angeordnet, wodurch die Peilcharak¬ teristik einfach von Achterform auf Kardioide (Herzkurve) umgeschal¬ tet werden kann. Interessant die — in sowjetischen Schaltungen häufig anzutreffende — hochohmige Kopplung zwischen Schwingkreis und fol¬ gender Transistorverstärkerstufe. Dadurch lassen sich Schwingkreisan¬ zapfungen vermeiden, es ist jedoch die Schaltung des betreffenden Tran¬ sistors als Impedanzwandler, also in Kollektorschaltung (hochohmiger Basis-Eingang — niederohmiger Emitter-Ausgang) erforderlich. Diese Schal¬ tungsart wird in dem Empfänger nach Bild 2 gleich zweimal angewendet, denn die erste HF- und auch die erste NF-Stufe sind solche Kollektor¬ stufen. Da die HF-Gleichrichtung über eine Diode erfolgt, gibt es keine Rückkopplung, was die Bedienung außerordentlich vereinfacht, aller¬ dings auch keinen A-1 - Empfang ermöglicht. Nur die HF-Spannung (am Emitterwiderstand des ersten Transistors) und die Frequenz (am Dreh¬ kondensator des Schwingkreises in der Kollektorzuleitung von T2) wer¬ den betriebsmäßig eingestellt, andere Bedienungsknöpfe gibt es — außer dem Hilfsantennenschalter und dem Einschalter der Batterie — nicht. Der Tiefpaß nach dem Endstufentransistor dient der Sperrung von HF, die eventuell über die Kopfhörerleitung in das Gerät gelangen könnte. Das Originalgerät würde in einem 200 mm X 65 mm X 26 mm großen Kästchen aufgebaut, das auch die Batterie enthält und an dessen oberem Ende der 220 mm im Durchmesser betragende Alurohr-Rahmen stabil befestigt ist. Die Hilfsantenne führt in der bekannten Form durch die Rahmenmitte und stellt eine geeignete Teleskopantenne von etwa 1 m Länge dar. Mit dem Trimmer 4 bis 15 pF soll die Rahmenkreisresonanz in die Mitte des interessierenden Bandbereichs (etwa 3570 kHz) gelegt werden. Da dieser Wert von der jeweiligen Rahmenkonstruktion und der damit unmittelbar zusammenhängenden Eigenkapazität des Rahmens abhängt, kann es möglich sein, daß die angegebenen Werte nicht aus- reichen und eventuell ein zusätzlicher Festkondensator parallelgelegt werden muß. Das ist von Fall zu Fall durch Probieren zu ermitteln. Bild 3 gibt den HF-Teil eines Zweikreis-Geradeausempfängers mit Rück¬ kopplungsaudion wieder, zu dem in der Originalschaltung [3] ein 2stufiger NF-Verstärker gehört. Es handelt sich also um einen Transistor-l-V-2. 135 Bild 3 Fuchsjagdempfänger nach dem Geradeausprinzip [3] O = 10 bis 30 pF (Mikki-Drehko) L a = 25 Wdg., auf Ferritstab 160 mmX8 mm (Anzapfung bei 3. Wdg.) LI, L2, L3: auf 3-Kammer-Körper mit 5-mm-KW-Kern: LI = 10 Wdg., 0,5-mm-CuL L2 = 70 Wdg., 0,3-mm-CuL, Anzapfung bei 7. Wdg. L3 = 14 Wdg., 0,5-mm-CuL (Wickelsinn, wie Schaltbild angiblt) Dieser Empfänger hat sich seit längerer Zeit bereits bei Fuchsjägern des Bezirks Suhl sehr gut bewährt (Suhler Empfänger). Der Bauelementeaufwand ist im Verhältnis zur Leistung des Geräts recht gering. Als Peilantenne dient ein Ferritstab mit den Abmessungen 160 mm X 8 mm Durchmesser, der nach den bekannten Grundsätzen ab¬ geschirmt und mechanisch geschützt werden muß. Der Antennenkreis ist wie im vorigen Beispiel fest auf Bereichsmitte abgeglichen. Als Hilfs¬ antenne dient ein Stahldraht (Fahrradspeichen o.ä.), angekoppelt über einen Festwiderstand, im Schaltbild 10 kß. Der Wert dieses Widerstands sollte zur Antennenlänge und den Eigen¬ schaften des Antennenkreises passend so abgeglichen werden, daß man eine einwandfreie Herzkurve mit scharfem Peilminimum erhält, wenn unter normalen Verhältnissen in freiem Gelände auf einen 1 bis 3 km ent¬ fernten Fuchssender gepeilt wird. Bei größeren Abweichungen der Luft- und Bodenfeuchtigkeit, in stark bedecktem Gelände, auch z.B. in Stadt¬ gebieten oder gar in Gebäuden kann es zu Veränderungen im Verhältnis magnetische/statische Feldstärke kommen, so daß die gewählte Größe des Widerstands nicht mehr das Optimum darstellt. Für solche schwie¬ rigen Fälle ist eine Regelbarkeit günstiger, also Einbau eines kleinen Potentiometers für den Widerstandswert — allerdings durch den Nach¬ teil eines zusätzlichen Bedienungsknopfs erkauft! 136 Die HF-Empfindlichkeit wird durch das Potentiometer in der Basis¬ zuleitung des Transistors TI, die Rückkopplung durch jenes am Tran¬ sistor T2 geregelt. Zur Abstimmung dient ein durch feste Parallel- und Serienkondensatoren „verkürzter“ Mikki-Drehko (C). Der NF-Verstärker weist keine Besonderheiten auf und wurde deshalb in Bild 3 nicht mit gezeichnet. Eingehende Hinweise über den Aufbau und die Leiterplatte können dem Funkamateur (H. 6/1966) entnommen werden. Ebenfalls im Funkamateur veröffentlicht wurde das vom Autor dieses Beitrags entwickelte und inzwischen bei mehreren nationalen und inter¬ nationalen Wettkämpfen bewährte Peilgerät Gera. Dieser Kleinsuper mit ZF-Audion wurde unter Verwendung von Spulen des SferacAere-Empfän- gers konstruiert und existiert z.Z. in 3 Varianten (Geral, Gerala und Gera II), die schaltungsmäßig nur gering voneinander abweichen, aber in ihrem mechanischen Aufbau 3 Stufen einer Entwicklungsreihe dar¬ stellen [4]. In Bild 4 wird der HF- und ZF-Teil dieseB Empfängers in seiner derzeitigen Form (entsprechend Gera II) wiedergegeben. Der bei den beiden genannten Vorläufer-Typen verwendete 3stufige NF-Verstärker wurde bei diesem Gerät auf 2 Stufen beschränkt, deren Transistoren mög¬ lichst hohe Stromverstärkungswerte haben sollen. Da der NF-Verstärker aber keine Besonderheiten aufweist — 2 Transistoren in Emitter¬ schaltung —, wurde auf die Wiedergabe ebenfalls verzichtet. Das Kennzeichen der Empfänger Gera ist eine Rahmenantenne mit Alu¬ rohrrahmen, deren Durchmesser von ursprünglich 260 mm (Geral) über 220 mm (Gera Ia) auf nunmehr 180 mm verkleinert wurde. Die Zahl der Windungen stieg entsprechend von 5 über 6 auf jetzt 8 Windungen. An¬ zapfung jeweils bei der ersten Windung, vom „kalten“ Ende an gerechnet. Dadurch wurde eine für die Ankopplung günstige, geringe Impedanz bei wesentlich herabgesetzter Rahmenbedämpfung durch den HF-Transistor erreicht. Die damit verbundene höhere Resonanzschärfe des Rahmen¬ kreises verlangt eine Abstimmung dieses Kreises über den Empfangs¬ bereich, um die Vorteile der hohen Kreisgüte voll nutzen zu können und das Empfindlichkeitsmaximum auf dem ganzen Bereich zu erhalten. Die frühere „Zweiknopfbedienung“ der Abstimmung durch getrennte Dreh¬ kondensatoren für Oszillator und Eingangskreis wurde durch die Ver¬ wendung eines Doppeldrehkondensators (Typ 1002, AC 10 bzw. 12 pF, von Elektra KG., Schalkau) abgelöst. Für den in Bild 4 als Trimmpotentiometer eingetragenen Widerstand in der Zuleitung der Hilfsantenne (1-m-TeleskopStab) gilt das bereits oben Gesagte entsprechend. In der HF-Stufe sollte unbedingt ein GF122 Ver¬ wendung finden, für die übrigen Stufen genügen GF105 ; als Mischtran¬ sistor ist jedoch unter Umständen ein GF122 günstiger. Die ZF-Audion- schaltung erscheint, bedingt durch die verwendeten beiden Sternchen- ZF-Spulen, etwas ungewöhnlich, hat sich jedoch gut bewährt. Falls die Rückkopplung zu hart einsetzt, läßt sich durch Verkleinern des Konden- 137 138 ClfC2 = Doppeldrehkondensator (UKW-Drehkondensator Typ 1002, C — 10 bzw. 12 pF, Elektra , Schalkau) 139 L2: 25 Wdg., 0,3-mm-CuL, auf Ferritstab, 160 mm X8 mm Durchmesser L3: 47 Wdg., 0,18-mm-CuL, auf Meinen KW-Kammerkörper, Ferritkern 5 mm Durchmesser, darauf L7: 5 g Wdg„ 0,2-mm-CuLS L4, L5, L6: je 150 Wdg., 0,12-mm-CuL, auf kleinen KW-Kammerkörper, Ferritkern 5 mm Durchmesser, Anzapfungen: L4 bei 70. Wdg., L5 bei 15. Wdg., jeweils vom „kalten” Ende gerechnet (ZF = 465 kHz )j sators 1 nF zwischen Kollektor und Emitter des Audiontransistors ein weicherer Einsatz erzielen. Die geeignete ZP beträgt 450 bis 455 kHz, der Wert ist nicht sehr kritisch, darf aber nach dem Eichen der Oszillator- bzw. Eingangsfrequenz nicht mehr verstellt werden. Das von 3 Klein- Akkus RZP2 gespeiste Gerät hat die Abmessungen (ohne Kähmen) 150 mm x 66 mm x 36 mm, in der Originalausführung — es läßt sich ohne weiteres auch noch kleiner bauen, wenn das erwünscht sein sollte. Die Empfindlichkeit ist ausgezeichnet, aber auch in unmittelbarer Nähe der Sendeantenne läßt sich damit noch peilen, wenn mit dem HF-Regler die Verstärkung des ersten Transistors weit genug verringert wird. Die Schaltung nach Bild 5, entnommen der Zeitschrift „Kadio“ (UdSSR), zeigt wieder die bereits erwähnten Merkmale hochohmiger Kreiskopplung an Kollektorstufen im HF-Verstärker und nach der ZF-Diode an die erste NF-Stufe. Der NF-Verstärker ist 3stufig und entspricht dem des Geräts in Bild 2. Der Empfänger verwendet einen Ferritstab als Peilantenne, was auf Grund der höheren Verstärkung der gewählten Superhetschaltung ohne weiteres möglich ist. Sonst bestehen — trotz der unterschiedlichen Gerätetypen — durchaus Ähnlichkeiten zwischen den Geräten in Bild 2 und Bild 5, so daß sich weitere Erläuterungen erübrigen. Als ZF-Spulen wer¬ den Körper aus einem sowjetischen Transistorempfänger eingesetzt, die, da sie nicht abgeschirmt sind, eine magnetische Kopplung zwischen den beiden ZF-Kreisen, zwischen der Mischstufe und der ersten ZF-Stufe zu¬ lassen. Dabei sind die beiden Spulen im Abstand von 24 mm voneinander angeordnet (L4 und L5). Die zweite ZF-Stufe ist als Basis-Stufe aperio¬ disch an die erste ZF-Stufe gekoppelt. Dadurch wird die Bedämpfung des ZF-Kreises am Kollektor dieser zweiten Stufe (Spule L 6) geringgehalten. Sämtliche Transistoren des Originalgeräts sind — bis auf den NF-Ver¬ stärker — wiederum P 402 und müßten ohne weiteres durch GF 122 (oder den früheren OG882/883) zu ersetzen sein. Für den Oszillator sowie für die ZF-Stufen wird sich auch der GF 105 einsetzen lassen, wobei even¬ tuell einige Widerstandswerte geringfügig geändert werden müßten. Der Schalter in der Hilfsantennenzuleitung dient wiederum zum Umschalten der Peilcharakteristik, während der Schalter vor dem Koppelkondensator (270 pF) zur Basis des HF-Transistors die Aufgabe hat, die Empfindlich¬ keit des Empfängers bei Annäherung an die Sendeantenne stark herab¬ zusetzen, wobei bei geöffnetem Schalter nur noch die Kapazität des Schal¬ ters selbst für die Kopplung wirksam ist. Das Originalgerät hat (ohne Ferritstab) die Abmessungen 250 mm X 65 mm X 26 mm und wird durch eine eingebaute 4,5-V-Flachbatterie gespeist. Literatur [1] Amatdrskä Radio, 12 (1963), H. 8 (CSSR). [4] Funkamateur, 1964, [2] Radio, 1966, H. 3 (UdSSR). H. 12, bis 1965, H. 5. [3] Funkamateur, 1966, H. 5 und 6. [5] wie [2]. 140 Kapazitätsbestimmung mit Drehspulinstrument Oftmals steht der Amateur vor dem Problem, eine Kapazität zu bestimmen, ohne daß ein entsprechender Kapazitätsmesser zur Verfügung steht. Wie man solche Mes¬ sungen auch mit einem normalen Multizet ohne großen Aufwand durchführen kann, soll gezeigt werden . Die Meßmethode beruht auf der Tatsache, daß sich ein an eine Gleichstromquelle an¬ geschlossener Kondensator auf eine bestimmte Kondensatorspannung JJq auflädt. Die Aufladung erfolgt dabei nach einer e-Funktion. Am Ende der Aufladung hat der Kondensator die Elektrizitätsmenge Q = C • U c . Legt man nun einen Kondensator über ein Drehspulinstrument an eine Gleichstromquelle, so schlägt das Instrument entsprechend dem Aufladevorgang des Kondensators aus, verharrt einige Zeit in einer bestimmten Endstellung — dort, wo der Ladevorgang beendet ist — und kehrt dann wieder in seine Ausgangsstellung zurück. Dabei verhält sich der Winkel des Zeiger¬ ausschlags proportional zur Elektrizitätsmenge. Die eigentliche Messung besteht nun im Vergleich zwischen den Werten eines Normalkondensators und dem unbekannten Kondensator. Es gilt dabei die Beziehung Skalenteile C x Skalenteile C N Beispiel Ein bekannter Kondensator wurde über ein Drehspulinstrument aufgeladen. Der Kondensator hatte eine Kapazität von 1 pF und zeigte am Ende der Aufladung 43 Skalenteile an. Der unbekannte Kondensator wies am Ende der Aufladung 68 Ska¬ lenteile aus. Nach obiger Definition ist dann °x =1 --S—W“«**. Je kleiner der Kondensator ist, um so größer muß die angelegte Spannung sein. So lassen sich mit diesem Verfahren bei 220 V Gleichspannung und einem 10-pA- Instrument noch Kapazitäten herab bis zu 100 pF bestimmen. K.A. DDR-Produktion bestimmend auf dem Weltmarkt Wir zitieren aus fp-facfao-riiGb Sept. 19, 66: „Elektromat (VEB in Dresden — Anm. d. Red.) erregte beträchtliches Aufsehen mit einer 66 Fuß langen vollautomatischen Widerstands-Produktionsstraße, die in knapp 15 Monaten entwickelt wurde. Man hegt berechtigte Hoffnungen, daß Elektro¬ mat-Maschinen den westlichen Markt gewinnen. Elektromat hat seine Widerstands- Schleifausrüstung bereits an britische und französische Hersteller verkauft. Man erwartet weiterhin, daß sich westliche Käufer für die vollautomatische Kabelbaum- legemaschine finden. Mit den genannten Maschinen behauptet sich Elektromat: Er überholte den Westen mit Ausrüstungen, die bisher noch niemand herstellte 141 Till Pricks - DM2AKD Frequenzmessung im UKW-Bereich Unter Frequenzmessung verstehen wir allgemein die meßtechnische Be¬ stimmung einer physikalischen Größe, die als Einheit definiert ist. Ihre gesetzliche Festlegung lautet: Das Hertz ist .die Frequenz eines periodi¬ schen Vorgangs von der Periodendauer 1 s. Das Hertz ist mit der Grund¬ einheit Sekunde durch folgende Beziehung verknüpft 1 Hz = 1 s- 1 . Somit ließe sich eine Frequenzmessung durch Auszählen der Perioden in der Zeiteinheit 1 s verwirklichen und wird für langsamer ablaufende peri¬ odische Vorgänge auch so angewendet. Dieses als Zählfrequenzmessung bezeichnete Verfahren läßt sich durch geeignete, meist elektronische Zeit¬ meß- und Zähleinrichtungen auch auf höhere Frequenzen ausdehnen (10 MHz). Weit verbreitet sind Frequenzmeßeinrichtungen, bei denen eine bekannte Größe mit der zu bestimmenden Größe in Beziehung gebracht oder ver¬ glichen wird. Art und zu fordernde Meßgenauigkeit dieser Meßeinrich¬ tungen werden vom Einsatzzweck bestimmt, was sich wiederum im tech¬ nischen Aufwand der Meßeinrichtung widerspiegelt. Meßverfahren Wir unterscheiden bei der Frequenzmessung grundsätzlich zwei Me߬ verfahren. — Frequenzmessung mit Hilfe von Resonanzsystemen, in der Literatur auch als passive Meßverfahren, die dafür ausgebildeten Meßeinrichtun¬ gen als passive Frequenzmesser, bezeichnet. Der Absorptionsfrequenzmesser, vielfach auch Wellenmesser genannt, ist neben einer besonderen Betriebsweise des Grid-Dip-Meters Haupt¬ vertreter dieses Meßverfahrens. — Frequenzmessung durch Vergleich, vielfach als aktive Frequenzmessung beschrieben; analog gelten dann die hierfür ausgebildeten Meßeinrich¬ tungen als aktive Frequenzmesser. 143 Frcquenzmessiinjf mit Hilfe von Resonanzsystemen Hierzu dient der Absorptionsfrequenzmesser, der im wesentlichen aus einem abstimmbaren Resonanzkreis und einem Anzeigekreis besteht. Die Ausführung des Resonanzkreises wird durch den Frequenzbereich be¬ stimmt. Der in Bild 1 gezeigte Absorptionsfrequenzmesser Typ 3014 ver¬ wendet bis 300 MHz Schwingkreise, die durch eine konzentrierte Induk¬ tivität und einen Drehkondensator dargestellt werden. Bild 2 zeigt einen Bild 1 Absorptionejrequenz- messer Typ 3014, 10 MHz bis 330 MHz, VEB Funkwerk Erfurt Bild 2 Ansicht eines älteren Absorptions/rejuenzmessers 144 10 Elektronisches Jahrbuch 1968 Einblick in einen älteren Absorptionsfrequenzmesser bis 300 MHz, der ähnlich aufgebaut ist. Für Sonderanwendungen sind mit zunehmender Frequenz Leitungs- und Topfkreise vorteilhafter, da sie höhere Kreis¬ güten ergeben. Wie aus der Bezeichnung dieser Frequenzmesser hervorgeht, entzieht man dem Meßobjekt bei dem Meß Vorgang Energie. Diese Energie wird zu einem Teil im Resonanzkreis verbraucht, daher muß man eine hohe Kreisgüte anstreben, was mit geringen Verlustwiderständen im Kreis gleichzusetzen ist. Der größte Energieanteil wird vom Anzeigekreis iibei¬ den Resonanzkreis des Absorptionsfrequenzmessers dem Meßobjekt ent¬ zogen. Es besteht folglich die Forderung, im Anzeigekreis Meßwerke mit geringem Leistungsverbrauch einzusetzen. Die Verwendung einer Glüh¬ lampe im Anzeigekreis eines Absorptionsfrequenzmessers ist daher eine ungünstige Lösung. Bild 3 zeigt die Schaltung des Absorptionsfrequenzmessers Typ 3014 des VEB Funkwerk, Erfurt. Der Meßbereich erstreckt sich von 10 MHz bis 330 MHz. aufgeteilt in 8 Teilbereiche. Auf den Schwingkreis folgt eine Gleichrichterschaltung (Spannungsverdoppler), deren Ausgangsspannung direkt oder über einen transistorisierten Meßverstärker in Brückenschaltung zur Anzeige dient. Die Zuführung der Meßfrequenzen erfolgt über ein Koaxialkabel, der Eingangswiderstand wird mit 100 Q angegeben. Im Gegensatz dazu gelangt die Meßfrequenz bei den meisten Absorptions- Bild 4 Einfacher Absorptionskreis von 100 MHz bis 150 MEz 146 frequenzmessern durch induktive Kopplung vom Meßobjekt zum Reso¬ nanzkreis des Absorptionsfrequenzmessers. In Verbindung mit einem Anzeigeverstärker kann die Belastung des Meßobjekts noch herabgesetzt werden. Die Belastung des Meßobjekts durch den Absorptionsfrequenzmesser, die grundsätzlich als Nachteil empfunden wird, kann zur Frequenzbestim¬ mung ausgenutzt werden. Die Rückwirkungen führen am Meßobjekt zu Frequenz- und Amplitudenänderung. Bei fester Kopplung, z.B. an einen Oszillator, kann das Aussetzen der Schwingungen erreicht werden. Dieser Vorgang tritt auf bei Übereinstimmung der Resonanzfrequenz von Me߬ objekt und Absorptionsfrequenzmesser; die zugeordnete Frequenz wird an der Frequenzeichung des letzteren abgelesen. Diese Art der Frequenz¬ bestimmung praktiziert man auch noch heute zum Teil am schwingenden Audion einfacher Empfangsgeräte, sie läßt sich sinngemäß an Oszillatoren bis in den dm-Bereich anwenden. Das Aussetzen der Schwingungen am Meßobjekt wird durch Messen des Anodenstroms festgestellt (Strom¬ anstieg beim Aussetzen). Bild 4 zeigt die einfache Ausführung eines Absorptionskreises für 100 MHz bis 150 MHz, der mit einer zusätzlichen Anzeigeschaltung zu einem voll¬ wertigen Absorptionsfrequenzmesser erweitert werden kann. Die Ur¬ form dieses Resonators wird als Wendeltopfkreis bezeichnet, er erlaubt es, im 100-MHz-Bereich noch Kreisgüten zu erzielen, die sich durch herkömm¬ liche Schwingkreise nicht verwirklichen lassen. Bild 5 zeigt die maßstäb¬ liche Skizze des Wendeltopfkreises. Die Abstimmung erfolgt durch einen hochwertigen Lufttrimmer von 3 bis 10 pF am heißen Ende der Wendel. Die erreichte Güte beträgt trotz mancher Vernachlässigung gegenüber den Daten der Ursprungsveröffentlichung Q = 150 bei 100 MHz und Q = 220 bei 150 MHz. Dieser Resonator eignet sich vornehmlich als Bandfrequenzmesser; bei Verwendung eines guten, spielfreien Antriebs und eines massiveren Topfes im Gegensatz zur „Konservendose“, ver¬ bunden mit einem Anzeigeverstärker, kann ein Absorptionsfrequenz¬ messer verwirklicht werden, der auch höheren Ansprüchen des Funkprak¬ tikers genügt. Freqiienziiiessunj/ durch Frequenzvergleich Dieses Meßverfahren setzt in jedem Fall einen Oszillator voraus, dessen Frequenz man mit der des Meßobjekts vergleichen kann. Der Hauptauf¬ wand liegt folglich im Vergleichsoszillator, der sich in präziser und repro¬ duzierbarer Frequenzeinstellmöglichkeit, genauer Frequenzeichung mit eindeutiger Ablesemöglichkeit und höchstmöglicher Übereinstimmung von Frequenz des Oszillators mit der Frequenzeichung ausdrüekt. Durch Überlagerung der Frequenzen des Meßobjekts f x und der Vergleichs¬ frequenz f 0 entstehen Schwebungen, die bei Übereinstimmung beider 10 * 147 HF’Einkopplung Resonanzanzeige Durchführungsfilier EZs 0137 Bild 5 Maßskizze des Absorptionskreises L — 3*l 4 Wdg., 1,5-mm-CuAg, 30 mm Durchmesser, Anzapfung für An¬ zeige*! 4 Wdg. vom kalten Ende, L a = 2 Wdg., 1,0-mm-CuAg, 10 mm Durch¬ messer, C — 3 bis 10 pF = 150 bis 100 MHz, (C = 6 bis 50 pF ^ 120 bis 40 MHz), D = Diode GA 100 (OA 625) Frequenzen gegen Null gehen. Dieser Zustand kann mit Hilfe von Misch¬ schaltungen akustisch oder durch Anzeige erkannt werden. Die Verwen¬ dung eines Oszillografen stellt eine weitere Anzeigeform dar. Die akusti¬ sche Zustandsanzeige ist grundsätzlich mit einem Meßfehler behaftet (durch Frequenzgang der akustischen Übertragungseinrichtung einschlie߬ lich des menschlichen Ohres). Geeigneter ist die Schwebungsanzeige durch ein Meßinstrument, für höhere Ansprüche die oszillografische Methode durch Lissajous-Figuren. Im letzteren Fall werden je einem Plattenpaar der Ablenkung die Frequenz 148 des Meßobjekts f x und die Vergleichsfrequenz f„ zugeführt. Je nach Ver¬ hältnis beider Frequenzen ergeben sieh bestimmte üssqfotts-Figuren, wobei f x : f 0 einen Quotienten ganzer Zahlen darstellt. Bild 6 zeigt eine Auswahl von IAssajous-Vigaren, wobei f x auf die Vertikalauslenkung und f 0 auf die Horizontalauslenkung bezogen ist. Verhältnisse f x : f 0 von 5 : 1 sind noch gut ablesbar. Der Vorteil dieses Meßverfahrens liegt auch in der eindeutigen Zuordnung von f x : f ( ., ein Umstand, der bei dem Schwe¬ bungsverfahren nicht gegeben ist. Denn auch bei ganzzahligen Vielfachen von f x : f 0 treten Schwebungen auf, d.h., die Bestimmung einer unbekann¬ ten Frequenz läßt sich zunächst nicht eindeutig vornehmen. 5:1 Lissajous - Figuren für einige Verhältnisse , f x bezogen auf V-Verstärker f 0 bezogen auf X-Verstärker bei Amplifudengleichheit und einer Phasenverschiebung 90° Bild 7 Schaltung des Frequenzmessers Typ 121 (VFB Funkwerk Erfurt) (Unter Gl 1, 120 V befindet sich eine einfache Leitungskreuzung) Der Amateur wird in der Praxis die Schwebung zwischen f x und f 0 her¬ beiführen, f x mit einem Absorptionsfrequenzmesser annähernd bestim¬ men und daraus das nächstliegende ganzzahlige Verhältnis zu f 0 ableiten. Hierbei ist zu beachten, daß bei einem Meßfehler des Absorptionsfre¬ quenzmessers von i 1 % das Verhältnis f x : f 0 höchstens 50: 1 betragen darf. Da eine Frequenzmessung im UKW-Bereich in der Mehrzahl nur durch Vergleich von f x mit den Harmonischen eines Vergleichsoszillators möglich ist, hat die Bestimmung des Verhältnisses f x : f 0 wesentliche Be¬ deutung. Industrielle Frequenzmesser bedienen sich des sogenannten Grobfrequenzmessers, d.h., der Meßvorgang wird durch direkten Fre¬ quenzvergleich eingeleitet. Dann erfolgt die genaue Bestimmung der Fre¬ quenz mit Hilfe der Harmonischen eines weiteren Vergleichs Oszillators 150 (Feinfrequenzmesser), der die eingangs aufgeführten Bedingungen ein- halten muß, nach der Beziehung f x = n • f 0 , wobei n das aus der Grob- messung abgeleitete nächstliegende ganzzahlige Verhältnis f x : f 0 dar¬ stellen soll. Der Meßfehler des Grobfrequenzmessers bestimmt auch hier das höchstzulässige Verhältnis f x : f 0 , um n eindeutig bestimmen zu kön¬ nen! Die Übereinstimmung der Frequenz des Feinfrequenzmessers mit seiner Frequenzeichung kontrolliert man meist durch das Frequenz¬ spektrum eines 100-kHz-Quarzoszillators und korrigiert gegebenenfalls. Sie wird sinngemäß auch am Grobfrequenzmesser mit Hilfe des überprüf¬ ten Feinfrequenzmessers vorgenommen. Bild 7 zeigt die Schaltung des Frequenzmessers Typ 121 von RFT, der bedingt auch für Messungen im Frequenzbereich über 30 MHz verwendet 151 werden kann. Bei Grobmessung wird f x mit der in Rö 1 erzeugten Fre¬ quenz verglichen, nach weiterer Verstärkung der Schwebung im Hexoden - System Rö2 läßt sich der Schwebungszustand über Rö4 akustisch oder durch Anzeige an 11 verfolgen. Her Feinvergleich der Frequenz erfolgt in Rö2, wobei diese Vergleichsfrequenz im Triodenteil unter Verwendung eines hochwertigen Schwingkreises erzeugt wird. Hem Vergleichssystem Rö2 kann f x oder die mit f x auf Schwebungsnull gebrachte Grobvergleichs¬ frequenz f 01 oder beides zugeführt werden. Hie Anzeige des Schwebungs¬ zustands erfolgt wie bei der Grobfrequenz me ssung. In Rö3 wird das von einem 100-kHz-Quarzoszillator abgeleitete Frequenzspektrum zur Kon¬ trolle der Frequenzeichung erzeugt. Umschaltbare Eingangskreise sollen Mehrdeutigkeiten ausschließen, ihre Resonanzfrequenz ist mit der Frequenz *01 des Grobfrequenzmessers identisch, dessen Frequenz an einer Ausgangsbuchse abgenommen wer¬ den kann. Sie läßt sich nach Schwebungsvergleieh mit dem Feinfrequenz¬ messer auch für die Frequenzeichung von Empfängern verwenden. Die Frequenz des Grobfrequenzmessers ist in 8 Teilbereichen zwischen 30 kHz und 30 MHz veränderlich, die des Feinfrequenzmessers in 9 Teil¬ bereichen zwischen 2,4 MHz und 3,8 MHz. Die Meßunsicherheit wird mit kleiner ±0,1% angegeben. Vergleichsmessungen ergaben, daß dieses Meßgerät gerade noch die Bedingungen des § 19 der Anordnung über den Amateurfunkdienst — Amateurfunkordnung vom 22. Mai 1965 — im Fre¬ quenzbereich von 3,5 bis 29,7 MHz erfüllt (Festlegung der Bereichs¬ grenzen). Bei Verwendung des Frequenzmessers Typ 121 oberhalb 30 MHz muß versucht werden, das Verhältnis f x : f 01 zu ermitteln. Die annähernde Be¬ stimmung von f x mit einem Absorptionsfrequenzmesser ist dabei eine wesentliche Hilfe. Hat man f x annähernd bestimmt, so wird Schwebung mit f 01 (Grobfrequenzmesser) herbeigeführt; das Verhältnis f x : f 01 sei nj. Hierauf erfolgt Schwebungsvergleich von f 01 : f 0 (Feinfrequenzmesser), das Verhältnis f 01 : f 0 sei n 2 . Danach ist f x durch die Beziehung f x = n 5 • n 2 • f„ bestimmt, wobei der Meßfehler durch die mehrfache Überlage¬ rung in der Praxis zunimmt. Grid-Dip-Meter Das Grid-Dip-Meter ist ein Frequenzmesser, das Frequenzmessungen nach Verfahren 1 und 2 zuläßt. Es besteht im wesentlichen aus einem abstimmbaren Böhrenoszillator und Anzeige des Schwingungszustands durch Messung des Gitterstroms. Die Übereinstimmung der Besonanz- frequenz eines passiven Schwingkreises mit der Frequenz des Grid-Dip- Oszillators führt bei ausreichender Kopplung zu einem ausgeprägten Bückgang (Dip) des Gitterstroms am Grid-Dip-Oszillator, hervorgerufen 152 durch Energieentzug des Meßobjekts. Die zugeordnete Frequenz wird an der Frequenzeichnng des Grid-Dip-Meters abgelesen. Die Bestimmung der Resonanzfrequenz von Schwingkreisen mit konzentrierter Induktivität und Kapazität ist auf diese Weise eindeutig. Die Messung anderer Reso¬ nanzgebilde (Leitungskreis, Topfkreis, Antennen, abgestimmter Zu¬ leitungen und Resonanzdrosseln) bleibt entsprechend der Anzahl der Er¬ regungsformen mehrdeutig. Durch Ausmessen der einzelnen Resonanzstel¬ len läßt sich in jedem Fall die Grundfrequenz derartiger Schwingkreise ermitteln. Der Anwendungsbereich des Grid-Dip-Meters erstreckt sich bei geeigneter Ausführung und Verwendung einer UHF-Triode bis etwa 700 MHz. Transistorisierte Ausführungen des Grid-Dip-Meters (Trans- dipper) gewinnen zunehmend an Bedeutung; ihre obere Frequenzgrenze wird vorerst durch den Transistor gesetzt. Bild 9 zeigt die Schaltung eines für den UKW-Bereich geeigneten Grid-Dip-Meter. Weiterhin läßt sich das Grid-Dip-Meter als Absorptionsfrequenzmesser verwenden. Bei abgeschalteter Anodenspannung ist die Gitter-Katoden - Strecke der Oszillatorröhre als Röhrendiode aufzufassen; man gelangt damit zur eingangs beschriebenen Form des Absorptionsfrequenzmessers. Dabei wird ebenfalls vielfach ein transistorisierter Anzeigeverstärker ein¬ gesetzt, der auch in der Betriebsart als Grid-Dip-Meter vorteilhaft ist. Bild 8 Transistorisierter Eichpunktgeber, darunter älterer Absorptionsfrequenz¬ messer IS bis 300 MHz, links daneben Absorptionsfrequenzmesser Typ 3014 153 PC86 Bild 9 Grid-Dij)-Oszillator für UKW mit Transistoranzeiyeverstärker Die erhöhte Anzeigeempfindlichkeit läßt eine lose Kopplung zum Meß objekt zu, die Minderung der Rückwirkungen auf das Meßobjekt führt zu einer besseren Meßgenauigkeit. Bild 8 zeigt einen transistorisierten Eichpunktgeber. Am Ausgang stehen nach Wahl ein 10-MHz-Spektrum, ein 1-MHz-Spektrum und ein davon abgeleitetes 100-kHz-Spektrum zur Verfügung. Die Frequenzeichung, z. B. eines UKW-Empfängers, wird mit einem Grid-Dip-Meter grob vor¬ genommen. Selbst bei einem Meßfehler von ±2 % sind die 10-MHz-Eieh- punkte bei nachfolgender Eichung durch den Eichpunktgeber mit Sicher¬ heit bestimmt. Anschließend erfolgt die Eichung mit dem 1-MHz-Spek¬ trum, die man durch die 100-kHz-Eichung ergänzt. Die Bezugsfrequenz von 1 MHz wird in einem Quarzoszillator erzeugt und von Zeit zu Zeit mit einem Normalfrequenzsender verglichen. Die sich ergebenden Ab¬ weichungen, übertragen auf die Vielfachen der Bezugsfrequenz (1 MHz), lassen erkennen, ob die Meßgenauigkeit bestimmten Forderungen ge¬ nügt. Nur bei oberflächlicher Betrachtung des § 19 der Amateurfunkordnung ist die Tragweite dieser Bestimmung zu überblicken. Der Amateur sieht sich weit mehr als früher veranlaßt, seine Arbeit auf die erforderlichen Meßeinrichtungen zu konzentrieren. Hierbei wird vielfach übersehen, daß zur Eichung seiner Meßeinrichtung mit einer Meßgenauigkeit von 1 • 10“ 4 das Vergleichsnormal eine Größenordnung besser sein sollte! Viele Amateure müßten sich also die Hilfe von Funkfreunden sichern, die über derartige Meß- und Vergleichseinrichtungen verfügen. Die hier gebrachte Darstellung einiger Meßverfahren und Meßgeräte zur Frequenzmessung sollte auf Möglichkeiten hinweisen, die der ernsthafte Funkpraktiker bei erträglichem Aufwand verwirklichen kann. Ausführ¬ liche Literaturhinweise geben dazu noch weitere Hilfe. Die Frequenz - messung im UKW-Bereich unterscheidet sich — bezogen auf andere Fre¬ quenzbereiche — weniger in der Methode als in der Verwendung zweck¬ bestimmter Bauelemente, das sollte man beachten. 154 Literatur zum Thema „Frecjuenzmessuny“ 11J Czech,J., Frequenzmessungen mit Elektronenstrahloszillographen, FT 10---20, 1051 [2] Heine, A., Der Grid-Dipper, FT, 23/1951, S. 652—654 [3] Hoschke, H ., Resonanzfrequenzmesser für den Amateurbetrieb, FT, 20/1951, S. 570—571 [4] Morgenroth, 0., Amateurmäßige Frequenz- und Wellenlängebestimmung im Bereich der Kurz- und Ultrakurzwellen, FT, 21/1951, S. 590—591 [5] Paffrath, G., Lecherleitung für genaue Frequenzmessungen, FT, 21/1952, S. 590 [6] Hartmuth, M., Frequenzbestimmung mittels Oberwellen, FT, 9/1953, S. 269 [7] Paffrath, G ., Frequenznonnal mit Leihfrequenz, FT, 18/1953, S. 580—581 [8] Hoyer, G., UKW-Eichpunktsender für das 2-m-Amateurband, FT, 19/1953, 8. 612—613 [9] Schweitzer, H., Absorptionsfrequenzmesser für Ultrakurz- und Dezimeter- wcllen, FT, 12/1954, S. 325-326 [10] Kühlwein, D., Transistor-Dipmeter (2—200 MHz), FT, 16/1962, S. 548—550 [111 —, Transistorisierte Absorptionsfrequenzmesser für 27,12 MHz, FT, 12/1962, S. 427—428 [12] Gadsch, H., Frequenzmeßgeräte im Amateurbetrieb, FA, 1/1958, S. 4 — 6 und 2/1958, S. 28; 30 [13] Jakubaschk, H., Empfindlicher Transistor-Absorptionsfrequenzmesser, FA, 11/1960, S. 374—375 [14] —, Normalfrequenzgenerator für 100 kHz mit Transistoren, FA, 11/1960, S. 375—376 [15] Strietzel, A\, Ein einfacher Grid-Dipper, FA, 4/1963, S. 114 — 115 [16] Lilge, F., Dip-Meter mit Transistoren, FA, 7/1963, S. 222—223 [17] Rebensburg, H., Frequenzmessung mit Quarzgenauigkeit, FA, 9/1966, S. 420 bis 422, FA, 10/1966, S. 500, FA, 11/1966, S. 556 [18] liaier, J Frequenzmessungen, DF, 1/1953, S. 12—15 [19] Herrmann, A,. Frequenzmessungen höchster Genauigkeit, r. u. f., 12/1954, S. 355-361 [20] Körner, W., Grid-Dip-Meter, ein Meß- und Prüfgerät für KW und UKW, r. u. f., 18/1955, S. 564-565 [21] —, Frequenzmessungen nach der Oberwellenmethode, r. u. f., 21/1955, S. 653. [22] Köhler, K., Ein Grid-Dipper für UKW und Fernsehfrequenzen, r. u. f., 8/1955, S. 247—248 [23] Schubert , K.-H., Das Grid-Dip-Meter, ein Universalmeßgerät für den Ama¬ teur, r. u. f., 14/1956, S. 428-430, u. 15/1956, S. 462-463 [24] —, Frequenzmessungen nach der Oberwellenmethode, r.u.f., 4/1956, S. 122. [25] Kronjäger, ()., Frequenznormal, r. u. f., 11/1958, S. 363—364 [26] Wunderlich, W., Frequenz vergleich mit hoher Genauigkeit, r. u. f., 24/1958, S. 734—735 [27] Kunze, E., Einfache Frequenzmessung, r. u. f., 22/1957, S. 704—705 [28] Rohde, W., Wellenlängenmessungen im Zentimeter- und unteren Dezimeter¬ wellengebiet, r. u. f., 8/1959, S. 236—237 155 [29] Buschmann, E., Präzisionsvergleich mit Lissajousfiguren, r. u.f., 8/1959, S. 243—245 [30] Taeger, W., Mischstufe für zwei beliebig hohe Frequenzen, r. u.f., 20/1959, S. 645 [31] Köhler, K., Bauanleitung für einen Interferenzfrequenzmesser, r. u. f. 4/1960, S. 115—121 [32] Henschel, S., Ein Transistoreichpunktgeber für den Funkamateur, r. u.f., 13/1964, S. 343—344 [33] Schubert, K.-H., Frequenzmessung und Frequenzmesser, PFA, Band 6 [34] Fußnegger, F. W., Meßtechnik für den Kurzwellenamateur, PFA, Band 12 [35] Jakubaschk, JET., Absorptionsfrequenzmessser (Dip-Meter) mit Transistoren PFA, Band 40, S. 56 [36] Autorenkollektiv Amateurfunk-Handbuch, Deutscher Militärverlag, Kapi¬ tel 7 [37] —, 2. Lehrbrief Schwachstrommeßtechnik, TU Dresden, Absatz 10,2; 10,3 [38] —, Gerätebeschreibung Präzisionswellenmesser Typ 121, VEB Funkwerk Erfurt [39] —, Gerätebeschreibung Absorptionsfrequenzmesser Typ 3014, VEB Funk, werk Erfurt [40] Reck, T ., Funk-Entstörung im Amateurfunk, PFA, Band 65, S. 45—47 Abkürzungen FA — Zeitschrift „Funkamateur“, Deutscher Militärverlag, Berlin DF — Zeitschrift „Deutsche Funktechnik“ r. u.f. — Zeitschrift „radiou. fernsehen“ VEB Verlag Technik, Berlin FT — Zeitschrift „Funktechnik“, Verlag für Badio-Foto-Kinotechnik, Berlin- Borsigwalde PFA — Broschürenreihe ..Der praktische Funkamateur“, Deutscher Militär¬ verlag, Berlin Schaltteilliste zu Bild 3 Ba 1 bis Ba 4 Stabelement EJT 1,5 V Cl Bohrkondensator 4,7 nF, 250 V C2 Lufttrimmer 5 pF C 3,5 Scheibenkondensator 2 pF, 500 V C 4 UKW-Drehkondensator C 6 Bohrkondensator 390 pF, 160 V C 7 Papierkondensator 0,1 p.F, 160 V Drl UKW-Kleinstdrossel 10 (xH Gr 1,2 Germaniumdiode OA 601 Ms 1 Meßwerk 25 fx A, Bj<6kO S 1 Spulen-Trommelschalter S2 bis S5 Stufenschalter 4x3 Ts 1, 2 Transistor GC 100c W 1, 14 Schichtwiderstand 62 n W 2 Schichtdrehwiderstand 250 kfi W 3,5 Schichtwiderstand 16 kn W 4 Schichtdrehwiderstand lOkQ W 6, 7 Schichtwiderstand 200 n W 8, 9 Schicht wider stand 200 k n W 10,12 Schicht widerstand 12 kn W 11 Schichtdrehwiderstand 5 k n W 13 Schichtwiderstand 390 kn . Alle Widerstände für Belastung 0,125 W 156 Ing. Karl-Heinz Schubert - DM2AXE Empfängerschaltungen für den KW-Hörer Die folgerichtige Entwicklung zum Funkamateur beginnt mit der Hör¬ tätigkeit auf den Kurzwellenbändern. Hier kann sieh der junge Funk¬ amateur die ersten Sporen verdienen bei der Beobachtung des Funkver¬ kehrs, der zwischen den lizensierten Amateurfunkstationen in aller Welt durchgeführt wird. Diese Amateurfunkstationen arbeiten im KW-Bereich auf folgenden dafür freigegebenen Frequenzbereichen: Amateurfunkband 80 m 40 m 20 m 15 m 10 m Frequenzbereich 3500 bis 3800 kHz 7000 bis 7100 kHz 14000 bis 14350 kHz 21000 bis 21450 kHz 28000 bis 29700 kHz In den Lehrgängen der Sparte Nachrichtensport der GST kann sich jeder Bürger der DDR die für den Funkamateur erforderlichen Kenntnisse erwerben. Die Ausbildung erfolgt in den Radioklubs sowie Sektionen und wird von erfahrenen Funkamateuren durchgeführt. Hat man einige Grundkenntnisse erworben, so kann man das DM-Diplom erhalten und als Funkempfangsamateur — als Hörer — am internationalen Amateur¬ funkverkehr teilnehmen. Die weitere Ausbildung führt dann bis zum Funkamateur mit Sendegenehmigung. Doch schon die Hörtätigkeit ist interessant, zumal es eine Anzahl Diplome für KW-Hörer gibt. Die monatlich erscheinende Zeitschrift Funkama¬ teur bringt in jeder Ausgabe Beiträge für den KW-Hörer. Für die Hörer¬ tätigkeit benötigte Unterlagen enthält das Buch Amateurfunkpraxis von K. Rothammel (DM2ABK) und O. Morgenroth, das 1966 im Deut¬ schen Militärverlag erschienen ist. Der Anfänger auf dem Kurzwellengebiet verfügt oft noch nicht über umfassende technische Kenntnisse, so daß er mit dem Bau einfacher Emp¬ fangsgeräte beginnt. Diese meist in Geradeausschaltung arbeitenden Empfänger lassen bezüglich der Trennschärfe und der Empfindlichkeit 157 einige Wünsche offen. Doch können diese Schaltungen ohne besondere Schwierigkeiten aufgebaut werden und verursachen keine übermäßigen Materialkosten. Bild 1 zeigt die von W. W. Diefenbach (DL3VD) an¬ gegebene Schaltung [1] eines KW-Einkreis-Empfängers für alle KW- Amateurbänder. Der Empfänger besteht aus der Audionstufe mit der Röhre EF 80 und einem 2stufigen NF-Verstärker für Kopfhörerbetrieb mit der Röhre EOG 83. Die Antenne liegt über einem kleinen Kondensator (50 pF) an der Antennenspule LI. Auf dem gleichen Spulenkörper befin¬ den sich noch die Rückkopplungsspule L2 und die Schwingkreisspule L3. Zum Abstimmen des Schwingkreises dient ein Drehkondensator, dem zur Verkürzung für jedes Band ein kleiner Kondensator vorgeschaltet wird. Dadurch erreicht man eine Bandspreizung, d.h., für das schmale Amateurband soll ein möglichst großer Teil der Skalenlänge ausgenutzt werden. Die Audionröhre arbeitet als Empfangsgleichrichter; die erhaltene NF- Spannung wird zum NF-Verstärker geleitet und von diesem verstärkt. Damit die Empfangseigenschaften verbessert werden, führt man von der Anode aus eine geringe HF-Restspannung zum Schwingkreis zurück, wo¬ durch dieser entdämpft wird. Das ist Aufgabe der zu diesem Zweck regel¬ bar ausgeführten Rückkopplung (40 pF — L2). Bei der gezeigten Schal¬ tung erfolgt die Rückkopplungsregelung durch Verändern der Schirm¬ gitterspannung mit dem Potentiometer PI (20 kfi). Die besten Empfangs¬ eigenschaften ergeben sich, wenn die Rückkopplung bis kurz vor den Schwingeinsatz geregelt wird. Bei schwingender Rückkopplung kann man auch unmodulierte Telegrafiezeichen aufnehmen. Das ist ein Vorteil, den andere Schaltungen für den Empfangsgleichrichter nicht aufweisen. Der 2stufige NF-Verstärker hat keine Besonderheiten. Vor dem Steuer¬ gitter des zweiten Triodensystems liegt der Lautstärkeregler P2 (100 kO). Zur Stromversorgung benötigt man eine Anodengleichspannung von etwa 200V/20mA und eine Heizspannung von 6,3V/0,6A. Für die Band- mnschaltung verwendete der Autor einen Tastenschalter. Als Spulen¬ körper eignen sich Mch'rkammer-Trolitulkörper mit HF-Abgleichkern. Für die angegebenen Kapazitätswerte gelten etwa folgende Windungs¬ zahlen : Band LI Wdg. L2 Wdg. L3 Wdg. üH Draht mm 80 m 20 28 38 22 0,35-CuL 40 m 12 20 2] 7 0,85-CuL 20 m 10 11 11 2 1,0-CuL 15 m 7 10 8 1 1,0-CuL 10 m 6 < 5 0,6 1,0-CuL 159 Bild 1 Schaltung eines KW-Einkreis-Empfängers mit 2 NF-Stufen für Kopfhörerbetrieb Es hat nicht an Versuchen gefehlt, durch spezielle Schaltungsvarianten die Eigenschaften einfacher KW-Empfänger zu verbessern. Bild 2 gibt dafür ein Beispiel von ,J. Borovicka (OKI BI), das in [2] veröffentlicht war. Die Schaltung arbeitet mit 2 Doppeltrioden, im HF-Teil (Audion) mit einer EGG 85, im NF-Teil mit einer ECC83. Die beiden Triodensysteme der EOG85 sind katodengekoppelt, wobei das erste System in Anodenbasis-, das zweite in Gitterbasisschaltung arbeitet. Da die Rückkopplung von der Anode der Gitterbasisschaltung aus erfolgt, tritt eine bessere Tren¬ nung zwischen Empfangsgleichrichter und Rückkopplung auf. Geregelt wird die Rückkopplung durch Verändern der Anodenspannung der Anoden¬ basisstufe. Die Schwingkreisschaltung entspricht etwa der von Bild 1. Vor dem Steuergitter der ersten NF-Verstärkerstufe liegt der Lautstärke¬ regler. Um die Trennschärfe des Empfängers bei Telegrafieempfang zu verbessern, kann ein Doppel-T-Filter eingeschaltet werden. Das CW-Filter liegt zwischen Steuergitter und Anode der letzten NF-Verstärkerstufe als Gegenkopplungsglied. Da die Resonanzfrequenz des Filters bevorzugt verstärkt wird, erhält man eine Trennschärfeverbesserung bei Telegrafie¬ empfang. Die Stromversorgung besteht aus einer Anodengleichspannung von etwa 300 V/20 mA und einer Heizspannung 6,3 V/0,6 A. Die Original¬ schaltung ist ausgelegt für 3 KW-Amateurbänder. Bild 3 zeigt den HF-Teil für einen einfachen KW-Amateurempfänger [3]. Verwendet wird die aus der UKW-Technik bekannte Gitterbasis-Eingangs¬ schaltung. Der Eingangswiderstand ist sehr niederohmig, deshalb liegt die Katode der Gitterbasisstufe an einer Anzapfung der Schwingkreis¬ spule. Das Pentodensystem der Röhre ECF82 arbeitet in der bereits bekannten Audionschaltung. Hier liegt das Steuergitter auch an einer 8Z 100p 11 Elektronisches Jahrbuch 1968 161 Anzapfung der Schwingkreisspule, damit man einen hohen .Resonanzwider¬ stand für den Schwingkreis erhält. Da sowohl Eingangs- als auch Audion¬ schwingkreis abgestimmt werden, handelt es sich um eine 2-Kreisemp- fängerschaltung. Durch geeignete Wahl der Spannungsteilerwiderständc im Schirmgitterkreis des Pentodensystems wird die günstigste Rückkopp¬ lung fest eingestellt. Der Schalter verändert die Schirmgitterspannung für Telefonie- oder Telegrafieempfang. Als NF-Verstärker eignen sich die in Bild 1 oder Bild 2 angegebenen Schaltungen für Kopfhörerbetrieb. Die Anzapfungen liegen beim Eingangsschwingkreis bei etwa 10% und beim Audionschwingkreis bei etwa 50% der Windungszahl (vom masse¬ seitigen Ende aus gerechnet). Bei der Schaltung nach Bild 4 handelt es sich ebenfalls um einen 2-Kreis- empfänger [4]. Für alle Stufen werden Pentoden verwendet (z. B. EF80). Der Empfänger ist als Allwellenempfänger ausgelegt, da er den Frequenz¬ bereich von 90 kHz bis 16 MHz erfaßt. Lediglich der ü. Bereich wurde mit einer Bandspreizung zum Empfang des 80-m-Amateurbands versehen. Die erste Röhrenstufe arbeitet als HF-Verstärker. Da mitunter starke HF- Signale auftreten, läßt sich die Verstärkung dieser Röhre durch Verändern der Schirmgitterspannung regeln. Die Audionschaltung weicht von dem bisher Gesagten etwas ab, da die Rüekkopplungsregelung durch einen Drehkondensator erfolgt. Die Gleichspannungen der Audionschaltung werden einem Stabilisator (150 V) entnommen, wodurch ein sicheres Arbeiten der Rückkopplung gewährleistet wird. Der nachfolgende NF- Verstärker ist ebenfalls mit einer Pentode bestückt. Man erreicht damit etwa die gleiche Verstärkung wie mit den bereits angegebenen 2stufigen NF-Verstärkern mit Triodenbestückung (Bild 1 und Bild 2). Die Ankop¬ pelung des Kopfhörers erfolgt über einen Ausgangsübertrager, der etwa folgende Wicklungen enthält: Kernpaket E/I48 primär 1500 Wdg., 0,10-mm-CuL sekundär (600 fl) 230 Wdg., 0,25-mm-CuL sekundär (5 II) 22 Wdg., 0,60-mm-CuL Die erforderliche Anodengleichspannung soll bei etwa 200 V/50 mA liegen, die Heizspannung beträgt 6,3 V/l A. Die Spulendaten hängen weitgehend ab von den verwendeten HF-Spulenkörpern. In der Originalschaltung wurden Stiefelkörper 8 mm mit HF-Abgleichkern benutzt. Die einzelnen Empfangsbereiche sind: Bereich 1 90 kHz bis 200 kHz Bereich 2 200 kHz bis 500 kHz Bereich 3 500 kHz bis 1,5 MHz Bereich 4 1,5 MHz bis 5,0 MHz Bereich 5 5,0 MHz bis 16,0 MHz Bereich 6 3,5 MHz bis 3,8 MHz 162 Für Bereich 6 werden die gleichen Spulen wie in Bereich 4 verwendet. Entsprechend den Angaben in Bild 4 liegen aber zur Bereichseinengung noch Parallel- und Reihenkondensatoren im Schwingkreis. Es gelten für die HF-Spulen etwa folgende Windungszahlen: Bereich Induktivität Wdg. Draht Cp 1A L3 6,2 mH 360 0,l-mm-CuL 30 pF 1B L4 — 70 0,1-mm-CuL — L5 6,2 mH 360 0,1-mm-CuL 60 pF L6 — 30 0,1-mm-CuL — 2 A L3 1,56 mH 180 0,1-mm-CuL — 2B L4 — 60 0,1-mm-CuL — L5 1,56 mH 180 0,1-mm-CuL 30 pF L6 — 6 0,1-mm-CuL — 3A L2 _ 250 0,1-mm-CuL — L3 220 M-H 78 20X0,05 — 3B L4 — 40 0,1-mm-CuL _ L5 220 (xII 78 20X0,05 — L6 — 12 0,1-mm-CuL — 4A L2 — 90 0,1-mm-CuL — L3 22 jaH 40 20X0,05 — 4B L4 — 20 0,15-mm-CuL — L5 22 jaK 40 20X0,05 — L 6 — 4 0,15-mm-CuL — 5 A L2 — 25 0,15-mm-CuL — L3 2,2 jaH 11 20X0,05 — SB L4 — 6 0,15-mm-CuL — L 5 2,2 [iH 11 20X0,05 1 — L6 — 2 0,15-mm-CuL — Der am Antenneneingang liegende Saugkreis wird für die Frequenz eines störenden Ortssenders dimensioniert. Die in der Audionstufe liegende NF-Drossel besteht aus einem Kernpaket M42 mit etwa 2000 Wdg., 0,12-mm-CuL. Die Weiterentwicklung der Empfangstechnik führte vom Geradeaus- zum Superhetempfänger. Durch die Mischung der Eingangsfrequenz mit einer Oszillatorfrequenz erhält man eine Zwischenfrequenz (ZF), die dann selektiv verstärkt wird. Aufgabe des ZF-Verstärkers ist es, die Empfind¬ lichkeit und die Trennschärfe des Empfängers zu verbessern. In der KW- Praxis dominieren heute Doppel- und Dreifachsuper. Um den Übergang zu dieser Empfängertechnik zu erleichtern, soll abschließend die Schal¬ tung eines einfachen KW-Kleinsupers vorgestellt werden. Bild 5 zeigt eine von J. Kubik (OK1AF) entwickelte Schaltung [5], die nur 2 Verbundröhren benötigt. Als Misch-Oszillator-Röhre dient die dafür konstruierte Röhre ECU 81. Die Doppeltriode ECC82 arbeitet mit dem ersten System als ZF-Audion, mit dem zweiten als NF-Verstärker. Die Schwierigkeit bei der Superhetschaltung besteht darin, daß Ein¬ gangskreis und Oszillatorkreis in verschiedenen Frequenzbereichen gleich- 164 165 Bild 5 Schaltung eines einfachen KW-Eieinsupers mit einer Zwischenfrequenz von 1,6 MHz laufend abgestimmt werden müssen, damit man eine feste ZF erhalt. Soll die ZF 1,6 MHz betragen und der Eingangskreis von 3,5 bis 3,8 MHz reichen, so muß der Oszillator den Frequenzbereich von 5,1 bis 5,4 MHz erfassen. Es ist 5,1 MHz — 3,5 MHz = 1,6 MHz 5,4 MHz — 3,8 MHz = 1,6 MHz Für die benutzte Zwischenfrequenz (ZF) von 1,6 MHz gibt die nach¬ folgende Tabelle die einzelnen Frequenzbereiche an. Band Eingangskreis Oszil Iatorkreis 80 in 3,5 bis 3,80 MHz 5,1 bis 5,40 MHz 40 rn 7,0 bis 7,10 MHz 8,6 bis 8,70 MHz 20 in 14,0 bis 14,35 MHz 15,6 bis 15,95 MHz 15 m 21,0 bis 21,45 MHz 22,6 bis 23,05 MHz 10 m 28,0 bis 29,70 MHz 29,6 bis 31,30 MHz Um für den Anfänger diese Problematik zu vereinfachen, werden die Drehkondensatoren für den Eingangskreis und den Oszillatorkreis ge¬ trennt aufgebaut und auch getrennt abgestimmt. Da die ZF und die Skalen¬ eichung ebenfalls vom Oszillatordrehkondensator bestimmt werden, ist mit diesem die zu empfangende Station einzustellen. Der Eingangskreis wird dann nur auf größte Lautstärke nachgestimmt. Der ZF-Kreis an der Anode der Mischröhre ist fest abgestimmt und enthält zur Verbesserung der Empfangseigenschaften eine Rückkopplungsspule. Mit einem Dreh¬ kondensator kann die Rückkopplung geregelt werden. Das Potentio¬ meter vor der NF-Stufe dient als Lautstärkeregler. Für den Betrieb dieser Schaltung wird eine stabilisierte Spannung von 150 V und eine weitere Gleichspannung von 250 V benötigt. Die Heizspannung beträgt 6,3 V. ln der Originalschaltung wurden Spulenkörper mit 10 mm Durchmesser mit HF-Abgleichkern benutzt. Dafür gelten etwa folgende Windungs- zahlen: Band LI L 2 L3 L 4 80 m 25 60 30 50 40 m 10 32 15 30 20 m 8 16 12 15 15 m 6 12 8 11 10 m 5 9 6 8 L5 hat etwa 90 Wdg., 0,25-mm-CuL, L6 etwa 25 Wdg., 0,25-mm-CuL; die HF-Drossel etwa 300 Wdg., 0,1-mm-CuL. 166 Alle vorgestellten Schaltungen sind für den Nachbau geeignet. Um den Abgleich zu vereinfachen und die richtigen Windungszahlen der Spu¬ len festlegen zu können, sollte man ein Grid-Dip-Meter benutzen. Jedem Funkamateur sei empfohlen, dieses vielseitig anwendbare Prüfgerät zu bauen. Bauanleitungen dazu findet man in der einschlägigen Amateur- iunkliteratur. Literatur [1] Diefenbach, W. IF., Moderner KW-Einkreiser,,Newcomer la“ für 10 bis 80 m, Funktechnik, H. 3/1960, S. 85 [2] Borovicka, J., Kratkovlnny prijimac s prinum sesilenim, Amat6rsk6 Radio, H. 3/1964, S. 72 (C'SSR) [ 3 ] K. W., Odbiornik poczatkujacego krotkofalowce, Radioamator, H. 4/1963, S. 123 (VR Polen) [ 4 ] Eetenyi , L ., 1-V-l egyenes rendszerü vevökeszülek, Radiotechnika, H. 5/1965, S. 189 und H. 6/1965, S. 214 (VR Ungarn) [5] Kubik, J., Komunikacni superhet se dvema elektronkami, Amat<§rsk6 Radio, H. 1/1963, 8. 6 (CSSR) Zusatzschaltung am FS-Empfängcr für Schwerhörige In vielen Fällen gibt es Familien mit schwerhörigen Mitgliedern. Es ist dann meist für den Normalhörenden eine Zumutung, bei voll aufgedrehtem Lautstärkeregler einer Dar¬ bietung zu folgen. Mit der dargestellten Schaltung läßt sich jedoch Abhilfe schaffen. Es wird an die niederohmige Wicklung des Ausgangsübertragers je ein Potentio¬ meter entsprechend der Schaltung angeschlossen . Dabei soll jedes Potentiometer den doppelten Wert der Lautsprecherimpedanz auf weisen. Wichtig ist jedoch , daß die Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers keine Ver¬ bindung zur übrigen Schaltung hat (z.B. Rückkopplungsverbindung). In diesem Falle sollte man von einem solchen Eingriff aus Sicherheitsgründen absehen. R. A. Literatur: Carlson E. C., Close-up TV-Listening, Radio-Electronics, Dezember 1961 167 Elektronische Bauelemente eiecrronic Bildaufnahmeröhren Bildwiedergaberöhren Gasentladungsröhren Höchstfrequenzröhren Senderöhren Empfängerröhren Halbleiterdioden Quarze Fordern Sie unser ausführliches Prospekt- und Katalogmaterial ! VEBWerk für Fernsehelektronik 116 Beriin-Oberschöneweide Ostendstr. 1—5 Karl Bothammel - DM 2 ABK Betrachtungen zur s Leistnngsfähigkeit horizontaler Kurzuelienantenncn Der Begriff Antennengewinn kennzeichnet die Leistungsfähigkeit einer Antenne. Er ist eine Verhältnisaussage und gibt an, um wieviel mal mehr Leistung eine bestimmte Antenne in der Hauptstrahlrichtung liefert (oder aufnimmt) als eine auf die gleiche Frequenz abgestimmte Bezugsantenne. Es ist üblich, die Kennwertangabe des Gewinns g im logarithmischen Maßstab in Dezibel (dB) auszudrücken PI g — 1° lg -pg > PI = Leistung der untersuchten Antenne, P2 = Leistung der Bezugs- antenne. Soll der Spannungsgewinn in dB angegeben werden, so gilt g = 20 lg Ul U 2 ; Ul = Spannung der untersuchten Antenne, U2 = Spannung der Be¬ zugsantenne. Voraussetzung ist, daß beide Antennen den gleichen Speisepunktwider¬ stand haben. Die Angabe des Gewinns bezieht sich — wenn nicht anders angegeben — immer auf die Hauptstrahlrichtung bzw. Hauptempfangs¬ richtung. Als Bezugsantenne verwendet man heute allgemein den Halb¬ wellendipol. Seltener wird die Gewinnangabe auf einen isotropen Strahler bezogen. Dieser hat keine Richtwirkung, man nennt ihn deshalb auch Kugelstrahler (Richtcharakteristik kugelförmig). Eine solche Antenne ist in der Praxis nicht darstellbar. Der Halbwellendipol bringt bereits einen Gewinn von 2,15 dB gegen¬ über dem Kugelstrahler. Um den Gewinn einer Antenne festzustellen, sind verschiedene Meßver¬ fahren gebräuchlich. Alle aber haben die Forderung gemeinsam, daß sich innerhalb des Meßfelds eine ebene, homogene Wellenfront ausbreiten kann. Das Meßfeld muß deshalb — bezogen auf die Wellenlänge — mög¬ lichst groß sein und darf keine reflektierenden Gegenstände enthalten. 169 Die Antennen werden gewöhnlich auf hohen Holztürmen aufgestellt, um den Einfluß des Erdbodens (Bodenreflektion) geringzuhalten. Da die Kennwerte einer Antennenform im freien Raum unabhängig von der Resonanzfrequenz die gleichen sind, baut man häufig funktionsfähige Antennenmodelle für den VHF- oder UHF-Bereich und kann dann deren Eigenschaften in einem entsprechend stark verkleinerten Meßfeld be¬ quem messen. Die Ergebnisse können direkt auf eine gleichartige und unter gleichen Umgebungsbedingungen errichtete Kurzwellenantenne über¬ tragen werden. Genaugenommen sind aber die Eigenschaften nur exakt gleich, wenn sich die Antennen über idealer Erde oder unendlich weit vom Erdboden entfernt befinden, denn die Erdbodenleitfähigkeit ist frequenz- abhängig. Die begrenzten Möglichkeiten eines Funkamateurs lassen jeden¬ falls einwandfreie Messungen des Antennengewinns kaum zu. Der Gewinn einer Antenne steht im direkten Zusammenhang mit ihrer Richtcharakteristik. Ein Antennengewinn ergibt sich dann, wenn die ver¬ fügbare Leistung nicht wie beim Kugelstrahler nach allen Richtungen gleichmäßig ausgestrahlt, sondern in eine oder mehrere Richtungen kon¬ zentriert wird. Je schärfer diese Bündelung ist. um so größere Anteile der verfügbaren Leistung befinden sich in der Hauptstrahlrichtung, und desto größer ist der Antennengewinn. Die für Kurzwellenantennen angegebenen Kenndaten sind für den Funk¬ amateur zunächst von theoretischer Bedeutung, denn sie haben nur unter idealen Umweltbedingungen im freien Raum Gültigkeit. Der Amateur muß aber fast immer mit einer von Gebäuden, Freileitungen, Masten und sonstigen reflexionsfähigen Gebilden „verzierten“ Antennenumgebung vorliebnehmen, und es wird wohl nur in den seltensten Fällen möglich sein, die Sendeantenne so hoch über dem Boden anzubringen, daß man den Einfluß des Bodens auf die Abstrahlung vernachlässigen kann. Es ist deshalb wichtig zu wissen, wie sich die Antennenumgebung auf die Kennwerte, insbesondere aber auf das Strahlungsdiagramm, auswirkt. Bei diesen Betrachtungen geht man vom elementaren Resonanzgebilde, dem gestreckten Halbwellendipol, aus. Befindet er sich im freien Raum, also unter idealen Umgebungsbedingungen, so beträgt sein Strahlungs¬ widerstand (= Fußpunktwiderstand) 73,2 fl. Das Strahlungsdiagramm zeigt, daß der Halbwellendipol im rechten Winkel zu seiner Leiterachse maximal abstrahlt (= Hauptstrahlrichtung), dagegen in Achsrichtung maximale Strahlung verminderte Strahlung Antennenleiter Bild 1 Das Slrahlungsdiagramm eines Halb¬ wellendipols im freien Raum (Ringwulst im Schnitt gezeichnet) keine Energie abgibt (Bild 1). Die Art der Darstellung als aufgeschnitte¬ ner Kingwulst mit dem Antennenleiter als Achse soll verdeutlichen, daß die Strahlung in alle 3 Dimensionen des Raumes erfolgt. In diesem Falle steht der Dipol senkrecht, daraus ergibt sich eine Rundstrahlung in der waagerechten Ebene (siehe Richtungspfeile der maximalen Strahlung). Orientiert man den Dipol waagerecht im Raum, so ändert sich an seinem Strahlungsdiagramm selbst nichts, es ist lediglich — ebenso wie der Dipol — um 90° in der Ebene versetzt. Leider befinden sich Amateurantennen nicht im freien Raum, sondern in mehr oder weniger großer Annäherung zum Erdboden und zu umgebenden Objekten. Es soll nun der Einfluß der Erdbodennähe auf die Antennenwerte untersucht werden. Wellen, die eine Antenne senkrecht oder spitzwinklig nach unten zur Erd¬ oberfläche hin abstrahlt, werden dort reflektiert. Diese reflektierten Strah¬ lungsanteile passieren die Antennenstruktur auf ihrem Rückweg und induzieren dabei einen Strom im Antennenleiter. Die Phasenlage und die Größe dieses induzierten Stromes sind von der Aufbauhöhe der Antenne über der reflektierenden Erde abhängig. Der resultierende Antennen¬ strom besteht deshalb aus 2 Komponenten: Die Amplitude der Haupt¬ komponente ist durch die Senderleistung und den Strahlungswiderstand bestimmt. Die zweite Komponente besteht aus der vom Erdboden zum Antennenleiter reflektierten Strahlung. Sie kann in Abhängigkeit vom Abstand Antenne — Erde mehr oder weniger in Phase mit der Haupt¬ komponente sein. Bei Gleichphasigkeit addieren sich die Ströme. Sind sie nicht gleichphasig, so ist der resultierende Antennenstrom gleich der Differenz beider Komponenten. Da die vom Sender zur Antenne gelieferte Leistung P konstant ist, muß sich bei dem durch die reflektierten Anteile veränderten Antennenstrom I nach der Beziehung P = I 2 • R auch die Impedanz R der Antenne ändern. Deshalb entspricht der Fußpunkt- ßüd 2 Der Strahlungswiderstand eines waagerechten Halbwellendipols in Abhängig¬ keit von dessen Aufbauhöke über der idealen Erde 171 widerstand einer Antenne bei Erdbodenannäherung nicht mehr dem theoretischen Wert. Wie sich der Strahlungswiderstand eines waagerechten Halbwellendipols in Abhängigkeit von dessen Aufbauhöhe über der idea¬ len Erde verändert, zeigt Bild 2. Man erkennt, daß sich bei Höhen von X/4 und Vielfachen der Viertelwellenlänge (^X, £-X, IX usw.) jeweils der theoretische Strahlungswiderstand von 73 Q einstellt. Hierbei wird ein unendlich dünner Antennenleiter vorausgesetzt. Die ideale Erde ist im allgemeinen nicht mit der Erdoberfläche identisch, sie befindet sich ent¬ sprechend der Leitfähigkeit der Erdschichten und in Abhängigkeit von der Frequenz mehr oder weniger tief unter der Erdoberfläche und unter¬ liegt außerdem witterungsbedingten Schwankungen (wechselnder Feuch¬ tigkeitsgehalt). Ideale Erdverhältnisse haben nur solche Antennen, die über ausgedehnten Wasserflächen oder größeren Metallflächen (z. B. Blech¬ dächer) aufgebaut sind. Man kann eine solche Erdungsfläche auch künst¬ lich hersteilen, indem über, auf oder knapp unter der Erdoberfläche ein weiträumiges und möglichst engmaschiges Drahtnetz angebracht wird. Dabei ist es erforderlich, daß diese Oberflächenleiter nach allen Richtun¬ gen um mindestens J, Wellenlänge größer sind als die Antennenausdehnung. Für die Praxis am bedeutungsvollsten ist jedoch die Auswirkung der Antennenaufbauhöhe auf die Strahlungscharakteristik von waagerechten Strahlern. Durch die Erdreflexionen wird das Vertikaldiagramm von Horizontaldipolen, das im freien Raum exakt kreisförmig ist, mehr oder weniger stark verformt. Als Vertikaldiagramm eines horizontalen Strah¬ lers bezeichnet man jenes Strahlungsbild, das sich ergibt, wenn man, ge¬ sehen in Achsrichtung des Antennenleiters, einen senkrechten Schnitt ausführt (Bild 3). Die Wellen, die mit Winkeln > 90° bis < 270° von der Antenne abgestrahlt werden, gelangen zur Erdoberfläche, die sie reflek¬ tiert. Die reflektierten Wellen kombinieren sich nun in Abhängigkeit von der Antennenhöhe und der Erdbodenstruktur mit den direkten Wellen, so daß unter bestimmten vertikalen Winkeln Gleichphasigkeit zwischen direkter und reflektierter Welle herrscht, unter anderen Winkeln jedoch Gegenphasigkeit besteht. Ist die Erdbodenreflexion total (Idealfall), so addieren sich bei Gleichphasigkeit die Anteile der direkten und der reflek¬ tierten Welle, bei Gegenphasigkeit löschen sie sich gegenseitig aus (Null¬ stellen). Zwischen diesen beiden Extremfällen ergeben sich entsprechend 0 ° Bild 3 Bas Vertikaldiagramm eines horizontalen Dipols im freien Baum 172 ca sa der Phasenlage Zwischenwerte als Differenz von direkter und reflektierter Welle. Bild 4 zeigt, wie sich die auf die Wellenlänge bezogene Aufbauhöhe eines horizontalen Halbwellendipols über idealer Erde auf das Vertikaldia¬ gramm auswirkt. Es wird dabei ein Multiplikationsfaktor angegeben, der immer dann seinen möglichen Maximalwert 2 erreicht, wenn direkte Welle und reflektierte Welle gleiche Phasenlage und gleiche Richtung haben. Da sich durch die Erdbodenreflexionen das Vertikaldiagramm unter Bil¬ dung mehrerer Hauptkeulen nach oben erhebt, nennt man die Winkel- grade zur Horizontalen, bei denen Strahlungsmaximum auftritt, auch Er¬ hebungswinkel. Nach Bild 4 D beträgt z. B. der Erhebungswinkel eines waagerechten Halbwellendipols in Jg X Höhe über idealer Erde 30°. Es läßt sich auch ersehen, daß unter den Winkeln 10° und 55° der Multiplikations- faktor 1,0 beträgt. Da er sich auf eine Spannung (Feldstärke) bezieht, kann man die Multiplikationsfaktoren auch in Dezibel ausdrücken: 1,0 = 0 dB, 1,5 = + 3,5 dB, 2,0 = + 6,0 dB und 0,5 = —6,0 dB. Um die Bedeutung des vertikalen Erhebungswinkels einer Antenne für den praktischen Funkverkehr über sehr weite Entfernungen (DX-Ver- kehr) einschätzen zu können, muß man sich mit der Raumwellenaus¬ breitung beschäftigen. Bekanntlich kommen weltweite Kurzwellenver¬ bindungen über Reflexionen an der Ionosphäre zustande. Dieser Vorgang ist in Bild 5 vereinfacht dargestellt. Die Hauptstrahlung einer Antenne, die unter dem verhältnismäßig großen Erhebungswinkel ot 1 zur F 2 - Schicht gelangt und dort reflektiert wird, überbrückt mit einem „Sprung“ nur eine relativ geringe Entfernung dl. Die etwas flachere Abstrahlung mit dem Erhebungswinkel a2 zeigt schon eine viel größere Sprung¬ distanz d2. Mit mehreren Sprüngen (im Bild sind nur 2 angedeutet) be¬ steht auch Arbeitsmöglichkeit über sehr große Entfernungen. Dabei ist jedoch zu berücksichtigen, daß jeder Sprung die Strahlung schwächt. F2 Schicht Bild H Der vertikale Erhebungswinkel und sein Einfluß auf die Ausbreitung über große Entfernungen 174 denn bei jedem Durchgang durch die unterhalb der F a -Schicht befind¬ lichen absorbierenden Schichten und bei jeder Erdbodenreflexion tritt erneute Dämpfung auf. Ein sehr flacher Erhebungs-Winkel von a3 ist deshalb für die DX-Arbeit besonders günstig. Die Sprungdistanz d 3 wird dabei schon sehr groß, und es lassen sich mit verhältnismäßig wenigen Sprüngen interkontinentale Entfernungen gut überbrücken. Als Anhalts¬ punkt sei erwähnt, daß unter günstigen Bedingungen ein Sprung bis zu 4000 km betragen kann. Die Reflexion in der Ionosphäre ist von der Frequenz abhängig. Mit zu¬ nehmender Frequenz muß der Strahl immer flacher auf die ionisierte Schicht aultreffen, damit er noch reflektiert wird. Die Bereiche der opti¬ malen Erhebungswinkel für die einzelnen Amateurbänder liegen etwa wie folgt: 40-m-Band 20-m-Band 15-m-Band 10-m-Band 12° bis 40° 10° bis 25° 7° bis 20° 5° bis 14° Daraus geht hervor, daß die Energie, die eine Antenne mit Erhebungs¬ winkeln > 40° und < 5° abstrahlt, für Weitverbindungen nutzlos ist. Im übrigen wird die Strahlung, die annähernd tangential zur Erdober¬ fläche verläuft (Erhebungswinkel < 5°), sehr stark von dieser absorbiert. Die Winkelbereiche berücksichtigen, daß die Ionosphäre dauernden Schwankungen unterliegt. Mit den jeweiligen Zustandsänderungen wird auch der optimale Erhebungswinkel ein anderer. Die größtmögliche Auf¬ bauhöhe der Antenne ist die beste, aber bereits bei einer Antennenhöhe von 12 m kann man in den Amateurbändern 10 m, 15 m und 20 m mit guten DX-Ergebnissen rechnen, während bei einer 40-m-Antenne die Bauhöhe nicht unter 15 m liegen sollte. Natürlich beziehen sich diese Mindesthöhen auf eine freie Antennenum¬ gebung. Nahe gelegene reflexionsfähige Objekte setzen die wirksame An¬ tennenhöhe herab und bewirken schwer übersehbare Veränderungen der Richtcharakteristik. Horizontal polarisierte Antennen reagieren beson¬ ders empfindlich, wenn sich in ihrer Nähe waagerecht ausgedehnte Hin¬ dernisse befinden wie Freileitungen aller Art, Traufrohre von Metalldach¬ rinnen und waagerechte Dachleitungen von Blitzableiteranlagen. Der Einfluß solcher Hindernisse kann jedoch vernachlässigt werden, wenn deren räumliche Ausdehnung viel kleiner ist als die halbe Wellenlänge, bezogen auf die Arbeitsfrequenz der Antenne. Das besagt z. B., normale Fernsehantennen üben keinen nachteiligen Einfluß auf die Strahlungs¬ eigenschaften von nahe gelegenen Kurzwellenantennen aus. Analog wird die Abstrahlung vertikal polarisierter Antennen durch senkrecht ausge¬ dehnte Objekte, wie Metallmasten aller Art, besonders gestört. 175 80° 80° 70° 60° 50° 30° 80° 70° 50° 50° Bild 6 Vertikaldiagramm eines horizontalen Halbwellendipols (a) und einer waage¬ rechten 3-Element-Yagi-Antenne (b) in gleicher Aufbauhöhe von 1 '/, k über idealer Erde Interessant ist auch die Tatsache, daß alle Horizontalantennen mit para¬ sitären Elementen bei gleicher Aufbauhöhe die gleichen vertikalen Erhe¬ bungswinkel wie ein Halbwellendipol haben. Das bedeutet z. B., eine in lgX Höhe über idealer Erde aufgebaute 3-Element-Yagi-Antenne zeigt ebenso wie ein Halbwellendipol Erhebungswinkel von 10°, 30° und 60° (Bild 6). Unterschiedlich ist lediglich der Multiplikationsfaktor für die einzelnen Strahlungslappen. Auf Grund der Richtcharakteristik einer Yagi-Antenne wird die unter dem Erhebungswinkel 60° auftretende Strah¬ lung sehr stark unterdrückt (Multiplikationsfaktor 0,5), bei 30° beträgt der Faktor 1,6. Er erreicht schließlich bei 10° Erhebungswinkel seinen Maximalwert 2,0. Diese Strahlungskonzentration unter niedrigem Erhe¬ bungswinkel ist für Weitverbindungen besonders günstig. Häufig findet man in Beschreibungen von Kurzwellen-Amateurantennen Gewinnangaben, die im Widerspruch zum theoretisch möglichen Gewinn dieser Bauform stehen. Natürlich gibt es nur einen Antennengewinn, nämlich den unter idealen Verhältnissen im freien Raum gemessenen, der sich auch theoretisch aus der Antennenwirkfläche ableiten läßt. Wenn ein Amateur Antennengewinne ermittelt, so geschieht dies — mangels anderer Möglichkeiten — zumeist durch Feldstärke vergleiche im Funkverkehr mit weit entfernten Partnern. Dabei ist außer der zu untersuchenden Antenne noch ein in gleicher Höhe aufgebauter Bezugsdipol erforderlich, des wei¬ teren muß die empfangende Gegenstelle über ein geeichtes „S-Meter“ (Feldstärkeanzeiger) verfügen. Da die Ausbreitung bei diesem Verfahren immer über Reflexionen an der Ionosphäre erfolgt, ist der Erhebungs¬ winkel der Hauptstrahhmg im Zusammenhang mit dem Zustand der Iono¬ sphäre ausschlaggebend für das Meßergebnis. Besonders ins Auge fällt die Diskrepanz der Gewinnangaben bei der bekannten Cubical-Quad-An- 176 tenne. Die für sie propagierten Daten liegen weit über dem theoretisch möglichen Gewinn. Bedenkt man jedoch, daß diese Angaben wahrschein¬ lich durch das vorerwähnte Verfahren ermittelt wurden, und weiß man ferner, daß die Quad-Antenne ein vertikal gestocktes System darstellt, so sind diese Ergebnisse durchaus glaubwürdig. Vertikal gestockte Hori¬ zontalantennen bündeln die Strahlung in der Vertikalebene bei sehr fla¬ chem Erhebungswinkel. Die Quad kann deshalb oft interkontinentale Entfernungen mit weniger Sprüngen überbrücken, als dies dem Vergleichs¬ dipol möglich ist (siehe Bild 5). Jeder zusätzliche Sprung verursacht zu¬ sätzliche Verluste, die im Meßergebnis zum Ausdruck kommen. Selbst¬ verständlich erhebt dieses Meßverfahren „über die Ionosphäre“ keinen Anspruch auf Genauigkeit, es ist wegen seiner vielen variablen Größen auch nicht reproduzierbar. Trotzdem kann man es als praxisnahe be¬ zeichnen, da die Ergebnisse unter den Bedingungen der Amateurpraxis ermittelt werden und also im Hinblick auf die Verwendung für den Ama¬ teur aussagekräftig sind. Zusammenfassung Die Leistungsfähigkeit einer horizontalen Kurzwellenantenne im Ver¬ kehr über weite Entfernungen (DX-Verkehr) ist in erster Linie vom verti¬ kalen Erhebungswinkel der Hauptstrahlung abhängig. Dieser soll um so flacher sein, je höher die Sendefrequenz ist. Für gute DX-Ergebnisse sollte die Aufbauhöhe einer horizontalen Antenne mindestens X/2 über der idea¬ len Erde betragen (10-m-, 15-m- und 20-m-Band). Im 40-m-Band be¬ nötigt man eine Höhe von |X (etwa 15 m). Die geometrische Aufbauhöhe ist nicht gleich der effektiven Höhe. Letz¬ tere schwankt in Abhängigkeit von der frequenzabhängigen Erdbodenleit¬ fähigkeit und der Bebauung. Es gilt die Hegel, daß die größtmögliche Aufbauhöhe immer die beste ist. Besonders günstig für die DX-Arbeit sind vertikal gestockte Horizontal¬ strahler wie Cubical-Quad oder „Fauler Heinrich“, weil sie besonders in der Vertikalebene bei kleinem Erhebungswinkel bündeln. Dieser Umstand erklärt die oft zitierte Überlegenheit der Cubical-Quad gegenüber einer 3-Element-Yagi-Antenne, wobei häufig auch die geringere Höhenempfind¬ lichkeit der Quad hervorgehoben wird. 12 Elektronisches Jahrbuch 1968 177 WISSENSCHAFTLICHE TASCH EN BÜCH ER wTb Diese Taschenbücher vermitteln dem wissenschaftlich Arbeiten¬ den und Interessierten gut fundierte Darstellungen von hohem Niveau, geben dem Studierenden eine einführende Information über sein Fachgebiet und bieten dem in der Praxis Tätigen die Möglichkeit, sich einen Überblick über ein ihn interessierendes Fachgebiet zu verschaffen. In der Reihe MATHEMATIK « PHYSIK erschienen u. a. 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Selbst erfahrene Fernsehwerkstattpraktiker sind sich oft nicht klar darüber, daß sich ein Oszillograf nicht nur schlechthin „zum Betrachten von Impulsformen“ eignet, sondern darüber hinaus auch in vielen anderen Fällen ein vorzügliches und vielseitiges Prüf- und Me߬ mittel ist. Die folgenden Beispiele sollen einige Anregungen geben. Weiter¬ gehende Darstellungen und Zusammenfassungen findet der Praktiker in der abschließend angegebenen Literatur. Amplitudenmessungen Die Messung von Wechselspannungsamplituden erfolgt meist durch Ver¬ gleich von Oszillogrammhöhe der unbekannten Spannung mit der einer bekannten Vergleichsspannung. Vorteil des Oszillografen dabei ist, daß sich die Spannungswerte (Maximalspannung oder Amplitudenwerte be¬ liebiger interessierender Punkte eines Oszillogramms) unabhängig von der Kurvenform erfassen lassen. Es können also auch nichtsinusförmige Spannungen — für die bekanntlich die Eichungen üblicher Vielfachmesser, Röhrenvoltmeter u. ä. nicht stimmen — exakt gemessen werden. In der Impulstechnik wird gewöhnlich die von der Kurvenform unabhän¬ gige Spitze-Spitze-Spannung U ss angegeben, seltener die (nur bei Impuls¬ formen ohne Gleichspannungsanteil sinnvolle) Maximal- oder Scheitel¬ spannung U max - Bild 1 verdeutlicht die Zusammenhänge zwischen U ss , Umax und der Effektivspannung U e ff. Bild la zeigt die für Sinusspannun¬ gen gültigen rechnerischen Zusammenhänge. Bild lb gibt die Definition für U max und den einzigen von der Nullinie unabhängigen und für alle Oszillogrammformen anwendbaren Wert U SB an. Man stellt die unbekannte Spannung auf dem Oszillografenbildschirm - der ein vorgesetztes Raster haben muß, am günstigsten ein 5-mm-Raster — auf eine geeignete Höhe mit dem Y-Eingangsregler derart ein, daß die 12 * 179 b) Bild l l± ' f // i._ I Umax U ef f T \ t_TT V->* U$s ^ ^max ? U eff Uss 'eff283 a) 1_ rr u max SS £_ ,-vA J interessierenden Oszillogrammpunkte (im allgemeinen höchster nnd tief¬ ster Kurvenpunkt entsprechend U ss in Bild 1 a) genau auf zwei zu merken¬ den Rasterlinien liegen; ihr vertikaler Abstand beträgt dann beispielsweise genau 20 mm oder einen ähnlichen markanten Wert. Der Y-Regler am Oszillografen darf nun nicht mehr verstellt werden. Anschließend wird am Y-Eingang an Stelle der zu messenden Spannung eine bekannte, regel¬ bare Wechselspannung angeschlossen und auf genau gleiche Oszillogramm- höhe gebracht wie die zuvor abgebildete Spannung. Nunmehr entspricht der am Y-Eingang anliegende Spannungswert als Spitze-Spitze-Spannung U ss dem Wert U gs (bzw. dem Amplitudenwert der verglichenen Oszillo¬ grammpunkte) der unbekannten Spannung. Wird als Vergleichsspannung eine Sinusspannung benutzt, z. B. aus einem Tongenerator oder direkt aus der Netzspannung über ein Potentiometer bereitgestellt, so kann der mit normalem Vielfachmesser am Y-Eingang des Oszillografen parallel gemessene Effektivspannungswert U e ff gemäß Bild 1 a auf den gesuchten Wert U gs umgerechnet werden (U 3S = 2,83 • U e ff). Auf diesem Wege lassen sich auch einfache Oszillografen verwenden, die keine eingebaute Vergleichsspannungsquelle und keinen geeichten Me߬ verstärker haben, zusammen mit einer Sinusspannungsquelle und einem üblichen Vielfachmesser zum Messen der Spitze-Spitze-Spannung be¬ liebiger Impulsformen. Frequenzmessungen Frequenzmessungen mit dem Oszillografen sind stets Vergleiche der un¬ bekannten mit einer bekannten Frequenz. Es gibt dafür verschiedene Verfahren, von denen zwei von Bedeutung sind. Frequenzvergleich nach Lissajous Der Oszillograf muß hierzu außer dem Y-Eingang einen Eingang für X- Ablenkung haben, was bei allen modernen Oszillografen der Fall ist. Die eingebaute Zeitablenkung (Kippfrequenz) schaltet man ab, und dem 180 Oszillografen wird am Eingang Y die unbekannte, am Eingang X die be¬ kannte (Vergleichs-) Frequenz zugeführt. Die zugehörigen Oszillografen- Eingangsregler sind so einzustellen, daß beide Auslenkrichtungen etwa gleich weit ausgeschrieben werden. Solange beide Frequenzen nicht mit ganzzahligem Verhältnis überein¬ stimmen, kommt es zur Abbildung mehr oder weniger schnellbewegtcr schleifenförmiger Figuren. Man versucht nun durch langsames Andern der Vergleichsfrequenz (einem Tongenerator, HF-Generator o.ä. ent¬ nommen) zunächst einen Stillstand der Figur zu erreichen. Steht die Figur still — was bei höheren Frequenzen eine gute Feineinstellung am Ver¬ gleichsfrequenzgenerator und etwas Geschick und Geduld bei seiner Be¬ dienung erfordert —, so kann durch Auszählen ihrer „Knotenstellen“ fest¬ gestellt werden, in welchem Verhältnis unbekannte und Vergleichs¬ frequenz zueinander stehen. Damit ist die unbekannte Frequenz als Vielfaches der (am Vergleichsfrequenzgenerator ablesbaren) Vergleichs¬ frequenz bestimmt. Bei höheren Frequenzen und geringer Konstanz der unbekannten Frequenz gelingt es oft nur kurzfristig, Stillstand der Lissa- Jows-Figur auf dem Oszillografenschirm zu erreichen. Die Auswertung ist dann t'bungssache; schwierig allerdings bei höheren Frequenzverhält¬ nissen als 1 : 2--.1: 3, während beim Verhältnis 1 : 1 (unbekannte Fre¬ quenz = Vergleichsfrequenz) das Erkennen der dafür charakteristischen Kreisfigur sogar in Sekundenbruchteilen gelingt. Einige Fotobeispiele zei¬ gen die Auswertung Lissajomcher Figuren. Bild 2 gibt das entstehende Oszillogramm für ein Verhältnis beider Fre¬ quenzen von 1 : 1 und bei 90° Phasendifferenz wieder. Bild 3 gilt für das gleiche Verhältnis und etwas andere Phasenlage. Bei 0° und 180° Phasen¬ differenz beider Schwingungen wird ein schräg verlaufender Strich ge¬ schrieben. Bei sehr geringen Frequenzdifferenzen gehen Bild 2 und 3 über alle Zwischenformen ständig wechselnd ineinander über; die Figur ist dann Bild 2 Bild 3 18t in ständiger Bewegung. Sinngemäß gilt das auch für die folgenden Bei¬ spiele, bei denen es insofern von Bedeutung ist, als bei „laufender“ Figur die Knotenstellen kaum exakt auszählbar sind. Bild 4 zeigt die Figur für ein Verhältnis f v : f x = 2 : 1, Bild 5 das gleiche Verhältnis bei etwas ande¬ rer Phasenlage. Bild 6 entspricht fy : f x = 3 : 1, Bild 7 wiederum das gleiche bei anderer, für die Auswertung ungeeigneter Phasenlage. Schließlich gibt Bild 8 noch ein Beispiel für das Verhältnis 4: 1. In diesem Bild sind 3 Knotenstellen zu erkennen, an denen sich die Schwingungszüge überkreuzen. Zu be¬ achten ist, daß auch die äußeren Schleifenenden zusammen als eine Kreu¬ zung zu denken sind, man zählt also „erkennbare Knotenstellen -f- 1“ und erhält das Verhältnis der unbekannten zur bekannten Vergleichsfre¬ quenz. Bild 6 läßt 2 Knotenstellen erkennen, man rechnet 2 -f- 1 = 3 und findet somit f y : f x = 3 : 1. Bild 4 zeigt eine Knotenstelle; 1 + 1 = 2, also fy : f x = 2 : 1. Ist die Vergleichsfrequenz f x größer als die unbekannte Frequenz fy, so erscheinen die entsprechenden Figuren um 90’ gedreht; die Auszählung erfolgt analog. Bild 9 gibt ein Beispiel für f y : f x = 1 : 2. 182 Frequenzvergleich mit Hellmarken Hierzu muß der benutzte Oszillograf einen Anschluß für Helligkeits¬ steuerung haben. Die zu messende Frequenz wird unter Benutzung der Kippspannung (Zeitbasis) des Oszillografen normal mit 2 bis 3 Perioden abgebildet und synchronisiert, so daß sich ein stehendes Bild ergibt. Die Vergleichsfrequenz führt man der Hellsteuerung des Oszillografen zu, das ergibt in dem abgebildeten Kurvenzug eine Hell-Dunkel-Modulation. Dies Oszillogramm ähnelt dann einer „Perlschnur“. Bild 10 gibt dafür ein Bei¬ spiel. Es empfiehlt sich, dabei die Kurvenhelligkeit geringzuhalten und die Amplitude der Vergleichsfrequenz so zu wählen, daß die „Perlschnur“ gerade ausreichend deutlich sichtbar wird. Um eine schärfere Begrenzung der Leuchtmarken zu erzielen, sollte die Vergleichsfrequenz vorteilhaft eine Rechteck- oder Nadelschwingung sein, jedoch kann man behelfs¬ mäßig auch mit Sinusspannung arbeiten. Durch Verändern der Vergleichs¬ frequenz läßt sich ein Stillstand der Hellmodulation im abgebildeten Kurvenzug erreichen, wobei die Vergleichsfrequenz so gewählt wird. 183 Bild 10 JUL UA« JUl* AA d > daß auf jede Periode der unbekannten Frequenz nur 1 bis 4 Hellinarken entfallen. Die Anzahl der stillstehenden Hellmarken je Periode der un¬ bekannten Schwingung ergibt das gesuchte Frequenzverhältnis. Ein vor¬ gesetztes Raster leistet beim Auszählen der Hellmarken wertvolle Dienste, eine angelegte Linealkante erfüllt den gleichen Zweck. Bild 10 zeigt das Verhältnis gleich 1: 18 (zur Verdeutlichung gewählt, für sichere Aus¬ zählung bereits ungünstig hoch!), auszuzählen ist selbstverständlich eine volle Periode (2 Halbwellen). Die unbekannte Frequenz betrag also j* der Vorgleichsfrequenz. Dieses Verfahren eignet sich insbesondere zur Frequenz- oder Zeitmessung an nichtsymmetrischen Kurvenformen, kurzen Impulsen u.it., bei denen das TÄssajous -Verfahren (das für Sinusschwingungen vorteilhafter ist) schwer auswertbare Bilder ergibt. Priifunyen an XF-Yerstiirkern In der NF-Verstärkertechnik kann die oszillografisehe Rechteckprüfung eine ganze Anzahl sonst notwendiger Messungen und Kontrollen mit werk¬ stattmäßig völlig zureichende!' Genauigkeit in einem Arbeitsgang ersetzen. Die zur Auswertung der Oszillogrammbilder notwendige Erfahrung ist durch Versuche an einigen wenigen Verstärkern mit bekannten Eigen¬ schaften schnell gewonnen. Benötigt wird ein Rochteckspannungsgenc- rator. bei dem für NF-Verstärker-Prüfzwecke mit einigen wenigen Fest¬ frequenzen auszukommen ist. Man arbeitet fast immer mit einer „Stan- dard“-Frequenz bei etwa 500 Hz (genauer Wert unkritisch), für genauere Analyse des Verhaltens an der unteren und oberen Frequenzgrenze eignen sich Rechteckfrequenzen bei 100 Hz bzw. 3 bis 5 kHz. Der Verstärker¬ eingang wird mit einer Rechteckspannung geeigneter Amplitude (U SK etwa gleich dem halben maximal zulässigen Verstärkereingangspegel) 184 gespeist. Am Ausgang des Verstärkers bzw. der interessierenden Stufe oszillografiert man das Rechteck. Bild 11 zeigt die Charakteristika für die auftretende Rechteckverformung: a — Amplitudenanstieg bei tiefen Frequenzen, b Rinwölbung des Daches = Amplituden-Abfall bei tiefen Frequenzen, c — Phasenvoreilung, d— Phasennacheilung. Da Amplitudengangänderung meist mit Phasengangänderung verbunden ist, trifft man in der Praxis häufig kombinierte Formen aus b und c bzw. a und d an. Amplitudenabfall bei hohen Frequenzen äußert sich in Verrundung der I mpulsvorderkanten (abgerundete Ecken) und Verringerung der Flanken¬ steilheit der Rechteckanstiegsflanken. Bild 12 zeigt ein nahezu unverändert übertragenes Rechteck, Bild 13 ent¬ spricht einem Amplitudenabfall bei tiefen Frequenzen mit gleichzeitiger Phasenvoreilung von etwa 30 . Der Amplitudengang nach hohen Fre¬ quenzen ist bei beiden Beispielen bis zum oberen Hörbereich völlig ein¬ wandfrei. Bild 14 zeigt schließlich eine häufige, kombinierte Verformung, wie sie etwa dem NF-Frequenzgang „über alles“ eines durchschnittlichen Rund¬ funkempfänger-NF-Teils entspricht. Die jetzt mit verstärkter Leucht¬ kraft sichtbaren Rechteckflanken und abgerundeten Ecken weisen auf Bild 12 Bild n Bild li 185 Amplitudenabfall am oberen NF-Bereichsende hin, während das Verhal¬ ten bei tiefen Frequenzen etwa dem in Bild 13 erkennbaren entspricht. Neben Frequenz- und Phasengang können mit der Rechteckschwingung auch eventuelle Überschwingerscheinungen erkannt und nach ihrer TJr. Sache analysiert werden (nicht einwandfrei arbeitender Übertrager, falsch dimensionierte Gegenkopplungen, falsche Anpassungen usw.). Bild 15 gibt ein Beispiel für eine schaltungstechnisch bedingte Überschwing- erscheinung (Ursache — falsch dimensionierte RC-Gegenkopplung und nicht exakte Ausgangsanpassung). Folgt der Überschwingspitze im Oszil- logramm ein abklingender Schwingungszug, so ist eine Induktivität die Ursache. Zur Darstellung solcher Überschwingerscheinungen wählt man zweckmäßig durch Versuch die günstigste Rechteckfrequenz, die dann im allgemeinen bei einigen Kilohertz liegen wird. Mit Sinuseingangsspannung kann man eine Kontrolle auf richtige Ein¬ stellung aller Arbeitspunkte vornehmen. Bild 16 zeigt, daß die Sinus¬ schwingung bei allmählich erhöhter Eingangsspannung zunächst ein¬ seitig begrenzt wird, was auf falsch eingestellten Arbeitspunkt einer Stufe hinweist (wertvolle Methode für Abgleich von Transistorstufen!). Bei richtig eingestelltem Arbeitspunkt beginnt die Begrenzung nach Über¬ schreiten der maximal zulässigen Eingangsspannung auf beiden Halb- 186 •wellen zugleich. Tritt ein Oszillogramm nach Bild 17 auf, so deutet dies auf nichtlinearen Kennlinienverlauf einer Stufe hin. Dies kann außer durch falschen Arbeitspunkt oder falsche Dimensionierung gelegentlich auch -durch das Bauelement selbst (Transistoren!) bedingt sein. Ebenso wie begrenzte Sinuskurve (Bild 16) führt auch die nichtlineare Kennlinie {Bild 17) zur Bildung von Oberwellen und damit erhöhtem Klirrfaktor. Das trifft ebenso auf Überschwingerscheinungen zu (Bild 15). Insgesamt kann man daher auch den zu erwartenden Klirrfaktor für die jeweils be¬ nutzte Eingangsspannung gut abschätzen, so daß mit der einfachen Recht¬ eck- und Sinusprüfung eines KF-Verstärkers alle interessierenden Daten grob abgeschätzt und die Übertragungsqualität recht genau beurteilt werden können. Literatur Jakubaschk, Oszillografentechnik für den Amateur, Teil 1: Gerätetechnik; Teil 2; Praxis der Oszillografie, Bände 44 und 45 der Broschürenreihe „Der praktische Funkamateur“, Deutscher Militärverlag, Berlin 1964 Czech, Oszillografen-Meßtechnik, Verlag für Radio-Foto-Kinotechnik, Berlin- Borsigwalde 1959 Kalte „hot dogs“ Würstchenverkaufsmaschinen werden die weißbefrackten Würstchenverkäufer in den Straßen Stockholms außer Kurs setzen . Ein solcher Verkaufsautomat enthält 200 ge¬ frorene Frankfurter Würstchen und, kann jeweils eine davon mittels Mikrowellen in 12 Sekunden auf 70° G erhitzen und sie verkaufen , sowie eine Münze eingeworfen wird. 187 Dipl.~Ing. llartmut Kuhnt Transistor- magnetbandgeraf selbstgebaut Batteriebetriebene Magnetbandgeräte erfreuen sich einer immer größeren Beliebtheit. Dem Interessierten werden im folgenden Beitrag Hinweise zum Selbstbau eines derartigen Geräts gegeben. Beim Entwurf wurde weniger auf geringen schaltungstechnischen Aufwand, sondern haupt¬ sächlich auf elektrische Leistungsfähigkeit und Übersichtlichkeit im Auf¬ bau geachtet. Zur Erleichterung des Aufbaus, der Inbetriebnahme und der nachträglichen Veränderung ist die Gesamtschaltung in Baugruppen aufgegliedert. Beschreibung der Schaltung Entzerr er Verstärker Die Grundschaltung des Entzerrerverstärkers geht auf eine Veröffent¬ lichung von Telefunken [1] zurück. Der Entzerrerverstärker (Bild 1) wird sowohl zur Wiedergabe als auch zur Aufnahme benutzt. Tl arbeitet als rauscharme Vorstufe. Im Interesse einer hohen oberen Grenzfrequenz muß der Eingangswiderstand dieser Vorstufe groß gegen die Impedanz des verwendeten Wiedergabekopfs sein. Diese Forderung soll im ganzen zu übertragenden NF-Bereich möglichst gut erfüllt wer¬ den. Man verwendet daher niederohmige Köpfe (Richtwert der Indukti¬ vität — 50 bis 100 mH). Damit man einen möglichst großen Eingangswiderstand erhält, wird T1 mit relativ kleinem Kollektorstrom (etwa 250 p.A) betrieben und ein Tran¬ sistor mit hoher Stromverstärkung eingesetzt. T2 und T3 arbeiten als umschaltbarer Entzerrerverstärker. Die Entzerrung erfolgt nach der NARTB-Norm. Bei Wiedergabe müssen sowohl die tiefen als auch die hohen Frequenzen angehoben werden. Der erforderliche Frequenzgang wird durch eine frequenzabhängige Gegenkopplung vom T 3 - Emitterkreis auf die Basis. 188 osiLOd P31133 P9U39 PUL 39 300109 POOL 39 POOL 39 PIOL 39 189 Bild 1 Schaltung des Entzerrerverstärkers mit Klangregelstufe von T2 erreicht. C9 sorgt für die Tiefenanhebung. Sein kapazitiver Blind¬ widerstand nimmt mit fallender Frequenz zu, so daß sich infolge des da¬ durch verringerten Gegenkopplungsfaktors die Verstärkung nach tiefen Frequenzen zu erhöht. Bei mittleren Frequenzen (etwa 3 kHz) ist die Verstärkung am geringsten. Die hohen Frequenzen werden durch die Wirkung des Doppel-T-Glieds (R9, RIO, C6 und C7, C8, Rll) angehoben. Infolge der Sperrkreiseigensehaften dieses Gliedes werden die hohen Fre¬ quenzen im Gegenkopplungszweig geschwächt, so daß die Verstärkung nach hohen Frequenzen zu wieder ansteigt. Mit R 9 kann man den Grad der Anhebung einstellen. Das auf diese Weise entzerrte Signal wird am Kollektor von T3 ausge¬ koppelt und sowohl einer Ausgangsbuchse als auch einer Klangregel stufe zugeführt. Über die Ausgangsbuchse kann ein NF-Verstärker angeschlos¬ sen werden. Den gemessenen Frequenzgang des Entzerrerverstärkers bei Wiedergabe zeigt Bild 2. Für die Messung muß man beachten, daß der Bezugspegel (1 kHz) min¬ destens 25 dB unter Vollaussteuerung zu wählen ist, damit Übersteuerun¬ gen, besonders bei tiefen Frequenzen, vermieden werden. Bei Aufnahme erfolgt nur eine Anhebung der hohen Frequenzen. C9 wird überbrückt, folglich werden die tiefen Frequenzen linear verstärkt. Mit R12 läßt sich der Grad der Höhenanhebung bei Aufnahme einstellen. Den 190 gemessenen Aufnahmefrequenzgang des Entzerrerverstärkers zeigt eben¬ falls Bild 2. Die Umschaltung der Betriebsart erfolgt durch entsprechende Kontakte des Tastensatzes. Da die von einer Taste betätigten Kontakte nicht aus¬ reichen, um von Wiedergabe auf Aufnahme umzuschalten, wurden 2 Ta¬ sten mechanisch verbunden, so daß sie zusammen betätigt werden. Diese Tasten arbeiten unabhängig von den übrigen Tasten des gesamten Tasten¬ schalters. Sämtliche Stufen des Entzerrerverstärkers sind gegen Tempera¬ turschwankungen durch Basisspannungsteiler und Emitterwiderstände stabilisiert. Reichlich bemessene Entkopplungsglieder in der negativen Versorgungsleitung gewährleisten eine gute Entkopplung der Vorstufen untereinander sowie der Endstufe. Klangregelstufe Die Klangregelstufe gehört konstruktiv zur Entzerrereinheit und ist nur bei Wiedergabe wirksam. T4 arbeitet als Impedanzwandler und be¬ lastet die vorhergehende Stufe nur unwesentlich. Beim Klangregelnetz¬ werk handelt es sich um eine niederohmige Ausführung des bekannten Eächerreglers. Mi,t ihm können sowohl die hohen als auch die tiefen Fre¬ quenzen unabhängig voneinander gehoben oder abgesenkt werden. Bei Wiedergabe läßt sich also eine Frequenzgangkorrektur vornehmen. Dies ist zur Anpassung der Frequenzgänge des verwendeten Mikrofons, Laut¬ sprechers, Wiedergabe- und Aufnahmeraums sehr wünschenswert. 191 Außerdem kann man durch das Klangregelnetzwerk den Frequenzgang bei der Wiedergabe von Magnetbändern, die auf anderen Geräten bespielt wurden, optimal den Wiedergabeverhältnissen anpassen. Die erreichte Charakteristik des Klangregelnetzwerks für verschiedene Keglerstellungen ist in Bild 3 wiedergegeben. Endverstärker Die Schaltung der Baugruppe „Endverstärker“ ist in Bild 4 dargestellt. Das Niederfrequenzsignal durchläuft sowohl bei Aufnahme als auch bei Wiedergabe die Verstärkerstufen T5 und T6. Bei Wiedergabe arbeitet T6 als Treiberstufe der Gegentaktendstufe T7/8, die maximal 1 W Sprech¬ leistung bei einem Klirrfaktor k g 10 % abgeben kann. Bei Wiedergabe, erreicht der Endverstärker einen Frequenzgang (-3-dB- Abfall an den Bandgrenzen, gemessen bei 250 mW) von 70 Hz bis 20 kHz. Der Klirrfaktor bei mittleren Frequenzen und einer Ausgangsleistung von 0,5 W bleibt unter 2,0%. Zur Verringerung der Wirkung der Übergangs¬ verzerrungen und zur Kompensation des Anstiegs der Lautsprecherimpe¬ danz bei hohen Frequenzen wurde die Primärseite des Ausgangsüber¬ tragers durch eine RC-Kombination (C30, R48) überbrückt. Der Ruhe¬ strom der Endstufe beträgt etwa 5 mA je Transistor. Durch einen temperaturabhängigen Widerstand im Basisspannungsteiler und einen Emitterwiderstand wird die Endstufe thermisch stabilisiert. Die End¬ transistoren benötigen ein gemeinsames Alu-Kühlblech von mindestens 50 cm 2 Fläche bei einer Blechdicke von 1,5 mm. Treiber- und Endstufenübertrager sind mit relativ großen Blechschnitten ausgestattet, damit man eine niedrige untere Grenzfrequenz und einen guten Wirkungsgrad erreicht. Bei der Inbetriebnahme des Endverstär¬ kers ist auf richtige Polung der Sekundärwicklung W2 des Ausgangs¬ übertragers Ü 2 zu achten. R40muß gegenkoppelnd wirken, d.h., bei rich¬ tigem Anschluß von W2 hat die Verstärkung zu sinken, wenn man R40 einbaut. Ist das nicht der Fall, so sind die Enden von W2 zu vertauschen. Bei Aufnahme wird die Gegentaktendstufe abgeschaltet, und die Treiber¬ stufe arbeitet als Endstufe des Aufsprechverstärkers. Um den Kombikopf stromlinear aussteuern zu können, wird er über einen relativ hohen Vor¬ widerstand vom Aufsprechverstärker gespeist. Dazu wurde, um genügend Steuerspannung zu erhalten, die Primärwicklung des Treibertrafos auf- gestockt. Der Treiberübertrager wird in dieser Betriebsart zusätzlich auf der Sekun¬ därseite frequenzunabhängig mit einem Widerstand (R47) belastet, damit die untere Grenzfrequenz des Treiberübertragers, die ohne Belastung an- steigen würde, niedrig bleibt. 192 Rundfunk * ! infh\ Wi?50ö 13 Elektronisches Jahrbuch 1968 A ntriebsmotor Aussleuerungsmesser ä = Aufnahme W = Wiedergabe Der eingebaute Breitband-Ovallautsprecher ist vom Typ LP 56t BB, hat einen guten Wirkungsgrad und ergibt in Verbindung mit der starken End¬ stufe eine kräftige Wiedergabe. Bei Bedarf läßt sich ein Außenlautsprecher über Buchse Bu anschließen, wobei der eingebaute Lautsprecher über SL abgeschaltet wird (Schaltbuchse). Aussteuerungsmesser Damit der Aufsprechverstärker nicht zu stark belastet wird, ist der Aus¬ steuerungsmesser mit einem Transistor versehen, der gleichermaßen als Gleichrichter und als Verstärker arbeitet. Mit R55 läßt sich die Empfind¬ lichkeit einstellen. Der Kondensator C39 sorgt für einen langen Rücklauf des Zeigers, so daß Anzeige und Ablesen verbessert werden. Das Dreh¬ spulmeßwerk sollte möglichst empfindlich sein. Bei Veränderung des Span¬ nungsteilers R56-R57 und von C39 können auch Instrumente bis zu einer Stromempfindlichkeit von 1 mA verwendet werden. Wichtig ist hierbei, daß die Belastung des Aufsprechverstärkers nicht zu groß wird, da andernfalls der Klirrfaktor unzulässig ansteigt. Löschgenerator Löschung und Vormagnetisierung des Bandes wird mit einer Frequenz von etwa 80 kHz vorgenommen. Diese Frequenz erzeugt ein separater Gegentaktgenerator, dessen Schaltung ebenfalls Bild 4 zeigt. Die,Frequenz des Generators bestimmt hauptsächlich der Schwingkreis, der aus Löschkopf und Parallelkondensator gebildet wird. Da der Lösch¬ kopf eine relativ hohe Spannung benötigt, erfolgt eine entsprechende Transformation mittels Übertrager Ü3. Rückgekoppelt wird der Oszilla¬ tor durch die 8-nF-Kondensatoren, die zugleich die Steilheitsphase der Transistoren kompensieren. Mit dem 5-kß-Einstellregler wird der Arbeitspunkt eingestellt. Seine Einstellung erfolgt zweckmäßig auf gute Sinusform der Spannung am Löschkopf (mit dem Oszillografen messen). Mit dem Röhrenvoltmesser kann man dabei am Löschkopf etwa 35 bis 45 V HF-Spannung messen. Als Löschkopf diente im Mustergerät der Typ M9358L8h mit 1,25 mH Induktivität (aus BG23). Die Transistoren des Löschgenerators müssen keinem Pärchen entstammen, doch sollten sie der gleichen Stromverstärkungsgruppe angehören. Vormagnetisierung Die Spannung für die Vormagnetisierung wird dem Löschgenerator über den 25-kfl-EinstellregIer entnommen. Der Kondensator 200 pF verhin¬ dert das Abfließen der Niederfrequenz in den Löschgenerator. Der aus LI und den Parallelkondensatoren gebildete Sperrkreis versperrt der 194 Hochfrequenz den Weg in den Aufsprechverstärker. Dieser Sperrkreis muß auf Spannungsminimum auf der NF-Seite abgeglichen werden. Motor Der kritischste Bauteil eines batteriebetriebenen Magnetbandgeräts ist der Antriebsmotor. Er soll bei geringem Stromverbrauch einen konstan¬ ten Bandbetrieb ermöglichen, d.h., die Drehzahl muß bei schwankender Belastung näherungsweise konstant bleiben. Diese Forderung läßt sich nur mit einem geregelten Motor erfüllen. Neben vollelektronischen Rege¬ lungen der Motordrehzahl kann man auch mit einem fliehkraftgeregelten Motor die nötige Konstanz der Drehzahl erreichen. Beim fliehkraftgeregelten Motor öffnet ein Fliehkraftschalter, der meist auf der Motorwelle umläuft, bei einer bestimmten Drehzahl einen Kon¬ takt, der zur Steuerung des Motors verwendet wird. Zur Schonung dieses Kontakts benutzt man meist einen Transistor als Schalter und steuert den Transistor nur über den Fliehkraftschalter des Motors. Bild 5 zeigt 2 geeignete Motoren, die durch Fliehkraftschalter geregelt werden. Der links im Bild sichtbare Motor des Typs GM 1810ES stammt von SEL und hat eine Drehzahl von 3000 U/min, er ist für 6 V Betriebsspannung ausgelegt. In der Mitte des Bildes sind die Bauelemente der Steuerung und Ent¬ störung erkennbar. Der rechts sichtbare Motor stammt von Tesla und trägt die Typenbezeichnung ATN550, er hat eine Drehzahl von 2400U/min und ist für eine Nennspannung von 4,5 V ausgelegt. Er eignet sich auch für C-V-Betrieb. Der in Fonolaufwerke eingesetzte Motor 1020,2 vom VEB Elektrogeräte¬ bau Leisnig ist für die Verwendung in tragbaren Magnetbandgeräten nur bedingt geeignet, da er bei seiner Nenndrehzahl n = 1800 U/min nur ein relativ geringes Drehmoment abgeben kann. Bei seinem Einsatz muß man für einen kleinen Drehmomentbedarf des Laufwerks (kleine Bandspulen, gute Lager, geringer Bandzug) sorgen. Der letztgenannte Motor hat keinen BM 5 Flietikra/tgeregelte M agnetbancl moloren 13* 195 nach außen geführten Fliehkraftkontakt, sondern die Regelung erfolgt durch Zu- und Abschalten von Widerständen im Motor selbst. Im Mustergerät wurde der Motor von SEL eingesetzt. Der Steuertran¬ sistor TU wird nur gering belastet. Er kann durch einen 400-mW-Tran¬ sistor (z.B. GC301) ersetzt werden. Über T1I fließt ein Teil des Motor¬ stroms und ein geringer Teil über R58. R58 verhindert das Auftreten gefährlicher Spannungsspitzen beim Abschalten des Motors über den Fliehkraftschalter während des Regelvorgangs. Alle anderen Bauele¬ mente der Baugruppe „Antriebsmotor“ dienen der HF-Entstörung des Motors. Der Schalter S II wird von der Taste geschaltet, die in Stellung „Vorlauf“ die Betätigung der Andruckrolle vornimmt. Mechanischer Aufbau Grundplatte Sämtliche elektrischen Baugruppen sowie Lautsprecher, Batterie- und Laufwerkteile sind an der Grundplatte befestigt. Diese Platte besteht aus Alu-hart von 3,5 mm Dicke und hat die Außenmaße von 290 mm X 220 mm. Antriebssystem Der Bandantrieb erfolgt indirekt, d.h., der Motor treibt über eine 2-mm- Gummipeese eine als Schwungmasse wirkende Scheibe an. Diese Schwung¬ seheibe sitzt auf der Tonwelle und sorgt für einen gleichmäßigen Band¬ transport. Als Tonwelle wurde wegen der notwendigen Genauigkeit be¬ züglich eines schlagfreien Laufes die des BG23 übernommen. Bild 6 zeigt die Schwungscheibe mit Tonwelle. An der Schwungscheibe befindet sich noch ein Ansatz mit eingedrehter Nut, in der die Antriebspeese des Auf wickellagers läuft. Die Ton welle ist 196 Bild 6 Tonweüe mit Sehwungseheibe in die Schwungmasse leicht eingepreßt. Nach dem Einpressen der Ton¬ welle wurde die Schwungmasse zwischen den Spitzen einer Drehmaschine aufgenommen, nochmals überdreht und mit der Nut für die Antriebs- peese versehen. Als Material für die Schwungmasse wählte der Autor Zinkdruckguß. Geeignet ist aber auch Messing oder Stahl. Vom schlagfreien Lauf der Tonwelle mit Schwungmasse hängt der Gleich¬ lauf neben anderen Faktoren wesentlich ab. Kurzzeitige Drehzahlschwan¬ kungen des Motors werden teilweise durch die Filterwirkung der Anord¬ nung Schwungmasse-Antriebspeese unwirksam. Als Antriebspcese diente die eines Bandzählwerks von einem Netzmagnetbandgerät. Die Aufwickelspule wird von der Schwungmasse aus durch eine Stahl- spiralpeese angetrieben, die zugleich als Butschkupplung wirkt, um die Drehzahl des Aufwickellagers den jeweiligen Bedürfnissen anzupassen. Dazu wird die Vorspannung bzw. Länge der Stahlpeese so eingestellt, daß gerade eine sichere Mitnahme der Aufwickelspule bei allen Spulengrößen und Wickeldurchmcssem gewährleistet ist. Diese Art der Butsehkupp- lung erwies sich als drehmomentsparend und betriebssicher. Das Butschen der Peese geschieht auf der Seite der Schwungmasse (kleinerDurchmesser — kleines nötiges Drehmoment). Gelagert wird die Tonwelle oben in einem Prismenlager aus Polyamid und unten in einem Kugelzapfenlager (beide vom BG23). Damit sich die Tonwelle beim Betrieb des Geräts in senk¬ rechter Lage nicht hin- und herbewegen kann, legt man in die obere Sen¬ kung der Welle ebenfalls eine Kugel (Durchmesser etwa 3,5 mm) ein, die leicht gegen ein Z-förmiges Begrenzungsbleeh drückt. Einzustellen ist dieses Lager in der unteren Lagerbüchse durch einen Gewindestift. Die Lagerung der Wellen der Wickellager wird jeweils oben als Kugellager, unten als Kugelzapfenlager ausgeführt. Bild 7 zeigt das montierte Lager mit Antriebs- und Auflagescheibe. Damit die Bandspule sicher auf dem 197 Hat.: Alu 2 Stück Welle für Aufwickel- Aufwickellager Befestigungslöcher <13.5; üSfäck lager Mat.: Stahl Mat.: Alu 7 Stück jeweils im Winkel von 30° 2 Stück Bild S Maße der wichtigsten mechanischen Teile des Lau/werks (bei Antriebsscheibe für Motor — oben Mitte — muß es heißen 3000 Ulmin/ Wellenende über der Auflagescheibe festgehalten wird, sorgt eine ein¬ gelassene Kugel, die unter Eederspannung steht, für den nötigen Klemm¬ effekt. Die Kugel selbst sichert man durch Körnerschläge in der Nähe ihrer Bohrung vor dem Herausfallen. Bild 8 stellt die wichtigsten Teile des Antriebssystems dar. Als Andruck¬ rolle dient die in einer Wippe gelagerte Rolle des BG 23. Diese Wippe wird an einem Hebel von U-förmigem Profil federnd befestigt. Die Andruck¬ kraft ist justierbar und möglichst niedrig einzustellen, damit das Reib¬ moment im Andruckrollen- bzw. im Tonwellenlager im Interesse eines niedrigen Drehmoinentbedarfs klein bleibt. Der Andruckrollenhebel be¬ steht aus einem Streifen von 0,5-mm-Messingblech, der zur Versteifung an den Längsseiten um jeweils 90° angekantet wurde. Dieser Hebel ist mit einer weich eingelöteten Buchse versehen, die zur Lagerung auf einem an der Grundplatte befestigten Bolzen läuft. ln Stellung „Vorlauf“ wird der Andruckrollenhebel durch den Stößel einer Taste geschwenkt und somit die Andruckrolle in Eingriff gebracht. Damit dieser Hebel durch die Taste in seiner Arbeitsstellung arretiert werden kann, muß der Stößel der Taste federnd auf den Andruckrollenhebel 198 Bild 9 Andruck rollenhebel mit Andruckrolle wirken. Zu diesem Zweck wurde ein Winkel mit einer Blattfeder entspre¬ chend an diesen angenietet. Den komplett montierten Andruckrollen¬ hebel zeigt Bild 9. Vom Andruckrollenhebel wird noch ein weiterer Hebel betätigt, der das Band über eine Höhenführung zwischen Löschkopf und Kombikopf drückt, damit jeweils der nötige Umschlingungswinkel an den Köpfen gesichert ist. Als Höhenführungsbolzen dienen solche vom BO23. Den Gesamtaufbau des Laufwerks läßt Bild 10 erkennen. Die Köpfe sind durch entsprechende Unterlagen auf die richtige Höhe einzustellen. Der Kombi- lcopf ist taumelbar ausgeführt und deshalb auf einer beweglichen Blech¬ platte montiert, die durch eine Stellschraube gegen die Grundplatte ge¬ neigt und somit justiert werden kann. Bild 10 Vorderansicht des Laufwerke 199 Der erforderliche konstante Bandzug wird vor allem durch Andruck des Bandes an den Löschkopf erreicht. Dazu übt eine schwache Blattfeder, die mit dem Hebel verbunden ist, der das Band zwischen Lösch- und Kombikopf führt, einen leichten Druck über ein Filzklötzchen gegen den Löschkopf aus. Unterstützt wird diese Bandbremsung durch das linke Winkellager, dessen Welle ebenfalls eine Stabfeder und Filzklötzchen bremsen. Beim Aufbau ist auf geringes Spiel der Lagerstellen der bewegten Hebel zu achten, damit das Band stets gleichmäßig und immer in der gleichen Höhe geführt wird, um Höhenverluste durch „Auswandern 4 ' des Bandes am Kombikopf zu vermeiden. Um den Gesamtaufbau nicht noch mehr zu komplizieren, wurde auf die Realisierung eines schnellen Vor- und Rücklaufs verzichtet. Ein schneller Rücklauf des Bandes ließe sich durch Anwendung einer drehrichtungs¬ abhängigen Kupplung (z. B. Schlingfederkupplung) und eines getrennten Rückwickelmotors (6-V-Spielzeugmotor) relativ einfach verwirklichen und gegebenenfalls nachträglich einbauen. Elektrische Baugruppen Die elektrischen Baugruppen „Entzerrerverstärker und Klangregelstufe“ sowie „Endverstärker“ sind auf Leiterplatten in gedruckter Verdrah¬ tung aufgebaut und in Bild 11 und Bild 12 dargestellt. Der Löschgenerator mit Zubehör wurde auf einer Hartpapierplatte montiert und wird in Bild 13 gezeigt. Bild 14 stellt den weiteren Aufbau des Gesamtgeräts dar. 200 Dpi 1 Lautsprecher strahlt aus Platzgründen nach hinten. Das Batterie¬ gehäuse besteht aus Vinidur und nimmt den Akku 6,3 V/2,5 Ah (Fa. Quai - ser, Dresden) auf. Gehäuse Das Gehäuse wurde aus S-mm-Sperrholz gefertigt und mit den Durch¬ brüchen für Lautsprecher, Ladeanzeige des Akkus und die Anschlu߬ buchsen versehen. Die Gehäuseoberfläche wurde mit anthrazitfarbenem Kunstleder über¬ zogen und der Griff nach der Bearbeitung verchromt. Die Abdeckung des Laufwerks besteht aus 1-mm-Alu-Blech und ist wie die Laufwerkoberseite hellgrau spritzlackiert. Inbetriebnahme Zuerst sind alle Teile des Laufwerks zu justieren und der Bandtransport zu kontrollieren. Erst wenn das Band einwandfrei transportiert wird. Bild 13 Mechanischer Aufbau des Löschgenerators 201 Bild 14 Aufbau des Gesamtgeräts lohnt sich die Montage der elektrischen Baugruppen. Mit einem bespielten Band in Stellung „Wiedergabe 1 * justiert man den Kombikopf auf beste Höhenwiedergabe, dabei kann zur Kontrolle an dem Entzerrer Verstärker ein sicher funktionierender NF-Verstärker (Radio) angeschlossen werden. Günstig ist es, wenn die NF-Baugrappen schon vor dem Einbau mittels 202 Bild lö Das vollständige Gerät Tongenerator, Oszillograf und jRöhrenvoltmeter überprüft lind eingestellt wurden. Stehen keine derartigen Meßgeräte zur Verfügung, so müssen die einzelnen Stufen nach Gehör überprüft und eingestellt werden. Wenn die Wiedergabe des Geräts einwandfrei funktioniert, kann man die Löschung und Vormagnetisierung in Betrieb nehmen. Sofern keine Me߬ geräte zur Verfügung stehen, wird der Vormagnetisierungsstrom bei mehreren Probeaufnahmen verändert und am Ende so eingestellt, daß keine Verzerrungen mehr auftreten, aber die hohen Frequenzen möglichst gut wiedergegeben werden. Vorher ist der Sperrkreis so einzustellen, daß die HF-Spannung am Übertrager Ü1 minimal wird. Die Empfindlichkeit des Aussteuerungsmessers stellt man so ein, daß er bei Sprache- oder Musikvollaussteuerung etwa | seines Vollausschlags anzeigt. Schlußbemerkungen Dem interessierten Tonamateur bietet sieh hier ein breites und problem¬ reiches Betätigungsfeld. Die angegebenen Schaltungen können, entspre¬ chend abgewandelt, auch beim Aufbau netzbetriebener Magnetband¬ geräte verwendet werden. Dem wenig Geübten sei jedoch vom Aufbau komplizierter, elektromecha¬ nischer Systeme, wie es Magnetbandgeräte darstellen, abgeraten, vor allem, wenn er sich auf Anhieb einen vollen Erfolg erhofft. Literatur [1] Mattfeld, J. D., Ein Tonbandverstärker mit Transistoren, Telefunken-Röliren und Halbleitermitteilung für die Industrie, Kr. 600 96S [2] Katalog Ferrit-Bauteile 1966, VEB Keramische Werke Hermsdorf Daten der Übertrager und Induktivitäten Ü1 Treiberübertrager W1 1 X1000 Wdg., 0,12-mm-CuL W 2 1 X 2000 Wdg., 0,06-mm-CuL W3 2X335 Wdg., 0,2-mm-CuL, bifilar Reihenfolge: W3, Wl, W2 Kern: EI 42, Dyn.-Blech IV, Schichtung wechselseitig Ü2 Ausgangsübertrager Wl 2 X162 Wdg., 0,38-mm-CuL, bifllar W2 1 X103 Wdg., 0,6-mm-CuL Reihenfolge: Wl, W2 Kern: EI 48, Dyn.-Blech IV, Schichtung wechselseitig 203 Ü 3 Löschübertrager W1 2 x 12 Wdg., 0,4-mm-CuL, bifilar W2 2 x 100 Wdg., 0,4-mm-CuL Kern: Manifer-Schalenkern 22X13, ohne Luftspalt, aus Manifer 163, Al-W ert = 2200 ± 550 nH/W 2 Bestellbezeichnung für Kern und Zubehör Schalenkern 22X13 — 5135.4 — 4311/2200 mit Spulenkörper 5136.1 — 4161 und Aufbauteile nach 5136.6 — 4143 (nicht unbedingt erforderlich) Hersteller: VEB Keramische Werke Hermsdorf LI Sperrkreisspüle W1 210 Wdg., 0,14-mm-CuL Kern: Manifer-Schalenkern 14x8, ohne Luftspalt, aus Manifer 163, AL-Wert = 1100 ± 280 nH/W 2 Bestellbezeichnung für Kern und Zubehör Schalenkern 14X8 — 5135.4 — 3311/1100 mit Spulenkörper 5136.1 — 3155 und Aufbauteile nach 5136.6 — 3118 (nicht unbedingt erforderlich) Hersteller: YEB Keramische Werke Hermsdorf Technische Daten Bandgeschwindigkeit max. Spulendurchmesser Erequenzgang über alles Ausgangsleistung HF-Vormagnetisierung Empfindlichkeit für Vollaussteuerung am Mikrofoneingang Anschlußbuchsen Be triebsspannun g Stromversorgung Betriebslage 9,5 cm/s 11 cm 80 Hz bis 12 kHz (± 3 dB) IW 80 kHz etwa 0,5 mV für Radio/NF-Verstärker und Außenlautsprecher 6 V Akku 6 V/2,5 Ah, kippsicher beliebig 204 Ing. Dieter Müller Transistorprüfgenerator für den Selbstbau Der Abgleich von Empfängern kann mit behelfsmäßigen Mitteln wie Grid- dipper, geeichtem Empfänger oder direkt nach einfallenden Sendern nur sehr unvollkommen vorgenommen werden. Maximal mögliche Emp¬ findlichkeit und Trennschärfe werden bei einem solchen Abgleich selten erzielt. Als sicherstes Hilfsmittel beim Empfängerabgleich hat sich der Prüfgenerator bewährt, dem die gewünschte Hochfrequenzspannung ein¬ stellbar in Frequenz und Amplitude entnommen werden kann. Der be¬ schriebene Generator ist mit Transistoren bestückt und übertrifft in be¬ zug auf Frequenzbereich und -konstanz ans der Literatur bekannte ver¬ gleichbare Geräte [1], [2], [3]. Die Schaltung Die Schaltung des transistorisierten Prüfgenerators zeigt Bild 1. Er be¬ steht aus Oszillatorstufe (TI), Trenn- und Modulatorstufe (T2), NF- Generator- (T3) und Modulationsverstärkerstufe (T4). Die in der Oszilla¬ torstufe erzeugte Hochfrequenzspannung wird der Basis des Modulator¬ transistors zugeführt. Bei eingeschaltetem NF-Generator gelangt die von diesem erzeugte Nieder¬ frequenz von 1000 Hz über den Spannungsteiler B 22 zur Basis des Tran¬ sistors T4. Der Emitter dieses Transistors ist mit dem Emitter des Tran¬ sistors T2 durch einen Elektrolytkondensator gekoppelt. Durch die NF- Spannung über dem Emitterwiderstand wird der Transistor T 2 gesteuert und damit das Hochfrequenzsignal moduliert. Durch die Spannungs¬ teiler (Rll... R13) kann die Ausgangsspannung bis auf sehr kleine Werte heruntcrgcrcgclt werden. Eine Gleichriohterechaltung erlaubt es, die Größe der Ausgangsspannung vor dem Spannungsteiler R12-..R14 mit einem Meßinstrument (100 jxA) zu messen, das sich außen an die Buchsen Bul und Bu2 anschließen läßt. Das Gerät kann mit 2 Taschenlampenbatterien (4,5 V) betrieben werden. Die Stromaufnahme beträgt je nach den eingestellten Arbeitspunkten f iir den Oszillator- und Modulatortransistor 10 bis 25 mA. 205 206 Pie Oszillatorstute Bild 2 zeigt die prinzipielle Schaltung der Oszillatorstufe. In dieser Stufe¬ wurde ein Silizium-npn-Planar-Transistor SF121 verwendet, der in Basisschaltung betrieben wird. Am Kollektor liegt dann Plus-, am Emit¬ ter bzw. an der Basis Minuspotential im Gegensatz zu den übrigen (pnp-) Transistoren. Der Siliziumtransistor hat gegenüber Germaniumtypen den Vorteil, daß seine Daten wesentlich unabhängiger gegen Spannungs¬ und Temperaturschwankungen sind. So ändert sich die Oszillatorfrequenz bei einem eingestellten Wert von 5,5 MHz beim Abfall der Batteriespannung von 9 V auf 7 V nur um 800 Hz, beim Abfall auf 5 V um 2,8 kHz. Bei einem Temperaturanstieg von 20 °C auf 40 °C ändert sieh die Oszillatorfrequenz von 5,5 MHz um etwa 1 kHz. Die Frequenzabweichung beträgt daher im Durchschnitt etwa 5 • IO -4 . Die gemessenen Werte der Frequenzabweichung liegen be¬ trächtlich unter denen, die unter ähnlichen Bedingungen mit Germanium¬ transistoren erzielt werden können. Die Abweichungen gehen praktisch in der Einstell- und Ablesegenauigkeit des Generators unter. Es erübrigen sich daher Maßnahmen zur Speise- spannungs- oder Temperaturstabilisierung des Oszillators. Ein weiterer Vorteil des Siliziumtransistors ist die relativ hohe Spannungsfestigkeit der Basis-Emitter-Strecke, die mit 5 V gegenüber 1 V wesentlich höher liegt als bei den Ge-Transistoren (GF 120... GF 14-3). Ebenfalls beträchtliche Größen weist die zulässige Verlustleistung auf,, die mit 500 mW den lOfachen W T ert der GF-Typen erreicht. Das ist be¬ sonders deshalb von Bedeutung, weil die Grenzfrequenz mit steigendem Kollektorstrom ebenfalls größer wird. Als Nachteil steht diesen guten Eigenschaften hauptsächlich die relativ große Kollektorkapazität von 20 bis 25 pF gegenüber (der GF132 hat dagegen nur 2,4 pF). Bliebe zu wünschen, daß recht bald auch ein verbilligter Bastlertyp dieses Transistors auf dem Markt erscheint. Bild 2 Prinzipschaltung der Oszillutorstuje mit npn- Transistor in Basis¬ schaltung 207 Da der Oszillatortransistor in Basisschaltung betrieben wird, ist der Spu¬ lenaufbau sehr einfach. Man benötigt für jeden Bereich nur eine Wicklung mit 2 Abgriffen. Die Anzapfungen für den Emitter liegen bei 6 bis 8 %, die für den Kollektor bei 35 bis 50% der Gesamtwindungszahl. Eine zu oberwellenhaltige Oszillatorspannung (zu feste Kopplung) kann durch das Einschalten eines Widerstands (R5) in die Rückkopplungs¬ leitung zum Emitter behoben werden. Beim Mustergerät war dies nur im Bereich 1 (0,340 bis 1,00 MHz) erforderlich (R5 = 100 fl). Als Dreh¬ kondensator wurde ein T-100-Exemplar verwendet. Für die unteren Fre¬ quenzbereiche (bis 7,5 MHz) wird das Vorkreispaket, für die höheren Fre¬ quenzen das Oszillatorpaket benutzt. Die Drehkondensatorpakete werden mit dem Boreichsumschalter (S1) mit umgeschaltet. Parallel zu jeder Spule ist zur Einstellung der oberen Frequenzbereiehsenden ein Trimmer (4 bis 10 pF) geschaltet. Das untere Bereichsende wird mit dem jeweiligen Spu¬ lenkern eingestellt. Die Trimmer am Drehkondensator wurden entfernt. Etwa erforderliche Widerstände R5 sind ebenfalls unmittelbar an den Spulen anzuordnen. In den Schaltbildern ist der Übersicht halber nur 1 Spule für 1 Frequenz¬ bereich eingezeichnet. Die Spulen für die übrigen Bereiche hat man sich an den freien Kontakten des Schalters S1 (Bild l) angeschlossen vorzustellen. Für die verschiedenen Bereiche findet man die Daten der Schwingkreise in folgender Tabelle. Bereich Drelikopaket Spulen- körper- Nr. An- schl. 1 Drahtstärke Durchmesser in mm 0,34-1 MHz Vorkreis 1 1-2 15 0,12 (115 = 100) 2-3 60 0,12 i 3-4 170 0,12 0,9- • • 3,0 MHz Vorkreis 2 1 — 2 5 0,15 2-3 10 0,15 3 — 4 60 0,15 ■2,8- 7,5 MHz Vorkreis 2 ■s 0,2 in 0,2 Bl 0,2 7,2--. 17 MHz Osz.-Kreis 3 1 — 2 2,5 0,2 2 — 3 20 0,2 3 — 4 20 0,2 13,5.*. 27 MHz Osz.-Kreis 3 1 — 2 1,5 0,2 2 — 3 8 0,2 3 — 4 10 0,2 208 Bild 3 Abmessungen der verwendeten Spulenkörper; rechts — Kammerkörper mit HF-Eisenkern, Mitte— Kammerkörper mit 11F-Eisenkern, links — Spulen- körper vom Bild-ZF-Verstärker Start mit Kern Die Abmessungen der Spulenkörper sind in Bild 3 angegeben. Der Fre¬ quenzbereich des Prüfgenerators reicht damit bis etwa 30 MHz. Für höhere Frequenzen eignet sich die Schaltung nicht, wenn dies auch im Interesse einer Erfassung des 10-m-Bandes und des TV-ZF-Bereichs (39,5 MHz) wünschenswert wäre. Ein Serienkondensator würde einen ungünstigen Skalenverlauf ergeben. Wenn sich auch eine genügend geringe Dreh¬ kondensatorkapazität realisieren läßt, so entstehen durch die Kollektor¬ kapazität von 20 bis 25 pF bezüglich der Kapazitätsvariation Schwierig¬ keiten. Darüber hinaus sind im Frequenzbereich über 30 MHz verschiedene Tran¬ sistorparameter, insbesondere die Stromverstärkung bzw. die Steilheit, nicht mehr reell, so daß sich mit der einfachen Basisschaltung nach Bild 2 kein sicherer Schwingungseinsatz erzielen läßt und man zusätzlich phasen¬ drehende Glieder anwenden müßte. Steht kein Siliziumtransistor zur Verfügung, so kann die Schaltung auch mit Germaniumtransistoren (GF131, GF132) aufgebaut werden. Auf Grund des entgegengesetzten Leitungstyps (pnp) der Ge-Transistoren ist der Transistor umgekehrt zu polen (Bild 4). Der Kollektorstrom darf bei der in diesem Falle zulässigen Verlustleistung von nur 50 mW eine Größe von 5 mA nicht überschreiten. Die Hochfrequenzspannung am Emitter des Oszillatortransistors bleibt auf den verschiedenen Frequenzbereichen und über dem Gesamtdreh¬ winkel des Drehkondensators nicht konstant, wie dies analog auch bei Böhrenschaltungen der Fall ist. Die Ausgangsspannung des Generators beträgt je nach Stellung des Drehkondensators und nach eingestelltem Frequenzbereich zwischen 0,3 und 1,5 V. Mit Hilfe des Drehwiderstandes R11 am Ausgang der Trennstufe lassen sich diese Differenzen ausgleichen. 14 Elektronisches Jahrhuch 1968 209 Bild 4 Prinzipschaltung der Oszillator stufe mit pnp- (Germanium-) Tran¬ sistor Zum genaueren Abgleich von ZF-Verstärkern können die Bereiche 1 auf etwa 400 bis 500 kHz, 3 auf etwa 5 bis 6 MHz und 4 auf etwa 10 bis 11,5 MHz eingeengt werden. Die Schaltung entspricht dann Bild 6. Bei den eingeengten Bereichen wird nur das Oszillatorpaket des Drehkonden¬ sators verwendet. Die Größe der Parallel-(Cp) bzw. Vorschaltkondensa¬ toren (C v ) für die verschiedenen eingeengten Bereiche ist dann etwa: Bereich Cp C v 1 a 100 pF entfällt 3a 40 pF 100 pF 4a 20 pF 50 pF Diese eingeengten Bereiche oder gespreizten Bänder können bei Verwen¬ dung der gleichen Spulendaten wie bei den Xormalbereichen auf zusätz- K2D Bilds Schaltung der Modulator stufe unter Verwendung eines Übertragers K20 210 Bild 6 Prinzipsckalt ung der Oszillatorstufe mit eingeengtenPrequenz- bereichen für den ZF-Abgleich KU 4,T ^POszil 'Drehkondensator Oszillatorkreispaket liehen Stellungen des Schalters S1 untergebracht werden. Die angegebenen Werte von C () und C v sind nur Richtwerte; die genauen Werte lassen sich beim Abgleich ermitteln. Der NF-Geuerator Der NF-Generator (T3 und T4) entspricht weitestgehend dem 1000-Hz- Generator nach [4] und kann auf der dort angegebenen Leiterplatte auf¬ gebaut werden. Lediglich die Schaltung des als Modulationsverstärker eingesetzten Transistors T4 weicht von der Schaltung des Generators in [4] ab. Eine andere erprobte Modulationsschaltung (Bild 5) verwendet einen Übertrager (K20). Die Wicklungswiderstände von Primär- und Sekundär¬ wicklung wirken hierbei als Emitterwiderstände der Transistoren T2 und T4. Die Modulatorstufe Diese Stufe wird an der Basis durch die Hochfrequenz des Oszillators gesteuert und, wie beschrieben, am Emitter durch die NF moduliert. Im Kollektorkreis dieser Stufe kann am Schleifer eines Potentiometers Rll die modulierte Ausgangsspannung regelbar abgenommen werden. Hier¬ mit verbunden ist eine Gleichrichterschaltung mit einem Ausgang an den Buchsen (Bul, Bu2); an dieser läßt sich ein Mikroamperemeter anschlie¬ ßen und die Höhe der Ausgangsspannung ablesen. Durch den Spannungs¬ teiler R12-. R14 ist es möglich, diese Spannung bei geöffnetem Schalter S2 auf Werte bis zu einigen Mikrovolt herunterzuregeln. Bei geschlosse¬ nem Schalter S2 kann der Buchse Bu3 eine HF-Spannung von maximal 0,1 V entnommen werden. 14* 211 Die Anzeige der Ausgangsspannung ermöglicht zwar nur bei entsprechen¬ der Eichung eine Absolutmessung, gestattet aber auch, ohne diese Eichung einen konstanten Wert der HF-Spannung einzustellen, was bei der ge¬ nauen Aufnahme von Durchlaß- bzw. Dämpfungskurven notwendig ist. Da die Modulatorstufe hochfrequenzmäßig in Emitterschaltung betrieben wird, ist hierfür ein Transistor mit hoher Grenzfrequenz erforderlich. Bei einem Frequenzbereich bis 30 MHz sollte dies mindestens ein GF132, besser noch ein GF140 sein. Um die obere Grenzfrequenz noch etwas hinauszuschieben, kann man einen höheren Kollektorstrom, als in der Schaltung (Bild 1) angegeben, einstellen. Wegen des Spannungsabfalls am Emitterwiderstand empfiehlt es sich dann aber, die Modulationsschaltung nach Bild 5 zu verwenden. Soll der Generator nur für die unteren Bereiche ausgelegt werden, genügt als Modulator schon ein GF 131 oder GF130. Der Aufbau Die wichtigste Voraussetzung für die einwandfreie Funktion eines HF- Priifgenerators ist, daß die Hochfrequenz nicht auf unkontrollierten Wegen aus dem Gerät gelangen kann. Das Gehäuse des Generators wird daher zweckmäßig aus kupferkaschiertem Hartpapier zusammengelötet, wie schon in [3] beschrieben. Oszillator und Modulator sollten in eine, der Spannungsteiler R12-R14 und S2 in eine weitere Kammer eingebaut werden. Für die Widerstände R12 und R13 verwendet man am besten UKW- Widerstände (ohne Wendel). Auf Grund von Streukapazitäten ist damit zu rechnen, daß besonders bei den höheren Frequenzen am Ausgang (Bu3) nicht exakt die Spannung erscheint, die sich aus dem Teilerverhält¬ nis der Widerstände ergibt. Da der Generator ohnehin nicht für Präzisionsmessungen, sondern in erster Linie zum Empfängerabgleich und für andere Amateurzwecke ge¬ dacht ist, stört dies kaum. Inbetriebnahme nnd Abgleich Mit der Inbetriebnahme beginnt man beim NF-Generator. Die Arbeits¬ punkte der Transistoren T3 und T4 werden eingestellt, und man über¬ zeugt sich davon, daß die NF-Spannung (etwa 0,5 V) am Emitter des Modu¬ lators T 2 vorhanden ist. Die Arbeitspunkte von Modulator und Oszillator sind zunächst auf möglichst kleine Werte einzustellen. Danach beginnt man mit dem Frequenzgrobabgleich im Bereich 1. 212 Mit einem Frequenzmesser [5] oder geeichtem Empfänger werden die Bereichsenden festgelegt. Die Größe der HF-Spannung über dem Wider¬ stand R 11 soll zumindest an einer Stelle des Bereichs 1 V übersteigen. Das angeschlossene Mikroamperemeter zeigt dann mindestens 70 [iA an. Wird dieser Wert nicht erreicht, so ist zunächst der Kollektorstrom von T2, gegebenenfalls auch der von TI zu erhöhen. Auf diese Weise werden alle anderen Bereiche vorabgeglichen, wobei sich die Notwendigkeit er¬ geben kann, auf den höherfrequenten Bereichen die Kollektorströme weiter zu vergrößern. Zuletzt erfolgt der Feinabgleich mit der Aufnahme der Skalenpunkte. Literatur [1] Diefenbach, W ., Transistor-Prüfsender ,,Subminicheck“, Funktechnik, Nr. 14/1958, S. 485 und 486 [2] HeUnyi , Läszlö, Trauzisztoros amatör szignälgenerätor, Bädiötechniko (ungar.), Nr. 4/1961, S. 98 und 99 [3] (lapp, J., Transistor-Prüfsender für ZF und Mittelwelle, Funkamateur, Nr. 12/1966, S. 579 und 580 [4] Borkmann, I., NF-Siuusgenerator für eine Festfrequenz, Funkamateur, Nr. 1/1966, S. 25 und 26 [5] Schubert, K.-E., Frequenzmessung und Frequenzmesser, Der praktische Funkamateur, Band 6, Deutscher Militärverlag, Berlin Selbstenthiillung Wir zitieren aus , Aug. 22, 66: ,,Himmelhohe Kosten — Obwohl es die Navy niemals zugab, war ihr 600-Fuß-Durch¬ messer- Funkteleskop in Sugar Grove W. Va. dazu bestimmt, die Funkverbindungen mit Mondreftexionstechnik ,hinter dem eisernen Vorhang' zu belauschen. Als die Kon¬ struktion 1957 begonnen wurde, sagte die Navy, daß dieses Projekt 60 Millionen Dollar kosten würde. 1962 — vollendet waren die Bodenkonstruktionen — betrugen die Kosten bereits 135 Millionen Dollar, was vor allem durch technische Schwierig¬ keiten bedingt war. Nun wurde es McNamara zuviel) er befahl der Navy, die Ent¬ wicklung zu stoppen. Zu diesem Zeitpunkt wurden die Kosten zur Errichtung des gewichtigen Parabolspiegels auf 200 Millionen Dollar geschätzt 213 Elektronen Röhren Bildaufnahmeröhren Bildwiedergaberöhren Höchstfrequenzröhren Senderöhren Empfängerröhren Fordern Sie unser ausführliches Prospekt- und Katalogmaterial! VEB Werk für Fernsehehktronik 116 Berlin-Oberschöneweide Ostendstr. 1—5 Manfred Wagner — DM2ADD Reiner Schlegel — DM3TCD Spielautomat mit zwei Programmen Wer hat nicht schon in heiteren Stunden seinem Spieltrieb freien Lauf ge¬ lassen, ob im Mensch ärgere dich nicht, beim Skat oder mit sonstigen ver¬ gnüglichen Spielereien. Eines ist allen Spielen gemeinsam: Es gibt Gewin¬ ner und Verlierer. Gewinner möchte man gern selbst sein . . . Man nehme 13 Streichhölzer und 2 Spieler. Jeder Spieler darf 1, 2 oder 3 Hölzer mit einem Zug wegnehmen. Der Partner hat den nächsten Zug, er nimmt ebenfalls 1, 2 oder 3 Hölzer weg. Verloren hat, wer das letzte Streichholz aufnehmen muß. So weit, so gut, das Spiel ist mit Hölzchen, Steinchen, Knöpfen usw. über tausend Jahre bekannt, und man braucht einen Partner zum Mitspielen. Aber muß der Mitspieler eigentlich ein Mensch sein? Im Zeitalter der technischen Revolution spielen wir das gleiche Spiel elektronisch gegen einen „denkenden“ Spielautomaten. An Stelle der Streichhölzer verwenden wir Umschalter, und zwar 13 Stück. Nachdem wir unseren ersten Zug durch Umschalten von 1, 2 oder 3 Schaltern getan haben, zeigt uns die Maschine nach Druck auf den Druckschalter ihren Gegenzug mit Hilfe von Glühlampen an, ob sie 1, 2 oder 3 von den rest¬ lichen Schaltern abziehen möchte. Die 4. Glühlampe leuchtet auf, wenn die Maschine „paßt“ oder verloren hat. Das ist eigentlich bereits alles. Zum Aufbau des Geräts gibt es wenig zu sagen. Die 13 Schalter werden an¬ geordnet, wie in Bild 1 gezeigt. Man kann selbstverständlich auch andere geometrische Anordnungen wählen. Als Stromversorgung dient eine Taschenlampenbatterie. Es sind, technisch gesehen, keinerlei Komplika¬ tionen zu erwarten — gute Lötstellen an den Schaltern und Lampen vor¬ ausgesetzt! Bild 2 zeigt die Schaltung des Geräts mit einem Programm. Wie ist gegen bzw. mit dieser „denkenden“ Spielmaschine zu spielen? Entweder der Spieler oder die Maschine führt den ersten Zug aus. Er schaltet 1, 2 oder 3 Umschalter nach rechts. Danach drückt er auf den Druckknopf. Die Zahl neben, der entsprechenden Glühlampe zeigt an, welchen Gegenzug die Maschine ausführt. Für die Maschine ist nunmehr die entsprechende, von ihr angegebene Anzahl von Schaltern ebenfalls nach rechts umzulegen. 215 Bild 1 Ansicht der Frontplatte des Spielautomaten. Bei dieser Schalter¬ stellung ist. der Spiel¬ automat für das Pro¬ gramm 1 geschaltet. Die Schalternumerierung beginnt links außen mit S1 und endet mit S13 über dem Punkt des I ragezeichens Dann führt der Spieler seinen zweiten Zug aus usw. Verloren hat der, der den letzten Schalter Nr. 13 umlegen muß. Theorie dieses Spieles Die nachfolgend beschriebene Theorie dieses Spieles best sich etwas kom¬ plizierter, als sie in der Praxis ist. Selbst wer sie überhaupt nicht liest oder nach dem ersten Durchlesen nicht gleich vollständig übersieht, kann das Gerät voll funktionsfähig nachbauen. Folgende Grundregeln werden bei diesem Spiel vorausgesetzt (Pro¬ gramm 1): 1 — Es sind 13 Spielelemente vorhanden (Umschalter). 2 — Jeder Partner (Spieler oder Maschine) führt jeweils einen Zug aus, bei dem 1, 2 oder 3 Umschalter geschaltet werden. 216 3 — Nach Druck auf den Druckknopf zeigt die Maschine ihren Gegenzug mit einer Glühlampe an, von Hand des Spielers oder eines Zuschauers ist die Anzahl der von der Maschine angezeigten Zahl von Schaltern umzusehalten. (Der Zug der Maschine wird nicht von der Maschine selbständig ausgeführt, sondern er muß für die Maschine betätigt werden.) 4 — Wer den letzten Schalter zu betätigen hat, verliert das Spiel. 5 — Die Reihenfolge der umzuschaltenden Schalter ist von 1 bis 13 einzu¬ halten. Programmierung 1 zum Spielprinzip Mit Hilfe der vorgegebenen Programmierung (Bild 2) ergänzt die Maschine nach dem ersten Zug des Spielers immer auf 4, gleichgültig, ob 1, 2 oder 3 Umschalter betätigt werden, so daß der Rest 1 immer für den Spieler übrigbleibt. Der Spieler verliert! Nähme man also statt 13 nur 5 Umschalter, so wäre die Situation sofort übersichtlich, der Spieler könnte sich bereits beim ersten Zug ausrechnen,, daß für ihn 1 Schalter übrigbleibt. Bild 2 Schaltung des Spielautomaten für ein Viererprogramm. Verwendet werden lpolig^Umschalter 217 Beweis Schaltet der Spieler 1 Schalter, dann ergänzt die Maschine 3. Schaltet der Spieler 2 Schalter, dann ergänzt die Maschine 2. Schaltet der Spieler 3 Schalter, dann ergänzt die Maschine 1. 1 -f- 3 = 4, Rest 1 für den Spieler: er verliert 2 + 2 = 4, Rest 1 für den Spieler: er verliert 3 + 1 = 4, Rest 1 für den Spieler: er verliert Von 5 ausgehend, ist es dem Spieler also nicht möglich, zu gewinnen, auch wenn er nur 2 oder 1 Umschalter umlegt, da die Maschine immer die Mög¬ lichkeit hat, so viele Schalter zu betätigen, daß dem Spieler zuletzt ein Schalter übrigbleibt. Da der Spieler bereits verloren hat, wenn er am Zuge ist und noch 5 Schalter umzulegen hat, untersuchen wir, ob es außer der 5 noch weiteren Summen gibt, die zum Verlieren des Spielers führen. Wir gingen aus von (1 X4) + 1 = 5, jetzt untersuchen wir (2 x4) + 1 = 9 {hier wird das gleiche Spielprinzip verdoppelt). Die Maschine ergänzt nunmehr nach dem ersten Zug auf 4, der Rest 5 bleibt für den Spieler zum Verlieren; der Rest 1 wird nunmehr an den Schluß des Spieles ge¬ schoben. Wir können die Reihe fortsetzen und stoßen auf (3x4)+ 1 = 13 Schalter (unsere Variante), (4 x4) + 1 = 17 Schalter, {5 x4) + 1 = 21 Schalter usw. Das Spiel ist also erweiterungsfähig, sinnvoll erscheinen 13 oder 17 Schalter. Allgemein gilt: N = (4 • n) + 1, wobei n der Multiplikationsfaktor ist. Damit|gilt eben¬ falls allgemein, daß, wenn ein Spieler (Mensch oder Maschine) am Zug ist und ihm eine Anzahl von Schaltern (4 • n) + 1 vorgelegt wird, bei einem sinnvollen Spiel des Gegenspielers der ziehende Spieler stets verlieren muß (auch die Maschine). Wenn ein Spieler mehrfach gegen die Maschine spielt — und auch verloren hat —, so wird er seinem persönlichen Intellekt entsprechend die Systematik der Maschine beobachten und bald heraus¬ finden, daß die Maschine nach jedem Zug des Spielers auf 4 ergänzt. Damit wäre die vorgegebene Programmierung durchsohaut, und der Spieler könnte nun auch gegen die Maschine gewinnen. 218 Programmierung 2 Um diesen „Erkenntnisprozeß“ möglichst zu erschweren, ist es mit ein¬ fachen Mitteln möglich, die Maschine mit 2 Programmen zu versehen (Bild 3). Während wir das Programm 1 als Viererprogramm bezeichnen (die Maschine ergänzt immer auf 4), nennen wir das zweite Programm das Dreierprogramm (die Maschine ergänzt immer auf 3). Bild 3 zeigt die Schaltung für beide Programme. Die obige Spieltheorie reduziert sich nunmehr. Der Spieler darf jetzt nur noch 1 oder 2 Umschal¬ ter betätigen. Von 4 Schaltern ausgehend, ergibt sich: Schaltet der Spieler 1 Schalter, dann ergänzt die Maschine 2. Schaltet der Spieler 2 Schalter, dann ergänzt die Maschine 1. 1 -f- 2 = 3, Rest 1 für den Spieler: er verliert, 2 + 1*3, Rest 1 für den Spieler: er verliert. Bild 3 Schaltung des Spielauto¬ maten für 2 Programme. In der gezeichneten Schalterstellung spielt man das Viererprogramm. Nach Umschaltung aller Schalter liegt das Dreier- programm vor. Verwen¬ det werden 2polige Um¬ schalter 219 Bild 4 Blick in die Verdrahtung des Spielautomaten B ild 5 Ansicht der Frontplatte des Spielautomaten mit der Schalterstellung für das Dreierprogramm 220 Die allgemeine Formel für das Programm 2 heißt N= (3 - n) + 1. Die einfachste Möglichkeit, beide Programme im Spiel unterzubringen, bietet der 2polige Umschalter. Bei jedem Spiel nach dem 1. Programm wird zugleich mit dem Umlegen jedes einzelnen Schalters das Programm 2 vorbereitet. Sobald der Verlierer den letzten Schalter drückt, ist die Maschine komplett auf das zweite Programm umgeschaltet. Man braucht lediglich dem Spieler mitzuteilen, daß nunmehr an der Stelle von 1, 2 oder 3 Umschaltern nur noch 1 oder 2 Umschalter betätigt werden dürfen. Damit wird es dem Spieler erschwert, die logische Folge der Programmie¬ rung zu erkennen. Jeder, der den ersten Zug ausführt, verliert gegen die Maschine. Zieht die Maschine als erste und zieht der Spieler aus Unkenntnis der Regel eine ungenügende Anzahl, so gewinnt ebenfalls die Maschine. Hat die Maschine als erste gezogen und der Gegenspieler immer die richtige Anzahl geschal¬ tet, so gibt die Maschine das Spiel auf, da sie schon vor dem letzten Zug ihre „Niederlage“ erkannt hat. Das zeigt die Maschine durch Aufleuchten der Lampe „passe“ an. Der Aufbau des Spielautomaten Für den Aufbau eignen sich gut Plastebehälter, so wie sie z. B. für das Sortieren von Widerständen, Kondensatoren usw. verwendet werden. Oder man fertigt sich aus Holz, Metall oder Kunststoff einen entspre¬ chenden kleinen Kasten an (Bild 4). Das Gerät wird für Flachbatterien 4,5 V vorgesehen, es können Glüh¬ lampen 3,8 V o.ä. verwendet werden. Im Mustergerät wurde die Flachbatterie mit Duosan auf den Boden der Plastehülle geklebt. Die Anschlüsse konnten verlötet werden, da die Lebensdauer der Batterie fast mit ihrer Lagerungsdauer identisch ist. Auch bei häufiger Anwendung entsteht nur sehr geringer Stromverbrauch. Diese elektronische Spielmaschine wird sicherlich in Ihrem Freundes¬ und Bekanntenkreis kein geringes Erstaunen erwecken. Die Freude am Gewinnen ist sicher ebenso groß, als spielte man gegen einen mensch¬ lichen Partner. Das Gerät kann auch für psychologische Tests, z.B. bei Aufnahmeprüfungen an Ingenieur- oder sonstigen Schulen, verwendet werden. 221 Dipl.-Ing. Klaus Schlenzig Prüfsignalgeber TS 7 mit Piezofilter Signalquellen für die Funktionsprüfung von Verstärkern und Empfän¬ gern sind besonders in der handlichen Prüfstiftform sehr beliebt. Der Deutsche Militärverlag trug dem mit seinem Bauplan Transservice Rech¬ nung (Original-Bauplan Nr. 7). Die dort beschriebenen Tester zeigen, auf wie vielfältige Art und mit wie wenig Aufwand sich sogar mehrere Frequenzen in einem solchen Prüfstift erzeugen lassen. Die Gehäuse wurden aus Leiterplattenhalbzeug gefertigt. Das erleichtert nicht nur den Zusammenbau, das Gehäuse wird auf diese Weise gleichzeitig in die Schaltung mit einbezogen: Einmal dient die Folie als Schirm, zum anderen zum Kontaktieren der Batterie. Da diese Einzelheiten im ge¬ nannten Bauplan nachbausicher beschrieben sind, wollen wir uns an dieser Stelle auf die Wiedergabe im Bild beschränken. Gewissermaßen „nach Redaktionsschluß“ bot sich nun noch eine sehr interessante und vielen Amateuren sicher zusagende Möglichkeit mit einem neuen Bauelement an, über die im folgenden berichtet wird. Abweichend von „herkömmlichen“ Schaltungen zur Schwingungserzeu¬ gung (der Quarz sei wegen seines hohen Preises ausgeklammert) ist dieser Generator mit einem elektromechanischen Filter ausgestattet. Der vor¬ liegende Beitrag beschränkt sich auf die Testerschaltung. Außer auf die Einzelheiten der technischen Ausführung solcher Prüfstifte geht der obengenannte Bauplan auch ausführlich auf die einfache Herstellung von Leiterplatten ein. (Näheres über die genannten Filter in dem Beitrag auf S. 125.) Schaltunjj und Funktion (Bild 1) Der Generator besteht aus einem HF-Transistor, z.B. vom Typ GF120, der über ein phasendrehendes Glied rückgekoppelt ist. Für dieses Glied, das wie üblich L und C oder R und C enthält, wurde ein piezoelektrisches H-Filter eingesetzt. Entsteht an dessen Anschlüssen 3 und 4 (hier Kollek¬ torkreis) eine Spannungsänderung (z.B. Einschaltimpuls bei Inbetrieb¬ nahme), so bewirkt diese in dem zwischen 1 und 2 angeschlossenen piezo- 222 SPF 1*55-8 Bild 1 „TS 7 “ — NF-modu¬ liert er AM-ZF-Prüf- generator mit Piezofilter elektrischen Wandler eine reversible mechanische Deformation. Dieser „mechanische Impuls“ gelangt über den Koppelsteg im Filter zum zwei¬ ten Wandler, indem daraus wieder eine elektrische Spannung wird. Bei richtiger Polung (vgl. Bild 1) hat diese Spannung genau entgegengesetzte Polarität zum erregenden Impuls. Das aber ist (entsprechende Verstär¬ kung vorausgesetzt) die Bedingung, unter der sich ein Transistor in Emit¬ terschaltung selbst erregen kann: Am Kollektor entsteht jetzt eine größere Änderung. Diese wird wieder in der richtigen Phase auf die Basis geführt usw. Die zur Anfachung einer Schwingung nötige Energie überträgt jedoch das Filter nur für ein schmales Frequenzband; Es ist der Bereich der Haupt-Eigenresonanz des H-Filters, also um 455 kHz (ZF vieler AM- Transistorempfänger). Gelingt es nun noch, dieses ZF-Signal mit einer hörbaren Frequenz zu modulieren, so läßt sich mit einer solchen Anordnung der ZF-Verstärker von Transistorgeräten bequem testen und abgleichen. DasNF-Signal ver¬ mag außerdem in gewohnter Weise, NF-Verstärker zu überprüfen. Ein genügend hoher Oberwellenanteil schließlich gestattet sogar einen Funk¬ tionstest am Eingang des Fernsehtuners, zumindest in den unteren Kanä¬ len. Davon ließ sich infolge der Auswanderung des Bildes leider kein brauchbares Foto anfertigen. Auf jeden Fall steht für die Erzeugung eines Bildmusters am Eingang des Bildverstärkers ein ausreichendes Signal zur Verfügung (Bild 2). Selbstverständlich bieten außerdem die im Ab¬ stand von 455 kHz wiederkehrenden Oberwellen, die mit der hörbaren NF moduliert sind, für den Kurzwellenamateur ein recht nützliches Prüf- 223 Bild 2 Bildmuster auf dem Fernsehschirm bei Ein - speisuna den 'TS-7- Signals in den Bildver¬ stärkereingang signalspektrum auf allen Bändern. Auf Mittelwelle stehen bei 910 kHz und bei 1365 kHz zwei „Marken“ zur Verfügung. Außerdem können in den verschiedenen Frequenzbereichen u.U. noch Mischprodukte, z. B. mit Harmonischen der Oszillatorfrequenz, auftreten. Entspricht f z des Emp¬ fängers gerade der Testerfrequenz, so kann diese bei geringer Eingangs¬ selektion auch zum ZF-Teil „durchschlagen“. Die Eigenmodulation des HF-Generators mit NF bewirkt eine Rückführung des gleichgerichteten ZF-Ausgangssignals auf die Basis. Ein Zeitglied sorgt für die periodische Veränderung des Basispotentials im Takte einer hörbaren Schwingung. Das Ergebnis erkennt man in den Bildern 3 und 4. Tn Bild 4 ist im Rück¬ lauf des Oszillografen noch schwach der HF-Kurvenzug auszumachen. Bild 3 Ausgangssignal des TS- 7, mit ei nemjf NF- Oszillografen sichtbar ge¬ macht. (der NF-Schwin¬ gung szug ist gut zu erken¬ nen) Bild 4 Ausgangssignal in größe¬ rer Auflösung — im Bücklauf ist (auf dem Originalfoto) schwach die IIF-Schivingung zu sehen 224 80 © © Bild 5 Leitungsmuster- und Bestückungsplanvorschlag für den TS 7 Die in Bild 1 genannten Werte sind zwar in weiten Grenzen variierbar, doch sollte man einen möglichst kleinen Energieumsatz anstreben. Das Piezofilter wird in der vorgegebenen Schaltung ja zweckentfremdet ein¬ gesetzt; es ist für größere Leistung gar nicht dimensioniert. Dem Autor „starben“ 2 Filter, als die Schaltung durch einen kleinen Kollektorwider¬ stand und einen entsprechenden Basiswert noch härter ausgelegt war. Als Schlußfolgerung daraus hüte man sich also auch beim Piezo-ZF-Verstär¬ ker vor Selbsterregung! Außerdem scheint es noch notwendig, darauf hinzu weisen, daß die Filteranschlüsse möglichst ungekürzt anzulöten sind (mit Schlauch überziehen!), da sie sonst leicht Schaden nehmen. Praktische Ausführung Bild 5 zeigt einen Vorschlag für die Anordnung der Teile und für das Leitungsmuster, wenn das im genannten Bauplan verwendete Format ge¬ wählt wird. Der Prüfstift erhält dann ein Äußeres nach Bild 6. Er weist Bild 6 TS 7 in einem aus Leiter¬ plattenmaterial zusam- mengelölelen Hartpapier¬ gehäuse 15 Elektronisches Jahrbuch 1968 225 Bild 7 Einzelheit „Batterie" im hinteren Teil des Gehäuses als Batterie 2 in Serie geschaltete 50-mAh-Knopfzellen auf, die zwischen 2 Ladungen etwa 100 Betriebsstunden ermöglichen (Bild 7). Dabei Signal¬ gebern stets die Gefahr besteht, daß mit ihnen Punkte höherer Spannung berührt werden, ist der Ausgang mit einem 1-nF-Kondensator von min¬ destens 500V Betriebsspannung abzublocken. Dennoch muß man bei sol¬ chen Tests vorsichtig sein (vgl. Bauplan!); überhaupt sollten im Zeit¬ alter des Transistors Reparaturen an röhrenbestückten Geräten dem dafür ausgebildeten Fachmann überlassen bleiben. Bezugsquellen Die genannten Piezofilter gelangten inzwischen in den Handel, doch ist die Belieferung zur Zeit noch nicht ausreichend. Am besten schickt man zur Vorbestellung eine Postkarte an das bekannte Versandhaus „funkamateur“, 8023 Dresden. Bürgerstraße 47. 226 Ing. M. Czirr NF-Meßgeräte für den Amateur Der ernsthafte Amateur wird sich bei der Prüfung von NF-Geräten nicht allein auf sein Gehör verlassen, sondern stets bestrebt sein, die Eigen¬ schaften der Geräte durch Messungen zu erfassen. Industrielle Meßgeräte sind jedoch für die meisten Amateure kaum erschwinglich; in diesem Fall bietet der Eigenbau einen Ausweg. Hierzu einige Anregungen. Tomjenerutomi Um beispielsweise die Frequenzabhängigkeit der Verstärkung, des Ein¬ gangsscheinwiderstands oder der nichtlinearen Verzerrungen zu messen, benötigt man zunächst einen Tongenerator, der Sinusspannungen im Be¬ reich von 40 Hz bis 15 kHz abgibt. Schwebungssummer Einen von J. Franz entwickelten, einfachen Generator nach dem Schwe¬ bungsprinzip zeigt Bild 1 [1]. Durch Überlagern zweier Schwingungen fj und f 2 an einem nichtlinearen Glied entstehen zusätzliche Schwingungen der Frequenzen fj 4 f 2 sowie fj — f 2 und eine Anzahl von Oberwellen. Im Schwebungssummer benutzt man die Differenzfrequenz f t — f 2 zur Erzeu¬ gung der Tonfrequenzen, weshalb das Gerät korrekter als Differenz-Ton- Generator bezeichnet wird. Ist eine Frequenz konstant, so kann durch Verändern der zweiten der gesamte NF-Bereich ohne Umschaltung überstrichen werden. Beträgt z. B. f x 100 kHz und ändert sich f 2 von 100 bis 80 kHz, so erhält man die Differenzfrequenzen von 0 bis 20000 Hz. Die Frequenz f 2 wird durch einen Drehkondensator abgestimmt, der parallel zu einer Festkapazität angeordnet ist. Die beiden Generatoren dürfen nicht aufeinander koppeln, da sonst ein Synchronisiereffekt auftritt, der die Erzeugung tiefer Fre¬ quenzen verhindert. Großer Wert muß auf völlig gleichen Aufbau der 15* 227 ca.WkHz Bild 1 Schaltung für einen Differenz-Ton-Generator (Schwebungssummer) TI bis T4-GF 100 (OC871), GF 105 (OC872), o.ä. mit geringem I CE0 T5 - GC 116, OG 826 o.ä. Generatoren gelegt werden, damit Schwankungen der Umgebungs¬ temperatur oder der Betriebsspannung gleichartige Änderungen hervor - rufen und eine Änderung der Differenzfrequenz unterbleibt. Ändert sich beispielsweise nur der erste Träger um 0,1 % von 100 kHz auf 100,1 kHz. so erfährt eine mit konstantem zweitem Träger von 99 kHz erzeugte NF von 1 kHz eine Änderung von 100 Hz entsprechend 10 % [2]! In der gezeigten Schaltung sind beide Generatoren gleichartig aufgebaut. Eine galvanische Verkopplung wird durch Trennstufen vermieden. TI und T2 schwingen in Basisschaltung. Die Rückkopplung erfolgt über den zum eigentlichen Kreiskondensator 2 nF (Kunststoffolie) in Reihe liegen¬ den Kondensator 0,18 pF. Der Kollektorstrom beträgt etwa 0,5 mA. T1 und T2 sollen unbedingt gleiche Typen sein, um unterschiedliche Drift der Parameter zu vermeiden. Der 0,18-p.F-Kondensator bestimmt Schwing¬ spannung und Kurvenform, sein Wert kann in geringen Grenzen variiert werden, um kleinen Klirrfaktor der NF zu erreichen. Die Trennstufentransistoren T3 und T4 sind gleichstrommäßig mit den Generatoren verbunden. Der Emitterwiderstand bleibt im Interesse einer kräftigen Stromgegenkopplung unüberbrückt. Der Kollektorstrom beträgt 1 bis 2 mA. 228 Über die Koppelkondensatoren 1 nF wird die HF dem Mischtransistor T5 zugeleitet. Die Einstellung des Arbeitspunkts erfolgt mittels Prl auf größte NF-Amplitude bei geringstem Klirrfaktor. Hier liegt der Kollektor¬ strom bei 0,5 mA. Für T5 wird ein NF-Transistor verwendet, da HF- Typen die unerwünschten HF-Reste nur unnötig verstärken würden. Die HF-Siebung erfolgt durch einen Saugkreis, den man auf den Bereich der Oszillatorfrequenzen abstimmt. Pr2 erlaubt den dosierten Abgriff der NF-Spannung. Werden höhere Ausgangsspannungen verlangt, kann man eine Verstärkerstufe nachsehalten. Der praktische Aufbau bereitet keine Schwierigkeiten. Bild 2 gibt eine Anregung für die Verdrahtung. Eine Abschirmung der einzelnen Genera¬ toren kann entfallen, wenn ein Abstand von etwa 15 cm zwischen beiden eingehalten wird. Die Induktivität von LI bzw. L2 liegt bei 1,3 mH. Der Entwickler benutzte Spulen aus 460-kHz-ZF-Filtern. deren Parallel¬ kapazität 80 bis 100 pF beträgt. L3 hat 8 bis 9,5 mH. Nach erfolgtem Aufbau kontrolliert man zunächst die Transistorspannun¬ gen und -ströme. Als Stromquelle dienen 2 Flachbatterien BDT 4,5 in Reihenschaltung. Steht kein Oszillograf zur Verfügung, so kann zur Kon¬ trolle zunächst ein Rundfunkgerät über den Tonabnehmeranschluß ver¬ wendet werden. C 0 wird in Mittel-, C v in Anfangsstellung gedreht. Nun stellt man mittels Eisenkernabgleich von LI und L2 Schwebungsnull ein. Beim Eindrehen von C v wird dann die Tonhöhe rasch ansteigen. Der Eichvorgang erfolgt am einfachsten mit Hilfe eines geeichten Tongene¬ rators unter Zuhilfenahme des Oszillografen. Bei Anschluß der Tongene¬ ratoren an die Y- und X-Eingänge entstehen bei ausgeschalteter Kipp- TZ U Bild 2 Vorschlag für den Schaltungsaufbau ; a — Generatoren, b — Mischstufe \von den Seneramren^ 229 Spannung die bekannten Lissajous- Figuren, bei einem Frequenz Verhältnis 1 : 1 in Form eines Kreises. Während des Eichens ist des öfteren zu kon¬ trollieren, ob die Nullstellung noch stimmt. Abweichungen korrigiert man mit LI. Nach der Eichung werden die Kerne von LI und L2 mit einem Tröpfchen Wachs festgelegt. Die Nullkorrektor im späteren Betrieb er¬ folgt dann mittels C 0 . Der HF-Anteil der Tonfrequenz wird durch Ab- gleich von L3 (bei f = 5 bis 10 kHz) auf Minimum eingestellt. Auch even¬ tuell auftretende Pfeifstellen können durch geeigneten Abgleich von L3 beseitigt werden. RC-Generator Bei RC-Generatoren wird überwiegend das Prinzip der Brücke an¬ gewendet, das jedoch stets die gleichmäßige Veränderung zweier frequenz¬ bestimmender Glieder verlangt. Ein interessanter Tongenerator, der die Frequenzänderung mit nur einem Abstimmelement ermöglicht, wurde von K. F. Heine erprobt (Bild 3). Die Schaltung enthält 2 Phasenschieberstufen. Die Rückkopplungs¬ bedingung ist bei 2 7T VRj C x R 2 'C 2 230 erfüllt, wobei der Verstärkungsfaktor nur wenig über 1 zu liegen braucht. Wird R2 verändert, so ergibt sich bei einem Widerstandsverhältnis von 1: 1000 eine Frequenzänderung > 1: 30 (bei gleichzeitiger Änderung von RI und R2 sind Frequenzänderungen bis 1 :1000 möglich). Im Interesse einer übersichtlichen Skalenteilung ist ein logarithmisches Potentiometer zu verwenden. Soll die höchste Frequenz am rechten Anschlag liegen, so muß die Charakteristik negativ logarithmisch sein. Die Abstimmung ist in 3 Bereiche gegliedert und erreichte mit einem Potentiometer 1 MD folgenden Frequenzumfang [4]: CI = C2 in nF 100 10 1 Af in Hz 10 bis 300 100 bis 3000 1000 bis 30000 Es ist darauf zu achten, daß die Katoden- und Anodenwiderstände jedes Röhrensystems der ECC 82 Übereinstimmung zeigen (2 bis 3%). Als Verstärkerstufe folgt das Heptodensystem der Röhre ECH 81 in Gleichstromkopplung. Es ist stark gegengekoppelt, wobei die am Ka¬ todenwiderstand abfallende Wechselspannung gleichzeitig das in Gitter¬ basisschaltung arbeitende Triodensystem steuert. Der Spannungsteiler 0,3Mß/0,l M£I sorgt für den richtigen Arbeitspunkt und für eine zusätz¬ liche Gegenkopplung. Die am Heptodensystem auftretende Wechselspannung wird nach Gleich¬ richtung zur Regelung der Schwingamplitude ausgenutzt. Sie beeinflußt das zweite Steuergitter und damit die Verstärkung. Die Amplitude bleibt durch diese Regelung auf ± 1 dB konstant. Sollte ein größerer Abfall bei hohen Frequenzen auftreten, so kann der Katodenwiderstand (5 kß) etwas verkleinert werden. Beim Aufbau ist auf kapazitätsarme Verdrahtung zu achten. Die Speise¬ spannung 150 V wurde stabilisiert, um eine Frequenzdrift bei Netzspan¬ nungsschwankungen zu verhindern. Der Netztransformator hat folgende Daten: Kern M 65/26, Netzwicklung 1540 Wdg.. 0,22-mm-CuL, Schirm¬ wicklung 160 Wdg., 0,16-mm-CuL (einseitig herausgeführt), Anoden¬ wicklung 2000 Wdg., 0,16-mm-CuL, Heizwicklung 2 X25 Wdg., 0,50-mm- CuL. Röhrenvoltmeter Der Fehler einer Messung wird außer von der Genauigkeit des verwen¬ deten Meßgeräts entscheidend dadurch bestimmt, inwieweit durch den Meßvorgang die Arbeitsbedingungen des Prüflings unbeeinflußt bleiben. Man wird daher stets bemüht sein, den Eingangswiderstand von Span¬ nungsmessern recht hoch zu halten. Gerade diese Forderung läßt sich mit Transistorschaltungen z.Z. nur schwer erfüllen, so daß die Verwendung von Röhren vorteilhafter ist. 231 Tonfrequenzmillivoltmeter Die Messung auch sehr kleiner Wechselspannungen, z. B. bei der Bestim¬ mung des Aufzeichnungsstroms von Magnetköpfen mit Hilfe eines kleinen Reihenwiderstands oder zur Erfassung von Störabständen, ermöglicht ein Millivoltmeter, das von G. Schellhorn entwickelt wurde (Bild 4) [5], Es zeichnet sich durch eine Reihe guter Eigenschaften und durch ver¬ hältnismäßig einfachen Aufbau aus. Der Frequenzbereich umfaßt etwa 10 Hz bis 100 kHz, der Eingangswiderstand beträgt 1 MO, die Meßbe¬ reiche entsprechen 5 mV bis max. 1000 V Vollausschlag. Die Meßspannung wird in einem Ohmschen Spannungsteiler auf 5 mV Eingangsspannung für die erste Röhre reduziert, wobei die Abstufung so vorgenommen wurde, daß eine Messung im ungenaueren unteren Skalen- bereich ausgeschaltet ist. Der Teiler kann mit Hilfe der Formel Up • R« U — Rv ges auch auf beliebig andere Stufungen berechnet werden. Hierzu beginnt man mit der Berechnung des höchsten Meßbereichs und erhält den unter¬ sten, an Masse liegenden Widerstand. Bei der Berechnung des zweiten Meßbereichs ist dieser dann als R v zu berücksichtigen. Für die weiteren Bereiche setzt sich R v aus der Summe der bereits berechneten Teilwider¬ stände zusammen. 232 Die Kondensatoren CI und C2 dienen zur Frequenzgangkompensation. Die Werte können je nach Aufbau verschieden sein und werden experi¬ mentell erprobt. Ein kapazitiv kompensierter Spannungsteiler ist be¬ kanntlich dann als frequenzunabhängig anzusehen, wenn RlCl = R2C2 gewählt wird. 2 Zusatzwiderstände erweitern die Anwendungsmöglichkeiten. So können durch Verwendung der Buchsen Bu2 und Bu4 symmetrische Wechsel¬ spannungsmessungen vorgenommen werden. Die Bereichsendwerte sind mit dem Faktor 2 zu multiplizieren. Zwischen Bu 1 und Bu3 kann im Me߬ bereich 250 V eine Spannung bis zu 1000 V angelegt werden, wie sie z. B. an den Anodenwicklungen großer Kraftverstärker auftritt. Die Toleranz der Widerstände beeinflußt die Meßgenauigkeit. Die Gitter¬ vorspannung der 1. Stufe gewinnt man durch Anlaufstrom. Auf diese Weise wird die Katodenkombination eingespart und eine zusätzliche Fre¬ quenzabhängigkeit vermieden. Nach der 2stufigen Verstärkung wird die Meßspannung der Gleichrichterstufe zugeführt, die das Instrument speist. Die Dioden (OA 025 o.ä.) sollen untereinander übereinstimmen. An Stelle des 250-p.A-Meßwerks können auch andere, z.B. 100-^.A-Typen, Verwen¬ dung finden. Sie werden dann mit einem entsprechenden Shunt versehen, der sich wie folgt berechnet: Rp = Im I M = Meßwerkstrombereich, I = gewünschter Bereich, R u = Meßwerk¬ widerstand. Man kann ihn auch experimentell erproben. Bei Verwendung von Me߬ werken mit I M > 250 [xA muß eine Empfindlichkeitseinbußo des Milli- Voltmeters in Kauf genommen werden. Verzichtet man auf die Ablesung im untersten Skalenbereich, so kann die vorhandene Skalenteilung des Meßwerks beibehalten werden, da nur im ersten Skalendritte] Abweichungen von der Linearität auftreten. Andern¬ falls eicht man die Skala mit Hilfe von Vergleichsgeräten neu. Die Stabilität des Geräts wird durch starke Gegenkopplungen gewähr¬ leistet. Sie sind auf 2 Wege aufgeteilt. So erfährt die 2. Stufe eine starke Stromgegenkopplung in Form des unüberbrückten Katodenwiderstands. Der zweite Weg führt von der Anode der 2. Stufe über den Meßkreis zur Katode der 1. Stufe. Hier ist mit Hilfe eines 100-fl-Reglers der genaue Verstärkungsabgleich möglich. Dem Höhenabfall der Verstärkung wird, durch C3 entgegengewirkt. Der Netzteil hat einen handelsüblichen Netztrafo mit 250-V-Anoden- wicklung und Einweggleichrichtung. Die Mitteianzapfung der Heizwiek- lung ist an 0 zu legen. Fehlt sie, so muß man einen „Entbrummer“ 100 fl mit dem Schleifer an 0 einschalten. 233 Der Aufbau ist nach NF-Gesichtspunkten vorzunehmen. Hierzu gehören z.B. die sternförmige Zusammenfassung aller Nulleitungen an einem Chassispunkt in der Nähe der 1. Stufe, abgeschirmte Unterbringung des Netzteils (Chassisunterteilung) und Verdrillen der Heizleitungen. Die Spannungsteilerwiderstände werden zur Erreichung geringster Parallel - kapazitäten direkt an die Schalterkontakte gelötet. C4 ist isoliert zu mon¬ tieren und zum Vermeiden unerwünschter Kopplungen eventuell zu schirmen. Die Eichung erfolgt mit Hilfe eines Vergleichsgeräts, z. B. unter Verwen¬ dung der Netzspannung, durch Einstellen von Prl auf Sollanzeige. Für die Beurteilung des Frequenzgangs ist ein Tongenerator erforderlich. AnStelle der ursprünglich vorgesehenen Röhren EF 804 und 1/2 EGC81 werden EF86 und EG 92 verwendet. Der experimentierfreudige Amateur wird gewiß den Einsatz der Verbundröhre EOF82 erproben, muß jedoch beachten, daß die Röhren EF804 und EF86 speziell für höhere Ansprüche (geringes Brummen und Rauschen) entwickelt wurden. Gleielispuiininigsrülircnvultnieter Das Messen von Gleichspannungen an den Elektroden von Röhren und Halbleitern erlaubt einen schnellen Rückschluß auf Arbeitspunkt und Arbeitsbedingungen. Es hat jedoch nur dann Aussagekraft, wenn der Eigenwiderstand des verwendeten Spannungsmessers so groß ist, daß die Spannung am Meßpunkt unverfälscht gemessen werden kann. Bekannt¬ lich berechnet sich der Eigenwiderstand Rjy eines Spannungsmessers zu R;v = U M • Di, wobei U M den Meßbereich und D, die sogenannte Stromdämmung bedeuten [6], So hat beispielsweise der bekannte Vielfach¬ messer I eine Stromdämmung von 333 ß/V und somit im Meßbereich 30 V einen Eigenwiderstand von R; v - 30 V ■ 333 ß/V 10000 ß. Wollen wir damit die Spannung an einem Basisteiler mit den Teilerwider¬ ständen Ryi = 33 kß und Rt 2 = 6,8 kß, U B = 12 V, bestimmen, so erhalten wir folgendes Ergebnis: Während die unbelastete Teilerspannung gemäß U Ta = U B beträgt, messen wir U T2 = U R T 2 V r ,= 12 R ji j ~f - R 'j' 2 R P B R.fi + R p 4,1 • 10 3 = 12 6,8 • 10 3 33 • 10 3 + 6,8 • 10 3 R t „. R: 2,05 V 33 ■ 10 3 + 4,1 • 10 3 mit R p = T2 ; ^ ss 4,1 kß "T 2 T K i V : 1,32 V. 234 ECC 85 Fehlwert — Sollwert Damit ergibt sieh ein Meßfehler von F = -rrri-■ 100 in ° Sollwert % zu etwa — 35 %. Dieses Beispiel zeigt deutlich, daß eine solche Mes¬ sung keinerlei Aussagekraft hat. Das Gleichspannungsröhrenvoltmeter gemäß Bild 5 weist einen konstan¬ ten Eingangswiderstand von 12 MQ auf und vermeidet daher eine unzu¬ lässige Belastung am Meßpunkt. Es arbeitet in A-Schaltung, so daß posi¬ tive und negative Gleichspannungsänderungen am Gitter gleich große Anodenstromänderungen hervorrufen. Mit Hilfe eines Polwenders wird das Instrument entsprechend umgeschaltet. Zur Kompensation des Ano¬ denruhestromes dient ein zweites Röhrensystem. Die Stromgleichheit stellt man mit dem Nullpunktregler „0“ ein. Er ist an der Frontplatte angeordnet. Für den Eingangsspannungsteiler können Widerstände mit 5 bis 10 % Toleranz verwendet werden, da jeder Bereich über einen eigenen Einstell¬ regler zur Eichung auf Vollausschlag verfügt. Natürlich kann bei Aufbau des Teilers mit 1 %igen Widerständen diese zweite Schaltebene des Be¬ reichsschalters entfallen. Dann verbleibt nur ein Einstellregler, mit dem in einem beliebigen Bereich nach Anlegen einer bekannten Gleichspannung geeicht wird. Die Skalenteilung ist linear, so daß die Originalskala bei¬ behalten werden kann. Beim Aufbau ist insbesondere auf die Vermeidung von Kriechströmen vom Netzteil zu achten [7]. Beträgt z.B. der Isola¬ tion swiderstand zwischen der Plusklemme der Anodenspannung und dem 235 Gitter der 1. Röhre nur 100 MQ, so wirkt im Bereich von 1 V und U A = 150 V stets eine Spannung von U G u R E + R v A R is+ R E + R v 12 • 10 6 + 1 • 10 6 150---—---— 100 - 10 fi + 12 - 10 6 + 1 • 10 6 17,3 V am Gitter, und das Röhrenvoltmeter ist nicht funktionsfähig. Es wird daher ein keramischer Röhrensockel verwendet und durch ein Metall¬ chassis jeder Kriechweg verhindert. Der Gitteranschluß ist ohne Zwischen¬ stützpunkte über R v zum Schalter zu führen. Die Spannungsteilerwider¬ stände werden direkt an die Schaltcrkontakte gelötet. Als Schalter finden bevorzugt Typen Verwendung, deren Schaltebenen durch ein Schirmblech getrennt sind. Dieses ist an Masse zu legen. Eürden Eingang wird eine HF- Koaxialbuchse verwendet. Das RC-Glied R v —CI hält Wechselspannungen vom Gitter fern. CI muß eine hochwertige Isolation aufweisen. Im übrigen ist der Aufbau völlig unkritisch. An die Siebung der Anodenspannung werden keine besonderen Anforderungen gestellt. Eine Stabilisierung ist nicht erforder¬ lich. Der Netztransformator hat folgende Daten: Kern M 55/20, Netz¬ wicklung 3320 Wdg., 0,12-mm-CuL, Schirmwicklung 234 Wdg., 0,03- mm-CuL, Anodenwicklung 2560 Wdg., 0,09-mm-CuL, Heizwicklung 2 x 54 Wdg., 0,50-mm-CuL. Die Eichung wird wie folgt vorgenommen: — Einstellreglor auf Maximalwert stellen; — Gerät einschalten, U A kontrollieren; — mit ,,0“-Regler Nullausschlag des Instruments einstellen; Gerät etwa eine Stunde in Betrieb lassen und Nullausschlag gegebenenfalls korri¬ gieren; — bekannte Gleichspannungen (Vergleich mit Vielfachmesser) anlegen und mit den Einstellreglern in den einzelnen Bereichen Sollwert ein- stellen. Damit besitzen wir einen Gleichspannungsmesser, der in den einzelnen Bereichen folgende Stromdämmungen aufweist: IV— 12 Mfl/V 100 V — 120kß/V 5 V — 2,4 Mß/V 500 V— 24H1/V 10 V— 1,2 MQ/V 1000 V— 12kß/V 50 V — 240 kß./V 236 Wer das Gleichspannungsröhrenvoltmeter universell ausnutzen möchte, ■erweitert es mit einem Gleichrichtertastkopf für Wechselspannungs¬ messungen. Auch ein Widerstandsmeßzusatz kann leicht angefertigt wer¬ den. Anregungen findet man in den bekannten Fachzeitschriften, wie z. B. funkamateur oder radio und fernsehen. Literatur 11] Ing. J. Franz , ,,I)ifferenz-Ton-Generator DTG“, Radioschau 15 (1965), H. 3. S. 132 12] Limann, Prüffeldmeßtechnik, Funkschauverlag [3] Limann,, »Neuzeitlicher Empfängermeßplatz“,II. Teil,Funktechnik 5 (1950), H. 4, 8. 116 [4] Heine, K. F ., ,,RC-Tongenerator“, Funktechnik 11 (1956), H. 18, S. 544 [5] Schellhorn, G., , »Mivometer“ Funktechnik 11 (1956), II. 18, S. 539 [6] .Czzrr, NF-Meßpraxis, VEB Verlag Technik Berlin f7] Limann, ,,Ein Gleichspannungsröhrenvoltmeter“, Funktechnik 4, (1949), H. 9, S. 266 Wir zitieren aus föfac/roltiob Sept. 19, 66: . ,Drei neue takt ische Raketen sollen in Vietnam eingesetzt werden. Obwohl sie eigentlich als Panzer ab wehr waffen vorgesehen waren — Panzer sind jedoch noch nicht gegen die US-Streitkräfte eingesetzt worden glaubt die US-Armee, daß die Raketen erfolg¬ reich gegen Jede harte Zielscheibe ', und sei es ein Briefkasten, benutzt werden kön¬ nen. Sowohl die infrarotgelenkte Shillelagh, die Lance als auch die TOW wird in be¬ trächtlichen Mengen hergestellt und kann vom Boden oder von Hubschraubern abge¬ feuert werden. AUe drei Typen sollen im ersten Halbjahr 1967 ausgeliefert und aus¬ probiert werden .“ 237 W. Kriwopalow Der elektronische Schießstand Zielsicher mit dem Gewehr oder der Pistole schießen! Wer träumt nicht davon. Erinnern Sie sich, mit welchem Interesse Sie Filme gesehen oder Bücher über Scharfschützen und Sportsehützen gelesen haben, die ihr Ziel nicht verfehlten? Wir möchten Ihnen empfehlen, eine Pistole zu bauen, mit der man über¬ all auf eine Zielscheibe schießen kann. Unsere Waffe ist völlig ungefähr¬ lich, da keine Geschosse benutzt werden, sondern an ihre Stelle der Licht¬ strahl tritt. Wir benötigen dazu einige elektrische Bauelemente, eine Batterie und eine Niedervoltglühlampe. Geschossen wird ohne Knall, was aber nicht heißt, daß es uninteressanter ist als beim richtigen Schießen. Wenn man mit der elektronischen Pistole zielsicher schießen kann, fällt es einem leichter, das auch mit einer richtigen Waffe zu tun. Beim Sport¬ schießen mit dem Gewehr oder der Pistole ist die Patronenzahl immer begrenzt. Mit der elektronischen Pistole kann man soviel schießen, wie man will. Den Schießstand für das Schießen mit der elektronischen Pistole können wir in jedem Baum einrichten. Es wird weder eine Wand noch eine be¬ sondere Sicherung benötigt. Auch brauchen wir uns nicht in den Keller oder andere unterirdische Bäume zurückzuziehen. Den Aufbau der elek¬ tronischen Pistole und das Schießen damit beschreibt der folgende Bei¬ trag. Unsere elektronische Pistole oder das elektronische Gewehr schießen mit Lichtimpulsen. Wir benötigen alsoeine Lichtquelle. Für diesen Zweck kann in der elektronischen Waffe für kurze Entfernungen (8 bis 10 m) eine Glühlampe (2,5 V/0,3 A oder 0,07 A) dienen, die einen dünnen Heizfaden haben soll, damit sie nach dem Einschalten der Spannung schnell einen Lichtimpuls aussendet. Das heißt, die Glühlampe soll möglichst trägheits¬ los arbeiten. Die Stromversorgung der Lichtquelle erfordert eine Batterie oder einen einfachen Gleichrichter. Die Glühlampe unmittelbar von der Spannungs¬ quelle zu speisen ist unzweckmäßig, da die Lampe nur kurzzeitig aufleuch- ten soll und deshalb einen sehr kurzen Impuls elektrischer Energie erhalten 238 Bild 1 Schaltung des elektrischen Teiles der Schußwaffe r-^ Az,5v/m+l^ ~W°pF 5{/ _._ t n, sm C L b muß. Die notwendige Energiemenge kann in einem Kondensator gespei¬ chert werden. Betätigt man den Abzugshahn an der Pistole, der mit den Kontakten des geladenen Kondensators verbunden ist, entlädt sich dieser über die Glühlampe. Der Lichtimpuls muß genau in das lichtempfindliche Zentrum der Schie߬ scheibe einfallen. Mit andern Worten, der Lichtstrahl ist in einen feinen, dünnen Strahl zu verwandeln. Sicher haben Sie in Threm Tjeben bereits Sonnenstrahlen mit einer Linse fokussiert. In unserer Pistole ist also eine Fokussiereinrichtung notwen¬ dig. Sie besteht aus einer oder mehreren Linsen. Die beigefügten Bilder zeigen die Schaltung der elektronischen Pistole (Bild 1) und ihren Aufbau (Bild 2). Aus der Prinzipschaltung geht bereits hervor, daß der Elektrolytkonden¬ sator Cl an die Speisebatterie über die normal geschlossenen Ruhekon¬ takte ,,a—b“ angeschlossen ist. Dadurch wird der Elektrolytkondensator ständig aufgeladen. Als Stromquelle dient in der Pistole eine kleine 9-V- Batterie, wie es sie für Transistortaschenempfänger gibt. Der Minuspol des Kondensators 01 ist fest mit dem Heizfaden der Glüh¬ lampe verbunden. Bei Betätigung des Abzugshahns, d.h., beim Abschuß wird der Kontakt a, an dem der Pluspol des Kondensators liegt, an den Kontakt c gelegt, der mit dem anderen Anschluß der Glühlampe verbun¬ den ist. Damit hat auch der zweite Anschluß der Lampe Verbindung mit dem Kondensator. Der Kondensator Cl entlädt sich über die Glühlampe. Der Entladestrom, der durch den Heizfaden fließt, erwärmt diesen und Bild 2 Aujbaubeispiel mit einer Sp ielze ugpist öle 239 erzeugt einen kurzzeitigen Lieh timpuls. Die Kondensatorspannung be¬ trägt etwa 9 V. Die Glühlampe ist jedoch nur für 2,5 V ausgelegt. Sie brennt aber trotz der auftretenden Helligkeit nicht durch, weil sich der Kondensator sehr schnell entlädt, und die gespeicherte Energie nicht aus¬ reicht, um den Heizfaden zu zerstören. Das Griffstück, den Lauf, die Abzugseinrichtung und das Fokussier¬ system können aus Holz oder Plaste gefertigt werden. Am einfachsten ist es jedoch, eine Spielpistole zu nehmen und darin alle elektrischen Bau¬ elemente für die elektronische Pistole unterzubringen. Im Griffstück fin¬ det die Batterie Platz. Der Kondensator C1 wird in das Pistolengehäuse eingebaut. Im Lauf befindet sich die Lampe, und am Laufende ordnet man die Fokussiereinrichtung an. Der Abzughahn ist mit den Kontakten a, b und c zu verbinden. Als Kontaktfedern können Kontakte beliebiger Relais dienen. In Normallage muß der Mittelkontakt mit einem Neben- kontakt verbunden sein. Bei Betätigung des Abzughahns legt der Mittel- kontakt auf den zweiten Nebenkontakt um und trennt die erste Verbin¬ dung auf. Die Kapazität von Cl kann zwischen 400 und 1000 p,F liegen. Die Be¬ triebsspannung wird abhängig von der gewünschten Schießentfernung und der Glühlampe gewählt. Sie soll etwa 12 V betragen. Die relativ große Kapazität zwingt dazu, einen Elektrolytkondensator in Miniatur¬ ausführung zu wählen. Der Aufbau des Fokussiersystems ist am schwierigsten. Der Lichtstrahl soll auf der Schießscheibe einen Lichtfleck von nicht mehr als 20 mm Bild 3 Schaltung der Trefferanzeige mit Transistorbestückung. Für TI bis T4 eignen sich NF-Vorstufentransistoren, z.B. GC 116 oder LG 815 , als Dioden GY 100 (1)2 und 1)3) und GA 100 (Dl). FW ~ CdS 8 (Fotomderstand) 240 Bild 4 Schaltung der Trefferameige mit Röhrenbestückung Dl = GY 100, FW = CdS8 Durchmesser hervorrufen. Das läßt sich mit dem Reflektor einer Taschen¬ lampe erreichen, bei der an Stelle des Schutzglases eine bikonvexe Linse verwendet wird, deren Fokusabstand gleich dem Abstand Glühlampe- Linse ist. Der Lichtstrahl (die „Kugel“) muß bei einem sicheren „Schuß“ in der Mitte der Zielscheibe oder an einer bestimmten Stelle auf einer anderen Zielvorlage auftreffen, an der sich ein lichtempfindliches Element befindet. Dieses Element setzt ein Relais in Betrieb, sobald der Lichtimpuls ein- fällt. Die Kontakte des Relais können eine Signallampe oder bestimmte andere Signaleinrichtungen (Klappseheibe, Zählwerk) in Tätigkeit setzen. Es werden 2 Varianten für eine Zielscheibe, transistorisiert oder auf Röhrenbasis, beschrieben. Die erste Variante ist für Schießentfernungen bis 8 m ausgelegt. Die Röhrenvariante läßt auf Grund höherer Empfind¬ lichkeit Schießentfernungen von 10 bis 15 m zu. Die Schaltungen für die Zielscheiben zeigen Bild 3 und Bild 4. Die Tran¬ sistorvariante (Bild 3) besteht aus folgenden Hauptteilen: einem Foto¬ widerstand, dem 2stufigen Verstärker (Transistoren TI, T2) und der Auslöseeinrichtung (Multivibrator mit den Transistoren T3, T4 und dem Relais Rel 1 als Last). Sobald der Lichtimpuls beim Abschuß auf den Fotowiderstand fällt, entsteht ein Stromstoß. Dieser Impuls gelangt an 16 Elektronisches Jahrbuch 1968 241 den Emitter von TI (ß = 50). .Die Kollektorschaltung ohne Spannungs¬ verstärkung wird erforderlich, weil der Innenwiderstand des Fotowider¬ stands im Dunkelzustand sehr hoch ist und er nicht unmittelbar an den Verstärkereingang angeschaltet werden kann (Impedanzwumdlerfunktion). Der Verstärker hat einen wesentlich geringeren Eingangswiderstand als der Innenwiderstand des Fotowiderstands. Bei unmittelbarer Anschal¬ tung wird keine maximale Empfindlichkeit der Schaltung erreicht. Die Verstärkung des elektrischen Impulses erfolgt in der Transistorstufe T2. Der Arbeitspunkt wird von einem Spannungsteiler (R2, R3, R5) be¬ stimmt. Die Widerstände werden so gewählt, daß eine maximale Verstär¬ kung des Stromimpulses erfolgt. Der verstärkte Impuls fließt durch die Halbleiterdiode Dl. Der Spannungsteiler mit den Widerständen R7 und R8 dient dazu, eine Sperrspannung für die Diode zu erzeugen. Sie beträgt etwa 0,5 V und wird der Stromquelle entnommen. Zum Arbeitsprinzip des Multivibrators: Es wird angenommen, daß der Transistor T3 geöffnet ist. Infolge eines Spannungsabfalls an der Diode D2, der durch einen Stromfluß im Widerstand R12 entsteht, ist das Emitterpotential des Transistors T4 kleiner (negativer) als das Basis¬ potential. Der Transistor T4 sperrt. Als Belastung von T4 wirkt die Relaiswicklung. Im gesperrten Zustand fließt kein Strom durch den Transistor, so daß auch der Strom in der Relaiswieklung Null ist. Die Relaiskontakte bleiben so lange geöffnet, wie der Lichtstrahl nicht in das Zentrum der Schie߬ scheibe einfällt. Mit anderen Worten, der Schütze „schießt“ in diesem Fall schlecht. Sobald der Lichtstrahl den aktiven Teil des Fotowider¬ stands trifft, ändert sich der Innenwiderstand, und am Emitterausgang entsteht ein kurzzeitiger Stromimpuls. Nach der Verstärkung gelangt der positive Impuls an die Basis von T 3 und sperrt diesen Transistor. Die Kollektorspannung von T3 erreicht- ihren Sperrwert. Dabei wird T4 ge¬ öffnet. Jetzt fließt Strom durch die Relaiswicklung. Das Relais zieht an und schließt die Kontakte für die Signaleinrichtung. Der „Schuß“ hat in diesem Fall sein Ziel nicht verfehlt. Anschließend beginnt sieh der Kondensator C4 über die Widerstände R9, R11 und den Widerstand der Strecke Kollektor—Emitter aufzuladen. Sobald das Basispotential von T3 den Wert erreicht hat, bei dem der Transistor öffnet, beginnt Strom zu fließen. Die Kollektorspannung von T3 und die Basisspannung von T4 fallen. Der Multivibrator geht in den Ausgangszustand über. Transistor T3 wird geöffnet, T4 gesperrt. Die Relaiskontakte öffnen. Wenn der Multivibrator kippt, fließt durch T4 und die Relaiswieklung ein großer Strom, hervorgerufen durch die große Induktivität der Relaisspule. Die damit verbundene Spannung erhöht die Rückspannung im Abschnitt Kollektor—Emitter des Transistors, so daß er zerstört werden könnte. Um das zu verhindern, liegt parallel zur Relais¬ wicklung die Diode D3, über die die Stromspitze abgeleitet wird. 242 Die Stromversorgung der Schießscheibe erfolgt aus einer Taschenlampen - batterie. Die Stromaufnahme beträgt 7 bis 10 mA. Die Röhrenvariante der elektronischen Schießscheibe gleicht prinzipiell der Transistorvariante. Es sind der Fotowiderstand, ein 2stufiger Ver¬ stärker (Röhre Rö 1) und ein Multivibrator mit der Röhre Rö2 vorhanden. Ein positiver Spannungsimpuls, der am Lastwiderstand R3 nach dem Lichteinfall auf den Fotowiderstand entsteht, gelangt über den Konden¬ sator C4 an das Steuergitter der Röhre Rö 1. Der negative Impuls aus dem Anodenkreis der Röhre fließt über C6 an das Steuergitter des zweiten Systems der Röhre (linke Seite) Röl. Die Röhre arbeitet mit Gitterstrom. Hierbei erfolgt eine maximale Verstärkung des negativen Impulsanteils. Der positive Anteil wird abgeschnitten. Der mit dem Differenzierglied 1 R8/C7 und der Diode Dl erzeugte positive Impuls von der Anode dieser Röhre läßt den Multivibrator kippen. Der Multivibrator steuert ein Zähl¬ werk und fixiert auf diese Weise die Treffer oder setzt eine andere Signal - einrichtung, z. B. ein Relais mit einem Anzugsstrom von 10 mA und einem Wicklungswiderstand von 1 bis 10 kO, in Tätigkeit. In Normallage ist das rechte System der Triode Rö2 gesperrt. Die Vor¬ spannung dazu wird an R9 durch den Anodenstrom des zweiten Systems erzeugt. Er beträgt 10 mA. Sobald ein positiver Impuls an den Multi¬ vibrator gelangt — das geschieht, wenn ein Treffer erzielt wurde —, öffnet die Triode. Der negative Impuls, der dann im Anodenkreis der gleichen Röhre entsteht, sperrt die linke Triode; der Multivibrator kippt. Der Zähler oder eine andere Signaleinrichtung beginnt zu arbeiten und zeigt den Treffer an. Das ganze Gerät wird vom Netz gespeist. Der Netztrafo muß eine Heiz¬ wicklung für 6,3 V und eine Anodenwicklung für 250 V haben. Für die Trefferanzeige kann man verschiedene Signaleinrichtungen (Klappscheiben, Signallampen, Tonsignale oder Zählwerke) verwenden. Alle diese Einrichtungen werden über die Relaiskontakte eingeschaltet. Der Fotowiderstand braucht nicht extra abgedunkelt zu werden. Es empfiehlt sich jedoch, bei hellem Sonnenschein den Fotowiderstand in einem Tubus unterzubringen. Noch bessere Ergebnisse sind zu erreichen, wenn vor dem Fotowiderstand eine kleine Sammellinse angebracht wird. Der Aufbau der Schaltungen ist unkritisch, er kann auf kleinen Chassis erfolgen. Über ein zweiadriges Kabel wird der Fotowiderstand, der sich hinter der Schießscheibe befindet, mit der Schaltung verbunden. Übersetzt aus „Kadio“, H. 9/1966 16* 243 V. Swertschow Einfache elektronische Loekangel Angeln ist ein gesunder Volkssport. Sicher werden auch eine Anzahl Elektroniker zu den Petri-Jüngern gehören. Für diese empfehlen wir folgende kleine Bauanleitung, jedoch mit einer kleinen Einschränkung: Nicht zu verwenden in den DDR-Gewässern. Die nachfolgend beschriebene elektronische Lockangel kommt mit wenig Bauelementen aus. Sie ist einfach aufgebaut und bedarf keiner umfang¬ reichen Montage. Alle Bauelemente, einschließlich der Stromversorgung, sind im Griffstück untergebracht. Die Schwingschaltung für die Angel besteht aus einem asymmetrischen Multivibrator. Er erzeugt einheitlich lange und amplitudengleiche Im¬ pulse. Die Impulsfolgefrequenz ist im Bereich von 150 bis 500 Imp/min regelbar. Die Regelung erfolgt durch Verändern des Potentiometers RI. Impulsfolgefrequenz und Impulslänge bestimmen die Kapazität Cl. Der Einsatz eines npn- und eines pnp-Transistors in der Schaltung führt zu einem Minimum an Bauelementen. Die Stromversorgung konnte auf 1,0 bis 1,5 V herabgesetzt werden, da der Transistor T2 so arbeitet, daß während des Tastimpulses an der Wicklung des Relais Reil die volle Batteriespannung anliegt. Die Kollektorspannung des Transistors T2 beträgt während des Tastimpulses einige Hundertstel Volt. Der Impuls¬ strom erreicht 400 mA, so daß die Verlustleistung am Transistor 10 mW nicht übersteigt. Der Wirkungsgrad beträgt somit mehr als 90%. Für die Angel wurde ein Flachrelais mit einem Wicklungswiderstand von 2,4 il verwendet. Ist ein niederohmiges Relais nicht zur Hand, so kann man die Wicklung eines beliebigen Relais dahingehend verändern, daß mit Kupferlackdraht, 0,4 mm Durchmesser, der Spulenkörper vollgewickelt wird. Von dem Relais werden alle Kontakte bis auf die für das elektro¬ magnetische System entfernt. Die Ankerandruckfeder ist zu belassen. Als Stromquelle dient eine Zelle der Stabbatterie 3 V. Die Stromauf¬ nahme ist proportional der Schwingfrequenz und erreicht bei der oberen Frequenz 120 mA. Bei mittleren Frequenzen liegt die Stromaufnahme 244 Bild 1 Schaltung der beschrie¬ benen Lockangel TI — npn-Transistor (Z.B.SF121), T2 — pnp-Transistor (z.B. GC 122) etwa bei 50 mA, so daß eine Monozelle für ungefähr 10 Betriebsstunden »Strom liefert. Bild 1 zeigt die Schaltung. In Bild 2 a ist das Montagebild und in Bild 2 b der elektrische Teil ohne Gehäuse dargestellt. Alle Bauelemente der Schal¬ tung sind auf einer 1,5 mm starken Pertinaxplatte mit den Abmessungen 20 mm X 60 mm untergebracht. Die Pertinaxplatte wird an dem Relais Bild 2 a Aufbauschema für die elektronische. Lockangel C, R z TI 12 Bild 2b Ansicht der vom Autor aufgebauten Schaltung 1 — Transistor TI, 2 — Transistor T2, 3 — Elektroli/tkondensator C1, 4 — Poten¬ tiometer RI, 5 — Widerstand R 3, 6 — Widerstand R 4, 7 — Tastkontakt , 8 — Drehknopf für R 1, 9 — Pluskontakt für Batterie, 10 — Minuskontakt für Batterie, 11 — Befestigungswinkel des Relais, 12 — Wicklung des Relais, 13 — Anker des Relais, 14 — Pertinaxplatte für Schaltungsaufbau, 15 — Qe~ häuseleil, 16 — Buchse zur Aufnahme des Kunststoffstabs, 17 — Kunststoff stab 245 mit Schrauben befestigt. Außerdem sind auf der Platte Messingkontakte für den Batterieanschluß vorzusehen. Das Potentiometer R1 wird an einem Winkel aus 0,5 mm starkem Messingblech befestigt. Bild 2 b zeigt die Anordnung aller Bauelemente auf der Pertinaxplatte, so daß sich eine nähere Erläuterung erübrigt. Es ist nicht erforderlich, auf der Platte spezielle Lötüsen für die Verbindung aller Bauelemente anzubringen. Die Lötösen des Relais, des Potentiometers und die Kontakte für die Verbindung mit der Stromquelle reichen aus, um alle anderen Bauelemente zu befestigen. Für den Druckknopf D wird ein Kontaktpaar (mit Isolierstift) des Relais verwendet. Die Kontakte sind zu einer Klammer zu biegen und an den Winkel, der das Potentiometer hält, anzulöten. Beim Druck auf den Isolierstift bekommt ein Kontakt Verbindung mit einem Anschluß der Relaiswicklung und schließt den Stromkreis über den Minuspol der Stromquelle. An den Anker lötet man eine Patronenhülse (kleines Kaliber), in die dann ein Kunststoffstab oder eine Angelrute aus anderem Material hinein¬ gesteckt wird. Das Griffstück, das die ganze Schaltung aufnimmt, be¬ steht aus einem Stück Plastematerial. Am Griffstück ist eine Aufspul¬ einrichtung für die Angelschnur vorgesehen. Zweckmäßig fertigt man das Griffstück aus einem Vinidurzylinder, der an beiden Enden einen Deckel erhält. In die vordere Seitenwand wird ein Loch von 8 mm für die Angelrute gebohlt. In Längsrichtung erhält das Griffstück eine Ausspa¬ rung, damit die Batterie und die elektronische Schaltung eingesetzt wer¬ den können. Nicht immer wird es möglich sein, das Griffstück aus einem ganzen Stück anzufertigen; in einem solohen Fall klebt man es aus meh¬ reren Teilen zusammen. Eventuelle Ecken und Kanten sind zu bearbeiten. Bild 4 Teil des Gehäuses, in das die Schaltung eingesetzt wird 246 Eine richtig aufgebaute Schaltung beginnt sofort nach der Stromzufüh¬ rung zu arbeiten. Bei sehr großer Verstärkung beider Transistoren im Be¬ reich hoher Frequenzen kann es Vorkommen, daß der Multivibrator nicht anschwingt. Das ist an dem ständig angezogenen Anker zu erkennen. In diesem Fall empfiehlt es sich, für einen der Transistoren einen mit geringe¬ rer Stromverstärkung einzusetzen. Die Schaltung arbeitet sehr zuverläs¬ sig, wenn das Produkt der Stromverstärkungsfaktoren beider Transistoren zwischen 2000 und 7000 liegt. Übersetzt aus „Radio“, H. 3/1966 Einfache Meßschaltung zur Bestimmung sinusförmiger NF-Spannungen bis 10 kHz Oft besteht die Notwendigkeit, die Frequenz einer sinusförmigen NF-Spannung zu bestimmen, ohne daß ein entsprechendes Frequenzmeßgerät vorhanden wäre. Dazu wird eine bekannte sinusförmige Wechselspannung U an einen Kondensator mit der bekannten Kapazität Cy gelegt und der fließende Wechselstrom gemessen. Beispiel Es steht eine Wechselspannung U — 10 V und ein Kondensator Cy — 1 /iF zur Verfügung. Der fließende Strom wurde mit I = 33mA gemessen. Gesucht ist die Frequenz der Wechselspannung. Dafür gilt die Beziehung: f— - 1 2 7c • C • U Mit den Werten ergibt sich: { = - 0,033 A 2-3,14-10 6 F- 10V * 530 Hz . Obwohl diese Methode nicht sehr genau ist, reicht sie in den meisten Fällen der Ama¬ teurpraxis im genannten Bereich völlig aus. R. A 247 12 Kanäle — ein Sender für die Funkfernsteuernny 3fach simultan^ gesteuert mit Zeit- multiplexmodulation Nachdem schon wiederholt Fernsteuersender für 3 bis 4 Kanäle, die für einfache Funkfernsteuerungsanlagen ausreichend sind, veröffentlicht wurden, soll hier eine Sendeanlage beschrieben werden, die auch hohen Ansprüchen gerecht wird. Selbstverständlich ist dieser Sender mit Tran¬ sistoren aufgebaut. Röhrensender sind für die Fernsteuerung nicht mehr wirtschaftlich vertretbar, da heute mit Transistorsendern eine mehr als ausreichende Entfernung überbrückt werden kann. Wie aus dem Schaltbild (Bild 1 und Bild 2) zu sehen ist, besteht die Sende¬ anlage aus dem HF-Oszillator, der PA-Leistungsstufe, dem Modulations¬ verstärker, dem Ringzähler und den Tongeneratoren I bis III. Dadurch kann man von den 12 Tonfrequenzen jeweils 3 gleichzeitig, also simultan, senden, ohne den Modulationsgrad zu beschneiden. Das ist insofern wich¬ tig, als durch einen kleineren Modulationsgrad der Energiegehalt des Signals geringer wird und somit ein Reichweiteverlust auftritt. Durch den Dreifachsimultan-Betrieb können auch komplizierte Steuervorgänge einwandfrei übermittelt werden. Der Nachbau der Anlage ist nicht besonders schwierig. Boi sorgfältigem Aufbau, ein wenig Erfahrung mit elektronischen Schaltungen und der Anwendung der angegebenen Bauelemente wird der Sender einwandfrei arbeiten. Da die Funktion der einzelnen Stufen in der Literatur schon sehr ausführ¬ lich beschrieben wurde, soll hier nur das Wichtigste angeführt werden. Waldemar Wiegmann Die Schaltunjjsteclinik Der HF-Oszillator ist quarzgesteuert (27,12 MHz). Durch den Schwing¬ kreis L1-C3, der relativ niederohmig gehalten ist, wird eine saubere HF- Schwingung erzeugt, die sich leicht und ohne Nebenerscheinungen auf die flachere Flanke der Resonanzkurve des Quarzes abstimmen läßt. Die genaue Windungszahl von L2 zur Ankopplung der PA-Stufe muß experimentell ermittelt werden. Schon eine halbe Windung mehr oder 248 249 Bild 1 Schaltung des HF-Teils und des ModulationsverstärJcers des Fernsteuersenders Bild 2 Schaltung für die Tongeneratoren I, II und III sowie den Ringzähler des Fernsteuersenders (die Tongeneratoren II und III entsprechen dem Tongenerator I) weniger kann zu einer Leistungssteigerung führen. Die Transistoren T2 und T3 müssen ein gut ausgesuchtes Transistorpärchen sein, damit die Abstimmung der Gegentaktschaltung erleichtert wird. Durch die neuen Transistoren GF140--GF143 wird in Verbindung mit einem empfind¬ lichen Empfänger sicher eine Reichweite von über 1000 m erzielt. Diese Transistoren können auch durch andere Typen (z.B. GF131) ersetzt wer¬ den. Die damit erhaltene Reichweite ist für die Funkfernsteuerung noch mehr als ausreichend. Die Doppelmodulation von Kollektor und Emitter hat sich gut bewährt. Obwohl der Sender sinusmoduliert ist, störende Oberwellen daher nicht auftreten, wurde ein Pi-Filter zur besseren Anpassung der Antenne vor¬ gesehen. Der in Gegentaktschaltung arbeitende Modulationsverstärker 250 erlaubt die Verwendung von Transistoren mit geringer Stromverstär¬ kung. Der Ringzähler schaltet die 3 Tongeneratoren nacheinander an den Modu¬ lationsverstärker. Damit ist ein Modulationsgrad von fast 100% für alle Signale erreichbar. Die einwandfreie Arbeitsweise des Ringzählers sollte möglichst mit einem Oszillografen überprüft werden. Hierzu wird der Y-Eingang des Oszillografen an den Pluspol und Punkt A der Schaltung angeschlossen. Auf dem Bildschirm muß eine durchgehende Gerade erschei¬ nen, die bei Tastung eines Tongencrators in einem Drittel zu einem Schwingungsband wird. Werden 2 oder 3 Tongeneratoren gleichzeitig getastet, so erscheinen 2 bzw. 3 Drittel als Schwingungsband der entspre¬ chenden Tonfrequenzen. Der Ringzähler wird mit R22, R26 und R30 entsprechend eingestellt. Sollten störende Impulse auftreten, hervor¬ gerufen durch die Schaltung der Transistoren des Ringzählers, so können diese mit C24 kurzgeschlossen werden. Die Größe von C24 ist auszupro¬ bieren (Richtwert 20 pF). Durch diesen Kondensator -wird allerdings auch die Tonfrequenz der Generatoren belastet. Da die Tonfrequenz aber eine viel größere Amplitude als die eventuell auftretenden Störimpulse hat. gelangt eine ausreichend große Tonwechsolspannung zum Modulations¬ verstärker. Die Tongeneratoren I, II und III sind gleichartig aufgebaut. Im Schalt¬ bild (Bild 2) ist nur ein Tongenerator gezeichnet. R15 bis R18 dienen zur Einstellung einer gleich großen Spannung für alle Frequenzen eines Ton¬ generators. Dadurch ist bei der Sinusmodulation ein immer gleichmäßiger Modulationsgrad garantiert. C13 und C14 sowie LO bis L9, auch für Tongenerator II und III, haben die aus der Tabelle ersichtlichen Werte, wenn die gleichen HF-Eisen- kernspulen benutzt werden. Ich verwende seit längerer Zeit die Kerne mit Ring aus den Bandfiltern der Autosuper. Diese kann man von ent¬ sprechenden Reparaturwerkstätten bekommen. Die Spulenkörper müs¬ sen selbst angefertigt werden und so beschaffen sein, daß ein möglichst großer Wickelraum entsteht. Ein Wort zur Sinusmodulation. Obwohl sich eine Rechteckmodulation einfacher verwirklichen läßt, wurde dieser Sender sinusmoduliert. Der Grund hierfür ist die Verwendung von Superhetempfängern, mit denen mehrere Fernsteueranlagen gleichzeitig betrieben werden können. Eine Rechteckmodulation des Senders kann dabei zu Störungen führen. Eine entsprechende Superhetempfängerschaltung wird nach gründlicher Er¬ probung im nächsten Elektronischen Jahrbuch veröffentlicht. Die durch den Ringzähler verursachten „Sendepausen“ werden in den Tonkreisschaltstufen des Empfängers durch größere Rückkopplungs¬ kondensatoren von 1 bis 2 pF ausgeglichen. 251 Der Aufbau Um den Nachbau zu erleichtern, wurden Leiterplatten für die einzelnen Schaltungsteile entwickelt. Bild 7 bis Bild 9 zeigen die entsprechenden Druckvorlagen. Wie die Bauelementebestiickung der einzelnen Platinen aussieht, ist aus Bild 10 bis Bild 12 zu ersehen. Die fertig bestückten Platinen werden mit Befestigungsbolzen an der Frontplattc angeschraubt. Unterhalb der großen Leiterplatine befindet sich im Gehäuse die Stromversorgung, bestehend aus 6 IKA-Klcinst- akkus in Reihenschaltung. Bild 3 bis Bild 6 zeigen den Aufbau des Fern¬ steuersenders. Die 3 Steuerkniippelschaltcr für je 4 Tonfrequenzen müssen selbst gefertigt werden. Frontplattc und Gehäuse bestehen aus dünnem Alu-Blech. Die Frontplatte wurde durch 2 Vinidurplatten verstärkt. Bild 3 Ansicht des Fernsteuersenders mit den 3 Steuerknüppeln Bild i Ansicht der Platine mit dem HF-Teil und dem Modulalionsvcrslärker 252 Bild 5 Ansicht der 3 Platinen mit den Tongeneratoren (rechts oben und unten, links oben) und der Platine des Ringzählers (links unten) Die Inbetriebnahme Zunächst wird der HF-Oszillator mit L1 auf die Quarzfrequenz abgeglichen. In der PA-Stufe stellt man dann den Kollektorstrom entsprechendder Ver¬ lustleistung der Transistoren T2 und T3 ein und stimmt den Schwing¬ kreis L3—C6 mit C6 grob und mit dem Kern von L3 fein auf Resonanz ab. Mit C 8 kann nun die beste Abstrahlung der Antenne abgestimmt werden. Im Mustergerät wurde eine CLC-Antenne (Antenne mit in der Mitte an¬ geordneter Verlängerungsspule) benutzt. Zur Kontrolle dieser Arbeiten sind Feldstärkemesser und Milliamperemeter ausreichend. Für den weiteren Abgleich ist ein Oszillograf mit einem Kontrollschwing- kreis, der unmittelbar an die Y-Platten des Oszillografen angeschlossen wird, kaum zu entbehren. Die oszillografische Aufzeichnung der abge¬ strahlten, modulierten HF wurde in der Zeitschrift modellbau und basteln, Heft 3, 1984, beschrieben. Nachdem ein Kollektorruhestrom von etwa 1 mA für die Transistoren T4 und T5 eingestellt ist, bestimmt man den Modulationsgrad. Dazu werden nacheinander die Tongeneratoren getastet und R21 entsprechend eingeregelt. Die Tongeneratoren sind natürlich, wie vorher beschrieben, mitR13 und R15 bisR18 auf einwandfreie Funktion eingestellt worden. 253 Bild 6 Ansicht des kompletten Fernsteuersenders mit der Antenne (in der Milte die Ladespule) 254 Oszillator PA Modulator Bild 7 Leiterplatine für 11F- 7'eil und Modulation*Verstärker (Größe 200 mmX45 mm) Tongenerator I...M Bild 8 Leiierplatine für die Tongeneratoren 1,11 und III (Größe 100 mm X 45 mm) Bild 9 Leiierplatine für den Ringzähler (Größe 100 mmX45 mm) Bild 10 Bestückungsplan für die Leiterplatine BF-Teil und Modulationsverstärker Das Schirmbild der modulierten HF bei Tastung eines Tongenerators wird durch das Band des HF-Trägers überlagert und ist daher etwas unscharf. Bei Tastung aller Tongeneratoren läßt sich dann kaum noch eine Ton¬ frequenz herausfinden. Wenn man jedoch die Zeitachse des Oszillografen auf die Frequenz des Ringzählers einstellt, erkennt man auch jetzt — wie unter Ringzähler schon beschrieben — die. 3 Abschnitte der vom Sender abgestrahlten Energie. Der Sender ist damit einsatzbereit. 255 Bild 11 Bestückung splan für die Leiterplatine Tongenerator I, II und III Bild 12 Bestückungsplan für die Leiterplatine Ringzühlcr Tabelle für Tongeneratoren Kanal Frequenz in Hz Anzahl der Wdg. Draht¬ durch¬ messer in mm Tongenerator I 013 = 0,47 nF C14 = 0,33 [aF 1 730 3500 0,08-CuL 2 1080 2400 3 1320 2000 4 1610 1600 Tongenerator II C13 = 0,47 (iF C14 = 0,22 p.F 5 1970 1500 6 2400 1250 7 2940 1000 0,10-CuL 8 3580 810 Tongenerator III C13 = 0,22 uF C14 = 0,10 nF 9 4370 1000 10 5310 810 0,12-CuL 11 6500 660 12 7600 570 Die Induktivitäten werden aufgebaut mit Mantelkernen aus den Autosuper- Bandfiltern. 256 Stückliste für den Fernsteuersender Widerstände 1/10 W RI 18 kfi R2 910 n R4, 6 20 kß R7, 8 ioo n RIO 510 n Rll io kn R14, 23, 25, 26, 27, 29, 31, 40 4,7 kß R19 51 kQ R20 100 kß R24, 28, 32 lkn R34, 36, 38 24 kß R35, 27, 39 3,3 kn Einstellregler R3 500 n R5, 13 25 kß R9 10 kß R12, 22, 26, 30 50 kß R15, 16, 17, 18 ioo n R 21 1 kß Trimmer C6 4 bis 40 pF C8 4 bis 20 pF Kondensatoren CI, 12 5 p.F C2 1 nF C3 47 pF C4, 10 5 nF C5, 11 10 *xF C7 30 pF C9 160 pF C13, 14 nach Tabelle C15, 16, 17 1 p.F C18, 19, 20 0,1 (xF C21, 22, 23 50 \lF C24 etwa 20 p-F C25, 26, 27 0,5 bis 1,0 p.F Tri Ausgangsübertrager K 31 Tr 2 Treiberübertrager K 30 Dl, 2, 3 TJniversaldiode, z.B. GA 100 T1 Transistor LF 881, GF 131 o. ä. T 2, 3 Transistor LF 840, GF 140 o. ä. T4, 5, 6, 9, 10, 11? 12, 13, 14 Transistor LC 824, GC 121 o.ä. T7, 8 Transistor LC 815, GC 116 o.ä. Tabelle der Spulenwerte LI 8,5 Wdg., 0,4-mm-CuL L2 etwa 4 Wdg., 0,4-mm-CuL, mit Mittelanzapfung L2 neben LI auf Spulenkörper 7 mm Durchmesser mit Abgleichkern L3 12 Wdg., 0,4-mm-CuL, mit Mittelanzapfung und Anzapfung bei 1,5 Wdg. von den Enden L4 5 Wdg., 0,4-mm-CuL L 4 neben L 3 auf Spulenkörper 8 mm Durchmesser mit Abgleichkern L5 13 Wdg., 1-mm-CuAg, 10 mm Spulendurchmesser, freitragend, Spulenlänge 20 mm, Lage rechtwinklig zu L3/L4 17 Elektronisches Jahrbuch 1968 257 GST-Amateurkonstrukteure steten aus — IV. DDR-Lcistun ü 2 R.,o U,{Üßo - 1) bmio I Hierbei ist R eU> = r b + r e (l - 0.85 a 2 TT ■ fg • C S und L a = 0,415 Cg • R a *. Beispiel Die obere Grenzfrequenz soll bei Cg = 35 pF auf fg = 3 MHz hinausgeschoben werden. Wie groß muß man den Arbeitswiderstand R a wählen, und welchen Wert hat die erforderliche Korrekturdrossel L a ? Aus dem Nomogramm erhält man R a = 1280 O, L a = 24 P-H. Nonioflrainu) 4 j Einfacher Phasenschieber Die Erzeugung einer phasenverschobenen Spannung ist mit der im Nomogramm angegebenen Schaltung möglich. Für die beiden Spannungen gilt E| = E im sin cot, Eg = Ejjjj sin (cot -f- cp), E im = 2 ®2in • Außerdem gilt Das Nomogramm ist aufgebaut nach der Beziehung tan-£- = 1 2 7rf. C-R ‘ Beispiel Bei einer Frequenz von f = 400 Hz soll mit der im Homogramm angegebenen Schaltung eine Phasenverschiebung von cp = 118° eingestellt werden. Der Kon¬ densator hat einen Wert von C = 2000 pF. Welcher Widerstandswert für R3 muß eingestellt werden? Mit den Werten für f und C erhält man den kapazitiven Widerstand X c = 200 kn. Verbindet man diesen Wert mit dem Wert für die Phasenverschiebung cp, so läßt sich am Schnittpunkt mit der Zahlenleiter für R3 dessen Wert ablesen: R3 = 120 kG. 306 Nomogramm 3 20 * 307 Nomogramm 4 308 Nomogramm 5 Induktivität einer geschirmten Spule Die metallische Abschirmung einer Spule beeinflußt den Induktivitätswert einer Spule: er wird kleiner. Den Einfluß berücksichtigt man durch einen Faktor ß , mit dem der Induktivitätswert L 0 der Spule ohne Abschirmung zu multipli¬ zieren ist: Lg = 0 • L 0 . Der Faktor ß ergibt sich aus der nachfolgenden Beziehung, die auch dem No- mogramm zugrunde liegt: Alle Maße in mm, siehe Zeichnung im Nomogramm. Beispiel: Eine Spule hat ohne Abschirmung eine Induktivität von L 0 = 200 (jlH. Wie groß ist die Induktitvität Lg der gleichen Spule, wenn eine Abschirmung vorgesehen wird, für die folgende Werte gelten: Dk = 50 mm; Dg = 90 mm; lk = 50 mm; lg = 110 mm? Aus dem Nomogramm erhält man Djr lljr _ - = 0,55; = 0,45; 0=0,78; g g L = ß • L 0 = 0,78 • 200 (aH 160 . Nomogramm 6 Eigenkapazität einlagiger Zylinderspulen Bei einlagigen Zylinderspulen treten zwischen den Windungen geringe Kapazi¬ täten auf, die bei genauen Schwingkreisberechnungen berücksichtigt werden müs¬ sen. Das Nomogramm ist aufgebaut nach der Beziehung 7T -D 3,6 • cosh t d C 0 = Eigenkapazität der Spule in pF, D = Durchmesser der Spule in mm, t — Windungsabstand in mm, d = Drahtdurchmesser in mm, cosh = Hyper¬ belcosinus. Beispiel Eine Spule mit einem Durchmesser von D = 60 mm, einem Windungsabstand von t = 3 mm und einer Drahtstärke von d = 2 mm hat eine Eigenkapazität *- = 1,5 C 0 = 5,4 pF. 309 D-Spulendurchmesser [mm] Nomogramm 6 -Verhältnis Wickelschritt zu Drahtdurchmesser - Dielektrizitätskonstante Beispiel qegeben: 0=200 pF d=0,5mm £•1 Ergebnis: S=V5cm 2 Ableseschema 3 Xomogramm 7 Kapazität des Plattenkondensators Die Kapazität eines Plattenkondensators hängt ab von der Plattenfläche S, dem Plattenabstand d und der Dielektrizitätskonstante e des zwischen den Platten befindlichen Dielektrikums Aus dem Nomogramm kann man eine der Größen bestimmen, wenn die anderen drei bekannt sind. Beispiel Ein Plattenkondensator soll eine Kapazität von C = 200 pF bilden. Für das Dielektrikum gilt e — 1 (Luft), der Plattenabstand ist d = 0,5 mm. Aus dem Nomogramm erhält man die Plattenfläche zu S — 115 cm 2 . 313 Kennzeichnende Eigenschaften der KWH-Dielektrika für Sinterwerkstoffkondensatoren entsprechend TGL 5344 Kennfarbe rot orange grün selb blau braun Werkstoff¬ bezeichnung Tempa X Condensa N Werkst off typ nach TGL 7838 KER 331 KER 311 KER 310 KER 351 Dielektrizitäts¬ konstante des Werkstoffs s r ~ 6,5 ~ 14 = 19') ^ 30 « 40 « 80 ä 5000 Temperatur- beiwert der Kapazität, TK C in 10 _6 /grd (zwischen +30 und + 65°C) + 90 bis +160 + 30 bis +100 — 30 l ) — 150 bis — 300 | -360 bis — 480 — 680 bis — 860 « - 0,5 bis -1,0%/ grd 2 ) Verlustfaktor tan 6 in 10- 3 bei 1,0 MHz utul 20 °C 3 ) ä 0,8 ^ 0,4 ^ 0,8 ^ 1,5 ^ 1,0 ä 5,0') « 8 bis 25 5 ) ') Mittelwert für Tempa S1. 2 ) Zwischen 20 und 40°C. 3 ) Richtwerte für maximale relative Luftfeuchte < 65 %, Stückprüfungen an fertigen Kondensatoren erst ab Kennkapazität >15 pF. 4 ) Bei 0,3 MHz für ^ 1000 pF. 5 ) Bei 800 Hz. Stempel und Kurzzeichen für Kondensatoren aus Sinterwerkstoffen Nach TGL sollen Kleinkondensatoren aus Sinterwerkstoffen eine Beschriftung erhalten, aus der Kapazitätswerte, Toleranz und Nennspannung ersichtlich sind. Da jedoch bei Kleinstausführungen die verfügbare Oberfläche nicht ausreicht, werden Kurzzeichen aufgedruckt. Bei dem verwendeten Schlüssel bedeuten für die Nennkapazität eine 1- bis 3stellige Zahl den Kapazitätswert in,,pF“; Zahlen mit beigefügtem kleinem ,,n“ den Kapazitätswert in ,,nF“, für die Kapa¬ zitätstoleranz nachstehende Zuordnung der Buchstaben D F G J K M S ±0,5 pF ±1% ±2% ±5% ±10% ±20% -f- 50/— 20% für die Nennspannung Gleichspannung , mit nachstehender Zuordnung der Buchstaben a b c de f gh 50 V 125 V 160 V 250 V 350 V 500 V 750 V 1000 V 314 Wechselspannung, mit nachstehender Zuordnung der Buchstaben u v w 250 V 350 V 500 V Die Prüfspannung wird nicht besonders gekennzeichnet, da sie nach Katalog ein bestimmtes Vielfaches der Nennspannung beträgt. Bei genügend großer Fläche werden außerdem das Prüf- und Firmenzeichen sowie das Herstellungsdatum hinzugefügt. Für Scheibenkondensatoren mit 5 mm Durchmesser und Kohrkondensatoren, bei denen die zur Verfügung stehende Fläche auch für die Kurzbezeichnung nicht ausreicht, wird lediglich der Zahlenwert der Kapazität, erforderlichenfall in abgekürzter Form, angegeben. Kleinkondensatoren aus Sinterwerkstoffen für den Einsatz unter extremen klima¬ tischen Bedingungen werden mit Kunststoff umhüllt. Sie tragen die Buchstaben¬ kennzeichnung ,,XJP“. Weiehmacjnetischc Ferrite von KWH (VEB Keramische Werke Hermsdorf) Werkstoff Frequenzbereich fmin bis f ma x in MHz Anfangspermeabilität, gemessen am Ring «(±20 %) Manifer 110 0,3 bis 3 100 Manifer 140 0,1 bis 1,5 400 Manifer 150 0,001 bis 0,5 800 Manifer 163 0,001 bis 0,5 1000 Manifer 164 0,001 bis 0,5 - 1 ) Manifer 173 0,001 bis 0,3 1500 Manifer 174 — -*> Manifer 183 0,001 bis 0,3 2200 Manifer 184 — - 3 > Manifer 210 30 bis 100 6 Manifer 220 10 bis 50 15 Manifer 230 5 bis 25 36 Manifer 240 2 bis 6 120 Manifer 250 0,5 bis 2,5 240 Wechselfeldpermeabilität bei 1000 10 8 Vs/cm 2 . *) 1200 bis 1800. *) 1800 bis 2500. 3 ) > 2500. 315 Manifer-Schalenkerne von KWH Schalen¬ kerngröße a l - Kennwert in nH/w 2 mit Luftspalt (Richtwert) ohne Luftspalt in mm 25 40 63 100 160 250 400 in nH/w 2 11 X 6 (0,9) (0,5) (0,23) (0,11) _ — — 500 14 X 8 ~ (1,2) (0,65) (0,27) (0,13) — — — 1000 18X11 — — (1,10) (0,55) (0,28) (0,13) (0,05) — — 1600 22X13 — — (1,80) (0,88) (0,45) (0,22) (0,12) (0,5) — — 2000 26X16 — — — (1,50) (0,80) (0,41) (0,20) (0,11) — — 2250 30X19 — — — (2,30) 0,10) (0,65) (0,35) (0,20) (0,10) — 2500 36X22 — — — — (1,95) (1,00) (0,55) (0,30) (0,15) (0,11) 3250 Die Klammerwerte stellen die Luftspaltlänge in mm dar. Primärelemente und Batterien für Transistorsehaltungen Kenngrößen Offene Spannung U z ; auch unbelastete Spannung genannt. Sie wird mit einem hochohmigen Spannungsmesser (Rj = 10 kß/V) nach TG-L 6245 gemessen. Arbeitsspannung XJ a \ auch belastete Spannung genannt. Sie stellt sich bei einem bestimmten Strom über dem Belastungswiderstand ein, siehe TG-L 7487. KurzscntufJstrom if.: Er wird mit einem möglichst niederohmigen Instrument ge¬ messen. Der Wert der Klemmenspannung soll bei dieser Messung 1 / i0 der Batterie¬ nennspannung sein. Kurzzeitige Entladeströme sind bis zum Wert von etwa 10 % des Ik'Erischwerts zulässig. Dauerströme sollen nicht mehr als 1 bis 2 % des Ik- Frischwerts betragen. Die Leistungen eines Primärelements werden in Entlademinuten oder -stunden angegeben. Die Entladung erfolgt nach einem bestimmten, jeweils von der Bat¬ terie abhängigen Modus. Die tatsächlichen Leistungen werden in Form einer Ent¬ ladekurve erfaßt. t [minJ Bild 1 Entladecharakteristik für Stabelement R 20 316 Bild 2 Entladecharakteristik für Stabbatterie 2RIO Bild 3 Entladecharakterist ik für Flachbatterie 3 R 12 Bild 4 Entladecharakteristik für Transistorbatterie 3R12 t[min] t[h] 3 VEB Batterien- und Elementefabrik , Tabarz („Thuringia“) Bezeichnung Maximal¬ größe in mm Masse in p Nenn¬ spannung in V Stabelement 1120/EIT 1,5 63X33 85 1,50 Stabbatterie 2R10/BCT3 74X21 40 ; 3,00 Flachbatterie 3R12/BDT 4,5 66X22 110 4,50 Transistorbatterie 3R12/BDT 4,5 66X22 110 4,50 Bild 5 bis 8 Bild 5 Entladecharakteristik für Stabelement EIT-A Bild 6 Entladecharakteristik für Heizelement ElaT-A Bild 7 Entladecharakteristik für Batterie BP 1829/9 Bild 8 Entladecharakteristik für Heizbatterie BIaT6 (gestrichelte Linie = Frischentladung, ausgezogene Linie = Entladung nach 6 Monaten Lager zeit) 318 Offene Spannung in V Arbeits¬ spannung in V Kurzschlu߬ strom in A Kapazitäts¬ richtwert in Ah Entlade¬ kurve Nr. 1,55 1,45 etwa 5,0 4,0 1 3,05 2,70 etwa 5,0 0,40 2 4,65 4,30 etwa 4,5 1,0 3 4,95 4,90 (über R = 225 Q) etwa 6,0 1,8 4 VEB Berliner Akkumulatoren- und Elementefabrik, Berlin-Oberschöneweide („BAE“) Bezeichnung Maximal¬ größe in mm Masse in p Nenn¬ spannung in V Arbeits¬ spannung in V Entlade¬ kurve Nr. Stabelement EIT-A/R20 63 X33 97 1,50 1,45 5 Heizelement EIaT-A./R6 50,5X14 14 ] ,50 1,40 6 Stabelement Leak-proof 1120 61,5X34 100 1,50 1,45 Heizbatterie BIaT6/4R25 102X67 565 6,00 6,00 7 Batterie BP 1829/9 69 X32 X23 80 9,00 9.00 8 Heizbatterie BP 4048/9 82X104X45,5 650 9,00 9,00 319 Anschriften der Itadioklubs der Gesellschaft für Sport und Technik Radioklub der DDR 1055 Berlin Hosemannstraße 14 Bezirksradioklub Rostock 25 Rostock 1 Wallstraße (Haus der Armee) Schwerin 27 Schwerin Wilhelm-Pieck-Straße 12 Neubrandenbur g 20 Neubrandenburg Haus der Kultur und Bildung Potsdam 15 Potsdam Berliner Straße 62 Frankfurt/O. 12 Frankfurt/O. Halbe Stadt 22 (GST-Bezirksvorstand) Cottbus 75 Cottbus Ostrower Damm 11 Magdeburg 301 Magdeburg Hasselbachplatz 2 Halle 402 Halle Schimmelstraße 7 Erfurt 50 Erfurt Am Anger 25 Gera 65 Gera Puschkinplatz (Haus der Jugend und Sportler) Suhl 60 Suhl Lauter Nr. 29 (GST-Bezirksvorstand) Dresden 806 Dresden Karl-Marx-Platz 2 b Leipzig 701 Leipzig Karl-Tauchnitz-Straße 21 (GST-Bezirksvorstand) Karl -Marx- Stadt 901 Karl-Marx-Stadt Schloßstraße 7 (GST-Bezirksvorstand) Berlin 1055 Berlin Hosemannstraße 14 Farbe 2. Ring oder 2. Farbpunkt Multiplikator Toleranz schwarz schwarz braun o orange grün 53 .0 •<1 violett grau 0 i 2 3 5 6 8 1 10 10 z 10 3 10* fl fl fl W z fl 1 + H fl fl der Kondensatoren