LEKTRONISCHES AHRBUCH 1967 UKW-Antenne Masse Erdung Schaltzeichen c Antenne 0 Foto- Widerstand ■ _l T Kondensator, allgemein J=t T Flektrolyt- hndensator k Dreh¬ kondensator # HF-Übertrager g i Transformator I Ferrit¬ antenne 0 npn- Transistor 0 Tunneldiode 0 Fotodiode 0 Zenerdiode fjfl f Gleichrichter 1 - J + Batterie elektrische Verbindung 'er Funktechnik Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1967 Herausgeber: Ing. Karl-Hein? Schubert Elektronisches Jahrbuch für den Funkamateur 1967 DEUTSCHER M I L I TÄ R V E R L A G Redaktionsschluß: 31.3. 1966 1.—20. Tausend Deutscher Militärverlag • Berlin 1966 Lizenz-Nr. 5 Lektor: Sonja Topolov Einbandgestaltung: Wolfgang Kitter Zeichnungen: Heinz Bormann (Vignetten) Heinz Grothmann (technische Zeichnungen) Fotos: Tass Moskau, MBD, Werkfotos sowie Archivfotos der Verfasser Kartendruckgenehmigung des MdI Nr.: 429/66 Vorauskorrektor: Evelyn Lemke Korrektor? Hans Braitinger Hersteller: Wolfgang Guthmann . Typografie: Dieter Lebek Gesamtherstellung: (III/18/154) B. G. Teubner, Leipzig 7,80 Inhaltsverzeichnis Kalendarium 50 Jahre Oktoberrevolution. 11 Aus der Geschichte der Nachrichtentechnik. 15 15 Jahre Gesellschaft für Sport und Technik. 23 Dipl.-Ing. Eike Barthels Mikroelektronik — die Elektronik der Zukunft. 27 Ing. Ernst Bottke Fortschritte in der Transistortechnik. 39 Ing. Klaus K. Streng Qualität, die man hört und sieht. 43 Ing. W. Müller Die Dekadenzählröhre — ein interessantes elektronisches Bauelement 53 Ing. Klaus K. Streng NF-Verstärker mit Transistoren. 59 Hagen Jakubaschk Interessante Transistorschaltungen. 65 Ing. Ernst Bottke NF-Leistungstransistoren in der Verstärkerpraxis. 81 Mehrzweckleiterplatten als Bausteine für den Amateur. 91 Ing. Klaus K. Streng Einführung in die Problematik des Farbfernsehens. 97 5 Hans Fortier Transistorfernsehkamera selbstgcbaut.,. 107 Ing. Dieter Müller Kompendium des Transistorsuperhetempfängers. 123 Heinz Friedrich Rudermaschine für die Transistorfemsteueranlage . 141 Ing. Karl-Heinz Schubert Die kleinsten Radios der Welt. 149 W. Schkureiilcow Lernmaschine für das kleine Einmaleins. 157 J. Sjusin und F. Pelrow Der tönende „Notizblock“ . 163 Ing. Karl-Heinz Schubert Einfacher SSB-Exciter nach der Phasenmethode. 171 Ing. Karl-Heinz Schubert KW-Konverter mit Transistorbestückung. 175 B. Awdejew Fuchsjagdsender für 80 m, 10 m und 2 m. 181 Lubos Gech Praxis des Funkfernschreibens (RTTY). 187 Ing. J. Iwankow Mehrstimmiges elektronisches Musikinstrument. 199 Zdenek Skoda MOTOFON — ein Sprechgerät für die Motorradbesatzung. 207 Ing. Karl-Heinz Schubert Transistortaschenempfänger — MADE IN JAPAN. 213 Ing. Karl-Heinz Schubert Schaltungen mit Bastlertransistoren. 217 Ing. Heinz Stiehm Diplome und Conteste der Funkamateure. 230 6 Werner Tschichhold Vom Raben, der auszog, das Basteln zu lernen . 241 Karl Rothammel Antennenmeßpraxis für den Funkamateur. 244 Otto Morgenroth Die Technik der Radioastronomie. 253 Hauptmann Hey de Porträt eines Truppführers. 262 Ing. Oberst W. Basanow — Ing . Oberst W. Wanejew Informationstheorie und Truppenführung. 207 Korvettenkapitän (N) Werner Krüger Technische Mittel der U-Boot-Ortung . 278 Dipl.-Phys. Hans-Joachim Fischer Wie werden Interkontinentalraketen funkmeßtechnisch erfaßt. 286 Tabellenanhang. 291 Sachwörterverzeichnis für die Jahrbücher 1965, 1966, 1967. 313 7 I 9 « 7 Januar Februar März So 1 » 15 22 29 o 12 19 26 5 12 19 26 Mo 2 9 16 23 30 6 13 20 27 6 13 20 27 Di 3 10 17 24 31 7 14 21 28 7 14 21 28 Mi 4 11 18 25 1 8 15 22 1 8 15 22 29 Do 5 12 19 26 2 9 16 23 2 9 16 23 30 Fr 6 13 20 27 3 10 17 24 3 10 17 24 31 Sa 7 14 21 28 4 11 18 25 4 11 18 25 April Mai Juni So 2 9 16 23 30 7 14 21 26 4 11 16 25 Mo 3 10 17 24 1 8 15 22 29 5 12 19 26 Di 4 11 18 25 2 9 16 23 30 6 13 20 27 Mi 5 12 19 26 3 10 17 24 31 7 14 21 28 Do 6 13 20 27 4 11 18 25 1 8 15 22 29 Fr 7 14 21 28 5 12 19 26 2 9 16 23 30 Sa 1 8 15 22 29 6 13 20 27 3 10 17 24 Juli August September So 2 9 16 23 30 6 13 20 27 3 10 17 24 Mo 3 10 17 24 31 7 14 21 28 4 11 18 25 Di 4 11 18 25 1 8 15 22 29 5 12 19 26 Mi 5 12 19 26 2 9 16 23 30 6 13 20 27 Do 6 13 20 27 3 10 17 24 31 7 14 21 28 Fr 7 14 21 28 4 11 18 25 1 8 15 22 29 Sa 1 8 15 22 29 5 12 19 26 2 9 16 23 30 Oktober November Dezember So 1 8 15 22 29 5 12 19 26 3 10 17 24 31 Mo 2 9 16 23 30 6 13 20 27 4 11 18 25 Di 3 10 17 24 31 7 14 21 28 5 12 19 26 Mi 4 11 18 25 1 8 15 22 29 6 13 20 27 Do 5 12 19 26 2 9 16 23 30 7 14 21 28 Fr 6 13 20 27 3 10 17 24 1 8 15 22 29 Sa 7 14 21 28 4 11 18 25 2 9 16 23 30 9 Kommunismus ist Sowjetmacht plus Elektrifizierung des ganzen Landes W. I. Lenin, Bd. 30, S. 360 12 Und so sieht es 50 Jahre nach dem Sieg der Oktoberrevolution in der Sowjetunion aus. Die Elektrifizierung hat das gesamte Riesenland ergriffen , sie reicht über Wüsten und Gebirge , von Sibirien bis zum Japanischen Meer; und sie gipfelt in der Arbeit am Kernreaktor 13 Aus der Geschichte der Nachrichtentechnik Oft wurde schon als Witz erzählt, man habe beim Öffnen eines Hünen¬ grabes ein Stück Bronzedraht gefunden, woraus zu schließen sei, daß es damals bereits die drahtgebundene Telegrafie gegeben hätte. Da in anderen Hünengräbern kein Bronzedraht zu finden gewesen wäre, könnte daraus ohne weiteres geschlossen werden, daß . . . Tatsache allerdings ist folgendes: Vor der drahtgebundenen existierte die drahtlose Nachrichtentechnik. — Jedoch ohne daß elektromagnetische Wellen zur Anwendung kamen, w r as ja erst durch die Arbeiten von James C. Maxwell (1831 bis 1879), Heinrich Hertz (1857 bis 1894), Alex¬ ander St. Popow (1859 bis 1905), Guglielmo Marconi (1874 bis 1937) und vieler anderer möglich wurde. Die Entwicklung der menschlichen Gesellschaft war u.a. nur möglich durch den Austausch von Informationen. Wie Engels schrieb, „trug die Ausbildung der Arbeit notwendig dazu bei, die Gesellschaftsglieder näher aneinanderzuschließen, indem sie Fälle gegenseitiger Unterstützung, ge¬ meinsamen Zusammenwirkens vermehrte und das Bewußtsein von der Nützlichkeit dieses Zusammenwirkens für jeden einzelnen klärte. Kurz, die werdenden Menschen kamen dahin, daß sie einander etwas zu sagen hatten.“ Zunächst genügte den Menschen der unmittelbare Austausch von In¬ formationen auf der Grundlage sprachlicher Zeichen, später aber reichte das nicht mehr aus. Schon in der Frühzeit der Menschheit übermittelte man deshalb auf optischem und akustischem Wege Nachrichten über größere Entfernungen. Zu den ältesten dieser Verfahren zählten die Feuerzeichen, die man nachts verwendete, sowie von Rauchzeichen für die Übermittlung der Nachrichten bei Tage. Meeresströmungen, Flüsse und Bäche wurden zur Nachrichtenübermittlung benutzt, indem man Dingbilder hineinwarf und weitertreiben ließ. Etwa gleich alt ist die akustische Nachrichtenübermittlung durch Ruferketten, Trommeln, Pauken usw. Die erste primitive Feuer- und Rauchzeichentelegrafie (angewendet z.B. im Trojanischen Krieg) hatte noch wesentliche Mängel. 15 Zwar erfanden etwa 450 Jahre v. u. Z. die Griechen Demokleitos und Kleoxenes eine Art optische Telegrafie, doch erst die Römer entwickelten sie durch Kombination von Feuer- und Rauchzeichen so weit, daß die 24 Buchstaben des Alphabets übertragen werden konnten. Die Perser benutzten zu jener Zeit Ruferketten, durch die es möglich war, an einem Tag eine Weglänge von 30 Tagereisen zu überbrücken. Und auch heute können wir trotz all unserer hochmodernen Technik nicht auf diese primitiv anmutenden Nachrichtenübermittlungsverfahren ver¬ zichten: Beispiele dafür sind die Leuchttürme an den Meeresküsten (optische Nachrichtenübermittlung) und die Nebelhörner der Schiffe (akustische Nachrichtenübermittlung). Natürlich haben solche Infor¬ mationsquellen nur ein sehr geringes Informationsvolumen, noch zum Signalisieren einer Gefahr genügen sie. Bis zum Jahre 1780, als Luigi Galvani (1737 bis 1798) seine berühmten Froschschenkelversuche unternahm, war man ständig bemüht, die optische und die akustische Nachrichtenübermittlung weiterzuent¬ wickeln. Als dann Alessandro Volta (1745 bis 1827) im Jahre 1799 die Voltasche Säule vorstellte, die als chemoelektrischer Stromerzeuger dauernd Strom abgeben konnte, ging man mehr und mehr dazu über, die Elektrizität für die Nachrichtenübermittlung zu benutzen. Aber noch vor den Ver¬ suchen von Galvani hatte es einen Vorschlag des Schotten E. Marshai (1753) gegeben, der die damals schon lange bekannte Reibungselektrizität zur Nachrichtenübermittlung einzusetzen gedachte. Man wollte zwischen 2 Stationen 24 Drähte verlegen und bei der Empfangsstation vor jedem Drahtende ein Holundermarkkügelchen mit dem entsprechenden Buch¬ staben anordnen. In der Sendestation sollte dann der dem gewünschten Buchstaben entsprechende Draht elektrisch aufgeladon werden und auf diese Weise an der Empfangsstation das entsprechende Holundermark- kügelchen anziehen. Die Einführung dieses Verfahrens scheiterte daran, daß man damals nicht imstande war, die verlegten Drähte genügend zu isolieren. Adel und Geistlichkeit hatten während des Mittelalters kein Interesse an einer besseren und vor allem schnelleren Nachrichtenübermittlung gehabt. Doch mit dem Aufkommen des Bürgertums, mit der damit verbundenen Entwicklung von Wirtschaft und Handel wurde das anders. In Frankreich fand während der französischen Revolution beim Nationalkonvent ein Geistlicher lebhaftes Interesse, der in seinen Mußestunden ein neuartiges Telegrafiesystem auf optischer Basis entwickelt hatte. So begann 1792 Claude Chappe (1763 bis 1805) mit dem Aufbau einer von ihm erfundenen, optischen Telegrafenlinie, die später — in abgewandelten Formen — von zahlreichen europäischen Ländern ebenfalls eingeführt wurde. Die ver¬ wendeten Flügeltelegrafen (Semaphoren) bestanden jeweils aus einem Mast, an dessen Spitze ein drehbarer Regulatorrahmen befestigt war, der 16 Bild 1 Prinzip des Chappeschen bzw. französischen Staatslelegrafen an jodem Ende einen drehbaren Flügel aufwies (Bildl). Für den Regulator¬ rahmen hatte man 4 Hauptstellungen, für jeden Flügel 7 Hauptstellungen festgolegt. Hamit konnten 4x7x7 = 196 Zeichen dargestellt werden. Insgesamt 70 der einprägsamsten Positionen wurden als Buchstaben, Ziffern und Satzzeichen benutzt. Für die Linie Paris- Lille (1794) hatte man auf der Länge von 225 km 22 Stationen eingerichtet (Bild 2). Jede Station war in Empfangs- und in Senderichtung mit eingebauten Fern¬ rohren versehen. Mit über Rädern verlaufenden Messingdrahtstilen 2 Elektronisches Jahrbuch 1967 17 bewegte man die 3 Gelenke. Gleichzeitig wurde zur Kontrolle, daß das Zeichen richtig übermittelt worden war, im Zimmer des Telegrafisten ein mit dem großen gekoppelter kleiner Flügeltelegraf eingestellt. Ein Zeichen konnte von Paris nach Calais in 3 Minuten übermittelt werden; nach Straßburg benötigte man knapp 6 Minuten, nach Toulon 20 Minuten. In Frankreich wurde eine Vielzahl solcher Linien eingerichtet, die alle in Paris endeten. Allerdings hatten sie den Nachteil, daß sie nur bei Tage und bei einigermaßen klarem Wetter benutzt werden konnten. 17iJö führte man in Schweden ebenfalls die Chappeschen optischen Tele¬ grafen ein; 1796 auch in England, allerdings in der von Lord Murray abgewandelten Form (Bild 3). Der englische optische Telegraf bestand aus einem Rahmen mit 6 Klappen, die senkrecht stehen oder waagerecht liegen konnten. Das durch seine Kriege verarmte Preußen brauchte 42 Jahre, bis es diese optischen Telegrafenlinien einführen konnte. Erst 1834 baute F. A. O. Etzel eine Linie von Berlin nach Koblenz, die 61 Zwi- Bild 2 Station einer optischen Telegra/enlinie nach Chappe 18 schenstationen hatte. Diese Linie wurde bis 1853 betrieben. Der preußische Staatstelegraf stellte ebenfalls eine Abwandlung der Chappesehen Sema¬ phoren dar: Drei Doppelflügel waren übereinander an einem Mast be¬ festigt (Bild 4 und Bild 5). Mit diesen 6 Flügeln konnten 256 Zeichen eingestellt werden. Obwohl seine Erfindung in ganz Europa genutzt wurde, lebte Chappe völlig verarmt. Verzweifelt über sein Schicksal, setzte er 1805 seinem Leben ein Ende. Der russische Mechaniker I. P. Kulibin wendete ebenfalls das Semaphor¬ system an. Er faßte jedoch den Telegrafenschlüssel, d.h. die vereinbarten Semaphorstellungen, zu einer Tabelle zusammen, wodurch die Übermitt- Bild 4 Prinzip des preußischen Staatstelegrafen 2 * 19 t( Bild 5 Königlich-preußische Telegrafeninspektoren vor der Telegrafenstation Nr. 2 (Dahlem) lungsgeschwindigkeit gesteigert werden konnte. — Die längste optische Telegrafenlinie der Welt bestand 1839 zwischen Petersburg und War¬ schau. Mit zunehmenden Erkenntnissen auf dem Gebiet der Elektrizität wuchsen die Bemühungen, sie für die Übermittlung von Nachrichten anzuwenden. Als einer der ersten arbeitete auf diesem Gebiet Samuel Thomas von Sömmerring (1755 bis 1830). Er untersuchte die Frage, bis zu welchen Entfernungen sich die chemische Wirkung des elektrischen Stromes über¬ tragen läßt. 1809 gelang es ihm, eine Entfernung von 313 m zu über¬ brücken (eine wesentliche Verbesserung gegenüber den 50 m, die der spanische Ingenieur F. Salva erreicht hatte). Bild 7 zeigt die Ausführung des Sömmerringschen elektrolytischen Telegrafen (als Nachbildung im Berliner Postmuseum zu sehen). Geber und Empfänger sind mit 27 Drähten verbunden (24 Buchstabenloitungen, je eine für Punkt, Wiederholung und Rückleiter). Beim Empfänger enden die Drähte in einem schmalen, senkrecht stehenden Wassergefäß. Wird am Geber der Kontakt eines Buchstaben geschlossen, so steigt beim Empfänger am entsprechenden Drahtende zersetztes Wasser in Gasform auf. Sömmerring setzte seine Versuche fort und konnte 1812 bereits eine Ent¬ fernung von 3138 m überbrücken. Doch in Deutschland fand sich keine Möglichkeit für die Anwendung der Sömmerringschen Erfindung, obwohl 20 Büd 6 Samuel Thomas von Sömmerring (1755 bis 1830) sie preiswerter in der Anlagentechnik war als die bisherigen Flügeltele¬ grafen. Auch Frankreich lehnte das neue Verfahren ab, da dort das große Netz der optischen Chappe-Telegrafen bestand. Mit dem elektromagnetischen Telegrafen von Gauß und Weber, dem Morsealphabet und der Morsetaste von Morse begann die eigentliche Epoche der elektrischen Nachrichtenübertragung. Darüber mehr in unserem nächsten Jahrbuch. Büd 7 Der elektrolytische Telegraf von Sömmerring. Links der Empfänger, rechts der Sender und die Stromquelle 21 15 Jahre Gesellschaft für Sport und Technik Interview mit den Vorsitzenden der Gesellschaft für Sport und Technik — Kurt Lohberger Redaktion: Seit 15 Jahren besteht die Gesellschaft für Sport und Technik. Es war eine Zeit stürmischen Fortschritts auf allen Gebieten des Sportes und der Technik in unserer Republik. Die Gesellschaft für Sport und Technik nimmt heute einen geachteten Platz in unserem gesellschaftlichen Leben ein. Uns, Genosse Lohberger, interessiert für die Leser des „Elektronischen Jahrbuches“ natürlich speziell die Seite des Nachrichtensports, und wir hätten gern Näheres von Ihnen über die Anfänge und über die Perspektive dieser Sportart erfahren. Gen. Lohberger: Ein altes Sprichwort sagt: „Aller Anfang ist schwer.“ So war das auch 1952 bei uns. Nur wenige Ausbildungsgeräte — und die oft noch recht primitiv — standen unseren damaligen Lehrgruppen zur Verfügung. In den meisten Fällen wurde improvisiert. Auch an geeigneten Ausbildern mangelte es. Demgegenüber stand die Tatsache, daß sofort nach Gründung der Organisation Tausende am Nachrichtensport interes¬ sierte Mädchen und Jungen zur GST kamen und selbstverständlich sofort mitarbeiten wollten. Trotz aller Schwierigkeiten war sich der Zentralvorstand klar darüber, daß die weitere Entwicklung des Nachrichtensports in der Gesellschaft für Sport und Technik notwendig und auch möglich ist. Deshalb wurde auch sofort damit begonnen, den Lehrgruppen konkrete Ausbildungs- und Lehrpläne zur Verfügung zu stellen. Redaktion: Welches waren damals die konkreten Ausbildungsziele? Be¬ schränkte sich die Ausbildung auf Lehrgänge für Morsen, Funken und ähnliches, oder gab es bereits Gruppen, die sich zum Gerätebau zusammen¬ fanden, und war es möglich, eine erste Leistungsschau des Nachrichten¬ sports aufzubauen ? Gen. Lohberger: Das sind viele Fragen auf einmal. Es kam dem Zentralvorstand vor allem darauf an, die Voraussetzungen zu schaffen, daß im Nachrichtensport sofort nach einheitlichen Prinzipien gelehrt und gelernt wurde. 22 Lehrgruppen gab es auf dem Gebiet der Funk-, Fernsprech- und Fern¬ schreibtechnik. Selbstverständlich gab es innerhalb dieser Gruppen, oder neben diesen, Kameraden, die eigene Geräte bauten, um dadurch auch die noch nicht befriedigende Basis für Ausbildungsgeräte erweitern zu helfen. Ganz besonders war das notwendig für die Funkausbildung. Denn jeder Amateurfunker, das ist auch heute noch so, muß ein Gerät selbst gebaut haben, ehe ihm die Amateurfunkerlaubnis erteilt wird. Heute arbeiten Tausende von Nachrichtensportlern in den Sektionen, Grundorganisa¬ tionen, Kreis- und Bezirksradioklubs. Allein schon daraus ist zu erkennen, wie sich der Nachrichtensport in der DDR dank der Fürsorge der Partei der Arbeiterklasse, der Sozialistischen Einheitspartei Deutschlands, und der Regierung der DDR entwickelt hat. Immer größer wird auch die Teilnehmerzahl an den jährlich durchgeführ¬ ten Deutschen Meisterschaften im Sprechfunk-, Funk-, Fernschreib- Mehrwettkampf und in der Fuchsjagd. Letztere hat sich immer mehr zu einer interessanten Disziplin entwickelt, die auch international betrieben wird und die hohe technische und physische Anforderungen an die Teil¬ nehmer stellt. 1953 trat der Nachrichtensport anläßlich der 1. Republik-Meisterschaften in Gera auch erstmalig in einer Teil-Ausstellung mit seinen gebauten Geräten und kommerziellen Ausbildungsgeräten an die Öffentlichkeit. Jetzt organisieren unsere Bezirksvorstände bzw. der Zentralvorstand alle zwei Jahre Leistungsschauen der Funkamateure und Amateurkonstruk¬ teure. Besondere Erfolge haben dabei die Bezirke Berlin, Dresden, Erfurt und Halle. Die Elektronikschau 1965 in Erfurt konnte einen Rekordbesuch von mehr als 300 000 Besuchern auf weisen. Bei den Messen der Meister von Morgen nehmen die Exponate des Nach¬ richtensports der GST einen beachtlichen Platz ein. Nicht zuletzt zeigen sich die Erfolge im Nachrichtensport auch in der Zahl der erworbenen Leistungsabzeichen und erteilten Amateurfunk - lizenzen. So steigerte sich die Zahl der erteilten Funkerlaubnisse in den Jahren von 1960 bis 1965 um 1 244%. Redaktion: Uns ist bekannt, daß es eine spürbare Erleichterung für die 18inonatige Ausbildung bei unserer Nationalen Volksarmee ist, wenn die zukünftigen Soldaten der Nachrichtentruppe bereits eine technische Aus¬ bildung bei der GST erhalten haben, bevor sie zur Armee kommen. Diese Erkenntnis greift auch bei den Jugendlichen mehr und mehr um sich. Ja, die Entwicklung geht jetzt schon dahin, daß selbst bei 10- bis 12jährigen Schülern der Drang zur Beschäftigung auf funktechnischem oder elek¬ tronischem Gebiet vorhanden ist, ob als Vorbereitung auf den Beruf oder als Hobby. Wir hörten sogar von einem Fall, in dem ein 11 jähriger Magdeburger Schüler die Funkamateurprüfung abgelegt hat. 23 Gen. Lohberger: Das ist richtig. Unsere Nationale Volksarmee ist eine modern ausgerüstete Armee. Der Dienst in dieser Armee stellt hohe An¬ forderungen auch an das technische Niveau der zukünftigen Soldaten, und wir empfehlen jedem jungen Menschen, der den Wunsch hat, bei der Nachrichtentruppe zu dienen, sich vorher in der Gesellschaft für Sport und Technik die dafür notwendigen Kenntnisse anzueignen. Wir sind erfreut darüber, daß besonders unter den Schülern das Interesse für die Elektronik ständig wächst. Das entspricht dem Zug unserer Zeit. Unser junger Freund Bernd Martin Blume aus Magdeburg, den Sie sicher meinen, ist nicht der einzige junge Kamerad. Bei den Deutschen Meisterschaften der GST 1965 errang der 13jährige Schüler Joachim Dehn aus Suhl in der Fuchsjagd den Titel eines Vizemeisters. Es gibt wohl heute kaum ein Gebiet, das nicht von der Elektronik durch¬ drungen wird. Dem muß auch die Gesellschaft für Sport und Technik Rechnung tragen. Deshalb fördern wir ganz besonders die sich bil¬ denden Zirkel und Arbeitsgemeinschaften für elektronische Massenarbeit usw. Nicht zuletzt deshalb, weil wir wissen, daß daraus unsere zukünftigen Amatemfunker kommen. Von unserer Organisation ging u.a. auch die Anregung zum Bau kyber¬ netischer Modelle — und ich erinnere hier an dio kybernetische Schild¬ kröte —, von Lern- und Rechenmaschinen aus, und wir können mit Stolz sagen, daß das einen großen Widerhall gefunden hat. Jetzt orientieren wir auf die Entwicklung zum Bau solcher elektronischen Geräte, die nicht nur für unsere Ausbildung, sondern auch für die Volkswirtschaft von Bedeutung sind. Die Schaffung eines speziellen Versandhauses und die Bereitstellung von verbilligten Bauelementen, Bauplänen ubw. wird dazu beitragen, daß wir in dieser Hinsicht noch größere Erfolge haben werden. Was die vor¬ militärische Ausbildung im Nachrichtensport betrifft, so können wir selbstverständlich sagen, daß wir auch hier mit der Entwicklung Schritt halten. So wird z.B. die Fernsprechausbildung im althergebrachten Sinne nicht mehr bei uns durchgeführt, sondern der Funk-Sprech-Verkehr. Auch im Fernschreiben ist die Arbeit interessanter geworden, weil auch hier immer mehr das Funk-Fernschreiben dominiert. Der Amateurfunk ist der wichtigste Ausbildungszweig im Nachrichten¬ sport. Unsere Funkamateure repräsentieren mit ihrer Arbeit die Deutsche Demokratische Republik in aller Welt. Sie sind \msere fähigsten Kamera¬ den im Nachrichtensport und — das ist eine sehr wichtige Frage — auch unsere besten Kader. Von ihrer Arbeit hängt es wesentlich ab, in welchem Maße die Organisation die ihr gestellten Aufgaben auf dem Gebiet des Nachrichtensports erfüllt. Ich darf vielleicht noch auf eine weitere Frage hinweisen. In den letzten Jahren hat sich eine enge Verbindung zwischen den Mitarbeitern des damaligen Verlages Sport und Technik und jetzt des Militärverlages 24 ergeben, so daß die Abteilung Nachrichtensport beim Zentralvorstand weitgehend Einfluß auf die Planung und Produktion der populär-techni¬ schen Literatur der Elektronik nehmen konnte, die eine wesentliche Vor¬ aussetzung und Stütze für unsere Arbeit bildet. Ich hoffe, daß das in Zukunft weiter geschieht. Redaktion: Wir freuen uns besonders, daß wir auf Grund dieser Zusam¬ menarbeit die reichen Erfahrungen der Funktionäre des Nachrichten¬ sports nutzen konnten und sie auch als Autoren gewannen. Wir danken Ihnen, Genosse Lohberger, und können uns nur wünschen, daß der Nachrichtensport sich weiter so positiv entwickelt wie bisher und die Gesellschaft für Sport und Technik dadurch hilft, die technische Revolution in unserer Republik zu verwirklichen und sie zu schützen. Die Grundlage für das Leben auf der Erde besteht größtenteils darin, daß die Gewächse Sonnenenergie in chemische Energie itmwandeln. Man bezeichnet diesen Prozeß als Fotosynthese. Der Wirkungsgrad der Umwandlung ist dabei aber sehr klein . Bei Zwie¬ beln macht er insgesamt 0,45 Prozent aus, bei Weizen 1,26 Prozent, bei Mais 2,18 Pro¬ zent und bei Zuckerrüben 2,2 Prozent. Interessant ist es, diese Zahlen mit dem Wirkungsgrad elektronischer Geräte zu ver¬ gleichen. Selenfotoelemente z.B. erreichen einen Wirkungsgrad von etwa 1 Prozent, d.h. etwa soviel wie die obengenannten Kulturen. Siliziumfotoelemente (Sonnen¬ batterien) weisen mit 12 bis 13 Prozent den höchsten Wirkungsgrad auf. Theoretisch kann man ihn auf bis 22 Prozent steigern, was bisher 'praktisch noch nicht gelang. Bei Lasern beträgt der Wirkungsgrad etwa 100 Prozent. 25 Preisfrage: In welcher Richtung fließt der elektrische Strom? (aus „Unterhaltsame Elektronik“) In alten Zeiten, als die Physiker nur ein verhältnismäßig kleines Gebiet elektrischer Erscheinungen untersuchen konnten, prägte man die Begriffe positive und negative Elektrizität. Das Pluszeichen wurde der „GlaseleJclriziiät“, d.h. der elektrischen Ladung zu¬ geordnet, die auf Glas entsteht, wenn man es an Seide reibt. Als negative Elektrizität definierte man die sogenannte Siegellackelektrizität, d.h. die elektrische Ladung, die durch Reibung von Siegellack mit Wolle entsteht. Später wurde lesigelegt, daß der elektrische Strom von Plus nach Minus fließt. Düse Festlegung war sehr bequem, und sie hat sich bis in unsere Tage erhalten. Alle Grundgesetze und Regeln der Elektrizitätslehre gehen darauf zurück. Ende des vergangenen Jahrhunderts , als man die Elektronen entdeckte, wurde klar, daß derartige Festlegungen und Termini in keiner Weise mit dem tatsächlichen physikalischen Wesen der elektrischen Erscheinungen über einstimmen. Die Ent- deckung der Elektronen zeigte, daß der elektrische Strom eine ,,körnige“ Struktur hat. Der elektrische Strom ist ein Fluß kleinster negativer Ladungen — der Elektronen. Die Elektronen bewegen sich vom Minuspol zum Pluspol , d. h. also gerade entgegen¬ gesetzt der Festlegung, die man in vergangenen Zeiten getroffen hatte. Das brachte eine gewisse Dualität sowie Fehlerquellen mit sich, ln vielen Fällen war es nun notwendig, sich vorher über die Flußrichtung des Stromes zu einigen. Man entschied sich dann entweder für die ehemals festgelegte Stromrichtung oder für die Flußrichtung der Elektronen. Besonders schwerwiegend wirkte sich diese Dualität in der Funktechnik aus. Bei der Erläuterung von Schaltungen und Geräten kommt es häufig darauf an, die Elektronenbewegung zu beachten. Als Beispiel sei die Leitfähigkeit einer Elektronen¬ röhre genannt. Verwendet man die festgelegte Stromrichtung , so ist die Röhre in Richtung Anode-Katode leitfähig. Bezieht man sich aber auf den Elektronenfluß, so verhält es sich genau umgekehrt. Die Röhre leitet jetzt in Richtung Katode-Anode. Kann man nun nicht einheitliche Festlegungen in dieser Richtung treffent — Das ist nicht so einfach, wie es scheint. Natürlich könnte man in allen neuen Ver¬ öffentlichungen die aus früheren Zeiten stammende Festlegung über die technische Stromrichtung streichen. Was sollte aber statt dessen eingeführt werdent Die Be¬ wegung srichtung der Elektronen ? Das wäre einfach und richtig für den Fall, daß der elektrische Strom einzig und allein aus Elektronen oder ganz allgemein aus negativen Ladungen bestünde. Es ist aber bekannt, daß es Stromträger mit zwei ver¬ schiedenen Vorzeichen gibt und daß sie unter dem Einfluß eines einheitlichen Feldes gegeneinander fließen. Im äußeren Stromkreis eines galvanischen Elements bewegen sich die Elektronen in einer Richtung, im Inneren des Elements entgegengesetzt. In einem p-Halbleiter fließen die Löcher in einer Richtung und die Elektronen im Leiter den Löchern entgegen. In der Stromquelle, an die der p-Halbleiter angeschlossen ist, bewegen sich die positiven Ionen entgegengesetzt zum Elektronenstrom. Daraus folgt, daß in zwei Abschnitten eines geschlossenen Stromkreises die Stromträger in einer Richtung, in den beiden anderen Abschnitten aber entgegengesetzt fließen. Welche Erscheinung auch bei der Bestimmung der Stromrichtung zugrunde gelegt wird (z.B. das vom Strom erzeugte Magnetfeld), eines bleibt immer gleich: Kommt man auf die Stromträger zu sprechen , dann gibt es eine bestimmte Dualität. Jedoch steht auf alle Fälle fest: Dü in Lehrbüchern genannte Korkenzieher- oder Linke-Hand-Regel ist nur im Zusammenhang mit den Stromträgern richtig. 26 Dipl.-Ing. Eike Barthels Mikroelektronik - die Elektronik der Zukunft Das Wort Mikroelektronik ist beinahe ein Modewort geworden und hat über die Fachpresse hinaus Eingang in die Tagespresse gefunden. Immer gilt es als Inbegriff von Kleinheit und technischem Fortschritt. Doch auch dem Eingeweihten fällt es oft schwer, eine hieb- und stichfeste Definition dieses Wortes zu geben, zu vielschichtig sind die damit zu¬ sammenhängenden Probleme, zu verschieden die Erscheinungsformen der als Mikroelektronik bezeichneten Bauelemente. In Fachkreisen ist man sich einig, daß Mikroelektronik besser integrierte Elektronik heißen sollte. Denn man versteht darunter, daß möglichst viele aktive (Transistoren) und passive (Widerstände, Kondensatoren, Induktivitäten u.a.) Bauele¬ mente zu einem einzigen Funktionselement zusammengefaßt - integriert — werden, das bessere Eigenschaften hat als die bloße Zusammenschaltung üblicher, noch so guter und kleiner Bauelemente. Doch bleiben wir bei diesem eingebürgerten Begriff und fragen lieber, warum Mikroelektronik? Um diese Frage zu beantworten, ist es nötig, die Forderungen der ein¬ zelnen Interessenten an die Mikroelektronik zu betrachten. Für die Raumfahrt steht die Masse bzw. das Volumen an erster Stelle, sie hat aus diesem Grund die Miniaturisierung besonders gefördert, kostet doch die „Fahrkarte“ für ein Gramm Nutzlast auf einer Satelliten¬ bahn etwa vierzig Dollar, für eine interplanetare Bahn sogar das lOfache. An zweiter Stelle der Forderungen steht in der Raumfahrt die Zuverlässig¬ keit, denn zu einem defekten Satelliten kann man keinen Monteur schicken. Ein weiterer wichtiger Punkt ist der geringe Leistungsbedarf von Mikroelektronik-Schaltkreisen. Ähnliche Probleme gibt es in der kommerziellen Elektronik, vor allem bei den modernen Elektronenrechnern. Hier steht wegen der großen Bauelementezahl die Forderung nach absoluter Zuverlässigkeit im Vor¬ dergrund. In einem Rechner sind heute bis zu 20 000 Transistoren ent¬ halten. Fällt durchschnittlich von 10 Millionen Transistoren einer je Stunde aus (man spricht von einer Ausfallrate von 10 -; /h, so bedeutet das: Der Rechner ist durchschnittlich alle 500 Stunden gestört. Noch 27 Bild 1 In ein T0-5-Gehäuse eingebauter Halbleiterschaltkreis (Rechteck in Bildmitte) in 6facher Vergrößerung, unteres Bild natürliche Größe, außen um den bi¬ nären Schaltkreis herumgelegte Einzel¬ bauelemente (Transistoren, Dioden, Widerstände) einer konventionellen Schaltung gleicher Art (,,Funktechnik' 1 , ff. 14/1965) anfälliger sind die anderen Bauelemente und die Verbindungsstellen, wie Löt- und Steckverbindungen. In solchem Fall bietet die Mikroelektronik bedeutende Vorteile gegenüber den bisher bekannten Techniken, da ganze Schaltungen, einschließlich der erforderlichen Verbindungen, als einziges Funktionselement unter definierten und besonders sauberen Be¬ dingungen hergestellt werden. Man rechnet damit, daß ein Mikrobau¬ element mit einer Vielzahl von Elementen die gleiche hohe Zuverlässigkeit hat wie ein einzelner Transistor. Der Preis bildet bei einem Rechner wegen der großen Anzahl der erforderlichen Mikroelektronik-Bauelemente einen wesentlichen Faktor. Weniger wichtig, jedoch keinesfalls unwesent¬ lich, ist Einsparung an Volumen und Leistung. Der Leistungsbedarf spielt speziell bei mobilen Rechenanlagen, z. B. in Flugzeugen, eine große Rolle. So konnte die Betriebsleistung eines amerikanischen Entfernungsmeß- und Rechengeräts von 5 W in Subminiaturröhrenausführung über 1 W in Transistorausführung auf 60 mW beim Aufbau aus Mikroschaltkreisen verringert werden. In der Konsumgüterelektronik (darunter versteht man vor allem Rund¬ funk- und Fernsehgeräte) spielt der Preis eine dominierende Rolle, die Volumen- und Leistungseinsparung ist von untergeordneter Bedeutung. Die Forderungen an die Zuverlässigkeit sind wegen der gegenüber anderen Anwendungsfällen wesentlich geringeren Bauelementezahl nicht so kri¬ tisch. Der immer noch relativ hohe Preis der Mikroelementeschaltkreise hat die Hersteller von Rundfunk- und Fernsehgeräten bisher von ihrem Einsatz abgehalten. Es ist aber nur eine Frage derZeit, bis hier eine Wende 28 eintritt. Man nimmt an, daß ab 1970 die Preise für die Mikroelektronik so weit gesunken sind, daß ihr Einsatz in Konsumgütern rentabel wird. Herstellung stechnol og ien Es haben sich drei Herstellungstechnologien herausgebildet, die den An¬ spruch auf den Namen Mikroelektronik erheben können. Man unterschei¬ det die Mikromodultechnik , die Dünnfilmtechnik und die Festkörper - oder Halbleiterblocktechnik. Zwischen den beiden letzten Techniken gibt es Kombinationen, die als Halbleiterhybridtechnik und als'Dünnfilmhybrid¬ technik bezeichnet werden. Mikromodultechnik Bei der Mikromodultechnik bringt man Leiterzüge mit Hilfe von Sieb¬ druckverfahren (Dickfilmen) auf Keramikplättchen (Moduln) auf und lötet konventionelle, aber spezialisierte sowie miniaturisierte Bauele¬ mente ein. Diese Moduln werden übereinandergestapelt, durch Steigdrähte verbunden und mit Kunstharz vergossen. Das Verfahren ist schon länger Bild 2 Halbleiterschaltkreis (s. Pfeil) etwa in Originalgröße zur Verwendung im Bügel einer Hörbrille (oben im Bild) oder in einem Hinterohrhörgerät (durchsichtiges Modell rechts unten); im Hintergrund eine der für die Her¬ stellung des Schaltkreises benötigten Aufdampfmasken in etwa 80facher Vergrößerung („Funktechnik “, H. 14/1965) 29 bekannt; es bildete den Anlang der Miniaturisierung, eine Integration der Bauelemente im eigentlichen Sinne wird jedoch hierbei noch nicht erreicht. Die mögliche Packungsdichte beträgt etwa 3000 Bauelemente/dm 3 . D ünnfilmtechnik Auf ein dünnes Plättchen aus Isoliermaterial (Glas), das Substrat, bringt man nacheinander und in entsprechender Eeihenfolge dünne Schichten aus leitendem und nichtleitendem Material auf. Aus den leitenden Mate¬ rialien werden die Leitungszüge und die Kondensatorbeläge, aus dem gleichen Material, aber wesentlich dünner, die Widerstände gebildet, aus den nichtleitenden Materialien die Dielektrika der Kondensatoren. Die Herstellung von aktiven Bauelementen aus halbleitenden Schichten ist zwar möglich, jedoch sind bisher noch keine befriedigenden Ergebnisse erzielt worden. Die Herstellung von Dünnfilmschaltkreisen gelang erst, als man gelernt hatte, die technologisch äußerst schwierigen Probleme der Maskenauf- dampftechnik zu beherrschen. Die Bruchteile von Millimetern breiten Leitungszüge und Bauelemente werden durch Abdecken der Substrat¬ plättchen mit einer Maske und durch anschließendes Aufdampfen von metallischen und isolierenden Schichten in einer Hochvakuumapparatur hergestellt. Die mit Hilfe der Dünnfilmtechnik erreichbare Bauelementedichte liegt bei 30 000/clm 3 . Halblciterblocktechaik Die Halbleiterblocktechnik lehnt sich stark an die von der Transistor¬ herstellung bekannte Planartechnik an. Hier werden aus Siliziumhalb¬ leiterblöcken kleinster Abmessungen, die mit Siliziumdioxid abgedeckt sind, mit Hilfe von Masken Öffnungen geätzt und in diese Öffnungen unter Hochvakuum Dotierungsmaterialien aus der Gasphase eindiffun¬ diert. Phosphor verleiht dem Silizium n-leitenden und Bor p-leitenden Charakter. Noch während der Diffusion schließt sich das geätzte Fenster wieder mit Siliziumoxid und schützt auf diese Weise den entstandenen pn-Übergang. Durch wechselndes Eindiffundieren von p- oder n-Leitung erzeugenden Materialien kann man sowohl passive als auch aktive Bau¬ elemente, einschließlich der Verbindung zwischen den Bauelementen, durch Abdeckung mit entsprechenden Masken herstellen. Sämtliche im Halbleiterblock enthaltenen Bauelemente sind nach der Fertigstellung der integrierten Schaltung durch eine Schicht aus Siliziumoxid geschützt und damit genauso zuverlässig wie ein nach der gleichen Technologie herge¬ stellter Planartransistor. Die Bauelementedichte beträgt 30 000 bis 100 000/dm 3 . 30 Hybridteehniken Die Eigenschaften der Dünnfilmtechnik und der Halbleiterblocktechnik lassen sich miteinander kombinieren. Man kann auf diese Weise die guten Eigenschaften der aktiven Elemente der Halbleiterblocktechnik in sinn¬ voller Weise mit den guten Eigenschaften der passiven Bauelemente der Dünnfilmtechnik verbinden. Dunnfilmhybridtechnik Die passiven Bauelemente werden, wie bei der Dünnfilmtechnik beschrie¬ ben, auf einem Trägerplättchen aufgedampft. Anschließend an die Her¬ stellung der aus passiven Bauelementen bestehenden Schaltung lötet man die separat in Planartechnik hergestellten aktiven Bauelemente als kleine Scheibchen (Chips) in die Dünnfilmschaltung ein. Halblcitcrblockliybridtechnik Bei der Halbleiterhybridtechnik werden die Transistoren und Dioden wie bei der Halbleiterblocktechnik durch Diffusion in einem Halbleiter¬ block hergestellt. Anschließend wird die Oberfläche des Blockes bis auf die Anschlüsse der eindiffundierten Bauelemente passiviert, d.h. mit einer isolierenden Si0 2 - Schicht versehen. Auf diese Isolierschicht dampft man nun die passiven Bauelemente (Kondensatoren und Wider¬ stände) in Dünnfilmtechnik auf. Bild 3 Beispiel für einen experimentellen Festkörperschaltkreis. Doppelanordnung von jeweils 2 Tran¬ sistoren ,i die Kollektor und Emitter gemeinsam haben, sowie von jeweils 2 Widerständen mit Mittelanzapfung („Funktechnik “, H. 1711964) 31 Bild 4 Dünnfilmschalt kreise von SEL mit eingelöteten Transistorchips im Orößenvergleich mit einer Fliege („Funktechnik”, H. 13/1965) Realisierung sowie Eigenschaften von Bauelementen Die neue Technik der Mikroelektronik bringt neben den schon erläuterten Verbesserungen auch eine ganze Reihe von Problemen mit sich, da die in Dünnfilm- oder Halbleiterblocktechnik hergestellten Bauelemente sowohl in ihren Eigenschaften als auch in ihren Wertebereichen zum Teil erheb¬ lich von den bisher bekannten Widerständen, Kondensatoren, Induktivi¬ täten und Transistoren abweichen. Diese Tatsache zwingt die Entwickler von' integrierten Schaltkreisen, Wege zu gehen, die vom Altherge¬ brachten häufig weit entfernt sind. Widerstände Widerstände werden in der Dünnfilmtechnik durch Aufdampfen von dünnen Metallfilmen, z. B. Tantal, NiCr oder Zinnoxid, hergestellt. Die Schichtdicke liegt zwischen 10 und 200 nm, es lassen sich Flächenwider¬ stände von i 00 £1 bis 3 ki 1 je cm 2 erreichen. Die Filmbreiten sind mit Hilfe der Maskentechnik sehr gut beherrschbar, so daß die Herstellungs¬ genauigkeit für einen Dünnfilmwiderstand unter 1 Prozent liegt. Der Wertebereich liegt zwischen 1011 und 10 MH. Da die Widerstände aus dünnen Metallfilmen bestehen, haben sie eine sehr gute Konstanz und einen geringen Temperaturbeiwert. Wesentlich schlechter sind die Eigenschaften von Hälbleiterblockwider- 32 ständen. Um zusätzliche Arbeitsgänge zu vermeiden, bildet man die Widerstände bei der Diffusion der Basis- und Emitterschichten der Tran¬ sistoren; ihre Eigenschaften werden daher von der Transistorstruktur bestimmt. Der herstellbare Widerstandsbereich liegt zwischen 50 Q und 50 kfi, die Herstellungstoleranz ist größer als + 20 Prozent, der Tem¬ pera; urbeiwrrt liegt mit etwa 0,1 Prozent/grd sehr hoch. Kondensatoren Ähnlich wie bei den Widerständen liegen die Verhältnisse bei den Kon¬ densatoren. Kondensatoren werden in Dünnfilmtechnik als Flächen¬ kondensatoren durch schichtweises Aufdampfen von leitenden und isolierenden Schichten erzeugt. Als Dielektrika dient Tantal- oder Silizium¬ oxid. Die Elektroden werden durch Aluminium-, Gold- oder Tantal¬ schichten gebildet. Der Wertebereieh von Dünnfilmkondensatoren liegt zwischen 10 pF und 25 nF, die Herstellungstoleranz beträgt 0,5 Pro¬ zent, der Verlustwinkel tan d variiert zwischen 10~ 3 und 10'" 1 . Die Halb- lciterblockkondensatorcn stellt man ähnlich wie die Widerstände während der gleichen Arbeitsgänge her, bei denen auch die Transistoren entstehen. Die Kondensatoren werden durch nebeneinander- oder übereinander¬ liegende pn-Übergänge gebildet und sind entsprechend verlustbehaftet. Die maximal erreichbare Kapazität beträgt etwa 500 pF, die Toleranz J_ 20 Prozent, der Verlustwinkel liegt zwischen 10~ 2 und 10“ 1 . Aus diesen Gründen ist man in der Halbleiterblocktechnik gezwungen, möglichst auf Kondensatoren zu verzichten. Logische Schaltungen arbeiten in Gleich¬ stromkopplung, ein eventuell erforderlicher Emitter-Überbrückungs¬ kondensator kann durch einen als Emitterfolger arbeitenden Transistor gebildet werden; ein Koppelkondensator wird mitunter durch einen Feldeffekttransistor ersetzt. Induktivitäten Induktivitäten lassen sich in der Halbleiterblocktechnik überhaupt nicht, in der Dünnfilmtechnik nur in sehr beschränktem Umfang reali¬ sieren. In der Dünnhlmtechnik stellt man kleine Induktivitäten durch Aufdampfen spiralförmiger Leiterzüge auf unmägnetischer oder Ferrit¬ unterlage her. Siebdrosseln lassen sich durch Feldeffekttransistoren nach¬ bilden, die einen hohen Wechselstromwiderstand und eine kleine Gleich¬ stromverlustleistung haben. Selektive Verstärker im NF- und HF-Gebiet bildet man ohne Induktivitäten mit Rückkopplungsschaltungen über RC-Netzwerke nach. Die Schaltungen ähneln den als Aotcü-Filter oder als T-Netzwerke bekannten Siebmitteln für HF und NF. 3 Elektronisches Jahrbuch 1967 33 Die Abstimmung solcher RG'-Netzwerke in der Halbleiterblocktechnik geschieht durch Änderung der Diffusionskapazität über eine regelbare Vorspannung. Transistoren und Dioden Sprechen die genannten Tatsachen zugunsten der Dünnfilmtechnik, so liegen die Verhältnisse bei den aktiven Bauelementen in der Halbleiter¬ blocktechnik günstiger. Denn es ist bis jetzt noch nicht gelungen, in der Dünnfilmtechnik in jeder Hinsicht befriedigende Transistoren herzu¬ stellen. Die Transistoren in der Halbleiterblocktechnik dagegen verfügen über die von der Planartechnik her bekannten guten Eigenschaften, wie hohe Grenzfrequenz, hohe Verstärkung, geringe Kapazitäten und hohe Durchbruchspannung. Aus diesen Gründen wird die Dünnfilmtechnik in den meisten Fällen in ihrer Abart als Dünnfilmhybridtochnik mit einge¬ löteten Planartransistoren angewendet. Sclialtungsteclinik Beim Einsatz der Mikroelektronik-Bauelemente muß man die unter¬ schiedlichen Forderungen der Digital- und der Analogtechnik beachten. Die Halbleiterblocktechnik wird vor allem in den großen Digitalrechnern eingesetzt. Hier kommt es weniger auf konstante Verstärkung oder kon¬ stante HF-Durchlaßkurven an als vielmehr auf gutes Schaltverhalten und große Bauelementedichte. Als besonders geeignet hat sich eine Schaltungstechnik erwiesen, die als DCTL (gleichstromgekoppelte Tran¬ sistorlogik) bezeichnet wird. Bei ihr überwiegen die Transistoren; Wider¬ stände und Dioden werden nur in geringem Umfang verwendet; Konden¬ satoren fehlen ganz. In der Analogtechnik wird man in der näheren Zukunft im wesentlichen Bild 5 Schaltung nach dem SLT-System mit 3 Widerständen und 3 Halbleitern („Nachrichtentechnik ", H. 8/1965) 34 Dünnfilmhybridschaltkreise einsetzen, da es bei ihr auf gute und kon¬ stante Eigenschaften der passiven Bauelemente ankommt. In beiden Be¬ reichen ist man bemüht, durch eine sinnvolle Normung und die Herstel¬ lung universell verwendbarer Schaltkreise einen möglichst ökonomischen Einsatz der Mikroelektronik zu erreichen. Entwicklungen in der DDR In der DDR wurde im VEB Keramische Werke Hermsdorf im Jahre I960 ein Programm Komplexmikroelektronik in Angriff genommen. Im Rahmen dieses Programms werden schrittweise verbesserte Bausteine geschaffen, die die Einführung der Mikroelektronik in der DDR gestatten. Das Programm Komplexmikroelektronik umfaßt folgende Stufen: KME1 Keramische Plättchen mit den Abmessungen 10 mm X 15 mm werden durch Siebdruck mit Leiterbahnen, Widerstandsschichten und Folien¬ kondensatoren versehen, danach setzt man Flachtransistoren und Miniaturdioden ein. Miniaturschalenkerne bilden die Induktivitäten. Die Plättchen werden übereinandergestapelt und durch Steigdrähte mitein¬ ander verbunden. Diese Technik entspricht etwa der Mikromodultechnik. Sie wurde inzwischen durch die Stufe KME 2 abgelöst. KME2 1965 lief das Programm KME 2 an. Gegenüber KME 1 wurde durch eine verbesserte Herstellungstechnologie eine größere Bauelementedichte bei gleichen Abmessungen erreicht. Die Widerstände werden in Dünnschicht¬ technik mit Hochvakuumbedampfungsanlagen hergestellt und danach mit Elektronenstrahlgeräten abgeglichen. KME 3 In der Stufe KME 3 werden integrierte Schaltungen nach der Dünnfilm¬ hybridtechnik hergestellt. Die Abmessungen der Plättchen betragen entweder 10 mm X 15 mm oder 20 mm X 30mm. Zusätzlich zu KME 2 sind Hochvakuumbedampfungsanlagen zur Herstellung von Dünnschicht¬ kondensatoren vorgesehen. Die Bestückungsaggregate für das Einsetzen der aktiven Bauelemente werden verbessert. Gegenüber KME 2 steigt die Produktion ohne Änderung der Anlagen auf das 6fache. KME 4 In der Stufe KME 4 sollen die bisher separat eingesetzten Diffusions¬ halbleiter durch aktive Dünnschichtbauelemente ersetzt werden. Man ist dabei, das System besonders für höchste Frequenzen weiterzuent¬ wickeln. 3* 35 Bild. 6 Dünnschichlbedampfungsanlagc im VEB Keramische Werke Hermsdorf — Entwicklung Institut Manfred von Ardenne („Nachrichtentechnik“, H. 811965) ICME 5 Die Stufe KME 5 stellt eine Entwicklungsvariante dar, die aus KME 3 hervorgehen wird. Statt der bisher eingesetzten aktiven Bauelemente sollen ganze Festkörperschaltkreise in die Dünnfilmschaltung eingelötet werden. Die Kombination beider Verfahren ist vor allem für kleine Serien vorteilhaft. Das vorliegende Programm der Komplexmikroelektronik ermöglicht eine kontinuierliche Weiterentwicklung unter uneingeschränkter Wiederver¬ wendung der technologischen Hilfsmittel von Stufe zu Stufe sowie gleich¬ zeitig ein flexibles Fertigungssystem für verschiedene Varianten von Mikroelektronik-Schaltkreisen. 36 Literatur Lennartz , H Vom Epitaxial-Planar-Transistor zum Festkörperschaltkreis, „Funktechnik“, H. 13/1965, S. 464; Der Trend zur Mikroelektronik, „Funk¬ technik“, H. 14/1964, S. 507; Gesichtspunkte für die Anwendung diskreter Halbleiter-Bauelemente und -Baugruppen, „Funktechnik“, H. 17/1964, S. 612; Integrierte Elektronik im Bereich der elektronischen Konsumgüter, ,,Funk¬ technik* % H. 12/1965, S. 465. Ärnous, H Anwendung der Mikroelektronik bei der Geräteentwicklung, „Funk¬ technik“, H. 14/1965, S. 542. Falter , M., Mikroelektronik, ein neuer Weg in der Schaltungstechnik, „Nach¬ richten tecbnik“, Jg. 15, H. 8/1965, S. 282. Krahl , K., u. a„ Mikroelektronik auf der Basis der Dünnschichttechnik (Mit¬ teilung aus dem VEB Keramische Werke Hermsdorf/ Thür.), „Nachrichten¬ technik“, Jg. 15, II. 8/1965, S. 287. ... kann ein Glas Tee einen PKW hochlieben nnil anderes (aus ,, Unterhaltsame Elektronik“) Ein Rundfunkempfänger entnimmt dem Stromnetz etwa 70 W. Vergleicht man diese Leistung mit gebräuchlichen Elektrogeräten — Heizplatten , Kaffeemaschinen, Bügeleisen , Kühlschränken —, so ist sie sehr gering. Lediglich kleine Elektronen¬ röhren und Miniaturlötkolben verbrauchen weniger Energie. Reicht nun die Kraft eines Menschen aus, einen Rundfunkempfänger mit Strom zu versorgen ?■ Man hat festgestellt, daß der Mensch bei verhältnismäßig lang andauernder Arbeit eine Leistung von etwa ljlO PS aufbringt. 1 PS entspricht in elektrische Einheiten umgerechnet 736 W. Daraus folgt , daß ein Mensch unter normalen Bedingungen eine Leistung von etwa 75 W, d.h. die Energie aufbringen kann, die ein Rundfunk¬ gerät verbraucht. 37 In populärwissenschaftlicher Literatur findet man häufig Vergleiche, die erläutern, welche Energiemenge beispielsweise in Form von Wärmeenergie bei einem erkaltenden Glas Tee verlorengeht. Dieser Vergleich wirkt äußerst attraktiv, wenn die Arbeit ge¬ nannt wird, die die verlorengehende Energiemenge hätte leisten können. Tatsächlich verliert ein Glas Tee (200 cm 3 = 0,2 l) beim Abkühlen von 100°C auf 20°C (d.h. bei einem Temperaturgefälle von 80°C) 0,2 •80 = 16 kcal. 1 kcal entspricht 427 mkp, so daß 16 kcal eine Arbeit von 16 • 427 = 6832 mkp er¬ geben. Das Ergebnis ist verblüffend. Der bekannte Personenkraftwagen Moskwitsch” wiegt etwa 1000 kp. Nimmt man nun an, daß er mit-4 erwachsenen Personen besetzt ist, also insgesamt etwa 1300 kp wiegt, so kann dieser vollbesetzte PKW mit der verlorengehenden Energie aus unserem Teeglas 6832: 1300 = 5,2 m hochgehoben werden. Untersuchen wir nun, wie lange man mit dieser Energie einen Rundfunkempfänger speisen kann. 1 mkp entspricht 2,72 ■ 10- 3 Wh — 2,72 • 60 = 163,2 • 10 - 3 Wjmin. Die 6832mkp ergeben also 163,2 • 10- 3 • 6832 = 1115 Wjmin. Verbraucht unser Rundfunkgerät 70 W, so reicht die-Energie aus, um es 1115 : 70 ä? 16 min zu betreiben. Der „Riese“, der unseren Moskwitsch mit Insassen etwa in die Höhe eines einstöcki¬ gen Hauses heben kann, versagt bei der Stromversorgung des Rundfunkempfängers bereits nach 16 min. Die Leistungsaufnahme von Rundfunkgeräten ist mit der Leistung gebräuchlicher Glühlampen zu vergleichen. Meist verwendet man Glühlampen von 15 bis 100 W. Im gleichen Bereich liegt auch die Leistungsaufnahme von Rundfunkgeräten aus dem Stromnetz. Es ist bekannt, daß Glühlampen nur mit einem sehr niedrigen Wirkungsgrad arbeiten. Lediglich 6 Prozent der auf genommenen Elektroenergie wandeln sie in Licht um. Die restlichen 94 Prozent werden als Wärme abgestrahlt. Wie sieht in diesem Fall ein Vergleich zu einem Rundfunkgerät aus? Rundfunkgeräte können hinsichtlich ihres Wirkungsgrads nicht mit dem von Glüh¬ lampen konkurrieren. Ein Rundfunkgerät mit einer Leistungsaufnahme von 50 W hat eine Ausgangsleistung von etwa 2 W, d.h., der Wirkungsgrad beträgt ungefähr 4 Prozent. Er liegt also um l,5mal niedriger als der einer Glühlampe. Genaugenom¬ men ist das aber noch nicht der genaue Wirkungsgrad des Empfängers. Unser Empfänger mit 2 W Ausgangsleistung gibt seine elektrische Energie an den Lautsprecher ab. Der Wirkungsgrad des Lautsprechers liegt aber nur bei etwa 1 Prozent. Die Schalleistung des Empfängers erreicht also nur einen Wert von 0,02 W, so daß der Wirkungsgrad des Empfängers demnach ganze 0,04 Prozent beträgt. 4/10 000 der auf genommenen Energie aus dem Stromnetz verwandelt der Empfänger in nützliche Schallenergie, während der Rest dazu beiträgt, das Zimmer „zu hei¬ zen“. Äußerst Ökonomische Geräte sind Transistorempfänger. Ihr Wirkungsgrad, gemessen an der elektrischen Energie, erreicht Werte bis zu 50 Prozent. Aber zu unser aller Leidwesen wird dieser große technische Gewinn vom Lautsprecher „geschluckt“. Mit seinem lprozentigen Wirkungsgrad sinkt der Gesamtwirkungsgrad des Transistor¬ empfängers, gemessen an der abgegebenen Schallenergie, auf etwa 0,5 Prozent. Das stellt für einen Empfänger zwar einen recht beachtlichen Wirkungsgrad dar. Gemessen an anderen Elektrogeräten aber ist er viel zu klein. 38 Ing. Ernst Bott he Fortschritte in der Transistorteclmik Im Elektronischen Jahrbuch 1Ö66 wurde auf die Vorteile und Besonder- heiten des Silizium-Planartransistors hingewiesen. Einen weiteren Fort¬ schritt der Transistortechnik stellt die Epitaxialtechnologie dar. Am Beispiel eines Epitaxial-Planartransistors soll erläutert werden, worum es sich handelt (Bild 1). Die für die Funktion eines Transistors wesentlichen Zonen, das Kollektor-, Basis- und Emittergebiet, wurden bei den bisher gebräuchlichen Herstellungsverfahren in einem Kristall¬ plättchen erzeugt, das man aus einem gezogenen Barren herausgeschnitten hatte. Da z.B. für die maximal zulässige Kollektorspannung der spezi¬ fische Widerstand des Kristallmaterials unmittelbar am Kollektor Über¬ gang maßgebend ist, mußte man, wenn eine bestimmte Kollektorspannung gewünscht wurde, hochgradig gereinigtes und damit hochohmiges Kristall- material verwenden. Damit bei den verschiedenen Arbeitsgängen das Kristallplättchen nicht zu Bruch geht, darf es nicht zu dünn sein. Bei einem „einfachen“ Planartransistor waren daher zwischen dem Kollektor¬ übergang und dem äußeren Kollektoranschluß verhältnismäßig lange Strombahnen und bei höheren Strömen hohe Spannungsabfälle vorhanden (Bild 2), die sich (wie bereits im Elektronischen Jahrbuch 1966 , S. 27, Bild 1 Schematischer Aulbau eines Silizium - Epitaxialtransistors. Die Strombahnen von der Anschlußfahne sind durch Pfeile angedeutet. Das p-leitende Basisgebiet ist schraffiert Bild 2 Aufbau eines Silizium-Planartran¬ sistors. Die an die Oberfläche tretenden Nahtstellen zwischen den Übergängen sind mit Siliziumdioxid (SiO ? ) bedeckt. Die Strombahnen von der Anschlußfahne zum Kollektorilbergang wurden durch Pfeile angedeutet. Sie sind lang und verlaufen durch Kristallbezirke, die verhältnis¬ mäßig hochohmig sind 39 erläutert) als hohe Restspannungen unangenehm bemerkbar machten. Hochfrequenzmäßig wirkten sich die Kollektorbahnwiderstände ebenfalls ungünstig aus. Zur Beseitigung dieses Nachteils schufen die Halbleiterphysiker das Epitaxialuerfahren. Man geht dabei von einem sehr stark verunreinigten Kristallplättchen aus, dessen spezifischer Widerstand mehr als lOOmal kleiner ist als sonst üblich, ln einem Spezialofen, in dem sich eine gas¬ förmige Siliziumverbindung befindet, wächst dann unter geeigneten Be¬ dingungen eine einkristalline Schicht reinsten Siliziums auf. Das ist die epitaxiale Schicht. Ganz entfernt ähnelt dieser Vorgang dem Entstehen von Eisblumen auf den Fensterscheiben bei hartem Frost. In beiden Fällen geht ein im gasförmigen Zustand befindlicher Stoff unter Um¬ gehung der flüssigen Phase in den festen Aggregatzustand über. Der Ver¬ gleich hinkt natürlich in mehrfacher Beziehung; er soll lediglich als Er¬ läuterung für den allgemein nicht sehr bekannten Vorgang dienen. In der epitaxialen Schicht werden dann die für einen Transistor not¬ wendigen pn-Übergänge nach den gleichen Verfahren erzeugt wie bei einem Planartransistor. Durch den gezielten Einbau von Dotierungs¬ substanz in die Schicht (die gerade nur so stark zu sein braucht, wie es die räumliche Ausdehnung der Übergänge erfordert) ergeben sich weite Va¬ riationsmöglichkeiten hinsichtlich der elektrischen Eigenschaften der Transistoren. Benötigt man z.B. einen Transistortyp mit hoher, zulässiger Kollektor¬ spannung, dann wird die aufwachsende Schicht schwach dotiert und damit hochohmig. Bei einem Vergleich zwischen Bild 1 und 2 erkennen wir, daß dann trotzdem die Strombahnen zwischen Kollektor und Kol¬ lektoranschluß zum größten Teil durch Kristallgebiete guter Leitfähigkeit gehen. Der Spannungsabfall und die Restspannung bleiben entsprechend klein. Einer der Hauptnachteile des „einfachen“ Planartransistors ist damit beseitigt. Zur Erläuterung ist in Bild 3 das Kennlinienfeld eines Epitaxial-Planartransistors mit 0,6 W Verlustleistung (maximal zu¬ lässiger Kollektorscheitelstrom 0,7 A) dargestellt. Wir erkennen, was er¬ reicht wurde; Die Restspanuung ist so klein, daß man sie im Maßstab des Kennlinienfeldes nicht mehr erkennen kann. Infolge der kleinen Restspannung sind Epitaxialtransistoren besonders gut als Leistungstransistoren und als Schalttransistoren geeignet. Ihre Grenzfrequenz liegt verhältnismäßig hoch (bei dem Transistor, dessen Kennlinienfeld in Bild 3 wiedergegeben ist, z.B. bei 150 MHz). Auffällig und vom Schaltungsentwickler besonders zu beachten ist der rückläufige Kennlinienverlauf im Gebiet hoher Kollektorspannxmgen und hoher Kollektorströme (Bild 3). Die Erscheinung ist physikalisch bedingt und läßt sich nicht vermeiden. Die Spannung, bei der der Kollektorstrom steil aneteigt, heißt Haltespannung. Beim Messen darf man in dieses Gebiet nur hineingehen, wenn durch Ohmsche Widerstände im äußeren 40 B üd 3 Kennlinienfeld eines Epitaxial- Planartransistors. Die maximal zulässige Kollektorspannung liegt bei 35 V. Die Haltespannung wird mit 30 V angegeben Kollektorstronikreis eine hinreichende Strombegicnzung erfolgt. Bei der praktischen Schaltungserprobung kann man unangenehme Überraschun¬ gen in Form von Totalausfällen erleben, wenn beim Vorhandensein eines stark induktiven Lastwiderstandes übersehen wird, daß die Arbeitsellipse für die größtmögliche Aussteuerung mit sinusförmigem Kollektorstrom nicht in das Gebiet der Haltespannung hineinreichen darf. Hinsichtlich Zuverlässigkeit und Lebensdauer hat der Epitaxial-Planar- transistor die gleichen vorteilhaften Eigenschaften wie der Planartran¬ sistor (Elektronisches Jahrbuch I960, S. 31). Übrigens lassen sich auch Germanium-Mesatransistoren nach dem Epitaxialverfahren hersteilen und in ihren * hochfrequenztechnischen Eigenschaften erheblich ver¬ bessern. Alles in allem will es zum Zeitpunkt, zu dem diese Zeilen niedergeschrieben werden (Anfang 1966), scheinen, daß die stürmische Entwicklung des klassischen Transistors mit Ladungsträgerinjektion in der Epitaxial- Planarausfiihrung einen gewissen Abschluß erreicht hat. Für bestimmte Sonderanwendungen in der Elektronik wird wahrscheinlich noch der Feldeffekttransistor, dessen Vorteil vor allem in seinem sehr hohen Ein¬ gangswiderstand liegt, größere Bedeutung erlangen. Ob dieser Transistor (dessen Eigenschaften weitgehend dessen einer Elektronenröhre ähneln) mit dem heute üblichen Transistor in „Konkurrenz“ treten wird, ist zur Zeit noch nicht zu übersehen. Der Schwerpunkt der Halbleiterentwicklung hat sich auf das Gebiet der Dünnschichttechnik, der integrierten Schaltungen und der Molekular¬ elektronik verlagert. Wird ein Laserstrahl- mit optischen Mitteln fokussiert, dann läßt sich eine Energie- dichte im Strahl erreichen, die milliardenfach die Energiekonzentration der gleichen Frequenz auf der Sonnenoberftäche übersteigt. 41 N. P. Bgslenko und J. A. Schreider Die Monte-Carlo-Methode und ihre Verwirklichung mit elextronischen Digitalrechnern Übersetzung aus dem Russischen und Redaktion: Dr. G. Eisenreich 191 Seiten mit 18 Abbildungen. L 6 N. 1964. In Halbleinen 18,90 MDN Dr. I. O. Kerner und Dipl.-Math. G. Zielke Einführung in die algorithmische Sprache ALGOL (mit einem Geleitwort von Prof. Dr. H. Zemanek und einem Anhang von R. Strobel) 283 Seiten mit zahlreichen Abbildungen und 1 Einstecktafel L 6 N. 1966. In Leinen 38,50 MDN 2. Auflage erscheint voraussichtlich I. Quartal 1967 G. N. Poloshi Numerische Lösung von Randwert¬ problemen der mathematischen Physik und Funktionen diskreten Arguments Übersetzung aus dem Russischen: Dr. D. Göhde, Dr. Göpfert, Dr. Hilbig, Dipl.-Math. Thärigen, Dipl.-Math. Beyer, Dipl.-Math. Mühlig Redaktion: Prof. Dr. J. Focke 270 Seiten mit 18 Abbildungen. L6N. In Halbleinen etwa 51,— MDN §3 B. G.TEUBNER VERLAGSGESELLSCHAFT LEIPZIG Ing. Klaus K. Streng Qualität, die man hört und sieht Untor dicaem zugkräftigen Werbeslogan stellt die VVB Rundfunk und Fernsehen seit einigen Jahren auf der Leipziger Messe ihre Produktion dem interessierten Publikum des In- und Auslandes vor. Nicht alle Freunde dieses Industriezweiges hatten bzw. haben Gelegenheit zum Besuch der Leipziger Messe — und auch wer dort, war, kann schwerlich behaupten, „alles“ gesehen zu haben. Daher an dieser Stelle ein kleiner Überblick. Auf allen Teilgebieten läuft ein umfangreiches Fertigungsprogramm. Wußten Sie, daß etwa 20 000 Mitarbeiter in diesem Industriezweig be¬ schäftigt sind? Darunter allein 235 Diplom- und 745 Fachschulingenieure. 2100 Jugendliche, davon 1250 Mädchen, arbeiten auf diesem Gebiet in 30 Betrieben und Institutionen. Unter diesen ist das Zentrallaboratorium für Rundfunk- und FernsehempfangBtechnik in Dresden besonders wichtig. Hier werden Aufgaben der Grundlagenforschung gelöst, für die in den einzelnen Betrieben weder .Zeit und Geld noch Mitarbeiter vor¬ handen sind. Diese Stelle gibt eine technisch-wissenschaftliche Zeitschrift von hohem Niveau heraus, in der über technische und ökonomische Fragen dieses Industriezweiges berichtet wird. Einige weitere Zahlen sollen die Bedeutung dieses volkswirtschaftlichen Sektors deutlich machen: Die jährliche Zuwachsrate beträgt etwa 10 bis 15 Prozent; die Erzeugnisse werden in 60 Länder der Erde exportiert. 1965 sah der Produktionsplan der VVB Rundfunk und Fernsehen folgendes vor: 391 000 Rundfunkheimgeräte 362 000 Koffer-, Taschen- und Mehrzweckrundfunkempfänger 642 000 Fernsehgeräte 62 000 Fonogeräte 23 000 Autosuper Einer der Schwerpunkte ist die Fernsehempfängerproduktion. Anfang 1965 waren 48 Prozent der Haushalte in unserer Republik „fernseh- versorgt“. Die Zahl der TV-Empfäuger nimmt ständig zu. Und doch soll, 43 Bild 1 Blick auf die Endkonirolle in der Fertigung moderner Fernsehgeräte 11 m nur ein Beispiel zu nennen, der VEB Fernsehgerätewerk Staßfurt in der Perspektive als einziger Betrieb Fernsehempfänger produzieren. Dieses Ziel wird 1970 erreicht sein: Zu diesem Zeitpunkt sollen dort 600 000 Geräte dieser Art in einem Jahr produziert werden. Im Dezember 1964 verließ der millionste Fernsehempfänger den VEB Fernsehgerätewerk Staßfurt (Bild 1). Die komplette zweite Million dürfte zwischen Redaktionsschluß und Ausdruck dieses Jahrbuches fällig sein. Die Taktzeit für ein Fernsehgerät betrug zu diesem Zeitpunkt etwa 60 Sekunden. Das heißt, jede Minute wird ein Fernsehempfänger produ¬ ziert. Es läßt sich leicht errechnen, daß man diese Taktzeit noch wesentlich verkürzen muß, damit das für 1970 gesteckte Ziel erreicht wird. Doch zurück zur Gegenwart - oder vielmehr zur Vergangenheit, denn wenn Sie diese Zeilen lesen, ist bereits einige Zeit vergangen: Alle tech¬ nischen und statistischen Angaben zu diesem Beitrag stammen aus dem Jahre 1965. Dürer de luxe 24 (Bild 2) erinnert nur dem Namen nach an den guten alten „Dürer“ aus dem Jahre 1965. Dieser Nachfolger hat eine 47-cm-Bild¬ röhre mit Rechteckschirm, 2 Spanngitterpentoden EF 183 im Zwischen¬ frequenzverstärker und eine rauscharme PCC 88 in der Eingangsstufe. Er ist für UHF vorbereitet, d.h. für den Einbau eines UHF-Kanal- 44 Bild 4 ,,Stadion 8 “ vom YEB Rafena-Werke 45 Wählers. Sobald in unserer Republik offizielle Fernsehsendungen in diesem Frequenzbereich beginnen, kann das Gerät nachgerüstet werden. Sybille 108 (Bild 3) heißt ein Fernsehempfänger vom VEB Fernsehgeräte¬ werk Staßfurt, bei dem sich die Teiltransistorisierung abzeichnet. Er stellt eine Weiterentwicklung des Sybille IV dar, jedoch mit 59-cm- Rechteckbildröhre. Ein typischer Vertreter der Stadion-Fernsehempfänger ist der Stadion 8 (Bild 4). Zahlreiche Automatikfunktionen und eine stabilisierte Betriebs¬ gleichspannung (Schienenspannung Uj,) sind die markantesten techni¬ schen Merkmale dieses Gerätes, das sich auf dem Weltmarkt sehen lassen kann. Zum Thema UKW-Kofferempfänger interessiert hier, daß unsere Industrie derartige Geräte entwickelt und fertigt. Der Nachfolger des Vagant ist der Stern 112 (Bild 5) mit 7 AM- bzw. 10 FM-Kreisen. Er stammt wie Bild 5 „Stern 112 " vom VEB Stern-Radio Berlin Bild 6 „ Intimo " tarn VEB Stern-Radio Sonneberg Bild 7 „Orienta" vom VEB Stern-Radio Sonneberg 46 Bild 8 Montageband lür Rundfunkempfänger im VEB Stern-Radio Sonneberg die meisten Reisesuper aus dem VEB Stern-Radio Berlin. Das Gerät berücksichtigt die internationalen Entwicklungstendenzen: Momentan - Skalenbeleuchtung und Anschlußmöglichkeit für einen kleinen Netzteil. VEB Stern-Radio Sonneberg wurde im Zuge der Spezialisierung zum „Vater“ der Kleinsuper, ein Gebiet, auf dem er hervorragende Erfah¬ rungen hat. Wir erinnern uns gern an jene ersten „Kinder“ Rostock und Varna im Rahmen der Standardserie. Die Entwicklung ging weiter, und heute kennen wir als zwei der modernsten Schöpfungen dieses Betriebes Intirno (Bild G) und Orienta (Bild 7), wobei wir uns nicht von dem seit vielen Jahren immer wieder verwendeten Namen täuschen lassen dürfen. Wirklich, ein neuer Name könnte nichts schaden! Bild 8 bietet einen Blick auf ein Montageband für Rundfunkgeräte im VEB Stern-Radio Sonneberg. Der schnurlose Hoimempfänger ist eine Gerätegattung, die zwar seit Jahren auf dem Weltmarkt bekannt ist, sich jedoch nur zögernd durch¬ setzt. Es handelt sich um ein für das Heim bestimmtes Rundfunkgerät (möglichst mit Edelholzgehäuse) mit Batteriestromversorgung. Derartige Geräte sind besonders praktisch in Gegenden, wo kein Energieversorgungs¬ netz den „Saft“ bis zur Steckdose im Wohnzimmer liefert: Die Haupt¬ kunden für schnurlose Heimempfänger finden wir daher im Vorderen Orient und in Südamerika. Seit Jahren werden derartige „Schnurlose“ 47 Bild 9 „Opa! de luxe “ vom VEB Goldpfeil Rund/unkgerätewerk in unserer Republik vom VEB Goldpfeil Rundfunkgerätewerk Hart¬ mannsdorf hergesteilt. Bild 9 zeigt seinen Opal de luxe, den es mit 2 Kurz¬ wellenbereichen und abschaltbarer Skalenbeleuchtung gibt. Der VEB Goldpfeil ist auch Spezialist für Großsuper. Von hier stammen die bekannten Rossini, Rossini-Stereo und die Reihe des Typs 6400 ( Antonio, Capri, Sickingen). Letztere lassen sich für Rundfunksteroofonie nach dem Pilottonverfahren nachrüsten. Ihre Schaltung wurde in der Fachliteratur eingehend beschrieben. Einen Dekoder für Rundfunkstereofonie entwickelte das Zentrallabora¬ torium für Rundfunk- und Fernsehempfangstechnik in Dresden. Es han¬ delt sich um einen Dekoder, der zur Herstellung des Hilfsträgers mit Fre¬ quenzverdopplung des Pilottones arbeitet. Die ursprüngliche Stereo- Information wird nach dem Hüllkurven-Spitzengleichrichtungsverfahren gewonnen. Ein Anschluß für ein magisches Auge ist vorhanden: Dieses zeigt an, ob die empfangene Sendung mono oder Stereo ist. Bei diesem kurzen Streifzug sollen die Geräte der Fonotechnik nicht übergangen werden. Auch sie gehören zur Konsumgüterelektronik, mit der sich die Betriebe der WB Rundfunk und Fernsehen beschäftigen. Plattenspieler gibt es in den verschiedensten Ausführungen — sei es als Koffergerät (Bild 10 — der Duo von der Firma Kurt Ehrlich in Pirna) oder als Gerät der bewährten P-14- oder P-15-Reihe des VEB Funkwerk Zittau (Bild 11), die es natürlich auch als Einbau-Chassis oder als Zarge gibt. Was Magnettongeräte betrifft, so gab die DDR die Entwicklung und Fertigung derartiger Geräte an andere Staaten ab, die mit ihr im Rahmen des RGW (Rates für Gegenseitige Wirtschaftshilfe) zusammengeschlossen sind: Jedes Land soll das produzieren, wofür es die günstigsten Voraus¬ setzungen hat — auch beim Absatz. So werden die Tonbandgeräte nun 48 Bild 10 ,,Duo ,t von K. Ehrlich, Elektroakustische Geräte Bild 11 Plattenspieler P 15 — hier als Koffer¬ gerät mit Wiedergabeteil — vom VEB Funkwerk Zittau Fotos: VVB Rundfunk und Fernsehen in einem anderen Land hergesfeilt. Wir importieren sie, so wie andere Länder des RGW unsere Rundfunkgeräte importieren. Dieser kurze Überblick zeigte eine Auswahl, die ständig modernisiert und ergänzt wird. Literatur Hossner, ff., Die Kleinsuperserie des VEB Stern-Radio Sonneberg, „radio und fernsehen", Jg. 12, H. 21/1963, S. 649/650 und H. 22, S. 687-690. Streng , K. A\, Transistorheimempfänger „Opal“ 6103, „radio und fernsehen“, Jg. 11, H. 9/1962, S. 281/282. 4 Elektronisches Jahrbuch 1967 49 Pietschmann, W Ziphona P 13/P 14, „radio und fernsehen“, Jg. 13, H. 12/1964, S. 363. Mönnicke, H., und Seiler, W., Transistorisierte Zeilen- und Bildautomatiken „radio und fernsehen“, Jg. 13, H. 16/1964, S. 486-488. Pratsch, D., „Sybille IV“ 53 TG 106, „radio und fernsehen", Jg. 14, H. 4/1965, S. 105-110. Streng , K. K., Stereo-Großsuper 6401 „Antonio“, „radio und fernsehen", Jg. 14, H. 13/1965, S. 404-408. 1 g Elektronen (aus „ Unterhaltsame Elektronik “ von L.W .Kubarkin und E.E.LewiHn) Zahlen, die im Zusammenhang mit Elektronen genannt werden, sind häufig so phantastisch klein, daß wir unwillkürlich stutzen. Sie weichen von den uns gewohnten Maßstäben so weit ab, daß man sie gar nicht richtig auf nimmt. Was sagt uns z.B . der Wert für die Masse eines Elektrons 9 ■ IO- 28 ? Wir erfassen diesen nichtmeßbaren Zahlenwert überhaupt nicht. Um das Verständnis für ihn zu wecken, wollen wir versuchen zu errechnen, wieviel Elektronen für die Masse von 1 g notwendig sind. Im Prinzip ist das sehr einfach. Wir rechnen 2 Iß- ar ** IQi7 Elektronen. Vergleichen wir diese große Zahl mit anderen, ebenfalls außerordentlich großen Zahlen. Wir wissen, daß bei einer Stromstärke von 1 A durch einen Leiterquerschnitt in einer Sekunde 6,3 • 10 18 Elektronen fließen. Um wieviel ist nun die erste Zahl (10 17 ) größer als die Zahl 6,3 ■ 10' s ? Für welchen Zeitraum reicht 1 g Elektronen aus , um einen Stromkreis ununterbrochen mit einer Stromstärke von 0,5 A zu speisen? In dem genannten Stromkreis wird ein Batterieempfänger mit Strom ver¬ sorgt. Wir stellen uns vor, es sei uns gelungen, 1 g Elektronen in einer Flasche 50 unterzubringen. Mit einer Pumpe werden die Elektronen aus der Flasche zum Empfänger gepumpt. Wie lange kann nun unsere Flasche den Empfänger mit Strom, versorgen f Berechnen wir zunächst., wieviel Sekunden lang 1 g Elektronen einen Strom von der Stärke 1 A unterhalten kann. Hierzu brauchen wir nur die Zahl der Elektronen, die auf 1 g entfallen, durch die Strommenge, die je Sekunde (6,3 • 10 ib ) bei 1 A durch einen Leiter quer schnitt Hießt, zu dividieren: in 27 ——jjjjf 1,6 • 10 8 « 44 000 Stunden 1800 Tage. Der Empfänger nimmt einen Strom von 0,5 A auf. Mit 1 g Elektronen kann man ihn also äs 1800 • 2 ä 3600 Tage » 10 Jahre ununterbrochen mit Strom versorgen. 1 g Elektronen ist also in der Lage, unseren Empfänger 10 Jahre bei ununterbroche¬ nem Betrieb mit Strom zu versorgen! Sicher haben Sie dieses verblüffende Resultat nicht erwartet. Wer von Ihnen benutzt nun aber seinen Rundfunkempfänger ununterbrochen ? Gewöhnlich, schalten Sie ihn doch am Tage nur für etwa 4 Stunden ein. Bei dieser täglichen Betriebsdauer reicht unsere ,,Flaschenstromquelle “ bereits 60 Jahre. Mit vollem Recht könnten wir daher sagen , daß diese einmalige Stromquelle für unser ganzes Leben genügt. Wenn wir keinen Röhrenempfänger, sondern einen Transistor- empfänger verwenden, reicht unsere ,,Flaschenstromquelle ” dann sicherlich für einige Generationen. Um das bisher Gesagte noch besser zu verdeutlichen, wollen wir noch einmal berechnen, wie lange 1 g Elektronen einen O-Bus antreiben kann. Ein O-Bus nimmt etwa einen Strom von 130 A auf. Mit 1 g Elektronen kann er also 1800 130 14 Tage ununterbrochen fahren. Diese Zahl setzt uns wieder in Erstaunen, besonders dann, wenn man sich die Strecke vor Augen hält, die der Bus in 14 Tagen bei ununterbrochener Fahrt zurücklegen kann. Setzt man eine Geschwindigkeit von 40 km/h an, so ergibt sich bei einer ununterbrochenen Fahrzeit von 14 Tagen eine zurückgelegte Strecke von etwa 13 500 km. Der Bus könnte also einmal von der Westgrenze der Sowjetunion bis nach Wladiwostok fahren. 28mal wechseln Tag und Nacht, und der Bus gelangt letzten Endes bis an das Ufer des Stillen Ozeans. Während dieser ganzen langen Zeit fließt durch den Motor nur 1 g Elektronen. Sicherlich bewegt nun viele die Frage: In welcher Stoff menge ist 1 g Elektronen ent¬ halten? Man kann errechnen, daß beispielsweise in einem Eisenstück von 4 kp 1 g Elektronen enthalten ist. Nun sollte aber niemand annehmen, daß die Frage nach 1 g Elektronen nur eine Scherzfrage ist. Der größte Teil der Elementarteilchen hat eine Masse, und eine Gegenüberstellung auf diesem Gebiet ist vollauf berechtigt. Hier noch eine ähnliche Frage: Welche Masse hat 1 kWh? Die Kilowattstunde, werden Sie sagen, ist eine Einheit, und man kann bei einer Einheit nicht die, Frage nach ihrer Masse stellen. Und doch kann man auf diese Frage genau antworten. Nach einer Gleichung aus der Relativitätstheorie ist die Energie E m • c 2 (m Masse des Stoffes, c Lichtgeschwindigkeit). Wenn man die entsprechenden Werte einsetzt, so ergibt sich, daß die Masse 1 kWh 4- 10-' g beträgt. Ein 400millionstel g eines Stoffes ist demnach 1 kWh äquivalent. Atomreaktoren und andere Atomanlagen, in denen Masse in Energie übergeht, unterstreichen sehr anschaulich die physikalische Realität solcher V erhältnisse. 4 * 51 Temperatur- und Feuchtemessungen kostensparend Klimaprüfungen mit hohem wirtschaftlichem Nutzeffekt Feutron liefert Ihnen bewährt und dem neuesten Stand der Technik entsprechend: Feuchtemeßanlagen für Feststoffe wie • Gewebebahnen • Faserplatten « Papierbahnen • Hackschnitzel • Furniere • Brikettierbraunkohle • Luftfeuchte-Meßanlagen • Feuchtemeßanlagen für Einzelfeuchtemessungen • Klimaprüfschränke • Wärmedurchgangsprüfer Unser qualifiziertes, wissenschaftliches Personal be¬ rät Sie bei der Einführung der Feuchtemeßtechnik. 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Zur Lösung von Zählproblemen war man in der Vergangenheit stets gezwungen, Zählringe aufzubauen, und zwar mit 8 biB 10 aktiven Bau¬ elementen je Dekade, also mit Hochvakuum- oder Relaisröhren bzw. Transistoren. Dieses kostspielige und raumbeanspruchende Verfahren mußte im Laufe der Miniaturisierung auf diesem Gebiet abgelöst werden. Es lag somit nahe, ein Bauelement zu schaffen, in dem eine Dekade komplett untergebracht ist. Zur Lösung dieser Aufgabe wurden unterschiedliche Wege beschritten und entsprechend verschiedenartige Ergebnisse erzielt. Zu nennen wären u. a. die Elektronenstrahlzählröhre El T [3], das Trochotron [3] und das Dekatron. Größte Bedeutung erlangten jedoch die Dekadenzählröhren (im englischen Sprachgebrauch Dekatron). Derartige Dekadenzählröhren sind die im VEB Werk für Fernsehelek¬ tronik Berlin entwickelten Typen Z562S Z 564 S Z 572 S Z 563 G Z 565 C Z 573 C Ihre Universalität resultiert daraus, daß sie die Eigenschaften einer Zähl-, Anzeige- und Schaltröhre in sich vereinigen. Die gasgefüllten Röh¬ ren haben kalte Reinmetallkatoden. Der jeweilige Schaltzustand wird durch Glimmlichtbedeckung angezeigt; eine um die Röhre gelegte 53 Bild 1 Dekademahlröhren X 562 ,S, Z 564 S, Z 572 S Zahlensehablone ermöglicht bequemes Ablesen. Die Ausrüstung der Röhren mit 2 gleichwertigen Hilfskatodengruppen gestattet es grund¬ sätzlich, die Röhren sowohl für vorwärts- als auch für rückwärtszählenden Betrieb einzusetzen. Bei Röhren, die in der Typenbezeichnung nach der 3stelligen Zahl ein „S“ führen, sind die 10 Hauptkatoden einzeln an Stiften liorausgeführt. Werden diese über entsprechende Widerstände mit Masse verbunden, so fällt an ihnen eine positive Spannung ab, mit der bestimmte Schalt¬ funktionen eingeleitet werden können. Weiterhin sind diese Typen ge¬ eignet, durch ein vor Zählbeginn festgelegtes Zählziel (Vorwahl) eine gewollte Schaltfunktion auszulösen. Für durchlaufende Zählprobleme, also ohne Vorwahlabsichten o. ä., stehen die Typen mit dem Kennbuch¬ staben „C“ (wie Z 565 C) zur Verfügung. Bei ihnen sind 9 der Haupt¬ katoden an einem Stift gemeinsam herausgeführt. — Alle Röhren lassen sich durch einen Impuls auf „0“ zurückstellen. Die häufigsten industriellen Zählprobleme liegen im Bereich von 1 kHz. Aus diesem Grunde wurden zunächst die Typen Z 562 S und Z 563 C mit einer maximalen Zählfrequenz von 5 kHz entwickelt. Für höhere Frequenzansprüche stehen die Typen Z 564 S und Z 565 C zur Verfügung; ihre maximale Zählfrequenz beträgt 25 kHz. Die Entwicklung geht jedoch dahin, die Zählgeschwindigkeit auch bei unseren Typen auf 50 kHz und mehr zu erhöhen (auf dem Weltmarkt werden z. B. gasgefüllte Zähl¬ rohren mit Zählfrequenzen bis 2 MHz angeboten). Abgesehen davon, daß Zählprobleme mit so hohen Frequenzen relativ selten zu lösen sind, gelten für derartige Röhren gewisse Einschränkungen: Entweder ist mit 54 ihnen das Zählen nur in einer Richtung möglich, oder die Röhre benötigt zu ihrer Ansteuerung innerhalb diskreter Frequenzbereiche unterschied¬ lich ausgelegte Treiberstufen, d.h., es ist kein Betrieb von aperiodischer bis maximaler Zählfrequenz mehr möglich. Für Fälle, bei denen das Ablesen einer mehrstelligen Zahl durch Zusam¬ mensuchen der Glimmpunkte auf den einzelnen Schablonen zu umständ¬ lich oder nachteilig ist, empfiehlt sich die Kombination einer Dekaden - zählröhre mit einer Ziffernanzeigeröhre. Diese Möglichkeit war mit den bisher aufgeführten Typen zwar grundsätzlich gegeben, jedoch sehr auf¬ wendig, denn die Anzeigeröhre mußte dabei über Koppelglieder durch die Dekadenzählröhre angesteuert werden. Mit der Entwicklung der Typen Z 572 S und Z 573 C ergab sich durch zusätzlich eingefügte Hilfsanoden eine erhebliche Vereinfachung. Die maximale Zählfrequenz beider Röhren beträgt 5 kHz. Die relativ einfache und wenig aufwendige Zusammen¬ schaltung von Dekadenzählröhren der Typen Z 572 S und Z 573 C mit Anzeigeröhren, z.B. Z 560 M y ist in Bild 2 wiedergegeben. Betreffs der physikalischen Funktion der Dekadenzählröhre sei auf die entsprechende Veröffentlichung [1] hingewiesen. Dekadenzählröhren müssen mit negativen Doppelimpulsen angesteuert werden. Das kann durch Röhren, Transistoren oder Kaltkatoden-Relaisröhren geschehen. Die Kopplung zweier Zählrohren erfolgt wiederum durch aktive Bau¬ elemente. Die prinzipiellen Möglichkeiten sind in Bild 3 und 5 dar¬ gestellt. Bild 2 Prinzipielle AnsckaUung einer Anzeigeröhre, an eine Dekaden¬ zählröhre Z 572 S (Der Widerstand D a wird 330 kQ, der Wider¬ stand 68 kQ. wird 90 kQ. Widerstand R ß und Widerstand 1 MQ liegen mH dem oberen Ende an der Anode der Z 560 M und nicht an + Ufr) 55 Rö'i RÖ2 Rö 3 Ro 4 iltSQV ZS62S Z 5823 2562S 15823 Für niedere Grenzfrequenzen können als Koppelstufen mit Erfolg Kalt¬ katoden-Relaisröhren (Bild 3) eingesetzt werden. Über einen Koppel¬ kondensator wird der Fortschaltimpuls dem Starter der Relaisröhre zugeführt. Mit dem Zünden dieser Röhre sinkt das Anodenpotential von der Betriebsspannung auf die Brennspannung der Röhre ab. Rer hierbei Bild 4 Ansteuerungsprinzip einer DekaienzäMröhre durah Transistor und Sperrschwinger 56 Bild S Zähldekade in gedruckter Schaltung entstehende negative Impuls wird über entsprechende Koppelkonden¬ satoren der einen Hilfskatode direkt, der anderen durch die sich ergebende RC-Kombination zeitlich verzögert zugeführt. Die Koppelstufe verlischt von selbst, da sie als selbstlöschende Kippstufe ausgelegt ist. Entscheidende Bedeutung für diesen Vorgang hat die Kapazität C4. Stehen Transistoren für hohe Betriebsspannungen zur Verfügung (z.B. ähnlich Typ 2 N 398), so ergeben sich Möglichkeiten analog den Röhren¬ schaltungen. Mit herkömmlichen Transistoren sind die Dekadenzähl- röliren durch Sperrschwingerschaltungen oder durch Übertrager ansteuer¬ bar (Bild 4). Ein negativer Impuls öffnet den Transistor und bewirkt am Kollektor einen positiven Impuls, nach dessen Abklingen der Transi¬ stor wieder sperrt. Auf der Sekundärseite entsteht dann ein negativer Impuls großer Amplitude, der für die Fort Schaltung der Zählrohre aus¬ reicht; auch dabei wieder dient das RC-Glied zur Ableitung des verzö¬ gerten zweiten Impulses. Bild 5 zeigt die in der Praxis ausgeführte Dekade in gedruckter Schaltung. Die Anwendungsmöglichkeiten für Dekadenzählröhren sind weit ge¬ spannt; es seien nur einige davon aufgeführt: sowohl Differenz- als auch Vor- und Rückwärtszählung, Frequenzteilung (Bild 3; in der gezeigten Anordnung läßt sich bei 50-Hz-Einspeisung eine Untersetzung 50: 1 erreichen, man kann folglich 1-Hz- bzw. 1-s-Impulse entnehmen), Impuls¬ auswahl für Impulsfolgefrequenzen usw. Diese Forderungen ergeben sich bei elektronischen Rechenmaschinen, Zählgeräten der Kerntechnik, der Medizin, bei Sortier- und Abfüllmaschinen, Produktionszählem, Programm¬ steuerungen von Fertigungsabläufen sowie bei Schweißvorgängen. Der Vorteil der vorgestellten Röhren liegt in ihrem kleinen Volumen, in ihrer sofortigen Betriebsbereitschaft durch kalte Katoden sowie in ihrer hohen Lebensdauer und Zuverlässigkeit. 57 Literatur Häußler, E., Kaltkatoden-Zählrohren und Anzeigeröhren hoher Zuverlässigkeit für industrielle und kernphysikalische Geräte, „Nachrichtentechnik“, Jg. 12, H. 11/1962, S. 432. Müller , W., und J. Kulimann, Anwendung von Kaltkatodenröhren in einem Zeit¬ meßgerät mit digitaler Zeitanzeige, „radio und fernsehen“, Jg. 12, H. 2/1963, S. 59. Apel, K., Elektronische Zählschaltungen, Eranckh’sche Verlagshandlung, Stutt¬ gart o. J. Wissenschaftler schätzen die Speicherkapazität des menschlichen Gedächtnisses unterschiedlich ein. Meist wird angegeben , daß der aktivste Teil des Gedächtnisses , auch als operativer Teil bezeichnet , etwa eine Million (10*) Zellen enthält. Die darin gespeicherten Kenntnisse stehen uns immer zur Verfügung. Ohne Anstrengung erinnert man sich an sie zu jeder beliebigen Zeit. Der passive Teil des Gedächtnisses hat eine weitaus größere Speicherkapazität. Dafür stehen im Gehirn bis zu 10 zo (100 Quintillionen) Zellen zur Verfügung. An die hier gespeicherten Kenntnisse können wir uns nicht immer sofort erinnern. In Einzelfällen dauert der Erinnerungsprozeß sehr lange. 58 Ing. Klaus K. Streng NF-Verstärker mit Transistoren Nachdem die „kleinen Bastler“ schon vor Jahren, im Zeitalter der OC 810 und OC 811, den Anfang gemacht haben mit dem Selbstbau von NF-Verstärkern mit Transistoren, folgen nun auch die „seriöseren“ Amateure. Und Verwendung finden Transistoren nicht nur als Laut¬ sprecherverstärker für den Plattenspieler oder als Zusatzendstufe für den Taschenempfänger, sondern auch für daB selbstgebaute elektronische Musikinstrument. Derartige Heimorgeln entwickeln sich mehr und mehr zu ausgesprochenen Lieblingsobjekten des Elektronikamateurs. Natürlich sind derartige Geräte mit erträglichem Aufwand nur transistorisiert denkbar, und auch dann nur als Transistor„bergwerke“. Doch genug der Vorrede. Der Historie halber sei noch jener einfache Cegentakt-B-Verstärker mit Ausgangsträfo erwähnt, wie er etwa im Opal zu finden war (Bild 1). Dieser Verstärker wurde übrigens auf die seit 1965 gängigen Typen Bild 1 Einfacher NF-Verstärker Meiner Leistung (etwa 400mW) mit Gegentakt-B-Endstufe ' GC11S 2x6C120 ecm bo 730 Bild 2 2,5-W-Verstärker mit eisenloser Endstufe nach einer Schaltung des VEB Halbleiterwerk Frankfurt/Oder umgestellt. Trotzdem befriedigt ein derartiger NF-Verstärker die ver¬ wöhnten Ansprüche des modernen Elektronikamateurs nicht mehr. Dazu kommt die Sorge um die Beschaffung eines geeigneten Ausgangstrafos, der auch noch klein sein soll. Mit etwas Glück gelingt es, den bewährten K-31-Trafo zu kaufen. Er verträgt jedoch nur relativ geringe Endstufen¬ leistungen. Aber ach, die Zeit, in der man mit 50 mW zufrieden war, ist vorbei! Heute werden „Watts“ verlangt. Hier bietet sich die eisenlose Endstufe an. Wir finden sie z.B. in dem be¬ kannten Taschenempfänger Mikki vom VEB Stern-Radio Berlin, aller¬ dings nur für sehr geringe Leistung. Vom Applikationslabor des VEB Halbleiterwerk in Frankfurt/Oder stammt eine Verstärkerschaltung für 2 ■ • ■ 2,5 W Ausgangsleistung, die in Bild 2 zu sehen ist. Sie empfiehlt sich für den Nachbau, allerdings mit einigen Einschränkungen: Die angegebene Endleistung kann mit beliebigen Exemplaren des Endstufentransistors OC 831 bzw. GD 130 meist nicht erzielt werden (es sei denn mit kaum erträglichen Verzerrungen). Der Grund liegt in den großen möglichen Kennlinienstreuungen der Transistoren. Da Treiber- und Endstufe galvanisch miteinander gekoppelt sind, können sich bereits Unsymme¬ trien der Treiberstufe auf die Arbeitspunkte der Endstufentransistoren auswirken. Da läßt sich leicht Abhilfe schaffen. Setzt man für die Endstufentransi¬ storen solche größerer Verlustleistung ein, wie den OC835 oder den GD150, 60 so wird die Endleistung von 2 -2,5W mit Sicherheit erreicht. Diese Lösung bietet einen weiteren Vorteil: Die Endstufentransistoren werden kaum warm. Den Lautsprecher mit einem Schwingspulenwiderstand von 5 fl (Weehselstromwiderstand) kann man direkt statt des in Bild 2 ein¬ gezeichneten Außenwiderstandes Ej, anschließen. Pedanten mögen durch Messung feststellen, daß vermutlich ein geringer Gleichstrom durch die Schwingspule fließt, obwohl die beiden Endstufentransistoren selbst¬ verständlich mit PI und P2 auf gleiche Ruheströme (etwa 300 mA) eingestellt wurden. Der Grund dafür liegt wieder in der Kennlinienun¬ symmetrie der Transistoren. Aber ein kleiner „Vorstrom“ von etwa 50 mA schadet praktisch nichts und schwächt auch den Lautsprecher¬ magneten kaum. Doch simple Endverstärker — auch mit eisenloser Endstufe — sind nicht alles, was „elektronische“ Musikliebhaber an Verstärkern benötigen. Mancher hat den Wunsch, sieh eine elektronische Nachhallvorrichtung zu bauen; unzählige Briefe an Fachredaktionen beweisen das. Von den vielen Möglichkeiten zur Erzeugung des Nachhalls auf künst¬ lichem Wege ist wohl die der Wendel- oder Schraubenfeder die einfachste und bekannteste. Diese Möglichkeit wurde von zahlreichen Instituten und Empfängerlaboratorien untersucht. Dabei zeigte sich allerdings, daß derartige Geräte nur dann qualitativ einwandfreie Resultate liefern, wenn sie exakt dimensioniert sind. Besonders die Auswahl der Schrauben¬ feder ist sehr kritisch. Bild 3 zeigt den Aufbau einer derartigen Naehhalleinrichtung. Unter der Mitte der Feder sitzt eine niederohmige Schneiddose, wie sie für Schall¬ plattenaufnahmen verwendet wird. In ihrer Beschaffung dürfte die Haupt¬ schwierigkeit liegen. An Stelle eines Schneidstichels (ähnlich einer Schall¬ plattenabspielnadel, jedoch anders geformt und stärker) wird ein mög¬ lichst starker Stahldraht eingeklemmt. Er ist auf der anderen Seite mit der Feder verlötet und überträgt auf diese Weise die mechanischen Schwingungen des Ankers der Schneiddose auf die Feder. Er regt diese zu mechanischen Schwingungen an. An einem Ende der Feder werden die Schwingungen wieder abgenommen und in elektrische Spannungsunterschiede zurückverwandelt. Der Wandler hierfür ist sehr einfach. Das Herzstück bildet ein hochohmiger magnetischer Kopfhörer, bei dem die Membran abgeschraubt wurde. m Schraubenfeder Eine Naehhalleinrichtung mit Schraubenfeder Schneiddose Kopfhörer 61 Bild l Die Wandler und die Feder müssen ledernd befestigt werden Er ist so angeordnet, daß die Feder möglichst dicht vor den Polschuhen des Magneten schwingt, ohne sie zu berühren. Dadurch wird das magnetische Feld verändert und eine entsprechende Wechselspannung in den Wick¬ lungen des Kopfhörers induziert. Da aber die Feder nachschwingt, ent¬ steht der Eindruok eines abklingenden Nachhalls, ähnlich wie in einem großen „halligen“ Raum. Die Wandler müssen möglichst federnd gelagert sein, denn sie sollen ja nicht auf Körperschall ansprechen bzw. keinen verursachen. Es empfiehlt sich, sie — genau wie die Feder — auf weichen Gummipfropfen zu mon¬ tieren (Bild 4). Die Feder ist selbstverständlich zu erden. • Es wurde schon erwähnt, daß die Feder sehr sorgfältig ausgewählt werden muß. Empfohlen wird eine Sehraubenfeder aus Stahldraht von etwa 340 mm Länge und IS mm Durchmesser. Man hängt sie so auf, daß sie um etwa ein Drittel gestreckt, d.h. leicht gespannt ist. Sie darf — auch beim Schwingen — nirgends die Halterung (zweckmäßig aus Sperrholz) oder gar die Polschuhe des Kopfhörers berühren. Da die Spannung des Kopfhörers äußerst gering ist, muß die erste Ver¬ stärkerstufe, die ihm folgt, sehr rauscharm sein. Empfohlen werden kann hierfür nur ein äußerst rauscharmer Transistor wie etwa der GO 117 bzw. GC 118. Die Schaltung einer rauscharmen Vorverstärkerstufe zeigt Bild 5. Dieser Stufe folgt ein „normaler“ NF-Verstärker entweder mit einer Endstufe — der Nachhall wird dann getrennt abgestrahlt — oder ohne Endstufe mit Einkopplung des Hallanteiles in den gemeinsamen Wider¬ gabeverstärker (Bild 6). Namhafte B-undfunkgerätefirmen bauen Nachhalleinrichtungen nach dem oben beschriebenen Prinzip in Serie. Das soll jedoch nicht zu der Schlu߬ folgerung führen, der Selbstbau sei einfach und gelinge auf Anhieb. Eine Bild 5 Rauscharmer Vorverstärker mit dem Transistor GC 118 62 Bild 6 Blockschaltbild der NF-Anlage mit Nachhalleinrichtung caucDhame Laut - Trennverstärker gut funktionierende Nachhalleinriehtung gehört zu den schwierigsten Selbstbauprojekten. Umfangreiche Justierarbeit ist erforderlich, ehe das Ergebnis befriedigt. Eine kleine Variante wird viele Leser interessieren: Das Prinzip dieser Nachhalleinrichtung läßt sich auch für Elektrogitarren benutzen, aller¬ dings nur bei Stahlsaiten. Wenn diese vor den Polschuhen eines Kopf¬ hörers schwingen, wird ebenfalls eine NF-Spannung in dessen Wicklungen induziert. Sind jedoch Kunststoff- oder Darmsaiten vorhanden, die auf Magnetfelder nicht ansprechen, dann muß zu einer anderen, oft bewährten Lösung gegriffen rverden: Ein piezoelektrisches Tonabnehmersystem wird so im Gitarrenboden angebracht bzw. aufgesetzt, daß eine mechanische Kopplung zwischen Steg und Kristallsystem erfolgt. Damit werden die Schwingungen der Saiten auf das Kristallsystem übertragen und erzeugen in diesem elek¬ trische Wechselspannungen, die sich leicht beliebig verstärken lassen. In beiden Fällen — mit elektromagnetischen und piezoelektrischen „Tonabnehmern“ — ist das schwierigste die geeignete mechanische Kopplung zwischen Saiten und System. Sie muß je nach Gitarre und System verschieden erfolgen. Darum können Maßskizze und genaue Bau¬ anleitung nicht gegeben werden. Beide Arten von Tonabnehmern sind möglich. Sie haben Vor- und Nachteile: Der magnetische Tonabnehmer spricht leicht auf fremde Wechselfelder an, z.B. auf Netztransformatoren und magnetische Spannungsgleichhalter. Er gibt nur eine sehr geringe Span¬ nung ab; deshalb sollte ein Transistorvorverstärker mit möglichst kurzen Leitungen in der Nähe angebracht werden. Die Kopplung zu den Saiten bereitet keine Schwierigkeiten und läßt sich durch Einstellen des Ab¬ standes leicht verändern. Der piezoelektrische Abnehmer ist gegen magnetische Fremdfelder un¬ empfindlich. Er gibt eine relativ große Spannung ab. Sein Vorverstärker muß einen hochohmigen Eingang haben, auch soll die abgeschirmte Verbindungsleitung zum Vorverstärker möglichst kurz sein, da sonst Höhenverluste auftreten. Elektrogitarren sollten auf jeden Fall transportabel sein. Es empfiehlt sich ein röhrenbestückter netzgespeister LeistungsVerstärker oder ein netzgespeister transistorisierter Leistungsverstärker. Begründung: Eine 63 Steckdose ist immer vorhanden; dagegen würden sich die Batterien beim transistorisierten Verstärker infolge der großen Leistung, die sie hergeben müssen (Größenordnung 10 W), zu schnell verbrauchen. Und ein Autoakku ist zu unhandlich und schwer. Es bleibt also nur der Netzbetrieb übrig, und dieser wiederum läßt den röhrenbestückten Endverstärker preis¬ günstiger erscheinen; Vorverstärker können transistorisiert sein. Obwohl Schukosteckdosen unbedingt zu empfehlen und meist auch vorhanden sind, wird es bei Kristalltonabnehmern unter Umständen notwendig sein, von einer Zentralheizung eine Erdleitung an den Verstärker anzuschließen (Vermeidung von Brummen). Wichtig ist schnelle Montagemöglichkeit bei hoher Betriebssicherheit. Aus diesem Grunde sollten die Leitungen zum Netz und zu den Laut¬ sprechern sowie die zu dem Tonabnehmer in einwandfreiem Zustand gehalten werden und mit unverwechselbaren Steckern versehen sein. Dieser Hinweis ist angebracht, weil immer wieder viel Ärger durch provisorische Leitungen, Verbindungen mit Wackelkontakt und durch verwechselte Stecker entsteht. Mitglieder von Kapellen (erfahrene Mu¬ siker, jedoch oft völlig uneingeweiht in die „Mysterien“ der Elektronik) reagieren mitunter auf ein Versagen der Technik ebenso hilfslos wie unliebenswürdig. Soll der Verstärker für die Elektrogitarre gleichzeitig als Lautsprecher¬ verstärker für Ansagen benutzt werden, so empfiehlt sich ein Kristall¬ mikrofon mit einer Impedanzwandlerstufe. Bild 7 zeigt die Schaltung einer solchen Impedanzwandlerstufe. Sie ist so klein, daß der Verstärker mit Babyzelle zur Stromversorgung meist im Mikrofongehäuse unter¬ gebracht werden kann. Durch seinen niederohmigen Ausgang ist die Ver¬ bindungsleitung zum Endverstärker völlig unkritisch, obwohl sie ab¬ geschirmt sein muß. Mikrofon und Gitarrentonabnehmer haben sowohl getrennte Verstärker¬ eingänge als auch getrennte Lautstärkeregler. Bei dieser anscheinend selbstverständlichen Forderung wird mancher lächeln. Nun, wir sahen eine Anlage, in der Mikrofon und Tonabnehmer einfach parallel auf dem einzigen Verstärkereingang lagen. „Es gibt immer Ärger mit der Technik“, versicherte der Leiter der Combo treuherzig, der, zu seiner Entlastung sei’s gesagt, Nicht-Techniker war. „Was das schlimmste ist: Entweder kommt die Gitarre zu laut oder die Ansage zu leise!“ Bild 1 Impedanzwandlerstufe für Krislallmikrofone 64 ecm 10/t Hagen T akubaschlc Interessante Transistorsehaltungen Der ständige Fortschritt in der Halbleitertechnik und in der allgemeinen Bauelementetechnik bringt am Rande der zahlreichen aufsehenerregenden Neuentwicklungen, Bauelemente und Verfahren auch immer wieder interessante Schaltungsneuheiten, die oftmals in der Vielzahl der Publi¬ kationen zu Unrecht „untergehen“. Einige davon, die auch für den Amateur als Information oder für den Nachbau von Interesse sind, sollen hier vorgestellt werden. Traiisvertcrschaltuncj Daß man Gegentakttransverter nicht nur nach den inzwischen auch dem Amateur geläufigen Standardschaltungen aufbauen kann, beweist ein sowjetischer Vorschlag (nach G. Gowor in Radio, H. 10, 1965). Bild 1 zeigt die Schaltung dieses Gegentakt-Rechteckgenerators, bei dem zunächst das Fehlen einer gesonderten Rückkopplungswicklung und der Basis¬ spannungsteiler-Widerstände auffällt. Die Rückkopplung erfolgt in diesem Fall von der Kollektorwicklung über Zenerdioden. Vorteile dieser Schal¬ tung sind weitgehend konstante und lastunabhängige Ausgangsspannung sowie sehr gute Rechteckform der am Ausgang abgegebenen Schwingung. Dadurch werden die Umschaltverluste in den Transistoren TI und T2 merklich verringert. Zugleich läßt sich dadurch das bei üblichen Gegen- 5 Elektronisches Jahrbuch 1967 65 takttransvertern oft auftretende, die Transistoren unter Umständen gefährdende Überschwingen im Umschaltmoment vermeiden, das sonst mit besonderen Schaltmitteln unterdrückt werden müßte. Man kann die Transistoren mit dieser Schaltung bis zu ihren Grenzdaten (Icmax und U CE mal ) betreiben. Die Ausgangsspannung ist bei konstantem (oder fehlendem) Widerstand R in beträchtlichen Grenzen lastunabhängig. Mit dem Widerstand R können Frequenz und Ausgangsspannung geregelt werden. In der Originalveröffentlichung wird diese Schaltung als Recht- eck-Impulsgenerator empfohlen. Für TI und T2 sind in diesem Fall 150-mW-Transistoren (GC 121 o.ä.) zu verwenden: U It kann 12 bis 14 V betragen, wenn für den Übertrager Ü beispielsweise der Ausgangsüber¬ trager K21 oder K3I benutzt wird. R beträgt dann etwa 500 fi. Die Spannung der Zenerdiode ZD1 und ZD2 soll gleich sein und etwa 2 bis 3 V unter der Betriebsspannung U B liegen, im genannten Beispiel also bei 9 bis 12 V. Diese Schaltung erprobte der Verfasser als Leistungstransverter. Als Übertrager Ü wurde ein vorhandener Röhren-Heiztransformator mit 2 in Serie geschalteten 6-V-Wicklungen benutzt (Lla, Llb); die ursprüngliche Primärwicklung (Netzwicklung) diente als L2. Für TI, T2 fanden Transistoren GD 160 Verwendung, für ZD1, ZD2 wurden Leistungs¬ zenerdioden mit U z = 10 V (auf Übereinstimmung ausgesucht) benutzt; U B betrug 12 V. Es zeigte sich, daß nicht übereinstimmende Zener- spannungen sowie auch größere Datendifl'erenzen beider Transistoren zu verformter Rechteckkurve und merklich erhöhten Umschaltverlusten in den Transistoren führten. R wurde zwischen 2 und 10 ß variiert und damit die Transverterausgangsspannung (an L2) auf 120 V eingestellt. Die Stromaufnahme betrug dabei etwa 1 A, eine Erwärmung der ohne Kühl¬ blech montierten Transistoren trat nicht auf. Die Ausgangsspannung blieb bei Leistungsentnahmen zwischen 0 und 4,8 W auf wenige Volt konstant. Nachteilig bei der Anwendung als Leistungstransverter ist der schlechte Ge¬ samtwirkungsgrad, da die am Ausgang nicht benötigte Leistung sowie ein beträchtlicher zusätzlicher Leistungsanteil als Verlustleistung an den Zener¬ dioden auftreten, die deshalb mit Kühlflächen versehen werden mußten. Vorteilhaft dagegen gerade für den Amateur ist, daß man vorhandene Transformatoren benutzen kann. Es ist lediglich bei der Ersteinstellung von R zu beachten, daß die Maximalverlustieistung der Zenerdioden oder der Transistoren nicht überschritten wird. Bei geeignet dimensio¬ niertem Übertrager kann R ganz entfallen. Zählrolirsclialtimg für Strahlungsindikator Für die Erzeugung hoher Spannungen bei geringer Stromentnahme hat sich die Eintakt-Sjrerrwandlerschaltung eingebürgert. Ihr besonderes Merkmal besteht darin, daß die Ausgangsspannung nicht konstant bleibt, 66 sondern, da die abgegebene Leistung konstant ist, von der Ausgangslast abhängt. Bild 2 zeigt eine vom Verfasser entwickelte Schaltung für einen Strahlungsindikator mit Geiger-Müller-Zählrohr. Derartige Indikatoren werden zur Kontrolle auf radioaktive Strahlung benutzt und spielen außer in Forschung und Wissenschaft vor allem in der Militärtechnik eine wesentliche Rolle. Zählrohre benötigen eine Betriebsspannung von 400 bis 800 V (abhängig vom Zählrohrtyp) bei praktisch minimalem Leistungsbedarf (Größen¬ ordnung pW). Für tragbare Handgeräte kann diese Spannung mit Hilfe eines Sperrwandlers erzeugt werden. Der Sperrwandler der Schaltung in Bild 2 ist für eine Batteriespannung von 4,5 V ausgelegt (Flachbatterie; kleinere Batterieformen haben wegen der durch Zählrohr ZR und Hör¬ kapsel H weitgehend vorgegebenen Gehäusegröße wenig Sinn). LI ist die Primärwicklung und L2 die Rückkopplungswicklung. 'Die Hoch¬ spannungswicklung L3 wurde zwecks bequemerer Herstellung (geringere Windungszahl) mit LI in Serie geschaltet, so daß sich die an LI auf¬ tretende Spannungsspitze zur Hochspannung addiert. Dadurch werden immerhin etwa 20 V für die Zählrohrspannung zusätzlich gewonnen. Die Hochspannung wird mittels Siliziumdiode Dl gleichgerichtet und steht am Ladekondensator C1 zur Verfügung. Bekanntlich dürfen Sperrwandler nicht ohne Last betrieben werden (Gefährdung des Transistors!); andern¬ falls ist eine Ausgangsspannungsbegrenzung erforderlich. Diese wird hier erreicht durch eine Zenerdiode ZD, die der Rückkopplungswicklung L2 parallel liegt und die die im Abschaltmoment des Transistors auftretende RVM, R/>20MS Bild 2 Geiger-Müller-StmMungsindikator mit Spernvandler 5* 67 Spannungsspitze begrenzt. Dadurch ist sowohl eine Stabilisierung der Ausgangsspannung (Zählrohrspannung) als auch ihre weitgehende Un¬ abhängigkeit von. nachlassender Batteriespannung gewährleistet. Die Zenerspannung von ZD hängt ab von den Übertragerdaten. Im Muster¬ gerät fand ein Ferritschalenkern (VEB Keramische Werke Hermsdorf, Manifer 153, A -Wert 425) Verwendung, auf dem LI mit 50Wdg., 0,12-mm-CuL, L2 mit 20 Wdg., 0,12-mm-CuL, L3 mit 1500 Wdg., 0,08-mm-CuL, aufgebracht wurden. Für ZD benutzte der Verfasser eine Zenerdiode SZ 512, für TI einen beliebigen 150-mW-NF-Transistor (im Versuchsmuster ein Bastlertransistor). Mit RI stellt man die Zählrohr¬ spannung auf den vorgeschriebenen Sollwert ein. Die gezeigte Stabili¬ sationsschaltung mit Zenerdiode ist gegenüber einer konventionellen Betriebsspannungsstabilisation (Zenerdiode mit Vorwiderstand in der Speiseleitung) ökonomischer; außerdem erübrigt sich dadurch ein be¬ sonderer Schutz gegen ausgangsseitigen Leerlauf oder geringe Schwankun¬ gen der Ausgangslast. Die Schaltung kann in dieser Form auch bei ähn¬ lichen Sperrwandleranwendungen benutzt werden. Die Schwingfrequenz lag beim Versuchsmuster bei etwa 20 kHz und somit oberhalb des Hör¬ bereichs, so daß bei der praktischen Anwendung keine störenden Pfeif¬ geräusche auftraten. Als Zählrohr wurde beim Mustergerät ein sowjetisches Fabrikat CTC 1 benutzt, das mit 380 V Betriebsspannung auskommt. Das Zählrohr gibt Ausgangsimpulse mit bereits ausreichend hoher Spannung ab, muß aber hochohmig abgeschlossen werden. Deshalb arbeiten die nachfolgenden 2 NF-Stufen in Kollektorschaltung, und zwar (da es sich um negative Impulse handelt) ohne Basisvorspannung. In der Hörkapsel H werden dann die von den registrierten Strahlungsteilchen ausgelösten Impulse als deutliche Knackgeräusche hörbar. Zählrohr und Hörkapsel sind im Mustergerät fest eingebaut, wobei eine normale Posthörkapsel (aus einem Telefonhandapparat) die Lösung mit dem geringsten Aufwand darstellt. Parallel dazu kann der Impuls bei U a abgenommen und einem Impuls¬ zählgerät zugeführt w’erden, so daß auch die numerische Erfassung der Zählrate möglich ist. Durch die Diode am Ausgang werden Fehlzählungen vermieden, die durch Impulsrückflanke oder durch von H verursachtes Überschwingen entstehen können. Das Mustergerät gestattete in dieser Form bereits den Nachweis der geringen radioaktiven Strahlung eines Armbanduhr-Leuchtzifferblatts in etwa 10 cm Entfernung vom Zähl¬ rohr, Zündschaltung für Vakublitzlampen Eine originelle Anwendung des Sperrwandlerprinzips (ausgehend von einem Siemens-Vorschlag) bezieht sich auf die Kondensatorzündeinrich¬ tung für fotografische Vakublitzlampen. Diese Lampen werden bekannt- 68 Bild 3 M iniat ursperrwandler für Vakublitzlampenzündung T: beliebiger NF-Typ 25...100mW Wicklungsanfang /?; -■ je nach Transishr lieh gezündet, indem ein ausreichend kräftiger (durch Kondensatorent¬ ladung gewonnener) Stromimpuls das Zünddrähtchen der Lampe zum Verglühen und damit die Magnesiumfüllung zur Entzündung bringt. Um mit praktisch anwendbaren Kondensatorkapazitäten auszukommen (Größenordnung 200 pF), wird dafür meist eine Ladespannung um 20 V und für diesen Zweck die vielen Fotoamateuren unbequeme, kost¬ spielige und unökonomische22,ö-V-„Hörbatterie“ benutzt. MitderSchal- tungnach Bild 3 läßt sich diese Ladespannung in einfacherWeise mittels Transverter aus einer l,ö-V-Batterie erzeugen. Hierfür reicht bereits die Rückschlagspannung an der Transverterprimärwicklung aus, so daß eine besondere Sekundärwicklung entfällt. Die am Kollektor stehende Rück¬ schlagspannung wird mit der Diode OA 625 gleichgerichtet und lädt den Zündkondensator 200 pF auf 13 bis 15 V auf. Die Zündung der Vakublitz- lampe V erfolgt durch Verbinden der mit dem Kamerakontakt ver¬ bundenen Synchronbuchsen „Syne“. Eingeschaltet wird der Transverter durch Einsetzen der Vakublitzlampe in ihre Fassung, so daß ein beson¬ derer Einschalter entfällt. Der Übertrager Ü ist wenig kritisch. Zur weiteren Vereinfachung trägt es bei, daß L1 und L2 gleiche Windungszahl haben, so daß beide Wicklungen zugleich aufgebracht werden können. Bei Verwendung der Miniaturschalenkeme 11 mm x 6 mm (VEB Kera¬ mische Werke Hermsdorf, Manifer 163, A L -Wert 500) ergeben sich für LI und L2 je etwa 50 Wdg., 0,12-mm-CuL. Wird für die Stromquelle ein Knopfzellenakku l,2V/50mAh (VEB Grubenlampenwerk Zwickau) benutzt, so kann man die gesamte Schaltung (mit Ausnahme des bereits in der 22,5-V-Kondensatorzündeinrichtung vorhandenen 200-pF-Elkos) im Volumen ebonso kleinhalten wie die handelsübliche 22,5-V-Hörbatterie und an ihrer Stelle einsetzen. Da die Knopfzelle aufladbar ist und nur während der Zeit vom Einsetzen der Vakublitzlampe bis zu deren Zündung mit etwa 5 mA belastet wird, ergibt sich insgesamt ein sehr ökonomischer 69 Betrieb. Etwa 3 s nach Einsetzen der Vakublitzlampe ist die Einrichtung zündbereit. Benutzt man für T einen „Bastlertyp“ und wickelt man U selbst, so kostet diese Einrichtung insgesamt weniger als 2 Stück 22,5-V- Batterien. Die Anschaffung amortisiert sich also sehr bald. Elektronischer Kleinthermostat Sind sehr kleine Volumen (z.B. kleiner Schwingquarz, Bezugstemperatur für Thermoelement) auf konstanter Temperatur zu halten, so eignen sich die bekannten Thermostatschaltungen mit Temperaturkontrollautomatik und durch Relais geschaltetem Heizwiderstand nur wenig, weil die Wärme¬ trägheit des Heizers dann meist größer ist als die des zu beheizenden Objekts oder Volumens. Eine stetige (gleitende) Regelung dürfte in solchen Fällen vorteilhafter sein. Eine originelle Lösung, die auf einen Siemens-Vorschlag zurückgeht, zeigt Bild 4. Bei dieser Schaltung wird die Verlustwärme eines Transistors T2 unmittelbar als Heizungswärme ausgenutzt und kontinuierlich geregelt. Ein Netztransformator stellt über getrennte 12-V-Wicklungen die Betriebsspannungen für die Transistor¬ schaltung und für die Temperaturmeßbrücke bereit. Für D2--- D9 können auch Selengleichrichter benutzt werden. Heißleiter HL, R1 und die beiden 3-kQ-Widerstände bilden eine Brüekenschaltung. HL wird mit T2 und dem auf konstanter Temperatur zu haltenden Objekt in guten thermischen Kontakt gebracht (auf Alu-Blech unmittelbar nebeneinander montieren und gegen die Außenluft thermisch isolieren), so daß diese Bauelemente stets gleiche Temperatur haben. Steigt diese, so sinkt der Widerstand von HL, womit TI weiter durchgesteuert und T2 zunehmend zugeregelt wird. Dadurch sinkt die von T2 erzeugte Verlustwärme ab. Das Ganze spielt sich auf einen thermischen Gleichgewichtszustand bei der mit RI ein¬ zustellenden Solltemperatur ein. Die von T2 aufgebrachte Wärmeleistung Bild i Elektronischer Kleinthermostat mit kontinuierlicher Regelung 70 (wenig über 1 W) reicht für derartige Kleinthermostate völlig ans. Damit im Anheizmoment nicht der maximal zulässige Kollektorstrom von T2 überschritten wird, muß man dessen Kollektorstrom mit Dl (diese in Durchlaßrichtung betriebene Diode begrenzt die Basisspannung an T2 auf etwa 1 V) auf maximal etwa 100 bis 120 mA beschränken, wozu der Spannungsabfall am Emitterwiderstand von T2 beiträgt. Bei einer Soll¬ temperatur von 50°C und zweckmäßigem Aufbau des Thermostats hält diese Einrichtung die Temperatur auf weniger als ;£ 0,3°C konstant. Für TI und T2 lassen sich preiswerte Bastlertransistoren mit den in Bild 4 angegebenen Daten verwenden. HL ist ein kleiner Kompensationshei߬ leiter (VEB Keramische Werke Hermsdorf) mit einem Nennwiderstand (bei 20°C) von etwa 10 kfl. Säg ezalinimp ulsg enerator nach dem Schmitt-Trigger-Prinzip Für bestimmte oszillografische Untersuchungen, insbesondere in der NF-Technik und zur elektronischen Klangerzeugung, werden sägezahn¬ förmige Schwingungen benötigt. Nach einer von Müllerl linier in radio und fernsehen, H. 18/1965, gegebenen Anregung lassen sich Sägezahn¬ schwingungen relativ einfach mit Hilfe der dem Amateur sonst als Schwellwertschalter bekannten Schmitt-Trigger-Schaltung erzeugen. Man nutzt dabei die Tatsache aus, daß sich der Eingangswiderstand der Triggerschaltüng je nach ihrem Schaltzustand ändert. Bild 5 zeigt die Schaltung des Sägezahngenerators. Bei gesperrtem T1 ist der Eingangs¬ widerstand der Schaltung relativ hoch, und Kondensator C wird über den Basisspannungsteiler 300 kfl/100 kß allmählich aufgeladen, bis TI öffnet und T2 schließt. Der Basisstrombedarf von TI füllrt nunmehr zur Entladung von O, bis der Schwellwert des Triggers wieder unterschritten wird. Dann sperrt T1 wieder und bedingt dadurch erneutes Aufladen von C. Bild 5 Sägezakn- spannungsgene- mtor mit Schmitt-Trigger 71 Die Spannung an C pendelt also ständig zwischen den beiden Schwell- worten des Triggers (für Öffnung bzw. Sperrung von TI). Bei zweck¬ mäßiger Dimensionierung des Triggers kann an C deshalb eine Sägezahn¬ spannung mit ausreichend linearem Verlauf abgenommen werden. Die Frequenz der Schwingung ist durch die Größe von C und durch den Ein¬ gangswiderstand des Triggers in seinen beiden Schaltzuständen gegeben. Bei umschaltbarem C (wie in Bild 5 angedeutet) läßt sich mit C-Werten zwischen 1 nF und 0,5 irF eine Frequenz von 20 kHz bis 30 Hz, also der gesamte NF-Bereich, überstreichen. Mit Bl kann eine Feinregelung der Frequenz erfolgen, außerdem ist damit das Impuls-Tastverhältnis (und somit die Steilheit der Vorder- und Rückflanke des Sägezahns) etwa im Bereich 2: l-.-l: 1—1:2 regelbar. Die Sägezahnschwingung kann bei U a abgenommen werden; dieser Ausgang muß jedoch hochohmig (min¬ destens 500 kH) abgeschlossen sein. Gegebenenfalls wird man diesem Ausgang eine Impedanzwandlerstufe (Transistor in Kollektorschaltung) in bekannter Schaltungstechnik nachsetzen müssen, um einen niedrigeren Ausgangswiderstand zu erreichen. Transistorfernspreelimikrofon Dem großen Vorteil des bekannten Fernsprech-Kohlemikrofons, seinem sehr geringen Preis, stehen die bekannten Nachteile gegenüber, wie hohe Störgeräusche (Prasseln), Schüttelempfindlichkeit und die Notwendigkeit annähernd senkrechter Betriebslage. Für viele Zwecke, bei denen gute und sichere Sprachverständlichkeit sowie hohe Zuverlässigkeit in be¬ liebiger Betriebslage wesentlicher als die Aufwandsfrage sind, bewährt sich ein dynamisches oder magnetisches Mikrofon besser. Moderne Feld¬ fernsprecher sind deshalb bereits mit dynamischen Mikrofonen und — wegen ihrer geringeren Spannungsabgabe — mit Transistorverstärkern ausgerüstet. Schwieriger wird das Problem, wenn ein vorhandener Fern¬ sprecher mit Kohlemikrofon umgestellt oder ein für andere Nachrichten¬ zwecke benutztes Kohlemikrofon nachträglich durch ein magnetisches Mikrofon ersetzt werden soll. Bild 6 zeigt ein Transistormikrofon, das bei Verwendung moderner Kleinbauteile komplett in der Gehäusekapsel eines normalen Fernsprech-Kohlemikrofons unterzubringen ist und dem¬ zufolge als komplette Kapsel ebenso wie das Kohlemikrofon in den Hand¬ apparat eingesetzt werden kann. Es muß zu diesem Zweck „von außen gesehen“ etwa gleiche elektrische Anschlußwerte haben wie ein Kohle¬ mikrofon. Schaltungstechnisch bedeutet das: hier kann keine getrennte Zuführung der Speisespannung und Abnahme der NF-Spannung erfolgen, da das Transistormikrofon nur 2 Anschlußpole aufweisen darf. Da außer¬ dem der vorgegebene Raum sehr knapp ist, muß man mit möglichst wenig Bauelementen auskommen. 72 Bild 6 Transistorfemsprechmikrofon TI , 72 6C WO. ß °M...50, I CE0 <50pA T3- GCWJ^WQ R z auf 20mA Gesamt-Stromaufnähme bei s 5V (Dl OA 720) Als Mikrofon Mi wird eine magnetische Kleinkapsel (wie in den Hör* hilfegeräten H 30) Typ MM 7256 vom VEB Funkwerk Kölleda benutzt, die in der Mitte der Gehäusekapsel eines zerlegten Femsprech-Kohle- mikrofons Platz findet. Rund um sie werden die übrigen Bauelemente, mit Isolierzwischenlagen eng gepackt, untergebracht. Die erste Stufe mit TI arbeitet in bekannter Emitterschaltung; sie ist auf geringen Strom¬ bedarf dimensioniert (TI und T2 sollen reststromarme Exemplare sein, wobei aus Platzgründen der OC100 — OC 870, LA 30 — im kleinen TO-18-Gehäuse gewählt wird). Eine Temperaturstabilisierung erübrigt sich. T2 arbeitet als Impedanzwandler und „Treiber“ für den „Modulator¬ transistor“ T3, der in diesem Fall vergleichsweise die Funktion des „ver¬ änderlichen Widerstands“ der Kohlegrießfüllung im Originalmikrofon hat und den Mikrofonstrom moduliert. Die Anschlüsse „—Mi“ und ,,+Mi“ ent¬ sprechen den Originalansohlüssen des Kohlemikrofons. Die Mikrofon¬ spannung wird gleichzeitig zur Speisung der Vorstufen benutzt. Um Rückwirkungen der Mikrofonstrommodulation auf TI und T2 zu ver¬ meiden, erfolgt Siebung mit RI und CI. T3 muß ein 100-mW-Typ (aus Platzgründen Bauform TO 18) sein, dessen Kollektorstrom bei einer — nicht zu überschreitenden - Speisespannung von 5 V mit R2 auf 20 mA festgelegt wird. Das Mikrofon ist dann mit Spannungen zwischen 3 bis 5 V und bei Umgebungstemperatmen bis etwa 45 °C benutzbar. Das Mikrofon hat (an Stelle eines Kohlemikrofons eingesetzt) die gleiche bis merklich höhere Empfindlichkeit, bessere Klangqualität und zeigt keinerlei Stör¬ geräusche. Gegenüber dem Kohlemikrofon hat es den Nachteil, bei falsch gepolter Betriebsspannung nicht zu arbeiten; außerdem kann dabei unter Umständen T 3 über seinen 5-kI2-Basiswiderstand überlastet werden, falls nicht in der äußeren Anlagenschaltung eine Strombegrenzung ge¬ geben ist. Aber auch das läßt sich (wenn man mit falsch gepolter Speise- 73 Spannung rechnen muß, etwa bei älteren Feldtelefonen) durch Einfügen der Diode D1 vermeiden. Es sei besonders darauf hingewiesen, daß das Einsetzen dieses Transistor¬ mikrofons an Stelle der üblichen Fernspreeh-Kohlemikrofone in Anlagen der Deutschen Post, insbesondere also in die Handapparate des öffent¬ lichen Fernsprechnetzes, einen unerlaubten Eingriff in die Fernmelde¬ anlage im Sinne des Fernmeldegesetzes darstellt und daher nicht ohne ausdrückliche Genehmigung der zuständigen technischen Dienststellen der Deutschen Post gestattet ist. Für den Amateur bleibt die Anwendung dieses Mikrofons deshalb auf private oder organisationseigene (z.B. GST-eigene) nichtöffentliche Fernspreehanlagen beschränkt. In zunehmendem Maße benutzt auch der Amateur npn-Transistoren (vorwiegend noch aus CSSR-Importen). Vom VEB Halbleiterwerk Frankfurt/Oder liegen seit einiger Zeit Muster vor, die dem Amateur bald ebenfalls in größerem Umfang zugänglich sein werden. Die drei folgenden Schaltbeispiele sollen deshalb einige der vielfältigen Möglich¬ keiten andeuten, die sich aus der Kombination von npn-Transistoren mit den dem Amateur geläufigen pnp-Transistoren ergeben. Eisenloser NF-Verstärker mit Komplementärtransistoren Eisenlose Verstärker mit npn./pnp-Transistor-Kombinationen wurden in der Fachliteratur in den vergangenen Jahren relativ oft beschrieben. Das gezeigte Beispiel (nach einer Siemens-Veröffentlichung) ermöglicht einen extrem kleinen Aufbau. In üblichen Schaltungen eisenloser Ver¬ stärker sind stets eine Anzahl größerer Kapazitäten enthalten, die einen besonders kleinen Aufbau verhindern. Demgegenüber kann der in Bild 7 gezeigte Verstärker bei Verwendung moderner Kleinbauteile so kompakt aufgebaut werden, daß sein Gesamtvolumen das einer Streichholzschachtel kaum übersteigt. Der Verstärker, zur Schallplattenwiedergabe bestimmt, enthält die dafür notwendige Frequenzgangentzerrung. Eine weitere Besonderheit ist sein hochohmiger Eingang (Eingangswiderstand etwa 1MQ!), der den unmittelbaren Anschluß eines Kristalltonabnehmers gestattet. Der für eine Betriebsspannung von 9 V ausgelegte Verstärker gibt maximal 0,5 W ab, was bei Verwendung eines guten Lautsprechers für hochwertige Schallplattenwiedergabe im Heim völlig ausreicht. Die Transistoren TI, T3 und T4 sind pnp-NF-Typen (TI, T3 für 100mW, T4 für 400 mW, entsprechende Transistoren werden vom VEB Halbleiter¬ werk unter der Typenbezeichnung GG 300 und GO 301 herausgebracht) mit mittleren Stromverstärkungswerten (um ß= 50), T2 und T5 sind npn-Typen (T5 mindestens 400 mW, z.B. HWF-Typen SF 111--SF 111 74 -C-9Z Bild 7 Eisenloser NF-Verstärker mit Komplementärtransistoren für Schallplattenwiedergabe mit Kristalltonabnehmer oder datenähnliche Importtransistoren). Die Originalveröffentlichung gibt für TI den AC 151, für T3, T4 den AC 152 und für T2 den AG 127 an. Wie Versuche mit Austauschtypen verschiedener Art zeigten, läßt sich der Klirrfaktor bei 0,5 W Ausgangsleistung mit ausgesuchten Transistoren (Paarung für T4, T5) unter 2 Prozent halten, bleibt jedoch auch bei nicht besonders auf Übereinstimmung ausgesuchten Exemplaren unter 10 Pro¬ zent. Das ist außer durch die vom Ausgang auf TI und T2 zurückgeführten Gegenkopplungszweige auch durch die Emitterwiderstände von T4 und T5 bedingt. Die vom Ausgang über RC-Netzwerke zurückgeführten Gegenkopplungen bewirken außerdem die Frequenzgangentzerrung für die Schallplattenwiedergabe mit Kristalltonabnehmer. Vom Emitter TI ist über den 10-p.F-Elko eine Mitkopplung zum Eingang vorhanden, die den Eingangswiderstand auf den erforderlichen Wert erhöht. Alle Stufen sind galvanisch gekoppelt, wobei über den mit der Gegenkopplung „hochgelegten“ Emitter von TI nicht nur die erforderlichen Potential¬ verhältnisse geschaffen werden, sondern auch für alle Stufen eine wirksame Temperaturstabilisierung erreicht wird. Auf den Kompensationsheißleiter sollte man trotzdem nicht verzichten. Ersatzweise kann dafür ein 100-fi- Heißleiter mit parallelgeschaltetem 100-Q-Festwiderstand benutzt werden. 75 Eine Arbeitspunkteinstellung erübrigt sich, wenn man für alle Transi¬ storen Exemplare mit mittleren //-Werten (um 50) verwendet. Die galva¬ nische Kopplung aller Stufen erfordert lediglich noch einen platzraubenden 100-p.F-Elko im Ausgang, wodurch der gedrängte Aufbau erst ermöglicht wird. Die Schaltung ist für eine Lautsprecherimpedanz von 10 Ci aus¬ gelegt. Blinklichtgeber mit Komplementärmultivibrator Insbesondere für die Anwendung im Kraftfahrzeug haben die bisher be¬ kannten Blinkschaltungen mit Transistoren einige Nachteile. Zunächst ist ihre Ausgangsspannung nicht genau rechteckförmig, was zu erhöhten Transistorverlustleistungen führt, die bei den starken zu schaltenden Lampenströmen nicht mehr zu vernachlässigen sind. Meist wird aus schal¬ tungstechnischen Gründen der vereinfachte Multivibrator mit nur einem Elko benutzt, wobei wegen des nur lpolig schaltenden Fahrtrichtungs¬ schalters oft der Ruhestrom des Lastwiderstands der ersten Stufe stört, der ständig unter Spannung bleibt. Diese Nachteile können bei Verwen¬ dung eines Komplementärmultivibrators vermieden werden. Die in Bild 8 gezeigte Schaltung geht auf eine Veröffentlichung von Schreiber (in Funktechnik H. 19/1965) zurück. Dieser Multivibrator liefert eine nahezu rechteckförmige Ausgangsspannung, so daß sich die Umschalt¬ verluste in T2 verringern und für die Transistoren keine Kühlmaßnahmen notwendig sind. Für T2 wird ein pnp-4-W-Transistor (Gl) 16U o.ä., ß = 35 bis 50) benutzt, für T1 ein npn-Transistor mit mindestens 150 mW Verlustleistung und einem ß — 40 bis 90. Im Ruhezustand (Schalter S in Mittelstellung „Aus“) ist Transistor T2 stromlos, der Ruhestromverbrauch von T1 beträgt nur wenige Milliampere. LalundLa2 sind die beiderseitigen Fahrtrichtungsanzeiger und werden in üblicher Weise mit Schalter S 71: npn-Typ, P v i 150mW, [ Cm ^>150mA,ß’h0...S0 T2 pnp-Typ, P v ^0W,I Cm ^2A,ß<»35...50{z.B.6D1B0l Lai, La2: BV.hW Bild 8 Komplementärmultivibrator für Kfz.-BlinMichtgeber 76 lpolig angesehaltet. Kennzeichnend für den Komplementärmultivibrator ist, daß beide Transistoren nicht wie üblich abwechselnd, sondern stets zugleich leiten bzw. gesperrt sind. Im Sperrzustand leuchtet die Kontroll¬ lampe La3 auf, und zwar über Lai oder La2, wodurch diese Lampe etwas vorgeheizt und ihr Widerstand auf mehr als das Doppelte des Kaltwerts erhöht wird. Dadurch verringert sich der Einschaltstromstoß für T2 wesentlich. Mit den Werten aus Bild 8 ergeben sich etwa 80 Blinkimpulse je Minute. Höherer Wert für Cl verringert die Blinkfrequenz und umgekehrt. Das Tastverhältnis (Hell- zu Dunkelzeit) läßt sich in gewissen Grenzen durch Ändern von K 3 variieren. Die Schaltung kann auch für 12 V dimensioniert werden. Dann sind R2, R3 und R4 etwa zu verdoppeln und entsprechende Lampen zu verwenden, wobei man für Lai und La2 die doppelte Lampen¬ leistung ansetzen kann. Der Wert von C1 wird dann halbiert. Da La 1 bzw. La 2 den Arbeitswiderstand für T2 bildet, kann der Multivibrator, und somit auch die Kontrollampe La3, bei ihrem Ausfall nicht arbeiten. La 3 erfüllt daher auch die vorgeschriebene Kontrollfunktion auf Ausfall der Blinklampen. Taktgeber mit Komplementärmultivibrator Taktzeitgeber mit Transistoren werden vom Amateur bereits für die verschiedenartigsten Zwecke eingesetzt. Besonders dann, wenn kurze Signale oder Schaltvorgänge mit längeren Zwischenpausen verlangt werden, ist der Ruhestromverbrauch des Taktgebers in der Pausenzeit oft sehr störend, weil er die Batterie unnötig erschöpft. Die Vorteile eines Komplementärmultivibrators mit Silizium-npn-Transistor zeigen sich besonders deutlich am folgenden Beispiel. Der hier in seiner Anwendung als Pflanzenbeet-Feuchtekontrolleur gezeigte Taktgeber ist nicht nur wegen seiner originellen Verwendung, sondern auch deshalb interessant, weil er zusätzlich zwei Möglichkeiten zur Beeinflussung derartiger Schal¬ tungsfunktionen andeutet. Das Prinzip geht auf eine Veröffentlichung in der Funktechnik, H. 18/1965, zurück. Die Aufgabe besteht darin, den Erdboden eines Beetes, Blumentopfs o.ä. auf Feuchte zu kontrollieren und bei Unterschreiten des notwendigen Feuchtegehalts Warnzeichen zu geben. In solchen Fällen ist sparsamer Ruhestromverbrauch im Normal¬ zustand besonders wesentlich. Bild 9 zeigt die Schaltung. Der Widerstand R e tritt zwischen 2 in den Erdboden gesteckten Elektro¬ den (rostfreier Stahl oder Graphitstifte) auf. Solange R„ kleiner als etwa 100 kfi ist, sind beide Transistoren gesperrt, Relais Rel ist abgefallen, und der Ruhestromverbrauch des gesamten Geräts beträgt weniger als 10 irA. Eine 4,5-V-Taschenlampenbatterie reicht demzufolge für wenigstens 6 Monate Betriebszeit aus. Bei austrocknendem Erdboden steigt R„ über 100 kfi, und über R1 sowie über einen Fotowiderstand FW (der zunächst 77 nicht vorhanden sei, er kann gegebenenfalls entfallen) wird der Silizium- npn-Transistor TI (für den sich jeder Kleinleistungstyp mit ß — 30 bis 90 eignet) geöffnet. Der Multivibrator beginnt zu arbeiten, wobei jeweils beide Transistoren zugleich geöffnet oder gesperrt sind. Die Sperrzeit hängt außer von CI hauptsächlich von RI ab. Da Siliziumtransistoren extrem geringe Restströme haben, kann R1 mehrere Megohm betragen. Mit den angegebenen Werten wird eine Sperrzeit von etwa 10 bis 15 s erreicht. Die Impulsdauer (Öffnungszeit beider Transistoren) hängt weitgehend von R3 ab und beträgt hier weniger als 1 s. Relais Rel zieht daher alle 10 bis 15 s einmal kurz an. Sein nicht gezeichneter Kontakt kann in diesen Abständen ein beliebiges optisches oder akustisches Signal auslösen (in der Originalveröffentlichung wird an Stelle Rel ein elektromagnetischer Klopfzeichengeber benutzt). Tatsächlich verbraucht also die Schaltung nur hei Überschreiten des Auslösewertes für R e und auch dann nur während der kurzen Impulsmomente nennenswerten Strom (knapp 10 mA). Das Filterglied R5/C2 in der Elektrodenzuleitung hat lediglich die Auf¬ gabe, unerwünschte Auslösungen durch in die Zuleitung induzierte Störimpulse fremder Herkunft zu vermeiden. Wie Bild 9 zeigt, kann in Serie mit RI zusätzlich ein Fotowiderstand FW (Typ CdS 8 vom VEB Carl Zeiss Jena o.ä.) eingeschaltet werden. Er ver¬ hindert einen nutzlosen Betrieb der Warnvorrichtung während der Nacht¬ zeit. Da er nur sehr geringen Strom (Größenordnung 1 pA) zu steuern hat, genügt bereits sehr schwache Beleuchtung, um das Gerät betriebsbereit zu machen. Diese Schaltung läßt sich weitgehend variieren. Wird z.B. auf R e und R5 verzichtet und werden an Stelle FW Elektroden angeschlossen, so genügt zwischen diesen bereits ein Übergangswiderstand von mehreren Megohm zur Auslösung der Impulse. T2: Ge-pnp-Typ, P v > 50 mit) ß > 30, I C£S < 103/jA Bild 9 Komplementärmultivibrator als Taktzeitgeber mit großem Tastverhältnis und extrem geringem Ruhestrombedarf 78 Berühmte Stechmücken (aus „ Unterhaltsame Elektronik“) Relativ wenig Lebewesen unseres Planeten können sich rühmen, in der Funkliteratur genannt zu werden. Zu ihnen gehört die Fledermaus, die das lebende Beispiel einer Funkmeßanlage darstellt , zu ihnen gehören auch die Mücken. Wieso gerade die Mücken!? Sie machen sich uns durch ein bestimmtes Geräusch bemerkbar, dessen Tonhöhe und Schallstärke an der Grenze der vom Menschen noch wahrnehmbaren Frequenzen und an dem entsprechenden Lautstärkepegel liegen. Das ist auch der Grund, warum verschiedene Tabellen der Akustik mit dem Mückengeräusch beginnen oder enden. Welche Zahlen kennzeichnen das Mücken¬ geräusch ? — Der Schall, den wir als Mückengeräusch bezeichnen , rührt von den Flügelbeivegungen dieses Insektes her. Die Frequenz schwankt im Bereich zwischen 12 und 16 kHz. Das sind bereits die Grenzfrequenzen für das menschliche Ohr. Nicht alle Menschen können sie noch wahmehraen. So hört der Mensch in den Kinderjahren weitaus höhere Frequenzen als im Alter. Die Schalleistung der Mücke beträgt etwa 5 • 10~ 4 erg/cm • s 2 . Entspricht 1 ergfcm • s 2 = 10— 2 W\cm • s 2 , so beträgt die von der Mücke erzeugte Schalleistung 5 • 1010 - 7 = 5 ■ 10- u Wien • s 2 . Diese Leistung ist 20-Milliarden-mal kleiner als die Leistung einer Glühlampe für die Taschenlampe. Unser Ohr nimmt bei weitem nicht die gesamte Schallenergie auf , die von der Mücke ausgeht. Experimente haben gezeigt, daß Menschen mit gutem Gehör Mücken noch in 2 m Entfernung hören. Die erzeugte Schallenergie der Mücke verteilt sich in diesem Fall auf eine Sphäre mit einem Durchmesser von 2 m und einer Fläche von 5 • 10* cm?. Die Schalleistung, die auf einen Quadratzentimeter der Sphärenoberfläche entfällt (1 cm? beträgt die Eingangs fläche des menschlichen Ohres) liegt bei insgesamt 25 ■ 20— 16 W. Das menschliche Ohr ist sehr empfindlich, am empfindlichsten für Frequenzen um 2300 Uz. Die Hörschwelle für diese Frequenzen liegt bei 10 — 10 \xWfcm 2 . Das entspricht einem Schalldruck von 2 . 10-* [tbar. Die Verschiebung der Luftteilchen bei der Laut - stärke an der Hörschwelle beträgt 10- 6 mm, d.h. weniger als der Querschnitt eines Atoms. Die schwingenden Luftteilchen geben ihre Energie an das Trommelfell des Ohres ab. Das Trommelfell schwingt daraufhin mit fast der gleichen Amplitude. Die ultra¬ mikroskopischen Amplituden reichen aus, den Hörnerv anzuregen und das Empfinden des Schalles auszulösen. Ungeachtet der kleinen Amplituden, mit denen die Luftteilchen schwingen , ist auch die Schwingbewegung der bewegten Luftmasse relativ klein. Wenn man in 1 m Abstand noch das Geräusch einer Mücke wahrnimmt, so schwingt in diesem Fall eine Luftmasse von etwa 44 kg. Mücken ergreifen die Flucht, wenn der Ultraschallschrei insektenjagender Fledermäuse ertönt. Prof. Frings. Uni¬ versität Honolulu/Hawaii, nützt dieses Phänomen mit Hilfe eines Transistor¬ gerätes zur Mückenbekämpfung aus. 80 Ing. Ernst Bottke NF-Leistungstransistoren in der Verstärkerpraxis Allgemeines Leistungstransistoren werden in Endstufen verwendet. Sie haben die Aufgabe, Batterieleistung in Sprechleistung umzuformen. Dabei ist es unvermeidlich, daß eine bestimmte Verlustleistung entsteht, die in Form von Wärme abgeführt werden muß. Leistungstransistoren werden deshalb stets mit einem Kühlblech ver¬ sehen. Die Größe des Kühlbleches bestimmt die maximal zulässige Ver¬ lustleistung! Die oft noch in Katalogen angegebene Verlustleistung bei einer konstanten Gehäusetemperatur von 45 °C ist als Nennverlustleistung unter idealen Kühlbedingungen anzusehen. Sie kann in der Praxis um so weniger erreicht werden, je kleiner der innere Wärmewiderstand R tM des Transistors ist [1], In der Tabelle am Ende des Artikels sind die Wärme¬ widerstände R tha verschiedener Kühlblechgrößen zusammengestellt [2]. Die Angaben gelten für blanke, senkrechtstehende Bleche aus Aluminium. Bei waagerechter Anordnung ist wegen der dann geringeren Luftströmung (Konvektion) und Wärmeabfuhr eine um 30 bis 40 Prozent größere Blechfläche vorzusehen. Die laut Tabelle mit der Fläche ansteigende Blechstärke bewirkt, daß das Temperaturgefälle zwischen der Mitte, in der der Transistor montiert werden sollte, und dem Rand nicht zu groß wird. Die maximal zulässige Verlustleistung P ctrilI für eine bestimmte Kühl¬ blechgröße beträgt: r, ' $jmax ^a v v mal — -p -7—= ; XVtlii ~T rttha darin bedeutet mai = maximale Sperrschichttemperatur (bei Germaniumtransistoren 75 bis 90°C, bei Siliziumtransistoren bei 150 bis 200°C), sie ist im Datenblatt angegeben; # a = maximal vorkommende Geräteinnentemperatur; sie wird meistens mit 45°C angesetzt; (i Elektronisches Jahrbuch 1967 81 I4ti,i = innerer Wärmewiderstand des Transistors; er wird im Daten¬ blatt angegeben; R tha = Wärmewiderstand des Kühlbleches. Bei einer einfachen A-Endstufe, die mit einer Kollektorspannung U 0 und einem Ruhestrom I 0 betrieben wird, ist die Verlustleistung P 0 : p 0 = u 0 .i 0 (also genauso wie bei Elektronenröhren [3]). P 0 muß stets gleich oder kleiner sein als P vmix . Der optimale Lastwiderstand 11 L p ,. aus dem sich unter Berücksichtigung des Sehwingspulenwiderstandes das Übersetzungs¬ verhältnis des Ausgangsübertragers ergibt, wird [3] [5]: R ~ ü « rvLopt ==» . • -*■0 Die mit einer A-Endstufe erreichbare Sprechleistung P_ist [5]: P~ « 0,45 -f- 0,5 U 0 ■ I 0 . Bei der Aussteuerung des Transistors um den durch U u und I 0 bestimmten Arbeitspunkt können infolge des Übertragers augenblicksweise die dop¬ pelte Batteriespannung und der doppelte Kollektorruhestrom auftreten. Die maximal zulässige Kollektorspannung U CSmö des Transistors muß daher sein; UcEmax ä 2 U 0 . Für den maximal zulässigen KollektorscheitelBtrom I c max des Transistors gilt; T > o | -*• c max * ■ () • Diese für den Praktiker wichtigen Angaben über A-Endstufen wurden gebracht, weil sich diese in letzter Zeit bei netzbetriebenen Empfängern einbürgert haben. Endstufen mit Transistoren, die aus Batterien gespeist werden, arbeiten jedoch meistens im B-Betrieb [3] [4J. Dabei wird stets die Gegentaktschaltung angewendet. Im Ruhezustand fließt nur ein ge¬ ringer Ruhestrom. Wenn wir uns eine Aussteuerung mit Sinustönen vor¬ stellen, dann wird der eine Transistor durch die positive, der andere Transistor durch die negative Halbwelle ausgesteuert. Die Stromaufnahme aus der Batterie paßt sich der abgegebenen Sprechleistung an. Das gilt auch für die Verlustleistung. Diese durchläuft bei 63prozentiger Aussteuerung, sofern man der Übersicht halber nur die Sinusaussteuerung betrachtet, ein Maximum [3] [5]. Als höchste Verlustleistung eines Transistors in B-Endstufen müssen wir ansetzen [3] [5]: 82 P,j muß ebenso wie bei A-Endstufen stets kleiner sein als die sich aus den Kühlblechabmessungen usw. ergebende Leistung P vnax . Rl ist hier der im Kollektorkreis des Einzeltransistors wirksame Lastwiderstand. Auch bei einer B-Endstufe gilt: UcEmax ^ 2U 0 . Ferner muß der in den Kollektorkreis eines Transistors hineintransfor¬ mierte Lastwiderstand R L so gewählt werden, daß der maximal zulässige Kollektorscheitelstrom F cinax bei Vollaussteuerung nicht überschritten wird: k l = L r ax Die Sprechleistung einer Gegentakt-B-Endstufe ist P~ S» 0,45 -f- 0,5 U„ ■ iemax oder TT 2 P — Äi 0,45 -f - 0,5 - ■ Rl Soviel an prinzipiellen Angaben über Transistoren in Endstufen. Die Be¬ rechnung der Übertrager gehört nicht zum Thema. Es sei auf die gängige Literatur verwiesen [4] [6]. Wenden wir uns nun praktischen Beispielen zu! Ä-Endstufe Eine A-Endstufe wird man vor allem dann anwenden, wenn der Verstär¬ ker aus einem Netzgerät betrieben wird. In Bild 1 ist ein Schaltungs¬ beispiel gezeigt. Die Endstufe gibt eine Sprechleistung von etwa 4 W ab. 10k 6 * 83 Die Verlustleistung m’iß also 8 W betragen. Bei Verwendung eines Valvo- Transistors OC 26 (R j = 1,8 grd/W, »7, m;x = 85°C) und einer höchsten Umgebungstemperatu • von 35 °C ist ein äußerer Wärmewiderstand von 4 grd/W erforderlich. Laut Tabelle benötigt man dann ein Kühlblech von 140 mm X 140 mm x 3 mm. Benutzen wir einen Transistor vom Typ OD 220 (Ktm = 2 grd/W, i: , x — 75 J C), dann darf der äußere Wärme widerstand nur 3 grd/W groß werden. Wir müssen entsprechend Tabelle S. 88 das Kühlblech auf die Maße 16 cm X16 cm vergrößern. Die Spannung am Siebkondensator des Netzteiles wurde zu 30 V gewählt. Der Kollektorruhestrom beträgt 260 mA. Wir kommen dann im Netzteil mit Kondensatoren von 100 pF aus. Der optimale Lastwiderstand muß 110 £} groß werden. Bei einer Nennimpedanz der Lautsprecherspule von 5 ß ergibt sich für den Ausgangsübertrager ein Übersetzungsverhältnis von ü = 4,5. Es wurde ein EI/60-Kern mit 0,5-mm-Luftspalt benutzt. Als Primärwicklung wurden 480 W 7 dg., 0,4-mm-CuL-Draht, aufgebracht. Die Sekundärseite erhielt 106 Wdg., 0,8-mm-CuL-Draht. Die zusätzliche Gegenkopplungswicklung besteht aus 12 Wdg., OuL-Draht von 0,4 mm Stärke. Zur Schaltung ist folgendes zu sagen: Der Endstufentransistor ist mit dem Treibertransistor direkt gekoppelt; der letztere arbeitet in Kollektor¬ schaltung. Er wird auf demselben Kühlbleeh montiert wie der Endstufen¬ transistor. Den Kollektorstrom der Endstufe TI stellt man mit dem Basisspannungsteiler des Treibertransistors T2 (Trimmpotentiometer P) auf den Sollwert ein. Die Ansteuerung des Endstufentransistors aus dem Emitterkreis des Treibertransistors heraus (Spannungssteuerung) ergibt eine gewisse Heraufsetzung der oberen Grenzfrequenz. Zwei Gegenkopp¬ lungswege, der eine über eine besondere Gegenkopplungswicklung (12 Wdg.) auf den Emitterkreis des Treibers, der andere von der Se¬ kundärseite des Ausgangsübertragers auf die Vorstufe wirkend, sorgen für hinreichende Verzerrungsfreiheit und einen ausgeglichenen Frequenz¬ gang. Der Verstärker gibt bei einem Klirrfaktor von 10 Prozent eine Ausgangs¬ leistung von 3,8 W ab. Zur Vollaussteuerung ist am Eingang eine Ton¬ frequenzspannung von U,„ = 0,5 V erforderlich. Der Eingangswider¬ stand liegt bei 5 kß. Der Klirrfaktor bleibt bis zum Erreichen der Aus¬ steuerungsgrenze sehr klein und steigt dann schnell auf 10 Prozent an, eine Erscheinung, die man stets bei stark gegengekoppelten Verstärkern beobachtet. Die obere Grenzfrequenz — für Transistorverstärker charak¬ teristisch! — ist von der Aussteuerung abhängig. Es ergaben sich bei einer Ausgangsspannung von 4 V — 10 kHz, von 2 V - 16,5 kHz und von IV - 18,6 kHz. Hinzuweisen wäre noch auf das RC-Glied, das parallel zur Primärseite des Ausgangsübertragers liegt und bei keinem Transistorverstärker mit Ausgangstransformator fehlen sollte. Es verhindert schädliche Auswir- 84 kungen der mit der Frequenz ansteigenden Lautsprecherimpedanz und verringert beim versehentlichen Einschalten des Verstärkers ohne an¬ geschlossenen Lautsprecher die Gefahr, daß der Endstufentransistor be¬ schädigt wird. Eisenlose A-Endstufe ohne Gegentaktansteuerung Besonders einfache und zweckmäßige A-Endstufen ohne Ausgangstrans- formator lassen sich in Brückenschaltung aufbauen [5] [7] [8]. Bild 2 zeigt ein leicht realisierbares Schaltbeispiel. Las Wesentliche an dieser Schaltung ist, daß der Ausgangswechselstrom von T 3 über den Widerstand B k fließt und den Transistor T 4 gegenphasig mitsteuert. Ähnliche Schal¬ tungsvarianten sind bei Elektronenröhren angewendet worden [9]. Durch den Lastwiderstand fließt die Summe aus dem Kollektorstrom von T3 und dem Emitterstrom von T4, also angenähert der doppelte Strom. Die Batteriespannung U u verteilt sich je zur Hälfte auf T3 und T4. Der optimale Lastwiderstand zum Erreichen der höchsten Ausgangs¬ leistung wird daher in diesem Fall: B»Lopt — 1 XL 2 In Bei einer Batteriespannung von 15 V wird ein Kollektorstrom von 0,54 A eingestellt. In jedem der beiden Endstufentransistoren entsteht dann eine Verlustleistung von etwa 4 W. Wenn wir von den Daten des Transistors GD 200 ausgehen (R thi = 2 grd/W, al = 75°C), kommen wir bei einer 85 Umgebungstemperatur von 45 °C zu einem äußeren Wärmewiderstand von 5,5 grd/W. Jedes der beiden Kühlbleche muß daher nach Tabelle S. 88 eine Größe von 12 cm X12 cm haben. Mit dem Verstärker nach Bild 2 konnte bei einem Klirrfaktor von 8 Pro¬ zent eine Ausgangsleistung von 4 W erzielt werden [8]. Die untere Grenz¬ frequenz liegt bei 40 Hz, die obere bei 10,5 kHz. Zur Vollaussteuerung sind am Eingang des Verstärkers 40 bis 50 mV erforderlich. Der Ein¬ gangswiderstand beträgt 5 kß. Ein besonderer Vorteil der Schaltung nach Bild 2 besteht darin, daß die beiden Transistoren der Endstufe durchaus nicht paarig zu sein brauchen. Unterschiede in den Stromverstärkungsfaktoren lassen sich durch gering¬ fügige Veränderung von R K ausgleichen. Daß kein Ausgangstransfor¬ mator erforderlich ist, wird der Amateur besonders begrüßen. Gegentakt-B-Endstufe Eine leistungsfähige Endstufe für Batteriebetrieb stellt Bild 3 dar [TO]. Das Übersetzungsverhältnis des Ausgangsübertragers ist so gewählt, daß im Kollektorkreis eines jeden Transistors ein Lastwiderstand von 23 ß wirksam wird. Bei der kritischen 63prozentigen Aussteuerung mit Sinus¬ tönen tritt dann maximal eine Verlustleistung von 350 mW auf. Bei den thermischen Daten des Transistors QC 301 (# jlU!1I = 75°C, R thI = 60 grd/W) und einer Umgebungstemperatur von 45 C C darf der äußere Wärmewiderstand 26 grd/W betragen. Wir müssen also ein Kühlblech 5,5 cm X 5,5 cm wählen. Der Treibertrafo hat folgende Wickeldaten: Kern M30, Dl-Blech; primär — 2000 Wdg., 0,1-mm-CuL-Draht: sekundär 2x224 Wdg., 0,2-mm-CuL-Draht, bifilar gewickelt. Bild 3 Gegentakt-B- V er stärker mit Transistoren 86 Für den Ausgangstransformator verwenden wir einen M 42/15-Keru, eben¬ falls aus Dl-Blechen geschichtet: primär — 2X100 Wdg., 0,5-mm-CuL-Draht, bifilar gewickelt; sekundär — 57 Wdg., 1,0-mm-CuL-Draht (für 8-fI-Schwingspulen) oder 40 Wdg., 1,0-mm-CuL-Draht (für 4-£l-Schwingspulen). Bei einer Batteriespannung von 9 V, die am besten durch die Reihen¬ schaltung von 2 Taschenlampenbatterien gewonnen wird, gibt die End¬ stufe eine Ausgangsleistung von 1,3 bis 1,4 W ab. Die untere Grenzfre¬ quenz lag bei 110 Hz [10]. Infolge einer Streuresonanz, die durch das Zusammenwirken der Streuinduktivität des Treibertransformätors mit der Eingangskapazität der Endstufentransistoren entsteht, wurde eine obere Grenzfrequenz von 40 kHz gemessen. Der Ruhestrom der Endstufen¬ transistoren wurde auf 5 bis 6 mA eingestellt. Die beiden Transistoren OG 301 müssen den üblichen Pärchenbedingungen entsprechen. B-Endstufe mit Koiiiplcmentärtransistomi Gegentaktverstärker ohne Übertrager kann man aufbauen, wenn sowohl pnp- als auch npn-Transistoren zur Verfügung stehen, deren Stromver¬ stärkungsfaktoren im Aussteuerbereich um höchstens ± 20 bis 25 Prozent abweichen [11]. In Bild 4 ist eine für Taschenempfänger geeignete Schal¬ tung dargestellt. Es wird ein Lautsprecher mit einer Impedanz von 100 £1 benötigt. Die Wirkung der Schaltung ist höchst einfach. Die Treiberstufe arbeitet als normale Verstärkerstufe. Die positiven Halbwellen ihrer Kollektor¬ spannung werden von dem nachfolgenden npn-Transistor verstärkt, während die negativen Halbwellen den pnp-Transistor der Endstufe aus- steuern. Wie man aus Bild 4 leicht erkennt, arbeitet die komplementäre Bild 4 Transistor Verstärker mit komplementärer Endstufe 87 Bild 5 Einfache Schaltung zum Aussortieren von Transistorpaaren. Es wird ein Kollektorslrom von 35 mA eingestellt. Die am Voltmeter V eingestellte Spannung soll bei den zu einem Paar gehörigen Transistoren höchstens im Verhältnis 1: 1,4 bis 1:1,6 abweichen. Beim Messen von npn-Transistoren sind Batterien und Meßwerk umzupolen! Endstufe in Kollektorschaltung, Sie ist daher stark gegengekoppelt. Deshalb sind die Anforderungen an die Übereinstimmung der Transistor¬ kennlinien nicht sonderlich hoch. CSSR-Transistoren vom Typ 102 NU 71 (npn) lassen sich in der angege¬ benen Schaltung gut mit Transistoren des Typs GC 116 kombinieren. Es genügt, in einer Schaltung nach Bild 5 den Basisstrom zu ermitteln, der einen Kollektorstrom von 35 mA erzeugt. Abweichungen von i 20 big 25 Prozent sind bedeutungslos. Die Schaltung nach Bild 4 gibt bei Vollaussteuerung eine Ausgangs¬ leistung von 90 mW ab. Bei 63prozentiger Aussteuerung mit einem Sinuston tritt in jedem Transistor nur eine Verlustleistung von 25 bis 30 mW auf. Küblbleche sind in diesem Fall nicht erforderlich. Der Ruhe- Tabelle der Kühlblechgrößen Alu-Kühlblech Wärme widerstand R t.ha in grd/W Maße in cm Stärke in mm 4 X 4 2 50 5 X 5 2 j 32 6 X 6 2 22 7 X 7 2 16 8 X 8 2 12 9 X 9 '2 10 10X10 2,5 8 11X11 2,5 6,5 12X12 2,5 5,5 14X14 3 4,1 16X16 3 3,1 18X18 3 2,5 20X20 3 2,0 25X25 6 1,4 30X30 12 0,9 88 ström der Endstufe, der sich bei der angegebenen Dimensionierung ein- stellt, liegt bei 1 mA. Die Treiberstufe nimmt etwa 2 mA auf. Zur Voll- aussteuerung ist am Eingang eine Spannung von rund 50 mV erforderlich. Da insbesondere für den Anfänger alle Theorie „grau“ ist, wurde in diesem Beitrag besonderer Wert auf praktisch realisierbare Anwendungsbei- spiele gelegt. Die vorangestellten allgemeinen Ausführungen sollen dem Verständnis dienen. Nichts ist — auch in der Amateur eie ktronik - so ver¬ werflich wie Basteln und Probieren ohne Sinn und Verstand! Der Ver¬ fasser hofft, daß recht viele Leser durch praktische Anwendung zu einem eingehenden Studium der Materie an Hand des ausführlichen Literatur¬ verzeichnisses angeregt werden. Literatur [1] Bottke, Was können Leistungstransistoren „leisten“?, „radio und fernsehen“, Jg. 12, H. 17/1963, S. 533. [2] Friedberg, Dimensionierung der Kühlflächen von Leistungstransistoren, „Radioschau“, H. 6/1961, S. 228-230. [3] Rothe, Kleen, Elektronenröhren als End- und Sen de Verstärker, Akademische Verlagsgesellschaft, Leipzig. [4] Otto , Müller , Flächentransistoren, Fachbuchverlag 1960, Leipzig, und Ver¬ lag Technik, Berlin. [5] Shea, Transistortechnik, Verlag Technik, Berlin. [6] Pitsch , Hilfsbuch für die Funktechnik, Geest und Portig, Leipzig. [7] BottJce, Eisenlose A-Endstufe mit Transistoren ohne Gegentaktansteuerung, „radio und fernsehen“, Jg. 14, H. 16/1965. [8] Rubbert, NF-Verstärker mit eisenloser Endstufe, „radio und fernsehen“, Jg. 14, H. 21/1962. [9] Rathmann , Probleme der eisenlosen Endstufe, „radio und fernsehen“, Jg. 11, H. 24/1962, und Jg. 12, H. 1 und 2/1963. [10] Höringer , Der Transistor GC 301 in NF-Leistungsendstufen, „radio und fern¬ sehen“, Jg. 13, H. 20/1964. [11] Bottke, Komplementäre Transistoren für Endstufen, „radio und fernsehen“, Jg. 14, H. 14/1965. Bis jetzt besieht noch keine Einigkeit darüber, welche Anzahl Informationen der Mensch in der Sekunde verarbeiten kann. Kybernetiker und Psychologen sind der Ansicht, daß 40 bis 50 bit (bit = Einheit für Informationen) der Höchstwert seien. Sie erklären, daß dies eine Grenzgeschwindigkeit ist und der Mensch dabei schnell ermüdet. Gleichzeitig aber steht fest, daß der Mensch, um die Sprache mit all ihren Besonder¬ heiten (dazu gehört die Charakteristik jedes Tones , jede Tonhöhe , die Sprechge¬ schwindigkeit u.a.) zu verstehen, nicht weniger als 1000 Informationseinheiten in der Sekunde verarbeiten muß . . . 89 Einführung in die Elektronentheorie der Metalle von Prof. Dr. W. Brauer, Berlin 1966. Etwa 250 Seiten mit etwa 78 Abbildungen. L 6 N. Kunstleder etwa 41,50 MDN Die Anwendung der paramagnetischen Elektronenresonanz in der Chemie (Technisch-physikalische Monographien, Band 19) Von L. A. Bljumenfeld, V. V. Wojewodski und A. G. Semjonow Übersetzung aus dem Russischen 1966. 308 Seiten mit 120 Abbildungen und 20Tabellen. L 7. Ganzleinen etwa 55,— MDN Elementare Synthese elektrischer und magnetischer Energiewandler (Wissenschaftliche Monographien der Elektrotechnik, Band 1) Von Prof. Dr. G. Linnemann, Ilmenau 1966. Etwa 240 Seiten mit 171 Abbildungen und 2 Tabellen. L 6 N. Kunstleder etwa 49,— MDN Akademische Verlagsgesellschaft Geest & Portig K.-G., Leipzig Mehrzweckleiterplatten als Bausteine für den Amateur Die gedruckte Schaltung ist fester Bestandteil der heutigen Technik, und auch der Amateur bedient sich ihrer gern. Schwierig erscheinen ihm aber oft Entwurf und Herstellung. Viele Schaltungen der HF- und NF-Technik ähneln einander jedoch stark. Manchmal sind sogar nur die Werte einiger Bauelemente zu ändern, ohne daß diese Änderung ihre Maße betrifft. Das bedeutet: Diese Schaltungen können auf ähnlichen oder gar gleichen Leitungsmustern aufgebaut werden. Moderne Geräte teilt man aus verschiedenen Gründen in (meist elektrisch in sich abgeschlossene) Baugruppen auf. Das erleichtert nicht nur die Reparatur, es bringt bereits Vorteile bei Entwicklung und Fer¬ tigung. Besonders augenfällig wird das, wenn diese Baugruppen von außen ge¬ sehen gleich gestaltet sind und möglichst sogar durch einen einzigen Griff ausgewechselt werden können (steckbare Einheiten). Und darin besteht das für den Amateur Interessante: Ob löt-, schraub- oder steckbar - elektrisch in sich abgeschlossene Baugruppen vielfacher Verwendbarkeit sind beim Experimentieren immer wieder äußerst prak¬ tisch. Mit ihnen verfügt man über ein Sortiment von Grundschaltungen bekannter Daten in erprobten Aufbauten. Durch ihren Einsatz in Ver¬ suchsschaltungen als Teil des neuen Geräts gewinnt man Zeit und schont Bauelemente, die sonst öfter ausgelötet werden müßten. Die Industrie ging diesem Gedanken bereits vor einigen Jahren nach, und auch heute noch findet man das inzwischen stark verbilligte Sortiment „Amateur-Elektronik“ (sieben Baugruppen) des VEB Me߬ elektronik Berlin im Fachhandel (siehe auch am Ende des Beitrags). Die ausgelesenen Bausätze enthalten auf relativ „zeitlose“ Grundschaltung zugeschnittene, daher bezüglich des Volumens optimale, gelochte Leiter¬ platten und Steckverbindungen. Der Käufer lötet diese Baugruppen ein¬ malig zusammen und kann sie beliebig oft einsetzen. 91 Selbstgefertigte Leitungsmuster Oft besteht der Wunsch, über das genannte Sortiment hinaus die eine oder andere interessante Schaltung als Baugruppe aulzubauen, wenn das auch im Volumen nicht immer unbedingt optimal gelingen wird. In diesem Falle sieht sich der Amateur den eingangs erwähnten Schwierigkeiten gegenüber. Diese lassen sich aber relativ leicht überwinden — man muß nur wissen, wie. Die folgenden Ausführungen enthalten zwar ganz konkrete Beispiele zum Nachbau, doch bezwecken sie darüber hinaus wesentlich mehr. Es soll praktisch gezeigt werden, daß man im Prinzip jedes beliebige Muster für jede beliebige Schaltung recht einfach und mit bescheidenen Mitteln realisieren kann. Eines jedoch vermag dieser kurze Beitrag nicht zu ver¬ mitteln: die Fähigkeit des Umdenkens der gegebenen Schaltung in ein den vorliegenden Bauelementen angepaßtes flächenhaftes Leitungs¬ muster. Durch die Beschäftigung mit den hier gebotenen Schaltungen wird dem Leser aber sicher einiges davon klar. Nach Beschaffung des Halbzeugs (kupferkaschierter Schichtpreßstoff, 1,5 mm dick, als Abfall¬ etücke relativ preiswert) benötigt man im einfachsten Falle nur noch me¬ chanische Hilfsmittel. Bei der schon etwas „komfortableren“ zweiten Möglichkeit kommen dazu noch ätzfester Decklack und Ätzmittel, während die hier nicht behandelten Verfahren der „Fotoätzung“ und des Siebdrucks etwas höheren Aufwand erfordern. Dabei ist das sehr genau arbeitende fotomechanische Verfahren für den fortgeschrittenen Amateur durchaus zu empfehlen, während Klubs und Arbeitsgemeinschaften bei kleinen Serien sogar vom Siebdruck Gebrauch machen können. Mit recht einfachen Mitteln lassen sich solche „privaten Kleinserien“ aber sogar mit der geschilderten zweiten Möglichkeit (in beschränkter Hinsicht — auf das Bohren bezogen — auch mit der ersten) anfertigen. Einfachste Möglichkeit — Ritztechnik Nach dem Entwurf des Musters, bei dem man, von der Schaltung und von den Maßen der Bauelemente ausgehend, auf Millimeterpapier die gün¬ stigste Anordnung festlegt, werden die notwendigen Löcher durch das Millimeterpapier auf die Folie des Halbzeugs durch Ankörnen (oder Pausen mit anschließendem Körnen) übertragen. Diese Löcher bohrt man dann bei kleinen Platten mit 1 mm Durchmesser. Sie sollen (darauf ist beim Entwurf zu achten) möglichst immer in den Kreuzungspunkten der 1-mm-Linien bzw. genau zwischen diesen liegen („Sekundärraster“). Auch die späteren Verbindungen bzw. die hei diesem Verfahren notwendigen Trennlinien paust man auf die Folie durch. Die zusammengehörenden Bohrungen werden nun durch Trennlinien zu 92 kleinen „Inseln“ znsammengefaßt. Stets soll dabei die Folie möglichst noch 1 mm breit die .Lochränder umschließen. Für das Ritzen der doppelten Trennlinien, zwischen denen die Folie sauber abgeschält wird (spitzes Messer als Schälhilfe), kann man drei verschiedene Hilfsmittel verwenden: — spitzes, scharfes Messer (oder Rasierklinge) und Lineal; — gut angeschliffene, stabile Ziehfeder, auf etwa 0,5 mm bis 1 mm Öffnung eingestellt; — 2 in etwa 1 mm Abstand parallel zusammengeklemmte Rasierklingen, die möglichst wenig aus der Klemmvorrichtung herausragen sollen. Diese Art von Muster erfordert klare, gerade und möglichst durchgehende Linienführung. Je kleinere Inseln notwendig werden, um so umständlicher wird das Ritzen. Das weiter unten beschriebene Muster nimmt bei diesem Verfahren ein Aussehen nach Bild I an. DecklackvcUahren mit Ätzung Auoh dieses Verfahren stellt nichts prinzipiell Neues dar. Eine Erweiterung erfährt es jedoch durch die Anwendung einer Spezialschablone für kleine Serien. Auch hier beginnt man mit Entwurf und Bohren. Danach zieht man mit einer Redis-oder Röhrchenfeder (Strichbreite 0,7 bis 1mm) um die Löcher kleine Kreise und zwischen diesen späteren Lötaugen die erfor¬ derlichen Verbindungen. Als Lack hat sich sowohl angefärbter Nitrolack als auch der billige Potsdamer Kopierlack (GHK Papier und grafischer Bedarf) bewährt. Beide trocknen rasch. Beätzt wird mit Eisen-III-Chlorid „technisch“ (in manchen Drogerien zu haben, sonst DHZ Chemie). Man benötigt nur kleine Mengen, z. B. 100 g, die man in 150 bis 250 ml H 2 0 langsam und vorsichtig auflöst. (Vorsicht! Dabei entsteht Wärme; Pulver und Lösung greifen die Kleidung an und färben die Haut. Zum Ansetzen keine Metall- und nur bedingt Glasgefäße verwenden; am besten ist Steingut.) Ein in eine Fotoklammer aus PVC eingespannter Wattebausch und öfteres Spülen in Wasser reichen für das Ätzen aus. Schon nach etwa 10 Minuten ist bei frischer Lösung das Muster fertig. Es wird gespült, sauber gescheuert und mit einer Lösung von Kolophoniumpulver in Spiritus (etwa 1: 2, durch ein Tuch oder Löschpapier filtern!) dünn bestrichen. Die Platte bleibt dadurch nach Lagerung noch lötbar. Diese Behandlung kann übrigens auch beim ersten Verfahren vorgenommen werden. Als Besonderheit wird nun eine Schablone empfohlen, die es gestattet, kleine Serien herzustelien. Die auf diese Weise rationell gestaltete Platten- 93 94 fertigtrag macht die Anwendung eines Mehrzweckleitungsmusters für verschiedene Schaltungen sinnvoll. Bild 2 zeigt das Schablonenmuster für die untenbeschriebenen Schal¬ tungen im Maßstab 1:1, also unmittelbar für die Anfertigung der Scha* blone mit Bohrer, Laubsäge und Schlüsselfeile geeignet. Als Material empfiehlt sich durchsichtiger Kunststoff, z.B. Piacryl (altes Lineal o.ä.). Las einheitliche Plattenformat für alle Schaltungen (als zweckmäßig erwiesen sich 25 mm x 40 mm) erleichtert die Handhabung. Lie Scha¬ blone erhält daher aus 4 Kunststoffstreifen von unten einen Rahmen an¬ geklebt, der innen etwas mehr als 25 mm X 40 mm Kantenlänge aufweist. Unter die Schablone kommen außerdem noch einige Abstandsplättchen, damit der Lack nicht verlaufen kann („Linealeffekt“ bei Tuschezeich¬ nungen!). Lie Gestaltung der Schablone zeigt Bild 3. Die auf 25 mm X 40 mm Kantenlänge zugeschnittenen Halbzeugplatten werden nun einzeln in den Rahmen eingelegt (Folie Richtung Schablone) und am besten unten noch mit einem Stück Klebestreifen gesichert. Lann zeichnet man einfach mit der Röhrchenfeder in allen Aussparungen Linien und Kreise aus Lack auf die Folie. Las Bohren kann vor oder nach dem Zeichnen, sogar nach dem Ätzen erfolgen. Hierfür schafft man sich einen Aufnahmerahmen aus etwa 3 mm dickem Material, auf den eine bereits gebohrte Platte als Bohr¬ schablone und darunter die zu bohrende Platte gelegt werden, beide mit der Folie nach oben. Bei den Leiterzügen ist auf richtige Zuordnung zur Bohrschablone zu achten. Lie Anfertigung solcher Platten ist auf diese Weise äußerst rationell. Zum Schluß seien noch einige mit diesem Muster realisierbare Schaltungen sowie die dazugehörigen Bestückungshilfen gebracht; sie gehen zurück auf eine Anregung in Heft 31 der Reihe Der 'praktische Funkamateur (dort lag ein ähnliches Muster bei). Bild 1 Leitungsmuster in Ritztechnik für die weiter unten beschriebenen Schal¬ tungen Bild 2 Schablonenmuster für Mehrzweckleiterplatte Bild 3 Aufbau der Zeichenschablone für das Mehrzweckmuster Bild 4 2stufiger Emitterverstärker , Stromlauf Bild 5 2stufiger Emitterverstärker , Bestückungshilfe von der Leiterseite aus Bild 6 2stufiger Kollektorverstärker (hoher Eingangswiderstand; z.B. für Einbau in Tastkopf geeignet), Stromlauf Bild 7 2stufiger Kollektorverstärker , Bestückungshilfe von der Leiterseite aus Bild 8 Taschenempfänger für Ohrhörer (Ferritstab oder Hilfsantenne von außen anschließen) zum Ortssenderempfang; Stromlauf Bild 9 Bestückungshilfe zum Taschenempfänger , Leiterseitenansicht (selbstver¬ ständlich finden die Bauelemente in allen Fällen auf der der Folie abgewand¬ ten Seite Platz) 95 Anwendungen des Mehrfachmusters Die Bilder 4 bis 9 zeigen die Schaltungen und die Bestüokungsskizzen, und zwar entgegen den Industriegepflogenheiten, von der Leiterseite aus. Das ist in der Darstellung am einfachsten und dürfte beitragen, Mi߬ verständnisse zu vermeiden. Die Bildunterschriften mögen zur Erläuterung genügen. Die zahlreichen Anwendungsmöglichkeiten dieser Baugruppen dürften jedem Amateur klar sein, ob er die Baugruppen nun steckbar gestaltet oder einfach ein¬ lötet. Sicher gibt es noch weit mehr Bestückungsvarianten. Schickt uns Vorschläge — die besten werden prämiiert und im Elektronischen Jahrbuch 1968 veröffentlicht! Die folgende Aufstellung enthält zur Information das beispielsweise in den RFT-Industrie vertrieb-Läden und vom Versandhaus Funkamateur (8023 Dresden, Bürgerstraße 47) beziehbare Sortiment. Bis auf die OES 4-1 mit einer Grundfläche von 25 mm X 40 mm kommen diese Baugruppen mit Leiterplatten von nur 20 mm v 25 mm Größe aus, die mit einer Kante gesteckt werden. Kleiner geht es mit herkömmlichen Bauelementen kaum noch. 1. Kleinsignal-Uni Versal Verstärker KW 1 2. 2stufiger NF-Verstärker 2NV 1 3. Kombiniertes Regel- und Siebglied KRS 1 4. Gegentaktendstufe mit Treiber GES 4-1 5. Rufgenerator RG 1-1 6. 2stuflger Gleichstromverstärker 2GV 1-1 7. HF-Eingangsbaustein (Audion) EBS 2-1 MDN 10,45 MDN 17,20 MDN 12,85 MDN 35,50 MDN 18,35 MDN 12,95 MDN 16,90 Bis auf 7. wurden diese Baugruppen ausführlich in Heft 41 der Reihe Der prak¬ tische Funkamateur beschrieben, ebenso ihre Anwendung. Daher soll hier auf sie nicht weiter eingegangen werden. Die Erde erhält von der Sonne in drei Minuten soviel Energie, wie alle Länder der Erde im, Jahr verbrauchen. 96 Einführung in die Problematik des Farbfernsehens Ing. Klaus K. Streng Die Farbfernsehlconferenz in Wien, April 1965 . brachte nicht die erhoffte Einigung über ein einheitliches europäisches Farbfernsehsystem. Dennoch ist es interessant , sich mit Grundlagen und Technik dieser Neuerung zu beschäftigen . Der folgende Beitrag soll eine Anregung dazu geben. Wie nehmen wir Farben wahr? Wir leben in einer vielfarbigen Welt, wissen z.B., daß die Pflanzen und das Laub der Bäume grün sind. Auf diese Information könnten wir mühe¬ los verzichten. Aber — um bei dem aufgegriffenen Beispiel zu bleiben — aus dem Farbton des Grüns der Pflanze läßt sich erkennen, ob diese genug Wasser erhält,“ ob sie verwelkt oder verdorrt. Wir sind gewöhnt an die Informationen, die uns die Farben im täglichen Leben übermitteln, so daß wir sie als selbstverständlich hinnehmen. Beim Fernsehen, das ja bis heute immer noch lediglich Schwarz-Weiß-Informationen überträgt, vermissen wir zuweilen die Farben. Wie nehmen wir Farben überhaupt wahr? Das menschliche Auge enthält eine „Optik“, die aus einer einstellbaren Blende (der Pupille), einer Linse mit kontinuierlich variabler Brennweite (einer „Gummilinse“) und der lichtempfindlichen Netzhaut besteht. Hier enden die Sehnerven in lichtempfindlichen Zäpfchen. Jede Netzhaut hat etwa 18 000000 solcher Zäpfchen, die gleichzeitig „hell“ oder „dunkel“ an das Sehzentrum im Gehirn signalisieren. Da das vom Auge aufgenommene „Bild“, stark verkleinert natürlich, auf die Netzhaut projiziert wird, erhält das Seh¬ zentrum eine eingehende Information des in zahlreiche „Bildpunkte“ zerlegten Bildes. Im Gegensatz zum Fernsehen erfolgt die Übertragung der Hell-Dunkel-Informationon für die einzelnen Bildpunkte nicht nach¬ einander, sondern gleichzeitig. Nicht alle Zäpfchen reagieren auf hell oder dunkel. Ein Teil von ihnen reagiert auf Licht einer ganz bestimmten Wellenlänge, auf eine bestimmte Farbe also. Nun ist es nicht so, daß jede mögliche Farbe besonders für sie 7 Elektronisches Jahrbuch 1967 97 „zuständige“ Zäpfchen hat. Man kommt mit drei Arten dieser empfind¬ lichen Zäpfchen ans. Mit ihnen werden alle praktisch vorkommenden Farben (oder genauer: alle für uns sichtbaren Farben) wiedergegeben. Auf dieser Dreifarbenlehre beruhen die Farbfotografie, der Farbdruck und letzten Endes auch das Farbfernsehen. Die moderne Dreifarbeniehre Durch Mischung der drei Grundfarben — Rot, Grün und Blau — lassen sich sämtliche Farbtöne wiedergeben. Man kann dies durch eine Dar¬ stellung (Bild 1) veranschaulichen. Jede Farbe innerhalb des Farbdreieckes läßt sich durch die Addition von zwei oder drei Grundfarben in richtigen Proportionen darstellen. Auf diese Weise erhält man leicht eine Infor¬ mation über den jeweiligen Farbton. Nun kann aber eine an sieh gleiche Farbe hell oder dunkel wirken. Als Beispiel sei eine Wiese genannt, die stark oder schwach von der Sonne beschienen wird. Das Grün der Wiese bleibt in allen Fällen das gleiche, ist demzufolge unabhängig von der Helligkeit. Bis hierher waren die Dinge einfach. Es gibt aber noch eine dritte Information, die wir für die korrekte Farbwahrnehmung brauchen: den Sättigungsgrad. Man versteht darunter, wieviel Weiß in einer Farbe enthalten ist. Der Unterschied zu dem Begriff des Farbtones ist nicht ohne weiteres verständlich. Deshalb wieder ein Beispiel: Wir verändern den Weißanteil — den Sättigungsgrad — einer Farbe kontinuierlich, ohne an ihrem Farbton etwas zu ändern. Bezogen auf Bild 1 wäre dies eine Bewegung entlang der Linie A-B. Als Beispiel für den Farbton haben wir Rot gewählt (ebenso hätte man jede andere Bild 1 Das Farbdreieck entsprechend der Dreifarbenlehre (die Zahlen bezeichnen die Wellen¬ längen der betreffenden Farben) 0 0.1 0.2 0.3 OM 0,5 Oß 0.7 XOß 98 Farbe nehmen können). Bei Sättigung des Farbtones erhalten wir ein sattes, dunkles Rot, durch Hinzufügen von Weiß wird das Rot heller, blasser, geht in Rosa über, und schließlich wird das Rot so blaß, daß es uns als Weiß erscheint. In der Tat gehen alle Farben mit genügendem Weißanteil (d.h. geringer Sättigung) in Weiß über. Dieser Übergang von der gesättigten Farbe zum Weiß verläuft ohne Änderung des Farbtones. Falls Sie Beispiele aus dem täglichen Leben suchen, denken Sie an das Auswaschen eines Wasserfarbfleckes aus einem weißen Stück Tuch. Wie lassen sich diese drei für die korrekte Wahrnehmung der Farben notwendigen Informationen Farbton , Sättigungsgrad und Helligkeit in dem Diagramm Bild 1 darstellen? Vom Farbton war bereits die Rede. Er ergibt sich aus den Koordinaten der jeweiligen Farbe innerhalb des Farbdreieckes. Ebenso ist die Sättigung eine Frage der jeweiligen Koordinaten, denn auch die Farbe Weiß läßt sich ja durch entsprechende Koordinaten definieren. Die Helligkeit ist in dem Bild nicht darstellbar. Man könnte an eine räumliche Darstellung denken, in der die Höhe (also die Senkrechte auf Bild 1) die Helligkeit angibt. Die Übertragung der drei Informationen Nun folgt die Frage: Wie entstehen aus der wahrgenommenen Farbe jeweils die drei Informationen, und wie werden diese möglichst wirtschaft¬ lich übertragen? Durch entsprechende Lichtfilter vor drei fotoempfindlichen Organen (z. B. Fotozellen) läßt sich jede Farbe in die drei Grundfarben zerlegen. Wie wir sahen, muß sich der durch die Koordinaten beschriebene Punkt innerhalb des Farbdreieckes befinden. Die Farbe wird durch die drei Komponenten um so exakter beschrieben, je genauer die drei Grund¬ farben mit den Eckpunkten des Farbdreieckes übereinstimmen. Wenn wir diese Erkenntnisse ins Elektrotechnische übersetzen, heißt das, die drei Spannungen der Fotozellen (Bild 2) geben Auskunft über Farbton und Sättigungsgrad der betrachteten Farbe. Wie ist es aber mit der Helligkeit? rotempfindliche Bild 2 Einfaches Prinzip der Farbübertragung Blewhstromversfärker rot )grun blau Lampen 7* 99 Bild 3 Matrixschaltung zur Gewinnung des Leuchtdichtesignals aus den drei Farbsignalen (Prinzip) Durch Addition bestimmter Bruchteile der drei Komponenten für Farb¬ ton und Sättigung (d.i. der Fotozellenspannungen nach Bild 2) können w ir ein sogenanntes Leuchtdichtesignal erhalten, das Auskunft gibt über die Helligkeit der betreffenden Farbe. Bezeichnet man die Spannungen der rotempfindlichen, grünempfindlichen und blauempfindlichen Foto¬ zellen mit U R , U G und U B , so ergibt sich die Spannung des Leuchtdichte¬ signals zu Ut=0,3U e +0,59 Ü G +0,11 U„ . (1) Die Spannung U y aus den drei Farbspannungen zu gewinnen, bereitet keine Schwierigkeiten. Es genügt bereits ein einfaches Widerstandsnetz mit Ohmschen Spannungsteilern. In Bild 3 ist ein derartiges Widerstands¬ netzwerk zu sehen. Die Elektronenröhren in den drei ursprünglichen Spannungswegen sollen lediglich Rückwirkungen bzw. unerwünschte Mischungen der drei Farbspannungen verhindern. Eine primitive Farbfernsehübertragungsaulage Auf Grund der bisher geschilderten Erkenntnisse könnte man eine pri¬ mitive Farbfernseh-Übertragungsanlage aufbauen. Ihre Schaltung ist in Bild 4 zu sehen. Drei Farbfilter vor drei Fernsehaufnahmeröhren erzeugen zusammen die „Farbspannungen“ U R , U q und Ub- Die drei Kameras Bild 4 Einlache Farbfernsehanlage sind so justiert, daß sie genau das gleiche Bild abtasten, d.h., jeder Bild¬ punkt wird wirklich in seine rote, blaue und grüne Komponente zerlegt. Mit ihnen können wir drei Bildröhren ansteuern (eine „rote“, eine „grüne“ und eine „blaue“) und erhalten durch optische Vereinigung der drei Teil¬ bilder ein farbiges Bild, das dem Original entspricht. Aus den drei Farb- spannungen gewinnt man außerdem in bekannter Weise die Spannung U y des Leuchtdichtesignals. Führen wir dieses Leuchtdichtesignal einem mit den Aufnahmekameras synchronisierten Fernsehempfänger zu, dann ergibt das ein korrektes Schwarz-Weiß-Bild, so, als hätte nur eine einzige Fernsehkamera (ohne Farbfilter) das Bild aufgenommen. Diese Eigen¬ schaft des Übertragungssystems nennt man Kompatibilität, d.h., ein Schwarz-Weiß-Fernsehempfänger kann die vom Farbfernsehsender aus¬ gestrahlten Bilder normal (= schwarz-weiß) wiedergeben. Warum das Leuchtdichtesignal nicht unabhängig vom Farbton ist Bisher wurde angenommen, daß sich aus der Addition der drei Farb- spannungen gemäß Gleichung (1) ein vom Farbton und Sättigungsgrad der einzelnen Farben unabhängiges I-euchtdichtesignal ergibt. Nun ist der Zusammenhang zwischen Steuerspannung und Bildhelligkeit bei den Bildwiedergaberöhren nicht konstant, vielmehr ist die Röhrenkennlinien¬ helligkeit als Funktion der Wehneltzylinderspannung gekrümmt. Sie läßt sich durch einen Parabolbogen mit dem Exponenten 2,2 mit genü- 101 Hihi 5 Gamma-Entzerrung durch Verstärker mit einstellbarer Nichtlinearitäl gender Annäherung beschreiben. Damit die Helligkeitsstuten im richtigen Verhältnis wiedergegeben werden, muß man im Verstärkerzug vor der Bildwiedergaberöhre eine Entzerrung vornehmen. Diese sogenannte Gamma-Korrektur besteht im Prinzip aus einem nichtlinearen Verstärker, dessen einstellbare Charakteristik spiegelbildlich zu der Bildröhrenkenn¬ linie verläuft (Bild 5). Aus beiden resultiert dann eine gerade Über¬ tragungsfunktion. Aus wirtschaftlichen Gründen nimmt man die Gamma-Korrektur bereits auf der Senderseite vor. Beim Schwarz-Weiß-Fernsehen ist diese Gamma- Korrektur kein Problem und wird seit vielen Jahren mit Erfolg bei allen Fernsehsendern durchgeführt. Anders liegen die Dinge bei der Entzerrung in den drei Farbkanälen. Dabei weicht das ideale Leucht¬ dichtesignal, das aus der Summe der drei Farbspannungen besteht, trotz Gamma-Entzerrung in fast allen vorkommenden Fällen von dem durch Gleichung (1) beschriebenen Ideal ab. Lediglich bei reinen Schw r arz-Weiß- Bildern ist das Leuchtdichtesignal korrekt. In allen anderen Fällen hängt es etwas ab von Farbton und Sättigungs¬ grad. Diese Abhängigkeit ist nicht sehr groß, genügt aber, um in einigen Fällen das Bild zu stören. Da sie nicht prinzipiell bedingt ist, hoffen die FarbfernsehIngenieure, sie im Zuge der Entwicklung beseitigen zu können. Drei Spannungen übertragen vier Informationen Die primitive Farbfernseh-Übertragungsanlage gemäß Bild 4 läßt sich vervollkommnen. Bisher mußten drei bzw. vier Spannungen — U R , U G , IJ B und eventuell U T - vom Aufnahme- zum Wiedergabeort übertragen werden. Dies ist jedoch nicht notwendig, denn zur Übertragung von vier 102 voneinander imabhängigen Informationen genügen bereits drei Span¬ nungen. Farbton und Sättigungsgrad werden von zwei Spannungen be¬ schrieben. In den einzelnen bekannten Farbfernsehsvstemen ( NTSC , SECAM und PAL) gewinnt man diese beiden Spannungen auf unter¬ schiedliche Weise. Das Prinzip ist jedoch das gleiche: Mit zwei Farbart¬ signalen und dem Leuchtdichtesignal — das ja aus Gründen der Kom¬ patibilität immer übertragen werden muß - erhält man die drei einzelnen Farbsignale. In der Tat übertragen die drei bekannten Farbfernsehsysteme jeweils nur drei Spannungen, obwohl sie alle auf der Dreifarbenlehre auf¬ bauen. Lediglich durch die Art, wie die beiden zusätzlichen Spannungen übertragen werden (das Leuchtdichtesignal wird ja bereits beim Schwarz- Weiß-Fernsehen übertragen), unterscheiden sich die einzelnen Systeme voneinander. Die Bandbreite der Übertragungskanäle Aus den Grundlagen der Fernsehtechnik weiß man, daß die Bandbreite, mi t, der die Videoinformation übertragen wird, entscheidend ist für die Zahl der im Bild voneinander unterscheidbaren Einzelheiten (Auflösung). Bei der auch bei uns angewendeten CCIR-Fernsehnorm beträgt die theoretisch notwendige Videobandbreite unter Berücksichtigung des Keil-Faktors etwa 5 MHz. In der Praxis genügen bereits etwa 4,7 MHz zur Übertragung eines guten Fernsehbildes, wie uns die tägliche Erfahrung beim Umgang mit Fernsehempfängern lehrt. Doch bei der- Farbfernsehübertragung gibt es eine Überraschung: Die Übertragung der Farben kann mit viel geringerer Bandbreite erfolgen als die der Hell-Dunkel-Sprünge. Unter der Voraussetzung, daß die Schwarz-Weiß-Unterschiede mit der üblichen Bandbreite von annähernd 5 MHz übertragen werden, genügen 0,3 ... 1,5 MHz für die beiden Farb¬ signale. Dies wurde praktisch hei dem NTSC-Verfahren in den USA während einer mehr als 10jährigen Praxis bestätigt. Die Übertragung der beiden Farbsignale Nach allem, was wir bis jetzt über das Wesen des Farbfernsehens fest¬ stellten, müssen wir vom Studio zum Empfänger folgende Informationen übertragen: — das Schwarz-Weiß-Signal (das Leuchtdichtesignal) mit einer Band¬ breite von etwa 5 MHz; — zwei Farbartsignale mit einer Bandbreite von 0,5 . . . 1,5 MHz, die zusammen mit dem Leuchtdichtesignal die einzelnen Komponenten (Rot, Grün, Blau) der Farben ergeben; — die Synchronisierzeichen, 103 Bei näherer Betrachtung stellen wir fest, daß das Sehwarz-Weiß-Signal und die Synchronisierzeichen bereits beim Schwarz-Weiß-Fernsehen übertragen werden. Für das Farbfernsehen steht folglich die Aufgabe, zusätzlich zwei Farbartsignale zu übertragen. Während die bisher be¬ kannten Farbfernsehsysteme auf der gleichen Grundlage basieren, wurden unterschiedliche Lösungen für die Übertragung der beiden Farb¬ artsignale entwickelt. Eines ist ihnen jedoch auch dabei gemeinsam: ein sogenannter Farbunterträger, dem die beiden Farbartsignale aufmoduliert werden. Wie groß muß dieser Farbunterträger sein? Da beim Farbfernsehen schon aus Gründen der Kompatibilität keine größere Bandbreite benutzt werden soll als beim Schwarz-Weiß-Fernsehen, kommt nur ein Farb¬ unterträger im Videofrequenzbereich (0 • • ■ 5 MHzi in Frage. Aus Gründen, die hier nicht näher erläutert werden können, verwendet man einen Farb¬ unterträger von etwa 4,43 MHz. Während das älteste Verfahren — NTSC — beide Farbartsignale gleichzeitig mit unterschiedlicher Phase dem Farb¬ unterträger aufmoduliert, wechseln SECAM und PAL je Zeile das Farb¬ artsignal. Der hierdurch auftretende Fehler ist interessanterweise im Bild nicht oder kaum erkennbar. Allerdings unterscheiden sie sich durch die Art der Modulation des Farbunterträgers: Während SECAM Frequenz¬ modulation anwendet, macht PAL ähnlich wie NTSC von einer Ampli¬ tudenmodulation mit unterdrücktem Farbunterträger Gebrauch. In Bild 6 sind die unterschiedlichen Modulationsspektren von Schwarz- Weiß- und Farbfernsehen zu sehen. Für den an der Technik interessierten Fernsehfreund entsteht nun die Frage: Ist der modulierte Farbunterträger, der sich ja mitten im Video¬ spektrum befindet, nicht als störendes Moire im Bild zu sehen? Und in der Tat macht sich bei bestimmten Farbmustern im Bild ein ganz schwa¬ ches Moire bemerkbar. Im großen und ganzen ist es jedoch dank bestimm¬ ter ausgeklügelter Maßnahmen nicht zu sehen. Farbinformation ^Farbhilfsträger Amplitude \ j < unterdrückt) 0 12 3 4 5 b) Frequenz [MHz] Bild 6 Freqtienzspektrum de» Schwarz-Weiß- (a) und des Farbfernsehens (bi (nicht maßstabgerecht) 104 Die Beschreibung dieser Maßnahmen führt hier zu weit, sie muß für heute offenbleiben; ebenso die Frage, wie und warum die Farbartsignale auf den Farbunterträger aufmoduliert werden. Gegenstand dieser Aus¬ führungen war nur zu klären, wie das umfangreiche Farbspektrum mit Hilfe der Dreifarbenlehre auf äußerst einfache Art übertragen werden kann. Die Kenntnis dieses Vorganges führt sicher ein gutes Stück weiter auf dem Weg zum Verständnis der komplizierten Problematik des Farb¬ fernsehens. Mehr davon im „Elektronischen Jahrbuch 1968“ In den Ruinen eines Palastes in Peru wurde ein Telefon gefunden, dessen Aller man auf etwa 1000 Jahre schätzt. Dieses Telefon besteht aus zwei kürbisähnlichen Ge¬ fäßen, die durch eine straffgezogene Leine miteinander verbunden sind. (Kinder bauen sich häufig derartige Telefone aus Konservenbüchsen.) 105 - eiecrronic Wo Augen prüfen ... entscheidet das Gefühl — Wo elektronische Meß- und Prüfgeräte eingesetzt werden, kommt es auf die Exaktheit des Ergebnisses an. Eine Vielzahl hochwertiger Meßgeräte aus unserer Produk¬ tion wird Ihnen bei der Lösung Ihrer meßtechnischen Pro¬ bleme helfen. Elektronische Meßgeräte für Grundgrößen • Halbleiterme߬ geräte • Generatoren • Geräte für Frequenzuntersuchungen • Spannungsmeßgeräte • Digitale Meßgeräte Des weiteren: Empfängerröhren • Oszillografenröhren • Musikboxen VEB FUNKWERK ERFURT 501 Erfurt, Rudolfstraße 47/14 Telefon; 58280 • Telegramm; Funkwerk Erfurt Hans Fortier DM 2 COO Transistorfernsehkamera selbst gebaut Fernsehanlagen nach dem Industrieprinzip, also ohne Zeilensprung, können heute schon von Amateuren gebaut werden. Der Beweis: Es gibt augenblicklich in der DDR bereits 10 Amateurfernsehanlagen. Meistens wird der Amateur die Fernsehkamera im Kurzschlußbetrieb mit einem Fernsehempfänger betreiben. Dabei gibt es zwei Möglichkeiten der Ausführung: — die Übertragung des fertigen Bildsignals durch einen HF-Träger; ein HF-Träger wird mit dem Bildsignal moduliert und dann im Band I auf Kanal 3 oder 4 empfangen; — das direkt auf den Fernsehempfänger gegebene Videosignal; dabei muß aber noch ein zusätzlicher Verstärker in den Empfänger eingebaut werden, der das Kamerasignal von 1 V auf etwa 2,5 V verstärkt. Dieses Signal wird danach auf das Gitter des Videoverstärkers gegeben. Es ist darauf zu achten, daß das Signal positiv polarisiert am Gitter anliegt. Die Videodemodulatordiode vom Fernsehempfänger muß abgeschaltet sein. Eine Übertragung des Kamerasignals durch einen HF-Träger ist daher wesentlich unkomplizierter. Damit jedoch die Möglichkeit gegeben ist, einen eigenen TV-Sender mit dem Kamerasignal zu modulieren, wurden bei der beschriebenen Kamera beide Varianten in die Betrachtung einbezogen. Das erzeugte Bildsignal hat natürlich nicht die gleiche Qualität, wie wir sie vom kommerziellen Fernsehen her kennen. Das Bild wird weniger kompliziert erzeugt, die gesamte Schaltungstechnik ist vereinfacht, doch sie genügt den Amateur¬ anforderungen. Die beschriebene TV-Kamera wurde mit ausgesuchten Basteltransistoren bestückt. • Die Kamera arbeitet ohne Zeilensprungverfahren, also mit 312 Zeilen. Dies ist die übliche Industrienorm, sie läßt sich mit jedem normalen Fernsehempfänger wiedergeben. Die Zeilenfrequenz beträgt wie üblich 15625 Hz, die Bildfrequenz 50 Hz. Da die Horizontal- und die Vertikal¬ frequenz im Taktgeber nicht miteinander verkoppelt sind, ergibt sich beim 107 Abtastvorgang die Tatsache, daß die beiden Teilraster übereinander- geschrieben werden; somit entsteht ein Bild mit 312 Zeilen. Das Videosignal hat eine Bandbreite von etwa 4 MHz und richtet sich nach der Auflösung des jeweils verwendeten Endikons (Bildaufnahme¬ röhre). Das abgegebene BAS-Signal (Bildsignal mit Austast- und Syn¬ chronimpuls) hat etwa U SB .= 1 V an 75 fi. Prinzipsehaltbild Das Blockschaltschema in Bild 1 zeigt den Gesamtaufbau der Fernseh¬ kamera. Die Kamera wird aus einem Wechselstromnetz oder aus einer Batterie betrieben. Der Netzteil gibt die verschiedenen Spannungen für das Endikon sowie die stabilisierten Spannungen für die Transistorstufen ab. Der H-Generator läuft frei, der V-Generator wird mit der Netzfrequenz synchronisiert. Für Batteriebetrieb befindet sich in der Kamera ein zu¬ sätzlicher 50-Hz-Sinusgenerator. Das vom Endikon erzeugte Signal wird in einem Videoverstärker weiterverstärkt und mit Impulsen versehen. Das Signal moduliert einen kleinen Oszillator, der im Fernsehbereich arbeitet. Für den BAS-Ausgang bringt ein Leistungsverstärker das Signal auf 1 V an 75 H. Der Netzteil Um die Kamera zu betreiben, benötigt man eine Gleichspannung von 15 V. Diese Spannung kann direkt aus einer Batterie oder aus einem Netzteil entnommen und einem elektronischen Spannungsregler zugeführt werden. Dieser hat die Aufgabe, die Spannung bei Netzspannungsänderungen und Bild 1 Blockschaltbild der beschriebenen Fernsehkamera mit den Verstärkern und Impulsstufen (V— vertikal; H- horizontal; M~ Mischstufe; BAS~ Bild¬ signal mit Austast- und Synchronimpulsen) 108 GC12Z 60180 6022 <0C 828) WC838) IOC 828) bei sekundärer Belastung konstant zu halten. Das ist wichtig, damit unerwünschte Schwingerscheinungen des Videoverstärkers vermieden werden. Bei Breitbandverstärkern muß bekanntlich der dynamische Innenwiderstand der Netzteile sehr klein sein. Das erreicht man mit einem srm Bild 3 Stromversorgungsteil der Fernsehkamera mit Regelten für 12 V und Trans- verterteil für die Stromversorgung des Endikons . (Der Lötpunkt vor der Diode SY 122 entfällt) 109 derartigen elektronisch stabilisierten Netzgerät. Auch Temperatur¬ schwankungen üben keinen Einfluß auf die Ausgangsspannung aus. In der Regelschaltung (Bild 2) entsteht ein Spannungsabfall von 3 V, so daß als Betriebsspannung für die Kamera noch 12 V übrigbleiben. Mit dieser geregelten Spannung werden alle Transistoren betrieben. Die Betriebsspannung für das Endikon liefert ein Eintakttransverter, den man mit -f 12 V speist. Ein Transistor vom Typ OG 838 arbeitet als Schalter. Die auf diese Weise gewonnene Wechselspannung wird hoch¬ transformiert und anschließend gleichgerichtet. Die Heizspannung für das Endikon entnimmt man bei Batteriebetrieb direkt aus der Batterie, bei Netzbetrieb aus einer Transformatorwicklung. Die Gesamtschaltung des Netzteils mit Transverter gibt Bild 3 wieder. Der Taktgeber Der Taktgeber ist als selbständige Einheit aufgebaut; er enthält 10 Tran¬ sistoren und 2 Dioden. Mit ihm werden alle für den Betrieb der Fernseh¬ kamera erforderlichen Impulse erzeugt. Der Zeilengenerator ist ein induktiv-rückgekoppelter Oszillator, der auf der Zeilenfrequenz schwingt. Er enthält den Basteltransistor TI (LA 30), der in Emitterschaltung arbeitet. Mit dem 100-kO-Potentiometer an der Basis des Transistors wird der richtige Arbeitspunkt eingestellt. Um unerwünschte Einstreuung in andere Stufen zu vermeiden, ist es ratsam, den Oszillator abzuschirmen. Der nachfolgende Transistor T 2 arbeitet als Impulsformerstufe. Gleich¬ zeitig wird die Oszillatorfrequenz auf einen Multivibrator gegeben. Dieser wiederum hat die Aufgabe, den Austastimpuls zum Synchronimpuls so zu verschieben, daß er früher einsetzt als der Synchronimpuls, damit ein störendes Einwirken des Videosignals auf den Zeilensynchronimpuls vermieden wird. Das 50-kQ-Potentiometer an der Basis des Impulsformers dient zur richtigen Synchronisierung des Multivibrators. Das 50-kß-Po¬ tentiometer in der Multivibratorstufe dient zur Breiteneinstellung des Austastimpulses. Von der Formierstufe werden die Zeilenimpulse über eine Diode, die nur den positiven Impuisanteil durchläßt, auf die Basis der Synchronmischstufe gegeben. Die Netzfrequenz nimmt man von der 6,3-V-Wicklung des Netztrans¬ formators ab und übersteuert mit ihr eine Transistorstufe T 6 derart, daß am Kollektorwiderstand Rechteckimpulae entstehen. Diese werden einer Formierstufe T 7 zugeführt. Am Emitterwiderstand der Formierstufe greift man den V-Impuls ab, der dann ebenfalls über eine Diode zur Syn¬ chronmischstufe gelangt. Vom Transistor T 6 führt man über einenKoppel- kondensator 0,1 p.F den Impuls Transistor T8 zu, der als Begrenzer arbeitet. Mit dem 50-kQ-Potentiometer in der Basis des Transistors wird die Austastimpulsbreite eingestellt. Die beiden Transistoren T 9 und T10 110 LA.W/BC100 LA30IGCWO 2xLA30/6CW0 (2xEA 103) LA30/BC10D (00872) (0CB72) (OC872) 2xOAS85 (0C872) Büd i Schaltung des Taktgebers der Fernsehkamera, der die Synchron- und Aus¬ lastimpulse bereitstem. (Der Basisvorwiderstand /w r T 10 ist 100 kn) arbeiten als Gegentaktmischer für das Anstastgemisch. Der H- und der V-Austastimpuls werden jeweils auf eine Basis eingekoppelt. Am gemein¬ samen Emitterwiderstand von 280 fl kann man dann das Austastgemisch abnehmen. Bei Batteriebetrieb arbeitet man mit dem eigenen 50-Hz-Generator, dessen Schwingungen mit einem Umschalter auf die Basis des Transistors T 6 gegeben werden. Der Kippleil Über einen Kondensator von 1 nF wird der S 3 'nchronimpuls dem H-Gene- rator zugeführt. Als Transistor arbeitet in dieser Stufe ein LA30 (T6). Die Reihenschaltung der Diode mit dem Potentiometer 1 kß parallel zum Schwingkreis dient zur Schwingungsbedämpfung. Über 5 nF werden 111 die Schwingungen dem als Formierstufe dienenden Transistor T7 zü- geführt. Von hier gelangen die Impulse auf die Basis des Endstufentran¬ sistors T8, der als elektronischer Schalter wirkt. Zusammen mit der Diode, die für die Energiegewinnung benötigt wird, ist er für die Zeilen¬ ablenkung „zuständig“. Mit dem 10-kfl-Potentiometer in der Basis des Transistors T 8 wird der richtige Arbeitspunkt für die Endstufe eingestellt, das Potentiometer 1 kfl dient zur Amplitudeneinstellung, und mit dem Potentiometer 2,5 kfl korrigiert man die Linearität. Der V-Generator wird über Transistor T1 synchronisiert, an dem differen¬ zierte Impulse abfallen. Die Diode am Kollektor des Transistors T2 dient ebenfalls der Schwingungsbedämpfung. Die Generatorspannung wird über einen Kondensator 10 pF dem Transistor T3 zugeführt, der als Sägezahnerzeuger arbeitet. Die Sägezahnspannung steuert Transistor T4, den Treiber für die Endstufe. Mit dem Potentiometer 250 kfl im Kol¬ lektor von Transistor T3 wird die V-Amplitude geregelt. Der Gegen¬ kopplungszweig über Transistor T4 und T5 dient zur Linearisierung der Sägezahnspannung. Mit den Potentiometern 5 kfl und 50 kfl läßt sieh die Linearität einstellen. Der Austastverstärker Um den Strahlrücklauf beim Abtastvorgang im Endikon zu verdun¬ keln, muß dieses ebenfalls ausgetastet werden. Der dazu erforderliche Austastverstärker befindet sieh in der Baueinheit Kippteil. Mit Transistor T9 wird das Austastgemisch verstärkt und über 10 pF dem Schalttran¬ sistor T10 zugeführt. Als Schalttransistor eignet sich ein OC 829. Damit auch bei maximaler Plattenspannung des Endikons eine einwandfreie Austastung gewährleistet ist, wird er mit - 50 V betrieben, die der Trans¬ verter ebenfalls erzeugt. Der Abgriff erfolgt über 30 kfl von der 100-V- Teilspannung. Der Videoverstärker Von allen Schaltungsvarianten für die Eingangsstufe des Videoverstärkers erweist sich die Emitterschaltung als günstigste. Da die richtige Wahl des Gleichstromarbeitspunktes in dieser Stufe für den Störabstand von großer Bedeutung ist, wurde die Schaltung so ausgelegt, daß Kollektorstrom und Kollektorspannung in weiten Grenzen mit dem Emitterwiderstand ein¬ stellbar sind. In der beschriebenen Schaltung beträgt der Emitterwider¬ stand 18 kfl. Die starke Gleichstromgegenkopplung bewirkt eine gute Arbeitspunktstabilisierung. Die Induktivitäten im Kollektorkreis des Transistors TI und T2 dienen zur Anhebung der höheren Frequenzen des Videobandes. Die Gegenkopplung vom Kollektor des Transistors T 3 zur Basis des Transistors TI bewirkt eine Verkleinerung des dynamischen 8 Elektronisches Jahrbuch 1967 113 I-*— Bild 6 Schaltung des Videoverstärkers, des HF-OsziUators (TU) und der Mischstufe (DM — Diodenmischer; Sp — Signalplatte, Up — Plattenspannung ). Die Drosseln Drl bis DrS bestehen aus 85 Wäg., 0,2-mm-CuL, auf einem 3-Kammer - Miniaturspulenkörper mit HF -Eisensehl aiibJcem Eingangswiderstandes, der damit weitestgehend unabhängig wird von den Streuwerten der verwendeten Transistoren. Die RC-Glieder in den Emitter¬ kreisen von Transistor T3 und T4 dienen ebenfalls der Frequenzgang¬ korrektur, so daß über den gesamten Verstärker gesehen, einschließlich Endikon, eine relativ konstante Signalamplitude für das Frequenz¬ spektrum bis 5 MHz gegeben ist. Über Transistor T5 wird das Austastsignal eingemischt. Die Diode an der Basis des Transistors T6 bewirkt eine Schwarzwerthaltung des Video¬ signals, d. h., die Gleichstromkomponente des Videosignals wird wieder¬ hergestellt. Dies geschieht, indem die Spitzen der Impulse durch die Diode auf ein festes Potential gelegt werden und somit das Videosignal nicht um den Arbeitspunkt des Transistors schwanken kann. Die Diode am Emitter des Transistors T 6 und Potentiometer 25 kß ermöglichen eine Einstellung der Schwarzabhebung. Von dort gelangt das Signal über einen Kondensator 50 pF auf die Basis des Transistors T8; dieser arbeitet als Treiber für die Endstufe. Über Transistor T7 wird das Synehrongemisch auf die Basis von T8 gegeben. Das Potentiometer 500 kfl dient zur Einstellung des Synchron¬ impulspegels. Es ist günstig, wenn T7 eine Stromverstärkung ß > 30 hat. Am Kollektor von T8 steht das komplette BAS-Signal und steuert die Transistoren T9 und TIO, die in Parallel- und Kollektorschaltung arbeiten. Am gemeinsamen Emitterwiderstand von 1,2 kß wird dann das Signal abgegriffen. Der Abschluß erfolgt am Ende der Übertragungs¬ leitung mit 75 ß; dieser liegt dem 1,2-kß-Widerstand parallel, so daß dann erst die Endstufe voll arbeitet. Der Modulator und der HF-Generator Der HF-Oszillator besteht aus dem Transistor Tll und einem Schwing¬ kreis, der für Kanal 3 oder 4 ausgelegt ist. Der Oszillator arbeitet in Col¬ pitts-Schaltung. Das HF-Signal wird über ein Bandfilter auf eine Diode gegeben, die als Modulator arbeitet. Mit dem Potentiometer 150 kß am Sekundärkreis des Bandfilters wird der richtige Arbeitspunkt für die Diode eingestellt. Über ein HF-Sperrfilter liegt an der Diodenanode das Videosignal, so daß eine Modulation des HF-Signals erfolgt. An dieser Stelle wird auch das modulierte HF-Signal über einen Kondensator 25 pF ausgekoppelt und über Koaxialkabel dem Fernsehempfänger zugeführt. Bei Fernsehempfängern mit 240-ß-Eingang wird ein Impedanzwandler zwischengeschaltet. Es ist zu empfehlen, den Fernsehempfänger nicht weiter als 100 m von der Kamera aufzustellen, weil sonst das Signal zu schwach ist und verrauscht erscheint. Als Transistor für den Oszillator sind alle Typen geeignet, die bei 60 MHz noch gut schwingen. Auch als Modulatordiode lassen sich alle HF-Typen verwenden. 8 * 115 Videosignal Bild 7 Schaltung des Modulators , der an Stelle der Mischdiode einen Transistor benutzt Mechanischer Aufbau der Kamera Die Kamera wurde so einfach wie möglich, aber mechanisch solide auf¬ gebaut. Die Grundplatte der Kamera ist vorn und hinten abgewinkelt, so daß Frontseite, Rückseite und Bodenplatte eine stabile Einheit bilden. Eine von oben aufzuschiebende, abgewinkelte Haube schließt die Kamera ab. Mit Zwischenringen wird beim Objekt erreicht, daß die Schärfeebene für unendlich auf der Signalplatte des Endikons liegt. Die Leiterplatten sind um die Ablenkeinheit aufgebaut. Auf der Rückseite befinden sich die Regler für Strahlstrom, Schärfe und Plattenspannung, ebenso die Ausgänge für HF- und Videosignal sowie der Netzanschluß mit Netz¬ schalter und Sicherung, außerdem der Umschalter für Batterie und Netz¬ betrieb. Man montiert die Kamera auf ein stabiles Kamerastativ. Sie hat zu diesem Zweck auf der Unterseite eine Mutter mit „Fotogewinde“, das mit der Kamera fest verbunden ist und sich auf das Stativ aufschrauben läßt. Weiter braucht zum mechanischen Aufbau nichts gesagt zu werden; Varianten sind durchaus möglich. Aufbau der Ablenkeinheit Wenn man die relativ hohen Kosten für einen Ablenksatz, der vom VEB Studiotechnik gebaut wird, sparen möchte, kann man sich diesen auch selbst bauen. Der Spulenkörper wird aus Vinidur gefertigt. Er besteht aus 2 Einzelkörpern (für die Ablenkspulen und für die Schärfe¬ spule). Der Innendurchmesser des Ablenkspulenkörpers muß dem Durch¬ messer des Endikons entsprechen. Diesen Spulenkörper schiebt man beim Zusammenbau in die Schärfespule ein. Die Ablenkspuleläßt sich von außen verstellen. Das ist erforderlich, um die Lage des Rasters beim Testen der Kamera zu korrigieren. Als erstes wird das Zeilenspulenpaar auf den 116 Kern für V-Spu/e , 10x20 mm Kern für H-Spuk^OxSSmm Vorderansicht Bild S Maßskizzen und Aufbauskizze für den Ablenkteil der Fernsehkamera; a — Ablenkspulenkörper ; b — Schärfespulenkörper; c — Pertinaxplatle zwischen Ablenkteil und Frontplatte; d — Haspelabmessungen zum Wickeln der Ablenkspulen; e — Aufbauskizze für den kompletten Ablenkteil 117 Spulenkörper aufgelegt und befestigt. Vor dem Auflegen sind die Spulen so zu verformen, daß sie sich dem Spulenkörper anpassen; beim Auflegen muß man jedoch beachten, daß der Wickelsinn erhalten bleibt und der Abstand zwischen den Spulen auf beiden Seiten gleich ist. Auch müssen sie parallel liegen, da sich sonst Trapezverzerrungen ergeben. Notfalls legt man 2 Holzstückchen zwischen die Spulen und wickelt dann eine Lage Abbindeband um die H-Spulen. Nun werden die V-Spulen um 90 Grad versetzt, ebenfalls parallel zueinander und im gleichen Wickelsinn, aufgelegt und befestigt. Doch darf nichts über den Spulenkörperrand ragen, da der Körper in die Schärfespule geschoben wird. Als Hilfsmittel für das „Rechteckwickeln“ der Spulen fertigen wir uns eine Art Haspel, die ein rechteckiges Mittelstück hat und deren Seiten¬ flächen in der Diagonalen sowie jeweils in der Mitte der Seitenwände Einschnitte (zum Einlegen von Abbindegarn) aufweisen. Nach jeder 18. Wdg. wird an allen 8 Einschnitten mit einer einfachen Verschlingung abgebunden. Zweckmäßig ist es, an den Ecken die Windungen nach außen zu ziehen, so daß die Rechteckform gewahrt bleibt. Zum Abbinden verwenden wir Zwirn von möglichst hoher Reißfestigkeit. Die H-Spulen haben je Spule etwa 108 Wdg. bei etwa 2 fl Gleichstromwideretand. Die V-Spnlen haben je Spule etwa 750 Wdg. und etwa 85 fl Gleichstromwider¬ stand. Für die H-Spulen nimmt man 0,4 -mm-CuL-Draht, für die V- Spulen dagegen 0,18-mm-CuL-Draht. Die Fokussierspule (Schärfespule) ist eine Zylinderspule und wird in einfacher Lagenwicklung hergestellt. Sie hat etwa 29000 Wdg. mit 0,1-mm-CuL-Draht und einen Gleichstrom¬ widerstand von ungefähr 12000 fl. Sie. ist unkritisch; der Spulenkörper wird einfach vollgewickelt. Bei weniger Windungen ist natürlich mit mehr Strom zu rechnen, damit wieder das gleiche magnetische Feld entsteht. Die Maße und Aufbauskizzen für den Ablenksatz sind in Bild 8 wieder¬ gegeben. Der 50-Hz-Generator Als Generator wird ein astabiler Multivibrator eingesetzt. Er besteht aus 5 Transistoren und dem frequenzbestimmenden Netzwerk. Ein Multivi¬ brator mit nur 2 Transistoren hat sich nicht bewährt: Die Flankensteilheit der Impulse war ungenügend. Daher wurden noch 2 Transistoren zusätz¬ lich eingesetzt. Sie arbeiten als Trennstufe in Kollektorschaltung zwischen den beiden Schalttransistoren. Die strommäßige, gegenseitige Belastung der Schalttransistoren ist damit weitgehend aufgehoben; gute Flanken¬ steilheit wurde erreicht! Über einen weiteren Transistor wird die er¬ zeugte Frequenz ausgekoppelt. Er arbeitet als Pufferstufe in Kollektor¬ schaltung und verhindert unerwünschte Rückwirkungen, die sich in Frequenzverwerfungen bemerkbar machen können. Am Emitter des Transistors kann dann das Signal über einen Kondensator von 100 pF 118 Bild 9 Schaltung des 50-Hz-Generators, der den Taktgeber bei Batteriebetrieb steuert abgenommen und dem Taktgeber zngeführt werden. Bild 9 zeigt die Schaltung. Allgemeine Hinweise Zum Eintesten der Kamera benötigt man einen Oszillografen und einen Fernsehempfänger. Nachdem festgestellt worden ist, daß die einzelnen Baugruppen richtig funktionieren, schaltet man Kamera und Fernseh¬ empfänger zusammen. Der Oszillograf wird an den BAS-Ausgang der Kamera gelegt und mit 75 Q abgeschlossen. Löst man nun das Oszillo- gramm mit 50 Hz auf, so müssen V-Austast- und Synchronimpuls sowie Rauschspektrum zu sehen sein. Mit dem Regler für die Schwarzabhebung läßt sich dieses Rauschen von der Grundlinie abhehen. Der Fernsehemp¬ fänger muß natürlich einwandfrei mit den Impulsen der Kamera syn¬ chronisieren. Sollte er über Zeile nicht stehen, dann korrigiert man mit dem H-Generator des Taktgebers die Zeilenfrequenz. Nun wird mit dem Finger der Signalplattenkontakt, also der Eingang des Videoverstärkers, berührt. Dabei muß ein kräftiges Moire auf dem Fernsehempfänger er¬ scheinen. Jetzt erst setzt man das Endikon ein und dreht vorsichtig etwas Plattenspannung und Strahlstrom auf. Es muß auf dem Bildschirm ein heller, unscharfer Fleck auf tauchen. Nach Einsetzen der Optik kann bereits ein unscharfes Bild zu sehen sein. Sollte es nicht gelingen, mit Ver¬ stellen der Optik und dem Regler „Schärfe“ das Bild klar abzubilden, dann muß der Strom durch die Schärfespule mit einem Vorwiderstand verändert werden. Bei richtigem Schärfestrom „dreht“ sich das Bild beim Betätigen des Schärfereglers in den Schärfepunkt „hinein“. Signal¬ plattenspannung und Strahlstrom werden so eingestellt, daß bei maxima¬ lem Bildsignal] noch keine Unschärfe und keine Überstrahlung eintreten. 119 Bild 11 Schaltung splatine Netzteil II für die Fernsehkamera Zum Ablenksatz ist noch zu sagen, daß die vordere Kammer (die sich durch den kürzeren Ablenkspulenkörper ergibt und in der sich der Signal¬ plattenkontakt für das Endikon befindet) mit Messingblech auszulegen ist. Dieser Messingzylinder muß mit der Frontplatte Kontakt haben und darf keinen’geschlossenen Ring bilden. Er dient zur Abschirmung gegen Fremdeinstrahlung. An ihm ist auch der Signalplattenkontakt, natürlich isoliert, befestigt. Das Signal wird über ein Stückchen abgeschirmte Leitung zum Videoverstärker geführt. Zu diesem Zweck legt man noch eine Zwischenplatte in der Stärke der abgeschirmten Leitung (für die Leitungsführung mit einem Schlitz versehen) zwischen Frontplatte und Ablenksatz. Das Ganze wird mit langen Schrauben zusammengehalten, so daß der Ablenksatz praktisch an der Frontplatte hängt. Bild 12 Schaltungsplatine Siebschaltung für das Endikon (Statt des Kondensators SO nF wird ein Kondensator 0,47 pF eingebaut) 7 o- 2°- 3°- 4°- 5° 150k -cz> 30n HlH 10k T 100k 070k -CZD- °6 TT 0,07/j lOn 7 0M7ß j u 121 Die Abmessungen der kompletten Kamera sind 250 mm X 160 mm X 100 mm. Sie wurde in der beschriebenen Form, unter Verwendung von gedruckten Schaltungen, vom Kameraden Peter Dötting, DM2 CZO gebaut. Wir danken ihm für seine wertvolle Hilfe beim Erarbeiten dieser Bau¬ beschreibung. Wickeldaten der Übertrager für die Fernsehkamera Transverter- Übertrager U1 Ferritschalenkern, 22 mm 0 , 18 mm hoch 1—2 LI 9 Wdg., 0,3-mm-CuL 5—6 L2 26 Wdg., 0,3-mm-CuL 3- 4 L3 350 Wdg., 0,1-mm-CuL 4— 7 L4 225 Wdg., 0,1-min-CuL Taktgeber-Übertrager Ü2 3-Kammer-SpuIenkörper, 12 mm 0,13 mm hoch, Ferritschraubkem, 4 mm x 10 mm bl—ge LI 500 Wdg., 0,15-mm-CuL ge—rt L2 70 Wdg., 0,15-mm-CuL Kippteil-Übertrager Ü3 3-Kammer-Spulenkörper, 12 mm 0 , 13 mm hoch, Ferritschraubkem, 4 mm X10 mm gn-ge LI 500 Wdg., 0,15-mm-CuL ge—rt L2 100 Wdg., 0,15-mm-CuL Kippteil- Übertrager Ü 4 Ferritschalenkern, 18 mm 0 , 14 mm hoch, A L -Wert etwa 1000 gn—ge LI 550 Wdg., 0,15-mm-CuL ge—rt L2 90 Wdg., 0,15-mm-CuL Kippteil-Drossel Ü 5 Ferritschalenkern, 18 mm 0, 14 mm hoch, A L -Wert = 180 bl-gn LI 500 Wdg., 0,15-mm-CuL Kupferoxidulgleichrichter sind wenig ökonomisch. Die Leistung des gleichgerichteten Stromes übersteigt nicht 75 Prozent des zugeführten Wechselstroms. Bei SeUngleichrichtern steigert sich das auf 80 Prozent. Germanium- gleichrichter sind am ökonomischsten: Sie erreichen einen Wirkungsgrad von 95 Prozent. 122 Ing. Dieter Müller Kompendium des Transistorsuperhet empfängers Der Selbstbau von Transistorrundfunkempfängern hat in den letzten Jahren sehr zugenommen. Da jedoch die Leistungsfähigkeit der in Bau¬ anleitungen häufig beschriebenen Einkreisempfänger begrenzt ist, besteht vielfach der Wunsch nach Selbstbaugerätcn mit besseren Eigenschaften. Dieser Beitrag soll keine Bauanleitung sein, sondern vielmehr einen Überblick geben über die bei transistorisierten AM-Rundfunkempfängem, speziell im HF- und ZF-Teil, vorkommenden Probleme. Näher einge¬ gangen wird auf zum Teil in industriellen Geräten bewährte Teilschal- tungen, die sich für den Selbstbau eignen, und auf die beim Selbstbau auftretenden Fragen. NF-Verstärker wurden in diesem Beitrag bewußt nicht behandelt, da diese nicht nur in Superhets zu finden sind. In den vergangenen Jahren haben sich für die wichtigsten Baugruppen der AM-Superhetempfänger mit Transistoren einige Grundschaltungen herauskristallisiert, die teilweise mit geringen Abweichungen in nahezu allen industriellen Empfängern dieser Kategorie zur Anwendung gelangen. Man kann davon sprechen, daß sich eine ähnliche Standardisierung der prinzipiellen Schaltungen wie beispielsweise bei den 6-Kreis-Rundfunk- empfängern mit Röhren vollzogen hat. Es ist daher naheliegend, daß man beim Selbstbau von Transistorempfängern auf die bewährten Grund¬ schaltungen zurückgreift, die die Industrie verwendet. Es besteht auch die Möglichkeit, verschiedene Schaltungsvarianten einzelner Baugruppen sinnvoll miteinander zu kombinieren. Bild 1 zeigt das Blockschaltbild eines beliebigen Transistorsupers mit den wichtigsten Baugruppen des Empfängers: — Eingangs-, Misch- und Oszillatorteil; — ZF-Verstärker mit Demodulatorschaltung; — NF-Verstärker; — Stromversorgung. Dieser Beitrag behandelt hiervon die ersten beiden Punkte. 123 Bild 1 Blockschaltbild Transistor super Eingangs-, Misch- und Osziilatorteil Bei den meisten kleineren Transistorempfängern besteht diese Empfänger¬ baugruppe lediglich aus einer selbstschwingenden Mischstufe. Bild 2 zeigt das Prinzipschaltbild einer solchen selbstschwingenden Mischstufe für den MW-Bereich (Sternchen). Der Transistor wird als Oszillator in Basisschaltung betrieben, und zwar kommt eine induktive Rückkopp- lungsschaltung (Meißner-Schaltung) zum Einsatz. Von der im Kollektor¬ kreis liegenden Spule L2, die etwa 10 bis 20 Prozent der Windungszahl von L3 hat, erfolgt die Rückkopplung auf die Schwingkreisspule L3. Diese Spule hat eine Anzapfung bei etwa 4 bis 5 Prozent der Gesamt¬ windungszahl. Von dieser Anzapfung, die den hohen Resonanzwiderstand des Schwingkreises (etwa hundert Kiloohm) an den niedrigen Eingangs¬ widerstand des Transistors in Basisschaltung (etwa 20 bis 50 Q) anpaßt, wird die Rückkopplungsspannung dem Emitter des Transistors zugeführt. Damit keine zusätzliche Leistung verbraucht wird, soll der Emitterwider¬ stand wesentlich größer sein als der Eingangswiderstand des Transistors in Basisschaltung. Er darf nicht durch einen Kondensator überbrückt werden. Der Basisanschluß des Transistors wird durch die wenigen Koppelwin¬ dungen des Eerritstabes für die Oszillatorfrequenz hochfrequenzmäßig 124 geerdet, womit die Bedingung einer Basisschaltung für die Oszillator¬ funktion des Transistors erfüllt ist. Als additive Mischstufe arbeitet der Transistor in Emitterschaltung. Das Eingangssignal gelangt von einer Anzapfung der Schwingkreisspule des Ferritstabes LI zur Basis des Mischtransistors. Diese Anzapfung liegt bei etwa 8 bis 10 Prozent der Gesamtwindungszahl und paßt den Ferritantennenkreis an den Eingangs¬ widerstand des Transistors (1 bis 3 kß) an. Durch die Basis-Emitter-Diode des Transistors erfolgt die Mischung von Sender-(f a ) und Oszillator¬ frequenz (f # ). Über das ebenfalls im Kollektorkreis liegende ZF-Filter (L4) kann die Zwiechenfrequenz (f z = f„ f„) entnommen werden. Da der Mischstufe noch mehrere Verstärkerstufen folgen, ist diese so zu dimensionieren, daß sie ein möglichst geringes Eigenrauschen verursacht. Als optimaler Kollektorstrom, der bei geringem Eigenrauschen noch eine ausreichende Mischverstärkung gewährleistet, sind etwa 0,2 bis 0,4 mA einzustellen (Änderung des Widerstandes R1). Sollte der Oszillator bei diesem Arbeitspunkt nicht schwingen oder beim Absinken der Betriebs¬ spannung aussetzen, so muß entweder der Kollektorstrom vergrößert (größeres Eigenrausehen!) oder versuchsweise die Koppelwindungszahl (Anzapfung) der Oszillatorspule verändert werden. Daraus läßt sich erkennen, daß es schwierig ist, den Arbeitspunkt der selbstschwingenden Mischstufe zum Zwecke der Verstärkungsregelung zu verändern. Man findet dahor in nahezu allen industriellen Transistor¬ empfängern der Klein- und Mittelklasse im Eingangsteil ungeregelte selbstschwingende Mischstufen. Von den Empfängern aus der DDR-Pro- duktion sind mit dieser teilweise abgewandelten Schaltung u.a. ausge¬ rüstet: die Taschenempfänger Sternchen, T lOOjT 101 und Milcki sowie die Kofferempfänger B 110, Stern 2, Trabant T 6 und Stern 4. Die Schaltung des Oszillatorteiles der Mischstufe kann einige Abweichun¬ gen aufweisen. Auf Grund der rhasengleichheit von Kollektor- und Emit¬ terspannung in der Basisschaltung sind keine besonderen Wicklungen zur Phasendrehung am Oszillatorkreis erforderlich, damit die zur Er¬ regung des Oszillators notwendige Mitkopplung erzielt wird. Man benötigt dann nur eine einzige Spule mit 2 Anzapfungen jeweils für den Emitter - und den Kollektorabgriff (Bild 3a). Andererseits ist es möglich, eine ge¬ sonderte Spule anzubringen, über die die Rückkopplungsspannung der Basis zugeführt wird. In diesem Falle läßt sich der Emitterwiderstand kapazitiv überbrücken (Bild 3 b). Verwendet man in der Mischstufe einen Drifttransistor (GF 120, 121 oder 122), so können wegen des hohen Ausgangswiderstandes sowohl das erste ZF-Filter als auch der Oszillator¬ kreis mit der Gesamtwindungszahl in den Koilektorkreis des Transistors eingeschaltet werden. Es erübrigen sich dann die Abgriffe für den An¬ schluß des Kollektors. Den Nachteil, daß sich die selbstschwingende Mischstufe nicht regeln läßt, kann man durch vorgeschaltete Verstärkerstufe ausgleichen. Der 125 Bild 3 a Selbstschwingende Mischstufe, Oszillator- tmmformator in Sparschaltung Bild 3 b Selbstschwingeiide Mischstute, Oszillator¬ transformator mit getrennten Wicklungen für Kollektor-, Emitter- und Abstimmkreis Arbeitspunkt dieser Vorstufe ist in weiten Grenzen veränderbar, ohne daß der Oszillator aussetzt. Der Verstärkungsgrad dieser Stufe kann in einigen Schaltungen bis unter 1 geregelt werden; damit ist eine Über¬ steuerung der Mischstufe ausgeschlossen. Um keinen .3fach-Drehkonden- sator verwenden zu müssen und Spulen sowie Schaltkontakte einzusparen, wird die Vorstufe oft als aperiodischer Verstärker in RC-Kopplung mit einem kleinen Kollektorwiderstand (1 bis 5 kß) betrieben. Bild 4 zeigt die prinzipielle Schaltung einer selbstschwingenden Mischstufe mit aperiodisch angekoppelter Vorstufe. Sie entspricht dem HF-Teil des Kofferempfängers Spatz-Baby. Der Übersichtlichkeit halber wurden die Frequenzumschaltungen weggelassen; auch ist nur jeweils eine Spule (z.B. Mittelwelle) eingezeichnet. Auf Grund des höheren Aufwandes kommt diese Schaltung vorwiegend bei Transistorempfängern der oberen Preisklasse vor. Man findet sie, teilweise in abgewandelter Form, u.a. in den Empfängern Stern 3, Spatz-Baby bzw. Opal sowie in den Autosupern A 100 und Berlin. 126 Bild 4 Eingangsschaltung des Spatz-Baby ohne Frequenzumschaltung, erste ZF-Verstärker stufe angc deutet Bild 5 Selbstschwingende Mischstufe mit Oszillatorbrücke für Kurzwelle (Spatz-Baby auf Kurzwellcribereick) Die Schaltung eignet sich auch gut für den Kurzwellenempfang. Auf Grund des geringen Abstandes von Sender- und Oszillatorfrequenz muß jedoch, um eine gegenseitige Beeinflussung der Schwingkreise beider Frequenzen zu vermeiden, eine etwas geänderte Schaltung für die selbst- schwingende Mischstufe (Brückenschaltung für Oszillator, Bild 5) ange¬ wendet werden. Hinweise für den Selbstbau der selbstschwingcnden Mischstufe Will man beim Aufbau der selbstschwingenden Mischstufe kein Risiko eingehen und vor unangenehmen Überraschungen sicher sein, so sollte man, besonders wenn man Anfänger ist, die frequenzbestimmenden Teile eines Industrieempfängers verwenden. Hierzu gehören: die Antennen¬ spule mit einem Ferritstab passenden Durchmessers (die Länge ist dabei unkritisch), die Oszillatorspule und der Drehkondensator. Sind mehrere Frequenzbereiche vorgesehen, so werden entsprechend mehrere Spulen und ein geeigneter Umschalter (ebenfalls möglichst Originalschalter) benötigt. Will man die Induktivitäten selbst herstellen, dann muß vom vorhan¬ denen Drehkondensator ausgegangen werden, wobei neben geeigneten Spulenkörpern mit Abgleichkernen zumindest ein Grid-Dip-Meter, besser noch ein Meßsender — und nicht zuletzt eine gute Portion Erfahrung! —, vorhanden sein sollten. Haben beide Pakete die gleiche Endkapazität G n , so errechnet man die Induktivität des Antennenkreises L a ans: T IO 12 4 3t 2 -f 2 -C s 1 u (L in |uH, f in kHz, C in pF). 128 f Bl ist darin die tiefste zu empfangende Senderfrequenz. Für den Antennen¬ kreis erhält man eine Frequenzvariation in Abhängigkeit von der Kapa- zitätsVariation des Drehkondensators zu: ( = . I f.i / C n Dabei sind C a die Anfangskapazität des Drehkondensators einschließlich der Schaltkapazitäten und Abgleichtrimmer, f s2 die höchste zu empfangende Senderfrequenz. Die Oszillatorfrequenz f 0 ergibt sich aus den Beziehungen: foa — fz fs 2 bzw. fo 1 = fz -f- fs 1 * Die für den Oszillatorkreis erforderliche Kapazitätsvariation erhält man Cor = / foa V = (' fz+ f.2 Co 2 l fo 1 / \ fz + i 1 / C 02 ist dabei die Anfangs-, C 01 die Endkapazität des Oszillator-Drehkon¬ densators. Man erkennt unschwer, daß (bedingt durch die Addition der Zwisehenfrequenz zur Senderfrequenz) die erforderliche Kapazitäts¬ variation des Oszillatordrehkondensators kleiner wird als die des Vorkreis¬ kondensators; und dies um so mehr, je größer die Zwischenfrequenz im Verhältnis zur Empfangsfrequenz ist. Bei vielen Empfängern (wie Mihki, Sternche.n, T 100) werden deshalb Drehkondensatoren mit unterschied¬ lichen Plattenschnitten verwendet. Bei gleich großen Paketen des Drehkos erreicht ■ man die Einengung der Kapazitätsvariation durch Vor¬ schalten eines Verkürzungskondensators C„ (Bild 3a) vor das Oszillator¬ paket des Drehkos oder vor die Oszillatorspule sowie durch das Zuschalten eines Kondensators C p parallel zum Oszillatorpaket. Die genaue Berech¬ nung des Verkürzungs- und Parallelkondensators ist kompliziert und würde allein Stoff für einen umfangreichen Beitrag liefern. Hier sei nur soviel gesagt, daß für den Mittelwellenbereich C„ 1,1 . Cp sein soll und C p « 0,04 bis 0,05 C n . Die Induktivität der Oszillatorscliwingkreisspule L t errechnet sich dann aus: 10 12 L ° = 4 TT 2 (f 2 + fsl) 2 -C 0 l (L in Mikrohenry, f in Kilohertz, C in Picofarad). Bei der Herstellung der Spulen empfiehlt es sich, auf den Spulenkörper oder Ferritstab versuchsweise einige Windungen aufznbringen, die er¬ rechnet® Endkapazität parallelzuschalten und mit dem Griddipper die Resonanzfrequenz festzustellen. Ist die Resonanzfrequenz z.B. doppelt so hoch wie die gewünschte, so braucht man nur die Windungszahl ebenfalls 9 Elektronisches Jahrbuch 1967 129 zu verdoppeln, und man erhält die gewünschte Resonanzfrequenz und damit auch die entsprechende Induktivität. Für die Abgriffe oder Teil¬ spulen sind die Windungszahlen im Verhältnis zur Gesamtwindungszahl der Schwingkreise etwa so zu wählen, wie dies im vorhergehenden Ab¬ schnitt angegeben wurde. In der Misch- oder Vorstufe können je nach gewünschtem Frequenzbereich folgende Transistoren verwendet werden: — für Mittel- und Langwelle — GF 105, GF 120 oder 121, GF 129, LF 880; — für Kurzwelle bis etwa 10 MHz — GF 121 (bis 8 MHz), GF 122, GF 130, LF 881; — für höhere Frequenzen — GF 131, GF 132. Der ZF-Verstärker Die von der Mischstufe erzeugte Zwischenfrequenz im Bereich von 450 bis 470 kHz muß um einen Faktor von mindestens 1000 bis 2000 span¬ nungsverstärkt werden, was im allgemeinen mit einem 2stufigen selek¬ tiven Transistorverstärker in Emitterschaltung geschieht. Bei einfachen Geräten werden als Selektionsmittel Einzelkreise verwendet ( Sternchen, ftlikki, T100). Bild G zeigt die Schaltung eines solchen Verstärkers (Sternchen). Die Schwingkreise liegen im Kollektorkreis der Transistoren und sind durch eine Anzapfung an den Ausgangswiderstand des Transi¬ stors angepaßt (etwa 30 Prozent der Gesamtwindungszahl). Der Ausgangs¬ widerstand kBj beträgt beim GF 100 bei U C e = 6 V und I c = 0,5 mA im Mittel etwa 25 kß. Der Eingangswiderstand kR„ liegt beim glei¬ chen Arbeitspunkt im Mittel bei 1 kß. Er wird durch eine besondere, mit dem Schwingkreis fest verkoppelte Wicklung an diesen angepaßt, desgleichen der Eingangswiderstand der Demodulatorschaltung. Die Win¬ dungszahl der Koppelwicklung beträgt bei Anpassung an den Transistor¬ eingangswiderstand 7 bis 10 Prozent, bei Anpassung an die Demodulator¬ schaltung 12 bis 20 Prozent der Gesamtwindungszahl des Schwingkreises. Während die ZF-Kreise bei Röhrenverstärkern durch die Kapazität der Röhrenelektroden lediglich etwas verstimmt w erden, wobei sich die Kreis¬ güte nur unwesentlich ändert, ergibt sich durch die Anpassung der Tran¬ sistoren an die Schwingkreise eine bestimmte Bedämpfung der Kreise und damit eine Verringerung der Kreisgüte sowie eine Vergrößerung der Bandbreite. Man nennt die Güte des Kreises im Leerlauf Q 0 , die ent¬ sprechende Bandbreite B„. Bei angeschlossenen Transistoren erhält man die Betriebsgüte Q B und die Betriebsbandbreite B b . Zwischen Bandbreite, Güte und Zwischenfrequenz besteht die Beziehung: B 0 = bzw. B b = ~ ■ b!o Mb 130 Die LeistungsVerstärkung einer Transistorverstärkerstufe errechnet sich aus der Beziehung: S 2 Vp = — kRi • kR, (- Bo Bb Außer von den Transistordaten kR,, kR e und der Steilheit S ist die Verstärkung einer Transistorstufe nur noch vom Verhältnis B 0 /B b ab¬ hängig ; je kleiner B 0 /B b wird, um so größer ist die Verstärkung. Damit eine möglichst große Verstärkung erreicht wird, muß die Leerlaufband¬ breite klein, die Leerlaufgüte des Kreises groß sein. Durch Vergrößerung der Betriebsbandbreite B b kann ebenfalls ein größeres Verhältnis B 0 /B b erzielt werden. Dabei sind durch die geforderte Selektivität Grenzen ge¬ setzt. Eine hohe Betriebsbandbreite wird erreicht durch hohe Windungs¬ zahlen für den Kollektor- bzw. Emitteranschluß sowie durch kleine Ein¬ gangs- und Ausgangswiderstände der Transistoren. Ein kleines Verhältnis B 0 /B a weist den. Nachteil auf, daß die Transistordaten die Schwingkreise stärker beeinflussen als bei größerem B 0 /B E . Um die Erequenzinstabili- täten, die besonders bei Spannungs- und Temperatursehwankungen sowie beim Regeln in Erscheinung treten können, in erträglichen Grenzen zu halten, soll B 0 /B b nicht kleiner als 0,3 sein. Die Möglichkeit, durch kleine Eingangs- (kjt„) und Ausgangswiderstände (kRj ) große Betriebsbandbreiten und damit Verstärkungen zu erzielen, ist dadurch begrenzt, daß mit kleiner werdenden Ein- und Ausgangs¬ widerständen die Loistungsverstärkung sinkt (Formel für V p ). Im Interesse einer möglichst hohen Verstärkung verwendet man Transistoren, bei denen diese Widerstände die größten Werte aufweisen. Bei HF-Legierungstransistoren ( GF100) kann man mit einem Ausgangs¬ widerstand von höchstens 50 kil bei 500 kHz rechnen (Mittelwert etwa 25 kß). Günstiger liegen die Verhältnisse bei Drifttransistoren (GF 120), bei denen der Ausgangswiderstand Werte von einigen hundert Kiloohm bis in die Größenordnung von 1 kfl erreichen kann. Aus diesem Grunde be¬ nötigen die Filter eines mit Drifttransistoren bestückten ZF-Verstärkers für 470 kHz keine Anzapfungen für den Kollektoranschluß, sondern können wie bei einem Röhrenverstärker angeschlossen werden. Die erzielbare Leistungsverstärkung ist daher im fraglichen Frequenzbereich (um 500 kHz) bei Drifttransistoren allgemein höher als bei Legierungs¬ transistoren. Die Eingangswiderstände der Drifttransistoren sind zwar ebenfalls größer als bei Legierungstransistoren, doch liegen ihre Werte nur etwa um den Faktor 2 bis 3 höher. Da die Rückwirkungsleitwerte bei den Drift typen fast eine Größenordnung kleiner sind als bei Legierungs¬ transistoren, kann die nachstehend beschriebene Neutralisation meistens entfallen. 132 Neutralisation Alle bisherigen Betrachtungen gelten, streng genommen, nur bei völliger Rückwirkungsfreiheit von Ausgang zum Eingang des Transistors. In Wirklichkeit wird bei einem Transistor ein Teil der Ausgangsspannung auf den Eingang zurückgeführt. Im Ersatzschaltbild (Bild 7) kann man diese Rückwirkung durch die Parallelschaltung eines Kondensators (C ril ) und eines Widerstandes (R r a) darstellen. Die Rückwirkung wird um so größer, je kleiner R r0 und je größer C rü ist. Das zeigt die Frequenz¬ abhängigkeit der Rückwirkung. Bei hohen Frequenzen überwiegt der Einfluß des Kondensators. Es kommt dann zu einer Phasenverschiebung der Rückwirkungsspannung, die bei Resonanzverstärkern dazu führen kann, daß eine Verformung der Durchlaßkurve (Unsymmetrie) und even¬ tuell Selbsterregung eintreten. Der ZF-Verstärker schwingt dann. Der Einfluß der Rückwirkung kann kompensiert werden, wenn der Basis des Transistors eine Spannung zugeführt wird, die die gleiche Frequenz und Amplitude wie die rückgeführte Spannung aufweist, gegenüber dieser aber um 180 Grad phasenverschoben ist. Eine gegenüber der Kollektor¬ spannung um 180 Grad phasenverschobene Spannung läßt sich am unteren Ende des Schwingkreises (Bild 7) abnehmen. Durch die Reihenschaltung von Neutralisationskondensator Cu und Neutralisationswiderstand R lS - kann man die Größe und Phasenlage der über den Neutralisationszweig zur Basis gelangenden Spannung so einstellen, daß die Rückwirkungs¬ spannung genau aufgehoben, also neutralisiert wird. Die Rückwirkung ist keine konstante Größe, sondern hängt vom jeweils eingestellten Arbeitspunkt und von der Streuung der Transistorkenndaten ab. Man erreicht daher nur selten eine vollständige Neutralisation. Auch die in den Industrieschaltbildern angegebenen Werte für die Neutralisations¬ zweige gelten exakt nur für Mittelwerte der Rückwirkung in der jeweiligen Schaltung. ZF. ehva 7 bis 2 V vom Meßsender Soll eine individuelle Neutralisation vorgenommen werden, so koppelt man bei dem gewünschten Arbeitspunkt des Transistors an den Kollektor einen Meßsender mit der gewünschten ZF über einen Kondensator von einigen Pieofarad an. Die Ausgangsspannung des Senders kann dabei etwa 1 bis 2 V betragen. An die Basis des Transistors wird über einige Pieofarad ein empfindliches Röhren Voltmeter angeschlossen (Bild 7). Durch Änderung von R N und C N stellt man die Spannung an der Basis auf Minimum, möglichst Null, ein. Steht kein entsprechendes Röhren Volt¬ meter zur Verfügung, so kann auch ein auf die gleiche Frequenz ein¬ gestellter ZF-Verstärker eines zweiten Superhetempfängers als Indikator verwendet werden. Regelung Im Gegensatz zu den Elektronenröhren, wo spezielle Typen (Regelröhren) zu finden sind, deren Steilheit und damit auch Verstärkung durch Gitter¬ vorspannungsänderung bis zu einem Verhältnis von 1 : 1000 geregelt werden kann, gibt es bis auf einige wenige Typen keine ausgeprägten Kegeltransistoren. In wesentlich engeren Grenzen zwar, als es bei den Regelröhren möglich ist, kann die Verstärkung einer Transistorstufe ebenfalls durch Änderung des Arbeitspunktes geregelt werden. Mit kleiner werdendem Kollektorstrom sinkt unterhalb von I 0 = 2 • • ■ 5 mA die Stromverstärkung des Transistors ab. Dabei steigen Ein- und Aus¬ gangswiderstand an. Zur Regelung wird die Richtspannung der Demodu¬ latordiode gesiebt und dem „kalten“ Ende dos Basisspannungsteilers zumeist nur der ersten ZF-Stufe zugeführt (Bild 6). Bei vorhandenem ZF-Signa! verschiebt die Richtspannung den Arbeitspunkt des Tran¬ sistors T 2 nach einem kleineren Kollektorstrom hin. Die Verstärkung der Stufenimmt ab. GleichzeitigsteigenEin- und Ausgangswiderstand an. Ein- und Ausgangskapazität nehmen ab. Hierdurch wird die Bandbreite kleiner, die Schwingkreise werden nach höheren Frequenzen zu ver¬ stimmt. Dem läßt sich entgegenwirken, indem man das im Kollektorkreis des geregelten Transistors liegende Filter auf eine etwas tiefere als die gewünschte Resonanzfrequenz abstimmt. Man kann die Regeleigenschaften der Transistor-ZF-Stufe verbessern, und zwar durch eine zusätzliche, gesteuerte Bedämpfung des vor dem geregelten Transistor befindlichen ersten ZF-Kreises. Wird der Kollektor- Btrom des Transistors T2 (Bild 6) beim Ansteigen der (positiven) Richt- spannung verringert, so steigt die Gleichspannung am Kollektor von T2 an, da der Spannungsabfall über dem Siebwiderstand R8 abnimmt. Die Diode D2, die bei normalem Kollektorstrom von T2 gesperrt ist, wird leitend und bedampft mit ihrem differentiellen Innenwiderstand am Anfang des Durchlaßbereiches ihrer Kennlinie den Schwingkreis L6-C9. Die Güte dieses Kreises vermindert sich, die Verstärkung der vorher- 134 gehenden (Misch ) Stufe nimmt ab. Durch die dabei größer werdende Bandbreite des Kreises wird die Auswirkung der Verstimmung und der Bandbreitenverringerung, die durch den geregelten Transistor hervor¬ gerufen wurden, eingeschränkt. Bliebe noch zu erwähnen, daß der Kol¬ lektorstrom von geregelten Transistoren mit Rücksicht auf eine möglichst geringe Regelleistung auch ohne Signal auf kleinere Werte (etwa 0,2 mA) eingestellt wird als von ungeregelten ZF-Transistoren (etwa 0,5 mA). Daraus ergeben sich bei dem geregelten Transistor höhere Ein- und Aus¬ gangswiderstände und dementsprechend auch höhere Windungszahlen für den Kollektor- bzw. Basisanschluß dieser Stufe. Bei 2kreisigen Bandfiltern ergeben sich im Prinzip ähnliche Verhältnisse wie bei Verwendung von Einzelkreisen. Bei der zumeist angewendeten kritischen Kopplung der beiden Kreise erhält man eine Bandbreite, die um den Faktor y*2 größer ist als bei Verwendung von Einzelkreisen mit gleichen Eigenschaften. Daher liegen auch die Anzapfungen für Ein- und Ausgangswiderstand der angesehlossenen Transistoren bei um den Faktor ^2 größeren Windungszahlen. Als hervorstechendste Eigenschaft der Bandfilterverstärker muß noch erwähnt werden, daß die Flanken¬ steilheit (und damit die Selektion) größer ist als bei Verstärkern mit Einzelkreisen. 2kreisige Bandfilter findet man wegen des höheren Auf¬ wandes und des schwierigeren Abgleiches in ZF-Verstärkern von Industrie¬ empfängern der oberen Preisklasse (z.B. beim Spatz-Baby). Es gibt aber auch Empfänger, die sowohl mit Bandfiltern als auch mit Einzel¬ kreisen bestückt sind (z.B. Stern 4, T 100). Die Einzelkreise liegen dabei meistens'in der Stufe vor der Demodulatorschaltung. ZF-Verstärfeer in Basisschaltung Die HF-Transistoren liefern im Frequenzbereich um 500 kHz in der meist verwendeten Emitterschaltung eine höhere Leistungsverstärkung als in Basisschaltung. Die Basisschaltung bietet jedoch einige Vorteile, so daß die erforderliche zusätzliche Verstärkerstufe in einigen Fällen durchaus gerechtfertigt ist. Die Schaltung einer einfachen ZF-Stufe in Basisschaltung zeigt Bild 8. Der Transistor hat in Basisschaltung einen wesentlich höheren Ausgangswiderstand (etwa 500 kfi) als in Emitter¬ schaltung. Die Rückwirkung ist in Basisschaltung vernachlässigbar klein. Man kann daher bei der Basisschaltung auf eine Anzapfung für den Kollektor und auf die Neutralisation verzichten. Der Eingangswiderstand des Transistors in Basisschaltung beträgt etwa 20 bis 50 £2. Es erfolgt deshalb eine Stromeinspeisung in den Transistoreingang. Der Koppel¬ kondensator C1 (Bild 8) ist gleichzeitig der Schwingkreiskondensator. Der Eingangswiderstand R ein g addiert eich zum Reihenverlustwiderstand R t des Kreises (Bild 9). Per Emitterwiderstand R1 soll wesentlich größer 136 9f wo c, Bild 8 + ZF- V er stärker stufe _u B m in Basisschaltung Bild 9 Ersatzschaltung des Filterkreises eines ZF - Verstärkers in Basisschaltung sein als der Eingangs widerstand. Auf Grund der dargelegten Vorteile wird diese Schaltung auch in Industrieempfängern angewendet [6]. Hinweise für den Selbstbau von ZF-Verstärkern Wie aus den vorhergegangenen Betrachtungen hervorgeht, soll der Tran¬ sistor in der ZF-Stufe einen möglichst großen Eingangs- (kR e ) und Aus¬ gangswiderstand (kRj) bei geringer Rückwirkung und großer Steilheit im interessierenden Frequenzbereich um 500 kHz aufweisen. Außer der Grenzfrequenz sind bei den Basteltransistoren (LF 871) keine für den Betrieb als ZF-Verstärker wichtigen Parameter garantiert. Es empfiehlt sich daher (sofern man keine Möglichkeit hat, diese Größen nachzumessen), für ZF-Verstärker typenreine Transistoren (GF 100; GF 105 ) zu ver¬ wenden. Bei ZF-Verstärkern in Basisschaltung dagegen lassen sich die HF-Le- gierungs-Bastlertransistoren mit Erfolg einsetzen. Ebenfalls günstiger liegen die Verhältnisse bei den Drifttransistoren, denn die Ausgangs¬ widerstände der Bastlertypen dieser Bauform (LF 880; LF 881) sind mit einiger Sicherheit noch größer als die der typenreinen Regierung?, transistoren (GF 100), 136 Bild 10 ZF-Slufe mit 2-Kreis-Filter, Transistor in Basisschaltung In unmittelbarem Zusammenhang mit den Transistoren betrachte man die Filterkreise. Die sicherste Lösung bietet sich auch in diesem Falle, wenn Originalteile von Industriegeräten benutzt werden. Man sollte auch die in der Original¬ schaltung angegebenen Transistoren verwenden, da diese an die Filter angepaßt sind. Die Schaltung ist so zu dimensionieren, daß sich etwa der gleiche Kollektorstrom wie im Industriegerät einstellt (meistens 0,5 mA für ungeregelte Stufen, 0,2 mA für geregelte Stufen ohne Signal). Dabei spielt es keine Rolle, mit welchen Mitteln (Basisvorwiderstand, Spannungs¬ teiler, Emitterwiderstand) dieser Strom eingestellt wird. Ebenso besteht ziemliche Freiheit in der Wahl der Betriebsspannung, wenn man darauf achtet, daß sich bei vom „Vorbildgerät“ abweichender Betriebsspannung durch Änderung der Basiskreiswiderstände der gewünschte Kollektor¬ strom wieder einstellt. Besonders einfach und deshalb für den Anfänger zu empfehlen ist die Verwendung zwar etwas teurer, dafür aber kom¬ pletter, vorabgeglichener ZF-Stufen, wie sie z.B. beim T 100 zu finden sind. Will man auch die Filter selbst herstellen, so sei wegen des einfacheren Aufbaues zu Einzelkreisen geraten. 2-Kreis-Filter sollte man nur dann herstellen, wenn entweder mechanisch fertige Filter zur Verfügung stehen, die nur neu zu wickeln sind, oder wenn man über große handwerk¬ liche Fertigkeiten und meßtechnische Möglichkeiten verfügt (etwa um die kritische Kopplung einzustellen). Ein Eigenbau bringt den Vorteil, daß man durch Anbringen zusätzlicher Anzapfungen eine individuelle Anpassung der Transistoren an die Filter vornehmen kann. Bei Ver¬ wendung von Drifttransistoren (GF 120, GF121 eventuell auch LF 8S0 und LF 881) ergibt sich eine gewisse optimale Lösung, da die im Kollektor¬ kreis liegende Schwingkreisspule keine Anzapfung aufzuweisen braucht und die Anpassung nur auf der Eingangsseite vorgenommen wird (Bild 11). Im Interesse einer großen Verstärkung sollte man eine möglichst „hoch¬ liegende“ Anzapfung verwenden. Wird dabei die Durchlaßkurve zu breit 137 BF 120 Bild 11 ZF-Stufe mit Drilttmnsistfir in Emitter Schaltung , Filter mit mehreren Anzahlungen jür denEingang des Transistors (B a /B.b ist dabei sehr klein) oder zeigt sieh Schwingneigung, so ist ein ,.tiefer liegender“ Anschluß zu verwenden. Auf eine Neutralisation kann bei Drifttransistoren unter diesen Bedingungen verzichtet werden. Um Frequenzverwerfungen an den ohne Anzapfung direkt am Kollektor an¬ geschlossenen Schwingkreisen infolge Schwankungen der Transistordaten möglichst kleinzuhalton, wird bei solchen Filtern eine Schwingkreis¬ kapazität von 500 bis 1000 pF verw endet. Bei Filtern für Legierungstransistoren (GF 100) sollten die Anzapfungen für den Kollektorkreis etwa so liegen, wie zu Beginn dieses Abschnittes beschrieben. Mehrere Anzapfungen (man probiert die günstigste) sind natürlich ebenfalls von Vorteil. Für einfache Verstärker in Basisschaltung können fast alle Arten von Filtern verwendet werden, auch Bandfilter für Köhrenempfänger. Diese schaltet man als Einzelkreise (Bild 8) oder auch als 2-Kreis-Filter (Bild 10). Es muß nur darauf geachtet werden, daß bei dem Einzel- bzw. emitterseitigen Kreis die im Filterbecher parallel zur Spule liegende Kreiskapazität einseitig abgelötet und als Koppelka¬ pazität geschaltet wird (CI in Schaltung Bild 8; C2 in Schaltung Bild 10). Inbetriebnahme und Abgleich Ist das Gerät fertig geschaltet, so sollten vor Anlegen der Betriebs¬ spannung mit Ohmmeter oder Durchgangsprüfer eine Widerstands-, Leitungs- und Isolationskontrolle erfolgen. (Dabei sind die Halbleiter¬ bauelemente noch nicht eingelötet.) Besonderes Augenmerk gilt den Basisanschlüssen der Transistoren und der Polung der Eikos. Danach folgt, ebenfalls noch ohne Transistoren, bei angelegter Betriebs¬ spannung eine grobe Spaunungskontrolle mit einem möglichst hochohmi¬ gen Voltmeter, Auoh hierbei gilt die besondere Aufmerksamkeit den 138 Basisspannungsteilern, an denen keine höhere Spannung als etwa 0,5 V stehen sollte. Beim anschließenden Einsetzen der Halbleiterbauelemente kann man zunächst an Stelle einiger wertvoller Transistoren, z. B. Drifttransistoren oder Endstufenpärchen, versuchsweise billige Bastlertypen einlöten. Mit diesen Transistoren wird das Gerät wieder an die Spannung gelegt. Nach Kontrolle der Kollektorströme (Spannungsabfall über Emitter- bzw. Siebwiderständen) wird gegebenenfalls schon ein Grobabgleich vorgenom¬ men. Bei den danach endgültig eingelöteten Transistoren werden die Kollektorströme durch Änderung der Basisspannungsteiler bzw. der Basisvorwiderstände auf den gewünschten Wert eingestellt. Zum Abgleich eignet sich am besten ein Meßsender, besser noch ein Se- lektograf. Notfalls genügt ein Grid-Dip-Meter oder die ZF eines zweiten Überlagerungsempfängers, wenn diese mit der des abzugleichenden Ge¬ rätes übereinstimmt. Während des Abgleiches soll die Regelung außer Betrieb gesetzt werden, z.B. durch Unterbrechung der Regelleitung zwischen Widerstand R6 und R12 (Bild 6). Um den Spannungsteiler wieder zu komplettieren, wird vom jetzt freien Ende des R6 ein Wider¬ stand von 5 kQ zum Pluspol der Batteriespannung gelegt. Den Meßsender schließt man über einen Koppelkondensator (etwa 10 nF) an die Basis des Mischtransistors an. Mit dem Abgleich auf Maximum (Lautstärke bei moduliertem Sender oder an Diode angeschlossenem Meßinstrument) beginnt man am letzten, dem Diodenfilter, und geht dann nach vorn zum Kollektorkreis des Mischtransistors. Bei Verwendung eines zweiten Empfängers wird sinngemäß vorgegangen. Man nimmt dazu die ZF bei einem Röhrenempfänger von der Anode der letzten ZF-Stufe über einen spannungsfesten Kondensator ab und teilt sie durch einen kapazitiven Spannungsteiler (5 pF zu 1000 bis 5000 pF, je nach Bedarf) herunter. Das Durchführen der Neutralisation wurde schon ausführlich beschrieben. Stehen die erforderlichen Hilfsmittel nicht zur Verfügung und schwingt der ZF-Verstärker, so kann man die Neutralisation empirisch, d.h. durch Probieren, vornehmen, wobei naturgemäß keine Optimalwerte erzielt werden können. Man schaltet dazu in den Neutralisationskreis einen Trimmerkondensator von etwa 10 pF Endkapazität und ein Einstell¬ potentiometer von 1 bis 5 kQ hintereinander ein. Der Trimmer wird auf kleinste Kapazität, das Potentiometer auf größten Widerstand im Neu¬ tralisationszweig eingestellt. Durch schrittweises Verkleinern des Wider¬ standes und Vergrößern der Kapazität erreicht man einen Punkt, bei dem die Schwingungen aussetzen. Beim Weiterdrehen können sie wieder einsetzen. Etwa in der Mitte zwischen diesen beiden Punkten ist die Neu¬ tralisation vollständig. Als nächstes folgt der Abgleich des Oszillators. Zunächst wird der emp¬ fangene Frequenzbereich festgelegt bzw. mit der Skalenteilung in Über¬ einstimmung gebracht. Bei Mittelwelle geschieht dies durch Abgleich der Oszillatorspule (bei 600 kHz) und des Oszillatortrimmers (bei 1550 kHz). Anschließend folgt der Abgleich des Antennenkreises auf Maximum. Bei 600 kHz wird die Antennenspule auf dem Ferritstab verschoben (Ll), bei 1550 kHz der Trimmerkondensator (Cl) verstellt (Bild 6). Bei Oszillator- und Antennenkreisabgleich müssen L- und C-Verstellung jeweils einige Male wiederholt werden. Bei diesem Abgleich wird der Ausgang des Meßsenders durch einige außen um den Empfänger ge¬ wickelte Drahtwindungen angekoppelt. Die Koppelwindungen müssen dabei in der gleichen Richtung gewickelt sein wie die Ferritstabspule. Steht kein Meßsender zur Verfügung, so kann man das Gerät nach schwach einfallenden Sendern abgleichen, die in der Nähe der Abgleich¬ punkte liegen. Aus einer Sendertabelle sind die für den jeweiligen Emp¬ fangsort günstigen Sender auszuwählen. Ist die Empfindlichkeit zu gering, so kann man durch Verändern des Verkürzungskondensators (wenn dieser nur überschläglich ermittelt wurde) eine Empfindlichkeits¬ steigerung erzielen. Es bliebe noch zu erwähnen, daß ein Anfänger den Abgleich nicht allein vornehmen, sondern einen erfahrenen Amateur oder Bastler zu Rate ziehen sollte. Dies gilt für den Abgleich mit dem Meßsender, aber mehr noch (wenn nur einfache Hilfsmittel zur Verfügung stehen) für die Ein¬ stellung der Neutralisation. Literatur [1] Lennarlz, H., und W. Taeyer, Transistor-SchaltUDgstechnik, Verlag für Radio- Foto-Kinotechnik, Beilin-Boisigwalde 12] Salow, Dr. H. t Der Transistor, Springer-Verlag 1963 [3] Institut für Halbleitertechnik, Teltow, Zwischenfrequenz Verstärker mit dem Transistor OC 871. [4] Stoeckel, W., ZF-Verstärker des Taschenempfängers „Sternchen“ mit OC 871, „radio und fernsehen“, H. 3/1962. [5] Höringer, C Der Transistor OC 880 im 470-kHz-ZF-Verstärker, „radio und fernsehen“, H. 19/1963. [6] Zwischenfrequenzverstärker mit Transistoren in Basisschaltung, „radio lind fernsehen“, H. 10/1963. [7] Telefunken, Lahorbuch Bd. 1 bis Bd. 3. [8] Industrieschaltbilder, VEB Stern-Radio Berlin: Sternchen , Mikki, T 100, Hill , A 100 Berlin', VEB Stern-Radio Roehlitz: Stern 2, Stern 3, Stern 4; VEB Elektroakustik Hartmannsdorf: Spatz-Baby; REMA KG: Trabant T 6 Die Technik tendiert immer mehr dahin , Elektroenergie in Zukunft über große Ent¬ fernungen mit Hilfe sogenannter Hohlleiter zu übertragen. Die Wechselstromfrequenz ist dabei sehr hoch und entspricht etwa der Wellenlänge von 3 cm. Bei einem Hohl¬ leiterdurchmesser von 1 m kann man auf dieser Frequenz eine Leistung von 4 000 000 kW übertragen. Die Hohlleiter lassen sich leicht auf der Erde verlegen; sie sind dünnwandig und benötigen keinerlei Isolation. Die Umwandlung der Energie auf die hohe Frequenz erfolgt mip leistungsfähigen Generatoren, sogenannten Plcmetronen, Heinz Friedrich Rudermaschine für die Transistorfernsteueranlage Zu einer Fern Steueranlage gehört außer dem Sender und dem Empfänger auch eine Rudermaschine. Sie hat die Aufgabe, die elektrischen Impulse in mechanische Arbeit umzuformen, d.h., sie bewegt das Ruder am Flug¬ oder Schiffsmodell. Sie muß genau wie ein Empfänger mit lOOprozentiger Sicherheit arbeiten. Es gibt zwar eine Rudermaschine Servomatic im Handel, die in Mehr¬ kanalanlagen mit Erfolg eingesetzt wird. Diese Rudermaschine hat aller¬ dings zwei Nachteile: Sie verbraucht in der Kurve, also bei einem Steuer¬ anschlag, 400 bis 500 mA Strom; außerdem kostet sie 46,- MDN. Die hier beschriebene Maschine kommt im Selbstkostenpreis auf 10,- MDN (ein Bastler rechnet ja seine Arbeitszeit nicht dazu, denn auch der Bau ist Sport). Bereits seit 1959 konstruiere ich meine Rudermaschinen selbst. In Bild 1 sind die zuletzt gebauten Rudermaschinen im Vergleich mit einer Streichholzschachtel zu sehen. Die Größe beträgt 70 mmx.50 mm, die Höhe 20 mm. Die Rudermaschine ist elektrisch neutralisiert und wird durch Kontakte gesteuert. Mancher hat etwas gegen Kontakte; aber hei präziser Arbeit funktioniert die Rudermaschine ohne Versagen. Als Antrieb findet ein 4,5-V-Piko-Motor (eckige Form) Verwendung. Die Zahn¬ räder nimmt man aus Modellbahngetrieben und aus Uhrenschrott. Die Kontakte wurden von Großbreitenbach-Relais abgesagt. Wirkungsweise Auf der Steuerwelle sitzen 2 Nockenscheiben N1 und N 2 aus Isolierstoff. (Diese Nockenscheiben wurden aus alten Telefonwählern ausgebaut.) Die Scheibe NI schaltet die Kontakte für die Endbegrenzung. Scheibe N2 dient zur Steuerung des automatischen Rücklaufes (Bild 2). In Nullstellung, also bei „geradeaus“, sind die Kontakte von Nocken N1 geschlossen, die von Nocken N2 geöffnet. Der Motor bekommt keinen Strom. Zieht z. B. Rel 1 an (Relais im Tonkreis des Empfängers), so fließt Strom über Kontakt A zum Motor. Dieser dreht über das Getriebe die Steuerwelle und somit die Nockenscheibe nach links. Die Drehbewegung 141 Bild 1 Zwei vom Verfasser konstruierte Rudermaschinen im Vergleich zu einer Streichholzschachtel Bild 2 Schaltung der beschriebenen 2-Kanal-Rudermaschme mit elektrischer Neutralisation durch Kontakte 142 dauert so lange, bis durch Nocken NI der Kontakt A geöffnet wird. Der Stromkreis ist unterbrochen. Der Steuerhebel bleibt stehen, und zwar so lange, bis Reil wieder abfällt. Geschieht das, so wird der Stromkreis geschlossen. Da der Nocken N2 ebenfalls nach links gelaufen ist, schließt Kontakt D. Der Motor dreht zurück, bis sieh auch Kontakt D öffnet. Durch den Schwung des Ankers im Motor bleibt dieser nicht sofort stehen, sondern dreht sich ein Stück weiter und schließt dabei Kontakt C. Dadurch wird die Batterie B1 wieder an den Motor gelegt, und der Motor läuft sofort entgegengesetzt; er pendelt so lange hin und her, bis die Kontakte C und D wieder geöffnet sind. Je enger man diese Kontakte justiert, um so ge¬ nauer wird die Geradeausfahrt. Mit Nocken N1 stellt man den Ausschlag des Steuerhebels ein. Dieser Nocken, d.h. sein Sektor (Kreisausschnitt), muß kleiner gemacht werden. Für N2 habe ich den Nocken aus der Telefonscheibe original verwendet. Nur die Kanten wurden gerundet und der Umfang mit feinem Schmirgelpapier geglättet. Der Steuerausschlag nach rechts wird durch Rel2 bewirkt. Abschaltung und Rücklauf sind dann umgekehrt. Ratschläge zum Bau Wir beginnen mit dem Bau der Rudermaschine bei der Grund- und Deck¬ platte. Beide Platten werden ausgesägt und auf das genaue Maß ge¬ bracht. Es spielt keine Rolle, ob die Stärke der Platten genau der hier angegebenen entspricht. Jeder muß das nehmen, was er gerade zur Hand hat. Aber bitte beachten, daß sich dann mitunter kleine Maßänderungen ergeben können. Auf der Deckplatte werden 4 Bohrungen für die Halte¬ schrauben und die Steuerachse angezeichnet (Bild 3). Teil 7 Beide Platten 1,5 mm bohren, Teil 2 dann 2 mm auf bohren in Teil 1 Bewinde M2 einschneiden BiMZ Maßskizzen für die Grundplatte uni die Deckplatte (alle Abmessungen in Millimetern) 143 um 4 Ansicht | ly yv y yw I Bohrungen 2 mm Kontaktpaare anpassen 1 CVJT Teil 4 to—i Bild 5 T Empfängerröhren ■ Langlebensdauerröhren Bildaufnahmeröhren • Gasentladungsröhren Höchstfrequenzröhren • Senderöhren VEß WERK FÜR F E R N S E H E L E KT R O N I K 116 Berlin-Oberschöneweide, Ostendstraße 1 — 5 Ing. Karl-Heinz Schubert Einfacher SSB-Exciter nach der Phasenmethode Zur Erzeugung eines Einseitenbandsignals (SSB) ist bei den Funkamateu¬ ren in den USA eine Schaltung beliebt, die I>r. C. J. Schauen ?, W 6 QLV, mehrfach beschrieben hat, W 6 QL V bezeichnet die Ausführung für 80 m als Adapt-O-Citer 1, die für 20 m als Adapt-O-Citer II. Mit der angege¬ benen PA-Röhre (EL 84) erzielt inan eine Ausgangsleistung von etwa 8 W, so daß sich schon QSOs durchführen lassen. Selbstverständlich kann auch die Treiber- bzw. PA-Stufe des vorhandenen KW-Senders nachgeschaltet werden, da genügend Steuerleistung zur Verfügung steht. Das HF-Eingangssignal für den Exeiter entnimmt man einem stabilen VFO oder einem Quarzoszillator. Der NF-Verstärker (Bild 1) ist für den Anschluß eines Kristallmikrofons ausgelegt. Benutzt man ein Kohlemikrofon, so kann die sonst erforder¬ liche Sprachbandeinengung eingespart werden (L6 und L7 sowie die Kondensatoren 0,2 jxF). Der NF-Phasenschieber ist sehr einfach auf¬ gebaut; er besteht nur aus 2 RC-Gliedern. Mit dem Schalter S erfolgt der Wechsel des Seitenbandes. Zum Abgleich des NF-Teiles speist man ein NF-Signal (2 kHz) ein und stellt Lö und L7 so ein, daß das Signal 171 Bild 2 Schaltung für HF-Teil des Ädapl-O-Citers von W 6 QLV (Der Widerstand über L2 hat einen Wert von 100 tlj am Ausgang des Filters minimal wird. Nach den Literaturangaben soll die erzielbare Unterdrückung etwa 25 dB betragen. Ebenso einfach läßt sich der HF-Phasenschieber mit RLC-Schaltung (Bild 2) aufbauen. Kritisch für die ganze Schaltung ist das Abschirm¬ problem. So muß L2 gut gegen LI abgeschirmt sein, ebenso die HF- Ausgangsschaltung gegen die HF-Eingangsschaltung, sonst werden un¬ erwünschtes Seitenband und Träger ungenügend unterdrückt. L2 gleicht man auf das HF-Eingangssignal ab. Für den Balancemodulator eignen sich nur Germaniumdioden mit einem hohen Sperrwiderstand. Für den HF-Teil sind hochwertige Kondensatoren erforderlich. Die Potentiometer PI und P2 dienen zur Einstellung der Balance. Da Kohleschichtpoten¬ tiometer zu unstabil sind, müssen für diesen Zweck Drahtpotentiometer EC 92 HF- Dp. +20QV Bild 3 Oszillator Schaltung für den Betrieb auf einer Quarz} requent 172 Bild t Schaltung des Meßteiles des Adapt-O-Cilers von TT ß QLV 10n verwendet werden. Bild 3 zeigt eine verwendbare Oszillatorschaltung. Hat man nur einen Quarz 7 MHz zur Verfügung, so kann mit einer zweiten Triode die Frequenz verdoppelt werden. Zum Einstellen des Adapt-O-Citers dient der Meßteil, den Bild 4 zeigt. Es wird zuerst der Gitterstrom der PA-Röhre gemessen (Stellung D-E), wobei Anoden- und Sehirmgitterspannung abgeschaltet sind. Mit dem Oszillatorsignal werden LI, L3 und L4 auf maximalen Gitterstrom ab¬ gestimmt (2 bis 3 mA). Dann legt man ein Grid-Dip-Meter an die Spule L5, Bereich 14 MHz und Stellung „Adsorptionsfrequenzmesser“. Die Neutralisation der PA-Stufe wird nun durch Verändern von Cu durch¬ geführt, wobei der Zeigerausschlag am GDM minimal werden muß. Erst jetzt schaltet man die Anoden- und Schirmgitterspannung ein und mißt den Anodenstrom (Stellung B-C). Ein Tongenerator (1 kHz) wird am NF-Eingang angeschlossen, der Antennenausgang mit einer Glüh¬ lampe 10 W belastet. L5 stellt man jetzt auf maximale HF-Ausgangs- leistung ein, kontrolliert anschließend den Gitterstrom und gleicht die Spulen LI, L3 und L4 nach. Mit den Potentiometern PI und P2 wird nun die Trägerunterdrückung eingestellt. Bei zugedrehtem Lautstärke¬ regler muß dabei die 10-W-Glühlampe verlöschen bzw. das Meßwerk (Stellung A) ein Minimum anzeigen. Zum Schluß wird die Lautstärke eingestellt, wobei Maximalwerte des Zeigerausschlages erreicht werden sollen (Stellung B-C oder A) bzw. große Helligkeit der Glühlampe. Eine NF-Übersteuerung ist zu vermeiden, da sonst Splatter auftreten. Während des Betriebes stellt man mit den Potentiometern PI und P2 ab und zu die Trägerunterdrückung nach. Literatur Schauers, C. J ., The Adapt-O-Citer I, CQ, B. 6/1962. Schauers, C. J., The Adapt-O-Citer II, Interradio-4UlITU Galling, 1965 ITU Centenary Edition. 173 Bauteile für den Adapt-O-Citer C A für 20 m = 220 pF, für 80 m = 390 pF O v Neutralisationskapazität aus verdrilltem Schaltdraht, etwa 100 mm lang Tri NF-Übertrager 5 kfl : 500 ß Drl 20 bis 25 Wdg., 0,3-mm-CuL, auf Widerstand 100 ß/lW HF-Dr HF-Drossel 2,5 mH Spulen für SO-m-Banil L1,L4, L5 je 36 Wdg., 0,3-mm-CuL, auf HF-Spulenkörper mit Abschir¬ mung; Koppelspulen für LI und L4 etwa 7 Wdg., 0,3-mm- CuL, am kalten Ende L2 15 Wdg., 0,3-mm-CuL, auf HF-Spulenkörper mit Abschirmung L3 18 Wdg., 0,3-mm-CuL, mit Mittelanzapfung, auf HF-Spulen¬ körper mit Abschirmung, Koppelspule etwa 7 Wdg., 0,3-mm- GuL Spulen für 20-m-Band LI, L4, L5 je 14Wdg., 0,3-mm-CuL, auf HF-Spulenkörper mit Abschir¬ mung; Koppelspule für LI und L4 etwa 5 Wdg., 0,3-mm-CuL, am kalten Ende L2 9 Wdg., 0,3-mm-CuL, auf HF-Spulenkörper mit Abschirmung L3 8 Wdg., 0,3-mm-CuL, mit Mittelanzapfung, auf HF-Spulen¬ körper mit Abschirmung, Koppelspule etwa 5 Wdg., 0,3-mm- CuL Spulen für FF-Filter L6, L7 26 bis 35 mH, auf HF-Spulenkörper Süßes Aniateurleben XYL — ,,Schon den dritten Sonntag hast du einen 24-Stunden-Contest.“ OM — ,,Es ist ja für die Klubstation.“ XYL — ..Mußt du da immer den guten Anzug anzielten i“ OM — ..Um, ja, ja.“ XYL — „Und bist du da immer alleinV* OM — „Neee-i-n, allein bin ich da nicht.“ (Anm. d. Red.: Der „Contest“ ist blond und heißt Monika.) 174 Ing. Karl-Heinz Schubert KW-Konverter mit Transistorbestückung Für den Empfang der Amateurbänder im KW-Bereieh benutzen die Funkamateure meist einen komplett aufgebauten Superhetempfänger mit ein bis drei verschiedenen Zwischenfrequenzen. Da ein solcher Empfänger aber sehr groß ist, wird er nur stationär betrieben. Um bei Portable-Betrieb zu einem wesentlich leichteren Empfangsgerät zu kom¬ men, bleibt nur die Anwendung von Transistoren. Handelsübliche Transistorempfänger weisen meist keinen oder nur einen KW-Bereich auf, so daß die Amateurbänder damit nicht empfangen werden können. Eine einfache Lösung des Problems stellt ein für die Amateurbänder dimen¬ sioniertes Vorsatzgerät dar, allgemein als Konverter bezeichnet. Ein solcher Konverter ist nichts anderes als ein HF-Baustein, der den abstimmbaren Empfangsbereich auf eine feste Zwischenfrequenz umsetzt. Mit dem nüchgeschalteten Transistorempfänger empfängt man dann den auf dieser Zwischenfrequenz liegenden Sender, indem man den Ausgang des Konverters an die Antennenbuchse des Transistorempfängers führt und an diesem die Zwischenfrequenz einstellt. Der als Konverter betrie¬ bene HF-Baustein läßt sich natürlich auch durch einen ZF-Teil und einen NF-Teil ergänzen, und man gelangt auf diese Weise zu einem kompletten KW-Amateurempfänger. Wie ein solcher als Konverter verwendbarer HF-Baustein aufgebaut ist, soll an einem von der westdeutschen Firma K. H. Lausen produzierten Baustein gezeigt werden. Der HF-Baustein HFB 1,6 des genannten Herstellers ist bestückt mit 3 Transistoren AF 121 und einer Zenerdiode für 4 V (bei Batterie 6 V). Der ZF-Ausgang wurde festgelegt für eine Frequenz von 1,0 MHz (beim HFB 3,0 ist die ZF = 3 MHz), also am kurzwelligen Ende des MW-Be¬ reiches. Die Empfangsbereiche sind 80-m-Band 40-m-Band 20-m-Band 15-m-Band 10-m-Band 3,5••• 3,8 MHz 7,0-■■ 7,2 MHz 14,0... 14,4 MHz 21,0—21,6 MHz 28,0- 30,0 MHz 175 (ohne Regelspannungszuführung) Der Antenneneingang ist für 60 fi dimensioniert. In der Zuleitung zur Antennenspule liegt ein Sperrkreis für die ZF. Die Antennenspule ist mit der Kreisspule für 80 m auf einem Spulenkörper angeordnet; beide bleiben auf allen Bändern eingeschaltet. Damit wird praktisch ein Ankopplungs¬ transformator gebildet, der auf allen Bändern wirkt. Für 10 m ist Lei¬ stungsanpassung vorhanden, für alle anderen Bänder Unteranpassung, so daß die Trennschärfe besser wird. Da alle Spulen nur lose miteinander koppeln, brauchen die nicht benötigten Spulen auch nicht geerdet zu werden. Damit in dem 2stufigen HF-Teil die Neutralisation vermieden wird, arbeitet der Transistor T1 in Basisschaltung. Durch Änderung der Basis¬ vorspannung kann die HF-Verstärkung geregelt werden. Über eine kleine Kapazität (16 pF) liegt der Eingangskreis an der Emitterelektrode von TI. Der zweite HF-Kreis (Zwischenkreis) vor der Mischstufe ist in gleicher Weise aufgebaut wie der Eingangskreis. Die verstärkte HF-Spannung gelangt ebenso wie die Oszillatorspannung an die Basis des Mischtransi¬ stors T2. Im Kollektorkreis liegt ein Bandfilter für die ZF von 1,6 MHz. Die Auskoppelspule für die ZF ist so dimensioniert, daß der Ausgangs¬ widerstand etwa 400 O beträgt. Die Betriebsspannung des Oszillators wird durch eine Zenerdiode stabili¬ siert. Damit man die Skala genau eichen kann, ist in jedem Bereich ein Trimmkondensator vorgesehen. Die Auskopplung der Oszillatorspannung erfolgt am Emitter von T3, so daß eine geringe Rückwirkung der Vorstufe und der Mischstufe auf die Oszillatorfrequenz erzielt wird. Damit keine der Stufen Temperatureinflüssen und Spannungsschwankungen unter¬ worfen ist, sieht die Schaltung Emitterwiderstände und Basisspannungs¬ teiler vor. Die gesamte Schaltung wurde in gedruckter Verdrahtung ausgeführt. Bei Auftreten von Kreuzmodulation muß die Verstärkung der HF-Stufe verringert werden. Inzwischen produziert die Firma K. H. Lausen noch einen weiteren HF-Baustein, der besonders günstige Werte der Kreuz¬ modulationsfestigkeit aufweist. Dabei wird zur Mischung eine Dioden¬ mischstufe mit Siliziumspitzendioden benutzt. In der HF-Vorstufe findet man einen rauscharmen Silizium-Planartransistor. Die in Bild 1 gezeigte Schaltung ist auch für den Nachbau mit den Transistoren der Reihe GF 130 oder GF 140 geeignet. Die Dimensionie¬ rung für die Spulen hängt ab von der Kreiskapazität, dem Frequenzbereich und dem HF-Spulenkörper. Ebenfalls nachgebaut werden kann die Schaltung nach Bild 2, die HB 9 WH in einem Selbstbauempfänger ver¬ wendet hat. Der HF-Baustein nach HB 9 WH ist ebenfalls mit 3 Transistoren auf¬ gebaut, wobei alle in Emitterschaltung arbeiten. Um den niedrigen Ein¬ gangswiderstand der Transistorstufen zu berücksichtigen, werden die Schwingkreise über kapazitive Spannungsteiler angeschlossen. Die Oszil- 12 Elektronisches Jahrbuch 1967 177 Bild 2 Vereinfachte Schaltung eines BF-Bausteines für einen Transistor-KW- Superhet (nach HB 9 WH). Weggelaesen wurden die Regelspanmmgs- zuführtmg und die elektronische Feinabstimmung des Oszillators (mit Kapazitätsdiode) latorspannung wird dem Einitter der Mischstufe T2 zugeführt. Im Kol¬ lektorkreis von T2 liegt das ZF-Bandfilter für 1,6 MHz. Die ZF-Auskopp- lung kann niederohmig (L7) oder hochohmig (L6) sein. Im Gegensatz zur Schaltung nach Bild 1 liegt hierbei der Minuspol der Batterie an Masse. Der ganze HF-Baustein ist auf einem Femsehtuner aufgebaut, da dessen Spulenrevolver gleichzeitig zum Umschalten der Schwingkreisspulen und der Parallelkapazitäten dient. Jeder Kanalstreifen im Spulenrevolver besteht aus 2 Teilstücken. Auf einem baut man nur den HF-Eingangs- kreis auf, wobei der Spulenkörper stehend angeordnet ist. Der andere Teilstreifen enthält den Oszillatorkreis und den HF-Zwischenkreis. Die Oszillatorspule wird stehend angeordnet, die Zwischenkreisspule liegend. Als Spulenkörper eignen sich kleine HF-3-Kammer-Spulen aus Trolitul mit HF-Abgleichkern. Das Bandfilter mit den gleichen Spulenkörpem erhält eine Abschirmhaube aus dünnem Alu-Blech (etwa 35 mm x 15 mm und 18 mm hoch). 178 Werte für die HF-Schwingkreise: Band LI Wdg. Eingangskreis Zwischen- kreis Oszillatorkreis Draht Anzapfung bei Wdg. C 2 pF C 3 pF L2 Wdg. C3 pE L3 Wdg. L 4 Wdg. C4 pF CuL mm 0 80 m 70 7 20 470 70 20 45 • 5 35 0,2 40 m 20 3 90 470 20 90 19 3 160 0,3 20 m 10 2 160 50 10 160 8 2 200 0,4 15 m 5 2 200 50 5 200 5 1,5 260 0,4 10 m 6 1,5 50 50 6 50 6 1,5 60 0,4 Mit einem Grid-Dip-Meter lassen sich die L- und C-Werte für den interes¬ sierenden Frequenzbereich leicht ermitteln. Das Bandfilter für 1,6 MHz hat bei C = 160 pF für L5 =1,6 100 Wdg., 0,1-CuL. Die Auskoppel¬ spule L7 hat etwa 25 Wdg., 0,1-CuL, über L6 gewickelt. Literatur „Funktechnik“, H. 12/1961, S. 428. „Funktechnik", H. 9/1964, S. 188. „UKW-Berichte“, H. 3/1963, S. 166. „Das DL-QTC“, H. 6/1962, S. 243. EinTürsehloQ, das der menschlichen Stimme „Behorcht", wurde vom amerikanischen Dr. James Suer konstruiert. Das System besteht aus einer elektronischen Zelle, die ein bestimmtes Wort oder einen Satz erkennt, selbst wenn die sprechende Person betrunken oder erkältet Ist und demzufolge eine rauhe Stimme hat. 12 * 179 TELEFON CREUZBURG 121/122 AUSLIEFERUNG ÜBER DEN GROSSHANDEL B. Awdejew — UA3ASC Fuchsjagdsender für 80 m, 10 m und 2 m Bei uns in der DDR werden im Nachrichtensport der GST die Fuchs¬ jagden auf dem 80-m- und auf dem 2-m-Band durchgeführt. Die sowjeti¬ sche Konstruktion des beschriebenen Fuchsjagdsenders schließt außerdem das 10-m-Band ein, da in der UdSSR auch auf diesem Band Fuchsjagden durchgeführt werden. Auch für unsere Verhältnisse sollte man in dieser Konstruktion den 10-m-Bereich beibehalten, da in den Sendepausen des Fuchses dieses Band für den Sprechfunkverkehr der aufsichtführenden Schiedsrichter genutzt werden kann. Meist wird bei Fuchsjagdsendern für die Frequenzstabilisierung ein Quarz benutzt. Es ist aber durch die Verwendung von hochwertigen Bauele¬ menten und durch eine zweckmäßige Bauweise möglich, ohne Quarze eine genügend hohe Stabilität in den Bereichen 3,5 MHz und 28 MHz zu erreichen. Es wird die Konstruktion eines Senders beschrieben, der für drei Bereiche ausgelegt ist: 3,5; 28 und 144 MHz. Die Ausgangsleistung des Senders beträgt im ersten und zweiten Bereich 3 W, im dritten 4 W. Der Sender arbeitet auf 3,5 und 28 MHz als ECO. Diese Schaltung garan¬ tiert genügend hohe Frequenzstabilität. In den Bereichen 3,5 MHz und 28 MHz werden an das Gitter der Röhre Rö2 mit dem Umschalter S4 die Schwingkreise L1-C3-C5-C6-C8 bzw. L2-C4-C5-C7-C8 geschaltet. Da bei der ECO-Schaltung das Schirmgitter die Funktion der Anode er¬ füllt, wird der Arbeitspunkt des Oszillators durch die Größe des Wider¬ standes R6 bestimmt. Die Rückkopplung erfolgt durch die Kondensatoren C6-C8 bzw. C7-C8, die jeweils an die Katode der Röhre Rö 2 geschaltet werden. Die Abstimmung des Steuersenders nimmt man mit dem Drehkondensator C5 vor; die Kondensatoren C6-C8 bzw. C7-C8 bestimmen die Größe des jeweils überstrichenen Bereiches. Bei der Arbeit im 80-m-Band wird der Anodenkreis L3-L4-C11 auf die erste Harmonische der erzeugten Frequenz (1,75 --1,83 MHz) abgestimmt. Im Antennenkreis liegen die Verlänge¬ rungsspule L7 und der Verkürzungskondensator C14, die ein Arbeiten mit verkürzten und verlängerten Antennen möglich machen. 181 Rö2 6PnP -6,3V Büd 1 Schaltung des beschriebenen Fuchsjagdsenders für das 80-m -, 10-m - und 2-m-Band Auch im Bereich 28 MHz arbeitet der Sender als Verdopplet Der Anoden- kreis L3-C11 wird auf die Harmonische der erzeugten Frequenz (14••• 14,85 MHz) abgestimmt. Beim Übergang auf diesen Bereich ist auch der Schalter S3 zu schließen. Als Antenne benutzt man einen vertikalen Viertelwellenstrahler. Die Ankopplung der Antenne erfolgt über den Kondensator C13. Die Frequenzverdopplung in den Bereichen 3,5 MHz und 28 MHz dient zur Erhöhung der Stabilität des Senders. Die Abstimmung der Antenne und des Ausgangskreises wird durch ein Milliamperemeter kontrolliert. Außerdem mißt es den Anodenstrom der Röhren Rö2 und Rö3. Im 2-m-Band arbeitet der Sonder als Gegentaktoszillator mit der Röhre Rö3. Der Schwingkreis L5-C20 wird mit dem Drehko C20 auf die ent¬ sprechende Frequenz abgestimmt. Die Antenne ist induktiv über L6 angekoppelt. 182 A nordnvng der Bauelemente Wffm Alublech, 200mm x IWmm Der Modulator, mit der Röhre Rö 1 bestückt, moduliert das Schirmgitter und die Anode. In den Gitterkreis der Röhre ist über einen Transformator (Übersetzungsverhältnis 1 : 20) ein Koblemikrofon eingeschaltet. Konstruktionshinweise Chassis (140 mmx200 mm) und Gehäuse (145 mmx 150 mmx260 mm) sind aus 1,5 mm starkem Alu-Blech hergestellt, die Frontplatte aus 2,5 mm starkem Alu-Blech. Letztere ist mit dem Chassis durch einen Winkel verbunden. Die Konstruktion enthält fast keine verlustbringenden Bauteile. Der Umschalter S4 hat 3 Ebenen mit je 3 Schaltstellungen. Daten der Spulen und Drosseln enthält die Tabelle auf S. 184. Die Spulen LI und L2 sind von einem Alu-Becher umgeben. Die Spule L3 ist mit ihrem einen Ende an den Wickelkörper der Spule L4 angeschlossen, mit ihrem anderen Ende am Kondensator CU. L3 und die Spule L5 müssen starr befestigt sein und eine hohe Festigkeit aufweisen. Dis Spule L5 wird unmittelbar an C20 befestigt. Bei der Montage der Teile, die im Bereich 144 MHz arbeiten, ist darauf zu achten, daß die Leiter so gut wie möglich sind und starr festgelegt werden. Es ist empfehlenswert, die Windungen der Spule L5 fest zu verkleben. Der kombinierte PA-Drehko C11/C20 wurde aus einem 2fach-Drehko 2x40 pF hergestellt. Die Kammer, die dem Drehgriff am nächsten liegt, wird nicht geändert. Man verwendet sie für die Abstimmung der Ausgangsstufe in den Bereichen 3,5 MHz und 28 MHz (CU). In der anderen Kammer dieses Drehkos werden 2 Ro¬ torplatten (auf Lücke) übriggelassen, die sich zwischen 2 Platten des Stators drehen. Abgleich Der Abgleich des Senders beginnt in den Bereichen 3,5 MHz und 28 MHz. Nach dem Einschalten und dem Heizen der Böhren entstehen Schwin¬ gungen. Um die Frequenz dieser Schwingungen leichter feststellen zu können, wird die Kreisspule der Ausgangsstufe abgeklemmt und die 183 Windungs¬ zahl Draht¬ durchmesser Kern bzw. Träger l Bemerkungen L 1 12 1 mm Keramik 0 20 mm Höhe 45 mm Steigung der Wicklung 1,5 mm L 2 80 CuL, 0,2 mm 0 45 mm Höhe 45 mm einlagig L 3 4,5 2,5 mm, versilbert ohne Kern Spulen- 0 35 mm Steigung 4 mm L 4 55 0,5 mm, versilbert Keramik 0 30 mm Höhe 60 mm Steigung 1,3 mm L 5 1,8 3 mm, versilbert ohne Kern Spulen- 0 26 mm Steigung 5 mm Dr 1 Kern voll- ge wickelt Cul,, 0,09 mm EI 48 Dr 2 4X150 CuLS, 0,12 mm Keramik, 0 6 mm, Entfernung zwischen den Teilwicklungen 4 mm. Länge einer Teilwicklung 5 mm Dr 3 bis Dr 6 40 CuL, 0,15 mm Keramik, 0 6 mm Spannung unmittelbar an die Anode der Röhre Rö2 gegeben. Danach bestimmt man mit Hilfe eines Frequenzmessers oder eines Rundfunk¬ empfängers die Frequenz des Steuersenders in jedem Bereich. Die Band¬ grenzen des Steuersenders bestimmt man mit den Kondensatoren C4- C5-C7-C8 bzw. C3-C5-C6-C8. Danach schaltet man die Induktivitäten L3 und L4 zu. Der Umschalter S4 wird in die Stellung „28 MHz“ ge¬ bracht (der Kippschalter S3 muß geschlossen sein); der Rotor des Dreh¬ kondensators befindet sich in Mittelstellung. Indem man die Entfernung zwischen den Windungen der Spule L3 verändert, wird der Kreis L3-C11 auf die Oberwelle des Steuersenders abgestimmt. Man kann dazu ein Milliamperemeter oder ein Indikatorlämpehen (2,5 V/0,075 A) verwenden. Danach wird die Antenne angeschlossen und experimentell die Stelle der Anzapfung von Spule L3 sowie die Größe des Kondensators C13 bestimmt. Den Ausgangskreis stimmt man auf maximalen Antennenstrom 184 ab. Als Indikator wird dazu in den Kreis ein Lämpchen (6,3 V/0,3 A) ein¬ geschaltet. Danach bringt man den Umschalter S4 und den Schalter S3 in die Stellung „3,5 MHz“. Durch Probieren der Größe von C21 wird der Kreis L3-L4-C21-011 auf die Oberwelle des Oszillators abgestimmt. Um die Stelle des Abgriffes der Spule L4 zu finden, stellt man (bei Mittel¬ stellung von CU) die Stelle maximalen Antennenstromes fest. Er wird am besten durch ein Indikatorlämpchen kontrolliert. Der Abgleich des Senders im 2-m-Band erfolgt durch Variieren der Kondensatoren C18 und C19 bei Mittelstellung von C20 (145 MHz). Der Sender muß dabei von der Antenne getrennt sein. Die Schaltung des Modulators weist keine Besonderheiten auf und braucht deshalb nicht näher beschrieben zu werden. Der Einsatz des Senders in einer Reihe von Wettkämpfen bestätigte seine Zuverlässigkeit und die genügend hohe Stabilität. Die Röhre 6Ü 14 FI entspricht etwa unserer EL 84, die Röhre IJY-32 etwa der SRS 4452. Der Trost DM 3 Was sagen Sie dazu, daß es hier schon 14 Tage ununterbrochen regnet?“ DL 6 . Das ist ausgezeichnet , da hohen Sie sicherlich viele ufb QSOs fahren können. Ich beneide Sie.“ K. Simonyi Theoretische Elektrotechnik Hochschulbücher für Physik, Band 20 Übersetzung aus dem Ungarischen, 2., verbesserte Auflage, XIV/661 Seiten, 364 Abb., 7 Tab., Kunstleder 39,50 MDN Dieses Buch wurde für Leser geschrieben, denen die Grund¬ begriffe und die Gesetzmäßigkeiten der Elektrotechnik sowie das hierzu unerläßliche elementare mathematische Hilfsmittel geläufig sind. Auch die Maxweilschen Gleichungen werden als Endergebnisse einer induktiv aufgebauten Behandlung als bekannt vorausgesetzt. In der Einführung werden aber all diese Dinge mit dem Charakter einer Rekapitulation behandelt. Es wird das Ziel verfolgt, unter Zugrundelegung der Maxweilschen Gleichungen die theoretischen Prob lerne derElektrotechnik auf einer möglichst breiten Grundlage zu behandeln, während zugleich auch der not¬ wendige mathematische Apparat angeführt wird. In erster Linie wurde den Ansprüchen der Ingenieure für Schwachstromtechnik, häufig jedoch auch den Anforderungen der Starkstromtechniker Rechnung getragen. VEB DEUTSCHER VERLAG DER WISSENSCHAFTEN 108 BERLIN Lubos Gech Praxis des Funkfernsehreibens (RTTY) Auf Grund des hohen technischen Aufwands ist der amateurmäßig durch¬ geführte Betrieb noch wenig verbreitet. Bei uns in der CSSR gibt es zur Zeit nur wenige Amateurstationen, die im RTTY-Betrieb arbeiten. Ich selbst konnte einigen ausländischen Stationen bestätigen, daß ihre Signale bei uns gehört werden. So hörte ich DJ4KW, 3WUA, 4 ZF, 1GP, 6AW, 4FK, 4 UW. Alle angeführten Stationen arbeiten auf 3595 kHz. Auch Stationen aus LA, G, GM und GD kann man in der Zeit von 17.00 bis 20.00 Uhr MEZ aufnehmen. Später arbeiten RTTY- Stationen im allgemeinen nicht, da dann auf dem Band ein sehr starkes QRM durch CW-Stationen herrscht. Unter guten Bedingungen gelang es mir, auch Stationen auf dem 20-m-Band horeinzubekommen. Um einige von ihnen zu nennen, führe ich an: W1QPD, 1QNJ, 1BGW, 1GPX, ZLNL, 4MJI, 5APM, 5BGP, SUUS. Die Stationen arbeiten auf 14095 bis 14100 kHz, und man kann sio unter guten Bedingungen in der Zeit von 20.00 bis 06.00 Uhr MEZ aufnehmen. Auf diesem Band hörte ich auch zwei Länder, die ich bisher nicht erreicht hatte. Es waren dies die sehr aktive Station TGVAD in Guatemala und OA4BN in Peru. Auf dem 15-m-Band nahm ich einige W-Stationen auf. Sie arbeiten auf einer Frequenz von 21100 kHz und waren unter günstigen Bedingungen auf dem Band gut zu empfangen. Um RTTY-Signale aufnehmen zu können, benötigt man eine Einrichtung, die die Signale in Rechteckimpulse umwandelt. Diese werden dann dem Enrpfangsmagneten in der Fernschreibmaschine zugeführt. Der wählt uns dann nach der zugeführten Impulsform Buchstaben, Ziffern und Zeichen aus. Jedes Zeichen bildet eine Kombination von 5 Impulsen („Fünferkode“). Vor dem Zeichenanfang erfolgt ein Startimpuls (Strom¬ unterbrechung — Pausenschritt), nach dem Zeichenende ein Stopimpuls (Stromschritt). Wie die Impulse aussehen, zeigt Bild 1. Es stellt die Im¬ pulsgruppen naoh dem Internationalen Telegrafenalphabet Nr. 2 dar. Das ist jedoch schon die letzte Phase der Empfangseinrichtung. Um dahin zu gelangen, müssen mit dem Signal vorher andere Operationen durch¬ geführt werden. 187 Fernschreibkodebeispiele □ Pausenschritt ■■ tür einige Buchstaben (kein Strom) H Stromschritt Der RTTY-Betrieb geschieht mit frequenzmodulierten Signalen (Fl). Das Signal ist gekennzeichnet durch eine Erhöhung der Trägerfrequenz (allgemein + 400 Hz), der Zwischenraum zwischen den Zeichen durch eine Erniedrigung der Trägerfrequenz (— 400 Hz). Gegenüber der Al-Ta- stung hat F1 den Vorteil, daß während der Pause trotzdem ein Signal an die Empfangseinrichtung gelangt, das als Pause verwertet wird und gleich¬ zeitig das Eindringen von Störungen verhindert. In Bild 2 ist ein Block- schema aller Stufen dargestellt, die in der kommerziellen Einrichtung TESLA ZVP-2 vorhanden sind. Das empfangene Signal (400 kHz) wird aus dem letzten ZF-Bandfilter ausgekoppelt und an einen Frequenzadapter gelegt, dem man aus einem Oszillator eine Frequenz von 450 kHz zuführt. Die Differenzfrequenz von 50 kHz gelangt über einen Begrenzer in einen Diskriminator. Der Diskriminator hat 2 abgestimmte Kreise, wobei der eine um 2 kHz niedriger, der andere um 2 kHz höher als 50 kHz liegt. Das ist notwendig, um einen positiven und einen negativen Frequenzhub zu erreichen. Vom Diskriminator gelangt das Signal an einen weiteren Begrenzer, der eine Einzeichenfunktion der nächsten Stufe gewährleistet (Blockschema des Frequenzadapters siehe Bild 3). In der folgenden Taststufe (Bild 2) wird das Signal umgewandelt. Im Prinzip handelt es sich um ein Öffnen und Schließen von Köhren durch eine Spannung, die beim Durchgang des Stromes durch die Dioden des Frequenzadapters auf den Eingangswider¬ stand der Taststufe gelangt. Das veränderte Signal, das aus der Taststufe als Kechteckspannung herauskommt, führt man an die Eingangsklemmen einer Gleichstrom- Antenne Bild 2 Blockschema für eine BTT¥-Empfang seine ichtunij 188 Bild 3 Blockschema für einen Konverter nach dem ZF- Verfahren (Frequenzadapter) brücke. Am Ausgang der Gleichstrombrücke liegt ein Gleichstromver¬ stärker, der mit einer Doppeltriode bestückt ist, um die Phasenumkehr zu ermöglichen. Jeder Triodenteil steuert eine Endröhre in der Weise, daß die eine Röhre beim Eintreffen des Zeichens ihre Leistung abgibt, die zweite beim Eintreffen der Pause geöffnet ist. Das Blockschema der Gleichstrombrücke zeigt Bild 4. Am Ausgang der Gleichstrombrücke sind die Relaisspulen der Fernschreibmaschine angeschlossen. Trotz dieser im ersten Augenblick verwirrend erscheinenden Technik ist der Anschluß der Fernschreibmaschine außerordentlich einfach (siehe Bild 5). Das Schreiben auf Fernschreibmaschinen unterscheidet sich etwas von dem auf einer gewöhnlichen Schreibmaschine. Das ist einmal bedingt durch die andere Verteilung der Typen auf der Tastatur, zum anderen muß sorgfältig ein bestimmter Rhythmus eingehalten werden. Ein leichter Anschlag ist erforderlich. Nach den Erfahrungen der amerikani¬ schen RTTY-Amateure dürfte es zweckmäßig sein, die Funktion der Fernschreibmaschine und die Arbeit an ihr dadurch näher kennenzu- lernen, daß man das Gerät zuerst an eine Gleichstromleitung anschließt: Auf diese Weise entsteht eine elektrische Schreibmaschine. Es ist dazu ein Bild i j Blonkschema der Gleichspannungsbrücke 189 Empfangsmagnet ■€} zum Konverter Sendekontakte us mi zur Tastung Motor Bild 5 Elektrische Schaltung der Fernschreibmaschine Gleichrichter nötig, der 120 V bei 40 mA bereitstellen muß (Bild 6). Der erforderliche Strom wird durch einen regelbaren Drahtwiderstand ein¬ gestellt. Bei den meist verwendeten Maschinen heißt 2maliger Tastendruck Rückkehr der Walze , zwei weitere Anschläge bedeuten Verschiebung um eine Zeile und noch zwei Anschläge Buchstaben. Es wird auf diese Weise im Falle von Schwunderscheinungen ein gesicherter richtiger Anfang der folgenden Zeile erreicht. Die angeführte Reihenfolge des Anschlages ist unbedingt einzuhalten. Bei einem falschen Anschlag stellen wir fest, daß eine Taste zum Rückführcn der Walze um einen Buchstaben fehlt. Es wäre erforderlich, noch einmal zum Anfang der Zeile zurückzukehren und die fehlerhafte Stelle auszubessern. Deshalb ist es üblich, nach einem Fehler einige X-Zeichen zu tippen und das ganze Wort neu zu schreiben (aber richtig, hi). Für die ersten drahtlosen„Schritte“ muß man zwischen den KW-Emp¬ fänger und den Empfangsmagneten im Fernschreiber einen Konverter schalten, der die empfangenen Signale in Gleichstromimpulse um wandelt. Bild 6 Anschluß der Fernschreibmaschine an die Qleichstromquelle c5 etwa 250Q c c c trr 1.1 3 120 V- (LÜ00 ' 190 die die Fernschreibmaschine dann verwertet. Die Fernschreibsignale werden mit Frequenzmodulation (Fl) ausgestrahlt. Es ist zwar möglich, diese Signale nach der Telegrafiemethode Signal - kein Signal zu über¬ tragen. In der Praxis dürfte es jedoch zweckmäßiger sein, die Frequenz zwischen der Pause und dem Zeichen zu verändern, da dadurch bessere Impulse für Pause und Zeichen entstehen. Bei der Gleichrichtung geht man ähnlich vor wie mit dem Diskriminator beim FM-Empfang. Dadurch wird eine bessere Unterdrückung von Störungen erreicht. Die Frequenz ist allgemein um 800 bis 900 Hz zu verschieben. Geringere Verschiebungen zeigen ein besseres Signal/Rausch-Verhältnis. Deshalb führen einige Stationen auch Versuche mit geringerem Frequenzhub durch. Am häufig¬ sten wird jedoch mit einem Hub von 850 Hz gearbeitet. Dabei bedeutet die obere Frequenz das Signal, die um 850 Hz niedrigere Frequenz die Pause. Die kommerziellen Stationen benutzen meist einen Frequenzhub von 4; 400 Hz. Im UKW-Bereich wird häufig AM-Betrieb mit Verschie¬ bung der Niederfrequenz angewendet. Bei diesem Prinzip ist die Träger¬ frequenz stabil, die Tonfrequenz dagegen ändert sich wie folgt: 2975 Hz als Pause und 2125 Hz als Zeichen (also umgekehrt; die Pause hat eine höhere Frequenz). Diese eigenartigen Ziffern haben einen wesentlichen Zusammenhang: 425 Hz ist die Hälfte von 850 Hz; die 4. Harmonische von 425 Hz beträgt 2125 Hz, die 6. Harmonische 2975 Hz. Das eignet sich sehr gut für die Abstimmung der NF-Kreise. Der Betrieb auf den KW-Bändern erfolgt auf folgenden Frequenzen: 3020 kHz 7040 kHz 14,090 MHz 21,090 MHz 52,6 MHz ± 10 kHz Das Auffinden von Stationen, die im RTTY-Betrieb arbeiten, geschieht durch einen speziellen Abstimmindikator. Die Schaltung eines elektro¬ nischen Konverters zeigt Bild 7. Er wird aus dem KW-Empfänger durch ein NF-Signal gespeist, das man mit Hilfe eines BFO in der Weise ge¬ winnt, daß Frequenzen von 2125 Hz (Pause) und 2975 Hz (Zeichen) entstehen. Im Bedarfsfälle lassen sich die Zeichen durch Umstimmen des BFO auf die andere Flanke umkehren. Das NF-Signal kommt an die Dioden Dl und D2, die eine Vorspannung von etwa 0,3 V erhalten. Sie begrenzen die Spannung am Gitter der Be¬ grenzerstufe von 0,6 V bis etwa 30 V. Die weitere Zeichengestaltung wird durch den Begrenzer bestimmt. Dadurch werden im beträchtlichen Maße Verzerrungen beseitigt, die im Laufe der Übertragung entstehen können. Am Ausgang von Rö2 tritt eine konstante Spannung von 15 V 1 dB bei einer Schwankung des Signals im Eingang von 0,5 V bis 30 V auf. 191 Begrenzer Detektor Verstärker 192 13 Elektronisches Jahrbuch 1967 193 Bild 8 Schaltung eines transistorbestückten RTT Y-Konverters für FSK-lietrieb (1 N 69 entspricht etwa OA 666/GA 107; 2 N 404 entspricht etwa GC 122 ; 2 N 85 entspricht etwa 105 NU 70 von Tesla) Die NF-Signale werden dann durch die Schwingkreise Ll-Cl und L2-C2 getrennt sowie an die Steuergitter des Detektors Rö3/4 geführt. Damit steigt jeweils bei einer Röhre die Anodenspannung vom Ruhestand mit 15 V auf 50 V, wodurch die angeschlossene ^Neonröhre zum Glimmen ge¬ bracht wird, die eine Gleichspannung an ein Steuergitter von Rö5 oder Rö6 durchläßt und dadurch diese Röhren öffnet. Der Stromfluß über den gemeinsamen Katodenwiderstand R2 sperrt mit einer Gittervorspannung von etwa 20 V das zweite Röhrensystem völlig. Durch Pausen- bzw. Stromschritt wird die eine oder die andere Wicklung des. polarisierten Relais Rel erregt. Das Potentiometer RI ist so einzustellen, daß das Rauschen, das beide Kanäle gleichzeitig erreicht, ausbalanciert wird und daß die Signalimpulse aus beiden Seiten symmetrisch ankommen. Das Meßinstrument mit Nullage in Mittelstellung ist zwar nicht unbedingt notwendig, bildet jedoch beim Abstimmen mit dem Potentiometer RI ein wichtiges Hilfsmittel. Die Schaltung nach Bild 9 weist kein Relais auf und benötigt keine zusätzliche Stromquelle für die Speisung des Empfangs¬ magneten im Gerät. Den erforderlichen Strom von 40 mA stellt der Kon¬ verter bereit, den man mit dem Potentiometer R1 regelt. Ein transistorisierter Konverter nach W2JAV läßt sich mit kleinen Abmessungen aufbauen (Bild 8). Das Signal gelangt an den Transformator Tri (600 Q primär, 20 kfl sekundär) und von da an den Diodenbegrenzer. Die Transistoren T2 und T3 arbeiten als Signalteiler. Im Kollektorkreis des einen Transistors liegt ein Schwingkreis für eine Frequenz von 2125 Hz (Zeichen), im Kollektorkreis des anderen Transistors ein solcher für 2975 Hz (Pause). Als Spulen werden Toroidspulen L = 88 mH verwendet. Die Angaben über die Kondensatorwerte sind informativ. Die Belastung des Diodendetektors D3-D4 wird durch ein Potentiometer (100 kfl) Eilt! 9 Schaltung eines Konverterausganges ohne Relais (6 Y 6 G entspricht etwa EL 84) 194 r Bild 10 Bendertastschaltung für FSK-Betrieb (6 AL 5 entspricht etwa EAA 91) ausbalanciert, wodurch die Signale Zeichen - Pause in ihrer Höhe an¬ geglichen werden. Nach weiterer Verstärkung gelangen beide Signale an die Spulen eines polarisierten Relais. Die Empfindlichkeit des Kon¬ verters beträgt etwa 1 mV für die NF. Ohne Signal ist die Stromaufnahme weniger als 2 mA (bei 8 V). Das Signal ruft im polarisierten Relais einen Impuls von 30 mA hervor. Die Relaiskontakte und der Empfangsmagnet der Femschreibmaschine werden durch eine Gleichstromquelle gespeist. Am Konvertereingang hegt der NF-Ausgang des KW-Empfängers. Bild 10 zeigt das Beispiel einer sehr einfachen Tastschaltung für den KW- Sender. Es wird ein Clapp-Oszillator benutzt. Voraussetzung ist eine sehr hohe Tastspannung, um gegebenenfalls aufgeflossenes öl auf den Sende¬ kontakten abzubrennen, was eine Verstümmelung der Zeichen verhindert. Die Doppeldiode arbeitet als Schalter. Im leitenden Zustand ist der Kondensator 18 pF geerdet; damit wird die Frequenz des VFO herab¬ gesetzt. Ein Potentiometer regelt die Hubgröße. Das hat Bedeutung für den Übergang von einem zum anderen Band, da sich durch Vervielfachung der Trägerfrequenz auch der Hub vervielfacht. Eine Transistortast- schaltung zum Umsetzen der Niederfrequenz (AFSK-Oszillator) zeigt Bild 11. Damit speist man den Modulator des Senders (AM oder FM). LI und CI werden auf 2975 Hz abgestimmt (Pause, Tastkontakte offen). Nach Anschluß von C2 ist der Schwingkreis auf 2125 Hz (Zeichen, Tast¬ kontakt geschlossen) abgestimmt. Als Spule LI benutzt man eine Toroid- spule von 88 mH. Als Schalter dienen die beiden Dioden Dl und D2. Die Leitungsführung zu den Kontakten der Fernschreibmaschine kann deshalb beliebig lang sein. Der Schwingkreis liegt am Kollektor des Oszillatortransistors TI. Er wird über eine Zenerdiode (3,5 V) mit einer stabilisierten Spannung gespeist. Statt der Zenerdiode kann auch ein 13* 195 Widerstand 820 Q verwendet werden, dann schwankt jedoch der Signal¬ pegel um 1 bis 2 dB. Bei Verwendung der Zenerdiode ist die Schwankung maximal 0,5 dB. An den Oszillator schließt sich eine Trennstufe T2 an, die ihre Leistung an einen Transformator (primär 5200 Q, sekundär 600 Q) abgibt, über den der Modulator des Senders gespeist wird. Zum Schluß noch einige Spezialausdrücke, die in der ausländischen Literatur meist benutzt werden. RTTY = radioteletype line feed carriage return space bar carriage shift T.U. ~ terminal unit = receiuing Converter keyer F.S.K. = frcquency shift keying F.S.K. unit A.F.S.K. — audio frequency shift keying polar relay Funkfernschrei ben Zeilensprung Walzenrückkehr Zwischenraum Z e ilenumschalt un g Konverter zwischen dem Kommu¬ nikationsempfänger und der Fern¬ schreibmaschine Tasteinrichtung Tastung durch Frequenzver¬ schiebung FSK-Tasteinrichtung Tastung durch Verschiebung der Niederfrequenz polarisiertes Relais 196 Literatur [ 11 Smola, F., Telefonische Nachrichtentechnik II, Telegrafie-Technik, SNTL 1969. [2] The ßadioamateur’s Handbook 1958, S. 330-334. [3] QST, H. 6/1962, S. 26. [4] CQ, H. 3/1962, S. 91. [51 CQ, H. 2/1962, S. 86. Übersetzer: Med.-Kat. Dr. med. K. Krogner — DM2BNL (ans „Amaterske Radio“, Heft 10/62) Der sonderbare Netzteil Aufgabe An einem Funkempfänger unbekannter Herkunft ivird die Schaltung nach Bild 1 für den Netzteil ermittelt. H v stellt den ,,Verbraucher", d.h. die eigentliche Geräte- schaltung dar; die Spannung beträgt wie vorgesehen 250 V= bei normaler Strom¬ entnahme. Die Schaltung mit Gleichrichterröhre EZ 80, Ladekondensator C L , Sieb¬ drossel Dr, Siebkondensatcr C a entspricht dem Üblichen. Der Netztransformator (Anschlüsse A bis G) ist gekapselt. F—G sind die Netzanschlußklemmen, A — B lie¬ fern 6,3 V für die Gleichrichterheizung, C—D—E sind offensichtlich die Anschlüsse der Anodenspannungswicklung. Eine Durchgangsprüfung mit dem Ohmmeter zeigt, wie zu erwarten, Durchgang bei F—G, A—B und C—D - E, jedoch nicht zwischen diesen Wicklungen. Zwischen C und D mißt man 210 V Wechselspannung, zwischen E und D ebenfalls 210 V. Zwischen den Anoden der EZ 80 (Anschlüsse C—E) wer¬ den jedoch nicht die erwarteten 420 I r gemessen, sondern — obwohl das gesamte Gerät einwandfrei arbeitet — nur 1,2 V. Wie ist das möglich? Netztrafo -Gehäuse 197 I_J ßüä2 Lösung Es handelt sich bei dem Netztrafo nicht um die übliche Schaltung der Anoden- Spannungswicklungen für Zweiweg-Gleichrichtung, sondern die zwischen C-D und E-D angeschlossenen Wicklungen sind bifilar gewickelt und geben ihre Spannung gleichphasig ab (Bild 2). Demzufolge liegt eine Einweg-Gleichrichtung vor; beide Diodenstrecken der EZ 80 arbeiten in der gleichen Halbwelle der Wechselspannung ! Die zwischen C—E auf tretende geringe Spannung (1,2 V) resultiert lediglich aus unvermeidbaren, germgen Toleranzen beider Wicklungen und hat mit dem Prinzip und der Funktionsweise nichts zu tun. (Nach Radio'Electronics, September 1963) hajali Bitterer Ernst DM 2Wo haben Sie so ufb Deutsch gelernt?“ UB 5. . „Ich war in Deutschland; ich kenne die — Umgebung von Weimar sehr gutV* 198 Ing. J. Iwankow Mehrstimmiges elektronisches Musikinstrument Die elektronische Musik findet auch unter den Amateuren immer mehr Liebhaber. Ungeachtet der relativ großen Vielfalt der Konstruktionen mehrstimmiger elektronischer Musikinstrumente beruhen sie doch alle auf einem Prinzip. In Amateur- und industriellen Konstruktionen ist das Prinzip der mehrstimmigen Instrumente mit oktavenweiser Frequenz¬ umsetzung verbreitet. Dafür benötigt man Tongeneratoren (meist entsprechend den Tönen einer Oktave), die auf die höchste Frequenz des Instrumentes abgestimmt sind, und Frequenzteiler, deren Anzahl den Tasten des Instrumentes entspricht. Das Interesse an dem genannten Prinzip erklärt sich aus der ziemlich hohen Stabilität des musikalischen Systems des Instrumentes. In allen erwähnten Schaltungen entspricht die Anzahl der klingenden Töne der Zahl der gedrückten Tasten. Diese übersteigt nicht 10 beim zweihändigen Spiel und 5 beim einhändigen Spiel. Man kann nun ein Instrument bauen, das 10 oder 5 Tongeneratoren be¬ nutzt. Für ein solches einstimmiges Gerät mit einem dynamischen Bereich von 3 bis 5 Oktaven lassen sich keine Sinusgeneratoren verwenden. Am besten geeignet für ein derartiges Instrument sind unsymmetrische Multi¬ vibratoren. Diese überstreichen einen großen Frequenzbereich des Instru¬ mentes, und die Ausgangsspannung weist eine hohe Anzahl Harmonischer auf. Doch die Instabilität mehrstimmiger Instrumente bei Verwendung eines Multivibrators (dessen Frequenzen stark spannungsabhängig sind) und das Fehlen einer Schaltung, die die Knackgeräusche beim Drücken und Loslassen der Tasten beseitigt, führten dazu, daß die Konstrukteure zu komplizierteren Instrumenten mit Frequenzteilern übergingen. Das beschriebene kleine mehrstimmige Musikinstrument enthält 7 Ton¬ generatoren. Die Stabilität des musikalischen Systems wird durch Ver¬ wendung eines Stabilisators im Netzteil und eines Resonanzspannungs¬ stabilisators primärseitig vom Netztransformator erreicht. Es ist für einhändiges Spiel bestimmt, d.h. fünfstimmig. Beim zweihändigen Spiel kann das Instrument maximal siebenstimmig werden. Es umfaßt einen Bereich von 5 Oktaven, vom Kontra-F bis zum dreigestricjienen f. Wie 199 Vibrato ■ Tongeneratoren Bild 1 Blocksclialtschema des beschriebenen elektronischen Musikinstrumentes aus dem Blockschaltbild (Bild 1) ersichtlich ist, erhält man mit dem ersten Tongenerator die Töne f"' und e'", dis" und d", cis' und c', H und B sowie Kontra-A und Kontra-Gis. Auf analoge Weise arbeiten auch die übrigen C Tongeneratoren. Ein derartiger Aufbau erlaubt es, alle 7 Tongenera¬ toren gleichzeitig zu benutzen, ohne Frequenzteiler zu verwenden. Da bei der gegebenen Schaltung jeder Generator innerhalb einer Oktave 2 Töne erzeugt, die sich nur um einen Halbton unterscheiden, ist es nicht möglich, sie gleichzeitig erklingen zu lassen. Das schränkt jedoch die Möglichkeiten des Instrumentes kaum ein, da das Zusammenklingen dieser Töne (kleine Sekunde) für das Gehör unangenehm ist und in musikalischen Werken nur selten vorkommt (abgesehen von atonaler Musik). Die prinzipielle Schaltung des Gerätes zeigt Bild 2. Jeder der 7 Ton- generatoren stellt einen unsymmetrischen Multivibrator dar mit der Röhre 6 11 2 [f (ECC 8-3). Der Frequenzbereich dieses Multivibrators ist sehr groß, und seine Ausgangsspannung weist Sägezahnform auf (bei elektronischen Instrumenten sehr erwünscht), Außordem fehlen in diesem Multivibrator Ausgleichsvorgänge bei der Frequenzänderung, Die Fre, quenz des Generators wird durch Betätigen von Tastkontakten, verändert, die die Widerstände RI, R2--- RIO in den linken Katodenkreis der Röhre Rö2 einschalten. Die Größen dieser Widerstände wählt man durch Pro¬ bieren beim Aufbau des Instrumentes und variiert sie in den Grenzen von goo 1 kfl (für die höheren Frequenzen) bis 250 kO (für die ganz tiefen). Man kann für diese Widerstände auch Potentiometer verwenden, muß aber beachten, daß (obgleich sich in diesem Falle das Stimmen des Instru¬ mentes vereinfacht) die Stabilität des Aufbaus infolge der Instabilität der Potentiometer etwas herabgesetzt wird. Die Gesamtheit aller Töne, die man vom ersten Generator erhält, läßt sich mit dem Potentiometer R17 um ± 0,8 Töne variieren. Der Konden¬ sator C6 und der Widerstand RIO entkoppeln den Anodenkreis der Oszillatorröhre, die Widerstände R20, R21 und R22 verhindern eine gegenseitige Beeinflussung der Tongeneratoren. Unter jeder Taste ist eine Gruppe von Kontakten angeordnet, die aus 4 Kontaktfedern eines Relais bestehen. Das (in Bild 2) obere Paar derKon- taktfedern TI',T2'--• T58' bestimmt die Frequenz des Tongenerators, das untere (TI", T2"-"T58") beseitigt die Knackgeräusche im Laut¬ sprecher. Bei nicht gedrückten Tasten sind die Kontakte T' geöffnet (Arbeitskontakte) und die Kontakte T" geschlossen (Ruhekontakte). Die Kontakte sind so justiert, daß beim Drücken der Taste zuerst die Kontakte T' geschlossen und danach die Kontakte T" geöffnet werden; beim Loslassen der Taste schließen zuerst die Kontakte T", danach öffnen sich die Kontakte T'. Beim Schließen der Kontakte T' beginnt der Ton¬ generator zu arbeiten. Dabei entstehende Einschwingvorgänge rufen im Lautsprecher kein Knacken hervor, da der Eingang des NF-Verstärkers meist mit den Widerständen abgeschlossen ist, die mit den Kontakten T" verbunden sind. 201 Wird eine Taste um ein Drittel ihres Hubs gedrückt, so öffnet sich der Kontakt T", und die Schwingungen des Generators gelangen an den Ein¬ gang des NF-Verstärkers. Man hört aber keinen Klick im Lautsprecher, da der Einschwingvorgang im Tongenerator schon beendet ist, und beim öffnen der Kontakte T" entstehen keine derartigen Einschwingvorgänge. Obgleich beim Drücken einer Taste schon der Serienkreis der Kontakte T" (und damit der NF-Verstärker) geöffnet ist, treten die Klicks beim Drük- ken einer zweiten Taste (die erste ist auch noch gedrückt - Legatospiel) nicht auf, da in diesem Falle plötzliche Einschwingvorgänge in demselben Tongenerator nicht stattfinden. Beim Loslassen der Taste treten ebenfalls keine Klicks auf, da der normalerweise geschlossene Serienkreis (also auch der Eingang des Verstärkers) wieder geschlossen wird und danach nur noch die Schwingungen des Tongenerators abreißen. Die Klaviatur kann je nach den Möglichkeiten des Amateurs beliebig konstruiert werden. Eine einfache Variante zeigt Bild 3. In eine Platte (z.B. aus Pertinax) macht man Einschnitte (Bild 3a). Für eine einwand¬ freie Funktion der Tasten ist ein Zwischenraum von etwa 1 mm not¬ wendig. Unter die weißen Tasten leimt man einen Streifen aus dem gleichen Material, damit sie fest genug werden. Die schwarzen Tasten fertigt man aus Holz und streicht sie mit schwarzem Lack. Die Kontakte der Klaviatur sind unbedingt sorgfältig abzuschirmen. Da die Umschaltkreise der Klaviatur die tonfrequenten Schwingungen dämpfen, erfordert das einwandfreie Arbeiten des Tonteiles einen Vor¬ verstärker. Er ist mit der einen Hälfte der Doppeltriode Rö9a aufgebaut. Bild 3 Konstruktions skizze der Klaviatur 1, 2 weiße und schwarze Tasten ; 7 Abschirmung aus Alu; 3 Holzklötzchen; 8 Kontaktfedern; 4 Pertinaxplätlchen; 9 Isolier stücke; 5 Alu-Leiste zur Hubbegrenzung der Tasten; IO^Pertinaxleiste; 6 Holzleiste; 11 Gegenleiste aus Holz 203 Bild i Schaltung für den Vorverstärker, die Klangbeeinflussung und den Katodenverstärker f ür den NF-Ausgang Danach gelangen die Tonfrequenzen aller 7 Tongeneratoren auf das Formant-Filter, das mit dem Umschalter S2 betätigt wird. Es hält die höheren Harmonischen, die im Ton mit enthalten sind, mehr oder weniger zurück. Dazu dient das Differenzierglied C9-R25. Mit dem Potentiometer R25 kann man den Anteil der höheren Harmonischen im Ton regeln. Von den Filtern gelangen die tonfrequenten Schwingungen an den Ein¬ gang des Katoden Verstärkers, der mit der Röhre Rö9b arbeitet (Bild 4). Das Instrument liefert eine Ausgangsspannung von 0,5 V. Mit dem Po¬ tentiometer R31, das als Fußregler ausgebildet ist, bestimmt man die Lautstärke. Das Vibrato wird in einem gesonderten Generator mit der Glimmlampe CH-127 erzeugt. Die Verwendung anderer Glimmlampen ist möglich, jedoch sind dann die Größen von CI und R12 zu ändern. Mit dem Poten¬ tiometer R13 bestimmt man die Tiefe des Vibratos. Die Speisespannung des Instrumentes wird mit einem einfachen Resonanz¬ spannungsstabilisator, bestehend aus dem Transformator Tri und dem Kondensator C17 (Bild 5) konstant gehalten. Der Grad der Stabilisation 203 Chromatische Tonleiter (Normalton a = 440 Hz; alle Frequenzen in Hz) Ton Sub- kontra¬ töne Kontra¬ oktave Große Oktave Kleine Oktave Ein¬ gestrichene Oktave C 16,35 32,70 65,41 130,81 pPM CIS 17,32 34,65 69,29 138,59 ili^traKPlIf D 18,35 36,71 73,41 146,83 mtmKSM BIS 19,44 38,89 77,78 155,56 311,12 E 41,20 82,40 164,80 329,60 F 21,86 43,71 87,43 174,85 349,71 IIS 23,12 46,25 184,99 369,97 Gr 24,50 97,99 195,99 391,97 GIS 25,95 51,91 103,82 207,64 415,27 A 110,00 220,00 440,00 AIS 29,13 58,27 116,54 233,08 466,16 II 30,87 61,74 123,47 246,95 493,90 Zwei- Drei- Vier- Fünf- Sechs- Ton gestrichene gestrichene gestrichene gestrichene gestrichene Oktave Oktave Oktave Oktave Oktave c 523,25 1046,50 2092,99 4185,98 8 371,96 CIS 554,36 1108,71 2217,42 4434,85 8 869,70 D 587,31 1174,62 2349,25 4698,50 9 397,00 DIS 622,25 1244,50 2488,99 4977,98 9 955,96 E 659,21 1318,42 2636,83 5273,66 10 547,32 F 698,41 1396,82 2793,65 5587,30 11 174,60 EIS 739,95 1479,90 2959,79 5919,58 31 839,16 G 783,95 1567,90 3155,79 6271,58 12 543,16 GIS 830,54 1661,09 3322,18 6644,35 13 288,70 A 880,00 1760,00 3520,00 7040,00 14 080,00 AIS 932,32 1864,65 3729,30 7458,59 14 917,18 H 987,80 1975,60 3951,20 7902,40 15 804,80 ist nicht sehr hoch. Ändert man die Netzspannung von ISO V auf 240 V, so differiert die Spannung am Gleichrichter (bestehend aus 4 Dioden JJ7}K) zwischen 209 und 230 V. Wie die Praxis jedoch zeigte, ge¬ währleistet dieser Stabilisator zusammen mit dem Stabilisator SG 1P eine genügende Konstanz. Die Wickeldaten des Transformators und der Drosseln sind der folgenden Tabelle zu entnehmen. Die Größen der Kondensatoren CIO und Cll bestimmt man während des Auf baus des Formant-Filters. Im Gehäuse des Instrumentes sind außer den beschriebenen Schaltungen ein 2-Kanal-Verstärker mit Stromversorgungsteil und ein System aus 3 Lautsprechern eingebaut. Die unabhängige Verstärkungsregelung der 204 hohen und tiefen Frequenzen im 2-Kanal-Verstärker in Verbindung mit einem Klangregelnetzwerk erweitert die Klangfarben des Instrumentes bedeutend. Für das Spiel in großen Räumen kann noch eine Tonsäule angeschlossen werden. Tri 6—7 1450 Wdg., 0,31-mm-CuL, Kern M74 5-4 1230 Wdg., 0,2-mm-CuL, 1—2—3 je 19 Wdg., 1,1-mm-CuL, Drl Dr2 1500 Wdg., 0,12-mm-CnL, Kern M30 (Permalloy) Br 3 2600 Wdg., 0,2-mm-CuL, Kern M65 Die Röhre 6 IJ 2TI entspricht der ECC 83. Die Diode JJ'/PK hat folgende Werte: ü sp , mal = 400V Irieht = 300 mA I ap = 250 (xA Nach „Radio“, Heft 5/1964. Die ehrliche Ausrede ,,Lieber OM, ich kann Ihnen zur Zeit keine QSL schicken , da ich keine geeignete YL habe.“ 205 Zum Nachdenken Frage — Die Schwingung eines Sinustongenerators mit 50 Hz wird oszillografisch dargestellt. Gleichzeitig werden aus der 50-Hz-N etzfrequenz Hellmarken abgeleitet, indem man die Netzspannungskurve durch eine Zusatzschaltung zum Rechteck be¬ grenzt und anschließend differenziert. Es ergeben sich nadelförmige Impulse , ab¬ wechselnd positiver und negativer Polarität, die zeitlich genau mit den Nulldurch¬ gängen der Netzspannungskurve zusammenfallen. Sie werden dem Hellsteueranschluß des Oszillografen zugeführt. Dadurch kommt es im Oszillogramm zu punktförmigen Hell- und Dunkelmarken, deren Lage die relative Phasenlage der Netzspannungs- Nulldurchgänge zu den Nulldurchgängen der Tongenerator Schwingung erkennen läßt. Die Netzspannung beträgt im Augenblick der Messung 50,2 Hz, ist also um 0,2 Hz größer als die Generatorfrequenz. Die Hellmarken wandern daher im Oszillo¬ gramm auf der Sinuskurve entlang, und zwar entsprechend der Frequenzdifferenz in je 5 s um eine Periodenlänge. Wandern die Hellmarken auf der Kurve nach rechts oder nach links durch das Bild? (Der Oszillograf ist mit der Generatorfrequenz synchronisiert, die Sinuskurve steht daher still.) Antwort — Die Marken wandern nicht, wie man bei oberflächlicher Betrachtung annehmen könnte, nach rechts, sondern nach links aus. Da die Netzfrequenz gemäß der Aufgabenstellung „schneller " als die Generatorfrequenz ist, trifft die jeweils folgende Hellmarke etivas eher ein als die vorangehende und wird- daher von dem mit der Generatorfrequenz synchron laufenden Schreibslrahl etwas links von ihr abgebildet, so daß sie scheinbar nach links wamlcrt. hajak 206 Zdenek Skoda MOTOFON - ein Sprechgerät für die Motorradbesatzuny Das Motorrad oder der Motorroller ist zwar ein ideales Fahrzeug für das junge Ehepaar, wenn es nur mit der Verständigung während der Fahrt nicht so schwierig wäre. Schon eine Geschwindigkeit von 60 km/h genügt, die Worte durch den Fahrwind vom Munde wegwehen zu lassen. Bei den Fliegern schont man schon lange die Sprechorgane durch eine Bordsprech¬ anlage. Außerdem braucht man bei dem heutigen Aussehen der Sturzhelme keine Angst zu haben, daß man komisch aussieht, wenn man eine solche verkleinerte Anlage auf dem Motorrad benutzt. Im Gegenteil, durch die zusätzliche Technik sieht man auf dem Troll fast aus wie ein Kosmo¬ naut. In der polnischen Zeitschrift Radioamator, H. 6/1965, wurde ein solches „Motorradtelefon“ beschrieben. Für den Aufbau benutzte man 2 Kristall- mikrofonö, 2 Kopfhörorkapseln und 2 ßstufige Verstärker, in jedem Sturz¬ helm efnen (Bild 1). Die Verbindung der beiden Sprechstellen erfolgte über ein 3adrigesKabel.Diese Lösung ist jedoch nicht ideal. Erstens braucht man 6 Transistoren, dazu 2 Stromversorgungen mit zuverlässigen Kon¬ takten für die Batterien. Zweitens kommt die Gefahr dazu, daß man sich sein Gehirn mit Transistoren bestückt, weil der Autor die Verstärker in den Sturzhelm oberhalb der Schädeldecke eingebaut hat. Der eigentliche Zweck des Sturzhelmes, den Kopf bei einem Unfall zu schützen, muß aber erhalten bleiben. Außerdem störten mich die Begier und Schalter, da ein solches Gerät möglichst ohne Bedienungselemente funktionieren soll. Die von mir verwir klichte Lösung scheint mir günstiger, da sie weniger aufwendig ist, aber den gleichen Zweck erfüllt. Man braucht nur einen Istufigen Verstärker, der ohne Begier und Schalter arbeitet. Deshalb kann das Gerät auch nicht zufällig außer Betrieb gesetzt werden. Die Stromversorgung erfolgt durch eine Flachbatterie 4,5 V (die schon zu einer Taschenlampe benutzt worden sein kann, da nur ein geringer Strom entnommen wird). Für die Verbindung der beiden Sprechstellen braucht man 1 oder 2 Stück 4adriges Kabel. Da mit nur einem Transistor keine hohen Verstärkungen erzielt werden können, ist als Mikrofon ein Kohle- 207 s- Bild 1 Sprechanlage für Motorradfahrer, beschrieben in einer pol¬ nischen Fachzeitschrift a Schaltung eines Verstärkers (T 1,2 OC 101; TZ GC 116); DU MI Verstärkerl 3 Leckagen VerstärkerR 15V ■ HP I 4\a MI KHI KHI b Schema der gesamten Sprechanlage mikrofon erforderlich. Kohlemikrofone geben eine größere Ausgangs¬ spannung ab als andere Mikrofontypen. Wegen der Kleinheit empfiehlt sich die Ausführung als Kehlkopfmikrofon. Verfolgen wir die Schaltung in Bild 2. Durch das Einstecken der beiden Sprechgarnituren über entsprechende Stecker schaltet man die Batterie an die Kohlemikrofone und den Verstärker. Der Gesamtwiderstand der in Reihe geschalteten Kohlemikrofone bewegt sich zwischen 200 Q und 1 kf2, je nach Lage und Verdichtung des Kohlepulvers. Die durchschnitt¬ liche Stromaufnahme beträgt dadurch etwa 15mA. Das nicht besprochene Mikrofon arbeitet für das besprochene als Arbeitswiderstand, so daß man am Zusammenschluß beider die NF-Wechselspannung entnehmen kann. Weil in diesem Punkt grob mit der halben Batteriespannung zu rechnen ist (etwa 2 V) und die Spannung der Basis in bezug auf den Emitter etwa 0,1 V beträgt, muß der Kopplungskondensator entsprechend der Schal¬ tung gepolt werden. Die NE-Wechselspannung gelangt über diesen Kopp¬ lungskondensator an die Basis und steuert damit den Strom im Kollektor¬ kreis des Transistors. Gleichstrommäßig wäre es möglich, den Arbeits¬ punkt des Transistors durch einen Vovwiderstand an der Basis einzu¬ stellen. Aber wenn wir 2 Widerstände als Spannungsteiler benutzen, dann erzielen wir teilweise eine bestimmte Temperaturstabilisierung des Arbeitspunktes. 208 Bild 2 Schaltung des Sprechgerätes ,, Motofon “ für hochohmige Kopf¬ hörer (T etwa GC 116 ) Je nach der Beschaffenheit (Kollektorreststrom, Stromverstärkung) des Transistors (jeder NF-Typ ist geeignet) richtet sieh die Größe des oberen Spannungsteilerwiderstandes. Han stellt diesen Widerstand (50 kfl) so ein, daß im Emitter bzw. Kollektor ein Strom von 1,5 mA fließt. Dieser Kollektorstrom fließt durch die Kopfhörer. Bei Kopfhörern (2000 A) verkleinert man die Impedanz im Koilektorkreis durch eine Parallel¬ schaltung beider Kopfhörerkapseln (Bild 2). Benutzt man kleine nieder¬ ohmige Ohrhörer, wie sie z. B. beim Mikki verwendet werden, so ist durch eine Keihenschaltung die Impedanz im Kollektorkreis zu erhöhen (Bild 3). Bild 3 Schaltung des Sprechgerätes „ Motofon “ für niederohmige Kleinst -Ohrhörer (T etwa GC 116) Elektronisches Jahrbuch 1967 209 Durch das Entfernen eines Mikrofones wird die Stromzuführung zu den Mikrofonen unterbrochen, der Verstärker aber bleibt eingeschaltet. Erst wenn man nach Bild 2 beide Kopfhörer entfernt oder nach Bild 3 einen Kopfhörer, dann wird der Verstärker auch von der Stromversorgung getrennt. Das ist zu beachten, wenn man die Sprechanlage außer Betrieb setzen will. Der Verstärker könnte direkt in das Motorrad eingebaut werden, aber dann müßte man Löcher bohren. Es ist deshalb besser, die gesamte Elektronik in ein Sperrholzkästchen einzubauen. Die Abmessungen er¬ geben sich hauptsächlich aus der Größe der Batterie und der Steckver¬ bindungen. Der Verstärker selbst braucht nur wenig Baum unter der Isolierstoff platte, die die Blechkontakte für die Batterie trägt (Bild 4 und Bild 6). Die Distanzstücke (mit M3-Gewinde etwa 7 mm hoch) zur Befestigung der Platte klebt man mit Epoxydharz in das Kästchen. Der 1 stufige Verstärker genügt reichlich für eine gute Verständigung, auch noch bei einer Geschwindigkeit von 90 km/h. Eine Lautstärke¬ regelung ist nicht erforderlich. Das Rauschen des Transistors stört nicht, da Fahrwind und Motorgeräusch es überdecken. Damit der Helm nicht beschädigt wird, zieht man die Kabel zwischen Leder und Futterstoff ein und benutzt zur Montage die Ventilations- Öffnungen am Ohrstück. Den Kopfhörer näht man mit einem Stück Manchesterstoff ein. Zur Befestigung der Kehlkopfmikrofonkapsel genügt ein Loch im Lederband für die Schraube. Es ist aber ratsam, zuerst Kontaktbleche für Batterie Bild 4 Aufbauschema für das Motorradsprechgerät ,, Motofon **. Die gestrichelten Linien bedeuten Verbindungen unterhalb der Platte 210 Bild 6 Blick in die Verdrahtung des Sprechgerätes 14* 211 Bild 7 Befestigung eon Kopfhörer und Mikrofonkapsel am Lederband des Sturzhelmes sorgfältig die richtige Stelle für die Kapsel auszusuchen, mau befestigt sie deshalb erst einmal provisorisch mit Klebeband. Bild 4 zeigt den Aufbau der Schaltung auf einem Pertinaxbrettchen. Der Anschluß der Sprechgarnituren kann nach Bild 2 (hochohmige Kopfhörer) oder Bild 3 (niederohmige Kopfhörer) mit 2 4poligen Steckern erfolgen. Schaltet man entsprechend Bild 4 die beiden Mikrofone und die beiden Kopfhörer zusammen, so kommt man mit einem 4poligen Stecker aus. Den Aufbau des Verstärkers verdeutlichen Bild 5 und 6. Wie die Kopfhörer und die Kehlkopfmikrofonkapseln befestigt werden, zeigt Bild 7. Für den Aufbau der Sprechanlage 310T0F0N werden folgende Bauteile verwendet: 1 NF-Transistor GC litt o.ä. 1 Widerstand 5 kfl/'0,1 W 1 Widerstand 50 kn/0,1 W 1 Elektrolytkondensator 5 pF/OV 1 Flachbatterie 4,5 V 2 Kopfhörerkapseln 2000 LI 2 Kehlkopf-Kohlemikrofonkapseln etwa 100 £i 1 oder 2 Steckergarnituren, 4polig 1 oder 2 Verbindungskabel, 4polig 1 Pertinaxbrettchen nach Bild 4 1 Gehäuse nach Bild 5 212 Transistort aschen - empfänger - MADE IN JAPAN Ing. Karl-Heinz Schubert Vor allem junge Leser stellen immer wieder die Frage, wie denn eigentlich die Schaltung der kleinen japanischen Transistorempfänger aussehe, die meist mit 2 Transistoren bestückt sind. Wir haben deshalb einige Schal¬ tungen aus der Literatur herausgesucht, die wir unseren Lesern vorstellen wollen. Fast alle derartigen japanischen Kleinstempfänger, von denen es eine Vielzahl Varianten gibt, arbeiten als Geradeausempfänger mit Reflex¬ schaltung. Bei dieser Schaltungsart wird der Eingangstransistor doppelt ausgenutzt. Er dient zuerst als HF-Verstärker und nach der Demodulation der HF-Spannung als NF-Verstärker. Da der Frequenzabstand sehr groß ist, sind keine Verkopplungen zu befürchten. Durch Schaltungsma߬ nahmen wird erreicht, daß die HF-Spannung nicht an die zweite NF-Stufe gelangt. Die als Beispiel angeführten Schaltungen wurden so dimensioniert, daß sie sich für den Nachbau eignen. Es ist lediglich zu beachten, daß eventuell der Arbeitspunkt des Transistors andere Werte des Basisspan¬ nungsteilers verlangt. Dazu genügt es, wenn man den hochohmigen Bikl 1 Schaltung eines Reflexempjängers ohne Rückkopplung und ohne Lautstärkeregelung 213 Widerstand entsprechend verändert, der zwischen Basiselektrode des Transistors und Minuspol der Batterie liegt. Als Transistoren eignen sich für den Eingangstransistor alle HF-Typen, für den Endstufentransistor alle NF-Typen ab etwa 100 mW. Bei der Schaltung nach Bild 1 ist der Schwingkreis mit einer nieder¬ ohmigen Koppelspule an die Basis des HF-Transistors GF 105 angekop¬ pelt. Über einen HF-Übertrager im Kollektorkreis gelangt die HF- Spannung an die Demodulatorsehaltung mit der Germaniumdiode GA 100. Die NF-Spannung wird über den Kondensator 7 nF zurück an die Basiselektrode des HF-Transistors geführt. Für die dann verstärkte NF-Spannung ist der HF-Übertrager wirkungslos, so daß die NF-Spannung über den NF-Übertrager Tri die Basis des Endstufentransistors GC 116 (bzw. GC 121) steuert. Dieser Transistor arbeitet als A-Verstärker. Im Kollektorkreis liegt derAusgangsübertragerTr2 mit dem Lautsprecher. Ferritantennen- — nl = 50 Wdg., n2 = 3 Wdg., HF-Litze, • spule 20 X 0,05 mm, Ferritstab, 10 mm 0 X 75 mm HF-Übertrager — nl = 400 Wdg., n2 = 400Wdg., 0,1-mm-CuL, HF- Spulenkörper mit HF-Abgleichkern Tri —Übertrager K20 (Mittelanzapfung bleibt frei) oder Kern M30, primär 2600 Wdg., sekundär 800 Wdg., 0,1-mm-CuL Tr2 — Übertrager K21 (Mittelanzapfung bleibt frei) oder Kern M30, primär 500 Wdg., 0,1-mm-CuL, sekundär 90 Wdg., 0,3-mm-CuL (für 8 -ß-Lautsprecher) Ähnlich im Aufbau ist die Schaltung nach Bild 2. Lediglich die Demo¬ dulatorschaltung sieht etwas anders aus. Die HF-Drossel 1 verhindert, Bild 2 Schaltung eines Reflexempfängers ohne Rückkopplung und mit Lautstärkeregelung HF-Dr Bild 3 Schaltung eines Reflexempfängers mit fest.eingestellt er Rückkopplung und mit Laut&lärkeregelung daß die HF-Spannung in die NF-Endstufe gelangt. An der HF-Drossel 2 fällt die gleichzurichtende NF-Spannung ab. Der veränderliche Bela¬ stungswiderstand an der Diodo dient als Lautstärkeregler. Ferritantennenspule — LI = 82 Wdg., 1.2 = 6\Vdg., HF-Litze, 20x0,05 mm, Ferritstab, 50 mm x 18 mm x 5 mm HF-Dr 1 = 2,3 mH HF-Dr 2 = 5mH Tri und Tr2 siehe Text zu Bild 1 Die Schaltung nach Bild 3 weist einen Gegentaktdemodulator auf, wobei die Rückführung der .NF-Spannung an den Eingangstransistor über einen NF-Übertrager (Tri) erfolgt. Die Schwingkreisspule ist angezapft für eine HF-Rückkopplung (Trimmer 30 pF nach der Kollektorelektrode), um die Empfangseigenschaften zu verbessern. Die Endstufe ist mittels einer LC-Schaltung angckoppelt (NF-Drossel plus Elko 10 uF). Ferritantennenspule — nl = 53 Wdg., n2 = 2 Wdg., n3 = 5 Wdg., HF-Litze, 10 x0,1mm, Ferritstab, 100 mm X20 mmx 4mm HF-Dr — 200 Wdg., 0,1-mm-CuL, auf HF-Spulenkörper mit HF-Abgleiehkern, 8 mm 0 NF-Dr — Primärw icklung des Übertragers K20 oder Kern M20 mit 2600 Wdg., 0,06-mm-CuL Tri und Tr2 siehe Text zu Bild 1 215 Bild 4 Schaltung eines Beflexempfängers mit Rückkopplungs¬ und Lautstärkeregelung Zum Abschluß noch eine Schaltung mit regelbarer Rückkopplung (Bild 4). Die Demodulationsschaltung ist über einen HF-übertrager angeschlossen. Vom Lautstärkeregler gelangt die NF-Spannung dann zurück zur Basis des Eingangstransistors. Über eine RC-Kopplung wird die Endstufe angekoppelt. Ferritantennenspule —nl = 50 Wdg., n2 = 15 Wdg., n3 = lOWdg., HF-Litze, 20 X 0,05 mm, Ferritstab, 8 mm 0 x 70 mm HF-Übertrager - nl = 500 Wdg., n2 = 500 Wdg., 0,06-mm-CuL, auf HF-Spulenkörper mit HF-Abgleichkern, 8 mm 0 Tr — K21 (Mittelanzapfung bleibt frei) oder Kern M30, primär 500 Wdg., 0,1-mm-CuL; sekundär 90 Wdg., 0,3-mm-CuL (für 8-ß-Lautsprecher) Literatur „Ainaterske Radio", H. 9/1963, S. 254. „Radiotechnika", H. 7/1962, S. 230. „Radiotechnika", H. 5/1964, S, 192. „Radioamater“, H. 11/1962, S. 320. „Radioamatör Fuzetei“, H. 82. 216 Ing. Karl-Heinz Schubert Schaltungen mit Bastlertransistoren Transistoren mit von den Garantiedaten abweichenden Werten werden vom VEB Halbleiterwerk Frankfurt/Oder als sogenannte L-Typen speziell für Lehr- nnd Amateurzwecke verbilligt abgegeben. Solche Tran¬ sistoren sind also gröber toleriert und daher für einen Einbau in Serien¬ oder kommerzielle Geräte nicht geeignet. Sie stellen aber für den Radio¬ bastler vollwertige Bauelemente dar. Von den technischen Stellen und vom Klub Junger Techniker des HFO wurden in den letzten Jahren eine ganze Anzahl Schaltungen mit L-Transistoren erprobt und in Prospekten beschrieben. Da sich viele Leser für diese Schaltungen interessieren, wurde hier eine Auswahl zusammengestellt. Audionschaltimg Für kleine Taschenempfänger mit 2 oder 3 Transistoren, die meist als Geradeausempfänger aufgebaut sind, eignet sich die Audionschaltung besonders gut. Die regelbare Rückkopplung (Drehko 250 pF zwischen Spulenanzapfung und Kollektorelektrode) erlaubt eine Verbesserung der Trennschärfe und der Empfindlichkeit durch die Entdämpfung des Schwingkreises. Um den, erforderlichen Kollektorstrom von 0,2 bis 0,3 mA einstellen zu können, muß je nach Transistorexemplar der Widerstand 150 kQ (durch Sternchen angedeutet) verändert werden. Als Transistor eignet sich jeder HF-Typ. Für einen Ferritstab (10 mm Durchmesser, 120 mm bis 200 mm lang), auf den die Schwingkreisspule gewickelt wird, ergeben sich für den MW-Bereich etwa folgende Windungszahlen: LI = 65 Wdg., HF-Litze, 20x0,05 mm, Anzapfimg an der 15. Windung, vom Pluspol aus gerechnet L2 = 10 Wdg., HF-Litze, 20X0,05 mm oder 0,5-mm-CuL HF—Dr = HF-Spulenkörper mit HF-Abgleichkern (z. B. 3-Kammer-Trolitulspulenkörper) mit Draht 0,1-mm-CuL voll wickeln Reflexschaltung mit HF-Rückkopplung Transistorschaltungen arbeiten sehr niederohmig. Dadurch kann man ohne Schwierigkeiten einen Transistor in Beflexschaltung ausnutzen, wenn der Abstand der beiden zu verstärkenden Frequenzen sehr groß ist. Das Reflexschaltungsprinzip bedeutet also, daß der Transistor erst eine HF-Spannung und anschließend noch eine NF-Spannung verstärkt, ln der gezeigten Schaltung gelangt die HF-Spannung vom Schwingkreis über L2 zur Basis des Transistors und wird von diesem verstärkt. An der Kollektorelektrode findet die verstärkte HF-Spannung drei Wege. In Richtung NF-Verstärker ist der Weg durch die bei diesen Frequenzen hochohmige HF-Drossel versperrt. Der niederohmigste Weg führt über den Kondensator 1 nF zu den Dioden, die die HF-Span¬ nung demodulieren. Ein geringer Teil der HF-Spannung gelangt über den Bild 2 Reflexschaltung für einen Empfängereingang 218 Kondensator 200 pF und den Regelwiderstand P1 — 5 kfi (Rückkopp¬ lungsregler) zurück zum Schwingkreis und entdämpft diesen. Die nach der Demodulation zur Verfügung stehende NF-Spannung kommt wieder an die Basis des Transistors Und wird von diesem ebenfalls ver¬ stärkt. Für die HF sind an der Kollektorelektrode alle Kondensatoren hochohmige Sperren, die HF-Drossel ist dagegen niederohmig. Über diese gelangt also die NF-Spannung zum anschließenden NF-Verstärker. Mit dem Potentiometer P2 = 5 kn wird die Basisvorspannung eingestellt und damit auch der Kollektorstrom. Das Potentiometer kann also als Lautstärkeregler dienen. Für den MW-Bereich benötigt man bei einem Ferritstab (10 mm Durchmesser und 120 mm bis 200 mm lang) etwa folgende Windungszahlen: LI :- 2x25 bis 30 Wdg-, HF-Litze, 20x0,05 mm, mit Mit¬ telanzapfung für die HF-Rückkopplung L2 = 3 bis 5 Wdg., HF-Litze, 20 x 0,05 mm oder 0,5-nim-CuL HF-Dr = siehe bei Bild 1 Dl, D2 = Germanium-HF-Dioden, z.B. GA 100 oder OA 625 NF-Verstärker für Kopfhörerbetrieb Dieser 2stufige NF-Verstärker kann vielseitig eingesetzt werden, so bei Fuchsjagdeihpfängern, bei Mithörgeräten, bei kleinen Empfängern usw. Die Arbeitspunkte der Transistoren sind durch Basisspannungsteiler und Emitterwiderstände gegen Temperaturschwankungen stabilisiert. Die Werte der hochohmigen Spannungsteilerwiderstände (40 und 20 kfi) richten sich nach den verwendeten Transistoren. Der Eingangstransistor wird auf etwa 0,5 bis 1mA Kollektorstrom, der Endtransistor aut etwa 5 bis 10 mA eingestellt. Um das Rauschen gering zu halten, muß der Eingangstransistor rauscharm sein, deshalb auch der HF-Transistor. Eventuell sind mehrere Transistorexemplare auszuprobieren. 219 Bild 4 Schaltung eines ' direkt gekoppelten NF-V erstärkers Direkt gekoppelter NF-Verstärker Diese Schaltung zeigt einen NF-Verstärker mit geringem Aufwand an Bauelementen. Durch das Fehlen der Kopplungskondensatoren liegt die untere Grenzfrequenz sehr niedrig. Die EingangSBchaltung ist hochohmig, so daß z.B. ein Plattenspieler mit Kristalltonarm angeschlossen werden kann. Der Arbeitspunkt des Eingangstransistors wird eingestellt durch den 1-MO-Widerstand, und zwar zwischen dessen Basis und dem Kollektor des Endtransistors. Mit den beiden anderen Bauelementen erfolgt parallel dazu eine frequenzabhängige Gegenkopplung. Der Ruhestrom des End¬ transistors wird mit dem Widerstand 700 ß etwa auf ein Zehntel des Kollektorspitzenstromes eingestellt. Da keine TemperaturBtabilisierung des Arbeitspunktes möglich ist, vermeidet man auf diese Weise bei stei¬ gender Temperatur eine Überlastung des Transistors. Gegentakt-B-Verstärker 300 mW Gegenüber einem Eintakt-A-Verstärker arbeitet der Gegentakt-B-Ver- stärkfer wesentlich stromsparender, was sich vor allem bei Batteriebetrieb günstig auswirkt. Der Arbeitspunkt der Transistoren liegt im unteren Knick der Kennlinie, so daß ohne Ansteuerung nur ein sehr geringer Ruhestrom fließt (etwa 3 mA). Mit zunehmender Aussteuerung steigt der Kollektorstrom an, die Stromentnahme aus der Batterie ist also laut¬ stärkeabhängig. Damit die Temperaturabhängigkeit des Ruhestromes vermindert wird, enthält der Basisspannungsteiler meist einen tempera¬ turabhängigen Widerstand (NTC- bzw'. HSL-Widerstände). Die gezeigte Schaltung besteht aus dem Treibertransistor und den beiden Endstufentransistoren. Über den Treiberübertrager Tr 1 werden die beiden Endtransistoren von der Treiberstufe gesteuert. Der Eingangswiderstand der Schaltung ist etwa 5 kß. Die Ausgangsleistung ist etwa 300 mW bei einem Klirrfaktor von < 8 Prozent. Die dafür benötigte Eingangswechsel- 220 Bild 5 Schaltung der Treiber- und der Endstufe eines NF-Verstärkers für 300 mW Ausgangsleistung Spannung beträgt etwa 100 mV. Mit dem Trimmwiderstand 000 Q wird der Kollektorruhestrom eingestellt. Zur Wärmeableitung erhalten die Endstufentransistoren je eine Kühlfläche von 9 cm 2 Alu-Blech, 2 mm stark. Die frequenzabhängige Gegenkopplung (etwa 80 kQ, 2 nF) vom Ausgangsübertrager Tr2 zur Basis des Eingangstransistors linearisiert den Frequenzgang. Übertragerdaten Treiberübertrager Tri Ausgangsübertrager Tr2 Kern M42 - Dynamoblech IV/0,35 Kern M42 - Dynamoblech IV/0,35 ohne Luftspalt ohne Luftspalt W1 = 2660 Wdg., 0,12-mm-CuL W1 = 2x270 Wdg., 0,32-mm-CuL, W2 = 2 X 332 Wdg., 0,3-mm-CuL, bifilar gewickelt bifilar gewickelt W2 = 100 Wdg., 0,7-mm-CuL Gegentakt-B-Verstärker 2 W Diese Schaltung unterscheidet sich von der vorhergehenden durch eine zusätzliche NF-Vorverstärkerstufe, für die ein rauscharmes Transistor¬ exemplar benötigt wird. Die Eingangsspannung wird regelbar zugeführt. Alle Transistorstufen sind durch Basisspannungsteiler gegenüber Tem¬ peraturänderungen stabilisiert. Der Treibertransistor und die Endstufen- 221 transistoren erhalten zur Wärmeableitung Kühlbleche. Für die End¬ stufentransistoren genügen solche von 50 cm 2 aus 2 mm starkem Alu- Blech. Die abgegebene Leistung ist etwa 2 W bei einem Klirrfaktor von 8 Prozent. Übertragerdaten Treiberübertrager Tri Kern M42, Dynamoblech IV/0,35 ohne Luftspalt W1 = 500 Wdg., 0,35-mm-CuL W2 = 2 X 130 Wdg., 0,35-mm-CuL, bifilar gewickelt Ausgangsübertrager Tr2 Kern EI 48, Dynamoblech IV/0,35 ohne Luftspalt W1 = 2x80 Wdg., 0,6-mm-CuL, bifilar gewickelt W 7 2 = 75 AVdg., 0,7-mm-CuL Eisenlose Endstufe 2 W Bei einem NF-Verstärker sind vor allem die Übertrager teuer. Außerdem begrenzen diese zusätzlich den Frequenzgang des Verstärkers. Um eine hohe Klangqualität zu erreichen, entwickelte man den eisenlosen Ver¬ stärker. Die gezeigte Schaltung besteht aus einer Vorstufe, der Treiber¬ stufe und der kombinierten Endstufe. Den Leistungstransistoren sind Transistoren in Kollektorbasisschaltung vorgesetzt, um die Eingangs¬ widerstände zu erhöhen. Der Treibertransistor arbeitet als Phasenumkehr¬ stufe zur Bereitstellung der phasenverschobenen Steuerspannungen für die Gegentaktendstufen. Eine Gegenkopplung vom Lautsprecher zur Basis des Treibertransistors verbessert den Frequenzgang. 222 Bild 7 NF’Verstärker für 2 W Ausgangsleistung mit Phasenumkehr Schaltung und eisenloser Endstufe Zu beachten ist, daß man 2 Stromquellen benötigt. Bei einer Kollektor¬ spannung von 6 V und einem maximalen Kollektorstrom von etwa 1,1 A beträgt R a ungefähr 5,4 fl. Der Arbeitspunkt wird auf einen Buhestrom von etwa 130 bis 140 raA eingestellt. Bautcillide Bl 15 kfl R 8 = R9 100 fl R2 2,5 kfl RIO = RI3 600 fl R3 1,5 kfl Rll = R14 1,5 kfl R4 50 kfl R12 = R15 HSL-Widerstand 125 fl R5 10 kfl R16 = R17 300 fl R6 1 kfl R7 500 fl Ol = C2 = C4 = C0 50 pF C3 = C5 100 pF TI LC 815; T2 LC 824; T3 2LG 824; T4 2LD 830 Impedanzwandlor Bekanntlich hat der Transistorverstärker in der Emittergrundschaltung einen niedrigen Eingangswiderstand. Mikrofone und Tonabnehmer auf Kristallbasis bilden dagegen einen hochohmigen Quellwiderstand. Um eine gute Anpassung zu erzielen, muß durch Schaltungsmaßnahmen der Eingangswiderstand des Verstärkers hochohmig ausgelegt werden. Die 223 Bild S Schaltung für einen Impedanzimrtdler gezeigte Schaltung besteht aus 2 Kollektorbasisstufen, für die man rausch¬ arme Transistoren benötigt. Außerdem hängt der Eingangswiderstand von den Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren ab, der deshalb groß sein soll. Füt die angegebene Schaltung wird ein Eingangswiderstand von etwa 200 kO angegeben. Netzteil für Transistorversuche Wer viel mit Transistorschaltungen experimentiert, dem wird bald der Batteriebetrieb zu teuer. Da man eine veränderte Gleichspannung für den Versuchsbetrieb benötigt, die zudem noch stabil sein soll, genügt ein ein¬ facher Netzteil nicht den Anforderungen. Besser ist die hier gezeigte Schaltung eines stabilisierten Netzgerätes, das eine regelbare Spannung abgibt. Der verwendete Netztransformator gibt sekundär etwa 12 bis 15 V ab, bei maximal 1,5 A. Primär und sekundär ist der Netztransfor¬ mator abgesichert (Sil = 0,2 A; Si2 = 2 A). Die Wechselspannung wird in Graetz-Schaltung mit 4 Flächengleichrichterdioden GY 110 (auf Kühl¬ blechen, 50 cm- aus Alu-Blech 2 mm) gleichgerichtet. TI TZ T3 Bild 9 Schaltung eines stabilisierten Netzteiles für Transistorschaltungm 224 Zur Steuerung der Ausgangsspannung stellt die Zenerdiode eine stabi¬ lisierte Spannung zur Verfügung. Damit die Zenerdiode durch den Regler R ('— 260 fl — 1-W-Drahtpotentiometer) nicht belastet wird, ist der Transistor T1 {LC 824) vorgeschaltet. Die Steuerung des eigentlichen Regeltransistors übernimmt T2, für den sich ebenfalls ein LG 824 eignet. Als Regeltransistor dient für eine maximale Stromstärke von 0,5 A ein LD 830; bei 1,5 A wird ein LD 835 verwendet. T3 und die Zenerdiode benötigen ebenfalls ein Kühlblech. Die Zenerdiode ist ein Leistungstyp bei einer Zenerspannung von 10 bis 12 V. Eine Erhöhung des Ausgangs¬ stromes wird durch Parallelschalten mehrerer Regeltransistoren ermög¬ licht. Diese müssen gleiche Emitterströme führen, was durch kleine Wider¬ stände in den Basisleitungen erzielt werden kann. Eintakt-Gleichspannimgswamller Zum Umwandeln einer kleinen Batteriespannung in eine höhere Gleich¬ spannung benutzt man den transistorbestückten Gleichspannungswandler (Transverter). Der Transistor arbeitet im Sehalterbetrieb und erzeugt eine nichtsinusförmige Wechselspannung, die über einen Transformator hochtransformiert wird. Nach der Gleichrichtung hat man dann die höhere Gleichspannung zur Verfügung. Da der Transverter bei höherer Frequenz arbeitet (bis 20 kHz und mehr), ist der Aufwand an Siebmitteln gering. Für den Transformator benutzt man einen Ferritschalenkern des VEB Keramische Werke Hermsdorf. Die Windungszahlen für die in der Schaltung angegebenen Spannungs- werte sind: W1 — 20 Wdg., 0,35-mm-CuL W2= 45 Wdg., 0,35-mm-CuL W3 = 800 Wdg., 0,12-mm-CuL Bild 10 Schaltung jür einen Eintakt-Ghichspanmmgswandler Jä Klektronisches Jahrbuch 1967 225 LG 810/875 Ü ln w. L L gj SR ■ c A • 0 , 1)1 Bild 11 Schaltung für einen einfachen Sinusgenerator Sinusgenerator 1000 Hz Für einfache Prüfzwecke oder als Morsegenerator genügt diese Schaltung. Der Übertrager Ü besteht aus einem Kern M20 mit 0,5-mm-Luftspalt. Die Windungszahlen sind W1 = 200 Wdg. und VV2 — 1000 Wdg., beide 0,1-mm-CuL. Multivibrator 800 bis 1500 Hz Mit Multivibratorschaltungen lassen sieh für Prüfzwecke sehr einfach rechteckförmige NF-Signale erzeugen. Beide Transistorstufen sind symmetrisch aufgebaut und miteinander verkoppelt. Durch die Regelung der Basisvorspannung erfolgt eine Frequenzänderung. Für größere Frequenzänderungen muß man die Werte der Kondensatoren 25 nF oder der Widerstände,40 kfl gleichmäßig variieren. Doppelte Blinkschaltung Bei dieser einfachen Blinkschaltung leuchten die Glühlämpchen wechsel¬ seitig auf. Sind die R- und die C-Werte gleich, so erhält man auoh gleiche Leuchtzeiten. Wünscht man eine kurze und eine längere Leuchtdauer, so muß ein R- und ein C-Wert anders dimensioniert werden. Die Schaltung eignet sich als Warn- oder Signalanlage. 226 2x LG 810/815 ■0+61/ Bild 12 Schaltung für einen Mult ivibrator Elektronischer Zeitschalter Dieser transistorbestückte Zeitschalter arbeitet periodisch, d.h., das Relais RI A wird fortwährend an- und abgeschaltet. Eine solche Möglich¬ keit braucht man z. B. für Dauerversuche an Schaltungen und Geräten. Die Schalthäufigkeit wird vom Wert des Elektrolytkondensators bestimmt. Der erste Transistor steuert eine Sehmitt-Trigger-Schaltung, die das Relais schaltet. Ist der Elko über den Widerstand 20 kfi entladen, so wird über die Relaiskontakte der Elko wieder an die Batteriespannung gelegt und aufgeladen. Schaltung für Thermorelais Besonders zur Temperaturüberwachung, als Thermosicherung und als Temperaturmelder ist diese Schaltung gut geeignet. Sie besteht aus einem Schmitt-Trigger, der von einem temperaturabhängigen Spannungsteiler gesteuert wird. Als Temperaturfühler dient der Heißleiterwiderstand HLK, der engen Kontakt zu dem zu untersuchenden Objekt haben muß. Als Arbeitswiderstand des zweiten Transistors kann ein Glühlämpchen (zur Anzeige) oder ein Relais (zum Ab- oder Umschalten) eingesetzt 16 * 227 Bild 15 Schaltung für ein Thermorelais werden. Unterhalb der eingestellten Temperatur ist der zweite Transistor stromlos. Wird diese Temperatur überschritten, so schaltet der »Schmitt- Trigger um, das Relais zieht an. Literatur Veröffentlichungen des VEB Halbleiterwerk Frankfurt/Oder So so Ein OM berichtet über seine Familie: ,,Mein Sohn interessierte sich nur für Orts - QSOs; nun ist er auf 2 m QRV (verheiratet ).“ 228 Elektronische Bauelemente auf direktem Weg zum Verbraucher Jedesmal, wenn Sie eine neue vorteilhafte Schaltung bauen, ein inter¬ essantes Problem lösen wollen, dann stehen auf Ihrer Bedarfsliste auch wieder neue Bauelemente. Um Ihnen und allen Arbeitsgemeinschaften und Klubs den Bezug der benötigten Bauelemente zu erleichtern und die Liefermöglichkeiten zu verbessern, wurden zwischen dem zentralen Ver¬ sandhaus ..funkamateur“ und dem Industriezweig ,.Elektronische Bauele¬ mente" Direktbeziehungen hergestellt. Die Sortimentsliste des Handels¬ unternehmens umfaßt folgende Erzeugnisgruppen: 1. Elektronische Bauelemente Widerstände Kondensatoren Induktivitäten Halbleiter Röhren, Lampen, Sicherungen Schalenkerne 2. Mechanische Bauelemente Schallwandler Relais Schalter, Stecker, Buchsen Fassungen und Klemmen Quarze und Spezialfilter Meßinstrumente und Motoren 3. Fotoelektrische Bauelemente 4. Montagematerial Halbzeuge, Chassis, Gehäuse 5. Elemente und Akkumulatoren 6. Baugruppen 7. Geräte 8. Fachliteratur Bitte informieren Sie sich über die Bezugsmöglichkeiten und Lieferbedingungen und schreiben Sie an Ihren RFT- Funkamateur FACHFILIALE DES VEB INDUSTRIEVERTRIEB RUNDFUNK UND FERNSEHEN 8023 DRESDEN, Bürgerstr. 47, Telefon: 54781 Versand in alle Bezirke der DDR Ing . Heinz Stiehm DM2ACB Diplome und Conteste der Funkamateure Im gleichen Maße, wie der Anteil der Elektronik überall in Wirtschaft und Militärwesen wächst, steigt auch die Zahl derer, die sich in ihrer Freizeit mit den Problemen der Elektronik beschäftigen. Ungezählt sind die Rundfunkbastler und die Tonbandamateure, die ihre Geräte selbst bauen oder verbessern, die Fernsehbastler und in jüngster Zeit auch die „Kybernetiker“. Ständig im Wachsen begriffen ist natürlich auch die große „Familie“ der Funkamateure. Die Rufzeichenlisten weisen heute rund 400 000 behördlich genehmigte KW- und UKW-Amateur- sendestationen in der Welt aus. Die Sendeleistungen reichen von nur wenigen Watt bis zu mehreren Kilowatt. Nach dem Stande vom 20. Mai 1965 waren in der DDR 2063 Amateursendestationen vom Ministerium für Post- und Fern¬ meldewesen zugelassen sowie 3000 organisierte KW- und UKW-Hörer beim Radioklub der DDR erfaßt. Es liegt auf der Hand, daß trotz des gemeinsamen großen Zieles aller Funkamateure die Interessen der 400000 unterschiedlich sind. So haben sich im Laufe der Jahre Gruppen gebildet, die durch gleiche Interessen miteinander verbunden sind. Die Mitglieder einer dieser großen Gruppen haben den Ehrgeiz, im sportlichen Wettstreit miteinander um Rekorde zu ringen. Sie wollen nicht wahllos Funkverbindungen tätigen, sondern möglichst jeden Winkel der Erde erreichen und mit den Funkamateuren möglichst vieler Länder in freundschaftlichen Kontakt kommen. Es ver¬ steht sich von selbst, daß dazu nicht nur viel Geduld und Zielstrebigkeit gehören, sondern daß es auch notwendig ist, die Sende- und Empfangs¬ geräte sowie die dazugehörigen Antennen auf einem dem Weltniveau entsprechenden Stand zu halten und ausgezeichnete funkbetriebliche Kenntnisse zu haben. Die Tätigkeit dieser Amateure ist keinesfalls eine Spielerei, sondern ausgesprochener Leistungssport. Nicht die QSL-Karten der „seltenen Vögel“ sind das erstrebte Endziel der DX-Jäger, sondern die von den verschiedenen Amateurfunkorganisationen gestifteten Di¬ plome, die dem Inhaber bestätigen, daß er mit Amateurstationen be¬ stimmter Länder erfolgreiche Funkverbindungen getätigt bzw. diese 230 gehört hat und dies durch Vorlage der entsprechenden QSL-Karten nach weisen konnte. In letzter Zeit hat die Zahl der Amateurfunkdiplome mit den unter¬ schiedlichsten Bedingungen in erschreckendem Maße zugenommen, und es dürfte dem einzelnen Amateur kaum möglich sein, alle ihm zugäng¬ lichen Diplome zu erwerben. Doch stellen diese Diplome keine neue Er¬ findung dar. Die ältesten von ihnen kennen wir bereits viele Jahrzehnte, sie sind fast so alt wie der Amateurfunk selbst. Hierzu gehören die Di¬ plome WAG (Worked all Continents) und DXCC (DX Century Club). Das WAC bestätigt seinem Inhaber, daß er mit mindestens je einer Amateurstation in Europa, Asien, Afrika, Nordamerika, Südamerika und Ozeanien eine erfolgreiche Funkverbindung hatte, während das DXCC den Besitz von QSL-Karten für Funkverbindungen mit mindestens 100 verschiedenen Ländern der Erde ausweist. Heute gibt es mehr als 700 verschiedene Amateurfunkdiplome, die zudem in mehreren Klassen und zum Teil für Verbindungen auf verschiedenen Bändern oder in verschiedenen Betriebsarten (Telegrafie, Telefonie, Einseitenbandtelefonie) ausgegeben werden. Um den Funkamateuren der DDR den Erwerb von Diplomen zu erleich¬ tern, ihnen die Bedingungen zu vermitteln, ihre Anträge zu prüfen und weiterzuleiten, wurde beim Radioklub der DDR ein Diplombüro gebildet. Seine Arbeitsweise ist durch die für alle Funkamateure der DDR ver¬ bindliche Diplomordnung des Radioklubs der DDR geregelt. Im Elektronischen Jahrbuch 1966 veröffentlichten wir die Bedingungen für eine Reihe von Diplomen, die vom Radioklub der DDR, vom Zentralen Radioklub der UdSSR und vom Zentralen Radioklub der CS SR gestiftet wurden. Der an den Bedingungen dieser Diplome interessierte Leser möge dort nachlesen. Nachstehend bringen wir die Bedingungen für den Erwerb einiger neuer Diplome aus der DDR sowie einiger Diplome aus der Volksrepublik Bulgarien, der Volksrepublik Polen und der Ungari¬ schen Volksrepublik. Der DM*DX-Klub und das DM-DX-Klub-Award Um eine stärkere Aktivierung des DX-Sportes in der DDR zu erzielen, junge Kameraden an den Leistungssport heranzuführen und das Ansehen der Funkamateure der DDR im Ausland durch eine qualitative und quan¬ titative Verbesserung der Contestergebnisse zu erhöhen, gründete der Radioklub der DDR den DM-DX-Klub (DX-KIub der DDR). Der I)M- DX-Klub ist eine Interessengemeinschaft von Funkamateuren der DDR und wird vom Referat Amateurfunk des Radioklubs der DDR geleitet. Die Aufgabe seiner Mitglieder ist es, jungen Kameraden mit Rat und Tat zur Seite zu stehen, die Funkamateure dpr J)DR und ihren ftadioklub 231 würdig im Äther zu vertreten, an internationalen DX-Contesten teil¬ zunehmen, das faire sportliche Verhalten auf den Amateurbändern zu wahren und zu fördern sowie durch Gründung eines DM-Contest-Teams gute Ergebnisse in internationalen Contesten zu erzielen. Mitglied des DM-DX-Klubs kann auf Antrag jeder Funkamateur der DDR werden, der im Besitz einer gültigen Amateurfunkgenehmigung ist und nach¬ stehende Bedingungen erfüllt hat. Erforderlich ist der Nachweis von mindestens 100 gearbeiteten Ländern nach der DXOC-Liste, wobei alle 6 Erdteile vertreten sein müssen. Jedes DXCC-Land zählt 1 Punkt, Außerdem muß der Bewerber im Besitz von mindestens 15 verschiedenen Grunddiplomen sein; er kann für jedes Di¬ plom 1 Punkt anreehnen. Über die 15 obligatorischen Grunddiplome hinaus werden unter Anrechnung je eines weiteren Punktes verschiedene Klassen der Diplome sowie die gleichen Diplome auf verschiedenen Bändern oder für verschiedene Betriebsarten anerkannt. Wegen der Schwierigkeit ihres Erwerbs gelten für die Diplome WA DM I und II, R-1Ö0-S, li- 100 - 0 , ZMT, WAZ, WAS, WASM II, WAE 1 und II, AAA, CDM, DDRM, WAZL, WAP, DUFIII und IV, WAC 3,5 MHz und S6S für 28, 7 und 3,5 MHz je 2 Punkte. Diplome mit genau den gleichen Bedingungen werden nur einmal angerechnet. Weitere Punkte gut¬ geschrieben erhält der Bewerber durch entsprechende Plazierung bei internationalen Contesten innerhalb der letzten zwei Jahro vor Antrag. Stellung. 232 Bei den Contesten WADM, WAEDX, WWDX und CQ-MIR werden nachstehende Punkte berechnet: 1. Platz innerhalb der beteiligten DM-Stationen 10 Punkte, 2. Platz 9 Punkte, 3. Platz 8 Punkte usw. bis 10. Platz 1 Punkt. Für alle anderen internationalen Conteste, die im Contestkalender des Radioklubs der DDR enthalten sind, werden die Plätze 1 bis 5 der be¬ teiligten DM-Stationen bewertet, und zwar: 1. Platz 8 Punkte, 2. Platz 6 Punkte, 3. Platz 4 Punkte, 4. Platz 2 Punkte, 5. Platz 1 Punkt. Bei allen Contesten wird in der Plazierung unterschieden nach Einmann- und Mehrmannbetrieb sowie Einband- und Mehrbandbetrieb. Für die Mitgliedschaft im DM-DX-Klub müssen insgesamt 150 Punkte nach vorstehender Aufstellung nachgewiesen werden, die sich aus min¬ destens zwei der Wertungsarten zusammensetzen (DXCC-, Diplom- und Contestwertung). Beiträge für die Mitgliedschaft im DM-DX-Klub werden nicht erhoben. Die Mitglieder des DM-DX-Klubs führen auf ihren QSL-Karten den Hinweis Member of DM-DX-Club. — Das DM-DX-Klub- Award DMDXA kann von allen Funkamateuren der Welt einschließlich SWLs erworben werden, die den Nachweis führen, daß sie ab l.Mai 1965 eine bestimmte Anzahl von Mitgliedern des DM-DX-Klubs gear¬ beitet bzw. gehört haben. Funkamateure der DDR können das Diplom erwerben, wenn sie mindestens 10 Mitglieder des DM-DX-Klubs gear¬ beitet und dabei mindestens 3 Bänder benutzt haben. Für Funkamateure außerhalb der DDR gelten erleichterte Bedingungen. Die QSL-Karten der D 1.'- DX-Klub -Mitglieder müssen beim Antragsteller, die des Antrag¬ stellers bei den Mitgliedern des DM-DX-Klubs vorliegen. Die Gebühr für das Diplom beträgt für Antragsteller aus der DDR 3,— MDN. Der DM-DX-Klub hat zur Zeit folgende Mitglieder (Stand 17.4.66); DM 2 ABB, ABO , AEC, AOH, AHM, AIO, AMG, AND, AQL, ATD, A TH, A TL, A UD, A ü0, A WG, A YK, BJD, BTO, BUL, CCM, CFM, CHM; DM UML, PBM, SBM, SMD, XSB, ZCG. 233 Der CHC-Chapter 23 der DDR und das Diplom DMCA Der Certificate Hunter's Club — CHC - (Internationaler Diplomjägerklub) macht es sich zur Aufgabe, alle Arten von Amateurfunkleistungen zu fördern, um damit eine öffentliche Anerkennung der Funkamateure zu erreichen, die einen großen Beitrag zur Entwicklung der Nachrichten¬ technik und zur weltweiten Verständigung der Menschen geleistet haben. Gleichzeitig ist der CHC bemüht, Funkamateure zu größeren Leistungen anzuspornen und neue Freunde für den Amateurfunk zu gewinnen. CHC-Mitglieder und CH C- An Wärter der DDR vereinigen sich im DM- CHC-Chapter 23 (nationale Gruppe der Funkamateure der DDR im Certificate Hunter's Club). Die Mitglieder des CHC-Chapter 23 tragen durch ihre aktive und erfolgreiche Amateurtätigkeit zur Hebung des internationalen Ansehens des Amateurfunks der DDR bei. Sie zeichnen sich durch sportlich faires Verhalten im Äther und durch prompten QSL-Karten-Versand aus. Es ist ihnen eine besondere Verpflichtung, anderen Funkamateuren ihre Erfahrungen zu vermitteln und ihnen kameradschaftlich zu helfen. Durch freundschaftliche Zusammenarbeit des T)M-CHC-Chapter 23 mit. anderen nationalen CHC-Chapters haben seine Mitglieder besondere Vergünstigungen hinsichtlich des Austauschs gebührenpflichtiger Di¬ plome. Von den DM-CHC-Chapter- Mitgliedern w'ird lediglich eine ein¬ malige Gebühr von 5,- MDN erhoben. Die 67/C-Mitgliedschaft setzt den Besitz von mindestens 25 Amateur¬ funkdiplomen bzw. den Nachweis von 25 Diplompunkten nach besonderen Regeln voraus, jedoch kann Mitglied im DM-CHC-Chapter 23 jeder Funkamateur der DDR (einschl. SWLs) werden, der mindestens 12 Di¬ plome bzw. Diplompunkte nachweisen kann. Damit ist er gleichzeitig CHC'-Anwärter. Auch hierbei zählen Diplome mit den gleichen Bedingun¬ gen nur einmal, jedoch rechnen jede Klasse eines Diploms sowie jede Betriebsart, in der das Diplom erworben wurde, gesondert. Eine höhere Klasse schließt alle niederen Klassen des gleichen Diploms ein, auch wenn diese nicht erworben wurden. Es sind jedoch nicht mehr als 3 Punkte für das gleiche Diplomprogramm anzurechnen. CHO-Mitglieder führen auf ihren QSL-Karten ihre CHC'-Mitgliedsnummer. Die C/7C-Anwärter dürfen den Vermerk Member of CHC-Chapter 23 benutzen. Der DM-CHC-Chapter 23 gibt ein eigenes Diplom DMCA heraus, das von jedem Funkamateur der Welt (einschließlich SWLs) erworben werden kann. Hierfür zählen, unabhängig vom benutzten Band oder von der verwendeten Betriebsart, alle bestätigten Funkverbindungen mit Mit¬ gliedern des DM-CHC-Chapter 23 ohne zeitliche Beschränkung, 234 Es gibt 3 Klassen des Diploms: Klasse I — 10 Mitglieder in 5 Bezirken der DDR Klasse II — 20 Mitglieder in 8 Bezirken der DDR Klasse III — 30 Mitglieder in 10 Bezirken der DDR Für Empfangsamateure gelten die Bedingungen sinngemäß. Die Gebühr für jede Klasse des Diploms beträgt für Antragsteller aus der DDR 2,50 MDN. Mitglieder des DM-CHC-Chapter 23 sind zur Zeit (Stand Juni 1966): DM 2 ABB, ABG, ABL, ACB, ADO, AEE, AGH, AHB, AHK, AHM, AIE, AIO, AMG, ANA, ANN, APG, AQI, AQL, ARE, ATD, ATG, ATH, ATL, AÜD, AÜG, AUO, AVG, AWG, AXM, AXO, AYK, AYL, AZB, BBE, BCN, BDD, BEL, BEO, BFM, BJA, BTO, BUL, CCM, CDO, CFM, CHM, CLM, CUL, CÜO, DEO-, DM 3 BL, GG, IG, JBM, JML, JZN, LMD, ML, NML, OEE, PBM, RBM, RM, SBM, SMD, TPA, VE, UVO, VBM, VED, VOK, WHN, XIG, XPA, XSB, YFII, YPA, ZBM, ZOG, ZDA, ZMO, ZWH; DM 4 BD, EL, HG, OM, PKL, SKL, TEL, WKL, XGL, ZBD, ZCM, ZEL, ZHO; DM 5 BN, MM/mm; ZA 2 ACB-, DM 2025/G, DM-EA-2542/L. Das Diplom RDS (Gearbeitet mit allen volksdemokratischen Ländern) Die Bedingungen für dieses vom Zentralkomitee der DOSO (Volksrepublik Bulgarien) herausgegebenen Diploms sind ähnlich denen des ZMT vom Zentralen Radioklub der CSSR. Es zählen bestätigte Funkverbindungen mit Amateurstationen aus sozialistischen Ländern ab 1.9. 1952, wobei mindestens 100 Punkte von 120 möglichen gesammelt werden müssen. Geforderte Mindestrapporte: RST 337 bzw. RSM 343. Obligatorisch sind je 5 Verbindungen mit LZ 1 und LZ 2. Hierfür werden 25 Punkte gewertet. Weitere Punkte sind zu erreichen durch Verbindungen mit 4 Distrikten SP (4 Punkte), 2 Distrikten OK (2 Punkte), 2 Distrikten HA (2 Punkte), ZA (6 Punkte), HL (Koreanische Volksdemokratische Republik, 8 Punkte), 4 Distrikte YO (4 Punkte), 2 Bezirke DM (2 Punkte), UA 1, TJA 2, TJA 3, TJA 4, TJA 6 (je 2 Punkte;, TJA 9 (6 Punkte), TJA 0 (8 Punkte), DB 5, UC 2 (je 2 Punkte), UD 6, TJF 6, UG 6 (je 3 Punkte), UH 8, UI 8, UJ 8, UL 7, UM 8 (je 4 Punkte), UN 1, UO 5, UP 2, UQ 2, JJR 2 (je 2 Punkte). Das Diplom ist für Funkapiateure der DDR kostenlos. 233 Das Millennium SP Award MSPA (1000 Jahre Polen) Als Beispiel für Diplome, die nur einmalig und in einem bestimmten Zeitraum erworben werden können, sei das Diplom angeführt, das zur Feier des 1000. Jahrestages Polens vom PZK der Volksrepublik Polen gestiftet wurde. Es kann von allen Amateuren erworben werden, die in der Zeit vom 1. 1. 1960 bis zum 31. 12. 1966 Funkverbindung mit min¬ destens 25 SP-Stationen nachweisen und dabei alle 9 Distrikte SP 1 bis SP 9 erreichen. Es zählen Verbindungen auf den Bändern 3,5 MHz bis 28 MHz. Für Nichteuropäer gelten erleichterte Bedingungen. Die Anträge müssen bis spätestens 31. 1. 1967 beim Herausgeber vorliegen. Für Funk¬ amateure aus der DDK. ist das Diplom gebührenfrei. Es wird auch an Hörer ausgegebon. Das Diplom AC 15 Z (Alle Länder der Zone 15) Die Funkamateure haben den Erdball in 40 Zonen eingeteilt. Vom PZK der Volksrepublik Polen wird ein Diplom herausgegeben, das alle Funk¬ amateure der Welt, erwerben können, die mindestens 23 der nachste¬ henden Länder bzw. Gebiete der Zone 15 gearbeitet haben und dies durch QSL-Karten nachweisen: FC, HA, HV, 11, IS, IT, M 1, OE (2 Distrikte), OH (3 verschiedene Distrikte), OK, SP (4 verschiedene Distrikte), UA 2, UP 2, UQ 2, UR 2, YU (3 verschiedene Distrikte), ZA, 9 H 1 (früher ZB 1). Es gelten sämtliche Funkverbindungen ab 1. 1. 1955; zugelassen sind alle Bänder und Betriebsarten, cw, fone oder gemischt. Zu den gleichen Bedingungen kann das AC 15 Z auch von Hörern erworben werden. Funk¬ amateure der DDR erhalten es kostenlos. Die Diplome W 21 M uod H 21 M (21. Meridian von Warschau gearbeitet bzw. gehört) Auch diese Diplome werden vom PZK herausgegeben für nachgewiesene QSL-Karten von Funkamateuren aus mindestens 16 der nachstehenden Länder bzw. Gebiete: LA/p (Spitzbergen), LA/LB/LJ, OH, OH 0, SM/SL, UP 2, UQ 2, UA 2, SP 5, OK, HA, YO, YU, ZA, SV, 5 A, TT 8, 9 Q 5, CR 6, ZS (1, 2, 4,5, 6), ZS 3, ZS 9, TL 8. Alle übrigen Bedingungen (Zeitraum, Bänder, Gebühren usw.) ent¬ sprechen denen des Diploms AC 15 Z. 236 Der SP-DX-Club Der SP-DX-Club der Volksrepublik Polen verleiht zugleich mit dem gleichnamigen Diplom die Ehrenmitgliedschaft an alle Funkamateure der Welt, die ab 1. Oktober 1959 Funkverbindungen mit mindestens 15 (Außereuropäer nur 10) Mitgliedern des Clubs nachweisen können und deren QSL-Karten sich im Besitz der Mitglieder befinden. Auch dieses Diplom ist für die Funkamateure der DDR gebührenfrei. Als Mitglieder des SP-DX-Clubs sind bekannt (Stand 1. 2. 65): SP 1 AF31; SP 2 AJO, AP, BA, BE, HL, LV\ SP 3 AK, DG, HD, PK, PL; SPS AON, ADZ, AEF, AIB, AI M, ALG, GX, HS, XM, YY; SP 6 AAT, ALL, BZ, FZ; SP 1 AZ, HX; SP S AAH, AG, AJK, AOV, CK, CP, EV, HR, HT, HU, JA, MJ, SR, SZ; SP 9 ACK, ADV, AJL, CS, DN, DT, EU, FR, KJ, NH, P T. QS, RF, SF TA, UH. Das Diplom WIID (Ungarische gearbeitete Distrikte) Dieses Diplom wird vom Zentralen Radioklub der Ungarischen Volksre¬ publik ausgegeben für Verbindungen mit je 2 verschiedenen Stationen aus 8 HA-Distrikten (HA 1, HA 2, usw. bis HA 0). Es gelten alle Verbin¬ dungen ab 1. 1. 1968. Den Anträgen müssen die QSL-Karten für die ungarischen Stationen beigefügt werden. Für Antragsteller aus der DDR ist das Diplom gebührenfrei. Für außereuropäische Bewerber gelten vereinfachte Bedingungen. Die Diplome Budapest I, Budapest II und Budapest III Diese Diplome werden vom Radioklub Budapest an alle lizensierten Funkamateure der Welt verliehen, wenn sie die entsprechenden Be¬ dingungen erfüllt haben. Funkamateure der DDR erhalten die Diplome gebührenfrei. Europäische Stationen müssen für das Budapest / im Verkehr mit Buda- pester Stationen 15 Punkte sammeln. Dabei gelten sämtliche Ver¬ bindungen ab 1. 1. 1959, alle Bänder und Betriebsarten. Für Verbindungen mit den Klubstationen HA 5 KDQ, HG 5 KDQ, HA 5 KDI oder HG 5 KD1 können 3 Punkte berechnet werden, jedoch 237 zählt nur eine Station. Verbindungen mit allen Mitgliedern des Radioklubs Budapest ergeben je 2 Punkte, mit allen anderen Budapester (HA 5-) Stationen je 1 Punkt. Für Verbindungen ausschließlich auf den TJKW- Bändern sind nur 8 Punkte erforderlich. Die ungarischen UKW-Stationen verwenden statt des sonst üblichen Kenners HA den Kenner HO. Für außereuropäische Bewerber gelten erleichterte Bedingungen auf den KW-Bändern. Das Diplom Budapest 1 kann auch von Hörem erworben werden. Mit¬ glieder des Radioklubs Budapest sind (Stand 1. 10. 65): HA 5 AA, AE, AN, AW, BM, BS, CA, CQ, DA, DB, DI, DQ, EG, FE, FK, FW, KAA, KAG, KBC, KDF, KFZ, KBF; HA 7 PS; HG 5 CA, CK, CQ, CR, EG, EQ, ER, ES, EU, EV, KBC, KCC, KEB, KEZ, KFZ; HG 7 PU. Zu den gleichen Bedingungen kann jährlich von allen Sendestationen (nicht von SWLs) ein besonderes Diplom Budapest II erworben werden, und zwar in der Zeit vom 10. Mai, 00.00 Uhr GMT, bis 20. Mai, 24.00 Uhr GMT. Die Anträge hierfür, denen die QSL-Karten für die HA-Stationen beigefügt werden müssen, sind bis zum 1. 8. jedes Jahres an den Heraus¬ geber abzuschieken. Im gleichen Zeitraum (10. bis 20. Mai) kann auch jährlich ein Diplom Budapest III erworben werden. Die Budapester Stationen senden in ihrem QSO-Text eine 5stellige Kontrollnummer, die aus BST und der 2stelligen Distriktnummer der Großstadt Budapest besteht. Europäische KW-Stationen müsson 10 verschiedene Budapester Distrikte arbeiten, um das Diplom Budapest III zu erwerben, UKW-Stationen benötigen nur 5 Distrikte. Für außereuropäische Bewerber gelten auf den KW- Bändern auch dabei erleichterte Bedingungen. Die Budapest-Award-Tage tragen den Charakter eines Contests. Die Partner der HA-Stationen sollen ebenfalls eine Sstellige Kontrollziffer senden, bestehend aus BST und der Nummer der Zone (für DM: 14). Auch die Anträge für das Diplom Budapest III müssen bis zum 1.8. eines jeden Jahres abgeschickt sein, unter Beifügung der QSL-Karten für die HA-Stationen. Wer das Budapest III 5 Jahre nacheinander erwirbt, erhält eine besondere Trophäe. Für Empfangsamateure wird das Budapest III nicht aus¬ gegeben. Jährlich wiederkehrende Conteste Höhepunkte in der Arbeit der Funkamateure sind die von den einzelnen Amateurorganisationen veranstalteten Conteste, die zum Teil nationalen Charakter tragen, größtenteils aber weltoffen veranstaltet werden. Sie 238 stellen eine Leistungskontrolle der Amateurfunker dar und sind, jeder Contest für sich, gewissermaßen eine im Fernwettkampf durchgeführte Weltmeisterschaft der Funkamatevre. Dabei kommt es darauf an, während der Contestzeit möglichst viele Verbindungen mit anderen Contest- teilnehmern zu tätigen. Für jede Verbindung gibt es eine bestimmte Punktzahl, die häufig mit der Anzahl der je Band gearbeiteten Länder, Distrikte usw. multipliziert wird. Dai’aus resultiert dann die Gesamt¬ punktzahl des einzelnen Contestteilnehmers. Durch Vergleich der von den Teilnehmern an den Veranstalter einzusendenden Contest-Logs wird die Richtigkeit der Abrechnungen kontrolliert und die Plazierung der Teil¬ nehmer ermittelt. Jeder Contestteilnehmer ist verpflichtet, seine Ab¬ rechnung pünktlich einzusenden, da sonst seinen QSO-Partnem wegen Fehlens der Vergleichsmöglichkeit die Punkte verlorengehen. Contest-QSOs unterscheiden sich von den üblichen QSOs dadurch, daß sie als „Blitz-QSOs“ abgewickelt werden, also außer dem Rufzeichen¬ austausch nur eine kurze Begrüßung, einen Kontrollziffernaustausch und eine kurze Dankesformulierung enthalten. Außerdem werden sie meist mit enormem Sendetempo abgewickelt. Die Kontrollziffern bestehen im allgemeinen aus dem ßstelligen RST und einer ßstelligen laufenden Num¬ mer, beginnend mit 001. An Stelle der laufenden Nummern werden in manchen Contests aber auch andere Zahlen ausgetauscht, z.B. die Zone des Teilnehmers, sein Lebensalter, die Zeit seiner Aktivität in Jahren o.ä. Deshalb ist es notwendig, daß sich jeder Funkamateur vor Teilnahme 239 an einem Contest mit den Bedingungen vertraut macht. Bas gilt gleicher¬ maßen für die genaue Contestzeit, die manchmal Änderungen unterworfen ist. Nachstehender Plan gibt eine grobe Übersicht über einige nahezu fest¬ stehende, regelmäßig wiederkehrende Contesttermine: 1. Sonntag im Februar DM-Aktivitäts-Contest zum Jahres¬ 1. Sonntag im April 1.—3. Wochenende im April 4. Wochenende im April 1. oder 2. Wochenende im Mai 10.-20. Mai 1.-15. Juli 1. Sonntag im September 3. Wochenende im September 4. Wochenende im September 1. Wochenende im Oktober 1. Wochenende im November 2. Sonntag im November Letzter Sonntag im Dezember oder 1. Sonntag im Januar tag der Verkündung der 1. Amateur¬ funkverordnung in der DDR HA-Contest Internationaler SP-DX-Contest Niederländischer PACC-Contest Sowjetischer internationaler MIR- Contest Budapest-Award-Tage SOP-Wottbowerb zur Ostseewoche LZ-Contest Skandinavischer Aktivitäts-C'ontest (cw-Teil) Skandinavischer Aktivitäts-Contest (fone-Teil) WADM-Contest zum Jahrestag der DDR DM-UKW-Contest Internationaler OK-DX-Contest DM- J ahresa bschlu ß wett kampf 240 Weltkarte der Landeskenner Elektronisches Jahrbuch 1967. Faltbeilage Lancleskennerkarte (Europateil); statt ZB 1 heißt es jetzt- 9H1, bei DL/DJ kommt hinzu DK / tief Es war einmal, schon viele Tage her, daß Huggy, unser Rabe, wie vom Schlag getroffen, trübsinnig von Ast zu Ast flatterte. Lustlos saß er nach¬ mittags vor seinem Rabena-Fernsehapparat, fünfmal hatte er bereits die „Töchter des großen Raben“ gesehen, aber nicht ein einziges Mal das, wovon ihm sein Brieffreund Kolja aus Moskau geschrieben hatte: „Das Jugendprogramm des Fernsehens bringt regelmäßig Bastelanleitungen für den Bau elektronischer Geräte.“ Und Huggy hätte doch für sein Rabenleben gern das Basteln gelernt ... Als er nun merkte, daß ihm der Deutsche Fernsehfunk dabei nicht half, nahm enalle Energie zusammen und flog in die weite Republik. Nicht lange, da sah er unter sich eine große Stadt mit vielen neuen hohen Häusern, einem roten Rathaus und einem im Bau befindlichen großen Fernsehturm. Aha, dachte Huggy, hier wird mir bestimmt jemand helfen, das Basteln zu lernen. Er kam an ein großes Haus, in dem waren viele Kapazitäten versammelt. Und aus einem offenen Fenster dröhnte eine gewaltige Stimme: „Unsere wichtigste Aufgabe als Gesellschaft für Sport und Technik ist die unmittel¬ bare Anleitung . . .“ „Bravo, bravo!“ funkte Huggy dazwischen, „ich brauche eine unmittelbare und möchte fragen, w>o ich das Basteln er¬ lernen kann!“ „Da such dir irgendwo irgendeinen Radioklub, es gibt eine Menge davon!“ erscholl die Stimme des Anleiters, und dann schloß sich das Fenster. Da war Huggy nicht viel schlauer als vorher und setzte sich müde wie eine alte Batterie auf einen Leitungsmast. Doch an Schlaf war nicht zu denken, denn unter ihm stritten sich zwei Jungen: „Du hast'klug reden, Baupläne kaufen! Geh doch mal und versuch dein Glück. In den Buchhandlungen sagen sie, daß sie sich nicht mit solchem Ramsch be¬ fassen können. An den Zeitungskiosken waren sie ausverkauft, und nach¬ bestellen, das erlaubt der PZV nicht. In den Bastelläden hatten sie auch keine zu verkaufen, weil diese Läden nicht direkt beim LKG in Leipzig bestellen können. Und dann war ich . . .“ 16 Elektronisches Jahrbuch 1967 241 Da seufzte Huggy tief, bedauerte die beiden Jungen sowie sich selbst und machte sich auf den Weg zum Radioklub der DDR. Doch auch dort konnte man ihm weder Baupläne noch eine Liste der in der DDR exi¬ stierenden Radioklubs geben. Von im weiten Lande bestehenden Arbeits¬ gemeinschaften „Elektronische Massenarbeit“ hatte man dort allerdings schon gehört und auch von Bastelbüchern . . . Da nahm Huggy allen Mut zusammen und fragte in einer Buchhandlung nach einem elektronischen Experimentierbuch. Es wurden ihm wider¬ standslos zwei Bücher vorgelegt: eines für 23.— MDN von Hans Richter, das vom Verlag für Radio-Foto-Kinotechnik aus Westberlin zu uns gekommen ist, und ein anderes für 10.80 MDN von Hagen Jakubaschk, das in einer Lizenzausgabe nach Westdeutschland gehen soll. . . Verstört durch diesen Widersinn und die unterschiedlichen Kosten dachte Hyggy an den Abschn. III, §9, der Funk-Entstörungsordnung: „Die Kosten bei Ersatzvornahme können im Verwaltungszwangsverfahren beigetrieben werden.“ „Huh, huh!“ krächzte unser Rabe wie ein schlechtjustierter Lautsprecher und begab sich in den Treptower Park. Dort sollte die Pionierinsel sein. Doch bevor er sie erreichte, kam - wie in vielen Märchen—plötzlich ein Wan¬ derer des Wegs, gebückt unter der Last eines schweren Rucksacks. „Ich bin der Rabe Huggy und auf dem besten Wege, das Basteln zu ler¬ nen. Und wer bist du, und was drückt dich so schwer?“ — „Ach, weißt du, das ist ein Sack gefüllt mit vielen, vielen Widersprüchen, und es ist eine Strafe. Ich bin nämlich der Leiter des RFT-Geschäfts in der Berliner Warschauer Straße und habe zwar eingesehen, daß Radiobasteln im Rahmen der polytechnischen Bildung sehr wichtig ist, ich gehörte auch der Kom¬ mission des ehemaligen Volkswirtschaftsrats an, die beschloß, dem Ama¬ teur-Versandhaus „funkamateur“ in Dresden den gesamten Bastler- Bauelemente-Versand zu übertragen. Aber nun tut keiner mehr etwas zu seiner Unterstützung, deshalb funktioniert es mit den Schaltungen an der Basis bzw. mit den Basisschaltungen noch nicht überall, und ich werde wohl noch eine Weile meinen Packen schleppen. Aber auch du wirst auf all diese Dinger und so stoßen und sogar dem Teufel noch per¬ sönlich begegnen, das sage ich dir!“ Der restlos erschütterte Huggy fiel auf die nächste Bank — direkt neben eine Elektronikbroschüre. Doch als er sie elektrisiert mit dem Schnabel packte, grollte es daraus: „Hier hast du den Teufel schon in höchsteigener Person. Bei mir werden Impedanzwandler zu Impotenzwandlern, da wird jemand vom Pilofe» synchronisiert, da werden Direktoren aus Antennenlitze hergestellt und passend zugeschnitten, da kommt es durch geringe Herzschrumpfung zu inneren Spannungen, da wird ein Bandfilter bekämpft und eine VerscAwssendung gestartet. Und schließlich klin gt ein Schalter aus, um ein kurzweiliges Amateurband einzuschalten.“ 242 „Hi-lii!“ quietschte Huggy funkamateurgereeht auf wie eine Rück¬ kopplung, „wenn’s weiter nichts ist — mit dem Teufel werde ich im Kral- lenumdrehen fertig!“, und er wollte mit der Broschüre im Schnabel auf und davon. Doch seine Freude war verfrüht: vor ihm erhob sich plötzlich ein Riesenberg aus lauter Widerständen. Und als er ihn staunend anstarrte, ertönte eine liebliche Stimme: „Huggy, du willst das Basteln lernen. Du wirst es erlernen. Aber erst mußt du dich durch diesen Berg fressen.“ Und unser Rabe, ganz besessen davon, das Basteln nun endlich zu lernen, begann, einen Widerstand nach dem andern aufzufressen. Es hat zwar den Anschein, als fresse er noch heute, doch soll man die Zähigkeit von Raben nicht unterschätzen . . . Nacherzählt von Hans-Werner Tzschichhold Karl Rothammel — DM 2 ABK Anteiuienmeßpraxis für den Funkamateur Der Wirkungsgrad einer Antenne läßt sich nur annähernd vorausbestim- men, denn er wird von einigen Faktoren beeinflußt, die man rechnerisch nicht oder nur sehr unvollkommen erfassen kann. Es ist deshalb ratsam, die Energiebilanz der Antenne meßtechnisch zu untersuchen und nach diesen Messungen gegebenenfalls Korrekturen zur Verbesserung des Wir¬ kungsgrades vorzunehmen. Im kommerziellen Sektor werden Antennenmessungen sehr exakt und mit entsprechend großem Aufwand an hochwertigen Meßgeräten durch¬ geführt. Auch der Funkamateur sollte nicht darauf verzichten, seine Antenne mit den ihm zur Verfügung stehenden einfachen Meßmitteln zu überprüfen, denn diese verhältnismäßig geringe Arbeit lohnt immer. Als Meßgeräteausstattung genügen ein Resonanzmesse.r (Grid-Dip-Meter) und ein Stehu-ellenanzeiger (Reflektometer) bzw. eine HF-Widerstands¬ meßbrücke (Antennascope). Die beiden letztgenannten Geräte können ohne großen Kostenaufwand selbst hergestellt werden, ein Grip-Dip- Meter dürfte ohnehin bei den meisten Funkamateuren vorhanden sein. Mit diesen einfachen Geräten lassen sich die wichtigsten Antennenmes¬ sungen durchführen, und zwar: — Feststellen der Antennenresonanz (Grip-Dip-Meter); — Messen des Speisepunktwiderstandes (Antennascope); — Messen der Anpassung (Reflektometer). Grundsätzlich kann jede Antenne sowohl über eine abgestimmte als auch über eine angepaßte Speiseleitung erregt werden. Bei der abgestimmten Speiseleitung führen Antennenleiter und Energieleitung stehende Wellen. Deshalb muß auch die Speiseleitung in ihrer Länge auf Resonanz mit der Sendefrequenz abgestimmt sein (Länge XI 4 oder ganzzahlige Vielfache von //'l). Dabei braucht der Antennenloiter in sich nicht unbedingt mit der Sendefrequenz resonant zu sein, wichtig ist lediglich, daß die Gesamtlänge (Antennenleiter plus Speiseleitung) der Resonanzbedingung genügt. Der Wellenwiderstand der abgestimmten Speiseleitung hat nur untergeordnete Bedeutung. 244 Werden Antennen mit abgestimmter Speiseleitung in Verbindung mit einem brauchbaren Antennenkoppler (Collins-Filter usw.) verwendet, so kann man auf spezielle Messungen verzichten. Wird das Abstimm¬ verfahren beherrscht, dann stellen sich Antennenresonanz und optimale Anpassung zwangsläufig ein. Da abgestimmte Speiseleitungen stohende Wellen führen, geben sie manchmal Anlaß zu Störungen in benachbarten Rundfunk- und Fernsehempfängern (BCI und TVI). UKW-Antennen werden ausnahmslos über angepaßte SpeiseJeitungen erregt, und auch im KW-Bereich bevorzugen die Amateure mehr und mehr die Speisung über „flache“ (= angepaßte) Leitungen. Das Wesentliche einer angepaßten Leitung ist ihr Wellenwiderstand, ein von Frequenz und Leitungslänge unabhängiger Kennwert. Es werden unsymmetrische Kabel (Koaxialkabel) mit Wellenwiderständen zwischen 50 und 75 fl'sowie symmetrische 2-Draht-Leitungen (Wellenwiderstände zwischen 60 und 600 fl, meist 240 bis 300 fl) verwendet. Für eine ange¬ paßte Speiseleitung besteht die Forderung, daß Eingangswiderstand Z ]ä und Ausgangswiderstand Z A genau gleich dem Wollenwiderstand Z sind (Bild 1). Unter dieser Voraussetzung darf die Speiseieitung beliebig lang sein. Der Eingangswiderstand Z E läßt sich durch entsprechende An¬ kopplung an die Senderendstufe leicht an den Wellenwiderstand Z der Speiseleitung anpassen, sofern Z x bereits gleich Z ist. Den Speisepunkt¬ widerstand Z A der Antenne hingegen kann man vorerst nur abschätzen; er muß nach Fertigstellung der Antenne meßtechnisch ermittelt werden. Grundsätzlich gilt, claß Z A nur dann reell ist, wenn sich der Antennen- leiter in Resonanz mit der Sendefrequenz befindet. Andernfalls sind in¬ duktive oder kapazitive Blindanteile vorhanden. Die Feststellung der Resonanzfrequenz Die meßteehnische Überprüfung einer Antenne mit angepaßter Speise¬ leitung erfordert zuerst die Feststellung der Resonanzfrequenz des Antennenleiters. In der Amateurpraxis benutzt man dafür einen Resonanz¬ messer, der unter der Bezeichnung Grid-Dip-Meter (kurz Griddipper ) 243 Bild 2 Die Grundschaltung eines Grid-Drp- Meters bekannt ist. Er besteht aus einer einfachen Oszillatorschaltung mit ver¬ änderbarer Schwingfrequenz (Bild 2). In der Zuleitung zum Steuergitter der Oszillatorröhre liegt ein Meßwerk, das den im schwingenden Zustand immer vorhandenen Gitterstrom anzeigt. Wird die Spule des Griddippers einem anderen Schwingkreis genähert und befinden sich beide in Resonanz, so entzieht der nichtschwingende, zu untersuchende Resonanzkreis dem schwingenden Kreis (Griddipper) Energie. Dieser Energieentzug ist am Gitterstrommeßwerk des Griddippers als mehr oder weniger starker Abfall des Gitterstromes (als sogenannter Resonanzdip) zu erkennen. Auch die Antenne kann als Schwingkreis aufgefaßt werden. Im Gegensatz zu einem Schwingkreis mit konzentrierten Bauelementen (Resonanzkreis aus Spule und Kondensator) wird bei der Resonanzmessung einer Antenne mit dem Griddipper auch bei den Harmonischen der Grundwelle ein Gitterstrom¬ dip angezeigt. Antennen mit großer Frequenzbandbreite können mit dem Griddipper nicht gemessen werden, da sich bei diesen ein eindeutiger Resonanzdip nicht mehr feststellen läßt. Aus praktischen Gründen kann man jedoch im allgemeinen auf die Resonanzmessung von Breitbandan¬ tennen verzichten. Zur Resonanzmessung ist die Speiseleitung vom Antennenleiter zu ent¬ fernen. Die Anschlußstellen am Antennenspeisepunkt werden durch eine kurze Drahtschleife überbrückt. Die Spule des Griddippers wird dann an den Strombauch des Antennenleiters angekoppelt. Der Strombauch befindet sich immer eine viertel Wellenlänge von einem offenen Antennen¬ ende entfernt, bei einem Halbwellendipol demnach in der Strahlermitte (Bild 3a). Muß ausnahmsweise die Resonanz in der Hähe eines Spannungs¬ bauches gemessen werden, so wird der Griddipper über eine kleine Koppel¬ kapazität C K direkt mit dem Antennenleiter verbunden (Bild 3 b). Will man den durch den Körper des Messenden verursachten verstimmenden Einfluß mindern, so kann man den Griddipper über eine sogenannte Link-Leitung an den Antennenleiter ankoppeln (Bild 3 c). Eine Link- Lcitung besteht aus einem Stück UKW 7 -Bandleitung oder aus einer ver¬ drillten Doppelleitung, die an beiden Enden mit einer kleinen Koppel- wieklung (etwa 3Wdg.) versehen wird. 246 In der Praxis koppelt man vorerst sehr fest und ermittelt die ungefähre Frequenz. Sodann macht man die Kopplung so lose, daß gerade noch ein ganz schwacher Resonanzdip entsteht. Die nunmehr festgestellte Frequenz, kann im Rahmen der Ablesegenauigkeit als annähernd richtig angesehen werden. Exaktere Meßergebnisse erhält man durch gleich¬ zeitiges Abhören der Griddipperschwingung in einem gut geeichten Empfänger, an dem im Augenblick des Resonanzdips die Frequenz ab¬ gelesen wird. Da die Kenngrößen einer Antenne durch Umgebungseinflüsse verändert werden, dürfte es zweckmäßig sein, die Resonanzfrequenz, am endgültigen Antennenstandort zu ermitteln. Weicht die gemessene Frequenz von der gewünschten Frequenz nach oben ab, so muß der Antennenleiter ver¬ längert werden; ist die gemessene Frequenz niedriger, bo muß man den Antennenleiter verkürzen. Die Messung des Speisepunktwiderstandes Za Der Widerstand im Speiaepunkt einer Antenne Z A — man nennt ihn auch Fußpunktwiderstand — wird in Antennen beschreib ungen immer ange¬ geben. Es handelt sich dabei jedoch um einen Wert, der nur für eine Musterantenne an einem bestimmten Aufbauplatz zutrifft. Abhängig von der Aufbauhöhe und der Antennenumgebung kann jedoch der tatsächliche Fußpunktwiderstand einer Antenne erheblich von den angegebenen Werten abweichen. 247 Da es bei den meisten Antennenformen nachträglich noch möglich ist, den Speisepunktwiderstand zu ändern, sollte man im Interesse einer maximalen Leistungsübertragung den Fußpunktwiderstand messen. Für den Amateurgebrauch eignet sich hierzu besonders das Antennascope nach W2AKF. Es handelt sich um eine HF-Widerstandsmeßbrücke nach dem Wheatstone-Prinzip (Bild 4). Die Brücke wird mit Hochfrequenz gespeist; die in ihr verwendeten Widerstände müssen reell sein, d. h., sie stellen für die Speisefrequenz reine Wirkwiderstände dar. KI und R2 sind untereinander völlig gleich (Genauigkeit 1 Prozent oder besser). Der Widerstandswert selbst ist nicht kritisch, er kann zwischen 50 und 250 ß liegen. Die gleiche Forderung gilt für CI und C2; beide Kondensatoren müssen völlig gleiche Kapazität aufweisen, während der Kapazitätswert selbst nur untergeordnete Be¬ deutung hat. R3 ist ein induktions- und kapazitätsarmes Schichtpotentio¬ meter, von dem gegebenenfalls noch die Abschirmkappe entfernt werden muß. Von diesem Bauteil hängt es entscheidend ab, ob das Antennascope auch noch im UKW-Bereich brauchbare Meßergebnisse liefert. Geeignet erscheinen Schichtdrehwiderstände des VEB Elrado mit der Bestell¬ nummer 0 120070. Für universelle Anwendungen wählt man den Dreh¬ widerstand mit 500 ß lin. Sollen jedoch nur Antennensysteme mit niedri¬ gen Fußpunktwiderständen um 60 ß gemessen werden, so ergibt ein Bild 4 Das Antennascope a Frinzipschaltung der IIF-Meßbrücke; b Schaltung des Anlennascape nach W2AEF; RI = R2 — 200 £!; CI = C2 — 500 pF; RS Drehwiderstand 500 £!; R v Vorwiderstand für Meßinstrument; M Drehspulmeßwerk; etwa 0,2 mA Vollausschlag; D Germaniumdiode 248 100-fl-Drehwiderstand bessere Ablesegenauigkeit. R„ ist der Vorwider¬ stand für das Meßwerk M. Seine Größe hängt ab vom Innenwiderstand des Meßwerkes und von der gewünschten Anzeigeempfindlichkeit. Dreh¬ spulmeßwerke mit 0,05 bis 0,2 mA Vollausschlag sind brauchbar. Sie müssen jeweils über einen möglichst hochohmigen Vorwiderstand R v angeschlossen werden, damit Störungen des Brückengleichgewichtes ver¬ mieden werden. D ist eine handelsübliche VHF-Germaniumdiode. Möglichst kurze Leitungen in den Brückenzweigen ergeben den gewünsch¬ ten induktions- und kapazitätsarmen Aufbau. Auf mechanische Symme¬ trie ist zu achten. Das Gerät wird in einem Abschirmgehäuse unter¬ gebracht, das man in 3 gesonderte Abschirmboxen unterteilt (siehe Bild4b — Abschirmungen gestrichelt eingezeichnet). Die Brücke liegt einseitig an Masse, ist also nicht erdsymmetrisch. Sie eignet sich deshalb besonders für den Anschluß unsymmetrischer Prüflinge (z.B. Koaxialkabel). Es können jedoch auch symmetrische Antennen und Leitungen mit aus¬ reichender Genauigkeit gemessen werden. Die Abschirmung wird nicht geerdet. Als HF-Generator zur Speisung der Brücke eignet sich ein Grid-Dip- Meter ebenso wie jeder andere HF-Oszillator veränderbarer Frequenz. Die zugeführte HF-Leistung sollte 1 W nicht übersteigen; etwa 0,2 W sind bereits ausreichend. Brückengleichgewicht ist vorhanden, wenn der am Drehwiderstand eingestellte Widerstandswert genau dem des bei R x angeschlossenen Prüflings entspricht. In diesem Falle geht das An¬ zeigemeßwerk auf den Wert Null zurück. L T m den Eingangswiderstand einer Antenne festzustellen, wird die Speise¬ leitung von der Antenne entfernt; an ihrer Stelle werden die R x -Buchsen des Antonnascope direkt mit den Speisepunkten des Strahlers verbunden (Bild 5). Wurde die Antennenresonanz vorher mit einem Griddipper R x /Z A Z A Bild 5 Das Messendes Antenneneingangswiderstandes Z K mit dem Antennascope 249 ermittelt, so speist mandasAntennascope mit dieser Frequenz. Am Dreh- widerstand R3 wird Brückennull ( — Nullanzeige Meßwerk) gesucht. Der an R 3 eingestellte Widerstandswert entspricht dann genau dem Eingangs¬ widerstand der Antenne. Kennt man die Antennenresonanz nur annähernd, weil sie vorher nicht gemessen wurde, so muß die Speisefrequenz für die Brücke so lange verändert werden, bis sich ein eindeutiges Brückengleich¬ gewicht hersteilen läßt. Der Fußpunktwiderstand einer Antenne ist nur im Resonanzfall ein reiner Wirkwiderstand. Da mit dem Antennascope lediglich reelle Widerstände gemessen werden können, wird man auch nur dann ein Brückennull finden können, wenn die Speisefrequenz der Antennenresonanzfrequenz entspricht. Es ist deshalb möglich, mit der Meßanordnung Grid-Dip- Meter - Antennascope die Resonanzfrequenz und den Eingangswider¬ stand von Antennen in einem Arbeitsgang festzustellen. Entspricht der ermittelte Eingangswiderstand Z A der Antenne nicht dem Wellenwider¬ stand Z der vorgesehenen Speiseleitung, so muß er unter Kontrolle mit dem Antennascope durch Veränderung der Anpassungsmittel (z.B. Verschieben der X-Glieder, Abstandsveränderungen an parasitären Ele¬ menten, Transformationsglieder usw.) auf den gewünschten Wert ge¬ bracht werden. Oft ist es unmöglich oder zumindest unbequem, die Messung direkt am Antennenspeisepunkt vorzunehmen. In solchen Fällen wird die Er¬ kenntnis ausgenutzt, daß eine Leitung, deren elektrische Länge genau A/2 oder ganzzahlige Vielfache davon beträgt, jeden Widerstand an ihren Eingangsklemmen im Verhältnis 1: 1 auf die Ausgangsklemmen trans¬ formiert. Der Wellenwiderstand der Leitung ist dabei ohne Bedeutung. Es kann also zwischen Strahler und Meßgerät eine A/2-Leitung (2 A/2, 3 A/2, 4A/2 usw.) beliebigen Wellenwiderstandes geschaltet werden. Am Fußpunkt dieser Leitung erhält man dabei genau das gleiche Me߬ ergebnis wie am Antennenspeisepunkt (Bild 5 b). Die exakte geometrische Länge der Halbwellenleitung läßt sich ebenfalls mit dem Antennascope nach folgender Methode bestimmen: Ein nicht zu kurzes Stück der zu messenden Leitung wird frei aufgehängt und an einem Ende kurzgeschlossen; das offene Ende verbindet man mit den R, - Buchsen des Antennascope. Der Droh widerstand R3 steht auf Null. Dann verändert man die Speisefrequenz der Brücke (Griddipper) von niedrigen nach hohen Frequenzen vorsichtig so lange, bis sich Brücken¬ null einstellt. Für diese Meßfrequenz ist nun die Leitung elektrisch genau A/2 lang. Aus dem Verhältnis zwischen der geometrischen Länge der Leitung und ihrer elektrischen Länge (Halbwelle, bezogen auf die Me߬ frequenz) wird dann der Verkürzungsfaktor der Leitung bestimmt, mit dem die geometrische Leitungslänge für jede beliebige andere Frequenz ermittelt werden kann. 250 Die Messung der Anpassung Hat man mit dem Antennascope den Eingangswiderstand Z A einer Antenne ermittelt, so erübrigt sich eigentlich die Messung der Anpassung, denn kennt man den Wellenwiderstand Z der Speiseleitung, so kann Z A = Z gemacht werden, der Anpassungsfaktor m ist dann gleich 1 (= Stehwellenverhältnis 1:1). Leider versagt das Antennascope oft im UKW-Bereich, da die immer vorhandenen induktiven und kapazitiven Blindwiderstände der Bauteile und der Verdrahtung im Bereich sehr hoher Frequenzen die Einstellung des Brückengleichgewichtes verhindern. Ein Reflektometer liefert meist auch noch im UKW-Bereich brauchbare Meßergebnisse des Anpassungs¬ faktors. Seine Wirkungsweise beruht auf der Tatsache, daß nur im Falle Jiild 6 Das MicTceymatch a Eabelstück 1 Außenleiter, Cu-Draht-Geflecht 2 Rest des PVC-Mantels 3 Anschluß Außenleiter 4 Innenleiter 5 isolierter Draht unter dem Außenleiter b Gesamtschaltung des Gerätes X 251 exakter Anpassung die gesamte Hochfrequenzleistung von der Antenne „verarbeitet“ wird. Tritt Fehlanpassung auf, so fließt ein mehr oder weniger großer Anteil der erzeugten Hochfrequenz zum Sender zurück. Mißt man die direkte („durchlaufende“) und die reflektierte („rücklau¬ fende“) Welle, so erhält man aus den beiden Meßwerten das Stehwellen- verhältnis, aus dem der Grad der Anpassung ersichtlich ist. Ein sogenanntes Micheymatch als stark vereinfachtes Reflektometer er¬ möglicht die Messung der direkten und der reflektierten Wellen. Es ist einfach herzustellen und für den Amateurgebrauch hinreichend genau (Bild 6). Auf eine Beschreibung des Gerätes kann verzichtet werden, da in der Fachliteratur ausführliche Bauanleitungen veröffentlicht wurden (z.B . funkamateitr, H. 10, 1964, S. 328). Bezeichnet man die Spannung der direkten Welle mit U d und die der rücklaufenden Welle mit U r , so erhält man die Welligkeit s aus der Beziehung . Ud+Ur s Ud - u r bzw. ihren Kehrwert, den Anpassungsfaktor in, aus Ud-Ur Üd + Ü r Reflektometer haben immer koaxialen Aufbau; der Abschnitt der Me߬ leitung muß den gleichen Wollenwiderstand aufweisen wie die Speise¬ leitung. Ein Reflektometer bleibt auch während des Sendebetriebes in der Energieleitung und kann somit zur laufenden Betriebsübenvachung dienen. 252 Otto Morgenroth Die Technik der Radioastronomie Die Radioastronomie erfordert einen sehr großen technischen Aufwand. Zur Aufnahme und Messung der Radiofrequenzstrahlung aus dem kos¬ mischen Raum dienen spezielle Antennen oder Antennensysteme sowie höchstempfindliehe Funkempfänger mit zusätzlichen Registriereinrich¬ tungen. — Die ersten radioastronomischen Beobachtungen, vor 35 Jahren von Jansky durchgeführt, erfolgten mit einer einfachen, im Azimut be¬ weglichen Richtantenne. Das Prinzip der Parabolreflektorantenne wurde erstmalig von Reber angewendet, der die Janskysche Entdeckung auf- griff. Kurz nach dem zweiten Weltkrieg stellte man die aus Heeresbe¬ ständen stammenden Radarantennen, u.a. den „Würzburg-Riesen“ (Spiegeldurchmesser 7,5 m), in den Dienst der aufstrebenden Radio¬ astronomie. Nach den Erfordernissen des jeweiligen radioastronomischen Forschungs¬ programms wurden in der Folge sowohl spezielle Parabolantennen als auch besondere andersgeartete Antennenformen oder -anordnungen konstruiert und in Betrieb genommen. Da man nicht gleichzeitig die aus allen Richtungen kommende bzw. von mehreren Quellen ausgehende Strahlung, sondern nur die von einem klei¬ nen Bereich der Sphäre emittierte empfangen will, sind Antennengebilde mit großer Richtschärfe erforderlich. Beim Radioteleskop ist diese z. B. durch einen parabolischen Reflektor gegeben; an seine mechanische Voll¬ kommenheit werden — im Gegensatz zum optischen Teleskopspiegel — keine besonders hohen Anforderungen gestellt. Der Reflektor hat die Aufgabe, die auftreffende radiofrequente Strahlung in einem Brennpunkt zu vereinigen, in dem ein Dipol oder Hornstrahler als sogenannter Primär¬ strahler angeordnet ist. Im allgemeinen beträgt die Länge des Dipols A/2 der zu empfangenden Radiofrequenzstrahlung. Der entscheidende Vorzug der Parabolantenne besteht darin, daß sie, bei entsprechender Abstimmung, für jede Wel¬ lenlänge innerhalb des für radiofrequente Untersuchungen in Betracht kommenden Bereiches verwendbar ist. Lediglich die Dipole müssen von Fall zu Fall ausgewechselt werden. 253 Foto A Radiointerferometer des Astrophysikalischen Observatoriums Bjurakan, Armen. S. S. R. (1700 m über NN). Diese Anlage ist eine der größten ihrer Art; die ,, Spiegelfläche “ des Systems beträgt 4400 m* Bei Reflektordurclunessem bis zu etwa 2 m besteht das Paraboloid mei¬ stens aus einem massiven Metallschirm; bei größeren „Spiegeln“ ist zur Gewichtsverminderung oder um den Auswirkungen des Winddruckes zu begegnen, ein Metallnetz paraboiförmig über ein starres Metallgerüst gespannt. Der Wellenlänge gegenüber muß die Maschenweite des Netzes klein sein. Für die Montierung des Systems gibt es grundsätzlich zwei Möglichkeiten: Bei der azimutalen Montierung steht die Hauptachse des Teleskops senk¬ recht zur Horizontalen, bei der parallaktischen ist die Hauptachse parallel zur Drehachse der Erde ausgerichtet. Dabei hat man den beachtlichen Vorteil, daß die Nachführung des Teleskops nur die Änderung einer Koordinate, nämlich im Stundenwinkel erfordert. Extrem große Parabol¬ antennen sind mitunter als Transitinstrumente aufgebaut; sie lassen sich nur in der Nord-Süd-Richtung bewegen. Um die Sphäre abzutasten, wird in diesem Fall die Erdrotation ausgenutzt. Durch Nachführen des Primär¬ strahlers kann die zu beobachtende Radioquelle kurzzeitig (einige Minuten) verfolgt werden. Die wesentlichsten Eigenschaften eines Radioteleskops sind Winkel¬ auflösungsvermögen und Antennengewinn. Beide Größen hängen direkt 254 vom Durchmesser des Parabolreflektors ab. Die Strahlungsempfangs- loistung bzw. der Antennengewinn ist das Maß dafür, um welchen Betrag sich die aufnehmbare Empfangsleistung ändert, wenn an Stelle des Nor¬ malstrahlers (Kugel- oder Isotropstrahler = Antenne mit ideal kugel¬ förmiger Richtcharakteristik) eine Richtantenne verwendet wird. Als Winkelauflösungsvermögen a. wird der kleinste Winkelabstand bezeichnet, in dem zwei punktförmige Radioquellen gerade noch als getrennte Objekte erkennbar sind. Das vom Reflektordurchmesser und der Wellenlänge der empfangenen Radiofrequenzstrahlung abhängige Auflösungsvermögen kommt annähernd der Antennenhalbwertbreite gleich, d.h. dem Abstand zweier gegenüberliegender Punkte des Antennendiagramms, in denen die Antennenempfindlichkeit auf die Hälfte des maximalen Wertes abge¬ sunken iBt. Werden Reflektordurchmesser D und Wellenlänge X in m gemessen, so gilt: <% = 1,22 ■ oder 70° Halbwertbreite = 59° • - Foto B 250-jt-(75-m-)Radioteleskop der Fniversilät Manchester in Jodrell Bank, Cheshire, England. Es ist ein nach allen Richtungen — in Azimut und Höhe — einstellbares Radioteleskop. Sein Gewicht beträgt 7501. 256 Foto C Im Steuer- und Kontrottraum des Jodreil-Bank-Radioteleskops. Hier wird, in Verbindung mit einem elektronischen Rechner , das Instrument auf die zu beobachtende Radioquelle eingestellt und ihr automatisch nach¬ geführt Das Auflösungsvermögen verbessert sich also mit abnehmender Wellen¬ länge. Es ist dennoch sehr bescheiden. Die Ursache dafür liegt in der gegenüber den Lichtwellen 10 4 - bis 10 8 mal größeren Wellenlänge. Während beispielsweise bei einem optischen Spiegelteleskop mit einer Öffnung von 1 m bei k — 5 • IO -5 cm (grünes Licht) T vi „ = 6 • 10“ 7 = 0,1 Bogensekunde ist, liefert ein gleich großer Radioteleskopreflektor bei k = 10 cm schon Rrad = 1>2 • 10 _1 = 6,7° (!). Auch mit den größten Radioteleskopen mit ihren riesigen Reflektoren gelingt es nicht, etwa ein Bild der Sonne — scheinbarer Durchmesser 0,5° — zu erzeugen, wie das mit optischen In¬ strumenten möglich ist. Deshalb läßt sich mit einem kleinen Einzelparabol- spiegel auch nicht die Radioemission einzelner Punkte der Sonnenober¬ fläche bestimmen. Man erhält nur die Gesamtemission der Radiowellen ausstrahlenden Gebiete auf der Sonne mit ihrer engeren oder weiteren Umgebung. Damit ein einigermaßen befriedigendes Auflösungsvermögen erzielt werden kann, sind Parabolreflektoren mit großem Durchmesser und geringem Flächenfehler (Abweichung der Reflektoroberfläche von der 256 Parabolform) erforderlich. Indessen besteht für die Größe des Reflektors mit vorgegebener Flächengenauigkeit eine obere Grenze; sie ist bedingt durch das spezifische Gewicht und die Festigkeit des Baumaterials (Aluminium, Stahl). Eine untere Grenze besteht für die Flächengenauig¬ keit bei gegebenem Reflektordurchmesser. Eine Möglichkeit, das Auflösungsvermögen radioastronomischer Antennen zu verbessern, besteht darin, daß man Gruppen von Yagi- oder kleinen Parabolantennen zusammenschaltet. Werden — im einfachsten Fall — 2 Radioteleskope oder sonstige Richtantennen in Ost-West-Richtung um eine im Verhältnis zur Wellenlänge große Strecke versetzt, so erhält man das 2-Element-Radiointerferoiheter. Genau in der Mitte zwischen den beiden Antennen wird der gemeinsame Empfänger ungeordnet und mit den Antennen durch eine HF-Leitung verbunden. Dieses System ergibt im Prinzip das gleiche Auflösungsvermögen wie ein einziger Parabol¬ reflektor mit einem Durchmesser, der gleich der Basislänge des Inter¬ ferometers ist. Aber auch bei diesem Verfahren reicht das Auflösungs¬ vermögen nicht aus, punktförmige Radioquellen aufzulösen. Diese Me¬ thode dient daher zur Ausmessung flächenförmiger Objekte und zur Bestimmung von Örtern kosmischer Radioquellen. Das Prinzip des 2-Element-Radiointerferometers zeigt Bild 1. Befindet sich die zu beobachtende Radioquelle genau im Meridian, dann fallen die Strahlen 1 und 2 mit gleicher Phase ein, so daß das Anzeigeinstrument des Empfängers eine Intensitätssteigerung registriert. Bei dem sieh aus der Erdrotation ergebenden schrägen Einfall treffen die Strahlen 1' und 2' unter dem Winkel i) mit dem Wegunterschied x = d • sin i) ein. Ist x = A/2, dann kommen beide Wellenzüge gegenphasig an und löschen sich am Empfangsort aus. Da sich der Vorgang wiederholt, nimmt während des Durchganges der Radioquelle durch den Meridian die vom Registriergerät des Empfängers angezeigte Intensität periodisch zu und ab (Bild 2). Aus dem Zeitpunkt, zu dem das Intensitätsmaximum eintritt, sowie aus der zeitlichen Folge der Maxima lassen sich die Koordinaten 17 Elektronisches Jahrbuch 1987 « n Id n 20 Uh? Bild 2 Interferenzdiagramm eines 2-Element-Interferometers; Meridiandurchgang zweier Radioquellen (nach Ryle und Vonberg) der Quelle (Rektaszension, Deklination) ableiten. Die Interferenzmaxima sind um so schärfer und der Augenblick des Meridiandurchganges der Quelle läßt sich um so präziser erfassen, je kleiner das Verhältnis Wellen¬ länge/Antennenabstand (A/d) ist. Bei flächenhaften Objekten, bei denen die Strahlen ja nicht mehr parallel einfallen, erfolgt logischerweise eine Verflachung der Interferenzfigur; die Intensität sinkt nicht mehr auf Null ab. Im Extremfall kann die Interferenz völlig verschwinden. Derartige Beobachtungen ermöglichen die Bestimmung der Winkeldurchmesser von Radioquellen. Man arbeitet mit Antennenabständen bis zu etwa 30 km. Die Verbindung zwischen Antennen und Empfangsgerät wird häufig durch eine Richtfunkstrecke hergestellt. Um auch in der zweiten Koordinate, der Deklination, große Richtschärfe zu erzielen, werden 2 zueinander senkrecht stehende Interferenzsysteme zu einem Kreuz (Mills-Kreuz) kombiniert. Die Anwendung des Inter¬ ferometerprinzips, das in zahlreichen Abwandlungen existiert, beschränkt sich auf Wellenlängen größer als 10 cm, da der Strahlungsfluß der Radio¬ quellen und damit die am Empfängereingang zur Verfügung stehende „Signal“-Leistung mit kleiner werdender Wellenlänge rasch abnimmt. Bild 3 Schema eines 32-Element-Interferometers (nach Christiansen und Warburton) 268 17* 259 Bild 4 Prinzip eines Mikrowellenradiometers und Schema der Signalfolge (nach Dicke und Elinger) Zur Beobachtung diskreter Radioquellen auf der Sonne bei k - 21 cm ist ein Vielfach-Interferometer entwickelt worden. Seine Wirkungsweise entspricht der eines optischen Beugungsgitters. Mit einem in neuerer Zeit in Betrieb genommenen Sdimensionalen Vielfach-Interferometer können Radioheliogramme, Radiobilder der Sonne, erzeugt werden. Diese Anlage besteht aus 32 in Richtung Ost-West mit je 12 m Abstand auf¬ gereihten Radioteleskopen von je 6 m Durchmesser und einer entsprechen¬ den Reihe von 32 in Nord-Süd-Richtung angeordneten Teleskopen (Bild 3). Für die Beobachtung der häufig zirkular-polarisierten solaren Radiowellen werden Antennensysteme für zirkulare Polarisation ver¬ wendet. Je nach dem Wellenbereich, in dem sie arbeiten, ist die Kon¬ struktion unterschiedlich. Für Beobachtungen im hochfrequenten Bereich des „Radiofensters“ (cm- und mm-Wellen) bleiben bewegliche Einzel¬ antennen nach wie vor die idealen Beobachtungsinstrumente. Die Forderungen, die an den Empfänger gestellt werden, sind: extrem hohe Verstärkung, Rauseharmut und optimale Konstanz der Empfindlich¬ keit während des Beobachtungsvorganges. Die letzte Bedingung ist in Anbetracht der hohen Verstärkung praktisch nur sehr schwer zu ver¬ wirklichen. Man hat indessen ein spezielles Verfahren entwickelt, das die unmittelbare Messung geringer Änderungen der Antennentemperatur zur Eliminierung der Empfänger-Eigenrauschleistung gestattet. Die „Signalfolge“ eines derartigen Mikrowellenempfangsgerätes (Radiometer) zur Messung solarer Zentimeter- und Millimeterwellen zeigt Bild 4. Im Meterwellenbereich wendet man im allgemeinen ein Difi'erenzmeßver- fahren an, das sich eines rotierenden Umschalters bedient, der etwa 30 Umschaltungen je Sekunde ausführt. Mit diesem Schalter wird der Empfänger abwechselnd mit der Antenne und mit einer Rauschdiode verbunden. Das Prinzip dieser Anlage ist in Bild 5 wiedergegeben. Bild 5 Schema einer Empfangsanlage für radioastronomische Messungen nach der Differenzmethode (nach Byte und Vonberg) 260 Die Empfänger arbeiten nach dem Überlagerungsprinzip. Für Frequenzen größer als 500 MHz sind Empfangsgeräte mit quarzstabilisierter Misch¬ stufe gebräuchlich. Im Meterwellenbereich ist es üblich, der Mischstufe 1 oder 2 Signalverstärker vorzuschalten. Die Kaskodeschaltung, bei der auf die Eingangstriode ein Katodenfolgeverstärker in Gitterbasisschaltung folgt, hat sich als besonders rauscharm erwiesen. Es werden Rauschzahlen von F < 2 erreicht. An den Empfänger ist ein Anzeigesystem angeschlos¬ sen, das die Intensität der empfangenen Strahlung registriert. Meist werden empfindliche Schreiber verwendet, die mit einem kontinuierlich ablau¬ fenden Papierstreifen arbeiten. Auf diesem wird das Meßergebnis in Form einer Kurve aufgezeichnet. Spezielle Beobachtungen registriert man mit Hilfe einer Katodenstrahlröhre, vor deren Schirm ein fotografischer Film kontinuierlich abläuft. Die Entwicklung auf dem Gebiet der Maser-Technik hat es inzwischen ermöglicht (allerdings mit enormen apparativem Aufwand), Maser (Mole¬ kularverstärker) zur Verstärkung sehr schwacher kosmischer radiofre¬ quenter Emissionen im Zentimeterwellenbereich einzusetzen. Während moderne Verstärker mit rauscharmen Wanderfeld-Röhren Eigenrausch¬ temperaturen von 1000 bis 3000 °K aufweisen, betragen diese beim Mo¬ lekularverstärker nur I bis 3 C K. 261 Hauptmann Heyie Porträt eines Truppführers Jeder Genosse unserer Einheit kennt und achtet ihn, den Unterfeldwebel Stefanides, Truppführer einer Funkstelle (kurz Stefan genannt und nicht viel älter als dreiundzwanzig Jahre). In seiner Dienstzeit gab es drei Höhepunkte: — Am 10. November 1965 wurde ihm die Funkfernschreibklassifikation Stufe I verliehen. — Einen Monat früher, am 7. Oktober 1965, hatte ihm der Regiments¬ kommandeur das Leistungsabzeichen der Nationalen Volksarmee über¬ reicht. — Und wiederum nach kurzer Zeit konnte er auch für seinen Trupp das Leistungsabzeichen der NVA in Empfang nehmen. Bescheiden weist der Truppführer auf seine Genossen. Ohne sie, so sagt er, wäre das nicht möglich gewesen. Doch sollte man seinen persönlichen Anteil an diesem Erfolg nicht schmälern. Wie kam es dazu ? Unterfeldwebel Stefanides lernte seinen Vater nicht kennen. Wie bei so vielen Familien hinterließ der zweite Weltkrieg eine nicht zu schließende Lücke. Seine Schulzeit wurde durch unseren Staat geprägt. Er absolvierte die 10-Klassen-SchuJe und lernte Elektriker. In Schwedt, einem der jüngsten Bauplätze unserer Republik, wuchs er auf und arbeitete er. Er nahm sich vor, eine Fachschule seiner Berufsgruppe zu besuchen und sich in seinem Beruf zu vervollkommnen. Seine Grundeinstellung ist gekenn¬ zeichnet durch den Drang nach mehr und mehr Wissen. Doch es kamen die Wehrpflicht und seine Musterung. Achtzehn Monate wirst du gewissenhaft dienen und später zur Fachschule gehen, das nahm er sich vor, und diese Meinung vertrat er auch beim ersten Gespräch mit der Musterungskommission. Einige Zeit später fand 262 in seinem Betrieb ein Gespräch zwischen Vertretern der FD.J, der NVA und einer Reihe junger Kollegen statt. Es wurde eingehend über die Qualifizierung jedes einzelnen gesprochen und über die Möglichkeiten spezieller Weiterbildung im Rahmen einer dreijährigen Dienst zeit diskutiert. Stefanides wurde es dabei klar, daß für ihn — entsprechend seiner Vor¬ bildung — die besten Voraussetzungen, auch für eine fachliche Weiter¬ entwicklung, in der Waffengattung Nachrichten gegeben seien. Als er sich daraufhin als Soldat auf Zeit verpflichtete, gingen seine Gedanken und Vorstellungen noch immer dahin, sich einmal in seinem Beruf weiter¬ zuqualifizieren. Den Lehrgang auf der Unteroffiziersschule beendete er erfolgreich und wurde Funktruppführer; sich selbst schätzte er aber noch ein als „mittel¬ mäßigen Funker im 2. Diensthalbjahr“ . .. Heute ist er Spezialist! „Ich sehe jetzt durch, absolut - zu fünfundachtzig Prozent!“ meint er lächelnd, und das ist keinesfalls übertrieben. Was er nicht sagt, ist, daß das Klassifizierungsabzeichen eine Quittung darstellt für seinen unermüdlichen Fleiß. So manchen Abend brannte im 363 Klassenraum Lieht, klapperte die Morsetaste.Als Ausbilder muß ich etwas können, mehr können als mancher andere; denn Vorbild zu sein ist die einzige Basis, auf der man als Leiter etwas erreichen kann in der Ausbildung.“ Aber leichtgefallen ist ihm das keineswegs. Ausdauer und Freude am Funken halfen ihm. Die Unteroffiziersschule legte zwar den Grundstein für seine Ausbilder¬ tätigkeit, doch kommen in der Kürze der Ausbildungszeit die Probleme der Menschenführung oft zu kurz, und erst in der Praxis lernt der Unter¬ offizier, die Menschen richtig einzuschätzen und zu führen. Als Ausbilder hatte er des öfteren Kollektive zu qualifizieren. Doch Vorgesetzter einer größeren Gruppe von Menschen zu sein, das war am Anfang nicht immer einfach, sein Organisationstalent allein reichte nicht aus, und erst die Erfahrung lehrte ihn konkrete Forderungen zu stellen - an sich selbst! Denn selbst mehr zu wissen, als unbedingt erforderlich ist. das schafft wesentliche Voraussetzungen dafür, Menschen richtig anzuleiten und Autorität zu erlangen. Unterfeldwebel Stefanides sagt von sieh: „Die Armeezeit hat mir geholfen, mich selbst weiterzuentwickeln, richtig aufzutreten und richtig zu handeln.“ 264 Durch Beharrlichkeit, Fleiß und Energie wuchs er zu einer Persönlichkeit heran. Das ist jedoch nicht nur das Ergebnis der Erziehung an sich selbst: Zwölf Belobigungen als Anerkennung seiner Leistungen ließen ihn immer wieder neuen Mut schöpfen, waren ihm Ansporn für die weitere Ver¬ besserung seiner Tätigkeit. Natürlich ist der Weg zum Funker nicht der einzige zur Spezialisierung in der Nachrichtentruppe. Ob Fernschreiber oder Fernsprecher, ob Bau¬ fernsprecher oder Mechaniker, vielseitig und interessant sind alle Lauf¬ bahnen innerhalb unserer Waffengattung. Funker zu sein ist bestimmt nicht einfach, aber selbst die, die mit der Disziplin immer ein wenig auf Kriegsfuß stehen, reißt es mit, und sie leisten unter den Bedingungen einer Übung aufopferungsvolle Arbeit zur Erfüllung der gestellten Aufgaben. Dann bereitet natürlich die Zu¬ sammenarbeit besondere Freude. Und damit ist wiederum ein Schritt vorwärts getan: Schließlich werden unter allen Bedingungen solche Ver¬ hältnisse herrschen. Mit seinem Trupp ist Genosse Stefanides natürlich besonders eng ver¬ bunden. Beim letzten Sportfest des Bataillons wurden fünfundsiebzig Prozent seines Trupps Meister. Das ist nicht weiter verwunderlich, fand Stefanides doch selbst während seiner Armeezeit als ASG-Vorsitzender ein reiches sportliches Betätigungsfeld. Schon immer war er im Sport aktiv gewesen; vor allem das Rennrad hatte es ihm angetan. Dann aber kam er auf Grund eifrigen Studiums von Sportliteratur zu der Erkenntnis, daß Leichtathletik den Körper besser durchtrainiert. Wegweisend jedoch waren für ihn ein Lichtbildervortrag und ein langes Gespräch mit Rudi Koppen von Dynamo Berlin: Er entwickelte sich zum Langstrecken¬ läufer. Und sein Wunschtraum nach erreichten zwanzig Kilometern ist: „Einmal im Leben möchte ich gern Marathon laufen!“ Sport wurde zu seiner Lieblingsbeschäftigung in der Freizeit, sogar schon 5.00 Uhr früh, vor dem Wecken. Das trug ihm zwar vielfach Verständnis, aber auch manches Lächeln ein. Doch seine Begeisterung blieb, und in ihm reifte der Gedanke, nach seiner Dienstzeit ein Studium auf sportlichem Gebiet aufzunehmen. Zunächst will er das Abitur, die Voraussetzung für das Studium an einer Hochschule, nachholen und sich danach zum Trainer oder Sportlehrer qualifizieren. Ganz genau steht das noch nicht fest. Es wäre allerdings verfehlt, daraus zu folgern, aha, ein ausgesprochener „Nur-Sportler“! Bei der letzten Prüfung in der politischen Schulung zeigte er ausgezeichnete Leistungen. So wie er im Sport bemüht ist, sich ständig weiterzubilden, wie er auf seinem Spezialgebiet Funken immer „am Ball bleibt“, so arbeitet er auch daran, sein politisches Wissen immer von neuem aufzufrischen und zu erweitern. Die Soldaten stellen so manche Frage, deren Beantwortung gutes Wissen voraussetzt. Die äußere An¬ erkennung für seine Bemühungen ist in dem Abzeichen „Für gutes Wissen“ zu sehen. 2ö5 Natürlich beschränken sich die Möglichkeiten der Freizeitbeschäftigung nicht nur auf die genannten Gebiete. Bastelzirkel und Chor, Kapelle und Schach, FDJ-Arbeit und ASG-Turniere (übrigens ist er einer der aktivsten ASG-Leiter) wechseln einander ab und ermöglichen es, den unterschiedlichsten Interessen nachzugehen. Vielseitig und verantwortungsvoll ist die Aufgabe eines Truppführers. Und sie endet nicht mit den Stunden der Ausbildung. Unsere Zeit hat auch das Verhältnis zwischen Vorgesetzten und Unterstellten verändert. Kamerad und Helfer, Vorbild und Erzieher junger Menschen, darin sehen wir die Ideale unserer sozialistischen Gesellschaft. Truppführer Stefanides empfindet selbst sehr gut, daß es nicht leicht ist, alle Auf¬ gaben zu erfüllen, aber er kennt auch die Genugtuung, wenn er ein¬ schätzen kann: „Aufgabe erfolgreich durehgeführt!“ Heute, wenn diese Zeilen tausendfach vervielfältigt sind, liegt die drei¬ jährige Dienstzeit, in Ehren erfüllt, hinter dem Genossen Stefanides. Mögen sie eine kleine Würdigung sein für den Beitrag zum Schutze unseres Vaterlandes, den er leistete. Viel Glück für sein künftiges Leben, viel Erfolg beim Studium! Gut wäre es, wenn viele seinem Beispiel folgten, ja, wenn er selbst die Möglichkeit fände, unsere Jüngsten auf ihren Wehrdienst vorzubereiten, sei es im Sport oder in der Funkausbildung (denn — wie er selbst sagt — das Funken läßt man nie), 3615 Ing. Oberst W. Basanow Ing. Oberst W. Wanejew Informationstheorie und Truppenführung Bevor ein Entschluß gefaßt wird Dem Militärspezialisten ist hinreichend bekannt, wie wichtig für den Kommandeur einer Einheit rechtzeitige Informationen über den Gegner, die eigenen Truppen, über das Gelände, die Munitionsbestände und andere Versorgungsgüter sind. Aus diesem Grund besteht ein wesentlicher Teil der Stabsarbeit darin, für den Kommandeur Informationen zu sammeln, sie zu analysieren, damit ein begründeter Entschluß gefaßt werden kann. Ist der Entschluß gefaßt, dann bemühen sich die Stäbe, ihn den Aus¬ führenden rechtzeitig zur Kenntnis zu bringen. Im Gefecht kontrolliert der Stab ununterbrochen die Handlungen derer, die den Entschluß des Kommandeurs verwirklichen. Der Stab erhält über den Gefechtsverlauf Informationen, analysiert sie und legt sie dem Kommandeur erneut zur Entschlußfassung vor. Der Kommandeur ist dadurch in der Lage, rechtzeitig auf Lage Veränderungen zu reagieren. Unter den Bedingungen, wie sie in den letzten Etappen des zweiten Welt¬ krieges vorherrschten, waren die Stäbe trotz Anspannung aller Kräfte nicht in der Lage, die vielen eingehenden Informationen zu bearbeiten. Die Nachrichtenmittel wurden dabei stark strapaziert. Ihre Durchla߬ fähigkeit entsprach zwar in befriedigendem Maße den Anforderungen, wenn der Stab entfaltet war, in der Bewegung und im Gefecht dagegen traf das keineswegs mehr zu. Heute ist die Situation noch komplizierter. Wurden früher Aufklärungs¬ angaben über den Gegner hauptsächlich von der Luftaufklärung und den Aufklärungseinheiten beschafft und dann durch die Funk- und Funkme߬ aufklärung ergänzt, so ist das heute grundsätzlich anders. Die Masse der Informationen über den Gegner liefern die funktechnischen Aufklärungs¬ mittel. In der US-Armee werden z.B.sehr häufig ferngelenkte Aufklärungsmittel eingesetzt. Sie liefern Aufklärungsangaben mit Hilfe gewöhnlicher und spezieller Bordfunkmeßgeräte. Außerdem beschaffen sie Angaben mit Infrarotaufklärungsgeräten und weisen größere Metallmassen mit Magne- 267 tometern nach. Außer diesen Angaben gewinnt man Luftbilder, die sofort an Bord entwickelt werden, und in einigen Fällen auch unmittelbar zur Erde gefunkte Fernsehbilder von dem überflogenen Gebiet. Die ameri¬ kanischen Spionageraumflugkörper machen Luftbilder von dem über¬ flogenen Territorium und liefern während einer Erdumkreisung Tausende von Bildern. Die gleichen Raumflugkörper übertragen auch Werte von den Infrarotaufklärungsgeräten, der Funkaufklärung usw. zur Erde. Die ständig zunehmenden Aufklärungsangaben müssen rechtzeitig be¬ arbeitet werden und den Kommandeuren und Stäben in anschaulicher Form zur Verfügung stehen. Der Einsatz von Raketenkernwaffen läßt den Umfang an notwendigen Informationen noch weiter an steigen. Im Gefecht ist man gezwungen, Angaben über die radiologische Lage zu sammeln, zu bearbeiten und weiterzugeben. Sprunghaft steigen die Forderungen hinsichtlich genauer Wetter Vorher¬ sagen. Komplizierter wird auch die Aufgabe, das Gebiet, in dem die Kampfhandlungen stattfinden, topografisch und geodätisch zu bestimmen. Die hohe Beweglichkeit und die starke Dezentralisierung der eigenen Truppen erfordern es, schnell genaueste Angaben von ihnen zu erhalten. Aus alldem wird klar, daß die Grundlage der Truppenführung in einem ununterbrochenen Austausch von Informationen und ihrer Bearbeitung besteht, wobei die wichtigsten Angaben herausgegriffen und den Betei¬ ligten übermittelt werden. Bei modernen Kampfhandlungen steigt die Zahl der Informationsquellen und folglich auch die der Informationen in allen Füll rungsebenen uner¬ meßlich. Nicht nur die Zahl der Informationen, sondern auch ihr Umfang hat sich erweitert, so daß die Laufzeit länger ist und der Gegner die Mög¬ lichkeit hat, sie zu stören. Verlängert sich jetzt noch die Bearbeitungszeit, so veralten die Informationen und verlieren damit an Wert. Die Ent¬ schlußfassung auf einer solchen Basis erfolgt dann verspätet. Sehr oft kommt es zu unnötigen Belastungen der Nachrichtenkanäle und zu über¬ triebenen Forderungen an die Nachrichtenmittel. Die Militärfachleute müssen tatsächlich nach Wegen suchen, diese Probleme zu lösen. Eine wesentliche Hilfe dabei bietet die Kybernetik, genauer ein Teil der Kybernetik, die Informationstheorie. Mit Hilfe der Informationstheorie können mengenmäßige Analysen der Informationsströme durchgeführt werden. Außerdem kann man den W 7 ert der Informationen einschätzen. Es läßt sich auch feststellen, inwie¬ weit der eine oder andere Informationsfluß überhaupt notwendig ist oder welchen Umfang er haben muß. Darüber hinaus können die Informationsflüsse richtig verteilt und not¬ wendige von. unnötigen Informationen getrennt werden. Unter dem Begriff „Information“ versteht man gewöhnlich beliebige Nachriohten über Ereignisse, Erscheinungen, Systeme, Objekte, über ihren Zustand, ihre Handlungen oder ihr Verhalten. Der Informationsfluß 268 stellt eine bestimmte Zahl von Nachrichten dar, die in der Zeiteinheit von der Informationsquelle zum Empfänger gelangen, und zwar auf allen zwischen beiden bestehenden Nachrichtenkanälen. In der Informationstheorie versteht man unter einem Nachrichten ka na 1 beliebige Übertragungsmittel zwischen der Informationsquelle und dem Empfänger, angefangen von dem persönlichen Gespräch bis zum Funk¬ kanal vom Raumschiff zur Erde über Millionen Kilometers Die Informationstheorie vermittelt allgenieine Gesetzmäßigkeiten der Übertragung und Bearbeitung von Informationen, erforscht Methoden ihrer mengenmäßigen Einschätzung und der zuverlässigen Übertragung auf einem beliebigen Nachrichtenkanal. Diese Theorie entstand vor der Kybernetik, in den vierziger Jahren unseres Jahrhunderts, im Zusammen¬ hang mit praktischen Aufgaben der Nachrichtentheorie. Die Informations¬ theorie wurde zu einem wertvollen mathematischen Hilfsmittel bei der Untersuchung verschiedener Führungsprozesse. Ein beliebiges Führungssystem umfaßt leitende und geleitete Objekte. Das kann z.B. ein Stab und ein diesem Stab unterstellter Einheitskom¬ mandeur sein, die beide durch Nachrichtenkanäle miteinander verbunden sind. Vom Standpunkt der Kybernetik aus besteht der Führungsprozeß im Informationsaustausch zwischen den Objekten, in der Bearbeitung und der Umwandlung der Informationen, in der Ausgabe einer Kommando¬ information vom leitenden Objekt an das zu leitende und von diesem wiederum eine Ausführungsinformation an das leitende Objekt. Hierzu gehören auch die Speicherung, die Suche und die Ausgabe verschiedener Auskunftsinformationen. Mit anderen Worten, jeder beliebige Führungs¬ prozeß ist vor allem als Informationsprozeß zu betrachten. Mit der Wahl und der Sicherstellung der besten Formen und Methoden für den Ablauf der Informationsprozesse beschäftigt sich die Informationstheorie. Sie kon¬ zentriert sich hauptsächlich auf die Informationsmenge, die ohne Ver¬ zerrungen in einer Zeiteinheit auf den Nachrichtenkanälen übertragen werden. Die physikalischen Vorgänge in den Nachrichtenkanälen werden dabei nicht berücksichtigt. Die Informationstheorie untersucht z. B. nicht, was der Kanal überhaupt darstellt. Für sie ist es uninteressant, auf welche Weise die Nachrichten (Informationen) übertragen werden: ob zwei Teilnehmer ein Gespräch in einem Zimmer führen oder ob sich das Ganze innerhalb eines Funkge¬ sprächs zwischen der Bodenstation und einem Raumschiff abwickelt. Als mathematische Grundlage dient der Informationstheorie die be¬ kannte Wahrscheinlichkeitstheorie. Für die Informationstheorie sind im Laufe der Zeit verschiedene neue Begriffe geprägt worden. Nach der Informationstheorie wird angenommen, daß sich ein Objekt oder System, von dem Informationen ausgehen, in einem von vielen möglichen Zu¬ ständen befinden kann. Jedem Objekt wohnt aus diesem Grund eine Unbestimmtheit inne. Wovon hängt nun diese Unbestimmtheit ab? 269 Betrachten wir zu diesem 2weck zwei Systeme, die unterschiedlich viele mögliche Zustände aufweisen. ' Das erste System soll ein Punktziel sein, auf das ein Schuß abgegeben wird. Das Ziel kann danach vernichtet oder nicht vernichtet sein. Vom Standpunkt der Informationstheorie aus bedeutet das: Dieses Punktziel zeichnet sich durch zwei mögliche Zustände aus. Der Einfachheit halber wird angenommen, daß beide Zustände gleichermaßen möglich sind. Nun zum zweiten System. Ein gegnerisches Flugzeug wurde von einem Funkmeßposten aufgefaßt. Das geortete Ziel kann ein Aufklärer, ein Jäger, ein Bomber, ein Flügelgeschoß oder ein Transportflugzeug sein. Als Schlußfolgerung ergibt sich, daß es sich hier um ein System mit fünf möglichen Zuständen handelt. Es wird auch hier der Einfachheit halber angenommen, daß alle Zustände gleichermaßen möglich sind. Für welches der beiden Systeme läßt sich der mögliche Zustand leichter Voraussagen? Mit anderen Worten, was ist einfacher zu bestimmen: die wahrscheinliche Vernichtung oder Nichtvernichtung des Punktziels oder der Typ des aufgefaßten Luftziels? Mit Hilfe einfacher Berechnungen kann man nachweisen, daß die Un¬ bestimmtheit des zweiten Systems gegenüber dem ersten größer als 2 ist, da beim zweiten System mehr Zustände möglich sind als beim ersten. Dieses Beispiel zeigt, daß der Grad der Unbestimmtheit eines Systems von den möglichen Zuständen abhängt. Diese Schlußfolgerung trifft aber nicht ganz den Kern der Sache. Betrachten wir beide Systeme noch einmal unter anderen Bedingungen. Es wird angenommen, das zweite System enthält Zustände, die nicht gleichermaßen möglich sind. Die Wahrscheinlichkeit des ersten Zustands sei 0,9, die des zweiten 0,09, die des dritten 0,009, die des vierten 0,0009 und die des fünften 0,0001. Mit diesen Zahlen läßt sich nachweisen, daß unter der genannten Bedingung die Unbestimmtheit des zweiten Systems schon etwa zweimal kleiner ist als die des ersten Systems. Mit anderen Worten, man kann hier mit größerer Bestimmtheit Voraussagen, um welch ein geortetes Flugzeug es sich handelt. Mit großer Sicherheit ist nach den vorliegenden Zahlenwerten ein Aufklärer geortet worden. Damit wird klar, daß die Unbestimmtheit eines Systems nicht nur von der Zahl möglicher Zustände, sondern auch von ihrer Wahrscheinlichkeit abhängt. Auf der Grundlage des Begriffs über den Grad der Unbestimmtheit eines Systems gibt die Informationstheorie eine genaue Definition. Sie enthält den Umfang der notwendigen Informationen für die eine oder andere Nachricht über das betrachtete System. Der Informationsumfang wird danach gemessen, wie die Unbestimmtheit eines Systems entsprechend dem Eingang von Nachrichten über dieses System zurückgeht. Wenden wir uns wieder den Beispielen zu und nehmen wir an, daß außer der Meldung über das Auffassen eines Flugzeugs auch mitgeteilt wird. 270 mit welcher Geschwindigkeit (1000 km/h) es fliegt und in welcher Höhe (30 000 m) es geortet wurde. Diese zusätzlichen Nachrichten enthalten unterschiedlich viel Informationen, weil sie verschiedenartig auf die Ver¬ ringerung der Unbestimmtheit des Systems Einfluß nehmen. Tatsächlich besteht die Unbestimmtheit darin, daß der Typ des georteten Flugzeugs nicht bekannt ist. Die Nachricht über die Fluggeschwindigkeit ändert daran praktisch nichts, weil nach ausländischen Angaben alle in Betracht kommenden Flugzeugtypen mit der genannten Geschwindigkeit fliegen können. Als Schlußfolgerung ergibt sich, daß die Nachricht über die Flug¬ geschwindigkeit im gegebenen Fall keine Informationen enthält. Im Gegensatz dazu trägt die Flughöhenangabe von 30000 m unter be-, stimmten Bedingungen dazu bei, den Flugzeugtyp näher zu charakteri¬ sieren. Es ist bekannt, daß in solchen Höhen nur bestimmte Flugzeug¬ typen längere Zeit fliegen können. Die Höhenangabe hilft, den Flugzeug¬ typ näher zu bestimmen, und verringert damit die Unbestimmtheit des Systems. Diese Nachricht enthält demnach ein bestimmtes Maß an In¬ formationen über das System. Jetzt ist es nicht mehr schwer einzusehen, daß der Begriff über den Informationsumfang gleichbedeutend ist mit dem Begriff ihres Wertes. Das sind einige informationstheoretische Grundlagen, durch die man Antwort auf wichtige praktische Fragen erhält, die anders nicht gelöst werden können. Die Signale unterwegs Informationstheoretische Fragen tauchen auf vielen Gebieten auf, in der modernen Wirtschaft, in der Technik und im Militärwesen. Am wei¬ testen sind sie für das Gebiet der Übertragung von Informationen auf Nachrichtenkanälen ausgearbeitet. Hierbei untersucht man Fragen der besten Kodierung der Informationen, bei der sie sich mit dem minimal¬ sten Aufwand an Symbolen bei und ohne Störungen übertragen lassen; darüber hinaus sucht man nach Möglichkeiten, die Durchlaßfähigkeit der Nachrichtenkanäle zu steigern und außerdem die Störfestigkeit der. über¬ tragenen Nachrichten zu erhöhen. Eine Reihe informationstheoretischer Fragen gehört in den Bereich, wo über Methoden der Eingabe, Speicherung und Ausgabe von Informationen aus den Speichereinrichtungen von Elektronenrechenmaschinen entschieden w ird. Die Informationstheorie stellt eine große Hilfe dar bei der Vervollkomm¬ nung von Methoden der Truppenführung. Die Truppenführung im Ge¬ fecht oder bei Operationen ist ein Informationsprozeß. Unter Information versteht man in diesem Fall die Gesamtheit aller Meldungen, auf die sieh der Kommandeur bei der Entschlußfassung stützt. Viele von ihnen werden in Form von Ziffern dargestellt. Die Meldungen haben unterschiedlichen Wert. So kann z. B. eine abgegebene Meldung über einsatzbereite Panzer 271 in der Gefechtsordnung nicht die Ausfälle enthalten, die während der Übertragung der Meldung an den Stab eintreten. Die Koordinaten einer Raketenbasis des Gegners können durch Reobachtungsfehler und Karten¬ fehler ungenau, ja sogar völlig falsch sein, wenn es sich um eine Schein¬ stellung handelt. Verzerrte Informationen, die in Ziffernform übertragen und von Elektronenrechenmaschinen bearbeitet werden, ergeben fehler¬ hafte Resultate auch dann, wenn die Ausgangsinformation absolut zu¬ verlässig war. Die Grundvoraussetzung für die Truppenführung sind die Lagekenntnis und das rechtzeitige Reagieren auf Veränderungen durch Erteilen not¬ wendiger Refehle. Die Methoden der Informationstheorie gestatten es, die besten Formen für die Informationsübertragung zwischen den ver¬ schiedenen Kommandoebenen auszuwählen. Bekannt ist, daß eine unbestimmte Lage großen Einfluß auf die Truppen¬ führung ausübt. Die Ungewißheit kann z. B. auf ungenügende Informa¬ tion über die eigenen Truppen, über die des Gegners oder auf ihren wider¬ sprüchlichen Charakter zurückzuführen sein. Abhängig vom Grad der Unbestimmtheit der Lage kommt es zu Entschlußänderungen in bezug auf die Konzentration von Kräften und Mitteln, auf ihre Verteilung usw. Dem Wesen nach sind Unbestimmtheit der Lage und Wert von Infor¬ mationen Bestandteile operativ-taktischer Berechnungen. Mit der Informationstheorie ist es möglich, zahlenmäßig, d.h. in Ziffern¬ form, den Grad der Unbestimmtheit der Lage zu berücksichtigen und den Informationswert dieser oder jener Meldung über die Lage zu bestimmen. Das Buch von E. S. Wenzel, Einführung in die Operationsforschung (erschienen im Deutschen Militärverlag, Berlin), enthält folgendes Beispiel: „Auf ein Einzelziel wurden vier Raketen abgeschossen. Die Wahrscheinlich¬ keit der Vernichtung des Zieles durch eine Rakete beträgt 0,3. Nach dem Raketenbeschuß entsendet man einen Aufklärer in das Zielgebiet, der die Aufgabe hat festzustellen, ob das Ziel vernichtet wurde oder nicht. Ist das Ziel vernichtet, so kann der Aufklärer das nur schwer feststellen: Er wird mit großer Wahrscheinlichkeit unrichtige Aufklärungsangaben mitbringen. Ist dagegen das Ziel nicht zerstört, so wird es der Aufklärer leicht finden und genau über seinen Zustand berichten können. Der Aufklärer ist nicht in der Lage, über den Zustand des Zieles etwas auszusagen. Die Wahrscheinlichkeit der Vernichtung oder Erhaltung des Zieles muß unter Berücksichtigung der Aufklärungsergebnisse bestimmt werden. Nach den notwendigen Berechnungen zeigt sich, daß ungeachtet der fehlenden Aufklärungsangaben die Wahrscheinlichkeit der Vernich¬ tung des Zieles von 0,76 auf 0,97 gestiegen ist. Eine nicht minder wichtige Frage besteht in der optimalen, d.h. in der besten Übertragung von In¬ formationen zwischen allen Kommandoebenen. Dabei stößt man auf 272 einen ernsten Mangel des Übertragungssystems, und zwar ist dies die Mehrstufigkeit, die dazu führt, daß Informationen verzögert werden und an Wert verlieren. Aus diesem Grund gehört die Ausarbeitung einer Ubertragungsordnung, bei der die Informationen unmittelbar dem Emp¬ fänger zufließen, zu einem der wichtigsten Gebiete, die die Informations¬ theorie untersucht.“ Der Informationsfluß im System der Truppenführung wird durch die Organisation der Führung, durch die Kräfte und Mittel, durch die Me¬ thoden ihres Gefechtseinsatzes sowie durch das geographische Milieu bestimmt. Einen geringeren Umfang an Informationen in einzelnen Richtungen kann man durch Ausschalten nutzloser Mitteilungen erreichen. In jeder Sprache gibt es einen bestimmten Anteil Redewendungen, die nicht übertragen zu werden brauchen, ohne daß der Informationsgehalt leidet. Trotz betonter Kürze gibt es auch in der militärischen Umgangs¬ sprache noch verschiedene überflüssige Elemente. Die Informations¬ theorie weist nach, daß beim Fortfall des einen oder anderen Wortes der Informationsgehalt insgesamt erhalten bleibt. Eine Möglichkeit, überflüssige Redewendungen und Formulierungen bei Meldungen zu vermeiden, sind einheitliche Tabellen für die mündliche und die schriftliche Information. Dazu bedarf es umfangreicher Unter¬ suchungen der Militärsprache mit dem Ziel, die am häufigsten vorkom¬ menden Wörter, Wendungen und grammatikalischen Formen heraus¬ zuarbeiten. Mit anderen Worten, es muß eine statistische Analyse der Militärsprache zur Verbesserung der verwendeten Termini durchgeführt werden. Dadurch wäre es möglich, die Meldungen auf die notwendige Zahl von Worten, Zeichen und Redewendungen zu beschränken, ohne den Informationsgehalt zu schmälern. Im Militärwesen hat die Informationsübertragung im Nachrichtensystem besondere Bedeutung. Angaben über den Gegner, über die eigenen Trup¬ pen lind andere notwendige Nachrichten müssen in verschiedener Form von dem Nachrichtensystem bewältigt werden. Die wichtigsten Formen sind mündlich oder schriftlich abgefaßte Meldungen sowie Signale von Sichtgeräten der Funkmeßanlagen. Alle diese Informationen müssen auf den Nachrichtenkanälen übertragen werden, so daß sie nach Mög¬ lichkeit unmittelbar in die Hände der Stabsoffiziere gelangen. Damit die Übertragung notwendiger Nachrichten gewährleistet ist, müssen die Ausgangssignale (menschliche Sprache) in bestimmte, auf Papier aufgetragene Zeichen, Lichtsignale oder in andere elektrische Impulse umgesetzt werden. Den Stromfluß in einem Stromkreis kann man so verändern, daß er völlig den Änderungen des Ausgangssignals folgt. Als einfaches Beispiel sei die Möglichkeit der Abgabe von Gleichstrom- impulsen aus einer Batterie in einen Stromkreis genannt. Der Dauer der Impulse ordnet man Strich- oder Punktzeichen zu. Ein Funkspruch, aus verschiedenen Punkt-Strich-Kombinationen nach dem Morsealphabet 18 Elektronisches Jahrbuch 1967 273 zusammengesetzt, ist bereits ein Beispiel der Kodierung einer Informa¬ tion zum Übertragen auf elektrische Nachrichtenverbindungen. Beim Fernschreiben wird jeder zu übertragende Buchstabe des Alphabets durch verschiedene Kombinationen gleich langer Strom- und Kein-Strom- Schritte kodiert. Die Informationstheorie erlaubt es, eindeutig zu bestimmen, welcher Kode unter den gegebenen Bedingungen am zweckmäßigsten und ökonomisch¬ sten ist. Eine Einschätzung des jeweiligen Kodes kann nach verschiedenen Aspekten erfolgen, so z.B. vom Standpunkt der schnellsten Übertragung einer Meldung oder aus der Sicht einer hochgradig störgesicherten Über¬ tragung. Gleiehstromsignale können auf Leitungen übertragen werden oder dazu dienen, einen Funksender in Tätigkeit zu setzen. Im zweiten Fall kann man die Stromimpulse mit einer Frequenz, die Pausen mit einer anderen Frequenz modulieren. Am Empfangsort werden beide Frequenzen gleich¬ gerichtet und entsprechend in Strom- und Kein-Strom-Sehritte ver¬ wandelt. Während der Übertragung unterliegen die Impulse natürlichen oder künstlichen Störungen, so daß ihre Form in bestimmtem Maße ver¬ zerrt wird. Die Informationstheorie oder, besser gesagt, einer ihrer Zweige - die Nachrichtentheorie - erlaubt es, die zweckmäßigste Kodierung zu bestimmen, bei der die Nachricht mit minimalen Verzerrungen und den¬ noch nach der schnellsten Methode übertragen wird. Ein Gebiet der Nachrichtentheorie, das man als Übertragungstheorie diskreter Nachrichten bezeichnet, stellt sich die Aufgabe, Sende- und Empfangsmethoden ausfindig zu machen, die die erforderliche Sicherheit der aufgenommenen Nachricht gewährleisten, die Übertragungsgeschwln- digkeit steigern und eine Kostensenkung ermöglichen. Diese Aufgaben können nicht isoliert voneinander gelöst werden. Sie sind als Komplex zu betrachten, da z. B. eine Steigerung der Übertragungsgeschwindigkeit auf Kosten der Übertragungssicherheit geht oder man gezwungen ist, kompliziertere und teurere Geräte für den gleichen Zweck einzusetzen. In amerikanischen KW-Funkfernschreibsystemen wird z.B. vorwiegend ein 7-Schritt-Kode verwendet. Aus der Vielzahl möglicher Kombinationen von Strom- und Kein-Strom-Schritten für die Kodierung von Buchstaben nutzt man nur solche aus, bei denen ein Strom- und Kein-Strom-Schritt- Verhältnis von 4 : 3 oder 3 : 4 vorliegt. Während des Empfangs wird jede Kombination automatisch überprüft. Sobald das vorgegebene Verhältnis gestört ist, liegt eine Verzerrung vor. Auf Anfrage werden die letzten drei Zeichen wiederholt. Hierfür gibt es eine spezielle Einrichtung, die jeweils die letzten drei der gegebenen Zeichen speichert. Für die Übertragung der Wiederholungsbitte ist eine ständige zusätzliche Verbindung zur Sende¬ stelle erforderlich. Bei Betrieb nach dem Duplexsystem läßt sich das leicht realisieren. Auf diese Weise kann man bei einer bedeutenden Kür¬ zung der Nachricht auf den unbedingt notwendigen Umfang bei mittleren 274 Störungen eine gewisse Übermittlungssicherheit erreichen. Durch die nicht ausbleibenden Wiederholungen sinkt allerdings die Übermittlungs¬ geschwindigkeit; bei starken Störungen erweist sich diese Methode als Unzweckmäßig. Ein anderes Beispiel für einen störgesicherten Kode ist der 8-Schritt-Kode, der in den amerikanischen automatisierten Systemen für die Truppen¬ führung verwendet wird. Bei dieser Methode nutzt man lediglich vier Kombinationen von Strom- und Kein-Strom-Schritten aus. Während des Empfangs werden alle Kombinationen geprüft und geringste Abweichun¬ gen sofort als verzerrte Zeichen registriert. Zusätzlich wird die Richtigkeit der übertragenen Nachricht dadurch überwacht, daß am Ende die Kontrollsumme der gesendeten Zeichen erscheint, au6 denen sich die Nachricht zusammensetzt. Stimmt die Kontrollsumme nicht mit der Zahl der aufgenommenen Zeichen überein, so gilt die gesamte Nachricht als falsch, und man fordert eine Wiederholung. Mit Hilfe der Nachrichtentheorie ist es möglich, auch Wege für eine höhere Übertragungssicherheit ohne zusätzliche Rückfrageverbindungen zu finden. Es läßt sich dabei aber nicht vermeiden, daß die entsprechenden Kodes sehr kompliziert werden. Außerdem lassen sich mit der Nachrichtentheorie noch andere Aufgaben lösen. Darunter fallen solche wie die Bestimmung der Durchlaßfähigkeit verschiedener Nachrichtenkanäle unter vorgegebenen Bedingungen. Man ist dadurch in der Lage, die Übertragungsgeschwindigkeit und die Durch¬ laßfähigkeit mit realen Nachrichtenkanälen zu vergleichen und zu bestim¬ men, wie sie ausgenutzt werden. Besondere Bedeutung gewinnt die In¬ formationstheorie bei der Entwicklung von Methoden für das Chiffrieren von Informationen. Diese Frage ist eng mit der Lösung solcher prinzi¬ piellen Fragen wie Kodierung und Dekodierung verbunden. Alle diese Probleme interessierten auch früher schon, als sich die For¬ derungen an Nachrichtensysteme darauf beschränkten, Informationen in Form von telefonischen oder telegrafischen Mitteilungen zu übertragen. Heute aber, wo immer mehr Elektronenrechenmaschinen in die Truppe eingeführt werden, erlangen diese Fragen entscheidende Bedeutung. Und zwar deshalb, weil jedes automatisierte Führungssystem ein Nachrichten¬ system zur Grundlage hat, über das die Informationen zwischen den Elementen des Führungssystems zirkulieren. Alle Informationen gelan¬ gen in Ziffernform in die Elektronenrechenmaschinen, so daß die Richtig¬ keit der übertragenen Ziffern zu einem entscheidenden Faktor wird. Erstrangige Bedeutung kommt deshalb auch den Methoden der Nach¬ richtentheorie zu, mit denen es möglich ist, Nachrichtensysteme zu be¬ rechnen, die die erforderliche Übertragungssicherheit unter bestimmten Bedingungen garantieren. Die Informationstheorie ist also ein wichtiges Element bei der Entwicklung und dem Aufbau automatisierter Systeme für die Truppenführung. 18 * 275 Aus den bisherigen Darlegungen gellt klar hervor, daß eine der wichtigsten Aufgaben der Informationstheorie darin besteht, ökonomische und ra¬ tionelle Verfahren für die Kodierung von Informationen zu finden. Auf den Nachrichtenkanälen wird eine Information mehrfach umgewandelt. Solche Umwandlungen sind bei der Kodierung, bei der Eingabe in Elek¬ tronenrechenmaschinen und in Anzeigegeräte, bei der Ausgabe aus Elek¬ tronenrechenmaschinen und bei anderen Gelegenheiten unumgänglich. Unter Kodieren versteht man die Umwandlung einer Information aus einem Zeichensystem in ein anderes unter Beibehaltung ihres Umfangs und Inhalts. Die ökonomische und rationelle Kodierung gestattet es, Informationen mit einer minimalen Anzahl von Symbolen zu übertragen, wobei die Nachrichtenkanäle nur gering belastet werden, das Über¬ tragungstempo gesteigert und der Aufwand an Speichergeräten klein¬ gehalten werden kann. Gleichzeitig erhöht eine ökonomische und rationelle Kodierung die Stör¬ sicherheit während der Übertragung, was für die Truppenführung äußerst wichtig ist. Die Informationstheorie entwickelt Kodierungsmethoden, bei denen automatisch Fehler in der übertragenen Nachricht bestimmt werden. Das Wesen dieser Methode besteht darin, daß jedem zu über¬ tragenden Zeichen (Buchstabe, Ziffer) ein besonderes Kennzeichen zugeordnet ist. Bei der Dechiffrierung der Kennzeichen zeigt sieh, ob das Primärzeichen richtig oder fehlerhaft übertragen wurde. Einige Kodie¬ rungsmethoden sind bereits so weit entwickelt, daß man ohne Zutun des Menschen Fehler während der Übertragung nicht nur feststellen, sondern auch korrigieren kann. . Ein besonderes Gebiet, das sich im Zusammenhang mit der Ausnutzung von Methoden der Informationstheorie herausgebildet hat, befaßt sich damit, den Empfang von Signalen sicherzustellen, die innerhalb des Rauschpegels liegen. Diese Aufgabe ergab sich zunächst im Bereich der Funkmeßtechnik, weil ein geortetes Ziel nur einen ganz geringen Teil der ausgestrahlten Energie reflektiert. Diese geringe Energie muß sicher auf¬ genommen und verarbeitet werden. Die funktechnische Ortung des Mondes, des Mars, der Venus und anderer weit entfernter Himmelskörper war nur möglich, weil mit Hilfe der Informationstheorie Methoden ent¬ wickelt wurden, die den Empfang und den Nachweis von Signalen im Rauschspektrum gestatten. Verbindungen mit kosmischen Objekten, z.B. mit Raumschiffen, die in Richtung Mars fliegen, oder die Übertra¬ gung von Fernsehsendungen von Bord der Raumschiffe sowie die Über¬ tragung der Fotografien von der Rückseite des Mondes wären nicht möglich gewesen ohne die Grundlagen der Informationstheorie. Abschließend soll darauf hingewiesen werden, wie man Informationen aufnimmt. Die Dynamik und die Ausmaße moderner Gefechtshandlungen können dazu führen, daß es trotz aller Maßnahmen, die darauf gerichtet sind,- den Informationsfluß in Grenzen zu halten, noch immer übermäßig 276 viel Informationen gibt. Der Kommandeur kann ihren Inhalt in der ihm zur Verfügung stehenden kurzen Zeit für die Entschlußfassung und für die Truppenführung nicht vollständig aus-werten. Auch in dieser Frage kann die Informationstheorie in zwei Richtungen helfen: — bei der Bestimmung der ausreichenden Zahl von Informationen und ihrer anschaulichen Darstellung auf verschiedenen Geräten (Bild¬ schirmen, Planchettes usw.); — bei der Berechnung der Anzahl, des Maßstabs und der Anordnung der Geräte für die anschauliche Darstellung der Lage. Außer den obengenannten militärischen Aufgaben gibt es noch eine Reihe anderer Fragen, wie die Berechnung von Leitungen und Nachrich- tensystemen, die mit Hilfe der Informationstheorie gelöst werden. Die Informationstheorie wird umfassend in der Bionik, in der Psychologie und auf anderen Gebieten der Wissenschaft und Technik ausgenutzt. Die Entwicklung der Militärkybernetik und ihr stetiges Vordringen bei den bewaffneten Kräften stellt erhöhte Anforderungen an das technische Wissen aller Offiziere. Das Vertrautmachen mit der Informationstheorie und das anschließende Studium dieser Disziplin haben unter den gegen¬ wärtigen Bedingungen die gleiche Bedeutung wie beim Aufkommen der Wahrscheinlichkeitstheorie deren Studium durch die Artillerie¬ offiziere. Der in der Informationstheorie vorkommende mathematische Aufwand entspricht dem Lehrprogramm der erweiterten polytechnischen Oberschule, so daß es keine besonderen Schwierigkeiten bereiten dürfte, sich die Methoden und Verfahren der Informationstheorie anzueignen. 277 Korvettenkapitän ( N) Werner Krüger Technische Mittel der U-Boot-Ortumj Ortungsmittel: Hydroakustische Geräte (aktive) Von wo aus eingesetzt? Prinzipielle Wirkungsweise und Aufbau der Geräte Reichweite und gemessene Werte (Peilung; Entfernung) Welche Schutzmaßnahmen sind möglich? Hauptsächlich von Überwasser¬ schiffen und U-Booten Ultraschall wellen breiten sich mit relativ hoher Ge¬ schwindigkeit im Wasser aus. Sie werden in kurzen Impulsen v. einem magnetostriktiven 1 Schwinger ausge¬ strahlt. In den Pau¬ sen zwischen den Impulsen nimmt der Schwinger die von einem Objekt (Ziel) reflektierten Impulse auf. Nach¬ dem sie in der hy- : droakustischen Station verstärkt wurden, dienen sie entweder einer akustischen oder einer optischen Anzeige. An einem speziellen Anzeige¬ gerät können die notwendigenWerte für die Bekämp¬ fung des U-Bootes abgelesen werden. Die Reichweite dieser Geräte liegt etwa bei 2 sm. Man mißt die Entfer¬ nung zum Ziel und kann relativ genau auch die Peilung bestimmen. Während des zwei¬ ten Weltkrieges wurden verschie¬ dentlich Versuche unternommen, um durch spezielle Schutzschichten die U-Boote der Beobachtung durch diese Geräte zu ent¬ ziehen. In den meisten Fäl¬ len erwiesen sieh diese Maßnahmen als nicht wirkungs¬ voll genug. Kurze Einschätzung der Wirksamkeit der Ortungsgeräte Aktive hydroakustische Geräte haben von allen folgenden Geräten die größte Perspektive. An ihier Vervollkommnung wird in vielen Ländern gearbeitet. 278 Ortungsmittcl: Hydroakustiselie Geräte (passive) Von wo aus eingesetzt? Prinzipielle Wirkungsweise und Aufbau der Geräte Reichweite und gemessene Werte (Peilung; Entfernung) Welche S chutzmaßnahmen sind möglich? An Land (sta¬ tionär), an Bord von U-Booten und Überwasser- scihffen (siehe Bild 1) Diese Geräte wei¬ sen die von U- Booten und Über¬ wasserschiffen er¬ zeugten Geräusche nach und ermög¬ lichen eine be¬ stimmte Klassifi¬ kation der Ziele. Wesentliches Bau¬ element ist das ! Hydrofon (mit einem Mikrofon vergleichbar). Die aufgefangenen Ge¬ räusche werden verstärkt und von speziell ausgebil¬ detem Personal | klassifiziert. Die Reichweite der Geräte beträgt, abhängig von den Ausbreitung sbe- dingungen der Schallwellen, etwa 20 sm. Man kann die Zielrich¬ tung relativ genau bestimmen. Für die Entfernungs¬ messung sind min¬ destens zwei Ge¬ räte erforderlich. Der Geräuschpegel eines U-Bootes oder Überwasserschiffes muß auf ein Mini¬ mum gesenkt wer¬ den. Kurze Einschätzung der Wirksamkeit der Ortungsgeräte Neben den aktiven Geräten gehören sie zu den wichtigsten Mitteln für die Be¬ obachtung des Wassermediums. Bild 1 Bild 2 Hydrophone 279 Ortungsmittel: Funkmeßgeräte Von wo aus eingesetzt? Prinzipielle Wirkungsweise und Aufbau der Geräte Reichweite und gemessene Werte (Peilung; Entfernung) Welche Schutzmaßnahmen sind möglich? Hauptsächlich von speziellen Flugzeugen und von Überwasser¬ schiffen (siehe Bild 2) Elektromagneti¬ sche Wellen wer¬ den in kurzen Im¬ pulsen von der An¬ tenne in den Beob¬ achtungsbereich abgestrahlt. In den Pausen zwischen den Impulsen nimmt der Emp¬ fänger die reflek¬ tierten Impulse auf und verarbei¬ tet sie. Die Ziel¬ anzeige erfolgt hauptsächlich op¬ tisch. U-Boote — aufgetaucht bis 50 sm — in Tauchfahrt mit Schnorchel bis 10 sm — mit ausgefah¬ renem Sehrohr 1 bis 2 sm Funkmeßgeräte zeigen die Peilung zum Ziel an und messen die Ent¬ fernung. Kurz nach dem Ein¬ satz von Funkme߬ geräten gegen U-Boote wurden Funkmeßaufklä¬ rungsempfänger entwickelt. Sie zei¬ gen ortende Funk¬ meßgeräte an und bieten die Möglich¬ keit, rechtzeitig wegzutauchen. Kurze Einschätzung der Wirksamkeit der Ortungsgeräte Elektromagnetische Wellen des Funk- und Funkmeßbereichs dringen nur unbedeutend in das Wassermedium ein. U-Boote sind deshalb nur in Überwasserlage oder bei ausgefahrenen Geräten über die Wasseroberfläche zu orten. Moderne U-Jagdflugzeuge sind mit speziellen Funkmeßgeräten ausgerüstet. Sie orten nicht mehr ausschließlich voraus in einem bestimm¬ ten Sektor. Das F unkmeßgerät strahlt Energie parallel zum Flugzeugkurs aus. Auf diese Weise wird das U-Boot in einer Entfernung vom U-Jagdflugzeug geortet, in der es nicht mehr wegtauchen kann. Die Beobachtungssektoren beiderseits des Kurses sind 3 bis 6 sin breit. Gewöhnliche Funkmeßanlagen erweisen sich häufig bei der Ortung von U-Booten mit aus¬ gefahrenen Geräten als unwirksam. Ursache dafür ist der relativ große Störpegel der Wasser¬ oberfläche. Neben aktiven Methoden der Funkmeßortung gewinnt die passive Ortung immer mehr an Bedeutung. Nach ausländischen Angaben sollen U-Boote im ge¬ tauchten Zustand an Hand der veränderten Wasserschichten geortet werden können. Dazu setzt man Funkme߬ geräte ein, die im Frequenz¬ bereich von 36 bis 46 GHz ar¬ beiten. 280 Ortungsmittel: Magnetometrische Mittel Prinzipielle Von wo aus Wirkungsweise eingesetzt? und Aufbau der Geräte Reichweite und gemessene Werte (Peilung; Entfernung) Welche S chutz maßnahmen sind möglich? Hauptsächlich von Hubschrau¬ bern und speziel¬ len U-Jagdflug- zeugen Magnetometer ha¬ ben eine Reich¬ weite gegen U- Boote (abhängig von der Wasser¬ verdrängung des Bootes und seiner Entmagnetisie¬ rung) von 100 bis 300 m. Die Geräte zeigen nur die Richtung (Peilung) zum Ziel an. Die einzelnen Ge¬ räte sind unter¬ schiedlich aufge¬ baut. Am häufig¬ sten bestehen sie aus einem emp¬ findlichen Element (speziell legierter Stab) mit einer ho¬ hen magnetischen Permeabilität. Der Stab erreicht bei einer Steigerung der magnetischen Feldstärke schnell seinen Sättigungs¬ punkt. Auf dem ' Stab (meistens sind es zwei) sind Spu¬ len aufgetragen. Neben einer Erreger¬ spule, die mit Wechselstrom bestimmter Frequenz gespeist wird, sind zwei bifi- lar gewickelte Kompensationsspulen vorhanden, die dasErdmagnetfeld kom¬ pensieren. Unter normalen Verhältnis¬ sen ist die Ausgangsspannung an einer dritten Spule, der sogenannten Me߬ spule, gleich Null. Eine Stabilisierungs¬ einrichtung hält das Gerät ständig in R ichtung des Erdmagnetfelds. Sobald ein großer ferromagnetischer Körper in die Nähe des Magnetometers gelangt, entsteht an der Meßspule eine EMK. Sie wird verstärkt, gleichgerichtet und von einem Schreibgerät registriert. Im U-Boot-Bau werden immer häu¬ figer Aluminium- und Titanlegierun¬ gen sowie Plaste verwendet. Eine gute Entmagneti¬ sierung der U-Boote schützt sie weit¬ gehend vor diesen Geräten. Anders sind Magnefcometer aufgebaut, die nach dem Prinzip der freien Kern¬ präzession arbeiten. Diese Geräte sind nicht so empfindlich wie die zuerst ge¬ nannten. Kurze Einschätzung der Wirksamkeit der Ortungsgeräte Die Geräte sind auf Grund ihrer geringen Reichweite für das Ausmachen von U-Booten wenig geeignet. Für die Präzisierung des genauen Standorts eines bereits georteten U-Bootes eignen sie sich gut. 281 Ortungsmittel: Inlrarotgeräte Von wo aus eingesetzt? Prinzipielle Wirkungsweise und Aufbau der Geräte Reichweite und gemessene Werte (Peilung; Entfernung) Welche Schutzmaßnahmen sind möglich? Hauptsächlich von Hubschrau¬ bern und speziel-, len U-Jagdflug- 7,eugen. In neuerem Veröffentlichungen ausländischer Zeitschriften wird der Gedanke ge¬ äußert, diese Ge¬ räte auch in Raumflugkörpern und kosmischen Orbitalstationen einzubauen. Wärmepeiigeräte messen den Tem¬ peraturunterschied verschiedener Kör¬ per und Medien. Sie weisen dabei Unterschiede noch von etwa 0,005 °C nach. Diese Emp¬ findlichkeit derGe- räte reicht aus, um dieAbgasfackel bei U-Booten, die mit ausgefahrenem Schnorchel laufen, anzupeilen. Angleichung der Temperatur aller ausgefahrenen (über die Wasser- 1 Oberfläche) Geräte an das umgebende Wassermedium Kurze Einschätzung der Wirksamkeit der Ortungsgeräte Bemerkungen Die Wirksamkeit der Geräte wird besonders durch den Zustand der Atmosphäre beein¬ flußt. Wärmepeiigeräte sollen auch gegen getauchte U-Boote ein¬ gesetzt werden können. Die Empfindlichkeit soll aus¬ reichen, um den Temperatur¬ unterschied zwischen demKicl- wasserstreifen und dem übri¬ gen Wasser nachzuweisen. 282 Ortung smittel: Gasanalysatoren Von wo aus eingesetzt? Prinzipielle 1 Wirkungsweise und Aufbau der Geräte Reichweite und gemessene . Werte (Peilung; Entfernung) ; Welche Schutzmaßnahmen sind möglich? Hauptsächlich von Hubschrau¬ bern und speziel¬ len U-Jagd- flugzeugen Mit dem Gasana¬ lysator werden in wenig bewegten Luftschichten Luffcproben ent¬ nommen. Sowie in den Luftproben Abgase von Die¬ selmotoren nach¬ gewiesen werden, zeigt das Gerät es an. Der genaue Stand- 1 ort eines nach die- ; ser Methode ge¬ orteten U-Bootes muß mit anderen Ortungsmitteln präzisiert werden. Kurze Einschätzung der Wirksamkeit der Ortungsgeräte Die Wirksamkeit dieser Geräte ist von verschiedenen Faktoren abhängig (Inten¬ sität der Abgase, Flughöhe des Flugzeugs, Windgeschwindigkeit). 283 Ortungsmittel: Fernsehgeräte und optische Mittel Von wo aUs eingesetzt? Prinzipielle Wirkungsweise und Aufbau der Geräte Reichweite und gemessene Werte (Peilung; Entfernung) Welche Schutzmaßnahmen sind möglich? Hauptsächlich von speziellen U-Jagdflug¬ zeugen Fernsehgeräte können den Wir¬ kungsgrad der vi¬ suellen Beobach¬ tung von U-Boo¬ ten in Überwasser¬ lage erhöhen. Alle angeführten Geräte haben' ge¬ ringe Reichweite. Moderne U-Jagdflugzeuge sind außer mit Funkmeßgeräten auch mit licht¬ starken Scheinwerfern ausgestattet. Häufig werden beide Geräte gekoppelt eingesetzt. Der gekoppelte Einsatz der Geräte wirkt sich aber sehr nachteilig für die Flugzeuge aus. Aus diesem Grund geht man zu Fernsehanlagen über, die auch bei geringer Helligkeit noch zuverlässig arbeiten. Die Fernseh¬ anlage ist dabei mit einem empfindli¬ chen Tnfrarotelement und einer auto¬ matischen Zielbegleiteinrichtung ge¬ koppelt. Das Unterwasserfernsehen dient der Sicherung von Marinebasen und schma¬ len Einfahrten. Besondere Bedeutung kommt dabei dem Ultraschallfernsehen zu. Das zu beobachtende Objekt wird mit Ultraschall angestrahlt. Die re¬ flektierten Schwingungen werden von einer akustischen Linse aufgenommen und an eine Fernsehkamera gegeben, die an Stelle einer Fotokatode eine schallempfindliche Oberfläche hat. Es entstehen auf dieser Oberfläche elek¬ trische Ladungen, die dann weiter ver¬ arbeitet werden können. Kurze Einschätzung der Wirksamkeit der Ortungsgeräte Kombinationen von Funkmeßgeräten mit lichtstarken Scheinwerfern sind un¬ zweckmäßig. Der Scheinwerfer erfordert eine sehr starke Stromquelle. Außerdem ist das Flugzeug leicht zu orten. Das Unterwasserfernsehen kann nur für Detailaufgaben eingesetzt werden. Das Ultraschallfernsehen kann wegen der starken Dämpfung der Ultraschall¬ wellen im Wasser nur für geringe Reichweiten verwendet werden, so daß es wie das Unterwasserfernsehen lediglich für Detailaufgaben in Frage kommt. 284 Ortungsmittei: Radiometer Von wo aus ^ eingesetzt? Prinzipielle Wirkungsweise und Aufbau der Geräte Reichweite und gemessene Werte (Peilung; Entfernung) Welche Schutzmaßnahmen sind möglich? Hauptsächlich von speziellen Flugzeugen und von Hub¬ schraubern Nach ausländi¬ schen Angaben sind Atom-U- Boote radioaktive Strahlungsquellen. 1 Das Radiations- feld wird vom Wasser sehr stark absorbiert, so daß man äußerst emp¬ findliche Geräte braucht, um die Strahlung nachzu- weisen. Die Or- tungsmittel ent¬ halten Korrela- t ionsradiometer. Als erste Stufe arbeitet ein rauscharmer Quanten¬ verstärker. Die Strahlungs¬ quelle kann ange¬ peilt werden. 285 Wie werden Interkontinentalraketen Dipl.-Phys. Hans-Joachim Fischer flinkmeßteehnisch erfaßt Es ist bekannt, daß die üblichen Radargeräte zur Nahbereichsüber¬ wachung sowie auch für größere Räume mit Reichweiten von 50 bis etwa 300 km arbeiten. Die Parameter, die die Entfernung, innerhalb derer ein Ziel noch einwandfrei ausgemacht werden kann, charakterisieren, sind folgende: Die iSendeleistung des Impulssenders, der die hochfrequenten Impulse erzeugt, die von einer Richtantenne in einer gegebenen Raumriehtung ausgesandt und von dem im Strahlungsbereich befindlichen Objekt — in unserem Falle also von einem Flugzeug — reflektiert werden. Die schwa¬ chen reflektierten Impulse gelangen zu einem hochempfindlichen Empfän¬ ger, der auf die Sendeimpulse abgestimmt ist, sie werden millionenfach verstärkt und gelangen schließlich an ein Sichtgerät oder an ein Auswerte¬ gerät, mit dem durch einen Entscheidungsprozeß festgestellt wird, ob sich ein Objekt in der Strahlungskeule befunden hat oder nicht. Damit haben wir gleich den zweiten Parameter, der auf die Reichweite des Gerätes eingeht, die Empjängerempfindlichkeit. In die Sendeleistung geht noch die Antennenbündelung ein, die eine effek¬ tive Erhöhung der Sendeleistung bewirkt. Die Empfänger lassen sich heute recht empfindlich aufbauen, und zwar mit Hilfe moderner hoch¬ frequenztechnischer Verstärker, wie es Wanderfeld-Röhren, Tunnel¬ dioden, Maser oder parametrische Verstärker sind. Weiterhin geht auf die Reichweite in zweiter Linie die Impulssendefrequenz ein. Als weitere Kenngröße spielen die atmosphärischen Bedingungen eine Rolle. Diese atmosphärischen Bedingungen werden um so einflußreicher, je kürzer die Wellenlänge des Radargerätes ist. Man kann also hieraus (wenn man zunächst im Rahmen des hoohfrequenztechnischen Horizontes bleibt) ableiten, daß es sich auf die Reichweite um so günstiger auswirkt, je höher die Impulssendeleistung ist und je größer die Empfängerempfind¬ lichkeit. Die Sendeleistung läßt sich im Zentimeterwellenbereich zur Zeit auf meh¬ rere zehn Megawatt steigern; die Empfängerempfindlichkeit unter Ver¬ wendung moderner parametrischer Verstärker oder Tunneldioden bzw. 286 Wanderfeld-Röhren-Vorverstärker liegt in der Größenordnung von IO -15 bis 1CT 17 W. Für den Einsatz muß man zwei Fälle unterscheiden: den Fall der Strah¬ lung tangential zur Erdoberfläche und den Freiraumfall, bei dem also die Radarkeule zum Himmel gerichtet ist. Im ersten Falle wird sich die Reich¬ weite, von Sendeleistung und Empfängerempfindlichkeit definiert, auf etwa 300 bis 500 km beschränken müssen, im zweiten Falle lassen sich auch gegen kleinere Raketennasenköpfe o. ä. Reichweiten bis 1000 km erreichen. Das stellt die Grenze des zur Zeit Möglichen dar. Diese Grenze gilt selbst¬ verständlich für Sendefrequenzen im Dezimeter- und Zentimeterwellen¬ bereich. Wellenlängenverteilung von Radargeräten Band K-Band X = 1,25 cm ! X-Band 1 X = 3,2 cm j C-Band X = 5 cm S-Band X — 10 cm Prozentzahl der Geräte i 4% 50% i% 23% Band ! L-Band X = 23 cm X — 30 cm X = 50 cm X *5 50 cm Prozentzahl der Geräte 7% 3% 3% 9% Nun gibt es natürlich auch Radargeräte, die mit längeren Wellen arbeiten, und es wurden in den letzten Jahren wissenschaftliche Versuche bekannt, Ausbreitnngsbedingungen über sehr große Gebiete mit Hilfe der Rück¬ streu- oder Backscatter-Echos zu messen. Derartige, im übertragenen Sinne als Radargeräte aufzufassende, wissenschaftliche Meßgeräte senden Wellen auch in Impulsform im Frequenzbereich von 30 bis etwa 70 MHz aus; die Antennen haben logischerweise größere Abmessungen bzw., um zu noch manövrierbaren Antennen zu kommen, eine geringere Bündelung, so daß die Meßgenauigkeit geringer ist als bei Radargeräten im Dezimeterwellenbereich. Hingegen liegen die Reichweiten, die man mit derartigen Backscatter- Anlagen erzielen kann, in der Größenordnung von 3000 bis 5000 km. Es ist interessant festzustellen, daß die beiden großen Rationen, die Welt¬ raumforschung betreiben, die Sowjetunion und die Vereinigten Staaten von Amerika, derartige LW-Radargeräte schon recht früh entwickelt haben. In der Sowjetunion handelt es sich dabei um Geräte, die mit Hilfe des Kabanow-Effektes arbeiten, das Pendant in den USA sind die TP- Radargeräte oder Radargeräte nach dem Projekt von Thaler, daher auch 287 die Abkürzung. Über derartige Geräte wurde in letzter Zeit mehr in der Öffentlichkeit bekannt, und zwar aus folgendem Grund: Die aggressiven Kreise der USA spielen dieses Problem jetzt in den Vordergrund, obwohl der Beginn dieser Entwicklung bereits in den späten vierziger Jahren liegt. Die große Investition der amerikanischen Air Force, das BMEWS- System (Ballistic-missile-early-warning-system), ist heute bereits ver¬ altet, die Geräte stammen zum Teil noch aus der Zeit des zweiten Welt¬ krieges, und der operativ-taktische Nutzen dieser Bieseninvestitionen ist also recht gering. Nun muß man den Steuerzahlern begründen, warum neue Ausgaben für Verteidigungszwecke notwendig sind, folglich wurde also jetzt erst berichtet, daß die USA neben diesen konventionellen Radar¬ geräten bereits seit zwanzig Jahren Überhorizontradargeräte entwickelt hätten, daß jetzt also Geräte in Einsatz wären, die eine Reihe von Vor¬ teilen gegenüber dem BMEWS-System aufwiesen. Der amerikanische Verteidigungsminister McNamara hat in einer Presse¬ konferenz Einzelheiten, sozusagen gewisse technische Details, bekannt¬ gegeben, darunter auch, daß sich die Firma Raytheon seit zwanzig Jahren mit Ionosphärenradargeräten, d.h. mit für militärische Zwecke modi¬ fizierten Backscatter-Anlagen, beschäftigt und daß diese Firma nur aus Gründen der militärischen Geheimhaltung ihre Entwicklungen bisher nicht habe veröffentlichen können. Die Firma hat in letzter Zeit Angaben über ein ähnliches System, genannt COZI (Communication-zone-indicator), veröffentlicht, es ist ein Ionosphä¬ rensendersystem mit schräger Einfallrichtung zum Studium der Aus¬ breitungscharakteristik in der Ionosphäre von einem bestimmten Ort aus. Derartige Geräte spiolen in der Funkvorhersage eine Rolle. Die meisten Ionosphärenstationen arbeiten mit Senkrechtstrahlung, messen die Schichthöhe am Ort und können daraus Daten ermitteln, die für die Vorhersage von KW-Verbindungen notwendig sind. Das System COZI sendet einen ziemlich kurzen Impuls aus, der von der Ionosphäre reflektiert wird und an einem entfernten Punkt zur Erde zurückkommt. Der Back¬ scatter, d.h. die Rückstrahlung von der Erdoberfläche, die schlechte Reflexionseigenschaften aufweist, bewirkt, daß ein Teil der Energie vom Ort der Reflexion wieder zurück über die Ionosphäre zum Ort des Senders kommt. Ist die Höhe der Ionosphäre bekannt und wird eine genaue Zeit¬ basis am Empfänger verwendet, dann kann das Backscatter-Rückstrahl¬ echo in seiner Laufzeit zu der Entfernung entlang der Erdoberfläche korreliert werden. Um z.B. Raketen zu orten, könnte das System COZI die Backscatter oder andere elektromagnetische Störungen von den ionisierten Auspuffstrah¬ len der Raketen messen. Die Backscatter-Echos sind sehr stark gedämpft und außerdem durch Rauschstörungen maskiert, so daß man moderne Signalbehandlungs¬ techniken einsetzen muß, um noch ein nennenswertes Echo zu erhalten. 288 Derartige Verfahren sind von den Venus-Radarortungen der SU oder auch von ähnlichen amerikanischen Experimenten bereits einige Zeit bekannt. Die eine Art, dies zu tun, ist die Korrelation. Korrelation be¬ deutet zeitliche Zuordnung über mehrere Signalperioden, wobei man die Tatsache ausnutzt, daß das Rauschen auch über längere Zeiträume keine Kohärenz-, d.h. Zusammenhängeeigenschaften aufweist, hingegen das Signal immer zur zeitlich gleichen Lage wiederkehrt. Integriert man also jetzt über mehrere Perioden hinweg die Signale, dann kann man eine Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses erreichen. In diesem Falle speichert man z. B. den Sendeimpuls und die Empfangssignale in einem Speicher. Zusätzliche Signale, bewirkt durch die Beeinflussung des Back¬ scatters infolge Raketenstart (Gasstrahl), werden ebenfalls gespeichert und mit den Rückstrahlechos verglichen: Auf diese Weise kann die Ra¬ kete geortet werden. Die Firma Raytheon'ist nicht die einzige, die im Aufträge der amerikani¬ schen Air Force auf dem Gebiet des Überhorizontradars gearbeitet hat. Das Naval Research Laboratory (Marine-Forschungslabor), das bereits vor dem zweiten Weltkrieg Radargeräte herausbrachte, hat eine eigene Technik entwickelt, MADRE genannt (Magnetic drum receiving equip- ment — Empfangsgerät mit Magnettrommelspeicher). Dieses Verfahren, ebenfalls ein Korrelationsverfahren, benutzt Kurzwellen an der oberen Grenze des Hochfrequenzbandes, die von der Ionosphäre zum Ziel ge¬ spiegelt werden und zurück zum Empfänger kommen, um Flugzeuge und Raketen nachzuweisen. Speicherung und Auswertung erfolgen ähnlich, wie es bei der digitalen Rechenmaschinentechnik üblich ist, mit Magnet¬ speichern sowie den dazugehörigen Zugriffs- und Ausgabeschaltungen. Sowohl das von Thdler entwickelte als auch das auf dem Kabanow- Effekt beruhende Verfahren gehen davon aus, daß die elektromagneti¬ schen Wellen einem Weg folgen, der sich aus einer dreieckigen Mehrfach¬ reflexion entlang der Erdoberfläche und der Ionosphäre ergibt. Ein elektromagnetischer HF-Impuls wird also ausgesandt und pendelt zwischen Erde und Ionosphäre sehr oft hin und her. Während er hin- oder zurückgeworfen wird, kann er auf dieser zickzackförmigen Spur durch einen Raketenstart oder durch eine Kernexplosion ionisierte Gase nach- weisen. Dieses System hat eine Erprobung überstanden, bei der es erfolgreich Ziele in einer Entfernung von 4000 Meilen nachweisen konnte. Das wären also nahezu 8000 km. Später konnten auch noch Ziele bis zu 5000 Meilen Reichweite aufgezeichnet und ausgewertet werden. Die Genauigkeit eines derartigen KW-Radarverfahrens ist, verglichen mit dem, was wir aus der Zentimeterwellen-Radartechnik kennen, relativ grob. Die Ge¬ biete, von denen die Echos auftreten, können mit einer Winkelme߬ genauigkeit von einigen Grad im Azimut gemessen werden, die Entfer¬ nungsmeßgenauigkeit ist auch nicht allzu hoch, da sich die Ionosphäre 19 Elektronisches Jahrbuch 1967 289 eher wie eine Schicht kochenden Wassers „benimmt“ als ein perfekter Spiegel. Die zweite Unsicherheit liegt natürlich in der Reflexion von der Erdober¬ fläche, die zu Fehlern führen kann. Für den Frühnachweis von Raketen reichen jedoch diese Genauigkeiten im allgemeinen aus. Es werden jetzt lediglich Wege gesucht, die Sicherheit der Aussage zu gewährleisten, ob sich im Reflexionsweg ein künstliches, von Menschen geschaffenes Ziel befindet oder ob es sich um natürliche Ziele handelt. Diese Verfahren werden, wie bereits gesagt, von den beiden Weltraum¬ fahrt betreibenden Nationen weiterentwickelt, und die in letzter Zeit fieberhaft erfolgten Veröffentlichungen der Amerikaner zeigen, daß man dort etwas zurück ist bzw. verschiedene in der Vergangenheit begangene Fehler in der Konzeption gegenüber der Öffentlichkeit begründen muß. Aus der Sowjetunion hört man auc Gründen der Geheimhaltung wenig; etwa w 7 enn auf offiziellen Tagungen gesagt wird, daß es für einen Angreifer keinen Sinn habe, Raketen gegen die Sowjetunion zu richten, da sehr zeitig ein Gegenschlag erfolgen würde, und weiterhin erfährt man aus einer Pressenotiz, daß der junge Physiker Kabanow mit dem Leninpreis ausgezeichnet worden ist. Diese Tatsachen reichen an sich zur Charakterisierung des Sachverhalts aus, und man kann zusammenfassend sagen, daß die Technik der Über- horizont-Radargeräte zur Zeit in einer stürmischen Entwicklung be¬ griffen ist, daß sich diese Entwicklung allerdings nicht vor den Augen der Öffentlichkeit abspielt und daß sowohl für diese spezielle Wissenschaft als auch für die weitere friedliche Erforschung des Kosmos von dieser Technik noch viel zu erwarten ist. 290 Funktechnische Nomogramme Tabellenanhang Antennen für 2 m Antennen für 70 cm Werte für Leiterplatten Begriffe aus der Schwingquarztechnik Kennzeichnende Eigenschaften der Dielektrika Tabelle der Trimmerwerte Nomogramm 1 Feldstärke eines UKW-Senders Dieses Nomogramm dient zur Ermittlung der Feldstärke an einem Ort im Abstand D von einem UKW-Sender bei Freiraum-Ausbreitung ohne Berücksichtigung der Einflüsse der Atmosphäre und des Erdbodens. Die berechnete Feldstärke liegt immer über den in der Praxis möglichen Werten. Diese Formel darf nicht bei großen Entfernungen angewendet werden. ' Beispiel für die Anwendung: Es soll die Feldstärke in einer Entfernung von D = 20 km vom Sender bestimmt werden, wenn die Sendeantenne einen Gewinn G = 50 und der Sender eine Ausgangsleistung P = 1 kW ha¬ ben. Man geht von Skala für G zum entsprechenden Wert auf der Skala D und bekommt einen Punkt auf der Hilfsachse. Diesen verbindet man mit dem gegebenen Wert auf der Skala P, und durch Verlängerung dieser Geraden auf dio Achse E 0 ergibt sich die Feldstärke zu 60 mV/m. Nomogramm 2 Berechnung des Parallelschwingkreises Dieses Nomogramm gestattet die Bestimmung aller interessierenden Kenngrößen von Parallelschwingkreisen, so die Induktivität L, die Kapazität C, den Parallelresonanzwiderstand R, die Güte Q und den Wellenwiderstand q. Außerdem erlaubt das Nomogramm die Bestimmung der Kreisdämpfung <5 und die Bestimmung des Serienwiderstandes r. Legt man eine Gerade durch die zwei gegebenen Punkte auf den Skalen L und C im rechten Teil des Nomogramms, dann kann man an den Skalen f 0 (Ao) und q die Resonanzfrequenz (Resonanzwellenlänge) des Kreises und seinen W'ellenwiderstand ablesen. Der rechte Teil des Nomogramms gestattet bei gegebenen Werten von q und des Parallelresonanzwider¬ stands R die Güte Q (Dämpfung <5) des Kreises und den äquivalenten Serienresonanzwiderstand r abzulesen. Die Ermittlung kann auch in umgekehrter Reihenfolge durchgeführt werden. 19 * 291 Nomogramm 2 Beispiel: Gegeben: L = 150 mH, C = 200 pF, R = 35 kfi. Ergebnis: f„ = 920 kHz, = 325 m, o = 865 Q, Q = 40, <5 = 0,025, r = 22 ß. 293 SVomogramm 3 Temperaturkompensation von Schwingkreisen Bei freqnenzstabilen Sendern oder Empfängern ist es meist erforderlich, die Schwingkreise durch spezielle Hilfskondensatoren gegenüber Tem¬ peraturschwankungen zu kompensieren. Derartige Kondensatoren müssen ihre Kapazität im umgekehrten Sinne ändern, wenn sich z. B. durch Er¬ wärmung die Induktivität der Spule ändert. Es werden Kondensatoren mit negativem Temperaturkoeffizienten (TKC) eingebaut, die den positiven Temperaturkoeffizienten der Spule (TKL) kompensieren oder wenigstens den Gesamttemperaturkoeffizienten des Schwingkreises nennenswert verkleinern. Wenn a v der TKC des Kondensators C 1 ist, der parallel zum Konden¬ sator C2 geschaltet wird und einen TKC = a 2 hat, so ergibt sich der resultierende TKC der gesamten Schwingkreiskapazität zu a c . Die Be¬ stimmung erfolgt in der Art, daß der TKC in seinem Betrag dem TKL möglichst nahe kommt, jedoch umgekehrte Vorzeichen aufweist. Auf der Skala 1 des Nomogramms ist die Differenz a c — Foto- Widersfand _L T Kondensator, allgemein J=t T Flektrolyt- kondensator k Dreh¬ kondensator # HF~ Übertrager g 14 Transformator Ferrit¬ antenne 0 npn- Transistor 0 Tunneldiode 0 Fotodiode 0 Zenerdiode I f Gleichrichter 1 - T* Batterie elektrische Verbindung / e r Funktechnik